JPS61129912A - リフアレンス・ロ−ド補正方法および補正システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の技術分Ｗｆ） 本発明は増幅器の技術分野に属し、特に、スピーカ等の
負荷をドライブする増幅器に関し、これらスピーカはリ
アクタンス成分が多く、また慣性および共振を含む機械
的歪みの影響を受は易くなる性質がある。

（従来技術の説明） ４０年以上の前および未だ最新の状況においても、オー
ディオ増幅器（以下単に６７ンプ″とも称す）は、周波
数応答を向上させると共に歪を減少させる努力をするた
めに、″電圧フィードバック”と称する技術を採用して
来た。このような電圧７　（−ト”パックシステムは従
来技術分野において“定電圧１ンステムとも呼ばれるこ
とがあった。この理由は、固定の増幅器入力電圧に対し
て、出力電圧が広範囲に亘ってほぼ一定か値となるから
である。従って、現在のオーディオアンｆｉｉスピーカ
をドライブするだめの電圧出力を供給することができる
。このスピーカは増幅器の入力プログラム電圧を波形即
ち形状、および位相の両方に対して匝めて正確に追従す
ることができる。

しかし乍ら、このようなアンプの負荷として使用されて
いる通常のマグネチックコイル駆動凰スピーカは電流駆
動型デバイスであり、電気的および機械的特性の両方を
有しており、これらはコイルを通って流れる電流を“定
電圧′増幅器ドライブに拘らずかなシ厳しく変更させる
ものである。

この結果、スピーカ電流がア／ｆの電圧出力をもう少し
で追従するよりになることを回避できると共に、この代
シに、振幅、波形および位相に関してアンプによって与
えられたプログラムからスピーカがかなシ離れるように
なる。一般的な結果としては、スピーカの音響応答特性
が“定電圧″増幅器の平坦電圧応＄（レスポンス）よシ
かなり相違したものとなる。

従来のコイル駆動凰スピーカ（またはマルチスピーカシ
ステム）は極めて誘導性の強いリアクタンスな負荷であ
る。このことは負荷インピーダンスを周波数によって変
動させてしまい、周波数が高くなると、スピーカへの電
力は従って低下し、プログラム周波数が通常の４００Ｈ
ｚ標準または規定インピーダンスポイントよ）上昇し、
２０　ｋＨｚより高くなる場合である。−例によれば、
高周波におけるインピーダンスのこのような増大が如何
に深刻なものであるかがわかる。メーカーの現在の技術
水準にある代表的なスピーカに対するインピーダンス／
周波数応答曲線によれば、４００Ｈｚで規定の８オーム
のスピーカでは約４３００　Ｈｚでは２倍の１６オーム
で約１０　ｋＨｚでは４倍の３２オームとなる。

電力はスピーカのインピーダンスに反比例する。

スピーカ負荷の誘導性リアクタンスによって負荷を流が
その位相においてプログラムより遅延し、この位相遅れ
は４００Ｈｚの規定インピーダンスポイントよりサク／
ト９周波数の高域終了まで増大するように々る。このよ
うな誘導性リアクタンスの位相遅れがどのくらいである
かを例によって示すと、図示されたすぐ前の７９ラグラ
フにおいて関連したスピーカで位相遅れを測定すると、
４００Ｉ（ｚで約３３°、９００玉で約４５゜および５
　ｋＨｚで約７０＠となる。この誘導性リアクタンスの
位相遅れの全体部分として、通常重要ｆｋｆｏダラム情
報が含まれている高周波波面またはトラン・ゾエントに
対する立上り時間はプログラムにおける実際の彼方また
はトラン７ェントに関連して低下するようになる。

スピーカの質量は、立上やおよび立下り波面に応じて加
速および減速に対して抵抗するので、この結果、慣性遅
れおよびオーバーシーートがそれぞれ生じるようになる
。スピーカ音響出力の慣性歪はスピーカの誘導性リアク
タンスによって生じた位相および立上り時間歪に極めて
近似するものである。この為、誘導性リアクタンスおよ
び慣性によるこれらの効果は加算されるようになる。こ
れら慣性ならびに誘導性リアクタンスによる悪影響は可
聴スペクトラムの高域端部まで周波数の上昇と共に増加
するようになる。

楽器によって発生されたサウンドの多くは、基準周波数
サイクルで鋭く立上る初期のトランノエント波面によつ
て特徴付けられたシャーグなアタ、りを有している。こ
のイニシャルトランノエンドはサウンドの高周波のハー
モニックを含んでいる。このようなサウンドの全体スペ
クトルを入間の耳で聴くことによりて、以下のことがわ
かった。即ち、最初にイニシャルハーモニ、フサランド
を聞き、次に中間および低い終りの周波数を聞く。しか
し乍ら、最新のアンｆ／スピーカ／ステムにおけるスピ
ーカの誘導性リアクタンスおよび慣性の追加性、または
累積性効果によって、立上り時間がかなりスローになり
、位相遅れが高周波ではかなり大きくなる。高周波ハー
モニックの多くｔ含んだ鋭く立上る波面またはイニシャ
ルトラーンノエンドは低い、重い周波数によって、大部
分マスクされてしまう。このような高周波ハーモニック
のマスキングを通常”トランジェント歪”と称し、音響
出力を“人工的”または“録音済″のサウンドにしてし
まう。これは、耳が低い周波数の音の前に鋭く立上るイ
ニシャルトランノエント波面を受ければ、完全に“生″
または自然にきこえてくるものである。

代表的なコンデンサマイクには約２０−２５μ−の立上
９時間がある。音の再生のロスを防止し、同時にコンデ
ンサマイクロフォンでこのような高周波ハーモニ、りを
捕えて再生するために、マイクロフォンの立上シ時間よ
り遅いスピーカロード電流の立上シ時間を再生するアン
プシステムが必要であり、これは約１０μ箇以下で、理
想的には約５μａでおる。ダイレクトソリッドステート
ピックアッデトランスデー−サ（Ｂａｒｅｕｓ−Ｂａｒ
ｒｙ社３１）では、殆んど遅れがなく、アンプシステム
の立上り時間が約１０μｓ以上であシ、好適には５μｓ
よシ遅くなければ、このダイレクトトランスｒ、−サに
より、自然なサウンドが再生できる。このような高速の
立上シ時間を再生するには、スピーカロード電流位相を
、プログラム信号に対して４００　Ｈｚの規定インピー
ダンスポイント二シ約２０　ｋＨｚまで、“同相”に保
持する必要があシ、好適には、スピーカロード電流を約
１　ｋＨｚから２０　ｋＨｚ位いまで進ませる必要があ
る。更に、他のサウンド成分と適当な割合で、このハー
モニックを聴くためには、高周波成分のスピーカの訪導
り丁りタンスによる減衰を克服する必要がある。

中間レンジの周波数に対して１８００も大きな位相進み
を高周波ハーモニックとトランゾェントに与えることに
よりで、これら成分の分離が行われ、中間レンジ成分が
耳に届く前に、高周波成分が届くことを本願人は確めた
。

