KR930003520B1 - 프로그램 신호 보정방법 및 부하 보정장치 - Google Patents

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Description

프로그램 신호 보정방법 및 부하 보정장치

제 1 도는 기준부하가 단일의 직렬 동조된 인덕터-캐패시터 회로이며, 기준부하 전류를 나타내는 궤환신호를 전류증폭기로서 구성되어 있는 차동 연산증폭기에서 입력 프로그램 신호와 비교하도록한 본 발명의 한 구성을 도시하는 회로도.

제 2 도는 제 1 도에서 도시된 구성과 동일하지만, 차동 연산증폭기가 전압 증폭기로서 구성되어 있도록 한 본 발명의 다른 구성을 도시하는 회로도.

제 3 도는 제 1 도 및 제 2 도에서 도시된 구성과 동일하지만 라인 차동 연산 증폭기가 아닌 독립된 비교기에서 궤환 신호 전압과 프로그램 신호 전압을 비교하도록한 본 발명의 다른 구성을 도시하는 회로도.

제 4 도는 제 2 도의 회로와 동일한 회로에서 보정신호를 발생하고, 독립적으로 조정하기 위해 프로그램 신호에서 분리하여, 가산 증폭기에서 프로그램 신호와 재결합하도록 한 본 발명의 다른 구성을 도시하는 회로도.

제 5 도는 독립된 고 주파수 및 저 주파수 채널이 독립된 인덕터 성분 및 캐패시터 기준부하 성분 각각을 포함하고 있는 본 발명의 다른 구성을 도시하는 회로도.

제 6 도는 독립된 채널을 갖지만, 고주파수 채널의 보정신호를 능동 인덕터를 포함하는 분할기 회로망에서 발생하도록 한 본 발명의 다른 구성을 도시하는 회로도.

제 7 도는 독립된 고주파수 채널 및 저주파수 채널을 갖고 있으며, 이들 채널에서의 고주파수 및 저주파수 보정신호를 인덕터 및 캐패시터 기준부하 성분을 포함하는 분압기로부터 인출하도록 한 본 발명의 다른 구성을 도시하는 회로도.

제 8 도는 독립된 고주파수, 중간 주파수 및 저주파수 채널을 포함하며 고주파수 및 저주파수 채널에서 인덕터 및 캐패시터 기준부하 성분을 간단한 RC 이상 회로망으로 한 본 발명의 다른 구성을 도시하는 회로도.

제 9 도는 독립된 주파수, 중간 주파수 및 저주파수 채널을 갖고 있으며, 고주파수 신호의 진폭을 주간 주파수 신호의 진폭에 상관하여 자동적으로 재조정하여 희망의 진폭 평형을 유지하도록 한 회로시스템을 추가로 포함하며, 고주파수 채널신호를 중간 주파수 채널 신호에 비해 180°진상을 제공하도록한 위상 반전기를 중간 주파수 채널에 포함하고 있는 본 발명의 다른 구성을 도시하는 회로도.

제10도는 본 발명의 보정신호에 대한 보정신호 진폭에 주파수를 20Hz에서 20KHz까지 도시한 곡선도.

제11도는 400Hz에서 정격 8Ω의 전형적인 스피커에 대한 전체 임피던스 대 주파수 응답 곡선도.

제12도는 제 1 도에서 도시된 회로중 일부 회로 성분을 도시하며, 본 발명의 기준부하 보정시스템과 전력 증폭기간에 기록단(recording stage)은 추가로 포함하여 전력 증폭기에 동시에 인가되어질 프로그램 신호와 보정신호를 기록하도록 한 블럭도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

10 : 기준부하 보정회로 18 : 전력 증폭기

20 : 스피커 30 : 기준부하

본 발명은 증폭기 기술분야에 관한 것으로, 특히 리액턴스 성분이 많고 관성 및 공진을 포함한 기계적 왜곡 영향을 받기쉬운 스피커와 같은 부하를 구동시키는 증폭기에 관한 것이다.

본 출원은, 미국특허 제 4,482,866호로서 1984년 11월 13일자로 허여된 1982년 2월 26일자 출원의 제 352,794호 "기준부하 증폭기 보정 장치"의 연속 출원이다.

40년 이상 동안의 현행기술에 의하면, 오디오 증폭기에서는 주파수 응답을 개선시키고 왜곡을 감소시키기 위한 시도로서 통상 "전압궤환"이라는 기술을 채용해 왔다. 이러한 전압 궤환 시스템을 종래기술에서는 "정전압"시스템으로도 명명하고 있는데, 이것은 증폭기의 고정 입력 전압에 대해서도 출력전압은 광주파수 범위나 대역폭에 걸쳐서 거의 일정한 값으로되기 때문이다. 따라서, 현재의 오디오 증폭기는 증폭기 입력 프로그램 전압의 파형 즉 형상과 위상을 매우 정확하게 추종하는 전압 출력을 공급하여 스피커를 구동시킬 수 있다.

그러나, 이러한 증폭기의 부하로서 사용되어 있는 통상의 자기 코일 구동형 스피커(또는 다중 스피커 시스템)는 실제로는 전류 구동형 장치이며, 전기적 및 기계적 특성을 갖고 있으며, 이들은 코일을 통하여 흐르는 전류를 "정전압" 증폭기 구동과는 무관하게 매우 심하게 변화시킴으로서 스피커의 전류가 증폭기의 전압 출력에 매우 밀접하게 되지 않고 스피커의 진폭, 파형 및 위상은 증폭기에 의해 인가된 프로그램의 것과는 상당히 다르게 된다. 일반적인 결과로서는, 스피커의 음향응답 특성이 "정전압"증폭기의 평편(flat)전압응답과는 상당히 다르게 된다.

통상의 코일 구동형 스피커(또는 다중 스피커 시스템)는 유도성이 매우 높은 리액턴스 부하이다. 이것에 의해, 프로그램 주파수가 통상 400㎐ 규정 임피던스점 내지 20KHz 또는 그 이상으로 상승하면 부하 임피던스는 주파수가 상승함에 따라 변화하여 스피커로의 전력은 따라서 저하하게 된다. 일례로, 보다 높은 주파수에서의 임피던스의 이러한 증가가 얼마나 심각한지를 설명하기 위해서, 현재 기술 수준에 있는 대표적인 스피커에 대한 임피던스/주파수 응답곡선에 의하면, 400㎐의 정격 8Ω 스피커의 경우 약 4300㎐에서는 2배의 16Ω이며 약 104KHz에서는 4배의 32Ω으로 된다. 전력은 스피커의 임피던스에 반비례한다.

스피커 부하의 유도성 리액턴스로 인하여, 부하 전류의 위상은 프로그램의 위상 보다 지연되고, 이러한 위상 지연은 400㎐의 정격 임피던스점으로부터 음성주파수 스펙트럼의 고역종단 부분까지의 주파수에서 증가하게 된다. 일례로 이러한 유도성 리액턴스에 의한 위상지연이 얼마나 심각한지를 설명하기 위해, 바로전의 단락에서 기술된 스피커에 대해 위상 지연을 측정하면 400㎐에서 약 33°의 위상지연을, 900㎐에서 약 45°의 위상지연을, 5KHz에서 약 70°의 위상지연을 나타낸다. 이러한 유도성 리액턴스에 의한 위상지연의 중요한 것으로서, 통상 중요한 프로그램 정보를 포함하는 고주파수 파면 또는 파형 천이의 입상 시간(rise time)은 프로그램의 실제 파면이나 파형천이에 비하여 저하하게 된다.

스피커의 질량은 입상 및 입하 파면에 응답하여 가속 및 감속에 저항하기 때문에, 관성지연 및 오버슈트(overshoot)각각이 발생하게 된다. 스피커 음향 출력의 관성 왜곡은 놀랍게도 스피커의 유도성 리액턴스에 의해 발생된 위상 및 입상 시간 왜곡과 아주 유사하기 때문에 유도성 리액턴스와 관성에 의한 이들 현상은 가산되어진다. 관성 및 유도성 리액턴스에 의한 악영향은 가청 스펙트럼의 고역단부까지 주파수 증가에 따라 증가하게 된다.

악기에 의해 발생되는 사운드의 대부분은, 주파수 사이클에서 급격하게 입상하는 초기 천이 파면으로 특징되는 샤프한 어택(attack)을 가지며, 이러한 초기 천이는 사운드 대부분에 고주파수 고주파 성분을 포함하고 있다. 인간의 귀로 이러한 사운드의 전체 스펙트럼을 듣게되는데, 처음에는 초기 고주파수 고조파 사운드를 듣고, 다음에 중간 및 저단 주파수를 듣는 다는 것을 알게되었다. 그러나, 현행기술의 증폭기/스피커 시스템에서 스피커의 유도성 리액턴스 및 관성의 추가효과 또는 누적 효과에 의해서 입상시간이 꽤 느리게되고, 위상지연이 고주파수에서는 매우 크게된다. 고주파수 고조파의 대부분을 포함한 급격하게 보상하는 파면 또는 초기 천이는 낮고, 무거운 주파수에 의해서 대부분 마스크되어 버린다. 이러한 고주파수 고조파의 마스킹을 통상 "천이 왜곡"이라 하는데 이것에 의해 시스템의 음향 출력은 "인위적(artificial)" 또는 "녹음된(recorded)"사운드로 들리게 된다. 그러나 급상승하는 초기 천이 파면을 저주파수를 듣기전에 적당한 순서로 듣게되면 "생생한(live)" 또는 "자연적(natural)"사운드로 들을 수 있다.

전형적인 콘덴서 마이크로폰은 약 20 내지 25μS의 입상 시간을 갖는다. 음성재생측에서의 손실을 보상하고 동시에 이러한 콘덴서 마이크로폰에서 얻어진 급상승하는 초기천이 파면에서 고주파수 고조파 성분을 재생하기 위해서는, 마이크로폰 입상 시간보다 빠른 스피커 부하 전류 입상시간을 발생하는 증폭기 시스템이 필요하며, 이시간은 적합하게는 약 10μS 또는 그이하, 이상적으로는 약 5μS 또는 그이하의 시간이다.캘리포니아, 헌팅턴 비치에 소재하는 바커스-베리사(Barcus-Berry, Inc.)에서 제조시판하는 직접 고상 픽업 변환기(Direct solid state pick up transdncer)에서는 실제로 프로그램 입상시간에서 지연이 발생되지 않으며, 이러한 직접 변환기를 사용하는 경우에는 증폭기 시스템이 약 10μS, 적합하게는 약 5μS보다 적은 입상시간을 갖는다면, "생생하고 자연적인"사운드가 재생될 것이다. 증폭기/스피커 결합 구성에서 이러한 바른 입상 시간을 발생하기 위해서는 스피커 부하 전류위상을 프로그램 신호에 대해서 400㎐의 공칭 임피던스 점에서 약 20KHz까지 완전히 "동상"으로 유지해야만 하고, 적합하게는 약 1KHz에서 약 20KHz까지는 완전히 진상시킬 필요가 있다. 또한, 고주파수 고조파를 다른 사운드 성분과 적절한 비율로 듣기위해서는, 스피커의 유도성 리액턴스로부터 생겨나는 이들 고주파수 성분의 감쇄도 도한 극복할 필요가 있다.

본 출원인은 고주파수 고조파 및 천이에 중간 주파수에 비해서 180°만큼의 큰 진상을 제공함으로써, 중간 주파수에서 고주파수가 분리되어 중간 주파수가 귀에 들리기 전에 고주파수 성분이 들리게 되어 훨씬 더 생생한 고주파수 성분을 듣게되는 것을 확인 하였다.

종래의 증폭기/스피커 시스템으로는 심각한 마스킹 문제점들을 극복하는데 필요한 신속한 입상시간 및 "동상" 조건을 갖는 스피커 부하 전류를 제공할 수는 없다. 상기 문제점을 해결하고자 하는 여러가지 방법이 행하여지고 있으며 이들 방법중 일부에 의해 입상시간이 개선되었고 다른 방법에 의해 위상이 개선되었으나, 10μS보다 적은 정도의 입상 시간과 약 20KHz가지의 고주파수 고조파 및 천이의 "동상"또는 진상조건을 동시에 개선하지는 못하고 있다. 또한 본 출원인은 고주파수 성분을 충실하게 듣기 위하여 중간 레벨의 주파수에서 180°만큼의 진상을 고주파수에 제공하여 중간 레벨의 주파수에 의해 고주파수가 마스크되지 않는 방법은 발견하지 못했다. 이러한 문제점을 해결하기 위한 방법에 있어서, 현재 사용되고 있는 주된 기기가 그래픽 이퀄라이져(graphic equalizer)이다. 따라서, 하이-파이(hi-fi) 산업에서 퀄리티 유닛(quality unit)은 Bose 스피커로 시판되고 있는 Bose 이퀄라이져 이다. 이 유닛은 다음과 같은 주파수 응답 곡선을 갖는데, 이것은 약 10KHz까지는 가파르고 위상이 약간 앞서고, 약 10KHz 내지 15KHz 사이에서는 동상이고, 그 이후에서는 급격하게 하강하며, 15KHz 이후에는 큰 위상지연을 갖으며 20KHz에서 약 45°위상 지연된다. 결과로서 얻어진 입상시간은 약 45 내지 40μS로서, 대부분의 음악기기 사운드의 초기천이 파면에서 고주파수 고조파를 재생 하기에는 너무 느리다.

400㎐의 공칭 임피던스 점이하에서는 통상의 스피커에 대한 임피던스 곡선은 스피커의 컴플라이언스(compliance) 및 개방 에어콘(open air cone) 공진에 의한 용량성 리액턴스 현상으로 상승한다. 상기에서 언급된 제조자의 스피커 임피던스 응답곡선은, 150KHz 이하에서는 급상승하며, 50KHz에서 큰 임피던스 피크를 나타내며, 이후에는 20㎐에서 8Ω으로 급강하 하게된다. 이러한 큰 저주파수 임피던스 피크는 스피커의 음향출력에서 큰 구멍(hole)을 나타내어, 프로그램의 많은 저주파수 정보를 잃어 버리게 된다. 비록 저주파수에서 개방 에어콘 공진을 감소시키기 위해 일부 캐비넷 설계가 효과적이더라도, 이들 설계는 일반적으로 스피커 캐비넷 공진과 바람직하지 못한 감쇄(damping)와 같은 또다른 문제점을 발생시킨다. 증폭기 보상에 의해 약 20㎐까지 내려간 저주파수 응답을 끌어올리지 못하면, 대부분의 저주파수 성분은 상실되고, 특히 퍼커션(percussion) 사운드를 나타내는 저주파수 정보가 상실된다.

전형적인 스피커에서의 미약한 저주파 응답이외에도. 400㎐ 이하 응답곡선의 큰 공진부의 입상 슬롭 영역에서의 용량성 리액턴스 현상으로 인해 위상이 심하게 앞서고, 이 여역에서 기본 주파수 및 저 고조파 주파수가, 동시에 위상지연 발생된 프로그램의 고주파수 성분을 추월해 버리며 또한 상기 언급된 "마스킹"문제가 추가되어 있다.

본 출원인이 알고 있는 바로는 "증폭기 부하 보정시스템"이란 제목의 1981년 4월 7일자로 허여된 종래기술이다. 크룩스(crooks)씨의 미국특허 제 4,260,954호가 가장 적합한 종래기술이다. 상기 특허의 부하 보정 시스템은, 부하를 구동시켜 전류를 표시하는 궤환전압신호를 발생하고, 이 궤환신호와 증폭기 입력 프로그램 전압을 비교하고, 이 비교결과를 이용하여, 프로그램 증폭기 라인의 이득을 조정하여 프로그램과 부하전류의 파형 및 위상에 있어서의 변위를 보상하고 있다. 이러한 종래 시스템은, 단일 스피커의 부하전류를 감지할때는 잘 동작하지만, 단일스피커보다 복잡한 부하(크로스오버 네트워크를 갖는 다수의 스피커 즉 복합 스피커 분배 라인 시스템)에 접속하여 사용한 경우에는 항상 만족스러운것은 아니다. 이것은 보다 복잡한 부하전류가 반드시 스피커 성능을 정확하게 나타내는 것이 아니므로, 감지(sensing)가 마스크될 수 있기 때문이다. 크룩스씨의 미국특허 제 4,260,954호에서와 같은 실부하의 직접 감지에 따른 다른 문제점은 실부하를 예측할 수 없으며, 종종 불완전하며, 주파수에 대해 임피던스를 바람직하지 않게 급상승 및 급강하시키는 것이다. 종래의 시스템은 이러한 불규칙성들(irregularities)을 해결한 능력을 갖지 못했다. 또한 상기 특허의 시스템은 증폭라인내로 간단히 플러그될 수 없으며, 또한 구동된 부하에는 추가 코넥션이 필요하게 된다는 결점을 갖고 있었다.

