MXPA01004181A - Un metodo y dispositivo para la busqueda de campo del ancho de banda de adaptacion en la codificacion de se°ales de banda ancha. - Google Patents

Abstract

Un dispositivo y metodo de busqueda de campo mejorado para codificar digitalmente una señal de banda ancha, en particular pero no exclusivamente una señal de voz, con el proposito de transmitir o almacenar y sintetizar esta señal de voz de banda ancha. El nuevo metodo y dispositivo que logran un modelo eficiente de la estructura armonica del espectro de voz usa varias formas de filtros de paso descendente aplicados a un vector de codigos de campo, se selecciona la ganancia mas alta del rendimiento de prediccion y se reenvian los parametros del codigo de cifrado y descifrado en campo asociados.

Description

UN MÉTODO Y DISPOSITIVO PARA LA BÚSQUEDA DE CAMPO DEL ANCHO DE BANDA DE ADAPTACIÓN EN LA CODIFICACIÓN DE SEÑALES DE BANDAANCHA ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Campo de la Invención La presente invención se refiere a una técnica eficiente para codificar digitalmente una señal de banda ancha, en particular pero no exclusivamente una señal de voz, en vista de la transmisión o almacenaje y sintetización de esta señal de voz de banda ancha. Más específicamente, esta invención trata con un dispositivo y método de búsqueda de campo innovador.

Arte Previo La demanda de técnicas de codificación eficiente de audio/voz de banda ancha digital con un buen intercambio de la proporción de bit/calidad subjetiva está incrementándose para numerosas aplicaciones tales como teleconferencia de audio/video, multimedia y aplicaciones inalámbricas tales como internet y aplicaciones de paquetes de redes. Hasta hace poco tiempo, los anchos de banda de teléfono filtrados en el rango de 200-3400 Hz se usaron principalmente en las aplicaciones de codificación de voz. Sin embargo, existe una demanda de incremento para las aplicaciones de voz de banda ancha para incrementar la inteligibilidad y naturalidad de las señales de voz. Un ancho de banda en el rango de 50-7000 Hz se encontró suficiente para enviar una calidad de voz cara a cara. Para las señales de audio, este rango proporciona una calidad de audio aceptable, pero es todavía inferior que la calidad de CD en el rango de 20-20000 Hz.

Un codificador de voz convierte una señal de voz en un flujo de bits digital que se transmite en un canal de comunicación (o se almacena en un medio de almacenaje). La señal de voz se digitaliza (muestrea y cuantifica usualmente con 16 bits por muestra) y el codificador de voz tiene el papel de representar estas muestras digitales con un número menor de bits mientras se mantiene una buena calidad de voz subjetiva. El decodificador de voz o sintetizador opera en el flujo de bits almacenado o transmitido y se convierte de regreso en una señal de sonido.

Una de las mejores técnicas del arte previo capaz de lograr un intercambio del rango de bits/buena calidad es la técnica también llamada Predicción Lineal de Código Excitado (CELP). De conformidad con esta técnica, la señal muestreada se procesa en bloques sucesivos de muestras L usualmente llamadas frames en donde L es algún número predeterminado (correspondiente a 10-30 ms de voz). En CELP, un filtro de predicción lineal (LP) se computa y se transmite en cada frame. El frame de muestra L posteriormente se divide en bloques pequeños llamados subframes de muestras de tamaño N, en donde L=kN y k es el número de subframes en un frame (N usualmente corresponde a 4-10 ms de voz). Una señal de excitación se determina en cada subframe, que usualmente consiste de dos componentes: uno de la excitación pasada (también llamada contribución de campo o el código de cifrado y descifrado adaptable) y la otra forma de un código de cifrado y descifrado innovador (también llamado código de cifrado y descifrado fijo). Esta señal de excitación se transmite y se usa en el decodificador como la entrada del filtro de síntesis LP para obtener la voz sintetizada.

Un código de cifrado y descifrado innovador en el contexto CELP, es un conjunto señalado de secuencias de longitud de muestra N que se referirá como vectores de código dimensional N. Cada secuencia del código de cifrado y descifrado se señala mediante un número entero k oscilando desde 1 a M en donde M representa el tamaño del código de cifrado y descifrado comúnmente expresado como un número de bits b, en donde M = 2b.

Para sintetizar la voz de conformidad con la técnica CELP, cada bloque de muestras N se sintetiza mediante filtrar un vector de código apropiado de un código de cifrado y descifrado a través de los filtros de variación de tiempo presentando las características espectrales de la señal de voz. En el extremo del codificador, la salida de síntesis se computa para todos o un subconjunto de los vectores de código del código de cifrado y descifrado (búsqueda de código de cifrado y descifrado). El vector de códigos retenidos es uno que produce la salida sintética más cercana a la señal de voz original de conformidad con la medida de distorsión perceptiblemente ponderada. Esta ponderación perceptible se realiza usando un supuesto filtro de ponderación perceptible, que usualmente se deriva del filtro de síntesis LP.

El modelo CELP ha sido muy exitoso en la codificación de señales de sonido de banda telefónica y existen varios estándares con base al CELP en un amplio rango de aplicaciones, especialmente en las aplicaciones celulares digitales. En la banda de teléfono, la señal de sonido es una banda limitada a 200-3400 Hz y muestreada en 8000 muestras/seg. En las aplicaciones de audio/voz de banda ancha, la señal de sonido es una banda limitada a 50-7000 Hz y muestreada en 16000 muestras/seg.

Algunas dificultades surgen cuando se aplica el modelo CELP optimizado de banda telefónica a las señales de banda ancha y características adicionales necesarias para agregarse al modelo para obtener señales de banda ancha de alta calidad. Las señales de banda ancha exhiben un rango dinámico mucho más amplio comparado con las señales de banda telefónica, que resulta en problemas de precisión cuando se requiere una implementación de punto fijo del algoritmo (que es esencial en las aplicaciones inalámbricas). Además, el modelo CELP frecuentemente usará la mayoría de sus bits de codificación en la región de baja frecuencia, que usualmente tiene contenidos de mayor energía, resultando en una señal de salida de paso inferior. Para superar este problema, el filtro de ponderación perceptible se ha modificado para adaptarse a las señales de banda ancha y las técnicas de pre-énfasis que aumenta las regiones de alta frecuencia que llegan a ser importantes para reducir el rango dinámico, produciendo una implementación de punto fijo más simple y para asegurar una mejor codificación de los contenidos de frecuencia más alta de la señal. Además, los contenidos de campo en el espectro de los segmentos voceados en las señales de banda ancha no se extienden en la proporción completa del espectro y la cantidad del voceo muestra más variación comparada con las señales de banda corta. Por lo tanto, en el caso de las señales de banda ancha, existen estructuras de búsqueda de campo que no son muy eficientes. Por lo tanto, es importante mejorar el análisis de campo de loop cerrado para ajustar mejor las variaciones del nivel de voceo.

OBJETO DE LA INVENCIÓN Un objeto de la invención es por lo tanto proporcionar un método y dispositivo para codificar eficientemente señales de sonido de banda ancha (7000 Hz) usando técnicas de codificación de tipo CELP, usando el análisis de campo mejorado para obtener una señal de sonido reconstruida de alta calidad.

SUMARIO DE LA INVENCIÓN Más específicamente, de conformidad con la presente invención, se proporciona un método para seleccionar un equipo óptimo de los parámetros del código de cifrado y descifrado en campo asociado con una ruta de señal de al menos dos rutas de señales, que tiene el error más bajo de predicción de campo calculado. El error de predicción de campo se calcula en respuesta a un vector de códigos de campo de un dispositivo de búsqueda del código de cifrado y descifrado en campo. En al menos una de las dos rutas de señales, el error de predicción se filtra antes de suministrar el vector del código de campo para calcular dicho error de predicción de campo de dicha ruta. Finalmente, los errores de predicción de campo calculados en dicho, en al menos dos rutas de señales se comparan, se selecciona la ruta de señal que tiene el error más bajo de predicción y se selecciona el conjunto de los parámetros del código de cifrado y descifrado en campo asociado a la ruta de señal seleccionada.

El dispositivo de análisis de campo de la invención, para la producir un conjunto óptimo de los parámetros del código de cifrado y descifrado en campo, comprende: a) al menos dos rutas de señales asociadas a los conjuntos respectivos de los parámetros del código de cifrado y descifrado en campo, en donde: i) cada ruta de señal comprende un dispositivo calculadora de error de predicción de campo para calcular un error de predicción de campo de un vector de códigos de campo de un dispositivo de búsqueda del código de cifrado y descifrado en campo y ii) al menos una de las dos rutas comprende un filtro para filtrar el vector de códigos de campo antes de suministrar el vector de códigos de campo para el dispositivo calculador del error de predicción de campo de la ruta y b) un selector para comparar los errores de predicción de campo calculados en las rutas de señales para seleccionar la ruta de señal que tiene el más bajo error de predicción de campo calculado y para seleccionar el conjunto de parámetros del código de cifrado y descifrado en campo asociado con la ruta de señal seleccionada.

El nuevo método y dispositivo que lograr la forma eficiente de la estructura harmónica del espectro de voz que usa varias formas de filtros de paso descendente aplicados a la excitación pasada y se selecciona la ganancia más alta del rendimiento de predicción. Cuando se usa la resolución de campo de la submuestra, los filtros de paso descendente pueden incorporarse en los filtros de interpolación usados para obtener la mayor resolución de campo.

En una modalidad preferida de la invención, cada dispositivo de cálculo del error de predicción de campo del dispositivo de análisis de campo descrito anteriormente comprende: a) una unidad de circunvolución para enrollar el vector de código de campo con una señal de respuesta de impulsos del filtro de síntesis ponderada y por lo tanto calcular el vector de código de campo circunvolucionado. b) una calculadora de ganancia para calcular una ganancia en campo en respuesta vector de código de campo circunvolucionado y un vector objetivo de búsqueda en campo; c) un amplificador para multiplicar el vector de código de campo circunvolucionado por la ganancia de campo para de esta manera producir un vector de código de campo circunvolucionado amplificado y d) un circuito combinador para combinar el vector de códigos de campo circunvolucionado amplificado con el vector objetivo de búsqueda de campo para por lo tanto producir el error de predicción en campo.

En otra modalidad preferida de la invención, la calculadora de ganancia en campo comprende un medio para calcular dicha ganancia en campo b usando la relación: b<i) = ? ( yd> ¡i yd) ¡i2 Tn donde j = 0, 1, 2, ..., K, y K corresponde a un número de rutas de señales, y en donde x es dicho vector objetivo de búsqueda en campo e 6^ es dicho vector de códigos de campo circunvolucionado.