従来の１ＩｋＷＩｒ式アング／スピーカシステムはスピ
ーカロード電流（速い立上り時間を有す）を、マスキン
グ問題を回避するために必要な“同相″条件を与えるこ
とが出来ない。種々の試みが行われたが、立上シ時間や
位相を改善したが、１０μｍのオーダーの立上り時間や
２０　ｋＨｚぐらいまでのハーモニックとトランフシ１
ンの進み位相や１同相″条件を満すものは無かった。更
に、本願人によれば、高周波成分を忠実に聴くために中
間の周波数に対して、１８０＠もの大きな進み位相を高
周波に与えて、マスキング効果を防止する方法は気が付
かなかった。このような問題解決の為の最新の原理的タ
イプの機器はグラフィックイコライザである。従って、
ノ１イファイ並業のクォリティユニットはＢｏｓ・スピ
ーカ付きＢｏｓ・イコライザである。このユニットは、
以下のような周波数レスポンスカーブを有する。これは
、約ｉ　０　ｋＨｚまでは、余りにも急しゅんで、僅か
な進み位相、１０　ｋＨｚ〜ｌ　５　ｋＨｚ間では同相
、その後、急激に落込み、１５　ｋＨｚ以降では太きつ
位相遅れ、２０ｋＨｚでは約４５°の遅れとする。結果
として得られた立上り時間は約４５−４０　ｌＪｓ　ｆ
　ｈ　’）　、イニシャルトランノエントの高周波ハー
モニックを再生するには余りにも遅すぎる。

４００　Ｈｚの規定インピーダンス−インド以下では、
通常のスピーカのインピーダンスカーブはこれのコ／ｆ
ライアンスや開放コーン共振による容量性、リアクタン
ス効果で上昇する。メーカーの示したスピーカＶスボン
スカープは、１５０Ｈｚ以下で鋭く立上シ、５０Ｈｚで
大きなインピーダンスピークとなり、２０Ｈｚで鋭く８
オームに落ちる。この大きな低周波インピーダンスビー
クは、スピーカの音響出力に大きな孔を表現スる。この
為、プログラムの低周波成分が失われる。キャビネット
のデデインによって低周波において開放コーン共振を減
少できるが、これらは一般に、キャビネ、トの共振およ
びダ／ピ／グのような別の問題を生じる。アンプの補償
によって、２０Ｈｚまでの低周波レスポンスを立上らせ
ｉければ、低８ｍ成分の大部分が失われてしまう。特に
、ノターカツシ、ンサウンドを表わす低周波情報が失わ
れる。

代表的なスピーカの悪い低周波レスポンスに加えて、４
００Ｈｚ以下のコーン共振の立上りスロープにおける容
量性リアクタンス効果により、著しく位相が進み、この
領域で基本および低周波ハーモニックが同時に位相遅れ
の生じた高周波成分を追越してしまう。更に、１マスキ
ング問題を追加してしまう。

本願人の調査によれば、米国特許第４，２６０，９５４
号が興味深い先行技術である。このロード補正７ステム
によれば、負荷（ロード）を通って流れる電流を表わす
フィードバック電圧信号を発生させ、この信号とアンプ
の入力プログラム電圧とを比較し、この比較結果を利用
して、プログラムアンプラインのｒインを調整してロー
ド電流の波形および位相の変位を補償している。

このようなシステムは、１個のスピーカの負荷電流を検
知した場合には良好に作動するが、更に複雑な負荷（複
数スピーカとネットワーク）に接続した場合には、常に
満足出来るとは限らなかった。即ち、このような複雑な
負荷電流はスピーカ性能を正しく表わしたものではなく
、検出が妨害されてしまうからである。また、前述の特
許システムでは、実際の負荷は予測が出来ず、時として
不完全なものである。不所望なインピーダンスの周波数
に対する抑圧、落込みがちる。このような不規則性を正
確に追従出来なかった。また、このシステムを、アンプ
のう゛インに簡単にプラグ取付けできず、別の接続物を
必要とした。

また、この特許には、中間レン・ゾの周波数の平均振幅
に対して高周波のものを自動的に調整する手段が開示さ
れていない。これによシフフッ間のアンバランスを補償
する。また、これには、高周波の位相を意図的に進ませ
る考え方が開示されてなく、これによってこれらを分離
すると共に、中間の周波数によってマスクされないよう
にするものである。

西独特許第２，２３５，６６４号（１９７４，７月３１
日公告）のｔｓ２図の回路には関連性がちる。しかし、
このような回路によってリファレンス（参考）ｔたはモ
デル負荷を用いて、実際のスピーカ負荷の誘導性リアク
タンス、慣性。

共振の悪影響を補正する考えは開示されていない。真実
、この回路は、スピーカ電流の変動または、入力プログ
ラムからの音響出力の変動を補正する傾向は無い。

上述した特許以外の関連ある文献としては、米国特許３
，９０２，１１１号（１９７５年８月２６日）および４
，１５３，８４９号（１９７９年５月８日）がある。し
かし、これら文献は、類似性が々いもので、例えば、波
形が変動するグロダラム電圧信号のソースを扱っていな
かったり、この変動電圧信号に応答してドライブするス
ピーカでは無いものである。前者の特許は低周波のサー
ざシステムを簡単にしたように見え、固定のセ、ト？イ
ンド入力や、変動するプログラム電圧を入力したりする
ものでなく、本願のものとは異なる。

また、後者の特許は、イツトリウム−鉄−ガーネット（
ＹＩＧ　）　デバイスおよびトラベリング−ウェーブマ
スク（ＴＷＭ　）デバイスの動作特性を正規化するため
の回路で、これらデバイスは制御電流によって同調され
、このようなデバイスをマイクロ波システム内で交替で
きるものである。同様に、波形の変化するグロダラム信
号が入力に利用されるのではなく、簡単に、基準ＤＣ［
圧を用いて、デバイスの応答を所望の周波数／電流特性
にシフトさせるものではない。

また、これには、正のフィードバック回路が開示されて
お）、これらは、本願には全く使用できない。

本発明の目的は、供給したプログラムから負荷の出力が
変動するような増幅器ドライブによる負荷の悪影響をほ
ぼ完全に補正するシステムを提供することでらシ、この
悪影響には電気的に限られないリアクタンス、慣性、共
振等が含まれている。

他の一般的な目的は、オーディオシステムに特に利用で
きる増幅器負荷補正システムを提供することで、誘導性
リアクタンス、慣性遅れおよびオーパージ、−ト、なら
びにスピーカコンリア／スとこれと組合された開放コー
ン共蚕による重大な歪をほぼ完全に補正できる。

また、他の目的は、スピーカの通常の位相遅れ特性をほ
ぼ完全に克服出来る増幅器負荷補正システムを提供する
ことであり、この遅れ特性は、規定の４００　Ｈｚから
２０　ｋＨｚまで誘導性リアクタンスおよび慣性の両者
が原因で増大し、スピーカロード（負荷）電流の位相を
ほぼ完全に６同相１に保持でき、４００ＨＸから２０　
ｋＨｚまで僅かに進ませ、同時に、立上り時間を約１０
μｍ以下に保持でき、成る実施例では２〜５μ富以内に
保持できるものである。また、他の目的は、負荷ｔａ立
上り時間が、十分に速く、約４００　Ｈｚから２０　ｋ
Ｈｚ位いまでほぼ完全に同相状態を瞬間の保持でできる
と共に十分な振幅を有する増幅器負荷補正システムを提
供することで、増幅器／スピーカシステムによって、楽
器や音声に含まれた高周波ハーモニックにおける鋭く立
上るイニシャルトランジェントを忠実に再生し、このト
ランノエ／ト波面およびその後に中、低域成分を正しい
順序で耳に供給し、この結果、トランノエント歪マスキ
ングを克服し、更に最初に再生したサウンドを従来のよ
うな“人工的”または”録音済み”のサウンドとは異な
シ完全に６生きた１または“自然”々音となるようにし
たことを特徴とする。

また、中間の周波数に対して１８００の大きな位相進み
を高周波に意図的に与えることによって、前者が耳に届
く前に高周波ノ・−モニツクおよびトランジエントが正
しくセットされ、これによって高周波が中間周波によっ
てマスクされないような増幅器負荷補正システムを提供
することを目的とする。

