MX2008011876A

MX2008011876A - Convertidor de potencia corregida con factor de potencia mejorado en etapa individual con irrupcion de ac reducida.

Info

Publication number: MX2008011876A
Application number: MX2008011876A
Authority: MX
Inventors: Fazle S Quazi
Original assignee: Energy Conservation Technologies
Priority date: 2006-03-14
Filing date: 2007-03-14
Publication date: 2008-11-18
Also published as: US20070217235A1; CA2646449A1; CA2646449C; US7706161B2; WO2007106538A3; WO2007106538A2

Abstract

La topología mejorada de circuitos convertidores de potencia en etapa individual reduce la EMI que se conduce hacia la línea de AC, reduce la irrupción de corriente AC de entrada, mejora las fluctuaciones de salida mediante el uso de uno de los cruzamientos de casi cero de suministro auxiliar del voltaje de la línea AC, proporciona Factores de Potencia mayores a 0.95, proporciona Distorsiones Harmónicas Totales menores al 15%, y mantiene la potencia constante, incluyendo la potencia constante en una carga de salida no lineal. Además, esta topología de circuitos proporciona salida abierta y protecciones contra corto-circuito al reducir la tensión de corriente en los componentes de potencia. Esta topología también puede hacer que la fuente de potencia aparezca como una fuente de impedancia variable de acción rápida, una fuente ideal para alimentar una carga de salida que tenga características de resistencia negativa tales como lámparas con descarga de gas.

Description

CONVERTIDOR DE POTENCIA CORREGIDA CON FACTOR DE POTENCIA MEJORADO EN ETAPA INDIVIDUAL CON IRRUPCIÓN DE AC REDUCIDA CAMPO DE LA INVENCIÓN Esta invención se relaciona con la circuitería para conversión de potencia en etapa individual utilizada en inversores de modo conmutado y convertidores de potencia.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Es un problema en el campo de la conversión de potencia que una fuente de potencia AC de .50/60 Hz se utiliza típicamente en inversores y convertidores de modo conmutado para proporcionar la potencia de entrada. El convertidor de potencia resultante entonces debe ocuparse tanto del rendimiento de la operación de conversión de potencia como de la calidad del voltaje de salida, debido al ruido generado al convertir la potencia AC de 50/60 Hz en la operación de conversión de potencia. En operación, después de la rectificación del voltaje AC de entrada, el convertidor de potencia iguala convencionalmente los picos sinusoides DC rectificados al utilizar capacitores electrolíticos de gran valor. Esto provoca una enorme irrupción de corriente AC hacia los capacitores electrolíticos inicialmente sin cargar cuando el convertidor de potencia primero se enciende. Además, en aplicaciones de alta potencia, los convertidores de potencia que utilizan una fuente de potencia AC de 50/60 Hz debe cumplir con los requisitos reguladores que especifican el Factor de Potencia (PF) alta, las Distorsiones Armónicas Totales (THD) bajas, y los límites máximos de Interferencia Electromagnética (EMI) . Además, el desempeño del convertidor de potencia se mide principalmente en los términos de la capacidad del circuito para regular la potencia, el contenido de ondulación, la fiabilidad a largo plazo, y el rendimiento de conversión. El tamaño, peso, y costo también factores determinantes del resultado para la comercialización del dispositivo. Los convertidores de potencia pueden utilizar topología convencional de circuitos de refuerzo para proporcionar el Factor de Potencia alta, la Distorsión Armónica Total baja, y la regulación de potencia DC de salida. Sin embargo, éstos se alcanzan en intercambio para circuitería adicional y pérdida de potencia, lo que provoca mayor costo, mayor tamaño del dispositivo, y en muchos casos rendimiento de conversión de baja potencia. Además, el ruido de alta frecuencia se genera por las acciones de conmutación del componente de potencia dentro del convertidor de potencia. Por lo tanto, es difícil satisfacer estos requisitos de competición para producir un convertidor de potencia que sea eficiente, fiable, rentable, y también mantenga una salida constante a la carga sin producir un nivel inaceptable de EMI .

BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN Los problemas descritos anteriormente se resuelven y se alcanza un avance técnico por el convertidor de potencia corregida del factor de potencia mejorado en etapa individual con irrupción reducida de AC (denominado "convertidor de potencia mejorada en etapa individual") mientras que se utiliza un circuito de conversión de potencia en etapa individual. Esta topología del circuito de conversión de potencia en etapa individual novedosa reduce substancialmente la EMI que se conduce a la línea de AC, reduce la irrupción de corriente AC de entrada, mejora las ondulaciones de salida, proporciona factores de potencia mayores a 0.95, proporciona Distorsiones Armónicas Totales menores al 15%, y mantiene la potencia constante, incluyendo la potencia constante en una carga de salida no lineal. También es excelente la regulación de la carga con respecto a las variaciones de la línea de AC de entrada. Además, esta topología de circuitos proporciona salida abierta y protecciones contra cortocircuitos al reducir la tensión de corriente procedente en los componentes de potencia. Esta topología también puede hacer que la fuente de potencia aparezca como una fuente de impedancia variable de acción rápida, una fuente ideal para accionar una carga de salida que tenga características de resistencia negativa tales como lámparas con descarga de gas. El convertidor de potencia mejorado en etapa individual reduce las ondulaciones de salida mediante el uso de una alimentación auxiliar de DC que actúa como una fuente de potencia secundaria para proporcionar cruzamientos de potencia de salida adicional de casi cero del voltaje AC de la línea de entrada. Esto elimina la variación de potencia y la oscilación en los cruzamientos carga de casi cero. Además, debido a las ondulaciones reducidas, el valor del capacitor de filtro de salida puede ser prácticamente más pequeño, lo cual se traduce a un tiempo de respuesta más rápido para la regulación de la carga de salida. Cuando los interruptores de potencia funcionan en cruzamientos casi a cero, se produce ruido adicional de conmutación, aunque la aplicación de una fuente de potencia secundaria no sólo reduce estos ruidos de conmutación sino que también mejora el Factor de Potencia y la Distorsión Armónica Total globales. Además, la aplicación de una fuente de potencia secundaria también agrega capacidad la alimentación de potencia de salida global .