La presente invención además se refiere a un codificador, que tiene el dispositivo de análisis de campo descrito anteriormente, para codificar una señal de entrada de banda ancha y comprende: a) una calculadora de filtro de síntesis de predicción lineal responsable de la señal de banda ancha para producir los coeficientes del filtro de la síntesis de predicción lineal; b) un filtro de ponderación perceptible, responsable de la señal de banda ancha y de los coeficientes del filtro de síntesis de predicción lineal para producir una señal perceptiblemente ponderada; c) un generador de respuesta de impulsos responsable de la coeficientes del filtro de síntesis de predicción lineal para producir una señal de respuesta de impulsos del filtro de síntesis ponderada; d) una unidad de búsqueda de campo para producir parámetros del código cifrado y descifrado en campo que comprende: i) un dispositivo de búsqueda del código cifrado y descifrado en campo responsable de la señal perceptiblemente ponderada y los coeficientes del filtro de síntesis de predicción lineal para producir el vector de código de campo y un vector objetivo de búsqueda innovador y ii) el dispositivo de análisis de campo responsable del vector de códigos de campo para seleccionar de estos conjuntos de parámetros del código cifrado y descifrado en campo, el conjunto de los parámetros del código de cifrado y descifrado en campo asociado con la ruta que tiene el más bajo error de predicción en campo calculado; d) un dispositivo de búsqueda de código cifrado y descifrado innovador, responsable de la señal de respuesta de impulsos del filtro de síntesis ponderada y el vector objetivo de búsqueda innovador para producir los parámetros del código cifrado y descifrado innovador y e) un dispositivo de formación de señales para producir una señal de banda ancha codificado que comprende un conjunto de parámetros de código cifrado y descifrado en campo ahocicados con la ruta que tiene el error más bajo de predicción de campo, los parámetros de código cifrado y descifrado innovador y los coeficientes del filtro de síntesis de predicción lineal.

La presente invención además se refiere a un sistema de comunicación celular, una unidad receptora/transmisora móvil celular, un elemento de red celular y un subsistema de comunicación inalámbrica bidireccional que comprende el codificador antes descrito.

Los objetos, ventajas y otras características de la presente invención llegarán a ser aparentes mediante la lectura de la siguiente descripción no restrictiva de las modalidades - . preferidas de la misma, dada mediante por ejemplo solamente con referencia a los dibujos que le acompañan.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS 5 En los dibujos que la acompañan: La Figura 1 es un diagrama de bloque esquemático de una modalidad preferida de un dispositivo de codificación de banda ancha; La Figura 2 es un diagrama de bloque esquemático de una modalidad preferida de un dispositivo de decodificación de banda ancha, en donde: 10 A = Voz de salida B = Decodificador y demultiplicador La Figura 3 es un diagrama de bloque esquemático de una modalidad preferida de un dispositivo de análisis de campo y La Figura 4 es un diagrama de bloque esquemático simplificado de un sistema de 15 comunicación celular en el cual el dispositivo de codificación de banda ancha de la Figura 1 y el dispositivo de decodificación de banda ancha de la Figura 2 pueden usarse, en donde: R = Receptor T = Transmisor 20 SC = Sistema de comunicación celular EB = Estación de base RM = Radioteléfono móvil DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA MODALIDAD PREFERIDA 25 Como es bien conocido por aquellos expertos en la técnica, un sistema de comunicación celular tal como 401 (ver Figura 4) proporciona un servicio de fc telecomunicación en una gran área geográfica mediante dividir aquella gran área geográfica en un C número de células pequeñas. Las células C pequeñas se reparan mediante las estaciones de base celular respectivas 402?, 4022...402c para proporcionar cada célula con señales de radio, audio y canales de datos. 5 Los canales de señales de radio se usan para llamar a los radioteléfonos móviles (unidades receptoras/transnisoras móviles) tales como 403 en los límites del área de cobertura (célula) de la estación de base celular 402 y para emplazar llamadas a otros radioteléfonos 403 ubicadas dentro o fuera de la célula de la estación de base o para otra 10 red tal como la Red de Teléfono de Intercambio Público (PSTN) 404.

Una vez que un radioteléfono 403 ha emplazado o recibido exitosamente una llamada, un canal de datos o audio se establece entre este radioteléfono 403 y la estación de base celular 402 correspondiente a la célula en la cual el radioteléfono 403 está 15 situado y la comunicación entre la estación de base 402 y el radioteléfono 403 se conduce en ese canal de audio y datos. El radioteléfono 403 también puede controlar la recepción o regula la información en el canal de señales mientras la llamada esta en progreso.

Si un radioteléfono 403 deja una célula y entra a otra célula adyacente mientras 20 una llamada esta en progreso, el radioteléfono 403 entrega la llamada a un canal de datos o audio disponible de la nueva estación de base celular 402. Si un radioteléfono 403 deja una célula y entra en otra célula adyacente mientras no hay llamada en proceso, el radioteléfono 403 manda un mensaje de control al canal de señales para transportarlo en la estación base 402 de la célula nueva. De esta manera es posible la comunicación móvil 25 en una amplia área geográfica.

El sistema de comunicación celular 401 además comprende una terminal de control 405 para controlar la comunicación entre las estaciones de base celular 402 y el PSTN 404, por ejemplo durante una comunicación entre un radioteléfono 403 y el PSTN 404 o entre un radioteléfono 403 ubicado en una primera célula y un radioteléfono 403 situado en una segunda célula. Por supuesto, un subsistema de comunicación de radio inalámbrica bidireccional se requiere para establecer un canal de datos o audio entre una estación de base 402 de una célula y un radioteléfono 403 ubicado en esa célula. Como se ilustra en forma muy simplificada en la Figura 4, dicho subsistema de comunicación de radio inalámbrica bidireccional típicamente comprende en el radioteléfono 403: - un transmisor 406 que incluye: - un codificador 407 para codificar la señal de voz y - un circuito de transmisión 408 para transmitir la señal de voz codificada del codificador 407 a través de una antena tal como 409 y - un receptor 410 que incluye: un circuito receptor 411 para recibir una señal de voz codificada transmitida usualmente a través de la misma antena 409 y - un decodificador 412 para decodificar la señal de voz codificada recibida del circuito de recepción 411.

El radioteléfono además comprende otros circuitos de radioteléfono convencional 413 al cual el codificador 407 y el decodificador 412 se conectan y para el procesamiento de señales de los mismos, cuyos circuitos 143 son bien conocidos por aquellos expertos en la técnica y de conformidad no serán descritos en la presente descripción.

También, tal subsistema de comunicación de radio inalámbrico bidireccional típicamente comprende en la estación base 402: - un transmisor 414 que incluye: un codificador 415 para codificar la señal de voz y - un circuito de transmisión 416 para transmitir la señal de voz codificada del codificador 415 a través de una antena tal como 417 y - un receptor 418 que incluye: un circuito receptor 419 para recibir una señal de voz codificada transmitida a través de la misma antena 417 o a través de otra antena (no mostrada) y - un decodificador 420 para decodificar la señal de voz codificada recibida del circuito de recepción 419.

La estación base 402 además comprende, típicamente, un controlador de estación de base 421 junto con su base de datos asociada 422 para controlar la comunicación entre la terminal de control 405 y el transmisor 414 y el receptor 418.

Como es bien conocido por aquellos expertos en la técnica, la codificación de voz se requiere para reducir el ancho de banda necesario para transmitir la señal de sonido, pro ejemplo la señal de voz tal como conferencia, a través del subsistema de comunicación de radio inalámbrico bidireccional, es decir, entre un radioteléfono 403 y una estación base 402.

Los codificadores de voz LP (tales como 415 y 407) típicamente operan en 13 kbits/segundo y debajo de tal Predicción Lineal de Código Excitado (CELP) codifica típicamente el uso de un filtro de síntesis LP para formar el revestimiento espectral a corto plazo de la señal de voz. La información LP se transmite, típicamente cada 10 ó 20 ms al decodificador (tales 420 y 412) y se extrae en el extremo decodificador.

Las técnicas novedosas descritas en la presente descripción pueden aplicarse a diferentes sistemas de codificación basadas en LP. Sin embargo, un sistema de codificación del tipo CELP se usa en la modalidad preferida para el propósito de presentar una ilustración no limitante de estas técnicas. De la misma manera, dichas técnicas pueden usarse con señales de sonido diferentes a las de voz y conferencia así como con otros tipos de señales de banda ancha.

La Figura 1 muestra un diagrama de bloque general de un dispositivo de codificación de voz de tipo CELP 100 modificado para acomodar mejor las señales de banda ancha.

La señal de voz de entrada muestreada 114 se divide en los bloques de muestra sucesivos llamados "frames". En cada frame, diferentes parámetros representando la señal de voz en el mismo frame se computan, codifican y transmiten. Los parámetros LP que representan el filtro de síntesis LP se computan usualmente una vez cada frame. El frame además se divide en bloques más pequeños de muestras N (bloques de longitud N), en los cuales los parámetros de excitación (campo e innovación) se determinan. En la literatura CELP, estos bloques de longitud N se llaman "subframes" y las señales de muestra N en los subframes se refieren como vectores N-dimensionales. En esta modalidad preferida, la longitud N corresponde a 5 ms mientras que la longitud L corresponde a 20 ms, que significa que un frame contiene cuatro subframes (?/= 80 en el rango de muestreo de 16 kHz y 64 después de bajar el muestreo a 12.8 kHz). Ocurren varios vectores ?/-dimensionales en el procedimiento de codificación. Una lista de vectores que aparecen en las Figuras 1 y 2 así cono una lista de parámetros transmitidos se proporcionan a continuación: Lista de vectores ?/-dimensionales principales s Vector de voz de entrada de señal de banda ancha (después de bajar el muestreo, pre-procesamiento y pre-énfasis); sw Vector de voz ponderado; s0 Respuesta de entrada cero del filtro de síntesis ponderado; sp Señal pre-procesada muestreada descendente; Señal de voz sintetizada sobre-muestreada; s' Señal de síntesis antes de la de-énfasis; sd Señal de síntesis de-enfatizada; sh Señal de síntesis después de la de-énfasis y el post-procesamiento; x Vector objetivo para la búsqueda de campo; x' Vector objetivo para la búsqueda de innovación; h Respuesta de impulsos del filtro de síntesis ponderado; vt Vector del código de cifrado y descifrado (campo) adaptable en retardo T; yt Vector del código de cifrado y descifrado en campo filtrado (vt enrollado con h); ck El vector de códigos innovador en el índice k (entrada / -th del código de cifrado y descifrado innovador); cf Vector de códigos de innovación escalado mejorado; u Señal de excitación (innovación escalada y vectores de código de campo); u' Excitación mejorada; z Secuencia de ruido de banda de paso; w' Secuencia de ruido blanco y w Secuencia de ruido escalada.

Lista de parámetros transmitidos STP Parámetros de predicción a corto plazo (definiendo A(z)); T Retraso de campo (o índice del código de cifrado y descifrado de campo); B Ganancia de campo (o ganancia del código de cifrado y descifrado de campo); J índice del filtro de paso mínimo usado en el vector de códigos de campo; K índice del vector de códigos (entrada del código de cifrado y descifrado de innovación) y g Ganancia del código de cifrado y descifrado de innovación.

En esta modalidad preferida, los parámetros de STP se transmiten una vez por frame y el resto de los parámetros se transmite cuatro veces por frame (cada subframe).

CODIFICADOR LATERAL La señal de voz muestreada se codifica en una base de bloque por bloque mediante el dispositivo de codificación 100 de la Figura 1 que se rompe hacia abajo en los once módulos numerados de 101 a 111.

La entrada de voz se procesa en los bloques de muestra L anteriormente mencionados llamados frames.