크룩스씨는 미국특허 제 4,260,954호에서는, 중간 주파수의 평균진폭에 대하여 고주파수의 평균 진폭을 자동적으로 조정하여 이들 주파수간의 프로그램 불평형을 보상하는 수단에 대해서는 기재되어 있지않다. 또한, 크룩스씨의 상기 특허에서는, 교묘하게 고주파수에 진상을 도입하여 중간 주파수로부터 고주파수를 분리하여 언마스크하는 것에 관한 개념이 기재되어 있지 않다.

상기 크룩씨의 특허 제 4,260,954호에서 인용된 참조 문헌중 하나가, 1974년 1월 31일자로 공개된 독일특허 제 2,235,664호이며, 이 참조 문헌의 제 2 도의 회로가 관련되어 있다. 그러나, 상기 독일특허에서 도시 및 기술된 이러한 회로에서도 실스피커 부하의 유도성 리액턴스, 관성 및 공진의 악영향을 보정하기 위한 기준 또는 모델부하의 사용에 대해서는 기술되어 있지않다. 사실상, 상기 독일특허의 회로는 어쨌든 스피커부하 전류의 변동이나 입력 프로그램의 음향 출력의 변동을 보정하려는 경향은 없다.

본 발명에 따라 또는 그 이상의 회로 구성에 있어서 외관상 일반적으로 동일하기 때문에 본 발명에서 관심있게 상기 미국특허의 상기 참조문헌 이외의 다른 참조문헌으로서는, 1975년 8월 26일자로 Pfisterer, Jr에게 허여된 미국특허 제 3902,111호와, 1979년 5월 8일자로 Hall씨 등에게 허여된 미국특허 제 4,153,849호가 있다. 그러나, 이들 두 참조 문헌은 유사성이 없는 기술이며, 파형이 변동하는 어떠한 종류의 프로그램 전압 신호 소스에 대해서도 취급하고 있지 않거나, 또는 이러한 변동 파형 프로그램 전압신호에 응답하여 구동하며, 프로그램 전압신호의 높은 리액턴스, 관성 및 공진등으로 인하여 프로그램 전압신호의 파형 및 위상 모두가 광범위하고 일반적으로 연속으로 변화하는 전원 출력과 부하전류를 통상 갖고있는 스피커 같은 전형적인 증폭기 부하를 취급하지 않고 있다. 따라서, Pfisterer, Jr.씨의 특허에서 기술되어진 회로는, 고정된 셋트점에서 입력되나 파형이 변동하는 프로그램 전압신호는 입력되지 않으며, 회로성분의 형태나 값이 본 발명과는 전혀 무관한 저주파수 서보 시스템일 뿐이다.

상기 Hall씨 등의 특허는, 이트륨 아이런 가네트(YIG) 장치와 제어된 전류에 의해서 동조되는 진행파 메이저(TWM) 장치의 동작특성을 정규화 하여, 장치 각각에서의 변동에도 불구하고 전체 시스템을 재정렬하지 않고도 마이크로파 시스템에서 이들 장치를 상호 교환할 수 있는 회로에 관한 것이다. 또한, 파형이 변동하는 프로그램 신호가 입력에 인가되지 않으나, 장치의 응답을 사전 정렬된 전체 시스템에서 필요로 하는 전류 주파수 특성으로 변위시키는 기준 DC 전압이 입력에 간단히 인가 되어진다. 상기 Hall씨 등의 특허에서는 본 발명에는 전혀 적용 불가능하고 본 발명의 사상에서 벗어난 회로 성분의 형태 및 성분값을 갖는 정궤환 회로 장치에 대해 기술되어 있다.

종래 기술에 있어서의 이들 및 다른 문제점들을 고려해 볼때, 본 발명의 목적은 부하의 출력이 공급된 프로그램에서 벗어날 수 있는 증폭기 구동형 부하의 악영항을 거의 완전하게 보정하는 시스템을 제공하는 것이며, 이러한 악영향에는 전기적 리액턴스, 관성, 공진등이 포함되어 있지만, 이들에만 국한되는 것은 아니다.

본 발명의 다른 일반적인 목적은, 특히 오디오시스템에서 사용할 수 있는, 유도성 리액턴스 관성 지연 및 오버슈트, 스피커 컴플라이언스 및 관련된 개방 에어콘 공진에 의한 심각한 왜곡현상을 거의 완전하게 보정하는 증폭기 부하 보정 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 스피커의 통상 위상지연 특성을 완전하게 극복할 수 있는 증폭기 부하 보정 시스템을 제공하는 것이며, 이 위상 지연 특성은, 공칭 또는 정격 400㎐ 주파수에서 20KHz까지는 유도성 리액턴스 및 관성으로 인해 증가하며, 스피커 부하 전류 위상을 거의 완전하게 "동상"으로 유지할 수 있으며, 400㎐에서 20KHz까지는 위상이 약간 앞서며, 동시에 본 발명의 모든 구성에서 입상시간을 약 10μS이하로 그리고 본 발명의 일부 구성에서는 약 2 내지 5μS 범위내로 유지할 수 있다. 본 발명의 다른 목적은 부하전류 입상 시간이 충분히 빠르며, 약 400㎐에서 약 20KHz까지는 거의 완전하게 "동상"을 유지함과 동시에 충분한 진폭을 갖는 증폭기 부하 보정 시스템을 제공하는 것이며, 이 시스템에서는, 증폭기-스피커 시스템에 의해, 악기 및 일부 음성주파수 사운드에서 고주파 고조파의 대부분을 포함하고 있는 급상승 초기 천이 파면을 충실하게 재생할 수 있으며, 급상승 초기 천이 파면과 그후에 중간 및 저주파수를 정확한 순서로 인간의 귀에 전달하여, 그 결과, 천이 왜곡 마스킹을 완전히 극복하고, 첫번째 재생된 사운드를 종래기술의 시스템에서와 같이 "인공적"이거나 "녹음된"사운드와는 다르게 완전히 "생생하고 자연적인"사운드로 감지할 수 있다.

본 발명의 다른 목적은 중간 주파수에 비해 180°만큼 큰 위상앞섬을 고주파수에 제공하여, 중간 주파수를 듣기전에 고주파수 고조파 및 천이를 귀에 설정하여, 그 결과, 고주파수가 중간주파수에 의해 마스크되지 않도록 한 특징을 갖는 증폭기 부하 보정 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명은 다른 목적은, 저주파수의 위상이 지연된 부하 전류를 공급하여 스피커 응답 곡선 400㎐ 이하의 큰 공진부의 입상하는 슬롭 영역에서 스피커의 통상 위상앞섬을 보상하는 증폭기 부하 보정 시스템을 제공하는 것이며, 이러한 저주파수 위상보상에 의해서 저주파수 사운드 성분에 의한 고주파수 고조파의 마스킹을 피할 수 있다.

본 발명의 또다른 목적은 전형적인 콘덴선 마이크로폰의 20 내지 25μS입상 시간보다 상당히 빠른 부하전류 입상시간을 발생하여, 사운드 생성단에서의 손실을 보상하고, 동시에 이러한 콘덴서 마이크로폰에 의해 얻어진 급상승 초기 천이 파면에서 고주파수 고조파 성분을 재생할 수 있는 증폭기 부가 보정 시스템을 제공하는것이다.

본 발명의 다른 목적은, 신속한 입상 시간 및 위상 보정을 제공하고, 동시에 통상의 미약한 스피커 임피던스 곡선을 보정하여 400㎐에서 20KHz까지의 고주파수 범위와 400㎐에서 20KHz 이하까지의 저주파수 범위에서의 전력 출력 응답을 보상하는 증폭기 부하 보정 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 특정한 목적은, 실부하의 특성 모델로서 동작하는 기준부하에서 보정신호를 발생하는 증폭기 부하 보정 시스템을 제공하는 것이며, 이러한 기준부하는 실제 구동된 부하와는 완전히 분리 독립되어 있다. 또다른 목적은 실스피커 부하의 인덕턴스의 등가모델로서 작용하며 또한 스피커 부하의 기계적 관성의 아나로그 모델로서 작용하는 기준 부하에서 보정 신호를 발생하는 증폭기 부하 보정 시스템을 제공하는 것이며, 상기 시스템은 충분한 보정 진폭을 제공하여 실스피커나 스피커 시스템의 유도성 리액턴스 및 관성에 의한 통상의 악영향을 동시에 보정한다. 동일하게, 상기 기준 부하가 실스피커 시스템 부하의 캐패시턴스의 등가 모델로서 작용하고, 동시에 스피커 시스템의 컴플라이언스 및 관련된 개방 에어콘 공진의 아나로그 모델로서 작용하여 이들 스피커 특성을 보정 하는 기준부하 증폭기 보정 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은, 실제 구동된 부하로부터 보정 신호를 인출하는 대신에 기준 또는 모델 부하로부터 보정 신호를 인출하여서 거의 완전한 즉 이상적입 부하에 의해서 보정을 행하여 보정된 변환기 출력을 프로그램의 거의 완전한 재생으로 할 수 있는 증폭기 부하 보정 시스템을 제공하는 것이다.

또한 관련 목적은 실제 구동된 부하에서 완전히 분리하여 독립된 기준 또는 모델 부하를 사용하여, 실부하에서의 임피던스 급상승 및 급강하와 같은 예기치 못한 불안정성에 의해서도 제한되거나 왜곡되지 않는 보정 신호를 공급하는 증폭기 부하 보정 시스템을 제공하는 것이다.

다른 관련 목적은, 실제 구동 부하와는 독립적으로 기준 또는 모델 부하를 사용하여서, 크로스오버 네트워크를 갖는 다수의 스피커나 분배 라인 시스템과 같은 다중 스피커 시스템에 접속하여 사용할 수 있는 증폭기 부하 보정 시스템을 제공하는 것이며, 상기 다중 스피커 시스템은 실구동 부하를 통한 전류를 프로그램 신호와 비교하는 종래 시스템에서는 보정을 행함에 있어 혼동된 기준을 제공할 수도 있다.

본 발명의 다른 목적은 전치증폭기로부터의 입력잭(input jack)과 전력증폭기로의 출력 잭만을 사용하여 어떠한 증폭기-스피커 시스템에서도 훅업(hook up) 하기가 특히 용이한 증폭기 부하 보정 시스템을 제공하는데, 이 시스템에서는 실구동 부하의 부하 전류를 감지하기 위한 시스템이 필요로 하는 구동 부하로의 추가 코넥션은 필요로 하지 않는다.

본 발명의 다른 목적은 기준부하가 인덕터 및 캐패시터 성분과, 이들 성분을 시뮬레이트(simulate)하는 회로를 포함하며, 이들 성분값은 기준부하로 표시된 실구동 부하의 대응하는 인덕턴스와 캐패시턴스 특성값보다 훨씬 크며, 기준부하를 통하는 전류와 기준부하를 구동하는데 필요한 전력을 최소로 하는 특징을 갖는 기준부하 증폭기 보정 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 고주파수, 중간주파수 및 저주파수를 세개의 독립된 채널로 완전히 분리하여 약 20㎐에서 20KHz까지는 거의 평편하도록 진폭을 서로에 대하여 조정할 수 있는 특징을 갖는 증폭기 부하 보정 시스템을 제공하는 것이다. 관련된 목적은 고주파수와 중간주파수간에 자동 평형 유지 시스템을 제공하여, 고주파수의 평균 진폭이 중간 주파수의 평균 진폭에 비해서 증가 또는 간소하면, 고주파수 채널의 이득은 각각 자동적으로 감소 또는 증가하여, 프로그램에서 불평형이 발생할 수 있음에도 불구하고 고주파수 및 중간 주파수 채널의 진폭을 평형 유지할 수 있는 보정 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명에 의하면, 인덕터 및 캐패시터 성분, 또는 이러한 성분을 시뮬레이팅하는 회로를 포함하는 기준 부하에 프로그램 신호를 인가하여 고주파수 및 저주파수 보정 신호 성분 각각을 발생시킨다. 기준부하의 이들 인덕터 및 캐패시터 성분(또는 이들의 시뮬레이션)을 적합하게 동조시킴으로써 서로 상쇄되어 대부분의 스피커 또는 스피커 시스템의 약 400㎐ 공칭 임피던스의 주파수에서 시스템으로부터 제로(0) 보정 신호가 공급되며, 기준부하의 인덕터 성분(또는 인덕터 성분의 시뮬레이션)은 약 400㎐에서 약 20KHz까지의 주파수에 대해서는 고주파수 보정 신호를 발생하고, 기준부하의 캐패시터 성분(또는 캐패시터의 성분의 시뮬레이션)은 약 400㎐에서 약 20㎐ 이하까지의 주파수에 대해서는 저주파수 보정 신호를 발생한다.

본 발명의 이하 설명 및 첨부된 청구범위의 기술을 편리하고 간결하기 위해서, 본 발명의 여러 구성에서는, 기준부하 성분으로서 인덕터 또는 캐패시터를 시뮬레이팅 하는 회로를 실제 인덕터 및 캐패시터 대신에 사용할 수 있으므로, "인덕터 성분", "인덕터 성분 수단", "캐패시터 성분", "캐패시터 성분 수단"이란 용어는 실제 및 시뮬레이트된 인덕터 및 캐패시터 성분을 의미하는 것으로 규정된다.

본 발명의 일부 구성에 있어서는, 기준부하는 고주파수 및 저주파수 보정 신호 성분을 함께 발생하는 단일의 직력 동조된 인덕터-캐패시터 회로이다. 본 발명의다른 구성에 있어서는, 독립된 고주파수 및 저주파수 채널을 사용하고 있으며, 고주파수 채널은 인덕터 기준부하 성분이 포함되며 저주파수 채널에는 캐패시터 기준부하 성분이 포함되어 있다. 고주파수 채널 및 저주파수 채널의 보정 신호 출력을 가산 증폭기에서 프로그램 신호와 결합하여 전력증폭기에 공급함으로써 실부하가 구동되어진다. 다른 독립적인 프로그램 신호 채널과 함께 상기 독립된 고주파수 및 저주파수 보정 신호 채널을 사용하면, 고주파수 및 저주파수의 진폭을 프로그램 신호와 선로에 대해서 독립적으로 조정할 수 있으므로, 실부하를 구동시키는 전력증폭기에는 신호가 최적의 상대 비율로 공급될 수 있다.

본 발명의 일부 구성에 있어서는, 고주파수 및 저주파수 채널의 인덕터 및 캐패시터 성분을 간단한 RC(저항 및 캐패시터) 이상 회로망)오디오 스펙트럼의 고주파수 및 저주파수 부분의 위상을 적당한 방향으로 시프트시키는 한편 주파수에 대한 진폭 응답 특성을 나타냄)으로 하여, 유도성 및 용량성 리액턴스와 부하관성에 의해 생겨나는 부하의 악영향을 거의 완전하게 보상할 수 있다. 이것은 고주파수 채널에서 특히 유용한데, 이러한 이유는, 소형이며, 저렴한 RC회로형의 인덕터 성분을 실쵸크 대신에 사용할 수 있어서, 대형이며, 고가인 쵸크 인덕터를 시스템에서 제거할 수 있으며, 본 발명의 부하 보정회로를 소형의 하이브리드IC(집적 회로)칩으로 실현가능하기 때문이다.

