JP2002528775A - 広帯域信号の符号化における適応帯域ピッチ探索のための方法および装置 - Google Patents
広帯域信号の符号化における適応帯域ピッチ探索のための方法および装置Info
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Abstract
(57)【要約】
広帯域信号、特に、しかしそれに限定されるものではないが音声信号を、この広帯域音響信号の送信または記憶および合成のためにディジタル符号化するための改良された方法および装置。音声スペクトルの高調波構造の効率的なモデル化を行うこの新たな方法と装置は、ピッチコードベクトルに適用される幾つかの形のローパスフィルタを使用し、より高い予測ゲイン（すなわち、最小のピッチ予測誤差）を得るローパスフィルタが選択され、それに関連したピッチコードブックパラメータが送出される。
Description
【０００１】 発明の背景 １． 発明の分野 本発明は、広帯域信号、特に、しかしそれに限定されるものではないが音声信
号を、この広帯域音響信号の送信または記憶および合成のためにディジタル符号
化するための効率的な方法に関する。さらに特に、本発明は、改良されたピッチ
探索装置および方法に関する。 ２． 従来技術の簡単な説明 例えば音声／映像電子会議システム、マルチメディア、ワイヤレスアプリケー
ション、並びに、インターネットおよびパケットネットワークアプリケーション
のような様々な用途において、主観的品質／ビットレートの良好なトレードオフ
を有する効率的なディジタル広帯域音声／オーディオ符号化技術に対する要求が
ますます高まっている。最近になるまで、主として２００−３４００Ｈｚ帯域内
のフィルタリングされた電話帯域幅が音声符号化アプリケーションで使用されて
いた。しかし、音声信号の了解性と自然さを向上させるために、広帯域音声アプ
リケーションに対する要求がますます高まっている。５０−７０００Ｈｚ帯域の
帯域幅が、対面音声品質を実現するのに十分であることが発見された。オーディ
オ信号に関しては、この帯域は許容可能なオーディオ品質をもたらすが、この品
質は２０−２００００Ｈｚ帯域を使用するＣＤ品質よりは依然として低い。
号を、この広帯域音響信号の送信または記憶および合成のためにディジタル符号
化するための効率的な方法に関する。さらに特に、本発明は、改良されたピッチ
探索装置および方法に関する。 ２． 従来技術の簡単な説明 例えば音声／映像電子会議システム、マルチメディア、ワイヤレスアプリケー
ション、並びに、インターネットおよびパケットネットワークアプリケーション
のような様々な用途において、主観的品質／ビットレートの良好なトレードオフ
を有する効率的なディジタル広帯域音声／オーディオ符号化技術に対する要求が
ますます高まっている。最近になるまで、主として２００−３４００Ｈｚ帯域内
のフィルタリングされた電話帯域幅が音声符号化アプリケーションで使用されて
いた。しかし、音声信号の了解性と自然さを向上させるために、広帯域音声アプ
リケーションに対する要求がますます高まっている。５０−７０００Ｈｚ帯域の
帯域幅が、対面音声品質を実現するのに十分であることが発見された。オーディ
オ信号に関しては、この帯域は許容可能なオーディオ品質をもたらすが、この品
質は２０−２００００Ｈｚ帯域を使用するＣＤ品質よりは依然として低い。
【０００２】 音声エンコーダが音声信号をディジタルビットストリームに変換し、このディ
ジタルビットストリームが通信チャネルを経由して伝送される（または、記憶媒
体内に記憶される）。音声信号はディジタル化され（すなわち、通常は１６ビッ
トサンプリングによって量子化され）、音声エンコーダは、より少ないビット数
でこれらのディジタルサンプルを表現すると同時に良好な主観的音声品質を維持
するという役割を有する。この音声デコーダ或いはシンセサイザは、伝送または
記憶されたビットストリームに演算を施し、このビットストリームを変換して音
声信号に戻す。
ジタルビットストリームが通信チャネルを経由して伝送される（または、記憶媒
体内に記憶される）。音声信号はディジタル化され（すなわち、通常は１６ビッ
トサンプリングによって量子化され）、音声エンコーダは、より少ないビット数
でこれらのディジタルサンプルを表現すると同時に良好な主観的音声品質を維持
するという役割を有する。この音声デコーダ或いはシンセサイザは、伝送または
記憶されたビットストリームに演算を施し、このビットストリームを変換して音
声信号に戻す。
【０００３】 優れた品質／ビットレートのトレードオフを実現することが可能な最良の従来
技術の１つが、いわゆる符号励起線形予測（ＣＥＬＰ）方式である。この方式で
は、サンプリングされた音声信号を、一般にフレームと呼ばれる、１個のブロッ
クがＬ個のサンプルから成る連続したブロックの形で処理し、ここでＬは（１０
−３０ミリ秒の音声に対応する）何らかの予め決められた数である。ＣＥＬＰで
は、各フレーム毎に線形予測（ＬＰ）合成フィルタを計算して伝送する。その次
に、Ｌ個のサンプルから成るフレームを、Ｎ個のサンプルから成るサブフレーム
と呼ばれるより小さいブロックに分割し、ここではＬ＝ｋＮでありかつｋは１フ
レーム内のサブフレームの個数である（Ｎは一般に４−１０ミリ秒の音声に対応
する）。励起信号を各サブフレーム内で求め、この励起信号は、一般に、２つの
成分、すなわち、直前の励起（ピッチ寄与（ｐｉｔｃｈ ｃｏｎｔｒｉｂｕｔｉ
ｏｎ）または適応コードブックとも呼ばれる）からの一方の成分と、イノベーテ
ィブコードブック（ｉｎｎｏｖａｔｉｖｅ ｃｏｄｅｂｏｏｋ）（固定コードブ
ックとも呼ばれる）からの他方の成分とから成る。この励起信号が伝送され、合
成音声を得るためにＬＰ合成フィルタの入力としてデコーダで使用される。
技術の１つが、いわゆる符号励起線形予測（ＣＥＬＰ）方式である。この方式で
は、サンプリングされた音声信号を、一般にフレームと呼ばれる、１個のブロッ
クがＬ個のサンプルから成る連続したブロックの形で処理し、ここでＬは（１０
−３０ミリ秒の音声に対応する）何らかの予め決められた数である。ＣＥＬＰで
は、各フレーム毎に線形予測（ＬＰ）合成フィルタを計算して伝送する。その次
に、Ｌ個のサンプルから成るフレームを、Ｎ個のサンプルから成るサブフレーム
と呼ばれるより小さいブロックに分割し、ここではＬ＝ｋＮでありかつｋは１フ
レーム内のサブフレームの個数である（Ｎは一般に４−１０ミリ秒の音声に対応
する）。励起信号を各サブフレーム内で求め、この励起信号は、一般に、２つの
成分、すなわち、直前の励起（ピッチ寄与（ｐｉｔｃｈ ｃｏｎｔｒｉｂｕｔｉ
ｏｎ）または適応コードブックとも呼ばれる）からの一方の成分と、イノベーテ
ィブコードブック（ｉｎｎｏｖａｔｉｖｅ ｃｏｄｅｂｏｏｋ）（固定コードブ
ックとも呼ばれる）からの他方の成分とから成る。この励起信号が伝送され、合
成音声を得るためにＬＰ合成フィルタの入力としてデコーダで使用される。
【０００４】 ＣＥＬＰにおけるイノベーティブコードブックは、Ｎ次元のコードベクトルと
呼ばれるサンプルＮ個分の長さのシーケンスの索引付きセットである。各々のコ
ードブックシーケンスは、１からＭの範囲内の整数ｋによる索引を付けられ、こ
こでＭはビット数ｂとして表現されることが多いコードブックのサイズを表し、
ここでＭ＝２bである。
呼ばれるサンプルＮ個分の長さのシーケンスの索引付きセットである。各々のコ
ードブックシーケンスは、１からＭの範囲内の整数ｋによる索引を付けられ、こ
こでＭはビット数ｂとして表現されることが多いコードブックのサイズを表し、
ここでＭ＝２bである。
【０００５】 ＣＥＬＰ方式によって音声を合成するためには、コードブックからの適切なコ
ードベクトルを音声信号のスペクトル特徴をモデル化する時変フィルタに通して
フィルタリングすることによって、Ｎ個のサンプルから成るブロックの各々を合
成する。エンコーダ側では、コードブックからのコードベクトルの全てまたはそ
のサブセットに関して合成出力を計算する（コードブック探索）。こうして得ら
れたコードベクトルは、聴覚的に重み付けされた歪み測度にしたがってオリジナ
ルの音声信号に最も近い合成出力を生成するコードベクトルである。この聴覚重
み付けを、いわゆる聴覚重み付けフィルタを使用して行い、この聴覚重み付けフ
ィルタは一般的にＬＰ合成フィルタから得られる。
ードベクトルを音声信号のスペクトル特徴をモデル化する時変フィルタに通して
フィルタリングすることによって、Ｎ個のサンプルから成るブロックの各々を合
成する。エンコーダ側では、コードブックからのコードベクトルの全てまたはそ
のサブセットに関して合成出力を計算する（コードブック探索）。こうして得ら
れたコードベクトルは、聴覚的に重み付けされた歪み測度にしたがってオリジナ
ルの音声信号に最も近い合成出力を生成するコードベクトルである。この聴覚重
み付けを、いわゆる聴覚重み付けフィルタを使用して行い、この聴覚重み付けフ
ィルタは一般的にＬＰ合成フィルタから得られる。
【０００６】 ＣＥＬＰモデルは電話帯域の音声信号の符号化に非常に有効であり、ＣＥＬＰ
を基礎とする幾つかの規格が、広範囲のアプリケーション、特にディジタル移動
電話アプリケーションにおいて存在している。電話帯域では、音声信号は２００
−３４００Ｈｚに帯域制限され、８０００サンプル／秒でサンプリングされる。
広帯域音声／オーディオアプリケーションでは、音声信号は５０−７０００Ｈｚ
に帯域制限され、１６０００サンプル／秒でサンプリングされる。
を基礎とする幾つかの規格が、広範囲のアプリケーション、特にディジタル移動
電話アプリケーションにおいて存在している。電話帯域では、音声信号は２００
−３４００Ｈｚに帯域制限され、８０００サンプル／秒でサンプリングされる。
広帯域音声／オーディオアプリケーションでは、音声信号は５０−７０００Ｈｚ
に帯域制限され、１６０００サンプル／秒でサンプリングされる。
【０００７】 電話帯域に最適化されたＣＥＬＰモデルを広帯域信号に適用する時には幾つか
の問題が生じ、高品質の広帯域信号を得るためにはこのモデルに追加の特徴を加
えることが必要である。広帯域信号は、電話帯域信号に比較してはるかに広いダ
イナミックレンジを示し、このことが、（ワイヤレスアプリケーションでは必須
である）このアルゴリズムの固定小数点処理系が必要とされる時に、精度上の問
題を生じさせる。さらに、ＣＥＬＰモデルは、通常はより高いエネルギー成分を
有する低周波数領域にその符号化ビットの大半を費やすことが多く、この結果と
してローパスの出力信号が生じる。この問題を克服するために、聴覚重み付けフ
ィルタを広帯域信号に適合するように改変しなければならず、かつ、高周波数領
域を強調するプリエンファシス方式が、ダイナミックレンジを低減させてより単
純な固定小数点処理系を実現するために、および、信号のより高い周波数の成分
をより適切に符号化することを確実にするために重要になる。さらに、広帯域信
号中の有声音セグメントのスペクトルのピッチ成分はスペクトル全体にわたらず
、有声音の量は狭帯域信号に比較して、より狭いばらつきを見せる。したがって
、広帯域信号の場合には、既存のピッチ探索構造はあまり効率的ではない。した
がって、有声音レベルのばらつきによりうまく対応するように、閉ループピッチ
分析を改良することが重要である。 発明の目的 したがって、本発明の目的は、高音質の再生音響信号を得るために改良された
ピッチ分析を使用する、ＣＥＬＰタイプの符号化技術を使用して広帯域（７００
０Ｈｚ）の音響信号を効率的に符号化する方法および装置を提供することである
。 発明の概要 さらに明確に述べると、本発明によって、少なくとも２つの信号経路から、最
小の計算ピッチ予測誤差を有する信号経路に関連しているピッチコードブックパ
ラメータの最適なセットを選択する方法が提供される。ピッチ予測誤差は、ピッ
チコードブック探索装置からのピッチコードベクトルに応答して計算される。２
つの信号経路のうちの少なくとも１つの信号経路では、その１つの信号経路のピ
ッチ予測誤差の計算のためにピッチコードベクトルを供給する前に、ピッチ予測
誤差がフィルタリングされる。最後に、少なくとも２つの信号経路で計算された
ピッチ予測誤差が互いに比較され、最小の計算ピッチ予測誤差を有する信号経路
が選択され、この選択された信号経路に関連しているピッチコードブックパラメ
ータのセットが選択される。
の問題が生じ、高品質の広帯域信号を得るためにはこのモデルに追加の特徴を加
えることが必要である。広帯域信号は、電話帯域信号に比較してはるかに広いダ
イナミックレンジを示し、このことが、（ワイヤレスアプリケーションでは必須
である）このアルゴリズムの固定小数点処理系が必要とされる時に、精度上の問
題を生じさせる。さらに、ＣＥＬＰモデルは、通常はより高いエネルギー成分を
有する低周波数領域にその符号化ビットの大半を費やすことが多く、この結果と
してローパスの出力信号が生じる。この問題を克服するために、聴覚重み付けフ
ィルタを広帯域信号に適合するように改変しなければならず、かつ、高周波数領
域を強調するプリエンファシス方式が、ダイナミックレンジを低減させてより単
純な固定小数点処理系を実現するために、および、信号のより高い周波数の成分
をより適切に符号化することを確実にするために重要になる。さらに、広帯域信
号中の有声音セグメントのスペクトルのピッチ成分はスペクトル全体にわたらず
、有声音の量は狭帯域信号に比較して、より狭いばらつきを見せる。したがって
、広帯域信号の場合には、既存のピッチ探索構造はあまり効率的ではない。した
がって、有声音レベルのばらつきによりうまく対応するように、閉ループピッチ
分析を改良することが重要である。 発明の目的 したがって、本発明の目的は、高音質の再生音響信号を得るために改良された
ピッチ分析を使用する、ＣＥＬＰタイプの符号化技術を使用して広帯域（７００
０Ｈｚ）の音響信号を効率的に符号化する方法および装置を提供することである
。 発明の概要 さらに明確に述べると、本発明によって、少なくとも２つの信号経路から、最
小の計算ピッチ予測誤差を有する信号経路に関連しているピッチコードブックパ
ラメータの最適なセットを選択する方法が提供される。ピッチ予測誤差は、ピッ
チコードブック探索装置からのピッチコードベクトルに応答して計算される。２
つの信号経路のうちの少なくとも１つの信号経路では、その１つの信号経路のピ
ッチ予測誤差の計算のためにピッチコードベクトルを供給する前に、ピッチ予測
誤差がフィルタリングされる。最後に、少なくとも２つの信号経路で計算された
ピッチ予測誤差が互いに比較され、最小の計算ピッチ予測誤差を有する信号経路
が選択され、この選択された信号経路に関連しているピッチコードブックパラメ
ータのセットが選択される。
【０００８】 ピッチコードブックパラメータの最適なセットを生成するための本発明のピッ
チ分析装置は、 ａ）ピッチコードブックパラメータのそれぞれのセットに関連している少なく
とも２つの信号経路であって、 ｉ）各信号経路は、ピッチコードブック探索装置からのピッチコードベク
トルのピッチ予測誤差を計算するピッチ予測誤差計算装置を含み、 ｉｉ）２つの信号経路のうちの少なくとも１つの信号経路は、ピッチコー
ドベクトルをその経路のピッチ予測誤差計算装置に供給する前にピッチコードベ
クトルをフィルタリングするフィルタを含む 信号経路と、 ｂ）信号経路において計算されたピッチ予測誤差を互いに比較し、最小の計算
ピッチ予測誤差を有する信号経路を選択し、その選択された信号経路に関連して
いるピッチコードブックパラメータのセットを選択するセレクタ とを含む。
チ分析装置は、 ａ）ピッチコードブックパラメータのそれぞれのセットに関連している少なく
とも２つの信号経路であって、 ｉ）各信号経路は、ピッチコードブック探索装置からのピッチコードベク
トルのピッチ予測誤差を計算するピッチ予測誤差計算装置を含み、 ｉｉ）２つの信号経路のうちの少なくとも１つの信号経路は、ピッチコー
ドベクトルをその経路のピッチ予測誤差計算装置に供給する前にピッチコードベ
クトルをフィルタリングするフィルタを含む 信号経路と、 ｂ）信号経路において計算されたピッチ予測誤差を互いに比較し、最小の計算