また、低周波の位相の遅れた負荷電流を与えることによ
りて、スピーカレスポンスカーブの４００　Ｈｚ以下の
コーン共振部分の立上りスロープの領域におけるスピー
カの通常の位相進みを補償し、更に低周波による高周波
ノ・−モニ、りのマスキング作用を防止するようにした
補正システムを提供することである。

また、代表的なコンデンサマイクロフォンの２０〜２５
μｓの立上シ時間よシかなシ速い負荷電流立上り時間を
発生させることによって、サウンドの生成終端における
損失を補充し、同時にコンデンサマイクロフォンによっ
て、捕獲された鋭い立上シイニシャルトランノシ、ン波
面における高周波ハーモニ、り内容を再生するような補
正システムを提供することである。

速い立上シ時間および位相補正を行ない、同時に通常の
劣悪なスピーカインピーダンスカーブを補正しこれによ
って４００　Ｈｚから２Ｑ　ｋＨｚまでの高周波レンジ
および４００　Ｈｚから２０　Ｈ＄までの低周波レンジ
の両方において出力レスポンスが与えられるような補正
システムを提供することｔ目的とする。

また、本発明の他の特異な目的は、実際の負荷の！時性
のモデルとして作用するリファレンスコード（参考また
は基準負荷）より補正信号を発生させ、このようなリフ
ァレンスロードｔ−ｘ際にドライブする負荷から完全に
分離するような補正システムを提供することである。ま
た、実際のスピーカ負荷のインダクタンスの等価モデル
として作用するリファレンスロードカラ補正信号を発生
させると共に、スピーカ負荷の機成的慣性に類似したモ
デルとして作用するロート°からも補正信号を発生させ
、十分な補正振幅を供給して誘導性リアクタンスおよび
実際のスピーカの慣性の両者の悪影響を同時に補正する
システムを提供することである。同様に、リファレンス
ロードもまた実際のスピーカシステムのロードのキイ・
々シタンスの等価モデルとして作用すると共に、同時に
スピ−カシステムのコンプライアンスおよび関連した開
放（オープンエア）コーン共振用の類似のモデルとして
作用してこれらスピーカの特性を補正した補正／ステム
を提供することである。

実際の負荷より補正信号を取出す代りに、す７アレンス
ロードより取出して、理想のロードに基いて補正を行な
い、補正されたトランスデユーサ出力をプログラムのほ
ぼ完全な再生とすることができる補正システムを提供す
ることである。

また、実際にドライブされる負荷から完全に独立分離さ
れたリファレンスロードラ用いて、実際のロードにおけ
るインピーダンスの落込み等の予想出来ない不完全性に
よって制限され九り、歪むことのない補正信号が得られ
る補正７ステムを提供することでおる。

また、上述のようなリファレンスロードを用いて、クロ
スオーバーネットワークやマルチグルスピーカ分配ライ
ンシステムとマルチスピーカシステムを補正システムと
組合せられる補正システムを提供し、このようなマルチ
スピーカシステムによって、実際のロードの電流とプロ
グラム信号を比較する従来のシステムにおける補正用の
混乱をペースを与えないようにしたものである。

また、ダリアフグからの入カゾヤックやノタヮーア／ｆ
への出力ジャ、り等の簡単なもののみを用いて、あらゆ
るアンプ／スピーカシステムに簡単に組合せることの可
能な補正システムを提供することである。

リファレンスロードにインダクタおよびキイ・量フタ成
分、または回路を設け、これらの値は、実際のロードの
対応したインダクタンスやキイ・母７タンス特性より十
分に大きな値で６す、リファレンスロードの電流および
；これをドライブするのに必要な・９ワーを最少にした
補正システムを提供することにわる。

更に、高周波、中間周波および低周波を３つの独立のチ
ャネルに分離して、振！Ｉｔ！を互いに調整し合うよう
にし、２０Ｈｚ位いから２０　ｋＨｚまでほぼ平坦にし
た補正システムｉｃ提供することにある。高周波および
中間周波チャネル間で自動的にバランスを取るシステム
を提供し、高周波の平均振幅が中間のものに比べて増大
または減少した場合には高周波チャネルのｒインが自動
的に減少または増加して、これらチャネルの振幅を、プ
ログラム中に起るアンバランスに拘らず所望のバランス
にしたような補正システムを提供することである。

本発明によれば、プロダラム信号を、インダクタおよび
コンデンサ成分、またはこれら成分に似た回路を有する
す７アレ／スロート９に供給して高／低周波補正侶号成
分をそれぞれ発生させる。これらリファレンスロードの
インダクタおよびコンデンサ成分を同調させて相互（キ
ャンセルし合い、これによつて、通常のスピーカシステ
ムの規定の４００　Ｈｚ付近でシステムよりゼロ補正信
号を取出し、このインダクタ成分によって４００　Ｈｚ
から約２０　ｋＨｚまでの周波数に対しての高周波補正
信号を発生させ、コンデンサ成分によって、４００Ｈｚ
から約２０　Ｈｚまでの周波数に対して低周波の補正信
号を発生させることかできる。

インダクタまたはコンデンサに類似した回路を実際のも
のの位置にリファレンスロード成分（素子）として設け
られるので、以下の明細書において便利なために、用語
”インダクタ成分（素子）″“インダクタ素子手段″“
コンデンサ成分（素子）″および“コンデンサ素子手段
″とは実際および疑似インダクタおよびコンデンサコン
ポーネント（成分、素子）の両方に使用するものとする
。

本発明によれば、リファレンスロードは単一の直列同調
したインダクタ／コンデンサ回路であシ、これから高周
波および低周波補正信号成分が一緒に得られる。また、
独立した高周波／低周波チャネルを用いて、高周波チャ
ネルにはインダクタリファレンスロード成分を含ませ、
他ノチャネルニハコンデンサリファレンスロード成分を
含ませる。これらチャネルの補正信号出力をプログラム
信号と加算アンプで混合して、・−ワーアンプに供給し
、これによって実際のロードをドライブするようにする
。このよりな５虫立の信号チャ不に一全他の独立のプロ
グラム信号チャネルと共に用いることによって、１！ｌ
ｉ／低周波数の振幅をプログラム信号２よび互いに対し
て独立して１４整できる。この結果、実際のロードをド
ライブする・ぐワーアンプの最適比率で供給できる特徴
がおる。

また、本発明によれば、これら両チャネルにおけるイン
ダクタおよびコンデンサ成分を簡集なＲＣ移相ネットワ
ークとし、これによって、オーディオスペクトルの高／
低周波部分の位相全適当な方向にシフトでき、誘導性お
よび容量性リアクタンスおよび負荷慣性から得られた負
荷の悪い特性に対してほぼ完全に補正できる。

このことは特に、高周波チャネルでは有効なものである
。この理由は、これによりて、小さな、廉価なＲＣ回路
タイプのインダクタ素子を実際のチ１−クコイルの代プ
に採用出来ることである。これによりで大きくて高価な
実際のチョークインダクタを不要とでき、これによって
、本システムを小さなハイブリッドＩＣチッグに組込む
ことができる。

高周波／低周波チャネルを独立して設け、高周波および
中間周波数の平均Ｓ＠間で振幅のアンバランスが検出さ
れ、前者の平均振幅を自動的に再調整してこれらの周波
数間でバランスを取り直すことができる。このような自
動再調整は検出器／加算システムによって実現され、こ
こでは負のＤＣ出力検出器によって、高周波チャネルの
信号を検出すると共にこれに類似したＤＣ電圧を発生さ
せ、正のＤＣ出力中間レンジ検出器によって中間レンジ
チャネルの信号を検出してこれに類似したＤＣを発生さ
せ、更にこれら正負のＤＣ出力を加算増幅器で混合させ
て、これのＤＣ出力によって自動的に可変抵抗を調整し
て、所望の高周波ゲインを再調整する。