Con referencia a la Figura 1, la señal de la entrada de voz muestreada 114 se muestrean hacia abajo en un módulo de muestreo descendente 101. Por ejemplo, la señal se muestrea en forma descendente de 16 kHz bajando a 12.8 kHz, usando técnicas bien conocidas por aquellos expertos en la técnica. El muestreo descendente por debajo de otra frecuencia por supuesto puede ser previsto. El muestreo descendente incrementa la eficiencia de codificación dado que un ancho de banda de frecuencia menor se codifica. También esto reduce la complejidad algorítmica dado que el número de muestras en un frame se disminuye. El uso del muestreo descendente llega a ser significante cuando un rango de bits se reduce debajo de 16 kbits/s, a pesar de que el muestreo descendente no es esencial arriba de 16 kbits/s.

Después del muestreo descendente, el frame de muestra 320 de 20 ms se reduce a un frame de muestra 256 (rango del muestreo hacia debajo de 4/5).

El frame de entrada posteriormente se suministra al bloque de pre-procesamiento opcional 102. El bloque de pre-procesamiento 102 puede consistir de un filtro de paso máximo con una frecuencia de corte de 50 Hz. El filtro de paso máximo 102 remueve los componentes de sonido ¡ndeseados debajo de los 50 Hz.

La señal pre-procesada y pre-muestreada se denota mediante sp(n), n=0, 1 , 2 L-1 , en donde L es la longitud del frame (256 en una frecuencia de muestreo de 12.8 kHz). En una modalidad preferida del filtro de pre-énfasis 103, la señal sp(n) se pre-enfatiza usando un filtro que tiene la siguiente función de transferencia: P(z) = 1 - µz 1 en donde µ es un factor de pre-énfasis con un valor localizado entre 0 y 1 (un valor típico es µ = 0.7). Un filtro de orden mayor también podría usarse. Debe señalarse que el filtro de paso máximo 102 y el filtro de pre-énfasis 103 pueden intercambiarse para obtener implementaciones de punto fijo más eficientes.

La función del filtro de pre-énfasis 103 es mejorar los contenidos de alta frecuencia de la señal de entrada. También reduce el rango dinámico de la señal de voz de entrada, que suministrar más apropiadamente la implementación del punto fijo Sin la pre-énfasis, el análisis LP en el punto fijo usando una aritmética de precisión sencilla es difícil de implementar.

La pre-énfasis también juega un rol importante en lograr una ponderación perceptible total apropiada del error de cuantificación, que contribuye a la calidad de sonido mejorada. Esto se explicará en más detalle a continuación.

La salida del filtro de pre-énfasis 103 se denota s(n). Esta señal se usa para realizar el análisis LP en el módulo calculadora 104. El análisis LP es una técnica bien conocida por aquellos expertos en la técnica. En esta modalidad preferida, se usa el planteamiento de autocorrelación. En el planteamiento de autocorrelación, la señal s(n) primero se expone usando la ventana Hamming (que tiene usualmente una longitud del orden de 30-40 ms). Las autocorrelaciones se computan de la señal expuesta y la recursión Levinson-Durbin se usa para computar los coeficientes del filtro LP, a„ en donde /= 1 , ..., p y en donde p es el orden LP, que es típicamente 16 en la codificación de banda ancha. Los parámetros a, son los coeficientes de la función de transferencia del filtro LP, que se da mediante la siguiente relación: El análisis se realiza en el módulo calculadora 104, que también realiza la cuantificación y la interpolación de los coeficientes del filtro LP. Los coeficientes del filtro LP primero se transforman en otro dominio equivalente más apropiado para los propósitos de interpolación y cuantificación. Los dominios del par de la línea espectral (LSP) y el par de impedancia espectral (ISP) son dos dominios en los cuales la cuantificación y la interpolación pueden realizarse eficientemente. Los coeficientes del filtro 16 LP, a„ pueden ser cuantificados en el orden de 30 a 50 bits usando desviación o cuantificación multi-estados o una combinación de los mismos. El propósito de la interpolación es habilitar la actualización de los coeficientes del filtro LP cada subframe mientras se transmiten una vez cada frame, que mejora el funcionamiento del codificador sin incrementar el rango de bit. La cuantificación y la interpolación de los coeficientes del filtro LP se cree que es bien conocida por aquellos expertos en la técnica y de conformidad no se describirá de forma adicional en la presente descripción.

Los párrafos siguientes describirán el resto de las operaciones de codificación en una base del subframe. En la siguiente descripción, el filtro A(z) denota el filtro LP de interpolación no cuantificada del subframe y el filtro Á (z) denota el filtro LP interpolado cuantificado del subframe.

Ponderación Perceptible: En los codificadores de análisis mediante síntesis, el campo óptimo y los parámetros innovadores se buscan mediante minimizar el error cuadrado del medio entre la voz de entrada y la voz sintetizada en un dominio perceptiblemente ponderado. Esto es equivalente para minimizar el error entre la voz de entrada ponderada y la voz de síntesis ponderada.

La señal ponderada sw(n) se computa en un filtro de ponderación perceptible 105.

Tradicionalmente, la señal ponderada sw(n) se computa mediante un filtro de ponderación que tiene una función de transferencia W(z) en la forma: W(z) = A(z/y.) / (A (z/y2) en donde 0 < y2 <y?1 Como es bien conocido por aquellos expertos en la técnica, en el arte previo los codificadores de análisis mediante síntesis (AbS), el análisis muestra que el error de cuantificación se pondera mediante una función de transferencia W1(z), que es el inverso de la función de transferencia del filtro de ponderación perceptible 105. Este resultado se describe por B.S. Atal y M.R. Schoeder en "Predictive coding of speech and subjective error criteria", IEEE Transaction ASSP, vol. 27, no. 3, pp. 247-254, Junio 1979. La función de transferencia W-1(z) exhibe alguna de la estructura de formato de la señal de voz de entrada. Por lo tanto, la propiedad de encubrimiento del oído humano se aprovecha mediante el error de configuración, de manera que se tiene más energía en las regiones de formato, en donde se encubrirá mediante la energía de la señal fuerte presente en esas regiones. La cantidad de ponderación se controla mediante los factores y^ e y2.

El filtro de ponderación perceptible tradicional anterior 105 trabaja bien con las señales de banda telefónica. Sin embargo, se encontró que este filtro de ponderación perceptible tradicional 105 no es adecuado para la ponderación perceptible eficiente de las señales de banda ancha. También se encontró que el filtro de ponderación perceptible tradicional 105 tiene limitaciones inherentes en presentar la estructura de formato y la inclinación espectral simultáneamente requerido. La inclinación espectral es más pronunciada en las señales de banda ancha debido al amplio rango dinámico entre la alta y baja frecuencia. El arte previo sugiere agregar un filtro de inclinación W(z) para controlar separadamente la inclinación y la ponderación de formato de la señal de entrada de banda ancha.

Una solución novedosa a este problema, de conformidad con la presente invención para introducir el filtro de pre-énfasis 106 en la entrada, computa el filtro LP A(z) con base en la voz pre-enfatizada s(n) y usar un filtro modificado W(z) mediante fijar su denominador.

El análisis LP se realiza en el módulo 104 en la señal pre-enfatizada s(n) para obtener el filtro LP A(z). También, se usa un nuevo filtro de ponderación perceptible 105 con denominador fijado. Un ejemplo de la función de transferencia para el filtro de ponderación perceptible 104 se proporciona mediante la siguiente relación: W(z) =A(zl •x v 1)/(l - y 22-, ) en donde O < y2<y?<1 Un orden mayor puede usarse en el denominador. Esta estructura sustancialmente desacopla la ponderación de formato de la inclinación.

Notar que porque A(z) se computa con base a la señal de voz pre-enfatizada s(n), la inclinación del filtro 1/A(z/y?) es menos pronunciada comparada con el caso cuando A(z) se computa con base a la voz original. Dado que la de-énfasis se realiza en el extremo codificador usando un filtro que tiene la función de transferencia: P1(z)=1/(1-µz-1), el espectro del error de cuantificación se conforma mediante un filtro que tiene una función de transferencia W1(z)P1(z). Cuando y2 se configura igual a µ, que es típicamente el caso, el espectro del error de cuantificación se configura mediante un filtro cuya función de transferencia es 1/A(z/y-,), con A(z) computado con base en la señal de voz pre-enfatizada. El listado subjetivo mostró que esta estructura para lograr la conformación de error mediante una combinación de pre-énfasis y la filtración de ponderación modificada es muy eficiente para la codificación de señales de banda ancha, en adición a las ventajas de la fácil implementación del punto fijo.

Análisis de Campo: Para simplificar el análisis de campo, un retraso de campo de loop abierto T0L primero se estima en el módulo de búsqueda de campo de loop abierto 106 usando la señal de voz ponderada sw(n). Posteriormente el análisis de campo de loop cerrado, que se realiza en el módulo de búsqueda de campo de loop cerrado 107 en una base de subframe, se restringe alrededor del retraso de campo de loop abierto TOL que reduce significativamente la complejidad de búsqueda de los parámetros LTP T y b (retraso de campo y ganancia de campo). El análisis de retraso de loop abierto usualmente se realiza en el módulo 106 una vez cada 10 ms (dos subframes) usando las técnicas bien conocidas por aquellos expertos en la técnica.

Primero se computa el análisis del vector objetivo x para LTP (Predicción a Largo Plazo). Esto usualmente se hace mediante la sustracción de la respuesta de entrada cero So del filtro de síntesis ponderada W(z)/Á(z) de la señal de voz ponderada Sw(n). Esta respuesta de entrada cero s0 se calcula mediante la calculadora de respuesta de entrada cero 108. Más específicamente, el vector objetivo x se calcula usando la relación siguiente: x = sw - s0 en donde x es el vector objetivo ?/-dimensional, sw es el vector de voz ponderado en el subframe y s0 es la respuesta de entrada cero del filtro W(z)/Á(z) que es la salida del filtro combinado W(z)/Á(z) debido a sus estados iniciales. La calculadora de respuesta de entrada cero 108 es responsable del filtro LP interpolado cuantificado Á(z) del análisis LP, la calculadora de interpolación y cuantificación 104 y a los estados iniciales del filtro de síntesis ponderada W(z)/Á(z) almacenados en el módulo de memoria 111 para calcular la respuesta de entrada cero s0 (esa parte de la respuesta debido a los estados iniciales como se determinaron mediante la configuración de las entradas igual a cero) o el filtro W(z)/Á(z). Esta operación es bien conocida por aquellos expertos en la técnica y de conformidad no se describirán adicionalmente.

Por supuesto, las aproximaciones alternativas pero matemáticamente equivalentes pueden usarse para computar el vector objetivo x.

Un vector de respuesta h de impulsos ?/-dimensional del filtro de síntesis ponderada W(z)/Á(z) se computa en el generador de respuesta de impulsos 109 usando los coeficientes del filtro LP A(z) y Á(z) del módulo 104. De nuevo, esta operación es bien conocida por aquellos expertos en la técnica y de conformidad no se describirán adicionalmente en la presente descripción.