ピッチ予測誤差を有する信号経路を選択し、その選択された信号経路に関連して
いるピッチコードブックパラメータのセットを選択するセレクタ とを含む。
【０００９】 音声スペクトルの高調波構造の効率的なモデル化を行うこの新たな方法および
装置は、直前の励起に適用される幾つかの形のローパスフィルタを使用し、より
高い予測ゲインを生じさせるローパスフィルタが選択される。サブサンプルピッ
チ分解能が使用される時には、これらのローパスフィルタは、より高いピッチ分
解能を得るために使用される補間フィルタの中に組み込まれることが可能である
。
装置は、直前の励起に適用される幾つかの形のローパスフィルタを使用し、より
高い予測ゲインを生じさせるローパスフィルタが選択される。サブサンプルピッ
チ分解能が使用される時には、これらのローパスフィルタは、より高いピッチ分
解能を得るために使用される補間フィルタの中に組み込まれることが可能である
。
【００１０】 本発明の好ましい実施様態では、上述のピッチ分析装置のピッチ予測誤差計算
装置の各々が、 ａ）ピッチコードベクトルを重み付けされた合成フィルタインパルス応答信号
と畳み込み演算し、それによって畳み込まれたピッチコードベクトルを計算する
畳み込みユニットと、 ｂ）畳み込まれたピッチコードベクトルとピッチ探索ターゲットベクトルとに
応答してピッチゲインを計算するピッチゲイン計算器と、 ｃ）畳み込まれたピッチコードベクトルにピッチゲインを乗算して、増幅され
た畳み込みピッチコードベクトルを生成する増幅器と、 ｄ）増幅された畳み込みピッチコードベクトルをピッチ探索ターゲットベクト
ルと組み合わせてピッチ予測誤差を生成するコンバイナー回路 とを含む。
装置の各々が、 ａ）ピッチコードベクトルを重み付けされた合成フィルタインパルス応答信号
と畳み込み演算し、それによって畳み込まれたピッチコードベクトルを計算する
畳み込みユニットと、 ｂ）畳み込まれたピッチコードベクトルとピッチ探索ターゲットベクトルとに
応答してピッチゲインを計算するピッチゲイン計算器と、 ｃ）畳み込まれたピッチコードベクトルにピッチゲインを乗算して、増幅され
た畳み込みピッチコードベクトルを生成する増幅器と、 ｄ）増幅された畳み込みピッチコードベクトルをピッチ探索ターゲットベクト
ルと組み合わせてピッチ予測誤差を生成するコンバイナー回路 とを含む。
【００１１】 本発明の別の好ましい実施態様では、ピッチゲイン計算器は、次の関係を使用
してピッチゲインｂ(j)を計算する手段を含み、 ｂ(j)＝ｘtｙ(j)／‖ｙ(j)‖2 ここでｊ＝０，１，２，．．．，Ｋであり、Ｋは信号経路の数に相当し、 さらに、ここでｘはピッチ探索ターゲットベクトルであり、ｙ(j)は畳み込みピ
ッチコードベクトルである。
してピッチゲインｂ(j)を計算する手段を含み、 ｂ(j)＝ｘtｙ(j)／‖ｙ(j)‖2 ここでｊ＝０，１，２，．．．，Ｋであり、Ｋは信号経路の数に相当し、 さらに、ここでｘはピッチ探索ターゲットベクトルであり、ｙ(j)は畳み込みピ
ッチコードベクトルである。
【００１２】 さらに、本発明は、上述のピッチ分析装置を有する、広帯域入力信号を符号化
するためのエンコーダにも関し、このエンコーダは、 ａ）広帯域信号に応答して線形予測合成フィルタ係数を生成する線形予測合成
フィルタ計算器と、 ｂ）広帯域信号と線形予測合成フィルタ係数とに応答して、聴覚的に重み付け
された信号を生成する聴覚重み付けフィルタと、 ｃ）線形予測合成フィルタ係数に応答して、重み付けされた合成フィルタイン
パルス応答信号を生成するインパルス応答発生器と、 ｄ）ピッチコードブックパラメータを生成するピッチ探索ユニットであって、 ｉ）聴覚重み付けされた信号と線形予測合成フィルタ係数とに応答して、
ピッチコードベクトルとイノベーティブ探索ターゲットベクトルとを生成するピ
ッチコードブック探索装置と、 ｉｉ）ピッチコードベクトルに応答して、ピッチコードブックパラメータ
のセットから、最小の計算ピッチ予測誤差を有する経路に関連しているピッチコ
ードブックパラメータのセットを選択するピッチ分析装置 とを含むピッチ探索ユニットと、 ｄ）重み付けされた合成フィルタインパルス応答信号とイノベーティブ探索タ
ーゲットベクトルとに応答して、イノベーティブコードブックパラメータを生成
するイノベーティブコードブック探索装置と、 ｅ）最小のピッチ予測誤差を有する経路に関連しているピッチコードブックパ
ラメータのセットと、イノベーティブコードブックパラメータと、線形予測合成
フィルタ係数とを含む、符号化された広帯域信号を生成する信号形成装置 とを含む。
するためのエンコーダにも関し、このエンコーダは、 ａ）広帯域信号に応答して線形予測合成フィルタ係数を生成する線形予測合成
フィルタ計算器と、 ｂ）広帯域信号と線形予測合成フィルタ係数とに応答して、聴覚的に重み付け
された信号を生成する聴覚重み付けフィルタと、 ｃ）線形予測合成フィルタ係数に応答して、重み付けされた合成フィルタイン
パルス応答信号を生成するインパルス応答発生器と、 ｄ）ピッチコードブックパラメータを生成するピッチ探索ユニットであって、 ｉ）聴覚重み付けされた信号と線形予測合成フィルタ係数とに応答して、
ピッチコードベクトルとイノベーティブ探索ターゲットベクトルとを生成するピ
ッチコードブック探索装置と、 ｉｉ）ピッチコードベクトルに応答して、ピッチコードブックパラメータ
のセットから、最小の計算ピッチ予測誤差を有する経路に関連しているピッチコ
ードブックパラメータのセットを選択するピッチ分析装置 とを含むピッチ探索ユニットと、 ｄ）重み付けされた合成フィルタインパルス応答信号とイノベーティブ探索タ
ーゲットベクトルとに応答して、イノベーティブコードブックパラメータを生成
するイノベーティブコードブック探索装置と、 ｅ）最小のピッチ予測誤差を有する経路に関連しているピッチコードブックパ
ラメータのセットと、イノベーティブコードブックパラメータと、線形予測合成
フィルタ係数とを含む、符号化された広帯域信号を生成する信号形成装置 とを含む。
【００１３】 さらに、本発明は、上述のデコーダを含む、セルラー通信システムと、セルラ
ー移動送信機／受信機ユニットと、セルラーネットワーク要素と、双方向無線通
信サブシステムとに関する。 本発明の単なる例示を行う下記の本発明の好ましい実施形態の非限定的な説明
を添付図面を参照しながら理解することによって、本発明の目的と利点と他の特
徴とがより明確になるだろう。 好ましい実施形態の詳細な説明 当業者に周知であるように、４０１（図４を参照されたい）のようなセルラー
通信システムが、広い地理的区域をＣ個のより小さいセルに分割することによっ
てその広い地理的区域全体にわたって通信サービスを提供する。Ｃ個の小さいセ
ルは、その各セルに無線信号チャネルとオーディオチャネルとデータチャネルと
を提供するべつべつのセルラー基地局４０２1、４０２2、．．．、４０２Cによ
って通信サービスを提供される。
ー移動送信機／受信機ユニットと、セルラーネットワーク要素と、双方向無線通
信サブシステムとに関する。 本発明の単なる例示を行う下記の本発明の好ましい実施形態の非限定的な説明
を添付図面を参照しながら理解することによって、本発明の目的と利点と他の特
徴とがより明確になるだろう。 好ましい実施形態の詳細な説明 当業者に周知であるように、４０１（図４を参照されたい）のようなセルラー
通信システムが、広い地理的区域をＣ個のより小さいセルに分割することによっ
てその広い地理的区域全体にわたって通信サービスを提供する。Ｃ個の小さいセ
ルは、その各セルに無線信号チャネルとオーディオチャネルとデータチャネルと
を提供するべつべつのセルラー基地局４０２1、４０２2、．．．、４０２Cによ
って通信サービスを提供される。
【００１４】 無線信号チャネルは、セルラー基地局４０２のサービスエリア（セル）の限界
内の４０３のような移動無線電話（移動送信機／受信機ユニット）の呼出と、基
地局のセルの内側もしくは外側に位置する他の無線電話４０３に対して、または
、公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）４０４のような別のネットワークに対して呼出を
行うために使用される。
内の４０３のような移動無線電話（移動送信機／受信機ユニット）の呼出と、基
地局のセルの内側もしくは外側に位置する他の無線電話４０３に対して、または
、公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）４０４のような別のネットワークに対して呼出を
行うために使用される。
【００１５】 無線電話４０３が呼出を行うことに成功するかまたは呼出を受信することに成
功すると、オーディオチャネルまたはデータチャネルが、この無線電話４０３と
、この無線電話４０３が中に位置しているセルに対応するセルラー基地局４０２
との間に確立され、基地局４０２と無線電話４０３との間の通信がオーディオチ
ャネルまたはデータチャネルを通して行われる。さらに、無線電話４０３は、通
話が進行している最中に無線信号チャネルを通して制御情報またはタイミング情
報を受信することもできる。
功すると、オーディオチャネルまたはデータチャネルが、この無線電話４０３と
、この無線電話４０３が中に位置しているセルに対応するセルラー基地局４０２
との間に確立され、基地局４０２と無線電話４０３との間の通信がオーディオチ
ャネルまたはデータチャネルを通して行われる。さらに、無線電話４０３は、通
話が進行している最中に無線信号チャネルを通して制御情報またはタイミング情
報を受信することもできる。
【００１６】 通話が進行している最中に無線電話４０３がセルの外に出て別の隣接セルの中
に入る場合には、無線電話４０３は、その新たなセル基地局４０２の使用可能な
オーディオまたはデータチャネルに通話をハンドオーバーする。通話が進行して
いない時に無線電話４０３がセルの外に出て別の隣接セルの中に入る場合には、
無線電話４０３は、新たなセルの基地局４０２にログインするために無線信号送
信チャネルを通して制御メッセージを送る。このようにして、広い地理的区域全
体にわたっての移動通信が可能である。
に入る場合には、無線電話４０３は、その新たなセル基地局４０２の使用可能な
オーディオまたはデータチャネルに通話をハンドオーバーする。通話が進行して
いない時に無線電話４０３がセルの外に出て別の隣接セルの中に入る場合には、
無線電話４０３は、新たなセルの基地局４０２にログインするために無線信号送
信チャネルを通して制御メッセージを送る。このようにして、広い地理的区域全
体にわたっての移動通信が可能である。
【００１７】 さらに、セルラー通信システム４０１は、例えば無線電話４０３とＰＳＴＮ
４０４との間の通信、または、第１のセル内に位置した無線電話４０３と第２の
セル内に位置した無線電話４０３との間の通信の最中に、セルラー基地局４０２
とＰＳＴＮ ４０４との間の通信を制御するための制御端末装置４０５を含む。 もちろん、１つのセルの基地局４０２とそのセル内に位置した無線電話４０３
との間にオーディオチャネルまたはデータチャネルを確立するためには、双方向
無線通信サブシステムが必要である。図４に非常に単純化して示しているように
、こうした双方向無線通信サブシステムは、一般に、無線電話４０３内に、 音声信号を符号化するエンコーダ４０７と、エンコーダ４０７からの符号化音
声信号を４０９のようなアンテナを通して送信する送信回路４０８とを含む送信
機４０６と、 一般には同一のアンテナ４０９を通して、送信された符号化音声信号を受信す
る受信回路４１１と、受信回路４１１からの受信した符号化音声信号を復号する
デコーダ４１２とを含む受信機４１０ とを含む。
４０４との間の通信、または、第１のセル内に位置した無線電話４０３と第２の
セル内に位置した無線電話４０３との間の通信の最中に、セルラー基地局４０２
とＰＳＴＮ ４０４との間の通信を制御するための制御端末装置４０５を含む。 もちろん、１つのセルの基地局４０２とそのセル内に位置した無線電話４０３
との間にオーディオチャネルまたはデータチャネルを確立するためには、双方向
無線通信サブシステムが必要である。図４に非常に単純化して示しているように
、こうした双方向無線通信サブシステムは、一般に、無線電話４０３内に、 音声信号を符号化するエンコーダ４０７と、エンコーダ４０７からの符号化音
声信号を４０９のようなアンテナを通して送信する送信回路４０８とを含む送信
機４０６と、 一般には同一のアンテナ４０９を通して、送信された符号化音声信号を受信す
る受信回路４１１と、受信回路４１１からの受信した符号化音声信号を復号する
デコーダ４１２とを含む受信機４１０ とを含む。
【００１８】 さらに、無線電話は、エンコーダ４０７とデコーダ４１２とが接続されており
かつこれらからの信号を処理するための他の従来通りの無線電話回路４１３も含
み、この回路４１３は当業者に公知であり、したがって本明細書ではさらに詳細
には説明しない。 さらに、こうした双方向無線通信サブシステムは、一般に、その基地局４０２
内に、 音声信号を符号化するエンコーダ４１５と、エンコーダ４１５からの符号化音
声信号を４１７のようなアンテナを通して送信する送信回路４１６とを含む送信
機４１４と、 同一のアンテナ４０９または別のアンテナ（図示していない）を通して、送信
された符号化音声信号を受信する受信回路４１９と、受信回路４１９からの受信
した符号化音声信号を復号するデコーダ４２０とを含む受信機４１８ とを含む。
かつこれらからの信号を処理するための他の従来通りの無線電話回路４１３も含
み、この回路４１３は当業者に公知であり、したがって本明細書ではさらに詳細
には説明しない。 さらに、こうした双方向無線通信サブシステムは、一般に、その基地局４０２
内に、 音声信号を符号化するエンコーダ４１５と、エンコーダ４１５からの符号化音
声信号を４１７のようなアンテナを通して送信する送信回路４１６とを含む送信
機４１４と、 同一のアンテナ４０９または別のアンテナ（図示していない）を通して、送信
された符号化音声信号を受信する受信回路４１９と、受信回路４１９からの受信
した符号化音声信号を復号するデコーダ４２０とを含む受信機４１８ とを含む。
【００１９】 さらに、基地局４０２は、一般に、制御端末装置４０５と送信機４１４と受信
機４１８の間の通信を制御するための、基地局制御装置４２１とこれに関連した
データベース４２２とを含む。 当業者には周知であるように、双方向無線通信サブシステムにおいて、すなわ
ち、無線電話４０３と基地局４０２との間で、例えば音声といった有声音信号の
ような音響信号を送信するのに必要な帯域幅を縮小するために、音声符号化が必
要とされている。
機４１８の間の通信を制御するための、基地局制御装置４２１とこれに関連した
データベース４２２とを含む。 当業者には周知であるように、双方向無線通信サブシステムにおいて、すなわ
ち、無線電話４０３と基地局４０２との間で、例えば音声といった有声音信号の
ような音響信号を送信するのに必要な帯域幅を縮小するために、音声符号化が必
要とされている。
【００２０】 符号励起線形予測（ＣＥＬＰ）エンコーダのように一般に１３キロビット／秒
以下で動作する（４１５および４０７のような）ＬＰボイスエンコーダは、音声
信号の短期スペクトル包絡線をモデル化するためにＬＰ合成フィルタを使用する
ことが一般的である。一般には１０ミリ秒毎または２０ミリ秒毎にＬＰ情報がデ
コーダ（例えば、４２０、４１２）に伝送され、デコーダ側で抽出される。
以下で動作する（４１５および４０７のような）ＬＰボイスエンコーダは、音声
信号の短期スペクトル包絡線をモデル化するためにＬＰ合成フィルタを使用する
ことが一般的である。一般には１０ミリ秒毎または２０ミリ秒毎にＬＰ情報がデ
コーダ（例えば、４２０、４１２）に伝送され、デコーダ側で抽出される。
【００２１】 本明細書で開示する新規の方法は、ＬＰに基づく別の符号化システムを使用し
てもよい。しかし、ＣＥＬＰタイプの符号化システムを、本発明の方法を非限定