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 ilustra en forma de diagrama de bloques un esquema convencional de conversión de AC de 50/60 Hz; Las Figuras 2A y 2B ilustran un control de lámpara con descarga de gas de la técnica anterior y los circuitos de alimentación de energía de DC-a-DC, mientras que la Figura 2C ilustra una forma de onda de voltaje típico producida por estos circuitos; Las Figuras 3 A y 3B ilustran la primera y segunda modalidades del convertidor de potencia mejorado en etapa individual de la presente; Las Figuras 4A-4D ilustran modalidades alternativas del convertidor de potencia mejorado en etapa individual de la presente; La Figura 5 ilustra una forma de onda de voltaje de las sinusoides de DC rectificadas producidas por los circuitos de control de la lámpara con descarga de gas del factor de potencia corregido de las Figuras 3A-4D; La Figura 6 ilustra una forma de onda de voltaje de las ondulaciones de voltaje en relación con las sinusoides rectificadas producidas por los circuitos de control de la lámpara con descarga de gas del factor de potencia corregido de las Figuras 3A-4D ; La Figura 7 ilustra una variación del circuito de control de la lámpara con descarga de gas del factor de potencia corregido de la Figura 3B; La Figura 8 ilustra una variación del circuito de control de la lámpara con descarga de gas del factor de potencia corregido de la Figura 3B; La Figura 9 ilustra una variación del circuito de control de la lámpara con descarga de gas del factor de potencia corregido de la Figura 8 cuando una carga se conecta directamente a través del capacitor resonante; La Figura 10 ilustra una variación del circuito de control de la lámpara con descarga de gas del factor de potencia corregido de la Figura 8 cuando un transformador se conecta a través del capacitor resonante para alimentar una carga de salida aislada de AC o DC; La Figura 11 ilustra una variación del circuito de control de la lámpara con descarga de gas del factor de potencia corregido de la Figura 8 ; La Figura 12 ilustra una variación del circuito de control de la lámpara con descarga de gas del factor de potencia corregido de la Figura 9; La Figura 13 ilustra una variación del circuito de control de la lámpara con descarga de gas del factor de potencia corregido de la Figura 10; La Figura 14 ilustra un comparador y un circuito del control de retroalimentación; Las Figuras 15A y 15B ilustran el uso de un transformador para detección de corriente en los circuitos de la Figura 3B y la Figura 9, respect ivamente ; La Figura 16 ilustra un circuito para control de energía constante de la técnica anterior; Las Figuras 17A y 17B ilustran la utilización de un transformador de corriente para detectar la corriente de carga en una carga accionada por energía de AC y DC, respectivamente; Las Figuras 18A y 18B ilustran variaciones adicionales del circuito de la Figura 3B; La Figura 19 ilustra el método preferido para controlar aumento de voltaje del cable de interconexión de DC del circuito abierto; La Figura 20 ilustra un inversor que utiliza un esquema de puente completo; y La Figura 21 ilustra un diagrama de un circuito control programado para funcionar en una frecuencia de barrido con intervalos periódicos.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN La Figura 1 ilustra en forma de diagrama de bloques un esquema convencional para conversión de AC de 50/60 Hz . La sección A es un circuito de supresión EMI conducida, la sección B es para la rectificación de AC-DC, y la sección C es para obtener el factor de potencia alta, la Distorsión Armónica Total baja, y la salida de potencia de DC regulada al utilizar ampliamente la topología del convertidor del refuerzo. Esta potencia de DC regulada entonces se alimenta a un convertidor de alta frecuencia de DC-DC para energizar una carga de salida con potencia de DC o se alimenta a un inversor de alta frecuencia de DC-AC para energizar la carga de salida con potencia de AC . No son necesarias descripciones detalladas de los circuitos de cualquier sección individual ya que están disponibles fácilmente en la bibliografía publicada y los libros de texto relacionados con la técnica. Sólo se explicarán las siguientes funciones relevantes para una mejor comprensión del convertidor de potencia mejorado en etapa individual de la presente: 1. Inmediatamente después de la aplicación de la potencia de AC al dispositivo y antes de que comience a funcionar el circuito de refuerzo de la sección C, el capacitor electrolítico inicialmente sin cargar de la sección D puede extraer un exceso de corriente de 300A desde la fuente de AC de entrada durante un período de varios mi 1 i segundos . Esto es debido a que la impedancia de circuitos combinados entre la línea de AC (ACIN) y el capacitor electrolítico sin cargar incluyendo la Resistencia en Serie Efectiva (ESR) del capacitor electrolítico podría ser fácilmente menor de 1 ohm. Por lo tanto, por ejemplo, la voltaje pico de una línea de AC de 220V, que es 220V x 1.41 -310V podría provocar una corriente extraída en el capacitor electrolítico en la cantidad de 310V/1 ohm = 310A. Esto podría ser perjudicial, por ejemplo, para los fusibles de la línea de AC y los diodos de rectificación. Es importante observar que el producto del pico de corriente de irrupción multiplicado por la duración de la irrupción mide la gravedad de la irrupción de AC . Un análisis adicional de este tema se puede encontrar en la patente de los Estados Unidos No. 4,864,482. 2. El uso de la topología convencional de circuitos de refuerzo (sección C) proporciona el Factor de Potencia alta, la Distorsión Armónica Total baja, y la regulación de potencia de DC de salida. Sin embargo, como se describe en la patente de los Estados Unidos No. 6,359,395 Bl, éstos se alcanzan en intercambio de circuitería adicional y pérdida de potencia, lo cual provoca mayor costo, tamaño aumentado del dispositivo, y en muchos casos bajo rendimiento para la conversión de potencia. 3. La fuente de potencia de salida de DC de un regulador de refuerzo, sección C, se almacena en el capacitor filtrador de la sección D. Esta potencia de DC entonces se utiliza para energizar una carga tal como un convertidor de DC-DC o inversor de DC-AC de alta frecuencia. Éstos se muestran respectivamente en la sección E y la sección F de la Figura 1. Ya que una topología del regulador de refuerzo trabaja en el principio ya que la DC de salida debe ser mayor que el voltaje pico de DC de entrada, el voltaje de DC de salida que aparece en la entrada de la sección E o la sección F podría ser muy alto en magnitud para la mayoría de las aplicaciones. Por ejemplo, un voltaje de DC de salida del convertidor de refuerzo de la línea de AC de 220V podría ser 380V o más. Por lo tanto, una salida del dispositivo que debe proporcionar una DC de 48V para la carga de salida tiene que disminuir de forma escalonada. Esto se lleva a cabo al utilizar un convertidor de DC-DC de alta frecuencia de la sección E. Por otro lado, cuando un dispositivo debe proporcionar AC de alta frecuencia de 100V a la carga de salida, por ejemplo para accionar una lámpara fluorescente, es necesario un convertidor de DC-AC de alta frecuencia de la sección F. A partir de lo anterior, es claro que después de la rectificación de AC, el dispositivo para conversión de potencia de la Figura 1 consiste de dos secciones para conversión de potencia distintas, a saber, la combinación de secciones (C+D) y la sección E para la conversión de potencia de DC-DC o la combinación de las secciones (C+D) y la sección F para la conversión de potencia de DC-AC. El objetivo del convertidor de potencia mejorado en etapa individual de la presente es sustituir cualquiera de estas combinaciones por una sección, conocida comúnmente como convertidor de potencia en etapa individual. Los beneficios obvios de un convertidor de potencia en etapa individual son el tamaño reducido del dispositivo, el costo, y fiabilidad mejorada. En muchos casos, también se proporciona mayor rendimiento para conversión de potencia general .

Circuitos de control de la lámpara con descarga de gas de la técnica anterior Las Figuras 2A y 2B ilustran el control de la lámpara con descarga de gas de la técnica anterior y los circuitos de alimentación de potencia de DC-a-DC que se exponen en la patente de los Estados Unidos No. 6,359,395 Bl y que incorporan la corrección del factor de potencia activa. Las lámparas con descarga de gas tienen características negativas de resistencia. Debido a estas características físicas, todas las lámparas con descarga de gas se controlan por corriente. Sin embargo, incluso al mantener una corriente constante en la lámpara, la energía de la lámpara podría no ser controlada a través la vida de la lámpara debido a que el voltaje de la lámpara típicamente aumenta durante la vida de la lámpara. Esto es particularmente verdadero para las lámparas de sodio a alta presión. Como un ejemplo típico, una lámpara de sodio la alta presión (HPS) de 250 vatios, cuando es nueva, tiene un voltaje de lámpara nominal de 100V y requiere la provisión de una corriente de lámpara de 2.5A para alcanzar la salida de energía nominal. Después de 15,000 horas de operación, este voltaje de lámpara puede aumentar a más de 140V. Para asegurar la energía de la lámpara constante y la salida de luz, la corriente de la lámpara debe disminuir por consiguiente. Es decir, la corriente de lámpara inicial de 2.5A se debe reducir a 1.785A para mantener la energía constante, donde la energía es el producto del voltaje de lámpara y la corriente aplicada a la lámpara con descarga de gas. Por consiguiente, los rectificadores R rectifican la AC . El capacitor Cl es un pequeño capacitor de filtro de alta frecuencia. Es bien sabido que durante las conversiones de potencia, se genera ruido de alta frecuencia mediante acciones de conmutación del componente de potencia dentro del dispositivo. El propósito del diodo DI es impedir que el ruido del circuito relacionado con la conmutación de alta frecuencia se conduzca de regreso a la línea de AC . El par de interruptores de energía SI y S2 se conectan a través de las líneas de entrada en las Figuras 2A y 2B y se conmutan alternadamente. La velocidad de conmutación y los periodos de encendido y apagado usualmente se controlan por un circuito de control integrado SC. El capacitor C4 es un gran capacitor electrolítico uniforme. Los diodos Dx y Dy son diodos de conmutación. El resistor RS1 en la Figura 2A es un resistor para detección d3e corriente. Cuando un inductor LR y el capacitor CR se colocan como se muestra en las Figuras 2A y 2B y cuando la frecuencia de conmutación f es tal que f = l/2nV(LR x CR) , los mismos forman un circuito de depósito resonante. Además, el control de la lámpara con descarga de gas y los circuitos de alimentación de potencia DC a-DC de las Figuras 2A y 2B ambos utilizan una topología resonante, que se conoce comúnmente como topología resonante en serie cargada en paralelo. La diferencia principal entre las Figuras 2A y 2B es que en la Figura 2A la carga, LAMP, que se conecta en paralelo con el capacitor resonante CR, se regresa al lado negativo, DC2 , de la alimentación. Por otra parte, en la Figura 2B, la carga se regresa a la unión de diodos DI y D2. El circuito de la Figura 2B tiene ventajas principales como las descritas más adelante. No obstante, entre otras, una de las ventajas es que la corriente de carga completa y la corriente en el capacitor resonante CR se utilizan para la corrección del factor de potencia. Éste es un uso eficaz de la energía del circuito para la corrección del factor de potencia. Para los fines del convertidor de potencia mejorado en etapa individual de la presente, la disposición de los circuitos de la Figura 2B es una de las modalidades preferidas. Sin embargo, el convertidor de potencia mejorado en etapa individual de la presente es igualmente aplicable a la disposición de circuitos de la Figura 2A y que incluye estas disposiciones conocidas similares a resonancia paralela, serie, y resonancia paralela en serie. En la Figura 2B, cuando el interruptor S2 se cierra, la energía en el capacitor CR y en la lámpara se regresa a la fuente vía la trayectoria de corriente DC2. Por otro lado, cuando el interruptor S2 se abre y el interruptor SI se cierra, la energía proveniente del capacitor filtrador C4 fluye en el capacitor CR y en la carga LAMP. La corriente en el capacitor CR y el voltaje a través del mismo y la carga LAMP son prácticamente sinusoidales. El diodo D2 se conecta entre el diodo DI y el capacitor filtrador C4. Bajo condiciones normales de operación, el voltaje que aparece en la unión de los diodos DI y D2 se muestra en la Figura 2G. Además, si el diodo D2 estuviera en cortocircuito, es decir, si el diodo DI se hubiera conectado directamente al capacitor filtrador C4 , el voltaje que podría aparecer en esta unión sería de DC. Sin embargo, debido a la presencia de voltajes variables en tiempo de alta frecuencia entre la unión de los diodos DI y D2 proporciona un factor de potencia alta al extraer potencia de la línea de AC en todo momento.