고주파수, 중간주파수 및 저주파수 채널이 독립적으로 구성되어 있는 본 발명의 구성에 있어서는 고주파수의 평균 진폭과 중간주파수의 평균 진폭 사이의 진폭 불평형을 검출하여 고주파수의 평균 진폭을 자동적으로 재조정하여 고주파수와 중간주파수간의 평형을 재설정한다. 이러한 자동적인 재조정은 검출기 및 가산 시스템에 의해서 달성되며, 상기 시스템에서는, 부(negative) DC 출력 검출기에 의해 고주파수 채널의 신호를 감지하여 이 신호의 DC 전압 아나로그를 발생하고, 정(positive) DC 출력 중간 검출기에 의해 중간 채널의 신호를 감지하여 이 신호의 DC 아나로그를 발생하고, 이들 두 검출기의 마이너스 및 플러스 DC 출력을 가산 증폭기에서 결합시켜, 이것의 DC 출력에 의해 가변 저항이 자동적으로 조정되어 소망하는 고주파수 채널의 이득이 재조정된다.

독립된 고주파수, 중간주파수 및 저주파수 채널을 갖는 본 발명의 한 구성에 있어서, 고주파수 및 중간주파수 채널중 하나는 중간주파수에 비해 고주파수에 180°위상앞섬을 제공하는 반전기를 구비하여, 중간주파수를 듣기전에 귀에 고주파수 고조파 및 천이를 설정함으로서, 고주파수가 중간주파수에 의해 거의 완전하게 마스크되지 않게 된다.

본 발명의 다른 구성에 있어서, 두 채널을 이용하여 프로그램 신호에 대하여 보정 신호의 조정을 행하며, 고주파수 및 저주퍄수 보정 성분 모두를 포함하는 보정 신호는 어느 한 채널에서 발생되며, 이 채널에서는 프로그램 신호가 상쇄되어 보정 신호를 독립적으로 조정할 수 있으며, 다른 채널은 직접 프로그램 신호 채널이다. 조정된 보정 신호 및 프로그램 신호를 가산 증폭기에서 결합하여, 전력증폭기에 공급함으로써 이 증폭기는 실부하를 구동시키게 된다.

본 발명의 일부 구성에 있어서는, 기준부하를 통하는 전류를 감지하고, 기준부하 전류를 나타내는 전압궤환 신호를 차동 연산증폭기(또는 독립된 고주파수 및 저주파수 보정 채널을 사용하고 있으면, 독립된 차동 연산증폭기)에서 프로그램 신호 전압과 비교하여, 프로그램 신호와 함께 전력증폭기에 공급되어질 보정 신호를 발생시킨다. 본 발명의 다른 구성에 있어서는, 기준부하의 인덕터 성분을 제공하고 있으며 기준부하의 인덕터 및 캐패시터 성분 각각을 보정 신호 성분이 인출되어지는 독립된 채널 분압기 회로망에 제공하는 것이 적합하며, 독립적으로 조정가능한 보정 신호를 가산 증폭기에서 프로그램 신호와 결합하여 실부하를 구동시키는 전력증폭기에 공급한다.

본 발명의 상기 및 다른 목적들은 첨부된 도면을 참조하면서 이하의 설명에서 상세히 기술하고자 한다.

제 1 도는 본 발명의 기준부하 증폭기 보정회로 또는 시스템의 제 1 구성을 도시하는 회로도이다. 제 1 도에서 도시된 기준부하 보정회로는 통상의 기존 전력증폭기 및 스피커 성분일 수 있는 전력증폭기 및 스피커 부하와 동작적으로 관련하여 도시되어 있다. 비록 이러한 전력증폭기 및 관련된 부하가 제2 내지 제 9 도에서 도시된 본 발명의 다른 회로 구성에서는 도시되지 않았지만, 제 1 도의 회로 구성과 같은 방법으로 제 2 도 내지 제 9 도에서 도시된 본 발명의 다른 회로 구성 각각의 출력단자에는 전력증폭기 및 부하가 접속되어 있다는 것에 주목해야 한다.

제 1 도에서 도시된 기준부하 보정회로 또는 시스템(10)은 입력단자 및 출력단자(12 및 14)를 각각 포함한다. 입력단자(12)는 일반적으로 통상의 최신 기술 전치증폭기를 포함하고 있는 프로그램 소스에 전기 접속되어 있다. 보정회로의 출력단자(14)는 통상의 최신 전력 이득 블럭일 수 있는 전력증폭기(18)의 입력단자에 접속되어 있다. 적합한 증폭기 전력을, 본 발명의 기준부하 보정회로(10)에서 사용하여 부하 변환기의 출력을 넓은 주파수 대역에 걸쳐서 보정회로(10)의 프로그램 입력의 파형 및 위상과 거의 완전하게 정합시키도록 하기 위해서는 전력증폭기(18)는 적어도 약 20의 전력 이득을 갖는 것이 적합하다. 또한, 전력증폭기가 어떠한 유형의 파형 왜곡도 전혀 발생시키지 않도록 하기 위해서는, 증폭기의 주파수 응답은 약 20㎐에서 약 20KHz까지(정전압 모드로) 거의 평편한 것이 적합하다.

본 발명의 기준부하 보정회로(10)를 통상적으로 전치 증폭기와 전력증폭기 사이에 접속하고 있지만, 프로그램 소스에서 전력증폭기까지의 성분 라인의 어떠한 위치에도 배치될 수 있다는 것은 말할 필요도 없다.

본 발명의 기준부하 보정회로는 임의 증폭기 구동형 부하의 결함 및 부족량을 보정할 수 있으므로, 전형적인 부하로는 하이파이(hi-fi), 텔레비젼 또는 라디오 셋트에서 찾아볼 수 있는 것과 같은 스피커 부하이다. 이 스피커 부하는 제 1 도에서 개략적으로 도시된 스피커(20)와 같은 단일 스피커이거나, 또는 크로스오버(cross-over) 네크워크를 갖는 다중 스피커로 할 수 있다. 본 발명의 기준부하 보정회로는, 채널이 다중화된 전력이 모노랄(monaural) 출력에 대해 서로 브릿지 접속되어 있는 다중 채널 증폭기 시스템의 부하 보정회로에 적합하다. 본 발명의 기준부하 보정회로는 때때로 극장에서 사용되는 다수 스피커의 분배 라인 시스템(예를들면, 70V)의 부하 보정에 유용하다. 본 발명의 기준부하 보정회로를 사용하고 있는 모든 다중 스피커 시스템에서, 본 발명의 회로는 이 시스템에서 다수 스피커 각각에서의 전기적(리액턴스) 및 기계적(관성) 결함을 거의 완전하게 보정한다.

보정회로는 입력단자(12)에 공급된 프로그램 신호는 전압 신호이며, 이 신호는 음악, 음성 또는 이것을 포함한 다른 프로그램 정보에 따라 파형이 변화하는 신호이다. 본 발명의 기준부하 보정회로 또는 시스템(10)을 사용하고 있지 않은 정전압 전력증폭기(18)에서 증폭된 후 이러한 가변 파형 프로그램 신호는 스피커 장치 부하(20)의 높은 유도성 리액턴스, 기계적 관성 및 개방 에어콘 공진으로 인하여 진폭 및 위상이 심하게 왜곡될 수 있다.

입력 프로그램 신호는 입력단자(12)에 도체(22)를 통하여 평형 차동 연산증폭기(26)의 비반전 입력(24)에 공급된다. 연산증폭기(26)의 출력(28)은 보정회로 출력단자(14)에 접속되고, 또한 본 발명의 기준부하(30)의 한 측단에도 접속된다. 기준부하(30)의 다른 측은 감지점에 접속되고 감지 저항(34)을 통하여 접지된다. 감지저항(34)은 기준부하(30)를 통하는 전류를 감지하여 감지점(32)에서 궤환 전압 신호를 발생한다. 이러한 궤환 전압 신호는 도체(36)를 통하여 차동 연산증폭기(26)의 반전 입력(38)에 궤환 공급된다.

기준부하(30)는 직렬로 접속된 인덕터 성분(40)과 캐패시터 성분(42)으로 구성되어 있다. 인덕터 성분(40)은 기준부하(30)를 통하는 전류의 위상을 입력장치(12)와 연산증폭기 출력(28)에서의 프로그램 신호의 위상에 비해서 지연시키고, 기준부하(30)를 통하는 전류의 위상을 입력단자(12) 및 연산증폭기 출력(28)에서의 프로그램 전압 신호에 비해서 진상시킨다. 인덕터 성분(40) 및 캐패시터 성분(42)의 값은 기준부하 회로(30)가 약 400Hz에서 직력 동조되도록 적합하게 선택되어 있으므로, 기준부하 보정회로(10)는 스피커 시스템의 통상 400㎐ 정격 임피던스점에 접합되어 있다. 기준부하 회로(30)를 약 400㎐로 동조시키는 것은, 인덕터 성분(40) 및 캐패시터 성분(42)의 리액턴스는 상기 주파수에서 상쇄되는데, 즉 인덕터 성분(40) 및 캐패시터 성분(42)의 위상 시프팅 현상은 상기 주파수에서 상쇄되는 것을 의미한다. 따라서, 기준부하 회로에서는 아주 적은 값의 인덕터 성분(40)의 저항 임피던스만이 남아 있는다.

입력단자(12)에서 차동 연산증폭기(26)의 비반전입력(24)까지의 입력에는 동일값을 갖는 한쌍의 저항(44 및 46)으로 구성된 입력 회로망을 포함하고 있다. 동일하게, 감지점(32)에서 연산증폭기(26)의 반전 입력(38)까지의 궤환 회로에는 값이 서로 동일하며 또한 입력 회로망 저항(44 및 46) 각각의 값과 동일한 한쌍의 저항(48 및 50)으로 구성되는 궤환 회로망을 포함하고 있다. 이들 입력 회로망 저항 및 궤환 회로망 저항의 값이 동일함에 의해서 차동 연산증폭기(26)는 400㎐ 프로그램 신호에 대해 전달 이득 1을 갖게 되며, 이 때문에 기준부하(30)를 통하는 부하 전류는 최대값을 갖거나, 또는 실제 일직선으로 되며, 감지점(32)에서의 궤환 전압 신호도 또한 접지 이상의 최대값을 갖는다. 차동 연산증폭기(26)가 전달 이득 1을 갖게 됨으로써, 일부 종래 시스템에서 문제로 되었던 증폭 라인으로의 검출가능한 잔류 배경 잡음의 유도는 초래되지 않게 된다.

연산증폭기(26)의 두 차동 입력에는 도체(22 및 36)를 통하여 프로그램 및 궤환 신호가 연속적으로 공급되므로, 차동 연산증폭기(26)는 기준부하(30)를 통하는 전류와 입력 프로그램 전압을 진폭 및 위상에 대하여 연속적으로 비교함으로써, 연산증폭기 출력(28)에는 증폭된 프로그램 신호 이외에도 보정신호가 연속적으로 발생된다. 이러한 보정 신호는, 400㎐로부터의 프로그램 주파수의 변동에 의해 생겨나는 인덕터 성분(40) 및 캐패시터 성분(42)에 있어서도 위상 시프트 및 리액턴스 값의 변화를 연속적으로 또한 순시적으로 보정할 수 있으며, 이러한 변동은 아무리 심하더라도 보정회로(10)의 대역폭내에 존재한다. 이러한 보정은 위상 및 진폭에 대해 매우 완벽하고 매우 순시적으로 행해지므로, 감지점(32)이 마이너스 프로그램 전압을 표시하는 록 솔리드(rock-solid) 정전류점으로서 설정되어진다.

프로그램 신호 주파수 성분이 기준부하(30)의 400㎐로 직렬 동조된 값에서부터 상승하면, 기준부하 인덕터 성분(40)의 리액턴스가 대응하게 증가되어 감지 저항(34)을 통하는 전류는 감소되고, 감지점(32)에서의 궤환 전압 레벨로 대응하게 감소되고, 차동 연산증폭기(26)의 출력(28)의 보정신호 성분도 또한 대응하게 증가된다. 동일하게, 기준부하(30)를 400㎐ 이하로 동조시키면, 기준부하 캐패시터 성분(42)의 리액턴스가 증가하여 차동 연산증폭기(26)의 출력(28)의 보정신호 성분값이 증가한다. 그 결과로서, 보정신호 진폭 대 주파수의 플로트는 종래의 스피커 리액턴스 곡선과 동일한 곡선을 그리게 된다. 보정 신호에 대한 이러한 곡선은 제10도에서 도시되고 스피커 리액턴스에 대한 곡선은 제11도에서 도시되며, 이들 곡선에 대해서는 이후에서 보다 상세히 기술될 것이다. 각각의 기준부하 인덕터 성분(40) 및 캐패시터 성분(42)과 병렬로 저항(52 및 54)이 접속되어 있다. 이들 저항(52 및 54)을 조정하여 리액턴스(40 및 42)의 상한값을 설정할 수 있으며, 따라서 보정 신호의 진폭 대 주파수 곡선의 상한값을 설정할 수 있으며, 이 곡선은 보정회로(1)의 대역폭의 상측 및 하측 주파수단에 근사한 것이다. 감지 저항(34)에서 선택된 값에 의해서, 보정 신호의 곡선 경사를 결정한다.

연산증폭기(26)의 출력(28)에서의 보정 신호 성분이 기준부하(30)에 공급될 뿐만 아니라, 동시에 보정회로 출력단자(14)에 공급되며, 따라서 프로그램 신호와 함께 전력증폭기(18)의 입력단자(16)에 공급되는 것에 주목할 필요가 있다. 전력증폭기(18)에서 보정 신호를 증폭함에 의해 이 보정 신호에 필요한 전력이 제공되어, 유도성 및 용량성 리액턴스와 스피커 또는 스피커 시스템의 콘 공진에 의해 야기될 수 있는 진폭 및 위상 왜곡과, 스피커의 관성 및 특히 자기 스피커 코일의 질량에 의해 야기될 수 있는 기계적인 왜곡을 거의 완전하게 보정할 수 있다.

보정 신호를 발생하기 위해 사용된 부하(30)를 상기에서는 기준부하로서 명명하였지만, 합성(synthetic)부하, 팬텀(phantom)부하, 등가부하, 시뮬레이티드부하, 모델부하, 또는 인공적(artifical)부하로서도 적합하게 명명할 수 있다.

비록 기준부하(30)이 인덕터 성분(40) 및 캐패시터 성분(42)이 전형적인 시스템 부하를 표시하는 상대값을 갖더라도, 이러한 값은 실제 스피커 시스템에서 대응하는 값보다 몇배 큰 값을 갖는 것이 적합하여, 이것에 의해 전류-감지저항(34)의 값을 대응하게 증가시킬 수 있다. 기준부하(30)의 회로 성분과 감지저항(34)이 이와 같이 높은 값을 가지면, 본 발명의 제 1 도의 구성에 있어서 전력증폭기인 차동 연산증폭기(26)를 저전력증폭기 칩으로 할 수 있다. 그러나, 기준부하(30)의 인덕터 성분(40) 및 캐패시터 성분(42)을 실제 스피커 시스템 부하를 정확하게 표현하기 위한 비를 가지므로, 기준부하(30)에 의해 발생된 보정신호는 어떠한 스피커 부하 시스템에도 적합하여, 스피커 시스템의 전기적 및 기계적인 결함을 거의 완전하게 보정할 수 있다.

제 1 도의 기준부하 보정회로(10)는 전류 동작형 시스템이므로, 따라서 약 10KΩ(10,000Ω) 이상의 부하를 필요로 하는 고출력 임피던스를 포함하고 있다. 이 회로(10)는 제 2 도에서 도시된 바와 같은 전압증폭기의 회로를 변경함으로써 해결될 수 있으며, 제 2 도의 회로에서는 약 2KΩ(2,000Ω) 정도의 부하를 필요로 한다.