的に例示するための好ましい実施形態で使用する。同様に、こうした方式を、有
声音および音声以外の音響信号と共に使用することも、他のタイプの広帯域信号
と共に使用することも可能である。
てもよい。しかし、ＣＥＬＰタイプの符号化システムを、本発明の方法を非限定
的に例示するための好ましい実施形態で使用する。同様に、こうした方式を、有
声音および音声以外の音響信号と共に使用することも、他のタイプの広帯域信号
と共に使用することも可能である。
【００２２】 図１は、広帯域信号により適切に適合するように改変されたＣＥＬＰタイプの
音声符号化装置１００の略ブロック図を示す。 サンプリングされた入力音声信号１１４が、ブロック１個当たりＬ個のサンプ
ルから成る連続した「フレーム」と呼ばれるブロックに分割される。各フレーム
において、そのフレーム内の音声信号を表す異なったパラメータが計算され、符
号化され、伝送される。一般的に、ＬＰ合成フィルタを表現するＬＰパラメータ
が各フレーム毎に１回計算される。各フレームは、Ｎ個のサンプルから成るより
小さいブロック（長さＮのブロック）にさらに分割され、このブロックでは励起
パラメータ（ピッチおよびイノベーション）が求められる。ＣＥＬＰの文献では
、こうした長さＮのブロックは「サブフレーム」と呼ばれ、このサブフレーム中
のＮ個のサンプル信号は「Ｎ次元ベクトル」と呼ばれている。この好ましい実施
形態では、長さＮは５ミリ秒に相当し、一方、長さＬは２０ミリ秒に相当し、こ
のことは、１個のフレームが４個のサブフレームを含むことを意味する（１６ｋ
ＨｚのサンプリングレートではＮ＝８０であり、１２．８ｋＨｚへのダウンサン
プリング後では、Ｎ＝６４である）。様々なＮ次元ベクトルが符号化手順中に生
じる。図１と図２に現れるベクトルのリストと、伝送されるパラメータのリスト
とを次に示す。 主要なＮ次元ベクトルのリスト ｓ 広帯域信号入力音声ベクトル（ダウンサンプリングと前処理とプリエンフ
ァシスとの後）、 ｓw 重み付けされた音声ベクトル、 ｓo 重み付けされた合成フィルタのゼロ入力応答、 ｓp ダウンサンプリングされ前処理された信号、 オーバサンプリングされた合成音声信号、 ｓ′ デエンファシス前の合成信号、 ｓd デエンファシスされた合成信号、 ｓh デエンファシスおよび後処理後の合成信号、 ｘ ピッチ探索のためのターゲットベクトル、 ｘ′ イノベーション探索のためのターゲットベクトル、 ｈ 重み付けされた合成フィルタインパルス応答、 ｖT 遅延Ｔにおける適応（ピッチ）コードブック、 ｙT フィルタリングされたピッチコードブックベクトル（ｈと畳み込み演算
されたｖT）、 ｃk 索引ｋにおけるイノベーティブコードベクトル（イノベーションコード
ブックからのｋ番目のエントリ）、 ｃf 強調されたスケーリング済みイノベーションコードベクトル、 ｕ 励起信号（スケーリングされたイノベーションコードベクトルおよびピッ
チコードベクトル）、 ｕ′ 強調された励起、 ｚ 帯域通過ノイズシーケンス、 ｗ′ ホワイトノイズシーケンス、 ｗ スケーリングされたノイズシーケンス。 伝送されるパラメータのリスト ＳＴＰ 短期予測パラメータ（Ａ（ｚ）を定義する）、 Ｔ ピッチ遅れ（すなわち、ピッチコードブック索引）、 ｂ ピッチゲイン（すなわち、ピッチコードブックゲイン）、 ｊ ピッチコードベクトルで使用されるローパスフィルタの索引、 ｋ コードベクトル索引（イノベーションコードブックエントリ）、 ｇ イノベーションコードブックゲイン。
音声符号化装置１００の略ブロック図を示す。 サンプリングされた入力音声信号１１４が、ブロック１個当たりＬ個のサンプ
ルから成る連続した「フレーム」と呼ばれるブロックに分割される。各フレーム
において、そのフレーム内の音声信号を表す異なったパラメータが計算され、符
号化され、伝送される。一般的に、ＬＰ合成フィルタを表現するＬＰパラメータ
が各フレーム毎に１回計算される。各フレームは、Ｎ個のサンプルから成るより
小さいブロック（長さＮのブロック）にさらに分割され、このブロックでは励起
パラメータ（ピッチおよびイノベーション）が求められる。ＣＥＬＰの文献では
、こうした長さＮのブロックは「サブフレーム」と呼ばれ、このサブフレーム中
のＮ個のサンプル信号は「Ｎ次元ベクトル」と呼ばれている。この好ましい実施
形態では、長さＮは５ミリ秒に相当し、一方、長さＬは２０ミリ秒に相当し、こ
のことは、１個のフレームが４個のサブフレームを含むことを意味する（１６ｋ
ＨｚのサンプリングレートではＮ＝８０であり、１２．８ｋＨｚへのダウンサン
プリング後では、Ｎ＝６４である）。様々なＮ次元ベクトルが符号化手順中に生
じる。図１と図２に現れるベクトルのリストと、伝送されるパラメータのリスト
とを次に示す。 主要なＮ次元ベクトルのリスト ｓ 広帯域信号入力音声ベクトル（ダウンサンプリングと前処理とプリエンフ
ァシスとの後）、 ｓw 重み付けされた音声ベクトル、 ｓo 重み付けされた合成フィルタのゼロ入力応答、 ｓp ダウンサンプリングされ前処理された信号、 オーバサンプリングされた合成音声信号、 ｓ′ デエンファシス前の合成信号、 ｓd デエンファシスされた合成信号、 ｓh デエンファシスおよび後処理後の合成信号、 ｘ ピッチ探索のためのターゲットベクトル、 ｘ′ イノベーション探索のためのターゲットベクトル、 ｈ 重み付けされた合成フィルタインパルス応答、 ｖT 遅延Ｔにおける適応（ピッチ）コードブック、 ｙT フィルタリングされたピッチコードブックベクトル（ｈと畳み込み演算
されたｖT）、 ｃk 索引ｋにおけるイノベーティブコードベクトル（イノベーションコード
ブックからのｋ番目のエントリ）、 ｃf 強調されたスケーリング済みイノベーションコードベクトル、 ｕ 励起信号（スケーリングされたイノベーションコードベクトルおよびピッ
チコードベクトル）、 ｕ′ 強調された励起、 ｚ 帯域通過ノイズシーケンス、 ｗ′ ホワイトノイズシーケンス、 ｗ スケーリングされたノイズシーケンス。 伝送されるパラメータのリスト ＳＴＰ 短期予測パラメータ（Ａ（ｚ）を定義する）、 Ｔ ピッチ遅れ（すなわち、ピッチコードブック索引）、 ｂ ピッチゲイン（すなわち、ピッチコードブックゲイン）、 ｊ ピッチコードベクトルで使用されるローパスフィルタの索引、 ｋ コードベクトル索引（イノベーションコードブックエントリ）、 ｇ イノベーションコードブックゲイン。
【００２３】 この好ましい実施形態では、ＳＴＰパラメータはフレーム１個当たり１回伝送
され、その他のパラメータはフレーム１個当たり４回（すなわち各サブフレーム
毎に１回）伝送される。 エンコーダ側 サンプリングされた音声信号を、１０１から１１１の番号が付いた１１個のモ
ジュールに分けた図１の符号化装置１００によって各ブロック単位で符号化する
。
され、その他のパラメータはフレーム１個当たり４回（すなわち各サブフレーム
毎に１回）伝送される。 エンコーダ側 サンプリングされた音声信号を、１０１から１１１の番号が付いた１１個のモ
ジュールに分けた図１の符号化装置１００によって各ブロック単位で符号化する
。
【００２４】 入力音声を、フレームと呼ばれる上述のＬ個のサンプルから成るブロックの形
に処理する。 図１を参照すると、サンプリングされた入力音声信号１１４をダウンサンプリ
ングモジュール１０１においてダウンサンプリングする。例えば、当業者に周知
の方法を使用して、この信号を１６ｋＨｚから１２．８ｋＨｚにダウンサンプリ
ングする。もちろん、別の周波数へのダウンサンプリングも想定可能である。ダ
ウンサンプリングは、より小さい周波数帯域幅が符号化されるので、符号化効率
を向上させる。さらに、これは、１フレーム中のサンプルの数が減少させられる
ので、アルゴリズムの複雑性を低減させる。ビットレートを１６キロビット／秒
未満に低下させる時には、ダウンサンプリングの使用が重要になるが、１６キロ
ビット／秒を越える場合にはダウンサンプリングは不可欠ではない。
に処理する。 図１を参照すると、サンプリングされた入力音声信号１１４をダウンサンプリ
ングモジュール１０１においてダウンサンプリングする。例えば、当業者に周知
の方法を使用して、この信号を１６ｋＨｚから１２．８ｋＨｚにダウンサンプリ
ングする。もちろん、別の周波数へのダウンサンプリングも想定可能である。ダ
ウンサンプリングは、より小さい周波数帯域幅が符号化されるので、符号化効率
を向上させる。さらに、これは、１フレーム中のサンプルの数が減少させられる
ので、アルゴリズムの複雑性を低減させる。ビットレートを１６キロビット／秒
未満に低下させる時には、ダウンサンプリングの使用が重要になるが、１６キロ
ビット／秒を越える場合にはダウンサンプリングは不可欠ではない。
【００２５】 ダウンサンプリング後に、２０ミリ秒あたり３２０サンプルフレームが２４５
サンプルフレームに縮小される（ダウンサンプリング率は４／５である）。 その次に、入力フレームを随意採用の前処理ブロック１０２に送る。前処理ブ
ロック１０２は、５０Ｈｚのカットオフ周波数を有するハイパスフィルタから成
ってもよい。ハイパスフィルタ１０２は、５０Ｈｚ未満の不要な音響成分を除去
する。
サンプルフレームに縮小される（ダウンサンプリング率は４／５である）。 その次に、入力フレームを随意採用の前処理ブロック１０２に送る。前処理ブ
ロック１０２は、５０Ｈｚのカットオフ周波数を有するハイパスフィルタから成
ってもよい。ハイパスフィルタ１０２は、５０Ｈｚ未満の不要な音響成分を除去
する。
【００２６】 ダウンサンプリングされ前処理された信号を、ｓp（ｎ）、ｎ＝０，１，２，
．．．、Ｌ−１で表し、ここでＬはフレームの長さである（１２．８ｋＨｚのサ
ンプリング周波数では２５６）。プリエンファシスフィルタ１０３の好ましい具
体例では、信号ｓp（ｎ）は、次の伝達関数を有するフィルタを使用してプリエ
ンファシスされる。
．．．、Ｌ−１で表し、ここでＬはフレームの長さである（１２．８ｋＨｚのサ
ンプリング周波数では２５６）。プリエンファシスフィルタ１０３の好ましい具
体例では、信号ｓp（ｎ）は、次の伝達関数を有するフィルタを使用してプリエ
ンファシスされる。
【００２７】 Ｐ（ｚ）＝１−μｚ-1 ここでμは、０から１の値を有するプリエンファシス係数である（典型的な値は
μ＝０．７である）。より高次のフィルタを使用してもよい。より効率的な固定
小数点処理系を得るために、ハイパスフィルタ１０２とプリエンファシスフィル
タ１０３とを互いに交換することが可能であることを指摘しておかなければなら
ない。
μ＝０．７である）。より高次のフィルタを使用してもよい。より効率的な固定
小数点処理系を得るために、ハイパスフィルタ１０２とプリエンファシスフィル
タ１０３とを互いに交換することが可能であることを指摘しておかなければなら
ない。
【００２８】 プリエンファシスフィルタ１０３の機能は、入力信号の高周波数成分を強調す
ることである。さらに、このプリエンファシスフィルタ１０３は入力音声信号の
ダイナミックレンジを縮小し、このことが入力音声信号を固定小数点処理系によ
り一層適したものにする。プリエンファシスを行わない場合には、固定小数点を
使用する単精度演算の形でのＬＰ分析は実行が困難である。
ることである。さらに、このプリエンファシスフィルタ１０３は入力音声信号の
ダイナミックレンジを縮小し、このことが入力音声信号を固定小数点処理系によ
り一層適したものにする。プリエンファシスを行わない場合には、固定小数点を
使用する単精度演算の形でのＬＰ分析は実行が困難である。
【００２９】 プリエンファシスはさらに、量子化誤差の適正な包括的な聴覚重み付けを実現
する上で重要な役割を果たし、音質の改善に寄与する。これについては、さらに
詳細に後述する。 プリエンファシスフィルタ１０３の出力をｓ（ｎ）で表す。この信号は、計算
器モジュール１０４でＬＰ分析を行うために使用される。ＬＰ分析は当業者に周
知の方法である。この好ましい実施形態では、自己相関アプローチを使用する。
この自己相関アプローチでは、最初に、（約３０−４０ミリ秒の長さを有するこ
とが一般的である）ハミング窓を使用して信号ｓ（ｎ）をウィンドウ処理する。
このウィンドウ処理された信号から自己相関を計算し、ＬＰフィルタ係数ａiを
計算するためにレヴィンソン−ダービンの再帰計算を使用し、ここでｉ＝１，．
．．，ｐであり、ｐはＬＰ次数であり、広帯域符号化の場合には１６であること
が一般的である。パラメータａiは、ＬＰフィルタの伝達関数の係数であり、次
の関係式で示される。
する上で重要な役割を果たし、音質の改善に寄与する。これについては、さらに
詳細に後述する。 プリエンファシスフィルタ１０３の出力をｓ（ｎ）で表す。この信号は、計算
器モジュール１０４でＬＰ分析を行うために使用される。ＬＰ分析は当業者に周
知の方法である。この好ましい実施形態では、自己相関アプローチを使用する。
この自己相関アプローチでは、最初に、（約３０−４０ミリ秒の長さを有するこ
とが一般的である）ハミング窓を使用して信号ｓ（ｎ）をウィンドウ処理する。
このウィンドウ処理された信号から自己相関を計算し、ＬＰフィルタ係数ａiを
計算するためにレヴィンソン−ダービンの再帰計算を使用し、ここでｉ＝１，．
．．，ｐであり、ｐはＬＰ次数であり、広帯域符号化の場合には１６であること
が一般的である。パラメータａiは、ＬＰフィルタの伝達関数の係数であり、次
の関係式で示される。
【００３０】
【数１】
【００３１】 ＬＰ分析を計算器モジュール１０４で行い、この計算器モジュール１０４はさ
らに、ＬＰフィルタ係数の量子化と補間も行う。最初に、ＬＰフィルタ係数を、
量子化と補間により適している別の同等のドメインに変換する。線スペクトル対
（ＬＳＰ）ドメインとイミタンス（ｉｍｍｉｔａｎｃｅ）スペクトル対（ＩＳＰ
）ドメインとが、量子化と補間を効率的に行うことができる２つのドメインであ
る。１６個のＬＰフィルタ係数ａiを、分割量子化または多段量子化またはこれ
らの組合せを使用して約３０ビットから５０ビットに量子化することが可能であ
る。補間の目的は、各フレーム毎に１回ずつＬＰフィルタ係数を伝送しつつ各サ
ブフレーム毎にＬＰフィルタ係数を更新することを可能にすることであり、この
ことがビットレートを増加させることなしにエンコーダの性能を向上させる。Ｌ
Ｐフィルタ係数の量子化と補間は、他の点では当業者に周知であると考えられ、
したがって本明細書ではさらに詳細には説明しない。
らに、ＬＰフィルタ係数の量子化と補間も行う。最初に、ＬＰフィルタ係数を、
量子化と補間により適している別の同等のドメインに変換する。線スペクトル対
（ＬＳＰ）ドメインとイミタンス（ｉｍｍｉｔａｎｃｅ）スペクトル対（ＩＳＰ
）ドメインとが、量子化と補間を効率的に行うことができる２つのドメインであ
る。１６個のＬＰフィルタ係数ａiを、分割量子化または多段量子化またはこれ
らの組合せを使用して約３０ビットから５０ビットに量子化することが可能であ
る。補間の目的は、各フレーム毎に１回ずつＬＰフィルタ係数を伝送しつつ各サ
ブフレーム毎にＬＰフィルタ係数を更新することを可能にすることであり、この
ことがビットレートを増加させることなしにエンコーダの性能を向上させる。Ｌ
Ｐフィルタ係数の量子化と補間は、他の点では当業者に周知であると考えられ、
したがって本明細書ではさらに詳細には説明しない。
【００３２】
【数２】
【００３３】 聴覚重み付け 「合成による分析」エンコーダでは、聴覚的に重み付けされたドメインにおい
て入力音声と合成音声の間の平均２乗誤差を最小化することによって、最適のピ
ッチおよびイノベーションパラメータを探索する。これは、重み付けされた入力
音声と重み付けされた合成音声との間の誤差を最小化することと同等である。
て入力音声と合成音声の間の平均２乗誤差を最小化することによって、最適のピ
ッチおよびイノベーションパラメータを探索する。これは、重み付けされた入力
音声と重み付けされた合成音声との間の誤差を最小化することと同等である。
【００３４】 重み付けされた信号ｓw（ｎ）を、聴覚重み付けフィルタ１０５で計算する。
従来通りに、重み付けされた信号ｓw（ｎ）を、次式の伝達関数Ｗ（ｚ）を有す