また、独立をした高周波／低周波チャネルを設け、高／
中間周波数チャネルの一方にイン・々−タを設け、これ
によって、高周波に、１８０゜の位相進みを与え（中間
周波数に比べて）、高周波ハーモニックおよびトランゾ
ェントを中間局波が耳に聴えてくる前にセットし、これ
によって高周波が低周波によってほぼ完全にマスクされ
ないようになる。

また、プログラム信号に対して補正信号の調整が行われ
、高／低周波数補正成分の両方が含まれた補正信号が一
方のチャネルで発生され、ここではプログラム信号が相
殺されて、補正信号を独立して調整でき、他方のチャネ
ルをダイレクトプログラム信号チャネルとしたことを特
徴とするものである。この調整された補正信号およびプ
ログラム信号を加算増幅器内で加算して、実際の負荷を
ドライブするノセワーアンプに供給する。

リファレンスロードを流れる電流を検出して、この電流
を表わした電圧帰還信号を差動演算増幅器中でプログラ
ム信号電圧と比較して、補正信号を発生させて、これを
プログラム信号と共に・ンワーアンプに供給するように
する。また、リファレンスロードのインダクタ成分を構
成して、これのインダクタおよびコンデンサ成分の各々
を独立のチャネルゲルテーノディパイグネットワーク中
に構成し、ここから補正信号全取出し、独立してｖ４整
可能な補正信号を加算増幅器中でプログラム信号と混合
させて、実際の負荷をドライブするパワーアンプに供給
するようにしたことを特徴とするものである。

以下図面を参照し乍ら本発明を詳述する。

第１図は、本発明のり７アレ／ス（参考または基準）ロ
ード（負荷）増幅器補正回路またはシステムの第１実施
態様を示すものである。第１図に示したリファレンスロ
ード補正回路は、・９ワーア／プ（電力増幅器）および
スピーカ負荷の動作的に組合わされて図示されておシ、
これラバ通常の現代技術の／パワーアンプおよびスピー
カコンポーネントである。このようなパワーアンプおよ
びこれと組合わされた負荷が＄２−９図に示した本発明
の他の回路形態には開示されていないが、パワーアンプ
および負荷がこれら他の回路の出力ターミナルに第１図
の回路と同じ方法で接続されているものとする。

第１図に示したり７アレ／スロート（参考または基準負
荷）補正回路またはシステムは一般に１０で表わされて
おり、入力および出力ターミナル１２．１４を有する。

入力ターミナル１２はプログラム信号スに接続されてお
９、このソースには一般に従来の現代技術のデリア／グ
（前置増幅器）が包含されて−いる。この補正回路出力
ターミナル１４を／４ワーア／グＩ８の入力ターミナル
に接続し、このアンプは従来の現代技術のパワーダイン
（利得）ブロックとすることができる。適当な増幅器の
ノぐワーが本発明のリファレンスロード補正回路１０に
対して得られ、これによって負荷ト２ンスデ、−サの出
力を広い周波数膏域に亘りて、この補正回路へのプログ
ラム入力の波形ならびに位相にはｔ！完全に適合させる
ようにするためには、パワーアンプ１Ｂは少なくとも約
２０のグイ／（利得）が必要である。更にまた、この／
４ワーアンプにマテリアルの波形歪が生じない二うにす
るために、この周波数応答は約２０　Ｈｚから２０　ｋ
Ｈｚまで７ラツトであることが望しい（定電圧モードで
）。

本発明のリファレンスロード補正回路１０を通常グリア
ングと・ぐワーアンプとの間に接続しているが、グログ
２ムソースよυｚ４ワーアングまでのコンポーネントの
ライン中のいずれの場所に設けることができる。

本発明のリファレンスロード補正回路は増幅器によりで
ドライブされた負荷の欠陥や不足社を補正することがで
き、代表的な負荷としてはハイファイセットや、テレビ
ジ、ンまたはラノオのスピーカ負荷である。このスピー
カ負荷は第１図に線図的に表わしたスピーカ２０のよう
なジングルスピーカ、またはクロスオーバネ。

トワークによるマルチスピーカとすることができる。ま
た、本発明によるリファレンスロード補正回路はマルチ
チャネル増幅器システムにおけるロード補正にも適して
いる。このシステムでは、チャネルは多重化された・ン
ワーのモノラル出力に対して互にプリッゾ接続されてｈ
る。

本発明のり７アレ／スロ一ト補正回路はまた、時として
劇場で採用されている多数のスピーカに対しての分配乏
インシステム（例えば７０．ｊｆ’ルト）用のロード補
正用にも利用出来る。本発明のり７アレンスロ一ド補正
回路が採用されたすべてのマルチグルスピーカシステム
においては、本発明の回路によってシステムの複数個の
スピーカの各々における電気的（リアクタンス）および
機械的（慣性）不足の両者に対してほぼ完全に補うこと
ができる。

補正回路入力ターミナル１２に供給されたプログラム信
号は′醒圧信号でりり、これはミューノック、音声また
は他のプログラムイ／フォメーシ、ンに従って波形が変
化する信号である。

本発明によるリファレンスロード補正回路またはシステ
ム１０が設けられていない従来の状況の下では、定電圧
パワーアンプ１８で増幅された後で、この可変波形プロ
グラム信号は、大きな誘導性リアクタンス、機械的慣性
およびスピ−カ装蓋負荷２ｏのオープン・エア（Ｊ放）
コーン＃振による振幅および位相に大きな歪を有するよ
うになってしまう。これについては、本発明のロード補
正特性に関連して後述する。

入力プログラム信号が入力ターミナル１２がら導体（コ
ンダクタ）２２を経て干衡温差動演算増幅器（以下単に
オペアンプと称す）２６の非反転入力ｓＩに供給される
。このオせアンプ２６の出力２８を補正回路出方ターミ
ナル１４に接続すると共に、通常、３０で表わされた本
発明のリファレンスロードの一端にも接続スル？ニー（
Ｄリファレンスロード３ｏの他端ヲセンシングポイント
３２に接続し、センシング抵抗３４を介して接地される
。このセンシング抵抗３４によってリファレンスロード
ｓａを通って流れる電流を検知して七ノシンブーイント
３２における帰還電圧信号を発生する。この帰還電圧信
号をコンダクタ３６を経てオイアング２６０反転入方３
８に戻るように供給する。

リファレンスロード３ｏはインダクタ素子（成分）４０
および直列接続されたコンデンサ素子（成分）４２より
構成されている。このインダクタ素子４０によって、リ
ファレンスロード３０を通って流れる電流の、入力ター
ミナル１およびオＲア／ｆの出力２８におけるプログラ
ム信号の位相に対して遅れが生じる。他方、この；／デ
ンサ素子４２によりてこのリファレンスロード３０を通
過する電流の位相に入力ターミナル１２およびオ（アン
プ出力２Ｂのグロダラム電圧信号に対して進みを生じる
。これらインダクタ素子４０およびコンデンサ素子４２
の値は適切に選択されているのでこのリフアレ／スロー
ト回路３０は約４００　Ｈｚで直列共振するようになり
ている。これは９７アレ／スロ一ト補正回路１０をスピ
ーカシステムの通常、即ち規格のインピーダンス４００
　Ｈｚに整合させるためでらる。約４００　Ｈｚに同調
されたリファレンスロード回路３Ｑによれば、インダク
タ素子４０およびコンデンサ素子４２のリアクタンスは
この周波数でキャンセルし合う、即ち、この周波数にシ
いてはこれら素子による位相シフト効果は互いに打消し
合うことを意味する。従りて、このリファレンスロード
回路において残存するインピーダンスはインダクタ素子
４０の抵抗だけでちゃ、これは極めて低いものである。