Convertidor de potencia mejorado en etapa individual La Figura 3A es una primera modalidad del convertidor de potencia mejorado en etapa individual de la presente, que constituye una mejora con respecto al circuito de control de la lámpara con descarga de gas del factor de potencia corregido de la técnica anterior ilustrado en la Figura 2A, y la Figura 3B es una segunda modalidad del convertidor de potencia mejorado en etapa individual de la presente, que constituye una mejora con respecto al circuito de control de la lámpara con descarga de gas del factor de potencia corregido de la técnica anterior ilustrado en la Figura 2B. La diferencia entre las figuras 2A y 2B se describió anteriormente. La diferencia entre las Figuras 3A y 3B también son las mismas. Incluso aunque la Figura 3A y otras disposiciones del circuito resonante, tales como circuitos resonantes paralelos en serie, pueden ser adecuados en ciertas aplicaciones, la disposición de circuitos de la Figura 3B es una de las modalidades preferidas para un convertidor de potencia eficaz y rentable . En las Figuras 3A y 3B, los rectificadores R de AC de entrada, los diodos DI y D2 , los interruptores de energía SI y S2 conectados a través de líneas de entrada, el circuito de control SC, el inductor resonante LR, el capacitor resonante CR, y los capacitores Cl, C3 , y C4 tienen las funciones idénticas como se describió anteriormente con respecto a la Figura 2B. Los diodos D4 , D5, D6 , y D7 son un rectificador de alta frecuencia de puente total que proporciona potencia de DC adicional a la carga RL . El capacitor C6 es un capacitor de filtro de alta frecuencia para la carga de salida. El valor de este capacitor de filtro de alta frecuencia C6 puede ser tan bajo como 1 uF para un inversor de reactor de la lámpara de Sodio de Alta Presión (HPS) de 250W, por ejemplo. El capacitor C5 también es un capacitor pequeño tal como 0.1 uF. Por otro lado, dependiendo de la magnitud de la carga de salida, el valor del capacitor filtrador C4 puede ser mayor a 100 uF. El capacitor CB es un capacitor de bloqueo de DC. El resistor RS1 es un resistor para detección de corriente. Asumiendo que el valor del capacitor C5 es 1 uF, y debido a que se conecta en serie con el capacitor filtrador C4 , un capacitor con valor mucho mayor cuyo valor puede ser mayor a 100 uF, la capacitancia efectiva en serie de los capacitores C4 y C5 es menor de 1 uF . Por lo tanto, inmediatamente después de la aplicación de la potencia de AC de entrada al circuito de la Figura 3B, la corriente de carga que fluye desde la línea de AC en el capacitor filtrador C4 es menor y su duración es significativamente más corta simplemente debido a que la fuente de potencia de AC de entrada considera un capacitor mucho menor en comparación con un capacitor filtrador C4 de valor mucho mayor. Por lo tanto, el circuito de control mantiene la corriente de irrupción de AC de corta duración, y la baja magnitud en el encendido es debido al hecho de que la fuente de potencia de AC de entrada considera un capacitor pequeño.

Fuente auxiliar de voltaje de AC de alta frecuencia Además, el inductor resonante LR tiene un bobinado secundario Wl . El voltaje que se genera a través del devanado Wl es AC de alta frecuencia. Un voltaje de magnitud 1:5 con respecto al valor pico del voltaje de línea de AC de entrada es suficiente. El voltaje de AC de alta frecuencia a través del devanado Wl se rectifica por un diodo DIO para producir una fuente auxiliar de potencia de DC para la carga RL . Este voltaje Vaux de DC rectificado se uniforma mediante un capacitor filtrador C7 y luego se retroalimenta en la unión de los diodos DI y D2 con un diodo Dll conectado en serie. Además, el voltaje Vaux rectificado también se puede obtener mediante una disposición del rectificador de puente total o este voltaje se puede alimentar en la unión de los diodos D4 y D5. Se debe entender que dentro del dispositivo para conversión de potencia esta fuente de potencia de DC auxiliar también se puede crear por otros medios tales como el uso de un convertidor macho convencional de baja potencia. Sin embargo, crear esta fuente de potencia a partir del devanado Wl es ciertamente sencillo y más barato. La fuente de voltaje de AC de alta frecuencia auxiliar se utiliza para producir la potencia Vaux de DC auxiliar que se utiliza en el convertidor de potencia mejorado en etapa individual de la presente para la reducción de las ondulaciones de salida. La reducción de las ondulaciones de salida mediante el uso de Vaux para la alimentación de DC auxiliar se explica como sigue. Cerca de los cruzamientos cero del voltaje de AC de la línea de entrada, las sinusoides de DC rectificadas producidas por el rectificador R, como se muestra en la Figura 5, se aproximan al potencial cero y pueden no proporcionar la energía requerida para la carga RL . Como resultado, el inductor resonante LR , cerca del cruzamiento cero del voltaje de AC de la línea de entrada, intenta extraer energía de una fuente de voltaje muy bajo, lo cual provoca ciertas oscilaciones. Por lo tanto, el voltaje que se desarrolla a través del capacitor CR resonante también experimenta ciertas oscilaciones. Éstas oscilaciones inyectan una ondulación de energía en la carga RL a la velocidad de 120 Hz para la entrada de AC de 60Hz y a la velocidad de 100 Hzs para la entrada de AC de 50 Hz . Las ondulaciones de voltaje en relación con las sinusoides rectificadas se muestran en la Figura 6. Por lo tanto, la fuente Vaux de potencia de D C , cuando se conectado como se muestra de las Figuras 3A y 3B, actúa como los cruzamientos casi a cero de la fuente de potencia secundaria del voltaje de AC de la línea de entrada. En operación, el capacitor C7 se carga por completo rápidamente cerca del pico de las sinusoides D C y suministra energía a la carga RL cuando el voltaje sinusoidal de D C rectificado disminuye por debajo de valor de Vaux. Los beneficios de esta fuente de potencia de D C auxiliar son sustanciales. En primer lugar, en aplicaciones de AC cuando una carga RL se conecta directamente a través del capacitor resonante CR y alimentado por alta frecuencia, las ondulaciones de voltaje que se acercan a cruzamientos cero prácticamente se reducen. Esto elimina la variación y oscilación de energía en los cruzamientos de casi cero de la carga RL del voltaje de AC de la línea de entrada. En segundo lugar, en aplicaciones de D C , debido a ondulaciones reducidas, el valor del capacitor de filtro de salida C6 puede ser prácticamente menor. Por lo tanto, en muchas aplicaciones, se pueden utilizar capacitores de película. Los capacitores de película de buena calidad tienen una vida más larga y pérdida mucho menor en comparación con los capacitores electrolíticos. Por lo tanto, esto aumenta la fiabilidad del dispositivo y el rendimiento para conversión de potencia. Además, el uso de un capacitor de filtro de valor bajo da por resultado en un tiempo de respuesta más rápido para la regulación de la carga de salida. En tercer lugar, cuando los interruptores de energía SI y S2 conmutan los cruzamientos de casi cero del voltaje de AC presente en las líneas de entrada, los interruptores de energía SI y S2 experimentan ruido de conmutación adicional ya que la retroalimentación para control de energía funciona por debajo de la resonancia. Es bien sabido que la operación por debajo de la resonancia puede provocar cortocircuitos momentáneos entre los diodos de conmutación y los interruptores de energía. Por lo tanto, la aplicación de Vaux no sólo reduce el ruido relacionado con la conmutación y la disipación de calor aunque también mejora el Factor de Potencia y la Distorsión Armónica globales. Además, la aplicación de Vaux también agrega la capacidad para suministro de potencia de salida total de un 4% al 5%.

Fuente de corriente suplementaria En la Figura 3A, el diodo D3 , que se conecta entre el ánodo del diodo DI y la unión de los diodos D5 y D6, provoca un flujo de energía algo mayor en la carga. Por lo tanto, para un diseño determinado, el diodo D3 agrega al dispositivo para conversión de potencia aproximadamente un 5% de mayor capacidad para suministro de energía en la carga de salida.

Limitación del flujo de corriente de irrupción Durante la operación normal, cuando el interruptor S2 se cierra, la energía fluye en el interruptor S2 a través del inductor resonante LR, el capacitor CB, así como el diodo DI y el capacitor resonante CR, a través del diodo D4 , la carga RL, y el diodo D6. Sin embargo, a medida que fluye la energía, principalmente la corriente de carga que fluye a través del diodo DI, la carga RL, y el diodo D5 alcanza la unión de los diodos D6 y D8 , parte de esta energía también fluye en el capacitor filtrador C5 y con esto carga el capacitor filtrador C5. El voltaje que se genera entre los capacitores CR y CB con respecto a la tierra del circuito (carga DC2) es AC de alta frecuencia. Por lo tanto, los diodos D , D5, D6, y D7 actúan como un rectificador de puente. El voltaje de DC que aparece a través de las uniones D4-D5 es positivo y D7-D6 está negativo. La corriente de carga en el capacitor filtrador C5 depende principalmente de la impedancia de la carga RL, entre menor sea la impedancia mayor será la corriente de carga. Durante una situación sin carga, el flujo de corriente en el capacitor filtrador C5 reduce casi a cero. El diodo D8 impide la carga del capacitor filtrador C5 directamente de la linea de AC; sin embargo, una vez que el capacitor filtrador C5 se carga completamente, actúa como un capacitor filtrador en paralelo con C4.