る重み付けフィルタによって計算する。 Ｗ（ｚ）＝Ａ（ｚ／γ1）／Ａ（ｚ／γ2）ここで０＜γ2＜γ1≦１ 当業者には周知であるように、従来技術の「合成による分析」（ＡｂＳ）エンコ
ーダでは、聴覚重み付けフィルタ１０５の伝達関数の逆関数である伝達関数Ｗ-1 （ｚ）によって量子化誤差が重み付けされるということが分析によって示されて
いる。この結果は、Ｂ．Ｓ．ＡｔａｌおよびＭ．Ｒ．Ｓｃｈｒｏｅｄｅｒ，“Ｐ
ｒｅｄｉｃｔｉｖｅ ｃｏｄｉｎｇ ｏｆ ｓｐｅｅｃｈ ａｎｄ ｓｕｂｊｅ
ｃｔｉｖｅ ｅｒｒｏｒ ｃｒｉｔｅｒｉａ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉ
ｏｎ ＡＳＳＰ，ｖｏｌ．２７，ｎｏ．３，ｐｐ．２４７−２５４，Ｊｕｎｅ
１９７９に詳細に説明されている。伝達関数Ｗ-1（ｚ）は入力音声信号のフォル
マント構造の一部分を示す。したがって、量子化誤差がフォルマント領域内によ
り大きいエネルギーを有し、それによってこのフォルマント領域内に存在する強
い信号エネルギーによって量子化誤差がマスキングされるように量子化誤差を整
形することによって、人間の耳のマスキング特性が利用される。重み付けの量を
係数γ1、γ2で制御する。
従来通りに、重み付けされた信号ｓw（ｎ）を、次式の伝達関数Ｗ（ｚ）を有す
る重み付けフィルタによって計算する。 Ｗ（ｚ）＝Ａ（ｚ／γ1）／Ａ（ｚ／γ2）ここで０＜γ2＜γ1≦１ 当業者には周知であるように、従来技術の「合成による分析」（ＡｂＳ）エンコ
ーダでは、聴覚重み付けフィルタ１０５の伝達関数の逆関数である伝達関数Ｗ-1 （ｚ）によって量子化誤差が重み付けされるということが分析によって示されて
いる。この結果は、Ｂ．Ｓ．ＡｔａｌおよびＭ．Ｒ．Ｓｃｈｒｏｅｄｅｒ，“Ｐ
ｒｅｄｉｃｔｉｖｅ ｃｏｄｉｎｇ ｏｆ ｓｐｅｅｃｈ ａｎｄ ｓｕｂｊｅ
ｃｔｉｖｅ ｅｒｒｏｒ ｃｒｉｔｅｒｉａ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉ
ｏｎ ＡＳＳＰ，ｖｏｌ．２７，ｎｏ．３，ｐｐ．２４７−２５４，Ｊｕｎｅ
１９７９に詳細に説明されている。伝達関数Ｗ-1（ｚ）は入力音声信号のフォル
マント構造の一部分を示す。したがって、量子化誤差がフォルマント領域内によ
り大きいエネルギーを有し、それによってこのフォルマント領域内に存在する強
い信号エネルギーによって量子化誤差がマスキングされるように量子化誤差を整
形することによって、人間の耳のマスキング特性が利用される。重み付けの量を
係数γ1、γ2で制御する。
【００３５】 上述の従来の聴覚重み付けフィルタ１０５は、電話帯域信号には十分に有効に
機能する。しかし、この従来の聴覚重み付けフィルタ１０５が広帯域信号の効率
的な聴覚重み付けには適していないことが明らかになった。さらに、従来の聴覚
重み付けフィルタ１０５がフォルマント構造とそれに必要なスペクトル傾斜とを
同時にモデル化する上で固有の制限を有することも明らかになった。スペクトル
傾斜は、広帯域信号においては、低周波数と高周波数の間の広いダイナミックレ
ンジのためにより一層顕著である。従来技術は、広帯域入力信号の傾斜およびフ
ォルマント重み付けを制御するために、傾斜フィルタをＷ（ｚ）に加えることを
提案している。
機能する。しかし、この従来の聴覚重み付けフィルタ１０５が広帯域信号の効率
的な聴覚重み付けには適していないことが明らかになった。さらに、従来の聴覚
重み付けフィルタ１０５がフォルマント構造とそれに必要なスペクトル傾斜とを
同時にモデル化する上で固有の制限を有することも明らかになった。スペクトル
傾斜は、広帯域信号においては、低周波数と高周波数の間の広いダイナミックレ
ンジのためにより一層顕著である。従来技術は、広帯域入力信号の傾斜およびフ
ォルマント重み付けを制御するために、傾斜フィルタをＷ（ｚ）に加えることを
提案している。
【００３６】 この問題に対する新規の解決策は、本発明によれば、プリエンファシスフィル
タ１０３を入力に導入することと、プリエンファシスされた音声ｓ（ｎ）に基づ
いてＬＰフィルタＡ（ｚ）を計算することと、フィルタＷ（ｚ）の分母を固定す
ることによって改変されたフィルタＷ（ｚ）を使用することである。 ＬＰフィルタＡ（ｚ）を得るために、プリエンファシスされた信号ｓ（ｎ）に
対してモジュール１０４においてＬＰ分析を行う。さらに、固定された分母を有
する新たな聴覚重み付けフィルタ１０５を使用する。聴覚重み付けフィルタ１０
４のための伝達関数の一例を次の関係式で示す。
タ１０３を入力に導入することと、プリエンファシスされた音声ｓ（ｎ）に基づ
いてＬＰフィルタＡ（ｚ）を計算することと、フィルタＷ（ｚ）の分母を固定す
ることによって改変されたフィルタＷ（ｚ）を使用することである。 ＬＰフィルタＡ（ｚ）を得るために、プリエンファシスされた信号ｓ（ｎ）に
対してモジュール１０４においてＬＰ分析を行う。さらに、固定された分母を有
する新たな聴覚重み付けフィルタ１０５を使用する。聴覚重み付けフィルタ１０
４のための伝達関数の一例を次の関係式で示す。
【００３７】 Ｗ（ｚ）＝Ａ（ｚ／γ1）／（１−γ2ｚ-1）ここで０＜γ2＜γ1≦１ より高い次数を分母で使用することが可能である。この構造が、フォルマント重
み付けを傾斜から実質的に切り離す。 Ａ（ｚ）はプリエンファシスされた音声信号ｓ（ｎ）に基づいて計算されるの
で、フィルタの傾斜１／Ａ（ｚ／γ1）は、Ａ（ｚ）がオリジナルの音声に基づ
いて計算される場合よりは顕著ではないということに留意されたい。次の伝達関
数を有するフィルタを使用して、デコーダ側でデエンファシスが行われるので、 Ｐ-1（ｚ）＝１／（１−μｚ-1）1 量子化誤差のスペクトルは、伝達関数Ｗ-1（ｚ）Ｐ-1（ｚ）を有するフィルタに
よって整形される。通常はそうであるように、γ2がμに等しく設定されている
時には、量子化誤差のスペクトルは、伝達関数が１／Ａ（ｚ／γ1）であるフィ
ルタによって整形され、Ａ（ｚ）はプリエンファシスされた音声信号に基づいて
計算される。プリエンファシスと改変された重み付けフィルタリングとの組合せ
によって誤差の整形を実現するこの構造は、固定小数点アルゴリズムの実現が容
易であるという利点に加えて、広帯域信号の符号化に関して非常に効率的である
ということが、主観的な聴取によって明らかになった。 ピッチ分析 ピッチ分析を簡略化するために、重み付けされた音声信号ｓw（ｎ）を使用し
て、開ループピッチ探索モジュール１０６において開ループピッチ遅れＴOLを最
初に推定する。その次に、サブフレーム単位で閉ループピッチ探索モジュール１
０７において行われる閉ループピッチ分析を、開ループピッチ遅れＴOLの付近に
制限し、このことがＬＴＰパラメータＴ、ｂ（ピッチ遅れとピッチゲイン）の探
索の複雑性を著しく低減させる。通常は、当業者に周知の方法を使用して、開ル
ープピッチ分析を１０ミリ秒（２個のサブフレーム）毎に１回ずつモジュール１
０６で行う。
み付けを傾斜から実質的に切り離す。 Ａ（ｚ）はプリエンファシスされた音声信号ｓ（ｎ）に基づいて計算されるの
で、フィルタの傾斜１／Ａ（ｚ／γ1）は、Ａ（ｚ）がオリジナルの音声に基づ
いて計算される場合よりは顕著ではないということに留意されたい。次の伝達関
数を有するフィルタを使用して、デコーダ側でデエンファシスが行われるので、 Ｐ-1（ｚ）＝１／（１−μｚ-1）1 量子化誤差のスペクトルは、伝達関数Ｗ-1（ｚ）Ｐ-1（ｚ）を有するフィルタに
よって整形される。通常はそうであるように、γ2がμに等しく設定されている
時には、量子化誤差のスペクトルは、伝達関数が１／Ａ（ｚ／γ1）であるフィ
ルタによって整形され、Ａ（ｚ）はプリエンファシスされた音声信号に基づいて
計算される。プリエンファシスと改変された重み付けフィルタリングとの組合せ
によって誤差の整形を実現するこの構造は、固定小数点アルゴリズムの実現が容
易であるという利点に加えて、広帯域信号の符号化に関して非常に効率的である
ということが、主観的な聴取によって明らかになった。 ピッチ分析 ピッチ分析を簡略化するために、重み付けされた音声信号ｓw（ｎ）を使用し
て、開ループピッチ探索モジュール１０６において開ループピッチ遅れＴOLを最
初に推定する。その次に、サブフレーム単位で閉ループピッチ探索モジュール１
０７において行われる閉ループピッチ分析を、開ループピッチ遅れＴOLの付近に
制限し、このことがＬＴＰパラメータＴ、ｂ（ピッチ遅れとピッチゲイン）の探
索の複雑性を著しく低減させる。通常は、当業者に周知の方法を使用して、開ル
ープピッチ分析を１０ミリ秒（２個のサブフレーム）毎に１回ずつモジュール１
０６で行う。
【００３８】
【数３】
【００３９】 閉ループピッチ（すなわちピッチコードブック）パラメータｂ、Ｔ、ｊを閉ル
ープピッチ探索モジュール１０７において計算し、この閉ループピッチ探索モジ
ュール１０７は、入力としてターゲットベクトルｘとインパルス応答ベクトルｈ
と開ループピッチ遅れＴOLとを使用する。従来においては、ピッチ予測は、次の
伝達関数を有するピッチフィルタによって表現されており、 １／（１−ｂｚ-T） ここでｂはピッチゲインであり、Ｔはピッチ遅延すなわち遅れである。この場合
に、励起信号ｕ（ｎ）に対するピッチの寄与はｂｕ（ｎ−Ｔ）によって与えられ
、この場合に全励起が、 ｕ（ｎ）＝ｂｕ（ｎ−Ｔ）＋ｇｃk（ｎ） で与えられ、ここでｇはイノベーティブコードブックゲインであり、ｃk（ｎ）
は索引ｋにおけるイノベーティブコードベクトルである。
ープピッチ探索モジュール１０７において計算し、この閉ループピッチ探索モジ
ュール１０７は、入力としてターゲットベクトルｘとインパルス応答ベクトルｈ
と開ループピッチ遅れＴOLとを使用する。従来においては、ピッチ予測は、次の
伝達関数を有するピッチフィルタによって表現されており、 １／（１−ｂｚ-T） ここでｂはピッチゲインであり、Ｔはピッチ遅延すなわち遅れである。この場合
に、励起信号ｕ（ｎ）に対するピッチの寄与はｂｕ（ｎ−Ｔ）によって与えられ
、この場合に全励起が、 ｕ（ｎ）＝ｂｕ（ｎ−Ｔ）＋ｇｃk（ｎ） で与えられ、ここでｇはイノベーティブコードブックゲインであり、ｃk（ｎ）
は索引ｋにおけるイノベーティブコードベクトルである。
【００４０】 ピッチ遅れＴがサブフレーム長さＮよりも短い場合に、この表現は制限を有す
る。別の表現では、ピッチ寄与を、直前の励起信号を含むピッチコードブックと
見なすことが可能である。一般的に、ピッチコードブック中の各ベクトルは先行
のベクトルの（１つのサンプルを捨てて新たなサンプルを加えた）「１つ分ずれ
た」変型である。ピッチ遅れＴ＞Ｎである場合には、ピッチコードブックはフィ
ルタ構造（１／（１−ｂｚ-1）と同等であり、ピッチ遅れＴにおけるピッチコー
ドブックベクトルｖT（ｎ）は次式で与えられる。
る。別の表現では、ピッチ寄与を、直前の励起信号を含むピッチコードブックと
見なすことが可能である。一般的に、ピッチコードブック中の各ベクトルは先行
のベクトルの（１つのサンプルを捨てて新たなサンプルを加えた）「１つ分ずれ
た」変型である。ピッチ遅れＴ＞Ｎである場合には、ピッチコードブックはフィ
ルタ構造（１／（１−ｂｚ-1）と同等であり、ピッチ遅れＴにおけるピッチコー
ドブックベクトルｖT（ｎ）は次式で与えられる。
【００４１】 ＶT（ｎ）＝ｕ（ｎ−Ｔ）， ｎ＝０,...，Ｎ−１． Ｎより短いピッチ遅れＴの場合には、ベクトルｖT（ｎ）は、そのベクトルが完
成するまで、直前の励起からの使用可能なサンプルを反復することによって構築
される（これはフィルタ構造と同等ではない）。 最近のエンコーダでは、より高いピッチ分解能が使用され、このことは有声音
音響セグメントの品質を著しく向上させる。これは、多相補間フィルタを使用し
て直前の励起信号をオーバサンプリングすることによって行われる。この場合に
は、ベクトルｖT（ｎ）は、一般的に、直前の励起の補間変型に相当し、ピッチ
遅れＴは非整数の遅延（例えば、５０．２５）である。
成するまで、直前の励起からの使用可能なサンプルを反復することによって構築
される（これはフィルタ構造と同等ではない）。 最近のエンコーダでは、より高いピッチ分解能が使用され、このことは有声音
音響セグメントの品質を著しく向上させる。これは、多相補間フィルタを使用し
て直前の励起信号をオーバサンプリングすることによって行われる。この場合に
は、ベクトルｖT（ｎ）は、一般的に、直前の励起の補間変型に相当し、ピッチ
遅れＴは非整数の遅延（例えば、５０．２５）である。
【００４２】 ピッチ探索は、ターゲットベクトルｘとスケーリングされたフィルタリング済
みの直前の励起との間の平均２乗重み付け誤差Ｅを最小化する最適のピッチ遅れ
Ｔとゲインｂとを発見することから成る。誤差Ｅは次のように表現され、 Ｅ＝‖ｘ−ｂｙT‖2 ここでｙTはピッチ遅れＴにおけるフィルタリングされたピッチコードブックベ
クトルであり、
みの直前の励起との間の平均２乗重み付け誤差Ｅを最小化する最適のピッチ遅れ
Ｔとゲインｂとを発見することから成る。誤差Ｅは次のように表現され、 Ｅ＝‖ｘ−ｂｙT‖2 ここでｙTはピッチ遅れＴにおけるフィルタリングされたピッチコードブックベ
クトルであり、
【００４３】
【数４】
【００４４】 である。 探索基準
【００４５】
【数５】
【００４６】 ここでｔはベクトル転置を表す。 を最大化することにより誤差Ｅを最小化することができる。 本発明のこの好ましい実施形態では、１／３のサブサンプルピッチ分解能が使
用され、ピッチ（ピッチコードブック）探索が３つの段階によって構成されてい
る。
用され、ピッチ（ピッチコードブック）探索が３つの段階によって構成されてい
る。
【００４７】 第１の段階では、開ループピッチ遅れＴOLが、重み付けされた音声信号ｓw（
ｎ）に応答して開ループピッチ探索モジュール１０６で推定される。上述の説明
で示したように、この開ループピッチ分析は、当業者に周知の方法を使用して１
０ミリ秒（２つのサブフレーム）毎に１回ずつ行われるのが一般的である。 第２の段階では、探索基準Ｃが、推定された開ループピッチ遅れＴOL（一般に
±５）に近い整数ピッチ遅れに関して、閉ループピッチ探索モジュール１０７で
探索され、このことが探索手順を著しく単純化する。各ピッチ遅れ毎に畳み込み
を計算する必要なしに、フィルタリングされたコードベクトルｙTを更新するた
めに、単純な手順を使用する。
ｎ）に応答して開ループピッチ探索モジュール１０６で推定される。上述の説明
で示したように、この開ループピッチ分析は、当業者に周知の方法を使用して１
０ミリ秒（２つのサブフレーム）毎に１回ずつ行われるのが一般的である。 第２の段階では、探索基準Ｃが、推定された開ループピッチ遅れＴOL（一般に
±５）に近い整数ピッチ遅れに関して、閉ループピッチ探索モジュール１０７で
探索され、このことが探索手順を著しく単純化する。各ピッチ遅れ毎に畳み込み
を計算する必要なしに、フィルタリングされたコードベクトルｙTを更新するた
めに、単純な手順を使用する。
【００４８】 最適の整数ピッチ遅れを第２の段階で発見すると、探索の第３の段階（モジュ
ール１０７）においてその最適の整数ピッチ遅れの付近の端数がテストされる。 ピッチ予測器が、ピッチ遅れＴ＞Ｎの場合の妥当な想定である形式１／（１−
ｂｚ-1）のフィルタによって表現される時には、ピッチフィルタのスペクトルが
、周波数範囲全体にわたって高調波構造を示し、この高調波周波数は１／Ｔに関
係している。広帯域信号の場合には、広帯域信号における高調波構造がその拡張
されたスペクトルの全体を含むわけではないので、この高調波構造はあまり効率
的ではない。この高調波構造は、音声セグメントに応じて特定の周波数までにだ
け存在するにすぎない。したがって、広帯域音声の有声音セグメントにおけるピ
ッチ寄与の効率的な表現を得るためには、ピッチ予測フィルタは、広帯域スペク
トル全体にわたって周期性の量を変化させるという柔軟性を有する必要がある。
ール１０７）においてその最適の整数ピッチ遅れの付近の端数がテストされる。 ピッチ予測器が、ピッチ遅れＴ＞Ｎの場合の妥当な想定である形式１／（１−
ｂｚ-1）のフィルタによって表現される時には、ピッチフィルタのスペクトルが