入力ターミナル１２からオペアンプ２６の非反転入力２
４への入力には値の等しい一対の抵抗４４′！？よび４
６からなる入力ネットワークが包含されている。同様に
、センシングポイント３２かもオペアンｆｚｅの反転入
力３８への帰還回路には、値の等しい一対の抵抗４８．
５０および入力ネットワーク抵抗４４．４６が包含され
ている。入力ネットワーク抵抗ならびに帰還ネットワー
ク抵抗のこれらの等価な値によってオペ７）７ａ２６は
４００　Ｈｚ　７”ログラム信号に対してトランスファ
ゲイン（伝送利得）１を有するようになる。このため、
リフアレ／スロート３０を流れ負荷電流・はその最大値
を有するようになるか、または実際においてリファレン
スａ−ド３０をストレートに流れるようになり、同様に
センシングポイント３２における帰還電圧信号がアース
よシ上の最大値を有するようになる。このような利得１
の伝送利得によって、オペアンプ２６は検出可能な残留
パックグランドノイズを増幅器ラインに誘導しないよう
になる。このことは従来のシステムにおいては問題とな
っていた。

オペアンプ２５０２つの差動入力端子によってそれぞれ
のプログラムおよび帰還信号がそれぞれのコンダクタ２
２．２６を通って連続的に供給されるので、とのオ（ア
ンプ２６によりてリファレンスロード３０を流れる電流
と、入力プログラム電圧とを振幅および位相に関して連
続して比較するようにし、オペアンプ出力２８の増幅さ
れたプログラム信号に加えて補正信号を継続して発生す
るようにする。この補正信号によってインダクタ素子４
０およびコンデンサ素子４２０両者における位相７７ト
およびリアクタンス値の変動を連続的に且つ、同時に補
正することができ、このことは、このような変動カ補正
回路１０の帯域幅以内で例え広いものでゎろつとも、４
００Ｈｚからプログラム周波数の変動より基因するもの
である。この補正は位相および振幅の両方に対して完全
且つ、瞬時に行われるものであるから、センシングポイ
ント３２がマイナスプログラム電圧を表わすロックソリ
ッド定１流ポイント（ｒｏｃｋ−ａｏｌｌｄ　ｃｏｎｓ
ｔａｎｔｃｕｒｒｅｎｔ　ｐｏｉｎｔ　）として確立さ
れるようになる。

プログラム信号周波数成分がリファレンスロード３０の
４００　Ｈｚに直列同調した値から上昇すると、リファ
レンスロードインダクタ成分４０の対応する増加したり
アクタンスによって、センシング抵抗３４を流れる減少
した’＊ｉ、七ノシングノイント３２における減少した
対応のフィードバック電圧レベルおよびオ（アクタ２６
の出力２８の増大した補正信号成分に影響を与えるよう
になる。同様に、リファレンスロード３０の４００　Ｈ
ｚに同調した値より下がるとり７アレ／スロ一トコンデ
ンサ成分４２の増大したりアクタンスによってオペアン
プ２６の出力２８の補正信号成分の値を増大するように
なる。この結果は、補正信号の振幅対問ｔｆｌ数のグロ
ットしたものは従来のスピーカのリアクタンスカーブに
類似したカーブを描くようになる。

このような補正信号のカーブを第１０図に示し、スピー
カリアクタンスは第１１図に示し、これらのカーブにつ
いては後で詳述する。抵抗５２゜５４をそれぞれのリフ
ァレンスロードインダクタ成分４Ｑおよびコ／ｆ″ンサ
成分４２と並列に接続する。これらの抵抗５２および５
４をｖ４Ｖｉ。

することによってそれぞれのリアクタンス４０および４
２の上限値を七、トすることが出来ると共に、これと同
様に、補正信号の振幅対周波数カーブの上限値をセット
することができる。

このカーブは補正回路のバンド幅の上側および下側のそ
れぞれの周波数終端部に類似したものである。センシン
グ抵抗３４用に選択された値によって補正信号カーブの
スロープを決定する。

オペアンプ２６の出力２８における補正信号成分をリフ
ァレンスロード３０へ送給するだけでなく、同時に補正
回路出力ターミナル１４にも供給され、従つてプログラ
ム信号と一緒に・ぐワーアング１８の入力ターミナル１
６にも供給される。・クワ−アンプ１８における補正信
号を増幅することによってこの信号に所望の電力が与え
られ、この結果、振幅および位相歪に対してほぼ完全に
補正することができる。これら歪・　　は誘導性および
容量性リアクタ／ス、スピーカまたはスピーカシステム
のコーン抵抗が原因であり、スピーカの慣性および特に
マグネチックスピーカコイルの質量による機械的歪も補
正出来る。

補正信号を生じさせるために用いたロード（負荷）３０
を、本明細書ではリファレンスロード（基準負荷）と称
していたが、シンセティック（合成）ロード、ファント
ムロード、等価ロード、擬似ロード、モデルロードまた
は人工的ロード等と称することも適当である。

リファレンスロード３０のインダクタ素子（成分）４０
およびコンデンサ素子（成分）４２は代表的なスピーカ
システム負荷を実質的に表わす相対値を有する一方、こ
れら値は実際のスピーカシステムにおける対応する値よ
シ何倍も大きい値を有することが好ましい。このことに
よりて電流センシング抵抗３４の値をこれに応じて増大
させることができる。す７アＶ／スロート３０およびセ
ンシング抵抗３４の回路素子のこのような大きな値によ
って差動演算増惺器２６を低電力の増幅器チックするこ
とができる。このアンプは第１図では／４’ワーア／ｆ
の形態となりている。しかし乍ら、リファレンスロード
３０のインダクタ４０およびコンデンサ４２は実際のス
ピーカシステムを正しく表わすための比率であるので、
このリファレンスロード３０によって得られた補正信号
はあらゆるスピーカ１にシステムとコンノチプル全盲シ
、このスピーカシステムにおける電気的および機械的な
不足量を完全に補正することができる。

第１図のリファレンスロード（基準または参考負荷）補
正回路１０は電流動作型のシステムであり、その為に大
きな出力インビーグ／スを有し、約１０にΩ以上の負荷
を必要とする。このことは、この第１図の回路を第２図
に示したような電圧増幅器に変更することによって解決
できる。

第２図に示したリファレンスロード補正回路は一般に１
０ｍで表わされ、第１図の回路と具なる点は、基本的に
は２つの負帰還ネットワーク抵抗を除いたことでちる。

所望に応じて第１図の入力ネットワーク抵抗を設けるこ
ともできるが、必要なことではない。さもなければ本発
明による′４２図の電圧増幅器の回路素子は第１図の電
流増幅器のものと同一となってしまう。

プログラム信号が入力ターミナル１２１に供給されると
共にコンダクタ２２龜を介して平衡型差動演算増幅器（
以下、単にオペアンプと称す）２６ａの非反転入力２４
ｍに供給される。このオペアンプ２６息の出力２８ｈを
、実際の負荷をドライブするパワーアンプへの入力鴻子
としての補正回路１０ｈの出力ターミナル１４＆に接続
すると共に、３ｏ１として表わされたリファレンスロー
ド（基準または参照負荷）の−。

