MX2010002322A - Metodo de ajuste para condicionar la grabacion y dispositivo de disco optico. - Google Patents

Metodo de ajuste para condicionar la grabacion y dispositivo de disco optico.

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MX2010002322A MX2010002322A MX2010002322A MX2010002322A MX 2010002322 A MX2010002322 A MX 2010002322A MX 2010002322 A MX2010002322 A MX 2010002322A MX 2010002322 A MX2010002322 A MX 2010002322A MX 2010002322 A MX2010002322 A MX 2010002322A
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Yusuke Nakamura
Koichiro Nishimura
Hiroyuki Minemura
Takahiro Kurokawa
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Hitachi Consumer Electronics
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Abstract

En un sistema de disco óptico con longitud de restricción igual o mayor que 5, bajo la suposición que el conteo 2T continuo incluido en un arreglo de bits de evaluación predeterminado denotado por i y la longitud de evaluación del arreglo de bits de evaluación está dado por (5+2i), se juzga si los arreglos de bits binarios incluye el arreglo de bits de evaluación. Los vectores de error se preparan previamente con base en las señales objetivo correspondiente a los arreglos de bits binarios, y la selección de un ventor de error deseado se realiza según el resultado del juicio. AL mismo tiempo, se calcula un ventor de error actualizado a partir de la señal objetivo derivada del arreglo de bits y la señal reproducida, y se calcula el producto interno del vector de un error ecualizado y el vector de error seleccionado.

Description

MÉTODO DE AJUSTE PARA LA CONDICIÓN DE GRABACIÓN DISPOSITIVO DE DISCO ÓPTICO ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Esta invención se relaciona con un método para ajustar la condición' de grabación en la información de grabación en un medio de disco óptico sobre el cual se forman marcas grabadas que tienen una propiedad física diferente a la propiedad física de la parte del medio de disco óptico la cual es diferente a las marcas grabadas, y también se relaciona con el dispositivo de disco óptico usando el método de ajuste. Los medios de disco óptico ampliamente disponibles hoy en día incluyen Cd-R/RW, DVD-RAM, DVD+R/Rw, BD, etc., y algunos de ellos tienen dos capas de datos. Los dispositivos de disco óptico adaptados para grabación y reproducción con estos medios de disco óptico mencionados anteriormente, por ejemplo, las unidades de disco DVD "supér multi-drive" se utilizan ampliamente hoy en día. En el futuro cercano, las unidades de disco de alto rendimiento adaptadas para discos de rayo azul "blu-ray" (referidos de aquí en adelante sencillamente como BD) se utilizarán ampliamente. Además, es necesario que los discos ópticos tengan una capacidad aún mayor; El aumento en la velocidad motora de la unidad de disco óptico y en la densidad de la información grabada en el disco óptico ha necesitado la introducción de una técnica en la cual la binarización de la señal reproducida es realizada mediante . un procedimiento de reproducción de Probabilidad Máxima de Respuesta Parcial (PRML - Partial Response Máximum Likelihood) . Como se conoce uno de los procedimientos de PRML, el PRML adaptivo o el PRML compensatorio, el cual puede cambiar adaptivamente el nivel de la señal objetivo de acuerdo con la señal reproducida. El documento. 1, que no es una patente, "Journal C of Institute of Electronic, Information and Communication Engineers, Vol . J90-C, p.519 (2007)" describe el hecho de que un dispositivo adaptado para BD puede lograr un equivalente de grabación de alta densidad de 35 GB utilizando un procedimiento PRML en donde la asimetría de la señal reproducida y la interferencia térmica al momento de la grabación pueden compensarse . En el documento se indica que el rendimiento de reproducción bajo lá condición para grabación de alta densidad es mayor para la longitud de restricción mayor (longitud de bit que representa la .'clase') . Con el fin de obtener el mejor resultado de la binarización, se instala un ' ecualizador automático que minimiza el error RMS entre la señal reproducida y la señal objetivo para el índice PRML en un dispositivo de disco óptico provisto con tal procedimiento PRML. En general, tal ecualizador automático se instala como un filtro de respuesta finita al impulso (FIR) que tiene factores de etapas variables. El aumento en la densidad de grabación en un disco óptico conduce a la disminución en el tamaño de cada marca grabada en comparación con el tamaño del punto de luz, y por tanto tiene como resultado la reducción de la amplitud de la señal reproducida obtenida. La potencia de resolución del punto de luz se determina por la longitud de onda X. y el número de apertura NA del lente del objetivo. De manera acorde, si la longitud de. la marca grabada que tiene la longitud de recorrido más corta se hace igual o menor que. X/4NA, la amplitud de la señal correspondiente a la serie repetida ' de tales marcas registradas se reduce a cero. Este fenómeno se conoce como "corte óptico" y puede ocurrir cuando A/4NA ' 119 nm en el caso de los BD. En el caso de los BD, un intento de lograr una capacidad de grabación de más de cerca de 31 GB manteniendo el ancho de pista constante, ocasiona que la amplitud de señal correspondiente a la serie repetida de marcas registradas haciendo que la longitud de recorrido más corta de 2T sea reducida a cero. Por tanto es indispensable utilizar un procedimiento PR L con el fin dé lograr un rendimiento de reproducción satisfactorio bajo tal condición de alta densidad. Cuando la información deseada se graba en un disco óptico grabable, el estado de cristalización, por ejemplo, en la película de grabación se cambia utilizando luz láser pulsado cuya intensidad sea modulada (de aquí en adelante se referirá a la misma como 'pulso de grabación') . Los materiales para tales películas de grabación incluyen sustancias de fase variable, pigmentos orgánicos, ciertos tipos de aleaciones y óxidos, todos los cuales son bien conocidos y ampliamente utilizados. En el método de codificación de extremos de marca para uso con CD, DVD y BD, la información del código se determina según las posiciones de los extremos inicial y final. Respecto a los pulsos de grabación, las posiciones y ancho .del primer pulso que determina principalmente la condición para formar el extremo inicial de una marca grabada y el último pulso que determina principalmente la condición para formar el extremo final de la marca grabada, son importantes para mantener la calidad de la información grabada en una buena condición. Por tanto, se acostumbra utilizar "pulsos de grabación adaptivos" con los discos ópticos grabables los cuales pueden cambiar adaptivamente las posiciones o anchos del primer y último pulso de acuerdo con la longitud de cada marca grabada y ' las longitudes de los espacios inmediatamente precedentes y posteriores a la marca grabada. Bajo una condición de grabación de alta densidad tal como la descrita anteriormente, dado que el tamaño de cada marca grabada formada se vuelve muy pequeño; es necesario seleccionar la condición para irradiar los, pulsos de grabación (referida de aquí en adelante como la "condición de grabación") con una precisión más alta de la convencional.. Por otra parte, en un dispositivo de disco óptico, la forma del punto de luz varía según la longitud de onda en la fuente de luz, aberración frontal de la onda, condición de enfoque, la inclinación del disco, etc. Además, dado que la temperatura ambiente y el efecto de envejecimiento cambian la impedancia y la eficiencia cuántica del dispositivo láser semiconductor, las formas de los pulsos de retroceso cambian de manera acorde. La técnica para obtener invariablemente la mejor condición de grabación en respuesta a las formas de los puntos de luz y ¦ las formas de los pulsos de grabación ambos de los cuales fluctúan según los ambientes y dispositivos, normalmente se llama "escritura de prueba". Tal técnica para aj star la condición de grabación usando la escritura de prueba se hará cada vez más importante con el requisito de aumentar aún más la densidad de grabación. Las técnicas de. ajuste para la condición de grabación se clasifican a grandes rasgos en dos categorías: un método usa la tasa de error de bits o la tasa de error de bytes como índice y la otra utiliza un índice estadístico como la fluctuación (jitter) . La primera presta atención a un evento que ocurre con una pequeña probabilidad respecto a los datos registrados y trata sobre la calidad promedio de los datos grabados. Respecto a los discos ópticos grabables una sola vez, por ejemplo, en el caso donde se graban datos y se reproducen desde varias ubicaciones en el disco con una condición de grabación variada, incluso la mejor condición de grabación para el primer método puede ocasionar un error de bits o un error de bytes grande si huellas dactilares se sobreponen a los datos grabados. Por tanto, no debe seleccionarse el primer método en este caso. La mejor condición de grabación debe ser tal que la calidad promedio de los datos grabados bajo tal condición de grabación sea óptima. Por tanto, puede decirse que el método que utiliza un índice estadístico es preferible para medios de almacenamiento como discos ópticos, los cuales son vulnerables a fallas materiales, huellas dactilares o polvo.. · Los métodos correspondientes al procedimiento PR L para evaluar estadísticamente la calidad de los datos grabados se describe en, por ejemplo, el documento no perteneciente a una patente 2, " Jpn. J. Appl . Phys . Vol'. 43, p. 4850 (2004)"; el documento de patente 1, JP-A-2003-141823" ; el documento de patente 2, "JP-A-2005-346897"; el documento de patente 3, "JP-A-2005 - 196964 " ; el documento de patente 4, "JP-A-2004-253114 " ; y el documento de patente 5, "JP-A-2003 -151219 " . El documento de patente 1, "JP-A-2003 -141823 " , describe la técnica en donde se hace uso de la certeza Pa correspondiente al arreglo de cambio de estado con mayor probabilidad y la certeza Pb correspondiente al arreglo de cambio de estado de probabilidad secundaria de manera que se evalúe la calidad de la señal reproducida con base en la distribución de |Pa-Pb| . De acuerdo con el documento que no es una patente 2, "Jpn. J. Appl. Phys. Vol. 43, p. 4850 (2004)", el valor obtenido restando la distancia euclidiana entre dos señales objetivo a partir del valor absoluto de la diferencia entre la distancia euclidiana (correspondiente a Pa) entre la señal objetivo que representa el arreglo de bits binario (correspondiente al arreglo de desplazamiento de estado de mayor probabilidad) derivado de la señal reproducida y la señal reproducida, y la distancia euclidiana (correspondiente a Pb) entre la señal objetivo que representa el arreglo de bits binario (correspondiente al arreglo de desplazamiento de estado de probabilidad secundaria) derivado de un desplazamiento de un solo bit del extremo interesado y la señal reproducida, se define como MLSE (error de secuencia de probabilidad máxima) (MLSE - Máximum Likelihood Sequence Error) , y la condición de grabación se ajusta de una manera tal que el valor promedio de la distribución de MLSE se reduce a cero para cada patrón grabado . El documento de patente 2, "JP-A-2005-346897" , describe una técnica donde el desplazamiento de extremo se observa específicamente: un patrón virtual que tiene una longitud de recorrido de IT se usa como un patrón de error para mostrar que el extremo de los cambios de señal reproducida a la derecha o izquierda; la cantidad de desplazamiento del extremo se obtiene calculando la diferencia entre errores de secuencia que tienen un signo positivo o negativo según la dirección en la que ocurrió el desplazamiento de extremo; y la condición de grabación se ajusta de manera que cause que el desplazamiento de extremo se aproxime a cero. En este caso, el índice de evaluación se llama "índice V-SEAT (error de secuencia basado en estado virtual para objetivo adaptivo) (V-SEAT o Virtual state based Sequence Error for Adaptive Target) " . Los documentos de patente 3 y 4, "JP-A-2005-196964 y JP-A-2004 -253114 " , describen una técnica en donde la diferencia entre la distancia euclidiana entre la señal reproducida y el patrón correcto y la distancia euclidiana entre la señal reproducida y el patrón de error, se calcula usando una tabla que contiene las combinaciones de patrones correctos y los patrones de error correspondientes a los patrones correctos; y la Tasa de error de bits simulada (SbER o Simulated bit Error Rate) se obtiene del promedio y la desviación estándar de las .diferencias en la distancia euclidiana. El documento de patente 5, "JP-A-2003 - 151219 ", describe una técnica donde, con base en la diferencia entre la distancia euclidiana entre la señal reproducida y el patrón correcto y la distancia euclidiana entre la señal reproducida y un patrón de error, se obtienen las probabilidades de error correspondientes respectivamente al caso donde el extremo interesado se ha desplazado a la izquierda y el caso, donde se ha desplazado a la derecha; y la. condición de grabación se ajusta de manera que iguale entre sí las probabilidades correspondientes a los dos casos. De manera acorde, se hace uso de una señal reproducida preseleccionada, un primer patrón cuyo patrón de onda corresponde al de la señal reproducida preseleccionada, y un patrón arbitrario (un segundo o un tercer patrón) cuyo patrón de onda corresponde a aquel de la señal reproducida ¦ preseleccionada pero es diferente del primer patrón. En primer lugar, se obtiene la diferencia de distancia D = Ee - Eo entre la distancia Eo entre la señal reproducida y el primer patrón y la distancia Ee entre la señal reproducida y el patrón arbitrario. En segundo lugar, se obtiene la distribución de las diferencias de distancia Ds con respecto a varias muestras de las señales reproducidas . En tercer lugar, el parámetro de evaluación de calidad (?/s) se determina con base en la proporción' del promedio M de las diferencias' de distancia Ds obtenidas respecto a la desviación estándar s de la distribución de las diferencias de distancia Ds obtenidas. Y finalmente, se evalúa la calidad de la señal reproducida a partir del valor del índice de evaluación (Mgn) representado por los parámetros de evaluación de calidad.
SUMARIO DE LA INVENCIÓN El arreglo de transición de estado de mayor probabilidad y el arreglo de transición de estado de probabilidad secundaria descritos en el documento de patente 1 son los mismos que los patrones correctos y de error descritos en el documento de patente 3, en que ambos son los arreglos de bits objetivo para medir distancias a las señales reproducidas. Los documentos de patente 2 y 5 describen tres arreglos de bits objetivo, los cuales tienen todos el mismo significado. Estos arreglos de bits objetivo serán llamados de aquí en adelante un "arreglo de bits. de evaluación" colectivamente. Además, esta invención básicamente tiene como objetivo proporcionar sistemas de BD que tienen una alta capacidad de más de 30 GB, y la siguiente descripción se hará sobre la suposición de que la longitud de recorrido más corto para el código de modulación es 2T. Como se describe en el documento que no es una patente 1, un sistema PRML que tiene una longitud de restricción de 5 ó mayor es preferible para lograr una grabación de alta densidad. Como se describe anteriormente, cuando se aumenta la densidad de grabación a lo largo de la pista (o densidad de grabación lineal), el requisito óptico estándar para BD (longitud de onda: 405 nm; número de apertura del lente objetivo: 0.85) ocasionará que la amplitud de la señal repetida cada periodo de 2T se reduzca a cero. En tal caso, es bien conocido que el sistema PRML con la característica PR (1,2,2,2,1) en la cual las amplitudes de las señales 2T continuas se reducen a cero, es adecuado. Los documentos de patente 3 y 4 describen el método, adaptado para la característica PR (1,2,2,2,1), calculando la SbER, (tasa de error de bits simulada) la cual se utiliza para evaluar la calidad de la señal reproducida. Este método SbER utiliza los arreglos de bits binarizádos (patrones correctos) y los arreglos de bits de evaluación de probabilidad secundaria (patrones de error) como un arreglo de bits que tienen una distancia de Hamming de 1, a partir del patrón correcto (un desplazamiento de extremo) , un arreglo de bits que tiene una distancia de Hamming de 2 a partir 'del patrón correcto (desplazamiento de datos 2T) y un arreglo de bits que tiene una distancia de Hamming de 3 a partir del patrón correcto (desplazamiento de datos 2T-2T) ; considera la distribución de tales patrones como una distribución Gaussiana y estima la tasa de' error de bits a partir del promedio y la desviación estándar utilizando la función de error. A continuación se hará una descripción del rendimiento requerido para la técnica para ajustar la condición de grabación de alta precisión necesaria para realizar un sistema de disco óptico que tiene una capacidad de grabación de 30GB o mayor con base en el estándar BD. Tal técnica requiere, con respecto a por lo menos la calidad de los datos grabados de acuerdo con el resultado del ajuste, (1) que la SbER y la tasa de error de bits deben ser suficientemente pequeños y (2) que los datos grabados en un disco con una unidad de disco deben dar como resultado una tasa de error de bits y SbER suficientemente pequeñas al reproducirse desde el mismo disco con otra unidad de disco. El rendimiento requerido (1) dado anteriormente parece ser algo normal, pero el rendimiento requerido (2) se busca específicamente dado que la unidad de disco debe reproducir los datos grabados con otra unidad de disco. Por tanto, no puede decirse que el método de ajuste para la condición de grabación que no puede cumplir los rendimientos requeridos descritos anteriormente (1 y 2) es adecuado para el sistema de disco óptico de alta densidad. Desde el punto de vista de los dos rendimientos requeridos descritos anteriormente, a continuación se describirán los problemas asociados con las técnicas convencionales y sus combinaciones. Primero, se explican diversos eventos causados cuando la grabación y reproducción de alta densidad que tienen una capacidad de 30GB o mayor por superficie de disco se realiza mediante experimentos y simulaciones en las cuales se aumenta la densidad de grabación lineal. La Figura 2 muestra gráficamente un resultado experimental que ilustra la relación entre los conteos de errores de bits y' la potencia de grabación .medida usando un disco óptico escribible uña sola vez de tres capas el cual se produjo para fines de prueba. Las capas delgadas que sirven como medio de grabación en el disco de prueba se fabricaron con un compuesto químico basado en Ge. Las separaciones entre las capas superiores y media y entre las capas media e inferior fueron 14 pm and 18 pm, respectivamente. El grosor de la capa de recubrimiento transparente fue de 100 pm, medida desde la superficie superior a la superficie inferior en contacto con la capa inferior. El tamaño de pista, fue de 320 nm. La condición de grabación/reproducción fue tal que la velocidad de transferencia de datos es el doble que para el BD y que el ancho (IT) dé la ventana de detección se ajustó igual a cerca de 56 nm. De manera acorde, la densidad de grabación deseada se diseñó para ser de 33 GB. Los rayos láser de tipo multipulso ordinario modulados para tres niveles de potencia, por ejemplo, potencia pico, potencia de apoyo y potencia inferior, se utilizaron como fuentes de los pulsos de grabación. El sistema de procesamiento para la señal reproducida comprendió un convertidor A/D de 8 bits, un ecualizador automático que tiene 21 etapas, y un decodificador Vitervi con la característica PR (1,2,2,2,1) . El valor mínimo para BER fue menor a 10"5 para cada una de las tres capas. Los valores de potencia pico para las capas LO, Ll y L2 , las cuales causaron que la BER se haga mínima, fue de 13.5 m , 15.5 mW y 11.5 mW, respectivamente. La figura 2 muestra gráficamente la relación entre la potencia de grabación y el conteo de error de bits mientras la potencia de grabación se cambió con la proporción entre los tres niveles de potencia manteniéndose constante. Esta gráfica refleja el caso donde un extremo se desplaza y también 1 ~ 4 2T consecutivos se desplazan colectivamente (deslizamiento) . En la figura 2 puede verse que los conteos de error de bits no sólo con respecto al desplazamiento de extremo sino también los desplazamientos colectivos son de igual manera mayor que lo anticipado, en respuesta a la desviación de la potencia de grabación. este resultado se debe al hecho de que la amplitud de la' señal 2T-2T; es 0, y que la distancia euclidiana de "12" para el desplazamiento colectivo de 2T consecutivos es menor que la . distancia euclidiana de "14" para el desplazamiento de extremo en el caso de la característica PR (1,2,2,2,1) . La figura 3 muestra gráficamente, como resultado de la simulación, la relación entre el SNR y SbER. En esta simulación, la respuesta al impulso que puede obtenerse al reproducir marcas grabadas se obtuvo mediante un simulador de difracción lineal, y la señal reproducida que puede obtenerse cuando la grabación se realiza idealmente se calculó mediante la convolución del arreglo de bits grabado y la respuesta al impulso. Se agregó ruido como ruido blanco, y se determinó la SNR como la proporción de la mitad del valor pico de la señal repetitiva de 8T a la desviación estándar del ruido. La tasa de error de bits deseada y SbER se obtuvieron a través del procesamiento con un sistema de procesamiento de señal reproducida que tiene la característica PR (1,2,2,2,1). El documento de patente 3 describe el patrón de evaluación correspondiente al caso donde continúan hasta dos señales 2T continuas . En esta simulación, se causó que continuaran hasta seis señales 2T continuas. Esta es una extensión (distancias de Hamming de 1 ~ 7) del caso descrito. Existen 18 patrones de evaluación según la distancia de Hamming de manera que el número total de patrones de evaluación es 252. A partir de la figura 3 es evidente que los valores de SbER permanecen casi constantes cuando el número de señales 2T continuas es igual o mayor que 2 (distancia de Hamming de 3) . Aunque este resultado parece ser contradictorio al resultado experimental mostrado en la figura 2, no es así. La definición en el cálculo de la SbER permite la estimación de la tasa de error de bits cuando la probabilidad de existencia del patrón de evaluación tomado en cuenta, e incluso una evaluación que cubra hasta dos señales 2T continuas puede estimar la tasa de error de bits general. La figura 4 muestra gráficamente un resultado experimental que indica la relación entre la tasa de error de bits y la SbER. Se realizó un experimento en una manera tal que la grabación a lo largo de cinco pistas continúa para incluir la influencia de la diafonía en la capa LO y que diversas tensiones de grabación/reproduceion se imponen sobre la pista en el centro. Las tensiones incluyen la inclinación radial (R-tilt) del disco, la inclinación tangencial (T-tilt) del disco, la aberración de foco (AF) , la aberración esférica (SA) debido al ajuste inadecuado del expansor de haz del cabezal óptico, y el cambio en la potencia de grabación (Pw) . Respecto a la inclinación radial, el resultado con respecto a la capa L2 también se muestra. A partir de la figura 4 es evidente que existe una buena correlación entre la tasa de error de bits y la SbER.