Los parámetros de campo de loop cerrado (o código de cifrado y descifrado en campo) b, T j se computan en el módulo de búsqueda de campo de loop cerrado 107, que usa el vector objetivo x, el vector de respuesta de impulsos h y el retraso del campo de loop abierto T0 como entradas. Tradicionalmente, la predicción del campo se ha representado mediante un filtro de campo que tiene la siguiente función de transferencia: 1/(1-bz t) en donde b es la ganancia de campo y T es el retraso de campo o retraso. En este caso, la contribución de campo para la señal de excitación u(n) se da mediante bu(n-T), en donde la excitación total se da mediante u(n) = bu(n-T)+gck(n) con g siendo la ganancia del código de cifrado y descifrado innovador y el vector de códigos ck(n) en el índice k.

Esta representación tiene limitaciones si el retraso T de campo es mas corto que la longitud del subframe N. En otra representación, la contribución de campo puede observarse como un código de cifrado y descifrado en campo que contiene la señal de excitación pasada. Generalmente, cada vector en el código de cifrado y descifrado en campo es un impulso mediante una versión del vector previo (descartando una muestra y agregando una muestra nueva). Para los retrasos de campo T>N, el código de cifrado y descifrado en campo es equivalente a la estructura del filtro (1/(1-bz't) y un vector del código de cifrado y descifrado en campo vt(n) en el retraso de campo 7 se da mediante Vt(n) = u(n-T), n-0, ..... N-1.

Para los retrasos de campo T menores que N, un vector vt(n) se construye mediante repetir las muestras disponibles de la excitación pasada hasta que se completa el vector (esto no es equivalente a la estructura del filtro).

En recientes codificadores, una alta resolución de campo se usa, esta mejora significativamente la calidad de los segmentos de sonido voceados. Esto se logra mediante sobremuestrear la señal de excitación pasada usando los filtros de interpolación de polifase. En este caso, el vector vt(n) usualmente corresponde a una versión interpolada de la excitación pasada, con el retraso de campo T siendo un retraso de un número no entero (es decir 50.25).

La búsqueda de campo consiste en encontrar el mejor retraso de campo T y ganancia b que minimicen el error de ponderación cuadrada principal E entre el vector objetivo x y la excitación pasada filtrada escalada. El error E estando expresada como: E = llx-bytll2 en donde /res el vector del código de cifrado y descifrado en campo filtrado en el retraso de campo 7": yt(n) = vj (n) * h(n) = ?v t (i)h(n-l) , n= 0, ..., N-1. ¡=0 Se puede demostrar que el error E se minimiza mediante la maximización del criterio de búsqueda x yt C= y'tyt en donde t denota la transposición del vector.

En una modalidad preferida de la presente invención, se usa una resolución de campo de submuestra de 1/3 y la búsqueda de campo (código de cifrado y descifrado en campo) se compone de tres estados.

En el primer estado, un retraso de campo de loop abierto T0L se estima en el módulo de búsqueda de campo de loop abierto 106 en respuesta a la señal de campo ponderada sw(n).

Como se indica en la descripción precedente, este análisis de campo de loop abierto usualmente se realiza una vez cada 10 ms (dos subframes) usando las técnicas bien conocidas por aquellos expertos en la técnica.

En el segundo estado, el criterio de búsqueda C se busca en el módulo de búsqueda de campo de loop cerrado 107 para los retrasos de campo de número entero alrededor del retraso de campo de loop abierto TOL (usualmente ±5), que simplifica significativamente el procedimiento de búsqueda. Un procedimiento simple se usa para actualizar el vector del código filtrado yt sin la necesidad de computar la circunvolución para cada retraso de campo.

Una vez que el retraso de campo de número entero óptimo se encuentra en el segundo estado, un tercer estado de la búsqueda (módulo 107) prueba las fracciones alrededor de ese retraso de campo de número entero óptimo.

Cuando la predicción de campo se representa mediante un filtro de la forma 1/(1-bz't), que es un supuesto válido para los retrasos de campo T>N, el espectro del filtro de campo exhibe una estructura harmónica en el rango completo de frecuencia, con una frecuencia armónica relacionada a 1/T. En el caso de las señales de banda ancha, esta estructura no es muy eficiente dado que la estructura armónica en las señales de banda ancha no cubre el espectro completo extendido. La estructura armónica existe solamente arriba de cierta frecuencia, dependiendo del segmento de voz. Por lo tanto, para lograr la representación eficiente de la contribución de campo en los segmentos voceados de la voz de banda ancha, el filtro de predicción de campo necesita tener la flexibilidad para varar la cantidad de periodicidad en el espectro de banda ancha.

Un nuevo método que logra la presentación eficiente de la estructura armónica del espectro de voz de las señales de banda ancha se describe en la presente descripción, en donde varias formas de filtros de paso mínimo se aplican a la excitación pasada y el filtro de paso mínimo con la ganancia de mayor predicción se selecciona.

Cuando se usa la resolución de campo de submuestra, los filtros de paso mínimo pueden incorporarse en los filtros de interpolación usados para obtener la alta resolución de campo. En este caso, el tercer estado de la búsqueda de campo, en la cual las fracciones alrededor del retraso de campo de número entero seleccionado se prueba, se repite para los varios filtros de interpolación que tienen diferentes características de paso mínimo y se seleccionan la fracción y el índice del filtro que maximiza el criterio de búsqueda C.

Una aproximación simple es para completar la búsqueda en estos estados descritos anteriormente para determinar el retraso de campo fraccional óptimo usando solamente un filtro de interpolación con una cierta respuesta de frecuencia y selecciona la forma del filtro de paso mínimo óptimo en el extremo mediante aplicar los filtros de paso mínimo pre-determinados diferentes para el vector del código de cifrado y descifrado en campo seleccionado vt y se selecciona el filtro de paso mínimo que minimiza el error de predicción de campo. Esta aproximación se describe a detalle posteriormente.

La Figura 3 ilustra un diagrama de bloque esquemático de una modalidad preferida de la aproximación propuesta.

En el módulo de memoria 303, se almacena la señal de excitación pasada u(n), n<0. El módulo de búsqueda del código de cifrado y descifrado en campo 301 es responsable del vector objetivo x, del retraso de campo de loop abierto T0L y de la señal de excitación pasada u(n), n<0, del módulo de memoria 303 para conducir una búsqueda (código de cifrado y descifrado en campo) del código de cifrado y descifrado en campo que minimiza el criterio de búsqueda anteriormente definido C. Del resultado de la búsqueda llevada a cabo en el módulo 301 , el módulo 302 genera el vector del código de cifrado y descifrado en campo óptimo vt. Notar que dado se usa una resolución de campo de la sub-muestra (campo fraccional), la señal de excitación pasada u(n), n<0, se interpola y el vector del código de cifrado y descifrado en campo vt corresponde a la señal de excitación pasada interpolada. En esta modalidad preferida, el filtro de interpolación (en el módulo 301 , no mostrado) tiene una característica de filtro de paso mínimo que remueve los contenidos de frecuencia arriba de 7000 Hz.

En una modalidad preferida, se usan las características del filtro K; estas características del filtro podrían ser características de filtro de banda de paso y de paso mínimo. Una vez que el vector de códigos óptimo vt se determina y se suministra mediante el generador del vector de códigos de campo 302, las versiones filtradas K de vt se computan respectivamente usando los filtros de conformación de frecuencia diferentes ) K tales como 305ü), en donde ]- 1,2, ..., K. Estas versiones filtradas se denotan 1 , en donde j = 1,2, ..., K. Los vectores diferentes ?U) se enrollan en módulos respectivos 304°', en donde j= 0, 1,2,...., K, con la respuesta de impulso h para obtener los vectores y ), en donde j=0, 1,2, ..., K. Para calcular el error de predicción del campo cuadrado para cada vector y^, el valor y se multiplica por la ganancia b por medio de un amplificador correspondiente 307ü) y el valor b y se substrae del vector objetivo x por medio de un substractor 3O8 ) correspondiente. El selector 309 selecciona el filtro de configuración de frecuencia 305ü) que minimiza el error de predicción de campo cuadrado principal Para calcular el error de predicción de campo cuadrado principal e0) para cada valor de y61, el valor y se multiplica por la ganancia b por medio de un amplificador correspondiente 3O70) y el valor b^ se substrae del vector objetivo x por medio de los substractores 308ü). Cada ganancia b? se calcula en una calculadora de ganancia correspondiente 306o* en asociación con el filtro de configuración de frecuencia en el índice y, usando la relación siguiente: En el selector 309, los parámetros b, Ty j se seleccionan con base a vt o (y) que minimiza el error de predicción de campo cuadrado principal e.

Con referencia a la Figura 1 , el índice T del código de cifrado y descifrado en campo se codifica y se transmite al multiplicador 112. La ganancia de campo b se cuantifica y se transmite al multiplicador 12. Con esta nueva aproximación, la información extra se necesita para codificar el índice j del filtro de configuración de frecuencia seleccionada en el multiplicador 112. Por ejemplo, si tres filtros se usan (j=0, 1, 2, 3), posteriormente dos bits se necesitan para representar esta información. La información del índice del filtro j también puede codificarse conjuntamente con la ganancia de campo b.

Búsqueda del código de cifrado y descifrados innovador: Una vez que el campo o los parámetros LTP (Predicción a Largo Plazo) b, T y j se determinan, la siguiente etapa es la búsqueda para la excitación innovadora óptima por medio del módulo de búsqueda 110 de la Figura 1. Primero, el vector objetivo x se actualizó mediante sustraer la contribución LTP: x'=x-byt en donde b es la ganancia de campo e yt es el vector del código de cifrado y descifrado en campo filtrado (la excitación pasada en el retraso T filtrado con el filtro de paso mínimo seleccionado y enrollado con la respuesta de impulso h como se describe con referencia a la Figura 3).

El procedimiento de búsqueda en CELP se realiza mediante encontrar el vector de códigos de excitación óptimo ck y la ganancia g que minimiza el error cuadrado principal entre el vector objetivo y el vector de códigos filtrado escalado E = ll x'- gHck ll2 donde H es una matriz de circunvolución triangular inferior derivada del vector de respuesta de impulso h.

En la modalidad preferida de la presente invención, la búsqueda del código de cifrado y descifrado innovador se realiza en el módulo 110 por medio de un código de cifrado y descifrado algebraico como se describe en las Patentes de E.U.A. Nos. 5,444,816 (Adoul et al.) presentadas en Agosto 22, 1995; 5,699,482 concedida a Adoul et al., en Diciembre 17, 1997; 5,754,976 otorgada a Adoul et al., en Mayo 19, 1998 y 5,701 ,392 (Adoul et al.) presentada en Diciembre 23, 1997.

Una vez que el vector de codificación de excitación óptimo ck y su ganancia g se seleccionan mediante el módulo 110, el índice del código de cifrado y descifrado k y la ganancia g se codifican y se transmiten al multiplicador 112.

Con referencia a la Figura 1 , los parámetros b, T, j, A(z), k y g se multiplican a través del multiplicador 112 antes de ser transmitido a través de un canal de comunicación.

Actualización de la memoria: En el módulo de memoria 111 (Figura 1 ), los estados del filtro de síntesis ponderada W(z)/Á(z) se actualiza mediante filtrar la señal de excitación u = gc + bvt a través del filtro de síntesis ponderada. Después de esta filtración, los estados del filtro se memorizan y se usan en el subframe siguiente como estados iniciales para computar la respuesta de entrada cero en el módulo calculador 108.