端にも接続する。この９７アン／スロート９には直列接
続されたインダクタ素子４ｏａおよびコンデンサ素子４
２龜とが設けられており、これらの素子はこれと対応の
第１図の回路素子と同一な値を有し、約４００　Ｈｚで
直列同調するようになっている。またこのリファレンス
ロード３０＆にはインダクタおよびコンデ／す素子４０
ｍ＋４２ｍと並列接続された可変型７ヤ／ト（分路）抵
抗５２＊、５４＊がそれぞれ設けられており、これらは
＠１図の対応のものと同じ目的を有する。またこのロー
ド３０＆の他端をセンノングーインド３２ｍに接続する
。この−イア　）　３２　ｍをセンシング抵抗３４ａお
よびコンダクタ３６＆を介してオペアンプ２６ｇの反転
入力３８＆にも接続する。電流増幅器の代シに、出力ロ
ードに対する要求条件が縮減された電圧増幅器の形態で
ある以外は、第２図に示したリファレンスロード補正回
路１ｏ１は第１図に示したリファレンスロード補正回路
は全く同様に作動するので、同じ結果が得られる。

第１，２図の差動演算増幅器２６および２６＆の各々は
電圧帰還を設けることなく可変利得増幅器として構成し
て、本発明の補正電流を連続して変化させることができ
る。

楽器のサウンドの多くは、このサウンドの高周波ハーモ
ニックの殆んどを含んだ鋭く上昇する初期遷移波面によ
って４！！−徴づけられた鋭いアタック（ａｔｔａｃｋ
　）を有しており、このような鋭く上昇する波Ｘはこの
サウンドの基本周波数に従った繰返し比率で発生するも
のである。このようなサウンドの全体のスペクトラムを
人間の耳で聴くためには、高い部分を最初に、そして基
本サウンドを後で聴く必要がある。この順序で聡いた時
、これらサウンド成分のすべてが聴取され、完全に６自
然音（ナチュラル・サウンド）″として認識でき、これ
によって“人工的″または“記録され九″サウンドとは
認識されｔい。この理由はこのようにして十分に処理さ
ｎたサウンドを聴くからである。従来の増幅器／スピー
カシステムにおける基本的問題は、スピーカシステムの
リアクタンスおよび機械的慣性によってスピーカまたは
スピーカシステムが基本周波数の各サイクルのアタック
時に急教に加速されるのを妨げ、これによってスピーカ
による中間レンツおよび低域周波数が再生される前′に
、高周波ハーモニックの多くを含んだ鋭く上昇する波面
または初期遷移を再生するのに十分な特性を有していな
い。このことによって、高周波ハーモニックの大部分が
低周波によってマスクさｎてしまう。一般的にこのよう
々マスキング効果によってサウンドの高周波ハーモニッ
ク成分の約５０チぐらいまでの損失が発生してしまう。

従って、従来の増幅器／スピーカシステムでは、ベルや
チャイム等のように音楽のりアリティが沢山追加された
ような“ベルの鳴る音″が失われてしまう。このような
スピーカの歪に影響が与えられてしまうならば、声の音
質が母音サウンドに対して変化してしまう。従来のスピ
ーカシステムにおけるサウンド内に含まれた高周波ハー
モニ、りによるマスキング効果は、“トランジエント（
遷移）歪″として呼ばｎでおり、これは増幅器／スピー
カシステムにおける個有の不足量として簡単に説明され
ている。

このトランノン、ン歪の問題をほぼ完全に治すために、
増幅器は、スピーカ／ステムを約１０７ｊ都より短かい
音響的ライズタイム（立上り時間）でト０ライグする必
要があると共に、４００Ｈｚのクロスオーバ周波数より
約２０　ｋＨｚまですべての周波数に対してほぼ位相遅
れ零でドライブする必要がある。本明８Ｈｉ書において
用いた用語”ライズタイム”とは、完全なサイン波サイ
クルの最初の立上りの１／４の時間期間を意味する。

本願人は、高周波ハーモニツクを、低域および中間周波
数に対して位相を進み全これに意識的に与えることによ
って更にマスクさせないようにすることができることを
見出した。これは第９図に示した回路において実現でき
ると共に、この回路に関連して後述する。

！！９および第２図のす７了し／スロート補正回路１０
．１０＊の実験的！ロトタイグのものは約５から１０μ
易間の立上り時間を呈するので、この結果、これらの回
路は約５０　ｋＨｚから約２５　ｋＨｚまでのバンド幅
を有するようになる。

このような約５〜１０μ３の範囲における鋭い立上り時
間によって第１．２図のリファレンスロード補正回路が
約１０　ｋＨｚまでにおいて負荷において十分な位相補
正ができると共に、この負荷を約２０　ｋＨｚまで同相
で保持できるが、ある場合において、第１，２図に示し
たプロトタイプの回路は２０　ｋＨｚで僅かｔ位相遅れ
が現われてしまう。しかし乍ら、この補正回路は、４０
０Ｈｚから２０　ｋＨｚを含む周波数スペクトラムの高
域部までのクロスオーバー周波数に僅かな進み位相を生
じる方が好適である。これには、約５μｓより長くない
立上シ時間が必要でちり、これは以下に説明する本発明
の他の形態で達成できる。このような僅かな位相進みに
よってスピーカシステムの実際の音響出力は少なくとも
同相であり、これによって最初に高域部分で後に低い重
いハーモニ、り成分および基本サランＰが正しい順序で
再生されるようになる。

第１図および２図の回路によって得られた負荷の補正用
のスピーカシステムは優れたものであることが証明され
ているが、これら回路より得られる補正ｆ（高周波にお
ける）における実際上の制限が存在する。このことは、
リファレンスロード３０（または３０＆）のインダクタ
４０（または４（ｌａ）を分路する可変抵抗５２（また
は５２＆）が上昇してインダクタ回路のＱ’を高い値に
上昇させた時に、立上り時間および位相補正の両者が僅
か乍ら損われてしまい、不自然なブライトネス（ｂｒ１
ｇｈｔｎ＠ｓｓ　）がサウンドのあるタイプのものに導
入されてしまう。

また、第１．２図の補正回路における他の僅かな問題点
としては、これら回路には、約０．８％８度（全出力に
対して）のノ・−モニック歪がろることである。しかし
乍ら、第１，２図の回路における立上９時間および位相
、ハーモニック歪による制限が平均値は聴取者にとって
可聴できるかどうか疑しいものである。

湾４図に開示されたす７アレ／スコ一ド補正回路または
システムによって補正信号をプログラム信号から分離出
来るので、この補正信号をプログラム信号に関連して所
望の範囲まで増幅することができ、更にこの補正信号を
プログラム信号に混入し戻すことができる。他方、第５
〜９図に示したローｒ補正回路またはシステムによって
４００　Ｈｚクロスオーバ周波数より上側および下側用
の高周波および低周波負荷補正を行なう独立の回路部分
が与えられる。これら第４−９図の補正回路のこれらの
特徴によりて高周波の補正量を調整することができ、こ
れによって立上り時間を約２から５μ−の範囲内に短縮
することができ、４００Ｈｚのクロスオーバー周波数の
少し上の周波数よυ約２０　ｋＨｚのスペクトルの一番
高い部分までにおいて僅かな進み位相５Ｌ：得ることが
できると共に、この補正信号を十分に電力増幅すること
ができ、スピーカのりアクタンスおよび慣性の両者をほ
ぼ完全に克服することができる。

第４−９図の回路の詳細を詳述する前に第１゜２図の補
正回路に類似したり７アレ／スロ一ト補正回路の第３の
形態について説明する。第３図に示す番号１０ｂで示し
た回路において、入力ターミナル１２ｂに供給されたプ
ログラムは抵抗４４ｂ、４６ｂよシ成る入力抵抗ネット
ワークを介して平衡型可変利得差動増幅器（以下、オ（
アンプと称す）２６ｂの非反転入力に与えられる。この
オ（アンプ２６ｂの出力２８ｂにはプログラム電圧信号
および補正電圧信号の両方が現われるようになる。この
オ（アン７＃２６ｂにはこれの出力２１１ｂおよび反転
入力３８ｂ間に接続された通常の帰還抵抗５６が設けら
れている。混合されたグロダラム信号および補正信号を
オ（アクタ出力２８ｂから補正回路１０ｂの出力ターミ
ナル１４ｂへ供給され、この回路出力ターミナル１４ｂ
を・−ワーアンプの入力に接続させるように、この・！
ワーアンデによって第１図と同様な方法で主負荷をドラ
イブする。