El motivo por el . cual hay una gran dispersión de puntos de datos alrededor de la tasa de error de bits de ÍO05 se atribuye principalmente a los defectos en el material de grabación utilizado en este experimento. Como- es aparente a partir del resultado del experimento y 1 la simulación,' es necesario que bajo el requisito de grabación y reproducción de alta densidad capaz de lograr una capacidad de grabación de 33 GB por superficie de disco, debe realizarse la evaluación de errores de bits que cubre no sólo . un desplazamiento de extremo (distancia de Hamming de 1) sino también por lo menos dos señales 2T . continuas (distancia de Hamming de 3) . No puede decirse que el método para evaluar la calidad de las señales reproducidas, el cual se concentra sólo en el desplazamiento de extremo, desarrolle una correlación suficiente entre la tasa de error de bits y la SbER. La distribución de las diferencias de la distancia euclidiana que acompañan a la grabación de alta densidad se describirá a continuación. El término "diferencia de la distancia euclidiana" utilizada en esta especificación significa el valor resultante de restar la distancia euclidiana entre la señal reproducida y la señal objetivo correcta de la distancia euclidiana entre la señal reproducida y la señal objetivo de error. Esta diferencia en la distancia euclidiana se define como |Pa-Pb| en el documento de patente 1 y como D en los documentos de patente 3 y 4. En el presente documento, con el fin de considerar un estado de grabación ideal, se utilizó una simulación como la descrita anteriormente. La SN se estableció en 24 dB, y la distribución de las diferencias de la distancia euclidiana que cubre hasta dos señales 2T continuas se calculó mientras la densidad de grabación se cambió dentro de un rango de 25 a 36 GB por superficie de disco (T = 74.5 nm - 51.7 nm) . La configuración del sistema de procesamiento de la señal reproducida es como se describe anteriormente. La figura 5 muestra el resultado de tales cálculos. Las distribuciones obtenidas son llamadas algunas veces la "distribución SAM" . Como se describe anteriormente, con la característica PR (1,2,2,2,1), la distancia euclidiana ideal (=14) para un desplazamiento de extremo es diferente a la distancia euclidiana (=12) para el desplazamiento de la señal 2T y la distancia euclidiana ( =12) para el desplazamiento de dos señales 2T continuas. Y con el fin de' denotarlas colectivamente, cada diferencia de distancia euclidiana se normalizó dividiéndola con la distancia euclidiana ideal. En la figura 5, la probabilidad estadística correspondiente al caso donde la diferencia de distancia se vuelve cero (en el extremo más a la izquierda) o negativo, da como resultado la tasa de error de bits . Como puede verse en la figura 5, es evidente que la distribución se extiende más ampliamente con la mejora en la densidad de grabación aunque el SNR se mantiene constante . Esta tendencia indica el aumento en la tasa de error con el aumento en la densidad de grabación, y por tanto es bastante razonable . El valor promedio de la distribución (aproximadamente igual al valor pico) para un desplazamiento de extremo permanece en la misma posición del eje horizontal de cerca de 1 (= distancia euclidiana ideal) incluso al aumentar la capacidad de grabación. Sin embargo, el valor promedio de la distribución, por ejemplo, el valor, pico, para el desplazamiento de una sola señal 2T o dos señales 2T continuas se mueve hacia cero cuando el número de desplazamientos y la capacidad de grabación aumentan. Se considera que la causa de este fenómeno depende de la capacidad de procesamiento del ecualizador automático utilizado. Como se describió anteriormente, el ecualizador automático funciona en una manera tal que el error RMS entre la señal reproducida y la señal objetivo correcta se minimiza. Dado que el intervalo de muestreo es IT el cual es un valor finito, el cálculo de las características de frecúencia discreta sólo puede realizarse hasta la mitad de la frecuencia de muestreo de acuerdo con el teorema de muestreo. En esta manera, dado que la característica de filtro que puede obtenerse con un ecualizador automático está restringida a la descrita anteriormente, las amplitudes de los componentes armónicos más altos de la señal reproducida se vuelven grandes para un patrón grabado en la región donde ocurre una continuación larga de 2T. Como resultado, se considera que se aproxima al límite superior de la capacidad de procesamiento del ecualizador automático de manera que la desviación de la distancia euclidiana ideal se hace grande. Como se describe más adelante, . el fenómeno que el valor pico (o valor promedio) de la distribución de las diferencias de distancia euclidiana se desplazan con el aumento de la densidad de grabación, hacia la dirección en la cual el valor pico tiende a ser menor que la distancia euclidiana ideal, es un evento importante respecto a la técnica para ajustar la condición de grabación. En el ¦presente documento se observa que ninguno de . los documentos citados anteriormente tiene una · descripción de este fenómeno. Con base en el: experimento y simulación descritos anteriormente, desde el punto de vista de los dos rendimientos requeridos mencionados anteriormente, los problemas que surgen de cada uno o una ^combinación de las técnicas convencionales descritas anteriormente se resumen como sigue . (1) Método descrito en el documento que no es una patente 2 El documento que no es una patente 2 describe la técnica en donde los ' desplazamientos de extremo se ajustan de tal manera que el valor promedio de la distribución de las diferencias de distancia euclidiana se hacen iguales a la distancia euclidiana ideal,' con base en la técnica descrita en el documento de patente 1. La "Expresión (1)" mencionada en el documento que no es una patente 2 define un MD de desplazamiento de extremo específico como una cantidad dada por la siguiente expresión (1) . donde x denota el nivel de. la señal . reproducida ; PA y PB son los niveles de señal objetivo correspondientes al arreglo de bits binarizado (es. decir, binario) (arreglo de transición de estado con la mayor probabilidad) y un arreglo de bits con un desplazamiento de extremo de un bit (arreglo de transición de estado, de probabilidad secundaria) , respectivamente; y dmin es la distancia euclidiana correspondiente al desplazamiento de extremo. Por medio del suplemento, de acuerdo con el resultado mostrado en la figura 5, este método es uno que corresponde al ajuste de la condición . de grabación en una manera tal que la distribución de los desplazamientos de extremo toma el valor picó a la distancia euclidiana ideal ( =1) . Por . otra parte, la figura 3 ilustra el hecho de que bajo la condición de grabación de alta densidad la correlación con la SbER (o tasa de error de bits) no es suficiente si sólo se toman en cuenta los desplazamientos del extremo. En consecuencia, se entiende desde el punto de vista del rendimiento requerido (1) mencionado anteriormente que este método, el cual toma sólo los desplazamientos de extremo en consideración, no es satisfactorio bajo la condición para grabación de alta densidad. Además, la "Tabla 2" en el documento que no es una patente 2 muestra que no existe un índice de ajuste en la ubicación donde se yuxtaponen una marca 2T y un espacio 2T entre sí, esto es, el extremo inicial (Tsfp(2s, 2m) ) de una marca 2T después de un espacio 2T y el extremo final (Telp(2s, 2m) ) de una marca 2T seguida por un espacio 2T. Desde este punto de vista junto con el resultado mostrado en la figura 2, no puede decirse que este método se aplica satisfactoriamente a un caso de condición de grabación de alta densidad en donde el error de una marca o espacio 2T son considerables. (2) Método descrito en el documento de patente 2 Este método descrito en el documento de patente 2, también, toma en cuenta sólo los desplazamientos de extremo para obtener el índice para el ajuste de la grabación. Sin embargo, si se introduce una marca o espacio virtual de IT, el ajuste de la grabación se hace posible también para la ubicación donde continúan dos patrones 2T continuos. No obstante lo anterior, el método sólo toma en cuenta los desplazamientos de extremo y por tanto no puede decirse que desarrolle una correlación suficiente con la SbER (tasa de error de bits) . De manera acorde, este método no prueba ser satisfactorio, tampoco, desde el punto de vista del rendimiento requerido (1) mencionado anteriormente . (3) Método descrito en el documento de patente 5 De acuerdo con el método descrito en el documento de patente 5, incluso los arreglos de bits de error se seleccionan de manera que satisfagan la restricción o longitud de recorrido de modo que puede desarrollarse una alta correlación entre el índice y la SbER (o tasa de error de bits) no sólo para el caso de un desplazamiento de extremo sino también el caso donde dos patrones 2T se desplazan continuamente. Por tanto, puede decirse que este método es un método excelente. De acuerdo con este método, con el fin de ajustar la condición de grabación que involucra una marca de 2T, la distancia Hamming entre un arreglo de bits de error a ;evaluar y un arreglo de bits correcto toma diferentes valores de acuerdo a los desplazamientos de extremo de marca hacia la izquierda o hacia la derecha interesados, como se muestra en la figura 3 del documento de patente 5. Por ejemplo, Tsfp(3s, 2m) puede tomarse como un ejemplo de acuerdo con la notación empleada en el documento que no es una patente 2. . Entonces, esos arreglos de bits descritos son como sigue.
[TABLA 1] Arreglo de bit desplazado a la izquierda ' 1 1 1 0 0 1 1 1 0 0 0 0 Arreglo de bits correcto 1 1 1 0 0 0 1 1 0 0 0 0 Arreglo de bit desplazado a la derecha 1 1 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 Extremo interesado En el caso donde la característica de respuesta parcial es PR (1,2,2,2,1), la distancia Hamming y la distancia euclidiana, entre el arreglo de bits correcto y el arreglo de bits desplazado hacia la izquierda, son 1 y 14 , respectivamente, mientras que la distancia Hamming y la distancia euclidiana, entre el arreglo de bits correcto y el arreglo de bits desplazado hacia la derecha, son 2 y 12 , respectivamente. Como se muestra en la figura 5, la diferencia en la distancia Hamming causa la diferencia en los valores para el promedio y la desviación estándar de las distribuciones. Con el fin de superar este problema, el documento de patente 5 introduce el concepto de' SbER, estima sus probabilidades de error usando la función de error, y especifica el objetivo de ajuste ya que sus probabilidades de error son iguales entre sí. De acuerdo con este método, se considera posible determinar tal condición de grabación de manera . que minimice la SbER (o tasa de error de, bits) . Por otra \ parte, el resultado de la simulación como se muestra en la figura 5 y se describe anteriormente corresponde al caso donde se forman las marcas grabadas en la condición ideal (sin desplazamiento de extremo) . Como puede verse en la figura 5, el cambio en la distancia Hamming causa el cambio en el valor central y la desviación estándar. Por tanto, de acuerdo con el método descrito en el documento de patente 5, la condición para formar las marcas grabadas debe ajustarse en una manera tal que las probabilidades de error para tres distribuciones (probabilidades para las, cuales la distancia euclidiana se vuelve 0) se vuelven iguales entre sí. Desde el punto de vista del rendimiento requerido (2) mencionado anteriormente, que concierne a la garantía de compatibilidad del disco, cabe preguntar si este método es uno ideal para ajustar la condición de grabación para discos ópticos de alta densidad. Para el fin de la evaluación cuantitativa en este punto, se realizaron análisis usando una simulación cómo la descrita anteriormente. El concepto de extensión se introdujo para definir la cantidad de desplazamiento de extremo a detectar mediante el método según el documento de patente 5. De acuerdo con la expresión (13) en el documento de patente 5, la cantidad Ec equivalente al desplazamiento de extremo se define con la siguiente expresión (2 ) . (03*M2+02*M3) / (s2+s3) (2) donde M2 y 3, y s2 y s3 representan los promedios y las desviaciones estándar de las distribuciones de las diferencias de distancia euclidiana calculadas cuando el extremo interesado se desplaza un bit a la izquierda y a la derecha, respectivamente. El resultado mostrado en la figura 5 se obtuvo normalizando las dos distribuciones con la distancia euclidiana ideal, como se describió anteriormente. En una manera similar, si se asume que la distancia euclidiana ideal es equivalente a IT, el desplazamiento de extremo Ec ' en la dirección del eje de tiempo puede calcularse a partir de la cantidad Ec equivalente al desplazamiento de extremo í . -usando M2, M3, s2 y s3 normalizado' con la distancia euclidiana ideal . La figura 6 muestra las , distribuciones obtenidas a través de la simulación., Es evidente a partir de la figura 6 que .se ha obtenido el mismo resultado que el mostrado esquemáticamente en la figura 6 del documento de patente 5. La' figura 7 muestra gráficamente la relación entre Ec ' y SNR con SNR cambiando. Como es evidente a partir de la figura 7, el valor de Ec 1 aumenta rápidamente con el aumento en SNR. Con los dispositivos de disco óptico, la forma del punto de luz y la SNR del transductor optoelectrónico cambian según los tipos de dispositivos o en respuesta a, por ejemplo, las temperaturas ambiente. Para un dispositivo de almacenamiento como una unidad de disco duro en la cual el medio de disco se instala sin que pueda cambiarse, es el mejor método para ajustar la condición de grabación en una manera tal que la SbER (o la tasa de error de bits) con respecto a la unidad de disco duro de interés se minimiza. Sin embargo, para un sistema de almacenamiento como un dispositivo de disco óptico en el cual el medio de disco es intercambiable, no es satisfactorio minimizar la SbER (o tasa de error de bits) con respecto únicamente a ese dispositivo en particular. Desde el punto de vista del rendimiento requerido (2) mencionado anteriormente, este método aún deja espacio para mejora en la obtención del método óptimo para obtener la condición de · grabación para la grabación de alta densidad. Además, el motivo para este método deja espacio para mejoras desde el punto de vista del rendimiento requerido (1) también se describe. Los arreglos de bits utilizados para evaluar Tsfp(3s, 2m) como se describe anteriormente. Por otra parte, los siguientes arreglos de bits para evaluación se utilizan para calcular la SbER, como se describe en el documento de patente 4.
[TABLA 2] Arreglo de bit desplazado a la izquierda 1 1 1 0 0 1 1 1 0 0 1 1 1 Arreglo de bits correcto 1 1 1 0 0 0 1 1 0 0 1 1 1 Arreglo de bit desplazado a la derecha 1 1 1 0 0 0 0 1 1 0 0 1 1 † Extremo interesado La tabla 2 anterior corresponde al caso donde la marca 2T interesada es seguida inmediatamente por un espacio 2T. Con respecto al arreglo de bits desplazado a la izquierda, la distancia · Hamming y la distancia euclidiana, a partir del arreglo de bits correcto son 1 y 14, respectivamente, justo como se describe anteriormente, mientras que con respecto al ' arreglo de bits desplazado a la derecha, la distancia Hamming y la distancia euclidiana,' a partir del arreglo de bits correcto ' son 3 y 12, respectivamente. La distancia Hamming en este caso difiere de aquella en el caso anterior. Desde el punto de vista del rendimiento requerido (1) , se espera que la correlación entre el índice de evaluación para el ajuste de grabación y el índice SbER (o tasa de error de bits) para evaluar la calidad de las señales reproducidas, es suficientemente fuerte. Por tanto, es necesario que el índice que representa el arreglo de bits de evaluación para ajuste de grabación sea a grandes rasgos el mismo que el índice para evaluar la. calidad de las señales reproducidas. El documento de patente 5 no describe ninguna medida para solucionar el problema que con respecto al índice de evaluación usando la señal objetivo correspondiente al arreglo de bits en la cual el extremo interesado se desplaza a la izquierda o a la derecha, surgen, como en esta instancia, varias combinaciones de (distancia Hamming 1 para el desplazamiento de extremo a la izquierda y la distancia Hamming 3 para el desplazamiento de extremo a la derecha) . Desde este punto de vista, también, puede decirse que este método deja espacio para mejoras. (4) Método según la combinación de técnicas convencionales El documento de no patente 2 describe una técnica en donde, con base en la técnica descrita en el documento de patente 1, los desplazamientos de extremo se toman en cuenta y se realiza el ajuste de manera tal que el promedio de distribuciones de la distancia euclidiana se hace igual a la distancia euclidiana ideal. Una analogía de un método fácil para hacer tal ajuste es que el promedio de las distribuciones se hace igual a la distancia euclidiana ideal, aplicando esta técnica descrita en el documento de no patente 2 a los arreglos de bits de evaluación mostrados en la "figura 3 del documento de patente 5" . Como se muestra en la figura 5, sin embargo, el aumento en la densidad de grabación causa que el promedio de las distribuciones respectivas se desvíe en la dirección en que el promedio tiende a ser menor en comparación con la distancia euclidiana ideal . En una manera similar, el promedio de las distribuciones respectivas cambia también en respuesta a las SNR. La figura 8. muestra el resultado del experimento para establecer este fenómeno. Este resultado experimental se obtuvo al reproducir las señales grabadas mientras se cambiaba la potencia de reproducción (o lectura) para la capa LO del disco de prueba descrito anteriormente que tiene tres capas . En la figura 8, se gradúa la potencia de reproducción (o lectura) del eje horizontal con 1.2 mW igualados al 100%. La amplitud de la señal reproducida es proporcional a la potencia de reproducción' (o lectura) , pero el ruido (ruido del amplificador) inherente al fotodetector es constante. En este experimento, - la SNR de la señal reproducida varía cambiando la potencia de reproducción (o lectura) . A partir de la figura 8 se entiende que el promedio de las distribuciones respectivas es menor que la distancia euclidiana (=1) y que el promedio disminuye con la disminución de la potencia de reproducción (o lectura) . Con este método es aparente que la diferencia en SN dependiendo de los estados de los dispositivos de unidad de disco afecta el índice utilizado para ajustar la grabación. (5) Método para minimizar la SbER Como se muestra en la figura 4, la SbER desarrolla una fuerte correlación con la tasa de error en el experimento respecto a la densidad de grabación de 33 GB por superficie de disco. De manera acorde, un método candidato es seleccionar la condición para obtener la SbER mínima después de realizar operaciones de escritura/lectura bajo todas las combinaciones de posibles condiciones de grabación sin usar el índice de evaluación para ajuste de escritura (o grabación) . Sin embargo, es esencialmente imposible buscar la condición para obtener la SbER mínima mientras las condiciones de grabación se cambian al azar, in un caso tal como de un medio de disco óptico en el cual el tamaño del área (área de escritura de prueba) para ajuste de escritura es limitada. Porque es imposible obtener la información sobre la dirección para hacer que el extremo de la marca grabada se acerque al estado ideal . Excepto por las técnicas convencionales como se describe anteriormente las cuales pueden determinar cuantitativamente las desviaciones del valor objetivo independientemente en respuesta a los parámetros respectivos de los pulsos de grabación, ningún método puede servir para realizar una escritura de prueba aplicable a los dispositivos de disco óptico. Además, incluso en el caso donde se busca la mejora de rendimiento mientras se repite la fabricación de prueba de los discos, es deseable completar el ajuste de la condición de grabación en un periodo corto de tiempo. En este sentido, también, la invención de un nuevo índice y un nuevo método de ajuste han sido esperados durante mucho tiempo de acuerdo con lo cual los rendimientos requeridos (1) y (2) mencionados anteriormente se satisfacen y la determinación cuantitativa antes mencionada de las desviaciones puede ajustarse independientemente en respuesta a los parámetros para grabación. Como se describió anteriormente, respecto al ajuste de la condición de grabación correspondiente a la condición de grabación de alta densidad con capacidad de grabación de más de 30 GB por superficie de disco en un sistema de BD, existió un problema con las técnicas convencionales respecto a que el rendimiento de ajuste no es suficientemente compatible con la garantía de intercambiabilidad del medio de grabación. Los objetos de esta invención son proporcionar un nuevo índice y un nuevo método para el ajuste de grabación que pueda resolver este problema y proporcionar un dispositivo de disco óptico que los utilice. De acuerdo con esta invención, dado que se busca la obtención de una gran capacidad de más de 30 GB, se asumen la siguiente descripción de esta especificación que la longitud de recorrido mínima del código de modulación es 2T. Además, como se describe anteriormente, dado que los resultados experimentales indican que la SbER utilizó en el caso donde continúan hasta 2T, coincide "bien con la tasa de error de bits, se asume que la SbER se utiliza como el índice para evaluar la calidad' de la señal reproducida cuando se trata el índice de evaluación para ajuste de grabación de acuerdo con esta invención. El índice para evaluar probabilísticamente la calidad de la señal reproducida con base en la distancia euclidiana entre la señal objetivo y la señal reproducida, o el índice para evaluar directamente las tasas de error de bits puede arrojar un buen resultado si la condición de grabación se ajusta de acuerdo con esta invención. El resumen de los requisitos descritos anteriormente es como sigue .
[Requisito 1] Compatibilidad en la reproducción de los datos grabados con base en el resultado del ajuste. El índice de ¦ evaluación y el método de ajuste a emplear no deben depender de la variación del S R, sino que deben concentrarse en un objetivo de ajuste fijo.