제 2 도에서는 도시된 기준부하 보정회로(10a)는 두 궤환 회로망 저항을 사용하지 않는다는 점에서 기본적으로 제 1 도의 회로와는 다르다. 제 1 도의 입력 회로망 저항을 포함할 수는 있지만 필요로 되는 것은 아니다. 다른 방법으로, 제 1 도에서 전압증폭기 형태의 회로성분은 전류증폭기 형태의 회로성분과 동일할 수 있다. 따라서 프로그램 신호가 입력단자(12a)에서 공급되어 도체(22a)를 통하여 평형 차동 연산증폭기(26a)의 비반전 입력(24a)에 공급된다. 연산증폭기(26a)의 출력(28a)은, 실부하를 구동하는 전력증폭기의 입력으로서 회로(10a)의 출력단자(14a)와, 기준부하(30a)의 한 측에 접속되어 있다. 기준부하(30a)는 직렬 접속된 인덕터 성분(40a)과 캐패시터 성분(42a)을 포함하며, 이들 성분은 제 1 도에서의 대응 회로 성분값과 동일값을 가지며 약 400㎐에서 직렬 동조되어 있으며, 또한 기준부하(30a)는 인덕터 성분(40a) 및 캐패시터 성분(42a)과 병렬 접속된 조정식 분로저항(52a 및 54a)을 각각 포함하고 있으며, 이들 저항은 제 1 도에서의 대응 회로 성분과 같은 목적으로 작용한다. 기준부하(30a)의 다른측은 감지저항(34a)에 접속된 감지저항(32a)과, 도체(36a)를 통하여 차동 연산증폭기(26a)의 반전입력(38a)에 접속되어 있다. 전류증폭기 대신에, 출력 부하 조건이 감소된 전압증폭기의 형태인 것을 제외하고는 제 2 도에서 도시된 기준부하 보정회로(10a)는 제 1 도에서 도시된 기준부하 보정회로(10)와 같은 동일하게 동작하여 동일한 결과가 얻어진다.

제 1 도 및 제 2 도의 차동 연산증폭기(26 및 26a) 각각은 전압 궤환없이 가변 이득 증폭기로서 구성되어, 본 발명의 보정 신호를 연속적으로 변화시킬 수 있다는 것에 주목할 필요가 있다.

대부분의 악기 사운드에는, 이 사운드의 고주파수 고주파의 대부분을 포함하는 초기의 급상승 천이 파면으로 특징되는 샤프한 어택(attack)이 포함되어 있으면 이와 같은 급상승 사운드의 파면은 기본 주파수에 따른 반복 비율로 발생된다. 인간의 귀로 이러한 사운드의 전체 스펙트럼을 듣기 위해서는, 처음에 높은 부분을 그리고 나중에 기본 사운드를 들을 필요가 있다. 이러한 순서로 들으면 시운드 성분 모두를 들을 수 있어서, 이전에 처리된 대부분의 사운드와 같이 "인위적" 또는 "녹음된"사운드로 인식되지 않고 완전하게 "자연적"사운드로 인식할 수 있다. 종래 기술의 증폭기/스피커 시스템에서 근본적인 문제점은 스피커 시스템의 리액턴스 및 기계적 관성으로 인하여, 스피커가 기본 주파수의 각 사이클의 개시에서 충분히 빠르게 가속하지 못하여, 중간주파수 및 저주파수 스피커에 의해 재생되기 전에 고주파수 고주파 대부분을 포함하고 있는 급상승 파면 또는 초기 천이를 재생하게 되고, 그 결과 고주파수 고주파 대부분이 저주파수에 의해 마스킹되어 버린다. 전형적으로, 이러한 마스킹에 의해 사운드의 고주파 성분이 약50%까지 손실되어 버린다. 따라서, 종래의 증폭기/스피커 시스템에서, 음악 리얼리티(reality)에 더해지는 벨(bell), 차임(chime) 등과 같은 "틴클리(tinkly)"사운드가 손실된다. 이러한 스피커 왜곡 영향을 받는다면 음성의 음질까지도 모음(vowel)사운드에 대해서 변질되어 버린다. 종래 기술 시스템에서 사운드의 고주파수 고조파 성분의 이러한 마스킹을 통상 "천이 왜곡"이라 하며, 증폭기/스피커 시스템에서의 고유 결합으로서 종래 기술에서는 단순하게 받아 들여져왔다.

이러한 천이 왜곡 문제점을 거의 완전하게 해결하기 위해서는, 증폭기는, 입상시간을 약 10㎲이하로, 400㎐의 크로스오버 주파수에서 약 20KHz까지의 모든 주파수의 위상 지연을 0로 스피커 시스템을 구동할 필요가 있다. 본 명세서에서 사용된 "임상 시간"이란 용어는 완전한 사인파 사이클의 최초 입상하는 1/4시간 기간을 의미한다. 따라서, 10μS의 입상시간은 25KHz의 주파수와 등가이다.

본 출원인은, 고주파수 고조파가 저주파수 및 중간주파수에 비해 진상이 되게함으로써 고주파수 고조파가 마스크되지 않는 정도가 크다는 것을 발견하였다. 이것은 제 9 도에서 도시된 회로로 달성되며, 이 회로에 관하여는 이후에는 상세히 기술될 것이다.

제 1 도 및 제 2 도의 기준부하 보정회로(10 및 10a)의 실험적인 모형(prototypes)에서는, 약 5 내지 10μS의 입상시간을 나타내어, 이들 회로는 약 50KHz에서 약 25KHz의 대역폭을 갖고 있다. 약 5 내지 10μS의 이와 같은 급상승 시간에 의해, 제 1 도 및 제 2 도의 기준부하 보정회로는 약 10KHz까지는 부하에서 완전한 위상 보정을 행하고 약 20KHz까지는 부하를 동상으로 유지할 수 있지만, 어떤 경우에 있어서는 제 1 도 및 제 2 도의 모형 회로는 20KHz에서 약간의 위상 지연을 나타낸다. 400㎐ 크로스오버 주파수에서 20KHz를 포함하는 고주파수 스펙트럼 까지의 모든 주파수에 대해 약간의 위상 앞섬을 제공하는 것이 적합하다. 이것은 약 5μS보다 길지 않은 적합하게는 약 2 내지 5μS의 입상시간을 필요로 하며, 이것은 이후에서 기술된 바와 같이 본 발명의 다른 구성으로 달성된다. 이러한 약간의 위상앞섬에 의해, 스피커 시스템의 실제 음향 출력은 최소한 동상으로써 최초에는 고역부분 다음에는 낮고 무거운 고조파 성분 및 기본 사운드가 정확한 순서로 재생된다.

비록 대부분의 스피커 시스템에서는 제 1 도 및 제 2 도의 회로에서 얻어진 부하 보정이 우수한 것으로 입증되었더라도, 보다 높은 주파수에서는 상기 회로로부터 얻을 수 있는 보정량에는 실질적인 제한이 있는 것으로 보인다.

이것은 기준부하(30 또는 30a)의 인덕터(40 또는 40a)와 분로인 가변저항(52 또는 52a)의 값이 상승하여 인덕터 회로의 Q값이 상승할때, 입상시간과 위상보정은 약간 손상되어지는 것으로 보이며, 또한 부자연스러운 선명성(brightness)가 사운드의 일부 형태로 도입되는 것으로 보인다는 사실로써 증명된다.

제 1 도 및 제 2 도의 기준부하 보정회로에서 나타나는 다른 경미한 문제점으로서는 이들 회로가 전체 출력에 대하여 약 0.8%의 정도의 고조파 왜곡을 나타낸다는 것이다. 그러나, 제 1 도 및 제 2 도의 회로에서는 입상시간, 위상 및 고조파 왜곡 제한이 보통의 청취자에 의해 가청될 수 있는지 아닌지는 의문시된다.

제 4 도에 도시된 기준부하 보정회로 또는 시스템에 의해서, 프로그램 신호에서 보정 신호를 분리할 수 있으므로, 이 보정 신호를 프로그램 신호에 관련하여 소망하는 정도까지 증폭할 수 있으며, 그리고 다시 프로그램 신호와 함께 보정 신호를 결합할 수 있으며, 반면에 제 5 도 내지 제 9 도의 부하 보정회로 또는 시스템에 의해서, 400㎐ 크로스오버 주파수 이상과 이하의 고주파와 저주파 부하 보정을 행하는 회로 부분이 분리되어진다. 제 4 도 내지 제 9 도의 보정회로에 대한 이와 같은 특징에 의해, 보다 높은 주파수의 보정량을 조정할 수 있으며, 따라서 입상시간을 약 2 내지 5μS의 범위내로 단축할 수 있고, 400㎐의 크로스 오버 주파수 보다 약간 높은 주파수에서 약 20KHz의 스펙트럼의 상단 끝부분까지 약간의 위상앞섬을 제공할 수 있으며, 이 보정 신호를 충분히 증폭할 수 있으므로, 스피커 리액턴스와 스피커 관성을 거의 완전히 극복할 수 있다.

제 4 도 내지 제 9 도의 회로에 대한 상세한 설명을 설명하기 전에, 제 1 도 및 제 2 도의 보정회로와 동일한 기준부하 보정회로의 제 3 구성에 대해 기술하고자 한다. 제 3 도에 도시된 회로(10b)에서는, 입력단자(12b)에 인가된 프로그램 신호는 저항(44b 및 46b)으로 구성된 입력저항 회로망을 통하여, 평형 가변 이득 차동 연산증폭기(26b)의 비반전 입력에 공급되며, 이 증폭기(26b)는 프로그램 전압 신호와 보정 전압 신호가 나타나는 출력(28b)을 갖고 있다. 연산증폭기(26b)의 출력(28b)과 비반전 입력(38b) 사이에는 통상의 궤환저항(56)이 접속되어 있다. 프로그램 신호와 보정신호의 결합신호가 보정회로(10b)의 연산증폭기 출력(28b)에서 출력단자(14b)로 공급되며, 출력단자(14b)는 제 1 도에서와 동일한 방법으로 주(main) 부하를 구동시키는 전력증폭기의 입력에 접속하도록 되어 있다. 제 3 도의 회로는 저전력의 전류증폭기 칩을 사용한다는 점에 있어서는 제 1 도의 회로와 동일하지만, 제 3 도에서는 기준부하(30b)를 구동시키기 위해 독립된 연산증폭기(58)를 사용하고 있다. 증폭기(58)의 비반전 입력(60)에서는 시스템 출력(14)에 공급된 것과 동일한 차동증폭기 출력(28b)으로부터 나온 프로그램 신호와 보정신호의 결합 신호를 수신한다. 저전력증폭기(58)는 입력저항(62)과, 저항(64,66)으로 구성된 궤환 회로망을 포함하고 있다. 기준부하(30b)의 한측에는 증폭기(58)의 출력(68)이 접속되어 있으며, 다른측에는 감지점(32b)이 접속되어 있다. 감지점(32b)과 접지사이에 접속된 감지저항(34b)은 기준부하 전류를 나타내는 궤환 전압 신호를 발생한다. 기준부하(30b)와 그 전류-감지저항(34b)은 제 1 도 및 제 2 도에 도시된 회로의 대응하는 회로 성분과 동일하며, 동일한 전압 궤환 신호를 발생한다.

제 3 도의 시스템과, 제 1 도 및 제 2 도의 시스템 사이의 근본적인 차이점으로서는, 제 3 도의 시스템에서는 부하 보정 신호가 프로그램 신호 라인의 차동 증폭기에 발생되지 않고, 그 대신에 차동 연산증폭기(26b)와 동일한 평형차동 연산증폭기인 독립된 차동증폭기(70)에서 발생된다는 점이다. 감지저항(34b) 양단에서 발생된 궤환 전압 신호는 저항(74 및 76)으로 구성된 입력 회로망을 통하여 차동 비교기(70)의 비반전 입력(72)에 공급된다. 따라서, 차동 비교기(70)의 비반전 입력(72)은 기준 부하 전류의 진폭과 위상을 연속적으로 나타내는 궤환 전압 신호를 수신한다. 차동 비교기의 반전 입력(78)은 저항(80,82)으로 구성된 입력 회로망을 통하여 프로그램 입력 단자(12b)에 접속되고, 반전 입력(78)은 입력 프로그램을 나타내는 전압 신호를 연속적으로 수신하게 된다. 따라서, 차동 비교기(70)의 출력(84)에서는 프로그램 전압과 궤환 전압간의 연속이며 순간적인 차동 비교를 나타내는 희망의 보정 전압 신호가 발생한다. 비교기 출력(84)과 이 보정 전압 신호는 가변 이득 차동 라인 증폭기(26b)의 반전 입력(38b)에 인가되어, 증폭기(26b)의 출력(28b)과 시스템 출력(14b)에서는 프로그램 전압 신호와 보정신호의 결합 신호가 나타난다.

제 4 도에서 도시된 기분 부하 보정회로(10c)는 제 2 도에서 기준 부하 보정회로(10a)와 동일한 회로 성분을 포함하여 프로그램 신호 전압과 결합된 보정 신호 전압이 초기에 발생되어 있다. 따라서, 입력단자(12c)에 공급된 프로그램은 평형차동 연산증폭기(26c)의 비반전 입력에 공급되고, 증폭기(26c)의 출력(28c)은 직렬 동조된 인덕터 성분-캐패시터 성분 회로인 기준부하(30c)의 한측에 접속되어 있다. 기준부하(30c)의 다른측은 제 2 도에서와 같이, 감지점(32c)에 접속되고, 기준부하 전류는 감지점(32c)에서부터 감지 저항(34c)을 통해 흐르게 되어 전류를 표시하는 궤환 신호가 발생되며, 이 궤환 신호는 도체(36c)를 통하여 차동 연산증폭기(26c)의 반전 입력으로 궤환되어진다.

제 4 도의 기준 부하 보정회로(10c)는 편의상 점선으로 둘러싸인 프로그램 신호 상쇄(cancel) 회로(86)를 포함하고 있다.

상쇄 회로(86)는 평형 차동 연산증폭기(88)를 포함하며, 이 증폭기(88)의 비반전 입력(90)에서는 차동증폭기(26c)의 출력(28c)에서부터 고정 저항(92)과 가변 저항(94)으로 구성된 입력 회로망을 통하여 정(positive)의 프로그램 신호 전압과 함께 보정 전압을 수신한다. 차동증폭기(88)의 반전 입력(96)은 감지점(32c)에서부터 입력 저항(98)을 통하여 부(negative)의 프로그램 전압을 수신한다. 가변 저항(94)을 조정하여 평형 차동증폭기(88)를 그 출력(100)에서 (400㎐에서) 0로 하여, 출력(100)에는 보정 전압원이 존재하는데, 즉 제10도에 도시된 보정 신호 진폭 대 주파수 곡선의 400㎐이상과 이하에서는 즉 보정 영역은 높은 슬롭과 낮은 슬롭만이 존재하게 된다. 이와 같이 분리된 보정 신호를 이득 제어 전위차계(102)를 통하여 주 프로그램 신호에 인가하여 가산 증폭기(104)에서 결합한다. 보정 신호와 프로그램 신호 모두는 가산 증폭기(104)의 반전 입력(106)에 공급되는데, 이 보정 신호는 입력 저항(108)을 통하여 공급되는 반면에, 프로그램 신호는 기준 부하 보정 회로(10c)와 프로그램 신호 상쇄 회로(86)를 통하지 않고 프로그램 입력 단자(12c)에서부터 도체(110)와 입력 저항(112)를 통해 직접 공급된다. 가산 증폭기(104)의 출력(116)과 입력(106)사이에는 궤환 저항(114)이 접속되어 있다. 가산 증폭기(104)의 출력(116)은 시스템의 출력 단자(14c)에 접속되어 있으며, 이 단자(14c)는 전력 증폭기와 실부하의 결합 장치에 접속하도록 되어 있다.