Como en el caso del vector objetivo x, otra alternativa, pero aproximaciones matemáticamente equivalentes bien conocidas por aquellos expertos en la técnica pueden usarse para actualizar los estados del filtro.

CODIFICADOR LATERAL El dispositivo de decodificación de voz 200 de la Figura 2 ilustra las varias etapas llevadas a cabo entre la salida digital 222 (corriente de entrada al demultiplicador 217) y la salida de la voz muestreada 223 (salida del dispositivo electrónico 221 ).

El demultiplicador 217 extrae los parámetros del modelo de síntesis de la información binaria recibida de un canal de entrada digital. Para cada frame binario recibido, los parámetros extraídos son: - los parámetros de predicción a corto plazo(STP) Á(z) (uno por frame); - los parámetros (LTP) de predicción a largo plazo 7, b, j (por cada subframe) y - el índice k del código de cifrado y descifrados innovador y la ganancia g (para cada subframe).

La señal de voz actual se sintetiza con base a estos parámetros como se explicará posteriormente.

El código de cifrado y descifrado de innovación 218 es responsable del índice k para producir el vector de codificación de innovación c , que se escala mediante el factor de ganancia decodificado g a través de un amplificador 224. En la modalidad preferida, un código de cifrado y descifrado innovador 218 como se describió en las patentes de E.U.A. mencionadas anteriormente con números 5,444,816; 5,699,482; 5,754,976 y 5,701 ,392 se usa para representar el vector de códigos innovador ck.

El vector gck de códigos escalado generado en la salida del amplificador 224 se procesa a través del filtro innovador 205.

Mejoramiento de la periodicidad: El vector de códigos escalado generado en la salida del amplificador 224 se procesa a través de un mejorador de campo frecuencia dependiente 205.

El mejoramiento de la periodicidad de la señal de excitación u mejora la calidad en caso de los segmentos voceados. Esto se realizó en el pasado mediante la filtración del vector de innovación del código de cifrado y descifrado innovador (código de cifrado y descifrado fijo) 218 a través de un filtro de la forma 1/(1-?bz t) en donde e es un factor debajo de 0.5 que controla la cantidad de periodicidad introducida. Esta aproximación es menos eficiente en el caso de las señales de banda ancha dado que introduce la periodicidad en el espectro completo. Una nueva aproximación alternativa, que es parte de la presente invención se describe en donde el mejoramiento de la periodicidad se logra mediante filtrar el vector de códigos innovador ck del código de cifrado y descifrado (fijo) innovador a través de un filtro de innovación 205 (F(z)) cuya respuesta de frecuencia enfatiza las altas frecuencias más que las bajas frecuencias. Los coeficientes de F(z) se relacionan a la cantidad de periodicidad en la señal de excitación u.

Muchos métodos conocidos por aquellos expertos en la técnica están disponibles para obtener los coeficientes de periodicidad. Por ejemplo, el valor de la ganancia b proporciona una indicación de periodicidad. Esto es, si la ganancia b es cercana a 1 , la periodicidad de la señal de excitación u es alta y si la ganancia b es menor que 0.5, entonces la periodicidad es baja.

Otra ruta eficiente para derivar los coeficientes F(z) usados en una modalidad preferida, es para relacionarlos con la cantidad de la contribución de campo en la señal de excitación total u. Esto resulta en una respuesta de frecuencia dependiendo de la periodicidad del subframe, en donde las frecuencias mayores son más fuertemente enfatizadas (más fuertes en la inclinación) para mayores ganancias de campo. El filtro de innovación 205 tiene el efecto de bajar la energía del vector de códigos innovador ck en bajas frecuencias cuando la señal de excitación u es más periódica, que mejora la periodicidad de la señal de excitación u en bajas frecuencias más que en las altas frecuencias. Las formas sugeridas para el filtro de innovación 205 son (1) F(z) =1-sz ~1, ó (2) F(z)= -ca+1- z 1 en donde s o a son factores de periodicidad derivados del nivel de periodicidad de la señal de excitación u.

La segunda forma de tres términos de F(z) se usa en una modalidad preferida. El factor de periodicidad se computa en el generador del factor de voceo 204. Varios métodos pueden usarse para derivar el factor de periodicidad a con base en la periodicidad de la señal de excitación u. Se presentan dos métodos a continuación.

Método 1 : El radio de la contribución de campo para la señal de excitación total u primero se computa en el generador del factor de voceo 204 mediante en donde vt es el vector del código de cifrado y descifrado en campo, b es la ganancia de campo y u es la señal de excitación u proporcionada en la salida del circuito accesorio 219 mediante u = gck + bvt Notar que el término bvt tiene su fuente en el código de cifrado y descifrado en campo (código de cifrado y descifrado en campo) 201 en respuesta al retraso de campo 7 y el valor pasado de u almacenado en la memoria 203. El vector de códigos de campo vt del código de cifrado y descifrado en campo 201 posteriormente se procesa a través del filtro de paso mínimo 202 cuya frecuencia de corte se ajusta por medio del índice ; del multiplicador 217. El vector de códigos vt resultante posteriormente se multiplica por la ganancia b del demultiplicador 217 a través de un amplificador 226 para obtener la señal bvt.

El factor a se calcula en el generador del factor de voceo 204 mediante a = qRp enlazado por a < q en donde q es un factor que controla la cantidad de mejoramiento (qf se configura a 0.25 en esta modalidad preferida).

Método 2: Otra modalidad usada en una modalidad preferida de la invención para calcular el factor de periodicidad a se describe posteriormente.

Primero, un factor de voceo rv se computa en el generador del factor de voceo 204 mediante rv = (Ev - Ec) /(Ev + Ec) en donde Ev es la energía del vector de códigos de campo escalado bvt y Ec es la energía del vector de códigos innovador escalado gck. Esto es Notar que el valor de rv cae entre -1 y 1 (1 corresponde a las señales puramente voceadas y -1 corresponde a las señales puramente no voceadas).

En esta modalidad preferida, el factor a posteriormente se computa en el generador del factor de voceo 204 mediante a = 0.125 (1 + rv) que corresponde a un valor de 0 para las señales puramente no voceadas y 0.25 para señales puramente voceadas.

En la primera forma de dos términos de F(z), el factor de periodicidad s puede se aproximada mediante usar s = 2a en los métodos 1 y 2 anteriores. En tal caso, el factor s de periodicidad se calcula como sigue en el método 1 anterior: s= 2qRp enlazado por s< 2q.

En el método 2, el factor s de periodicidad se calcula como sigue: s= 0.25 (1 + rv).

La señal mejorada cf es por lo tanto computada mediante filtrar el vector del código innovador escalado gck a través del filtro de innovación 205 (F(z)).

La señal de excitación mejorada u' se computa mediante el circuito accesorio 220 como: u' = cf + bvt Notar que este proceso no se realiza en el codificador 100. Por lo tanto, es esencial para actualizar el contenido del código de cifrado y descifrado en campo 201 usando la señal de excitación u sin el mejoramiento para mantener la sincronización entre el codificador 100 y decodificador 200. Por consiguiente, la señal de excitación u se usa i. para actualizar la memoria 203 del código de cifrado y descifrado en campo 201 y la señal de excitación mejorada u' se usa en la entrada del filtro de síntesis LP 206.

Síntesis y de-énfasis 5 La señal sintetizada s' se computa mediante filtrar la señal de excitación mejorada u' a través del filtro de síntesis LP 206 que tiene la forma 1/Á(z), en donde Á(z) es el filtro LP interpolado en el subframe actual. Como puede observarse en la Figura 2, los coeficientes LP cuantificados Á(z) en la línea 225 del demultiplicador 217 se suministran al filtro de síntesis LP 206 para ajustar por consiguiente los parámetros del filtro de 10 síntesis LP 206. El filtro de de-énfasis 207 es el inverso del filtro de pre-énfasis 103 de la Figura 1. La función de transferencia del filtro de de-énfasis 207 se proporciona mediante D (z) = 1/(1- µz 1) 15 donde µ es un factor de pre-énfasis con un valor ubicado entre 0 y 1 (un valor típico es µ = 0.7). Un filtro de orden alto también podría usarse.

El vector s' se filtra a través del filtro de de-énfasis D(z) (módulo 207) para obtener sd, que se pasa a través del filtro de paso máximo 208 para remover las frecuencias no 20 deseadas debajo de 50 Hz y además obtener sh.

Regeneración de alta frecuencia y sobre-muestreo El módulo de sobre-muestreo 209 conduce el proceso inverso del módulo de sobre-muestreo descendente 101 de la Figura 1. En esta modalidad preferida, el sobre- 25 muestreo convierte la proporción de muestreo de 12.8 Hz a la proporción de muestreo de 16 Hz original, usando las técnicas bien conocidas por aquellos expertos en la técnica. La señal de síntesis de sobre-muestreo se denota . La señal también se refiere como la señal intermedia de banda ancha sintetizada.

La síntesis de sobre-muestreo no contiene los componentes de mayor frecuencia que se pierden mediante el proceso de muestreo descendente (módulo 101 de la Figura 1 ) en el codificador 100. Esto proporciona una percepción de paso mínimo para la señal de voz sintetizada. Para restablecer la banda total de la señal original, se describe un procedimiento de generación de alta frecuencia. Este procedimiento se realiza en los módulos 210 a 216 y el circuito accesorio 221 y requiere la entrada del generador del factor de voceo 204 (Figura 2).

En este nuevo acercamiento, los contenidos de alta frecuencia se generan mediante llenar la parte superior del espectro con un ruido blanco apropiadamente escalado en el dominio de excitación, posteriormente se convierte al dominio de voz, preferiblemente mediante la conformación con el mismo filtro de síntesis LP usado para la sintetización de la señal muestreada descendente.

El procedimiento de generación de alta frecuencia de conformidad con la presente invención se describe a continuación.

El generador de ruido aleatorio 213 genera una secuencia w' de ruido blanco con un espectro plano en el ancho de nada de toda la frecuencia, usando las técnicas bien conocidas por aquellos expertos de la técnica. La secuencia generada es de longitud N' que es la longitud del subframe en el dominio original. Notar que N' es la longitud del subframe en el dominio muestreado descendente. En esta modalidad preferida, ?/=64 y ? -80 los cuales corresponden a 5 ms.

La secuencia de ruido blanco se escala apropiadamente en la ganancia ajustando el módulo 214. El ajuste de ganancia comprende las siguientes etapas. Primero, la energía de la secuencia de ruido generada w' se configura igual a la energía de la señal de excitación mejorada u' computada mediante un módulo de computación de energía 210 y la secuencia de ruido escalada resultante se proporciona mediante La segunda etapa en la escala de ganancia es tomar en la cuenta los contenidos de alta frecuencia de la señal sintetizada en la salida del generador del factor de voceo 204 así como para reducir la energía del ruido generado en el caso de los segmentos de voceados (en donde menos energía está presente en altas frecuencias comparadas a los segmentos no voceados). En esta modalidad preferida, la medición de los contenidos de alta frecuencia se ¡mplementa mediante la medición de la inclinación de la señal de síntesis a través de una calculadora de inclinación espectral 212 y por consiguiente reducir la energía. Otras medidas tales como cero que cruza las mediciones que pueden usarse igualmente. Cuando la inclinación es muy fuerte, que corresponde a los segmentos voceados, la energía del ruido se reduce adicionalmente. El factor de inclinación se computa en el módulo 212 como el primer coeficiente de correlación de la señal de síntesis sh y se proporciona mediante: . ,. . , L? si? yn )sh n condicionada mediante la inclinación >0 y la inclinación tnclinacio n = -^ — ¡^ , ? 'l(n) >rv¡ en donde el factor de voceo rv se da mediante rv = (Ev - Ec) /(Ev + Ec) en donde Ev es la energía del vector de códigos de campo escalado bvt y Ec es la energía del vector de códigos innovador escalado gck, como se describió anteriormente. El factor de voceo rv comúnmente es menor que la inclinación pero esta condición se introdujo como una precaución en contra de los tonos de alta frecuencia en donde el valor de inclinación es negativo y el valor de rv es alto. Por lo tanto, esta condición reduce la energía de ruido para tales señales tonales.