[Requisito 2] Calidad de los datos registrados con base en el resultado del ajuste Con el fin de asegurar que el SbER es suficientemente pequeño, el arreglo de evaluación que cubre por lo menos hasta dos patrones 2T continuos debe coincidir exacta o esencialmente con el arreglo de bits de evaluación para la SbER.
[Requisito 3] Finalización del ajuste de grabación en un periodo corto de tiempo . El índice de evaluación y el método de ajuste, capaz de evaluación independiente, debe proporcionarse de acuerdo con las condiciones de pulsos de grabación o los parámetros respectivos de pulsos de grabación adaptivos. De acuerdo con el concepto de esta invención, la evaluación se realiza separando el componente correspondiente al desplazamiento del extremo interesado del componente que depende de la S R de acuerdo con la diferencia entre las distancias euclidianas desde la señal reproducida a las dos señales objetivo. Con el fin de facilitar la comprensión de esta invención, la definición del índice de evaluación que puede resolver estos problemas sé proporcionará en primer lugar, y después se describir el hecho de que el índice de evaluación puede resolver los problemas . En la siguiente descripción de la especificación, W denota una señal reproducida, T una señal objetivo en forma de un arreglo de bits binario obtenido de la señal reproducida, L una señal objetivo en forma de un arreglo de bits binario en el cual el bit interesado es desplazado en un solo bit a la izquierda y el cual satisface la condición de restricción en la longitud de recorrido, y R una señal objetivo en forma de un arreglo de bits en el cual el bit interesado es desplazado en un solo bit a la derecha y el cual satisface la condición de restricción de la longitud de recorrido. Las distancias euclidianas entre W y T, entre y R, etc. se denotan mediante ED'(W,T), ED(W,R), etc . El valor de evaluación para el error causado cuando el extremo interesado se desplaza hacia la izquierda es representado por xL y el valor de evaluación para el error causado cuando el extremo interesado se desplaza hacia la derecha es representado por xR. Estos valores de evaluación son llamados "desplazamientos de extremo equivalente" y definidos con las siguientes expresiones (DI) y (D2) .
La cantidad de desplazamiento de extremo del extremo interesado es llamada "desplazamiento de extremo extendido D" y se definen con la siguiente expresión (D3 ) .
D = (xR-xL) / 2 (D3) La cantidad de compensación equivalente a la probabilidad de error para el extremo interesado es llamada "S del factor SNR" y se define con la siguiente expresión (D4) .
S = (xR+xL) / 2 (D4) Respecto al extremo interesado y el grupo de extremos grabados con la misma condición de grabación, es decir, con un pulso de grabación que crea una marca grabada, que tiene una longitud de marca igual a la longitud de espacio de un espacio inmediatamente anterior (o posterior) a la marca, la cantidad de desplazamiento de extremo usada para el ajuste de grabación, el cual " se interpreta como el promedio estadístico ? de los desplazamientos de extremo extendidos Ds , se define con la siguiente expresión (D5) .
N A = ?Dn (D5) donde N denota el número total de extremos sujetos a medida, y Dn el desplazamiento de extremo extendido para el enésimo extremo. Además, la cantidad de fluctuación denotada por s, equivalente a la probabilidad de error para el extremo interesado, se define con la siguiente expresión (D6) . donde Sn es el factor de SNR para el enésimo extremo.
Las cantidades, es decir, los "índices de evaluación" usados en esta invención, definidos anteriormente con las expresiones (DI) ~ (D6) son llamadas cada una L-SEAT (error de secuencia limitado por longitud de recorrido para objetivo adaptivo) . Específicamente, ? definido con la expresión (D5) es llamado un desplazamiento L-SEAT, y s definida con la expresión (D6) es llamada fluctuación L-SEAT. De acuerdo con el método de ajuste para la condición de grabación empleada en esta invención, la grabación/reproducción se realiza mientras se cambian las condiciones para los pulsos de grabación, y tal condición de pulso específica para grabar se selecciona de manera que el valor absoluto del desplazamiento L-SEAT y el valor de fluctuación L-SEAT para el extremo interesado se minimizan. Ahora se hace una descripción para confirmar que los Requisitos 1 - 3 descritos anteriormente se satisfacen mediante el método de ajuste para la condición de grabación de acuerdo con esta invención. Como se describe en los documentos de patente 1 a 5 mencionados anteriormente, al utilizar el procedimiento PRML, el margen de error se expresa mediante la distancia euclidiana. Con el fin de facilitar la descripción siguiente, las cantidades dEDL y dEDR, las cuales son los valores obtenidos normalizando las diferencias de la distancia euclidiana. en cuanto a los errores causados cuando el extremo interesado se desplaza a la izquierda y a la derecha, respectivamente, con la distancia euclidiana ; ideal se definen con las siguientes expresiones (3) y (4) . dEDL = ED(L,W) - ED(T, W) ED(T,L) dED - ED(R, W) ' ED(T> W) ( 4 ) ED(T,R) , [Requisito 1] Compatibilidad en la reproducción de los datos grabados con base en el resultado del ajuste. Como se describió anteriormente, el índice de evaluación para el ajuste de grabación debe ser constante independientemente del cambio en el SNR. El valor promedio de las distribuciones de las diferencias de distancia euclidiana cambia en respuesta al cambio en SNR. Dado que W, T, L y R denotan los niveles de señal en . varios instantes de tiempo t (t = t0+l, t0+2, t0+3, t0+4, t0+5) , permítales representar los puntos de .coordenadas en el espacio multidimensional . Para . fines de simplicidad, se toma un ejemplo del error causado cuando ocurrió un desplazamiento hacia la derecha del extremo y tiene la distancia Hamming resultante de 1. Con la característica (1,2,2,2,1), puede deducirse que T (Ti, T2, T3, T4, T5) , W (??+d?, ?2+d2, ?3+d3, ?4+d4, ?5+d5) y R (??+1, T2+2, T3+2, ?4+2, ?5+1) . Además, cuando el sistema de coordenadas de cinco dimensiones se introduce con su origen en T, los vectores de posición (= puntos de coordenada) para W y R pueden representarse como W (d?, d2, d3, d4, d5) y R (1,2,2,2,1) . La figura 9A ilustra las posiciones relativas de los puntos de coordenadas T, W y R en el plano que contiene estos tres puntos. En la figura 9A, el eje x se éxtiende en la dirección a lo largo del segmento de línea TR, y la normalización se introduce para localizar el punto R en 1 sobre el eje x. Además, debe tomarse en cuenta que dado que el eje y se, toma perpendicular al eje x, la dirección del eje y no permanece fija sino que cambia según el valor de W. Las distancias euclidianas entre W, T y R son tal como son dadas por la siguiente expresión (5) .
ED (T,W) + ED(R,W) = ED (T,R) (5) A saber, la suma de la distancia euclidiana entre T y W y la distancia euclidiana entre R y W no es necesariamente igual a la distancia euclidiana entre T y R.
La figura 9B ilustra esquemáticamente la medición del desplazamiento de extremo de una marca grabada físicamente. En la figura 9B, si la distancia medida del valor objetivo (el origen) T al extremo de la marca grabada es dado por x, entonces la distancia del extremo de la marca grabada al valor objetivo R, la cual es equivalente a la posición desplazada en IT a la derecha del origen, se hace igual a (1-x) . Y la suma de las distancias siempre se hace igual a l (= IT: T es igual al ancho de la ventana de detección) . En general, el control de extremo mediante los pulsos de grabación es el control de desplazamiento a lo largo del eje de tiempo, con base en la idea de la medición lineal para el desplazamiento de extremo de las marcas grabadas físicamente. De manera acorde, en la definición de distancia euclidiana (igual al cuadrado de la longitud del segmento de línea) , también, si la proyección del vector TW sobre el eje x se representa por xR, entonces la proyección del vector RW sobre el eje x se haga igual a (1-xR), la suma de estos componentes proyectados de los vectores TW y RW son iguales a l. El producto interior de los vectores TW y TR puede producir xR, el cual puede calcularse usando las distancias euclidianas entre los puntos de coordenadas , R y W., mediante la siguiente expresión (6) xR =5, + 262+2d3 + 25, + 5¡ 1 í {?/(?1- S \2 ¦ i K l2 '» « \2 . /i \- . /i r \2? * . _? 2 . c 2 , c 2 . c 2. 1?,)2 + (2-5¦) 4 (2 -¿>3)2 + (2- ¿ )2 +(1 - d5 )2 } · (d,2 +d 21 +d33 + d?2 + d * ) 14 f ED(R,W)-ED(T,W ED(T,R) (1-dEDR) (6) Este elemento obtenido por la expresión anterior (6) es lo que significa el desplazamiento de extremo equivalente xR definido con la expresión (D2) dada anteriormente. El cálculo de un desplazamiento de extremo equivalente en el caso donde la distancia Hamming es 2 ó 3 puede realizarse de igual manera. El segundo término en la expresión (6) indica la diferencia de distancia euclidiana normalizada con la distancia euclidiana ideal, como se muestra en la figura 5. La cantidad xR no sólo es la proyección de W a lo largo de la dirección del segmento de línea TR sino también la cantidad relacionada con la probabilidad de error que es uno de los . Indices de PRML. Como resultado de la extensión natural de concepto, el desplazamiento de extremo xL puede calcularse usando el valor objetivo L, el cual es equivalente a la posición desplazada en IT a la izquierda del origen, a través de la expresión (DI) dada anteriormente. Por otra parte, ya qué las coordenadas de W cambian según el valor de SNR, el valor del desplazamiento de extremo equivalente cambia según los extremos a medir. Sin embargo, cómo se describe anteriormente, ya que la adición lineal de desplazamientos de extremo equivalentes es posible en la dirección a lo largo del segmento de línea TR, se hace posible evaluar, independientemente del SNR, el desplazamiento de extremo de una marca grabada calculando el valor promedio de los desplazamientos de extremo equivalentes . El método para tratar el asunto de que el promedio de las diferencias de la distancia euclidiana cambia según la SNR se describirá a continuación. Como se describió anteriormente, el. factor principal de este fenómeno parece atribuirse al hecho de que la característica de frecuencia del filtro implementado por un ecualizador automático es restringida por el Teorema de uestreo. De manera acorde, al considerar un extremo específico, las variaciones del promedio causadas a medida que el extremo se desplaza a la izquierda y a la derecha, respectivamente, son iguales entre1 sí. Esto puede suponerse del hecho que las variaciones del promedio de las distribuciones pueden, clasificarse en términos del conteo 2T continuo, es decir, distancias Hamming, como se muestra en la figura 5. Sean los promedios de las diferencias de la distancia euclidiana normalizada dEDL y dEDR denotados respectivamente por ' ML and MR, las respectivas desviaciones de las mismas respecto a la distancia euclidiana ideal en dM, y la cantidad de desplazamiento a ser medida por ?2. Entonces, las siguientes ecuaciones (7) y (8) se sostienen .
ML = ?-?+dm (7) MR = ?+?+dM (8) Por otra parte, de acuerdo con la técnica descrita en el documento de patente 2, el cual utiliza V-SEAT, los errores de secuencia . normalizados se calculan dependiendo únicamente de los desplazamientos de extremo (distancia Hamming 1) , el signo positivo o negativo se asigna a los errores de secuencia normalizados con respecto al desplazamiento, de extremo izquierdo o por derecho, y el promedio aritmético de los errores de secuencia con signo se calcula. Por ejemplo, ¦es bastante natural que se asigne un signo positivo (+) al desplazamiento de extremo a la derecha equivalente y se asigne un signo negativo (-) al desplazamiento de extremo a la izquierda equivalente. Con base en esta convención de asignación de signo, se calculan los desplazamientos de extremo con respecto a los desplazamientos hacia la izquierda y hacia la derecha del extremo interesado. En el promedio aritmético de los desplazamientos de extremo equivalentes con signo cuyos signos están dados con respecto al desplazamiento de extremo a la izquierda o a la derecha, se utiliza como un valor de evaluación, después la variación dM del promedio de distribuciones de las diferencias de distancia euclidiana según la SNR pueden desfasarse. _( R-ML)/2 =?2 ' (9) En una manera similar, se entiende que el desplazamiento de extremo extendido D, el cual se define con la expresión (D3) como un color metido para un extremo interesado, es el valor de evaluación para desplazamiento de extremo libre de la influencia según la SNR. El desplazamiento de extremo L- SEAT ? definido con la expresión (D5) es estadísticamente equivalente a la diferencia ?2 de los promedios de distribución respectivos, ?2 se define con la expresión anterior (9) . Las figuras 10A y 10B muestran diagramáticamente los desplazamientos de extremo equivalentes izquierdo y derecho xL y xR. En estas figuras, las coordenadas de L, R y se representan en el espacio de 6 dimensiones de. t (t = t0, t0+l, t0+2, t0+3, t0+4, t0+5) con T asumida como el. origen, en consideración de un instante de tiempo por el cual L y R están apilados a partir del origen. El desplazamiento del extremo x de una marca grabada físicamente está dado por x = { ( 1-x) + ( 1+x) } /2 donde (1-x) es la distancia desde el extremo anterior, de la marca hasta el punto R al cual está afilado por IT a la derecha del punto T, y (1+x) es la distancia al extremo anterior de la marca desde el punto L Y cuál está apilada por IT a la izquierda del punto T. La expresión (9) significa esta medición. Por otra parte, respecto a las distancias euclidianas entre W, T, L , y R, dado que L y R están apiladas en el tiempo, el segmento de línea TR y el segmento de línea TL no están en alineación con una sola línea recta geométrica. El ángulo T dependiente de los dos segmentos de línea puede estar dado por el producto interno de los 2 vectores. Si existen errores cada uno de los cuales corresponde a un desplazamiento de extremo (distancia Hamming 1) , entonces eos T está dado por la siguiente expresión (10) . vector(T, L) - y ector(T, R) |vector(T,L)|vector(T,L)| donde el vector (T, L) y el vector (T,R) representan los vectores de posición de la señal objetivo L y R, respectivamente, y el operador "¦" indica "producto interno". Si T es la señal objetivo de mayor probabilidad y si L y R son las señales objetivo de probabilidad secundaria (tienen mayor probabilidad de error) , entonces es razonable desde el punto de vista de la tasa de error en el procedimiento PRML que la condición de grabación debe ajustarse de manera que reduzca el desplazamiento de extremo extendido D a cero. Puede decirse que el hecho de que las dos señales objetivo no se encuentran en una sola línea recta geométrica es la característica de la medición de desplazamiento de extremo de acuerdo con el procedimiento de PRML. Cuando el conteo 2T continuo es 2 (distancia Hamming 1, 2 y 3) , la relación entre L, R y cosG se resume en la figura 11. 'Puede verse en la figura 11 que si la distancia Hamming de L es 1 y la distancia Hamming de R es 3, entonces cos9> 0, indicando que el ángulo entre los vectores L y R es menor que 90 grados, pero si las señales objetivo que tienen la más alta probabilidad de error se seleccionan como L y R, entonces el desplazamiento de extremo del extremo interesado puede medirse con base en el promedio ? de los desplazamientos de extremo extendidos D' o la diferencia ?2 de los promedios de las distribuciones L-y R-. Las figuras 12A ~ 12D muestran gráficamente las relaciones entre dEDL y dEDR, obtenidas como un resultado de simulaciones. Las condiciones para las simulaciones fueron tales que la densidad de grabación fue de 33 GB por superficie del disco y marcas que tenían longitudes predeterminadas se grabaron idealmente. En estas simulaciones, la SNR se igualó a 20 dB . Las figuras 12A ~ 12D corresponden respectivamente a tales extremos frontales de marcas como (a) Tspf(2s, 2m) , (b) Tspf(2s, 3m) , (c) Tspf(3s, 2m) y (d) Tspf(3s, 3m) , donde se recopilaron los datos de cada una de ellas a partir de 1000 extremos. En estas simulaciones, las señales objetivo que tienen distancias Hamming de (a) (2,2), (b) (2,1) y (3,1), (c) (1,2) y (1,3) y (d) (1,1) se utilizaron como las señales objetivo L y R. Las líneas rectas punteadas en estas figuras indican que la relación dEDL + dEDR = 2, es decir la relación equivalente a la conservación de los valores medidos para la marca grabada físicamente en las figuras 12A ~ 12D. A partir de estas figuras puede verse que los puntos de datos están dispersos aproximadamente a lo largo de las líneas punteadas rectas, indicando que desarrollan correlaciones entre dEDL y dEDR, y que las fluctuaciones con respecto a los desplazamientos de extremo izquierdo y derecho de las señales reproducidas debido al ruido son aproximadamente simétricas. Para ser precisos, como puede verse en . las figuras 12B y 12C, las distribuciones de datos indican gradientes un poco diferentes de los gradientes de las líneas rectas punteadas cuando las distancias Hamming dé L y R no son iguales entre sí. Esto se debe a que las probabilidades de ocurrencia de error para los desplazamientos izquierdo y derecho son diferentes entre' sí de acuerdo con el procedimiento PRML, es decir, porque la medición de las marcas grabadas físicamente es diferente a la medición con base en los márgenes de error de acuerdo con el procedimiento PRML. La evaluación de los desplazamiento de extremo usando V-SEAT descritos en el documento de patente 2 adopta sólo las señales objetivo que tienen una distancia Hamming 1 y por tanto sólo pueden producir resultados en los cuales los gradientes de distribución son paralelos a las lineas rectas punteadas incluso en los casos de Tsfp(2s, 3m) y Tsfp(3s, 2m) de las figuras 12B y 12C, respectivamente. La primera mejora de acuerdo con esta invención es haber superado este punto. Cada una de las figuras 13A ~ 13D muestra gráficamente la relación entre el promedio de dEDL y dEDR y el desplazamiento de extremo extendido D, obtenido como resultado de las simulaciones . Las condiciones para la simulaciones fueron las mismas que en las simulaciones mostradas en las figuras 12A ~ 12D. Estas imágenes también corresponden a (a) Tspf(2s, 2m) , (b) Tspf(2s, 3m) , (c) Tspf(3s, 2m) y (d) Tspf(3s, 3m) , para cada una de las cuales se recopilaron datos de 1000 extremos. En estas figuras, las distribuciones de promedios de dEDL y dEDR (1) se dispersan ampliamente y diferentemente para los diferentes patrones de extremo y (2) todos se desplazan hacia valores menores que la diferencia de distancia euclidiana ideal (=1) . Esta tendencia refleja los resultados mostrados en la figura 5. En contraste con lo anterior, las distribuciones de desplazamientos de extremo extendidos D' no dependen de los patrones de extremo, y (1) las dispersiones de las distribuciones son casi uniformes y (2) el centro de la dispersión de cada distribución está ubicado casi en cero. En estas figuras, estas diferencias son representadas diagramáticamente mediante diferentes formas de dispersión. Estas dos ventajas obtenidas con la introducción de desplazamientos extremo extendidos D1 se deben respectivamente a (1) el cálculo del desplazamiento de la señal reproducida como el producto interno del desplazamiento de extremo equivalente y el vector TR ó TL y la lin arización subsiguiente, y (2) el cálculo del promedio de los desplazamientos de extremo equivalentes izquierdo y derecho con los signos positivos y negativos asignados a los mismos, respectivamente. La figura 14 muestra gráficamente el resumen de las ventajas obtenidas de acuerdo con esta invención. La figura 14 muestra la relación entre Ec ' (adoptada en el método descrito en el documento de patente 5) y SNR, como se muestra en la figura 7, sobrepuesto con la relación entre el promedio ? (definido con la expresión (D5)) de los desplazamientos extremos extendidos y la SNR. En la figura 14 puede verse que el valor de ? empleado en esta invención permanece constante e igual a cero independientemente del cambio en la SNR, mientras que el desplazamiento de extremo Ec ' adoptado en el método convencional cambia en gran medida en respuesta al cambio en SNR. En esta simulación, se añadió ruido aleatorio a la señal representada como una, marca grabada idealmente que tiene una longitud predeterminada. De manera acorde, puede decirse de este resultado de medición que el valor de evaluación ? para el desplazamiento de extremo bajo la condición dada es casi igual a cero, indica la alta excelencia del método de esta invención desde el punto de vista de la compatibilidad en la reproducción de los datos grabados. Este punto es la segunda mejora hecha de acuerdo con esta invención.
[Requisito 2] Calidad de los datos registrados con base en el resultado del ajuste Como resultado del ajuste de la condición de grabación de acuerdo con esta invención, SbER debe ser lo suficientemente pequeña. Con el fin de cumplir este requisito es necesario que dEDL y dEDR se minimicen a través del ajuste de pulsos de grabación y que los arreglos de bits de evaluación para T, L y R sean esencialmente equivalentes al arreglo de bits de evaluación para SbER. En primer lugar se describirá la primera de las anteriores necesidades. Ya se ha descrito que todas las señales objetivo T, L y R no se encuentran en una línea recta geométrica dado que tienen diferentes distancias de Hamming y están escalonados en el tiempo entre sí. manera acorde, el valor absoluto desplazamiento de extremo equivalente para el desplazamiento de extremo a la izquierda es diferente de aquel para el .'desplazamiento de extremo a la derecha.