제 4 도의 보정 신호 분리형 보정회로는 제 1 도, 제 2 도 및 제 3 도의 기준 부하 보정 회로에 비해 여러 장점을 갖고 있다. 예를 들어, 상기 보정회로는 약 3μS의 개선된 입상 시간을 갖고있다. 제 4 도의 회로에서 발생된 보정신호에 의해 실부하를 통하는 부하전류는 400㎐의 크로스오버 주파수에서 20KHz까지 전 주파수에 대하여 소망하는 약간의 위상 앞성을 제공하여, 예기된 위상 앞성이 제공됨으로써, 스피커 시스템의 실제 음향 출력은 최소한 동상으로 되고 처음에는 상측 부분과, 그 다음에는 저주파수 고조파 및 기본 주파수를 정확한 순서로 재생하게 된다. 제 1 도 내지 제 3 도의 회로에 비하여 제 4 도의 회로의 중요한 장점으로서는, 보정 조정에 의해 입상시간이나 위상이 변화하지 않는다는 점이다. 이러한 점에 대해서 제 4 도의 회로에 의하여 보다 큰 보정량을 얻을 수 있다. 제 4 도의 기준 부하(30C)의 인덕터 성분회로 부분의 Q를 제 1 도 내지 제 3 도의 회로의 Q값의 대략 2배까지 취할 수 있는 것을 발견하였다. 상측 주파수 보정이 제 4 도의 회로에서 크게 행해지더라도, 실부하의 음향출력이 부자연스럽게 더 선명해지거나 더 강렬해짐이없이 음성의 음질과 벨, 챠임 및 심벌(cymbal)과 같은 기기의 고조파를 포함하는 틴클리 사운드를 정확하게 재생할 수 있다. 제 4 도의 회로는 가산 증폭기(104)의 출력이 부하에 감응하지는 않는 다른 장점을 갖고 있다. 제 4 도의 회로의 고조파 왜곡은 제 1 도 내지 제 3 도의 회로에서와 거의 동일하다.

제 5 도에서 도시된 기준 부하 보정 시스템은 독립된 고주파 및 저주파 기준 부하 보정 회로부(118 및 120)를 각각 포함하고 있으며, 이들 각각의 보정회로부(118 및 120)는 그 자신의 평형 차동 연산증폭기(122 및 124)를 갖고 있다. 프로그램 입력단자(12d)는 입력 저항(126)을 통하여 차동 증폭기(122 및 124) 각각의 비반전 입력에 접속되어 있다. 고주파 차동증폭기(122)는 인덕터 성분 기준부하(128)를 사용하고, 저주파 차동증폭기(124)는 캐패시터 성분 기준부하(130)를 사용하며, 이를 기준부하(128 및 130)의 크로스오버 주파수는 여전히 400㎐이다. 증폭기(122)의 출력(132)은 인덕터 성분 기준 부하(128)의 한 측에 접속되는 반면, 기준 부하(128)의 다른측에는 감지점(134)에 접속되어 있으며, 감지점(134)은 감지저항(134)과, 증폭기(122)의 반전 입력에 접속된다. 동일하게, 증폭기(124)의 출력(138)은 캐패시터 성분 기준 부하(130)의 한측에 접속되고, 기준 부하(130)의 다른 측에는 감지점(140)에 접속되어 있으며, 감지점(140)은 감지저항(142)과, 증폭기(124)의 반전입력에 접속된다.

독립된 고주파 및 저주파 보정신호를 각각의 증폭기 출력(132 및 138)에 공급하며, 이들 신호는 각각의 개별 이득 제어 전위차계(144 및 146)를 통하여 원(元) 프로그램과 결합되어 가산증폭기(104a)에 공급된다. 각각의 고주파 및 저주파 보정신호 이득 제어 전위차계(144 및 146)의 출력은 각각의 가산 저항(148 및 150)을 통하여, 가산 증폭기(104a)의 반전 입력(106a)에 접속되어 있는 가산 버스(152)에는 편평하고 왜곡되지 않는 완전한 프로그램 신호가 공급된다. 따라서, 독립적으로 조정 가능한 고주파 및 저주파 보정 신호를 가산버스(152)와 가산 증폭기(104a)에서 원 프로그램 신호와 결합한다. 가산증폭기(104a)의 출력(116a)과 반전 입력사이에 접속된 궤환 저항(114a)의 값은 결합된 신호 각각에 대하여 1:1이득이 각각의 가산 저항(148,150 및 154)과 동일한 값을 갖는다. 가산증폭기(104a)의 출력(116a)은 시스템 출력(14d)은 전력증폭기 및 부하 결합 장치에 접속되도록 구성되어 있다.

제 5 도의 회로는 고주파 및 저주파의 보정을 독립적으로 조정할 수 있는 특징 이외에도 급속한 입상시간 및, 제 4 도 회로에서 20KHz까지의 주파수 위상보다 약간의 위상 앞섬 특징을 갖고 있다. 제 5 도 회로의 보정 조정에 대해서는 위상 또는 입상 시간이 변화되지 않는것이 발견되었다. 고조파 왜곡은 약 0.4%로 저감되었으며, 이값은 상기 회로의 고조파 왜곡의 약 절반이다.

제 6 도에서 도시된 본 발명의 구성은, 제 5 도의 구성에서와 같이, 고주파수 보정채널, 저주파수 보정채널 및 그리고 직통(straight-through) 프로그램 신호 채널이 독립되어 있다. 제 6 도의 구성에서, 저주파수 보정채널과 프로그램 신호채널은 제 5 도의 회로와 동일하지만, 고주파수 채널은 분압기 인덕터 성분으로서 "능동(actove) 인덕터"를 사용하였으며, 이것에 의해서 본 발명의 이전의 구성예에서 고주파수 보정에 필요한 제한 신호를 공급하거나 또는 제한 신호와 입력 프로그램신호를 비교하여 과정을 필요로하지 않고도 고주파수 진폭 및 위상 보정 신호를 발생시킬 수 있다.

제 6 도에서, 프로그램 전압 신호가 프로그램 입력단자(12e)에 인가되어, 독립된 고주파수 및 저주파수 기준부하 보정회로부분(118 및 120a)에 각각 공급된다. 본 발명의 제 5 도의 구성과 같이, 저주파수 보정 회로부분(120a)은 평형차동 연산 증폭기(124a)를 포함하고 있으며, 이 증폭기(124a)에 의해 캐패시터 성분 기준부하(130a)가 구동되어 감지저항(142a) 양단간에는 필요한 저주파수 전압 제한 신호가 발생하고 이 전압 제한 신호는 평형 차동 연산증폭기(124a)의 반전 입력에 공급된다. 저주파수 보정신호는 차동 증폭기(124a)의 출력에서 이득 제어 전위차계(146a) 및 가산 저항(150a)을 통하여 가산 버스(152a)에 공급된다.

제 5 도의 회로에서와 같이, 프로그램 입력단자(12e)에서 도체(110b) 및 가산 저항(154a)을 통하여 가산 버스(152a)에는 편형하고 감쇄되지 않는 프로그램 전압 신호가 공급된다. 본 발명의 제 6 도 구성에서, 고주파수 기준 부하 보정 회로부분(118a)에서는, 분압기 회로 구성에서 인덕터 성분으로서 능동인덕터를 사용하여, 이것에 의해 제 5 도의 구성에서 발생된 고주파수 보정 신호와 본질적으로 동일한 고주파수 보정 신호가 발생되지만, 이 보정 신호는 제 5 도에서 행해진 제한신호공급과, 이 신호와 입력 프로그램 신호를 비교하지 않고 발생될 수 있다. 능동 인덕터(156)는 점선 블럭으로 도시되어 있다.

제 6 도의 능동 인덕터(156) 대신에 통상의 인덕터를 동일회로 위치에 사용할 수 있지만, 본원의 능동 인덕터가 적합한데, 이것은 저항 성분이 없는 완전한 인덕터로서 작용하기 때문이다. 능동 인덕터(156)는 본 기술 분야에서는 공지된 회로형태이므로, 각각의 부분에 대한 상세한 동작이 본 발명의 일부를 구성하지는 않는다. 이 능동 인덕터는 백 투 백(back-to-back) 차동 연산 증폭기(128 및 150)를 포함하고 있으며, 증폭기(160)의 반전 및 비반전 입력 각각은 이상(phase shifting) 회로망(162 및 164)에 접속되어 있으며, 이상회로망(162)은 저항(166) 및 캐패시터(168)로 구성되고, 이상회로망(164)은 캐패시터(170)와 저항(172)으로 구성되어 있다. 능동 인덕터 증폭기(160)는 하나의 출력저항(174)을 구비한다.

능동 인덕터(156)가 일부를 구성하고 있는 분압기는 분압기의 상단부로서 저항(176)을 포함하고, 저항(176)의 상측단은 프로그램 입력단자(12e)에 접속되고, 하측단은 접점(178)에서 능동 인덕터(156)에 접속되어 있다. 능동 인덕터(156)는 접점(178)에서 접지 코넥션(180)까지 연장되어 있는 분압기의 하측부이다. 저항(176)과 능동 인덕터(156)로 구성된 이 분압기로부터의 출력은 증폭기(158)의 출력의 출력점(182)에서 얻어진다. 출력점(182)의 진폭 및 위상은 분압기 접점(178)의 것과 대응한데 이것은 증폭기(158)가 이득 1의 비반전 전압 플로워로 구성되어 있기 때문이다.

고주파수 보정신호의 진폭은 이득제어 전위차계(144a)를 통하여 접점(182)의 테이크 오프(take off)에 의해 보정 가능하며, 이 고주파수 보정신호는 가산 저항(148a)을 통하여 가산버스(152a)에 공급된다. 가산버스(152a)는 고주파 및 저주파수 보정신호와 프로그램 신호를 가산증폭기(104b)의 출력(116b)을 시스템 출력단자(14e)에 접속되며, 이 단자(14e)는 전력증폭기 및 부하 결합 장치에 접속되도록 구성되어 있다.

가산증폭기(104b)에서의 세 채널의 이득은 고주파수 채널에서는 채널 가산저항(148a) 값으로, 저주파수 채널에서는 저항(150a) 값으로, 그리고 프로그램 채널에서는 저항(154a)값으로 증폭기 궤환 저항(114b) 값을 분할한 값이다. 고주파 채널의 분압기 구성에 의해 그 보정신호의 진폭이 저주파수 및 프로그램 채널의 보정신호의 진폭보다 상당히 작으므로, 고주파수 채널용 가산저항(148a) 값은 저주파수 및 프로그램 신호 채널용 가산저항 값보다 훨씬 낮은 값(예를 들면 1:10의 비율값)을 갖게되어 세 채널 사이에는 평형된 출력을 공급할 수 있다.

능동 인덕터 고주파수 채널 기준부하는 다음과 같이 동작하여 고주파수 보정신호가 발생된다. 400KHz의 크로스오버 주파수에서, 고주파수 채널(118a)의 능동 인덕터(156)와 저주파수 채널(120a)의 캐패시터 성분 기준부하(130a)는 상쇄되어 평형을 이룬다. 프로그램 주파수가 400㎐ 크로스오버 주파수 이상으로 상승하면 능동 인덕터(156)의 임피던스가 점점증가하게 되어, 저항(176)을 갖는 분압기 구성에서 점증적으로 커지는 전압강하의 부분을 점유하여, 접점(182)에서 점증적으로 증가하는 보정 신호 전압 출력이 발생되어 이득 제어 전위차계(144a)와 가산 저항(148a)을 통하여 가산 버스(152a)와 가산 증폭기(104b)에 공급된다. 가청 고조파보다 빠른 입승 시간을 갖는 보정 신호의 연속적이며 순간적인 특성에 의하여 분압기 출력 접점(182)으로부터 나온 고주파 보정 신호 출력은 400㎐의 크로스오버 주파수에서 20KHz까지의 전 주파수에서 프로그램신호에 비해 위상이 약간 앞서게 된다. 고주파수 보정 신호의 위상 앞섬은, 농동 인덕터(156)에 의해 발생된 위상 지연을 연속적이며 순간적으로 보완한다.

제 6 도의 기준 부하 보정 회로에서는 상술된 보정회로에서 보다 훨씬 낮은 0.1% 정도의 고조파 왜곡이 나타나며, 입상 시간이 약 2μS에서 3μS로 개선되어, 입상 각각의 고주파수 및 저주파수 채널(118a 및 120a)에서 보정량을 조정함에 의해서도 위상 보정 또는 입상 시간은 전혀 변화되지 않게 된다.

제 7 도에 도시된 기준 부하 보정 시스템에서, 제 5 도 및 제 6 도의 시스템에서와 같이 독립된 고주파수 및 저주파수 채널(118b), (120b)을 사용하였으나, 독립된 고주파수 및 저주파수 채널에 대한 기준 부하는 제 6 도의 고주파수 채널 분압기 구성과 동일한 분압기 구성으로 구성되어 있다. 희망에 따라서는 제 7 도 시스템의 고주파수 보정 채널(118b)을 제 6 도의 능동 인덕터(156)를 사용하여 제 6 도의 고주파수 보정 채널(118a)과 동일하게 만들 수 있다. 그러나, 고주파수 채널 인덕터 성분 분압기 구성을 간단한 형태로 표현하기 위해서 제 7 도에서는 실 인덕터(156a)를 능동 인덕터(156) 대신에 인덕터 성분으로서 도시하였다.

제 7 도의 고주파수 채널 분압기는 프로그램 입력 단자(12f)와 접지 사이에 접속된 저항(176a)과 인덕터 성분(156a)으로 구성되어 있다. 고주파수 보정 신호 출력은 분압기 성분(176a)과 성분(156a) 사이의 점점(178a)에서 얻어지며 이득 제어 전위차계(146b)와 가산 저항(148b)을 통하여 가산 버스(152b)와 그리고 가산 증폭기(104c)에 공급된다. 제 7 도의 이와 같은 고주파수 보정 채널(118b)은 제 6 도의 고주파수 보정 채널(118a)과 정확히 동일하게 동작한다.

제 7 도의 저주파수 보정 채널(120b)은 프로그램 입력 단자(12f)와 접지간에 접속되어 있는 저항(184)과 기준 부하 캐패시터 성분(186)으로 구성된 분압기를 포함한다. 이 기준 부하 분압기의 출력 접합(188)에서 그 저주파수 보정 신호가 발생되어 이득 제어 전위차계(146b)와 가산 저항(150b)을 통하여 가산 버스(152b)와 그리고 가산 증폭기(104c)에 공급된다.

프로그램 입력단자(12f)로부터 도체(110c)와 가산 저항(154b)을 통하여 가산 버스(152b)와 그리고 가산 증폭기(104)에는 편평하고 감쇄되지 않는 프로그램 신호가 공급된다. 가산 증폭기(104c)의 출력(116c)에서 시스템 출력(14f)에는 결합된 고주파수 및 저주파수 보정 신호와 프로그램 신호가 공급되며, 이 시스템 출력은 전력 증폭기와 부하 결합 장치에 접속하도록 되어 있다.

고주파수 보정 채널(118b)과 저주파수 보정 채널(120b)의 분압기에서의 감쇄로 인하여, 고주파수 및 저주파수 채널 각각의 가산 저항(148b 및 150b)을 가산 증폭기(104c)의 궤환 저항(114c)과 프로그램 채널 도체(110c)의 가산 저항(154b)보다 훨씬 작은 값으로 한다. 이것에 의하여, 고주파수 보정 채널(118b)과 저주파수 보정 채널(120b)로부터의 보정 신호는 프로그램 신호에 상관하여 정확한 비로 증폭하게 된다.

고주파수 보정 채널(118b)의 기준 부하 인덕터 성분(156a)과 저주파수 보정 채널(120b)의 기준 부하 캐패시터 성분(186)은 400㎐의 크로스오버 주파수에서 상쇄되어 평형을 이룬다. 저주파수 채널(120b)에서 캐패시터 성분 기준 부하 분압기는, 400㎐이하의 주파수에 대해서는 반대 주파수 방향으로 동작하는 점을 제외하면 제 6 도 및 제 7 도의 고주파수 채널의 인덕터 성분 기준 부하 분압기와 동일하게 동작한다. 따라서, 주파수가 400㎐ 이하로 저하하므로 기준 부하 캐패시터 성분(186)의 임피던스는 증가하여, 캐패시터(186)에서의 전압 강하 비율이 저항(184)과 캐패시터(186)를 포함하는 분압기에서의 전체 전압 강하에 비하여 증가함으로써 결과적으로 분압기 접점(188)으로부터 이득 제어 전위차계(146b)로, 그후 가산 저항(150b)과 가산 버스(152b)를 통하여 가산 증폭기(104c)로 공급되는 보정 신호의 출력이 증가하게 된다. 분압기의 접점(188)에서 발생된 저주파수 보정 신호의 위상은 지연된 위상으로서, 캐패시터 성분(186)의 위상이 저주파수 범위에 걸쳐 변화할 때 이 캐패시터 성분에 대해 발생되는 위상 앞섬을 연속적이며 순간적으로 보완한다. 따라서 프로그램 신호에 비하여 위상이 앞선 캐패시터 성분에 의하여, 저주파수 보정 신호는 프로그램 신호에 비하여 위상이 지연된다.

