MX2013000955A

MX2013000955A - Metodo de transmision, dispositivo de transmision, metodo de recepcion y dispositivo de recepcion.

Info

Publication number: MX2013000955A
Application number: MX2013000955A
Authority: MX
Inventors: Tomohiro Kimura; Yutaka Murakami; Mikihiro Ouchi
Original assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2010-10-18
Filing date: 2011-10-17
Publication date: 2013-03-22
Also published as: BR112013003680A2; EP3522409A1; AU2011319338B2; US9136929B2; US20150326294A1; AU2016253675B2; US9048985B2; US10700746B2; CN105721111B; KR20180084156A; CA3066278A1; EP2632067A1; US20200153486A1; EP2632067B1; EP2632067A4; SG187029A1; PE20180583A1; IL223915A; US11729033B2; ZA201300697B

Abstract

Método de precodificación para generar, a partir de múltiples señales de banda base, múltiples señales precodificadas que deben transmitirse por el mismo ancho de banda de frecuencias al mismo tiempo, que incluye los pasos de: seleccionar una matriz F[i] entre N matrices, que definen la precodificación realizada en las múltiples señales de banda base, mientras se cambia entre las N matrices, siendo i un entero de 0 a N - 1, y siendo N un entero de al menos dos; generar una primera señal precodificada z1 y una segunda señal precodificada z2; generar un primer bloque codificado y un segundo bloque codificado utilizando un método de codificación predeterminada de bloques de corrección de errores; generar una señal de banda base con M símbolos del primer bloque codificado y una señal de banda base con M símbolos del segundo bloque codificado; precodificar una combinación de las señales de banda base generadas para generar una señal precodificada con M intervalos.

Description

METODO DE TRANSMISION, DISPOSITIVO DE TRANSMISION, METODO DE RECEPCION Y DISPOSITIVO DE RECEPCION Campo de la Invención La presente invención se refiere a un método de precodificación, un dispositivo de precodif icación, un método de transmisión, un dispositivo de transmisión, un método de recepción y un dispositivo de recepción que, en particular, efectúan las comunicaciones empleando un sistema de múltiples antenas.

Antecedentes de la Invención El sistema de múltiple entrada múltiple salida (MIMO, por sus siglas en inglés) es un ejemplo convencional de un método de comunicación que usa múltiples antenas. En la comunicación de múltiples antenas, de la cual el sistema MIMO es representativo, se modula cada una de las múltiples señales de transmisión, y cada señal modulada se transmite al mismo tiempo desde una antena diferente a fin de aumentar la velocidad de transmisión de los datos .

La figura 28 muestra un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión y recepción cuando es dos la cantidad de antenas de transmisión, dos la cantidad de antenas de recepción y también dos la cantidad de señales moduladas para transmisión (corrientes de transmisión) . En el aparato de transmisión, se interpolan los datos codificados,, se modulan los datos interpolados y se realiza la conversión de frecuencias y otros Ref. 238042 procedimientos similares para generar señales de transmisión, y las señales de transmisión se transmiten desde las antenas. En ese caso, el método para transmitir simultáneamente diferentes señales moduladas desde diferentes antenas de transmisión al mismo tiempo y en la misma frecuencia es el sistema MIMO de multiplexación espacial.

En este contexto, se ha sugerido en la Literatura de patente 1 el uso de un aparato de transmisión provisto de un patrón de interpolación diferente para cada antena de transmisión. En otras palabras, el aparato de transmisión de la figura 28 tendría dos patrones de interpolación diferentes con las respectivas interpolaciones (na, nb) . Tal como se muestra en la Literatura no de patentes 1 y la Literatura no de patentes 2, la calidad de recepción mejora en el aparato de recepción por el funcionamiento iterativo de un método de detección de fase que utiliza valores de software (el detector MIMO de la figura 28) .

Los modelos de entornos de propagación real en las comunicaciones inalámbricas incluyen los modelos sin línea de visión, de los cuales es representativo el entorno de desvanecimiento de Rayleigh, y con línea de visión (LOS, por sus siglas en inglés) , de los cuales el representativo el entorno de desvanecimiento de Rician. Cuando el aparato de transmisión transmite una sola señal modulada, y el aparato de recepción realiza la combinación de relación máxima en las señales recibidas por múltiples antenas y demodula y decodifica después la señal resultante de la combinación de relación máxima, puede lograrse excelente calidad de recepción en un entorno LOS, en particular, en un entorno en que sea grande el factor Rician, lo cual indica la relación de la potencia recibida de las ondas directas versus la potencia recibida de las ondas esparcidas. Sin embargo, según el sistema de transmisión (por ejemplo, un sistema MIMO de multiplexación espacial) , ocurre un problema en el sentido de que la calidad de recepción se deteriora cuando aumenta el factor Rician (véase la Literatura no de patentes 3) .

Las figuras 29A y 29B muestran un ejemplo de los resultados de simulación de las características de tasa de errores de bits (VER, por sus siglas en inglés) (eje vertical: BER, eje horizontal : relación de potencia señal a ruido (SNR, por sus siglas en inglés) ) para los datos codificados con el código de verificación de paridad de baja densidad (LDPC, por sus siglas en inglés) y transmitidos por un sistema MIMO de multiplexación espacial 2 x 2 (dos antenas de transmisión, dos antenas de recepción) , en un entorno de desvanecimiento Rayleigh y en un entorno de desvanecimiento Rician con factores Rician de K = 3 , 10 y 16 dB. La figura 29A muestra las características BER de máximo logarítmico Max-log de probabilidad a posteriori (APP, por sus siglas en inglés) , sin detección iterativa (véase la Literatura no de patentes 1 y la Literatura no de patentes 2) , y la figura 29B muestra las características BER de Max-log-APP con detección iterativa (véase la Literatura no de patentes 1 y la Literatura no de patentes 2) (cantidad de iteraciones: cinco) . Como resulta claro en las figuras 29A y 29B, independientemente de que se realice la detección de fase iterativa, en el sistema MIMO de multiplexación espacial se degrada la calidad de recepción cuando aumenta el factor Rician. Por eso es claro que el único problema de "degradación de la calidad de recepción al estabilizarse el entorno de propagación en el sistema MIMO de multiplexación espacial" , que no existe en un sistema convencional de transmisión de señales de modulación única, ocurre en el sistema MIMO de multiplexación espacial .

La comunicación de difusión o de multidifusión es un servicio dirigido a los usuarios de línea de visión. El entorno de propagación de ondas radiales entre la estación difusora y los dispositivos de recepción pertenecientes a los usuarios a menudo es un entorno LOS. Cuando se usa un sistema MIMO de multiplexación espacial con el problema precedente para la comunicación de difusión o de multidifusión, puede presentarse una situación en que sea alta la potencia recibida-del campo eléctrico en el aparato de recepción, pero en que la degradación de la calidad de recepción haga imposible recibir el servicio. En otras palabras, a fin de usar un sistema MIMO de multiplexación espacial en la comunicación de difusión o de multidifusión, tanto en un entorno NLOS como en un entorno LOS, existe el deseo de desarrollar un sistema de transmisión MIMO que ofrezca un cierto grado de calidad de recepción .

La Literatura no de patentes 8 describe un método para seleccionar un libro de códigos que se emplea en la precodificación (es decir, una matriz de precodificación, también llamada matriz de ponderación para la precodificación) en base a la información de realimentación proveniente de un socio de comunicación. La Literatura no de patentes 8 no describe en absoluto, sin embargo, un método para la precodificación en un entorno en que no pueda adquirirse información de realimentación proveniente del socio de comunicación, como es el caso en la precedente comunicación de difusión o multidifusión .

Por otra parte, la Literatura no de patentes 4 describe un método para cambiar la matriz de precodificación a lo largo del tiempo. Este método puede aplicarse incluso cuando no hay disponible ninguna información de realimentación. La Literatura no de patentes 4 describe el uso de una matriz unitaria como la matriz para la precodificación y el cambio de la matriz unitaria de forma aleatoria, pero no describe en absoluto un método aplicable a la degradación de la calidad de recepción en el entorno LOS precedentemente descrito. La Literatura no de patentes 4 simplemente menciona los saltos aleatorios entre las matrices de precodificación . Obviamente, la Literatura no de patentes 4 no hace ninguna mención en absoluto de un método de precodificación o una estructura de una matriz de precodificación, para remediar la degradación de la calidad de recepción en un entorno LOS .

Lista de menciones Literatura de patentes Literatura de patentes 1 Patente internacional WO 2005/050885 Literatura no de patente Literatura no de patentes 1 "Achieving near-capacity on a multiple-antena channel" , IEEE Transaction on Communications, vol . 51, no. 3, páginas 389-399, marzo de 2003.

Literatura no de patentes 2 "Performance analysis and design optimization of LDPC-coded MIMO OFDM sistemas", IEEE Trans . Procesamiento de señales, vol. 52, no. 2, páginas 348-361, febrero de 2004.

Literatura no de patentes 3 "BER performance evaluation in 2 x 2 MIMO spatial multiplexing systems under Rician fading channels", IEICE Trans. Fundamentáis, vol. E91-A, no. 10, páginas 2798-2807, octubre de 2008.

Literatura no de patentes 4 "Turbo space-time codes with time varying linear transformations" , IEEE Trans. Wireless Communications, vol. 6, no. 2, páginas 486-493, febrero de 2007.

Literatura no de patentes 5 "Likelihood function for QR-MLD suitable for soft-decision turbo decoding and its performance", IEICE Trans.

Commun., vol . E88-B, no. 1, páginas 47-57, enero de 2004.

Literatura no de patentes 6 "A tutorial on 'parallel concatenated (Turbo) coding', 'Turbo (iterative) decoding' and related topics" , The Institute de Electronics, Information and Communicatión Engineers, Technical Report IT 98-51.

Literatura no de patentes 7 "Advanced signal processing for PLCs : avelet-OFDM" , Proc . of IEEE International symposium on ISPLC 2008, páginas 187-192, 2008.

Literatura no de patentes 8 D. J. Love, yR. W. Heath, Jr. , "Limited feedback unitary precoding for spatial multiplexing systems" , IEEE Trans . Inf . Theory, vol. 51, no. 8, páginas 2967-2976, agosto de 2005.

Literatura no de patentes 9 DVB Document A122, Framing structure, channel coding and modulación for a second generation digital terrestrial televisión broadcasting system, (DVB-T2 ) , junio de 2008.

Literatura no de patentes 10 L. Vangelista, N. Benvenuto y S. Tomasin, "Key technologies for next-generation terrestrial digital televisión standard DVB-T2" , IEEE Commun. Magazine, vol.47, no. 10, páginas 146-153, octubre de 2009.

Literatura no de patentes 11 T. Ohgane, T. Nishimura y Y. Ogawa, "Application of space división multiplexing and those performance in a MIMO channel" , IEICE Trans . Commun. , vol . 88-B, no. 5, páginas 1843-1851, mayo de 2005.

Literatura no de patentes 12 R. G. Gallager, "Low-density parity-check codes" , IRE Trans. Inparam. Theory, IT-8, páginas 21-28, 1962.

Literatura no de patentes 13 D. J. C. Mackay, "Good error-correcting codes based on very sparse matrices", IEEE Trans. Inparam. Theory, vol. 45, no. 2, páginas 399-431, marzo de 1999.

Literatura no de patentes 14 ETSI EN 302 307, "Second generation framing structure, channel coding and modulación systems for broadcasting, interactive services, news gathering and other broadband satellite applications" , v. 1.1.2, junio de 2006.

Literatura no de patentes 15 Y.-L. Ueng, yC.-C. Cheng, "A fast-convergence decoding method and memory-efficient VLSI decoder architecture for irregular LDPC codes in the IEEE 802.16e standards", IEEE VTC-2007 Fall, páginas 1255-1259.

Breve Descripción de la Invención Problema técnico Es un objetivo de la presente invención proporcionar un sistema MIMO que mejore la calidad de recepción en un entorno LOS.

Solución del problema A fin de resolver los problemas precedentes, un aspecto de la presente invención es un método de precodificación para generar, a partir de múltiples señales de banda base, múltiples señales precodificadas que deben transmitirse por el mismo ancho de banda de frecuencias, al mismo tiempo, comprendiendo el método los pasos de : seleccionar una matriz F [i] entre N matrices mientras se cambia entre las N matrices, definiendo las N matrices la precodificación realizada en las múltiples señales de banda base, siendo i un entero de 0 a N - 1, y siendo N un entero de al menos dos; y generar una primera señal precodificada zl y una segunda señal precodificada z2 mediante la precodificación, de acuerdo con la matriz seleccionada F[i] , generada una primera señal de banda base si de primeros múltiples bits y generada una segunda señal de banda base s2 de segundos múltiples bits, generándose un primer bloque codificado y un segundo bloque codificado, respectivamente, como los primeros múltiples bits y los segundos múltiples bits usando un método de codificación predeterminada de bloques de corrección de errores, generándose la primera señal de banda base si y la segunda señal de banda base s2, respectivamente, del primer bloque codificado y el segundo bloque codificado para que tengan M símbolos cada uno, generándose la primera señal precodificada zl y la segunda señal precodificada z2 para que tengan cada un M intervalos que precodifiquen una combinación de la primera señal de banda base si y la segunda señal de banda base s2, siendo M un entero de al menos dos, cumpliendo la primera señal precodificada zl y la segunda señal precodificada z2 la ecuación (zl, z2)T = F[i] (si, s2)T.

Otro aspecto de la presente invención es un dispositivo de precodificación para generar, a partir de múltiples señales de banda base, múltiples señales precodificadas que deben transmitirse por el mismo ancho de banda de frecuencias, al mismo tiempo, que comprende: una unidad de generación de información de ponderación configurada para seleccionar una matriz F [i] entre N matrices mientras se cambia entre las N matrices, definiendo las N matrices la precodificación realizada en las múltiples señales de banda base, siendo i un entero de 0 a N - 1 , y siendo N un entero de al menos dos; una unidad de ponderación configurada para generar una primera señal precodificada zl y una segunda señal precodificada z2 precodificando, de acuerdo con la matriz seleccionada F[i], una primera señal de banda base si generada a partir de los primeros múltiples bits y una segunda señal de banda base s2 generada a partir de los segundos múltiples bits; una unidad de codificación de corrección de errores configurada para generar un primer bloque codificado como los primeros múltiples bits y un segundo bloque codificado como los segundos múltiples bits usando un método de codificación predeterminada de bloques de corrección de errores; y una unidad de correlación configurada para generar una señal de banda base con M símbolos del primer bloque codificado y una señal de banda base con M símbolos del segundo bloque codificado, siendo M un entero de al menos dos, cumpliendo la primera señal precodificada zl y la segunda señal precodificada z2 la ecuación (zl, z2)T = F[i] (si, s2)T, y generando la unidad de ponderación señales precodificadas con M intervalos, precodificando una combinación de la señal de banda base generada a partir del primer bloque codificado y la señal de banda base generada a partir del segundo bloque codificado .

Con los aspectos precedentes de la presente invención, se genera una señal modulada realizando la precodificación mientras se efectúan saltos entre las matrices de precodificación de manera que entre múltiples matrices de precodificación, difieren todas una matriz de precodificación utilizada para al menos un símbolo de datos y las matrices de precodificación que se utilizan para los símbolos de datos que son adyacentes al símbolo de datos en cualquiera del dominio de frecuencia o el dominio de tiempo. Por lo tanto, mejora la calidad de recepción en un entorno LOS , en respuesta al diseño de las múltiples matrices de precodificación .

Efectos adecuados de la invención Con la estructura precedente, la presente invención provee un método de transmisión, un método de recepción, un aparato de transmisión y un aparato de recepción que remedian la degradación de la calidad de recepción en un entorno LOS, proporcionando así un servicio de alta calidad a los usuarios LOS durante la comunicación de difusión o multidifusión .

Breve Descripción de las Figuras La figura 1 es un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión y un aparato de recepción en un sistema MIMO de multiplexación espacial.

La figura 2 es un ejemplo de una estructura de tramas.

La figura 3 es un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión cuando se adopta un método para efectuar saltos entre ponderaciones de precodificación.

La figura 4 es un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión cuando se adopta un método para efectuar saltos entre ponderaciones de precodificación.

La figura 5 es un ejemplo de una estructura de tramas.

La figura 6 es un ejemplo de un método para efectuar saltos entre ponderaciones de precodificación.

La figura 7 es un ejemplo de la estructura de un aparato de recepción.

La figura 8 es un ejemplo de la estructura de una unidad de procesamiento de señales en un aparato de recepción.

La figura 9 es un ejemplo de la estructura de una unidad de procesamiento de señales en un aparato de recepción.

La figura 10 muestra un método de procesamiento de decodificación .

La figura 11 es un ejemplo de condiciones de recepción.

Las figuras 12A y 12B son ejemplos de características BER.

La figura 13 es un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión cuando se adopta un método para efectuar saltos entre ponderaciones de precodificació .

La figura 14 es un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión cuando se adopta un método para efectuar saltos entre ponderaciones de precodificación .

Las figuras 15A y 15B son ejemplos de una estructura de tramas.

Las figuras 16A y 16B son ejemplos de una estructura de tramas.

Las figuras 17A y 17B son ejemplos de una estructura de tramas.

Las figuras 18A y 18B son ejemplos de una estructura de tramas .

Las figuras 19A y 19B son ejemplos de una estructura de tramas .

La figura 20 muestra posiciones de puntos de calidad de recepción deficiente.

La figura 21 muestra posiciones de puntos de calidad de recepción deficiente.

La figura 22 es un ejemplo de una estructura de tramas. La figura 23 es un ejemplo de una estructura de tramas. Las figuras 24A y 24B son ejemplos de métodos de correlación.

Las figuras 25A y 25B son ejemplos de métodos de correlación.

La figura 26 es un ejemplo de la estructura de una unidad de ponderación.

La figura 27 es un ejemplo de un método para reordenar símbolos.

La figura 28 es un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión y un aparato de recepción en un sistema MIMO de multiplexación espacial.

Las figuras 29A y 29B son ejemplos de características BER.

La figura 30 es un ejemplo de un sistema MIMO de multiplexación espacial de 2 x 2.

Las figuras 31A y 31B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

La figura 32 muestra posiciones de puntos de recepción deficiente .

Las figuras 33A y 33B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

La figura 34 muestra posiciones de puntos de recepción deficiente.

Las figuras 35A y 35B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

La figura 36 muestra un ejemplo de características de distancia mínima de puntos de recepción deficiente en un plano imaginario.

La figura 37 muestra un ejemplo de características de distancia mínima de puntos de recepción deficiente en un plano imaginario .

Las figuras 38A y 38B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

Las figuras 39A y 39B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

La figura 40 es un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión en la Modalidad 7.

La figura 41 es un ejemplo de la estructura de tramas de una señal modulada transmitida por el aparato de transmisión.

Las figuras 42A y 42B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

Las figuras 43A y 43B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

Las figuras 44A y 44B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

Las figuras 45A y 45B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

Las figuras 46A y 46B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

Las figuras 47A y 47B son ejemplos de una estructura de tramas en los dominios de tiempo y de frecuencia.

Las figuras 48A y 48B son ejemplos de una estructura de tramas en los dominios de tiempo y de frecuencia.

La figura 49 muestra un método de procesamiento de señales.

La figura 50 muestra la estructura de señales moduladas cuando se usa la codificación de bloques espacio-tiempo .

La figura 51 es un ejemplo detallado de una estructura de tramas en los dominios de tiempo y de frecuencia.

La figura 52 es un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión.

La figura 53 es un ejemplo de una estructura de la señal modulada que generan las unidades #1-#M en la figura 52.

La figura 54 muestra la estructura de los procesadores relacionados con OFDM (5207_1 y 5207_2) en la figura 52.

Las figuras 55A y 55B son ejemplos detallados de una estructura de tramas en los dominios de tiempo y de frecuencia.

La figura 56 es un ejemplo de la estructura de un aparato de recepción.

La figura 57 muestra la estructura de los procesadores relacionados con OFDM (5600_X y 5600_Y) en la figura 56.

Las figuras 58A y 58B son ejemplos detallados de una estructura de tramas en los dominios de tiempo y de frecuencia.

La figura 59 es un ejemplo de un sistema de difusión. Las figuras 60A y 60B muestran posiciones de puntos de recepción deficiente.

La figura 61 es un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión cuando se adopta la transmisión jerárquica.

La figura 62 es un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión cuando se adopta la transmisión jerárquica.

La figura 63 es un ejemplo de precodificación de una corriente base.

La figura 64 es un ejemplo de precodificación de una corriente de incremento.

Las figuras 65A y 65B son ejemplos de disposiciones de símbolos en las señales moduladas cuando se adopta la transmisión j erárquica .

La figura 66 es un ejemplo de la estructura de una unidad de procesamiento de señales en un aparato de transmisión cuando se adopta la transmisión jerárquica.

La figura 67 es un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión cuando se adopta la transmisión jerárquica.

La figura 68 es un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión cuando se adopta la transmisión jerárquica.

La figura 69 es un ejemplo de una estructura de símbolos en una señal de banda base .

Las figuras 70A y 70B son ejemplos de disposiciones de símbolos en señales moduladas cuando se adopta la transmisión j erárquica .

La figura 71 es un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión cuando se adopta la transmisión jerárquica.

La figura 72 es un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión cuando se adopta la transmisión jerárquica.

La figura 73 es un ejemplo de una estructura de símbolos enséñales de banda base codificadas en bloques de espacio-tiempo .

Las figuras 74A y 74B son ejemplos de disposiciones de símbolos en señales moduladas cuando se adopta la transmisión jerárquica.

Las figuras 75A y 75B son ejemplos de disposiciones de símbolos en señales moduladas cuando se adopta la transmisión j erárquic .

La figura 76 es un ejemplo de una modificación de la cantidad de símbolos y de intervalos necesarios para un bloque codificado cuando se usa la codificación de bloques.

La figura 77 es un ejemplo de una modificación de la cantidad de símbolos y de intervalos necesarios para dos bloques codificados cuando se usa la codificación de bloques.

La figura 78 muestra la estructura global de un sistema de difusión digital.

La' figura 79 es un diagrama de bloques que muestra un ejemplo de la estructura de un aparato de recepción.

La figura 80 muestra la estructura de datos multiplexados .

La figura 81 muestra esquemáticamente cómo se multiplexa cada corriente de los datos multiplexados.

La figura 82 muestra en detalles cómo se almacena una corriente de video en una secuencia de paquetes PES .

La figura 83 muestra la estructura de un paquete TS y un paquete de fuente en los datos multiplexados .

La figura 84 muestra la estructura de datos de una PMT . La figura 85 muestra la estructura interna de la información de datos multiplexados.

La figura 86 muestra la estructura interna de la información de atributos de corriente.

La figura 87 es un diagrama estructural de un dispositivo de presentación de video / salida de audio.

La figura 88 muestra la estructura de una unidad que cambia las señales de banda base.

Descripción Detallada de la Invención Lo siguiente describe unas modalidades de la presente invención con referencia a las figuras. .

Modalidad 1 Lo siguiente describe el método de transmisión, el aparato de transmisión, el método de recepción y el aparato de recepción de la presente modalidad.

Antes de describir la presente modalidad, se provee una visión general de un método de transmisión y un método de decodificación en un sistema MIMO de multiplexación espacial convencional .

La figura 1 muestra la estructura de un sistema MIMO de multiplexación espacial de Nt x Nr. Un vector de información z está codificado e interpolado. Como salida de la interpolación se adquiere un vector de bits codificados u = (Ui, uNt) . Se hace notar que Ui = (un, uiM) (donde M es el número de bits de transmisión por símbolo) . Permitiendo que el vector de transmisión s = (si, sNt)T y la señal de transmisión de la antena de transmisión #1 sean representados como Si = map(ui) , la energía de transmisión normalizada es representada como E{ | Si | 2 } = Es/Nt (Eg es la energía total por canal) . Además, permitiendo que el vector recibido sea y = (ylf yNr)T/ el vector recibido es representado como en la Ecuación 1.

Matemática 1 Ecuación 1 = HMNrS+n En esta Ecuación, HNtNr es la matriz de canal, n = (ni, nNr)T es el vector de ruido y ni es el ruido aleatorio gaussiano complejo distribuido independientemente e idénticamente con un valor promedio 0 y una varianza o2. De la relación entre los símbolos de transmisión y los símbolos de recepción que es inducida en el aparato de recepción, se puede proveer la probabilidad para el vector recibido como una distribución gaussiana mult idimensional , como en la Ecuación 2.

Matemática 2 Ecuación 2 Aquí, se considera un aparato de recepción que realiza una decodificación iterativa compuesta de un decodificador de entrada de software/salida de software externo y un detector MIMO, como en la figura 1. El vector de una razón de verosimilitud logarítmica (valor L) en la figura 1 es representado como en las Ecuaciones 3-5.

Matemática 3 Ecuación 3 Matemática 4 Ecuación 4 Matemática 5 Ecuación 5 Método de Detección Iterativo Lo siguiente describe una detección iterativa de señales MIMO en el sistema MIMO de multiplexación espacial Nt x Nr.

La razón de verosimilitud logarítmica de umn es definida como en la Ecuación 6.

Matemática 6 Ecuación 6 A partir del teorema de Bayes, la Ecuación 6 puede expresarse como la Ecuación 7.

Matemática 7 Ecuación 7 Sea U = {u|umn = ±l} . Cuando se aproxima ln?aj ~ max ln aj , una aproximación de la Ecuación 7 se puede procurar como la Ecuación 8. Se hace notar que el símbolo anterior "~" indica una aproximación.

Matemática 8 Ecuación 8 L(umn \ y) ln ) + P(u \ umn)} P(umn max{ln Umn,—\ P(u|umn) y ln P(u|umn) en la Ecuación 8 se representan como sigue.

Matemática 9 Ecuación 9 Matemática 10 Ecuación 10 Matemática 11 Ecuación 11 p{u =-u ij pu i) exp + exp 2 Por cierto, la probabilidad logarítmica de la Ecuación definida en la Ecuación 2 es representada en la Ecuación 12.

Matemática 12 Ecuación 12 Por consiguiente, a partir de las Ecuaciones 7 y 13, en MAP o la probabilidad a posteriori (APP, por sus siglas en inglés), el valor L a posteriori es representado como sigue.

Matemática 13 A continuación, esto es referenciado como una decodificación APP iterativa. A partir de las Ecuaciones 8 y 12, en la razón de verosimilitud logarítmica utilizando la aproximación Max-Log (Max-Log APP) , el valor L a posteriori es representado como sigue.

Matemática 14 Ecuación 14 L(Uim Iy) « maxMu,y,L(u))}-maxMu.y,L(u))} Umn,+l Umn,-\ Matemática 15 Ecuación 15 A continuación, esto es referenciado como una decodificación APP Max-log iterativa. La información extrínseca requerida en un sistema de decodificación iterativo se puede procurar sustrayendo las entradas previas a partir de las Ecuaciones 13 y 14. <Modelo del sistema > La figura 28 muestra la estructura básica del sistema que está relacionada con la subsiguiente descripción. Este sistema es un sistema MIMO de multiplexación espacial 2 x 2. Hay un codificador externo para cada una de las corrientes A y B. Los dos codificadores externos son codificadores LDPC idénticos. (Aquí se describe una estructura que usa codificadores LDPC como los codificadores externos como un ejemplo, pero la codificación de la corrección de error que usa el codificador externo no está limitada a la codificación LDPC. De modo similar la presente invención puede realizarse usando otra codificación de corrección de error tal como turbo codificación, codificación convolucional , codificación convolucional LDPC y similares. Además, cada codificador externo es descrito como que tiene una antena de transmisión, pero los codificadores externos no están limitados a esta estructura. Una pluralidad de antenas de transmisión se puede usar y el número de codificadores externos puede ser uno. También se puede usar un número mayor de codificadores externos que el número de antenas de transmisión) . Las corrientes A y B respectivamente tienen interpoladores (na, nb) . Aquí el esquema de modulación es 2h-QAM (con h bits transmitidos en un símbolo) .

El aparato de recepción realiza una detección iterativa en las señales MIMO anteriores (decodificación APP iterativa (o APP Max-log iterativa)) . La decodificación de los códigos LDPC se realiza, por ejemplo, por decodificación suma-producto.

La figura 2 muestra una estructura de trama y enumera el orden de los símbolos después de la interpolación. En este caso (ia, ja)/ (ib, jb) están representados por las siguientes Ecuaciones.

Matemática 16 Ecuación 16 Matemáti Ecuación En este caso, ia, i indican el orden de los símbolos después de la interpolación, ja, jb indican las posiciones de los bits (ja, jb = 1, h) en el esquema de modulación, na, nb indican las interpolaciones para las corrientes A y B y Qaia, ja, Obib, jb indican el orden de los datos en las corrientes A y B antes de la interpolación. Se hace notar que la figura 2 muestra la estructura de trama para ia = ib- Decodificación iterativa Lo que sigue es una descripción detallada de los algoritmos para la decodificación suma-producto usando la decodificación de los códigos LDPC y para la detección iterativa de las señales MIMO en el aparato de recepción.

Decodificación suma-producto Sea una matriz M x N bidimensional H = {Hmn} que sea la matriz de verificación para los códigos LDPC que son elegidos para la decodificación. Los subconjuntos A(m), B(n) del conjunto [1, N] = {l, 2, N} están definidos por las siguientes Ecuaciones.

Matemática 18 Ecuación 18 Matemática 19 Ecuación 19 B(n)={m:fJ = 1} En estas Ecuaciones, A(m) representa el conjunto de índices de columnas de l's en la columna mesima de la matriz de verificación H, y B(n) representa el conjunto de índices de filas de l's en la fila nesima de la matriz de verificación H. El algoritmo para la decodificación suma-producto es como sigue.

Paso A-l ( ini c i a 1 i zac ión ) : Sea una razón logarítmica de valor a priori mn = 0 para todas las combinaciones (m, n) que satisfacen Hmn = 1. Se asume que la variable de lazo (el número de iteraciones) lSUm = 1 y el máximo número de lazos se fija en lSUm, max · Paso A-2 (procesamiento de fila) : la razón logarítmica de valor extrínseco oímn se actualiza para todas las combinaciones (m, n) que satisfacen Hmn = 1 en el orden de m = 1 , 2, ... , M, usando las siguientes Ecuaciones de actualización.

Matemática 20 Ecuación 20 „ Matemática 21 Ecuación 21 Matemática 22 Ecuación 22 exp(x) + l f (x)=ln exp( ) - 1 En estas Ecuaciones, f representa una función de Gallager. Además, el método de búsqueda de ?? se describe posteriormente en detalle.

Paso A- 3 (procesamiento de columna) : la razón logarítmica de valor extrínseco ßmn se actualiza para todas las combinaciones (m, n) que satisfacen Hmn = 1 en el orden de n = 1, 2, N, usando la siguiente ecuación de actualización.

Matemática 23 Ecuación 23 Paso A-4 (calculando una razón de verosimilitud logarítmica) : se procura la razón de verosimilitud logarítmica Ln para n 6 [1, N] por medio de la siguiente ecuación.

Matemática 24 Ecuación 24 m'eB(n)\m Paso A- 5 (conteo del número de iteraciones) : si lsum < -sum, max: /, entonces se incrementa lsum y el proceso regresa al paso A- 2. Si lsum = lsum, ma / la decodificación suma-producto en esta vuelta está finalizada.

Se han descrito las operaciones en una decodificación suma-producto. A continuación se realiza la detección de señal MIMO iterativa. En las variables m, n, mn, 3mn# ??, y Ln/ usadas en la descripción anterior de las operaciones de decodificación suma-producto, las variables en la corriente A son ma, na, amana, fiamana, ??3, y Lna, y las variables en la corriente B son mb, nb, bmbnb/ ^nb i Y Ln · Detección de señal MIMO iterativa Lo que sigue describe con detalle el método de búsqueda ?? en la detección de señal MIMO iterativa.

La siguiente ecuación se mantiene de la Ecuación 1. Matemática 25 Ecuación 25 y« = {yi(tly2(t)J Las siguientes Ecuaciones están definidas a partir de las estructuras de trama de la figura 2 y a partir de las Ecuaciones 16 y 17.

Matemática 26 Ecuación 26 ?i vaa - Q^6 iia,ja Matemática 27 Ecuación 27 En este caso, na, nb € [1, N] . A continuación, Ana, Lna, ???>/ y Lnb donde el número de iteraciones de la detección de señal MIMO iterativa es k, están representadas como Xki na, Lk( na, ?^, nb, y 1%, nb- Paso B-l (detección inicial; k = 0) : ?0, na Y ?0, nb se procuran como sigue en el caso de la detección inicial.

En la decodificación APP iterativa: Matemática 28 Ecuación 28 ^U0 |Gx)-H22(¿x)s( Gx)) -ln la xp{-¿2|ydx )-H22 x)s(uG ))f En la decodificación APP Max-log iterativa: Matemática 29 Ecuación 29 Áo,n = y(;x))}- max Mu(¿x), y(/X))} Matemática 30 Ecuación 30 Aquí, sea X = a, b. Entonces, se asume que el número de iteraciones de la detección de señal MIMO iterativa es lmimo = 0 y el máximo número de iteraciones se fija en lmimo, max- Paso B · 2 (detección iterativa; el número de iteraciones k) : Ak( na y Ak) nb, donde el número de iteraciones es k, están representadas como en las Ecuaciones 31-34, a partir de las Ecuaciones 11, 13-15, 16 y 17. Sea (X, Y) = (a, b) (b, a).

En la decodificación APP iterativa: Matemática 31 Ecuación 31 Matemática Ecuación 32 En la decodificación APP Max-log iterativa: Matemática 33 Ecuación 33 Matemática 34 Ecuación 34 Paso B-3 (conteo del número de iteraciones y estimación de una palabra clave) : incrementar lmimo si lmimo < lmimo, max/ y regresar al paso B-2. Asumiendo que lmimo = lmimo, max» la palabra clave estimada se procura como en la siguiente ecuación.

Matemática 35 Ecuación 35 Aquí, sea X = a, b.

La figura 3 es un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión 300 en la presente modalidad. Un codificador 302A recibe información (datos) 301Ay una señal de estructura de trama 313 como entradas y, de acuerdo con la señal de estructura de trama 313, realiza una codificación de corrección de error tal como una codificación convolucional , una codificación LDPC, una turbo codificación o similares generando datos codificados 303A. (La señal de estructura de trama 313 incluye información tal como el método de corrección de error usado para la codificación de corrección de error de los datos, la relación de codificación, la longitud de bloque y similares. El codificador 302A usa el método de corrección de error indicado por la señal de estructura de trama 313. Además, el método de corrección de error puede ser conmutado) .

Un interpolador 304A recibe los datos codificados 303A y la señal de estructura de trama 313 como entradas y realiza la interpolación, es decir, cambia el orden de los datos para generar los datos interpolados 305A. (El método de interpolación puede ser conmutado en base a la señal de estructura de trama 313) .

Una unidad de correlación 306A recibe los datos interpolados 305A y la señal de estructura de trama 313 como entradas, realiza la modulación, tal como una modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK, por sus siglas en inglés) , una modulación de amplitud en cuadratura de 16 estados (16QAM) , una modulación de amplitud en cuadratura de 64 estados (64QAM) o similares y genera una señal en banda base resultante 307A. (El método de modulación puede ser conmutado en base a la señal de estructura de trama 313) .

Las figuras 24A y 24B son un ejemplo de un método de correlación sobre un plano IQ que tiene una componente en fase I y una componente en cuadratura Q para formar una señal en banda base en modulación QPSK. Por ejemplo, como se muestra en la figura 24A, si los datos de entrada son "00", la salida es I = 1,0, Q = 1,0. De manera similar para los datos de entrada de "01", la salida es I = -1,0, Q = 1,0, y así sucesivamente. La figura 24B es un ejemplo de un método diferente de correlación en un plano IQ para la modulación QPSK que la figura 24A. La diferencia entre la figura 24B y la figura 24A es que los puntos de señal en la figura 24A han sido girados alrededor del origen para suministrar los puntos de señal de la figura 24B. La Literatura no de patentes 9 y la Literatura no de patentes 10 describen un método tal de rotación de constelación y el retraso Q cíclico descrito en la Literatura no de patentes 9 y la Literatura no de patentes 10 que también se puede adoptar. Como otro ejemplo aparte de las figuras 24A y 24B, las figuras 25A y 25B muestran una disposición de punto de señal en el plano IQ para 16QAM. El ejemplo correspondiente a la figura 24A se muestra en la figura 25A y el ejemplo correspondiente a la figura 24B se muestra en la figura 25B.

Un codificador 302B recibe información (datos) 301B y la señal de estructura de trama 313 como entradas y, de acuerdo con la señal de estructura de trama 313, realiza una codificación de corrección de error tal como una codificación convolucional , una codificación LDPC, una turbo codificación o similares generando los datos codificados 303B. (La señal de estructura de trama 313 incluye información tal como el método de corrección de error usado, la relación de codificación, la longitud de bloque y similares. Se usa el método de corrección de error indicado por la señal de estructura de trama 313. Además, el método de corrección de error puede ser conmutado) .

Un interpolador 304B recibe los datos codificados 303B y la señal de estructura de trama 313 como entradas y realiza la interpolación, es decir, cambia el orden de los datos para generar datos interpolados 305B. (El método de interpolación puede ser conmutado en base a la señal de estructura de trama 313) .

Una unidad de correlación 306B recibe los datos interpolados 305B y la señal de estructura de trama 313 como entradas, realiza la modulación, tal como modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK) , modulación de amplitud en cuadratura de 16 estados (16QAM) , modulación de amplitud en cuadratura de 64 estados (64QAM) o similares y genera una señal en banda base resultante 307B. (El método de modulación puede ser conmutado en base a la señal de estructura de trama 313) .

A unidad de generación de información de ponderación 314 recibe la señal de estructura de trama 313 como entrada y genera la información 315 en relación con un método de ponderación basado en la señal de estructura de trama 313. El método de ponderación está caracterizado por saltos regulares entre ponderaciones.

Una unidad de ponderación 308A recibe la señal en banda base 307A, la señal en banda base 307B y la información 315 en relación con el método de ponderación y en base a la información 315 en relación con el método de ponderación, realiza la ponderación en la señal en banda base 307A y la señal en banda base 307B y genera una señal 309A resultante de la ponderación. Detalles sobre el método de ponderación se proveen posteriormente .

Una unidad inalámbrica 310A recibe la señal 309A resultante de la ponderación como entrada y realiza un procesamiento tal como una modulación ortogonal una limitación de banda, una conversión de frecuencia, una amplificación y similares generando una señal de transmisión 311A. Una señal de transmisión 511A es generada como una onda de radio desde una antena 312A.

Una unidad de ponderación 308B recibe la señal en banda base 307A, la señal en banda base 307B y la información 315 en relación con el método de ponderación y en base a la información 315 en relación con el método de ponderación, realiza la ponderación en la señal en banda base 307A y la señal en banda base 307B y genera una señal 309B resultante de la ponderación.

La figura 26 muestra la estructura de una unidad de ponderación. La señal en banda base 307A es mul iplicada por wll (t ) y resulta en wll(t)sl(t) y es multiplicada por w21(t) y resulta en w21(t)sl(t) . De manera similar, la señal en banda base 307B es multiplicada por wl2 (t) para generar wl2(t)s2(t) y es multiplicada por w22 (t) para generar w22 (t) s2 (t) . A continuación, son obtenidos zl(t) = wll(t)sl(t) + wl2(t)s2(t) y z2 (t) = w21(t)sl(t) + w22 (t) s2 (t) .

Los detalles sobre el método de ponderación se proveen posteriormente .

Una unidad inalámbrica 310B recibe la señal 309B resultante de la ponderación como entrada y realiza un procesamiento tal como una modulación ortogonal, una limitación de banda, una conversión de frecuencia, una amplificación y similares, generando una señal de transmisión 311B. Una señal de transmisión 511B es generada como una onda de radio desde una antena 312B.

La figura 4 muestra un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión 400 que difiere de la figura 3. Se describen las diferencias en la figura 4 respecto de la figura 3.

Un codificador 402 recibe información (datos) 401 y la señal de estructura de trama 313 como entradas y, de acuerdo con la señal de estructura de trama 313, realiza la codificación de corrección de error y genera los datos codificados 402.

Una unidad de distribución 404 recibe los datos codificados 403 como entrada, distribuye los datos 403 y genera los datos 405A y los datos 405B. Se hace notar que en la figura 4, se muestra un codificador pero la cantidad de codificadores no está limitada de este modo. La presente invención puede realizarse de modo similar cuando la cantidad de codificadores es m (donde m es un entero mayor o igual que uno) y la unidad de distribución divide los datos codificados generados por cada codificador en dos partes y genera la salida dividida.

La figura 5 muestra un ejemplo de una estructura de trama en el dominio temporal para un aparato de transmisión de acuerdo con la presente modalidad. Un símbolo 500_1 es un símbolo para notificar al aparato de recepción del método de transmisión. Por ejemplo, el símbolo 500_1 transmite la información tal como el método de corrección de error usado para transmitir los símbolos de datos, la relación de codificación y el método de modulación usado para transmitir los símbolos de datos.

El símbolo 501_1 es para estimar la fluctuación de canal para la señal modulada zl(t) (donde t es el tiempo) transmitida por el aparato de transmisión. El símbolo 502_1 es el símbolo de datos transmitido como número simbólico u (en el dominio temporal) por la señal modulada zl. (t) y el símbolo 503_1 es el símbolo de datos transmitido como número simbólico u + 1 por la señal modulada zl(t).

El símbolo 501_2 es para estimar la fluctuación de canal para la señal modulada z2 (t) (donde t es el tiempo) transmitida por el aparato de transmisión. El símbolo 502_2 es el símbolo de datos transmitido como número simbólico u por la señal modulada z2(t) y el símbolo 503_2 es el símbolo de datos transmitido como número simbólico u + 1 por la señal modulada z2 (t) .

Lo siguiente describe las relaciones entre las señales moduladas zl (t) y z2 (t) transmitidas por el aparato de transmisión y las señales recibidas rl(t) y r2 (t) por el aparato de recepción.

En las figura 5, 504#1 y 504#2 indican unas antenas de transmisión en el aparato de transmisión y 505#1 y 505#2 indican unas antenas de recepción en el aparato de recepción. El aparato de transmisión transmite la señal modulada zl (t) desde la antena de transmisión 504#1 y transmite la señal modulada z2 (t) desde la antena de transmisión 504#2. En este caso, se supone que la señal modulada zl(t) y la señal modulada z2 (t) ocupan la misma (una compartida/común) frecuencia (ancho de banda) . Permitiendo que la fluctuación de canal para las antenas de transmisión del aparato de transmisión y las antenas del aparato de recepción sean hn(t), h12(t), h2i(t) y h22( ), que la señal recibida por la antena de recepción 505#1 del aparato de recepción sea rl (t) y que la señal recibida por la antena de recepción 505#2 del aparato de recepción sea r2 (t) , se sostiene la siguiente relación.

Matemática 36 Ecuación 36 La figura 6 se relaciona con el método de ponderación (método de precodificación) en la presente modalidad. Una unidad de ponderación 600 integra las unidades de ponderaciones 308A y 308B en la figura 3. Como se muestra en la figura 6, una corriente sl(t) y una corriente s2 (t) corresponden a las señales de banda base 307Ay 307B en la figura 3. En otras palabras, las corrientes sl(t) y s2(t) son la señal en banda base de los componentes en fase I y los componentes en cuadratura Q cuando se correlacionan de acuerdo con un esquema de modulación tal como QPSK, 16QAM, 64QAM o similares. Como se indica por la estructura de trama de la figura 6, la corriente sl(t) es representada como si (u) en el número simbólico u, como si (u + 1) en el número simbólico u + 1 y así sucesivamente . De modo similar, la corriente s2 (t) es representada como s2 (u) en el número simbólico u, como s2 (u + 1) en el número simbólico u + 1 y así sucesivamente. La unidad de ponderación 600 recibe las señales de banda base 307A (sl(t)) y 307B (s2 (t) ) y la información 315 en relación con la información de ponderación en la figura 3 como entradas, realiza la ponderación de acuerdo con la información 315 en relación con la ponderación y genera las señales 309A (zl (t) ) y 309B (z2 (t) ) después de la ponderación en la figura 3. En este caso, zl(t) y z2(t) se representan como sigue .

Para el número simbólico 4i (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 37 Ecuación 37 Aquí, j es una1 unidad imaginaria.

Para el número simbólico 4i + 1: Matemática 38 Ecuación 38 Para el número simbólico 4i + 2: Matemática 39 Ecuación 39 Para el número simbólico i + 3 Matemática 40 Ecuación 40 De este modo, la unidad de ponderación en la figura 6 salta regularmente entre ponderaciones de precodificación sobre un período (ciclo) de cuatro intervalos. (Mientras que las ponderaciones de precodificación han sido descritas como que son saltadas regularmente sobre cuatro intervalos, el número de intervalos para saltos regulares no se limita a cuatro) .

Por cierto, la Literatura no de patentes 4 describe la conmutación de las ponderaciones de precodificación para cada ranura. Esta conmutación de ponderaciones de precodificación está caracterizada por ser aleatoria. Por otra parte, en la presente modalidad, se provee un cierto período (ciclo) y las ponderaciones de precodificación son saltadas regularmente. Además, en cada matriz de ponderación de precodificación de 2 x 2 compuesta de cuatro ponderaciones de precodificación, el valor absoluto de cada uno de los cuatro ponderaciones de precodificación es equivalente a (l/sqrt(2)) y el salto se realiza regularmente entre matrices de ponderaciones de precodificación que tienen esta característica .

En un entorno LOS, si se usa una matriz de precodificación especial, la calidad de recepción puede mejorar enormemente, aún si la matriz de precodificación especial difiere con dependencia de las condiciones de las ondas directas. En un entorno LOS, sin embargo, existe una cierta tendencia y si las matrices de precodificación son saltadas regularmente de acuerdo con esta tendencia, la calidad de recepción de los datos mejora considerablemente. Por otra parte, cuando las matrices de precodificación son saltadas de modo aleatorio puede existir una matriz de precodificación diferente que la matriz de precodificación especial previamente descrita y también existe la posibilidad de realizar la precodificación con solo matrices de precodificación desplazadas que no son apropiadas para el entorno LOS. Por lo tanto, en un entorno LOS, no siempre se obtiene una calidad de recepción excelente. Por consiguiente, existe la necesidad de un método de salto de precodificación apropiado para el entorno LOS. La presente invención propone un tal método de precodificación .

La figura 7 es un ejemplo de la estructura de un aparato de recepción 700 en la presente modalidad. Una unidad inalámbrica 703_X recibe como entrada una señal recibida 702_X que es recibida por una antena 701_X, realiza un procesamiento tal como una conversión de frecuencia, una demodulación en cuadratura y similares y genera una señal en banda base 704_X.

Una unidad de estimación de fluctuación de canal 705_1 para la señal modulada zl transmitida por el aparato de transmisión recibe la señal en banda base 704 X como entrada, extrae un símbolo de referencia 501_1 para la estimación de canal como en la figura 5, estima un valor correspondiente a hn en la Ecuación 36 y genera una señal de estimación de canal 706_1.

Una unidad de estimación de fluctuación de canal 705_2 para la señal modulada z2 transmitida por el aparato de transmisión recibe la señal en banda base 704_X como entrada, extrae un símbolo de referencia 501_2 para la estimación de canal como en la figura 5, estima un valor correspondiente a h12 en la Ecuación 36 y genera una señal de estimación de canal 706_2.