El valor de inclinación es 0 en el caso del espectro plano y 1 en el caos de las señales fuertemente voceadas y es negativo en el caso de señales no voceadas en donde la mayoría de la energía está presente en altas frecuencias.

Pueden usarse métodos diferentes para derivar el factor de escala gt de la cantidad de contenidos de alta frecuencia. En esta invención, se proporcionan dos métodos basados en la inclinación de señal anteriormente descrita.

Método 1 : El factor de escala gt se deriva de la inclinación mediante gt = 1- inclinación enlazada mediante 0.2 <gt <1.0. Para la señal fuertemente voceada donde la inclinación alcanza 1 , gt es 0.2 y para las señales no voceadas fuertemente gt llega a ser 1.0.

Método 2: El factor de inclinación gt primero se restringe para ser agrandado o igual a cero, posteriormente el factor de escala se deriva de la inclinación mediante 6 inclinación La secuencia de ruido escalada wg producida en el módulo de ajuste de ganancia 214 por lo tanto se proporciona mediante: wg = gtw.

Cuando la inclinación es cercana a cero, el factor de escala gt es cercano a 1, el cual no resulta en reducción de energía. Cuando el valor de inclinación es 1 , el factor de escala g, resulta en una reducción de 12 dB en la energía del ruido generado.

Una vez que el ruido se escala apropiadamente (wg), se conduce en el dominio de voz usando el cortador espectral 215. En la modalidad preferida, esto se logra mediante filtrar el ruido wg a través de una versión expandida del ancho de banda del mismo filtro de síntesis LP usado en el dominio muestreado descendente (1/Á(z/0.8)). El ancho de banda correspondiente expandido de los coeficientes del filtro LP se calculan en el cortador espectral 215.

La secuencia del ruido escalado filtrado wf posteriormente se filtra en la banda de paso 216. En la modalidad preferida, el filtro de banda de paso 216 restringe la secuencia de ruido para el rango de frecuencia 5.6-7.2 kHz. La secuencia de ruido filtrada de banda de paso resultante z se agregó en el circuito accesorio 221 para la señal de voz sintetizada sobre-muestreada para obtener la señal de sonido reestructurada final SfUera en la salida 223.

A pesar que la presente invención se ha descrito en este documento por medio de una modalidad preferida de la misma, esta modalidad puede modificarse, dentro del alcance de las reivindicaciones que le acompañan sin apartarse del espíritu y naturaleza de la invención sujeto. Incluso a pesar de que la modalidad preferida describe el uso de la señales de voz de banda ancha, será obvio para aquellos expertos en la técnica que el objeto de la invención también esta dirigido a otras modalidades usando las señales de banda ancha en general y que no es necesario limitarse a las aplicaciones de voz.

Claims (63)

REIVINDICACIONES

1. Un dispositivo de análisis de campo para producir un conjunto óptimo de los parámetros del código de cifrado y descifrado en campo, que comprende: a) al menos dos rutas de señales asociadas a los conjuntos respectivos de los parámetros de campo de cifrado y descifrado en campo, en donde: i) cada ruta de señal comprende un dispositivo de cálculo del error de predicción en campo para calcular un error de predicción en campo de un vector de códigos de campo de un dispositivo de búsqueda del código de cifrado y descifrado en campo y ii) al menos una de las dos rutas dichas que comprende un filtro para filtrar el vector de códigos de campo antes de suministrar dicho vector de códigos de campo al dispositivo de cálculo del error de predicción en campo de dicha ruta y b) un selector para comparar los errores de predicción en campo comparados en al menos dos rutas de señales para seleccionar la ruta de señal que tiene el error de predicción en campo más bajo calculado y para seleccionar el conjunto de los parámetros de cifrado y descifrado en campo asociados a la ruta de señal seleccionada.

2. Un dispositivo de análisis de campo como se define en la reivindicación 1 , en donde una de dichas señales en al menos dos rutas comprende un no-filtro para filtrar el vector de códigos de campo antes de suministrar dicho vector de códigos de campo al dispositivo de cálculo del error de predicción en campo.

3. Un dispositivo de análisis de campo como se define en la reivindicación 1 , en donde dichas rutas de señal comprenden una pluralidad de rutas de señales, cada una proporcionada con un filtro para filtrar el vector de códigos de campo antes de suministrar dicho vector de códigos de campo al dispositivo de cálculo del error de predicción en campo de la misma ruta.

4. Un dispositivo de análisis de campo como se define en la reivindicación 3, en donde los filtros de dicha pluralidad de rutas se seleccionan del grupo que consiste de filtros de banda de paso y paso descendente y en donde dichos filtros tienen diferentes respuestas de frecuencia.

5. Un dispositivo de análisis de campo como se define en la reivindicación 1 , en donde cada dispositivo de cálculo del error de predicción de campo comprende: a) una unidad de circunvolución para circunvolucionar el vector de códigos de campo con una señal de respuesta del impulso del filtro de síntesis ponderada y por lo tanto calcular el vector de códigos de campo circunvolucionado. b) una calculadora de ganancia de campo para calcular una ganancia de campo en respuesta al vector de códigos de campo circunvolucionado y un vector objetivo de búsqueda de campo; c) un amplificador para multiplicar el vector de códigos de campo circunvolucionado por la ganancia de campo para además producir un vector de códigos de campo circunvolucionado amplificado y d) un circuito combinador para combinar el vector de códigos de campo circunvolucionado amplificado con el vector objetivo de búsqueda de campo para de esta manera producir el error de predicción en campo.

6. Un dispositivo de análisis de campo como se define en la reivindicación 5, en donde dicha calculadora de ganancia de campo comprende medios para calcular dicha ganancia de campo b?> usando la relación: b<i) = ? < y?) ¡i y(i> ¡i2 en donde j = 0, 1, 2, ..., K, y K corresponde a un número de rutas de señales, y en donde x es dicho vector objetivo de búsqueda de campo e y® es dicho vector de códigos de campo circunvolucionado.

7. Un dispositivo de análisis de campo como se define en la reivindicación 1 , en donde dicho dispositivo de cálculo del error de predicción en campo de cada ruta de señal comprende medios para calcular una determinación del error de predicción de campo correspondiente y en donde dicho selector comprende medios para comparar las determinaciones de dichos errores de predicción de campo de las diferentes rutas de señales y para seleccionar como la ruta de señal tíene el error de predicción de campo más bajo posible calculado de la ruta de señal que tiene la energía calculada más baja calculada del error de predicción de campo.

8. Un dispositivo de análisis de campo como se define en la reivindicación 5, en donde: a) cada uno de dichos filtros de la pluralidad de rutas de señales se identifica mediante un índice de filtro; b) dicho vector de códigos de campo se identifica mediante un índice del código de cifrado y descifrado en campo y c) dichos parámetros del código de cifrado y descifrado en campo comprende el índice de filtro, el índice del código de cifrado y descifrado en campo y la ganancia de campo.

9. Un dispositivo de análisis de campo como se define en la reivindicación 1 , en donde dicho filtro se integra en un filtro de interpolación de dicho dispositivo de búsqueda de cifrado y descifrado en campo, dicho filtro de interpolación siendo usado para producir una versión de sub-muestra de dicho vector de códigos de campo.

10. Un método para el análisis de campo para producir un conjunto óptimo de los parámetros del código de cifrado y descifrado en campo, que comprende: a) en al menos dos rutas de señales asociadas a los conjuntos respectivos de los parámetros del código de cifrado y descifrado en campo, calculando, para cada ruta de señal, un error de predicción en campo de un vector de códigos de campo de un dispositivo de búsqueda del código de cifrado y descifrado en campo; b) en al menos una de dichas dos rutas de señales, filtrar el vector de códigos de campo antes de suministrar dicho vector de códigos de campo para calcular dicho error de predicción en campo de dicha ruta de señal y c) comparar los errores de predicción en campo calculados en dicho al menos dos rutas de señales, seleccionando la ruta de señal que tiene el error de predicción en campo más bajo calculado y seleccionando el conjunto de parámetros de código cifrado y descifrado en campo asociados a la ruta de señal seleccionada.

11. Un método de análisis de campo como se define en la reivindicación 10, en donde, en una de dichas en al menos dos rutas, el no filtrado del vector de códigos de campo se realiza antes de suministrar dicho vector de códigos de campo al dispositivo de cálculo del error de predicción en campo.

12. Un método de análisis de campo como se define de conformidad con la reivindicación 10, en donde dichas rutas de señal comprende una pluralidad de rutas de señales y en donde el filtrado del vector de códigos de campo se realiza en cada una de dicha pluralidad de rutas de señales antes de suministrar dicho vector de códigos de campo al dispositivo de cálculo del error de predicción en campo de la misma ruta.

13. Un método para el análisis de campo como se define en la reivindicación 12, además comprende seleccionar los filtros de dicha pluralidad de rutas del grupo que consiste de filtros de banda de paso y paso descendente y en donde dichos filtros tiene diferentes respuestas de frecuencia.

14. Un método de análisis de campo como se define en la reivindicación 10, en donde el cálculo de un error de predicción de campo en cada ruta de señal comprende: a) circunvolucionar el vector de códigos de campo con una señal de respuesta de impulso del filtro de síntesis ponderada y por lo tanto calcular un vector de códigos de campo circunvolucíonado; b) calcular una ganancia de campo en respuesta al vector de códigos de campo circunvolucionado y un vector objetivo de búsqueda de campo; c) multiplicar el vector de códigos de campo circunvolucionado por la ganancia de campo para de esta manera producir un vector de códigos de campo circunvolucionado amplificado y d) combinar el vector de códigos de campo circunvolucionado amplificado con el vector objetivo de búsqueda de campo para de esta manera producir el error de predicción en campo.

15. Un método de análisis de campo como se define en la reivindicación 14, en donde dicho cálculo de ganancia de campo comprende calcular dicha ganancia de campo bü> usando la relación: bw = ? ' y® H yü H2 en donde y = 0, 1, 2, ..., K, y K corresponde a un número de rutas de señales, y en donde x es dicho vector objetivo de búsqueda de campo e ^ es dicho vector de códigos de campo circunvolucionado.