이와 같은 위상 지연 보정 전압 신호에 의하여 실 부하에서의 용량성 리액턴스에 의해 저주파수에서 발생할 수 있는 위상 앞섬을 보상하게 된다. 반대의 경우에도 동일한데, 즉 고주파수 채널(148b)로부터의 고주파수 보정 전압의 위상은 진상되어 실부하의 유도성 리액턴스에 의해 고주파수에서 발생할 수 있는 위상 지연을 보상하게 된다.

제 7 도의 부하 보정 시스템에서, 입력 분할기 저항(176a 및 184)은 제10도의 보정 신호 곡선의 고주파수 및 저주파수부분에 대한 각각의 슬롭을 설정한다. 상기 곡선의 고주파수 및 저주파수부분의 높이는 각각의 이득 제어 전위차계(144b 및 146b)의 설정에 의해 조정 가능하게 설정된다. 제 6 도의 시스템에서, 상기 곡선의 고주파수 부분의 슬롭은 입력분할기 저항(176)에 의해 설정되고, 이 곡선의 저주파수부분의 슬롭은 감지 저항(142a)에 의해 설정된다. 상기 곡선의 고주파수 및 저주파수부분의 높이는 이득 제어 전위차계(144a 및 146a) 각각에 의해 조정 가능하게 설정된다. 제 5 도의 시스템에서, 상기 곡선의 고주파수 및 저주파수부분의 슬롭은 감지 저항(136 및 142) 각각의 값에 의해 설정되고, 상기 곡선의 고주파수부분과 저주파수부분의 높이는 각각의 이득 제어 전위차계(144 및 146)에 의해 조정 가능하게 설정된다. 제 4 도의 시스템에서, 상기 곡선의 고주파수 및 저주파수부분의 슬롭은 하나의 감지저항(34c)에 의해 조정되는 반면, 상기 곡선의 고주파수 및 저주파수 부분의 높이는 기준 부하(30c)의 인덕터 및 캐패시터 성분과 병렬 접속된 가변 분로 저항에 의해 독립적으로 조정될 수 있으며, 두 곡선의 높이는 1개의 이득 제어 전위차계(102)에 의해 공동으로 조정될 수 있다.

본 발명의 제 7 도 구성의 성능은 본 발명의 제 6 도 구성과 거의 동일한데, 즉 입상 시간이 약 2μS에서 약 5μS까지의 범위이고, 400㎐의 크로스오버 주파수에서 20KHz까지의 전 주파수가 위상이 앞서 있으며 또한 조정에 의해서도 위상 또는 입상 시간이 변화하지 않는다는 것이다. 제 6 도의 구성 경우에서와 같이 제 7 도의 시스템은 약 0.1%의 매우 낮은 고주파 왜곡만을 갖고 있다. 제 1 도 내지 제 5 도의 회로에서 이미 언급된 고조파 왜곡은 원리적으로 제 3 고조파의 왜곡인 것으로 보이지만 이러한 왜곡은 본 발명의 제 6 도 및 제 7 도의 구성에서는 거의 제거되었다.

제 8 도는 제 5 도, 제 6 도 및 제 7 도의 회로와 동일한 방법으로 고주파수 및 저주파수 채널이 분리되어 있는 본 발명의 다른 간략화된 구성을 도시한 것이다. 그러나, 제 8 도에 도시된 본 발명의 회로 구성은 제5도, 제 6 도 및 제 7 도의 회로에 비해 개선된 여러 특성을 갖고 있다. 첫째, 제 8 도의 고주파수 및 저주파수 채널 각각에 있어서의 인덕터 및 캐패시터 기준 부하성분은 간단한 RC(저항 및 캐패시터) 이상 회로망으로 되어 있으며, 이것에 의해 오디오 스펙트럼의 고주파수부분 및 저주파수 부분의 위상이 시프트하고, 동시에 본 발명의 다른 구성에 인덕터 및 캐패시터 성분과 일반적으로 동일한 방법으로 주파수에 응답하는 진폭을 갖게 된다. 제 8 도 구성의 RC회로형 인덕터 성분에 의해 제 5 도와 제 7 도에서 사용된 바람직하지 않은 크기와 고가의 실쵸크 인덕터를 사용하지 않게 되거나, 또는 제 6 도의 능동 인덕터의 부가 회로의 복잡성을 제거할 수 있으므로, 제 8 도의 회로를 소형 하이브리드 IC(집적 회로) 칩으로 실현할 수 있다.

제 8 도의 회로와 제 5 도, 제 6 도 및 제 7 도의 회로와의 다른 차이점으로서는, 제 8 도에서는 고주파수 채널의 기준 부하 인덕터 성분과 저주파 채널의 기준 부하 캐패시터 성분이 각각 고역 및 저역 통과 필터이고, 제 5 도, 제 6 도 및 제 7 도의 각각의 전(full) 직통 프로그램 신호 채널(110a,110b 및 110c) 대신에, 제 8도의 회로에서는 이것과 동일한 중심 채널에 중간 주파수 대역 통과 필터를 갖는다는 점이다. 제 8 도에서 이와 같이 독립된 고주파수, 저주파수 및 중간 주파수에 의해서 고주파수 및 저주파수의 진폭을 중간 주파수에 상관하여 소망의 평형으로 조정할 수 있다. 본 출원인은 400㎐에서 집중된 응답과 약 700㎐ 및 200㎐에서 코너(corner) 자파수(코너 주파수는 3DB강하점이다)를 갖는 중간 주파수 대역 통과 필터에 의해 ; 약 6DB/octave의 약 1KHz의 중간 주파수 중심 레벨 이상으로 상승하는 고역 통과 필터 및 이상기에 의해서 ; 약 6DB/octave까지 슬롭을 조정하여 약 300㎐에서 중간 주파수 대역 통과의 중심레벨 이상으로 상승한 다음 약 200㎐ 부근에서 레벨 강하되어 20㎐ 이하에서의 전 주파수가 거의 편평하게 되는 저역 통과 필터 및 이상기에 의해서 : 400㎐의 크로스오버 주파수에서 상쇄되어 평형을 이루는 기준 부하 인덕터 성분(200) 및 캐패시터 성분(210)에 의해서 우수한 성능을 얻을 수 있음을 알았다. 그 결과, 약 20㎐에서 약 20KHz까지의 전체 응답이 거의 편평하게 된다.

제 8 도에서 도시된 회로의 특정부분에 대해 상술하자면, 고주파수 및 저주파수 보정 채널(118c 및 120c)을 입력 접점(12g)과 출력 가산 버스(152c) 사이에서 병렬 회로로서 구성하였다.

고주파수 채널(118c)의 기준 부하 인덕터 성분을 일반적으로 (200)으로 도시하고 있으며, 본 발명의 구성에서는 수동(passive) 고역 통과 필터 및 이상기로 하여 이것에 의해서 스펙트럼의 고주파수부분에는 위상앞섬이 발생되어 고주파수부분의 위상 앞섬과 진폭 모두를 약 1KHz에서 최소한 20KHz까지의 주파수에 대해 증가시켜, 부하의 유도성 리액턴스 지연, 주파수 응답 특성과 관성 특성을 보상하게 된다. 이와 같은 수동 고역 통과 필터 및 이상기(200)는 한쌍의 저항(202,204)과 한쌍의 캐패시터(206,208)로 구성되어 있다. 상기 기준 부하 인덕터 성분(200)의 출력은 수동 이득 제어 전위차계(144c)와 가산 저항(148c)을 통하여 가산 버스(152c)에 공급된다.

저주파수 보정 채널(120c)은 수동 저역 통과 필터 및 이상기의 형태로 기준 부하 캐패시터 성분(210)을 갖고 있으며, 이것에 의해 저주파수 신호에는 위상 지연이 발생하여 저주파수 신호의 이와 같은 위상 지연과 진폭을 약 300㎐ 보다 낮은 주파수에 의하여 증가시킴으로써 용량성 리액턴스 부하와 그 부하의 주파수 응답 특성을 보상하게 된다. 기준 부하 캐패시터 성분(210)인 상기 수동 저역 통과 필터 및 이상기는 한쌍의 저항(212 및 214)과 한쌍의 캐패시터(216 및 218)로 구성된다. 저주파수 보정 채널(120c)의 출력은 수동이득 제어 전위차계(146c)와 가산 저항(150c)을 통하여 출력 가산 버스(152c)에 공급된다. 고역 통과 필터(200) 및 저역 통과 필터(210)은 400㎐의 크로스오버 주파수에서 거의 상쇄되어 평형을 이룬다.

중간 주파수 채널(220)은 입력 접점(12g)과 출력 가산 버스(152c) 사이에서 고주파수 채널(118c) 및 저주파수 채널(120c)과 함께 병렬 회로로서 구성되어 있다. 중간 주파수 채널(220)은 중간 주파수 대역 통과 필터 구성으로 도체(222)와 연산 증폭기(224)를 포함하고 있다. 대역 통과 필터(224)의 출력은 가산 저항(154c)을 통하여 출력 가산 버스(152c)로 공급된다.

입력 접점(12g)으로의 입력은, 세개 병렬 회로(118c,120c 및 220)와의 임피던스 매칭을 위해 매우 낮은 출력 임피던스를 갖고 있는 전압 풀로워(226)를 통해 공급된다. 가산 버스(152c)는 궤환 저항(114d)을 갖고 있는 가산 증폭기(104d)에 제공되고, 가산 증폭기(104d)의 출력은 시스템 출력(14g)에 접속되어 있다. 가산 증폭기(104d)에서 세 채널 신호 각각의 이득은 궤환 저항(114d)의 값과 각 채널 가산 저항(148c, 150c 및 154c)의 값의 비로 한다.

고주파수 고조파는 일반적으로 중간 주파수 대역에서 기본 고조파이고, 고주파수 채널(118c)의 이득 제어 전위차계(144c)에 의해 중간 주파수에 대하여 고주파수 진폭을 조정할 수 있으므로 고주파수 진폭과 중간 주파수의 기본 고조파의 진폭 사이에 최적의 평형이 얻어져 고주파수 고조파 및 천이가 마스크되지 않는다. 제 9 도의 회로는, 이와 같은 평형이 프로그램의 변화에 따라 희망의 프리셋트 평형에서 벗어날 때 고주파수와 중간 주파수 사이에서 이와 같은 평형을 자동적으로 조정할 수 있다.

본 발명 제 8 도 구성의 성능은 제6 및 7도 구성의 성능과 거의 동일한데, 즉 입상 시간이 약 2μS에서 약 5μS이고, 400㎐의 크로스오버 주파수에서 20㎑까지의 주파수에는 위상 앞섬이 발생하고, 회로를 조정함에 의해서도 위상이나 입상 시간은 변화하지 않는다. 제 6 도 및 제 7 도 구성의 경우에서와 같이, 제 8 도의 회로 구성에서는 약 0.1%를 초과하지 않는 저주파수 왜곡을 갖는다.

제 9 도에 있어서, 입력 접점(12h)으로의 입력은 임피던스 매칭을 위한 전압 폴로워(227)를 통해 공급된다. 고주파수 보정 채널(118d)과 저주파수 보정 채널(120d)은 입력 접점(12h)과 출력 가산 버스(152d) 사이에서 병렬 회로 구성으로 접속되어 있다. 저주파수 보정 채널(120d)은 제 8 도의 저주파수 보정 채널(120c)과 동일하며, 수동 저역 통과 필터 및 이상기(210)를 포함하고 있으며 저주파수 보정 채널(120d)의 출력은 수동 이득 제어 전위차계(146d)와 가산 저항(150d)을 통해 출력 가산 버스(152d)에 공급된다.

고주파수 보정 채널(118d)을 고역 통과 필터 RC 회로망(228)으로 하여,이것에 의해 약 1㎑에서부터 20㎑까지의 주파수에 대한 위상 앞섬과 진폭을 증가시킨다. 상기 고역 통과 필터 RC 회로망은 저항(230)과 한쌍의 캐패시터(232 및 234)로 구성되어 있다. 고역 통과 필터(228)의 출력은 가산 또는 이득 설정 저항쌍(236 및 238)을 통과하며, 이들 저항쌍은 중간 접점(240)에서 분할된 분리 저항으로서 간주할 수 있다. 저항(238)은 출력 가산 버스(152d)에 접속된다. 자동 가변 저항(242), 적합하게는 FET(전계 효과 트랜지스터)을 접점(240)과 접지간에 접속하여 가산 이득 설정 저항쌍(236 및 238)의 실효 저항값을 변화시켜 중간 주파수와 상관하여 고주파수의 진폭이 자동적으로 평형을 이루게 된다.

이것에 의해 고주파수 신호에서 오버 이퀄라이즈(over-equalized) 또는 언더 이퀄라이즈(under equalized)되어 플레이(play)되고 있는 프로그램에 대하여 전체 또는 일부를 자동으로 보상할 수 있다. 따라서 이와 같은 자동 보상에 의해 프로그램을 고주파수와 중간 주파수 사이에서 정확한 프리셋트 평형으로 적절하게 결합할 수 있다. 자동 보상 회로에 대한 상세한 설명은 이후에서 기술하기로 한다.

상술된 본 발명의 다른 구성에서와 같이, 고역 통과 필터(228) 및 저역 통과 필터(210)는 400㎐의 크로스오버 주파수에서 거의 상쇄되어 평형을 이룬다.

중간 주파수 채널은 참조 번호(244)로 표시되고, 그 도체(246)는 입력 접점(12h)에 접속되어 있으며 제 8 도의 중간 주파수 대역 통과 필터(224)와 거의 동일한 주파수 응답 특성을 갖는 중간 주파수 대역 통과 필터(248)에 선행하지만, 이 경우에 있어서 대역 통과 필터(248)를 또한 반전기로 하여 고주파수 신호를 중간 주파수 신호에서 180°만큼 분리하여, 이것에 대해서는 후술하기로 한다. 중간 주파수 대역 통과 필터 및 반전기(248)의 출력은 가산 저항(250)을 통하여 출력 가산 버스(152d)에 공급된다.

고주파수 보정 채널(118d)과 중간 주파수 채널(244)의 출력간의 진폭 평형을 조정하기 위해 제 9 도 회로구성에서의 자동 시스템은 검출기 및 가산 시스템으로써, 부(negative)의 DC 출력 검출기에 의해 고주파수 채널(118d)의 고주파수 신호를 감지하여 평균 고주파수 진폭을 나타내는 DC 전압 아나로그를 발생하며, 정(positive)의 DC 출력 중간 주파수 검출기에 의해 중간 주파수 채널(244)의 신호를 감지하여 중간 주파수 신호의 평균 진폭을 나타내는 DC 아나로그 출력을 발생하며, 이들 각각의 고주파수 및 중간 주파수 검출기의 마이너스(－) 및 플러스(＋)의 DC 출력이 가산 증폭기에서 결합되며, 이 가산 증폭기의 DC 출력은 가변 저항(242)을 자동적으로 조정한다. 이와 같은 두 검출기와 가산 증폭기 회로 시스템의 동작에 대한 상세한 설명은 회로 자체에 대한 상세한 설명과 함께 후술하기로 한다.

상기 회로 시스템용의 감쇄되지 않은 중간 주파수 신호 소스는 중간 주파수 대역 통과 필터(248)의 출력에서의 중간 주파수 채널 도체(246)의 접점(252)이다. 도체(254)는 접점(252)에서부터 중간 주파수 검출기(256)까지 이어지고, 이 중간 주파수 검출기(256)는 정류기로서 프로그램 중간 주파수의 평균 DC인 출력을 발생한다. 검출기(256)의 정의 DC 출력은 시스템의 주 조정부인 이득 조정 전위차계(258)를 통하고, 다음에는 가산 저항(260)을 통하여, 궤환 저항(266)의 값의 비에 의해서 가산 증폭기(264)의 입력 접점(262)에 공급된다. 궤환 저항(266)의 값과 가산 저항(260)의 값의 비에 의해서 가산 증폭기(264)가 중간 주파수 DC에 공급하는 이득이 결정된다. 가산 증폭기(264)는 전위차계(268)로부터 저항(270)을 통하여 그 입력 접점(262)에서 부로 바이어스되고, 이와 같은 부 바이어스 값은 가변 저항(242)용으로 사용된 FET의 형태에 따라 변화하는데 전형적으로는 이 값은 약 3V 정도이다.