Una unidad inalámbrica 703_Y recibe, como entrada, una señal recibida 702_Y que recibe una antena 701_Y, realiza un procesamiento tal como una conversión de frecuencia, una demodulación en cuadratura y similares y genera una señal en banda base 704_Y.

Una unidad de estimación de fluctuación de canal 707_1 para la señal modulada zl transmitida por el aparato de transmisión recibe la señal en banda base 704_Y como entrada, extrae un símbolo de referencia 50l_l para la estimación de canal como en la figura 5, estima un valor correspondiente a h2i en la Ecuación 36 y genera una señal de estimación de canal 708_1.

Una unidad de estimación de fluctuación de canal 707_2 para la señal modulada z2 transmitida por el aparato de transmisión recibe la señal en banda base 704_Y como entrada, extrae un símbolo de referencia 501_2 para la estimación de canal como en la figura 5, estima un valor correspondiente a h22 en la Ecuación 36 y genera una señal de estimación de canal 708_2.

Una unidad de decodificación de información de control 709 recibe la señal en banda base 704_X y la señal en banda base 704_Y como entradas, detecta el símbolo 500_1 que indica el método de transmisión como en la figura 5 y genera una señal 710 en relación con la información en el método de transmisión indicado por el aparato de transmisión.

Una unidad de procesamiento de señal 711 recibe como entradas a las señales de banda base 704_X y 704_Y las señales de estimación de canal 706_1, 706_2, 708_1, y 708_2 y la señal 710 en relación con la información en el método de transmisión indicado por el aparato de transmisión, realiza la detección y la decodificación y genera los datos recibidos 712_1 y 712_2.

A continuación, se describen con detalle las operaciones de la unidad de procesamiento de señal 711 en la figura 7. La figura 8 es un ejemplo de la estructura de la unidad de procesamiento de señal 711 en la presente modalidad. La figura 8 muestra un detector MIMO INTERIOR, un decodificador de entrada de software/salida de software y una unidad de generación de coeficiente de ponderación como los elementos principales. La Literatura no de patentes 2 y la Literatura no de patentes 3 describen el método de decodificación iterativa con esta estructura. El sistema MIMO descrito en la Literatura no de patentes 2 y la Literatura no de patentes 3 es un sistema MIMO de multiplexación espacial, mientras que la presente modalidad difiere de la Literatura no de patentes 2 y la Literatura no de patentes 3 al describir un sistema MIMO que modifica las ponderaciones de precodificación con el tiempo. Permitiendo que la matriz (canal) en la Ecuación 36 sea H(t), la matriz de ponderación de precodificación en la figura 6 sea W(t) (donde la matriz de ponderación de precodificación cambia con t) , el vector recibido sea R(t) = (rl (t) , r2 (t) ) T y el vector de corriente sea S(t) = (si (t) , s2 (t) ) T, se sostiene la siguiente ecuación.

Matemática 41 Ecuación 41 En este caso, el aparato de recepción puede aplicar el método de decodificación en la Literatura no de patentes 2 y la Literatura no de patentes 3 al vector recibido R(t) considerando H(t)W(t) como la matriz de canal.

Por lo tanto, una unidad de generación de coeficiente de ponderación 819 en la figura 8 recibe, como entrada, una señal 818 en relación con la información en el método de transmisión indicado por el aparato de transmisión (correspondiente a 710 en la figura 7) y genera una señal 820 en relación con la información sobre los coeficientes de ponderación.

Un detector MIMO INTERIOR 803 recibe la señal 820 en relación con la información sobre los coeficientes de ponderación como entrada y, usando la señal 820, realiza el cálculo en la Ecuación 41. De esta manera se realiza una detección y una decodificación iterativa. Lo siguiente describe las operaciones del mismo.

En la unidad de procesamiento de señal en la figura 8, un método de procesamiento tal como el que se muestra en la figura 10 es necesario para la decodificación iterativa (detección iterativa) . En primer lugar, una palabra clave (o una trama) de la señal modulada (corriente) si y una palabra clave (o una trama) de la señal modulada (corriente) s2 son decodificadas . Como resultado, la razón de verosimilitud logarítmica (LLR, por sus siglas en inglés) de cada bit de la una palabra clave (o una trama) de la señal modulada (corriente) si y de la una palabra clave (o una trama) de la señal modulada (corriente) s2 es obtenida a partir del decodificador de entrada de software/salida de software. La detección y la decodificación se realizan nuevamente usando la LLR. Estas operaciones se realizan múltiples veces (estas operaciones se referencian como la decodificación iterativa (detección iterativa) ) . A continuación, la descripción se enfoca en el método para generar la razón de verosimilitud logarítmica (LLR, por sus siglas en inglés) de un símbolo en un tiempo particular en una trama.

En la figura 8, una unidad de almacenamiento 815 recibe, como entradas, una señal en banda base 801X (correspondiente a la señal en banda base 704_X en la figura 7) , una señal de estimación de grupo de canales 802X (correspondiente a las señales de estimación de canal 706_1 y 706_2 en la figura 7) , una señal en banda base 801Y (correspondiente a la señal en banda base 704_Y en la figura 7) y una señal de estimación de grupo de canales 802Y (correspondiente a las señales de estimación de canal 708_1 y 708_2 en la figura 7) . A fin de lograr la decodificación iterativa (detección iterativa) , la unidad de almacenamiento 815 calcula H(t) (t) en la Ecuación 41 y almacena la matriz calculada como un grupo de señales de canales transformadas. La unidad de almacenamiento 815 genera las señales anteriores cuando es necesario como una señal en banda base 816X, un grupo de señales de estimación de canal transformado 817X, una señal en banda base 816Y, y un grupo de señales de estimación de canal transformado 817Y.

Las operaciones subsiguientes se describen por separado para la detección inicial y para la decodificación iterativa (detección iterativa) .

Detección inicial El detector MIMO INTERIOR 803 recibe, como entradas, la señal en banda base 801X, el grupo de señales de estimación de canal 802X, la señal en banda base 801Y y el grupo de señales de estimación de canal 802Y. Aquí, el método de modulación para la señal modulada (corriente) si y la señal modulada (corriente) s2 se describe como 16QAM.

El detector MIMO INTERIOR 803 en primer lugar calcula H(t) (t) del grupo de señales de estimación de canal 802X y el grupo de señales de estimación de canal 802Y para procurar los candidatos de puntos de señal correspondientes a la señal en banda base 801X. La figura 11 muestra tal cálculo. En la figura 11, cada punto negro (·) es un candidato de punto de señal en el plano IQ. Como el método de modulación es 16QAM, hay 256 candidatos de puntos de señal. (Como la figura 11 es sólo para ilustración, no todos los 256 candidatos de puntos de señal se muestran) . Aquí, permitiendo que los cuatro bits transferidos por la señal modulada si sean bO, bl, b2, y b3 , y los cuatro bits transferidos por la señal modulada s2 sean b4 , b5, b6 , y b7, los candidatos de puntos de señal correspondientes a (bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5 , b6 , b7) en la figura 11 existen. La distancia euclidiana al cuadrado se procura entre un punto de señal recibida 1101 (correspondiente a la señal en banda base 801X) y cada candidato de punto de señal. Cada distancia euclidiana al cuadrado se divide por la varianza del ruido s2. Por consiguiente, Ex(b0, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6 , b7) , es decir, se procura el valor de la distancia euclidiana al cuadrado entre un candidato de punto de señal correspondiente a (bO, bl, b2 , b3, b4 , b5 , b6 , b7) y un punto de señal recibida, dividido por la varianza del ruido. Se hace notar que las señales de banda base y las señales moduladas si y s2 son cada una de ellas señales complejas.

De modo similar, H(t)W(t) se calcula a partir del grupo de señales de estimación de canal 802X y del grupo de señales de estimación de canal 802Y, se procuran los candidatos de puntos de señal correspondientes a la señal en banda base 801Y, se procura la distancia euclidiana al cuadrado para el punto de señal recibida (correspondiente a la señal en banda base 801Y) y la distancia euclidiana al cuadrado es dividida por la varianza del ruido o2. Por consiguiente, EY(bO, bl , b2 , b3 , b4 , b5 , b6 , b7) , es decir, se procura el valor de la distancia euclidiana al cuadrado entre un candidato de punto de señal correspondiente a (bO, bl, b2 , b3 , b4, b5, b6, b7) y un punto de señal recibida, dividido por la varianza del ruido.

Entonces, se procura Ex (bO , bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6 , b7) + ?? (bO , bl, b2, b3, b4 , b5 , b6 , b7) = E(b0, bl, b2 , b3 , b4 , b5 , b6, b7) .

El detector MIMO INTERIOR 803 genera E(b0, bl, b2 , b3 , b4 , b5 , b6, b7) como una señal 804.

Una unidad de cálculo de verosimilitud logarítmica 805A recibe la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica para los bits bO, bl, b2 , y b3 , y genera una señal de verosimilitud logarítmica 806A. Se hace notar que durante el cálculo de la verosimilitud logarítmica, la verosimilitud logarítmica para "1" y la verosimilitud logarítmica para "0" son calculadas. El método de cálculo es como se muestra en las Ecuaciones 28, 29, y 30. Los detalles se pueden encontrar en la Literatura no de patentes 2 y la Literatura no de patentes 3.

De modo similar, una unidad de cálculo de verosimilitud logarítmica 805B recibe la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica para los bits 4, b5 , b6 , yb7, y genera una señal de verosimilitud logarítmica 806B.

Un desinterpolador (807A) recibe la señal de verosimilitud logarítmica 806A como entrada, realiza la desinterpolación correspondiente al interpolador (el interpolador (304A) en la figura 3) , y genera a señal desinterpolada de verosimilitud logarítmica 808A.

De modo similar, un desinterpolador (807B) recibe la señal de verosimilitud logarítmica 806B como entrada, realiza la desinterpolación correspondiente al interpolador (el interpolador (304B) en la figura 3) , y genera una señal desinterpolada de verosimilitud logarítmica 808B.

Una unidad de cálculo de la razón de verosimilitud logarítmica 809A recibe la señal interpolada de verosimilitud logarítmica 808A como entrada, calcula la razón de verosimilitud logarítmica (LLR, por sus siglas en inglés) de los bits codificados por el codificador 302A en la figura 3, y genera una señal de razón de verosimilitud logarítmica 810A.

De modo similar, una unidad de cálculo de la razón de verosimilitud logarítmica 809B recibe la señal interpolada de verosimilitud logarítmica 808B como entrada, calcula la razón de verosimilitud logarítmica (LLR, por sus siglas en inglés) de los bits codificados por el codificador 302B en la figura 3, y genera una señal de la razón de verosimilitud logarítmica 810B.

Un decodificador de entrada de software/salida de software 811A recibe la señal de la razón de verosimilitud logarítmica 810A como entrada, realiza la decodificación y genera una razón de verosimilitud logarítmica decodificada 812A.

De modo similar, un decodificador de entrada de software/salida de software 811B recibe la señal de la razón de verosimilitud logarítmica 810B como entrada, realiza la decodificación y genera una razón de verosimilitud logarítmica decodificada 812B.

Decodificación iterativa (detección iterativa) , número de iteraciones k Un interpolador (813A) recibe la razón de verosimilitud logarítmica 812A decodificada por el decodificador de entrada de software/salida de software en la iteración (k - i)esiraa como entrada, realiza la interpolación, y genera una razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814A. El patrón de interpolación en el interpolador (813A) es similar al patrón de interpolación en el interpolador (304A) en la figura 3.

Un interpolador (813B) recibe la razón de verosimilitud logarítmica 812B decodificada por el decodificador de entrada de software/salida de software en la iteración (k - i)esima como entrada, realiza la interpolación, y genera una razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814B. El patrón de interpolación en el interpolador (813B) es similar al patrón de interpolación en el interpolador (304B) en la figura 3.

El detector MIMO INTERIOR 803 recibe, como entradas, la señal en banda base 816X, el grupo de señales de estimación de canal transformado 817X, la señal en banda base 816Y, el grupo de señales de estimación de canal transformado 817Y, la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814A, y la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814B. La razón para usar la señal en banda base 816X, el grupo de señales de estimación de canal transformado 817X, la señal en banda base 816Y, y el grupo de señales de estimación de canal transformado 817Y en lugar de la señal en banda base 801X, el grupo de señales de estimación de canal 802X, la señal en banda base 801Y, y el grupo de señales de estimación de canal 802Y se debe a que ocurre un retraso como consecuencia de la decodificación iterativa.

La diferencia entre las operaciones del detector MIMO INTERIOR 803 para la decodificación iterativa y para la detección inicial es el uso de la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814A y la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814B durante el procesamiento de la señal . El detector MIMO INTERIOR 803 en primer lugar procura E(b0, bl, b2 , b3 , b4, b5, b6, b7) , del mismo modo que durante la detección inicial. Además, se procuran los coeficientes correspondientes a las Ecuaciones 11 y 32 a partir de la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 814A y la razón de verosimilitud logarítmica interpolada 914B. El valor E(b0, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6, b7) se ajusta usando los coeficientes procurados, y el valor resultante E' (bO, bl, b2 , b3 , b4 , b5, b6 , b7) se genera como la señal 804.

La unidad de cálculo de verosimilitud logarítmica 805A recibe la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica para los bits bO, bl, b2 , y b3 , y genera la señal de verosimilitud logarítmica 806A. Se hace notar que durante el cálculo de la verosimilitud logarítmica, se calculan la verosimilitud logarítmica para "1" y la verosimilitud logarítmica para "0" . El método de cálculo es como se muestra en las Ecuaciones 31, 32, 33, 34, y 35. Los detalles pueden encontrarse en la Literatura no de patentes 2 y la Literatura no de patentes 3.

De modo similar, la unidad de cálculo de verosimilitud logarítmica 805B recibe la señal 804 como entrada, calcula la verosimilitud logarítmica para los bits b4 , b5 , b6 , y b7 , y genera la señal de verosimilitud logarítmica 806B. Las operaciones del desinterpolador hacia adelante son similares a la detección inicial .

Se hace notar que mientras la figura 8 muestra la estructura de la unidad de procesamiento de señal cuando se realiza la detección iterativa, la detección iterativa no siempre es esencial para obtener una calidad de recepción excelente, y es posible una estructura que no incluye a los interpoladores 813A y 813B, que sólo son necesarios para la detección iterativa. En un tal caso, el detector MIMO INTERIOR 803 no realiza la detección iterativa .

La parte principal de la presente modalidad es el cálculo de H(t)W(t). Se hace notar que como se muestra en la Literatura no de patentes 5 y similares , la descomposición QR puede usarse para realizar la detección inicial y la detección iterativa .

Además, como se muestra en la Literatura no de patentes 11, basada en H(t)W(t) , la operación lineal del error cuadrático medio mínimo (MMSE,1 por sus siglas en inglés) y el forzado a cero (ZF, por sus siglas en inglés) se pueden realizar a fin de realizar la detección inicial.

La figura 9 es la estructura de una unidad de procesamiento de señal diferente que la de la figura 8 y es para la señal modulada transmitida por el aparato de transmisión en la figura 4. La diferencia con la figura 8 es la cantidad de decodificadores de entrada de software/salida de software. Un decodificador de entrada de software/salida de software 901 recibe, como entradas, las señales de la razón de verosimilitud logarítmica 810A y 810B, realiza la decodificación, y genera una razón de verosimilitud logarítmica decodificada 902. Una unidad de distribución 903 recibe la razón de verosimilitud logarítmica decodificada 902 como entrada y distribuye la razón de verosimilitud logarítmica 902. Otras operaciones son similares a la figura 8.

Las figuras 12A y 12B muestran las características BER para un método de transmisión usando las ponderaciones de precodificación de la presente modalidad bajo condiciones similares a las figuras 29A y 29B. La figura 12A muestra las características BER de Max-log de probabilidad a posteriori (APP, por sus siglas en inglés) sin detección iterativa (véase la Literatura no de patentes 1 y la Literatura no de patentes 2), y la figura 12B muestra las características BER de Max-log-APP con detección iterativa (véase la Literatura no de patentes 1 y la Literatura no de patentes 2) (número de iteraciones: cinco) . La comparación de las figuras 12A, 12B, 29A, y 29B muestra que si se usa el método de transmisión de la presente modalidad, las características BER cuando el factor Rician es grande mejora considerablemente las características VER cuando se usa el sistema MIMO de multiplexación espacial, confirmando de ese modo la utilidad del método en la presente modalidad.

Como se describió anteriormente, cuando un aparato de transmisión transmite una pluralidad de señales moduladas desde una pluralidad de antenas en un sistema MIMO, el efecto ventajoso de calidad de trasmisión mejorada, si se compara con un sistema MIMO de multiplexación espacial convencional, se logra en un entorno LOS en el que las ondas directas dominan por medio de los saltos entre ponderaciones de precodificación regularmente en el tiempo como en la presente modalidad.

En la presente modalidad, y en particular en relación con la estructura del aparato de recepción, se han descrito operaciones para un número limitado de antenas, pero la presente invención puede ser realizada de la misma manera aún si el número de antenas aumenta. En otras palabras, el número de antenas en el aparato de recepción no afecta las operaciones o los efectos ventajosos de la presente modalidad. Además, en la presente modalidad, el ej emplo de codificación LDPC ha sido particularmente explicado pero la presente invención no está limitada a la codificación LDPC. Además, en relación con el método de decodificación, los decodificadores de entrada de software/salida de software no están limitados al ejemplo de decodificación suma-producto. Otro método de decodificación de entrada de software/salida de software se puede usar, tal como un algoritmo BCJR, un algoritmo SOVA, un algoritmo ax-log-MAP y similar. Los detalles se proveen en la Literatura no de patentes 6.

Además, en la presente modalidad, se ha descrito el ej emplo de un método de portador único, pero la presente invención no está limitada de esta manera y se puede realizar de modo similar para una transmisión multiportado . Por consiguiente, cuando se usa un método tal como una comunicación de espectro ensanchado, una multiplexación por división de frecuencias ortogonales (OFDM, por sus siglas en inglés) , un acceso múltiple por división de frecuencia en portadora única (SC-FDMA, por sus siglas en inglés) , una multiplexación por división de frecuencias ortogonales en portadora única (SC-OFDM, por sus siglas en inglés) , o un tren de onda OFDM como se describe en la Literatura no de patentes 7 y similares, por ejemplo, la presente invención se puede realizar de modo similar. Además, en la presente modalidad, otros símbolos que los símbolos de datos, tales como símbolos piloto (preámbulo, palabra única y similar) , símbolos para la transmisión de información de control y similares, se pueden disponer en la trama de cualquier modo.

Lo siguiente describe un ejemplo de uso de OFDM como un ejemplo de un método mult iportador .

La figura 13 muestra la estructura de un aparato de transmisión cuando se usa OFDM. En la figura 13, los elementos que operan de un modo similar a la figura 3 tienen los mismos signos de referencia.

Un procesador relacionado con OFDM 13 OIA recibe, como entrada, la señal ponderada 309A, realiza el procesamiento relacionado con OFDM, y genera una señal de transmisión 1302A. De modo similar, un procesador relacionado con OFDM 1301B recibe, como entrada, la señal ponderada 309B, realiza el procesamiento relacionado con OFDM, y genera una señal de transmisión 1302B.

La figura 14 muestra un ejemplo de una estructura a partir de los procesadores relacionados con OFDM 1301A y 1301B en la figura 13 hacia adelante. La parte de 1 OIA a 1410A está relacionada a la parte de 1301A a 312A en la figura 13, y la parte de 1401B a 1410B está relacionada a la parte de 1301B a 312B en la figura 13.

Un conversor en serie/paralelo 1402A realiza una conversión en serie/paralelo en una señal ponderada 1401A (correspondiente a la señal ponderada 309A en la figura 13) y genera una señal en paralelo 1403A.

Una unidad de reordenación 1404A recibe una señal en paralelo 1403A como entrada, realiza la reordenación y genera una señal reordenada 1405A. La reordenación se describe posteriormente en detalle.

Un transformador de Fourier rápido inverso 1406A recibe la señal reordenada 1405A como entrada, realiza a transformada rápida de Fourier, y genera una señal transformada rápida de Fourier 1407A.

Una unidad inalámbrica 1408A recibe la señal transformada rápida de Fourier 1407A como entrada, realiza un procesamiento tal como conversión de frecuencia, amplificación y similares, y genera a señal modulada 1409A. La señal modulada 1409A es generada como una onda de radio desde una antena 1410A.

A conversor en serie/paralelo 1402B realiza una conversión en serie/paralelo en una señal ponderada 1401B (correspondiente a la señal ponderada 309B en la figura 13) y genera una señal en paralelo 1403B.

A unidad de reordenación 1404B recibe una señal en paralelo 1403B como entrada, realiza una reordenación, y genera una señal reordenada 1405B. La reordenación se describe posteriormente en detalle.

Un transformador de Fourier rápido inverso 1406B recibe la señal reordenada 1405B como entrada, realiza a transformada rápida de Fourier, y genera una señal transformada rápida de Fourier 1407B.

Una unidad inalámbrica 1408B recibe la señal transformada rápida de Fourier 1407B como entrada, realiza un procesamiento tal como conversión de frecuencia, amplificación y similares, y genera una señal modulada 1409B. La señal modulada 1409B es generada como una onda de radio desde una antena 1410B.

En el aparato de transmisión de la figura 3, como el método de transmisión no usa un multiportador, la precodificación salta para formar un período (ciclo) de cuatro intervalos, como se muestra en la figura 6, y los símbolos precodificados están dispuestos en el dominio temporal. Cuando se usa un método de transmisión multiportador como en el método OFDM que se muestra en la figura 13, es desde luego posible disponer los símbolos precodificados en el dominio temporal como en la figura 3 para cada (sub) portador . Sin embargo, en el caso de un método de transmisión multiportador, es posible disponer los símbolos en el dominio de frecuencia, o en ambos dominios de frecuencia y de tiempo. Lo que sigue describe estas configuraciones.

Las figuras 15A y 15B muestran un ejemplo de un método de reordenación de símbolos para las unidades de reordenación 1401A y 1401B en la figura 14, el eje horizontal representa la frecuencia, y el eje vertical representa el tiempo. El dominio de frecuencia va desde el (sub) portador 0 a el (sub) portador 9. Las señales moduladas zl y z2 usan el mismo ancho de banda de frecuencia al mismo tiempo. La figura 15A muestra el método de reordenación para símbolos de la señal modulada zl, y la figura 15B muestra el método de reordenación para símbolos de la señal modulada z2. Los números #1, #2, #3, #4, ... son asignados en orden a los símbolos de la señal ponderada 1401A que es la entrada al conversor en serie/paralelo 1402A. En este punto, los símbolos son asignados regularmente, como se muestra en la figura 15A. Los símbolos #1, #2, #3, #4, ... están dispuestos en orden comenzando desde el portador 0. Los símbolos #1 a #9 son asignados al tiempo $1, y subsiguientemente, los símbolos #10 a #19 son asignados al tiempo $2.

De modo similar, los números #1, #2, #3, #4, ... son asignados en orden a los símbolos de la señal ponderada 1401B que es la entrada al conversor en serie/paralelo 1402B. En este punto, los símbolos son asignados regularmente, como se muestra en la figura 15B. Los símbolos #1, #2, #3, #4, ... están dispuestos en orden comenzando desde el portador 0. Los símbolos #1 a #9 son asignados al tiempo $1, y subsiguientemente, los símbolos #10 a #19 son asignados al tiempo $2. Se hace notar que las señales moduladas zl y z2 son señales complejas.

El grupo de símbolos 1501 y el grupo de símbolos 1502 que se muestran en las figuras 15A y 15B son los símbolos para un período (ciclo) cuando se usa el método de saltos de ponderación de precodificación que se muestra en la figura 6. El símbolo #0 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de la ranura 4i en la figura 6. El símbolo #1 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de la ranura 4i + 1 en la figura 6. El símbolo #2 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de la ranura 4i + 2 en la figura 6. El símbolo #3 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de la ranura 4i + 3 en la figura 6. Por consiguiente, el símbolo #x es como sigue. Cuando x mod 4 es 0, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de la ranura 4i en la figura 6. Cuando x mod 4 es 1, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de la ranura 4i + 1 en la figura 6. Cuando x mod 4 es 2, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de la ranura 4i + 2 en la figura 6. Cuando x mod 4 es 3, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de la ranura 4i + 3 en la figura 6.

De este modo, cuando se usa un método de transmisión multiportador tal como OFDM, a diferencia, que durante una transmisión de portadora única los símbolos pueden estar dispuestos en el dominio de frecuencia. Además, el orden de los símbolos no está limitado al orden que se muestra en las figuras 15A y 15B . Otros ej emplos se describen con referencia a las figuras 16A, 16B, 17A, y 17B.

Las figuras 16A y 16B muestran un ejemplo de un método de reordenación de símbolos por las unidades de reordenación 1404A y 1404B en la figura 14, el eje horizontal representa la frecuencia, y el eje vertical representa el tiempo que difiere de las figuras 15A y 15B. La figura 16A muestra el método de reordenación para símbolos de la señal modulada zl, y la figura 16B muestra el método de reordenación para símbolos de la señal modulada z2. La diferencia en las figuras 16A y 16B si se compara con las figuras 15A y 15B es que el método de reordenación de los símbolos de la señal modulada zl difiere del método de reordenación de los símbolos de la señal modulada z2. En la figura 16B, los símbolos #0 a #5 son asignados a los portadores 4 a 9, y los símbolos #6 a #9 son asignados a los portadores 0 a 3. A continuación los símbolos #10 a #19 son asignados regularmente de la misma manera. En este punto, como en las figuras 15A y 15B, el grupo de símbolos 1601 y el grupo de símbolos 1602 que se muestra en las figuras 16A y 16B son los símbolos para un período (ciclo) cuando se usa el método de saltos de ponderación de precodificación que se muestra en la figura 6.

Las figuras 17A y 17B muestran un ejemplo de un método de reordenación de símbolos por las unidades de reordenación 1404A y 1404B en la figura 14, el eje horizontal representa la frecuencia, y el eje vertical representa el tiempo, que difiere de las figuras 15A y 15B. La figura 17A muestra el método de reordenación para los símbolos de la señal modulada zl, y la figura 17B muestra el método de reordenación para los símbolos de la señal modulada z2. La diferencia en las figuras 17A y 17B si se compara a las figuras 15A y 15B es que mientras los símbolos están dispuestos en orden por el portador en las figuras 15A y 15B, los símbolos no están dispuestos en orden por el portador en las figuras 17A y 17B. Es obvio que en las figuras 17A y 17B, el método de reordenación de los símbolos de la señal modulada zl pueden diferir del método de reordenación de los símbolos de la señal modulada z2, como en las figuras 16A y 16B.

Las figuras 18A y 18B muestran un ejemplo de un método de reordenación de símbolos por las unidades de reordenación 1404A y 1404B en la figura 14, el eje horizontal representa la frecuencia, y el eje vertical representa el tiempo que difiere de las figuras 15A a la 17B. La figura 18A muestra el método de reordenación para los símbolos de la señal modulada zl, y la figura 18B muestra el método de reordenación para los símbolos de la señal modulada z2. En las figuras 15A a la 17B, los símbolos están dispuestos en el dominio de frecuencia, mientras que en las figuras 18A y 18B, los símbolos están dispuestos en ambos dominios de frecuencia y tiempo .

En la figura 6 se describe un ejemplo de saltos entre ponderaciones de precodificación sobre cuatro intervalos. Aquí, sin embargo, se describe un ej emplo de saltos sobre ocho intervalos . Los grupos de símbolos 1801 y 1802 que se muestran en las figuras 18A y 18B son los símbolos para un período (ciclo) cuando se usa el método de saltos de ponderación de precodificación (y son por lo tanto grupos de ocho símbolos) . El símbolo #0 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de ranura 8i. El símbolo #1 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de ranura 8i + 1. El símbolo #2 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de ranura 8i + 2. El símbolo #3 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de ranura 8i + 3. El símbolo #4 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de ranura 8i + 4. El símbolo #5 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de ranura 8i + 5. El símbolo #6 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de ranura 8i + 6. El símbolo #7 es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de ranura 8i + 7. Por consiguiente, el símbolo #x es como sigue. Cuando x mod 8 es 0, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de ranura 8i. Cuando x mod 8 es 1, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de ranura 8i + 1. Cuando x mod 8 es 2, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de ranura 8i + 2. Cuando x mod 8 es 3, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de ranura 8i + 3. Cuando x mod 8 es 4, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de ranura 8i + 4. Cuando x mod 8 es 5, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de ranura 8i + 5. Cuando x mod 8 es 6, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de ranura 8i + 6. Cuando x mod 8 es 7, el símbolo #x es el símbolo cuando se usa la ponderación de precodificación de ranura 8i + 7. En la ordenación de símbolos en las figuras 18A y 18B, cuatro intervalos en el dominio temporal y dos intervalos en el dominio de frecuencia para un total de 4 2 = 8 intervalos se usan para ordenar los símbolos para un período (ciclo) . En este caso, permitiendo que el número de símbolos en un período (ciclo) sea m x n símbolos (en otras palabras, existen m x n ponderaciones de precodificación) , el número de intervalos (el número de portadores) en el dominio de frecuencia que se usa para ordenar los símbolos en un período (ciclo) es n, y el número de intervalos que se usa en el dominio temporal es m, m debe ser mayor que n. Esto es porque la fase de las ondas directas fluctúa más lentamente en el dominio temporal que en el dominio de frecuencia. Por lo tanto, como las ponderaciones de precodificación se modifican en la presente modalidad para minimizar la influencia de las ondas directas estables, es preferible reducir la fluctuación en las ondas directas en el período (ciclo) para modificar las ponderaciones de precodificación . Por consiguiente, m debe ser mayor que n. Además, considerando los puntos anteriores, más que símbolos de reordenación solo en el dominio de frecuencia o solo en el dominio temporal , las ondas directas tienen más probabilidad de volverse estables cuando los símbolos son reordenados en ambos dominios de frecuencia y de tiempo como en las figuras 18A y 18B, haciendo de ese modo más fácil lograr los efectos ventajosos de la presente invención. Sin embargo, cuando los símbolos son ordenados en el dominio de frecuencia, las fluctuaciones en el dominio de frecuencia son abruptas dando la posibilidad de rendimiento de la ganancia de diversidad. Por lo tanto, la reordenación en ambos dominios de frecuencia y de tiempo no siempre es necesariamente el mejor método.

Las figuras 19A y 19B muestran un ejemplo de un método de reordenación de símbolos por las unidades de reordenación 1404A y 1404B en la figura 14 , el eje horizontal representa la frecuencia, y el eje vertical representa el tiempo que difiere de las figuras 18A y 18B. La figura 19A muestra el método de reordenación para símbolos de la señal modulada zl, y la figura 19B muestra el método de reordenación para símbolos de la señal modulada z2. Como en las figuras 18A y 18B , las figuras 19A y 19B muestran la disposición de los símbolos usando ambos ejes de frecuencia y de tiempo. La diferencia si se compara con las figuras 18Ay 18B es que, mientras los símbolos están dispuestos en primer lugar en el dominio de frecuencia y luego en el dominio temporal en las figuras 18A y 18B, los símbolos están dispuestos en primer lugar en el dominio temporal y luego en el dominio de frecuencia en las figuras 19A y 19B. En las figuras 19A y 19B, el grupo de símbolos 1901 y el grupo de símbolos 1902 son los símbolos para un período (ciclo) cuando se usa el método de saltos de precodificación.

Se hace notar que en las figuras 18A, 18B, 19A, y 19B, como en las figuras 16A y 16B, la presente invención se puede realizar de modo similar y el efecto ventajoso de alta calidad de recepción logrado con el método de configuración de símbolos de la señal modulada zl difiere del método de configuración de símbolos de la señal modulada z2. Además, en las figuras 18A, 18B, 19A, y 19B, como en las figuras 17A y 17B, la presente invención se puede realizar de modo similar y el efecto ventajoso de la alta calidad de recepción lograda, sin configurar los símbolos en orden .

La figura 27 muestra un ejemplo de un método de reordenación de símbolos por las unidades de reordenación 1404A y 1404B en la figura 14 , el eje horizontal representa la frecuencia, y el eje vertical representa el tiempo que difiere de los ejemplos anteriores. El caso de saltos entre la matriz de precodificación regularmente sobre cuatro intervalos, como en las Ecuaciones 37-40, es considerado. La La característica más particular de la figura 27 es que los símbolos están dispuestos en orden en el dominio de la frecuencia, pero cuando progresan en el dominio temporal, los símbolos se desplazan cíclicamente en n símbolos (en el ejemplo en la figura 27, n = 1) . En los cuatro símbolos que se muestran en el grupo de símbolos 2710 en el dominio de la frecuencia en la figura 27, la precodificación salta entre las matrices de precodificación de las Ecuaciones 37-40.

En este caso, el símbolo #0 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 37, el símbolo #1 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 38, el símbolo #2 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 39, y el símbolo #3 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 40.

De modo similar, para el grupo de símbolos 2720 en el dominio de la frecuencia, el símbolo #4 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 37, el símbolo #5 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 38, el símbolo #6 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 39, y el símbolo #7 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 40.

Para los símbolos en el tiempo $1, la precodificación salta entre las matrices de precodificación anteriores, pero en el dominio temporal, los símbolos se desplazan cíclicamente. Por lo tanto, la precodificación salta entre las matrices de precodificación para los grupos de símbolos 2701, 2702, 2703, y 2704 como sigue.

En el grupo de símbolos 2701 en el dominio temporal, el símbolo #0 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 37, el símbolo #9 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 38, el símbolo #18 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 39, y el símbolo #27 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 40.

En el grupo de símbolos 2702 en el dominio temporal, el símbolo #28 está precodificado usando la matriz de precodificacion en la Ecuación 37, el símbolo #1 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 38, el símbolo #10 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 39, y el símbolo #19 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 40.

En el grupo de símbolos 2703 en el dominio temporal, el símbolo #20 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 37, el símbolo #29 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 38, el símbolo #2 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 39, y el símbolo #11 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 40.

En el grupo de símbolos 2704 en el dominio temporal, el símbolo #12 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 37, el símbolo #21 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 38, el símbolo #30 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 39, y el símbolo #3 está precodificado usando la matriz de precodificación en la Ecuación 40.

La característica de la figura 27 es que, por ejemplo, enfocando en el símbolo #11, los símbolos en cualquiera de los lados en el dominio de frecuencia al mismo tiempo (símbolos #10 y #12) están ambos precodificados con una matriz de precodificación diferente que el símbolo #11 y los símbolos en cualquiera de los lados en el dominio temporal en el mismos portador (símbolos #2 y #20) están ambos precodificados con una matriz de precodificación diferente que el símbolo #11. Esto es cierto no solo para el símbolo #11. Cualquier símbolo que tiene símbolos en cualquiera de los dos lados en el dominio de frecuencia y en el dominio temporal está caracterizado de la misma manera que el símbolo #11. Como resultado, las matrices de precodificación son efectivamente saltadas entre y como la influencia en las condiciones estables de las ondas directas es reducida, aumenta la posibilidad de mejorar la calidad de recepción de los datos .

En la figura 27, se ha descrito el caso de n = 1, pero n no está limitado de esta manera. La presente invención se puede realizar de modo similar con n = 3. Además, en la figura 27, cuando los símbolos están dispuestos en el dominio de la frecuencia y el tiempo progresa en el dominio temporal, la característica anterior se logra desplazando cíclicamente el número del símbolo configurado, pero la característica anterior también se puede lograr configurando los símbolos de modo aleatorio (o regular) .

Modalidad 2 En la Modalidad 1, se han descrito los saltos regulares de las ponderaciones de precodificación como se muestra en la figura 6. En la presente modalidad, se describe un método para diseñar ponderaciones de precodificación específicas que difieren de las ponderaciones de precodificación de la figura 6.

En la figura 6, se ha descrito el método para efectuar saltos entre las ponderaciones de precodificación en las Ecuaciones 37-40. Generalizando este método, las ponderaciones de precodificación se pueden modificar como sigue. (El período (ciclo) de saltos para las ponderaciones de precodificación tiene cuatro intervalos y las Ecuaciones se enumeran de modo similar a las Ecuaciones 37-40) .

Para el número simbólico 4i (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 42 Ecuación 42 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico 4i + 1: Matemática 43 Ecuación 43 Para el número simbólico 4i + 2 : Matemática 44 Ecuación 44 Para el número simbólico 4i + 3 Matemática 45 Ecuación 45 A partir de las Ecuaciones 36 y 41, el vector recibido R(t) = (rl(t), r2(t))T se puede representar como sigue.

Para el número simbólico 4i: Matemática 46 Ecuación 46 Para el número simbólico 4i + 1: Matemática 47 Ecuación 47 fr + l l ^, (4i +l) lr2(4i + l)J 2 ¾, (4i + l) Para el número simbólico 4i + 2: Matemática 48 Ecuación 48 Para el número simbólico 4i + 3 Matemática 49 Ecuación 49 En este caso, se asume que sólo existen componentes de ondas directas en los elementos del canal hu(t) , hi2(t), h2i(t), y h22(t) , que los componentes de la amplitud de las ondas directas son todos iguales y que las fluctuaciones no ocurren en el tiempo. Con estas suposiciones , las Ecuaciones 46-49 se pueden representar como sigue.

Para el número simbólico 4i: Matemática 50 Ecuación 50 Para el número simbólico 4i + 1 Matemática Ecuación 5 Para el número simbólico 4i + 2 Matemática 52 Ecuación 52 Para el número simbólico 4i + 3 Matemática 53 Ecuación 53 En las Ecuaciones 50-53, que A sea un número positivo real y q sea un número complejo. Los valores de A y q se determinan de acuerdo con la relación posicional entre el aparato de transmisión y el aparato de recepción. Las Ecuaciones 50-53 se pueden representar como sigue.

Para el número simbólico 4i: Matemática 54 Ecuación 54 Para el número simbólico 4i + 1 Matemática 55 Ecuación 55 Para el número simbólico 4i + 2: Matemática 56 Ecuación 56 Para el número simbólico 4i + 3 Matemática 57 Ecuación 57 Como resultado, cuando q es representado como sigue, componente de señal basado en uno de si y s2 ya no está incluido en rl y r2, y por lo tanto una de las señales si y s2 ya no se puede obtener.

Para el número simbólico 4i: Matemática 58 Ecuación 58 Para el número simbólico 4i + 1: Matemática 59 Ecuación 59 Para el número simbólico 4i + 2 : Matemática 60 Ecuación 60 q = -Ae j^4i + 2^2i(4i+ 2)) - A^^n(4¿+2)-6>2i(4í+2)- ) Para el número simbólico 4i + 3 : Matemática 61 Ecuación 61 q = -A e j(ft i( +3)-02\(*+3 - A e jte^ En este caso, si q tiene la misma solución en los números simbólicos 4i, 4i + 1, 4i + 2, y 4i + 3, entonces los elementos del canal de las ondas directas no fluctúan considerablemente. Por lo tanto, un aparato de recepción que tiene elementos del canal en donde el valor de q es equivalente a la misma solución ya no puede obtener una calidad de recepción excelente para cualquiera de los números simbólicos . Por lo tanto, es difícil lograr adquirir la capacidad de corregir errores, aún si se introducen los códigos de corrección de errores. Por consiguiente, para que q no tenga la misma solución, es necesaria la siguiente condición a partir de las Ecuaciones 58-61 cuando se enfoca en una de las dos soluciones de q que no incluye a d.

Matemática 62 Condición #1 gXftí**H¾,(^)? eXft,(^H?.(^) para ^ Vy (x ? y; x, y = oa>2,3) (x es 0, 1, 2, 3; y es 0, 1, 2, 3 ; y x ? y) .

En un ejemplo que cumple la Condición #1, los valores se fijan como sigue: (Ejemplo #1) (1) ??(4?) = 9n(4i + 1) = 9xl(4i + 2) = 9xl(4i + 3) = 0 radianes, (2) ?2? (4i) = 0 radianes, (3) ?2?(4? + 1) = n/2 radianes, (4) ?2?(4? + 2) = n radianes, y (5) 921(4i + 3) = 3n/2 radianes.

(Lo anterior es un ejemplo. Basta con que uno de cada uno de cero radianes, n/2 radianes, n radianes, y 3n/2 radianes exista para el conjunto (921(4i), ?2?(4? + 1), 92i(4i + 2), 921(4i + 3) ) ) . En este caso, en particular bajo la condición (1) , no hay necesidad de realizar el procesamiento de señales (procesamiento de rotación) en la señal en banda base SI (t) , que por lo tanto ofrece la ventaja de una reducción en el tamaño del circuito. Otro ejemplo es fijar los valores como sigue.

(Ejemplo #2) (6) 9n(4i) = 0 radianes, (7) ??? (4i + 1) = n/2 radianes, (8) 011 (4i + 2) = n radianes, (9) 0ii (4i + 3) = 3n/2 radianes, y (10) 02i(4i) = 02i(4i + 1) = 02i(4i + 2) = ?2?(4? + 3) = 0 radianes .

(Lo anterior es un ejemplo. Basta con que uno de cada uno de cero radianes, n/2 radianes, n radianes, y 3n/2 radianes exista para el conjunto (0n(4i) , 9u(4i + 1), 0n(4i + 2) , 6n(4i + 3) ) ) . En este caso, en particular bajo la condición (6) , no hay necesidad de realizar el procesamiento de señales (procesamiento de rotación) en la señal en banda base S2 (t) , que por lo tanto ofrece la ventaja de una reducción en el tamaño del circuito. Aún otro ejemplo es fijar los valores como sigue.

(Ejemplo #3) , (11) 0n(4i) =0n(4i + 1) =0n(4i + 2) =?? (4i + 3) = 0 radianes , (12) 02i (4i) = 0 radianes, (13) 02i (4i + 1) = n/4 radianes, (14) 02i (4i + 2) = n/2 radianes, y (15) 02i (4i + 3) = 3n/4 radianes.

(Lo anterior es un ejemplo. Basta con que uno de cada uno de cero radianes, n/4 radianes, n/2 radianes, y 3n/4 radianes exista para el conjunto (?2?(4?) , ?2?(4? + 1) , ?2?(4? + 2) , ?2?(4? + 3) ) ) .

(Ejemplo #4) (16) ???(4?) = 0 radianes, (17) ???(4? + 1) = p/4 radianes, (18) ???(4? + 2) = p/2 radianes, (19) ???(4? + 3) = 3p/4 radianes, y (20) ?21(4?) = 021(4i + 1) = ?21(4? + 2) = ?21(4? + 3) = 0 radianes.

(Lo anterior es un ejemplo. Basta con que uno de cada uno de cero radianes, n/4 radianes, n/2 radianes, y 3n/4 radianes exista para el conjunto (6n(4i) , 6n(4i + 1) , 9n(4i + 2) , 9n(4i + 3) ) ) .

Mientras que se muestran cuatro ejemplos, el método de satisfacer la Condición #1 no está limitado a estos ejemplos.

A continuación, los requerimientos de diseño para no solo ??? y ??2, sino que también para ? y d se describen. Es suficiente fijar ? en un cierto valor; luego es necesario establecer los requerimientos para d. Lo que sigue describe el método de diseño para d cuando ? se fija en cero radianes.

En este caso, definiendo d de modo que n/2 radianes = |d| = n radianes, se logra una calidad de recepción excelente, particularmente en un entorno LOS.

Por cierto, para cada uno de los números simbólicos 4i, 4i + 1, 4i + 2, y 4i + 3, existen dos puntos q donde la calidad de recepción se vuelve deficiente. Por lo tanto, existe un total de 2 x 4 = 8 tales puntos. En un entorno LOS, a fin de impedir que la calidad de recepción se degrade en una terminal de recepción específica, cada uno de estos ocho puntos debería tener una solución diferente. En este caso, además de la Condición #1, es necesaria la Condición #2.

Matemática 63 Condición #2 efo¿«+W+ ?¿ÜSv+yhW+y») para Vjc> yy (¾ y = 0?2>3) y € ^±T^)? ^,? (-.' ) para V,yy(X?y;X,y = 0,1,2,3) Además, la fase de estos ocho puntos debería estar distribuida uniformemente (ya que se considera que la fase de una onda directa tiene una alta probabilidad de una distribución uniforme) . Lo siguiente describe el método de diseño para d de modo de satisfacer este requerimiento.

En el caso del ejemplo #1 y del ejemplo #2, la fase se vuelve uniforme en los puntos en los que la calidad de recepción es deficiente fijando d en + 3n/4 radianes. Por ejemplo, permitiendo que d sea 3n/4 radianes en el ejemplo #1 (y permitiendo que A sea un número positivo real) , entonces cada uno de los cuatro intervalos, puntos en los que la calidad de recepción se vuelve deficiente existen una vez, como se muestra en la figura 20. En el caso del ejemplo #3 y del ejemplo #4, la fase se vuelve uniforme en los puntos en los que la calidad de recepción es deficiente fijando d en ± n radianes. Por ejemplo, permitiendo que d sea n radianes en el ejemplo #3, entonces en cada uno de los cuatro intervalos, puntos en los que la calidad de recepción se vuelve deficiente existen una vez, como se muestra en la figura 21. (Si el elemento q en la matriz de canal H existe en los puntos que se muestran en las figuras 20 y 21, la calidad de recepción se degrada) .

Con la estructura anterior, la excelente calidad de recepción se logra en un entorno LOS. Anteriormente se describió un ejemplo de modificación de las ponderaciones de precodificación en un período (ciclo) de cuatro intervalos, pero a continuación se describe la modificación de las ponderaciones de precodificación en un período (ciclo) de N- intervalos . Realizando las mismas consideraciones que en la Modalidad 1 y en la descripción anterior, el procesamiento que se representa a continuación se realiza en cada número simbólico.

Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 64 Ecuación 62 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico Ni + 1 : Matemática 65 Ecuación 63 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue. Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N - 1) Matemática 66 Ecuación 64 Además, para el número simbólico Ni + N - 1 Matemática 67 Ecuación 65 Por consiguiente, rl y r2 se representan como sigue. Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 68 Ecuación 66 Aquí, j es una unidad imagina Para el número simbólico Ni + Matemática 69 Ecuación 67 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue. Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N - 1) Matemática 70 Ecuación 68 Además, para el número simbólico Ni + N - 1: Matemática 71 Ecuación 69 En este caso, se asume que sólo existen componentes de ondas directas en los elementos del canal hn(t), hi2(t), h2i(t), y h22(t) , que los componentes de la amplitud de las ondas directas son todos iguales y que las fluctuaciones no ocurren en el tiempo. Con estas suposiciones , las Ecuaciones 66-69 se pueden representar como sigue.

Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 72 Ecuación 70 Aquí, j es una unidad imaginaria Para el número simbólico Ni + 1 : Matemática 73 Ecuación 71 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue. Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N - 1¡ Matemática 74 Ecuación 72 ( -l(Ni + k ) 1 e ( sl(Ni + k)') rl{Ni + k)) s2(Ni + k\ Además, para el número simbólico Ni + N - 1 Matemática 75 Ecuación 73 En las Ecuaciones 70-73, que A sea un número real y q sea un número complejo. Los valores de A y q se determinan de acuerdo con la relación posicional entre el aparato de transmisión y el aparato de recepción. Las Ecuaciones 70-73 se pueden representar como sigue.

Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 76 Ecuación 74 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico Ni + 1 : Matemática 77 Ecuación 75 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue.

Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N - 1) Matemática 78 Ecuación 76 Además, para el número simbólico Ni + N - 1 Matemática 79 Ecuación 77 Como resultado, cuando q es representado como sigue, un componente de señal basado en uno de si y s2 ya no está incluido en rl y r2 , y por lo tanto una de las señales si y s2 ya no se puede obtener.

Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 80 Ecuación 78 q = -A e \(Ni)-02i(Ni)\ - A e i(Ni)-02i(Ni)-s) Para el número simbólico Ni + 1 Matemática 81 Ecuación 79 Cuando se generaliza., esta Ecuación es como sigue. Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N - 1) : Matemática 82 Ecuación 80 Además, para el número simbólico Ni + N - 1 : Matemática 83 Ecuación 81 En este caso, si q tiene la misma solución en los números simbólicos Ni a Ni + N - 1, entonces como los elementos del canal de las ondas directas no fluctúan considerablemente, un aparato de recepción que tiene elementos del canal en donde el valor de q es equivalente a la misma solución ya no puede obtener una calidad de recepción excelente para cualquiera de los números simbólicos. Por lo tanto, es difícil lograr adquirir la capacidad de corregir errores, aún si se introducen los códigos de corrección de errores. Por consiguiente, para que q no tenga la misma solución, es necesaria la siguiente condición a partir de las Ecuaciones 78-81 cuando se enfoca en una de las dos soluciones de q que no incluye a d.

Matemática 84 Condición #3 paraVJC, Vy {x? y; x, y = 0,1,2, · · ·, N - 2, N - 1) (x es 0 ( 1, 2, ... ? - 2, ? - 1; y es 0, 1, 2, ... , ? -2, ? - 1; y x ? y) .

A continuación, los requerimientos de diseño para no solo ??? y T12, sino que también para ? y d se describen. Es suficiente fijar ? en un cierto valor; luego es necesario establecer los requerimientos para d. Lo que sigue describe el método de diseño para d cuando ? se fija en cero radianes.

En este caso, similar al método de modificar las ponderaciones de precodificación en un período (ciclo) de cuatro intervalos , definiendo d de modo que n/2 radianes= | d | = n radianes , se logra una calidad de recepción excelente, particularmente en un entorno LOS.

En cada número simbólico Ni a Ni + N - 1, existen dos puntos etiquetados como q donde la calidad de recepción se vuelve deficiente y por lo tanto existen 2N de tales puntos . En un entorno LOS, a fin de lograr características excelentes, cada uno de estos 2N puntos debería tener una solución diferente. En este caso, además de la Condición #3, es necesaria la Condición #4.

Matemática 85 Condición #4 para VJC, /y (x, y = 0,1,2,- - -, N-2, N-l) y ^»^**»)*^»») ^») paaV^, V Í ?y;x, y =0,1,2,·· ., N-2, N-1) Además, la fase de estos 2? puntos debería estar distribuida uniformemente (ya que se considera que la fase de una onda directa en cada aparato de recepción tiene una alta probabilidad de una distribución uniforme) .

Como se describió anteriormente, cuando un aparato de transmisión transmite una pluralidad de señales moduladas desde una pluralidad de antenas en un sistema MIMO, el efecto ventajoso de calidad de trasmisión mejorada, si se compara con un MIMO de multiplexación espacial convencional, se logra en un entorno LOS en el que las ondas directas dominan por medio de los saltos entre ponderaciones de precodificación regularmente en el tiempo.

En la presente modalidad, la estructura del aparato de recepción es como se describió en la Modalidad 1 y en particular en relación con la estructura del aparato de recepción, donde se han descrito las operaciones para un número limitado de antenas, pero la presente invención se puede realizar de la misma manera aún si el número de antenas aumenta. En otras palabras, el número de antenas en el aparato de recepción no afecta las operaciones o los efectos ventajosos de la presente modalidad. Además, en la presente modalidad, similar a la Modalidad 1, los códigos de corrección de error no están limitados.

En la presente modalidad, en contraste con la Modalidad 1, se ha descrito el método de modificación de las ponderaciones de precodificación en el dominio temporal. Sin embargo, como se describió en la Modalidad 1, la presente invención se puede realizar de modo similar modificando las ponderaciones de precodificación mediante el uso de un método de transmisión multiportador y ordenando los símbolos en el dominio de frecuencia y el dominio de frecuencia-tiempo . Además, en la presente modalidad, otros símbolos que los símbolos de datos, tales como símbolos piloto (preámbulo, palabra única y similar) , símbolos para la información de control y similares, se pueden disponer en la trama de cualquier modo.

Modalidad 3 En la Modalidad 1 y en la Modalidad 2, se ha descrito el método de saltos entre ponderaciones de precodificación regularmente para el caso donde la amplitud de cada elemento en la matriz de ponderación de precodificación es equivalente. En la presente modalidad, sin embargo, se describe un ejemplo que no satisface esa condición.

En aras del contraste con la Modalidad 2, se describe el caso de las modificaciones de ponderaciones de precodificación en un período (ciclo) de N- intervalos . Realizando las mismas consideraciones que en la Modalidad 1 y en la Modalidad 2, el procesamiento que se representa a continuación se realiza en cada número simbólico. Sea ß un número positivo real y ß ? 1.

Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 86 Ecuación 82 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue. Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N - 1) Matemática 88 Ecuación 84 Además, para el número simbólico Ni + N - 1: Matemática 89 Ecuación 85 Por consiguiente, rl y r2 se representan como sigue. Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 90 Ecuación 86 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico Ni + 1 Matemática 91 Ecuación 87 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N - 1) Matemática 92 Ecuación 88 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue Para el número simbólico Ni + ? - 1 : Matemática 93 Ecuación 89 En este caso, se asume que sólo existen componentes de ondas directas en los elementos del canal hn(t) , hi2(t), h2i(t), y h22(t) , que los componentes de la amplitud de las ondas directas son todos iguales y que las fluctuaciones no ocurren en el tiempo. Con estas suposiciones, las Ecuaciones 86-89 se pueden representar como sigue.

Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 94 Ecuación 90 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico Ni + 1 : Matemática 95 Ecuación 91 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue. Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N - 1) Matemática 96 Ecuación 92 Además, para el número simbólico Ni + N - 1: Matemática 97 Ecuación 93 En las Ecuaciones 90-93, que A sea un número real y q sea un número complejo. Las Ecuaciones 90-93 se pueden representar como sigue.

Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 98 Ecuación 94 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico Ni + 1 : Matemática 99 Ecuación 95 ß?6]?»[?+? e NM +¿¡) s2{Ni+í) Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue. Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N - 1) Matemática 100 Ecuación 96 Además, para el número simbólico Ni + N - 1: Matemática Ecuación 97 Como resultado, cuando q es representado como sigue una de las señales si y s2 ya no se puede obtener.

Para el número simbólico Ni (donde i es un entero mayo o igual a cero) : Matemática 102 Ecuación 98 Para el número simbólico Ni + 1 : Matemática 103 Ecuación 99 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue. Para el número simbólico Ni + k (k = 0, 1, N - 1) Matemática 104 Ecuación 100 ej^ Ni+k>e2\iNi+k)-5) Además, para el número simbólico Ni + N - 1: Matemática 105 Ecuación 101 En este caso, si q tiene la misma solución en los números simbólicos Ni a Ni + N - 1, entonces como los elementos del canal de las ondas directas no fluctúan considerablemente, una calidad de recepción excelente ya no se puede obtener para cualquiera de los números simbólicos. Por lo tanto, es difícil lograr adquirir la capacidad de corregir errores, aún si se introducen los códigos de corrección de errores. Por consiguiente, para que q no tenga la misma solución, es necesaria la siguiente condición a partir de las Ecuaciones 98-101 cuando se enfoca en una de las dos soluciones de q que no incluye a d .

Matemática 106 Condición #5 para Vx> V;y (x? y. x, y = o 2 ,-,N- Z N-1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

A continuación, los requerimientos de diseño para no solo ?1a y T12, sino que también para ? y d se describen. Es suficiente fijar ? en un cierto valor; luego es necesario establecer los requerimientos para d. Lo que sigue describe el método de diseño para d cuando ? se fija en cero radianes.

En este caso, similar al método de modificar las ponderaciones de precodificación en un período (ciclo) de cuatro intervalos , definiendo d de modo que n/2 radianes= | d | = n radianes , se logra una calidad de recepción excelente, particularmente en un entorno LOS .

En cada número simbólico Ni a Ni + N - 1, existen dos puntos q donde la calidad de recepción se vuelve deficiente y por lo tanto existen 2N de tales puntos. En un entorno LOS, a fin de lograr características excelentes, cada uno de estos 2N puntos debería tener una solución diferente. En este caso, además de la Condición #5, considerando que ß es un número positivo real y ß ? 1, es necesaria la Condición #6.

Matemática 107 Condición #6 ejfa9»»W«»)? ¿ ^y AP+y») para jc, Vy (x? y;*,y = 0,1,2,· · · , N - 2, N - 1) Como se describió anteriormente, cuando un aparato de transmisión transmite una pluralidad de señales moduladas desde una pluralidad de antenas en un sistema MIMO, el efecto ventajoso de calidad de trasmisión mejorada, si se compara con un sistema MIMO de multiplexación espacial convencional, se logra en un entorno LOS en el que las ondas directas dominan por medio de los saltos entre ponderaciones de precodificación regularmente en el tiempo .

Modalidad 4 En la Modalidad 3, se ha descrito el método de saltos entre ponderaciones de precodificación regularmente para el ejemplo de dos tipos de amplitudes para cada elemento en la matriz de ponderación de precodificación, 1 y ß.

En este caso, se ignora lo que sigue.

Matemática 108 A continuación, se describe el ejemplo de modificación del valor de ß por ranura . En aras del contraste con la Modalidad 3 , se describe el caso de las modificaciones de ponderaciones de precodif icación en un período (ciclo) de 2 x N-intervalos .

Realizando las mismas consideraciones que en la Modalidad 1, Modalidad 2 y Modalidad 3 , el procesamiento que se representa a continuación se realiza en los números simbólicos . Sea ß un número positivo real y ß? 1. Además, sea a un número positivo real y ? ß .

Para el número simból ico 2Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 109 Ecuación Aquí , j es una unidad imaginaria .

Para el número simbólico 2Ni + 1 : Matemática 110 Ecuación 103 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue.

Para el número simbólico 2Ni + k (k = 0, 1 , ..., N - 1) Matemática 111 Ecuación 104 Además, para el número simbólico 2Ni + N - 1 Matemática 112 Ecuación 105 Para el número simbólico 2Ni + N (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 113 Ecuación 106 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico 2Ni + N Matemática 114 Ecuación 107 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue. Para el número simbólico 2Ni + N + k (k = 0, 1, N 1) Matemática 115 Ecuación 108 Además, para el número simbólico 2Ni + 2N - 1: Matemática 116 Ecuación 109 d(2 + 2N-l)~ z2(2 + 2N - l)J Por consiguiente, rl y r2 se representan como sigue. Para el número simbólico 2Ni (donde i es un entero mayor igual a cero) : Matemática 117 Ecuación 110 Aquí, j es una unidad imaginaria Para el número simbólico 2Ni + 1 Matemática 118 Ecuación 111 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue. Para el número simbólico 2Ni + k (k = 0, 1, ..., ? - 1) Matemática 119 Ecuación 112 rl(2Ni +k)) r2{2Ni +k)) Además, para el número simbólico 2Ni + N - 1: Matemática 120 Ecuación 113 r\{lNi+N-\)\=_ _ (hn{2Ni+N-\) r2{2Ni+N-í)¡ Jjf^l Ni+N-l) Para el número simbólico 2Ni + N (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 121 Ecuación 114 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico 2Ni + N + 1: Matemática 122 Ecuación 115 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue Para el número simbólico 2Ni + N + k (k = 0, 1, Matemática 123 Ecuación 116 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue Para el número simbólico 2Ni + 2N - 1 : Matemática 124 Ecuación 117 ' r\{2Ni + 2N - \ )) i fAj , (2A/í + 2W-l) rl(2Ni + 2N -l)J ^¡ + X {>>n {2 Ni + 2 N ~ 0 En este caso, se asume que sólo existen componentes de ondas directas en los elementos del canal hn(t) , hi2(t) , h2i(t) , y h22(t) , que los componentes de la amplitud de las ondas directas son todos iguales y que las fluctuaciones no ocurren en el tiempo. Con estas suposiciones, las Ecuaciones 110-117 se pueden representar como sigue.

Para el número simbólico 2Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 125 Ecuación 118 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico 2Ni + 1: Matemática 126 Ecuación 119 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue. Para el número simbólico 2Ni + k (k = 0, 1, N - 1) Matemática 127 Ecuación 120 Además, para el número simbólico 2Ni + N - 1 Matemática 128 Ecuación 121 Para el número simbólico 2Ni + ? (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 129 Ecuación 122 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico 2Ni + ? + 1 Matemática Ecuación 1 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue. Para el número simbólico 2Ni + N + k (k = 0, 1, N 1) Matemática 131 Ecuación 124 Además, para el número simbólico 2Ni + 2N - 1 Matemática 132 Ecuación 125 En las Ecuaciones 118-125, que A sea un número real y q sea un número complejo. Las Ecuaciones 118-125 se pueden representar como sigue.

Para el número simbólico 2Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 133 Ecuación 126 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico 2Ni + 1: Matemática 134 Ecuación 127 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue. Para el número simbólico 2Ni + k (k = 0, 1, N - 1) Matemática 135 Ecuación Además, para el número simbólico 2Ni + N - 1 Matemática 136 Ecuación 129 Para el número simbólico 2Ni + N (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 137 Ecuación 130 Aquí, j es una unidad imaginaria.

Para el número simbólico 2Ni + N + 1 Matemática 138 Ecuación 131 Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue. Para el número simbólico 2Ni + N + k (k = 0, 1, - 1) : Matemática 139 Ecuación 132 Además, para el número simbólico 2Ni + 2N - 1 Matemática 140 Ecuación 133 Como resultado, cuando q es representado como sigue, una de las señales si y s2 ya no se puede obtener.

Para el número simbólico 2Ni (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 141 Ecuación 134 Para el número simbólico 2Ni + 1 Matemática 142 Ecuación 135 q _ ?ß ej{0n(2Ni+i)- 2l(2m+i)-s) Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue.

Para el número simbólico 2Ni + k (k = 0, 1, N - 1) : Matemática 143 Ecuación 136 q = - ejÍ0U{2Ni+k)-02 l{2Ni+k))t _ A ?e;fen(2 +A:)-021(2M+¿)-¿) ß Además, para el número simbólico 2Ni + N - 1 : Matemática 144 Ecuación 137 Para el número simbólico 2Ni + N (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 145 Ecuación 138 Para el número simbólico 2Ni + N + 1: Matemática 146 Ecuación 139 = - ej{0n(2Ni+N+ í)-e2 l(2Ni+N+l)) _ Aa ej(0u [2Ni+N+l)-02 l{2Ni+N+l)-d) a Cuando se generaliza, esta Ecuación es como sigue. Para el número simbólico 2Ni + N + k (k = 0, 1, N Matemática 147 Ecuación 140 Además, para el número simbólico 2Ni + 2N - 1: Matemática 148 Ecuación 141 6???(2??+ 2?-1)-?2?(2??+2?-1)),- ? ß^?\ ?(2?+2? )-021(2?+2?/-?)-£) En este caso, si q tiene la misma solución en los números simbólicos 2Ni a 2Ni + N - 1, entonces como los elementos del canal de las ondas directas no fluctúan considerablemente, ya no puede obtener una calidad de recepción excelente para cualquiera de los números simbólicos. Por lo tanto, es difícil lograr adquirir la capacidad de corregir errores, aún si se introducen los códigos de corrección de errores. Por consiguiente, para que q no tenga la misma solución, se hace necesaria la Condición #7 o la Condición #8 a partir de las Ecuaciones 134-141 y a pártir del hecho que a ? ß cuando se enfoca en una de las dos soluciones de q que no incluye a d .

Matemática 149 Condición #7 eÁ0J*?e¿n+*))?eÁ0tfi^ he¿™+y)) para Vje> y {?? y. x¡ y =0,1,2,--, N - 2,N - 1) (x es 0, 1, 2, N - 2 , N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - l; y x ? y). y x,y=0,],2,---,N-2,N- ) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - l; y x ? y).

Matemática 150 Condición #8 para Vjti Vy (JC? y> Xt y = 01 >2) ... N _ 2>2N _ 1} En este caso, la Condición #8 es similar a las condiciones descritas en la Modalidad 1 a la Modalidad 3. Sin embargo, en relación con la Condición #7, como a? ß, la solución que no incluye a d entre las dos soluciones de q es una solución diferente .

En este caso, similar al método de modificar las ponderaciones de precodificación en un período (ciclo) de cuatro intervalos, definiendo d de modo que n/2 radianes= |d| =n radianes, se logra una calidad de recepción excelente, particularmente en un entorno LOS .

En los números simbólicos 2Ni a 2Ni + 2N - 1, existen dos puntos q donde la calidad de recepción se vuelve deficiente y por lo tanto existen 4N de tales puntos. En un entorno LOS, a fin de lograr características excelentes, cada uno de estos 4N puntos debería tener una solución diferente. En este caso, enfocando en la amplitud, es necesaria la siguiente condición para la Condición #7 o la Condición #8, ya que a ? .

Matemática 151 Condición #9 Como se describió anteriormente, cuando un aparato de transmisión transmite una pluralidad de señales moduladas desde una pluralidad de antenas en un sistema MIMO, el efecto ventajoso de calidad de trasmisión mejorada, si se compara con un sistema MIMO de multiplexación espacial convencional, se logra en un entorno LOS en el que las ondas directas dominan por medio de los saltos entre ponderaciones de precodificación regularmente en el tiempo .

En la presente modalidad, en contraste con la Modalidad 1, se ha descrito el método de modificación de las ponderaciones de precodificación en el dominio temporal. Sin embargo, como se describió en la Modalidad 1, la presente invención se puede realizar de modo similar modificando las ponderaciones de precodificación mediante el uso de un método de transmisión multiportador y ordenando los símbolos en el dominio de f ecuencia y el dominio de frecuencia-tiempo. Además, en la presente modalidad, otros símbolos que los símbolos de datos, tales como símbolos piloto (preámbulo, palabra única y similar) , símbolos para la información de control y similares, se pueden disponer en la trama de cualquier modo.

Modalidad 5 En la Modalidad 1 a la Modalidad 4, se ha descrito el método para efectuar saltos regularmente entre ponderaciones de precodificación . En la presente modalidad, se describe una modificación a este método.

En la Modalidad 1 a la Modalidad 4, se ha descrito el método para efectuar saltos regularmente entre ponderaciones de precodificacion como en la figura 6. En la presente modalidad, se describe un método para efectuar saltos regularmente entre ponderaciones de precodificacion que difiere de la figura 6.

Como en la figura 6, este método salta entre cuatro ponderaciones de precodificacion (matrices) diferentes. La figura 22 muestra el método de saltos que difiere de la figura 6. En la figura 22, cuatro diferentes ponderaciones de precodificacion (matrices) se representan como Wl , 2 , W3 , y W4. (Por ejemplo, Wl es la ponderación de precodificacion (matriz) en la Ecuación 37 , W2 es la ponderación de precodificacion (matriz) en la Ecuación 38 , W3 es la ponderación de precodificacion (matriz) en la Ecuación 39, y W4 es la ponderación de precodificacion (matriz) en la Ecuación 40) . En la figura 3, los elementos que operan de un modo similar a la figura 3 y a la figura 6 tienen los mismos signos de referencia.

Las partes únicas de la figura 22 son las siguientes. • El primer período (ciclo) 2201, el segundo período (ciclo) 2202, el tercer período (ciclo) 2203, ... son todos períodos (ciclos) de cuatro intervalos.

Una matriz de ponderación de precodificacion diferente se usa en cada uno de los cuatro intervalos, es decir, Wl, W2, W3, y W4 se usa una vez cada uno.

· No es necesario para Wl, W2 , W3 , y W4 que estén en el mismo orden en el primer período (ciclo) 2201, en el segundo período (ciclo) 2202, en el tercer período (ciclo) 2203, ....

A fin de implementar este método, una unidad de generación de ponderación de precodificación 2200 recibe, como entrada, una señal en relación con un método de ponderación y genera la información 2210 en relación con las ponderaciones de precodificación en orden para cada período (ciclo) . La unidad de ponderación 600 recibe, como entradas, esta información, sl(t), y s2 (t) , realiza la ponderación, y genera zl(t) y z2 (t) .

La figura 23 muestra un método de ponderación diferente que la figura 22 para el método de precodificación anterior. En la figura 23, la diferencia con la figura 22 es que se logra un método similar a la figura 22 mediante la provisión de una unidad de reordenación luego de la unidad de ponderación y mediante la reordenación de señales.

En la figura 23, la unidad de generación de ponderación de precodificación 2200 recibe, como entrada, la información 315 en relación con un método de ponderación y genera la información 2210 en las ponderaciones de precodificación en el orden de las ponderaciones de precodificación Wl , 2 , 3 , W4 , l, W2 , W3 , W4 , Por consiguiente, la unidad de ponderación 600 usa las ponderaciones de precodificación en el orden de las ponderaciones de precodificación Wl, W2 , W3 , W4 , Wl, W2 , W3 , W4 , ... y genera las señales precodificadas 2300A y 2300B.

Una unidad de reordenación 2300 recibe, como entradas, las señales precodificadas 2300A y 2300B, reordena las señales precodificadas 2300A y 2300B en el orden del primer período (ciclo) 2201, el segundo período (ciclo) 2202, y el tercer período (ciclo) 2203 en la figura 23 y genera zl(t) y z2 (t) .

Se hace notar que en la descripción anterior, el período (ciclo) para saltos entre ponderaciones de precodificación se describió como que tiene cuatro intervalos en aras de la comparación con la figura 6. Sin embargo, como en la Modalidad 1 a la Modalidad 4, la presente invención se puede realizar de modo similar con un período (ciclo) que tiene otro número que cuatro intervalos.

Además, en la Modalidad 1 a la Modalidad 4 , y en el método de precodificación anterior, dentro del período (ciclo) , el valor de d y ß se describió como teniendo los mismos para cada ranura, pero el valor de d y ß puede cambiar en cada ranura.

Como se describió anteriormente, cuando un aparato de transmisión transmite una pluralidad de señales moduladas desde una pluralidad de antenas en un sistema MIMO, el efecto ventajoso de calidad de trasmisión mejorada, si se compara con un sistema MIMO de multiplexación espacial convencional, se logra en un entorno LOS en el que las ondas directas dominan por medio de los saltos entre ponderaciones de precodificación regularmente en el tiempo.

En la presente modalidad, la estructura del aparato de recepción es como se describió en la Modalidad 1 , y en particular en relación con la estructura del aparato de recepción, donde se han descrito las operaciones para un número limitado de antenas, pero la presente invención se puede realizar de la misma manera aún si el número de antenas aumenta. En otras palabras, el número de antenas en el aparato de recepción no afecta las operaciones o los efectos ventajosos de la presente modalidad. Además, en la presente modalidad, similar a la Modalidad 1, los códigos de corrección de error no están limitados.

En la presente modalidad, en contraste con la Modalidad 1, se ha descrito el método de modificación de las ponderaciones de precodificación en el dominio temporal. Sin embargo, como se describió en la Modalidad 1, la presente invención se puede realizar de modo similar modificando las ponderaciones de precodificación mediante el uso de un método de transmisión multiportador y ordenando los símbolos en el dominio de frecuencia y el dominio de f ecuencia-tiempo . Además, en la presente modalidad, otros símbolos que los símbolos de datos, tales como símbolos piloto (preámbulo, palabra única y similar) , símbolos para la información de control y similares, se pueden disponer en la trama de cualquier modo.

Modalidad 6 En las Modalidades 1-4, se ha descrito un método para efectuar saltos regularmente entre ponderaciones de precodificación. En la presente modalidad, se describe nuevamente un método para efectuar saltos regularmente entre ponderaciones de precodificacion que incluye el contenido que se ha descrito en las Modalidades 1-4.

En primer lugar, fuera de consideración de un entorno LOS, se describe un método de diseño de una matriz de precodificación para un sistema MIMO de multiplexación espacial de 2 x 2 que adopta la precodificación en la que no está disponible la realimentación de un socio de comunicación.

La figura 30 muestra un modelo de un sistema MIMO de multiplexación espacial de 2 x 2 que adopta la precodificación en la que no está disponible la realimentación de un socio de comunicación. Un vector de vector z es codificado e interpolado. Como salida de la interpolación, un vector de bits codificado u(p) = (ui(p) , u2 (p) ) se adquiere (donde p es la ranura temporal) . Sea ui(p) = (un (p) , uih(p)) (donde h es el número de bits de transmisión por símbolo) . Permitiendo que una señal luego de la modulación (correlación) sea s (p) = (sl(p), s2(p))T y un matriz de precodificación sea F(p), un símbolo precodificado x(p) = (xi(p), x2(p))T es representado por la siguiente ecuación.

Matemática 152 Ecuación 142 Por consiguiente, permitiendo que un vector recibido seay(p) = (yi(p), y2( ))T/ el vector recibido y (p) es representado por la siguiente ecuación.

Matemática 153 Ecuación 143 ip=(yi{ph2(p)J = a{?)?{???)+ ?{?) En esta Ecuación, H(p) es la matriz de canal, n(p) = (ni (p) , n2 (p) )T es el vector de ruido, y ni (p) es el ruido aleatorio gaussiano complejo distribuido independientemente e idénticamente con un valor promedio 0 y una varianza o2. Permitiendo que el factor Rician sea K, la Ecuación anterior se puede representar como sigue. i Matemática 154 Ecuación 144 En esta Ecuación, Hd(p) es la matriz de canal para los componentes de onda directa, y H3(p) es la matriz de canal para los componentes de onda dispersada. Por consiguiente, la matriz de canal H(p) se representa como sigue.

Matemática 155 Ecuación 145 En la Ecuación 145, se asume que el entorno de onda directa está únicamente determinado por la relación posicional entre transmisores y que la matriz de canal Hd(p) para los componentes de onda directa no fluctúan con el tiempo. Además, en la matriz de canal Hd(p) para los componentes de onda directa, se asume que si se compara con el intervalo entre antenas de transmisión, la probabilidad de un entorno con una distancia suficientemente larga entre los dispositivos de transmisión y rece c ión es alta y por lo tanto que la matriz de canal para los componentes de onda directa puede ser tratada como una matriz no singular. Por consiguiente, la matriz de canal Hd(p) se representa como sigue.

Matemática 156 Ecuación 146 H» En esta Ecuación, que A sea un número positivo real y q sea un número complejo. A continuación, fuera de consideración de un entorno LOS, se describe un método de diseño de una matriz de precodificación para un sistema MIMO de multiplexación espacial de 2 x 2 que adopta la precodificación en la que no está disponible la realimentación de un socio de comunicación.

A partir de las Ecuaciones 144 y 145 , es difícil procurar una matriz de precodificación sin la realimentación apropiada en condiciones que incluyen a las ondas dispersadas, ya que es difícil realizar el análisis bajo condiciones que incluyen a las ondas dispersadas. Además, en un entorno NLOS, ocurre poca degradación en la calidad de recepción de los datos si se compara con un entorno LOS. Por lo tanto, lo que sigue describe un método de diseño de matrices de precodificación sin una realimentación apropiada en un entorno LOS (matrices de precodificación para un método de precodificación que salta entre matrices de precodificación en el tiempo) .

Como se describió anteriormente, como es difícil realizar un análisis bajo condiciones que incluyen a las ondas dispersadas, se procura una matriz de precodificación apropiada para una matriz de canal que incluye los componentes de solo las ondas directas a partir de las Ecuaciones 144 y 145. Por lo tanto, en la Ecuación 144, se considera el caso cuando la matriz de canal incluye a los componentes de solo las ondas directas. Resulta que a partir de la Ecuación 146, se puede representar Ecuación 144 como sigue.

Matemática 157 Ecuación 147 En esta Ecuación, una matriz unitaria se usa como matriz de precodificación . Por consiguiente, la matriz precodificación se representa como sigue.

Matemática 158 Ecuación 148 En esta Ecuación, ? es un valor fijo. Por lo tanto, Ecuación 147 se puede representar como sigue.

Matemática 159 Ecuación 149 Como es claro a partir de la Ecuación 149, cuando el aparato de recepción realiza la operación lineal de forzado a cero (ZF, por sus siglas en inglés) o el error cuadrático medio mínimo (MMSE,1 por sus siglas en inglés) , el bit transmitido no se puede determinar por sl(p), s2 (p) . Por lo tanto, se realiza el APP iterativo (o Max-log APP iterativo) o APP (o Max-log APP) descrito en la Modalidad 1 (que de aquí en adelante se referencia como un cálculo de verosimilitud máximo (ML, por sus siglas en inglés) ) , se procura la razón de verosimilitud logarítmica de cada bit transmitido en si (p) , s2 (p) y se realiza la decodificación con códigos de corrección de error. Por consiguiente, lo que sigue describe un método de diseño de una matriz de precodificación sin realimentación apropiada en un entorno LOS entorno para un aparato de recepción que realiza el cálculo ML.

Se considera la precodificación en la Ecuación 149. El lado derecho y el lado izquierdo de la primera línea se multiplican por e~-|?, y de modo similar el lado derecho y el lado izquierdo de la segunda línea se multiplican por e'^ . La siguiente ecuación resenta el resultado.

Matemática 160 Ecuación 150 e'^yaíp) / Y e'^q son respectivamente redefinidos como ?? (p) , y2 (p) , y q. Además, como e'^nt ) = (ß"3???(?), e'^ 2 (p) ) T, y e'^n^p) , '^ 2 (p) son el ruido aleatorio gaussiano complejo distribuido independientemente e idénticamente con un valor promedio 0 y una varianza o2, e'^n(p) está redef inido como n(p) . Como resultado, no se pierde la generalidad al reiterar la Ecuación 150 como la Ecuación 151.

Matemática 161 Ecuación 151 A continuación, la Ecuación 151 se transforma en la Ecuación 152 en aras de la claridad.

Matemática 162 Ecuación 152 En este caso, permitiendo que la distancia euclidiana mínima entre un punto de señal recibida y un candidato de punto de señal recibida sea dmin2, entonces un punto deficiente tiene un valor mínimo de cero para dmin2, y existen dos valores de q en los que las condiciones son deficientes en que se eliminan todos los bits transmitidos por si (p) y todos los bits transmitidos por s2 (p) .

En la Ecuación 152, cuando si (p) no existe.

Matemática 163 Ecuación 153 q ae En la Ecuación 152, cuando s2 (p) no Matemática 164 (A continuación, los valores de q que satisfacen las Ecuaciones 153 y 154 se referencian respectivamente como "puntos de recepción deficiente para si y s2") .

Cuando se satisface la Ecuación 153, como se eliminan todos los bits transmitidos por si (p) , la razón de verosimilitud logarítmica recibida no se puede procurar para ninguno de los bits transmitidos por si (p) . Cuando se satisface Ecuación 154, como todos los bits transmitidos por s2 (p) son eliminados, la razón de verosimilitud logarítmica recibida no se puede procurar para ninguno de los bits transmitidos por s2 (p) .

Ahora se considera un sistema de transmisión de multidifusión/difusión que no modifica la matriz de precodificación . En este caso, se considera un modelo de sistema en el que una estación de base transmite señales moduladas usando un método de precodificación que no salta entre matrices de precodificación, y una pluralidad de terminales (G terminales) recibe las señales moduladas transmitidas por la estación de base .

Se considera que las condiciones de las ondas directas entre la estación de base y las terminales se modifican poco a lo largo del tiempo. Por lo tanto, a partir de las Ecuaciones 153 y 154, para una terminal que está en una posición que se ajusta a las condiciones de la Ecuación 155 o la Ecuación 156 y que está en un entorno LOS donde el factor Rician es grande, existe la posibilidad de degradación en la calidad de recepción de los datos . Por consiguiente, para resolver este problema es necesario modificar la matriz de precodificación en el tiempo Matemática 165 Ecuación 155 Matemát Ecuació Se considera un método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación en un período (ciclo) temporal con intervalos (a continuación se lo referencia como un método de saltos precodificado) .

Como en el período (ciclo) temporal hay N intervalos, se preparan N variedades de matrices de precodificación F[i] en base a la Ecuación 148 (i = 0, 1, N - 1) . En este caso, las matrices de precodificación F[i] se representan como sigue.

Matemática 167 Ecuación 157 En esta Ecuación, que OÍ no cambie en el tiempo, y que ? tampoco cambie en el tiempo (aunque puede estar permitido un cambio en el tiempo) .

Como en la Modalidad 1, F[i] es la matriz de precodificación que se usa para obtener una señal precodificada x (p = N x k + i) en la Ecuación 142 para el tiempo N x k + i (donde k es un entero igual o mayor que 0 y i = 0, 1, N - 1) . Lo mismo también es válido a continuación.

En este punto, en base a las Ecuaciones 153 y 154, las condiciones de diseño tal como las siguientes son importantes para las matrices de precodificación para saltos precodificados .

Matemática 168 Condición #10 Ecuación 158 Matemática 169 Condición #11 Ecuación 159 for Vj , V;y (x?y x, y = 0,1, · - -,iV— 1) A partir de la Condición #10, en todas las G terminales, hay una ranura o menos que tiene puntos de recepción deficiente para si entre las N intervalos en un período (ciclo) temporal. Por consiguiente, la razón de verosimilitud logarítmica para los bits transmitidos por sl(p) puede ser obtenida para al menos N - 1 intervalos. De modo similar, a partir de la Condición #11, en todas las G terminales, hay una ranura o menos que tiene puntos de recepción deficiente para s2 entre las N intervalos en un período (ciclo) temporal. Por consiguiente, la razón de verosimilitud logarítmica para los bits transmitidos por s2 (p) puede ser obtenida para al menos N - 1 intervalos .

De este modo, proveyendo el modelo de diseño de la matriz de precodificación de la Condición #10 y la Condición #11, el número de bits para los que se obtiene la razón de verosimilitud logarítmica entre los bits transmitidos por si (p) , y el número de bits para los que se obtiene la razón de verosimilitud logarítmica entre los bits transmitidos por s2 (p) está garantizado que es igual o mayor que un número fijo en todas las G terminales. Por lo tanto, en todas las G terminales, se considera que la degradación de la calidad de recepción de los datos es moderada en un entorno LOS donde el factor Rician es grande.

Lo que sigue muestra un ejemplo de una matriz de precodificación en el método de saltos de precodificación .

La distribución de densidad de probabilidad de la fase de una onda directa puede considerarse que está distribuida uniformemente en [02n] . Por lo tanto, la distribución de densidad de probabilidad de la fase de q en las Ecuaciones 151 y 152 también puede considerarse que está distribuida uniformemente en [02n] . Por consiguiente , lo que sigue está establecido como una condición para proveer una calidad de recepción de datos razonable en la medida de lo posible para las G terminales en el mismo entorno LOS en el que sólo difiere la fase de q.

Condición #12 Cuando se usa un método de saltos precodificados con un período (ciclo) temporal de N-intervalos , entre las N intervalos en el período (ciclo) temporal, los puntos de recepción deficiente para si están dispuestos para tener una distribución uniforme en términos de fase y los puntos de recepción deficiente para s2 están dispuestos para tener una distribución uniforme en términos de fase .

Lo que sigue describe un ejemplo de una matriz de precodif icación en el método de saltos de precodif icación en base a la Condición #10 a la Condición #12. Sea a = 1,0 en la matriz de precodi f icac ión en la Ecuación 157.

(Ejemplo #5) Sea 8 el número de intervalos N en el período (ciclo) temporal. A fin de satisfacer la Condición #10 a la Condición #12, las matrices de precodi f icación para un método de saltos de precodif icación con un período (ciclo) temporal de N = 8 se proveen como en la siguiente ecuación .

Matemática 170 Ecuación 160 Aquí , j es una unidad imaginaria , e i = 0 , 1 , 7 . En lugar de la Ecuación 160 , se puede proveer la Ecuación 161 (donde ? y ??? [? ] no cambian en el tiempo (aunque el cambio puede estar permitido) ) .

Matemática 171 Ecuación 161 Por consiguiente, los puntos de recepción deficiente para si y s2 llegan a ser como en las figuras 31A y 31B. (En las figuras 31A y 31B, el eje horizontal es el eje real, y el eje vertical es el eje imaginario) . En lugar de las Ecuaciones 160 y 161, las Ecuaciones 162 y 163 se pueden proveer (donde i = 0, 1, 7, y donde ? y 0n [i] no cambian en el tiempo (aunque el cambio puede estar permitido) ) .

Matemática 172 Matemática 173 Ecuación 163 A continuación, lo que sigue está establecido como una condición diferente de la Condición #12, a fin de proveer una calidad de recepción de datos razonable en la medida de lo posible para las G terminales en el mismo entorno LOS en el que sólo difiere la fase de q.

Condición #13 Cuando se usa un método de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de N- intervalos además de la condición Matemática 174 Ecuación 164 los puntos de recepción deficiente para si y los puntos de recepción deficiente para s2 están dispuestos para estar en una distribución uniforme en relación con la fase en las N intervalos en el período (ciclo) temporal.

Lo siguiente describe un ejemplo de una matriz de precodificación en el método de saltos de precodificación en base a la Condición #10, la Condición #11, y la Condición #13. Sea OÍ = 1,0 en la matriz de precodificación en la Ecuación 157. · (Ejemplo #6) Sea 4 el número de intervalos N en el período (ciclo) temporal . Las matrices de precodificación para un método de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de N = 4 se proveen como en la siguiente ecuación.

Matemática 175 Ecuación 165 Aquí, j es una unidad imaginaria, y i = 0, 1, 2, 3. En lugar de la Ecuación 165, se puede proveer la Ecuación 166 (donde ? y 9n [i] no cambian en el tiempo (aunque el cambio puede estar permitido) ) .

Matemática 176 Ecuación 166 Por consiguiente, los puntos de recepción deficiente para si y s2 llegan a ser como en la figura 32. (En la figura 32, el eje horizontal es el eje real, y el eje vertical es el eje imaginario) . En lugar de las Ecuaciones 165 y 166, se pueden proveer las Ecuaciones 167 y 168 (donde i = 0, 1, 2, 3, y donde ? y ?1?[?] no cambian en el tiempo (aunque el cambio puede estar permitido) ) .

Matemática 177 Ecuación 167 Matemática 178 Ecuación 168 A continuación, se describe un método de saltos de precodificación usando una matriz no unitaria.

En base a la Ecuación 148, las matrices de precodificación que están ahora bajo consideración se representan como sigue.

Matemática 179 Ecuación 169 Las Ecuaciones correspondientes a las Ecuaciones 151 y 152 se representan como sigue.

Matemática 180 Ecuación 170 f yM yM.

Matemática 181 Ecuación 171 En este caso, hay dos q en los que el valor mínimo dmin2 de la distancia euclidiana entre un punto de señal recibida y un candidato de punto de señal recibida es cero.

En la Ecuación 171, cuando si (p) no existe: Matemática 182 Ecuación 172 q ae En la Ecuación 171, cuando s2 (p) no existe: Matemática 183 Ecuación 173 q =- --AAaCCg ???»(?)-d) En el método de saltos de precodificación para un período (ciclo) temporal de N-intervalos, por referencia a la Ecuación 169, N variedades de la matriz de precodificación F[i] se representan como sigue.

Matemática 184 Ecuación 174 En esta Ecuación, sea a y d que no cambian en el tiempo. En este punto, en base a las Ecuaciones 34 y 35, las condiciones de diseño, tales como las siguientes se proveen para las matrices de precodificación para saltos de precodificación .

Matemática 185 Condición #14 Ecuación 175 para Vx, /y (x? y x,y = 9\,···,?— 1) Matemática 186 Condición #15 Ecuación 176 para VJC, (x? y; x,y = 0,1,· -,N-l) (Ejemplo #7) Sea o¡ = 1, 0 en la matriz de precodif icación en la Ecuación 174. Sea 16 el número de intervalos N en el período (ciclo) temporal . A fin de satisfacer la Condición #12, la Condición #14 , y la Condición #15 , se proveen las matrices de precodif icación para un método de saltos de precodif icación con un período (ciclo) temporal de N = 16 como en las siguientes ecuaciones.

Para i = 0, 1, ... , 7 : Matemática 187 Ecuación 177 Para i = 8, 9, ... / 15 : Matemática 188 Ecuación 178 Además, se puede proveer una matriz de precodif icación que difiere a partir de las Ecuaciones 177 y 178 como sigue Para i = 0, 1, 7: Matemática 189 Ecuación 179 Para i = 8, 9, 15 Matemática 190 Ecuación 180 Por consiguiente, los puntos de recepción deficiente para si y s2 llegan a ser como en las figuras 33A y 33B.

(En las figuras 33A y 33B, el eje horizontal es el eje real, y el eje vertical es el eje imaginario) . En lugar de las Ecuaciones 177 y 178, y las Ecuaciones 179 y 180, se pueden proveer las matrices de precodificación como a continuación.

Para i = 0, 1, 7: Matemática 191 Para i = 8, 9 Matemática 19 Ecuación 182 Para i = O, 1, 7 Matemática 193 Ecuación 183 Para i = 8, 9, 15 Matemática 194 Ecuación 184 (En las Ecuaciones 177-184, se puede cambiar 7n/8 a -7n/8) .

A continuación, se establece lo siguiente como una condición diferente de la Condición #12, a fin de proveer una calidad de recepción de datos razonable en la medida de lo posible para las G terminales en el mismo entorno LOS en el que sólo difiere la fase de q.

Condición #16 Cuando se usa un método de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de N- intervalos, se fija la siguiente condición: Matemática 195 Ecuación 185 y los puntos de recepción deficiente para si y los puntos de recepción deficiente para s2 están dispuestos para estar en una distribución uniforme en relación con la fase en las N intervalos en el período (ciclo) temporal.

Lo siguiente describe un ejemplo de una matriz de precodificación en el método de saltos de precodificación en base a la Condición #14, la Condición #15, y la Condición #16. Sea OÍ = 1,0 en la matriz de precodificación en la Ecuación 174.

(Ejemplo #8) Sea 8 el número de intervalos N en el período (ciclo) temporal . Las matrices de precodificación para un método de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de N = 8 se proveen como en la siguiente ecuación.

Matemática 196 Ecuación 186 Aquí, i = O, 1, ..., 7.

Además, una matriz de precodificación que difiere de la Ecuación 186 se puede proveer como sigue (donde i = 0, 1, 7, y donde ? y 0n[i] no cambian en el tiempo . (aunque el cambio puede estar permitido) ) .

Matemática 197 Ecuación 187 Por consiguiente, los puntos de recepción deficiente para si y s2 llegan a ser como en la figura 34. En lugar de las Ecuaciones 186 y 187, las matrices de precodificación se pueden proveer como sigue (donde i = 0, 1, 7, y donde ? y 6n[i] no cambian en el tiempo (aunque el cambio puede estar permitido) ) .

Matemática 198 Ecuación 188 Matemática 199 Ecuación 189 (En las Ecuaciones 186-189, se puede cambiar 7n/8 a ¦7n/8) A continuación, en la matriz de precodificación de la Ecuación 174, se examina un método de saltos de precodificación que difiere del Ejemplo #7 y del Ejemplo #8 al dejar a ? 1 , y que toma en consideración la distancia en el plano complejo entre los puntos de recepción deficiente.

En este caso, se usa el método de saltos de precodificación para un período (ciclo) temporal de N- intervalos de la Ecuación 174 y la Condición #14, en todas las G terminales, hay una ranura o menos que tiene puntos de recepción deficiente para si entre las N intervalos en un período (ciclo) temporal. Por consiguiente, la razón de verosimilitud logarítmica para los bits transmitidos por si (p) se puede obtener para al menos N -1 intervalos. De modo similar, a partir de la Condición #15, en todas las G terminales, hay una ranura o menos que tiene puntos de recepción deficiente para s2 entre las N intervalos en un período (ciclo) temporal. Por consiguiente, la razón de verosimilitud logarítmica para los bits transmitidos por s2 (p) se puede obtener para al menos N - 1 intervalos .

Por lo tanto, es claro que un valor grande para N en el período (ciclo) temporal de N- intervalos aumenta el número de intervalos en las que se puede obtener la razón de verosimilitud logarítmica .

Por cierto, ya que la influencia de los componentes de onda dispersada también está presentes en un modelo de canal real, se considera que cuando el número de intervalos N en el período (ciclo) temporal está fijo, está la posibilidad de mejorar la calidad de recepción de los datos si la distancia mínima en el plano complejo entre los puntos de recepción deficiente es tan grande como sea posible. Por consiguiente , en el contexto del E j emplo #7 y del E j emplo #8 , se consideran los métodos de saltos de precodif icación en los que ? 1 y que mejoran en el Ejemplo #7 y en el Ejemplo #8. El método de precodif icación que mejora en el Ejemplo #8 es más fácil de comprender y por lo tanto se describe en primer lugar.

(Ejemplo #9) A partir de la Ecuación 186, las matrices de precodif icación en un método de saltos de precodif icación de período (ciclo) temporal de N = 8 que mejora en el Ejemplo #8 se proveen en la siguiente ecuación.

Matemática 200 Ecuación 190 Aquí, i = 0, 1, 7. Además, las matrices de precodificación que difieren de la Ecuación 190 se pueden proveer como sigue (donde i = 0, 1, 7, y donde ? y 9n[i] no cambian en el tiempo (aunque el cambio puede estar permitido) ) .

Matemática 201 Ecuación 191 Matemática Ecuación 1 Matemática 203 Ecuación 193 Matemática 204 Ecuación 194 Matemática 205 Ecuación 195 Matemática 206 Ecuación 196 Matemática 207 Ecuación 197 Por lo tanto, los puntos de recepción deficiente para representan como en la figura 35A cuando a < 1, 0 y como en la figura 35B cuando a > 1,0. ( i ) Cuando a < 1 , 0 Cuando a < 1,0 la distancia mínima en el plano complejo entre los puntos de recepción deficiente es representada como min{d#i,#2/ d#i(#3} cuando se enfoca en la distancia (d#i(#2) entre los puntos de recepción deficiente #1 y #2 y la distancia (d#i,#3) entre los puntos de recepción deficiente #1 y #3. En este caso, la relación entre OÍ y d#li#2 Y entre OÍ y d#li#3 es la que se muestra en la figura 36. La a que hace el más grande min{d#i,#2/ d#i,#3} es como sigue.

Matemática 208 Ecuación 198 0,7938 El min{d#i)#2, d#i,#3} en este caso es como sigue.

Matemática 209 Ecuación 199 0,6076A Por lo tanto, el método de precodificación que usa el valor de a en la Ecuación 198 para las Ecuaciones 190-197 es efectivo. Fijando el valor de OÍ como en la Ecuación 198 es un método apropiado para obtener una calidad de recepción de datos excelente Sin embargo, fijando OÍ para que sea un valor cercano a la Ecuación 198, puede permitir de modo similar una calidad de recepción de datos excelente. Por consiguiente, el valor al cual se fija OÍ no está limitado a la Ecuación 198. (ii) Cuando OÍ > 1,0 Cuando a > 1, 0 la distancia mínima en el plano complejo entre los puntos de recepción deficiente está representada como min{d#4,#5/ d#4;#6} cuando se enfoca en la distancia (d#4,#5) entre los puntos de recepción deficiente #4 y #5 y la distancia (d# ,#6) entre los puntos de recepción deficiente #4 y #6. En este caso, la relación entre y d#4,#5 y entre a y d#4,#6 es como se muestra en la figura 37. La a que hace el más grande min{d# ,#5, d#4,#6} es como sigue.