16. Un método de análisis de campo como se define en la reivindicación 10, en donde el cálculo de dicho error de predicción en campo, en cada ruta de señal, comprende calcular una determinación del error de predicción en campo correspondiente y en donde la comparación del error de predicción en campo comprende comparar las determinaciones de dichos errores de predicción en campo de las diferentes rutas de señales y seleccionar como la ruta de señal que tiene el error de predicción en campo más bajo calculado tiene la determinación más baja calculada del error de predicción en campo.

17. Un método de análisis de campo como se define en la reivindicación 14, en donde comprende: a) identificar cada uno de dichos filtros de la pluralidad de las rutas de señal mediante un índice de filtro; b) identificar dicho vector de códigos de campo mediante un índice del código de cifrado y descifrado en campo y c) dichos parámetros del código de cifrado y descifrado comprenden el índice del filtro, el índice del código de cifrado y descifrado y la ganancia de campo.

18. Un método de análisis de campo como se define en la reivindicación 10, en donde dicha filtración del vector de códigos de campo se integra en un filtro de interpolación de dicho dispositivo de búsqueda del código de cifrado y descifrado en campo, dicho filtro de interpolación siendo usado para producir una versión de sub-muestra de dicho vector de códigos de campo.

19. Un codificador que tiene un dispositivo de análisis de campo de conformidad con la reivindicación 1 , para codificar una señal de entrada de banda ancha, dicha codificador comprende: a) una calculadora de filtro de síntesis de predicción final responsable de la señal de banda ancha para producir los coeficientes de filtro de síntesis de predicción lineal; b) un filtro de ponderación perceptible, responsable de la señal de banda ancha y los coeficientes del filtro de síntesis de predicción lineal para producir una señal perceptiblemente ponderada; c) un generador de respuesta de impulsos responsable de dichos coeficientes del filtro de síntesis de predicción lineal para producir una señal de respuesta de impulsos del filtro de síntesis ponderada; d) una unidad de búsqueda de campo para producir parámetros del código de cifrado y descifrado en campo, dicha unidad de búsqueda en campo comprende: i) dicho dispositivo de búsqueda del código de cifrado y descifrado de campo responsable de la señal perceptiblemente ponderada y los coeficientes del filtro de síntesis de predicción lineal para producir el vector de códigos de campo y un vector objetivo de búsqueda innovador y ii) dicho dispositivo de análisis de campo responsable del vector de códigos de campo para seleccionar de dichos conjuntos de los parámetros del código de cifrado y descifrado en campo, el conjunto de parámetros de cifrado y descifrado en campo asociado a la tuta que tiene el error de predicción más bajo calculado; d) un dispositivo de búsqueda de código de cifrado y descifrado innovador responsable de la señal de respuesta de impulso del filtro de síntesis ponderada y el vector objetivo de búsqueda innovador para producir los parámetros del código de cifrado y descifrado innovadores y e) un dispositivo de formación de señales para producir una señal de banda ancha codificada que comprende un conjunto de parámetros de código de cifrado y descifrado en campo asociado a la ruta que tiene el error de predicción en campo más bajo, dichos parámetros de código de cifrado y descifrado innovador y dichos coeficientes del filtro de síntesis de predicción lineal.

20. Un codificador como se define en la reivindicación 20, en donde una de dichas rutas de al menos dos rutas comprende un no-filtro para filtrar el vector de códigos de campo antes de suministrar dicho vector de códigos de campo al dispositivo de cálculo del error de predicción en campo.

21. Un codificador como se define en la reivindicación 19, en donde dichas rutas de señal comprenden una pluralidad de rutas de señales cada una proporcionada con un filtro para filtrar el vector de códigos de campo antes de suministrar dicho vector de códigos de campo al dispositivo de cálculo de error de predicción en campo de la misma ruta.

22. Un codificador como se define en la reivindicación 21 , en donde los filtros de dicha pluralidad de rutas se seleccionan del grupo que consiste de filtros de paso de banda y paso descendente y en donde dichos filtros tienen diferentes respuestas de frecuencia.

23. Un codificador como se define en la reivindicación 19, en donde cada dispositivo de cálculo del error de predicción en campo comprende: a) una unidad de circunvolución para circunvolucionar el vector de códigos de campo con la señal de respuesta de impulsos del filtro de síntesis ponderada y por lo tanto calcular un vector de códigos de campo circunvolucionado; b) una calculadora de ganancia de campo para calcular una ganancia de campo en respuesta al vector de códigos de campo circunvolucionado y el vector objetivo de búsqueda de campo; c) un amplificador para multiplicar el vector de códigos de campo circunvolucionado por la ganancia de campo para de esta manera producir un vector de códigos de campo circunvolucionado amplificado y d) un circuito combinador para combinar el vector de códigos de campo circunvolucionado con el vector objetivo de búsqueda de campo para de esta manera producir el error de predicción en campo.

24. Un codificador como se define en la reivindicación 23, en donde dicha calculadora de ganancia de campo comprende medios para calcular ganancia de campo bü> usando la relación: bü) = ? ' y°> ?? y' ?i2 en donde y = 0, 1, 2, ..., K, y K corresponde a un número de rutas de señales, y en donde x es dicho vector objetivo de búsqueda de campo e y ' es dicho vector de códigos de campo circunvolucionado.

25. Un codificador como se define en la reivindicación 19, en donde dicho dispositivo de cálculo de error de predicción en campo de cada ruta de señal, comprende medios para calcular una determinación del error de predicción en campo correspondiente y en donde dicho selector comprende medios para comparar las determinaciones de dichos errores de predicción en campo de las diferentes rutas de señales y para seleccionar como la ruta de señal que tiene el error de predicción en campo más bajo calculado tiene la determinación más baja calculada del error de predicción en campo.

26. Un codificador como se define en la reivindicación 23, en donde: a) cada uno de dichos filtros de la pluralidad de las rutas de señal se identifican mediante un índice de filtro; b) dicho vector de códigos de campo se identifica mediante un índice de código de cifrado y descifrado en campo y c) dichos parámetros de cifrado y descifrado en campo comprende el índice de filtro, el índice de código de cifrado y descifrado en campo y la ganancia de campo.

27. Un codificador como se define en la reivindicación 19, en donde dicho filtro se integra en un filtro de interpolación de dicho dispositivo de búsqueda de código de cifrado y descifrado en campo, dicho filtro de interpolación siendo usado para producir una versión de sub-muestra de dicho vector de códigos de campo.

28. Un sistema de comunicación celular para dar servicio a una amplia área geográfica dividida en una pluralidad de células, que comprende: a) unidades receptoras/transmisoras móviles; b) estaciones de base celular respectivamente situadas en dichas células; c) una terminal de control para controlar la comunicación entre las estaciones de base celular; d) un sub-sistema de comunicación inalámbrica bidireccional entre cada unidad móvil situada en una célula y la estación de base celular de dicha célula, dicho subsistema de comunicación inalámbrica bidireccional que comprende, en ambas la unida móvil y la estación de base celular: i) un transmisor que incluye un codificador para codificar una señal de banda ancha para como se menciona en la reivindicación 19 y un circuito de transmisión para transmitir la señal de banda ancha codificada y ii) un receptor que incluye un circuito de recepción para recibir una señal de banda ancha codificada transmitida y un decodificador para decodificar la señal de banda ancha codificada recibida.

29. Un sistema de comunicación celular como se define en la reivindicación 28, en donde una de dichas rutas en al menos dos rutas comprende un no-filtro para filtrar el vector de códigos de campo antes de suministrar dicho vector de códigos de campo al dispositivo de cálculo del error de predicción en campo.

30. Un sistema de comunicación celular como se define en la reivindicación 28, en donde dichas rutas de señal comprenden una pluralidad de rutas de señales cada una proporcionada con un filtro para filtrar el vector de códigos de campo antes de suministrar dicho vector de códigos de campo al dispositivo de cálculo de error de predicción en campo de la misma ruta.

31. Un sistema de comunicación celular como se define en la reivindicación 30, en donde los filtros de dicha pluralidad de rutas se seleccionan del grupo que consiste de filtros de paso de banda y paso descendente y en donde dichos filtros tienen diferentes respuestas de frecuencia.

32. Un sistema de comunicación celular como se define en la reivindicación 28, en donde cada dispositivo de cálculo del error de predicción en campo comprende: a) una unidad de circunvolución para circunvolucionar el vector de códigos de campo con la señal de respuesta de impulsos del filtro de síntesis ponderada y por lo tanto calcular un vector de códigos de campo circunvolucionado; b) una calculadora de ganancia de campo para calcular una ganancia de campo en respuesta al vector de códigos de campo circunvolucionado y el vector objetivo de búsqueda de campo; c) un amplificador para multiplicar el vector de códigos de campo circunvolucionado por la ganancia de campo para de esta manera producir un vector de códigos de campo circunvolucionado amplificado y d) un circuito combinador para combinar el vector de códigos de campo circunvolucionado con el vector objetivo de búsqueda de campo para de esta manera producir el error de predicción en campo.

33. Un sistema de comunicación celular como se define en la reivindicación 32, en donde dicha calculadora de ganancia de campo comprende medios para calcular ganancia de campo bü) usando la relación: b?) = ? ' y0* II y0* II2 en donde j = 0, 1, 2, ..., K, y K corresponde a un número de rutas de señales, y en donde x es dicho vector objetivo de búsqueda de campo e y es dicho vector de códigos de campo circunvolucionado.

34. Un sistema de comunicación celular como se define en la reivindicación 28, en donde dicho dispositivo de cálculo de error de predicción en campo de cada ruta de señal, comprende medios para calcular una determinación del error de predicción en campo correspondiente y en donde dicho selector comprende medios para comparar las determinaciones de dichos errores de predicción en campo de las diferentes rutas de señales y para seleccionar como la ruta de señal que tiene el error de predicción en campo más bajo calculado tiene la determinación más baja calculada del error de predicción en campo.

35. Un sistema de comunicación celular como se define en la reivindicación 32, en donde: a) cada uno de dichos filtros de la pluralidad de las rutas de señal se identifica mediante un índice de filtro; b) dicho vector de códigos de campo se identifica mediante un índice de código de cifrado y descifrado en campo y c) dichos parámetros de cifrado y descifrado en campo comprende el índice de filtro, el índice de código de cifrado y descifrado en campo y la ganancia de campo.

36. Un sistema de comunicación celular como se define en la reivindicación 28, en donde dicho filtro se integra en un filtro de interpolación de dicho dispositivo de búsqueda de código de cifrado y descifrado en campo, dicho filtro de interpolación siendo usado para producir una versión de sub-muestra de dicho vector de códigos de campo.

37. Una unidad receptora/transmisora móvil celular que comprende: a) un transmisor que incluye un codificador para codificar una señal de banda ancha como se menciona en la reivindicación 19 y un circuito de transmisión para la transmisión de la señal de banda ancha codificada y b) un receptor que incluye un circuito receptor para recibir una señal de banda ancha codificada transmitida y un decodificador para decodificar la señal de banda ancha codificada recibida.

38. Una unidad receptora/transmisora móvil celular como se define en la reivindicación 37, en donde una de dichas rutas en al menos dos rutas comprende un no-filtro para filtrar el vector de códigos de campo antes de suministrar dicho vector de códigos de campo al dispositivo de cálculo del error de predicción en campo.