、周波数範囲全体にわたって高調波構造を示し、この高調波周波数は１／Ｔに関
係している。広帯域信号の場合には、広帯域信号における高調波構造がその拡張
されたスペクトルの全体を含むわけではないので、この高調波構造はあまり効率
的ではない。この高調波構造は、音声セグメントに応じて特定の周波数までにだ
け存在するにすぎない。したがって、広帯域音声の有声音セグメントにおけるピ
ッチ寄与の効率的な表現を得るためには、ピッチ予測フィルタは、広帯域スペク
トル全体にわたって周期性の量を変化させるという柔軟性を有する必要がある。
【００４９】 広帯域信号の音声スペクトルの高調波構造の効率的なモデリングを行う新たな
方法を本明細書で開示し、この方法では、幾つかの形態のローパスフィルタが直
前の励起に適用され、より高い予測ゲインを有するローパスフィルタが選択され
る。 サブサンプルピッチ分解能を使用する時には、ローパスフィルタを、より高い
ピッチ分解能を得るために使用される補間フィルタの中に組み込むことが可能で
ある。この場合には、選択された整数ピッチ遅れの付近の端数をテストするピッ
チ探索の第３の段階を、互いに異なったローパス特性を有する幾つかの補間フィ
ルタに対して繰り返し、探索基準Ｃを最小にする端数とフィルタ索引とを選択す
る。
方法を本明細書で開示し、この方法では、幾つかの形態のローパスフィルタが直
前の励起に適用され、より高い予測ゲインを有するローパスフィルタが選択され
る。 サブサンプルピッチ分解能を使用する時には、ローパスフィルタを、より高い
ピッチ分解能を得るために使用される補間フィルタの中に組み込むことが可能で
ある。この場合には、選択された整数ピッチ遅れの付近の端数をテストするピッ
チ探索の第３の段階を、互いに異なったローパス特性を有する幾つかの補間フィ
ルタに対して繰り返し、探索基準Ｃを最小にする端数とフィルタ索引とを選択す
る。
【００５０】 より単純なアプローチは、上述の３つの段階での探索を行って、特定の周波数
応答を有する１つだけの補間フィルタを使用して最適の端数ピッチ遅れを求め、
異なった予め決められたローパスフィルタを選択されたピッチコードブックベク
トルｖTに適用することによって最適のローパスフィルタ形状を最終的に選択し
、ピッチ予測誤差を最小にするローパスフィルタを選択することである。このア
プローチを詳細に後述する。
応答を有する１つだけの補間フィルタを使用して最適の端数ピッチ遅れを求め、
異なった予め決められたローパスフィルタを選択されたピッチコードブックベク
トルｖTに適用することによって最適のローパスフィルタ形状を最終的に選択し
、ピッチ予測誤差を最小にするローパスフィルタを選択することである。このア
プローチを詳細に後述する。
【００５１】 図３は、この提案のアプローチの好ましい具体例の略ブロック図を示す。 記憶装置モジュール３０３では、直前の励起信号ｕ（ｎ）、ｎ＜０を記憶する
。ピッチコードブック探索モジュール３０１が、ターゲットベクトルｘと、開ル
ープピッチ遅れＴOLと、記憶装置モジュール３０３からの直前の励起信号ｕ（ｎ
）、ｎ＜０とに対して応答し、上述の探索基準Ｃを最小にするピッチコードブッ
ク（ピッチコードブック）検索を行う。モジュール３０１で行った探索の結果か
ら、モジュール３０２が最適のピッチコードブックベクトルｖTを生成する。サ
ブサンプルピッチ分解能（端数ピッチ）を使用するので、直前の励起信号ｕ（ｎ
）、ｎ＜０が補間され、ピッチコードブックベクトルｖTは、補間された直前の
励起信号に対応するということに留意されたい。この好ましい実施形態では、補
間フィルタ（モジュール３０１内、図示していない）が、７０００Ｈｚを越える
周波数成分を除去するローパスフィルタ特性を有する。
。ピッチコードブック探索モジュール３０１が、ターゲットベクトルｘと、開ル
ープピッチ遅れＴOLと、記憶装置モジュール３０３からの直前の励起信号ｕ（ｎ
）、ｎ＜０とに対して応答し、上述の探索基準Ｃを最小にするピッチコードブッ
ク（ピッチコードブック）検索を行う。モジュール３０１で行った探索の結果か
ら、モジュール３０２が最適のピッチコードブックベクトルｖTを生成する。サ
ブサンプルピッチ分解能（端数ピッチ）を使用するので、直前の励起信号ｕ（ｎ
）、ｎ＜０が補間され、ピッチコードブックベクトルｖTは、補間された直前の
励起信号に対応するということに留意されたい。この好ましい実施形態では、補
間フィルタ（モジュール３０１内、図示していない）が、７０００Ｈｚを越える
周波数成分を除去するローパスフィルタ特性を有する。
【００５２】 好ましい一実施形態では、Ｋ個のフィルタ特性を使用する。これらのフィルタ
特性はローパスフィルタ特性であることも帯域通過フィルタ特性であることも可
能である。最適のコードベクトルｖTがピッチコードベクトル発生器３０２によ
って決定されて供給されると、ｖTのＫ個のフィルタリングされた変型が、３０
５(j)のようなＫ個の異なった周波数整形フィルタを使用してそれぞれに計算さ
れ、ここでｊ＝１，２，．．．，Ｋである。これらのフィルタリングされた変型
をｖf (j)と表現し、ここでｊ＝１，２，．．．，Ｋである。これらの異なったベ
クトルｖf (j)を、それぞれのモジュール３０４(j)（ここでｊ＝１，２，．．．
，Ｋである）においてインパルス応答ｈと畳み込み演算し、ベクトルｙ(j)（こ
こでｊ＝１，２，．．．，Ｋである）を得る。各ベクトルｙ(j)に関して平均２
乗ピッチ予測誤差を計算するために、対応する増幅器３０７(j)によって値ｙ(j) にゲインｂを乗算し、さらに、対応する減算器３０８(j)によって値ｂｙ(j)をタ
ーゲットベクトルｘから減算する。セレクタ３０９が、平均２乗ピッチ予測誤差 ｅ(j)＝‖ｘ−ｂ(j)ｙ(j)‖2， ｊ＝１，２,...,Ｋ を最小にする周波数整形フィルタ３０５(j)を選択する。ｙ(j)の各値に関して平
均２乗ピッチ予測誤差ｅ(j)を計算するために、対応する増幅器３０７(j)によっ
て値ｙ(j)にゲインｂを乗算し、さらに、減算器３０８(j)によって値ｂ(j)ｙ(j) をターゲットベクトルｘから減算する。次の関係式を使用して、索引ｊにおける
周波数整形フィルタに関連した対応するゲイン計算器３０６(j)によって、各々
のゲインｂ(j)を計算する。
特性はローパスフィルタ特性であることも帯域通過フィルタ特性であることも可
能である。最適のコードベクトルｖTがピッチコードベクトル発生器３０２によ
って決定されて供給されると、ｖTのＫ個のフィルタリングされた変型が、３０
５(j)のようなＫ個の異なった周波数整形フィルタを使用してそれぞれに計算さ
れ、ここでｊ＝１，２，．．．，Ｋである。これらのフィルタリングされた変型
をｖf (j)と表現し、ここでｊ＝１，２，．．．，Ｋである。これらの異なったベ
クトルｖf (j)を、それぞれのモジュール３０４(j)（ここでｊ＝１，２，．．．
，Ｋである）においてインパルス応答ｈと畳み込み演算し、ベクトルｙ(j)（こ
こでｊ＝１，２，．．．，Ｋである）を得る。各ベクトルｙ(j)に関して平均２
乗ピッチ予測誤差を計算するために、対応する増幅器３０７(j)によって値ｙ(j) にゲインｂを乗算し、さらに、対応する減算器３０８(j)によって値ｂｙ(j)をタ
ーゲットベクトルｘから減算する。セレクタ３０９が、平均２乗ピッチ予測誤差 ｅ(j)＝‖ｘ−ｂ(j)ｙ(j)‖2， ｊ＝１，２,...,Ｋ を最小にする周波数整形フィルタ３０５(j)を選択する。ｙ(j)の各値に関して平
均２乗ピッチ予測誤差ｅ(j)を計算するために、対応する増幅器３０７(j)によっ
て値ｙ(j)にゲインｂを乗算し、さらに、減算器３０８(j)によって値ｂ(j)ｙ(j) をターゲットベクトルｘから減算する。次の関係式を使用して、索引ｊにおける
周波数整形フィルタに関連した対応するゲイン計算器３０６(j)によって、各々
のゲインｂ(j)を計算する。
【００５３】 ｂ(j)＝ｘtｙ(j)／‖ｙ(j)‖2 セレクタ３０９では、パラメータｂ、Ｔ、ｊは、平均２乗ピッチ予測誤差ｅを
最小にするｖTまたはｖf (j)に基づいて選択される。 再び図１を参照すると、ピッチコードブック索引Ｔは符号化されてマルチプレ
クサ１１２に送られる。ピッチゲインｂは量子化されてマルチプレクサ１１２に
送られる。この新たなアプローチを使用する場合には、選択された周波数整形フ
ィルタの索引ｊをマルチプレクサ１１２で符号化するために、追加の情報が必要
である。例えば、３つのフィルタを使用する場合（ｊ＝１，２，３）には、この
情報を表現するために２ビットが必要である。フィルタ索引情報ｊをピッチゲイ
ンｂと共に符号化することも可能である。 イノベーティブコードブック探索 ピッチ、または、ＬＴＰ（長期予測）パラメータｂ、Ｔ、ｊを求めた後に、次
のステップは、図１の探索モジュール１１０によって最適のイノベーティブ励起
を探索することである。最初に、ターゲットベクトルｘを、ＬＴＰ寄与 ｘ’＝ｘ−ｂｙT を減算することによって更新し、ここでｂはピッチゲインであり、ｙTはフィル
タリングされたピッチコードブックベクトル（選択されたローパスフィルタでフ
ィルタリングされ、図３を参照して説明したようにインパルス応答ｈと畳み込み
演算された、遅延Ｔにおける直前の励起）である。
最小にするｖTまたはｖf (j)に基づいて選択される。 再び図１を参照すると、ピッチコードブック索引Ｔは符号化されてマルチプレ
クサ１１２に送られる。ピッチゲインｂは量子化されてマルチプレクサ１１２に
送られる。この新たなアプローチを使用する場合には、選択された周波数整形フ
ィルタの索引ｊをマルチプレクサ１１２で符号化するために、追加の情報が必要
である。例えば、３つのフィルタを使用する場合（ｊ＝１，２，３）には、この
情報を表現するために２ビットが必要である。フィルタ索引情報ｊをピッチゲイ
ンｂと共に符号化することも可能である。 イノベーティブコードブック探索 ピッチ、または、ＬＴＰ（長期予測）パラメータｂ、Ｔ、ｊを求めた後に、次
のステップは、図１の探索モジュール１１０によって最適のイノベーティブ励起
を探索することである。最初に、ターゲットベクトルｘを、ＬＴＰ寄与 ｘ’＝ｘ−ｂｙT を減算することによって更新し、ここでｂはピッチゲインであり、ｙTはフィル
タリングされたピッチコードブックベクトル（選択されたローパスフィルタでフ
ィルタリングされ、図３を参照して説明したようにインパルス応答ｈと畳み込み
演算された、遅延Ｔにおける直前の励起）である。
【００５４】 ＣＥＬＰにおける探索手順は、ターゲットベクトルとスケーリングされたフィ
ルタリング済みコードベクトルとの間の平均２乗誤差 Ｅ＝‖ｘ’−ｇＨｃk‖2 を最小にする最適の励起コードベクトルｃkとゲインｇとを発見することによっ
て行なわれる。ここでＨは、インパルス応答ベクトルｈから得られた下三角畳み
込み行列である。
ルタリング済みコードベクトルとの間の平均２乗誤差 Ｅ＝‖ｘ’−ｇＨｃk‖2 を最小にする最適の励起コードベクトルｃkとゲインｇとを発見することによっ
て行なわれる。ここでＨは、インパルス応答ベクトルｈから得られた下三角畳み
込み行列である。
【００５５】 本発明のこの好ましい実施形態では、イノベーティブコードブック探索を、１
９９５年８月２２日付で発行された米国特許第５，４４４，８１６号（Ａｄｏｕ
ｌ他）と、１９９７年１２月１７日付でＡｄｕｏｌ他に発行された米国特許第５
，６９９，４８２号と、１９９８年５月１９日付でＡｄｕｏｌ他に発行された米
国特許第５，７５４，９７６号と、１９９７年１２月２３日付の米国特許第５，
７０１，３９２号（Ａｄｏｕｌ他）とに説明されている通りの代数的コードブッ
クによってモジュール１１０で行う。
９９５年８月２２日付で発行された米国特許第５，４４４，８１６号（Ａｄｏｕ
ｌ他）と、１９９７年１２月１７日付でＡｄｕｏｌ他に発行された米国特許第５
，６９９，４８２号と、１９９８年５月１９日付でＡｄｕｏｌ他に発行された米
国特許第５，７５４，９７６号と、１９９７年１２月２３日付の米国特許第５，
７０１，３９２号（Ａｄｏｕｌ他）とに説明されている通りの代数的コードブッ
クによってモジュール１１０で行う。
【００５６】 最適の励起コードベクトルｃkとそのゲインｇとがモジュール１１０によって
選択され終わると、コードブック索引ｋとゲインｇとが符号化されてマルチプレ
クサ１１２に送られる。 図１を参照すると、パラメータｂ、Ｔ、ｊ、 、ｋ、ｇがマルチプレクサ１
１２を通して多重化され、その後で通信チャネルを通して送られる。 記憶装置の更新 記憶装置モジュール１１１（図１）では、重み付けされた合成フィルタ
選択され終わると、コードブック索引ｋとゲインｇとが符号化されてマルチプレ
クサ１１２に送られる。 図１を参照すると、パラメータｂ、Ｔ、ｊ、 、ｋ、ｇがマルチプレクサ１
１２を通して多重化され、その後で通信チャネルを通して送られる。 記憶装置の更新 記憶装置モジュール１１１（図１）では、重み付けされた合成フィルタ
【００５７】
【数１３】
【００５８】 の状態が、この重み付けされた合成フィルタを通して励起信号ｕ＝ｇｃk＋
ｂｖTをフィルタリングすることによって更新される。このフィルタリングの後
に、このフィルタの状態が記憶され、計算器モジュール１０８でゼロ入力応答を
計算するための初期状態として、その次のサブフレームで使用される。 ターゲットベクトルｘの場合と同様に、当業者に周知の数学的には同等である
別のアプローチを、このフィルタの状態を更新するために使用することが可能で
ある。 デコーダ側 図２の音声復号装置２００が、ディジタル入力２２２（デマルチプレクサ２１
７に対する入力ストリーム）とサンプリングされた出力音声２２３（加算器２２
１の出力）との間で行われる様々なステップを示す。
ｂｖTをフィルタリングすることによって更新される。このフィルタリングの後
に、このフィルタの状態が記憶され、計算器モジュール１０８でゼロ入力応答を
計算するための初期状態として、その次のサブフレームで使用される。 ターゲットベクトルｘの場合と同様に、当業者に周知の数学的には同等である
別のアプローチを、このフィルタの状態を更新するために使用することが可能で
ある。 デコーダ側 図２の音声復号装置２００が、ディジタル入力２２２（デマルチプレクサ２１
７に対する入力ストリーム）とサンプリングされた出力音声２２３（加算器２２
１の出力）との間で行われる様々なステップを示す。
【００５９】 デマルチプレクサ２１７は、ディジタル入力チャネルから受け取ったバイナリ
情報から合成モデルパラメータを抽出する。受け取ったバイナリフレームの各々
から抽出されるパラメータは、 短期予測パラメータ（ＳＴＰ） （フレーム毎に１回）、 長期予測（ＬＴＰ）パラメータＴ、ｂ、ｊ（各サブフレーム毎）、および、 イノベーションコードブック索引ｋとゲインｇ（各サブフレーム毎） である。
情報から合成モデルパラメータを抽出する。受け取ったバイナリフレームの各々
から抽出されるパラメータは、 短期予測パラメータ（ＳＴＰ） （フレーム毎に１回）、 長期予測（ＬＴＰ）パラメータＴ、ｂ、ｊ（各サブフレーム毎）、および、 イノベーションコードブック索引ｋとゲインｇ（各サブフレーム毎） である。
【００６０】 後述するように、現在の音声信号が、これらのパラメータに基づいて合成され
る。 イノベーティブコードブック２１８が索引ｋに応答してイノベーションコード
ベクトルｃkを生じさせ、このイノベーションコードベクトルは、復号されたゲ
イン係数ｇによって増幅器２２４を通してスケーリングされる。この好ましい実
施形態では、上記の米国特許第５，４４４，８１６号、同第５，６９９，４８２
号、同第５，７５４，９７６号、同第５，７０１，３９２号に説明されている通
りのイノベーティブコードブック２１８を、イノベーティブコードベクトルｃk
を表現するために使用する。
る。 イノベーティブコードブック２１８が索引ｋに応答してイノベーションコード
ベクトルｃkを生じさせ、このイノベーションコードベクトルは、復号されたゲ
イン係数ｇによって増幅器２２４を通してスケーリングされる。この好ましい実
施形態では、上記の米国特許第５，４４４，８１６号、同第５，６９９，４８２
号、同第５，７５４，９７６号、同第５，７０１，３９２号に説明されている通