Matemática 210 Ecuación 200 - 1,2596 El min{d#4(#5, d#4(#6} en este caso es como sigue.

Matemática 211 Ecuación 201 Por lo tanto, el método de precodif icación que usa el valor de a en la Ecuación 200 para las Ecuaciones 190-197 es efectivo. Fijando el valor de OÍ como en la Ecuación 200 es un método apropiado para obtener una calidad de recepción de datos excelente. Sin embargo, fijando a para que sea un valor cercano a la Ecuación 200, puede permitir de modo similar una calidad de recepción de datos excelente. Por consiguiente, el valor al cual se fija a no está limitado a la Ecuación 200.

(Ejemplo #10) En base a la consideración del Ejemplo #9, las matrices de precodi f i cae ión en un método de saltos de precodi f i cae ión de período (ciclo) temporal de N = 16 que mejora en el Ejemplo #7 se proveen en las siguientes Ecuaciones (donde ? y ?p [i] no cambian en el tiempo (aunque el cambio puede estar permitido) ) .

Para i = 0 , 1 , ... , 7 : Matemática 212 Ecuación 202 Para i = 8, 9 Matemática 21 Ecuación 203 Para i = 8, 9, 15: Matemática 215 Ecuación 205 Para i = O, 1, 7: Matemática 216 Ecuación 206 Para i = 8, 9, 15: Matemática 217 Ecuación Para i = O, 1, 7 Matemática 218 Ecuación 208 Para i = O, 1 Matemática 22 Ecuación 210 Para i = 8, 9, Matemática 221 Ecuación 211 Para i = 8, 9, 15 Matemática 223 Ecuación 213 Para i = O, 1 Matemática 22 Ecuación 214 Para i = 8, 9, 15 Matemática 225 Ecuación 215 Para i = 0, 1, 7 : Matemática 226 Para i = 8, 9, 15: Matemática 227 Ecuación 217 El valor de a en la Ecuación 198 y en la Ecuación 200 es apropiado para obtener una calidad de recepción de datos excelente. Los puntos de recepción deficiente para si se representan como en las figuras 38A y 38B cuando < 1,0 y como en las figuras 39A y 39B cuando a > 1,0.

En la presente modalidad, se describió el método de estructuración de N diferentes matrices de precodificación para un método de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de N- intervalos . En este caso, como las N diferentes matrices de precodificación, son preparadas F[0] , F [1] , F[2] , F[N - 2] , F[N - 1] . En la presente modalidad, se describió un ejemplo de un método de transmisión en portadora única y por lo tanto se describió el caso de ordenar los símbolos en el orden F[0], F[l], F[2], F[N - 2], F [N - 1] en el dominio temporal (o el dominio de frecuencia) . La presente invención no está, sin embargo, limitada de esta manera y las N diferentes matrices de precodificación F[0] , F[l] , F[2] , F[N - 2] , F[N - 1] generadas en la presente modalidad se pueden adaptar a un método de transmisión multiportador tal como un método de transmisión OFDM o similares. Como en la Modalidad 1, como un método de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación pueden modificarse ordenando los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio de frecuencia-tiempo. Se hace notar que se ha descrito un método de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de N- intervalos, pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando de forma aleatoria las N diferentes matrices de precodificación . En otras palabras, no necesariamente se necesitan usar las N diferentes matrices de precodificación en un período (ciclo) regular.

Los Ejemplos #5 a #10 se mostraron en base a las Condiciones #10 a #16. Sin embargo, a fin de lograr un método de saltos de matriz de precodificación con un período (ciclo) más largo, el período (ciclo) para saltos entre matrices de precodificación se puede alargar, por ejemplo, seleccionando una pluralidad de ejemplos a partir de los Ejemplos #5 a #10 y usando las matrices de precodificación indicadas en los ejemplos seleccionados. Por ejemplo, un método de saltos de matriz de precodificación con un período (ciclo) más largo se puede lograr usando las matrices de precodificación indicadas en el Ejemplo #7 y las matrices de precodificación indicadas en el Ejemplo #10. En este caso, las Condiciones #10 a #16 no son necesariamente observadas. (En la Ecuación 158 de la Condición #10, la Ecuación 159 de la Condición #11, la Ecuación 164 de la Condición #13, la Ecuación 175 de la Condición #14, y la Ecuación 176 de la Condición #15, se vuelve importante a fin de proveer una calidad de recepción excelente para las condiciones "todos los x y todos los y" que sean "x existentes e y existentes") . Cuando se lo observa desde una perspectiva diferente, en el método de saltos de matriz de precodificación en un período (ciclo) de N-intervalos (donde N es un número natural grande) , la probabilidad de proveer una calidad de recepción excelente aumenta cuando las matrices de precodificación de uno de los Ejemplos #5 a #10 están incluidas.

Modalidad 7 La presente modalidad describe la estructura de un aparato de recepción para señales moduladas de recepción transmitidas por un método de transmisión que salta regularmente entre las matrices de precodif icación como se describe en las Modalidades 1-6.

En la Modalidad 1, se describió el siguiente método. Un aparato de transmisión que transmite señales moduladas, usando un método de transmisión que salta regularmente entre matrices de precodif icación, transmite información en relación con las matrices de precodi f i cae ión . En base a esta información, un aparato de recepción obtiene información en el salto de matriz de precodi f icac ión regular usado en las tramas transm tidas, decodifica la precodif icación, realiza la detección, obtiene la razón de verosimilitud logarítmica para los bits transmitidos y a continuación realiza la decodificación de corrección de error.

La presente modalidad describe la estructura de un aparato de recepción y un método de saltos entre matrices de precodi f icación que difiere respecto de la estructura y el método anterior.

La figura 40 es un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión en la presente modalidad. Los elementos que operan de un modo similar a la figura 3 tienen los mismos signos de referencia. Un grupo codificador (4002) recibe los bits de transmisión (4001) como entrada. El grupo codificador (4002) , como se describe en la Modalidad 1, incluye a pluralidad de codificadores para la codificación de corrección de error, y en base a la señal de estructura de trama 313, un cierto número de codificadores opera, tal como un codificador, dos codificadores, o cuatro codificadores.

Cuando opera un codificador, los bits de transmisión (4001) están codificados para producir bits de transmisión codificados. Los bits de transmisión codificados están asignados en dos partes y el grupo codificador (4002) genera bits asignados (4003A) y bits asignados (4003B) .

Cuando operan dos codificadores, los bits de transmisión (4001) están divididos en dos ( referenciados como bits divididos A y B) . El primer codificador recibe los bits divididos A como entrada, codifica los bits divididos A, y genera los bits codificados como bits asignados (4003A) . El segundo codificador recibe los bits divididos B como entrada, codifica los bits divididos B y genera los bits codificados como bits asignados (4003B) .

Cuando operan cuatro codificadores, los bits de transmisión (4001) están divididos en cuatro ( referenc i ados como bits divididos A, B, C, y D) . El primer codificador recibe los bits divididos A como entrada, codifica los bits divididos A, y genera los bits codificados A. El segundo codificador recibe los bits divididos B como entrada, codifica los bits divididos B y genera los bits codificados B. El tercer codificador recibe los bits divididos C como entrada, codifica los bits divididos C, y genera los bits codificados C. El cuarto codificador recibe los bits divididos D como entrada, codifica los bits divididos D, y genera los bits codificados D. Los bits codificados A, B, C, y D están divididos en bits asignados (4003A) y bits asignados (4003B) .

El aparato de transmisión soporta un método de transmisión tal como, p . ej . , la siguiente Tabla 1 (Tabla 1A y Tabla IB) .

Tabla 1A Tabla IB 10 15 20 25 Como se muestra en la Tabla 1, la transmisión de una señal corriente y la transmisión de una señal de dos corrientes es soportada como el número de señales de transmisión (número de antenas de transmisión) . Además, QPSK, 16QAM, 64QAM, 256QAM, y 1024QAM son soportados como el método de modulación. En particular, cuando el número de señales de transmisión es dos, es posible fijar métodos de modulación separados para la corriente #1 y la corriente #2. Por ejemplo, "#1: 256QAM, #2: 1024QAM" en la Tabla 1 indican que "el método de modulación de la corriente #1 es 256QAM, y el método de modulación de la corriente #2 es 1024QAM" (otras entradas en la tabla se expresan de modo similar) . Tres tipos de métodos de codificación de corrección de error, A, B, y C, son soportados. En este caso, A, B, y C pueden ser todos métodos de codificación diferentes. A, B, y C también pueden ser diferentes velocidades de codificación y A, B, y C pueden ser métodos de codificación con diferentes tamaños de bloques.

Las partes de la información de transmisión en la Tabla 1 están asignadas a modos que definen un "número de señales de transmisión", "método de modulación", "número de codificadores" y "método de codificación de corrección de error" . Por consiguiente, en el caso de "número de señales de transmisión: 2", "método de modulación: #1: 1024QAM, #2: 1024QAM" , "número de codificadores: 4" y "método de codificación de corrección de error: C" , por ejemplo, la información de transmisión se fija en 01001101. En la trama, el aparato de transmisión transmite la información de transmisión y los datos de transmisión. Cuando se transmiten los datos de transmisión, en particular, cuando el "número de señales de transmisión" es dos, se usa un "método de saltos de matriz de precodificación" de acuerdo con la Tabla 1. En la Tabla 1, cinco tipos del "método de saltos de matriz de precodificación" , D, E, F, G, y H, son preparados. El método de saltos de matriz de precodificación se fija a uno de estos cinco tipos de acuerdo con la Tabla 1. Lo que sigue, por ejemplo, son formas de implementación de los cinco diferentes tipos.

Preparar cinco diferentes matrices de precodificación .

· Usar cinco diferentes tipos de períodos (ciclos) , por ejemplo, un período (ciclo) de cuatro intervalos para D, un período (ciclo) de ocho intervalos para E, ....

• Usar ambas diferentes matrices de precodificación y diferentes períodos (ciclos) .

La figura 41 muestra un ejemplo de una estructura de trama de una señal modulada transmitida por el aparato de transmisión en la figura 40. Se asume que el aparato de transmisión soporta las configuraciones para ambos modos, un modo para transmitir dos señales moduladas, zl(t) y z2 (t) , y un modo para transmitir una señal modulada.

En la figura 41, el símbolo (4100) es un símbolo para transmitir la "información de transmisión" que se muestra en la Tabla 1. Los símbolos (4101_1) y (4101_2) son símbolos de referencia (piloto) para la estimación de canal. Los símbolos (4102_1, 4103_1) son símbolos de transmisión de datos para transmitir la señal modulada zl(t) . Los símbolos (4102_2, 4103_2) son símbolos de transmisión de datos para transmitir la señal modulada z2 (t) . El símbolo (4102_1) y el símbolo (4102_2) son transmitidos al mismo tiempo en la misma frecuencia (compartida/común) y el símbolo (4103_1) y el símbolo (4103_2) son transmitidos al mismo tiempo en la misma frecuencia (compartida/común) . Los símbolos (4102_1, 4103_1) y los símbolos (4102_2, 4103_2) son los símbolos luego del cálculo de la matriz de precodificación usando el método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación descritos en las Modalidades 1-4 y la Modalidad 6 (por lo tanto, como se describe en la Modalidad 1, la estructura de las corrientes sl(t) y s2 (t) es como en la figura 6) .

Además, en la figura 41, el símbolo (4104) es un símbolo para transmitir la "información de transmisión" que se muestra en la Tabla 1. El símbolo (4105) es un símbolo de referencia (piloto) para la estimación de canal. Los símbolos (4106, 4107) son símbolqs .de transmisión de datos para transmitir la señal modulada zl(t). Los símbolos de transmisión de datos para transmitir la señal modulada zl (t) no están precodificados , ya que el número de señal de transmisión es uno.

Por consiguiente , el aparato de transmisión en la figura 40 genera y transmite señales moduladas de acuerdo con la Tabla 1 y la estructura de trama en la figura 41. En la figura 40, la señal de estructura de trama 313 incluye la información en relación con el "número '..de señales de transmisión" , el "método de modulación" , el "número de codificadores" , y el "método de codificación de corrección de error" que se fijan en base a la Tabla 1. El codificador (4002) , las unidades de correlación 306A, B, y las unidades de ponderaciones 308A, B reciben la señal de estructura de trama como entrada y operan en base al "número de señales de transmisión" , al "método de modulación" , al "número de codificadores", y al "método de codificación de corrección de error" que se fijan en base a la Tabla 1. La "información de transmisión" correspondiente al conjunto de "número de señales de transmisión" , "método de modulación" , "número de codificadores" , y "método de codificación de corrección de error" también es transmitido al aparato de recepción.

La estructura del aparato de recepción puede ser representada de modo similar a la figura 7 de la Modalidad 1. La diferencia con la Modalidad 1 es como sigue: como el aparato de transmisión y el aparato de recepción almacenan la información en la Tabla 1 en avance, el aparato de transmisión no necesita transmitir información para saltar regularmente entre matrices de precodificación, sino que más bien transmite la "información de transmisión" correspondiente al "número de señales de transmisión" , al "método de modulación" , al "número de codificadores" , y al "método de codificación de corrección de error" , y el aparato de recepción obtiene la información para saltar regularmente entre matrices de precodificación a partir de la Tabla 1 recibiendo la "información de transmisión" . Por consiguiente , mediante la unidad de decodif icación de información de control 709 se obtiene la " información de transmisión" transmitida por el aparato de transmisión en la f igura 40 , el aparato de recepción en la f igura 7 obtiene a partir de la información correspondiente a la Tabla 1 una señal 710 en relación con la información sobe el método de transmisión, tal como lo notif ica el aparato de transmisión que incluye la información para saltar regularmente entre matrices de precodif icación. Por lo tanto, cuando el numero de señales de transmisión es dos, la unidad de procesamiento de señal 711 puede realizar la detección en base a un patrón de saltos de matriz de precodif icación para obtener las razones de verosimilitud logarítmica.

Se hace notar que en la descripción anterior, la "información de transmisión" se fija en relación con el "número de señales de transmisión" , el "método de modulación" , el "número de codificadores" , y el "método de codificación de corrección de error" como en la Tabla 1 , y el método de saltos de matriz de precodif icación se fija en relación con la "información de transmisión" . Sin embargo, no es necesario fijar la "información de transmisión" en relación con el "número de señales de transmisión" , el "método de modulación" , el "número de codificadores" , y el "método de codificación de corrección de error" . Por ejemplo, como en la Tabla 2 , la "información de transmisión" se puede fijar en relación con el "número de señales de transmisión" y el "método de modulación" , y el método de saltos de matriz de precodif icación se puede fijar en relación con la "información de transmisión" .

En este contexto, la "información de transmisión" y el método de fijación del método de saltos de matriz de precodificacion no están limitados a las Tablas 1 y 2. Siempre que una regla se determina en avance para conmutar el método de saltos de matriz de precodificación en base a los parámetros de transmisión, tal como el "número de señales de transmisión", el "método de modulación", el "número de codificadores", el "método de codificación de corrección de error", o similares (siempre que el aparato de transmisión y el aparato de recepción comparten una regla predeterminada o en otras palabras, si el método de saltos de matriz de precodificación se conmuta en base a cualquiera de los parámetros de transmisión (o de cualquier pluralidad de parámetros de transmisión) ) , el aparato de transmisión no necesita transmitir la información en relación con el método de saltos de matriz de precodificación . El aparato de recepción puede identificar el método de saltos de matriz de precodificación que usa el aparato de transmisión identificando la información sobre los parámetros de transmisión y puede por lo tanto realizar de forma precisa la decodificación y la detección. Se hace notar que en las Tablas 1 y 2 , un método de transmisión que salta regularmente entre matrices de precodificación se usa cuando el número de señales moduladas de transmisión es dos, pero un método de transmisión que salta regularmente entre matrices de precodificación puede usarse cuando el número de señales moduladas de transmisión es dos o mayor.

Por consiguiente, si el aparato de transmisión y el aparato de recepción comparten una tabla en relación con los patrones de transmisión que incluye la información sobre los métodos de saltos de precodificación, el aparato de transmisión no necesita trasmitir la información en relación con el método de saltos de precodificación, en su lugar transmite la información de control que no incluye la información en relación con el método de saltos de precodificación, y el aparato de recepción puede inferir el método de saltos de precodificación adquiriendo esta información de control.

Como se describió anteriormente, en la presente modalidad, el aparato de transmisión no transmite la información directamente relacionada con el método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación . Más bien, se ha descrito un método en donde el aparato de recepción infiere la información en relación con la precodificación para el "método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación" que usa el aparato de transmisión. Este método produce el efecto ventajoso de mejorar la eficiencia de transmisión de los datos como resultado de que el aparato de transmisión no transmite directamente la información relacionada con el método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación .

Se hace notar que la presente modalidad se describió como una modificación de ponderaciones de precodificación en el dominio temporal, pero tal como se describió en la Modalidad 1, la presente invención se puede realizar de modo similar cuando se usa un método de transmisión multiportador tal como OFDM o similares .

En particular, cuando el método de saltos de precodificación sólo cambia con dependencia del número de señales de transmisión, el aparato de recepción puede aprender el método de saltos de precodificación adquiriendo la información transmitida por el aparato de transmisión sobre el número de señales de transmisión.

En la presente descripción, se considera que un dispositivo de comunicaciones/difusión tal como una estación de difusión, una estación de base, un punto de acceso, una terminal, un teléfono móvil o similares está provisto del aparato de transmisión, y que un dispositivo de comunicaciones tal como una televisión, una radio, una terminal, una computadora personal, un teléfono móvil, un punto de acceso, una estación de base, o similares está provisto del aparato de recepción. Además, se considera que el aparato de transmisión y el aparato de recepción en la presente descripción tienen una función de comunicación y tienen la capacidad de conectarse por medio de algún tipo de interfaz a un dispositivo que ejecuta las aplicaciones para una televisión, una radio, una computadora personal , un teléfono móvil o similar.

Además, en la presente modalidad, otros símbolos que los símbolos de datos, tales como los símbolos piloto (preámbulo, palabra única, postámbulo, símbolo de referencia y similar) , los símbolos para la información de control y similares pueden estar dispuestos en la trama de cualquier manera. Mientras que aquí se usaron los términos "símbolo piloto" y los "símbolos para la información de control", se puede usar cualquier término ya que lo importante es la función en sí misma.

Para un símbolo piloto es suficiente, por ejemplo, que sea un símbolo conocido modulado con una modulación PSK en los dispositivos de transmisión y recepción (o para el aparato de recepción que tenga la capacidad de sincronizar a fin de conocer el símbolo transmitido por el aparato de transmisión) . El aparato de recepción usa este símbolo para la sincronización de frecuencia, la sincronización temporal, la estimación de canal (estimación de información de estado de canal (CSI, por sus siglas en inglés) para cada señal modulada) , la detección de señales y similares.

Un símbolo para la información de control es para transmitir otra información que los datos (de aplicaciones o similares) que necesitan ser transmitidos al socio de comunicación para lograr la comunicación (por ejemplo, el método de modulación, el método de codificación de corrección de error, la relación de codificación del método de codificación de corrección de error, la información de configuración en la capa superior y similares) .

Se hace notar que la presente invención no está limitada a las Modalidades 1-5 anteriores y que se puede realizar con una variedad de modificaciones. Por ejemplo, las modalidades anteriores describen los dispositivos de comunicaciones, pero la presente invención no está limitada a estos dispositivos y se puede implementar como software para el correspondiente método de comunicaciones .

Además, se ha descrito un método de saltos de precodificación que se usa en un método de transmisión de dos señales moduladas de dos antenas, pero la presente invención no está limitada de esta manera. La presente invención también se puede realizar como un método de saltos de precodificación para modificar de modo similar las ponderaciones de precodificación (matrices) en el contexto de un método mediante el cual cuatro señales correlacionadas están precodificadas para generar cuatro señales moduladas que son transmitidas por cuatro antenas, o más generalmente, mediante el cual N señales correlacionadas son precodificadas para generar N señales moduladas que son transmitidas desde N antenas.

En la descripción, se usan términos tales como "precodificación" y "ponderación de precodificación" pero se pueden usar otros términos . Lo que importa en la presente invención es el procesamiento real de la señal .

Se pueden transmitir diferentes datos en las corrientes sl(t) y s2(t), o se pueden transmitir los mismos datos.

Cada una de las antenas de transmisión del aparato de transmisión y las antenas de recepción del aparato de recepción que se muestran en las figuras se puede conformar por medio de una pluralidad de antenas.

Los programas para ejecutar el método de transmisión anterior pueden, por ejemplo, ser almacenados en avance en una memoria de sólo lectura (ROM, por sus siglas en inglés) y se los hace operar por medio de una unidad de procesamiento central (CPU, por sus siglas en inglés) .

Además, los programas para ejecutar el método de transmisión anterior se pueden almacenar en un soporte de grabación legible por computadora, los programas se pueden almacenar en el soporte de grabación en la memoria de acceso aleatorio (RAM, por sus siglas en inglés) de la computadora y se puede hacer operar a la computadora de acuerdo con los programas .

Los componentes en las modalidades anteriores se pueden ensamblar típicamente como una integración a gran escala (LSI, por sus siglas en inglés), un tipo de circuito integrado. Los componentes individuales pueden fabricarse respectivamente como chips discretos o parte o todos los componentes en cada modalidad pueden fabricarse como un solo chip. Si bien se ha referenciado una LSI, los términos circuito integrado (IC, por sus siglas en inglés), sistema LSI, súper LSI, o ultra LSI también se pueden usar con dependencia del grado de integración. Además, el método para armar circuitos integrados no está limitado a LSI, y se puede usar un circuito dedicado o un procesador de propósito general. Se puede usar una matriz de puertas programables de campo (FPGA, por sus siglas en inglés) que es programable luego que se fabrica la LSI o un procesador reconfigurable que también permite la reconfiguración de las conexiones y las configuraciones de las celdas del circuito dentro de la LSI.

Además, si aparece la tecnología para conformar los circuitos integrados que reemplazan a las LSI debido a los avances en la tecnología de semiconductores u otra tecnología derivada, la integración de los bloques funcionales naturalmente puede lograrse usando tal tecnología. Es posible la aplicación de la biotecnología o similares.

Modalidad 8 La presente modalidad describe una aplicación del método descrito en las Modalidades 1-4 y la Modalidad 6 para saltar regularmente entre las ponderaciones de precodificación.

La figura 6 se relaciona con el método de ponderación (método de precodificación) en la presente modalidad. La unidad de ponderación 600 integra las unidades de ponderaciones 308A y 308B en la figura 3. Como se muestra en la figura 6, la corriente sl(t) y la corriente s2 (t) corresponden a las señales de banda base 307A y 307B en la figura 3. En otras palabras, las corrientes sl(t) y s2(t) son la señal en banda base en componentes en fase I y componentes en cuadratura Q cuando se correlacionan de acuerdo con un esquema de modulación tal como QPSK, 16QAM, 64QAM, o similares. Como se indica mediante la estructura de trama de la figura 6, la corriente sl(t) es representada como si (u) en el número simbólico u, como si (u + 1) en el número simbólico u + 1, y así sucesivamente. De modo similar, la corriente s2(t) es representada como s2 (u) en el número simbólico u, como s2 (u + 1) en el número simbólico u + 1, y así sucesivamente. La unidad de ponderación 600 recibe las señales de banda base 307A (sl(t)) y 307B (s2 (t) ) y la información 315 en relación con la información de ponderación en la figura 3 como entradas , realiza la ponderación de acuerdo con la información 315 en relación con la ponderación, y genera las señales 309A (zl(t)) y 309B (z2(t)) luego de la ponderación en la figura 3.

En este punto, cuando por ejemplo se usa un método de saltos de matriz de precodificación con un período (ciclo) de N = 8 como en el Ejemplo #8 en la Modalidad 6, zl(t) y z2 (t) se representan como sigue.

Para el número simbólico 8i (donde i es un entero mayor o igual a cero) : Matemática 228 Ecuación 218 Aquí, j es una unidad imaginaria, y k = O Para el número simbólico 8i + 1: Matemática 229 Ecuación 219 Aquí , k = 1.

Para el número simbólico 8i + 2: Matemática 230 Ecuación 220 Aquí , k = 2.

Para el número simbólico 8i + 3 Matemática 231 Ecuación 221 Aquí , k = 3.

Para el número simbólico 8i + 4 Matemática 232 Ecuación 222 Aquí , k = .

Para el número simbólico 8i + 5 Matemática 233 Ecuación 223 Aquí, k = 5.

Para el número simbólico 8i + 6 Matemática 234 Ecuación 224 Aquí , k = 6.

Para el número simbólico 8i + 7 Matemática 235 Ecuación 225 Aquí, k = 7.

Los números simbólicos que se muestran aquí pueden considerarse que indican el tiempo. Como se describió en otras modalidades, en la Ecuación 225, por ejemplo, zl(8i + 7) y z2(8i + 7) en el tiempo 8i + 7 son señales al mismo tiempo, y el aparato de transmisión transmite zl (8i + 7) y z2 (8i + 7) sobre la misma frecuencia (compartida/común) . En otras palabras, permitiendo que las señales en el tiempo T sean si (T) , s2 (T) , zl (T) , y z2 (T) , luego se procuran zl (T) y z2 (T) a partir de algún tipo de matrices de precodificación y a partir de si (T) y s2 (T) , y el aparato de transmisión transmite zl (T) y z2 (T) sobre la misma frecuencia (compartida) (al mismo tiempo) . Además, en el caso de uso de un método de transmisión multiportador tal como OFDM o similares, y permitiendo que las señales correspondientes a si, s2, zl, y z2 para el ( sub) portador L y el tiempo T sean sl(T, L) , s2 (T, L) , zl(T, L) , y z2 (T, L) , entonces zl(T, L) y z2 (T, L) se procuran a partir de algún tipo de matrices de precodificación y a partir de si (T, L) y s2 (T, L) , y el aparato de transmisión transmite zl (T, L) y z2 (T, L) sobre la misma frecuencia (compartida/común) (al mismo tiempo) .

En este caso, el valor apropiado de está dado por la Ecuación 198 o la Ecuación 200.

La presente modalidad describe un método de saltos de precodificación que aumenta el tamaño del período (ciclo) en base a las matrices de precodificación previamente descritas de la Ecuación 190.

Permitiendo que el período (ciclo) del método de saltos de precodificación sea 8M, 8M matrices de precodificación diferentes se representan como sigue.

Matemática 236 Ecuación 226 En este caso, i = 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, y k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Por ejemplo, permitiendo que M = 2 y < 1, los puntos de recepción deficiente para si (o) y para s2 (?) en k = 0 se representan como en la figura 42A. De modo similar, los puntos de recepción deficiente para si (o) y para s2 (?) en k = 1 se representan como en la figura 42B. De esta manera, en base a las matrices de precodificación en la Ecuación 190, los puntos de recepción deficiente son como en la figura 42A, y usando como las matrices de precodificación las matrices producidas por la multiplicación de cada término en la segunda línea en el lado derecho de la Ecuación 190 por e3* (véase la Ecuación 226) , los puntos de recepción deficiente son rotados en relación con la figura 42A (véase la figura 42B) . (Se hace notar que los puntos de recepción deficiente en la figura 42A y la figura 42B no se solapan. Aún cuando se multiplica por e]X, los puntos de recepción deficiente no se deberían solapar como en este caso. Además, las matrices producidas por la multiplicación de cada término en la primera línea en el lado derecho de la Ecuación 190, antes que en la segunda línea en el lado derecho de la Ecuación 190, por e]X pueden usarse como las matrices de precodificación) . En este caso, las matrices de precodificación F[0]-F[15] se representan como sigue.

Matemática 237 Ecuación 227 Aquí, i = 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, y k = 0, 1.

En este caso, cuando M = 2, se generan las matrices de precodificación F[0]-F[15] (las matrices de precodificación F[0]-F[15] pueden estar en cualquier orden y cada una de las matrices F[0]-F[15] puede ser diferente) . El número simbólico 16i se puede precodificar usando F[0], el número simbólico 16i + 1 se puede precodificar usando F[l] , y el número simbólico 16i + h se puede precodificar usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, ..., 14, 15) . (En este caso, como se describió en unas modalidades previas , las matrices de precodificación no necesitan ser saltadas entre regularmente) .

Resumiendo las consideraciones anteriores, con referencia a las Ecuaciones 82-85 , las matrices de precodificación de N- período (ciclo) se representan por la siguiente ecuación.

Matemática 238 Ecuación 228 Aquí, como el período (ciclo) tiene N intervalos, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1. Además, las matrices de precodificación de N x M período (ciclo) en base a la Ecuación 228 se representan por la siguiente ecuación.

Matemática 239 Ecuación 229 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - l, y k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Las matrices de precodificación F[0]-F[N x M - 1] se generan así (las matrices de precodificación F[0]-F[N x M - 1] pueden estar en cualquier orden para las N x M intervalos en el período (ciclo) ) . El número simbólico N x M x i se puede precodificar usando F[0] , el número simbólico N x x i + l se puede precodificar usando F[l] , y el número simbólico N x x i + h se puede precodificar usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, N x M - 2, N x M - 1). (En este caso, como se describió en unas modalidades previas, las matrices de precodificación no necesitan ser saltadas entre regularmente) .

La generación de las matrices de precodificación de esta manera logra un método de saltos de matriz de precodificación con un período (ciclo) largo permitiendo que se modifique fácilmente la posición de los puntos de recepción deficiente que puede llevar a una calidad de recepción de datos mejorada. Se hace notar que mientras las matrices de precodificación de N x M período (ciclo) se fijaron a la Ecuación 229, las matrices de precodificación de N x M período (ciclo) se pueden fijar a la siguiente ecuación, como se describió anteriormente.

Matemática 240 Ecuación 230 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1, y k = 0, 1, M - 2, M - 1.

En las Ecuaciones 229 y 230, cuando 0 radianes = d < 2n radianes, las matrices son una matriz unitaria cuando d = n radianes y son una matriz no unitaria cuando d ? n radianes. En el método presente, el uso de una matriz no unitaria para n/2 radianes= |d| < n radianes es una estructura característica (las condiciones para d son similares a las otras modalidades) , y se obtiene la calidad de recepción de datos excelente. El uso de una matriz unitaria es otra estructura, y como se describe en detalle en la Modalidad 10 y la Modalidad 16, si N es un número impar en las Ecuaciones 229 y 230, la probabilidad de obtener la calidad de recepción de datos excelente aumenta.

Modalidad 9 La presente modalidad describe un método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación usando una matriz unitaria.

Como se describe en la Modalidad 8, en el método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación en un período (ciclo) con N intervalos, las matrices de precodificación preparadas para las N intervalos con referencia a las Ecuaciones 82-85 se representan como sigue.

Matemática 241 Ecuación 231 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1. (Sea a > 0) . Si bien se usa una matriz unitaria en la presente modalidad, las matrices de precodificación en la Ecuación 231 pueden representarse como sigue.

Matemática 242 Ecuación 232 En este caso, i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1. (Sea a > 0) . A partir de la Condición #5 (Matemática 106) y la Condición #6 (Matemática 107) en la Modalidad 3, la siguiente condición es importante para lograr la calidad de recepción de datos excelente.

Matemática 243 Condición #17 ^(0„M-021W)? ¿\0¿y>e¿y)) para VjCj Vy (x?y;x,y= 0,1,2,· · -,N - 2, N -1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 244 Condición #18 ¿\e *Ve *Y*)? ^,,?-ß,?-») para V j y (x?y.Xíy= 0;i)2). ·· ,N - 2,N - 1) (x es 0, 1, 2, ..., ? - 2, ? - 1; y es 0, 1, 2, ..., ? - 2, N - l; y x ? y).

La Modalidad 6 describe la distancia entre puntos de recepción deficiente. A fin de aumentar la distancia entre puntos de recepción deficiente, es importante que el número de intervalos ? sea un número impar igual a tres o mayor. Lo que sigue explica este punto.

A fin de distribuir los puntos de recepción deficiente uniformemente en relación con la fase en el plano complejo, son provistas como se describe en la Modalidad 6, la Condición #19 y la Condición #20.

Matemática 245 Condición #19 paraV (JC =0,1,2, ---,?-2) Matemática 24 Condición #20 para V* (x = 0X2'-¦¦' N "2) En otras palabras, la Condición #19 significa que la diferencia en fase es 2n/N radianes. Por otra parte, la Condición #20 significa que la diferencia en fase es -2n/N radianes.

Permitiendo que 9n(0) - ?2?(0) = 0 radianes, y permitiendo que a < 1, la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo para un período (ciclo) N = 3 período (ciclo) que se muestra en la figura 43A, y la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo para un período (ciclo) N = 4 se muestra en la figura 43B. Permitiendo que ??(0) - ?2?(0) = 0 radianes, y permitiendo que > 1, la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo para un período (ciclo) N = 3 se muestra en la figura 44A, y la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo para un período (ciclo) N = 4 se muestra en la figura 44B.

En este caso, cuando se considera la fase entre un segmento de línea desde el origen a un punto de recepción deficiente y una línea media a lo largo del eje real definida por real = 0 (véase la figura 43A) , entonces para cualquier OÍ > lo a < 1, cuando N = 4, el caso siempre ocurre cuando la fase para los puntos de recepción deficiente para si y la fase para los puntos de recepción deficiente para s2 son del mismo valor. (Véase 4301, 4302 en la figura 43B, y 4401, 4402 en la figura 44B) . En este caso, en el plano complejo, la distancia entre los puntos de recepción deficiente se hace pequeña. Por otra parte, cuando N = 3, la fase para los puntos de recepción deficiente para si y la fase para los puntos de recepción deficiente para s2 nunca tienen el mismo valor.

En base a lo anterior, considerando que el caso siempre ocurre en donde la fase para los puntos de recepción deficiente para si y la fase para los puntos de recepción deficiente para s2 son del mismo valor cuando el número de intervalos N en el período (ciclo) es un número par, la configuración del número de intervalos N en el período (ciclo) para un número impar aumenta la probabilidad de una mayor distancia entre los puntos de recepción deficiente en el plano complejo si se compara cuando el número de intervalos N en el período (ciclo) es un número par. Sin embargo, cuando el número de intervalos N en el período (ciclo) es pequeño, por ejemplo cuando N= 16, la distancia mínima entre puntos de recepción deficiente en el plano complejo se puede garantizar que sea una cierta longitud ya que el número de puntos de recepción deficiente es pequeño. Por consiguiente, cuando N = 16, aún si N es un número par, existen casos la calidad de recepción de datos puede ser garantizada.

Por lo tanto, en el método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación en base a la Ecuación 232, cuando el número de intervalos N en el período (ciclo) se fija para un número impar, la probabilidad de mejorar la calidad de recepción de datos es alta. Las matrices de precodificación F[0]-F[N - 1] son generadas en base a la Ecuación 232 (las matrices de precodificación F[0]-F[N - 1] pueden estar en cualquier orden para las N intervalos en el período (ciclo) ) . El número simbólico Ni se puede precodificar usando F [0] , el número simbólico Ni + 1 se puede precodificar usando F[l] , y el número simbólico N x i + h se puede precodificar usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, N - 2, N - 1) . (En este caso, como se describió en unas modalidades previas, las matrices de precodificación no necesitan ser saltadas entre regularmente) . Además, cuando el método de modulación para ambos si y s2 es 16QAM, si OÍ se fija como sigue, Matemática 247 Ecuación 233 V2+4 = -¡=— V2 +2 el efecto ventajoso de aumentar la distancia mínima entre 16 x 16 = 256 puntos de señal en el plano IQ para un entorno LOS específico se puede lograr.

En la presente modalidad, se ha descrito el método de estructurar N diferentes matrices de precodificación para un método de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de N- intervalos . En este caso, como las N diferentes matrices de precodificación, se preparan F [0] , F[l], F[2], F [N - 2] , F [N - 1] . En la presente modalidad, se ha descrito un ejemplo de un método de transmisión en portadora única y por lo tanto se ha descrito el caso de ordenar los símbolos en el orden F [0] , F [1] , F[2] , F[N - 2] , F[N - 1] en el dominio temporal (o el dominio de frecuencia) . La presente invención no está, sin embargo, limitada de esta manera, y las N diferentes matrices de precodificación F [0] , F[l], F[2], F[N-2], F[N- 1] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un método de transmisión multiportador tal como un método de transmisión con OFDM o similares. Como en la Modalidad 1, como un método de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación pueden modificarse ordenando los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio frecuencia-tiempo . Se hace notar que se ha descrito un método de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de N- intervalos , pero los mismos efectos ventajosos pueden obtenerse usando aleatoriamente N diferentes matrices de precodificación . En otras palabras, las N diferentes matrices de precodificación no necesitan necesariamente ser usadas en un período (ciclo) regular.

Además, en el método de saltos de matriz de precodificación en un período (ciclo) de H-intervalos (donde H es un número natural mayor que el número de intervalos N en el período (ciclo) del método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación anterior) , cuando son incluidas las N diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad, la probabilidad de una calidad de recepción excelente aumenta. En este caso, la Condición #17 y la Condición #18 pueden ser reemplazadas por las siguientes condiciones. (El número de intervalos en el período (ciclo) se considera que es N) .

Matemática 248 Condición #17' ??( ? *)? 6??^)-?^)) para¾ 3y (x?y,x,y=0X2, . - ;N-2,N - l) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1 ; y x ? y) .

Matemática 249 Condición #18' para¾ y (x? y. x,y= o5 ...,N-2,N-1) (x es O, 1, 2, ..., N - 2, N - 1; y es O, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Modalidad 10 La presente modalidad describe un método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación usando una matriz unitaria que difiere del ejemplo en la Modalidad 9.

En el método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación en un período (ciclo) con 2N intervalos, las matrices de precodificación preparadas para las 2N intervalos se representan como sigue.

Matemática 250 Ecuación 234 Para i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1: Sea OÍ un valor fijo (que no depende de i) , donde a > Matemática 251 Ecuación 235 Para i = N, ? + ?, ? + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 Sea a un valor fijo (que no depende de i) , donde OÍ > 0. (Sea la en la Ecuación 234 y la en la Ecuación 235 del mismo valor) .

A partir de la Condición #5 (Matemática 106) y la Condición #6 (Matemática 107) en la Modalidad 3, las siguientes condiciones son importantes en la Ecuación 234 para lograr la calidad de recepción de datos excelente.

Matemática 252 Condición #21 para VjC( vy (X?y;x,y= 0,1,2,· · · , N - 2, N -1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N - 2, N - l; y x ? y).

Matemática 253 Condición #22 ¼W-021M-*)? ^¿ he y ") PARA VJC, /y(x?y;x,y= 0,1,2,··· ,N- 2,N -1) (x es 0, 1, 2, ..., ? - 2, ? - 1; y es 0, 1, 2, ..., ? - 2 , ? - 1; y x ? y) .

Se considera además la siguiente condición.

Matemática 254 Condición #23 T?(?) = ??(? + ?) paraV (JC =0,1,2,···,/V-2,yV-l) y 021(y)=02i(y+N) A continuación, a fin de distribuir los puntos de recepción deficiente uniformemente en relación con la fase en el plano complejo, como se describe en la Modalidad 6, se proveen Condición #24 y la Condición #25 Matemática 255 Condición #24 Matemática 256 Condición #25 En otras palabras, la Condición #24 significa que la diferencia en fase es 2n/N radianes. Por otra parte, la Condición #25 significa que la diferencia en fase es -2n/N radianes.

Permitiendo que ???(0) - ?2?(0) = 0 radianes, y permitiendo que OÍ > 1, la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo cuando N = 4 se muestra en las figuras 45A y 45B. Como es claro a partir de las figuras 45A y 45B, en el plano complejo, la distancia mínima entre los puntos de recepción deficiente para si se mantiene grande y de modo similar, la distancia mínima entre los puntos de recepción deficiente para s2 también se mantiene grande. De modo similar se crean las condiciones cuando a < 1. Además, haciendo las mismas consideraciones como en la Modalidad 9, la probabilidad de una distancia mayor entre los puntos de recepción deficiente en el plano complejo aumenta cuando N es un número impar si se compara cuando N es un número par . Sin embargo, cuando N es pequeño, por ejemplo cuando N = 16, la distancia mínima entre los puntos de recepción deficiente en el plano complejo puede garantizarse que sean de una cierta longitud, ya que el número de puntos de recepción deficiente es pequeño. Por consiguiente, cuando N= 16, aún si N es un número par, existen casos en donde la calidad de recepción de los datos puede ser garantizada.

Por lo tanto, en el método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación en base a las Ecuaciones 234 y 235, cuando N se fija en un número impar, la probabilidad de mejorar la calidad de recepción de los datos es alta. Las matrices de precodificación F [0] -F [2N - 1] son generadas en base a las Ecuaciones 234 y 235 (las matrices de precodificación F[0]-F[2N - 1] se pueden ordenar en cualquier orden para las 2N intervalos en el período (ciclo) ) . El número simbólico 2Ni se puede precodificar usando F[0], el número simbólico 2Ni + 1 se puede precodificar usando F[l] , y el número simbólico 2N x i + h se puede precodificar usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, ..., 2N - 2, 2N - 1) . (En este caso, como se describió en unas modalidades previas , las matrices de precodificación no necesitan ser saltadas entre regularmente) . Además, cuando el método de modulación para ambos si y s2 es 16QAM, si se fija como en la Ecuación 233, se puede lograr el efecto ventajoso de aumentar la distancia mínima entre 16 x 16 = 256 puntos de señal en el plano IQ para un entorno LOS específico.

Las siguientes condiciones son posibles como condiciones que difieren de la Condición #23 : Matemática 257 Condición #26 pam VjC; Vy (?:? y; x, y = N, N + 1, N + 2,· · ·,2?— 2,2N - 1) (donde es , N + l, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y es N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y x ? y ) .

Matemática 258 Condición #27 gj n(*)-e2i )-x )? e¡ yh0a(y)-') para Vr, Vy (x?y;x, y = N, N + \,N + 2,- - - ,2N - 2,2N - 1) (donde x es N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y es N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y x ? y ) .

En este caso, satisfaciendo la Condición #21, la Condición #22, la Condición #26, y la Condición #27, aumenta la distancia en el plano complejo entre los puntos de recepción deficiente para si, como la distancia entre puntos de recepción deficiente para s2, logrando de ese modo una calidad de recepción de datos excelente.

En la presente modalidad, se ha descrito el método de estructurar 2N diferentes matrices de precodificación para un método de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de 2N- intervalos . En este caso, como las 2N diferentes matrices de precodificación, se preparan F [0] , F[l], F[2], F [2N - 2] , F [2N - 1] . En la presente modalidad, se ha descrito un ejemplo de un método de transmisión en portadora única y por lo tanto se ha descrito el caso de ordenar símbolos en el orden F[0] , F[l] , F[2] , F[2N - 2] , F[2N - 1] en el dominio temporal (o el dominio de frecuencia) . La presente invención no está, sin embargo, limitada de esta manera, y las 2N diferentes matrices de precodificación F [0] , F [1] , F [2] , F [2N - 2] , F [2N - 1] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un método de transmisión multiportador tal como un método de transmisión con OFDM o similares. Como en la Modalidad 1, como un método de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación se pueden modificar ordenando los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio frecuencia-tiempo . Se hace notar que se ha descrito un método de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de 2N- intervalos , pero que los mismos efectos ventajosos se pueden obtener usando aleatoriamente 2N diferentes matrices de precodificación . En otras palabras, las 2N diferentes matrices de precodificación no necesitan necesariamente ser usadas en un período (ciclo) regular.

Además, en el método de saltos de matriz de precodificación en un período (ciclo) de H-intervalos (H siendo un número natural mayor que el número de intervalos 2N en el período (ciclo) del método v entre matrices de precodificación anterior) , cuando se incluyen las 2N diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad, la probabilidad de la calidad de recepción excelente aumenta.

Modalidad 11 La presente modalidad describe un método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación usando una matriz no unitaria.

Matemática 259 Ecuación 236 Para i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1: Sea o¡ un valor fijo (que no depende de i) , donde a > 0. Además, sea d ? n radianes.

Matemática 260 Ecuación 237 Para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : Sea OÍ un valor fijo (que no depende de i) , donde o; > (Sea la OÍ en la Ecuación 236 y la OÍ en la Ecuación 237 el mismo lor) .

A partir de la Condición #5 (Matemática 106) y la Condición #6 (Matemática 107) en la Modalidad 3, las siguientes condiciones son importantes en la Ecuación 236 para lograr la calidad de recepción de datos excelente.

Matemática 261 Condición #28 ^M-ftri?¿lWM pam jc, Vy x? y;x, y = 0,1,2,· · -,N - 2, N -1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 262 Condición #29 W* )? ^?^?^) PARA ?? (JC? y; x, y =0,1,2,¦¦ -,N -2, N-l) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - l; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Se considera además la siguiente condición.

Matemática 263 Condición #30 Q{x)=Q{l{x+ N) parafx{x = 0,1,2,···,N -2,N -\) y 021W= +N V^ = O'1'2'' -,N-2,N-l) Se hace notar que en lugar de la Ecuación 237, se pueden proveer las matrices de precodificación en la siguiente ecuación.

Matemática 264 Ecuación 238 Para i = N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : Sea un valor fijo (que no depende de i) , donde > 0. (Sea la en la Ecuación 236 y la a en la Ecuación 238 el mismo valor) .

Como un ejemplo, a fin de distribuir los puntos de recepción deficiente uniformemente en relación con la fase en el plano complejo, como se describe en la Modalidad 6, se proveen la Condición #31 y la Condición #32.

Matemática 265 Condición #31 paraVx (x = 0,1,2,-,iV-2) Matemática 266 Condición #32 paraVx (x =0,1,2, · ' · , , ? -2) En otras palabras, la Condición #31 significa que la diferencia en fase es 2n/N radianes. Por otra parte, la Condición #32 significa que la diferencia en fase es -2n/N radianes.

Permitiendo que ??? ( 0) - ?2?(0) = 0 radianes, permitiendo que a > 1, y permitiendo que d = (3n)/4 radianes, la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo cuando N = 4 se muestra en las figuras 46A y 46B. Con estas configuraciones, aumenta el período (ciclo) para saltar entre matrices de precodificación y la distancia mínima entre puntos de recepción deficiente para si, como así también la distancia mínima entre puntos de recepción deficiente para s2, en el plano complejo se mantiene grande, logrando de ese modo una calidad de recepción excelente. Un ejemplo en el que a > 1, d = (3p) /4 radianes, y N = 4 se ha descrito, pero la presente invención no está limitada de esta manera. De modo similar los efectos ventajosos se pueden obtener para n/2 radianes= | d | < n radianes, OÍ > 0 , y a ? 1.

Las siguientes condiciones son posibles como condiciones que difieren de la Condición #30: Matemática 267 Condición #33 ^??.M-02.W)? e para Vx, Vy (x? y;x,y = ?,? + l,N + 2,···,2?-2,2?-?) (donde x es N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y es N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y x ? y) .