고주파수 신호 소스는 캐패시터(234)와 저항(236) 사이에 있는 고주파수 보정 채널(118d)의 접점(272)이다. 이 접점(272)을 이 위치에 배치함으로써 도체(273)를 통하여 감쇄되지 않은 고주파수 신호 소스가 고주파수 검출기(274)에 공급되며, 이 검출기(274)는 고주파수의 평균 진폭의 아나로그인 부의 DC 전압을 공급하는 부 출력 정류기이다. 상기 부 DC 출력은 프리셋트 타이머 전위차계(276)와 가산 저항(289)을 통하여 DC 가산 증폭기(264)의 입력 접점(262)에 공급된다. 가산 증폭기(264)에 의해 상기 고주파수의 부 DC 전압에 제공되는 이득은 그 궤환 저항(266)의 값과 고주파수 가산 저항(278)의 값의 비로 한다.

중간 주파수 검출기(256)로부터의 정 DC 정보와 고주파수 검출기(274)로부터의 부 DC 정보를 포함하는 가산 증폭기(264)의 가산 출력은 도체(280)를 통하여, 가변 저항 구성으로 되어 있는 FET(242)에 공급된다. 이 FET 회로는, 가산 증폭기(264)의 출력 전압이 증가하면 가변 저항(242)의 저항값이 증가하고 가산 증폭기(264)의 DC 전압 출력이 감소하면 가변 저항(242)의 저항값이 감소하도록 구성되어 있다. 이것에 의해 프로그램의 고주파수와 중간 주파수부분 사이에서의 평형을 자동으로 조정하는 방법은 다음과 같다.

가변 저항 FET(242)는 분할된 이득 설정 저항(236 내지 238)의 중간부분에서 접점(240)으로의 분압기를 형성하여, FET의 저항값이 증가 또는 감소할 때는 고주파수 보정 채널(118d)로부터 1차 가산 증폭기(284)에는 신호가 많거나 적게 공급되어지게 된다. 프로그램 중간 주파수의 평균 진폭이 프로그램 고주파수의 평균 진폭에 비해 상승하면, 중간 주파수 검출기(256)의 정 DC 출력은 고주파수 검출기(274)의 부 DC 출력에 비해 상승하고, 가산 증폭기(264)의 DC 출력이 따라서 상승하여 가변 저항(242)의 저항값이 증가하여 고주파수 채널(118d)의 이득이 증가하게 된다. 이와는 반대로 고주파수 신호의 평균 진폭이 중간 주파수 신호의 평균 진폭에 비해 상승하면, 고주파 검출기(274)의 부 DC 출력이 상승하여, 가산 증폭기(264)의 DC 출력 전압이 감소하게 되어 결과적으로 FET 가변 저항(242)의 저항값이 감소하여, 고주파수 채널(118d)의 이득이 감소하게 된다. 이러한 방법으로, 시스템은 주-조정 전위차계(258)와 고주파수 프리셋트 트리머(trimmer) 전위차계(276)의 설정에 따라 프로그램의 고주파수 중간 주파수부분 사이의 적절한 평형을 연속적으로 그리고 자동으로 얻을 수 있다.

자동 평형 시스템의 중간 주파수부분은 따라서, 이와 같은, 확장기로서의 기능을 갖는데, 이것은 고주파수 채널(118d)의 이득이 증가하여 중간 주파수의 평균 진폭 증가와 일치하기 때문이다. 역으로, 평형 시스템의 고주파수부분은 압축기로서의 기능을 갖는데, 이것은 고주파수 채널(118d)의 이득을 감소시켜 고주파수 신호의 평균 진폭 증가를 보상하기 때문이다. 따라서, 평형 시스템 전체는 압신기(compander)로서의 기능을 갖는다.

중간 주파수의 고주파수 신호 사이에서 진폭의 자동적인 평형은 중요한데, 이것은 일반적으로 고주파수 고조파가 중간 주파수 대역에서는 기본 고조파인 제 8 도의 경우와 이와 같이 밀접하게 관련되어 있는 고주파수 및 중간 주파수에 의해 이들 주파수가 적절한 평형을 유지한다면 증폭된 프로그램의 리얼리티가 향상된다는 사실에 근거한 것이다. 회로에서는 저주파수 채널에 동일한 자동 평형을 제공하였지만, 이것에 의해 추가된 복잡성과 경비를 보장하는 정도로 증폭된 프로그램 출력이 충분히 개선되지는 않았다.

중간 주파수 대역 통과 필터 및 반전기(248)에 의해 중간 주파수 채널(244)에서 위상을 반전시키는 이유는, 중간 주파수를 듣기 전에 고주파수 고조파와 천이를 귀에 설정시키기 위한 것이며, 이것에 의해서 고주파수는 중간 주파수에 의해 거의 완전하게 마스크되지 않게 된다. 따라서, 제 9 도의 회로 구성에서, 고주파수의 위상은 상술된 본 발명의 다른 구성에서 보다 훨씬 앞서 있으며 이것에 의해 실제로 고주파수를 중간 주파수에서 양호하게 분리할 수 있고 고주파수를 양호하게 세부적으로 표현할 수 있다는 것을 발견하였다. 중간 주파수에 비하여 고주파수에 이러한 위상 앞섬은 고주파수 채널(118d)에서의 반전보다는 중간 주파수 채널(244)에서의 반전에 의해 달성되어, 여분의 연산 증폭기를 필요로 하지 않는데, 이것은 연산 증폭기(248)가 대역 통과 필터와 반전기의 2중 목적을 달성하는 반면에 고주파수 채널(118d)에서는 독립된 연산 증폭기를 필요로 하기 때문이다. 그러나, 고주파수와 중간 주파수 사이의 동일한 위상 분리는 고주파수 채널(118d)에 반전기를 제공함으로써 달성될 수 있다. 중간 주파수 채널(244)에서의 반전으로 인해 저주파수 채널(120d)에서 저주파수의 분리가 다소 있게 되더라도, 실제로 들을 수 없는 것으로 보인다.

고주파수 및 중간 주파수간의 정확한 평형 유지와 중간 주파수에 비해 고주파수에 유도된 큰 위상 앞섬에 의하여, 기본 주파수 범위에서 어떤 것을 잃어 버렸다는 심리적인 느낌을 받을 수 있을 정도로 고주파수의 상세가 개선된다. 이것은 저주파수 채널(120d)에서 전위차계(146d)를 조정하여 저주파수 채널의 이득을 상승시키도록 보상될 수 있다.

고역 통과 채널(118d)과 중간 대역 통과 채널(244)사이의 자동 평형과는 별도로 3채널에 모두 대한 주파수 응답 특성을 제 8 도의 회로에서와 같이 제 9 도의 회로에서도 거의 동일하다. 또한 중간 주파수 채널 반전의 결과와는 별도로 제 9 도 회로의 성능은 입상 시간과 낮은 고조파 왜곡에 대하여는 최소한 제 6 도, 제 7 도 및 제 8 도의 회로의 성능만큼 양호하다.

제10도는 제 4 도 내지 제 9 도에 도시된 본 발명의 기준 부하 보정 시스템의 전형적인 보정 신호 진폭 대 주파수의 곡선을 도시한 것이다. 이 곡선은 제 1 도 내지 제 3 도의 시스넴에 대한 것과 동일하지만, 이 곡선의 고주파수 부분은 제 1 도 내지 제 3 도의 시스템에서와 같이 기준 부하의 인덕터 성분 부분의 Q가 너무 높게 상승하게 되면 왜곡이 유도될 수 있기 때문이다.

비교하자면, 제11도에 도시된 곡선은 100㎐에서 정격 8Ω의 전형적인 스피커에 대해 제조자가 설정한 임피던스 주파수 응답 곡선이고, 이 곡선은 통상의 스피커에서 나타나는 고유의 여러 문제점중 일부를 도시한 것이며, 이러한 문제점은 본 발명의 기준 부하 보정회로에 의해 극복될 수 있다.

제10도에 있어서, 보정 신호 곡선을 참조부호(190)로 도시하고 있으며, 400㎐의 크로스오버 주파수 이하의 저주파수 부분(194)을 포함하고 있다. 400㎐에서는 보정신호가 없고, 곡선(190)의 고주파수 부분(192)과 저주파수 부분(194)은 곡선(190)상에서 400㎐의 0점에서부터 탄젠트적으로 상승한다.

곡선(190)의 고주파수 부분(192)은 400㎐ 점에서부터 상향으로 점차로 경사지고, 약 1000㎐에서 시작하여 약 10KHz까지 약 4DB/octave 내지 약 6DB/octave로 상승하며, 여기서 이 곡선을 롤 오프(roll off)로 시작하여 20KHz에서는 거의 평면하게 된다. 20KHz 이상에서는 사운드에 추가의 보정이 충분히 제공되지 않는다.

곡선(190)의 저주파수 부분(194)은 400㎐ 이하에서 약 40㎐까지 약 3dB/Octave 슬롭으로 점차로 상승한 다음, 약 5㎐까지 롤오프하여 레벨이 내려간다.

제11도에 있어서, 일반적으로 (196)으로 도시된 임피던스 곡선은 전체 스피커 임피던스를 나타낸다. 약 400㎐ 이상에서, 이 임피던스는 저항과 유도성 리액턴스의 백터합이고, 약 400㎐ 이하에서 이 임피던스는 스피커 코일의 저항과 일부 용량성 리액턴스의 벡터합이지만, 우선적으로는 스피커의 컴플라이언스(compliance)와 개방 에어콘 공진에 의해 발생된 용량성 리액턴스에 영향을 받는다. 전체 임피던스 곡선(196)으로부터, 8Ω의 스피커에 대한 제조자의 규격은 약 150㎐에서 약 600㎐까지의 매우 한정된 주파수 범위내에서만 정확하게 유지하고, 상기 한정된 범위 이상과 이하에서는 스피커의 전체 임피던스는 매우 높은 값으로 상승하는 것을 알 수 있다. 따라서, 이 부하의 유도성 리액턴스로 인하여, 그 임피던스는 약 2300㎐에서는 16Ω으로 2배가 되며, 약 10KHz에서는 32Ω으로 4배가 된다. 약 150Ω 이하에서, 임피던스 곡선(196)은 일차적으로 스피커의 콘공진에 의한 임피던스 피크로 급격히 상승하고, 그다음 약 20㎐에서 8Ω으로 다시 급격히 하강한다.

증폭기로부터 스피커로 공급된 전력 즉, 스피커의 음향출력이 스피커 임피던스에 반비례하므로, 제11도의 스피커 임피던스 곡선(196)으로부터 알 수 있는 바와 같이, 400㎐ 이상에서는, 음향 출력시에 그 이상의 증폭기 프로그램 주파수가 그 이하의 프로그램 주파수에 비해 상당히 감소하여, 오버톤(overtone) 구조의 상당량이 감소 또는 손실되며 프로그램의 포맷(format) 구조가 상당히 악영향을 받게된다. 프로그램의 심각한 진폭 손실에 부가하여, 스피커의 유도성 리액턴스에 의해서 프로그램 전압에 비해 부하 전류에는 큰 위상 지연이 초래되며, 이러한 위상 지연은 보다 높은 주파수에서는 상당히 증가하게 된다. 따라서, 임피던스 곡선(196)에서 나타난 스피커의 유도성 리액턴스로 인한 부하전류의 위상 지연각은 400㎐에서 33°, 900㎐에서 45°, 5KHz에서 약 70°이다. 프로그램 신호에 비해 부하전류의 이와 같은 위상 지연각에 의해 상술된 천이 왜곡이 발생하여 기본 고조파 주파수 및 보다 낮은 주파수에 의해 고주파수 고조파가 마스크되어 버린다. 스피커 컴플라인언스와 콘 공진으로 인한 400㎐ 이하의 임피던스 곡선(196)의 상승 부분에서는 위상이 앞서게 되어 마스킹 문제점을 훨씬 악화시키게 된다.

본 발명의 제10도의 보정 신호곡선(190)과 제11도의 전형적인 전체 스피커 임피던스 곡선(196) 사이에는 일반적인 동일성이 있다는 것에 주목할 필요가 있다. 제10도의 보정 신호 곡선의 고주파수 부분(192), 제11도의 스피커 임피던스 곡선(196)의 상승 부분에서 나타난 바와 같이 스피커의 주파수에 따른 임피던스의 증가를 실제로 완전히 극복하기에 충분한 비율로 증가한다. 상술된 바와 같이, 본 발명의 기존부하 보정신호에 의해 제11도에 나타난 스피커 위상 지연을 거의 완전히 보정하고, 제 4 도 내지 제 8 도에 설명된 본 발명의 회로에 의해 400㎐ 크로스오버 주파수에서 20KHz까지 부하전류 위상이 프로그램 신호전압의 위상에 비해 약간 앞서게 되어 스피커의 음향 출력은 이와 같은 전체 주파수 스펙트럼에서 동상으로 된다. 추가로, 제 9 도의 회로에 의해서 상술된 바와 같이 고주파수 고조파에는 중간 주파수에 비하여 큰 위상 앞섬이 제공되어 고주파수가 강조되어진다.

제10도에 도시된 곡선(190)의 저주파수 부분(194)은 콘 공진 피크를 완전히 보상하지는 않지만, 이 곡선의 저주파수 부분(194)의 슬롭과 높이는 조정가능하여, 스피커나 스피커 시스템의 저주파수 음향 출력을 양호한 사운드로 들 수 있다. 저주파수 부분(194)중 20㎐ 이하의 레벨부에 의해 모든 퍼커션 사운드를 확실하게 들을 수 있다. 곡선(190)의 저주파수 부분(194)에서 본 발명에 의한 기준 부하 보정의 중요한 특징으로는, 저주파수 보정신호가 약 25°내지 30°정도의 위상 지연을 갖게되어 이것에 의해 임피던스 곡선의 콘 공진부의 상승부분에서의 위상 앞섬이 상쇄된다.

본 발명을 실시하고 있는 기준 부하 보정회로가 스피커 시스템 부하를 보정하는데 적합한 것으로서 도시 및 기술되었지만 본 발명은 어떤 한 형의 증폭기 구동형 부하의 결함을 보정하는데도 동일하게 적용될 수 있으며, 기준 부하 회로성분은 부하가 어느것이든간에 구동된 부하의 전기 및 기계적 특성에 대한 등가 모델로서 선택된다.

본 발명의 초기 실험 실시예에서는 기준 부하로서 실제 스피커를 사용하였으며, 다른 초기의 실시에서는 제 1 도의 수동 기준 부하(30)를 실제 스피커 부하에서 발견한 인덕턴스 및 커패시턴스와 거의 대응하게 선택된 값을 갖는 인덕터 및 커패시터 회로 성분과 함께 사용하였다. 그러나, 이러한 초기의 실시의 실험에 의해, 본 발명의 기준 부하의 인덕터 성분은 실제 스피커 부하의 인덕턴스에 대해 등가 모델로서 작용할 수 있을뿐만 아니라, 스피커 부하의 기계적 관성에 대해 아나로그 모델로서도 작용할 수 있다는 것이 밝혀졌다. 공급된 프로그램 전압에 상관하여 인덕터에서의 전류 응답곡선은, 공급된 프로그램에 상관하여 스피커의 기계적 응답곡선과 매우 유사하다. 인덕터에 구형파 전압 펄스를 인가하면, 인덕터를 통하는 전류는 펄스의 선연 및 후연에서 위상이 지연되며, 이와 같은 선연에서의 위상 지연은 기계적 관성에 의한 오버슈트에 대응한다. 제1 내지 제 9 도에서 도시된 본 발명의 실시예에서의 유도성 리액턴스와 관성간에는 이와 같은 대응성이 있으므로, 충분히 큰 기준 부하 인덕터 성분을 제공함으로써 스피커 시스템의 인덕턴스에 대해 등가 모델로서 작용하며, 또한 스피커 시스템의 기계적 관성에 대해서는 아나로그 모델로서 작용하게 된다. 따라서, 작용하게 된다. 따라서, 보정 신호 진폭과 전력이 스피커 시스템의 유도성 리액턴스와 기계적 관성을 거의 완전히 보상하기에 충분한 정도가 기분부하의 인덕터 회로 성분을 선택한다.