Características del circuito del convertidor de potencia mejorado en etapa individual Debido a que es evidente para cualquier experto en la técnica, se muestra lo siguiente haciendo referencia a las Figuras 3A y 3B sin proporcionar dibujos individuales, excepto para el punto #7: 1. Para un dispositivo para conversión de potencia que requiera suministrar baja potencia a la carga de salida, se pueden eliminar uno o todos los diodos D3 , D4 , y D7. 2. Los capacitores de derivación de alta frecuencia como amortiguador o para la optimización de transferencia de energía se pueden agregar a través de cualesquiera o de cada uno de los diodos DI a D8, incluyendo unos o más diodos se pueden reemplazar por los capacitores. 3. Los interruptores de energía SI y S2 son parte de un inversor resonante de medio puente. Un inversor resonante de puente completo convencional también se puede construir y utilizar para el suministro de mayor potencia de salida. 4. También se pueden utilizar circuitos casi - resonantes con base en distintas topologías tales como topología de retracción. 5. La potencia de salida en la carga se puede regular mediante estas técnicas tradicionales como la Modulación de Anchura de Impulsos (PWM) o mediante la modulación de frecuencia. Por lo tanto, la frecuencia de operación real puede ser diferente de la frecuencia resonante. 6. El diodo DI se puede reemplazar por un inductor; sin embargo, el costo de un inductor es mucho mayor que un diodo. 7. Las conexiones del inductor resonante L y el capacitor CR resonante en la Figura 3B también se pueden conectar y redisponer de diversas formas. Cada una de estas alternativas puede parecer sustanc ialmente diferente de la disposición de circuitos de la Figura 3B y su figura 2B de fundamento. Sin embargo, el análisis de circuitos muestra que diferentes disposiciones dentro de la topología de conformidad con el convertidor de potencia mejorado en etapa individual presente proporciona las mismas funciones del circuito ya sea a expensas de los componentes adicionales o del rendimiento para conversión de potencia. No obstante, para aclarar este tema, en las Figuras 4A, 4B, 4C y 4D se muestran algunas variaciones. En la Figura 4A, el capacitor resonante CR se conecta a la unión de un bobinado dividido en el mismo material de núcleo que construye el inductor resonante LR . En la Figura 4B, el capacitor resonante CR se conecta a la unión de dos inductores, LR1 y LR2 individuales. La combinación en serie de LR1 y LR2 forma el inductor resonante LR. En la Figura 4C el inductor resonante LR tiene un bobinado W2 secundario adicional con el fin de conectar el CR entre la terminal DC2 negativa del dispositivo y la unión de los diodos DI y D2. En la Figura 4D, un capacitor Cx se conecta entre la unión de CR y LR y la terminal negativa DC2 del dispositivo.

Convertidores de energía mejorados en etapa individual alternativos Además, la Figura 7 ilustra una variación del circuito para control de la lámpara con descarga de gas del factor de potencia corregido de la Figura 3B y también una de las modalidades preferidas del convertidor de potencia mejorado en etapa individual de la presente. En este caso, los diodos D4 y D6 proporcionan la rectificación de onda total de la AC de alta frecuencia de salida. Los capacitores C6 y C8 son capacitores de filtro de alta frecuencia para la carga de salida, RL . Debido a que el voltaje de salida rectificado a través de la carga es dos veces el voltaje que aparece a través del capacitor C6 en serie con el capacitor C8 , la disposición de la Figura 7 de conformidad con del convertidor de potencia mejorado en etapa individual de la presente es particularmente adecuado para una aplicación fuera de línea para la carga de salida de alta impedancia tal como las lámparas HID con vatiaje menor.

Además, en muchas de aplicaciones de DC, son convenientes ondulaciones de salida muy baja, en cuyo caso se debe aumentar el valor del capacitor de filtro C6 de la Figura 3B. Sin embargo, un capacitor de filtro de valor mayor provoca mayor irrupción de AC . La Figura 8, que es una variación de la Figura 3B, es otro método para reducir la irrupción de AC . Esto se puede alcanzar al agregar un interruptor de energía tal como tipo un IGBT o OSFET del dispositivo en serie con el capacitor C4. Para pérdida baja del circuito, una elección preferida es el tipo de dispositivo MOSFET. En la Figura 8, un MOSFET MI se conecta en serie con el capacitor C4. Cuando el MOSFET MI está en estado apagado, ofrece impedancia muy alta. Por otro lado, dependiendo del dispositivo MOSFET particular seleccionado, su estado encendido puede ofrecer impedancia tan baja como de varios miliohms. Por lo tanto, el circuito de la Figura 8 se construye de tal forma que el MOSFET MI se enciende no sólo después de la aplicación inicial de la potencia de AC aunque también después de varios ciclos de operación de los interruptores SI y S2. Una de las formas convenientes que se puede llevar a cabo mediante el encendido retardado del MOSFET MI es al agregar un capacitor C9 de valor pequeño a través de la compuerta y la fuente de MOSFET MI y al conectar un resistor Rg en serie entre la compuerta del MOSFET MI y la fuente de voltaje VG1 encendida. La fuente de voltaje VG1 quizá, aunque de manera enunciativa: a la misma DC de bajo voltaje que alimenta a la circuitería de control SC. Durante una interrupción de potencia de AC momentánea, el MOSFET MI se puede apagar rápidamente mediante diversas técnicas conocidas, incluyendo la colocación de un diodo de apagado a través del resistor Rg . Además, se puede agregar un resistor de valor alto a través del drenado y fuente del MOSFET MI. Se debe considerar que la limitación de irrupción de AC al utilizar las características de encendido de los dispositivos MOSFET no es novedosa. Sin embargo, lo que es novedoso es la aplicación de los dispositivos MOSFET como un limitador de corriente de irrupción en una conversión de potencia en etapa individual corregida del factor de energía. Además, el esquema de la Figura 8 también se puede utilizar cuando una carga se opera por potencia de AC de alta frecuencia. Esto se ilustra en la Figura 9 donde una carga se conecta directamente a través del capacitor resonante CR y en la Figura 10 donde la carga es un transformador TR . La salida del transformador se puede utilizar para alimentar una carga con potencia de AC alimentar con DC al rectificar la AC de alta frecuencia. Además, para rectificaciones de DC de bajo voltaje en lugar de los diodos convencionales, también se pueden utilizar topologías de rectificación con pérdida baja similares a rectificaciones síncronas utilizando dispositivos MOSFET de potencia. Además, las Figuras 11, 12, y 13 son variaciones de las Figuras 8, 9, y 10, respectivamente. La explicación de la Figura 11 ilustra suficientemente las otras. En la Figura 11, un inductor adicional Laux y un diodo Daux se agregan entre el ánodo del diodo DI y la unión del capacitor resonante CR y el capacitor de bloqueo de DC CB . Esta adición aumenta una capacidad de alimentación de energía del dispositivo global a expensas de agregar un inductor adicional. Esto se puede explicar como sigue. En la Figura 11, durante el período de encendido de S2, la energía se almacena en el inductor Laux. Después de que el interruptor S2 se apaga, la energía del inductor se alimenta al capacitor filtrador C5. El diodo Daux impide el flujo de energía en el inductor durante el período de encendido del interruptor SI.

Además, se requieren regulaciones de energía en cualquier convertidor de potencia para proporcionar una potencia controlada en la carga de salida. No sólo esto se requiere debido a que el voltaje de la línea de AC de entrada varía, sino que también debido a que las características de carga de salida no permanecen iguales siempre. Las regulaciones de energía se llevan a cabo nominalmente en conversiones se potencia en modo conmutado ya sea mediante PWM o mediante técnicas para modulación de frecuencia. Para alta capacidad de alimentación de potencia de salida, el método de regulaciones preferido de conformidad el convertidor de potencia mejorado en etapa individual de la presente es la técnica para modulación de frecuencia. Esto es debido al hecho de que, en particular, para compensar un gran aumento del voltaje de la línea de AC de entrada, de conformidad con la técnica PWM, se debe reducir el ciclo de trabajo. Como resultado, esto provoca un aumento significativo de corriente pico en los componentes de energía tales como los interruptores SI y S2. Debido a esto, no sólo el rendimiento de la conversión de potencia disminuirá, sino que también la disipación de calor excesivo dentro de los interruptores puede provocar que el dispositivo falle. Por otro lado, de conformidad con la técnica para modulación de frecuencia, aumentar la frecuencia de operación regula la potencia de salida. Como resultado, la corriente en los interruptores permanece bastante constante.

REGULACIÓN DE LA POTENCIA DE SALIDA Principalmente, se requieren tres tipos de regulación de potencia de salida. Los mismos se describen más adelante.

Modo A - Regulación para mantener el voltaje de salida constante: En este caso, la magnitud de voltaje de AC de alta frecuencia de salida atraviesa el capacitor resonante CR de la Figura 9 o el voltaje de DC rectificado de la Figura 3B que proporciona potencia a la carga se debe mantener con respecto a las variaciones del voltaje de línea. Esto se puede llevar a cabo simplemente al medir el voltaje a través de la carga de salida al agregar una red divisora de resistores. Esto se denomina convencionalmente detección de voltaje por medios resistivos. El voltaje detectado luego se alimenta a un comparador para comparación con un voltaje de referencia. Los circuitos comparador son bien conocidos, aunque por claridad, en la Figura 14 se muestra un diagrama de bloques de un circuito comparador adecuado. Al colocar los resistores RV1 y RV2 a través de la carga de salida RL, se puede medir un voltaje de salida escalado. El voltaje VS1 es el voltaje detectado escalado que aparece en la unión de los resistores RV1 y RV2. Con la comparación, la salida del comparador luego se alimenta a un amplificador de error en el circuito de control SC para un control de bucle cerrado del voltaje de DC de salida. Esto se puede llevar a cabo mediante la modulación de la frecuencia de operación del circuito resonante, es decir, la frecuencia de conmutación de los interruptores SI y S2 en las Figuras 3B y 9. Se debe observar que el circuito control SC en general se denomina como un circuito a tierra, es decir, DC2. En este caso, el voltaje detectado VS1 requiere aislamiento. Son bien conocidas las técnicas de aislamiento. Los aislamientos ópticos y a base de transformadores son dos ejemplos populares.