Matemática 268 Condición #34 ^¦(0„?-0„(*>*)? ¿faiv &fyy*) paraV, \/y(x? y;x,y =N,N +1,N+ 2,---,2N- 2,2N-1) (donde x es N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y es N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y x ? y) .

En este caso, satisfaciendo la Condición #28, la Condición #29, la Condición #33, y la Condición #34, aumenta la distancia en el plano complejo entre los puntos de recepción deficiente para si, como es la distancia entre puntos de recepción deficiente para s2, logrando de ese modo una calidad de recepción de datos excelente.

En la presente modalidad, se ha descrito el método de estructurar 2N diferentes matrices de precodificación para un método de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de 2N- intervalos . En este caso, como las 2N diferentes matrices de precodificación, se preparan F [0] , F[l], F[2], F [2N - 2] , F [2N - 1] . En la presente modalidad, se ha descrito un ejemplo de un método de transmisión en portadora única y por lo tanto se ha descrito el caso de ordenar los símbolos en el orden F [0] , F [1] , F[2] , F[2N - 2] , F[2N - 1] en el dominio temporal (o el dominio de frecuencia) . La presente invención no está, sin embargo, limitada de esta manera, y las 2N diferentes matrices de precodificación F [0] , F [1] , F [2] , F [2N - 2] , F [2N - 1] generadas en la presente modalidad se pueden adaptar a un método de transmisión multiportador tal como un método de transmisión con OFDM o similares. Como en la Modalidad 1, como un método de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación se pueden modificar ordenando los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio frecuencia-tiempo . Se hace notar que se ha descrito un método de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de 2N-intervalos , pero los mismos efectos ventajosos se pueden obtener usando aleatoriamente 2N diferentes matrices de precodificación. En otras palabras, las 2N diferentes matrices de precodificación no necesitan necesariamente ser usadas en un período (ciclo) regular.

Además, en el método de saltos de matriz de precodificación en un período (ciclo) de H-intervalos (donde H es un número natural mayor que el número de intervalos 2N en el período (ciclo) del método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación anterior) , cuando se incluyen las 2N diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad, la probabilidad de calidad de recepción excelente aumenta.

Modalidad 12 La presente modalidad describe un método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación usando una matriz no unitaria.

En el método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación en un período (ciclo) con N intervalos , las matrices de precodificación preparadas para las N intervalos se representan como sigue.

Matemática 269 Ecuación 239 Sea a un valor fijo (que no depende de i) , donde OÍ > 0. Además, sea d ? n radianes (un valor fijo que no depende de i) , y i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1.

A partir de la Condición #5 (Matemática 106) y la Condición #6 (Matemática 107) en la Modalidad 3, las siguientes condiciones son importantes en la Ecuación 239 para lograr una calidad de recepción de datos excelente.

Matemática 270 Condición #35 ^?^? ? ^?^? pam , Vy (x? y;x, y = 0,1,2,· · · , N - 2, N - 1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1 ; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 271 Condición #36 ^(0„(*)-021(*H)? eÁ0„(> e»(y *) para *, Vy (x? y; x, y = 0,1,2, · · ·, N -2, N - 1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - l; y x ? y).

Como un ejemplo, a fin de distribuir los puntos de recepción deficiente uniformemente en relación con la fase en el plano complejo, como se describe en la Modalidad 6, se proveen la Condición #37 y la Condición #38.

Matemática 272 Condición #37 Matemática 273 Condición #38 P v*(*=o,u,.»,tf-2) En otras palabras, la Condición #37 significa que la diferencia en fase es 2n/N radianes. Por otra parte, la Condición #38 significa que la diferencia en fase es -2n/N radianes.

En este caso, si n/2 radianes = |d| < n radianes, a > 0 , y OÍ ? 1 , aumenta la distancia en el plano complejo entre los puntos de recepción deficiente para si como la distancia entre puntos de recepción deficiente para s2, logrando de ese modo una calidad de recepción de datos excelente. Se hace notar que la Condición #37 y la Condición #38 no son siempre necesarias.

En la presente modalidad, se ha descrito el método de estructurar N diferentes matrices de precodificación para un método de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de N- intervalos . En este caso, como las N diferentes matrices de precodificación, se preparan F[0] , F[l] , F[2] , F [N - 2] , F [N - 1] . En la presente modalidad, se ha descrito un ejemplo de un método de transmisión en portadora única y por lo tanto se ha descrito el caso de ordenar símbolos en el orden F[0] , F[l] , F[2] , F[N - 2] , F[N - 1] en el dominio temporal (o el dominio de frecuencia) . La presente invención no está, sin embargo, limitada de esta manera, y las N diferentes matrices de precodificación F[0] , F[l] , F[2] , F[N - 2] , F[N - 1] generadas en la presente modalidad se pueden adaptar a un método de transmisión multiportador tal como un método de transmisión con OFDM o similares. Como en la Modalidad 1, como un método de adaptación en este caso, las ponderaciones de precodificación se pueden modificar ordenando símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio frecuencia-tiempo. Se hace notar que se ha descrito un método de saltos de precodificación con un período (ciclo) temporal de N-intervalos , pero los mismos efectos ventajosos se pueden obtener usando aleatoriamente N diferentes matrices de precodificación . En otras palabras, las N diferentes matrices de precodificación no necesitan necesariamente ser usadas en un período (ciclo) regular.

Además, en el método de saltos de matriz de precodi f i cae ión en un período (ciclo) de H-intervalos (donde H es un número natural mayor que el número de intervalos N en el período (ciclo) del método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodi f i cae ión anterior) , cuando se incluyen las N diferentes matrices de precodi f icac ión de la presente modalidad, la probabilidad de calidad de recepción excelente aumenta. En este caso, la Condición #35 y la Condición #36 se pueden reemplazar con las siguientes condiciones. (Se considera que el número de intervalos en el período (ciclo) es N) .

Matemática 274 Condición #35' pam3x,3y(x?y;x,y =0,1,2,---,N-2,N-1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 275 Condición #36' ^te,M-&,(* )? ¿fa V )-¿\ para 3jCj3y(x?y;x,y = 0,l,2,-,N-2,N- 1) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, l, 2, N -2, N - 1; y x ? y) .

Modalidad 13 La presente modalidad describe diferentes ejemplos que la Modalidad 8.

Matemática 276 Ecuación 240 Para i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1: Sea OÍ un valor fijo (que no depende de i) , donde > 0. Además, Sea d ? n radianes.

Matemática 277 Ecuación 241 Para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 Sea OÍ un valor fijo (que no depende de i) , donde OÍ > 0. (Sea la a en la Ecuación 240 y la en la Ecuación 241 el mismo valor) .

Además, las matrices de precodificación de 2 x N x M períodos (ciclos) en base a las Ecuaciones 240 y 241 se representan con las siguientes Ecuaciones.

Matemática 278 Ecuación 242 Para i = 0, 1, 2, ..., N - 2, N - 1: En este caso, k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Matemática 279 Ecuación 243 Para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 axeJ^+Y> En este caso, k = 0, 1, M - 2, M - 1. Además, Xk = Yk puede ser verdadero o Xk? Yk puede ser verdadero.

Las matrices de precodificación F[0]-F[2xNxM-l] se generan así (las matrices de precodificación F[0]-F[2 x N x M - 1] pueden estar en cualquier orden para las 2 x N x M intervalos en el período (ciclo) ) . El número simbólico 2xNxMxise puede precodificar usando F[0] , el número simbólico 2 x N x M x i† 1 se puede precodificar usando F [1] , y el número simbólico 2xNxMxi + hse puede precodificar usando F[h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, 2xNxM-2, 2 x N x M - 1) . (En este caso, como se describió en unas modalidades previas, las matrices de precodificación no necesitan ser saltadas entre regularmente) .

Al generar las matrices de precodificación de esta manera se logra unmétodo de saltos de matriz de precodificación conunperíodo (ciclo) grande, permitiendo que la posición de los puntos de recepción deficiente se modifique fácilmente lo que puede llevar a una calidad de recepción de datos mejorada.

Las matrices de precodificación de 2 x N x M períodos (ciclos) en la Ecuación 242 pueden ser modificadas a la siguiente ecuación.

Matemática 280 Ecuación 244 Para i = 0, 1, 2, ... , N - 2, N - 1 : En este caso, k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Las matrices de precodificacion de 2 x N x M períodos (ciclos) en la Ecuación 243 también se pueden modificar a cualquiera de las Ecuaciones 245-247.

Matemática 281 Ecuación 245 . Para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : En este caso, k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Matemática 282 Ecuación 246 Para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1 En este caso, k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Matemática 283 Ecuación 247 Para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 En este caso, k = 0, 1, M - 2, M - 1.

Enfocando en los puntos de recepción deficiente, si Ecuaciones 242 a 247 satisfacen las siguientes condiciones, Matemática 284 Condición #39 ^(fl.M-ft.w)? ^,,?-ß,?) para Vjc? Vy {x? y. > y = ou ...,N-2,N-i) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 285 Condición #40 ¿fal*W *)?efal e¿yY¿l paraV¾Vy(x? y;x,y = 0,1,2,···, N-2.N-1) (x es 0, 1, 2, ..., ? - 2, ? - 1; y es 0, 1, 2, ..., ? - 2, ? - 1; y x ? y) .

Matemática 286 Condición #41 0..(*)=0? ,(*+ N) ParaV (* =W'2'-* -D y e (y)=e2 y+ N) paraVy()/ = 0,l,2,...,N-2,N-l) entonces se logra una calidad de recepción de datos excelente . Se hace notar que en la Modalidad 8 , se deben satisfacer la Condición #39 y la Condición #40.

Enfocando en Xk y Yk, si las Ecuaciones 242 a 247 satisfacen las siguientes condiciones, Matemática 287 Condición #42 Xa?Xb + 2xsX i: Para Vfl' V¿? ( ?b;a,b = 0,1,2, · · · , M - 2, M - 1) (a es 0, 1, 2, M - 2, M - 1; b es 0, 1, 2, M - 2, M (Aquí, s es un entero) .

Matemática 288 Condición #43 ya?F¿ + 2 >< u x ^ paraVa,V¿> a? b; a,b = 0,1,2, - - · , -2, M -1) (a es 0, 1, 2, M - 2, M - 1; b es 0, 1, 2, M -2, M - 1 ; y a ? b) .

(Aquí, u es un entero) . entonces se logra una calidad de recepción de datos excelente. Se hace notar que en la Modalidad 8, se debe satisfacer la Condición #42.

En las Ecuaciones 242 y 247, cuando 0 radianes < d < 2n radianes, las matrices son una matriz unitaria cuando d = n radianes y son una matriz no unitaria cuando d ? n radianes. En el presente método, el uso de una matriz no unitaria para n/2 radianes = |d| < n radianes es una estructura característica y se obtiene una calidad de recepción de datos excelente. El uso de una matriz unitaria es otra estructura, y como se describe en detalle en la Modalidad 10 y la Modalidad 16, si N es un número impar en las Ecuaciones 242 a 247, la probabilidad de obtener una calidad de recepción de datos excelente aumenta.

Modalidad 14 La presente modalidad describe un ejemplo de diferenciación entre el uso de una matriz unitaria y una matriz no unitaria como la matriz de precodificación en el método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación .

Lo siguiente describe un ejemplo que usa una matriz de precodificación de dos por dos (permitiendo que cada elemento sea un número complejo) , es decir, el caso cuando dos señales moduladas (si (t) y s2 (t) ) que están basadas en un método de modulación son precodificadas y las dos señales precodificadas son transmitidas por dos antenas .

Cuando los datos de transmisión que usan un método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación, las unidades de correlación 306A y 306B en el aparato de transmisión en la figura 3 y la figura 13 conmutan el método de modulación de acuerdo con la señal de estructura de trama 313. Se describe la relación entre el nivel de modulación (el número de puntos de señal para el método de modulación en el plano IQ) del método de modulación y las matrices de precodificación .

La ventaja del método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación es que, como se describe en la Modalidad 6, se logra la calidad de recepción de datos excelente en un entorno LOS. En particular, cuando el aparato de recepción realiza el cálculo ML o aplica APP (o Max-log APP) en base al cálculo ML, el efecto ventajoso es considerable. Por cierto, el cálculo ML impacta enormemente en la escala de circuito (escala de cálculo) de acuerdo con el nivel de modulación del método de modulación. Por ejemplo, cuando dos señales precodificadas son transmitidas desde dos antenas, y el mismo método de modulación se usa para dos señales moduladas (señales en base al método de modulación antes de la precodificación) , el número de candidatos de puntos de señal en el plano IQ (puntos de señal recibidas 1101 en la figura 11) es 4 x 4 = 16 cuando el método de modulación es QPSK, 16 x 16 = 256 cuando el método de modulación es 16QAM, 64 x 64 = 4096 cuando el método de modulación es 64QAM, 256 x 256 = 65,536 cuando el método de modulación es 256QAM, y 1024 x 1024 = 1,048,576 cuando el método de modulación es 256QAM. A fin de mantener la escala de cálculo del aparato de recepción bajo un cierto tamaño de circuito, cuando el método de modulación es QPSK, 16QAM, o 64QAM, se usa el cálculo ML ( (Max-log) APP en base al cálculo ML) y cuando el método de modulación es 256QAM o 1024QAM, sé usa una operación lineal tal como MMSE o ZF en el aparato de recepción. (En algunos casos, se puede usar el cálculo ML para 256QAM) .

Cuando se asume un tal aparato de recepción, la consideración de la relación de potencia señal-a-ruido (SNR, por sus siglas en inglés) luego de la separación de múltiples señales indica que una matriz unitaria es apropiada como la matriz de precodificación cuando el aparato de recepción realiza una operación lineal tal como MMSE o ZF, mientras que cualquiera de las dos, una matriz unitaria o una matriz no unitaria se puede usar cuando el aparato de recepción realiza el cálculo ML. Tomando cualquiera de las modalidades anteriores en consideración, cuando dos señales precodificadas son transmitidas desde dos antenas, se usa el mismo método de modulación para las dos señales moduladas (señales basadas en el método de modulación antes de la precodificación) , la matriz no unitaria se usa como la matriz de precodificación en el método para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación, el nivel de modulación del método de modulación es igual o menor que 64 (o igual o menor que 256) , y una matriz unitaria se usa cuando el nivel de modulación es mayor que 64 (o mayor que 256) , luego para todos los métodos de modulación soportados por el sistema de transmisión hay un aumento de la probabilidad de lograr el efecto ventajoso mediante el cual se logra una calidad de recepción de datos excelente para cualquiera de los métodos de modulación mientras que se reduce la escala de circuito del aparato de recepción.

Cuando el nivel de modulación del método de modulación también es igual o menor que 64 (o igual o menor que 256 ) , en algunos casos puede ser preferible el uso de una matriz unitaria. En base a esta consideración, cuando una pluralidad de métodos de modulación es soportada en la que el nivel de modulación es igual o menor que 64 (o igual o menor que 256) , es importante que en algunos casos, en algunos de la pluralidad de métodos de modulación soportados donde el nivel de modulación es igual o menor que 64, se usa la matriz no unitaria como la matriz de precodificación en el método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación .

El caso de transmitir dos señales precodificadas desde dos antenas se ha descrito anteriormente como un ejemplo, pero la presente invención no está limitada de esta manera. En el caso cuando se transmiten N señales precodificadas desde N antenas, y se usa el mismo método de modulación para las N señales moduladas (señales en base al método de modulación antes de la precodificación) , se puede establecer un umbral ß? para el nivel de modulación del método de modulación. Cuando una pluralidad de métodos de modulación para la que el nivel de modulación es igual o menor que ß? son soportados, en algunas de la pluralidad de métodos de modulación soportados donde el nivel de modulación es igual o menor que ß?, se usa una matriz no unitaria como las matrices de precodificación en el método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación, mientras que para los métodos de modulación para los que el nivel de modulación es mayor que ß?, se usa una matriz unitaria. De esta manera, para todos los métodos de modulación soportados por el sistema de transmisión, hay un aumento de la probabilidad de lograr el efecto ventajoso mediante el cual se logra una calidad de recepción de datos excelente para cualquiera de los métodos de modulación mientras que se reduce la escala de circuito del aparato de recepción. (Cuando el nivel de modulación del método de modulación es igual o menor que ß?, se puede usar siempre la matriz no unitaria como la matriz de precodificación en el método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación) .

En la descripción anterior, se ha descrito el mismo método de modulación que el que es usado en el método de modulación para transmitir simultáneamente N señales moduladas . Sin embargo, el siguiente describe el caso en el que dos o más métodos de modulación son usados para transmitir simultáneamente N señales moduladas .

Como un ejemplo, se ha descrito el caso en que dos señales precodificadas son transmitidas por dos antenas. Las dos señales moduladas (señales en base al método de modulación antes de la precodificación) son tanto moduladas con el mismo método de modulación como moduladas con diferentes métodos de modulación, son moduladas con un método de modulación que tiene un nivel de modulación de 2al o un nivel de modulación de 2a2. En este caso, cuando el aparato de recepción usa el cálculo ML ( (Max-log) APP en base al cálculo ML) , el número de candidatos de puntos de señal en el plano IQ (puntos de señal recibidas 1101 en la figura 11) es 2al x 2a2 = 2al + a2. Como se describió anteriormente, a fin de lograr una calidad de recepción de datos excelente mientras que se reduce la escala del circuito del aparato de recepción, se puede proveer un umbral 2ß para 2al + a2, y cuando 2al + a2 < 2ß, se puede usar la matriz no unitaria como la matriz de precodificación en el método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación, mientras que se puede usar una matriz unitaria cuando 2al + a2 > 2ß.

Además, cuando 2al + a2 < 2ß, en algunos casos puede ser preferible el uso de una matriz unitaria. En base a esta consideración, cuando una pluralidad de combinaciones de métodos de modulación es soportada para cada 2al + a2 = 2ß, es importante que en algunos de las combinaciones soportadas de los métodos de modulación para cada 2al + a2 = 2ß, se usa una matriz no unitaria como la matriz de precodi f icac ión en el método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodi f i cae ión .

Como un ejemplo, se ha descrito el caso en que dos señales precodif icadas son transmitidas por dos antenas, pero la presente invención no está limitada de esta manera. Por ejemplo, N señales moduladas (señales en base al método de modulación antes de la precodi f i cae ión) pueden ser tanto moduladas con el mismo método de modulación como moduladas con diferentes métodos de modulación, el nivel de modulación del método de modulación para la iesima señal modulada puede ser 2ai (donde i = 1, 2, ... , N - 1, N) .

En este caso, cuando el aparato de recepción usa el cálculo ML ( (Max-log) APP en base al cálculo ML) , el número de candidatos de puntos de señal en el plano IQ (puntos de señal recibidas 1101 en la figura 11) es 2al x 2a2 x ... x 2ai x ... x 2aN = 2ai + a2 + ... + ai + ... + a ^ QQmo se describió anteriormente, a fin de lograr una calidad de recepción de datos excelente mientras que se reduce la escala del circuito del aparato de recepción, se puede proveer un umbral 2P para 2al + 32 + ™ + ai + - + aN.

Matemática 289 Condición #44 donde Cuando una pluralidad de combinaciones de unos métodos de modulación que satisface la Condición #44 es soportada, en algunas de las combinaciones soportadas de los métodos de modulación que satisfacen la Condición #44, se usa una matriz no unitaria como la matriz de precodificación en el método para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación .

Matemática 290 Condición #45 donde Usando una matriz unitaria en todas las combinaciones de los métodos de modulación que satisfacen la Condición #45, entonces para todos los métodos de modulación soportados por el sistema de transmisión hay un aumento de la probabilidad de lograr el efecto ventajoso mediante el cual se logra una calidad de recepción de datos excelente mientras que se reduce la escala de circuito del aparato de recepción para cualquiera de las combinaciones de los métodos de modulación. (Se puede usar una matriz no unitaria como matriz de precodificación en el método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación en todas las combinaciones soportadas de los métodos de modulación que satisfacen la Condición #44) .

Modalidad 15 La presente modalidad describe un ejemplo de un sistema que adopta un método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación usando un método de transmisión multiportador tal como OFDM.

Las figuras 47A y 47B muestran un ejemplo de acuerdo con la presente modalidad de la estructura de trama en los dominios de tiempo y f ecuencia para una señal transmitida por una estación de difusión (estación de base) en un sistema que adopta un método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación usando un método de transmisión multiportador tal como OFDM. (La estructura de trama se fija para extenderse desde el tiempo $1 al tiempo $T) . La figura 47A muestra una estructura de trama en los dominios de tiempo y frecuencia para la corriente si descrita en la Modalidad 1 , y la figura 47B muestra la estructura de trama en los dominios de tiempo y frecuencia para la corriente s2 descrita en la Modalidad 1. Los símbolos al mismo tiempo y el mismo (sub) portador en las corriente si y corriente s2 son transmitidos por una pluralidad de antenas al mismo tiempo y la misma frecuencia.

En las figuras 47A y 47B, los (sub) ortadores usados cuando se usa OFDM son divididos como sigue: un grupo de portadoras#A compuesto de un (sub) portador a - (sub) portador a + Na, un grupo de portadoras#B compuesto de un (sub) ortador b - (sub) ortador b + Nb, un grupo de portadoras#C compuesto de un (sub) portador c - (sub) portador c + Nc, un grupo de portadoras#D compuesto de un (sub) portador d - (sub) portador d + Nd, .... en cada grupo subportador, se asume una pluralidad de métodos de transmisión para ser soportados. Al soportar una pluralidad de métodos de transmisión, es posible capitalizar efectivamente las ventajas de los métodos de transmisión. Por ejemplo, en las figuras 47Ay47B, un sistema MIMO de multiplexación espacial , o un sistema MIMO con una matriz de precodificación fija es usado por un grupo de portadoras#A, a un sistema MIMO que salta regularmente entre matrices de precodificación lo usa el grupo de portadoras#B, sólo la corriente si es transmitida en el grupo de portadoras#C, y se usa una codificación de bloques espacio-tiempo para transmitir el grupo de portadoras#D .

Las figuras 48A y 48B muestran un ejemplo de acuerdo con la presente modalidad de la estructura de trama en los dominios de tiempo y frecuencia para una señal transmitida por una estación de difusión (estación de base) en un sistema que adopta un método para efectuar saltos regularmente entre matrices de precodificación usando un método de transmisión muítiportador tal como OFDM. Las figuras 48A y 48B muestran una estructura de trama en un tiempo diferente que las figuras 47A y 47B, del tiempo $X al tiempo $X + ?" . En las figuras 48A y 48B, como en las figuras 47A y 47B, los ( sub) portadores usados cuando se usa OFDM son divididos como sigue: un grupo de portadoras#A compuesto de un (sub) portador a - ( sub) portador a + Na, un grupo de portadoras#B compuesto de un (sub) portador b - ( sub) portador b + Nb, un grupo de portadoras#C compuesto de un (sub) portador c - ( sub) portador c + Nc, un grupo de portadoras#D compuesto de un (sub) portador d - (sub) portador d + Nd, .... La diferencia entre las figuras 47A y 47B y las figuras 48A y 48B es que en algunos grupos portadores, el método de transmisión usado en las figuras 47A y 47B difiere del método de transmisión usado en las figuras 48A y 48B. En las figuras 48A y 48B, una codificación de bloques espacio-tiempo se usa para transmitir el grupo de portadoras#A, un sistema MIMO que salta regularmente entre matrices de precodificación lo usa el grupo de portadoras#B, un sistema MIMO que salta regularmente entre matrices de precodificación es usado por el grupo de portadoras#C y sólo la corriente si es transmitida en el grupo de portadoras#D .

A continuación, se describen los métodos de transmisión soportados .

La figura 49 muestra un método de procesamiento de señal cuando se usa un sistema MIMO de multiplexación espacial o un sistema MIMO con una matriz de precodi f i cae ion fija. La figura 49 tiene los mismos números como en la figura 6.

Una unidad de ponderación 600, que es una señal en banda base de acuerdo con un cierto método de modulación, recibe como entradas una corriente sl(t) (307A), una corriente s2(t) (307B), y la información 315 en relación con el método de ponderación, y genera a señal modulada zl(t) (309A) luego de la ponderación y una señal modulada z2(t) (309B) luego de la ponderación. Aquí, cuando la información 315 en relación con el método de ponderación indica un sistema MIMO de mult iplexación espacial, se realiza el procesamiento de la señal en el método #1 de la figura 49. Específicamente, se realiza el siguiente procesamiento .

Matemática 291 Ecuación 250 Cuando un método para transmitir una señal modulada es soportado, desde el punto de vista de la potencia de transmisión, la Ecuación 250 puede representarse como la Ecuación 251.

Matemática 292 Ecuación 251 Cuando la información 315 en relación con el método de ponderación indica un sistema MIMO en el que las matrices de precodificación son regularmente saltadas entre, se realiza el procesamiento de la señal en el método #2 , por ejemplo, de la figura 49. Específicamente, se realiza el siguiente procesamiento.

Matemática 293 Ecuación 252 Aquí, ???, 0i2, ?, y d son valores fijos.

La figura 50 muestra la estructura de señales moduladas cuando se usa codificación de bloques espacio-tiempo . Una unidad de codificación de bloques espacio-tiempo (5002) en la figura 50 recibe, como entrada, una señal de banda base en base a una cierta señal de modulación. Por ejemplo, la unidad de codificación de bloques espacio-tiempo (5002) recibe el símbolo si, símbolo s2, ... como entradas. Tal como se muestra en la figura 50, se realiza la codificación de bloques espacio-tiempo, zl(5003A) se vuelve "si como símbolo #0", "-s2* como símbolo #0", "s3 como símbolo #2", "-s4* como símbolo #3"..., y z2 (5003B) se vuelve "s2 como símbolo #0", "si* como símbolo #1", "s4 como símbolo #2", "s3* como símbolo #3".... En ese caso, el símbolo #X de zl y el símbolo #X de z2 se transmiten desde las antenas al mismo tiempo, por la misma frecuencia.

En las figuras 47A, 47B, 48A, y 48B, sólo se muestran los símbolos que transmiten datos. En la práctica, sin embargo, es necesario transmitir la información tal como el método de transmisión, el método de modulación, el método de corrección de errores, y similares. Por ejemplo, como en la figura 51, esta información puede transmitirse a un socio de comunicación mediante transmisión regular con una sola señal modulada zl. También es necesario transmitir símbolos para la estimación de la fluctuación de canal, es decir para que el aparato de recepción estima la fluctuación de canal (por ejemplo, un símbolo piloto, símbolo de referencia, preámbulo, un símbolo de modulación por desplazamiento de fase (PSK, por sus siglas en inglés) conocido en los lados de transmisión y recepción, etc.) . En las figuras 47A, 47B, 48A y 48B, se omiten esos símbolos. En la práctica, sin embargo, los símbolos para estimar la fluctuación de canal están incluidos en la estructura de tramas en los dominios de tiempo y de frecuencia. Por consiguiente, cada grupo de portadoras no está compuesto sólo de símbolos para transmitir datos. (Lo mismo vale para la Modalidad 1 también) .

La figura 52 es un ejemplo de la estructura de un aparato de transmisión en una estación difusora (estación de base) de acuerdo con la presente modalidad. Una unidad para determinar el método de transmisión (5205) determina la cantidad de portadoras, el método de modulación, el método de corrección de errores, el coeficiente de codificación en la codificación de corrección de errores, el método de transmisión y otros por el estilo para cada grupo de portadoras y da salida a una señal de control (5206) .

Una unidad generadora de señales moduladas #1 (5201_1) recibe, como entrada, la información (5200_1) y la señal de control (5206) y, en base a la información sobre el método de transmisión dé la señal de control (5206) , da salida a una señal modulada zl (5202_1) y una señal modulada z2 (5203_1) en el grupo de portadoras #A de las figuras 47A, 47B, 48A y 48B.

De manera similar, una unidad generadora de señales moduladas #2 (5201_2) recibe, como entrada, la información (5200_2) y la señal de control (5206) y, en base a la información sobre el método de transmisión de la señal de control (5206) , da salida a una señal modulada zl (5202_2) y una señal modulada z2 (5203_2) en el grupo de portadoras #B de las figuras 47A, 47B, 48A y 48B.

De manera similar, una unidad generadora de señales moduladas #3 (5201_3) recibe, como entrada, la información (5200_3) y la señal de control (5206) y, en base a la información sobre el método de transmisión de la señal de control (5206) , da salida a una señal modulada zl (5202_3) y una señal modulada z2 (5203_3) en el grupo de portadoras #C de las figuras 47A, 47B, 48A y 48B.

De manera similar, una unidad generadora de señales moduladas #4 (5201_4) recibe, como entrada, la información (5200_4) y la señal de control (5206) y, en base a la información sobre el método de transmisión de la señal de control (5206) , da salida a una señal modulada zl (5202_4) y una señal modulada z2 (5203_4) en el grupo de portadoras #D de las figuras 47A, 47B, 48A y 48B.

Si bien no se muestra en las figuras, lo mismo vale para la unidad generadora de señales moduladas #5 a la unidad generadora de señales moduladas #M - 1.

De manera similar, una unidad generadora de señales moduladas #M (5201_M) recibe, como entrada, la información (5200_M) y la señal de control (5206) y, en base a la información sobre el método de transmisión de la señal de control (5206) , da salida a una señal modulada zl (5202_M) y una señal modulada z2 (5203_M) en un cierto grupo de portadoras.

Un procesador relacionado con OFDM (5207_1) recibe, como entradas, la señal modulada zl (5202_1) en el grupo de portadoras #A, la señal modulada zl (5202_2) en el grupo de portadoras #B, la señal modulada zl (5202_3) en el grupo de portadoras #C, la señal modulada zl (5202_4) en el grupo de portadoras #D, la señal modulada zl (5202_M) en un cierto grupo de portadoras #M, y la señal de control (5206) , realiza el procesamiento, tal como reordenación, transformada inversa de Fourier, conversión de frecuencias, amplificación y otros, y da salida a una señal de transmisión (5208_1) . Se da salida a la señal de transmisión (5208_1) como una onda radial desde una antena (5209_1) .

De manera similar, un procesador relacionado con OFDM (5207_2) recibe, como entradas, la señal modulada zl (5203_1) en el grupo de portadoras #A, la señal modulada zl (5203_2) en el grupo de portadoras #B, la señal modulada zl (5203_3) en el grupo de portadoras #C, la señal modulada zl (5203_4) en el grupo de portadoras #D, la señal modulada zl (5203_M) en un cierto grupo de portadoras #M y la señal de control (5206) , realiza el procesamiento tal como reordenación, transformada inversa de Fourier, conversión de frecuencias, amplificación y otros, y da salida a una señal de transmisión (5208_2) . Se da salida a la señal de transmisión (5208_2) como una onda radial desde una antena (5209_2) .

La figura 53 muestra un ejemplo de una estructura de unidades generadoras de señales moduladas #1-#M de la figura 52. Un codificador de corrección de errores (5302) recibe, como entradas, la información (5300) y una señal de control (5301) y, de acuerdo con la señal de control (5301) , establece el método de codificación de corrección de errores y el coeficiente de codificación en la codificación de corrección de errores, realiza la codificación de corrección de errores, y da salida a los datos (5303) después de la codificación de corrección de errores. (De acuerdo con el establecimiento del método de codificación de corrección de errores y el coeficiente de codificación en la codificación de corrección de errores, cuando se usa codificación LDPC, codificación turbo o codificación convolucional , p.ej., según el coeficiente de codificación, puede efectuarse punteado para lograr el coeficiente de codificación) .

Un interpolador (5304) recibe, como entrada, los datos codificados de corrección de errores (5303) y la señal de control (5301) y, de acuerdo con la información sobre el método de interpolación incluido en la señal de control (5301) , reordena los datos codificados de corrección de errores (5303) y da salida a datos interpolados (5305) .

Una unidad de correlación (5306_1) recibe, como entrada, los datos interpolados (5305) y la señal de control (5301) y, de acuerdo con la información sobre el método de modulación incluido en la señal de control (5301) , realiza la correlación y da salida a una señal de banda base (5307_1) .

De manera similar, una unidad de correlación (5306_2) recibe, como entrada, los datos interpolados (5305) y la señal de control (5301) y, de acuerdo con la información sobre el método de modulación incluido en la señal de control (5301) , realiza la correlación y da salida a una señal de banda base (5307_2) .

Una unidad de procesamiento de señales (5308) recibe, como entrada, la señal de banda base (5307_1) , la señal de banda base (5307_2) y la señal de control (5301) y, en base a la información sobre el método de transmisión (por ejemplo, en esta modalidad, un sistema MIMO de multiplexación espacial, un método MIMO que utiliza una matriz de precodificación fija, un método MIMO para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación, la codificación de bloques espacio-tiempo o un método de transmisión para transmitir sólo la corriente si) incluida en la señal de control (5301) , realiza el procesamiento de señales. La unidad de procesamiento de señales (5308) da salida a una señal procesada zl (5309_1) y una señal procesada z2 (5309_2) Obsérvese que cuando se selecciona el método de transmisión para transmitir sólo la corriente si, la unidad de procesamiento de señales (5308) no da salida a la señal procesada z2 (5309_2) . Asimismo, en la figura 53, se muestra un codificador de corrección de errores, pero la presente invención no está limitada de este modo. Por ejemplo, tal como se muestra en la figura 3, pueden proveerse múltiples codificadores.

La figura 54 muestra un ejemplo de la estructura de los procesadores relacionados con OFDM (5207_1 y 5207_2) en la figura 52. Los elementos que operan de un modo similar a la figura 14 llevan los mismos signos de referencia. Una unidad de reordenación (5402A) recibe, como entrada, la señal modulada zl (5400 1) en el grupo de portadoras #A, la señal modulada zl (5400_2) en el grupo de portadoras #B, la señal modulada zl (5400_3) en el grupo de portadoras #C, la señal modulada zl (5400_4) en el grupo de portadoras #D, la señal modulada zl (5400_M) en un cierto grupo de portadoras y una señal de control (5403), realiza el reordenación, y da salida a las señales reordenadas 1405A y 1405B. Obsérvese que en las figuras 47A, 47B, 48A, 48B y 51, se describe un ejemplo de asignación de los grupos de portadoras como formados por grupos de subportadoras , pero la presente invención no está limitada a esto. Los grupos de portadoras pueden estar formados por subportadoras discretas en cada intervalo de tiempo . Asimismo, en las figuras 47A, 47B, 48A, 48B y 51, se ha descrito un ejemplo en el que la cantidad de portadoras de cada grupo de portadoras no cambia a lo largo del tiempo, pero la presente invención no está limitada a esto. Este punto se describirá por separado más adelante .

Las figuras 55A y 55B muestran un ejemplo de estructura de tramas en los dominios de tiempo y de frecuencia en un método para establecer el método de transmisión para cada grupo de portadoras, como en las figuras 47A, 47B, 48A, 48B y 51. En las figuras 55A y 55B, los símbolos de información de control están etiquetados 5500, los símbolos individuales de información de control están etiquetados 5501, los símbolos de datos están etiquetados 5502 y los símbolos piloto están etiquetados 5503. Asimismo, la figura 55A muestra la estructura de tramas en los dominios de tiempo y de frecuencia para la corriente si , y la figura 55B muestra la estructura de tramas en los dominios de tiempo y de frecuencia para la corriente s2.

Los símbolos de información de control son para transmitir la información de control compartida por el grupo de portadoras y están compuestos de símbolos para la transmisión y dispositivos de recepción para efectuar la sincronización de frecuencia y tiempo, la información relativa a la asignación de (sub) portadoras y demás. Los símbolos de información de control están definidos para transmitirse sólo desde la corriente si en el momento $1.

Los símbolos individuales de información de control son para transmitir información de control en los subgrupos de portadoras individuales y están compuestos de información sobre el método de transmisión, el método de modulación, la método de codificación de corrección de errores, el coeficiente de codificación en la codificación de corrección de errores, el tamaño de bloque de los códigos de corrección de errores, etc. para los símbolos de datos, la información sobre el método de inserción de símbolos piloto, la información sobre la potencia de transmisión de los símbolos piloto, y otros por el estilo. Los símbolos individuales de información de control están definidos para transmitirse sólo desde la corriente si en el momento $1.

Los símbolos de datos son para transmitir datos (información) , y tal como se describe con respecto a las figuras 47A a 50,, son símbolos de uno de los siguientes métodos de transmisión, por ejemplo: un sistema MIMO de multiplexación espacial , un método MIMO que utiliza una matriz de precodificación fija, un método MIMO para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación, la codificación de bloques espacio-tiempo o un método de transmisión para transmitir sólo la corriente si. Obsérvese que en el grupo de portadoras #A, el grupo de portadoras #B, el grupo de portadoras #C y el grupo de portadoras #D, los símbolos de datos se muestran en la corriente s2 , pero cuando se usa el método de transmisión para transmitir sólo la corriente si, en algunos casos no hay ningún símbolo de datos en la corriente s2.

Los símbolos piloto son para que el aparato de recepción efectúe la estimación de canal, es decir estima la fluctuación correspondiente a hn (t) , h12 (t) , h2i (t) y h22 (t) en la Ecuación 36. (En esta modalidad, como se usa un método de transmisión multi-portadora tal como un método OFDM, los símbolos piloto son para estimar la fluctuación correspondiente a hn (t) , hi2 (t) , h21 (t) y h22(t) en cada subportadora) . Por consiguiente, el método de transmisión PSK, por ejemplo, se usa para los símbolos piloto, que están estructurados para formar un patrón conocido por los dispositivos de transmisión y recepción. Asimismo, el aparato de recepción puede usar los símbolos piloto para la estimación del desplazamiento de frecuencia, la estimación de la distorsión de fase y la sincronización de tiempo.

La figura 56 muestra un ejemplo de la estructura de un aparato de recepción para recibir las señales moduladas transmitidas por el aparato de transmisión en la figura 52. Los elementos que operan de un modo similar a la figura 7 llevan los mismos signos de referencia.

En la figura 56, un procesador relacionado con OFDM (5600_X) recibe, como entrada, una señal recibida 702_X, realiza el procesamiento predeterminado y da salida a una señal procesada 704_X. De manera similar, un procesador relacionado con OFDM (5600_Y) recibe, como entrada, una señal recibida 702_Y, realiza el procesamiento predeterminado y da salida a una señal procesada 704_Y.

La unidad decodificadora de la información de control 709 en la figura 56 recibe, como entrada, las señales procesadas 704_X y 704_Y, extrae los símbolos de información de control y los símbolos individuales de información de control de las figuras 55A y 55B para obtener la información de control transmitida por esos símbolos y da salida a una señal de control 710 que incluye la información obtenida.

La unidad de estimación de fluctuación de canal 705_1 para la señal modulada zl recibe, como entradas , la señal procesada 704_X y la señal de control 710, realiza la estimación de canal en el grupo de portadoras requeridas por el aparato de recepción (el grupo de portadoras deseado) , y da salida a una estimación de la señal de canal 706 1.

De manera similar, la unidad de estimación de fluctuación de canal 705_2 de la señal modulada z2 recibe, como entradas, la señal procesada 704_X y la señal de control 710, realiza la estimación de canal en el grupo de portadoras requerido por el aparato de recepción (el grupo de portadoras deseado) , y da salida a una estimación de la señal de canal 706_2.

De manera similar, la unidad de estimación de fluctuación de canal 705_1 de la señal modulada zl recibe, como entradas, la señal procesada 704_Y y la señal de control 710, realiza la estimación de canal en el grupo de portadoras requerido por el aparato de recepción (el grupo de portadoras deseado) , y da salida a una estimación de la señal de canal 708_1.

De manera similar, la unidad de estimación de fluctuación de canal 705_2 de la señal modulada z2 recibe, como entradas, la señal procesada 704_Y y la señal de control 710, realiza la estimación de canal en el grupo de portadoras requerido por el aparato de recepción (el grupo de portadoras deseado) , y da salida a una estimación de la señal de canal 708_2.

La unidad de procesamiento de señales 711 recibe, como entradas, las señales 706_1, 706_2, 708_1, 708_2, 704_X, 704_Y, y la señal de control 710. En base a la información incluida en la señal de control 710 del método de transmisión, el método de modulación, el método de codificación de corrección de errores, el coeficiente de codificación en la codificación de corrección de errores, el tamaño de bloque de códigos de corrección de errores, y demás información similar de los símbolos de datos transmitidos en el grupo de portadoras deseado, la unidad de procesamiento de señales 711 demodula y decodifica los símbolos de datos y da salida a los datos recibidos 712.

La figura 57 muestra la estructura de los procesadores relacionados con OFDM (5600_X, 5600_Y) en la figura 56. Un convertidor de frecuencia (5701) recibe, como entrada, una señal recibida (5700), realiza conversión de frecuencias, y da salida a una señal de frecuencia convertida (5702).

Un transformador Fourier (5703) recibe, como entrada, la señal de frecuencia convertida (5702), realiza una transformada de Fourier, y da salida auna señal transformada de Fourier (5704) .

Como ya se describió, cuando se una un método de transmisión multi-portadora tal como un método OFDM, las portadoras se dividen en múltiples grupos de portadoras, y el método de transmisión se establece para cada grupo de portadoras, permitiendo así fijar la calidad de recepción y la velocidad de transmisión para cada grupo de portadoras, lo cual produce como efecto ventajoso la construcción de sistema flexible . En ese caso, tal como se describe en otras modalidades, permitir la opción de un método para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación ofrece las ventajas de obtener alta calidad de recepción, así como también alta velocidad de transmisión, en un entorno LOS. Si bien en la presente modalidad, los métodos de transmisión en que puede definirse un grupo de portadoras son "un sistema MIMO de multiplexación espacial, un método MIMO que utiliza una matriz de precodificación fija, un método MIMO para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación, codificación de bloques espacio-tiempo o bien, un método de transmisión para transmitir sólo la corriente si" , los métodos de transmisión no están limitados de este modo. Asimismo, la codificación espacio-tiempo no está limitada al método descrito con respecto a la figura 50, ni es el método MIMO que usa una matriz de precodificación fija, limitada al método #2 de la figura 49, ya que resulta aceptable cualquier estructura con una matriz de precodificación fija. En la presente modalidad, se ha descrito el caso de dos antenas en el aparato de transmisión, pero cuando la cantidad de antenas es mayor que dos también, pueden lograrse los mismos efectos ventajosos permitiendo la selección de un método de transmisión para cada grupo de portadoras entre "un sistema MIMO de multiplexación espacial, un método MIMO que utiliza una matriz de precodificación fija, un método MIMO para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación, codificación de bloques espacio-tiempo o bien, un método de transmisión para transmitir sólo la corriente si" .

Las figuras 58A y 58B muestran un método de asignación en grupos de portadoras que difiere del expuesto en las figuras 47A, 47B, 48A, 48B y 51. En las figuras 47A, 47B, 48A, 48B, 51, 55A y 55B, los grupos de portadoras se han descrito como formados por grupos de subportadoras . En las figuras 58A y 58B, por otra parte, las portadoras de un grupo de portadoras se disponen de forma discreta. Las figuras 58A y 58B muestran un ejemplo de estructura de tramas en los dominios de tiempo y de frecuencia que difiere de la expuesta en las figuras 47A, 47B, 48A, 48B, 51, 55A y 55B. Las figuras 58A y 58B muestran la estructura de tramas para las portadoras 1 a H, por $1 a $K. Los elementos que son similares a los de las figuras 55A y 55B llevan los mismos signos de referencia. Entre los símbolos de datos de las figuras 58A y 58B, los símbolos "A" son los símbolos del grupo de portadoras A, los símbolos "B" son los símbolos del grupo de portadoras B, los símbolos "C" son los símbolos del grupo de portadoras C y los símbolos "D" son los símbolos del grupo de portadoras D. Los grupos de portadoras por eso pueden implementarse de manera similar mediante la disposición discreta a lo largo de las (sub) portadoras, y no es necesario usar siempre la misma portadora en el dominio de tiempo. Este tipo de disposición produce el efecto ventajoso de obtener ganancia de diversidad de tiempo y frecuencia.

En las figuras 47A, 47B, 48A, 48B, 51, 58A y 58B, los símbolos de información de control y los símbolos individuales de información de control están asignados al mismo tiempo en cada grupo de portadoras, pero esos símbolos pueden asignarse a tiempos diferentes. Además, la cantidad de (sub) portadoras usadas por un grupo de portadoras puede cambiar a lo largo del tiempo.

Modalidad 16 Como la Modalidad 10, la presente modalidad describe un método para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación usando una matriz unitaria cuando N es un número impar .

En el método para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación a lo largo de un ciclo con intervalos 2N, las matrices de precodificación preparadas para los 2N intervalos se representan del siguiente modo.

Matemática 294 Ecuación 253 para i = 0, 1, 2, N - 2, N - 1 Sea OÍ un valor fijo (no según i) , donde a > 0 Matemática 295 Ecuación 254 para i = N, N + l, N + 2, ..., 2N - 2 , 2N - 1 : Sea OÍ un valor fijo (no según i) , donde o¡ > 0. (Sean o¡ de la Ecuación 253 y de la Ecuación 254 del mismo valor) .

A partir de la condición #5 (Matemática 106) y la condición #6 (Matemática 107) de la Modalidad 3, las siguientes condiciones son importantes en la Ecuación 253 para lograr datos de recepción de excelente calidad.

Matemática 296 Condición #46 ee^)-e ? ¿ fye for Vjc> Vy {x? y.x> y= 0,i,2,---,N-2,N-i) (x es 0, 1, 2, N - 2, N - 1 ; y es 0, 1, 2, N - 2, N - 1; y x ? y) .

Matemática 297 Condición #47 ^(ft,(*)nftÁ*h*)? ¿[Qnb)-0¿y)-*) for V , /y (X? y¦ X, y = 0,1,2, · · ·,N - 2,N - 1) (x es 0, 1, 2, ..., ? - 2, ? - 1 ; y es 0, 1, 2, ..., ? - 2, ? - 1; y x ? y) .

Se considera el agregado de la siguiente condición. Matemática 298 Condición #48 <9???=<9p( + ? for /x(x = X2,---,N-2,N-l) y ??=?2^+ ?) fv\/y(y = 0X2,-,N-2,N-l) A continuación, a fin de distribuir uniformemente los puntos de recepción deficiente con respecto a la fase en el plano complejo, del modo descrito en la Modalidad 6, se proveen la Condición #49 y la Condición #50.

Matemática 299 Condición #49 (ø„(*')-&,(*÷')) ? j(W „M) =e<»> forV (, = 0a,2,., -2) Matemática 300 Condición #50 for V ( = 0,l,2, - - -, iV -2) En otras palabras, la Condición #49 significa que diferencia de fase es de 2n/N radianes. Por otra parte, la Condición #50 significa que la diferencia de fase es de -2n/N radianes .

Siendo T?1(0) - ?2?(0) = 0 radianes, y siendo a > 1, la distribución de puntos de recepción deficiente para si y para s2 en el plano complejo de N = 3 se muestra en las figuras 60A y 60B. Como resulta claro en las figuras 60A y 60B, en el plano complejo, la distancia mínima entre los puntos de recepción deficiente para si se mantiene grande, y de manera similar, la distancia mínima entre los puntos de recepción deficiente para s2 también se mantiene grande. Se crean condiciones similares cuando < 1. Asimismo, al comparar con las figuras 45A y 45B de la Modalidad 10, haciendo las mismas consideraciones que en la Modalidad 9, aumenta la probabilidad de una mayor distancia entre los puntos de recepción deficiente en el plano complejo cuando N es un número impar en comparación con la situación en que N es un número par. Sin embargo, cuando N es pequeño, por ejemplo cuando N = 16, la distancia mínima entre los puntos de recepción deficiente en el plano complejo puede garantizarse que sea de cierta longitud, pues la cantidad de puntos de recepción deficiente es pequeña. Por consiguiente, cuando N= 16, incluso si N es un número par, existen casos en que puede garantizarse la calidad de recepción de datos.