第３図に示す回路はまた以下の点で第１図の回路に似て
いる。即ち、低電力の電流増幅器チップが採用されてい
る。しかし、第３図ではこのアンプはセパレート演算増
幅器５Ｂであり、これによってリファレンスロード３０
ｂをト０ライプするようになる。増幅器５８はその非反
転入力６０において同様に混合したプログラムおよび補
正信号をシステム出力１４ｂに供給されるように差動増
幅器出力２８ｂから受信するようになる。低電力アクタ
５８には入力抵抗６２および抵抗６４．６６よυ成る帰
還ネットワークが設けられている。このアンプ５８の出
力６８ｔ−ＩＪ　７アレ／スロート３０ｂの一端に接続
すると共に、他端を七］７ングポイント３２ｂに接続す
る。このセ／シングｄインド３２ｂおよびアース間に接
続された七ン７／グ（検出）抵抗ｊ４ｂによってす７ア
レ／スロート電流を表わす帰還電圧信号を発生させるよ
うになる。このリファレンスロード３０ｂおよびこれの
電流検出抵抗３４ｂは第１，２図に示した回路の対応す
る回路素子と同様であり、これによって同様な電圧帰還
信号が得られるようになる。

ｗｃｓ図のシステムと第１．２図のものとの根本的な相
違点は、第３図のシステムにおけるロード補正信号がプ
ロダラム信号ライン中の差動増幅器に発生しないことで
おり、しかしこの代’）　Ｉｃ　セ、ｚレート差動コン
パレータ１０にヨって発生する。このコンパレータは平
衡をの差動演算増幅器であり、前述のオペアンプ２６ｂ
に類似したものでちる。この七ノシング抵抗３４ｂ間で
発生した帰還電圧信号を抵抗７４．７６よ“り成る入力
ネットワークを介して差動コン・ぐレータの非反転式カ
フ２に供給する。従りて、この非反転式カフ２はリファ
レンスロード電流の振幅および位相の両者を継続的に表
わす帰還電圧信号を受は取るようになる。この差動コン
・ぐレータの反転入カフ８を抵抗８０．８２から成る入
力ネットワークを介してプログラム入力ターミナル１２
ｂに接続するので、反転入カフ８が入力してくるプログ
ラムを表わす電圧信号を継続して受信するようになる。

このようにして差動コンパレータ７０によってプログラ
ム電圧と帰還電圧間の連続的で且つ瞬時の差動比較結果
を表わす所望の補正電圧信号が発生されるようになる。

この補正電圧信号をコン・々レータ出　・力８４から可
変利得差動ライン増幅器２６ｂの反転入力３８ｂへ供給
して、この補正電圧信号をアンプ２６’ｏの出力２８ｂ
およびシステム出力１４ｂにおけるプログラム電圧信号
と混合する。

第４図を参照し乍ら、リファワンスロード補正回路１０
ｅについて説明すると、これには第２図に示したり７ア
レンスロ一ド補正回路１０１と同じ回路素子（コンポー
ネント）が設けられている。これによってプログラム信
号電圧に混合された補正信号電圧を最初に発生している
。

従って、入力ターミナル１２ｃに与えられたプログラム
を干ｆ：型差動演算増幅器２６ｃの非反転入力に供給し
、これの出力２８ｃをリファレンスロート”　３０　ｃ
の一方側に接続する。これは五列同調型のイ／ダクタ素
子−コ／デ／プ素子回路である。第２１に示さｎた工う
なりファン／スロート３０ｃの他方のａを七／シ／グポ
イ／ト３２ｃＶＣ接続し、リファレンスロード電流がこ
の七ンシ／グポイント３２ｅからセ／シ／グ抵抗３４ｃ
を経て流れるようにな９、電流表示された帰還信号を発
生する。この帰還信号をコンダクタ３６ｃを経てオ（ア
ンプ２６Ｃの反転入力に戻すようにする。

第４図のリファレンスロード補正回路ＪＯｃには番号８
６で表示されたプログラム信号キャンセル回路が設けら
れておシ、この回路は簡単の為にアウトラインまたは破
線で包囲されている。

このキャンセル回路８６には、平衡型差動演算増幅器（
オイアンｆ）８８が設けられており、このオペアンプ８
８の非反転入力９Ｑにおいて補正シ圧プラス正のプログ
ラム信号を人カネ。

トワークを経てオペアンプ２６ｃの出力２８ｃから受信
する。この入力ネットワークは固定抵抗９２お二び可変
抵抗９４より構成されている。

オペアンプ８８の反転入力９６は入力抵抗９８を介して
七ノアングボイ７　）　３２　ｃより負のプログラム電
圧を受取る。可変抵抗９４をｖ４整することによってオ
ペアンプ８８をその出力１００においてゼロにする（４
００Ｈｚにて）。この場合、出力１００において補正電
圧のみを残存させ乍ら行なう。即ち、第１０図に示した
補正信号の振幅対周波数カーブの４００　Ｈｚより上側
および下側、即ち補正領域における高いスロープおよび
低いスロープのみを残すようにする。このように分離さ
れた補正信号をゲインコントクール・ポテンショメータ
１０２を経てメインプログラム中に戻し、加算増幅器１
０４内で混合させる。この補正信号およびプログラム信
号の両者を加算増幅器１０４の反転入力１０６に導入し
、この補正信号を入力抵抗１０Ｂを介して導入し、一方
、リファレンスロード補正回路１０ａおよびプログラム
信号キャンセル回路８６の両方をバイパスするプログラ
ム信号をコンダクタ１１０および入力抵抗１１２を介し
てプログラムλカターミナル１２ｅから直接導入してい
る。加算増幅器１０４はその出力１１６および入力１０
６間に帰還抵抗１１４を有する。

この増幅器１０４の出力１１６をこのシステムの出力タ
ーミナル１４ｃに接続する。次にこれをパワーアンプお
よび実際の負荷の組合せのだめの接続用にする。

第４図に示した補正信号分離タイプの補正回路には、第
１．２．３図のリファレンスロード補正回路とは異なる
数種の利点がある１例えば約３μｓの改善さ九九立上シ
時間を有するようになる。第４図の回路で得られた補正
信号によって実際の負荷を流れる負荷電流は４００　Ｈ
ｚのクロスオーバー周波数の近傍から２０　ｋＨｚまで
のすべての周波数に対して所望の儀かな進み位相を有す
るようになる。従って、これによって所望の進んだ位相
が得られ、この結果、スピーカシステムの実際の音響出
力は少なくとも同相であシ、高周波の部分その後に低い
へ−モニツク周波数および基本周波数を正しい順序で再
生することができる。第４図の回路の重要な利点として
は（第１〜３図の回路に比べて）、補正調整によって立
上シ時間、即ち位相が変化しないことでちる。このこと
によって第４図の回路によって補正量の大きなものが得
られるようになる。第４図におけるリファレンスロート
”３０ｃのインダクタ回路部分のＱの値を第１〜３図の
回路のＱ値に対して約２倍にすることができる。