Esta es la característica de medición del desplazamiento de extremo de acuerdo con esta invención. Ahora, en la evaluación de N extremos, sean dEDL y . dEDR del enésimo extremo denotados mediante dEDLn y dEDRn, y sea su promedio aproximado por 1. Las . desviaciones estándar oL y oR pueden representarse mediante las siguientes expresiones (11) y (12), respectivamente.
La tasa de error de bits puede evaluarse utilizando la desviación estándar sintética CLR de aL y oR/ representada por la siguiente expresión (13) . s" = i/¿¾(dEDL° " 1)2 + (dEDR« "1)2 = ^¿?«^DR. - l)- (dED^^ -l)}2 =2& (13) El lado derecho de la expresión anterior (13) se hace igual al doble del valor de la fluctuación L-SEAT votado por la expresión (D6) . El factor 2 que aparece al lado derecho no es esencial, pero los resultados a partir del hecho de que el margen de error es +1/2T para L-SEAT como en el caso de la medición de fluctuación mediante el analizador del intervalo de tiempo convencional, mientras que el margen de error es 1 (Distancia euclidiana ideal =1) en las distribuciones de dEDL y dEDR. Si las distribuciones de dEDL y dEDL se consideran como Gaussianas, las tasas de error para estas distribuciones' obtenidas mediante el uso de la función del error se hacen iguales entre sí . Es evidente que la fluctuación L-SEAT representa la desviación estándar sintética . obtenida por la superposición de las distribuciones de las diferencias de distancia euclidiana mostradas en la figura 5 en una manera tal que el promedio de la distribuciones ocurre a la distancia euclidiana ideal ( =1) . Por tanto puede decirse que la fluctuación L-SEAT es el índice de evaluación que muestra una fuerte correlación con la SbER o tasa de error de bits. Para ser más precisos, como puede verse a partir de la expresión (D4) , el factor de SNR por definición tiene como su promedio un ¦ valor igual a la cantidad en la cual se desvían las diferencias la distancia euclidiana del valor ideal (=1) según la SNR y la densidad de grabación. Por tanto, la contribución de la SNR á la fluctuación L-SEAT definida con la expresión (D6) implica la desviación del promedio de las distribuciones de las diferencias de distancia euclidiana. Como se describe anteriormente, la fluctuación L-SEAT de acuerdo con esta intención puede evaluarse separando el componente correspondiente al desplazamiento del extremo interesado (desplazamiento del extremo extendido) a. partir del componente dependiendo de la SNR (el factor SNR) . En esta manera, pueden proporcionase 2 funciones simultáneamente: una es el ajuste de desplazamiento excelente en compatibilidad de reproducción independientemente de las SNR de de los diferentes dispositivos de unidad, y el otro es la garantía de reducir la SbER y la tasa de error de bits al mínimo. La tercera mejora provista de acuerdo con esta invención es el hecho de que en comparación con el índice de evaluación de señal para el ajuste de grabación convencional incluyendo el V-SEAT descrito en el documento de patentes 2, la calidad, de la señal reproducida tiene una fuerte correlación con el índice de evaluación con la introducción del factor SNR. La prueba experimental respecto a este punto se discutirá posteriormente con los resultados del experimento. La afinidad con los arreglos de bits de evaluación utilizada para evaluar la calidad de la señal reproducida en el cálculo de la SbER se describirá a continuación. Las técnicas para evaluar las señales reproducidas descritas en los documentos de patente 1, 3 y 4 emplean diferentes constituciones pero incluyen en común el proceso de buscar/extraer el primer arreglo de bits de evaluación más probable de entre arreglos de bits binarios expulsados por el decodificador PRML. La longitud M del arreglo de bits de evaluación puede generalizarse para dar la ecuación . = 2N-1 + 2N2T/ utilizando la longitud de restricción N en el procedimiento PRML y el número N2T de patrones continuos 2.T contenido en el arreglo de bits de evaluación. Aq í, N2T denota un entero tal como 0, 1, 2, De acuerdo con la notación descrita anteriormente, ?2t = 0, 1, 2 corresponde a un desplazamiento de extremo, un desplazamiento 2T y un desplazamiento 2T indirecto (o desplazamiento en cadena), respectivamente. Además, cuando N2T es 0, 1, 2, 3, 4, 5 y 6, las distancias Hamming correspondientes son 1, 2, 3, 4, 5, 6 y 7, respectivamente y la distancia Hamming entre los arreglos de bits de evaluación de los patrones A y B es (N2T+1) · El arreglo de bits de evaluación puede enumerarse fácilmente entre los arreglos .de bits 2 a través de las operaciones mecánicas de extracción de la relación entre el primer arreglo de bits de evaluación más probable y el segundo arreglo de bits de evaluación correspondiente a la señal objetivo que minimiza la distancia euclidiana a partir de la señal objetivo correspondiente al primer arreglo de bits de evaluación. La figura 15 es una tabla que lista los ejemplos de arreglos de bits de evaluación asociados con la característica PR (1,2,2,2,1) que tiene una longitud de restricción de 5. Se describen arreglos de bits similares en el documento de patente 4. Como es evidente a partir de la figura 15, en el caso donde los arreglos de bits de evaluación son buscados y extraídos de entre los arreglos de bits binarios expulsados por el decodificador PRML, usando el procedimiento PRML que tiene una longitud de restricción de 5 , el total de 108 arreglos de bits de evaluación, por ejemplo 54 pares que incluyen 18 paras para cada una de las . distancias Hamming, son enumerados. Al evaluar las señales reproducidas, estos arreglos de bits de evaluación deben ser buscados y extraídos simultáneamente. La figura 16 es una tabla que lista los arreglos de bits de evaluación asociados con la característica PR (1,2,2,2,1) que tiene una longitud de restricción de 5, mostrada en la figura 15, en una manera tal que aquellos arreglos de bits equivalentes entre sí excepto por sus 2 bits iniciales y sus dos bits finales, se agrupan entre sí. Como puede verse en la figura 16, los 108 arreglos de bits de evaluación asociados con distancias Hamming 1, 2 y 3 se representan mediante los arreglos de bits principales que tienen longitudes de bits 5, 7 y 9 y los arreglos de bits XX y YY que tienen cada uno una longitud de bits de 2 y están acoplados al extremo frontal y posterior de estos arreglos dé bits principales. Aquí, los arreglos de bits principales incluyen los cuatro arreglos de bits como "00011", "00111", "11100" y "11000" asociados con la distancia Hamming 1; cuatro arreglos de bits como "0001100", "0011000", "1110011" y "1100111" asociados con la distancia Hamming de 2; y cuatro arreglos de bits como "000110011", "001100111", "111001100" y "110011000" asociados con una distancia Hamming de 3. El arreglo de bits auxiliar AA es "00", "10" ó "11": y el arreglo de bits auxiliar BB es "00", "01" ó "11". Los intervalos correspondientes a las .longitudes de bits de los arreglos de bits principales listados aquí se utilizan como los intervalos dentro de los cuales se calcula la distancia euclidiana entre la señal objetivo y la señal reproducida. Los arreglos de bits auxiliares se utilizan únicamente para calcular los niveles de señales objetivo en los extremos frontal y posterior de los arreglos de bits principales y no tienen relación con el cálculo de las distancias euclidianas entre señales objetivo. En este sentido, los arreglos de bits auxiliares pueden considerarse para determinar la condición de limite para determinar los niveles de las señales objetivo en sus extremos. Los arreglos de bits principales pueden determinarse independientemente de la longitud constante en el procedimiento PRML .. Él motivo para esto se describe a continuación. Si la longitud de recorrido más corta m se establece igual a 2T, entonces con el fin de mostrar que se cambió un solo bit debido a un desplazamiento de extremo, se obtiene la longitud más corta en términos de bits multiplicando m por 2 y añadiendo 1 a 2m, es decir, igual a 2m+l=5 bits. Asi es como se ve el bit principal. En una manera similar, la generalización usando el conteo 2T continuo ?2t incluido en cada arreglo de bits de evaluación arroja la longitud del arreglo de bits principal igual a 2m+l+2N2T. Por tanto, el arreglo de bits principal se considera como el arreglo de bits más corto determinado dependiendo del conteo 2T continuo contenido en un arreglo de bits de evaluación. Por otra parte, como se describe anteriormente, la longitud del arreglo de bits necesario para calcular la distancia euclidiana desde la señal reproducida es representada, usando la longitud de restricción N en el procedimiento PRML, como 2N-1+2N2T. La diferencia entre las longitudes de ambos arreglos de bits es ,(2N-1+2N2T) - (2m+l+2N2T) = 2(N-m-l), el cual siempre es un número par. Este valor es 2(N-3) si la longitud de recorrido más corta m = 2. Como se describe anteriormente, si se hace uso del arreglo de bits principal independientemente de la longitud de restricción N en el procedimiento PRML y los arreglos de ^ bits auxiliares que tienen una longitud (N-3) y se añaden a los extremos frontal y posterior del arreglo de bits principal , entonces el arreglo de bits de evaluación puede representarse en alguna manera ordenada . De esta manera, la representación ordenada de cada arreglo de bits permiten la relación entre el índice para evaluar la cantidad de señal reproducida y a este invento simplificarse y también reducir la escala de los circuitos utilizados en este invento. En la tabla de la figura 16, los arreglos de bits de evaluación se clasifican en grupos A y B de acuerdo con la descripción del documento de patente . Es preferible desde el punto de vista de reducir la escala de los circuitos seleccionar el primer arreglo de bits de evaluación (es decir, el arreglo de bits de evaluación equivalente a la señal objetivo T) de entre los arreglos de bits obtenidos al finalizar las · señales reproducidas y después generar el segundo arreglo de bits de evaluación como un arreglo de bits de probabilidad secundaria (es decir, un arreglo de bits equivalente a la señal objetivo L ó R) con base en el primer arreglo de bits de evaluación. Dado que la distancia Hamming entre el primer y segundo arreglos de bits de evaluación se determinó previamente, el segundo arreglo de bits evaluación puede generarse aplicando una operación OR exclusivo (XOR) al primer arreglo de bits de evaluación (T) y el arreglo de bits de generación tiene unos cuyo número es igual a la distancia Hamming. La figura 17 es una tabla la cual resume los arreglos de bits principales correspondientes a las distancias Hamming 1-7. En la columna para los arreglos de bits principales de la tabla, se listan los arreglos de bits principales dados anteriormente. En esta tabla, los números de los arreglos de bits principales se determinan combinando las distancias Hamming y los números 1~4. Como se muestra en la figura, los segundos arreglos de bits principales pueden obtenerse a través de operaciones XOR usando arreglos de bits de generación específica específicos a las distancias Hamming. Además, los números del arreglo de bits principal de los segundos arreglos de bits principales se listan en la tabla . Como se describió anteriormente, la consideración de los arreglos de bits principales conduce a la explicación de la afinidad entre el arreglo de bits de evaluación para SbER y el arreglo de bits de acuerdo con el método de esta invención. La figura 18 es una tabla que lista los arreglos de bits principales para evaluación de extremos de acuerdo con esta invención en el caso donde el conteo 2T continuo es igual o menor que 2. Cuando los arreglos de bits de generación de objetivo L- y · R- se generan simultáneamente para calcular el L-SEAT, la longitud de cada arreglo de bits principal a utilizar es mayor en IT (es decir, un bit) que la del arreglo del bits principal correspondiente mostrado en la tabla de la figura 17. Por tanto, la longitud de cada uno de los arreglos de bits principales que tiene distancias Hamming de 1, 2 y 3 tiene longitudes de 6, 7, y 8, respectivamente. La figura 18, igual que en la figura 17, se listan los arreglos de bits principales a incluirse en los arreglos de bits obtenidos a través de la binarización de las señales reproducidas y los arreglos de bits de generación de objetivo L y R para generar las señales objetivo L- y R- realizando operaciones XOR sobre sí mismas y los arreglos de bits principales. El número total de los arreglos de bits principales listados es 12, y el bit subrayado de cada arreglo de bits es el extremo interesado. La regla adoptada aquí es seleccionar como arreglos de bits de generación de objetivo L- y R- los arreglos de bits principales cuyos extremos interesados se desplacen en un solo bit a la izquierda y a la derecha, respectivamente, los cuales satisfacen la restricción de longitud de recorrido, y cuyas distancias Hamming se minimizan (es decir, el número de bits invertidos se minimiza). Además, en la tabla en la figura 18, la marca grabada se indica mediante "1" y el espacio se indica mediante "0". Incluso cuando la cantidad de luz reflejada de la segunda marca es menor que la de la luz reflejada del espacio, es decir, en el caso de que se utilice el medio de grabación de tipo así llamado "alto a bajo", la característica PR (1,2,2,2,1) puede mantenerse si el "1" y el "0" del arreglo de bits principal se invierten de manera que causen que la marca grabada y el espacio sean denotados por "0" y "1", respectivamente. Alternativamente, si todas las respuestas al impulso se invierten empleando la característica PR (-1, -2, -2, -2, -1) , la tabla mostrada en la figura 18 puede utilizarse tal como está. En la descripción de esta invención dada de aquí en adelante, la marca grabada se representa con "1" y el espacio con "0" a menos que se especifique de otro modo. A continuación se hace una descripción de la relación . 'entre los arreglos de bits principales mostrados en la figura 17· para calcular la SbER y los arreglos de bits principales mostrados en la figura 18 para evaluar L-SEAT. Las figuras 19A y 19B ilustran la comparación entre ambos tipos de los arreglos de bits principales en el caso donde N2T = 0, esto es, la distancia Hamming es 1. Esta comparación se realizó para realizar la evaluación del extremo anterior de una marca grabada de 3T o más larga. Los instantes de tiempo en los cuales se realiza la evaluación se incluyen con respecto a SbER mientras que los tipos de extremos se incluyen con respecto a L-SEAT. Como se muestra en estas figuras, cada arreglo.de bits principal incluye sólo un extremo. Con respecto tanto a SbER y L-SEAT, se realiza la evaluación de dos tipos de distancias Hamming por extremo. Los arreglos de bits principales para SbER coinciden con. los arreglos de bits principales para L-SEAT. A saber, los arreglos de bits de evaluación para SbER y L-SEAT, incluyendo sus arreglos de bits auxiliares, coinciden entre sí. En estas figuras, sólo se realiza la evaluación del extremo anterior, pero si se invierten "1" y "O", la evaluación para el extremo posterior puede realizarse de igual manera. Es evidente en' ese caso, también, que los arreglos de bits de evaluación para SbER- y L-SEAT permanecen coincidentes entre sí . La figura 20 ilustra la comparación entre ambos arreglos de bits principales en el caso donde N2T =1, es decir, la distancia Hamming es 2. Cada uno de los arreglos de bits principales incluye dos extremos . Con respecto tanto a SbER como L-SEAT, se realiza la evaluación de dos distancias Hamming por extremo. El arreglo de bits principal para SbER coincide con el arreglo de bits principal para L-SEAT. Respecto a la transición de evaluación con tiempo, según se indica con flechas en la figura, es evidente que la evaluación se realiza para los extremos L( .L, R y R en este orden nombrado en caso de. SbER y para los extremos L, R, L y R en este orden nombrado en caso de L-SEAT. Los arreglos de bits de evaluación para SbER y L-SEAT coincidirían entre sí también en el caso de patrones de arreglo de bits donde "1" y "0" estén invertidos. La figura 21 ilustra la comparación entre los arreglos de bits principales tanto de SbER como L-SEAT en el caso donde N2T = 2, es decir, la distancia Hamming es 3. Cada uno de los arreglos de bits principales incluye tres extremos. Como en el ejemplo anterior, con respecto tanto a SbER y L-SEAT, se realizó la evaluación para dos distancias Hamming por extremo. Los arreglos de bits principales para SbER coinciden con los arreglos de bits principales para L-SEAT. Respecto a la transición de la evaluación con el tiempo, como se indica con flechas en la figura es evidente que la evaluación se realiza para los extremos L, L, L, R, R y R en este orden nombrado en el caso de SbER y para los extremos L, R, L, R,' L y R en este orden nombrado en el caso de L-SEAT. Los arreglos de bits de evaluación para SbER y L-SEAT coinciden entre sí también en el caso de patrones de arreglos de bits en los cuales se invierten " 1 " y "o" . A partir de la discusión anterior, se ha descrito que en el caso donde N2T es igual o menor que dos, los arreglos de bits de evaluación para calcular SbER coinciden con los arreglos de bits principales para evaluación mostrados en la figura 18.. En una manera similar, con respecto también al caso donde N2T es igual o mayor que 3, los arreglos de bits de evaluación para SbER y L-SEAT de igual manera pueden hacerse coincidentes entre sí , si los arreglos de bits principales para calcular L-SEAT, cuya distancia Hamming máxima es la misma que la distancia Hamming máxima de los arreglos de bits principales para calcular SbER, satisfacen la restricción de longitud de recorrido y si los arreglos de bits principales cuyas distancias Hamming son mínimas se seleccionaron como los arreglos de bits principales para las señales objetivo L y R. Un ejemplo concreto en' donde ?2? es igual a 3 se describirá más adelante. El concepto básico de L-SEAT es evaluar el desplazamiento de extremo con base en la diferencia de promedios de las distribuciones de las señales objetivo cuyos extremos a evaluar se desplazan a la izquierda y derecha, enfocando la atención a la simetría, cuando el promedio de distribuciones de las diferencias de distancia euclidiana difieren de la diferencia de. distancias Hamming como se muestra en la figura 5. De acuerdo con este concepto, el desplazamiento de extremo se evalúa con base en el procedimiento (expresiones (D1-D6) en las cuales se evalúa el desplazamiento de extremo extendido en instantes de tiempo respectivos, o el procedimiento (expresiones 7 ó 13) en las cuales se evalúa el promedio de las distribuciones de diferencias de distancia euclidiana calculadas independientemente. Además, no sólo pueden utilizarse los arreglos de bits principales para evaluación mostrados en la figura 18, sino también diversas variaciones incluyendo un caso de N2T=3. Como se describió anteriormente, si ,los arreglos de bits principales para evaluación mostrada en la figura 18 fueron evaluados con base en los desplazamientos de extremos equivalentes, el L- SEAT puede proporcionarse como un índice de evaluación con una correlación mejorada con la SbER o el índice de concepto común, también desde el punto de vista de la afinidad de los arreglos de bits principales de evaluación. Este punto es la cuarta mejora lograda por esta invención.