Modo B-Regulación para mantener potencia constante en A no que varía la carga de salida; Si las características de carga de salida permanecen fijas siempre, entonces la única variable es el voltaje de entrada de AC . En este caso, la potencia constante en la carga se puede mantener por el mismo método que en el caso para el Modo A. No obstante, esto también se puede llevar a cabo al detectar la corriente total en el circuito de depósito resonante, es decir, al detectar la suma del capacitor CR y la corriente de carga de salida. Un transformador detector de corriente de alta frecuencia, CT, se puede colocar en un lugar conveniente para detectar la corriente con menos pérdida. Dos ejemplos de la colocación de un transformador detector de corriente del tipo de esquema de la Figura 3B se muestra en la Figura 15A y un tipo de esquema de la Figura 9 se muestra en la Figura 15B. Dependiendo de la cantidad de corriente de carga, el transformador detector de corriente genera un voltaje aislado que es representativo de la corriente detectada. Por lo tanto, este voltaje detectado ahora se convierte en VS1 en la Figura 14. Además, la regulación de potencia mediante el método para detección de corriente total tiene otra ventaja; es decir, también se puede utilizar para detectar condiciones de cortocircuito o sobrecarga. Además, al implementar la regulación de potencia de salida descrita anteriormente con respecto a los modos A y B se puede construir un cargador de batería eficiente y fiable.

Modo C-Regulación para mantener la potencia constante en una carga no lineal; Existen muchas aplicaciones donde la carga cambia sus características. Una lámpara HPS es un ejemplo. Una lámpara HPS de 250W novedosa tiene las siguientes características nominales: voltaje de la lámpara ~100V y corriente de la lámpara ~2.5A. Es decir, la impedancia de la lámpara de -100V/2.5A = 40 ohms . Por otro lado, la misma lámpara HPS a medida que cambia sus características continuamente. Hacia el final de su vida, el voltaje de la lámpara puede alcanzar 150V. Por lo tanto, para mantener una potencia constante en la lámpara, la corriente se debe reducir al -1.67A. En este caso, la impedancia de la lámpara es -89.8 ohms. Además, también se debe considerar el dispositivo para conversión de potencia para las variaciones del voltaje en línea de AC .

Para mantener una potencia constante en una carga no lineal, se deben medir tanto la corriente de carga de salida, que es la corriente de la lámpara, como el voltaje de la lámpara. Estas cantidades medidas, convencionalmente, se multiplican mediante un multiplicador para proporcionar una señal de retroal imentac ión al circuito control SC para un control de bucle cerrado. Sin embargo, la solicitud de patente de los Estados Unidos No. de serie 11/111,005 expone un método para ahorro en costos novedoso mediante el cual una corriente escalada de la lámpara y un voltaje escalado de la lámpara cuando se agregan juntos, en lugar de la multiplicación, se puede utilizar como una señal para control de retroal imentac ión para el circuito control SC para mantener una potencia constante en una carga no lineal. Esto se muestra en la Figura 16, que es la Figura 1 la solicitud de patente de los Estados Unidos No. de serie 11/111,005 con una adición de un capacitor CB para bloqueo de DC . Además, es importante observar que, para una carga no lineal, el voltaje que aparece a través de la carga no se regula. Es la corriente de carga y la impedancia de carga las que determinan el voltaje de carga. Por lo tanto, el mismo bucle para control de potencia de carga constante también mantiene constante la potencia en la carga con respecto a las variaciones de voltaje de la línea de AC . Esto es simplemente debido a que, a medida que el voltaje de línea varía, la potencia en la carga varía, que es lo mismo si las características de carga están variando. Además, como se expone en la solicitud de patente de los Estados Unidos No. de serie 11/111,005, la operación en Modo C también permite disminuir el control de precisión en el caso de la carga de salida es una lámpara fluorescente o HID. Las Figuras 17A y 17B son modalidades preferidas. Estas Figuras ilustran la forma en que una corriente de carga se detecta típicamente al utilizar un transformador de corriente, CT, para una potencia de AC y las cargas accionadas por potencia de DC, respectivamente. Los métodos descritos en el Modo A anterior se pueden utilizar para detectar el voltaje de carga.