Por lo tanto, en el método para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificacion en base a las Ecuaciones 253 y 254, cuando N se establece en un número impar, es alta la probabilidad de mej orar la calidad de recepción de datos . Las matrices de precodificacion F [0] -F [2N - 1] se generan en base a las Ecuaciones 253 y 254 (las matrices de precodificacion F[0]-F[2N - 1] pueden estar en cualquier orden para los 2N intervalos del ciclo) . El número de símbolo 2Ni puede precodificarse usando F [0] , el número de símbolo 2Ni + 1 puede precodificarse usando F[l], y el número de símbolo 2N x i + h puede precodificarse usando F [h] , por ejemplo (h = 0, 1, 2, 2N - 2, 2N - 1) . (En ese caso, del modo descrito en las Modalidades anteriores, no es necesario efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificacion) . Asimismo, cuando el método de modulación tanto para si como para s2 es 16QAM, si OÍ se fija como en la Ecuación 233, puede lograrse el efecto ventajoso de aumentar la distancia mínima entre 16 x 16 = 256 puntos de señal en el plano IQ para un entorno LOS específico.

Las condiciones siguientes son posibles como condiciones que difieren de la Condición #48: Matemática 301 Condición #51 for Vjc> yy {?? y. ? y = Nf ? + ? ?+ 2>... N-2,2N -1) (donde ? es ?, ? + 1, ? + 2, ..., 2? - 2, 2? - 1; y es ?, ? + 1, ? + 2, ..., 2? - 2, 2? - 1; y ? ? y) .

Matemática 302 Condición #52 forVc, V (x? y; x, y = N, N+\,N+2,- ·•,2N-2,2N -1) (donde x es N, N + 1, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y es , N + 1, N + 2, ..., 2N - 2, 2N - 1; y x ? y) .

En ese caso, cumpliendo la Condición #46, la Condición #47, la Condición #51 y la Condición #52, aumenta la distancia en el plano complejo entre los puntos de recepción deficiente para si, como lo hace la distancia entre los puntos de recepción deficiente para s2, logrando así datos de recepción de excelente calidad.

En la presente modalidad, se ha descrito el método para estructurar 2N diferentes matrices de precodificación para un método para efectuar saltos de precodificación con un ciclo de 2N intervalos de tiempo. En ese caso, cuando se preparan las 2N diferentes matrices de precodificación, F[0], F[l], F[2], F[2N - 2] , F [2N - 1] . En la presente modalidad, se ha descrito un e emplo de un método de transmisión de una sola portadora y, por lo tanto, se ha descrito el caso de disponer los símbolos en el orden F[0] , F[l], F[2], F[2N - 2], F [2N - 1] en el dominio de tiempo (o el dominio de frecuencia) . La presente invención no está limitada de este modo, sin embargo, y las 2N diferentes matrices de precodificación F [0] , F [1] , F [2] , F [2N - 2] , F [2N - 1] generadas en la presente modalidad pueden adaptarse a un método de transmisión multi-portadora tal como un método OFDM de transmisión o similar. Como en la Modalidad 1, como un método de adaptación en ese caso, pueden cambiar las ponderaciones de precodificación disponiendo los símbolos en el dominio de frecuencia y en el dominio de frecuencia-tiempo . Obsérvese que se ha descrito un método para efectuar saltos de precodificación con un ciclo de 2N intervalos de tiempo, pero pueden obtenerse los mismos efectos ventajosos usando aleatoriamente 2N diferentes matrices de precodificación . En otras palabras, las 2N diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un ciclo regular .

Además, en el método para efectuar saltos de matriz de precodificación a lo largo de un período (ciclo) de intervalo H (siendo H un número natural mayor que la cantidad de intervalos 2N del período (ciclo) del precedente método para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación) , cuando se incluyen las 2N diferentes matrices de precodificación de la presente modalidad, aumenta la probabilidad de excelente calidad de recepción.

Modalidad Al En la presente modalidad, los datos se transmiten jerárquicamente, y se describe en detalle un método de transmisión que adopta el método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación descritas en las Modalidades 1-16.

Las figuras 61 y 62 son un ejemplo, de acuerdo con la presente modalidad, de la estructura de un aparato de transmisión en una estación difusora. Un codificador de corrección de errores (6101_1) de una corriente base (capa base) recibe información (6100_1) de la corriente base (capa base) como entrada, realiza la codificación de corrección de errores, y da salida a la información codificada (6102_1) de la corriente base (capábase).

Un codificador de corrección de errores (6101_2) para una corriente de incremento (capa de realce) recibe información (6100_2) de la corriente de incremento (capa de realce) como entrada, realiza la codificación de corrección de errores y da salida a información codificada (6102_2) de la corriente de incremento (capa de realce) .

Un interpolador (6103_1) recibe la información codificada (6102_1) de la corriente base (capábase) como entrada, aplica el interpolación, y da salida a datos interpolados y codificados (6104_1) .

De manera similar, un interpolador (6103_2) recibe la información codificada (6102_2) en la corriente de incremento (capa de realce) como entrada, aplica la interpolación y da salida a datos interpolados y codificados (6104_2) .

Un correlacionador (6105_1) recibe los datos interpolados y codificados (6104_1) y una señal de información relativa al método de transmisión (6111) como entrada, realiza la modulación de acuerdo con un método de modulación predeterminado en base al método de transmisión indicado por la señal de información relativa al método de transmisión (6111) , y da salida a una señal de banda base (6106_1) (correspondiente a Si(t) (307A) en la figura 3) y una señal de banda base (6106_2) (correspondiente a s2(t) (307B) en la figura 3) . La información (6111) relativa al método de transmisión es, por ejemplo, información tal como el sistema de transmisión para la transmisión jerárquica (el método de modulación, el método de transmisión y la información sobre matrices de precodificación empleadas cuando se adopta un método de transmisión que conmuta regularmente entre las matrices de precodif icación) , el método de codificación de corrección de errores (tipo de codificación, velocidad de codificación) y similares.

De manera similar, un correlacionador (6105_2) recibe los datos interpolados y codificados (6104_2) y la señal de información relativa al método de transmisión (6111) como entrada, realiza la modulación de acuerdo con un método de modulación predeterminado en base al método de transmisión indicado por la señal de información relativa al método de transmisión (6111) , y da salida a una señal de banda base (6107_1) (correspondiente a Si(t) (307A) en la figura 3) y una señal de banda base (6107_2) (correspondiente a s2(t) (307B) en la figura 3) .

Un precodificador (6108_1) recibe la señal de banda base (6106_1) (correspondiente a Si(t) (307A) en la figura 3) , la señal de banda base (6106_2) (correspondiente a s2 (t) (307B) en la figura 3) , y la señal de información relativa al método de transmisión (6111) como entrada, realiza la precodificación en base al método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación tal como indica la señal de información relativa al método de transmisión (6111) , y da salida a una señal de banda base precodificada (6109_1) (correspondiente a Zi(t) (309A) en la figura 3) y una señal de banda base precodificada (6109_2) (correspondiente a z2(t) (309B) en la figura 3).

De manera similar, un precodificador (6108_2) recibe la señal de banda base (6107_1) (correspondiente a Si(t) (307A) en la figura 3) , la señal de banda base (6107_2) (correspondiente a s2(t) (307B) en la figura 3) , y la señal de información relativa al método de transmisión (6111) como entrada, realiza la precodificación en base al método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación tal como indica la señal de información relativa al método de transmisión (6111) , y da salida a una señal de banda base precodificada (6110_1) (correspondiente a Zi(t) (309A) en la figura 3) y una señal de banda base precodificada (6110_2) (correspondiente a z2(t) (309B) en la figura 3) .

En la figura 62, una unidad de reordenación (6200_1) recibe la señal de banda base precodificada (6109_1) y la señal de banda base precodificada (6110_1) como entrada, realiza el reordenación, y da salida a una señal de banda base precodificada y reordenada (6201_1) .

De manera similar, una unidad de reordenación (6200_2) recibe la señal de banda base precodificada (6109_2) y la señal de banda base precodificada (6110_2) como entrada, realiza el reordenación, y da salida a una señal de banda base precodificada y reordenada (6201_2) .

Un procesador relacionado con OFDM (6202_1) recibe la señal de banda base precodificada y reordenada (6201_1) , aplica el procesamiento de señales descrito en la Modalidad 1, y da salida a una señal de transmisión (6203_1) . A la señal de transmisión (6203_1) se le da salida desde una antena (6204_1) .

De manera similar, un procesador relacionado con OFDM (6202_2) recibe la señal de banda base precodificada y reordenada (6201_2) , aplica el procesamiento de señales descrito en la Modalidad 1, y da salida a una señal de transmisión (6203_2) . A la señal de transmisión (6203_2) se le da salida desde una antena (6204_2) .

La figura 63 ilustra las operaciones del precodif cador (6108_1) de la figura 61. El precodificador (6108_1) conmuta regularmente entre las matrices de precodificación, y la estructura y operaciones del precodificador (6108_1) son similares a la estructura y operaciones descritas en las figuras 3 , 6 , 22 y similares . Cuando la figura 61 ilustra el precodificador (6108_1) , la figura 63 muestra las operaciones para ponderar la corriente base (capa base) . Tal como se muestra en la figura 63, cuando el precodificador 6108_1 realiza la ponderación, es decir, cuando el precodificador 6108_1 genera una señal de banda base precodificada que realiza la precodificación, Zi(t) y z2(t) se genera un resultado de la precodificación que conmuta regularmente entre las matrices de precodificación . La precodificación de la corriente base (capa base) se fija en un ciclo de ocho intervalos entre los cuales conmuta la matriz de precodificación . Las matrices de precodificación para la ponderación están representadas como F [0] , F [1] , F [2] , F [3] , F [4] , F [5] , F [6] y F [7] . Los símbolos de las señales precodificadas zx(t) y z2(t) están representados como 6301 y 6302. En la figura 63, se representa un símbolo como "B #X F [Y] " , que se refiere al símbolo Xavo de la corriente base (capa base) que se precodifica con la matriz de precodificación F [Y] (donde Y es cualquier entero de 0 a 7) .

La figura 64 ilustra las operaciones del precodificador (6108_2) de la figura 61. El precodificador (6108_2) conmuta regularmente entre las matrices de precodificación, y la estructura y operaciones del precodificador (6108_2) son similares a la estructura y operaciones descritas en las figuras 3, 6, 22 y similares . Cuando la figura 61 ilustra el precodificador (6108_2) , la figura 64 muestra las operaciones para la ponderación de la corriente de incremento (capa de realce) . Tal como se muestra en la figura 64, cuando el precodificador 6108_2 realiza la ponderación, es decir cuando el precodificador 6108_2 genera una señal de banda base precodificada realizando precodificación, zx(t) y z2(t) se genera un resultado de la precodificación que conmuta regularmente entre las matrices de precodificación. La precodificación de la corriente de incremento (capa de realce) se fija en un ciclo de cuatro intervalos entre los cuales conmuta la matriz de precodificación . Las matrices de precodificación para la ponderación están representadas como f [0] , f [1] , f [2] y f [3] . Los símbolos de las señales precodificadas Zi(t) y z2(t) están representados como 6403 y 6404. En la figura 64, se representa un símbolo como "E #X f [Y] " , que se refiere al Xavo símbolo de la corriente de incremento (capa de realce) que se precodifica con la matriz de precodificación f [Y] (donde Y es cualquier entero de 0 a 4) .

Las figuras 65A y 65B muestran el método para reordenar los símbolos de la unidad de reordenación (6200_1) y la unidad de reordenación (6200_2) de la figura 62. La unidad de reordenación (6200_1) y la unidad de reordenación (6200_2) disponen los símbolos mostrados en las figuras 63 y 64 en el dominio de frecuencia y de tiempo, tal como se muestra en las figuras 65A y 65B. Durante la transmisión, se transmiten los símbolos de la misma (sub)portadora y simultáneos, en la misma frecuencia y al mismo tiempo desde diferentes antenas. Obsérvese que la disposición de los símbolos en los dominios de frecuencia y de tiempo, tal como se muestra en las figuras 65A y 65B, es sólo un ejemplo. Los símbolos pueden disponerse en base al método descrito en la Modalidad 1.

Cuando se transmiten la corrientebase (capábase) y la corriente de incremento (capa de realce) , es necesario es necesario que la calidad de recepción de datos de la corriente base (capa base) se haga superior a la calidadde recepcióndedatosde la corrientede incremento (capade realce) , debido a la naturaleza de las corrientes (capas) . Por lo tanto, como en la presente modalidad, cuando se usa unmétodo para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación, el método de modulación al transmitir la corriente base (capa base) se fija de manera que difiere del método de modulación al transmitir la corriente de incremento (capa de realce) . Por ej . , es posible usar uno de los modos #l-#5 como en la Tabla 3.

Tabla 3 Ajustando de forma correspondiente el método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación usado cuando se transmite la corriente base (capa base) a fin de que difiera del método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación usado cuando se transmite la corriente de incremento (capa de realce) , es posible mejorar la calidad de recepción de datos en el aparato de recepción o simplificar la estructura del aparato de transmisión y el aparato de recepción. Como ejemplo, tal como se muestra en las figuras 63 y 64, cuando se usan un método para modular por nivel demodulación (la cantidad de puntos de señal en el plano IQ) , puede ser mejor que difieran los métodos para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación . Por lo tanto, es efectivo un método para establecer los ciclos del método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación usado al transmitir la corriente base (capa base) a fin de que difieran de los ciclos del método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación usado al transmitir la corriente de incremento (capa de realce) , pues ese método de establecimiento mejora la calidad de recepción de datos en el aparato de recepción o simplifica la estructura del aparato de transmisión y el aparato de recepción. Como alternativa, puede hacerse que el método para estructurar las matrices de precodificación del método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación usado al transmitir la corriente base (capa base) difiera del método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación usado al transmitir la corriente de incremento (capa de realce) . Por consiguiente, el método para conmutar entre las matrices de precodificación se establece tal como se muestra en la Tabla 4 para cada uno de los modos que pueden fijarse para los métodos de modulación de las corrientes (capas) de la Tabla 3. (En las Tablas 4, A, B, C y D se indican diferentes métodos para conmutar entre las matrices de precodificación) .

Tabla 4 Por consiguiente, en el aparato de transmisión de la estación difusora de las figuras 61 y 62, cuando el método de modulación conmuta entre los correlacionadores (6105_1 y 6105_2) , el método de precodificación conmuta entre los precodificadores (6108_1 y 6108_2) . Obsérvese que la Tabla 4 no es más que un ejemplo El método para conmutar entre las matrices de precodificación puede ser igual incluso si difiere el método de modulación. Por ejemplo, el método para conmutar entre las matrices de precodificación puede ser igual para 64QAM y para 256QAM. El punto importante es que, cuando se admiten múltiples métodos de modulación, haya al menos dos métodos para conmutar entre las matrices de precodificación . Este punto no está limitado al uso de la transmisión jerárquica; estableciendo la relación precedente entre el método de modulación y el método para conmutar entre las matrices de precodificación incluso cuando no se usa la transmisión jerárquica, es posible mejorar la calidad de recepción de datos en el aparato de recepción o simplificar la estructura del aparato de transmisión y el aparato de recepción.

Es posible que un sistema no sólo admita la transmisión jerárquica de forma exclusiva, sino también que admita la transmisión que no es jerárquica. En ese caso, cuando la transmisión no es jerárquica, en las figuras 61 y 62, se detienen las operaciones de unidades funcionales relacionadas con la corriente de incremento (capa de realce) y sólo se transmite la corriente base (capa base) . La Tabla 5 corresponde a la Tabla 4 y muestra, para este caso, la correspondencia entre el modo determinable , el método de modulación y el método para conmutar entre las matrices de precodificación .

Tabla 5 En la Tabla 5, los modos #l-#5 son los modos usados para la transmisión jerárquica, y los modos #6-#10 son los modos cuando transmisión que no es jerárquica. En ese caso, el método para conmutar entre las matrices de precodificación se establece apropiadamente para cada modo.

A continuación, se describen las operaciones del aparato de recepción cuando se admite la transmisión jerárquica, la estructura del aparato de recepción en la presente modalidad puede ser la estructura de la figura 7, descrita en la Modalidad 1. En ese caso, la estructura de la unidad de procesamiento de señales 711 de la figura 7 se muestra en la figura 66.

En la figura 66, 6601X es una estimación de señal de canal correspondiente a la estimación de señal de canal 706_1 de la figura 7. 6602X es una estimación de señal de canal correspondiente a la estimación de señal de canal 706_2 de la figura 7. 6603X es una señal de banda base correspondiente a la señal de banda base 704_X de la figura 7.6604 es una señal relativa a la información sobre el método de transmisión indicada por el aparato de transmisión y corresponde a la señal 710 relativa a la información sobre el método de transmisión indicado por el aparato de transmisión. 6601Y es una estimación de señal de canal correspondiente a la estimación de señal de canal 708_1 de la figura 7.6602Y es una estimación de señal de canal correspondiente a la estimación de señal de canal 708_2 de la figura 7. 6603Y es una señal de banda base correspondiente a la señal de banda base 704_Y de la figura 7.

Una unidad clasificadora de señales (6605) recibe las estimaciones de señal de canal (6601X, 6602X, 6601Y, 6602Y) , las señales de banda base (6603X, 6603Y) y la señal relativa a la información sobre el método de transmisión indicado por el aparato de transmisión (6604) como entrada y, en base a la señal relativa a la información sobre el método de transmisión indicado por el aparato de transmisión (6604) , clasifica la entrada en señales relacionadas con la corriente base (capa base) y la información de la corriente de incremento (capa de realce) , dando salida a las estimaciones de señal de canal de la corriente base (6606_1, 6607_1, 6609_1, y 6610_1) , las señales de banda base de la corriente base (6608_1, 6611_1) , las estimaciones de señal de canal de la corriente de incremento (6606_2, 6607_2, 6609_2, y 6610_2) y las señales de banda base de la corriente de incremento (6608_2, 6611_2) .

Una unidad de cálculo de razón de detección y verosimilitud logarítmica (6612_1) es una unidad de procesamiento de la corriente base (capa base) que recibe las estimaciones de señal de canal de la corriente base (6606_1, 6607_1, 6609_1, y 6610_1) , las señales de banda base de la corriente base (6608_1, 6611_1) y la señal relativa a la información sobre el método de transmisión indicado por el aparato de transmisión (6604) como entrada, estima el método de modulación y el método para conmutar entre las matrices de precodificación usado para la corriente base (capa base) de la señal relativa a la información sobre el método de transmisión indicado por el aparato de transmisión (6604) y, en base al método de modulación y al método para conmutar, decodifica la precodificación, calcula la razón de verosimilitud logarítmica por cada bit, y da salida a una señal de razón de verosimilitud logarítmica (6613_1) . Obsérvese que la unidad de cálculo de razón de detección y verosimilitud logarítmica (6612_1) realiza la detección y decodificación de la precodificación y da salida a una señal de razón de verosimilitud logarítmica incluso para los modos #6-#10 para los cuales no existe ninguna corriente de incremento (capa de realce) en la Tabla 5.

Una unidad de cálculo de razón de detección y verosimilitud logarítmica (6612_2) es una unidad de procesamiento de la corriente de incremento (capa de realce) que recibe las estimaciones de señal de canal de la corriente de incremento (6606_2, 6607_2, 6609_2, y 6610_2) , las señales de banda base de la corriente de incremento (6608_2, 6611_2) y la señal relativa a la información sobre el método de transmisión indicado por el aparato de transmisión (6604) como entrada, estima el método de modulación y el método para conmutar entre las matrices de precodificación usado para la corriente de incremento (capa de realce) de la señal relativa a la información sobre el método de transmisión indicado por el aparato de transmisión (6604) y, en base al método de modulación y el método para conmutar, decodifica la precodificación, calcula la razón de verosimilitud logarítmica por cada bit, y da salida a una señal de razón de verosimilitud logarítmica (6613 2) . Obsérvese que se detienen las operaciones de los modos #6-#10 para los cuales no existe ninguna corriente de incremento (capa de realce) en la Tabla 5.

En el aparato de transmisión descrito con respecto a las figuras 61 y 62, sólo se ha descrito el método de transmisión jerárquica, pero en la práctica, además de la información sobre el método para la transmisión jerárquica, también es necesario transmitir al aparato de recepción la información relativa al método de transmisión para la transmisión jerárquica (el método de modulación, el método de transmisión y la información sobre las matrices de precodificación usadas cuando se adopta un método de transmisión que conmuta regularmente entre las matrices de precodificación) , el método de codificación de corrección de errores (tipo de codificación, velocidad de codificación) y similares . Además, en el aparato de recepción, los símbolos piloto, los símbolos de referencia y los preámbulos para la estimación de canal (estimación de fluctuaciones en el canal) , la sincronización de frecuencias la estimación de desplazamiento de frecuencia y la detección de señales tienen una estructura de tramas que existe en una señal transmitida por separado. Obsérvese que esto vale no sólo para la Modalidad Al, sino también para la Modalidad A2 y las modalidades subsiguientes.

Un desinterpolador (6614_1) recibe la señal de razón de verosimilitud logarítmica (6613_1) como entrada, reordena la señal, y da salida a una señal de razón de verosimilitud logarítmica desinterpolada (6615_1) . De manera similar, un desinterpolador (6614_2) recibe la señal de razón de verosimilitud logarítmica (6613_2) como entrada, reordena la señal, y da salida a una señal de razón de verosimilitud logarítmica desinterpolada (6615_2) .

Un decodificador (6616_1) recibe la señal de razón de verosimilitud logarítmica desinterpolada (6615_1) como entrada, realiza la decodificación de corrección de errores y da salida a la información recibida (6617_1) . De manera similar, un decodificador (6616_2) recibe la señal de razón de verosimilitud logarítmica desinterpolada (6615_2) como entrada, realiza la decodificación de corrección de errores y da salida a la información recibida (6617_2) .

Cuando existe un modo de transmisión, como en la Tabla 5, son posibles los siguientes métodos.

Del modo descrito en la Modalidad 1, el aparato de transmisión transmite la información relativa a las matrices de precodificación usadas en el método para conmutar entre, las matrices de precodificación. Las unidades de cálculo de proporción de detección y verosimilitud logarítmica (6612_1 y 6612_2) obtienen esa información y decodifican la precodificación .

Del modo descrito en la Modalidad 7, los dispositivos de transmisión y recepción comparten de antemano la información de la Tabla 5, y el aparato de transmisión transmite la información en el modo. En base a la Tabla 5, el aparato de recepción estima las matrices de precodificación usadas en el método para conmutar entre las matrices de precodificacion y decodifica la precodificación.

Como ya se describió, en el caso de transmisión jerárquica, usar los métodos precedentes para conmutar entre las matrices de precodificación logra el efecto de mejorar la calidad de recepción de datos. En la presente modalidad, los ejemplos se han descrito con ciclos de cuatros intervalos y ocho intervalos en el método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación, pero los ciclos no están limitados a esto. Por consiguiente, en el caso de un método para efectuar saltos de precodificación con un ciclo de N intervalos, son necesarias N diferentes matrices de precodificación . En ese caso, F[0] , F[l] , F[2], F[N - 2] , F[N - 1] se preparan como las N diferentes matrices de precodificación . En la presente modalidad, se han descrito como dispuestas en el dominio de frecuencia en el orden de F[0] , F[l] , F[2] , F[N - 2] , F[N - 1] , pero la disposición no está limitada a esto. Con N diferentes matrices de precodificación F[0] , F[l] , F[2] , F[N - 2] , F[N - 1] generadas en la presente modalidad, pueden cambiar las ponderaciones de precodificación disponiendo los símbolos en el dominio de tiempo o en los dominios de frecuencia/tiempo como en la Modalidad 1. Obsérvese que se ha descrito un método para efectuar saltos de precodificación con un ciclo de N intervalos, pero pueden obtenerse los mismos efectos ventajosos usando aleatoriamente N diferentes matrices de precodificación . En otras palabras, las N diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un ciclo regular.

En la Tabla 5, como un ejemplo de cuando transmisión no es jerárquica, se ha descrito que en algunos modos, n ose usa un método de transmisión jerárquica en el método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación, pero los modos no están limitados a esto. Del modo descrito en la Modalidad 15, un sistema MIMO de multiplexación espacial, un sistema de transmisión MIMO en que sean fijas las matrices de precodificación, un método de codificación de bloques espacio-tiempo y un modo de transmisión de sólo una corriente pueden existir por separado del método de transmisión j erárquica descrito en la presente modalidad, y el aparato de transmisión (estación difusora, estación de base) puede seleccionar el método de transmisión entre esos modos. En ese caso, en el sistema MIMO de multiplexación espacial , el sistema de transmisión MIMO en que son fijas las matrices de precodificación, el método de codificación de bloques espacio-tiempo y el modo de transmisión de una sola corriente, pueden admitirse tanto la transmisión que es jerárquica como la transmisión que no es jerárquica. También pueden existir modos que usan otros métodos de transmisión. La presente modalidad puede adaptarse también a la Modalidad 15 de manera que se usa el método de transmisión jerárquica que utiliza el método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación, del modo descrito en la presente modalidad, en cualquiera de las (sub) portadoras de la Modalidad 15. (Modalidad A2 ) En la Modalidad Al , se ha descrito un método para lograr transmisión jerárquica con métodos para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación . En la presente modalidad, se describe un modo diferente de lograr la transmisión jerárquica.

Las figuras 67 y 68 muestran la estructura de un aparato de transmisión cuando se realiza la transmisión jerárquica de la presente modalidad. Los elementos constitutivos que son iguales a los de las figuras 61 y 62 están etiquetados con los mismos signos de referencia. La diferencia entre la figura 67 y la figura 61 es que no se provee el precodificador 6108_1. La presente modalidad difiere de la Modalidad Al en que no se precodifica la corriente base (capa) .

En la figura 67, el correlacionador (6105_1) recibe los datos interpolados y codificados (6104_1) y la señal de información relativa al método de transmisión (6111) como entrada, realiza correlación de acuerdo con un método de modulación predeterminado en base a la señal de información relativa al método de transmisión (6111), y da salida a una señal de banda base (6700).

In figura 68, la unidad de reordenación (6200_lj recibe la señal de banda base (6700) , la señal de banda base precodificada (6110_1) y la señal de información relativa al método de transmisión (6111) como entrada, realiza el reordenación en base a la señal de información relativa al método de transmisión (6111) y da salida a la señal de banda base reordenada (6201_1) .

La unidad de reordenación (6200 2) recibe la señal de banda base precodificada (6110_2) y la señal de información relativa al método de transmisión (6111) como entrada, realiza la reordenación en base a la señal de información relativa al método de transmisión (6111) y da salida a la señal de banda base reordenada (6201_2) .

La figura 69 muestra un ejemplo de estructura de símbolos en la señal de banda base de la figura 67. El grupo de símbolos está etiquetado 6901. En el grupo de símbolos (6901), los símbolos están representados como "B #X" , que se refiere al «xvo símbolo de la corriente base (capa base)". Obsérvese que la estructura de símbolos en la corriente de incremento (capa de realce) es tal como se muestra en la figura 64.

Las figuras 70A y 70B muestran el método de reordenación de la unidad de reordenación (6200_1) y la unidad de reordenación (6200_2) en la figura 68. Los símbolos mostrados en las figuras 64 y 69 se disponen en el dominio de frecuencia y de tiempo, tal como se muestra en las figuras 70A y 70B. En las figuras 70A y 70B, un "-" indica que no existe ningún símbolo. Durante la transmisión, los símbolos de la misma (sub) portadora y simultáneos se transmiten en la misma frecuencia y al mismo tiempo desde diferentes antenas. Obsérvese que la disposición de símbolos en los dominios de frecuencia y de tiempo, tal como se muestra en las figuras 70A y 70B, es sólo un ejemplo. Los símbolos pueden disponerse en base al método descrito en la Modalidad 1.

Cuando se transmiten la corriente base (capa base) y la corriente de incremento (capa de realce) , es necesario que la calidad de recepción de datos de la corriente base (capa base) se haga superior a la calidad de recepción de datos de la corriente de incremento (capa de realce) , debido a la naturaleza de las corrientes (capas) . Por lo tanto, como en la presente modalidad, cuando se transmite la corriente base, la calidad de recepción de datos se garantiza transmitiendo mediante sólo la señal modulada zx (es decir, sin transmitir la señal modulada z2) . Inversamente, cuando se transmite la corriente de incremento, se implementa la transmisión jerárquica usando un método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación, pues se prioriza la mejora de velocidad de transmisión. Por ej . , es posible usar uno de los modos #l-#9 como en la Tabla 6.

Tabla 6 El rasgo característico de la Tabla 6 es que el método de modulación para la corriente base (capa base) y el método de modulación para la corriente de incremento (capa de realce) puede ser el mismo. Esto es porque incluso si el método de modulación es el mismo, difieren la calidad de transmisión que pueden garantizarse para la corriente base (capa base) y la calidad de transmisión que pueden garantizarse para la corriente de incremento (capa de realce) , pues se usan diferentes métodos de transmisión para las dos corrientes (capas) .

La estructura de un aparato de transmisión de acuerdo con la presente modalidad se muestra en las figuras 7 y 66. La diferencia de las operaciones en la Modalidad Al es que la unidad de cálculo de razón de detección y verosimilitud logarítmica (6612_1) de la figura 66 no decodifica la precodificación .

En la corriente de incremento (capa de realce) , se usa un método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación . En tanto se transmita la información relativa al método de precodificación usado por el aparato de transmisión, el aparato de recepción podrá identificar el método de precodificación usado adquiriendo esa información. Si los dispositivos de transmisión y recepción comparten la información de la Tabla 6, otro método es para que el aparato de recepción identifique el método de precodificación usado para la corriente de incremento (capa de realce) adquiriendo la información de modo transmitida por el aparato de transmisión. Por consiguiente, el aparato de recepción de la figura 66 puede adquirir la razón de verosimilitud logarítmica de cada bit haciendo que la unidad de cálculo de razón de detección y verosimilitud logarítmica cambie el método de procesamiento de señales. Obsérvese que se han descrito los modos determinables con respecto a la Tabla 6, pero los modos no están limitados a esto. La presente modalidad puede lograrse de manera similar usando los modos para los métodos de transmisión descritos en la Modalidad 8 o los modos para los métodos de transmisión descritos en las Modalidades subsiguientes .

Como ya se describió, en el caso de la transmisión jerárquica, usar los métodos precedentes para conmutar entre las matrices de precodificación logra el efecto de mejorar la calidad de recepción de datos en el aparato de recepción.

Los ciclos de conmutación entre las matrices de precodificación del método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación no están limitados como en el caso anterior en la presente modalidad. Para que un método efectúe los saltos de precodificación con un ciclo de N intervalos, se necesitan N diferentes matrices de precodificación . En ese caso, F[0], F[l], F[2], F[N - 2] , F[N - 1] se preparan como las N diferentes matrices de precodificación . En la presente modalidad, se han descrito como dispuestas en el dominio de frecuencia en el orden de F[0], F[l], F[2], F[N - 2] , F[N - 1], pero la disposición no está limitada a esto. Con las N diferentes matrices de precodificación F[0], F[l], F[2], F [N - 2] , F [N - 1] generadas en la presente modalidad, pueden cambiarse las ponderaciones de precodificación disponiendo los símbolos en el dominio de tiempo o en los dominios de frecuencia/tiempo como en la Modalidad 1. Obsérvese que se ha descrito un método para efectuar saltos de precodificación con un ciclo de N intervalos, pero pueden obtenerse los mismos efectos ventajosos usando aleatoriamente N diferentes matrices de precodificación. En otras palabras, las N diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un ciclo regular.

Asimismo, se ha descrito la Tabla 6 como enumerando los modos para los métodos de transmisión jerárquica de la presente modalidad, pero los modos no están limitados a esto. Del modo descrito en la Modalidad 15, un sistema MIMO de multiplexación espacial, un sistema de transmisión MIMO en que están fijas las matrices de precodificación, un método de codificación de bloques espacio-tiempo, un modo de transmisión de una sola corriente y los modos para los métodos para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación pueden existir por separado del método de transmisión jerárquica descrito en la presente modalidad, y el aparato de transmisión (estación difusora, estación de base) puede seleccionar el método de transmisión entre esos modos. En ese caso, en el sistema MIMO de multiplexación espacial , el sistema de transmisión MIMO en que están fijas las matrices de precodificación, el método de codificación de bloques espacio-tiempo, el modo de transmisión de una sola corriente, y los modos para los métodos para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación, pueden admitirse tanto la transmisión que es jerárquica como la transmisión que no es jerárquica. También pueden existir modos que usan otros métodos de transmisión. La presente modalidad también puede adaptarse a la Modalidad 15 de manera que el método de transmisión jerárquica descrito en la presente modalidad se usa en cualquiera de las (sub) ortadoras de la Modalidad 15.

Modalidad A3 La presente modalidad describe la transmisión jerárquica que difiere de las Modalidades Al y A2.

Las figuras 71 y 72 muestran la estructura de un aparato de transmisión cuando se realiza la transmisión jerárquica de la presente modalidad. Los elementos constitutivos que son iguales en las figuras 61 y 62 están etiquetados con los mismos signos de referencia. La diferencia entre las figuras 71 y 61 es que se provee un codificador de bloques espacio-tiempo 7101. La presente modalidad difiere de la Modalidad A2 en que la codificación de bloques espacio-tiempo se realiza en la corriente base (capa) .

El codificador de bloques espacio-tiempo (7101) (que en algunos casos puede ser un codificador de bloques frecuencia-tiempo) de la figura 71 recibe una señal de banda base correlacionada (7100) y la señal de información relativa al método de transmisión (6111) como entrada, realiza la codificación de bloques espacio-tiempo en base a la señal de información relativa al método de transmisión (6111) y da salida una señal de banda base codificada en bloques espacio-tiempo (7102_1) (representada como Zi(t)) y la señal de banda base codificada en bloques espacio-tiempo (7102_2) (representada como z2(t)).

Si bien aquí se menciona como codificación de bloques espacio-tiempo, los símbolos que están codificados en bloques espacio-tiempo no están limitados a disponerse en orden en el dominio de tiempo. Los símbolos codificados en bloques espacio-tiempo pueden disponerse en orden en el dominio de frecuencia. Asimismo, los bloques pueden formarse con múltiples símbolos en el dominio de tiempo y múltiples símbolos en el dominio de frecuencia, y los bloques pueden disponerse apropiadamente (es decir disponerse usando los ejes tanto de tiempo como de frecuencia) .

En la figura 72, la unidad de reordenación (6200_1) recibe la señal de banda base codificada en bloques espacio-tiempo (7102_1) , la señal de banda base precodificada (6110_1) y la señal de información relativa al método de transmisión (6111) como entrada, realiza el reordenación en base a la señal de información relativa al método de transmisión (6111) y da salida a la señal de banda base reordenada (6201_1) .

De manera similar, la unidad de reordenación (6200_2) recibe la señal de banda base precodificada (7102_2), la señal de banda base precodificada (6110_2) y la señal de información relativa al método de transmisión (6111) como entrada, realiza el reordenación en base a la señal de información relativa al método de transmisión (6111) y da salida a la señal de banda base reordenada (6201_2) .

La figura 73 es un ejemplo de una estructura de símbolos en señales de banda base codificadas en bloques de espacio-tiempo (7102_1, 7102_2) a los que da salida el codificador de bloques espacio-tiempo (7101) de la figura 71. El grupo de símbolos (7301) corresponde a la señal de banda base codificada en bloques espacio-tiempo (7102_1) (representada como Zi(t) ) , y el grupo de símbolos (7302) corresponde a la señal de banda base codificada en bloques espacio-tiempo (7102_2) (representada como z2(t)).

El correlacionador (6105_1) de la figura 71 representa las señales como si, s2, s3 , s4 , s5, s6 , s7, s8, s9, slO, sil, sl2, ... en el orden en que se da salida a las mismas. El codificador de bloques espacio-tiempo (7101) de la figura 71 después realiza la codificación de bloques espacio-tiempo en si y s2, produciendo si, s2, si*, y -s2* (*: conjugado complej o) , a las que se da salida como en la figura 73. De manera similar, la codificación de bloques espacio-tiempo se realiza en los conjuntos (s3, s4), (s5, s6) , (s7, s8) , (s9, slO) , (sil, sl2), y los símbolos se disponen como en la figura 73. Obsérvese que la codificación de bloques espacio-tiempo no está limitada a la codificación descrita en la presente modalidad; la presente modalidad puede lograrse de manera similar usando la diferente codificación de bloques espacio-tiempo .

Las figuras 74A y 74B muestran un ejemplo del método de reordenación de la unidad de reordenación (6200_1) y la unidad de reordenación (6200_2) de la figura 72. La figura 74A es un ejemplo de disposición de los símbolos de la señal modulada ?? en el dominio de tiempo y el dominio de frecuencia. La figura 74B es un ejemplo de disposición de los símbolos de la señal modulada z2 en el dominio de tiempo y el dominio de frecuencia. Durante la transmisión, los símbolos de la misma (sub) portadora y simultáneos se transmiten en la misma frecuencia y al mismo tiempo desde diferentes antenas. El rasgo característico de las figuras 74A y 74B es que los símbolos codificados en bloques espacio-tiempo se disponen en el dominio de frecuencia en orden.

Las figuras 75A y 75B muestran un ejemplo del método de reordenación de la unidad de reordenación (6200_1) y la unidad de reordenación (6200_2) de la figura 72. La figura 75A es un ejemplo de disposición de los símbolos de la señal modulada ?? en el dominio de tiempo y el dominio de frecuencia. La figura 75B es un ejemplo de disposición de los símbolos de la señal modulada z2 en el dominio de tiempo y el dominio de frecuencia. Durante la transmisión, los símbolos de la misma (sub) portadora y simultáneos se transmiten en la misma frecuencia y al mismo tiempo desde diferentes antenas. El rasgo característico de las figuras 75A y 75B es que los símbolos codificados en bloques espacio-tiempo se disponen en el dominio de tiempo en orden.

Los símbolos codificados en bloques espacio-tiempo pueden por eso ordenarse en el dominio de frecuencia o en el dominio de tiempo. Cuando se transmiten la corriente base (capa base) y la corriente de incremento (capa de realce) , es necesario que la calidad de recepción de datos de la corriente base (capa base) se haga superior a la calidad de recepción de datos de la corriente de incremento (capa de realce) , debido a la naturaleza de las corrientes (capas) . Por lo tanto, como en la presente modalidad, cuando se transmite la corriente base, la calidad de recepción de datos se garantiza usando la codificación de bloques espacio-tiempo para lograr ganancia de diversidad. Inversamente, cuando se transmite la corriente de incremento, la transmisión jerárquica se implementa usando un método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación, pues se prioriza la mejora de la velocidad de transmisión. Por ej . , es posible usar uno de los modos #l-#9 como en la Tabla 7.

Tabla 7 El rasgo característico de la Tabla 7 es que el método de modulación para la corriente base (capa base) y el método de modulación para la corriente de incremento (capa de realce) puede ser el mismo. Esto es porque incluso si el método de modulación es el mismo, difieren la calidad de transmisión que puede garantizarse para la corriente base (capa base) y la calidad de transmisión que puede garantizarse para la corriente de incremento (capa de realce) , ya que se usan diferentes métodos de transmisión para las dos corrientes (capas) .

Obsérvese que los modos #l-#9 de la Tabla 7 son los modos para la transmisión jerárquica, pero también pueden admitirse los modos que no son para la transmisión jerárquica. En la presente modalidad, puede existir un solo modo para la codificación de bloques espacio-tiempo y un solo modo para la conmutación regular entre las matrices de precodificación como los modos que no son para la transmisión jerárquica, y cuando se admiten los modos para la transmisión jerárquica de la Tabla 7, el aparato de transmisión y el aparato de recepción de la presente modalidad pueden fijarse fácilmente en el modo correspondiente al solo modo para la codificación de bloques espacio-tiempo o el solo modo para la conmutación regular entre las matrices de precodificación .

Asimismo, en la corriente de incremento (capa de realce) , se usa un método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación . En tanto se transmita la información relativa al método de precodificación usada por el aparato de transmisión, el aparato de recepción podrá identificar el método de precodificación usado adquiriendo esa información. Si los dispositivos de transmisión y recepción comparten la información de la Tabla 7, otro método es para que el aparato de recepción identifique el método de precodificación usado para la corriente de incremento (capa de realce) , adquiriendo la información de modo transmitida por el aparato de transmisión. Por consiguiente, el aparato de recepción de la figura 66 puede adquirir la razón de verosimilitud logarítmica por cada bit haciendo que la unidad de cálculo de razón de detección y verosimilitud logarítmica cambie el método de procesamiento de señales. Obsérvese que se han descrito los modos determinables con respecto a la Tabla 7, pero los modos no están limitados a esto. La presente modalidad puede lograrse de manera similar usando los modos para los métodos de transmisión descritos en la Modalidad 8 o los modos para los métodos de transmisión descritos en las Modalidades subsiguientes .

Los ciclos de conmutación entre las matrices de precodificación del método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación no están limitados a lo anterior en la presente modalidad. Para que un método efectúe saltos de precodificación con un ciclo de N intervalos, son necesarias N diferentes matrices de precodificación . En ese caso, F[0] , F[l] , F[2], F[N - 2] , F[N - 1] se preparan como las N diferentes matrices de precodificación. En la presente modalidad, se han descrito como dispuestas en el dominio de frecuencia en el orden de F[0] , F[l] , F[2] , F[N - 2] , F [N - 1] , pero la disposición no está limitada a esto. Con las N diferentes matrices de precodificación F[0] , F[l] , F[2] , F[N - 2] , F[N - 1] generadas en la presente modalidad, pueden cambiarse las ponderaciones de precodificación disponiendo los símbolos en el dominio de tiempo o en los dominios de frecuencia/tiempo como en la Modalidad 1. Obsérvese que se ha descrito un método para efectuar saltos de precodificación con un ciclo de N intervalos, pero pueden obtenerse los mismos efectos ventajosos usando aleatoriamente N diferentes matrices de precodificación . En otras palabras, las N diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un ciclo regular.

Además, la Tabla 7 se ha descrito como detallando los modos para los métodos de transmisión jerárquica de la presente modalidad, pero los modos no están limitados de este modo. Del modo descrito en la Modalidad 15 , un sistema MIMO de multiplexación espacial, un sistema de transmisión MIMO en que están fijas las matrices de precodificación, un método de codificación de bloques espacio-tiempo, un modo de transmisión de una sola corriente, y los modos para los métodos para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación pueden existir por separado del método de transmisión jerárquica descrito en la presente modalidad, y el aparato de transmisión (estación difusora, estación de base) puede seleccionar el método de transmisión entre esos modos. En ese caso, en el sistema MIMO de multiplexación espacial , el sistema de transmisión MIMO en que están fijas las matrices de precodificacion, el método de codificación de bloques espacio-tiempo, el modo de transmisión de una sola corriente, y los modos para los métodos para conmutar regularmente entre las matrices de precodificacion, pueden admitirse tanto la transmisión que es jerárquica como la transmisión que no es jerárquica. También pueden existir modos que usan otros métodos de transmisión. La presente modalidad también puede adaptarse a la Modalidad 15 de manera que se usa el método de transmisión jerárquica descrito en la presente modalidad en cualquiera de las (sub) portadoras de la Modalidad 15.

Modalidad A4 La presente modalidad describe, en detalle, un método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificacion cuando se usa la codificación de bloques tal como se muestra en Literatura no de patentes 12 a Literatura no de patentes 15, por ejemplo un código cuasi cíclico de verificación de paridad de de baja densidad (QC-LPDC, por sus siglas en inglés) (o un código LDPC diferentes de un código QC-LDPC) , un código concatenado que consta de un código LDPC y un código Bose-Chaudhuri -Hocquenghem (BCH) u otros similares. Esta modalidad describe un ejemplo de transmisión de dos corrientes, si y s2. Sin embargo, en el caso de la codificación que utiliza códigos de bloque, cuando no es necesaria la información de control y otra por el estilo, la cantidad de bits de un bloque codificado coincide con la cantidad de bits que componen el código de bloque (se incluye allí, sin embargo, la información de control o similar mencionada a continuación) . En el caso de la codificación que usa códigos de bloque, cuando es necesaria la información de control o similar (p.ej., la verificación de redundancia cíclica (CRC, por sus siglas en inglés), los parámetros de transmisión, etc.), la cantidad de bits de un bloque codificado es la suma de la cantidad de bits que componen el código de bloque y la cantidad de bits de la información de control o similar.

La figura 76 muestra una modificación de la cantidad de símbolos y de intervalos necesarios para un solo bloque codificado cuando se usa la codificación de bloques. La figura 76 "muestra una modificación de la cantidad de símbolos y de intervalos necesarios para un solo bloque codificado cuando se usa la codificación de bloques" para el caso en que, por ejemplo tal como se muestra en el aparato de transmisión en la figura 4, se transmiten dos corrientes, si y s2, y el aparato de transmisión tiene un codificador. (En ese caso, el método de transmisión puede ser o transmisión de una sola portadora, o transmisión muítiportadora, tal como OFDM.) Tal como se muestra en la figura 76, la cantidad de bits que constituyen un bloque que se ha codificado por medio de la codificación de bloques se establece en 6 , 000. A fin de transmitir esos 6,000 bits, se requieren 3,000 cuando el método de modulación es QPSK, 1,500 cuando el método de modulación es 16QAM y 1,000 cuando el método de modulación es 64QAM.

Como el aparato de transmisión de la figura 4 transmite simultáneamente dos corrientes, se asignan a si , 1,500 de los 3, 000 símbolos cuando el método de modulación es QPSK, y 1,500 a s2. Por lo tanto, se requieren 1, 500 intervalos (aquí se usa el término "intervalo") para transmitir los 1,500 símbolos transmitidos en si y los 1,500 símbolos transmitidos en s2.

Mediante razonamiento similar, cuando el método de modulaciones 16QAM, son necesarios 750 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen un bloque codificado, y cuando el método de modulación es 64QAM, son necesarios 500 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen un bloque.

Lo siguiente describe la relación entre los intervalos definidos precedentemente y las matrices de precodificación del método para conmutar regularmente entre las matrices de pre-codificación. Aquí, la cantidad de matrices de precodificación preparadas para el método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación se establece en cinco. En otras palabras, se preparan cinco diferentes matrices de precodificación para la unidad de ponderación en el aparato de transmisión de la figura 4. Esa cinco diferentes matrices de precodificación se representan como F[0], F[l], F[2], F[3] y F[4].

Cuando el método de modulación es QPSK, entre los 1,500 intervalos descrito precedentemente para transmitir los 6,000 bits que constituyen un bloque codificado, es necesario que 300 intervalos usen la matriz de precodificación F [0] , 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[l], 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[2] , 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[3] y 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[4] . Esto se debe a que si se desea el uso de las matrices de precodificación, la calidad de recepción de datos es influenciada en gran medida por la matriz de precodificación que se usó mayor número de veces .