[Requisito 3] Logro del ajuste de grabación en un periodo corto de tiempo. El índice de evaluación y el método de ajuste, capaces de evaluación independiente, deben I 71 proporcionarse de acuerdo con la condición de pulsos de grabación o los parámetros respectivos de pulsos de grabación adaptivos. Los dispositivos de disco óptico en general necesitan manejar no sólo discos ópticos de un estándar específico sino también' discos ópticos para grabación de alta densidad como CD, DVD, BD u otros discos ópticos fabricados basados en BD. Los pulsos de grabación adaptiva pueden variar de acuerdo con los estándares para estos discos diferentes. También es preferible que el índice adecuado para evaluar tales ajustes de grabación como, por ejemplo, el desplazamiento de extremo a lo largo del eje de tiempo medido por un analizador de intervalos de tiempo, la fluctuación, el V-SEAT o el L-SEAT de acuerdo con esta invención, deben utilizarse según los casos a tratar. Con el fin de realizar un índice flexible tal, primero sólo debe prepararse una tabla para ajuste de grabación. Después, pueden proporcionarse medidas completas instalando en la etapa anterior un circuito para calcular tales índices de evaluación como los desplazamientos de extremo de las señales reproducidas y los factores SNR. La figura 22 muestra en un diagrama de bloques la configuración de tal circuito para ajustar la condición de grabación. En la figura 22, . la señal de lectura (o reproducida) (51), la cual ha sido leída desde un medio de disco óptico y hecha pasar a través de un filtro análogo no mostrado en la figura, se convierte a una señal digital que tiene 6 ~ 8 bits mediante el convertidor A/D (21) , ecuálizado por un ecualizador automático (22), y binarizada por un decodificador PRML (23) para darle salida como un arreglo de bits binario (52) . Un circuito - (30) para evaluar la calidad de la señal para ajustar la condición de escritura comprende los evaluadores de extremo (40, 41 y 42) ; un selector (60); una tabla de evaluación de pulso de escritura (o grabación) (35) ; y un ajustador de temporización (36) . El evaluador de extremo (40) realiza la evaluación del desplazamiento de extremo a lo largo del eje de tiempo con respecto a cada extremo en un sistema de CD/DVD; el evaluador de extremo (41) realiza la evaluación de V-SEAT para BD; y el evaluador de extremo (42) realiza la evaluación de L-SEAT para BD de alta densidad. Cada evaluador de extremo calcula la cantidad de desplazamiento de extremo, el desplazamiento de extremo extendido o el factor S con respecto a cada extremo. El selector (60) selecciona las salidas de los evaluadores de extremos según los tipos de discos sujetos a la operación de escritura/lectura. La tabla de evaluación de pulsos de escritura (35) sincroniza el arreglo de bits binarizado (52) con el índice de evaluación de extremo obtenido del evaluador de extremos, realiza la clasificación de los patrones de bits de acuerdo con los pulsos de grabación adaptivos, asigna los patrones de bits, por ejemplo, a una tabla de 4x4, y calcula el promedio o desviación estándar por componente de tabla. Una CPU (140) se refiere al resultado obtenido por la tabla de evaluación de pulsos de escritura (35) y procesa el ajuste de los parámetros respectivos de los pulsos de grabación adaptivos. Con esta configuración descrita anteriormente, los ajustes paralelos de los parámetros de los pulsos de grabación adaptivos se hace posible para diferentes tipos de medio de disco óptico. De manera acorde, el ajuste de la condición para los pulsos de escritura puede lograrse en un periodo corto de tiempo y en un área de escritura de prueba limitada, en comparación con el método que usa un solo índice de evaluación para la señal leída. En esta manera, se ha hecho posible proporcionar el índice de evaluación para ajustar la condición de grabación, el método de ajuste para la condición de grabación y el dispositivo de disco óptico usando el índice de evaluación y el método de ajuste, el cual, respecto al ajuste de la condición de escritura correspondiente a la grabación de alta densidad con capacidad de grabación de más de 30 GB por superficie de disco con base en sistemas de BD, puede resolver los problemas anteriormente descritos específicos a las técnicas convencionales y los cuales pueden (1) disfrutar la alta compatibilidad de los datos de reproducción de datos grabados de acuerdo con el resultado del ajuste, (2) garantizar que la calidad de los datos grabados de acuerdo con el resultado del ajuste es suficientemente buena al medirse en términos del índice de evaluación para la señal reproducida como SbER, y (3) ajustar la condición del pulso de grabación adaptivo en un periodo corto de tiempo. Lo esencial de esta invención es la provisión del método de ajuste para la condición de grabación y el dispositivo de disco óptico usando este método, en donde cuando las señales reproducidas de evalúan usando las señales objetivo que tienen más de tres distancias Hamming (correspondientes a =1, 2 y 3) con respecto a un disco óptico usando marcas grabadas cuya longitud de recorrido más corta es igual a 2T como . en BD, la calidad del extremo interesado se evalúa de acuerdo con él método para evaluar los desplazamientos de extremo extendidos en instantes de tiempo respectivos o el método para evaluar el promedio de distribuciones de diferencias de distancia euclidiana calculadas independientemente; y la condición de grabación se ajusta con base en el resultado de la evaluación. Como se describió anteriormente , un dispositivo de disco óptico capaz de lograr una educación de alta densidad de 30 GB o mayor puede realizarse mediante el método de ajuste para la condición de grabación el cual utiliza L-SEAT de acuerdo con esta invención como un índice de evaluación. Otros objetos, características y ventajas de la invención se harán evidentes a partir de la siguiente descripción de las modalidades de la invención tomadas en conjunto con los dibujos adjuntos.
BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBOJOS La figura 1 muestra en un diagrama de bloques la configuración del circuito para evaluar la señal reproducida, el circuito se utiliza para realizar un dispositivo de disco óptico de acuerdo con está-invención; la figura 2 muestra gráficamente los resultados experimentales que ilustran la relación entre la potencia de grabación y los conteos de error de bits, medidos utilizando un disco óptico de una sola grabación de tres . capas fabricado para fines de prueba; la figura 3 muestra gráficamente los resultados de simulaciones que ilustran la relación entre SNR y SbER; . la figura 4 muestra gráficamente el resultado del experimento que ilustra la relación entre la tasa de error de bits y la SbER; la figura 5 muestra ejemplos de distribuciones SAM; la figura 6 muestra las distribuciones para obtener desplazamientos .de extremo Ec ' resultantes de las simulaciones; la figura 7 muestra gráficamente la relación entre SNR y Ec ' ; la figura 8 muestra gráficamente la relación entre la potencia de reproducción y la desviación del centro de distribución; las figuras 9A y 9B muestran diagramáticamente un ejemplo de desplazamiento de extremos equivalente; las figuras 10A y 10B muestran •esquemáticamente otro ejemplo de desplazamiento de extremo equivalente; la figura 11 muestra la relación entre la distancia Hamming y cos9; las ¦ figuras 12A ~ 12D muestran las correlaciones entre dEDL y dEDR; las figuras 13A ~ 13D muestran las relaciones entre los promedios de los dEDL y dEDR y los desplazamientos de extremo extendidos; la figura 14 muestra gráficamente la relación entre S R y Ec ' , y el promedio ? de desplazamientos' de extremo extendido . la figura 15 es una tabla que lista los arreglos de bits de evaluación asociados con la característica PR (1,2,2,2,1); la figura 16 es una tabla que lista los arreglos de bits de evaluación asociados con la característica PR (1,2,2,2,1), los arreglos de bits extraídos de acuerdo con las similitudes; la figura 17 es una tabla relacionada con los arreglos de bits principales y la generación de los segundos arreglos de bits principales; la figura 18 es una tabla que lista los arreglos de bits principales de evaluación (N2Traax = 2); las figuras 19A y 19B muestran las comparaciones entre los arreglos de bits principales de evaluación para SbER y L-SEAT; la figura 20 muestra comparaciones entre los arreglos de bits principales de evaluación para SbER y L-SEAT; la figura 21 muestra comparaciones adicionales entre los arreglos de bits principales . de evaluación para SbER y L-SEAT; la figura 22 muestra en un diagrama de bloques un circuito de evaluación; la figura 23 es una tabla que lista los arreglos de bits principales de evaluación (N2Traax = 3) ; la figura 24 es una tabla como otra modalidad, que lista los arreglos de bits principales de evaluación (N2Tmax = 2) ; la figura 25 es una tabla como otra modalidad, que lista los arreglos de .bits principales de evaluación (N2Tmax = 3) ; las figuras 26A ~ 26C muestran correspondencias entre los arreglos de bits de evaluación y las tablas de pulsos de escritura; las figuras 27A - ~ 27C muestran correspondencias adicionales entre los arreglos de bits de evaluación y las tablas de pulsos de escritura; las figuras 28A y 28B ilustran las evaluaciones de los desplazamientos de extremos usando L-SEAT; las figuras 29A y 29B ilustran otro ejemplo de las evaluaciones de desplazamiento de extremos usando L-SEAT; la figura 30 muestra las distribuciones L-SEAT y las distribuciones SAM; las figuras 31A y 31B muestran gráficamente las relaciones entre las potencias' de lectura y los índices de evaluación L-SEAT; la figura 32 muestra en un diagrama de bloques la estructura de un ecualizador automático de tipo simétrico; las figuras 33A ~ 33C muestran gráficamente resultados experimentales respecto al ajuste de grabación usando L-SEAT; las figuras 34A ~ 34C muestran gráficamente •resultados experimentales adicionales respecto al ajuste de grabación usando L-SEAT; las figuras 35A ~ 35C muestran gráficamente aún otros resultados experimentales adicionales respecto al ajuste de grabación usando L-SÉAT; . las figuras 36A y 36C muestran gráficamente aún otros resultados experimentales adicionales respecto al ajuste de grabación usando L-SEAT; la figura 37 muestra gráficamente el margen de potencia después del ajuste de escritura; la figura 38 muestra la relación entre las tasas de error de bits y fluctuación L-SEAT y la relación entre las tasas de error y la fluctuación V-SEAT; la figura 39 muestra diagramáticamente cómo se ajustan los pulsos de escritura; la figura 40 es el diagrama de flujo que ilustra un método para ajuste de escritura de acuerdo con esta invención,-' la figura 41 muestra gráficamente cómo se ajusta el foco de acuerdo con el método de evaluación de acuerdo con esta invención; las figuras 42A y 42B muestran los efectos de los ajustes logrados por el uso de pulsos de escritura extendidos y L-SEAT ; la figura 43 muestra esquemáticamente la estructura de un dispositivo de disco óptico; la figura 44 muestra en un diagrama de bloque la estructura detallada de un circuito de evaluación de señal de lectura; la figura 45 muestra en un diagrama de bloques la estructura de un circuito para calcular las distancias euclidianas; la figura 46 muestra en un diagrama de bloques la estructura de un circuito para calcular el desplazamiento de extremos equivalente; la figura 47 es el diagrama de flujo que ilustra un método para medir el L-SEAT de acuerdo con esta invención; la figura 48 muestra en diagrama de bloques la estructura detallada de otro circuito de evaluación de señal de lectura; la figura 49 muestra en un diagrama de bloques la estructura de un circuito para calcular el vector de error y la distancia euclidiana; la figura 50 muestra en un diagrama de bloques la estructura de otro circuito . para calcular desplazamientos de voz equivalentes; la figura 51 muestra en un diagrama, de bloques la estructura detallada de aún otro circuito de evaluación de señal leída; la figura 52 es una tabla que muestra la correspondencia entre los arreglos de bits principales de evaluación, los vectores de error y las distancias euclidianas; la figura 53 es el diagrama de flujo que ilustra otro método para medir L-SEAT de acuerdo con esta invención; la figura 54 muestra en un diagrama de bloque la estructura detallada de aún otro circuito de evaluación de señal leída; y la figura 55 muestra en un diagrama de bloques la estructura detallada de un circuito de evaluación de señal de lectura adicional .
DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LAS MODALIDADES El método de ajuste para la condición de grabación y el dispositivo de disco óptico de acuerdo con esta invención se describirá ahora por medio de la modalidad en referencia con los dibujos adjuntos. La figura 23 es otra modalidad de la tabla que lista los arreglos de bits principales para la evaluación de extremo de acuerdo con esta invención. Los arreglos de bits principales listados son para el caso donde N2T es igual a 3. En total se listan 20 arreglos de bits principales. En cada arreglo de bits principal, el bit subrayado corresponde a un extremo interesado. Los arreglos de bits No. 1-12 son los mismos que aquellos listados en la tabla mostrada en la figura 18. Los arreglos de bits principales No. 13 ~ 20 corresponden al caso donde el conteo 2T continuo es 3. Como se describe anteriormente, hay sólo un arreglo de bits de evaluación que es el arreglo de bits con probabilidad secundaria en SbER mostrado en la figura 15 y la figura 16. De manera acorde, incluso en el caso de un arreglo de · bits binarizado con N2T = 3 as "0000011001100", la calidad de la señal reproducida se evalúa respecto al arreglo de bits "0000110011000" que tiene una distancia Hamming = 3 como el arreglo de bits de evaluación con probabilidad secundaria. Por otra parte, esto no se evalúa para los arreglos de bits principales listados en la figura 15. En el caso donde tal arreglo de bits debe evaluarse independientemente según la densidad de grabación y medio de disco, es decir,, dónde cuando los conteos 2T continuos son 2 y 3, la diferencia entre los desplazamientos de extremo de las marcas 2T grabadas no pueden ignorarse, el arreglo de bits principal de evaluación mostrado en la figura 23 debe usarse aunque la escala del circuito usado en ese caso se aumente. Además, al usar los arreglos de bits principales de evaluación mostrados en la figura 23, el arreglo de bits principal (No. 15) con la marca que tiene una longitud de 3T o mayor precedente a Tsfp(2s, 2m) y el arreglo de bits principal (No. 17) con la marca que tiene una longitud de 2T precedente a Tsfp(2s, 2m) pueden evaluarse por separado. Además, en el caso donde se utilizan pulsos de grabación adaptivos para la grabación real de acuerdo no sólo cón la longitud de un espacio que precede a una marca de grabación sino también la longitud de una marca que aparece aún más adelante, los arreglos de bits principales de evaluación mostrados en la figura 23 pueden producir información sobre la condición de ajuste de grabación que muestra una correspondencia con la tabla de pulsos de grabación. Respecto al conteo 2T continuo (N2T) incluido en cada arreglo de bits principal de evaluación, aquel adecuado puede emplearse en consideración de tal circunstancia como se describió anteriormente. El arreglo de bits principal de evaluación descrito anteriormente muestra una correspondencia uno a uno con el arreglo de bits de evaluación para calcular la SbER como en el caso del arreglo de bits principal con ?2t = 2. La descripción del caso donde N2T es igual a 4 o mayor, será largo y por tanto se omite aquí. Sin embargo, aquellos expertos en la tecnología de discos ópticos podrán ampliar su idea fácilmente a tal caso a partir de las relaciones entre la figura 18. y la figura 23. La figura 24 es otra modalidad de la tabla que lista . los arreglos de bits principales para la evaluación de extremos de acuerdo con esta invención. Aquí se muestra el caso donde las distancias de Hamming para las señales objetivo L y R se establecen iguales entre sí cuando N2T = 2. Se lista un total de 12 arreglos de bits principales. En cada arreglo de bits principal, el bit subrayado corresponde a un extremo interesado. La figura 24 difiere de la figura 18 en el arreglo de bits de generación de objetivo L- y R- y la distancia Hamming. Si se utilizan los arreglos de bits principales de evaluación mostrados en la figura 18, su correspondencia uno a uno con los arreglos de bits para evaluación de la SbER no puede mantenerse, pero la desviación de la distribución relativa a la SNR puede desfasarse en principio. De manera acorde, puede obtenerse la dependencia de SNR (constante en principio) mejor que la dependencia en SNR mostrada en la figura 14. Estos arreglos de bits principales de evaluación pueden emplearse si el cambio en SNR debido al cambio en el dispositivo de unidad y el medio de grabación se considera como el elemento de primera prioridad. La figura 25 es aún otra modalidad de la tabla que lista los arreglos de bits principales para evaluación de extremos de acuerdo con esta invención. Aquí se muestra el caso donde las distancias Hamming para las señales objetivo L y R se establecen iguales entre sí cuando N2T = 3. La característica de la tabla mostrada en la figura 25 y el rendimiento de evaluación asociado son los mismos que aquellos descritos con respecto a la figura 24.. En este caso, también, puede obtenerse una buena dependencia de SNR (constante en principio) . Las figuras 26A ~ 26C y las figuras 27A ~ 27C muestran correspondencias entre los arreglos de bits principales de evaluación y las tablas de pulso de grabación, como modalidades de esta invención. Las figuras 26A ~ 26C muestran los mismos arreglos de bits principales que en la figura 18 y las tablas de pulso de grabación que muestran los extremos anteriores Tsfp y los extremos posteriores Telp con 4x4 diferentes combinaciones de marcas y espacios (también referidos como tabla de pulsos de tipo 4x4) , dando números de arreglos de bits principales asociados. Como puede verse en las figuras 26A ~ 26C, el arreglo de bits principal No. 9 puede utilizarse correspondientemente al resultado de la evaluación de Tsfp(2s, 2m) . Si se construye un circuito para ajuste de grabación en un dispositivo de unidad en referencia a esta tabla, puede utilizarse L-SEAT para ajustar los parámetros de los pulsos de grabación como se define en la tabla de pulsos de .tipo 4x4. Las figuras 27A ~ 27C muestran las correspondencias entre los arreglos de bits principales de evaluación y las distancias Hamming asociadas de las señales L- y R- en e tal caso. En esta manera, el resultado de la .e a /luación de extremos usando L-SEAT puede hacerse coincidente fácilmente con la tabla de parámetros para los pulsos de grabación. Los arreglos de bits principales mostrados en las figuras 23 ~ 25 pueden evaluarse de igual manera con la tabla de parámetros para los pulsos de grabación. Las figuras 28A y 28B y las figuras 29A y 29B muestran los resultados de la simulación que ilustran ejemplos de la evaluación, de extremos usando L-SEAT de acuerdo con la tabla de parámetros descrita anteriormente para los pulsos de grabación. Aquí, la condición para simulación es la misma que la descrita anteriormente, la densidad de grabación es equivalente a 33 GB por superficie de disco como para un BD, y la clase de PR es (1, 2, 2, 2, 1) . La simulación en este caso se realizó cuando Tsfp(2s, 2m) es + 0.2T (desplazamiento en 0.2T a la derecha) . Las figuras 28A y 28B corresponden al caso donde se utiliza el método para evaluar los desplazamientos de extremo extendidos en instantes de tiempo respectivos (expresiones (DI) ~ (D6) ) . A partir de la figura 29B es evidente que cuando Tsft(2s, 2m) se desplaza a la derecha, la distribución correspondiente también se desplaza a la derecha. Puede obtenerse una buena condición de grabación ajustando los parámetros del pulso de grabación de manera que los desplazamientos de extremo respectivos puedan aproximarse a cero. Las figuras 29A y 29B corresponden al caso donde se utiliza el método para evaluar el promedio de las distribuciones de las diferencias de distancia euclidiana calculadas independientemente (expresiones (7) ~ (13)). Aquí, se muestra el resultado de la simulación en el cual las distancias Hamming se establecen ambas iguales a 2 para los desplazamientos L y R. Como puede verse en la figura 29B, cuando el desplazamiento de Tsfp(2s, 2m) es cero, los promedios de las distribuciones L- y R-difiere de la distancia euclidiana ideal (=1) , pero ambos promedios son los mismos entre sí dentro de un rango de error tolerable. Por otra parte, como puede verse en la figura 29A, cuando el desplazamiento de Tsfp(2s, 2m) no es cero, los promedios de las distribuciones L- y R- se desplazan a las direcciones opuestas. Por tanto, si los parámetros del pulso de grabación se ajustan de manera que los promedios de las distribuciones de los desplazamientos L- y R- puedan coincidir entre sí, puede obtenerse una buena condición de grabación. En esta manera, si las distancias Hamming de los arreglos de bits principales para evaluar las señales objetivo L- y R- se configuran iguales entre sí, la condición de grabación puede ajustarse independientemente de la SNR usando la simetría. Como se describe anteriormente, los arreglos de bits principales que tienen diferentes distancias Hamming también pueden emplearse como los arreglos de bits principales para evaluar las señales objetivo L- y R- . . La figura 30 muestra la comparación entre la distribución SAM y la distribución L-SEAT, ambas distribuciones se obtienen a través de la simulación. Aquí, la condición para simulación es la misma que la descrit anteriormente, la densidad de grabación es equivalente a 33 GB por .superficie de disco como la de un BD, y la clase PR es (1,2,2,2,1). Se establece que el promedio de la distribución SAM se aproxima a cero a medida que SNR disminuye mientras que él promedio de la distribución L-SEAT permanece fijo en cero independientemente de la SNR. Dado el caso donde los arreglos de bits principales de evaluación tienen ?2t = 3 o más, es una versión extendida del caso mostrado en la figura 30, puede obtenerse el mismo resultado. Las figuras 31A y 3IB muestran gráficamente los resultados experimentales respecto a la dependencia de L-SEAT en SNR. Estos resultados se obtuvieron realizando experimentos de lectura mientras se cambia la potencia de lectura para la capa LO del disco de 3 capas mencionado anteriormente fabricado para fines de prueba. Los resultados corresponden al resultado mostrado en la figura 8 obtenido de acuerdo con la técnica convencional. En las figuras 31A y 31B, el eje horizontal se gradúa en potencia de lectura con la potencia de lectura de 1.2 mW normalizada como 100%. Dado que la amplitud de la señal de lectura es proporcional a la potencia de lectura mientras el ruido en el fotodetector (ruido del amplificador) es constante, entonces en este experimento la S R de la señal de lectura es cambiada al cambiar la potencia de lectura. La fluctuación L-SEAT y el desplazamiento L-SEAT' fueron evaluados con el circuito de evaluación mostrado en la figura 22, a través de la asignación a la tabla de tipo 4x4 con respecto a los extremos anterior y posterior de una marca grabada. La figura 31A muestra los valores medidos de la fluctuación L-SEAT. El aumento en la fluctuación con la disminución en la potencia de léctura refleja el cambio en SNR. Por otra parte, la figura 3 IB muestra el resultado de la evaluación del desplazamiento de extremo con respecto a Tsfp(2s, 2m) . A partir de la figura 3IB debe entenderse que el valor del desplazamiento L-SEAT permanece constante independientemente de la potencia de lectura (SNR) . Esta característica es la función del método de acuerdo con esta invención la cual hace posible evaluar la evaluación marginal con base en la diferencia de la distancia euclidiana separando el componente del desplazamiento de extremo y el componente dependiente de SNR entre sí con base en L-SEAT. Por tanto se ha establecido que el uso de este método permite el ajuste de la condición de escritura con alta compatibilidad de lectura independientemente del cambio en S R causado según la diferencia entre los dispositivos de unidad y las condiciones de lectura/escritura. Ahora, se hace la descripción de un ecualizador automático adecuado para ajustar la condición de grabación. La figura 32 muestra en un diagrama de bloques la estructura de un ecualizador automático de tipo simétrico de acuerdo con esta invención. Como se describió anteriormente, el uso de L-SEAT hace posible estabilizar el ajuste de los pulsos de grabación en respuesta al cambio en SNR. Por otra parte, los dispositivos de unidad para uso real encontrar (1) asimetría en la dirección de escaneo del punto de luz debido principalmente al ángulo de inclinación relativa (inclinación tangencial) entre el medio .'de disco y el cabezal óptico, y (2) la asimetría de la señal de lectura a lo largo del eje de tiempo debido a la asimetría de los coeficientes de etapas del ecualizador automático. La distorsión de la señal de lectura a lo largo del eje de tiempo, la cual se detecta como un desplazamiento de extremo, puede volverse, una alteración en la realización del ajuste de la condición de escritura con alta compatibilidad de lectura. Por ejemplo, cuando una marca grabada tiene un desplazamiento de extremo residual, si el ecualizador automático hace sus coeficientes de etapas asimétricos de manera que el desplazamiento de extremo residual pueda ser compensado, la marca grabada será juzgada de manera que el desplazamiento de extremo medido es pequeño y por tanto la grabación fue suficientemente exitosa. En general, diferentes fabricantes de unidades producen muchos tipos diferentes de unidades de disco óptico .y tales unidades de disco óptico utilizan muchas configuraciones de circuitos diferentes. De manera acorde, la grabación de datos en una manera tal que sólo una unidad específica pueda reproducir fácilmente los datos grabados creará un problema que pueda resolverse en sistemas de disco óptico en los cuales se requiera en gran medida la compatibilidad de medios de grabación. El ecualizador automático de tipo simétrico mostrado en la figura 32 puede proporcionar una solución a este problema. En la figura 32, una señal de lectura (51) reproducida desde un medio de disco óptico (no mostrado) se convierte a datos digitales mediante un convertidor A/D (no mostrado) ; los datos digitales son ecualizados por el ecualizador automático (22); y la salida del ecualizador automático (22) se binariza a continuación mediante un decodificador PR L (23) de manera que se da salida a un arreglo de · bits binario (52) . Los coeficientes de etapa C0, Ci, C2 son sometidos entonces a un proceso de aprendizaje automático de manera que el error R S entre la señal objetivo correspondiente al arreglo de bits binario (52) y la señal obtenida desde el ecualizador automático (22) puede minimizarse. Este algoritmo normalmente es llamado "Método LMS (Least Mean Square o método de mínimos cuadrados) " y es realizado por un circuito LMS (62) . Los coeficientes de etapa renovados a0, ai, a2, creados por el circuito LMS (62) , se almacenan temporalmente en un búfer (64) . En un registro de trabajo (65) usado para la operación real de un filtro FIR se establecen los promedios de los coeficientes de etapa ubicados simétricamente entre sí a lo largo del eje de tiempo (por ejemplo, promedio de a0 y an, ai y an. i, etc.) . De esta manera, los coeficientes de etapas del ecualizador automático se hacen simétricos de manera que la reproducción de las marcas grabadas con los desplazamientos de extremo puede evitarse. Incidentalmente , del amplificador . de conversión I-V incluido en un fotodetector y otros filtros algunas veces puede generar un retraso del grupo debido a la configuración del circuito. La ' provisión, de ser necesaria, de un compensador de retraso de grupo (61) puede reducir 'tal retraso de grupo. El compensador de retraso de grupo (61) puede ser incorporado mediante el uso de un filtro FIR que tiene coeficientes de etapa asimétricos cada uno de los cuales es un valor preestablecido. Además, con esta configuración de circuito, se hace posible reducir la asimetría del punto de luz en la dirección del eje de tiempo ajustando la cantidad de inclinación tangencial de una manera tal que la fluctuación SbER ó L-SEAT se minimiza mientras se reproducen los datos en un disco de referencia bien grabado. Con esta configuración de circuito, puede hacerse posible para el ecualizador automático' actuar únicamente en el ajuste de la característica de frecuencia de la señal' reproducida. El ecualizador automático de tipo asimétrico de acuerdo con esta invención puede proporcionar una condición de grabación de alta compatibilidad de reproducción no sólo cuando se combina con L-SEAT sino también incluso al combinarse con cualquiera de los métodos de ajuste de grabación. Dado que la salida del circuito LMS (62) puede transferirse directamente al búfer (64) a través de la adición de un circuito adecuado como un selector, el ecualizador automático de tipo simétrico de acuerdo con esta invención puede operarse fácilmente como un ecualizador automático ordinario (sin restricción de simetría de etapas) .