39. Una unidad receptora/transmisora móvil celular como se define en la reivindicación 37, en donde dichas rutas de señal comprenden una pluralidad de rutas de señales cada una proporcionada con un filtro para filtrar el vector de códigos de campo antes de suministrar dicho vector de códigos de campo al dispositivo de cálculo de error de predicción en campo de la misma ruta.

40. Una unidad receptora/transmisora móvil celular como se define en la reivindicación 39, en donde los filtros de dicha pluralidad de rutas se seleccionan del grupo que consiste de filtros de paso de banda y paso descendente y en donde dichos filtros tienen diferentes respuestas de frecuencia.

41. Una unidad receptora/transmisora móvil celular como se define en la reivindicación 37, en donde cada dispositivo de cálculo del error de predicción en campo comprende: a) una unidad de circunvolución para circunvolucionar el vector de códigos de campo con la señal de respuesta de impulsos del filtro de síntesis ponderada y por lo tanto calcular un vector de códigos de campo circunvolucionado; b) una calculadora de ganancia de campo para calcular una ganancia de campo en respuesta al vector de códigos de campo circunvolucionado y el vector objetivo de búsqueda de campo; c) un amplificador para multiplicar el vector de códigos de campo circunvolucionado por la ganancia de campo para de esta manera producir un vector de códigos de campo circunvolucionado amplificado y d) un circuito combinador para combinar el vector de códigos de campo circunvolucionado con el vector objetivo de búsqueda de campo para de esta manera producir el error de predicción en campo.

42. Una unidad receptora/transmisora móvil celular como se define en la reivindicación 41 , en donde dicha calculadora de ganancia de campo comprende medios para calcular ganancia de campo b0) usando la relación: b<>> = ? ' yd> H yd> H2 en donde j = 0, 1, 2, ..., K, y K corresponde a un número de rutas de señales, y en donde x es dicho vector objetivo de búsqueda de campo e y es dicho vector de códigos de campo circunvolucionado.

43. Una unidad receptora/transmisora móvil celular como se define en la reivindicación 37, en donde dicho dispositivo de cálculo de error de predicción en campo de cada ruta de señal, comprende medios para calcular una determinación del error de predicción en campo correspondiente y en donde dicho selector comprende medios para comparar las determinaciones de dichos errores de predicción en campo de las diferentes rutas de señales y para seleccionar como la ruta de señal que tiene el error de predicción en campo más bajo calculado tiene la determinación más baja calculada del error de predicción en campo.

44. Una unidad receptora/transmisora móvil celular como se define en la reivindicación 41 , en donde: a) cada uno de dichos filtros de la pluralidad de las rutas de señal se identifica mediante un índice de filtro; b) dicho vector de códigos de campo se identifica mediante un índice de código de cifrado y descifrado en campo y c) dichos parámetros de cifrado y descifrado en campo comprende el índice de filtro, el índice de código de cifrado y descifrado en campo y la ganancia de campo.

45. Una unidad receptora/transmisora móvil celular como se define en la reivindicación 37, en donde dicho filtro se integra en un filtro de interpolación de dicho dispositivo de búsqueda de código de cifrado y descifrado en campo, dicho filtro de interpolación siendo usado para producir una versión de sub-muestra de dicho vector de códigos de campo.

46. Un elemento de red celular que comprende: a) un transmisor que incluye un codificador para codificar una señal de banda ancha como se menciona en la reivindicación 19 y un circuito de transmisión para la transmisión de la señal de banda ancha codificada y b) un receptor que incluye un circuito receptor para recibir una señal de banda ancha codificada transmitida y un decodificador para decodificar la señal de banda ancha codificada recibida.

47. Un elemento de red celular como se define en la reivindicación 46, en donde una de dichas rutas en al menos dos rutas comprende un no-filtro para filtrar el vector de códigos de campo antes de suministrar dicho vector de códigos de campo al dispositivo de cálculo del error de predicción en campo.

48. Un elemento de red celular como se define en la reivindicación 48, en donde dichas rutas de señal comprenden una pluralidad de rutas de señales cada una proporcionada con un filtro para filtrar el vector de códigos de campo antes de suministrar dicho vector de códigos de campo al dispositivo de cálculo de error de predicción en campo de la misma ruta.

49. Un elemento de red celular como se define en la reivindicación 48, en donde los filtros de dicha pluralidad de rutas se seleccionan del grupo que consiste de filtros de paso de banda y paso descendente y en donde dichos filtros tienen diferentes respuestas de frecuencia.

50. Un elemento de red celular como se define en la reivindicación 46, en donde cada dispositivo de cálculo del error de predicción en campo comprende: a) una unidad de circunvolución para circunvolucionar el vector de códigos de campo con la señal de respuesta de impulsos del filtro de síntesis ponderada y por lo tanto calcular un vector de códigos de campo circunvolucionado; b) una calculadora de ganancia de campo para calcular una ganancia de campo en respuesta al vector de códigos de campo circunvolucionado y el vector objetivo de búsqueda de campo; c) un amplificador para multiplicar el vector de códigos de campo circunvolucionado por la ganancia de campo para de esta manera producir un vector de códigos de campo circunvolucionado amplificado y d) un circuito combinador para combinar el vector de códigos de campo circunvolucionado con el vector objetivo de búsqueda de campo para de esta manera producir el error de predicción en campo.

51. Un elemento de red celular como se define en la reivindicación 50, en donde dicha calculadora de ganancia de campo comprende medios para calcular ganancia de campo b?> usando la relación: bü> = ? ' y® U y® H2 en donde j = 0, 1, 2, ..., K, y K corresponde a un número de rutas de señales, y en donde x es dicho vector objetivo de búsqueda de campo e y 1 es dicho vector de códigos de campo circunvolucionado.

52. Un elemento de red celular como se define en la reivindicación 46, en donde dicho dispositivo de cálculo de error de predicción en campo de cada ruta de señal, comprende medios para calcular una determinación del error de predicción en campo correspondiente y en donde dicho selector comprende medios para comparar las determinaciones de dichos errores de predicción en campo de las diferentes rutas de señales y para seleccionar como la ruta de señal que tiene el error de predicción en campo más bajo calculado tiene la determinación más baja calculada del error de predicción en campo.

53. Un elemento de red celular como se define en la reivindicación 50, en donde: a) cada uno de dichos filtros de la pluralidad de las rutas de señal se identifica mediante un índice de filtro; b) dicho vector de códigos de campo se identifica mediante un índice de código de cifrado y descifrado en campo y c) dichos parámetros de cifrado y descifrado en campo comprende el índice de filtro, el índice de código de cifrado y descifrado en campo y la ganancia de campo.

54. Un elemento de red celular como se define en la reivindicación 46, en donde dicho filtro se integra en un filtro de interpolación de dicho dispositivo de búsqueda de código de cifrado y descifrado en campo, dicho filtro de interpolación siendo usado para producir una versión de sub-muestra de dicho vector de códigos de campo.

55. En un sistema de comunicación celular para dar servicio a una amplia área geográfica en una pluralidad de células, que comprende: unidades trasmisoras/receptoras móviles, estaciones de base celular, respectivamente situadas en dichas células y la terminal de control para controlar la comunicación entre las estaciones de base celular: un subsistema de comunicación inalámbrica entre cada unidad móvil situada en una célula y la estación de base celular de dicha célula, dicho sub-sistema de comunicación inalámbrica celular bidireccional que comprende, en ambas la unidad móvil y la estación de base celular: a) un transmisor que incluye un codificador para codificar una señal de banda ancha como se menciona en la reivindicación 19 y un circuito de transmisión para la transmisión de la señal de banda ancha codificada y b) un receptor que incluye un circuito receptor para recibir una señal de banda ancha codificada transmitida y un decodificador para decodificar la señal de banda ancha codificada recibida.

56. Un sub-sistema de comunicación inalámbrica bidireccional como se define en la reivindicación 55, en donde una de dichas rutas en al menos dos rutas comprende un no-filtro para filtrar el vector de códigos de campo antes de suministrar dicho vector de códigos de campo al dispositivo de cálculo del error de predicción en campo.

57. Un sub-sistema de comunicación inalámbrica bidireccional como se define en la reivindicación 55, en donde dichas rutas de señal comprenden una pluralidad de rutas de señales cada una proporcionada con un filtro para filtrar el vector de códigos de campo antes de suministrar dicho vector de códigos de campo al dispositivo de cálculo de error de predicción en campo de la misma ruta.

58. Un sub-sistema de comunicación inalámbrica bidireccional como se define en la reivindicación 57, en donde los filtros de dicha pluralidad de rutas se seleccionan del grupo que consiste de filtros de paso de banda y paso descendente y en donde dichos filtros tienen diferentes respuestas de frecuencia.

59. Un sub-sistema de comunicación inalámbrica bidireccional como se define en la reivindicación 55, en donde cada dispositivo de cálculo del error de predicción en campo comprende: a) una unidad de circunvolución para circunvolucionar el vector de códigos de campo con la señal de respuesta de impulsos del filtro de síntesis ponderada y por lo tanto calcular un vector de códigos de campo circunvolucionado; b) una calculadora de ganancia de campo para calcular una ganancia de campo en respuesta al vector de códigos de campo circunvolucionado y el vector objetivo de búsqueda de campo; c) un amplificador para multiplicar el vector de códigos de campo circunvolucionado por la ganancia de campo para de esta manera producir un vector de códigos de campo circunvolucionado amplificado y d) un circuito combinador para combinar el vector de códigos de campo circunvolucionado con el vector objetivo de búsqueda de campo para de esta manera producir el error de predicción en campo.

60. Un sub-sistema de comunicación inalámbrica bidireccional como se define en la reivindicación 59, en donde dicha calculadora de ganancia de campo comprende medios para calcular ganancia de campo bw usando la relación: bf = ? t yU> H yC> //2 Tn donde j = 0, 1, 2, .... K, y K corresponde a un número de rutas de señales, y en donde x es dicho vector objetivo de búsqueda de campo e y® es dicho vector de códigos de campo circunvolucionado.

61. Un sub-sistema de comunicación inalámbrica bidireccional como se define en la reivindicación 55, en donde dicho dispositivo de cálculo de error de predicción en campo de cada ruta de señal, comprende medios para calcular una determinación del error de predicción en campo correspondiente y en donde dicho selector comprende medios para comparar las determinaciones de dichos errores de predicción en campo de las diferentes rutas de señales y para seleccionar como la ruta de señal que tiene el error de predicción en campo más bajo calculado tiene la determinación más baja calculada del error de predicción en campo.

62. Un sub-sistema de comunicación inalámbrica bidireccional como se define en la reivindicación 59, en donde: a) cada uno de dichos filtros de la pluralidad de las rutas de señal se Identifica mediante un índice de filtro; b) dicho vector de códigos de campo se identifica mediante un índice de código de cifrado y descifrado en campo y c) dichos parámetros de cifrado y descifrado en campo comprende el índice de filtro, el índice de código de cifrado y descifrado en campo y la ganancia de campo.

63. Un sub-sistema de comunicación inalámbrica bidireccional como se define en la reivindicación 55, en donde dicho filtro se integra en un filtro de interpolación de dicho dispositivo de búsqueda de código de cifrado y descifrado en campo, dicho filtro de interpolación siendo usado para producir una versión de sub-muestra de dicho vector de códigos de campo.