りのイノベーティブコードブック２１８を、イノベーティブコードベクトルｃk
を表現するために使用する。
【００６１】 増幅器２２４の出力における、生成されたスケーリングされたコードベクトル
ｇｃkを、イノベーションフィルタ２０５を通して処理する。 周期性の強調 増幅器２２４の出力における、生成されたスケーリングされたコードベクトル
を、周波数依存性のピッチエンハンサ２０５を通して処理する。
ｇｃkを、イノベーションフィルタ２０５を通して処理する。 周期性の強調 増幅器２２４の出力における、生成されたスケーリングされたコードベクトル
を、周波数依存性のピッチエンハンサ２０５を通して処理する。
【００６２】 励起信号ｕの周期性を強調することが、有声音セグメントの場合に品質を改善
する。これは、過去においては、導入される周期性の量を制御する式１／（１−
εｂｚ-1）（ただし、εは０．５未満の係数である）のフィルタを通して、イノ
ベーティブコードブック（固定コードブック）２１８からのイノベーションベク
トルをフィルタリングすることによって行われた。このアプローチは、スペクト
ル全体にわたって周期性を導入するので、広帯域信号の場合には効果的でない。
本発明の一部分である新たな代案のアプローチを説明すると、このアプローチで
は、より低い周波数よりもより高い周波数を強調する周波数応答のイノベーショ
ンフィルタ２０５（Ｆ（ｚ））を通して、イノベーティブ（固定）コードブック
からのイノベーティブコードベクトルｃkをフィルタリングすることによって、
周期性の強調を行う。Ｆ（ｚ）の係数は励起信号ｕの周期性の量に関係する。
する。これは、過去においては、導入される周期性の量を制御する式１／（１−
εｂｚ-1）（ただし、εは０．５未満の係数である）のフィルタを通して、イノ
ベーティブコードブック（固定コードブック）２１８からのイノベーションベク
トルをフィルタリングすることによって行われた。このアプローチは、スペクト
ル全体にわたって周期性を導入するので、広帯域信号の場合には効果的でない。
本発明の一部分である新たな代案のアプローチを説明すると、このアプローチで
は、より低い周波数よりもより高い周波数を強調する周波数応答のイノベーショ
ンフィルタ２０５（Ｆ（ｚ））を通して、イノベーティブ（固定）コードブック
からのイノベーティブコードベクトルｃkをフィルタリングすることによって、
周期性の強調を行う。Ｆ（ｚ）の係数は励起信号ｕの周期性の量に関係する。
【００６３】 当業者に周知の様々な方法が、有効な周期性係数を得るために使用可能である
。例えば、ゲインｂの値が周期性の表示を与える。すなわち、ゲインｂが１に近
い場合には、励起信号ｕの周期性は高く、ゲインｂが０．５未満である場合には
、周期性は低い。 好ましい実施形態で使用するフィルタＦ（ｚ）の係数を得るための別の効果的
な方法は、励起信号ｕ全体におけるピッチ寄与の量をこの係数に関係付けること
である。この結果として、周波数応答がサブフレームの周期性に依存することに
なり、この場合に、より高い周波数が、ピッチゲインが高ければ高いほど強く強
調される（より強い全体的勾配が得られる）。イノベーションフィルタ２０５は
、励起信号ｕの周期性がより大きい時に、低周波数におけるイノベーティブコー
ドベクトルｃkのエネルギーを低下させる効果を有し、このことが、より高い周
波数よりもより低い周波数における励起信号ｕの周期性を強調する。イノベーシ
ョンフィルタ２０５に関して提案する式は、 （１）Ｆ（ｚ）＝１−σｚ-1，または（２）Ｆ（ｚ）＝−αｚ＋１−αｚ-1 であり、ここでσまたはαは、励起信号ｕの周期性のレベルから導き出される周
期性係数である。
。例えば、ゲインｂの値が周期性の表示を与える。すなわち、ゲインｂが１に近
い場合には、励起信号ｕの周期性は高く、ゲインｂが０．５未満である場合には
、周期性は低い。 好ましい実施形態で使用するフィルタＦ（ｚ）の係数を得るための別の効果的
な方法は、励起信号ｕ全体におけるピッチ寄与の量をこの係数に関係付けること
である。この結果として、周波数応答がサブフレームの周期性に依存することに
なり、この場合に、より高い周波数が、ピッチゲインが高ければ高いほど強く強
調される（より強い全体的勾配が得られる）。イノベーションフィルタ２０５は
、励起信号ｕの周期性がより大きい時に、低周波数におけるイノベーティブコー
ドベクトルｃkのエネルギーを低下させる効果を有し、このことが、より高い周
波数よりもより低い周波数における励起信号ｕの周期性を強調する。イノベーシ
ョンフィルタ２０５に関して提案する式は、 （１）Ｆ（ｚ）＝１−σｚ-1，または（２）Ｆ（ｚ）＝−αｚ＋１−αｚ-1 であり、ここでσまたはαは、励起信号ｕの周期性のレベルから導き出される周
期性係数である。
【００６４】 Ｆ（ｚ）の第２の３項形式を、好ましい実施形態で使用する。周期性係数αは
有声音化係数発生器２０４で計算する。励起信号ｕの周期性に基づいて周期性係
数αを導き出すために、幾つかの方法を使用することが可能である。次にその方
法を２つ示す。 方法１： 最初に、全励起信号ｕに対するピッチ寄与の割合を、次式によって有声音化係
数発生器２０４で計算し、
有声音化係数発生器２０４で計算する。励起信号ｕの周期性に基づいて周期性係
数αを導き出すために、幾つかの方法を使用することが可能である。次にその方
法を２つ示す。 方法１： 最初に、全励起信号ｕに対するピッチ寄与の割合を、次式によって有声音化係
数発生器２０４で計算し、
【００６５】
【数６】
【００６６】 ここでｖTはピッチコードブックベクトルであり、ｂはピッチゲインであり、ｕ
は次式によって加算器２１９の出力で与えられる励起信号ｕである。 ｕ＝ｇｃk＋ｂｖT 項ｂｖTが、ピッチ遅れＴと、記憶装置２０３内に記憶されているｕの直前の
値とに応答して、ピッチコードブック（ピッチコードブック）２０１から得られ
るということに留意されたい。その次に、ピッチコードブック２０１からのピッ
チコードベクトルｖTを、デマルチプレクサ２１７からの索引ｊによってカット
オフ周波数が調整されるローパスフィルタ２０２を通して処理する。その次に、
得られたコードベクトルｖTにデマルチプレクサ２１７からのゲインｂを増幅器
２２６を通して乗算し、信号ｂｖTを得る。
は次式によって加算器２１９の出力で与えられる励起信号ｕである。 ｕ＝ｇｃk＋ｂｖT 項ｂｖTが、ピッチ遅れＴと、記憶装置２０３内に記憶されているｕの直前の
値とに応答して、ピッチコードブック（ピッチコードブック）２０１から得られ
るということに留意されたい。その次に、ピッチコードブック２０１からのピッ
チコードベクトルｖTを、デマルチプレクサ２１７からの索引ｊによってカット
オフ周波数が調整されるローパスフィルタ２０２を通して処理する。その次に、
得られたコードベクトルｖTにデマルチプレクサ２１７からのゲインｂを増幅器
２２６を通して乗算し、信号ｂｖTを得る。
【００６７】 係数αを、次式によって有声音化係数発生器２０４で計算し、 α＝ｑＲp ただし α＜ｑ ここでｑは強調の量を制御する係数である（この好ましい実施形態ではｑは０．
２５に設定される。） 方法２： 周期性係数αを計算するために本発明の好ましい実施形態で使用する別の方法
を次に説明する。
２５に設定される。） 方法２： 周期性係数αを計算するために本発明の好ましい実施形態で使用する別の方法
を次に説明する。
【００６８】 最初に、有声音化係数ｒvを、次式によって有声音化係数発生器２０４で計算
し、 ｒv＝（Ｅv−Ｅc）／（Ｅv＋Ｅc） ここでＥvはスケーリングされたピッチコードベクトルｂｖTのエネルギーであり
、Ｅcはスケーリングされたイノベーティブコードベクトルｇｃkのエネルギーで
ある。すなわち、
し、 ｒv＝（Ｅv−Ｅc）／（Ｅv＋Ｅc） ここでＥvはスケーリングされたピッチコードベクトルｂｖTのエネルギーであり
、Ｅcはスケーリングされたイノベーティブコードベクトルｇｃkのエネルギーで
ある。すなわち、
【００６９】
【数７】
【００７０】 ｒvの値は−１から１までの値であることに留意されたい（１は純粋に有声音
の信号に相当し、−１は純粋に無声音の信号に相当する）。 その次に、この好ましい実施形態では、係数αを次式によって有声音化係数発
生器２０４で計算し、 α＝０．１２５（１＋ｒv） この係数αは、純粋に無声音の信号の場合には０の値に相当し、純粋に有声音の
信号の場合には０．２５に相当する。
の信号に相当し、−１は純粋に無声音の信号に相当する）。 その次に、この好ましい実施形態では、係数αを次式によって有声音化係数発
生器２０４で計算し、 α＝０．１２５（１＋ｒv） この係数αは、純粋に無声音の信号の場合には０の値に相当し、純粋に有声音の
信号の場合には０．２５に相当する。
【００７１】 上記の第１のＦ（ｚ）の２項形式では、周期性係数αを、上述の方法１と方法
２においてσ＝２αを使用することによって近似的に求めることが可能である。
この場合には、周期性係数σを上述の方法１で次のように計算する。 σ＝２ｑＲp ｂｏｕｎｄｅｄ ｂｙ σ＜２ｑ． 方法２では、周期性係数σを次のように計算する。
２においてσ＝２αを使用することによって近似的に求めることが可能である。
この場合には、周期性係数σを上述の方法１で次のように計算する。 σ＝２ｑＲp ｂｏｕｎｄｅｄ ｂｙ σ＜２ｑ． 方法２では、周期性係数σを次のように計算する。
【００７２】 σ＝０．２５（１＋ｒv）． したがって、強調された信号ｃfは、スケーリングされたイノベーティブコー
ドベクトルｇｃkをイノベーションフィルタ２０５（Ｆ（ｚ））を通してフィル
タリングすることによって計算される。 強調された励起信号ｕ′を次のように加算器２２０で計算する。
ドベクトルｇｃkをイノベーションフィルタ２０５（Ｆ（ｚ））を通してフィル
タリングすることによって計算される。 強調された励起信号ｕ′を次のように加算器２２０で計算する。
【００７３】 ｕ′＝ｃf＋ｂｖT このプロセスがエンコーダ１００では行われないことに留意されたい。したが
って、エンコーダ１００とデコーダ２００の間の同期を維持するために、強調な
しに励起信号ｕを使用してピッチコードブック２０１の内容を更新することが不
可欠である。したがって、励起信号ｕをピッチコードブック２０１の記憶装置２
０３を更新するために使用し、強調された励起信号ｕ′をＬＰ合成フィルタ２０
６の入力で使用する。 合成とデエンファシス
って、エンコーダ１００とデコーダ２００の間の同期を維持するために、強調な
しに励起信号ｕを使用してピッチコードブック２０１の内容を更新することが不
可欠である。したがって、励起信号ｕをピッチコードブック２０１の記憶装置２
０３を更新するために使用し、強調された励起信号ｕ′をＬＰ合成フィルタ２０
６の入力で使用する。 合成とデエンファシス
【００７４】
【数８】
【００７５】 Ｄ（ｚ）＝１／（１−μｚ-1） ここでμは０から１の値を有するプリエンファシス係数である（典型的な値はμ
＝０．７である）。より高次のフィルタも使用可能である。 このベクトルｓ′は、デエンファシスフィルタＤ（ｚ）（モジュール２０７）
を通過させられてベクトルｓdが得られ、ベクトルｓdはハイパスフィルタ２０８
を通過させられて５０Ｈｚ未満の不要な周波数が除去されてｓhが得られる。 オーバサンプリングと高周波数再生
＝０．７である）。より高次のフィルタも使用可能である。 このベクトルｓ′は、デエンファシスフィルタＤ（ｚ）（モジュール２０７）
を通過させられてベクトルｓdが得られ、ベクトルｓdはハイパスフィルタ２０８
を通過させられて５０Ｈｚ未満の不要な周波数が除去されてｓhが得られる。 オーバサンプリングと高周波数再生
【００７６】
【数９】
【００７７】 本発明による高周波数生成手順を次で説明する。 ランダムノイズ発生器２１３が、当業者に周知の方法を使用して、周波数帯域
全体にわたって一様なスペクトルを有するホワイトノイズシーケンスｗ′を生成
する。生成されたシーケンスは、オリジナルのドメインにおけるサブフレーム長
さである長さＮ′である。Ｎがダウンサンプリングされたドメインにおけるサブ
フレーム長さであることに留意されたい。この好ましい実施形態では、Ｎ＝６４
でＮ′＝８０であり、これらは５ミリ秒に相当する。
全体にわたって一様なスペクトルを有するホワイトノイズシーケンスｗ′を生成
する。生成されたシーケンスは、オリジナルのドメインにおけるサブフレーム長
さである長さＮ′である。Ｎがダウンサンプリングされたドメインにおけるサブ
フレーム長さであることに留意されたい。この好ましい実施形態では、Ｎ＝６４
でＮ′＝８０であり、これらは５ミリ秒に相当する。
【００７８】 ホワイトノイズシーケンスをゲイン調整モジュール２１４で適正にスケーリン
グする。ゲイン調整は次のステップを含む。最初に、生成されたノイズシーケン
スｗ′のエネルギーを、エネルギー計算モジュール２１０によって計算された強
調された励起信号ｕ′のエネルギーに等しいように設定し、この結果として得ら
れたスケーリングされたノイズシーケンスが次式で与えられる。
グする。ゲイン調整は次のステップを含む。最初に、生成されたノイズシーケン
スｗ′のエネルギーを、エネルギー計算モジュール２１０によって計算された強
調された励起信号ｕ′のエネルギーに等しいように設定し、この結果として得ら
れたスケーリングされたノイズシーケンスが次式で与えられる。
【００７９】
【数１０】
【００８０】 ゲインスケーリングの第２のステップは、（無声音セグメントに比較して高周
波数のエネルギが小さい）有声音セグメントの場合には、生成されるノイズのエ
ネルギーを減少させるように、有声音化係数発生器２０４の出力において合成信
号の高周波数成分を計算に入れることである。この好ましい実施形態では、高周
波数成分の測定を、スペクトル傾斜計算器２１２によって合成信号の傾斜を測定
することと、それにしたがってエネルギを減少させることとによって実現する。
零交叉測定のような他の測定を同様に使用することが可能である。傾斜が非常に
強い場合は、これは有声音セグメントに対応し、ノイズのエネルギーをさらに減
少させる。傾斜係数ｔｉｌｔをモジュール２０２で合成信号ｓhの第１の相関係
数として計算し、これは次式で与えられ、
波数のエネルギが小さい）有声音セグメントの場合には、生成されるノイズのエ
ネルギーを減少させるように、有声音化係数発生器２０４の出力において合成信
号の高周波数成分を計算に入れることである。この好ましい実施形態では、高周
波数成分の測定を、スペクトル傾斜計算器２１２によって合成信号の傾斜を測定
することと、それにしたがってエネルギを減少させることとによって実現する。
零交叉測定のような他の測定を同様に使用することが可能である。傾斜が非常に
強い場合は、これは有声音セグメントに対応し、ノイズのエネルギーをさらに減
少させる。傾斜係数ｔｉｌｔをモジュール２０２で合成信号ｓhの第１の相関係
数として計算し、これは次式で与えられ、
【００８１】
【数１１】
【００８２】 ここで有声音化係数ｒvは次式で与えられ、 ｒv＝（Ｅv−Ｅc）／（Ｅv＋Ｅc） ここでＥvはスケーリングされたピッチコードベクトルｂｖTのエネルギーであり
、Ｅcは上述の通りのスケーリングされたイノベーティブコードベクトルｇｃkの
エネルギーである。有声音化係数ｒvはｔｉｌｔよりも小さい場合が殆どである
が、この条件は、ｔｉｌｔ値が負でありかつｒvの値がＨＩＧＨである場合に高
周波数トーンに対する予防策として導入されている。したがって、この条件は、
こうしたトーン信号の場合のノイズエネルギーを減少させる。
、Ｅcは上述の通りのスケーリングされたイノベーティブコードベクトルｇｃkの
エネルギーである。有声音化係数ｒvはｔｉｌｔよりも小さい場合が殆どである
が、この条件は、ｔｉｌｔ値が負でありかつｒvの値がＨＩＧＨである場合に高
周波数トーンに対する予防策として導入されている。したがって、この条件は、
こうしたトーン信号の場合のノイズエネルギーを減少させる。
【００８３】 一様なスペクトルの場合にはｔｉｌｔ値は０であり、強く有声音化された信号
の場合にはｔｉｌｔ値は１であり、高周波数により多くのエネルギーが存在する