Cuando el método de modulación es 16QAM, entre los 750 intervalos descritos precedentemente para transmitir los 6,000 bits que constituyen un bloque codificado, es necesario que 150 intervalos usen la matriz de precodificación F[0] , 150 intervalos usen la matriz de precodificación F[l], 150 intervalos usen la matriz de precodificación F[2] , 150 intervalos usen la matriz de precodificación F[3] y 150 intervalos usen la matriz de precodificación F[4].

Cuando el método de modulación es 64QAM, entre los 500 intervalos descritos precedentemente para transmitir los 6,000 bits que constituyen un bloque codificado, es necesario que 100 intervalos usen la matriz de precodificación F [0] , 100 intervalos usen la matriz de precodificación F[l], 100 intervalos usen la matriz de precodificación F[2] , 100 intervalos usen la matriz de precodificación F[3] y 100 intervalos usen la matriz de precodificación F[4].

Como ya se describió, en el método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación, si hay N diferentes matrices de precodificación (representadas como F[0] , F[l] , F[2] , F [N - 2] , y F [N - 1] ) , cuando se transmiten todos los bits que constituyen un bloque codificado, debe cumplirse la condición #53, donde K0 es la cantidad de intervalos que usan la matriz de precodificación F[0] , Ki es la cantidad de intervalos que usan la matriz de precodificación F[l] , Ki es la cantidad de intervalos que usan la matriz de precodificación F[i] (i = 0, 1, 2, N - 1) y KN . i es la cantidad de intervalos que usan la matriz de precodificación F [N - 1] .

Condición #53 K0 = Ki = ... = Ki = ... = KN . i, es decir Ka = ¾ (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, N - 1 y a ? b) .

Si el sistema de comunicaciones admite múltiples métodos de modulación, y el método de modulación que se usa se selecciona entre los métodos de modulación admitidos, debe seleccionarse un método de modulación en el que se cumpla la Condición #53.

Cuando se admiten múltiples métodos de modulación, es típico que la cantidad de bits que pueden transmitirse en un solo símbolo varíe de método de modulación a método de modulación (aunque también es posible que la cantidad de bits sea la misma) , y por lo tanto algunos métodos de modulación tal vez no sean aptos para cumplir la Condición #53. En tal caso, en lugar de la Condición #53, debe cumplir la siguiente condición.

Condición #54 La diferencia entre Ka y Kb es 0 ó 1, es decir | Ka - Kb| es 0 ó 1 (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, N - 1 y a ? b) .

La figura 77 muestra una modificación de la cantidad de símbolos y de intervalos necesarios para un bloque codificado cuando se usa la codificación de bloques. La figura 77 "muestra una modificación de la cantidad de símbolos y de intervalos necesarios para un bloque codificado cuando se usa la codificación de bloques" en el caso en que, por ejemplo tal como se muestra en el aparato de transmisión de la figura 3 y de la figura 13, se transmiten dos corrientes, es decir si y s2, y el aparato de transmisión tiene dos codificadores. (En ese caso, el método de transmisión puede ser o transmisión de una sola portadora o transmisión multiportadora , tal como OFDM.) Tal como se muestra en la figura 77, la cantidad de bits que constituyen un bloque que se ha codificado por medio de la codificación de bloques se establece en 6,000. A fin de transmitir esos 6,000 bits, se requieren 3,000 símbolos cuando el método de modulación es QPSK, 1,500 cuando el método de modulación es 16QAM y 1,000 cuando el método de modulación es 64QAM.

El aparato de transmisión den la figura 3 o de la figura 13 transmite dos corrientes simultáneamente, y como se proveen dos codificadores, se transmiten diferentes bloques codificados en las dos corrientes. Por' consiguiente, cuando el método de modulación es QPSK, se transmiten dos bloques codificados en si y s2 dentro del mismo intervalo. Por ejemplo, un primer bloque codificado se transmite en si, y un segundo bloque codificado se transmite en s2 y, por lo tanto, se requieren 3,000 intervalos para transmitir los bloques codificados primero y segundo.

Mediante razonamiento similar, cuando el método de modulación es 16QAM, se necesitan 1,500 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen dos bloques codificados y, cuando el método de modulación es 64QAM, se necesitan 1,000 intervalos para transmitir todos los bits que constituyen dos bloques.

Lo siguiente describe la relación entre los intervalos definidos precedentemente y las matrices de precodificación del método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación . Aquí, la cantidad de matrices de precodificación preparadas para el método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación se fija en cinco. En otras palabras, se preparan cinco diferentes matrices de precodificación para la unidad de ponderación en el aparato de transmisión de la figura 3 o de la figura 13. Esas cinco diferentes matrices de precodificación se representan como F[0], F[l], F[2], F[3], y F[4] .

Cuando el método de modulación es QPSK, entre los 3, 000 intervalos descritos precedentemente para transmitir los 6,000 x 2 bits que constituyen dos bloques codificados, es necesario que 600 intervalos usen la matriz de precodificación F[0], 600 intervalos usen la matriz de precodificación F [1] , 600 intervalos usen la matriz de precodificación F[2], 600 intervalos usen la matriz de precodificación F[3] y 600 intervalos usen la matriz de precodificación F[4] . Esto se debe a que si se desvía el uso de las matrices de precodificación, la calidad de recepción de datos es influenciada en gran medida por la matriz de precodificación que se usó mayor número de veces.

Para transmitir el primer bloque codificado, es necesario que el intervalo que usa la matriz de precodificación F[0] ocurra 600 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[l] ocurra 600 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[2] ocurra 600 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[3] ocurra 600 veces y el intervalo que usa la matriz de precodificación F[4] ocurra 600 veces. Para transmitir el segundo bloque codificado, el intervalo que usuario la matriz de precodificación F[0] debe ocurrir 600 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F [1] debe ocurrir 600 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[2] debe ocurrir 600 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[3] debe ocurrir 600 veces y el intervalo que usa la matriz de precodificación F[4] debe ocurrir 600 veces.

De manera similar, cuando el método de modulación es 16QAM, entre los 1,500 intervalos descritos precedentemente para transmitir los 6,000 x 2 bits que constituyen dos bloques codificados, es necesario que 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[0] , 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[l] , 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[2] , 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[3] y 300 intervalos usen la matriz de precodificación F[4] .

Para transmitir el primer bloque codificado, es necesario que el intervalo que usa la matriz de precodificación F[0] ocurra 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[l] ocurra 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[2] ocurra 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[3] ocurra 300 veces y el intervalo que usa la matriz de precodificación F[4] ocurra 300 veces. Para transmitir el segundo bloque codificado, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[0] debe ocurrir 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F [1] debe ocurrir 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[2] debe ocurrir 300 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[3] debe ocurrir 300 veces y el intervalo que usa la matriz de precodificación F[4] debe ocurrir 300 veces.

De manera similar, cuando el método de modulación es 64QAM, entre los 1,000 intervalos descritos precedentemente para transmitir los 6,000 x 2 bits que constituyen dos bloques codificados, es necesario que 200 intervalos usen la matriz de precodificación F[0], 200 intervalos usen la matriz de precodificación F[l], 200 intervalos usen la matriz de precodificación F[2], 200 intervalos usen la matriz de precodificación F[3] y 200 intervalos usen la matriz de precodificación F[4].

Para transmitir el primer bloque codificado, es necesario para el intervalo que usa la matriz de precodificación F[0] ocurra 200 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[l] ocurra 200 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[2] ocurra 200 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[3] ocurra 200 veces y el intervalo que usa la matriz de precodificación F[4] ocurra 200 veces. Para transmitir el segundo bloque codificado, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[0] debe ocurrir 200 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F [1] debe ocurrir 200 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[2] debe ocurrir 200 veces, el intervalo que usa la matriz de precodificación F[3] debe ocurrir 200 veces y el intervalo que usa la matriz de precodificación F[4] debe ocurrir 200 veces.

Como ya se describió, en el método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación, si hay N diferentes matrices de precodificación (representadas como F[0] , F[l] , F[2] , F [N - 2] , y F [N - 1] ) , cuando se transmiten todos los bits que constituyen dos bloques codificados, debe cumplirse la Condición #55, donde K0 es la cantidad de intervalos que usan la matriz de precodificación F [0] , ?? es la cantidad de intervalos que usan la matriz de precodificación F[l] , Ki es la cantidad de intervalos que usan la matriz de precodif icación F[i] (i = 0, 1, 2, N - 1) y KN - I es la cantidad de intervalos que usan la matriz • de precodificación F [N - 1] .

Condición #55 K0 = Ki = ... = Ki = ... = KN . i, es decir Ka = Kb (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, N - 1 y a ? b) .

Cuando se transmiten todos los bits que constituyen el primer bloque codificado, debe cumplirse la Condición #56, donde K0<1 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F[0] , ??,? es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F[l] , Kitl es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F[i] (i = 0, 1, 2, N - 1) y KN . i(1 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F[N - 1] .

Condición #56 K0,i = 1;1 = ... = Ki(i = ... = ¾_ ?,?, es decir K3il = Kb(1 (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, N - 1 y a ? b) .

Cuando se transmiten todos los bits que constituyen el segundo bloque codificado, debe cumplirse la Condición #57, donde K0,2 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F[0] , Ki,2 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F[l] , Ki;2 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodificación F[i] (i = 0, 1, 2, N - 1) y KN . li2 es la cantidad de veces que se usa la matriz de precodif icación F [N - 1] .

Condición #57 K0,2 = ??,2 = .« = ii2 = ... = ?? . ?,2, es decir Ka,2 = b,2 (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, N - 1 y a ? b) .

Si el sistema de comunicaciones admite múltiples métodos de modulación, y el método de modulación que se usa se selecciona entre los métodos de modulación admitidos, el método de modulación seleccionado cumple preferentemente las Condiciones #55, #56 y #57.

Cuando se admiten múltiples métodos de modulación, es típico que la cantidad de bits que puede transmitirse en un símbolo varíe de método de modulación a método de modulación (aunque es posible también que la cantidad de bits sea la misma) y, por lo tanto, algunos métodos de modulación pueden no ser aptos pata cumplir las Condiciones #55, #56 y #57. En tal caso, en lugar de las Condiciones #55, #56 y #57, deben cumplirse las siguientes condiciones .

Condición #58 La diferencia entre ¾ y ¾ es 0 ó 1, es decir | Ka - ¾ | es 0 ó 1 (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, N - 1 y a ? b) .

Condición #59 La diferencia entre Ka,i y Kb,i es 0 ó 1, es decir |Ka,i - ¾,?| es 0 ó 1 (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, N - l y a ? b) .

Condición #60 La diferencia entre Ka<2 y ¾,2 es 0 ó 1, es decir |Ka,2 — Kb,21 es O ó 1 (para Va, Vb, donde a, b, = 0, 1, 2, N - l y a ? b) .

Asociar de este modo los bloques codificados con las matrices de precodificacion elimina la desviación de las matrices de precodificación que se usan para transmitir los bloques codificados, logrando así el efecto ventajoso de mejorar la calidad de recepción de datos por el aparato de recepción.

Por supuesto resulta preferido eliminar la desviación entre las matrices de precodificación que se usan; también resulta preferido, cuando N matrices de precodificación se almacenan en el aparato de transmisión, preparar la precodificación usando todas las N matrices de precodificación, y preparar la precodificación usando las N matrices de precodificación uniformemente. En este contexto, "uniformemente" se refiere a la diferencia entre la cantidad máxima de veces que se usa una de las matrices de precodificación y la cantidad mínima de veces que se usa una de las matrices de precodificación que sea como máximo una, como ya se describió.

Asimismo, si bien resulta preferido usar todas las N matrices de precodificación, en tanto la calidad de recepción en el punto de recepción de cada localización se lo más uniforme posible, la precodificación puede realizarse sin usar todas las N de las matrices de precodificación almacenadas, sino más bien conmutando regularmente entre las matrices de precodificación después de eliminar una cierta cantidad de matrices de precodificación . Al eliminar las matrices de precodificación, sin embargo, es necesario hacerlo uniformemente para garantizar la calidad de recepción en el punto de recepción de cada localización . Eliminar uniformemente las matrices de precodificación significa que si, por ejemplo, se preparan ocho matrices de precodificación F[0], F[l], F[2], F[3], F[4], F[5], F [6] , F[7] y F[8], se usan las matrices de precodificación F[0], F[2], F[4] y F[6], o se preparan dieciséis matrices de precodificación F [0] , F [1] , F [2] , F[14] y F[15] , se usan las matrices de precodificación F[0] , F[4] , F[8] y F[12] . Si se preparan dieciséis matrices de precodificación F [0] , F[l], F[2], F[14] yF[15], también pueden considerarse eliminadas uniformemente las matrices de premodificación, si se usan las matrices de precodificación F[0] , F[2], F[4], F[6], F[8], F[10], F [12] y F[14] , In la presente modalidad, del método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación, son necesarias N diferentes matrices de precodificación para un método para efectuar saltos de precodificación con un ciclo de N intervalos. En ese caso, se preparan F[0] , F[l] , F[2] , F [N -2] , F[N - 1] como las N diferentes matrices de precodificación . Esas matrices de precodificación pueden disponerse en el dominio de frecuencia en el orden de F[0], F[l], F[2], F[N - 2] , F [N - 1] , pero la disposición no está limitada a esto. Con N diferentes matrices de precodificación F[0], F[l], F[2], F[N - 2] , F [N - 1] generadas en la presente modalidad, pueden cambiarse las ponderaciones de precodificación disponiendo los símbolos en el dominio de tiempo o en los dominios de frecuencia/tiempo como en la Modalidad 1. Obsérvese que se ha descrito un método para efectuar saltos de precodificación con un ciclo de N intervalos, pero pueden obtenerse los mismos efectos ventajosos usando aleatoriamente N diferentes matrices de precodificación . En otras palabras, las N diferentes matrices de precodificación no deben usarse necesariamente en un ciclo regular.

Además, del modo descrito en la Modalidad 15, pueden existir un sistema MIMO de mültiplexación espacial, un sistema de transmisión MIMO en que están fijas las matrices de precodificación, un método de codificación de bloques espacio-tiempo, un modo de transmisión de una sola corriente y los modos para los métodos para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación, y el aparato de transmisión (estación difusora, estación de base) puede seleccionar el método de transmisión entre esos modos. En ese caso, en el sistema MIMO de mültiplexación espacial, el sistema de transmisión MIMO en que están fijas las matrices de precodificación, el método de codificación de bloques espacio-tiempo, el modo de transmisión de una sola corriente y los modos para los métodos para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación, resulta preferido implementar la presente modalidad en las ( sub) portadoras para las cuales se selecciona un método para conmutar regularmente entre las matrices de precodificación .

Modalidad Bl Lo que sigue describe un ejemplo estructural de una aplicación de los métodos de transmisión y los métodos de recepción mostrados en las modalidades precedentes y un sistema que usa la aplicación.

La figura 78 muestra un ejemplo de la estructura de un sistema que incluye los dispositivos que implantan los métodos de transmisión y los métodos de recepción descritos en las modalidades precedentes. El método de transmisión y el método de recepción descritos en las modalidades precedentes se implementan en un sistema de difusión digital 7800, tal como se muestra en la figura 78 , que incluye una estación difusora 7801 y una variedad de dispositivos de recepción tales como un televisión 7811, un grabador de DVD 7812 , un decodificador (STB) 7813, una computadora 7820, una televisión de automóvil 7841 y un teléfono móvil 7830. Específicamente, la estación difusora 7801 transmite datos multiplexados , donde se multiplexan los datos de video, los datos de audio y otros similares, usando los métodos de transmisión de las modalidades precedentes por una banda de difusión predeterminada .

Una antena (por ejemplo, las antenas 7810 y 7840) interna a cada aparato de recepción o provista externamente y conectada al aparato de recepción, recibe la señal transmitida de la estación difusora 7801. Cada aparato de recepción obtiene los datos multiplexados usando los métodos de recepción de las modalidades precedentes para remodular la señal recibida por la antena. De este modo, el sistema de difusión digital 7800 obtiene los efectos ventajosos de la presente invención descritos en las modalidades precedentes.

Los datos de video incluidos en los datos multiplexados se han codificado con un método de codificación de imágenes en movimiento de conformidad con una norma, tal como Grupo de expertos en imágenes móviles (MPEG) 2, MPEG4 -codificación de video avanzado (AVC) , VC-1 o similar. Los datos de audio incluidos en los datos multiplexados se han codificado con un método de codificación de audio de conformidad con una norma tal como codificación de audio (AC, por sus siglas en inglés) Dolby 3, Dolby Digital Plus, Meridian Lossless Packing (MLP-compresión sin pérdida de información) , Sistemas de Teatro Digital (DTS, por sus siglas en inglés) , DTS-HD, modulación de codificación por pulsos (PCM, por sus siglas en inglés) o similar.

La figura 79 es una vista esquemática que ilustra una estructura ej emplificativa de un aparato de recepción 7900 para llevar a cabo los métodos de recepción descritos en las modalidades precedentes. Tal como se muestra en la figura 79, un ejemplo de la estructura del aparato de recepción 7900 es configurar la unidad de módem como una LSI ( interfaz para inicio en bucle) (o un conjunto de chips) y configurar la unidad de codificación como una LSI (o conjunto de chips) por separado. El aparato de recepción 7900 mostrado en la figura 79 corresponde a un componente que está incluido, por ejemplo, en la televisión 7811, el grabador de DVD 7812, el decodificador STB 7813, la computadora 7820, la televisión de automóvil 7841, el teléfono móvil 7830 u otros similares como los ilustrados en la figura 78. El aparato de recepción 7900 incluye un sintonizador 7901, para transformar una señal de alta frecuencia recibida por una antena 7960 en una señal de banda base, y una unidad de demodulación 7902 para demodular los datos multiplexados de la señal de banda base obtenida por la conversión de frecuencias. Los métodos de recepción descritos en las modalidades precedentes se implementan en la unidad de demodulación 7902, obteniendo así los efectos ventajosos de la presente invención descritos en las modalidades precedentes.

El aparato de recepción 7900 incluye una unidad de entrada/salida de corriente 7903, una unidad de procesamiento de señales 7904, una unidad de salida de audio 7906 y una unidad de presentación de video 7907. La unidad de entrada/salida de corriente 7903 demultiplexa los datos de video y audio de los datos multiplexados obtenidos por la unidad de demodulación 7902. La unidad de procesamiento de señales 7904 decodifica los datos de video demultiplexados en una señal de video que usa un método apropiado de decodificación de imágenes móviles y decodifica los datos de audio demultiplexados en una señal de audio usando un método apropiado de decodificación de audio. La unidad de salida de audio 7906, por ejemplo un parlante, produce la salida de audio de acuerdo con la señal de audio decodificada . La unidad de presentación de video 7907 , por ejemplo un monitor, produce la salida de video de acuerdo con la señal de video decodificada .

Por ejemplo, el usuario puede operar el control remoto 7950 para seleccionar un canal (de un programa de TV o difusión de audio) , de manera que la información indicativa del canal seleccionado se transmite a una unidad de entrada de operación 7910. En respuesta, el aparato de recepción 7900 demodula, entre otras las señales recibidas con la antena 7960, una señal transmitida en el canal seleccionado y aplica la decodificación de corrección de errores, de manera que se extraen los datos de recepción. En ese momento, el dispositivo receptor 7900 recibe los símbolos de control incluidos en una señal correspondiente al canal seleccionado y que contiene información indicativa del método de transmisión (el método de transmisión, el método de modulación, el método de corrección de errores y otros similares de las modalidades precedentes) de la señal (exactamente del modo descrito en las Modalidades A1-A4, y tal como se muestra en las figuras 5 y 41) . Con esta información, se habilita al aparato de recepción 7900 a hacer los ajustes apropiados para las operaciones de recepción, en el método de demodulación, el método de decodificación de corrección de errores y otros similares para recibir debidamente los datos incluidos en los símbolos de datos transmitidos desde una estación difusora (estación de base) . Aunque la descripción precedente está dirigida a un ejemplo en que el usuario selecciona un canal usando el control remoto 7950, la misma descripción vale para un ejemplo en que el usuario selecciona un canal mediante una tecla de selección provista en el aparato de recepción 7900.

Con la estructura precedente, el usuario puede ver un programa difundido que el aparato de recepción 7900 recibe mediante los métodos de recepción descritos en las modalidades precedentes .

El aparato de recepción 7900 de acuerdo con esta modalidad puede además incluir una unidad de grabación (unidad de hardware) 7908 para grabar diversos datos en un medio de grabación, tal como un disco magnético, disco óptico o una memoria de semiconductores no volátil. Los ejemplos de datos que debe grabar la unidad de grabación 7908 incluyen los datos contenidos en los datos multiplexados que se obtienen como resultados de un demodulación y corrección de errores efectuadas por la unidad de demodulación 7902, los datos equivalentes a tales datos (por ejemplo, los datos obtenidos comprimiendo los datos) y los datos obtenidos procesando las imágenes móviles y/o el audio. (Obsérvese aquí que puede haber un caso en que no se aplique ninguna decodificación de corrección de errores a una señal obtenida como resultado de la demodulación efectuada por la unidad de demodulación 7902 y donde el aparato de recepción 7900 lleva a cabo el procesamiento adicional de las señales después de la decodificación de corrección de errores. Lo mismo vale en la siguiente descripción donde aparece una redacción similar) .

Obsérvese que el término "disco óptico" usado aquí se refiere a un medio de grabación, tal como un disco versátil digital (DVD, por sus siglas en inglés) o BD (disco Blu-ray) que es legible y grabable con el uso de un rayo láser. Además, el término "disco magnético" usado aquí se refiere a un medio de grabación, tal como un disco flexible (FD, marca registrada) o disco duro, que es grabable imantando una sustancia magnética con flujo magnético. Incluso más, el término "memoria de semiconductores no volátil" se refiere a un medio de grabación, tal como memoria flash o memoria de acceso aleatorio ferroeléctrica , compuesta de un elemento o elementos semiconductores. Los ejemplos específicos de memoria de semiconductores no volátil incluyen una tarjeta SD que usa memoria flash y una unidad de estado sólido (SSD, por sus siglas en inglés) flash. Naturalmente, debe apreciarse que los tipos específicos de medios de grabación aquí mencionados son meros ejemplos, y que pueden emplearse cualesquiera otros tipos de medios de grabación.

Con la estructura precedente, el usuario puede grabar un programa difundido que el aparato de recepción 7900 recibe con cualquiera de los métodos de recepción descritos en las modalidades precedentes, es posible la visualización desplazada en el tiempo del programa difundido grabado, en cualquier momento después de su difusión.

En la descripción precedente del aparato de recepción 7900, la unidad de grabación 7908 graba los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902. Sin embargo, la unidad de grabación 7908 puede grabar parte de los datos extraídos de los datos contenidos en los datos multiplexados . Por ejemplo, los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902 pueden comprender contenidos del servicio de difusión de datos, además de los datos de video y los datos de audio. En ese caso, pueden generarse nuevos datos multiplexados, multiplexando los datos de video y los datos de audio, sin los contenidos del servicio de difusión, extraídos de los datos multiplexados demodulados por la unidad de demodulación 7902, y la unidad de grabación 7908 puede grabar los datos multiplexados recientemente generados. Como alternativa, pueden generarse nuevos datos multiplexados multiplexando los datos de video y los datos de audio contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902, y la unidad de grabación 7908 puede grabar los datos multiplexados recientemente generados . La unidad de grabación 7908 también puede grabar los contenidos del servicio de difusión de datos incluidos, como ya se describió, en los datos multiplexados.

El aparato de recepción 7900 descrito en esta modalidad puede incluirse en una televisión, un grabador (tal como grabador DVD, grabador Blu-ray, grabador HDD, grabador de tarjeta SD o similares) o un teléfono móvil. En tal caso, los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902 pueden contener datos para corregir errores (defectos) del software usado para operar la televisión o el grabador o del software usado para impedir la describeción de información personal o confidencial. Si hay contenido de tales datos, los mismos se instalan en la televisión o el grabador para corregir los errores de software . Además , si hay contenido de datos para corregir errores (defectos) del software instalado en el aparato de recepción 7900, tales datos se usan para corregir los errores que pueda tener el aparato de recepción 7900. Esta disposición asegura una operación más estable de la TV, el grabador o el teléfono móvil en que se implemente el aparato de recepción 7900.

Obsérvese que puede ser la unidad de entrada/salida de corriente 7903 que maneja la extracción de los datos de la totalidad de datos contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902 y la multiplexación de los datos extraídos. Más específicamente, de acuerdo con las instrucciones dadas desde una unidad de control que no se ilustra en las figuras, tal como una CPU, la unidad de entrada/salida de corriente 7903 demultiplexa los datos de video, los datos de audio, los contenidos del servicio de difusión de datos, etc. de los datos multiplexados reraodulados por la unidad de demodulación 7902, extrae partes específicas de los datos de los datos multiplexados, y multiplexa las partes de datos extraídas para generar nuevos datos multiplexados. Las partes de datos a extraer de los datos demultiplexados pueden ser determinadas por el usuario o determinarse de antemano para los respectivos tipos de medios de grabación.

Con la estructura precedente, se habilita al aparato de recepción 7900 a extraer y grabar sólo los datos necesarios a fin de ver un programa difundido grabado, lo cual es eficaz para reducir el tamaño de los datos a grabar.

En la descripción precedente, la unidad de grabación 7908 graba los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902. Como alternativa, sin embargo, la unidad de grabación 7908 puede grabar los nuevos datos multiplexados generador por la multiplexación de los datos de video recientemente producidos codificando los datos de video originales contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902. Aquí, el método de codificación de imágenes móviles a emplear puede ser diferente del usado para codificar los datos de video originales, de manera que el tamaño de los datos o la velocidad de bits de los nuevos datos de video es menor que el de los datos de video originales. Aquí, el método de codificación de imágenes móviles usado para generar nuevos datos de video puede ser de una norma diferente de la usada para generar los datos de video originales. Como alternativa, puede usarse el mismo método de codificación de imágenes móviles, pero con diferentes parámetros. De manera similar, la unidad de grabación 7908 puede grabar los nuevos datos multiplexados generados por la multiplexación de los datos de audio recientemente obtenidos codificando los datos de audio originales contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902. Aquí, el método de codificación de audio a emplear puede ser diferente del usado para codificar los datos de audio originales, de manera que el tamaño de los datos o la velocidad de bits de los nuevos datos de audio es menor que el de los datos de audio originales.

Se realiza el proceso de convertir los datos de video o de audio originales contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902 en los datos de video o de audio de diferente tamaño de datos o velocidades de bits, por ejemplo, lo hace la unidad de entrada/salida de corriente 7903 y la unidad de procesamiento de señales 7904. Más específicamente, de acuerdo con las instrucciones dadas desde la unidad de control, tal como la CPU, la unidad de entrada/salida de corriente 7903 demultiplexa los datos de video, los datos de audio, los contenidos del servicio de difusión de datos, etc. de los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902. De acuerdo con las instrucciones dadas desde la unidad de control, la unidad de procesamiento de señales 7904 convierte los datos de video demultiplexados y los datos de audio respectivamente usando un método de codificación de imágenes en movimiento y un método de codificación de audio, cada uno diferente del método que se usó en la conversión aplicada para obtener los datos de video y de audio. De acuerdo con las instrucciones dadas desde la unidad de control, la unidad de entrada/salida de corriente 7903 multiplexa los datos de video y los datos de audio recientemente convertidos para generar los nuevos datos multiplexados. Obsérvese que la unidad de procesamiento de señales 7904 puede llevar a cabo la conversión de cualquiera o de ambos de los datos de video o de audio de acuerdo con las instrucciones dadas desde la unidad de control. Además, los tamaños de los datos de video y los datos de audio que deben obtenerse por codificación pueden ser especificados por un usuario o determinarse de antemano para los tipos de medios de grabación.

Con la disposición precedente, se habilita al aparato de recepción 7900 a grabar datos de video y de audio después de convertir los datos a un tamaño grabable en el medio de grabación o a un tamaño o velocidad de bits que coincida con la velocidad de lectura o grabación de la unidad de grabación 7908. Esta disposición habilita a la unidad de grabación a grabar debidamente un programa, incluso aunque el tamaño grabable en el medio de grabación sea menor que el tamaño de datos de los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902 o aunque la velocidad a la que graba o lee la unidad de grabación sea inferior a la velocidad de bits de los datos multiplexados. Por consiguiente, es posible la visualización desplazada temporalmente del programa grabado por el usuario en cualquier momento después de la difusión.

Asimismo, el aparato de recepción 7900 además incluye una interfaz (IF) de salida de corriente (IF) 7909 para transmitir los datos multiplexados remodulados por la unidad de demodulación 7902 a un dispositivo externo a través de un medio de transporte 7930. En un ejemplo, la IF de salida de corriente 7909 puede ser un dispositivo de comunicación radial que transmite los datos multiplexados a través de un medio inalámbrico (equivalente al medio de transporte 7930) a un dispositivo externo modulando los datos multiplexados con un método de comunicación inalámbrica de conformidad con una norma de comunicaciones inalámbricas tal como Wi-Fi (marca registrada, conjunto de normas que incluyen IEEE 802.11a, IEEE 802.11b, IEEE 802. llg e IEEE 802.11?), WiGiG, ireless HD, Bluetooth, ZigBee, u otras similares. La IF de salida de corriente 7909 también puede ser un dispositivo de comunicaciones cableadas que transmite datos multiplexados a través de una línea de transmisión (equivalente al medio de transporte 7930) físicamente conectada a la IF de salida de corriente 7909 a un dispositivo externo, que modula los datos multiplexados usando un método de comunicación de conformidad con las normas de comunicaciones cableadas, tales como Ethernet, bus serial universal (USB, por sus siglas en inglés) , comunicación por línea eléctrica (PLC, por sus siglas en inglés) o interfaz multimedia de alta definición (HDMI, por sus siglas en inglés) .

Con la estructura precedente, el usuario puede usar en un dispositivo externo, los datos multiplexados recibidos por el aparato de recepción 7900 mediante el método de recepción descrito de acuerdo con las modalidades precedentes. La utilización de datos multiplexados por el usuario aquí mencionada incluye el uso de los datos multiplexados para la visualización en tiempo real en un dispositivo externo, la grabación de los datos multiplexados por una unidad de grabación incluida en un dispositivo externo y la transmisión de los datos multiplexados de un dispositivo externo a incluso otro dispositivo externo.

En la descripción precedente del aparato de recepción 7900, la IF de salida de corriente 7909 da salida a datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902. Sin embargo, el aparato de recepción 7900 puede dar salida a los datos extraídos de los datos contenidos en los datos multiplexados, en lugar de la totalidad de los datos contenidos en los datos multiplexados. Por ejemplo, los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902 pueden comprender contenidos del servicio de difusión de datos, además de los datos de datos de video y de audio. En ese caso, la IF de salida de corriente 7909 puede dar salida a los datos multiplexados recientemente generados por la multiplexación de los datos de video y de audio extraídos de los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902. En otro ejemplo, la IF de salida de corriente 7909 puede dar salida a los datos multiplexados recientemente generados por la multiplexación de los datos de datos de video y de audio contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902.

Obsérvese que puede ser la unidad de entrada/salida de corriente 7903 la que maneja la extracción de los datos de la totalidad de los datos aleatorios en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902 y la multiplexación de los datos extraídos. Más específicamente, de acuerdo con las instrucciones dadas desde una unidad de control que no se ilustra en las figuras, tal como la unidad central de procesamiento (CPU, por sus siglas en inglés) , la unidad de entrada/salida de corriente 7903 demultiplexa los datos de video, los datos de audio, los contenidos del servicio de difusión de datos, etc. de los datos multiplexados demodulados por la unidad de demodulación 7902, extrae partes específicas de datos de los datos multiplexados, y multiplexa las partes de datos extraídas para generar nuevos datos multiplexados. Las partes de datos a extraer de los datos demultiplexados pueden ser descritas por el usuario o determinarse de antemano para los respectivos tipos de la IF de salida de corriente 7909.

Con la estructura precedente, se habilita al aparato de recepción 7900 a extraer y dar salida sólo a los datos necesarios a un dispositivo externo, lo cual es eficaz para reducir el ancho de banda usado para dar salida a los datos multiplexados.

En la descripción precedente, la IF de salida de corriente 7909 da salida a los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902. Como alternativa, sin embargo, la IF de salida de corriente 7909 puede dar salida a los nuevos datos multiplexados generados por la multiplexación de los datos de video recientemente producidos codificando los datos de video originales contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902. Los nuevos datos de video se codifican con un método de codificación de imágenes móviles diferente del usado para codificar los datos de video originales, de manera que el tamaño de los datos o la velocidad de bits de los nuevos datos de video es menor que los datos de video originales . Aquí, el método de codificación de imágenes móviles usado para generar los nuevos datos de video puede ser de una norma diferente de la usada para generar los datos de video originales. Como alternativa, puede usarse el mismo método de codificación de imágenes móviles pero con diferentes parámetros. De manera similar, la IF de salida de corriente 7909 puede dar salida a nuevos datos multiplexados generados por la multiplexación de los datos de audio recientemente obtenidos por la codificación de los datos de audio originales contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902. Los nuevos datos de audio se codifican con un método de codificación de audio diferente del usado para codificar los datos de audio originales, de manera que el tamaño de los datos o la velocidad de bits de los nuevos datos de audio es menor que el de los datos de audio originales.

Se realiza el proceso de convertir los datos de video o de audio originales contenidos en los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902 en los datos de video o de audio de un diferente tamaño de datos o de velocidad de bits, lo hace por ejemplo la unidad de entrada/salida de corriente 7903 y la unidad de procesamiento de señales 7904. Más específicamente, de acuerdo con las instrucciones dadas desde la unidad de control, la unidad de entrada/salida de corriente 7903 demultiplexa los datos de video, los datos de audio, los contenidos del servicio de difusión de datos, etc. de los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902. De acuerdo con las instrucciones dadas desde la unidad de control, la unidad de procesamiento de señales 7904 convierte los datos de video demultiplexados y los datos de audio, respectivamente, usando un método de codificación de imágenes en movimiento y un método de codificación de audio, cada uno diferente del método que se usó en la conversión aplicada para obtener los datos de video y de audio. De acuerdo con las instrucciones dadas desde la unidad de control, la unidad de entrada/salida de corriente 7903 multiplexa los datos de video y los datos de audio recientemente convertidos para generar nuevos datos multiplexados. Obsérvese que la unidad de procesamiento de señales 7904 puede realizar la conversión de cualquiera o de ambos de los datos de video o de audio de acuerdo con instrucciones dadas desde la unidad de control. Además, los tamaños de datos de datos de video y de audio a obtener mediante la conversión pueden ser especificados por el usuario o determinarse de antemano para los tipos de la IF de salida de corriente 7909.

Con la estructura precedente, se habilita al aparato de recepción 7900 a dar salida a los datos de video y de audio después de convertir los datos a una velocidad de bits que coincida con la velocidad de transferencia entre el aparato de recepción 7900 y un dispositivo externo. Esta disposición asegura que incluso si los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y la decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902 es superior en velocidad de bits a la velocidad de transferencia de datos a un dispositivo externo, la IF de salida de corriente da salida debidamente a los nuevos datos multiplexados a una velocidad de bits apropiada al dispositivo externo. Por consiguiente, el usuario puede usar los nuevos datos multiplexados en otro dispositivo de comunicaciones.

Asimismo, el aparato de recepción 7900 también incluye una interfaz de salida de audio y visual (de aquí en adelante, ID de salida AV) 7911 que da salida una señales de video y audio decodificadas por la unidad de procesamiento de señales 7904 a un dispositivo externo a través de un medio de transporte externo. En un ejemplo, la IF de salida AV 7911 puede ser un dispositivo de comunicaciones inalámbricas que transmite señales moduladas de video y audio a través de un medio inalámbrico a un dispositivo externo, usando un método de comunicación inalámbrica de conformidad con las normas de comunicaciones inalámbricas, tales como Wi-Fi (marca registrada) , que es un conjunto de normas que incluyen IEEE 802. lia, IEEE 802.11b, IEEE 802. llg e IEEE 802. Un, WiGiG, ireless HD, Bluetooth, ZigBee u otras similares. En otro ej emplo, la IF de salida de corriente 7909 puede ser un dispositivo de comunicaciones cableadas que transmite señales moduladas de video y audio a través de una línea de transmisión físicamente conectada a la IF de salida de corriente 7909 a un dispositivo externo, usando un método de comunicación de conformidad con las normas de comunicaciones cableadas, tales como as Ethernet, USB, PLC, HDMI o similares. Incluso en otro ejemplo, la IF de salida de corriente 7909 puede ser una terminal para conectar un cable a fin de dar salida a las señales de video y audio en forma analógica .

Con la estructura precedente, se permite al usuario emplear, en un dispositivo externo, las señales de video y audio decodificadas por la unidad de procesamiento de señales 7904.

Asimismo, el aparato de recepción 7900 además incluye una unidad de entrada de operación 7910 para recibir una operación de usuario. De acuerdo con las señales de control indicativas de la entrada de operaciones de usuario a la unidad de entrada de operación 7910, el aparato de recepción 7900 realiza diversas operaciones, tales como encender o apagar, conmutar el canal de recepción, activar o desactivar la pantalla de texto de subtítulos, conmutar la pantalla de texto de subtítulos a otro idioma, cambiar el volumen de salida de audio de la unidad de salida de audio 7906, y cambiar las determinaciones de los canales que pueden recibirse.

Asimismo, el aparato de recepción 7900 puede tener una función de mostrar el nivel de antena que indica la calidad de la señal que recibe el aparato de recepción 7900. Obsérvese que el nivel de antena es un indicador de la calidad de recepción calculada en base, por ejemplo, a la indicación de potencia e señal recibida, el indicador de potencia de señal recibida (RSSI, por sus siglas en inglés) , la potencia del campo recibido, la relación de potencia portadora a ruido (C/N) , la tasa de errores de bits (BER) , la tasa de errores de paquetes, la tasa de errores de tramas y la información de estado de canal de la señal recibida en el aparato de recepción 7900. En otras palabras, el nivel de antena es una señal que indica el nivel y la calidad de la señal recibida. En ese caso, la unidad de demodulación 7902 también incluye una unidad de medición de calidad de recepción para medir las características de la señal recibida, tales como el RSSI, la potencia del campo recibido, C/N, BER, tasa de errores de paquetes , tasa de errores de tramas e información de estado de canal. En respuesta a una operación de usuario, el aparato de recepción 7900 muestra el nivel de antena (es decir, la señal que indica el nivel y la calidad de la señal recibida) en la unidad de presentación de video 7907 de una manera identificable por el usuario. El nivel de antena (es decir, la señal que indica el nivel y la calidad de la señal recibida) puede mostrarse numéricamente usando un número que representa al RSSI, la potencia del campo recibido, C/N, BER, tasa de errores de paquetes, tasa de errores de tramas, información de estado de canal, etc. Como alternativa, el nivel de antena puede mostrarse usando una imagen que representa el RSSI , la potencia del campo recibido, C/N, BER, la tasa de errores de paquetes, la tasa de errores de tramas, la información de estado de canal u otras. Asimismo, el aparato de recepción 7900 puede mostrar múltiples niveles de antena (señales que indican el nivel y la calidad de la señal recibida) calculados para cada una de las múltiples corrientes si, s2, ... recibidas y separadas usando los métodos de recepción mostrados en las modalidades precedentes o bien, un nivel de antena (señal que indica el nivel y la calidad de la señal recibida) calculado a partir de las múltiples corrientes si, s2, .... Cuando se transmiten jerárquicamente datos de los datos de video y de audio que componen un programa, el aparato de recepción 7900 también puede mostrar el nivel de señal (señal que indica el nivel y la calidad de la señal recibida) para cada nivel jerárquico.

Con la estructura precedente, los usuarios pueden captar numérica o visualmente el nivel de antena (señal que indica el nivel y la calidad de la señal recibida) durante la recepción con los métodos de recepción mostrados en las modalidades precedentes .

Aunque el aparato de recepción 7900 se ha descrito precedentemente como teniendo la unidad de salida de audio 7906, la unidad de presentación de video 7907, la unidad de grabación 7908, la IF de salida de corriente 7909 y la IF de salida AV 7911, no es necesario que el aparato de recepción 7900 tenga todas esas unidades. En tanto el aparato de recepción 7900 esté provisto de al menos una de las unidades descritas precedentemente, el usuario está habilitado a usar los datos multiplexados obtenidos como resultado de la demodulación y decodificación de corrección de errores efectuada por la unidad de demodulación 7902. El aparato de recepción 7900 por lo tanto puede incluir cualquier combinación de las unidades precedentemente descritas según su uso previsto.

Datos multiplexados Lo que sigue es una descripción detallada de una estructura ejemplificativa de datos multiplexados. La estructura de datos típicamente usados para difundir es una corriente de transporte (TS, por sus siglas en inglés) MPEG2 , de manera que por lo tanto la siguiente descripción se da a modo de ejemplo relacionado con MPEG2-TS. Naturalmente, debe apreciarse sin embargo, que la estructura de datos de los datos multiplexados transmitidos por la transmisión y los métodos de recepción descritos en las modalidades precedentes no se limitan a MPEG2-TS, y los efectos ventajosos de las modalidades precedentes se logran incluso si se emplea otra estructura de datos.

La figura 80 es una vista que ilustra una estructura ej emplificativa de datos multiplexados. Tal como se ilustra en la figura 80, los datos multiplexados se obtienen por la multiplexación de una o más corrientes elementales, que son los elementos que constituyen un programa difundido (programa o evento que es parte de un programa) provisto actualmente a través de los respectivos servicios. Los ejemplos de corrientes elementales incluyen una corriente de video, corriente de audio, corriente de datos de presentación (PG, por sus siglas en inglés) y corriente de gráficos interactivos (IG, por sus siglas en inglés) . En el caso en que un programa difundido transmitido por los datos multiplexados es una película, las corrientes de video representan el video principal y el subvideo de la película, las corrientes de audio representan el audio principal de la película y el sub audio a mezclar con el audio principal, y la corriente PG representa los subtítulos de la película. El término "video principal" usado aquí se refiere a las imágenes de video normalmente presentadas en una pantalla, en tanto que el "sub video" se refiere a imágenes de video (por ejemplo, imágenes de texto que explican la reseña de la película) que deben presentarse en una ventana pequeña dentro de las imágenes de video. La corriente IG representa una pantalla interactiva que constituye presentando los componentes de la GUI en una pantalla.

Cada corriente contenida en los datos multiplexados se identifica mediante un identificador llamado PID, exclusivamente asignado a la corriente. Por ejemplo, a la corriente de video que transmite las imágenes del video principal de una película se le asigna "0x1011", a cada corriente de audio se le asigna uno diferente de "0x1100" a "OxlllF", a cada corriente PG s ele asigna uno diferente de "0x1200" a "0xl21F", a cada corriente IG se le asigna uno diferente de "0x1400" a "0xl41F", a cada corriente de video que transmite imágenes de sub video de la película se le asigna uno diferente de "OxlBOO" a "OxlBlF", a cada corriente de audio del sub-audio que debe mezclarse con el audio principal se le asigna uno diferente de "OxlAOO" a "OxlAlF" .

La figura 81 es una vista esquemática que ilustra un ejemplo de cómo se multiplexan las respectivas corrientes en los datos multiplexados . Primero, una corriente de video 8101 compuesta de múltiples tramas de video se convierte en una secuencia de paquetes PES 8102 y después en una secuencia de paquetes TS 8103, en tanto que una corriente de audio 8104 compuesta de múltiples tramas de audio se convierte en una secuencia de paquetes PES 8105 y después en una secuencia de paquetes TS 8106. De manera similar, la corriente PG 8111 se convierte primero en una secuencia de paquetes PÉS 8112 y después en una secuencia de paquetes TS 8113, en tanto que la corriente IG 8114 se convierte en una secuencia de paquetes PES 8115 y después en una secuencia de paquetes TS 8116. Los datos multiplexados 8117 se obtienen por la multiplexación las secuencias de paquetes TS (8103, 8106, 8113 y 8116) en una sola corriente.

La figura 82 ilustra los detalles de cómo se divide una corriente de video en una secuencia de paquetes PES. En la figura 82, la primera hilera muestra una secuencia de tramas de video incluidas en una corriente de video. La segunda hilera muestra una secuencia de paquetes PES . Tal como indican las flechas yyl, yy2 , yy3 , e yy4 mostradas en la figura 82, múltiples unidades de presentación de video, es decir imágenes I, imágenes B e imágenes P, de una corriente de video se almacenan por separado en las cargas útiles de los paquetes PES según un criterio imagen por imagen. Cada paquete PES tiene un encabezado PES y el encabezado PES almacena una fecha y hora de presentación (PTS, por sus siglas en inglés) y fecha y una hora de decodificación (DTS, por sus siglas en inglés) que indican la hora de presentación y la hora de decodificación de una correspondiente imagen.

La figura 83 ilustra el formato de un paquete TS que eventualmente debe grabarse como los datos multiplexados . El paquete TS es un paquete de longitud fija de 188 bytes y tiene un encabezado TS de 4 bytes que contiene información tal como el PID que identifica la corriente y una carga útil TS de 184 bytes que transmite los datos reales. Los paquetes PES descritos precedentemente están divididos para ser almacenados en las cargas útiles TS de los paquetes TS . En el caso de BD-ROM, cada paquete TS está unido a un TP_Extra_Header de 4 bytes para construir un paquete fuente de 192 bytes, que debe grabarse como los datos multiplexados. El TP_Extra_Header contiene información tal como una Arrival_Tiempo_Stamp (ATS) . La ATS (fecha y hora de llegada) indica una hora para iniciar la transferencia del paquete TS al filtro PID de un decodificador . Tal como se muestra en la hilera más baja de la figura 83, los datos multiplexados incluyen una secuencia de paquetes fuente cada uno de los cuales lleva un número de paquete fuente (SPN, por sus siglas en inglés) , que es un número que aumenta secuencialmente a partir del inicio de los datos multiplexados .

Además de los paquetes TS que almacenan las corrientes tales como video, audio y PG, los datos multiplexados también incluyen los paquetes TS que almacenan una tabla de asociación de programas (PAT, por sus siglas en inglés) , una tabla de mapa de programas (PMT) y una referencia horaria de programas (PCR, por sus siglas en inglés) . La PAT de los datos multiplexados indica el PID de una PMT usada en los datos multiplexados, y el PID de la PAT es "0" . La PMT incluye los PID que identifican las respectivas corrientes, tales como video, audio y subtítulos, contenidas en los datos multiplexados y la información de atributos (velocidad de tramas, razón de aspecto y otros por el estilo) de las corrientes identificadas por los respectivos PID. Además, la PMT incluye diversos tipos de descriptores relacionados con los datos multiplexados. Uno de tales descriptores puede ser copia de información de control, que indica si se permite o no copiar los datos multiplexados. La PCR incluye información para sincronizar el reloj de hora de llegada (ATC, por sus siglas en inglés) , que es el eje temporal de ATS, con el reloj de hora del sistema (STC, por sus siglas en inglés) , que es el eje temporal de PTS y DTS. Más específicamente, el paquete PCR incluye información que indica una hora STC correspondiente a la ATS a la que debe transferirse el paquete PCR.