La descripción a continuación es del resultado obtenido mediante el uso de un ecualizador automático de tipo simétrico que tiene 21 etapas. Las figuras 33A ~ 33C, las figuras 34A ~ 34C, las figuras 35A ~35C, las figuras 36A ~ 36C, y la figura 37 muestran gráficamente los resultados experimentales respecto a los ajustes de las condiciones de pulsos de grabación usando L-SEAT. En estos experimentos, las fluctuaciones L-SEAT, los desplazamientos L-SEAT y las SbERs se midieron al cambiar los cuatro parámetros de pulso de escritura como Tsfp(2s, 2m) , Tsfp(3s, 2m) , Tsfp(2s, 3m) y Tsfp(3s, 3m) en la capa LO del disco de prueba de 3 capas mencionado anteriormente. Las SbERs fueron medidas sin mantener la restricción de simetría en los coeficientes de' etapa del ecualizador automático como en el procedimiento de reproducción ordinario. La unidad básica utilizada en el ajuste del extremo del pulso de escritura se estableció en T/64, y la velocidad lineal para escritura y lectura se estableció igual al doble de la velocidad de transferencia de datos en el caso de BD. Como puede verse en estas figuras, las posiciones de extremo de pulso que dan el. cero del desplazamiento L-SEAT y los fondos de valle de la fluctuación L-SEAT y SbER, coinciden entre sí dentro de una tolerancia menor que T/64. Dado que la' unidad de ajuste para el ancho de pulso normalmente se establece igual a T/16, se estableció a partir de stos resultados que el ajuste de la condición de grabación puede realizarse muy bien usando los desplazamientos L-SEAT y las fluctuaciones L-SEAT. Como resultado de haber realizado tales ajustes en todos los cuatro parámetros de pulsos de escritura, el valor de la SbER se ha mejorado de 3xl0"3 a lxlO"7. La figura 37 muestra gráficamente la relación obtenida por la medición entre la potencia de escritura y la tasa de error de bits. Se obtuvo un margen de potencia suficiente de aproximadamente ±10%. La figura 38 muestra gráficamente las relaciones obtenidas a través de experimentos entre la tasa de errores de bits y la fluctuación L-SEAT y entre la tasa de error de bits y la fluctuación V-SEAT. En estos experimentos, las relaciones entre la tasa de error de bits y la fluctuación L-SEAT. y entre la tasa de error de bits y la fluctuación V-SEAT fueron medidas al variar la potencia de escritura, desenfoque, aberración esférica e inclinaciones tangenciales y radiales de los medios del disco. Se estableció a partir de la figura 38 que la correlación entre la tasa de error de bits y la fluctuación fue mejorar adicionalmente para L-SEAT que para V-SEAT. El motivo para esto es como se describe anteriormente. El método de ajuste para la condición de grabación de acuerdo con esta invención se describirá ahora con base en los resultados de los experimentos y simulaciones descritas anteriormente. La figura 39 ilustra un ejemplo de cómo se ajustan los parámetros adaptivos del pulso de escritura. En la figura 39, los parámetros adaptivos del pulso de escritura se explican con la ayuda de tablas de pulso de tipo 4x4. Los resultados de la medición de desplazamientos y fluctuaciones L-SEAT se asignan a las tablas de pulso de tipo 4x4 como se describe anteriormente. En este momento, se escriben datos en un medio de disco óptico a la vez que varía la condición de pulsos de escritura, el valor del desplazamiento L-SEAT correspondiente se evalúa leyendo los datos escritos, y los parámetros del pulso de escritura se determinan de manera que se minimiza el valor de desplazamiento. De esta manera, puede obtenerse una buena condición para el pulso de escritura. Como puede verse a partir de los resultados mostrados en las figuras 33A ~ 33C a través de las figuras 36A ~ 36C, los resultados de ajuste más estables contra diversos cambios se obtienen si se realiza un ajuste para alcanzar no sólo la condición para el desplazamiento L-SEAT minimizado sino también la condición para la fluctuación L-SEAT minimizada. Como es evidente a partir de este ejemplo, dado que los parámetros del pulso de escritura muestran una correspondencia uno a uno con los valores de evaluación para · los mismos, . el ajuste simultáneo de varios parámetros de pulso de escritura puede realizarse en paralelo si la operación de escritura/lectura se lleva a cabo mientras se cambian los varios parámetros de pulso de. escritura al mismo tiempo. Al hacerlo, se hace posible reducir el tiempo para la escritura de prueba en un dispositivo de unidad en una gran medida. Para ser concretos, aunque un dispositivo de unidad de doble velocidad que utiliza el método para determinar los parámetros de pulso de escritura uno a la vez, toma un tiempo de procesamiento de cerca de 30 segundos a un minuto, el proceso paralelo que utiliza este método podrá completar tal escritura de prueba en cerca de un segundo. Al aplicar este método de ajuste, si existe cualquier parámetro fijo entre los parámetros de pulso de escritura completos, puede estabilizarse el ajuste. En general, es preferible fijar tales parámetros asociados con la formación de marcas largas como, por ejemplo, Tsfp(5s, 5m) y Telp(5s, 5m) . La figura 40 es el diagrama de flujo que ilustra el procedimiento completo de ajuste de la condición de pulso de escritura. Para comenzar, en el paso (S101) , el retraso de grupo en el circuito de ecualizador automático (o reproducción) mostrado en la figura 32 se comprueba, si es necesario, para determinar la condición para compensación del retraso de grupo. Entonces, en el paso (S102) , el modo de operación del ecualizador automático se establece en el modo simétrico. En el pasó (S103) , mientras se leen los datos de referencia, cantidad de desenfoque, la aberración esférica y la inclinación del medio de disco se ajustan en una manera tal que los índices para la evaluación leída como SbER y fluctuación L-SEAT se optimizan. Como se describió anteriormente, la inclinación tangencial debe ajustarse con especial atención, como mediante la lectura de varios datos de referencia o incluyendo la condición para optimizar la sensibilidad de escritura. En el paso (S104) , , a la vez que se toman en cuenta la simetría, proporción S/N y diafonía de la señal leída, las condiciones apropiadas para el pulso básico y potencia se determinan utilizando datos escritos incluyendo marcas y espacios con una longitud de 5T o mayor. . Al hacerlo, se fijan los parámetros de pulso de escritura para marcas largas correspondientes a Tsfp(5s, 5m) y Telp(5s, 5m) mostrados en la tabla de pulsos de tipo 4x4. Tsfp(5s, 5m) corresponde a la condición de pulso de escritura para el extremo anterior, y Telp(5s, 5m) a la condición de pulso de escritura para el extremo posterior. En los pasos (S105) y (S106) , a la vez que se ajustan los parámetros de pulso de escritura adaptivos, se continúa el ajusta hasta que el desplazamiento de extremos residual se vuelve menor que un valor predeterminado (por ejemplo, ±0.1% de T) . En el paso (S107) , se evalúa el rendimiento del pulso de escritura evaluando los valores inferiores del valle para SbER y la tasa de error de bits y el margen de potencia con respecto al pulso de escritura obtenido, y se toma una decisión sobre si se ha alcanzado un rendimiento predeterminado. Si el resultado de la decisión indica que el rendimiento logrado es insuficiente, el flujo regresa al paso (S104) , donde se realiza un ajuste similar mientras se cambian el pulso base y el nivel de potencia. Cuando se ha logrado el rendimiento predeterminado como un resultado de esta serie de pasos, el ajuste finaliza. La figura 41 muestra gráficamente la relación obtenida a través , del experimento entre el desfase de foco y la SbER. En este experimento, se utilizó el ecualizador automático de tipo simétrico de acuerdo con esta invención. El desfase de foco puede ajustarse a un valor apropiado usando esta relación y reduciendo la SbER al mínimo. El mismo procedimiento también puede usarse para el ajuste de la inclinación radial, la inclinación tangencial, la aberración esférica, etc. El paso (S103) en la figura 40 puede llevarse a cabo de acuerdo con este procedimiento. A continuación se hace la descripción de los pulsos de escritura adaptados a la grabación de alta densidad. Cuando la grabación de alta densidad con capacidad de 30 GB o mayor debe realizarse con base en el estándar BD, las marcas adyacentes son afectadas n gran medida por la interfase térmica entre ellos dado que la longitud de una marca o espacio 2T es de cerca de 100 nm, la cual es menor que el tamaño del punto de luz utilizado (aproximadamente 500 nm, longitud de onda 405 nm, NA .0.85) . Tal efecto adverso se vuelve notable especialmente en el caso de un disco de varias capas en el cual es imposible hacer que la película reflectora metálica sirva como un amortiguador térmico suficientemente grueso desde el punto de vista de lograr una transparencia satisfactoria. En tal caso, se considera difícil formar marcas grabadas satisfactorias incluso con pulsos de escritura adaptivos que puedan determinarse dependiendo únicamente de la longitud de una marca grabada y las longitudes de los espacios inmediatamente anteriores y posteriores a la marca grabada. En tal caso, el patrón afectado por la interferencia térmica en la mayor medida es aquél consistente en una marca 2T continua y un espacio 2T. Como se describió anteriormente, este patrón es lo que provoca la frecuencia de error más alta. Por tanto, en el caso donde ocurren la marca 2T continua y el espacio 2T, es útil considerar tal patrón como un patrón precedente y extender la tabla de pulsos adaptivos. Las figuras 42A y 42B ilustran el efecto obtenido a través del ajuste mediante el uso de la tabla de pulsos, de escritura adaptivos extendida y L-SEAT. La tabla extendida mostrada aquí se obtuvo mediante, la adición de una tabla adaptiva bajo la suposición de que los pulsos de escritura utilizados son los pulsos de escritura estándar para BD y que el patrón de una marca 2T continua y un espacio 2T se considera como un espacio precedente. Como se describió anteriormente, si la tabla mostrada en la figura 23 < se utiliza como la tabla de los arreglos de bits principales de evaluación, es posible evaluar los desplazamientos de extremo de acuerdo con los pulsos de escritura mediante el uso de L-SEAT. Como puede verse en la figura 42B, la cantidad de desplazamiento residual para Telp(2s, 2m) pudo mejorarse en gran medida, en comparación con el caso donde se utilizaron los pulsos de escritura estándar para BD. Aquí, la unidad de ajuste para el ancho del pulso de escritura se estableció igual a T/32. A continuación, se . describe un dispositivo de disco óptico como una modalidad de esta invención. La figura 1 muestra en un diagrama de flujo la configuración de un circuito para evaluar señales leídas, el circuito fue diseñado para realizar un dispositivo de disco óptico como una modalidad de esta invención. En" la figura 1, 'la señal de lectura(51), la cual ha sido leída de un médio de disco óptico y hecha pasar a través de un filtro analógico no mostrado en la figura, se convierte en una señal digital que tiene 6 ~ 8 bits mediante un convertidor A/D (21) , ecualizado por un ecualizador automático (22), y binarizado por un decodificador PR L (23) para dar salida a un arreglo de bits binario (52) . Un circuito (30) para evaluar la calidad de la señal de lectura que calcula L-SEAT, comprende un detector de arreglo de bits principal (31) , un generador de arreglo de bits de desplazamiento izquierdo y derecho (32), una calculadora de diferencia de ED (distancia euclidiana) (33), un clasificador de tabla de parámetros de control de escritura (34) , y una tabla de datos resumida (35) . El detector de arreglo de bits principal (31) almacena datos correspondientes a los arreglos de bits principales preseleccionados y juzga si un arreglo de bits principales preseleccionado se incluye en la señal binaria (52) . Cuando la señal binaria (52) incluye un arreglo de bits principal preseleccionado, el generador de arreglo de bits de desplazamiento izquierdo y derecho (32) realiza el proceso XOR como se describe con, por ejemplo, la figura 18 y genera arreglos de bits principales de evaluación para las señales objetivo L- y R- . El calculador de diferencia de ED (distancia euclidiana) (33) calcula las distancias euclidianas entre los arreglos de bits principales de evaluación para la señal objetivo T- , L-y R- y las señales de escritura ecualizadas (53) obtenidas desde el, ecualizador automático (22) . El clasificador de tablas de parámetros de control de escritura (34) procesa estadísticamente las distancias euclidianas calculadas en una manera de acuerdo con la tabla de pulsos de escritura adaptivos, de acuerdo con el método (expresiones (DI) a (D6) ) para- evaluar los desplazamientos de extremo extendidos en instantes de tiempo respectivos o el método (expresiones (7) a (13) ) para evaluar el promedio de las distribuciones de diferencias de distancia euclidiana calculadas independientemente. La tabla de datos resumida (35) obtiene tales tablas como se muestra en, por ejemplo, la figura 39. La CPU (140) se refiere a la tabla de datos resumida (35) , cambia los parámetros del pulso de escritura a través de controlar un circuito de ajuste de pulso de escritura no mostrado en la figura, y ajusta los parámetros, del pulso de escritura según el método mostrado en la figura 40. La figura 43 muestra esquemáticamente la estructura de un dispositivo de disco óptico que incorpora el método para evaluar las señales leídas de acuerdo con esta invención. Un medio de disco óptico (100) montado en el dispositivo se hace rotar mediante un motor de husillo (160) . Al momento de la lectura, un controlador de potencia de láser/pulso (120) controla la corriente que fluye a través del láser semiconductor (112) a través del controlador láser (116) en un cabezal óptico (110) de manera que genere luz láser (114) cuya intensidad se ajusta al nivel indicado por la CPU (140) . La luz láser (114) es enfocada por un lente objetivo (111) , para formar un punto de luz (101) en el medio de disco óptico (100) . Él haz de luz reflejado desde el punto de luz (101) es hecho pasar a través del lente objetivo (111) para ser enfocado y detectado por un fotodetector (113) . El fotodetector (113) comprende una pluralidad de elementos fotodetectores divididos. Un preprocesador de señal de lectura (130) reproduce la información grabada en el medio de disco óptico (100) con base en la señal detectada por el cabezal óptico (110) . Un preprocesador de señal de lectura (130) incorporado en esta invención mostrado como un bloque de circuito en la figura 1. Con esta configuración, el dispositivo de disco óptico de acuerdo con esta invención puede funcionar como un dispositivo para realizar un sistema BD que tiene una densidad de grabación de 30 GB por disco, optimizar la condición de pulso de escritura a través de la escritura de prueba, y asegurar un buen margen de sistema y compatibilidad de lectura. A continuación se describirá una modalidad detallada de la unidad de cálculo L-SEAT utilizada en el dispositivo de disco óptico de acuerdo con esta invención. La figura 44 muestra en un diagrama de bloques una modalidad de la estructura de un preprocesador de señal de lectura para realizar un dispositivo de disco óptico de acuerdo con esta invención. Los circuitos de evaluación de calidad de señal de lectura (300) para calcular L-SEAT comprende un detector de arreglo de bits principal (301) ; un generador de arreglo de bits de desplazamiento (302) ,-una calculadora de objetivo izquierdo (304), una calculadora de objetivo real (305); una calculadora de objetivo derecho (306); un amortiguador de señal ecualizado (307) ; calculadores de distancia euclidiana (308, 309, 310, 311 y 312); una calculadora de desplazamiento equivalente izquierdo (313) ; una calculadora de desplazamiento equivalente derecho (314) ; un amplificador diferencial (315); un ajustador de temporización (316) ; un clasificador de tablas de parámetros de control de escritura (317) ; y una tabla de datos resumidos (318) . El detector de arreglo de bits principal (301) almacena datos como los arreglos de bits principales preseleccionados y juzga si la señal binarizada (52) incluye cualquiera de los arreglos de bits principales preseleccionados,. Si la señal binarizada (52) incluye un arreglo de bits principales preseleccionado, el generador de arreglos de bits de desplazamiento (302) realiza el proceso XOR como se muestra en la figura 18, para dar salida a los arreglos de bits de . desplazamiento izquierdo y derecho. Simultáneamente, el generador (302) da salida a un arreglo de bits verdadero correspondiente en longitud de bits al arreglo de bits de evaluación incluidos en la señal binaria (52) . Ahora, la señal ecualizada (53) expulsada desde el ecualizador automático (22) se ingresa en el búfer de señal ecualizado (307) de manera que una señal ecualizada (53) correspondiente en longitud de bits al arreglo de bits principal se almacena en su interior. Una señal objetivo L se genera al convolucionar , en la calculadora objetivo izquierda (304) , el objetivo PR (303) el cual el ecualizador automático (22) considerado como el objetivo para ecualización y el arreglo de bits de desplazamiento izquierdo expulsado desde el arreglo de bits de desplazamiento (302) . En una manera similar, una señal objetivo R y una señal objetivo T son generadas por la calculadora de objetivo derecho (306) y la calculadora de objetivo verdadero (305), respectivamente. La calculadora de distancia euclidiana (310) calcula la distancia euclidiana entre la señal objetivo T y la señal ecualizada (de lectura) expulsada desde el búfer de señal ecualizada (307) . La figura 45 muestra esquemáticamente los detalles de la calculadora de distancia euclidiana (310) La calculadora de distancia euclidiana (310) consiste en calculadoras de diferencia (320, 321, 322 y 323); multiplicadores (324, 325, 326 y 327); y un sumador (328) . Ahora, supongamos que la señal objetivo T es representada por (T0, Ti, T2, , Tn) y que la señal ecualizada es representada por (W0, Wi, W2, . , Wn) , donde n es el subíndice que denota el enésimo bit en el arreglo de bits principal. A continuación, la calculadora de diferencia (320) calcula (W0-T0) a partir de T0 y W0, y el multiplicador (324) forma el producto de (Wo-To) y (Wo-To) , de manera ' que (W0-T0)2 puede calcularse. En una manera similar, se hacen cálculos similares para ?? y Wlf , Tn y n . Finalmente, el sumador (328) calcula la suma de (W0-T0)2, ., (Wn-Tn)2 para dar salida a la distancia euclidiana ED(T,W) . En una manera similar, la calculadora de distancia euclidiana (308) calcula la distancia euclidiana ED (L,W) entre la señal objetivo L y la señal ecualizada expulsada desde el búfer de señal ecualizada (307) ; la calculadora de distancia euclidiana (312) calcula la distancia euclidiana ED (R,W) entre la señal objetivo R y la señal ecualizada expulsada desde el búfer de señal ecualizada (307) ,· la calculadora de distancia euclidiana (309) calcula la distancia euclidiana ED (T,L) entre la señal objetivo T y la señal objetivo L; y la calculadora de distancia euclidiana (311) calcula la distancia euclidiana ED (T,R) entre la señal objetivo T y la señal objetivo R. A continuación, la calculadora de desplazamiento equivalente izquierda (313) calcula el desplazamiento de extremo equivalente izquierdo xL a partir de las distancias euclidiana ED (L,W), ED (T,L) y ED (T,W). La figura 46 muestra esquemáticamente los detalles de la calculadora de desplazamiento equivalente izquierdo (313) . La calculadora de desplazamiento equivalente (313) consiste en una calculadora de diferencia (330) , un circuito divisor (331) y un amplificador diferencial (332) . La calculadora de diferencia (330) recibe las entradas ED (L, ) y ED (T,W) y proporciona la salida (ED (T,W) - ED (L,W)) . El circuito divisor (331) divide la salida (ED (T, ) - ED (L, ) ) entre ED (T,L) y da salida al resultado de la división, es decir (ED (T,W) - ED (LfW))/ED (T,L) . El amplificador diferencial (332) calcula la diferencia entre el resultado de la división y una constante "1" y divide a la mitad la diferencia calculada, de manera que se obtiene el desplazamiento de extremo equivalente izquierdo xL. En una manera similar, ED (R,W), ED (T, R) y ED (T,W) se ingresan én la calculadora de desplazamiento equivalente derecho (314) de manera que se calcula el desplazamiento de extremo equivalente derecho xR. El amplificador diferencial (315) calcula la diferencia entre xR y xL y además calcula el desplazamiento de extremo extendido (D.) dividiendo a la mitad la diferencia . El clasificador de tabla de parámetro de control (317) clasifica los desplazamientos de extremo extendidos en los patrones correspondientes a los pulsos de escritura, de acuerdo con la salida del amplificador diferencial (315) y la señal binaria controlada por retraso (52) , y calcula el desplazamiento L-SEAT definido con la expresión (D5) dividiendo los resultados acumulados de la suma durante un periodo predeterminado de tiempo por los números de frecuencias de aparición de los patrones respectivos . La tabla de datos resumidos (318) obtiene una tabla como se muestra en la figura 39. La CPU se refiere a esta tabla, controla el circuito de ajuste de parámetros de pulso de escritura (no mostrado) para cambiar los parámetros de pulso, y ajusta los parámetros de pulso de escritura de acuerdo con el método mostrado en la figura 43. El procedimiento de ajustar los pulsos de escritura ajustando L-SEAT con el circuito mostrado en esta modalidad se describirá a continuación. La figura 47 es el diagrama de flujo que ilustra el flujo del proceso necesario para la medición de L-SEAT. Para comenzar, se determina la característica PR utilizada en el ecualizador automático (22) y el decodificador PR L (23) en la figura 44 (S301) . Sucede a menudo que tal característica PR se ajusta a PR (1,2,2,2,1) en la reproducción de datos desde el medio de grabación de alta densidad como BD que tienen una capacidad de grabación de 30 GB o más. A continuación, se prepara la tabla para generar los arreglos de bits de evaluación correspondiente a los arreglos de bits principales mostrados en la figura 18, y la tabla preparada se ingresa al generador de arreglo de bits de desplazamiento (302) a través de, por ejemplo, el registro de ajuste (S302) . Este ajuste de tabla no necesariamente necesita ser realizado por el usuario, y si una nueva tabla no es necesaria,- la tabla ajustada previamente puede usarse sucesivamente.