PROTECCIONES DEL CIRCUITO Además, un problema importante que se asocia con la conversión de potencia en etapa individual es que, durante la condición de circuito abierto, es decir, cuando la carga se elimina o se encuentra bajo carga muy alta, la energía del circuito de depósito resonante aumenta el voltaje de DC en las líneas de entrada a un nivel peligroso que puede exceder fácilmente las valoraciones de voltaje de los semiconductores y capacitores, por ejemplo, las valoraciones de voltaje de los interruptores de energía SI y S2. Por lo tanto, se debe controlar este aumento de voltaje en las líneas de entrada. Existen muchas formas en que se puede controlar el aumento de voltaje de DC del circuito abierto sobre las líneas de entrada. Para ilustrar este tema, se utiliza el circuito de la Figura 3B. Sin embargo, esta descripción se puede aplicar a todas las otras variaciones de conformidad con el convertidor de potencia mejorado en etapa individual de la presente. La Figura 18A muestra un esquema novedoso mediante el cual durante la condición de circuito abierto se enciende un interruptor Ql de potencia conectado en serie y conecta un capacitor Cy de gran valor entre la unión de los diodos DI y D2. El capacitor Cy de gran valor en paralelo con el capacitor C3 de valor pequeño durante un circuito abierto y con esto controla el aumento del voltaje. La Figura 18B muestra otro esquema novedoso para utilizar un MOSFET Mo de potencia en lugar del DI de la Figura 3B para controlar el aumento de voltaje de DC. Durante la condición de circuito abierto, se enciende el MOSFET Mo de potencia y con esto detiene el voltaje de DC en las líneas de entrada a un valor que no excede el valor de voltaje de AC pico. Durante la operación normal, la potencia de MOSFET Mo se apaga aunque su diodo Db corporal conduce la energía . El método preferido para controlar el aumento de voltaje en el cable de interconexión de DC de circuito abierto se ilustra en la Figura 19. Este método ofrece muchos beneficios adicionales en comparación con los métodos de las Figuras 18A y 18B. En la Figura 19, una red divisora de resistores Rl y R2 se conecta entre la terminal positiva de DC, DC1, y la terminal negativa de DC, DC2. Esta red de resistores detecta la magnitud escalada del voltaje Vmax de DC. Luego se compara con un voltaje de referencia en un comparador. La señal de error que aparece en la salida del comparador luego se alimenta al circuito SC para control de conmutación. A medida que el voltaje del cable de interconexión de DC comienza a exceder un valor predeterminado, el circuito SC para control de conmutación comienza a aumentar la frecuencia de conmutación. Esto a su vez comienza a reducir la energía en el circuito de depósito resonante y con esto, reduce el esfuerzo en los componentes de energía. Éste es un beneficio importante de este convertidor de potencia mejorado en etapa individual. La experiencia muestra que al menos un aumento de frecuencia de 2 a 1 se requiere para mantener el aumento de voltaje de DC en las líneas de entrada a un nivel seguro. Además, el mismo circuito para control del voltaje de DC de la Figura 19 también protege al dispositivo para conversión de potencia, de conformidad con el convertidor de potencia mejorado en etapa individual de la presente, durante las condiciones de sobrevoltaje en la línea de AC y de cortocircuito de salida. Además, otro problema que se asocia con la condición del circuito abierto es que, en particular, bajo los modos de operación del Modo B y el Modo C, incluso aunque los aumentos de voltaje de DC de entrada, se puede mantener a un valor predeterminado al utilizar el esquema de la Figura 19; sin embargo, este esquema solo no puede controlar el aumento del voltaje de DC de salida a través del capacitor del filtro C6 de la Figura 17B, por ejemplo. Por lo tanto, un circuito de control adicional similar al esquema de la Figura 14 se puede utilizar para limitar este aumento de voltaje de DC de salida. Sin embargo, en este caso, como una alternativa para regular el voltaje de salida cuando el voltaje de salida excede un valor predeterminado, la salida del comparador, por ejemplo, puede desactivar la salida del circuito SC para control de conmutación que enciende y apaga por intervalos los interruptores SI y S2. El circuito SC para control de conmutación se construye en general al incorporando los dispositivos IC en modo conmutado para auto - apagado , tales como el modelo SG 2525 fabricado por varias compañías, tales como Unitrode, ST Microelectronics , etc. El SG 2525 ofrece muchas opciones de apagado. Por ejemplo, una de las opciones convenientes es jalar hacia abajo su patilla de encendido. Además, el esquema del circuito para control del voltaje de DC de la Figura 19 parece ser una elección evidente. Lo que no es evidente es que este esquema del control cuando se incorpora en la topología del convertidor de potencia mejorado en etapa individual de la presente hace posible llegar a muchos de los beneficios adicionales. Por ejemplo, como fue el caso para el circuito abierto, también proporciona protección contra cortocircuitos de salida con esfuerzo reducido del componente, uno de los objetivos básicos de esta invención. Esto se explica como sigue. Durante una condición de cortocircuito de salida, es decir, cuando la impedancia de carga alcanza cero, la energía del inductor LR comienza rápidamente a aumentar el voltaje de DC en las líneas de entrada. Por lo tanto, tan pronto como el aumento de voltaje de DC excede el valor máximo predeterminado, el esquema de control de voltaje de DC de la Figura 19 aumenta casi inmediatamente la frecuencia de conmutación de los interruptores de energía SI y S2 para mantener el valor de voltaje de DC máximo predeterminado. En este punto, la frecuencia de operación nominal puede aumentar al triple. Esto provoca que la impedancia de LR aumente al triple. Como resultado, la energía almacenada en el inductor se reduce a un valor mínimo. Por lo tanto, durante condiciones de cortocircuito, no sólo la corriente en la carga de salida alcanza cero sino que también la corriente en los interruptores de energía SI y S2 se reduce proporcionalmente . En otras palabras contrario a las topologías convencionales, durante una condición de cortocircuito de salida, la corriente de cortocircuito es menor que la corriente de carga nominal . Además, de conformidad con el convertidor de potencia en etapa individual de la presente, cuando la corriente de cortocircuito se mantiene a un nivel menor que la corriente de carga nominal, se proporcionan beneficios adicionales. Dos ejemplos son: a) protección completa contra las características de final de la vida de la lámpara con descarga de gas como drenado excesivo de energía debido a rectificaciones, y b) elimina la necesidad de aumento de tamaño del inductor resonante, LR . Esto se puede explicar adicionalmente . En la Figura 2A, por ejemplo, en una disposición de puente medio convencional donde se llevan a cabo correcciones del factor de potencia mediante un convertidor de refuerzo por separado, el capacitor resonante CR se conecta a la terminal negativa DC2 en paralelo con la carga. En este caso, durante un cortocircuito, el resistor RS1 tiene que ver el umbral de corriente en cortocircuito total antes de que pueda pasar esta información a un comparador de un circuito para control de cortocircuito. Además, para evitar cualquier activación en falso, usualmente el umbral de corriente de cortocircuito se ajusta de tal forma que es mucho mayor que la corriente de operación nominal. Además, incluso un circuito para control de respuesta muy rápida provoca que la corriente de cortocircuito fluya durante un período finito a través del inductor LR y también a través de los interruptores de energía SI y S2. Debido a éstos, todos estos componentes deben ser nominales para resistir la corriente de cortocircuito; en particular, para evitar el problema de saturación, el inductor LR se debe sobredimensionar al menos al doble. Esto agrega costo y tamaño. Es importante observar que los convertidores DC-a-DC se basan en su mayor parte en las topologías populares que intrínsecamente sufren de este problema de las condiciones de corriente de cortocircuito. En particular, las topologías de retracción y macho, que se basan en la Modulación de Anchura por Impulso; control y además, no tienen un capacitor para bloqueo de DC en serie con el inductor de retracción y el inductor macho respectivamente, hace que la situación incluso empeore. Para aclarar este punto, enseguida se proporciona un ejemplo específico para el circuito de la Figura 19 con base en el experimento real: el voltaje en línea nominal es 220 VAC, la frecuencia de operación es 25 kHz y la carga de salida es 250W. Para satisfacer estas condiciones, en la Figura 19, los valores para los componentes relevantes se pueden seleccionar como sigue: LR -0.35 mH, CB -0.47 uF, CR -0.056 uF y C3 -0.15 uF. En este caso, la corriente pico nominal en el inductor resonante se encuentra que es -5A. El valor RMS del voltaje que aparece en la unión de los diodos DI y D2 se encuentra que es -320V. Por otro lado, durante una abertura o cortocircuito este voltaje en la unión del diodo DI y el diodo D2 aumenta y se ajusta para ser tal que éste no deba aumentar el voltaje del cable de interconexión de DC a más de 450VDD. Para alcanzar esto, la circuitería detectora Rl y R2 detecta este voltaje del cable de interconexión de DC y alimenta esta información de regreso al circuito SC para control de conmutación. A su vez, el circuito SC para control de conmutación aumenta la frecuencia de operación a -70 kHz para mantener el aumento de voltaje de DC para que no exceda 450VDC. A la frecuencia de operación nominal de 25 kHz, la impedancia reactiva del inductor resonante LR es ~(2 x 3.14 x 25 kHz x 0.35 mH) -55 ohm . Por otro lado, la impedancia reactiva del inductor resonante LR cuando la frecuencia de operación alcanza 70 kHz es -154 ohm, lo cual es ~2.8 veces la impedancia de operación nominal. Como resultado, la energía que se almacena en el inductor resonante LR durante una condición abierta o de cortocircuito también se reduce proporc ionalmente . Es decir que se reducen la tensión de corriente en el inductor resonante LR y los interruptores de energía SI y S2. Por el contrario, como se mencionó anteriormente, en las topologías convencionales en modo de conmutación, durante un corto circuito o circuito abierto, el voltaje 100 del cable de interconexión de DC no aumenta. Esto significa que la detección de voltaje del cable de interconexión de DC no proporciona detección de corto de salida o circuito abierto. Por lo tanto, con el fin el controlar la corriente de cortocircuito de salida, estas topologías requieren inherentemente la detección de la corriente de salida que, por supuesto, debe atravesar el inductor resonante LR y por lo tanto, la corriente que es la energía en el inductor resonante LR aumenta mucho más que la corriente de operación nominal. De esta forma, las topologías convencionales en modo de conmutación que detectan la corriente de cortocircuito de salida en lugar del aumento de voltaje 100 del cable de interconexión de DC y en particular, emplean la técnica para control de ciclo de trabajo, deben detectar la corriente de cortocircuito completa a través del inductor resonante LR. Para evitar activación en falso en un entorno ruidoso, este umbral de corriente de cortocircuito en general se ajusta para ser mucho mayor que la corriente de operación nominal del pico 5A. Esto provoca esfuerzos aumentados de corriente en el inductor resonante LR y los interruptores de energía SI y S2. El esquema para protección de circuito abierto y cortocircuito de la Figura 19 hace que esta topología esté de conformidad con el convertidor de potencia mejorado en etapa individual de la presente, en particular, una fuente ideal para construir reactores electrónicos para lámparas con descarga de gas, por ejemplo, reactores para HPS o lámparas de haluro metálico (en lo sucesivo, lámparas HID) . Las lámparas HID antes de la ignición ofrecen impedancia muy alta y con esto crean condiciones de circuito abierto. Por otro lado, con la ignición y durante