동일하게, 본 발명의 기준 부하의 커패시터 회로 성분은 실제 스피커 시스템의 캐패시터에 대해 등가 모델로서 작용할 뿐만 아니라, 스피커 시스템의 컴플라이언스 및 관련된 개방에 콘 공진에 대해 아나로그 모델로서도 작용할 수 있으므로, 본 발명에 의한 저주파수 보정신호는 실제 부하 스피커 시스템의 용량성 리액턴스뿐 아니라 스피커 시스템의 컴플라이언스 및 콘 공진을 보상할 수 있다.

미국특허 제4,206,954호에서 기술된 것과 같은 증폭기 부하 보정 시스템에서는, 실변환기 부하 전류의 감지에 응답하여 보정을 행하였으며, 여기서 부하는 예를들어 크로스오버 네트워크를 갖는 다수의 스피커 또는 다중 스피커 분배 시스템과 같이 단일 스피커 보다 복잡하게 되어 있으며, 감지기능에 마스킹 현상이 발생하여 보정을 간섭하게 된다. 그러나, 본 발명에서 사용된 기준 부하 보정 시스템에 의해 이러한 문제점을 완전히 극복할 수 있으며 본 발명의 실험실시에서는 복잡성이 가변하는 다양한 스피커 시스템으로 테스트하여 그들 모두 완전하게 적합한 것으로 판명되어 스피커 시스템의 리액턴스 및 관성을 모든 경우에 있어서 거의 완전히 보정할 수 있다.

미국특허 제4,260,954호에서와 같은 직접 부하 감지 시스템에 나타나는 다른 문제 즉 실제 부하를 예측할 수 없고 가끔 불완전하다는 문제는 본 발명의 기준 부하를 사용하여 거의 극복할 수 있으며, 본 발명의 기준 부하는 예측할 수 있으며 거의 완전한 모델 부하로서 작용할 수 있다. 따라서, 본 발명의 기준 부하는 실부하에서의 불완정성을 보정하여 거의 완전하게 해결하지만, 미국특허 제4,260,954호의 시스템에서와 같이 불완전한 실부하인 경우에는 이 스피커 시스템에서의 불완전성은 보정되지 않는다.

미국특허 제4,260,954호와 같은 직접 부하 감지 시스템에 비해 본 발명의 기준 부하 시스템의 또다른 장점으로는, 기준 부하 시스템이 다른 증폭기/스피커 시스템에서 훅업(hook up)하기가 훨씬 간단한데, 이것은 전치 증폭기로부터의 입력잭과 전력 증폭기로의 출력잭만을 필요로 하고, 직접 감지형 시스템에서 필요로 하는 구동 부하에 추가의 코넥션을 필요로 하지 않기 때문이다.

본 발명의 기존부하는 구동된 부하로부터 완전히 분리되어 있으며, 본 발명의 기준부하 시스템과, 미국특허 제4,260,954호의 것과 같은 직접 부하 감지 시스템의 상기 비교에서 나타난 바와 같이, 실부하로부터 기준부하의 이와 같은 완전한 분리가 직접 부하 감지형 시스템의 문제점을 극복하는데 있어서 중요한 요소라는 것을 알 수 있다.

본 발명의 위상 및 천이 보정 특성을 설명하고자 하는 테스트에 있어서, 분리된 동일한 최신 스피커를 단일 전력 증폭기의 2개 채널 각각에 접속하였고 그래픽 이퀄라이져를 사용하여 스피커의 주파수 응답을 완전히 0으로 하여 두 채널 각각에서 평편한 음향출력을 얻었다. 본 발명의 실험실시에서는 두 채널중 한 채널의 전치 증폭기와 전력 증폭기 사이에 접속하였다. 본 발명의 기준 보정 시스템을 사용하지 않는 채널과 본 발명의 기준 부하 보정 시스템을 사용한 채널에서 스위칭을 행할때 가청에는 심한 차가 있었다. 기준 부하 보정 시스템을 사용한 채널은 프로그램이 실제로 기록된 프로그램일지라도 전혀 마스크 됨이 없이 생생한 사운드로 재생하지만, 기준 부하 보정 시스템을 사용하지 않는 채널은 고주파수 천이 성분중 대부분이 마스크되어 버리므로 "녹음된"사운드로 재생하였다.

단지 일례에 지나지 않지만, 본 발명에 만족할만한 것으로 입증된 연산 증폭기로서는, 모토로라, 내셔널 및 레이테온사의 표준 칩으로서 현재 시판중인 4558 이중 연산 증폭기가 있다. 이것은, 저잡음, 고속 응답 특성을 갖는 고성능 연산증폭기이다. 또한, 텍사스 인스트루먼츠사의 TLO 62 연산증폭기도 만족스러운 것으로 알려졌다. 또한, 일례에 지나지 않지만, 제 9 도의 가변 저항 FET(242)로서 만족할 만한 것으로는 실리코닉스사의 J 230 FET가 있다.

제 1 도 내지 제 9 도의 회로에서 도시된 여러 회로 성분값은 실험실시에서 만족할 만한 결과를 발생하는 것으로 알려졌더라도, 이들 값은 단지 일례에 지나지 않는 것이다.

본 발명에서는 기준 부하 보정 신호가 스피커 시스템과 같은 부하를 구동시키는 증폭라인에 직접 공급되도록한 구성에 대해서 우선적으로 도시 및 기술하였더라도, 본 발명은 기록된 프로그램 정보를 처리하는데도 사용될 수 있다. 따라서, 원 프로그램이 생(生) 프로그램 또는 기록된 프로그램에는 관계없이, 본 발명의 기준 부하 보정 시스템을 실시하는 증폭라인에 공급되고 이것의 출력 프로그램은 본 발명의 기준 부하시스템에 의해 위도된 보정전압을 포함해서 기록된다(또는 이 프로그램이 이전 레코딩으로부터 나온 것이면 재기록된다) 다음에, 기준 부하 보정 신호와 함께, 처리된 레코딩이 부하를 구동시키는 증폭기/부하 시스템을 통해 공급되면, 이 레코딩중의 기준 부하 보정 신호에 의해 부하에는 완전한 보정이 제공되는데, 이 경우에는 본 발명의 기준 부하 보정 시스템이 증폭기-부하 라인에 물리적으로 접속되어 있는 것과 같다. 이와 같이 사운드의 처리기로서 사용된 기준 부하 보정회로에 의해 스피커 조정 신호가 레코드, 오디오 테이프, 비디오 테이프, 영화 사운드 트랙등의 상업용 레코딩에 부가될 수 있다. 이 경우, 처리된 보정신호는 실제로 레코딩중 기록되어 있다. 이러한 구성을 제12도에서 도시하며, 기준 부하 보정 시스템(10)의 출력단자(14)와 전력증폭기(18)의 입력단자(16) 사이에 참조변호(290)의 레코딩단이 접속되어 있다. 제12도의 구성은, 제 1 도의 기준 부하 보정 시스템(10)을 구비하여 도시하였지만, 제 1 도의 시스템(10) 대신에 제 2 도 내지 제 9 도의 기준 부하 보정 시스템을 선택적으로 사용할 수 있다는 것에 주목된다.

비록 본 발명이 현재 적합한 실시예에 대해서만 기술하였지만, 본 기술 분야에 숙련된 자에 의해 첨부된 청구범위에서 기재된 본 발명의 사상 및 기술을 벗어나지 않는한은 여러가지의 변형 및 수정이 행해질 수 있다는 것은 주지의 사실이다.

Claims (14)

1. 유도성 리액턴스와, 용량성 리액턴스의 특성과 유사한 특성을 갖고있는 부하(20)에 있어서의 주파수 종속 변화에 대해 입력접합(12h)에서의 프로그램 신호를 보정하여 가변파형의 입력 프로그램 전압 신호를 출력(14h)에 공급하도록 되어 있으며, 상기 부하(20)는 상기 가변파형의 입력 프로그램 전압 신호 수신용 입력회로 라인을 포함하고 잇는 전력증폭기(18)에 의해 구동되어 있도록한 프로그램 신호 보정 방법으로서, 주파수 증가에 따라 위상 앞섬과 주파수 응답이 증가하는 고주파수 보정 신호를 발생하여 상기 부하(20)의 유도성 리액턴스를 보상하기 위해, 독립된 고주파수 채널(118d)내의 상기 프로그램 신호를 고역 통과 필터로서 작용하는 인덕터 보정 성분의 고역 통과 이상 회로망 수단(228)에 공급하는 단계와, 반전된 중간 주파수 프로그램 신호를 얻기 위하여, 상기 프로그램 신호에 응답하는 입력을 포함하고 있는 독립된 중간 대역 통과 프로그램 주파수 채널회로(224)에 상기 프로그램 신호를 공급하는 단계와, 상기 고주파수 보정 신호의 진폭을 상기 중간 주파수 프로그램 신호의 진폭에 상관하여 자동적으로 조정하는 단계와, 주파수 감소에 따라 위상지연과 주파수 응답이 증가하는 저주파수 보정 신호를 발생하여 용량성 리액턴스와 유사한 상기 부하의 특성을 보상하기 위해, 독립된 저주파수 채널(120d)내의 상기 프로그램 신호를 저역통과 필터로서 직용하는 캐패시터 보정 성분의 저역통과 이상회로망 수단(210)에 공급하는 단계와, 상기 고주파수 및 저주파수 보정 신호와 상기 반전된 중간 주파수 프로그램 신호를 결합하여, 이들 결합신호를 상기 전력증폭기(18)에 공급하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 프로그램 신호 보정방법.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 저주파수 채널(120d)의 신호진폭을 상기 중간 주파수 채널(244)의 신호진폭에 상관하여 조정하도록 한 것을 특징으로 하는 프로그램 신호 보정방법.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 고주파수 보정신호 진폭의 부 DC 아나로그와 상기 중간 주파수 프로그램 신호 진폭의 정 DC 아나로그를 발생하고, 이들 부 DC 아나로그와 정 DC 아나로그를 가산하고, 이들 가산된 DC 아나로그를 이용하여 상기 고주파수 채널(118d)내의 회로성분 수단 (242)을 조정함에 의해서 상기 자동조정을 행하도록 한 것을 특징으로 하는 프로그램 신호 보정방법.
4. 제 3 항에 있어서, 상기 조정된 회로성분 수단은 저항구성으로 배열되어 있는 FET 수단을 포함하도록 한 것을 특징으로 하는 프로그램 신호 보정방법.
5. 제 1 항에 있어서, 상기 고주파수 및 중간 주파수 채널중 어느 한 채널의 신호 위상을 신중하게 시프트하여 고주파수 채널 신호가 중간 주파수 채널신호에 비해 추가 진상하도록 한 것을 특징으로 하는 프로그램 신호 보정방법.
6. 제 5 항에 있어서, 상기 진상을 거의 180°로 한 것을 특징으로 하는 프로그램 신호 보정방법.
7. 제 6 항에 있어서, 상기 중간 주파수 채널 신호를 반전시켜 상기와 같은 진상을 얻도록 한 것을 특징으로 하는 프로그램 신호 보정방법.
8. 입력접점(12h)에서의 프로그램 신호에 응답하여 가변 파형의 입력 프로그램 전압신호를 전력 증폭기(18)의 입력(14h)에 공급하며, 이 증폭기는 유도성 리액턴스와, 용량성 특성과 유사한 특성을 갖는 구동부하(20)에 접속되어 있는 출력을 포함하도록 구성되어 있는 부하보정 장치에 있어서, 인덕터 보정 성분의 고역통과 이상회로망 수단(228)을 포함함에 의해서 주파수 증가에 따라 위상 앞섬과 주파수 응답이 증가하는 고주파수 보정 신호를 발생하여 상기 부하(20)의 유도성 리액턴스를 보상하기 위한 독립된 고주파수 보정채널 회로(118d)와, 캐패시터 보정 성분의 저역통과 이상회로망 수단(210)을 포함함에 의해서 주파수 감소에 따라 위상지연과 주파수 응답이 증가하는 저주파수 보정신호를 발생하여 용량성 리액턴스와 유사한 상기 부하(20)의 특성을 보상하기 위한 독립된 저주파수 채널회로(120d)와, 중간대역 통과 필터 수단을 갖고 있는 중간 주파수 채널회로(244)를 포함하여 반전된 중간 주파수 프로그램 신호를 발생하기 위한 독립된 프로그램 주파수 채널회로(244)를 포함하여 반전된 주파수 프로그램 신호를 발생하기 위한 독립된 프로그램 주파수 채널 회로를 포함하도록 구성되어 있으며, 상기 고주파수 보정 신호의 진폭이 상기 중간 주파수의 프로그램 신호의 진폭에 상관하여 자동적으로 조정되도록 하며, 상기 각 채널회로(118d,120d,244) 에는 상기 프로그램 신호원(12h)에 전기 접속된 한 입력과 한 출력이 있으며, 상기 채널회로(118d,120d,244) 각각의 상기 출력은 가산회로 수단(236,238,150d,250)에 전기 접속되어 상기 보정 신호 성분과 상기 프로그램 신호가 결합하게 되며, 상기 가산회로 수단의 출력(14h)은 상기 전력 증폭기의 입력(16)에 전기 접속되어 있어 이 결합신호들을 상기 전력 증폭기(18)에 인가하도록 되어 있는 것을 특징으로 하는 부하 보정 장치.
9. 제 8 항에 있어서, 상기 고주파수 및 저주파수 채널 회로(118d,120d) 중의 상기 신호 진폭을 상기 중간 주파수 채널 회로(244)중의 신호 진폭에 상관하여 조정하기 위해 상기 고주파수 및 저주파수 채널 회로(118d,120d) 각각에 자동 진폭 조정수단(276,258,242,146d)을 포함하도록 구성한 것을 특징으로 하는 부하 보정 장치.
10. 제 8 항에 있어서, 상기 자동 진폭 조정 수단은 상기 중간 주파수 채널회로에서 중간 주파수 신호 진폭의 정 DC 아나로그를 발생하는 제1검출기 수단과, 상기 고주파수의 채널회로에서 고주파수 신호 진폭의 부 DC 아나로그를 발생하는 제2검출기 수단과, 상기 제1 및 제2 검출기 수단의 DC 출력에 접속되어 상기 DC 출력을 가산하는 가산 회로 수단과, 상기 가산 회로 수단의 출력에 동작가능하도록 접속되어 상기 정 DC 출력 및 부 DC 출력의 합이 변화함에 따라서 상기 고주파수 채널 회로에서 이 회로의 이득을 자동적으로 조정하는 이득조정 수단을 포함하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 부하 보정 장치.
11. 제10항에 있어서, 상기 이득 조정 수단은 저항 구성으로 배열되어 있는 FET 수단을 포함하도록 구성한 것을 특징으로 하는 부하 보정 장치.
12. 제 8 항에 있어서, 상기 고주파수 채널회로 신호를 상기 중간 주파수 채널 회로중의 신호에 비해 진상시키기 위해 상기 고주파수 및 중간 주파수 채널회로중 어느 한 회로에 다른 이상회로망 수단을 포함하도록 구성한 것을 특징으로 하는 부하 보정 장치.
13. 제12항에 있어서, 상기 다른 이상회로망 수단은 상기 중간 주파수 및 고주파수 채널회로중 어느 한 회로에 반전기 회로수단을 포함하도록 구성한 것을 특징으로 하는 부하 보정 장치.
14. 제13항에 있어서, 상기 반전기 회로 수단은 상기 중간 주파수 채널 회로내에 배치하도록 구성한 것을 특징으로 하는 부하 보정 장치.

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