La figura 84 es una vista que ilustra en detalle la estructura de datos de la PMT. La PMT se inicia con un encabezado de PMT que indica la longitud de los datos contenidos en la PMT. Después del encabezado PMT, se disponen los descriptores relacionados con los datos multiplexados. Un ejemplo de un descriptor incluido en la PMT es la copia de información de control descrito precedentemente. Después de los descriptores, se disponen las partes de información de corriente relacionadas con las respectivas corrientes incluidas en los datos multiplexados. Cada parte de información de corriente está compuesta de descriptores de corriente que indican un tipo de corriente que identifica un codee de compresión empleado en una correspondiente corriente, un PID de la corriente e información de atributos (velocidad de tramas, razón de aspecto y otros por el estilo) de la corriente. La PMT incluye tantos descriptores de corriente como la cantidad de corrientes incluidas en los datos multiplexados.

Cuando se graban en un medio de grabación, por ejemplo, los datos multiplexados se graban junto con un archivo de información de datos multiplexados .

La figura 85 es una vista que ilustra la estructura del archivo de información de datos multiplexados. Tal como se ilustra en la figura 85, el archivo de información de datos multiplexados es la información de gestión de los correspondientes datos multiplexados y está compuesta de la información de datos multiplexados, la información de atributos de corriente y un mapa de entradas. Obsérvese que los archivos de información de datos multiplexados y los datos multiplexados están en una relación uno a uno.

Tal como se ilustra en la figura 85, la información de datos multiplexados está compuesta de velocidad del sistema, hora inicial de reproducción y hora final de reproducción. La velocidad del sistema indica la máxima velocidad de transferencia de los datos multiplexados al filtro PID de un decodificador de objetivos del sistema, que se describe más adelante. Los datos multiplexados incluyen las ATS a los intervalos fijados de manera que no se exceda la velocidad del sistema. La hora inicial de reproducción se fija a la hora especificada por la PTS de la primera trama de video de los datos multiplexados, en tanto que la hora final de reproducción se fija a la hora calculada sumando el período de reproducción de una trama a la PTS de la última trama de video de los datos multiplexados.

La figura 86 ilustra la estructura de información de atributos de corriente contenida en el archivo de información de datos multiplexados. Tal como se ilustra en la figura 86, la información de atributos de corriente incluye parte de la información de atributos de las respectivas corrientes incluidas en los datos multiplexados, y cada parte de la información de atributos se registra con un correspondiente PID. Es decir, las diferentes partes de la información de atributos se proveen a las diferentes corrientes, es decir una corriente de video, una corriente de audio, una corriente PG y una corriente IG. La información de atributos de la corriente de video indica el codee de compresión empleado para comprimir la corriente de video, las resoluciones de las imágenes individuales que constituyen la corriente de video, la razón de aspecto, las velocidades de trama, etc. La información de atributos de la corriente de audio indica el codee de compresión empleado para comprimir la corriente de audio, la cantidad de canales incluidos en la corriente de audio, el idioma de la corriente de audio, la frecuencia de muestreo, etc. Esta información se usa para inicializar un decodificador antes de la reproducción efectuada por un reproductor.

En la presente modalidad, entre las partes de información incluidas en los datos multiplexados , se usa el tipo de corriente incluido en la PMT. En el caso en que los datos multiplexados se graban en un medio de grabación, se usa la información de atributos de la corriente de video incluida en el archivo de información de datos multiplexados. Más específicamente, el método y dispositivo de codificación de imágenes móviles descrito en cualquiera de las modalidades precedentes puede modificarse para incluir además un paso o unidad de determinación de una parte específica de información en el tipo de corriente incluido en la PMT o en la información de atributos de la corriente de video. La parte específica de información es para indicar que los datos de video son generados por el método y dispositivo de codificación de imágenes móviles descrito en la modalidad. Con la estructura precedente, los datos de video generados por el método y dispositivo de codificación de imágenes móviles descrito en cualquiera de las modalidades precedentes pueden distinguirse de los datos de video de conformidad con otras normas .

La figura 87 ilustra una estructura ej emplificativa de un dispositivo de salida de video y audio 8700 que incluye un aparato de recepción 8704 para recibir una señal modulada que transmite los datos de video y de audio o datos para la difusión de datos desde una estación difusora (estación de base) . Obsérvese que la estructura del aparato de recepción 8704 corresponde al aparato de recepción 7900 ilustrado en la figura 79. El dispositivo de salida de video y audio 8700 se instala con un sistema operativo (OS, por sus siglas en inglés) , por ejemplo, y también con una unidad de comunicaciones 8706 (un dispositivo para una red de área local (LAN, por sus siglas en inglés) inalámbrica o Ethernet, por ejemplo) para establecer una conexión de Internet. Con esta estructura, puede mostrarse el hipertexto (World Wide Web (WWW) ) 8703 provisto por Internet en un área de presentación 8701 simultáneamente con las imágenes 8702 reproducidas en el área de presentación 8701 de los datos de video y de audio o los datos provistos por la difusión de datos. Operando un control remoto (que puede ser un teléfono móvil o teclado) 8707, el usuario puede efectuar una selección de las imágenes 8702 reproducidas de los datos provistos por la difusión de datos o el hipertexto 8703 provisto por Internet para cambiar la operación del dispositivo de salida de video y audio 8700. Por ejemplo, operando el control remoto para efectuar una selección en el hipertexto 8703 provisto por Internet, el usuario puede cambiar el sitio WWW que se muestra actualmente por otro sitio. Como alternativa, operando el control remoto 8707 para efectuar una selección en las imágenes 8702 reproducidas de los datos de video o de audio o los datos provistos por la difusión de datos, el usuario puede transmitir información que indica un canal seleccionado (tal como un programa difundido seleccionado o difusión de audio) . En respuesta, una interfaz (IF) 8705 adquiere la información transmitida desde el control remoto, de manera que el aparato de recepción 8704 opera para obtener los datos de recepción por la demodulación y corrección de errores de una señal transmitida en el canal seleccionado. En ese momento, el aparato de recepción 8704 recibe los símbolos de control incluidos en una señal correspondiente al canal seleccionado y que contienen la información que indica el método de transmisión de la señal (exactamente del modo descrito en las Modalidades A1-A4 , y tal como se muestra en las figuras 5 y 41) . Con esta información, el aparato de recepción 8704 está habilitado para efectuar los ajustes apropiados para las operaciones de recepción, el método de demodulación, el método de decodificación de corrección de errores y otros por el estilo para recibir debidamente los datos incluidos en los símbolos de datos transmitidos desde una estación difusora (estación de base) . Aunque la descripción precedente está dirigida a un ejemplo en que el usuario selecciona un canal usando el control remoto 8707, la misma descripción corresponde a un ejemplo en que el usuario selecciona un canal usando una tecla de selección provista en el dispositivo de salida de video y audio 8700.

Además, el dispositivo de salida de video y audio 8700 puede operarse por Internet. Por ejemplo, puede usarse una terminal conectada a Internet para efectuar los ajustes en el dispositivo de salida de video y audio 8700 a fin de preprogramar la grabación (almacenamiento) . (El dispositivo de salida de video y audio 8700 por lo tanto tendría la unidad de grabación 8308 tal como se ilustra en la figura 83.) En ese caso, antes de iniciar la grabación preprogramada, el dispositivo de salida de video y audio 8700 selecciona el canal, de manera que el dispositivo receptor 8704 opera para obtener datos de recepción mediante la demodulación y decodificación de corrección de errores de una señal transmitida en el canal seleccionado. En ese momento, el aparato de recepción 8704 recibe los símbolos de control incluidos en una señal correspondiente al canal seleccionado y que contienen la información que indica el método de transmisión (el método de transmisión, el método de modulación, el método de corrección de errores y otros similares de las modalidades precedentes) de la señal (exactamente del modo descrito en las Modalidades A1-A4, y tal como se muestra en las figuras 5 y 41) . Con esta información, el aparato de recepción 8704 está habilitado para hacer los ajustes apropiados para las operaciones de recepción, el método de demodulación, el método de decodificación de corrección de errores y otros por el estilo a fin de recibir debidamente los datos incluidos en los símbolos de datos transmitidos desde una estación difusora (estación de base) .

Explicación suplementaria En la presente descripción, se considera que se provee un dispositivo de comunicaciones/difusión tal como una estación difusora, una estación de base, un punto de acceso, una terminal, un teléfono móvil u otro por el estilo, con el aparato de transmisión, y que se provee un dispositivo de comunicaciones tal como una televisión, radio, terminal, computadora personal, teléfono móvil, punto de acceso, estación de base u otro similar con el aparato de recepción. Asimismo, se considera que el aparato de transmisión y el aparato de recepción de la presente descripción tienen una función de comunicaciones y son aptos para conectarse a través de alguna forma de interfaz (tal como un USB) a un dispositivo con el objeto de ejecutar aplicaciones en una televisión, radio, computadora personal, teléfono móvil u otro por el estilo.

Asimismo, en la presente modalidad, símbolos que no son símbolos de datos, tales como símbolos piloto (preámbulo, palabra única, postámbulo, símbolo de referencia y similares) , símbolos para información de control y otros por el estilo pueden disponerse en la trama de cualquier manera. Si bien aquí se han usado los términos "símbolo piloto" y "símbolos para información de control" , puede usarse cualquier término, pues la función misma es lo que importa .

Es suficiente que un símbolo piloto, por ejemplo, sea un símbolo conocido modulado con modulación PSK en los dispositivos de transmisión y recepción (o que el aparato de recepción pueda sincronizarse a fin de conocer el símbolo transmitido por el aparato de transmisión) . El aparato de recepción usa este símbolo para la sincronización de frecuencia, sincronización de tiempo, estimación de canal (estimación de la información de estado de canal (CSI, por sus siglas en inglés) de cada señal modulada) , detección de señales y otras funciones similares .

Un símbolo para información de control es para transmitir información que no sean datos (de aplicaciones o similares) que deban transmitirse al socio de comunicación para lograr la comunicación (por ejemplo, el método de modulación, el método de codificación de corrección de errores, el coeficiente de codificación del método de codificación de corrección de errores, la determinación de la información de la capa superior y demás) .

Obsérvese que la presente invención no está limitada a las modalidades precedentes y pueden llevarse a la práctica con una variedad de modificaciones. Por ejemplo, las modalidades precedentes describen dispositivos de comunicaciones, pero la presente invención no está limitada a esos dispositivos y puede implementarse como para el correspondiente método de comunicaciones .

Asimismo, se ha descrito un método de conmutación de precodificación usado en un método para transmitir dos señales moduladas desde dos antenas, pero la presente invención no está limitada a esto. La presente invención también puede llevarse a la práctica como un método de conmutación de precodificación para cambiar de manera similar las ponderaciones de precodificación (matrices) en el contexto de un método por el cual se precodifican cuatro señales correlacionadas para generar cuatro señales moduladas que se transmiten desde cuatro antenas o, más en general, por el cual N señales correlacionadas se precodifican para generar N señales moduladas que se transmiten desde N antenas.

En la presente descripción, se usan los términos "precodificación" , "matriz de precodificación" , "matriz de ponderación de precodificación" y otros por el- estilo, pero puede usarse cualquier término (tal como "libro de códigos", por ejemplo) pues el propio procesamiento de señales es lo que importa en la presente invención.

Además, en la presente descripción, el aparato de recepción se ha descrito como usando el cálculo ML, APP, Max-log APP, ZF, MMSE o similares, que produce resultados de decisión de software (verosimilitud logarítmica, razón de verosimilitud logarítmica) o resultados de decisión de hardware ("0" ó "1") para cada bit de datos transmitido por el aparato de transmisión. Este proceso puede llamarse detección, demodulación, estimación o separación.

Pueden transmitirse diferentes o los mismos datos en las corrientes sl(t) y s2(t) .

Supongamos que las señales de banda base precodificadas zl(i), z2(i) (donde i representa el orden en términos de tiempo o frecuencia (portadora) ) se generan precodif icando las señales de banda base sl(i) y s2(i) para dos corrientes, al tiempo que se efectúan saltos regularmente entre las matrices de precodificación . Sean Ii(i) y Qi(i) el componente en fase I y el componente de cuadratura Q de la señal de banda base precodif icada zl(i), respectivamente, y sean I2 (i) y h(i) el componente en fase I y el componente de cuadratura Q de la señal de banda base precodificada z2(i), respectivamente. En ese caso, pueden conmutar los componentes de banda base, y pueden transmitirse las señales moduladas correspondientes a la señal de banda base conmutada rl(i) y la señal de banda base conmutada r2(i) desde diferentes antenas al mismo tiempo y por la misma frecuencia, transmitiendo una señal modulada correspondiente a la señal de banda base conmutada rl (i) desde la antena de transmisión 1 y una señal modulada correspondiente a la señal de banda base conmutada r2(i) desde la antena de transmisión 2 al mismo tiempo y por la misma frecuencia. Los componentes de banda base pueden conmutar del siguiente modo.

• Sean Ii ( i) y Q2 ( i ) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rl(i), respectivamente, y sean I2(i) y Qi(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente .

• Sean Ii ( i ) y I2 (i ) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rl(i), respectivamente, y sean Qi(i) y Q2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente .

• Sean I2(i) yli(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rl(i), respectivamente, y sean Qi(i) y Q2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente.

• Sean Ix ( i) y I2 ( i ) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rl(i), respectivamente, y sean Q2(i) y Qi(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente .

• Sean I2 ( i ) y Ii ( i ) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rl(i), respectivamente, y sean Q2(i) y Qi(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente .

• Sea li(i) yQ2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rl(i), respectivamente, y sean Qi(i) y I2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente .

• Sean Q2 (i) y Ii (i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rl(i), respectivamente, y sean I2(i) y Qi(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente .

• Sean Q2 ( i ) y Ii (i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rl(i), respectivamente, y sean Qi(i) y I2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente.

• Sea li(i) yl2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente, y sean Qi(i) y Q2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rl (i) , respectivamente .

• Sean I2 (i) y Ii (i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente, y sean Qi(i) y Q2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rl (i) , respectivamente .

• Sean ?? ( i ) y I2 ( i ) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente, y sean Q2(i) y Qi(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rl (i) , respectivamente .

• Sean I2 (i) y Ii (i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente, y sean Q2(i) y Qi(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rl (i) , respectivamente .

• Seanli(i) yQ2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente, y sean I2(i) y Qi(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rl (i) , respectivamente .

• Seanli(i) yQ2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente, y sean Qi(i) y I2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rl (i) , respectivamente .

• Sean Q2 ( i ) y Ii ( i ) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente, y sean I2(i) y Qi(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rl (i) , respectivamente.

• Sean Q2 (i) y Ii (i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente, y sean Qi(i) y I2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rl (i) , respectivamente .

En la descripción precedente, se precodifican las señales de dos corrientes, y conmutan los componentes en fase y los componentes de cuadratura de las señales precodificadas , pero la presente invención no está limitada a esto. Pueden precodificarse las señales de más de dos corrientes, y pueden conmutar los componentes en fase y los componentes de cuadratura de las señales precodificadas .

Cada una de las antenas de transmisión del aparato de transmisión y las antenas de recepción del aparato de recepción mostradas en las figuras puede estar formada por múltiples antenas .

En esta descripción, el símbolo "V" representa el cuantificador universal, y el símbolo "?" representa el cuantificador existencial.

Asimismo, en esta descripción, las unidades de fase, tales como el argumento, en el plano complejo son radianes.

Cuando se usa el plano complejo, pueden mostrarse los números complejos en forma polar mediante coordenadas polares. Si un número complejo z = a + jb (donde a y b son números reales y j es una unidad imaginaria) corresponde a un punto (a, b) del plano complejo, y este punto está representado en las coordenadas polares como [r, ?] , valen las siguientes Ecuaciones. a = r x eos T b = r x sin T Matemática 303 r es el valor absoluto de z (r = | z | ) , y T es el argumento . Asimismo, z = a + jb se representa como re39.

En la descripción de la presente invención, la señal de banda base, la señal modulada si, la señal modulada s2, la señal modulada zl y la señal modulada z2 son señales complejas. Las señales complejas están representadas como I + jQ (donde j es una unidad imaginaria) , siendo I la señal en fase y siendo Q la señal de cuadratura. En ese caso, I puede ser cero o Q puede ser cero.

El método para asignar las diferentes matrices de precodificación a las tramas (en el dominio de tiempo y/o el dominio de frecuencia) detalladas en esta descripción (por ejemplo, la Modalidad 1 y las Modalidades 17 a 20) pueden implementarse usando otras matrices de precodificación que no sean las diferentes matrices de precodificación de esta descripción. El método para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación puede coexistir también o conmutar con otros métodos de transmisión. En ese caso también, el método para efectuar saltos regularmente entre las diferentes matrices de precodificación detalladas en esta descripción puede implementarse usando diferentes matrices de precodificación .

La figura 59 muestra un ej emplo de un sistema de difusión que usa el método para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación detalladas en esta descripción. En la figura 59, un codificador de video 5901 recibe imágenes de video como entrada, codifica las imágenes de video, y da salida a imágenes de video codificadas como los datos 5902. Un codificador de audio 5903 recibe audio como entrada, codifica el audio, y da salida a audio codificado como los datos 5904. Un codificador de datos 5905 recibe datos como entrada, codifica los datos (p.ej. por compresión de datos) , y da salida a datos codificados como los datos 5906. Conjuntamente, esos codificadores se llaman codificadores de fuente de información 5900.

Una unidad de transmisión 5907 recibe, como entrada, los datos 5902 del video codificado, los datos 5904 del audio codificado y los datos 5906 de los datos codificados, establece algunos o todos los datos individuales como datos de transmisión, y da salida a las señales de transmisión 5908_1 a 5908_N después de realizar el procesamiento, por ejemplo codificación de corrección de errores , modulación y precodificación (por ejemplo, el procesamiento de las señales del aparato de transmisión de la figura 3) . Las señales de transmisión 5908_1 a 5908_N se transmiten por las antenas 5909_1 a 5909_N como ondas radiales.

Una unidad de recepción 5912 recibe, como entrada, las señales 5911_1 a 5911_M recibidas por las antenas 5910_1 a 5910_ , realiza el procesamiento, por ejemplo conversión de frecuencias, decodificación de precodificación, cálculo de razón de verosimilitud logarítmica y decodificación de corrección de errores (procesamiento por el aparato de recepción de la figura 7, por ejemplo), y da salida a los datos recibidos 5913, 5915 y 5917. Los decodificadores de fuente de información 5919 reciben, como entrada, los datos recibidos 5913, 5915 y 5917. Un decodificador de video 5914 recibe, como entrada, los datos recibidos 5913, realiza la decodificación de video, y da salida a una señal de video. Las imágenes de video después se muestran en una televisión o monitor. Asimismo, un decodificador de audio 5916 recibe, como entrada, los datos recibidos 5915, realiza la decodificación de audio, y da salida a una señal de audio. El audio después es producido por un parlante . Un codificador de datos 5918 recibe, como entrada, los datos recibidos 5917, realiza la codificación de datos, y da salida a la información de los datos.

En las modalidades precedentes que describen la presente invención, puede ser cualquiera la cantidad de codificadores en el aparato de transmisión cuando se usa un método de transmisión multi -portadora tal como OFDM, como ya se describió Por lo tanto, como en la figura 4, por ejemplo, es por supuesto posible que el aparato de transmisión tenga otro codificador y se adapte a un método para distribuir la salida a un método de transmisión multi-portadora tal como OFDM. En ese caso, las unidades inalámbricas 310A y 310B de la figura 4 son sustituidas por los procesadores relacionados con OFDM 1301A y 1301B de la figura 13. La descripción de los procesadores relacionados con OFDM es según la Modalidad 1.

Si bien esta descripción se refiere a un "método para efectuar saltos entre diferentes matrices de precodificación" , el específico "método para efectuar saltos entre diferentes matrices de precodificación" ilustrado en esta descripción es sólo un ejemplo. Todas las modalidades de esta descripción pueden implementarse de manera similar sustituyendo el "método para efectuar saltos entre diferentes matrices de precodificación" por un "método para efectuar saltos regularmente entre las matrices de precodificación usando múltiples diferentes matrices de precodificación" .

Los programas para ejecutar el método de transmisión precedente pueden almacenarse de antemano, por ejemplo, en la memoria de sólo lectura (ROM, por sus siglas en inglés) y puede hacerlos operar una unidad central de procesamiento (CPU, por sus siglas en inglés) .

Asimismo, los programas para ejecutar el método de transmisión precedente pueden almacenarse en un medio de grabación legible por computadora, los programas almacenados en el medio de grabación pueden cargarse en una memoria de acceso aleatorio (RAM, por sus siglas en inglés) de la computadora, y puede hacerse operar la computadora de acuerdo con los programas.

Los componentes de las modalidades precedentes pueden ensamblarse típicamente como una integración de gran escala (LSI, por sus siglas en inglés), un tipo de circuito integrado. Los componentes individuales pueden hacerse en chips discretos o bien, parte o la totalidad de los componentes de cada modalidad puede hacerse en un solo chip. Si bien se ha hecho referencia a LSI, según el grado de integración pueden usarse los términos circuito integrado (IC, por sus siglas en inglés) , sistema LSI, súper LSI o ultra LSI. Asimismo, el método para ensamblar los circuitos integrados no está limitado a LSI, y puede usarse un circuito dedicado o procesador de uso general . Puede usarse una matriz de puertas de campo programable (FPGA, por sus siglas en inglés) , que puede programarse después de fabricarse la LSI o un procesador reconfigurable , que admite la reconfiguración de las conexiones y ajustes de las celdas del circuito dentro de la LSI.

Además, si surge tecnología para formar circuitos integrados que reemplacen las LSI, debido a los avances de la tecnología de semiconductores u otra tecnología derivada, puede lograrse naturalmente la integración de los bloques funcionales usando tal tecnología. Es posible además la aplicación de biotecnología o técnicas similares.

Un método de precodificación de acuerdo con una modalidad de la presente invención se realiza mediante un aparato de transmisión que transmite una primera y una segunda señal de transmisión desde múltiples diferentes salidas por la misma banda de frecuencias y al mismo tiempo, generándose la primera y la segunda señal de transmisión de una señal modulada base formada de una corriente base y una señal modulada de incremento formada de una corriente de incremento de datos que difiere de la corriente base, comprendiendo el método de precodificación el paso de: generar una señal modulada de incremento precodificada seleccionando una matriz de precodificación entre múltiples matrices de precodificación y precodificando la señal modulada de incremento usando la matriz de precodificación seleccionada, conmutándose regularmente la selección de la matriz de precodificación, donde la primera y la segunda señal de transmisión se generan de una señal de acuerdo con la señal modulada base y de la señal modulada de incremento precodificada .

Un dispositivo de procesamiento de señales que realiza un método de precodificación de acuerdo con una modalidad de la presente invención se instala en un aparato de transmisión que transmite una primera y una segunda señal de transmisión desde múltiples diferentes salidas por la misma banda de frecuencias y al mismo tiempo, generándose la primera y la segunda señal de transmisión de una señal modulada base formada de una corriente base y una señal modulada de incremento formada de una corriente de incremento de datos que difiere de la corriente base, donde una señal modulada de incremento precodificada se genera seleccionando una matriz de precodificación entre múltiples matrices de precodificacion y precodificando la señal modulada de incremento usando la matriz de precodificación seleccionada, conmutándose regularmente la selección de la matriz de precodificación, y la primera y la segunda señal de transmisión se generan de una señal de acuerdo con la señal modulada base y de la señal modulada de incremento precodificada .

Un método de transmisión de acuerdo con una modalidad de la presente invención es para un aparato de transmisión que transmite una primera y una segunda señal de transmisión desde múltiples diferentes salidas por la misma banda de frecuencias y al mismo tiempo, generándose la primera y la segunda señal de transmisión de una señal modulada base formada de una corriente base y una señal modulada de incremento formada de una corriente de incremento de datos que difiere de la corriente base, comprendiendo el método de transmisión los pasos de: generar una señal modulada de incremento precodificada seleccionando una matriz de precodificación entre múltiples matrices de precodificación y precodificando la señal modulada de incremento usando la matriz de precodificación seleccionada, conmutándose regularmente la selección de la matriz de precodificación; generar la primera y la segunda señal de transmisión de una señal de acuerdo con la señal modulada base y de la señal modulada de incremento precodificada; transmitir la primera señal de transmisión desde una o más primeras salidas; y transmitir la segunda señal de transmisión desde una o más segundas salidas que difieren de la una o más primeras salidas, donde cuando se precodifica un bloque codificado en base a la señal modulada de incremento, dejando que la cantidad de intervalos requeridos para transmitir el bloque codificado como la primera y la segunda señal de transmisión de acuerdo con un método de modulación sea M, la cantidad de las múltiples matrices de precodificación que difieren entre sí sea N, un índice para identificar cada una de las múltiples matrices de precodificación sea F (siendo F de 1 a N) , y la cantidad de intervalos a los que se asigna una matriz de precodificación con índice F sea C[F] , siendo (C[F] menor que M) , cada una de las múltiples matrices de precodificación se asigna a los M intervalos usados para transmitir el bloque codificado de manera que para cualquier a, b (donde a, b son de 1 a N y a ? b ) , la diferencia entre C[a] y C [b] es 0 ó 1.

Un aparato de transmisión de acuerdo con una modalidad de la presente invención transmite una primera y una segunda señal de transmisión desde múltiples diferentes salidas por la misma banda de frecuencias y al mismo tiempo, generándose la primera y la segunda señal de transmisión de una señal modulada base formada de una corriente base y una señal modulada de incremento formada de una corriente de incremento de datos que difiere de la corriente base, comprendiendo el aparato de transmisión: una unidad de ponderación configurada para generar una señal modulada de incremento precodificada seleccionando una matriz de precodificación entre múltiples matrices de precodificación y precodificando la señal modulada de incremento usando la matriz de precodificación seleccionada, conmutándose regularmente la selección de la matriz de precodificación; y una unidad de transmisión configurada para generar la primera y la segunda señal de transmisión de una señal de acuerdo con la señal modulada base y de la señal modulada de incremento precodificada, transmitir la primera señal de transmisión desde una o más primeras salidas, y transmitir la segunda señal de transmisión desde una o más segundas salidas que difieren de la una o más primeras salidas, donde cuando se precodifica un bloque codificado en base a la señal modulada de incremento, dejando que la cantidad de intervalos requeridos para transmitir el bloque codificado como la primera y la segunda señal de transmisión de acuerdo con un método de modulación sea M, la cantidad de las múltiples matrices de precodificación que difieren entre sí sea N, un índice para identificar cada una de las múltiples matrices de precodificación sea F (siendo F de 1 a N) , y la cantidad de intervalos a los que se asigna una matriz de precodificación con índice F sea C[F], siendo (C[F] menor que M) , la unidad de ponderación asigna cada una de las múltiples matrices de precodificación a los M intervalos usados para transmitir el bloque codificado de manera que para cualquier a, b (donde a, b son de 1 a N y a ? b) , la diferencia entre C [a] y C [b] es 0 ó 1.

Un método de recepción de acuerdo con una modalidad de la presente invención es para que un aparato de recepción reciba una primera y una segunda señal de transmisión transmitidas por un aparato de transmisión desde múltiples diferentes salidas por la misma banda de frecuencias y al mismo tiempo, donde una señal modulada base está formada de una corriente base y una señal modulada de incremento está formada de una corriente de incremento de datos que difiere de la corriente base, generándose una señal modulada de incremento precodificada seleccionando una matriz de precodificación entre múltiples matrices de precodificación y precodificando la señal modulada de incremento usando la matriz de precodificación seleccionada, conmutándose regularmente la selección de la matriz de precodificación, y la primera y la segunda señal de transmisión se generan de una señal de acuerdo con la señal modulada base y de la señal modulada de incremento precodificada, comprendiendo el método de recepción los pasos de recibir y remodular la primera y la segunda señal de transmisión usando un método de demodulación de acuerdo con un método de modulación usado en la señal modulada base y la señal modulada de incremento y realizando la decodificación de corrección de errores para obtener los datos. En el método de recepción, cuando se precodifica un bloque codificado en base a la señal modulada de incremento, dejando que la cantidad de intervalos requejidos para transmitir el bloque codificado como la primera y la segunda señal de transmisión de acuerdo con un método de modulación sea M, la cantidad de las múltiples matrices de precodificación que difieren entre sí sea N, un índice para identificar cada una de las múltiples matrices de precodificación sea F (siendo F de 1 a N) , y la cantidad de intervalos a los que se asigna una matriz de precodificación con índice F sea C [F] , (C[F] siendo menor que M) , cada una de las múltiples matrices de precodificación se asigna a los M usados para transmitir el bloque codificado de manera que para cualquier a, b (donde a, b son de 1 a N y a b) , la diferencia entre C [a] y C [b] es 0 ó 1.

Un aparato de recepción de acuerdo con una modalidad de la presente invención es para recibir una primera y una segunda señal de transmisión transmitidas por un aparato de transmisión desde múltiples diferentes salidas por la misma banda de frecuencias y al mismo tiempo, donde una señal modulada base está formada de una corriente base y una señal modulada de incremento está formada de una corriente de incremento de datos que difiere de la corriente base, generándose una señal modulada de incremento precodificada seleccionando una matriz de precodificación entre múltiples matrices de precodificación y precodificando la señal modulada de incremento usando la matriz de precodificación seleccionada, conmutándose regularmente la selección de la matriz de precodificación, y la primera y la segunda señal de transmisión se generan de una señal de acuerdo con la señal modulada base y de la señal modulada de incremento precodificada, recibiendo y remodulando el aparato de recepción la primera y la segunda señal de transmisión usando un método de demodulación de acuerdo con un método de modulación usado en la señal modulada base y la señal modulada de incremento y realizando la decodificación de corrección de errores para obtener los datos. En el aparato de recepción, cuando se precodifica un bloque codificado en base a la señal modulada de incremento, dejando que la cantidad de intervalos requeridos para transmitir el bloque codificado como la primera y la segunda señal de transmisión de acuerdo con un método de modulación sea M, la cantidad de las múltiples matrices de precodificación que difieren entre sí sea N, un índice para identificar cada una de las múltiples matrices de precodificación sea F (siendo F de 1 a N) , y la cantidad de intervalos a los que se asigna una matriz de precodificación con índice F sea C [F] , siendo (C[F] menor que M) , cada una de las múltiples matrices de precodificación se asigna a los M intervalos usados para transmitir el bloque codificado de manera que en cualquier a, b (donde a, b son de 1 a N y a ? b) , la diferencia entre C [a] y C [b] es 0 ó 1.

Explicación suplementaria 2 Supongamos que las señales de banda base precodificadas ??(?), z2(i) (donde i representa el orden en términos de tiempo o frecuencia (portadora) ) se generan precodif icando señales de banda base si (i) y s2(i) (que son señales de banda base correlacionadas con cierto método de modulación) para dos corrientes mientras se conmuta regularmente entre las matrices de precodificación . Sean Ii(i) y Qi(i) el componente en fase I y el componente de cuadratura de la señal de banda base precodificada zx(i) , respectivamente, y sean 12(1) y Q2( ) el componente en fase I y el componente de cuadratura de la señal de banda base precodificada z2(i), respectivamente. En ese caso, pueden conmutarse los componentes de banda base, y las señales moduladas correspondientes a la señal de banda base conmutada r^i) y la señal de banda base conmutada r2(i) pueden transmitirse desde diferentes antenas al mismo tiempo y por la misma frecuencia, transmitiendo una señal modulada correspondiente a la señal de banda base conmutada rx(i) desde la antena de transmisión 1 y una señal modulada correspondiente a la señal de banda base conmutada r2(i) desde la antena de transmisión 2 al mismo tiempo y por la misma frecuencia. Los componentes de banda base pueden conmutarse del siguiente modo.

•Seanli(i) yQ2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri(i), respectivamente, y sean I2(i) y Qi(i) componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente .

• Sean Ii(i) y I2(i) componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri(i), respectivamente, y sean Qi(i) y Q2(i) componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente .

• Sean I2 ( i ) y Ii (i ) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rx(i) , respectivamente, y sean Qi(i) y Q2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente .

• Sean ?? (i) y I2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r^ i), respectivamente, y sean Q2(i) y Qi(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente .

• Sean I2(i) yli(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri(i), respectivamente, y sean Q2(i) y Qi(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente .

• Seanli(i) yQ2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r^i), respectivamente, y sean Qi(i) y I2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente .

• Sean Q2(i) yli(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri(i), respectivamente, y sean I2(i) y Qi(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente .

• Sean Q2 (i) y Ii (i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri(i), respectivamente, y sean Qi(i) y I2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente .

• Seanlx(i) yl2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente, y sean Qi(i) y Q2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rx (i) , respectivamente .

• Sean I2 (i) y Ii (i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente, y sean Qi(i) y Q2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri (i) , respectivamente .

• Seanli(i) yl2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente, y sean Q2(i) y Qi(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rx (i) , respectivamente .

• Sean I2 ( i ) y Ii ( i ) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente, y sean Q2(i) y Qi(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rx (i) , respectivamente .

• Sean Ii ( i ) y Q2 (i ) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente, y sean I2(i) y Qi(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri ( i) , respectivamente .

• Sean I1 ( i ) y Q2 ( i ) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente, y sean Qi(i) y 12(1) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri (i) , respectivamente .

• Sean Q2 (i) y Ii (i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente, y sean I2(i) y Qi(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rx (i) , respectivamente .

• Sean Q2 ( i ) y Ii ( i ) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente, y sean Qi(i) y I2(i) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rx (i) , respectivamente .

En la descripción precedente, se precodif ican las señales de dos corrientes, y conmutan los componentes en fase y componentes de cuadratura de las señales precodificadas , pero la presente invención no está limitada a esto. Pueden precodificarse las señales de más de dos corrientes, y conmutarse los componentes en fase y componentes de cuadratura de las señales precodificadas .

En el ejemplo precedente, se ha descrito la conmutación de las señales de banda base al mismo tiempo (o la misma frecuencia ( (sub) portadora) ) , pero la conmutación no está limitada a las señales de banda base simultáneas. Lo que sigue es un ejemplo de otra posibilidad.

· Sean Ii(i + v) y Q2(i + w) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rx (i) , respectivamente, y sean I2(i + w) y Qi(i + v) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente.

· Sean Ii(i + v) y I2(i + w) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri (i) , respectivamente, y sean Qi(i + v) y Q2(i + w) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente.

· Sean I2(i + w) y Ii(i + v) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri (i) , respectivamente, y sean Qi(i + v) y Q2(i + ) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente.

· Sean Ii(i + v) y I2(i + w) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri (i) , respectivamente, y sean Q2(i + w) y Qi(i + v) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 ( i ) , respectivamente .

· Sean I2(i + w) y Ii(i + v) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri (i) , respectivamente, y sean Q2(i + w) y Qi(i + v) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i) , respectivamente.

· Sean ??(? + v) y Q2(i + w) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rx (i) , respectivamente, y sean Qi(i + v) y I2 (i + w) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente.

· Sean Q2(i + w) y Ii(i + v) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rx (i) , respectivamente, y sean I2(i + w) y Qi(i + v) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente.

· Sean Q2(i + w) y I^i + v) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri (i) , respectivamente, y sean Qi (i + v) y I (i + w) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i), respectivamente.

· Sean Ii(i + v) y I2(i + w) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente, y sean Qi(i + v) y Q2(i + w) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri(i), respectivamente.

· Sean I2(i + w) y Ii(i + v) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente, y sean Qi(i + v) y Q2 (i + w) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri(i), respectivamente.

· Sean Ii(i + v) y I2(i + w) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente, y sean Q2(i + w) y Qi(i + v) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri(i), respectivamente.

· Sean I2(i + ) y ??(? + v) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 ( i ) , respectivamente, y sean Q2(i + w) y Qi(i + v) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri(i), respectivamente.

· Sean Ii(i + v) y Q2(i + w) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente, y sean I2(i + w) y Qi(i + v) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri(i), respectivamente.

· Sean Ii(i + v) y Q2(i + w) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente, y sean Qi(i + v) y I2(i + ) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri(i), respectivamente.

· Sean Q2(i + w) y Ii(i + v) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente, y sean I2(i + w) y Qi(i + v) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada i(i) , respectivamente.

· Sean Q2(i + w) y lj(i + v) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2 (i) , respectivamente, y sean Qi(i + v) y I2(i + w) el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada rx(i), respectivamente.

La figura 88 muestra una unidad que cambia las señales de banda base 8802 para ilustrar el ejemplo precedente. Tal como se muestra en la figura 88, en las señales de banda base precodif icadas Zi(i) 8801_1 y z2(i) 8801_2, el componente en fase I y el componente de cuadratura de la señal de banda base precodificada Zi(i) 8801_1 son Ii(i) y Qi(i) , respectivamente, y el componente de cuadratura de la señal de banda base precodificada z2(i) 8801_2 son I2(i) y Q2(i), respectivamente. Dejando que el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada ri(i) 8803_1 sean Iri(i) y Qri(i), respectivamente, y el componente en fase y el componente de cuadratura de la señal de banda base conmutada r2(i) 8803_2 sean Ir2(i) y Qr2(i), respectivamente, el componente en fase Iri(i) y el componente de cuadratura Qri(i) de la señal de banda base conmutada ri(i) 8803_1 y el componente en fase Ir2(i) y el componente de cuadratura Qr2 ( i ) de la, señal de banda base conmutada r2(i) 8803_2 se expresan como uno de los valores descritos precedentemente. Obsérvese que en este ejemplo, se ha descrito la conmutación de las señales de banda base precodificadas al mismo tiempo (o la misma frecuencia ( (sub) portadora) ) , pero como ya se describió, pueden conmutarse las señales de banda base precodificadas en diferentes momentos (o diferentes frecuencias ( (sub) ortadoras) ) .

Asimismo, puede transmitirse una señal modulada correspondiente a la señal de banda base conmutada rx(i) 8803_1 y la señal de banda base conmutada r2(i) 8803_2 desde diferentes antenas al mismo tiempo y en la misma frecuencia, por ejemplo transmitiendo una señal modulada correspondiente a la señal de banda base conmutada r^i) 8803_1 desde la antena 1 y una señal modulada correspondiente a la señal de banda base conmutada r2(i) 8803_2 desde la antena 2 al mismo tiempo y en la misma frecuencia.

El método para disponer los símbolos descrito en las Modalidades Al a A4 y en la Modalidad 1 puede implementarse de manera similar a método de precodificación para la conmutación regular entre las matrices de precodificación usando múltiples diferentes matrices de precodificación, difiriendo el método de precodificación del "método para conmutar entre diferentes matrices de precodificación" en la presente descripción. Lo mismo vale para otras modalidades también. Lo que sigue es una explicación suplementaria relativa a las múltiples diferentes matrices de precodificación .

Represéntense N matrices de precodificación como F[0] , F[l], F[2], F[N - 3], F[N - 2], F [N - 1] para un método de precodificación para la conmutación regular entre las matrices de precodificación. En ese caso, se supone que las "múltiples diferentes matrices de precodificación" mencionadas precedentemente cumplen las siguientes dos condiciones (Condición *1 y Condición *2) .

Matemática 304 Condición *1 F[x] ? F[y] para Vx, Vy (x, y = 0, 1, 2, N - 3, N - 2, N - 1; x ? y) Se desprende de la condición *1 que " (siendo x un entero de 0 a N - 1, y siendo un entero de 0 a N - 1, y x? y) para todo x y todo y, F [x] ? F [y] " .

Matemática 305 Condición *2 F[x] = k x F[y] Siendo x un entero de 0 a N - 1, y siendo un entero de 0 a N - l, yx ? y, para todo x y todo y, sin que exista ningún número real o complejo k que cumpla la anterior Ecuación.

Lo que sigue es una explicación suplemen que usan una matriz de 2 x 2 como ejemplo. Represéntense las matrices de 2 x 2 R, S del siguiente modo.

Matemática 306 Matemática 30 • Sean a = Aejol\ b = BesÍjO6"12, c = Ce »Jj062±1 , y d = De J]—622 y e = EejY11, f = FejYl2, g = GejY2\ y h = HejY22. A, B, C, D, E, F, G y H números reales 0 o superiores, y exprésense 511, 512, 521, 521, ???, ?12, ?21, y ?21 en radianes. En ese caso, R? S significa que vale al menos uno de los siguientes: (1) a ? e, (2) b ? f, (3) c ? g, y (4) d ? h.

Una matriz de precodificación puede ser la matriz R donde uno de a, b, c y d es cero. En otras palabras, la matriz de precodificación puede ser tal que (1) a sea cero, y b, c y d sean no cero; (2) b sea cero, y a, c y d sean no cero; (3) c sea cero, y a, b y d sean no cero; o (4) d sea cero, y a, b y c sean no cero.

En sistema ej emplificativo de la descripción de la presente invención, es un sistema de comunicaciones que usa un método MIMO del modo descrito, donde se transmiten dos señales moduladas desde dos antenas y son recibidas por dos antenas. La presente invención, sin embargo, puede ser adoptada también por supuesto en un sistema de comunicaciones que use un método de múltiples entradas y una sola salida (MISO, por sus siglas en inglés) . En el caso de un método MISO, la adopción de un método de precodificación para la conmutación regular entre múltiples matrices de precodificación en el aparato de transmisión es igual a la que ya se describió. Por otra parte, el aparato de recepción no se provee con la antena 701_Y, la unidad inalámbrica 703_Y, la unidad de estimación de fluctuación de canal 707_1 para la señal modulada zl, o la unidad de estimación de fluctuación de canal 707_2 para la señal modulada z2. En ese caso también, sin embargo, puede realizarse el procesamiento detallado en la presente descripción para estimar los datos transmitidos por el aparato de transmisión. Obsérvese que es ampliamente conocido que múltiples señales transmitidas en la misma frecuencia y al mismo tiempo pueden ser recibidas por una y decodificadas (para la recepción de una antena, basta preparar el cálculo tal como el cálculo ML (Max-log APP o similar) ) . En la presente invención, basta para la unidad de procesamiento de señales 711 de la figura 7 preparar la demodulación (detección) teniendo en cuenta el método de precodificación para la conmutación regular que se usa en el extremo de transmisión.

Aplicabilidad industrial La presente invención es ampliamente aplicable en sistemas inalámbricos que transmiten diferentes señales moduladas desde múltiples antenas, tales como el sistema de transmisión OFDM-MIMO. Asimismo, en un sistema de comunicaciones cableadas con múltiples localizaciones de transmisión (tales como un sistema de comunicaciones por líneas eléctricas (PLC, por sus siglas en inglés) , un sistema de comunicaciones ópticas o un sistema de línea de abonado digital (DSL, por sus siglas en inglés) ) , la presente invención puede adaptarse a la transmisión MIMO, en cuyo caso se usan múltiples localizaciones de transmisión para transmitir múltiples señales moduladas del modo descrito por la presente invención. Una señal modulada también puede transmitirse desde múltiples localizaciones de transmisión.

Lista de números de referencia 302A, 302B codificador 304A, 304B interpolador 306A, 306B unidad de correlación 314 unidad generadora de información de ponderación 308A, 308B unidad de ponderación 310A, 310B unidad inalámbrica 312A, 312B antena 402 codificador 404 unidad de distribución 504#1, 504#2 antena de transmisión 505#1, 505#2 antena de recepción 600 unidad de ponderación 703 X unidad inalámbrica 701_X antena 705_1 unidad de estimación de fluctuación de canal 705_2 unidad de estimación de fluctuación de canal 707_1 unidad de estimación de fluctuación de canal 707_2 unidad de estimación de fluctuación de canal 709 unidad de decodificación de información de control 711 unidad de procesamiento de señales 803 detector de MIMO INTERIOR 805A, 805B unidad de cálculo de verosimilitud logarítmica 807A, 807B desinterpolador 809A, 809B razón de unidad de cálculo de verosimilitud logarítmica 811A, 811B decodificador de entrada de software/salida de software 813A, 813B interpolador 815 unidad de almacenamiento 819 unidad generadora de coeficiente de ponderación 901 decodificador de entrada de software/salida de software 903 unidad de distribución 1301A, 1301B procesador relacionado con OFDM 1402A, 1402A convertidor de serial/paralelo 1404A, 1404B unidad de reordenación 1406A, 1406B transformador de Fourier rápido inverso 1408A, 1408B unidad inalámbrica 2200 unidad generadora de ponderación de precodificación 2300 unidad de reordenación 4002 grupo de codificadores Se hace constar que con relación a esta fecha, el mejor método conocido por la solicitante para llevar a la práctica la citada invención, es el que resulta claro de la presente descripción de la invención.

Claims

REIVINDICACIONES Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes reivindicaciones:

1. Método de precodificación para generar, a partir de múltiples señales de banda base, múltiples señales precodificadas que deben transmitirse por el mismo ancho de banda de frecuencias al mismo tiempo, caracterizado porque comprende los pasos de: seleccionar una matriz F[i] entre N matrices mientras se cambia entre las N matrices, definiendo las N matrices la precodificación realizada en las múltiples señales de banda base, siendo i un entero de 0 a N - 1, y siendo N un entero de al menos dos ; y generar una primera señal precodificada zl y una segunda señal precodificada z2 precodificando, de acuerdo con la matriz seleccionada F[i], una primera señal de banda base si generada a partir de los primeros múltiples bits y una segunda señal de banda base s2 generada a partir de los segundos múltiples bits, generándose un primer bloque codificado y un segundo bloque codificado, respectivamente, como los primeros múltiples bits y los segundos múltiples bits usando un método de codificación predeterminada de bloques de corrección de errores, generándose la primera señal de banda base si y la segunda señal de banda base s2, respectivamente, del primer bloque codificado y el segundo bloque codificado para que tengan M símbolos cada una, generándose la primera señal precodificada zl y la segunda señal precodificada z2 para que tengan cada una M intervalos precodificando una combinación de la primera señal de banda base si y la segunda señal de banda base s2 , siendo M un entero de al menos dos, cumpliendo la primera señal precodificada zl y la segunda señal precodificada z2 la ecuación (zl, z2)T = F[i] (si, S2)T.

2. Dispositivo de precodificación para generar, a partir de múltiples señales de banda base, múltiples señales precodificadas que deben transmitirse por el mismo ancho de banda de frecuencias al mismo tiempo, caracterizado porque comprende: una unidad de generación de información de ponderación configurada para seleccionar una matriz F[i] entre N matrices mientras se cambia entre las N matrices, definiendo las N matrices la precodificación realizada en las múltiples señales de banda base, siendo i un entero de 0 a N - 1, y siendo N un entero de al menos dos; una unidad de ponderación configurada para generar una primera señal precodificada zl y una segunda señal precodificada z2 precodificando, de acuerdo con la matriz seleccionada F[i], una primera señal de banda base si generada a partir de los primeros múltiples bits y una segunda señal de banda base s2 generada a partir de los segundos múltiples bits; una unidad de codificación de corrección de errores configurada para generar un primer bloque codificado como los primeros múltiples bits y un segundo bloque codificado como los segundos múltiples bits utilizando un método de codificación predeterminada de bloques de corrección de errores; y una unidad de correlación configurada para generar una señal de banda base con M símbolos del primer bloque codificado y una señal de banda base con M símbolos del segundo bloque codificado, siendo M un entero de al menos dos, cumpliendo la primera señal precodificada zl y la segunda señal precodificada z2 la ecuación (zl, z2)T = F[i] (si, s2)T, y generando la unidad de ponderación señales precodificadas con M intervalos precodificando una combinación de la señal de banda base generada del primer bloque codificado y la señal de banda base generada del segundo bloque codificado.