el período de calentamiento, debido a sus características de resistencia negativa, las lámparas HID ofrecen impedancia muy baja. Por ejemplo, una lámpara HPS de 250W después de la ignición puede ofrecer una impedancia que es menor unos cuantos ohms . Este valor crea una condición de casi cortocircuito. Mediante la acción del circuito para control de voltaje de DC de la Figura 19, la corriente en la lámpara permanece dentro de un valor seguro y no crea esfuerzo extra en los componentes de potencia; en su lugar, como se explicó ante iormente, se reduce el esfuerzo. Las reducciones de la tensión de corriente en los componentes de potencia durante un circuito abierto y un cortocircuito de una carga de salida ofrecen mejoras sustanciales en las conversiones de potencia en modo de conmutación ya que se relacionan con la fiabilidad, costo y desempeño . En la Figura 17A, cuando la carga es una lámpara fluorescente o una HID, se convierte en un reactor electrónico impulsado por alta frecuencia. Por otro lado, para evitar la resonancia acústica en la lámpara, a menudo se requieren reactores electrónicos para las lámparas HID para funcionar con baja frecuencia. La salida DC de la Figura 17B se puede utilizar para este fin. Esta salida de DC se convierte en la fuente de potencia de entrada para un inversor de baja frecuencia. Para aplicaciones de baja potencia, el inversor puede ser un puente medio convencional. Para aplicaciones de alta potencia, el inversor puede ser un puente completo convencional. En la Figura 20 se muestra un inversor que utiliza un esquema de puente completo. Por consiguiente, la fuente DCo de DC de entrada a través del capacitor de filtro C6 es salida de DC a través del capacitor de filtro C6 en la Figura 14B. Los interruptores S3 y S5 forman un par y los interruptores S4 y S6 forman el otro par de un inversor de puente completo. Es importante observar que el reactor HID excitado de baja frecuencia que opera a una variación de frecuencia en general se encuentra entre 50 y 300 Hz . El circuito SC2 para control de conmutación es un modo IC conmutado convencional, tal como el modelo SG 2525, y genera señales de accionamiento alternas de baja frecuencia en las terminales de salida A y B. Existen otras técnicas conocidas para proporcionar señales de accionamiento de baja frecuencia, aunque un forma conveniente para proporcionar señales de accionamiento de baja frecuencia a los pares respectivas de conmutadores de un inversor de puente completo es por medio de un impulsor IC para desplazamiento de nivel lateral alto y bajo, tal como la parte # IR 2110 de International Rectifier's. El primer dispositivo IR 2110, IC1, es sensible a la señal de accionamiento que llega en la terminal A y acciona el par de interruptores S3 y S5. En la Figura 20, ICll significa que la sección de accionamiento de costado inferior de IC1, e IClh significa la sección de accionamiento de costado superior de IC1. Además, el segundo dispositivo IR 2110, IC2, es sensible a la señal de accionamiento que llega en la terminal B y acciona el otro par de interruptores S4 y S6. En la Figura 20, IC21 significa la sección de accionamiento de costado inferior de IC2, e IC2h significa la sección de accionamiento de costado superior de IC2. Además, los interruptores S3, S4, S5, y S6 pueden ser tipos de dispositivos bipolares, IGBT, o MOSFET de potencia. Sin embargo, la elección preferida son los dispositivos MOSFET de energía. Esto es debido a las siguientes ventajas: a) durante la operación normal, la frecuencia de operación es baja; por lo tanto, los diodos corporales de los dispositivos MOSFET se pueden utilizar como diodos de conmutación de puente completo; b) entre menor sea la resistencia de los dispositivos MOSFET mayor será el rendimiento para conversión de potencia; y c) durante el período de ignición, la frecuencia de operación es mucho mayor. Los dispositivos MOSFET también son más fáciles de encender y apagar a una frecuencia mayor. Además, el fin del inductor Lo y el capacitor Co se explica como sigue. Las lámparas HID, y en particular las lámparas HPS, requieren un exceso de 3000V para ignición. Por lo tanto, al inicio, el oscilador del circuito SC2 para control de conmutación se puede programar al agregar circuitería conocida con base análoga o digital para funcionar a una frecuencia de barrido con intervalos periódicos y así como también modulaciones cronometradas. Por ejemplo, el circuito SC2 para control de conmutación inicia a una frecuencia muy alta, Fs, y disminuye gradualmente su frecuencia de operación a la frecuencia de operación de la lámpara, Fo . Esto se muestra en la Figura 21. Durante este período de barrido de frecuencia, en algún momento la frecuencia de operación cruza una frecuencia Fr, que es igual a la frecuencia resonante del inductor conectado en serie y el capacitor Co que forma la red resonante. Se debe observar que si se desea, la frecuencia de inicio del barrido de frecuencia puede ser Fs ~Fr. Para una mejor comprensión, se proporciona un ejemplo. Dejar el valor del inductor Lo ~1 Mh y el capacitor Co -0.0022 uF . Por lo tanto, la frecuencia resonante, Fr, de esta red resonante es -107 kHz . La impedancia capacitiva a esta frecuencia es ~l/(2nFrCo) -676 ohms . Por supuesto, la impedancia inductiva también es la misma. Suponer que la red resonante tiene un valor, Q, de alta calidad, es decir, el inductor Lo y el capacitor Co son del tipo de dispositivos de baja pérdida, debido a la resonancia, las impedancias capacitivas e inductivas se anulan, la corriente en el circuito de depósito resonante se limita únicamente por el factor Q y la impedancia de la fuente de DC. Por lo tanto, en la resonancia, la corriente de 4.5 A en el circuito de depósito crea un voltaje a través del capacitor Co en la cantidad de -4.5A X 676 ohms de -3042V. Es bien conocida la generación del voltaje de ignición mediante el método de barrido de frecuencia que cruza la frecuencia resonante del circuito de control . La patente de los Estados Unidos No 5,289,083, otorgada el 22 de febrero de 1994, es un ejemplo. También se utilizan los métodos de barrido de frecuencia para la ignición de una lámpara fluorescente con el precalentamiento de los filamentos de la lámpara. No obstante, en un convertidor de potencia en etapa individual, la creación del voltaje de ignición mediante un circuito de depósito resonante limitado de energía de la fuente de entrada es un concepto novedoso. Esto se puede explicar como sigue: un problema es que un circuito resonante de alta calidad descargado se le puede hacer circular energía muy alta cuando opera cerca de su frecuencia resonante. Por lo tanto, a menos que se controle durante el barrido de frecuencia, a medida que la frecuencia alcanza el punto de resonancia, el voltaje a través del capacitor Co puede exceder varias veces más que los 3042V calculados anteriormente. De manera más importante, este aumento de voltaje puede provocar no sólo la interrupción de voltaje de los componentes sino que también saturar el inductor Lo, lo cual puede provocar la destrucción de los interruptores S3, S4, S5, y S6 que se muestran en la Figura 20. El convertidor de potencia mejorado en etapa individual de la presente resuelve el problema anterior como sigue: a) antes de la ignición, la lámpara HID ofrece una impedancia casi infinita y como resultado se crea una condición de circuito abierto; por lo tanto, a medida que aumenta tanto el voltaje de DC máximo en las líneas de entrada como el el voltaje de DC de salida máximo, la circuitería de control se habilita causando una frecuencia de operación mucho mayor que proporciona solamente un flujo mínimo de energía en el inductor LR; y b) debido a que el capacitor C6 es un capacitor de valor pequeño, sólo se puede suministrar una cantidad de energía limitada al circuito de depósito del inversor de puente completo de la Figura 20. Por lo tanto, durante un ciclo de barrido de frecuencia, a medida que la frecuencia de operación generada cruza el punto de resonancia Fr de la red resonante, la capacidad para suministro de energía del capacitor C6 a la red resonante que consiste del inductor Lo y el capacitor Co es un valor finito. Por lo tanto, durante el modo de ignición, a medida que se extrae más energía por el circuito de depósito, más rápido se colapsará el voltaje a través de capacitor C6. Además, debido a que el capacitor C6 es de bajo valor, éste ofrece otro beneficio importante durante la operación normal de la lámpara HID. Con la ignición, las lámparas HID requieren algunos minutos de calentamiento antes de alcanzar un modo de operación estable. Durante este período de calentamiento e incluso durante el modo de operación normal, cuando el voltaje de AC de entrada disminuye momentáneamente, las lámparas pueden experimentar cambios repentinos en sus características de descarga. Estos cambios repentinos provocan oscilación e incluso la extinción de la lámpara a menos que se pueda corregir casi instantáneamente la situación de retroalimentación para control de potencia. Por lo tanto, si el valor del capacitor C6 es alto, el tiempo de carga y descarga es largo, y el bucle para control de retroalimentación no puede hacer que el capacitor responda rápidamente. Más específicamente, cuando el valor del capacitor C6 es, por ejemplo, 47 uF y la impedancia de la lámpara es 60 ohms, esto provoca una constante de tiempo = 47 uF X 60 ohms -2.8 milisegundos . Mientras que, con el capacitor C6 = 1 uF, la constante de tiempo es de 60 microsegundos . Este ejemplo demuestra claramente el beneficio de tener un capacitor de filtro de bajo valor en la operación del reactor electrónico HID excitado de baja frecuencia. En otras palabras, un capacitor de filtro de bajo valor hace que los circuitos para alimentación y regulación de potencia se comporten de forma similar a una fuente de impedancia de acción rápida. De hecho, esta propiedad combinada con la protección de cortocircuito con esfuerzo reducido en los componentes de potencia hace que este tipo de topología para conversión de potencia también sea adecuado para inversores de potencia de 50/60 Hz bastante eficientes y fiables. Utilizando el esquema de las Figuras 17B y 20 se construyó un reactor de 220V/250W HPS operado a baja frecuencia de 180 Hz . El valor del capacitor C6 es 1 uF que será suficiente para un contenido de ondulación menor al 10%. Además, los dispositivos MOSFET con potencia de 500V con 0.25 ohms de resistencia se utilizaron para todos los interruptores de energía. Se encontró que el rendimiento para conversión de potencia global será de ~91%. El reactor mantiene una potencia constante de ±2% en la lámpara de 200V AC a 260V AC . El reactor también mantiene una potencia constante de +2% en la potencia de la lámpara a todo lo largo del proceso de envejecimiento de la lámpara. Además, el esquema como se describe en la Figura 17A se puede utilizar para diseñar reactores electrónicos fluorescentes y HID operados a alta frecuencia con base en esfuerzo eficientes, fiables, y de falla reducida. El rendimiento para conversión de potencia global será mayor que los reactores excitados de baja frecuencia. Esto es debido a que, a diferencia del reactor electrónico excitado de baja frecuencia de la Figura 20, no se requiere alta frecuencia para las rectificaciones de DC y la DC para inversiones de puente total de baja frecuencia. Además, no son necesarios medios para rectificación de salida ni el capacitor de filtro de salida, C6 de la Figura 17B, para preocuparse. Por lo tanto, será más rápido el tiempo de respuesta para la regulación de la carga. Además, en la Figura 17A, la lámpara con descarga de gas operada a alta frecuencia se conecta directamente a través del capacitor resonante CR. Dependiendo del tipo de lámpara, se puede emplear un método adecuado para las generaciones del voltaje de ignición y las operaciones de la lámpara. Por ejemplo, a partir de la patente de los Estados Unidos 5,289,083 se puede agregar un método adecuado en el circuito de la Figura 17A. Esta patente utiliza diversas propiedades de circuitos de resonancia y expone muchas técnicas novedosas para la ignición y operación de alta frecuencia de una lámpara con descarga de gas.