Alternativamente, una pluralidad de tales tablas se almacena internamente y el usuario puede intercambiar las tablas a través de la configuración del registro. Posteriormente, se selecciona el índice de evaluación deseado entre varios índices para evaluación de lectura como desplazamiento L-SEAT, fluctuación L-SEAT, etc. a través de, por ejemplo, el ajuste del resistor (S303) . Si el índice a utilizar se selecciona previamente, la selección por parte del usuario es innecesaria y sólo debe usarse el índice seleccionado previamente. Después de esta configuración inicial, se realiza el ajuste de los pulsos de escritura (S304) . Si el resultado de la medición del índice de evaluación de lectura como uno de los L-SEAT l(S305) satisface el estándar preestablecido, el ajuste se considera completo. Sin embargo, si el resultado no satisface el estándar preestablecido, el proceso de ajustar el pulso de escritura (S304) se realiza de nuevo (S306).. Los detalles de las operaciones incluidas en el paso (S304) al paso (S306) se muestran en los diagramas de flujo de las figuras 39 y 40 que ilustran el flujo completo del ajuste del pulso de escritura. La configuración del circuito y el procedimiento descrito anteriormente permite el cálculo de los índices de evaluación definidos con las expresiones (DI) a (D6) y por tanto puede proporcionar un sistema BD que tiene una capacidad de grabación de 30 GB o más alta, la cual ajusta la condición de pulso de grabación a través de la escritura de prueba y asegura un buen margen de sistema y compatibilidad de lectura. En esta modalidad, se explicó la configuración de circuito y se utilizó para calcular el desplazamiento • de extremo extendido D como uno de los L-SEAT y ajustar los parámetros de pulso de escritura. La aplicación del mismo circuito al cálculo de la fluctuación L-SEAT se describirá a continuación. La figura 54 muestra en un diagrama de bloques un circuito para calcular la fluctuación L-SEAT. Aparecen nuevos componentes en este circuito en contraste con aquellos mostrados . en la figura 44 y un amplificador sumador (510) , circuitos de elevación al cuadrado (511 y 512) , un sumador (513) y un LPF (filtro de paso de bajos) (514) . El amplificador diferencial (315) calcula la diferencia entre xR y xL y divide la diferencia entre 2, de manera que produzca el desplazamiento de extremo extendido (D= (xR-xL)/2) . Por otra parte, el amplificador sumador (510) calcula la suma de xL y xR y divide a la mitad l suma, para producir el factor SNR (S = (xR+xL)/2), es decir, uno de los L-SEAT.. El desplazamiento, de extremo extendido D es elevado al cuadrado por el circuito de elevación al cuadrado (511) y el factor SNR S es elevado al cuadrado por el circuito de elevación al cuadrado (512). El sumador (513) calcula la suma de las salidas de los circuitos de elevación al cuadrado' (511 y 512). El LPF (514) proporciona el valor obtenido al promediar con base en una constante de tiempo preestablecida. Con el circuito descrito anteriormente, también es' posible calcular la fluctuación L-SEAT s definida con la expresión (D6) calculando la raíz cuadrada de la salida del LPF (514) mediante un circuito o software. Otras modalidades de la calculadora L-SEAT para uso en el dispositivo de disco óptico de acuerdo con esta invención se describirán a continuación. Se definen los desplazamientos de extremos equivalentes izquierdo (L) y derecho (R) xL y xR del L-SEAT con las expresiones (DI) y (D2) como se describió anteriormente. Estas expresiones se transforman de manera que sean fácilmente implementadas por circuitos.
En primer lugar, dado que W, T, L y R también denotan los niveles de señal en varios instantes de tiempo t (t = t0+l, t0+2, t0+3, t0+4, t0+5), .éstos niveles se interpretan como puntos de coordenadas en el espacio multidimensional. Para fines de simplicidad, el error de desplazamiento derecho que tiene una distancia Hamming de 1 se toma como un ejemplo. A continuación, en el caso de la característica PR (1,2,2,2,1), T, y R pueden representarse como T (Ti, T2, T3 , T4 , T5) , W (Ti+5lf ?2+d2, ?3+d3, ?4+d4, ?5+d5) y R (Ti+1, T2+2, T3+2, T4+2, T5+I) , respectivamente. Además, se introduce el sistema de coordenadas de cinco dimensiones en el cual el origen se representa como T, y sean los vectores de posición W y R representados nuevamente por W y R' , respectivamente. A continuación, ,se representan como W (d?, d2, d3, d4, d5) y . R ' (1,2,2,2,1) . Sea el vector W llamado un "vector de error ecualizado", y el vector R' y el vector L' para el error de desplazamiento izquierdo el cual es el vector que apunta desde T a L, sean ambos llamados "vectores de error". Si la expresión (DI) se transforma usando estos componentes de vector, el resultado está dado por la siguiente expresión (14) , donde R'DW significa el producto interno del vector de error R' y el vector de error ecualizado w .
ED(R,W)-ED(T,W) = ED(R\W)-ED(0,W') = {(1-d?)2 + (2-d2)2 +(2-d,)* + (2-d4)2 +- G-.d,)*>.-(d1* +d_2+d32 +6 +d,2) = (?2 + 22 + 22 + 21 + ? )- 2(d, + 2d2 +2d3 + 2d4 + d, ) = ED(T,R)-2R'-W (14) Ahora, si la expresión anterior (14) se sustituye en la expresión (D2) , el desplazamiento de extremo equivalente derecho xR puede expresarse mediante el producto interno de R' y W y la distancia euclidiana entre T y R, únicamente, dado según la expresión a continuación (15) . Puede hacerse una analogía fácilmente que es válida no sólo para el error de desplazamiento derecho que tiene una distancia Hamming de 1 sino también para cualquier tipo de error de desplazamiento de extremo. Por tanto, la expresión (DI) puede transformarse de igual manera, y el desplazamiento de extremo equivalente xL puede estar dado por la siguiente expresión (16) . 1 , ED(R, ) - ED(T. W) 2 ^ ED(T. R) L ED(T. R) - (ED ( T , R ) - 2 R '¦W ') ¾j j{ ED(T. R) J R 'W ' ED(T. R) (15) L'-W xL = ED(T,L) (16) La comparación de las expresiones (15) y (16) con las expresiones (DI) y (D2) revela la posibilidad de reducir el número de cálculos sucesivos. Esto se debe a que de acuerdo con la expresión (DI) , el cálculo de la distancia euclidiana, es decir, la adición de los cuadrados de las diferencias de los componentes de vector correspondientes, debe realizarse dos veces, es decir, entre R y W y entre T y W, pero debido a que de acuerdo con la expresión (15) , el cálculo del producto Interno, es decir, la adición de productos de los componentes de vector correspondientes, sólo debe realizarse una vez.
La estructura de circuito para implementar las expresiones (15) y (16) se describirán a continuación en referencia a la figura 48. Los circuitos de evaluación de calidad de señal de lectura (400) comprenden un detector de arreglo de bits principal (301) ; un generador de arreglo de bits de desplazamiento (302); una calculadora de objetivo izquierdo (304) ; una calculadora de objetivó verdadero (305) ; una calculadora de objetivo derecho (306) ; un búfer de señal ecualizada (307) calculadoras de vector de error y distancia euclidiana (401 y 403); una calculadora de vector de error (402) ; una calculadora de desplazamiento equivalente izquierdo (404); una calculadora de desplazamiento equivalente derecho (405) ; un amplificador diferencial (315) ; un ajustador de temporización (316) ; un clasificador de tabla de parámetros de control de escritura (317) ; y una tabla de datos resumida (318) . La descripción de la operación del circuito hasta las salidas de la calculadora de objetivo izquierda (304) , la calculadora de objetivo verdadero (305) , la calculadora de objetivo, derecho (306) y el búfer de señal ecualizada (307) , es la misma que para la modalidad mostrada en la figura 44. Por tanto, a continuación se describirá sólo la parte del circuito posterior a las salidas. La calculadora de vector de error y distancia euclidiana (401) recibe la señal objetivo L- como la salida de la calculadora de objetivo izquierdo (304) y la señal objetivo T- como la salida de la calculadora de objetivo verdadero (305) , y proporciona el vector de error (T,L) y la distancia euclidiana ED (T,L) . La figura 49 muestra en un diagrama de bloque el detalle del vector de error y la calculadora de distancia euclidiana (401) . El vector de error y la calculadora de distancia euclidiana (401) comprenden las calculadoras de diferencia (410, 411,: 412 y 413; los multiplicadores (414, 415, 416 y 417) ; y un sumador (418) . Ahora, sean la señal objetivo T y la señal objetivo L representadas por (T0, ??, T2, , Tn) y (L0, Li, L2, ..... , Ln) , respectivamente, dónde n es el subíndice que denota el enésimo bit del arreglo de bits principal. A continuación, la calculadora de diferencias 410 calcula (L0-T0) a partir de T0 y L0, y el multiplicador (414) multiplica (L0-T0) en (L0-T0) para producir (L0-T0)2. El mismo cálculo se aplica a Lx y Tx, , Ln y Tn, y el sumador (418) calcula la suma de (LQ-TO)2, (LI-TI)2, , (Ln-Tn)2 para dar salida a la distancia euclidiana ED (T,L) . Y las salidas de las calculadoras de diferencia (410, 411, 412 y 413) se recopilan para formar el vector de error (T,L) . En una manera similar, el vector de error y la calculadora de distancia euclidiana (403) recibe la señal objetivo R como l salida de la calculadora de objetivo derecho (306) y la señal objetivo T como la salida de la calculadora de objetivo verdadero (305) y proporciona el vector de error (T,R) y la distancia euclidiana ED (T,R) . Además, la calculadora de vector de error (402) recibe la señal objetivo T como la salida de la calculadora de objetivo verdadero (305) y la señal ecualizada W como salida del búfer de señal ecualizada (307), y proporciona únicamente el vector de error ecualizado (T,W) . La calculadora de desplazamiento equivalente (404) calcula el desplazamiento de extremo equivalente izquierdo xL a partir del vector de error ecualizado (T,W), el vector de error (T,L) y la distancia euclidiana ED (T, L) . La figura 50 muestra en un diagrama de bloques el detalle de la calculadora de desplazamiento equivalente izquierdo (404) . La calculadora de des lazamiento equivalente izquierdo (404) comprende los multiplicadores (420, 421, 422 y 423) ; un sumador (424) ; y. un circuito divisor (425) .
Ahora, sean el vector de error (T,L) y el vector de error ecualizado (T,W) representados en términos de componentes de vector por (L0-T0) , (Li-??) , ··, (Ln-Tn) y (Wo-To) , (Wx-Ti) , , (Wn-T„) , respectivamente, donde n es el subíndice que denota el enésimo bit del arreglo de bits principal . A continuación, el multiplicador 420 multiplica (L0-T0) en ( 0-T0) para producir (L0-T0) (W0-T0) . El mismo cálculo se aplica a (Li-Ti) y (Wi-??) , ·.., y (Ln-Tn) y (W„-Tn) para producir los productos (?,?-??) (Wi-Tj.) , , (Ln-Tn) (Wn-Tn) . El sumador (424) calcula la suma de los productos para dar salida al producto interno del vector de error (T,L) y el vector de error ecualizado (T,W), es decir, L'DW = (Lx-T (Wx-T + + ' (Ln-Tn) (Wn-Tn) . El circuito divisor (425) divide el producto interno entre la distancia euclidiana ED (T,L) para dar salida al desplazamiento de extremo equivalente izquierdo xL (= L'OW' /ED (T,L) ) . En una manera similar, la calculadora de desplazamiento equivalente derecho (405) recibe el vector de error ecualizado (T,W), el vector de error (T,R) y la distancia euclidiana ED (T,R) para dar salida al desplazamiento de extremo equivalente derecho xR. El amplificador diferencial (315) calcula la diferencia entre xL y xR y divide a la mitad la diferencia, para producir el desplazamiento de extremo extendido (D) . El clasificador de tabla de parámetros de control (317) clasifica los desplazamientos de extremo extendidos en patrones correspondientes a los pulsos de escritura, de acuerdo con la salida del amplificador diferencial (315) y la señal binaria controlada por retraso (52), y calcula el desplazamiento L-SEAT definido con la expresión (D5) dividiendo los resultados acumulados de la suma durante un periodo predeterminado de tiempo por el número de frecuencias de aparición de los patrones respectivos. La tabla de datos resumidos (318) obtiene una tabla como se muestra en la figura 39. La CPU se refiere a esta tabla, controla el circuito de ajuste de parámetros de pulso de escritura (no mostrado) para cambiar los parámetros de pulso de escritura, y ajusta los parámetros de pulso de escritura de acuerdo con el método mostrado en la figura 43. El procedimiento para ajustar los pulsos de escritura usando L-SEAT de acuerdo con esta modalidad puede realizarse en la misma manera que de acuerdo con el diagrama de flujo mostrado en la figura 47. La configuración del circuito y el procedimiento descrito anteriormente permite el cálculo de los índices de evaluación definidos con las expresiones (DI) . a (D6) y por tanto puede proporcionar un sistema BD que tiene una capacidad de grabación de 30 GB o más alta, el cual ajusta la condición de pulso de grabación a través de la escritura de prueba y asegura un buen margen de sistema y compatibilidad de lectura. Además, las expresiones (15) y (16) se utilizan en el cálculo en lugar de las expresiones (DI) y (D2) y por tanto la escala de los circuitos utilizados en esta invención se reduce . La configuración del circuito de esta modalidad se utilizó para calcular el desplazamiento de extremo extendido D en L-SEAT y ajustar los parámetros de pulso de escritura. El cálculo de la fluctuación de L-SEAT también puede realizarse justo como se describe para el circuito mostrado en la figura 54. Ahora, se describirá a continuación otra modalidad de la calculadora L-SEAT utilizada en' el dispositivo de disco óptico de acuerdo con esta invención . En la modalidad mostrada en la figura 48, cuando se utiliza tal característica PR fija como PR (1,2,2,2,1), los vectores de error (T,R) y (T,L) permanecen invariables en el tiempo ' y por tanto el propósito pretendido puede lograrse mediante el cálculo previo de los vectores de error correspondientes a los arreglos de bits principales y seleccionarlos. Además, dado que las distancias euclidianas ED (T,R) y ED (T,L) permanecen invariables en el tiempo, puede esperarse lo mismo. Como resultado, la escala de los circuitos puede reducirse en gran medida. La configuración de circuito basada en esta idea se describirá a continuación en referencia a la figura 51. El circuito de evaluación de calidad de señal de lectura (500) para calcular L-SEAT comprende un detector de arreglo de bits principal (301); un selector de vector de error (501) ; un selector de distancia euclidiana (502) ; una calculadora de objetivo (504) ; una calculadora de diferencias (505) ; un búfer de error ecualizado (506) ; una calculadora de desplazamiento equivalente izquierdo (404) ; una calculadora de desplazamiento equivalente derecho. (405); un amplificador diferencial (315); un ajustador de temporización (316); un clasificador de tabla de parámetros de control de escritura (317) ; y una tabla de datos resumida (318) . La siguiente descripción se hace bajo la suposición de que se utiliza la característica PR (1,2,2,2,1). El detector de arreglo de bits principal (301) almacena datos como los arreglos de bits principales preseleccionados y juzga si la señal binaria (52) incluye cualquiera de los arreglos de bits principales preseleccionados . Si la señal binaria (52) incluye cualquier arreglo de bits principal, el detector de arreglo de bits principal (301) proporciona la información sobre cuál arreglo de bits principal se incluye en la señal binaria, tanto al selector de vector de error (501) como al selector de distancia euclidiana (502) . El selector de vector de error . (501) da salida a los vectores de error (T,L) y (T,R) correspondientes al arreglo de bits principal incluido de acuerdo con la tabla mostrada, en la figura 52. El selector de distancia euclidiana (502) selecciona y da salida, a las distancias euclidianas ED (T,L) y ED (T,R) correspondientes al arreglo de bits principal incluido de acuerdo con la tabla mostrada en la figura 52. La calculadora de objetivo (504) genera la señal objetivo convolucionando la señal binaria (52) y la característica PR objetivo (503) con el ecualizador automático (22) creado como un objetivo ecualizado. La calculadora de diferencia (505) calcula el error ecualizado que es la diferencia entre la señal objetivo y la señal de lectura ecualizada (53) expulsada desde el ecualizador automático (22) . El búfer de error ecualizado (506) almacena un error ecualizado durante el tiempo para cubrir un arreglo de bits principal y genera un arreglo de bits de error ecualizado. Este arreglo de bits de error ecualizado es llamado "vector de error ecualizado (T,W)". La calculadora de desplazamiento equivalente izquierdo (404) calcula el desplazamiento de extremo equivalente izquierdo xL con base en el vector de error ecualizado (T,W), el vector de error (T,L) y la distancia euclidiana ED (T,L) . La operación de la calculadora de desplazamiento equivalente izquierdo (404) es la misma que la calculadora de desplazamiento equivalente izquierdo (404) mostrada en la figura 48. En esta modalidad, sin embargo, dado que la distancia euclidiana ED (T,L) se conoce previamente, la división mediante el circuito divisor (425) (ver figura ' 50) incluido en la calculadora de desplazamiento equivalente izquierdo (404) puede reemplazarse mediante la multiplicación calculando previamente el recíproco de la distancia euclidiana ED (T,L) y dar salida al recíproco del selector de distancia euclidiana (502) . Así, puede reducirse la escala del circuito utilizado. además, si la característica PR se limita a PR (.1,2,2,2,1), el vector de error se compone sólo de "1" y "2" como puede verse en la figura 52, y por tanto la multiplicación realizada por los multiplicadores (420, 421, 422 y 423) puede lograrse únicamente mediante el desplazamiento de bits y la inversión del signo. Como resultado, será posible la reducción adicional de la escala del circuito. En una manera similar, la calculadora de desplazamiento equivalente derecho (405) recibe el vector de error ecualizado (T, ), el vector de error (T,R) y la distancia euclidiana ED (T, R) y da como salida el desplazamiento de extremo , equivalente derecho xR. Las operaciones subsiguientes son las mismas que se describen con el circuito mostrado én la figura 48. A continuación, se hará una descripción del procedimiento para ajustar los pulsos de escritura de acuerdo con L-SEAT utilizando el circuito descrito en esta modalidad. La figura 53 es el diagrama de flujo que ilustra los pasos del procedimiento necesario para la medición de L-SEAT. Primero, se ' determina la característica PR utilizada en el ecualizador automático (22) y el decodificador PR L (23) en la figura 51 (S501) . Sucede a menudo que tal característica PR se ajusta a PR (1,2,2,2,1) en la reproducción de datos desde el medio de grabación de alta densidad como BD que tienen una capacidad de grabación de 30 GB o más.