無声音信号の場合にはｔｉｌｔ値は負である。 高周波数成分の量からスケーリング係数ｇlを得るために様々な方法を使用す
ることが可能である。本発明では、上述の信号の傾斜に基づいて２つの方法を提
示する。 方法１： スケーリング係数ｇlを次式によってｔｉｌｔから得る。
の場合にはｔｉｌｔ値は１であり、高周波数により多くのエネルギーが存在する
無声音信号の場合にはｔｉｌｔ値は負である。 高周波数成分の量からスケーリング係数ｇlを得るために様々な方法を使用す
ることが可能である。本発明では、上述の信号の傾斜に基づいて２つの方法を提
示する。 方法１： スケーリング係数ｇlを次式によってｔｉｌｔから得る。
【００８４】 ｇ1＝１−ｔｉｌｔ ｂｏｕｎｄｅｄ ｂｙ ０．２≦ｇ1≦１．０ ｔｉｌｔが１に近い場合の強く有声音化された信号では、ｇlは０．２であり、
強く無声音化された信号の場合にはｇlは１．０になる。 方法２： ｔｉｌｔ係数ｇlを最初にゼロ以上に制限し、その次にこのスケーリング係数
を次式によってｔｉｌｔから得る。
強く無声音化された信号の場合にはｇlは１．０になる。 方法２： ｔｉｌｔ係数ｇlを最初にゼロ以上に制限し、その次にこのスケーリング係数
を次式によってｔｉｌｔから得る。
【００８５】 ｇ1＝１０-0.8tilt 従って、ゲイン調整モジュール２１４で生成されたスケーリングされたノイズ
シーケンスｗgは次式で与えられる。 Ｗg＝ｇ1Ｗ． ｔｉｌｔがゼロに近い時には、スケーリング係数ｇlは１に近く、このことは
エネルギーの減少を生じさせない。ｔｉｌｔ値が１である時は、スケーリング係
数ｇlは、生成されるノイズのエネルギーの１２ｄＢの減少をもたらす。
シーケンスｗgは次式で与えられる。 Ｗg＝ｇ1Ｗ． ｔｉｌｔがゼロに近い時には、スケーリング係数ｇlは１に近く、このことは
エネルギーの減少を生じさせない。ｔｉｌｔ値が１である時は、スケーリング係
数ｇlは、生成されるノイズのエネルギーの１２ｄＢの減少をもたらす。
【００８６】
【数１２】
【００８７】 本発明をその好ましい実施形態によって上記で説明してきたが、この実施形態
を、本発明の着想と本質から逸脱することなしに、添付の特許請求項の範囲内で
自由に改変することが可能である。好ましい実施形態では広帯域音声信号の使用
を説明したが、広帯域信号一般を使用する他の具体例にも本発明が適用されるこ
とと、本発明が必ずしも音声用途だけには限定されないということとが、当業者
には明らかだろう。
を、本発明の着想と本質から逸脱することなしに、添付の特許請求項の範囲内で
自由に改変することが可能である。好ましい実施形態では広帯域音声信号の使用
を説明したが、広帯域信号一般を使用する他の具体例にも本発明が適用されるこ
とと、本発明が必ずしも音声用途だけには限定されないということとが、当業者
には明らかだろう。
【図１】 広帯域符号化装置の好ましい実施形態の略ブロック図である。
【図２】 広帯域復号装置の好ましい実施形態の略ブロック図である。
【図３】 ピッチ分析装置の好ましい実施形態の略ブロック図である。
【図４】 図１の広帯域符号化装置と図２の広帯域復号装置とが使用可能なセルラー通信
システムの単純化した略ブロック図である。
システムの単純化した略ブロック図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ， ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，Ｃ Ｒ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ， ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，Ｋ Ｚ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ， ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，Ｓ Ｋ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 レフェブル，ロシュ カナダ国，ケベック ジェイ１ケー ５ア ール９，カントン ドゥ マゴ，アブニュ ドゥ ラ ブールガード，259 Ｆターム(参考） 5D045 CA01 DA11 5J064 AA02 BB03 BB04 BB12 BC02 BC08 BC12 BC18 BC25 BD02 BD03
Claims (63)
- 【請求項１】 ピッチコードブックパラメータの最適なセットを生成するた
めの本発明のピッチ分析装置であって、 ａ）ピッチコードブックパラメータのそれぞれのセットに関連している少なく
とも２つの信号経路であって、 ｉ）前記信号経路の各々は、ピッチコードブック探索装置からのピッチコ
ードベクトルのピッチ予測誤差を計算するピッチ予測誤差計算装置を含み、 ｉｉ）前記２つの信号経路のうちの少なくとも１つの信号経路は、前記ピ
ッチコードベクトルを前記１つの信号経路の前記ピッチ予測誤差計算装置に供給
する前に前記ピッチコードベクトルをフィルタリングするフィルタを含む 信号経路と、 ｂ）前記少なくとも２つの信号経路において計算された前記ピッチ予測誤差を
互いに比較し、最小の計算ピッチ予測誤差を有する前記信号経路を選択し、前記
選択された信号経路に関連しているピッチコードブックパラメータのセットを選
択するセレクタ とを含むピッチ分析装置。 - 【請求項２】 前記２つの信号経路のうちの１つの信号経路は、前記ピッチ
コードベクトルを前記ピッチ予測誤差計算装置に供給する前に前記ピッチコード
ベクトルをフィルタリングするフィルタを含まない請求項１に記載のピッチ分析
装置。 - 【請求項３】 前記信号経路は、前記ピッチコードベクトルを前記信号経路
の前記ピッチ予測誤差計算装置に供給する前に前記ピッチコードベクトルをフィ
ルタリングするフィルタをそれぞれに備えている複数の信号経路を含む請求項１
に記載のピッチ分析装置。 - 【請求項４】 前記複数の信号経路の前記フィルタは、ローパスフィルタと
帯域通過フィルタから成るグループから選択され、前記フィルタは互いに異なっ
た周波数応答を有する請求項３に記載のピッチ分析装置。 - 【請求項５】 前記ピッチ予測誤差計算装置の各々は、 ａ）前記ピッチコードベクトルを重み付けされた合成フィルタインパルス応答
信号と畳み込み演算し、それによって畳み込まれたピッチコードベクトルを計算
する畳み込みユニットと、 ｂ）前記畳み込まれたピッチコードベクトルとピッチ探索ターゲットベクトル
とに応答してピッチゲインを計算するピッチゲイン計算器と、 ｃ）前記畳み込まれたピッチコードベクトルに前記ピッチゲインを乗算して、
増幅された畳み込みピッチコードベクトルを生成する増幅器と、 ｄ）前記増幅された畳み込みピッチコードベクトルを前記ピッチ探索ターゲッ
トベクトルと組み合わせて前記ピッチ予測誤差を生成するコンバイナー回路 とを含む請求項１に記載のピッチ分析装置。 - 【請求項６】 前記ピッチゲイン計算器は、次の関係を使用して前記ピッチ
ゲインｂ(j)を計算する手段を含み、 ｂ(j)＝ｘtｙ(j)／‖ｙ(j)‖2 ここでｊ＝０，１，２，．．．，Ｋであり、Ｋは信号経路の数に相当し、 さらに、ここでｘは前記ピッチ探索ターゲットベクトルであり、ｙ(j)は前記畳
み込みピッチコードベクトルである 請求項５に記載のピッチ分析装置。 - 【請求項７】 前記信号経路各々の前記ピッチ予測誤差計算装置は、対応す
る前記ピッチ予測誤差のエネルギーを計算する手段を含み、前記セレクタは、前
記様々な信号経路の前記ピッチ予測誤差のエネルギーを互いに比較するための、
および、前記ピッチ予測誤差の最小の計算エネルギーを有する前記信号経路を、
最小の計算ピッチ予測誤差を有する前記信号経路として選択する手段を含む請求
項１にピッチ分析装置。 - 【請求項８】 ａ）前記複数の信号経路の前記フィルタの各々はフィルタ索
引で識別され、 ｂ）前記ピッチコードベクトルはピッチコードブック索引で識別され、 ｃ）前記ピッチコードブックパラメータは前記フィルタ索引と前記ピッチコー
ドブック索引と前記ピッチゲインとを含む 請求項５に記載のピッチ分析装置。 - 【請求項９】 前記フィルタは前記ピッチコードブック探索装置の補間フィ
ルタに一体化されており、前記補間フィルタは、前記ピッチコードベクトルのサ
ブサンプル変型を生成するために使用される請求項１に記載のピッチ分析装置。 - 【請求項１０】 ピッチコードブックパラメタの最適のセットを生成するピ
ッチ分析方法であって、 ａ）ピッチコードブックパラメタのそれぞれのセットに関連している少なくと
も２つの信号経路において、ピッチコードブック探索装置からのピッチコードベ
クトルのピッチ予測誤差を各信号経路毎に計算することと、 ｂ）前記２つの信号経路のうちの少なくとも１つの信号経路において、前記１
つの信号経路の前記ピッチ予測誤差の計算のために前記ピッチコードベクトルを
供給する前に、前記ピッチコードベクトルをフィルタリングすることと、 ｃ）前記少なくとも２つの信号経路において計算された前記ピッチ予測誤差を
互いに比較し、最小の計算ピッチ予測誤差を有する信号経路を選択し、その選択
された信号経路に関連しているピッチコードブックパラメータのセットを選択す
ること とを含むピッチ分析方法。 - 【請求項１１】 前記少なくとも２つの信号経路のうちの１つの信号経路に
おいて、前記ピッチ予測誤差計算装置に前記ピッチコードベクトルを供給する前
に、前記ピッチコードベクトルをフィルタリングしない請求項１０に記載のピッ
チ分析方法。 - 【請求項１２】 前記信号経路は複数の信号経路を含み、前記複数の信号経
路の各々の前記ピッチ予測誤差計算装置に前記ピッチコードベクトルを供給する
前に前記複数の信号経路の各々において前記ピッチコードベクトルをフィルタリ
ングする請求項１０に記載のピッチ分析方法。 - 【請求項１３】 前記複数の信号経路の前記フィルタを、ローパスフィルタ
と帯域通過フィルタから成るグループから選択することをさらに含み、前記フィ
ルタは互いに異なった周波数応答を有する請求項１２に記載のピッチ分析方法。 - 【請求項１４】 各信号経路毎にピッチ予測誤差を計算することは、 ａ）前記ピッチコードベクトルを重み付けされた合成フィルタインパルス応答
信号と畳み込み演算し、それによって畳み込まれたピッチコードベクトルを計算
することと、 ｂ）前記畳み込まれたピッチコードベクトルとピッチ探索ターゲットベクトル
とに応答してピッチゲインを計算することと、 ｃ）前記畳み込まれたピッチコードベクトルに前記ピッチゲインを乗算して、
増幅された畳み込みピッチコードベクトルを生成することと、 ｄ）前記増幅された畳み込みピッチコードベクトルを前記ピッチ探索ターゲッ
トベクトルと組み合わせて前記ピッチ予測誤差を生成すること とを含む請求項１０に記載のピッチ分析方法。 - 【請求項１５】 前記ピッチゲイン計算は、次の関係を使用して前記ピッチ
ゲインｂ(j)を計算することを含み、 ｂ(j)＝ｘtｙ(j)／‖ｙ(j)‖2 ここでｊ＝０，１，２，．．．，Ｋであり、Ｋは信号経路の数に相当し、 さらに、ここでｘは前記ピッチ探索ターゲットベクトルであり、ｙ(j)は前記畳
み込みピッチコードベクトルである 請求項１４に記載のピッチ分析方法。 - 【請求項１６】 前記信号経路各々において前記ピッチ予測誤差を計算する
ことは、対応するピッチ予測誤差のエネルギーを計算することを含み、前記ピッ
チ予測誤差を互いに比較することは、前記各信号経路の前記ピッチ予測誤差のエ
ネルギーを互いに比較することと、前記ピッチ予想誤差の最小の計算エネルギー
を有する前記信号経路を、最小の計算ピッチ予測誤差を有する前記信号経路とし
て選択することとを含む請求項１０に記載のピッチ分析方法。 - 【請求項１７】 ａ）前記複数の信号経路の前記フィルタの各々をフィルタ
索引で識別することと、 ｂ）前記ピッチコードベクトルをピッチコードブック索引で識別することと ｃ）前記ピッチコードブックパラメータは前記フィルタ索引と前記ピッチコー
ドブック索引と前記ピッチゲインとを含む 請求項１４に記載のピッチ分析方法。 - 【請求項１８】 前記ピッチコードベクトルをフィルタリングすることは、
前記ピッチコードブック探索装置の補間フィルタに一体化されており、前記補間
フィルタを、前記ピッチコードベクトルのサブサンプル変型を生成するために使
用する請求項１０に記載のピッチ分析方法。 - 【請求項１９】 広帯域入力信号を符号化するための請求項１に記載のピッ
チ分析装置を有するエンコーダであって、 ａ）前記広帯域信号に応答して、線形予測合成フィルタ係数を生成する線形予
測合成フィルタ計算器と、 ｂ）前記広帯域信号と前記線形予測合成フィルタ係数とに応答して、聴覚的に
重み付けされた信号を生成する聴覚重み付けフィルタと、 ｃ）前記線形予測合成フィルタ係数に応答して、重み付けされた合成フィルタ
インパルス応答信号を生成するインパルス応答発生器と、 ｄ）ピッチコードブックパラメータを生成するピッチ探索ユニットであって、 ｉ）前記聴覚的に重み付けされた信号と前記線形予測合成フィルタ係数と
に応答して、前記ピッチコードベクトルとイノベーティブ探索ターゲットベクト
ルとを生成する前記ピッチコードブック探索装置と、 ｉｉ）前記ピッチコードベクトルに応答して、前記ピッチコードブックパ
ラメータのセットから、最小の計算ピッチ予測誤差を有する信号経路に関連して
いるピッチコードブックパラメータのセットを選択する前記ピッチ分析装置 とを含むピッチ探索ユニットと、 ｄ）前記重み付けされた合成フィルタインパルス応答信号と前記イノベーティ
ブ探索ターゲットベクトルとに応答して、イノベーティブコードブックパラメー
タを生成するイノベーティブコードブック探索装置と、 ｅ）最小のピッチ予測誤差を有する信号経路に関連している前記ピッチコード
ブックパラメータのセットと、前記イノベーティブコードブックパラメータと、
前記線形予測合成フィルタ係数とを含む、符号化された広帯域信号を生成する信
号形成装置 とを含むエンコーダ。 - 【請求項２０】 前記少なくとも２つの信号経路のうちの１つの信号経路は
、前記ピッチコードベクトルを前記ピッチ予測誤差計算装置に供給する前に前記
ピッチコードベクトルをフィルタリングするフィルタを含まない請求項１９に記
載のエンコーダ。 - 【請求項２１】 前記信号経路は、各信号経路の前記ピッチ予測誤差計算装
置に前記ピッチコードベクトルを供給する前に前記ピッチコードベクトルをフィ
ルタリングするフィルタを各々に備えている複数の信号経路を含む請求項１９に
記載のエンコーダ。 - 【請求項２２】 前記複数の信号経路の前記フィルタは、ローパスフィルタ
と帯域通過フィルタから成るグループから選択され、前記フィルタは互いに異な
った周波数応答を有する請求項２１に記載のエンコーダ。 - 【請求項２３】 前記ピッチ予測誤差計算装置の各々は、 ａ）前記ピッチコードベクトルを重み付けされた合成フィルタインパルス応答
信号と畳み込み演算し、それによって畳み込まれたピッチコードベクトルを計算
する畳み込みユニットと、 ｂ）前記畳み込まれたピッチコードベクトルと前記ピッチ探索ターゲットベク
トルとに応答してピッチゲインを計算するピッチゲイン計算器と、 ｃ）前記畳み込まれたピッチコードベクトルに前記ピッチゲインを乗算して、
増幅された畳み込みピッチコードベクトルを生成する増幅器と、 ｄ）前記増幅された畳み込みピッチコードベクトルを前記ピッチ探索ターゲッ
トベクトルと組み合わせて前記ピッチ予測誤差を生成するコンバイナー回路 とを含む請求項１９に記載のエンコーダ。 - 【請求項２４】 前記ピッチゲイン計算器は、次の関係を使用して前記ピッ
チゲインｂ(j)を計算する手段を含み、 ｂ(j)＝ｘtｙ(j)／‖ｙ(j)‖2 ここでｊ＝０，１，２，．．．，Ｋであり、Ｋは信号経路の数に相当し、 さらに、ここでｘは前記ピッチ探索ターゲットベクトルであり、ｙ(j)は前記畳
み込みピッチコードベクトルである 請求項２３に記載のエンコーダ。 - 【請求項２５】 各信号経路の前記ピッチ予測誤差計算装置は、対応するピ