SUMARIO El convertidor de potencia mejorado en etapa individual reduce las ondulaciones de salida mediante el uso de un suministro auxiliar de DC que actúa como una fuente de potencia secundaria de casi cruza del voltaje de AC de linea.

Claims

REIVINDICACIONES 1. Un circuito control que interconecta una línea de salida con una carga, el circuito control se conecta a una fuente de voltaje de DC, que tiene primera y segunda terminales, el circuito control se alimenta por un voltaje de DC aplicado desde la fuente de voltaje de DC a través de un par de líneas de entrada, el circuito control comprende: medios de capacitor filtrador conectados a través del par de líneas de entrada, un par de dispositivos de conmutación conectados en serie a través del par dichas de líneas de entrada, la línea de salida se conecta a la unión del par de dispositivos de conmutación conectados en serie, existe un control de conmutación asociado con los dispositivos de conmutación para conmutar los dispositivos de conmutación para conducir alternativamente entre las positivas y negativas del par de líneas de entrada a una alta frecuencia predeterminada, existe un tiempo finito entre cada conmutación durante la cual ambos de los dispositivos de conmutación están en un estado no conductor; los medios de circuito resonante tienen una primera, segunda y tercera terminales y comprenden un medio de inductor resonante conectado en serie y un medio capacitor para bloqueo de AC, el medio de circuito resonante se conectará en la primera terminal a la línea de salida y en la segunda terminal a ambos pares de líneas de entrada; medios de carga conectados entre la tercera terminal del medio de circuito resonante y un primer par de líneas de entrada; y medios de fuente de potencia secundaria para proporcionar una fuente de energía auxiliar a los medios de carga de casi cero que cruza el voltaje de AC de la línea.
2. El circuito control según la reivindicación 1 en donde el medio de circuito resonante comprende: medios de inductor resonante conectados en una primera terminal a la línea de salida; medios de capacitor de bloqueo de AC conectados en una primera terminal a una segunda terminal de los medios de inductor resonante; y una segunda terminal de los medios del capacitor de bloqueo de AC conectados a ambos del par de líneas de entrada.
3. El circuito control según la reivindicación 1, en donde los medios de circuito resonante comprenden: medios del capacitor de bloqueo de AC conectados en una primera terminal a la línea de salida ; medios de inductor resonante conectados en una primera terminal a una segunda terminal de los medios del capacitor de bloqueo de AC; y una segunda terminal de los medios del inductor resonante conectados a ambas del par de líneas de entrada.
4. El circuito control según la reivindicación 1, en donde los medios de la fuente de potencia secundaria comprenden: un bobinado secundario de los medios del inductor resonante, una primera terminal de los mismos se conecta a un segundo par de las líneas de entrada, para generar un voltaje de AC de alta frecuencia a través del bobinado secundario; y corregir los medios de diodo que tienen una terminal anódica conectada a una segunda terminal del bobinado secundario y a una terminal catódica conectada a un primero del par de líneas de entrada, para rectificar el voltaje de AC de alta frecuencia para producir una potencia de DC auxiliar que se aplica al primero del par de líneas de entrada.
5. El circuito control según la reivindicación 4, en donde los medios de la fuente de potencia secundaria comprenden además: medios del capacitor filtrador conectados entre el cátodo de los medios del diodo de rectificación y el segundo del par de líneas de entrada para igualar la potencia de DC auxiliar.
6. El circuito control según la reivindicación 1, en donde los medios de la fuente de potencia secundaria comprenden: medios de diodo que tienen una terminal anódica conectada al segundo par de líneas de entrada y una primera terminal de los medios de carga para producir un mayor flujo de energía en los medios de carga .
7. El circuito control según la reivindicación 1, en donde los medios de la fuente de potencia secundaria comprenden: medios rectificadores de alta frecuencia de puente completo, las terminales de entrada de los mismos se conectan entre uno del primero y segundo par de lineas de entrada y la segunda terminal de los medios del circuito resonante, y las terminales de salida positivas y negativas de las cuales se conectan a los medios de carga.
8. El circuito control según la reivindicación 7, en donde los medios de la fuente de potencia secundaria comprenden además: medios para control de irrupción de AC que comprenden : medios de capacitor filtrador, una primera terminal de los mismos se conecta al segundo par de líneas de entrada,- y medios de diodo, el cátodo de los cuales se conecta a una segunda terminal de los medios del capacitor filtrador y al ánodo de los cuales se conecta a la terminal de salida negativa de los medios rectificadores de alta frecuencia de puente completo .
9. El circuito control según la reivindicación 8, en donde los medios para control de irrupción de AC comprenden además: medios de diodo, el cátodo de los cuales se conecta al primero del par de terminales de entrada y el ánodo de los cuales se conecta a la segunda terminal de los medios del capacitor filtrador.
10. El circuito control según la reivindicación 8, en donde los medios para control de irrupción de AC comprenden además: en donde la segunda terminal de los medios del capacitor filtrador se conecta al primero del par de terminales de entrada; y los medios MOSFET se conectan entre la primera terminal de los medios del capacitor filtrador y el segundo par de las terminales de entrada para regular el flujo de corriente hacia los medios del capacitor filtrador.
11. El circuito control según la reivindicación 1, en donde los medios de la fuente de potencia secundaria comprenden: medios rectificadores de alta frecuencia de puente medio, las terminales de entrada de los mismos se conectan a uno del primero y segundo par de líneas de entrada y las terminales de salida positiva y negativa de las mismas se conectan a los medios de carga; y el primero y segundo capacitores de filtro de alta frecuencia conectados en serie conectados a través de los medios de carga, la unión del primero y segundo capacitores de filtro de alta frecuencia conectados en serie conectados a la segunda terminal de los medios del circuito resonante.
12. El circuito control según la reivindicación 11, en donde los medios de la fuente de potencia secundaria comprenden además: medios para control de irrupción de AC que comprenden : medios de capacitor filtrador, una primera terminal de los mismos se conecta al segundo par de líneas de entrada, y medios de diodo, el cátodo de los mismos se conecta a una segunda terminal de los medios del capacitor filtrador y al ánodo de los cuales se conecta a la terminal de salida negativa de los medios rectificadores de alta frecuencia de puente medio.
13. El circuito control según la reivindicación 12, en donde los medios para control de irrupción de AC comprenden además: medios de diodo, el cátodo de los mismos se conecta al primer par de terminales de entrada y el ánodo de los mismos se conecta a la segunda terminal de los medios del capacitor filtrador.
14. El circuito control según la reivindicación 12, en donde los medios para control de irrupción de AC comprenden además: en donde la segunda terminal de los medios del capacitor filtrador se conecta al primer par de terminales de entrada; y los medios de MOSFET se conectan entre la primera terminal de los medios del capacitor filtrador y el segundo par de las terminales de entrada para regular el flujo de corriente a los medios del capacitor filtrador.
15. El circuito control según la reivindicación 1, en donde los medios del circuito resonante comprenden además: medios del capacitor resonante conectados entre la segunda terminal de los medios del circuito resonante y el primer par de líneas de entrada.
16. El circuito control según la reivindicación 15, en donde los medios del circuito resonante comprenden además: medios del inductor resonante secundario conectados en paralelo con los medios del capacitor resonante .
17. El circuito control según la reivindicación 1, en donde los medios del circuito resonante comprenden además: medios del capacitor resonante conectados entre la terminal de tomacorriente de bobinado de los medios del inductor resonante y el primer del par de líneas de entrada.
18. El circuito control según la reivindicación 1, en donde los medios del circuito resonante comprenden además: medios del inductor resonante secundario conectados entre la terminal de salida y la primera terminal de los medios del inductor resonante; y medios del capacitor resonante conectados entre la primera terminal de los medios del inductor resonante y el primer par de líneas de entrada.
19. El circuito control según la reivindicación 1, en donde los medios del circuito resonante comprenden además: un bobinado secundario de los medios del inductor resonante, una primera terminal de los mismos se conecta a un segundo del par de líneas de entrada, para generar un voltaje de AC de alta frecuencia a través del bobinado secundario; y medios del capacitor resonante conectados entre una segunda terminal del bobinado secundario de los medios del inductor resonante y el primer par de líneas de entrada.
20. El circuito control según la reivindicación 1 que comprende además: un circuito para supresión de interferencia electromagnética conectado entre la fuente de voltaje de DC y el circuito control básico, que comprende: un dispositivo unidireccional conectado en serie entre la primera terminal de la fuente de voltaje de DC y el primer par de líneas de entrada para impedir que corriente fluya del circuito control básico hacia la fuente de voltaje de DC; y un capacitor de filtro conectado a través de la primera y segunda terminales de la fuente de voltaje de DC.
21. El circuito control según la reivindicación 20, en donde el dispositivo unidireccional comprende: medios de diodo que tienen una terminal anódica y una terminal catódica, la terminal anódica se conecta a la primera terminal de la fuente de voltaje de DC y la terminal catódica conectada al primer par de líneas de entrada.
22. El circuito control según la reivindicación 1 comprende además: medios para detección de voltaje de carga conectados entre la segunda terminal de los medios del circuito resonante y el primer par de las líneas de entrada para medir el voltaje de carga a través de los medios de carga; medios comparadores, sensibles al voltaje de carga y un voltaje de referencia, para generar un indicativo de voltaje de error de la diferencia entre el voltaje de carga y el voltaje de referencia; y medios para compensación de error, sensibles al voltaje de error, para el control de bucle cerrado del voltaje de DC de salida.
23. El circuito control según la reivindicación 22, en donde los medios para compensación de error comprenden: medios de control del circuito resonante para modular la frecuencia de operación de los medios del circuito resonante.
24. El circuito control según la reivindicación 1 comprende además: medios detectores de corriente del circuito resonante para generar un voltaje de carga indicativo de una suma de corriente a través de los medios del capacitor de bloqueo de AC y la corriente de carga de salida ,· medios comparadores, sensibles al voltaje de carga y un voltaje de referencia, para generar un voltaje de error indicativo de la diferencia entre el voltaje de carga y el voltaje de referencia; y medios para compensación de error, sensibles al voltaje de error, para el control de bucle cerrado del voltaje de DC de salida.
25. El circuito control según la reivindicación 24, en donde los medios para compensación de error comprenden: medios de control del circuito resonante para modular la frecuencia de operación de los medios del circuito resonante.
26. El circuito control según la reivindicación 1 comprende además: medios para detección de potencia de carga de salida para generar un indicativo de voltaje de carga de una corriente de carga de salida y un voltaje de carga de salida; y medios para compensación de error, sensibles a un voltaje de carga de salida, para proporcionar una señal de retroalimentación al control de conmutación para el control del bucle cerrado de la potencia de salida.
27. El circuito control según la reivindicación 1 comprende además: medios para detección del voltaje de entrada conectados a través del par de las líneas de entrada para medir el voltaje de entrada a través de las líneas de entrada; medios comparadores, sensibles al voltaje de entrada y un indicativo del voltaje de referencia de un valor máximo predeterminado del voltaje de entrada, para generar un indicativo del voltaje de error de la diferencia entre el voltaje de entrada y el voltaje de referencia; y medios de control del circuito de conmutación para modular la frecuencia de operación del par de dispositivos de conmutación para mantener el valor máximo predeterminado del voltaje de entrada.
28. El circuito control según la reivindicación 1 comprende además: en donde los medios de control del circuito de conmutación son sensibles a una condición de cortocircuito de salida cuando la impedancia de los medios de carga alcanza cero y la energía del inductor en los medios del circuito resonante aumenta rápidamente el voltaje de entrada, para aumentar la frecuencia de operación con el fin de mantener el valor del voltaje de entrada máximo predeterminado.