A continuación, se prepara la tabla que lista los vectores de error y las distancias euclidianas correspondientes a los arreglos de bits principales mostrados en la figura 52, y la tabla preparada se ingresa entonces en el generador de arreglo de bits de desplazamiento (302) a través de, por ejemplo, la configuración del registro (S502) . Los vectores de error y las distancias euclidianas deberán calcularse usando la característica PR determinada en el paso (S501) . Este ajuste de tabla no necesariamente debe ser realizado por el usuario, y si una nueva tabla no es necesaria, la tabla establecida previamente puede usarse sucesivamente. Alternativamente, una pluralidad de tales tablas se almacena internamente y el usuario puede intercambiar las tablas a través de la configuración del registro. Posteriormente, se selecciona el índice de evaluación deseado entre varios, índices para evaluación de lectura como desplazamiento L^-SEAT, fluctuación L-SEAT, etc. a través de, por ejemplo, el ajuste del resistor (S503) . Si el índice a utilizár se selecciona previamente, la selección por parte del usuario es innecesaria y sólo debe usarse el índice seleccionado previamente. Después de esta configuración inicial, se realiza el ajuste de los pulsos de escritura (S504) . Si el resultado de medir el índice de evaluación de lectura como uno de los L-SEAT (S505) satisface el estándar preestablecido, el ajuste se considera completo. Sin embargo, si el resultado no satisface el estándar preestablecido, el proceso de ajustar el pulso de escritura (S504) se realiza de nuevo (S506) .¦ Los detalles de las operaciones incluidos en el paso (S504) al paso (S506) se muestran en los diagramas de flujo de las figuras 39 y 40 que ilustran el flujo completo del ajuste del pulso de escritura. La configuración del circuito y el procedimiento descrito anteriormente permite el cálculo de los índices de evaluación definidos con las expresiones (DI) a (D6) y por tanto puede proporcionar un sistema BD que tiene una capacidad de grabación de 30 GB o más alta, el cual ajusta la condición de pulso de grabación a través de la escritura de prueba y asegura un buen margen de sistema y compatibilidad de lectura. También es posible reducir la escala de este circuito en gran medida en comparación con las configuraciones de circuito mostradas en las figuras 48 y 51. La configuración del circuito de esta modalidad se ejemplifica como utilizada para el cálculo del desplazamiento de extremo extendido en L-SEAT y para el ajuste de los parámetros de pulso de escritura. La aplicación de esta configuración de circuito al cálculo de la fluctuación L-SEAT se describirá a continuación. La figura 55 muestra en un diagrama de bloques la configuración de circuito para calcular la fluctuación L-SEAT. La diferencia de esta configuración respecto a la mostrada en la figura 51 es la provisión de un amplificador de suma (510) , circuitos de elevación al cuadrado (511) y (512), un sumador (513), y un LPF (filtro de paso de bajos) (514) . Mientras que el amplificador diferencial (315) calcula la diferencia entre xL y xR y después divide a la mitad la diferencia, para producir el desplazamiento de extremo, extendido, el amplificador de suma (510) calcula la suma de xL y xR y después divide a la mitad la suma, para producir el factor SNR en L-SEAT. El desplazamiento de extremo extendido se eleva al cuadrado mediante el circuito de elevación al cuadrado (511) , y el factor SNR es elevado al cuadrado mediante el circuito de elevación al cuadrado (512) . El sumador (513) suma la salida de los circuitos de elevación al cuadrado (511) y la salida de los circuitos de elevación al cuadrado (512) . El LPF (514) recibe la salida del sumador (513) y proporciona el valor que es el promedio alcanzado según la constante de tiempo preseleccxonado. Con el circuito descrito anteriormente, también es posible calcular la fluctuación L-SEAT s definida con la expresión (D6) calculando la raíz cuadrada de la salida del LPF (514) mediante un circuito o software. Aunque se ha descrito la modalidad usando la característica PR (1,2,2,2,1), el uso de la característica PR (1,2,2,2,1) no es obligatoria en esta invención. . Esta invención puede aplicarse igualmente a otros casos donde se utilizan diferentes características PR. Además, en las modalidades mostradas en las figuras 44, 48, 51, 54 y 55, también es posible reemplazar las operaciones de los componentes del circuito posteriores al ADC (21) con la ejecución del software . · Además, los expertos en el ' campo técnico deben entender que aunque la descripción anterior se ha realizado sobre modalidades de la invención, la invención no está limitada a las mismas y pueden hacerse diversos cambios y modificaciones sin alejarse , del espíritu de la , invención y el . alcance de las reivindicaciones adjuntas.

Claims (18)

  1. REIVINDICACIONES ; 1. Un dispositivo de disco óptico que tiene la función de grabar datos en un medio de disco óptico utilizando códigos cuya longitud de recorrido, más corta es 2T y la función de reproducción de datos grabados de acuerdo con el procedimiento de ecualización adaptiva y el procedimiento PRML, el cual comprende un circuito (301) el cual genera un primer arreglo de bits binario binarizando la señal reproducida a partir del medio de disco óptico de acuerdo con el procedimiento de PRML; un circuito (302) que genera un segundo arreglo de bits, binario y/o un tercer arreglo de bits binario cuya longitud de recorrido más corta es igual o mayor que 2T, y los cuales se obtienen desplazando el extremo interesado del primer arreglo de bits binario a la izquierda y derecha, respectivamente; circuitos (304, 305, 306) que generan una primera, segunda y tercera señales objetivo correspondientes al primero, segundo y tercer arreglos de" bits binarios, respectivamente; un circuito (313) que calcula un primer valor de evaluación normalizando una primera diferencia de distancia euclidiana la . cual es la diferencia entre la distancia euclidiana entre la segunda señal objetivo y la señal reproducida y la distancia euclidiana entre las primera señal objetivo y la señal reproducida, mediante la distancia euclidiana entre la primera y las segunda señales objetivo; un circuito (314) que calcula un segundo valor de evaluación normalizando una segunda diferencia de distancia euclidiana la cual es la di'ferencia entre la distancia euclidiana entre la tercera señal objetivo y la señal reproducida y la distancia euclidiana entre la segunda señal objetivo y la señal reproducida, mediante la distancia euclidiana entre la segunda y la tercera señales objetivo; y un circuito (317) el cual ajusta. la condición para grabación de datos en el medio de disco óptico utilizando por lo menos el valor de la diferencia entre el primer y segundo valores de evaluación.
  2. 2. Un dispositivo de disco óptico según la reivindicación 1, el cual además comprende un circuito que selecciona y da salida a un segundo arreglo de bits binario y/o a un tercer arreglo de bits binario cuya longitud de recorrido más corta es igual o mayor a 2T, los cuales son obtenidos desplazando el extremo interesado del primer arreglo de bits binario a la izquierda ó derecha, respectivamente, utilizando una tabla.
  3. 3. Un dispositivo de disco óptico según la reivindicación 1, el cual además comprende un circuito (315) que calcula un valor de evaluación de señal utilizando el primero y segundo valores de evaluación.
  4. 4. Un dispositivo de disco óptico que tiene la función de grabar datos en un medio de disco óptico utilizando códigos cuya longitud de recorrido más corta es 2T y la función de reproducción de datos grabados de acuerdo con el procedimiento de ecualización adaptiva y el procedimiento PRML,' el cual comprende un circuito (301) el cual genera µ? primer arreglo de bits binario binarizando la señal reproducida a partir del medio de disco óptico de acuerdo con el procedimiento de PRML; un circuito (302) que genera un segundo arreglo de bits binario y/o un tercer arreglo de bits binario cuya longitud de recorrido más corta es igual o mayor que 2T, y los cuales se obtienen desplazando el extremo interesado del primer arreglo de bits binario a la izquierda y derecha, respectivamente; circuitos (304, 305, 306) que generan una primera, segunda y tercera señales objetivo correspondientes al primero, segundo y tercer arreglos de bits binarios, respectivamente; un circuito (402) que calcula un vector de error ecualizado el cual se obtiene como la diferencia entre la primera señal objetivo y la señal reproducida; un circuito . (401) que calcula un primer vector de error el cual se obtiene como la diferencia entre la segunda señal' objetivo y la primera señal objetivo; un circuito (403) que calcula un segundo vector de error el cual es obtenido como la diferencia entre la tercera señal objetivo y la primera señal objetivo; circuitos (420, 421, 422, 423, 424) los cuales calculan un primer valor de producto interno del cual se obtiene como el producto interno del vector de error ecualizado y el primer vector de error; circuitos que calculan un segundo valor de producto interno el cual se obtiene como el producto interno del vector de error ecualizado y el segundo vector de error; un circuito (404) que obtiene un primer valor de evaluación normalizando el primer valor de producto interno con la distancia euclidiana entre la segunda señal objetivo y la primera señal objetivo; un circuito (405) que obtiene un segundo valor de evaluación normalizando el segundo valor de producto interno con la distancia euclidiana entre < la tercera señal objetivo y la primera señal objetivo y un circuito (317) el cual ajusta la condición para grabación de datos en el medio de disco óptico utilizando por lo menos el valor de la diferencia entre el primer y segundo valores de evaluación.
  5. 5. Un dispositivo de disco óptico según la reivindicación 4, el cual además comprende un circuito que selecciona y da salida a un segundo arreglo de bits binario y/o a un tercer arreglo de bits binario cuya longitud de recorrido más corta es igual o mayor a 2T, los cuales son obtenidos desplazando el extremo interesado del primer arreglo de bits binario a la izquierda ó derecha, respectivamente, utilizando una tabla .
  6. 6. Un dispositivo de disco óptico según la reivindicación 4, el cual además comprende un circuito (315) que calcula un valor de evaluación de señal utilizando el primero y segundo valores de evaluación.
  7. 7. Un dispositivo de disco óptico que tiene la función de grabar datos en un medio de disco óptico utilizando códigos cuya longitud de recorrido más corta es 2T y la función de reproducción de datos grabados de acuerdo con el procedimiento de ecualización adaptiva y el procedimiento PR L, el cual comprende un circuito (301) el' cual genera un primer arreglo de bits binario binarizando la señal reproducida a partir del medio de disco óptico de acuerdo con el procedimiento de PRML; un circuito (501) que genera un primer vector de error y/o un segundo vector de error asociado con el extremo interesado del arreglo dé bits binario; un circuito (502) que genera una primera distancia euclidiana y/o una segunda distancia euclidiana asociada con el extremo interesado del arreglo de bits binario; un circuito (504) que genera una señal objetivo correspondiente al arreglo de bits binarios; ' un circuito (505) que calcula un vector de error ecualizado el cual se obtiene como la diferencia entre la señal objetivo y la señal reproducida; circuitos (420, 421, 422, 423, 424) los cuales calculan un primer valor de producto interno del cual se obtiene como el producto interno del vector de error ecualizado y el primer vector de error; circuitos que calculan un segundo valor de producto interno el cual se obtiene como el producto interno del vector de error ecualizado y el segundo vector de error; un circuito (404) que obtiene un primer valor de evaluación normalizando el primer valor de producto interno con la distancia euclidiana entre la segunda señal objetivo y la primera señal objetivo; un circuito (405) que obtiene un segundo valor de evaluación normalizando el segundo valor de producto interno con la distancia euclidiana entre la tercera señal objetivo y la primera señal objetivo; y un circuito (317) el cual ajusta la condición para grabación de datos en el medio de disco óptico utilizando por lo menos el valor de la diferencia entre el primer y segundo valores de evaluación.
  8. 8. Un dispositivo de disco óptico según la reivindicación 7, el cual además comprende un circuito que selecciona y da salida a un primer vector de error y/o un segundo vector de error asociado con el extremo interesado del arreglo de bits binario utilizando una tabla; y un circuito que selecciona y da salida a una primera distancia euclidiana y/o a una segunda distancia euclidiana asociada con el extremo interesado del arreglo de bits binario utilizando una tabla.
  9. 9. Un dispositivo de disco óptico según la reivindicación 7, el cual además comprende un circuito (315) que calcula un valor de evaluación de señal utilizando el primero y segundo valores de evaluación.
  10. 10. Un método de ajuste para la condición de grabación para un disco óptico en el cual se graban datos usando códigos cuya longitud de recorrido más corta es 2T y desde donde se reproducen los datos grabados de acuerdo con el procedimiento de ecualización adaptiva y el procedimiento PRML, el cual comprende un paso para generar un primer arreglo de bits binario binarizando la señal reproducida a partir del medio de disco óptico de acuerdo con el procedimiento PRML; un paso para generar un segundo . arreglo de bits binario y/o un tercer arreglo de bits binario cuya longitud de recorrido más corta es igual o mayor. que 2T, y los cuales : se obtienen desplazando el extremo interesado del primer arreglo de bits binario a la izquierda y derecha, respectivamente; pasos para generar una · primera, segunda y tercera señales correspondientes al primer, segundo y tercer arreglos de bits binarios, respectivamente;. un paso para calcular un primer valor de evaluación normalizando una primera diferencia de distancia euclidiana la cual es la diferencia entre la distancia euclidiana entre la segunda señal objetivo y la señal reproducida y la distancia euclidiana entre la primera señal objetivo y la señal reproducida, mediante la distancia euclidiana entre la primera y la segunda señales objetivo; un paso para calcular un segundo valor de evaluación normalizando una segunda diferencia de distancia euclidiana la cual es la diferencia entre la distancia euclidiana entre la tercera señal objetivo y la señal reproducida y la distancia euclidiana entre la segunda señal objetivo y la señal reproducida, mediante la distancia euclidiana entre la segunda y la tercera señales objetivo; un paso para calcular un valor de evaluación de desplazamiento de extremo utilizando por lo menos un valor de diferencia entre los primero y segundo valores de evaluación; y un paso para ajustar la condición para grabación usando el valor de evaluación de desplazamiento de extremo.
  11. 11. Un método de ajuste para la condición de grabación según la reivindicación 10, el cual además comprende un paso de seleccionar y dar salida a un segundo arreglo de bits binario y/o un tercer arreglo de bits binario cuya longitud de recorrido más corta es igual o mayor que 2T, los cuales fueron obtenidos desplazando el extremo interesado del primer arreglo de bits binario a la izquierda y derecha, respectivamente, usando una tabla.
  12. 12. Un método de ajuste para la condición de grabación según la reivindicación 10, el cual además comprende un paso de calcular un valor de evaluación de señal usando el primer y el segundo valores de evaluación .
  13. 13. Un método de ajuste para la condición de grabación para un disco óptico en el cual se graban datos usando códigos cuya longitud de recorrido más corta es 2T y desde donde se reproducen los datos grabados de acuerdo con el procedimiento de ecualización adaptiva y el procedimiento PRML, el cual comprende un paso para generar un primer arreglo de bits binario binarizando la señal reproducida a partir del medio de disco óptico de acuerdo con el procedimiento PRML; un paso pára generar un segundo arreglo de bits binario y/o un tercer arreglo de bits binario cuya longitud de recorrido más corta es igual o mayor que 2T, y los cuales se obtienen desplazando el extremo interesado del primer arreglo de bits binario a la izquierda y derecha, respectivamente; un paso para generar una primera, segunda y tercera señales objetivo correspondientes al primer, segundo y tercer arreglos de bits binarios, respectivamente ; un paso para calcular un vector de error ecualizado el cual es obtenido como la diferencia entre la primera señal objetivo y la señal reproducida; un paso para calcular un primer vector de error el cual se obtiene como la diferencia entre la segunda señal objetivo y la primera señal objetivo; un paso para calcular µ? segundo vector de error el cual se · obtiene como la diferencia entre la tercera señal objetivo y la primera señal objetivo; un paso para calcular un primer valor de producto interno el cual se obtiene como el producto interno del vector de error ecualizado y el primer vector de error; un paso para calcular un segundo producto interno el cual se obtiene como el producto interno del vector de error ecualizado y el segundo vector de error; un paso para obtener un primer valor de evaluación normalizando el primer valor de producto interno con la distancia euclidiana entre la segunda señal objetivo y la primera señal objetivo; un paso para obtener un segundo valor de evaluación normalizando el segundo valor de producto interno con la distancia euclidiana entre la tercera señal objetivo y la primera señal objetivo; un paso para calcular un valor de evaluación de desplazamiento de extremo utilizando por lo menos un valor de diferencia entre el primero y el segundo valores de evaluación; y un paso para ajustar la condición de grabación usando el valor de evaluación de desplazamiento de extremo .
  14. 14. Un método de ajuste para la condición de grabación según la reivindicación 13 , el cual además comprende un paso de seleccionar y dar salida a un segundo arreglo de bits binario y/o un tercer arreglo de bits binario cuya longitud de recorrido más corta es igual o mayor que 2T, los cuales fueron obtenidos desplazando el extremo interesado del primer arreglo de bits binario a la izquierda y derecha, respectivamente, usando una tabla.
  15. 15. Un método de ajuste para la condición de grabación según la reivindicación 13 , el cual además comprende un paso de calcular un valor de evaluación 'de señal usando el primer y el segundo valores de evaluación.
  16. 16. Un método de ajuste para la condición de grabación para un disco óptico en el cual se graban datos usando códigos cuya longitud de recorrido más corta es 2T y desde donde se reproducen los datos grabados de acuerdo con el procedimiento de ecualización adaptiva y el procedimiento PRML, el cual comprende un paso para generar un arreglo de bits binario binarizando la señal reproducida a partir del medio de disco óptico de acuerdo con el procedimiento PR L; un paso para generar un primer vector de error y/o un segundo vector de error asociado con el extremo interesado del arreglo de bits binario; un paso para generar una primera distancia euclidiana y/o una segunda distancia euclidiana asociada con el extremo interesado del arreglo de bits binario; un paso para generar una señal objetivo correspondiente al arreglo de bits binario; un paso para calcular un vector de error ecualizado el cual es obtenido como la diferencia entre la señal objetivo y la señal reproducida; un paso para calcular un primer valor de producto interno el cual se obtiene como el producto interno del vector de error ecualizado y el primer vector de error; un paso para calcular un segundo producto interno el cual se obtiene como el producto interno del vector de error ecualizado y el segundo vector de error; un paso para obtener un primer valor de evaluación normalizando el primer valor de producto interno con la distancia euclidiana entre la segunda señal objetivo y la primera señal objetivo; un paso para obtener un segundo valor de evaluación normalizando el segundo valor de producto interno con la distancia euclidiana entre la tercera señal objetivo y la primera señal objetivo; un paso para calcular un valor de evaluación dé desplazamiento de extremo utilizando por ' lo menos un valor de diferencia entre el primero y el segundo valores de evaluación; y un paso para ajustar la condición de grabación, usando el valor de evaluación de desplazamiento de extremo .
  17. 17. Un método de ajuste para la condición de grabaci'ón- según la reivindicación 16, el cual además comprende un paso para seleccionar y dar salida a un primer vector de error y/o un segundo vector de error asociado con el extremo interesado del arreglo de bits binario usando una tabla y un paso para seleccionar y dar salida a una primera distancia euclidiana y/o una segunda distancia euclidiána asociada con el extremo interesado del arreglo de bits binario usando una tabla.
  18. 18. Un método de ajuste para la condición de grabación según la reivindicación 16,. el cual además comprende un paso de calcular un valor de evaluación de señal usando el primer y el segundo valores de evaluación.
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