ッチ予測誤差のエネルギーを計算する手段を含み、前記セレクタは、前記各信号
経路の前記ピッチ予測誤差のエネルギーを互いに比較するための、および、前記
ピッチ予想誤差の最小の計算エネルギーを有する前記信号経路を、最小の計算ピ
ッチ予測誤差を有する前記信号経路として選択するための手段を含む請求項１９
に記載のエンコーダ。 - 【請求項２６】 ａ）前記複数の信号経路の前記フィルタの各々はフィルタ
索引で識別され、 ｂ）前記ピッチコードベクトルはピッチコードブック索引で識別され、 ｃ）前記ピッチコードブックパラメータは前記フィルタ索引と前記ピッチコー
ドブック索引と前記ピッチゲインとを含む 請求項２３に記載のエンコーダ。 - 【請求項２７】 前記フィルタは前記ピッチコードブック探索装置の補間フ
ィルタに一体化されており、前記補間フィルタは、前記ピッチコードベクトルの
サブサンプル変型を生成するために使用される請求項１９に記載のエンコーダ。 - 【請求項２８】 複数のセルに分割されている広い地理的区域に通信サービ
スを提供するセルラー通信システムであって、 ａ）移動送信機／受信機ユニットと、 ｂ）それぞれに前記セル内に配置されているセルラー基地局と、 ｃ）前記セルラー基地局間の通信を制御する制御端末装置と、 ｄ）１つのセル内に位置した各移動ユニットと前記１つのセルの前記セルラー
基地局との間の双方向無線通信サブシステムであって、前記移動ユニットと前記
セルラー基地局との両方において、 ｉ）請求項１９に記載の広帯域信号を符号化するエンコーダと、前記符号化
された広帯域信号を送信する送信回路とを含む送信機と、 ｉｉ）前記送信された符号化広帯域信号を受信する受信回路と、前記受信さ
れた符号化広帯域信号を復号するデコーダとを含む受信機 とを含む双方向無線通信サブシステム とを含むセルラー通信システム。 - 【請求項２９】 前記少なくとも２つの信号経路のうちの１つの信号経路は
、前記ピッチコードベクトルを前記ピッチ予測誤差計算装置に供給する前に前記
ピッチコードベクトルをフィルタリングするフィルタを含まない請求項２８に記
載のセルラー通信システム。 - 【請求項３０】 前記信号経路は、各信号経路の前記ピッチ予測誤差計算装
置に前記ピッチコードベクトルを供給する前に前記ピッチコードベクトルをフィ
ルタリングするフィルタを各々に備えている複数の信号経路を含む請求項２８に
記載のセルラー通信システム。 - 【請求項３１】 前記複数の信号経路の前記フィルタは、ローパスフィルタ
と帯域通過フィルタから成るグループから選択され、前記フィルタは互いに異な
った周波数応答を有する請求項３０に記載のセルラー通信システム。 - 【請求項３２】 前記ピッチ予測誤差計算装置の各々は、 ａ）前記ピッチコードベクトルを前記重み付けされた合成フィルタインパルス
応答信号と畳み込み演算し、それによって畳み込まれたピッチコードベクトルを
計算する畳み込みユニットと、 ｂ）前記畳み込まれたピッチコードベクトルと前記ピッチ探索ターゲットベク
トルとに応答してピッチゲインを計算するピッチゲイン計算器と、 ｃ）前記畳み込まれたピッチコードベクトルに前記ピッチゲインを乗算して、
増幅された畳み込みピッチコードベクトルを生成する増幅器と、 ｄ）前記増幅された畳み込みピッチコードベクトルを前記ピッチ探索ターゲッ
トベクトルと組み合わせて前記ピッチ予測誤差を生成するコンバイナー回路 とを含む請求項２８に記載のセルラー通信システム。 - 【請求項３３】 前記ピッチゲイン計算器は、次の関係を使用して前記ピッ
チゲインｂ(j)を計算する手段を含み、 ｂ(j)＝ｘtｙ(j)／‖ｙ(j)‖2 ここでｊ＝０，１，２，．．．，Ｋであり、Ｋは信号経路の数に相当し、 さらに、ここでｘは前記ピッチ探索ターゲットベクトルであり、ｙ(j)は前記畳
み込みピッチコードベクトルである 請求項３２に記載のセルラー通信システム。 - 【請求項３４】 各信号経路の前記ピッチ予測誤差計算装置は、対応するピ
ッチ予測誤差のエネルギーを計算する手段を含み、前記セレクタは、前記各信号
経路の前記ピッチ予測誤差のエネルギーを互いに比較するための、および、前記
ピッチ予想誤差の最小の計算エネルギーを有する前記信号経路を、最小の計算ピ
ッチ予測誤差を有する前記信号経路として選択するための手段を含む請求項２８
に記載のセルラー通信システム。 - 【請求項３５】 ａ）前記複数の信号経路の前記フィルタの各々はフィルタ
索引で識別され、 ｂ）前記ピッチコードベクトルはピッチコードブック索引で識別され、 ｃ）前記ピッチコードブックパラメータは前記フィルタ索引と前記ピッチコー
ドブック索引と前記ピッチゲインとを含む 請求項３２に記載のセルラー通信システム。 - 【請求項３６】 前記フィルタは前記ピッチコードブック探索装置の補間フ
ィルタに一体化されており、前記補間フィルタは、前記ピッチコードベクトルの
サブサンプル変型を生成するために使用される請求項２８に記載のセルラー通信
システム。 - 【請求項３７】 セルラー移動送信機／受信機ユニットであって、 ａ）請求項１９に記載の広帯域信号を符号化するエンコーダと、前記符号化さ
れた広帯域信号を送信する送信回路とを含む送信機と、 ｂ）前記送信された符号化広帯域信号を受信する受信回路と、前記受信された
符号化広帯域信号を復号するデコーダとを含む受信機 とを含むセルラー移動送信機／受信機ユニット。 - 【請求項３８】 前記少なくとも２つの信号経路のうちの１つの信号経路は
、前記ピッチコードベクトルを前記ピッチ予測誤差計算装置に供給する前に前記
ピッチコードベクトルをフィルタリングするフィルタを含まない請求項３７に記
載のセルラー移動送信機／受信機ユニット。 - 【請求項３９】 前記信号経路は、各信号経路の前記ピッチ予測誤差計算装
置に前記ピッチコードベクトルを供給する前に前記ピッチコードベクトルをフィ
ルタリングするフィルタを各々に備えている複数の信号経路を含む請求項３７に
記載のセルラー移動送信機／受信機ユニット。 - 【請求項４０】 前記複数の信号経路の前記フィルタは、ローパスフィルタ
と帯域通過フィルタから成るグループから選択され、前記フィルタは互いに異な
った周波数応答を有する請求項３９に記載のセルラー移動送信機／受信機ユニッ
ト。 - 【請求項４１】 前記ピッチ予測誤差計算装置の各々は、 ａ）前記ピッチコードベクトルを前記重み付けされた合成フィルタのインパル
ス応答信号と畳み込み演算し、それによって畳み込まれたピッチコードベクトル
を計算する畳み込みユニットと、 ｂ）前記畳み込まれたピッチコードベクトルと前記ピッチ探索ターゲットベク
トルとに応答してピッチゲインを計算するピッチゲイン計算器と、 ｃ）前記畳み込まれたピッチコードベクトルに前記ピッチゲインを乗算して、
増幅された畳み込みピッチコードベクトルを生成する増幅器と、 ｄ）前記増幅された畳み込みピッチコードベクトルを前記ピッチ探索ターゲッ
トベクトルと組み合わせて前記ピッチ予測誤差を生成するコンバイナー回路 とを含む請求項３７に記載のセルラー移動送信機／受信機ユニット。 - 【請求項４２】 前記ピッチゲイン計算器は、次の関係を使用して前記ピッ
チゲインｂ(j)を計算する手段を含み、 ｂ(j)＝ｘtｙ(j)／‖ｙ(j)‖2 ここでｊ＝０，１，２，．．．，Ｋであり、Ｋは信号経路の数に相当し、 さらに、ここでｘは前記ピッチ探索ターゲットベクトルであり、ｙ(j)は前記畳
み込みピッチコードベクトルである 請求項４１に記載のセルラー移動送信機／受信機ユニット。 - 【請求項４３】 各信号経路の前記ピッチ予測誤差計算装置は、対応するピ
ッチ予測誤差のエネルギーを計算する手段を含み、前記セレクタは、前記各信号
経路の前記ピッチ予測誤差のエネルギーを互いに比較するための、および、前記
ピッチ予想誤差の最小の計算エネルギーを有する前記信号経路を最小の計算ピッ
チ予測誤差を有する前記信号経路として選択するための手段を含む請求項３７に
記載のセルラー移動送信機／受信機ユニット。 - 【請求項４４】 ａ）前記複数の信号経路の前記フィルタの各々はフィルタ
索引で識別され、 ｂ）前記ピッチコードベクトルはピッチコードブック索引で識別され、 ｃ）前記ピッチコードブックパラメータは前記フィルタ索引と前記ピッチコー
ドブック索引と前記ピッチゲインとを含む 請求項４１に記載のセルラー移動送信機／受信機ユニット。 - 【請求項４５】 前記フィルタは前記ピッチコードブック探索装置の補間フ
ィルタに一体化されており、前記補間フィルタは、前記ピッチコードベクトルの
サブサンプル変型を生成するために使用される請求項３７に記載のセルラー移動
送信機／受信機ユニット。 - 【請求項４６】 セルラーネットワーク要素であって、 ａ）請求項１９に記載の広帯域信号を符号化するエンコーダと、前記符号化さ
れた広帯域信号を送信する送信回路とを含む送信機と、 ｂ）前記送信された符号化広帯域信号を受信する受信回路と、前記受信された
符号化広帯域信号を復号するデコーダとを含む受信機 とを含むセルラーネットワーク要素。 - 【請求項４７】 前記少なくとも２つの信号経路のうちの１つの信号経路は
、前記ピッチコードベクトルを前記ピッチ予測誤差計算装置に供給する前に前記
ピッチコードベクトルをフィルタリングするフィルタを含まない請求項４６に記
載のセルラーネットワーク要素。 - 【請求項４８】 前記信号経路は、各信号経路の前記ピッチ予測誤差計算装
置に前記ピッチコードベクトルを供給する前に前記ピッチコードベクトルをフィ
ルタリングするフィルタを各々に備えている複数の信号経路を含む請求項４６に
記載のセルラーネットワーク要素。 - 【請求項４９】 前記複数の信号経路の前記フィルタは、ローパスフィルタ
と帯域通過フィルタから成るグループから選択され、前記フィルタは互いに異な
った周波数応答を有する請求項４８に記載のセルラーネットワーク要素。 - 【請求項５０】 前記ピッチ予測誤差計算装置の各々は、 ａ）前記ピッチコードベクトルを前記重み付けされた合成フィルタインパルス
応答信号と畳み込み演算し、それによって畳み込まれたピッチコードベクトルを
計算する畳み込みユニットと、 ｂ）前記畳み込まれたピッチコードベクトルと前記ピッチ探索ターゲットベク
トルとに応答してピッチゲインを計算するピッチゲイン計算器と、 ｃ）前記畳み込まれたピッチコードベクトルに前記ピッチゲインを乗算して、
増幅された畳み込みピッチコードベクトルを生成する増幅器と、 ｄ）前記増幅された畳み込みピッチコードベクトルを前記ピッチ探索ターゲッ
トベクトルと組み合わせて前記ピッチ予測誤差を生成するコンバイナー回路 とを含む請求項４６に記載のセルラーネットワーク要素。 - 【請求項５１】 前記ピッチゲイン計算器は、次の関係を使用して前記ピッ
チゲインｂ(j)を計算する手段を含み、 ｂ(j)＝ｘtｙ(j)／‖ｙ(j)‖2 ここでｊ＝０，１，２，．．．，Ｋであり、Ｋは信号経路の数に相当し、 さらに、ここでｘは前記ピッチ探索ターゲットベクトルであり、ｙ(j)は前記畳
み込みピッチコードベクトルである 請求項５０に記載のセルラーネットワーク要素。 - 【請求項５２】 各信号経路の前記ピッチ予測誤差計算装置は、対応するピ
ッチ予測誤差のエネルギーを計算する手段を含み、前記セレクタは、前記各信号
経路の前記ピッチ予測誤差のエネルギーを比較するための、および、前記ピッチ
予想誤差の最小の計算エネルギーを有する前記信号経路を最小の計算ピッチ予測
誤差を有する前記信号経路として選択するための手段を含む請求項４６に記載の
セルラーネットワーク要素。 - 【請求項５３】 ａ）前記複数の信号経路の前記フィルタの各々はフィルタ
索引で識別され、 ｂ）前記ピッチコードベクトルはピッチコードブック索引で識別され、 ｃ）前記ピッチコードブックパラメータは前記フィルタ索引と前記ピッチコー
ドブック索引と前記ピッチゲインとを含む 請求項５０に記載のセルラーネットワーク要素。 - 【請求項５４】 前記フィルタは前記ピッチコードブック探索装置の補間フ
ィルタに一体化されており、前記補間フィルタは、前記ピッチコードベクトルの
サブサンプル変型を生成するために使用される請求項４６に記載のセルラーネッ
トワーク要素。 - 【請求項５５】 移動送信機／受信機ユニットと、それぞれにセル内に位置
したセルラー基地局と、前記セルラー基地局間の通信を制御する制御端末装置と
を含む、複数のセルに分割されている広い地理的区域に通信サービスを提供する
セルラー通信システムにおける、 １つのセル内に位置した各移動ユニットと前記１つのセルの前記セルラー基地
局との間の双方向無線通信サブシステムであって、前記移動ユニットと前記セル
ラー基地局の両方において、 ａ）請求項１９に記載の広帯域信号を符号化するエンコーダと、前記符号化さ
れた広帯域信号を送信する送信回路とを含む送信機と、 ｂ）前記送信された符号化広帯域信号を受信する受信回路と、前記受信された
符号化広帯域信号を復号するデコーダとを含む受信機 とを含む双方向無線通信サブシステム。 - 【請求項５６】 前記少なくとも２つの信号経路のうちの１つの信号経路は
、前記ピッチコードベクトルを前記ピッチ予測誤差計算装置に供給する前に前記
ピッチコードベクトルをフィルタリングするフィルタを含まない請求項５５に記
載の双方向無線通信サブシステム。 - 【請求項５７】 前記信号経路は、各信号経路の前記ピッチ予測誤差計算装
置に前記ピッチコードベクトルを供給する前に前記ピッチコードベクトルをフィ
ルタリングするフィルタを各々に備えている複数の信号経路を含む請求項５５に
記載の双方向無線通信サブシステム。 - 【請求項５８】 前記複数の信号経路の前記フィルタは、ローパスフィルタ
と帯域通過フィルタから成るグループから選択され、前記フィルタは互いに異な
った周波数応答を有する請求項５７に記載の双方向無線通信サブシステム。 - 【請求項５９】 前記ピッチ予測誤差計算装置の各々は、 ａ）前記ピッチコードベクトルを前記重み付けされた合成フィルタインパルス
応答信号と畳み込み演算し、それによって畳み込まれたピッチコードベクトルを
計算する畳み込みユニットと、 ｂ）前記畳み込まれたピッチコードベクトルと前記ピッチ探索ターゲットベク
トルとに応答してピッチゲインを計算するピッチゲイン計算器と、 ｃ）前記畳み込まれたピッチコードベクトルに前記ピッチゲインを乗算して、
増幅された畳み込みピッチコードベクトルを生成する増幅器と、 ｄ）前記増幅された畳み込みピッチコードベクトルを前記ピッチ探索ターゲッ
トベクトルと組み合わせて前記ピッチ予測誤差を生成するコンバイナー回路 とを含む請求項５５に記載の双方向無線通信サブシステム。 - 【請求項６０】 前記ピッチゲイン計算器は、次の関係を使用して前記ピッ
チゲインｂ(j)を計算する手段を含み、 ｂ(j)＝ｘtｙ(j)／‖ｙ(j)‖2 ここでｊ＝０，１，２，．．．，Ｋであり、Ｋは信号経路の数に相当し、 さらに、ここでｘは前記ピッチ探索ターゲットベクトルであり、ｙ(j)は前記畳
み込みピッチコードベクトルである請求項５９に記載の双方向無線通信サブシス
テム。 - 【請求項６１】 各信号経路の前記ピッチ予測誤差計算装置は、対応するピ
ッチ予測誤差のエネルギーを計算する手段を含み、前記セレクタは、前記各信号
経路の前記ピッチ予測誤差のエネルギーを比較するための、および、前記ピッチ
予想誤差の最小の計算エネルギーを有する前記信号経路を、最小の計算ピッチ予
測誤差を有する前記信号経路として選択するための手段を含む請求項５５に記載
の双方向無線通信サブシステム。 - 【請求項６２】 ａ）前記複数の信号経路の前記フィルタの各々はフィルタ
索引で識別され、 ｂ）前記ピッチコードベクトルはピッチコードブック索引で識別され、 ｃ）前記ピッチコードブックパラメータは前記フィルタ索引と前記ピッチコー
ドブック索引と前記ピッチゲインとを含む 請求項５９に記載の双方向無線通信サブシステム。 - 【請求項６３】 前記フィルタは前記ピッチコードブック探索装置の補間フ
ィルタに一体化されており、前記補間フィルタは、前記ピッチコードベクトルの
サブサンプル変型を生成するために使用される請求項５５に記載の双方向無線通
信サブシステム。
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