上側周波数の補正が第４図の回路中で持ち上がったとし
て本、実際のロードの音響出力は不自然にがん高くなっ
７ｔＪすることは無く１音声の音質および、ベル、チャ
イムおよびシンバル等の器具による高いハーモニックが
含まれ念サウンドを正確に可成できる。第４図の回路に
は他の１ｊＬ要な効果がある。即ち、これの加算増幅器
の出力は負荷感応タイプではないことである。

この回路のハーモニック歪は第１−３図の回路のものと
ほぼ同じである。

第５図に示すリファレンスロード補正システムには、そ
れぞれ別個に高周波および低周波り７アレンスロ一ド補
正回路部分１１８，１２０が設けられている。これら回
路部分の各々にはそれ自身の平衡型差動演算増幅器（以
下オペアンプと称す）１２２，１２４が設けられている
。

グログ２ム入力ターミナル１２（１を入力抵抗１２６ｆ
経てｃｎらオペ７ンｆ１２２，１２４の各非反転入力に
接続する。高周波オペアンプｚｚｚｌｉインダクタ素子
リファレンスロード１２８および低周波オペアンプ１２
４はコンデンサ素子リファレンスロード１２４金それぞ
れ利用し、それぞれのり７アレンスロート’ｘ２１ｔ１
３０のクロスオーバー周波数は依然４００　Ｈｚである
。オペアンプ１２２の出力音インダクタ素子リファレン
スロード１２８−の一方に接続シ、このロードの他方を
センシングポイント１３４に接続し、これを次にセンソ
ング抵抗１３６およびオペアンｆ１２２の反転入力に接
続する。

同様に、オ（アンプ１２４の出力１３８ｔ−コンデンサ
素子リファレンスロード１３０の一方ニ、これの他方を
センシングポイント１４０Ｖｃ接続する。このセンシン
グポイント１４０をセンソング抵抗１４２およびオイア
ン７＃１２４０反Ｅ入力に接続する。

高周波および低周波補正信号音それぞれの増幅器の出力
１３２，１３８にそれぞれ独立して得られる。これら信
号はそれぞれの個別のダインコントロールポテンシ曹メ
ータ７４４　、１４６ｔ−経て元のプログラムと混合さ
れて加算増幅器１０４＊に与えられる。これら高周波お
よび低周波補正信号利得制限用ポテンシ１メータ１４４
゜１４６の出力をそれぞれの加算抵抗１４８゜１５０を
経て、加算パス１５２に接続する。このパス１５２ｋｍ
算増幅器１０４％の反転入力ＪＯ６凰に接続する。平坦
で、歪みのない完全なプログラム信号音グログ２ム入力
ターミナルＪ２ｄからコンダクタ１１０＆および加算抵
抗１５４を経て加算パス１５２に導入する。従って、独
立して調整可能な高周波および低周波補正信号を加算パ
ス１５２および加算増幅器１０４＊で元のプログラム信
号と混合する。帰還抵抗１１４為（加算増幅器Ｊ０４１
の出力１１６＆と反転入力との間に接続され之）の値は
、混合し比信号の各々に対してｌ対ｌ利得用の加算抵抗
１４８，１５０および１５４のそれぞれと同じ抵抗値を
有する。加算増幅器１０４１の出力１１６＆ｆシステム
出力１４ｄに接続し、これ全欠にパワーアンプとロード
（負荷）との組合せに接続するように構成する。

第５図の回路には、高周波および低周波補正に対して独
立してｖ４ｉ可能な特徴の他に、急速な豆上シ時間およ
び僅かな進み位相特性が第４図の回路の２０　ｋＨｚ　
ｉでに得られるよりになる。

第５図の回路における補正調整によりて位相ま九は立上
シ時間ｔ−変化させないことがわか一３念。

ハーモニック歪は約０．４チ減衰され、これは前述した
回路の減衰量の僅か半分である。

第５図の回路構成のように、第６図の構成は、３２：の
独立チャネル、高周波、低周波補正チャネルおよび直接
通過プログラム信号チャネルよ構成る。同図において、
低周波補正チャネルおよびプログラム信号チャネルＦｉ
第５図の回路と同一であるが、高周波チャネルには電圧
ドライバ回路構成中にインダクタ素子として１アクティ
ブインダクタ１ｔ−採用した点が異なる。このドライバ
回路によって高周波の振幅および位相補正信号がフィー
ドバック依号を用いることなく、または到来するプログ
ラム信号とフイードパ、り信号との比較を必要とせずに
発生される。

この比較は本発明による前述し念槌々の実施例における
高周波補正に対して必要でｂつ次。

第６図において、プログラム電圧信号がプログラム入力
ターミナルｚｘｅＫ導入されると共に、高周波および低
周波リフヤレンスロード補正回路部分１１１１ｍ、１２
０＊を分離す、るようになる、第５図におｈて、低周波
補正回路部１２０１には、平衡型差動増幅器（オペアン
プ）１２４息が設けられており、このオペアンプによっ
てコンデンサ成分リファレンスロード１３０ｍをドライ
ブすることによ〕、センソング抵抗１４２ａ間に所望の
低周波電圧フィードバック信号が発生する。更に、この
フィードバック信号全オペアン７’Ｊ　２４　ｍの反転
入力に印加する。

低周波補正信号がオペアンｆｘ２４ｈの出力からｒイン
コントロール？テンシ曹メータ１４６＆および加算抵抗
１５０ｍを経て加算用パス１５２に供給される。

第５図の回路の場合と同様に、平坦で減衰されでいない
プログラム電圧信号がｆｏダラム入力ターミナル１２ｅ
からコンダクタ１１０ｂおよび加算用抵抗Ｊ５４ｆ介し
て加算用パス１５２に供給されるようになる。

第６図の高周波リファレンスロード補正回路部１１８＆
はインダクタ素子としてアクティブインダクタを電圧ド
ライバ回路に利用する。このドライバ回路によって、筒
周波補正信号を発生する。この補正信号は第５図で発生
させたものと実質的に同じものであるが、ＷＣ５図のフ
ィードバック回路および入力プログラム信号との比較す
ることなく発生させることができる。このアクティブイ
ンダクタを破線ブロックで示し、一般に１５６で示す。

従来のインダクタを第６図のアクティブインダクタ１５
６として同一回路位置に設けることが出来るが、本例の
インダクタの方が好適である。その理由は、リアクタン
スの無い完全なインダクタとして作用するからである。

このアクティブインダクタ１５６は従来よシ良く知られ
ているものであシ、個々の・ぜ−ツについての詳細な動
作は本発明を構成するものではない、このアクティブイ
ンダクタ１５６には、出力と出力が接続された差動演算
増＠器１５８，１６０が設けられ、更に、位相シフトネ
ットワーク１６２．Ｉｆ；４（それぞれの反転および非
反転入力が組合わされている）を有する増幅器１６０．
抵抗１６６とコンデンサ１６′８から成る位相シフトネ
ットワーク１６２゜ならびにコンデンサ１７０．抵抗１
７２よ構成る位相シフトネットワーク１６４が設けられ
ている。アクティブインダクタ増幅器１６０には出力抵
抗１７０が設けられている。

アクティブインダクタ１５６の一部であるボルテージデ
ィパイダ（分圧器）にはこのｆイパイダの一側部分とし
て抵抗１７６が設けられてお夛、この抵抗１７６の上側
端をプログラム入力ターミナル１２・に接続し、これの
下側端を交点１７８でアクティブインダクタ１５６に接
続する。このアクティブインダクタ１５６はディバイタ
の下側部であシ、交点Ｊ７Ｊからグランドコネクシ冒ン
１８０まで延在している。抵抗１７６とアクティブイン
ダクタ１５６から成るこのディパイダからの出力がアン
プ１５８の出力の交点１８２から得られる。出カポイン
ド１８２はゲルテージデイパイダ交点１７８にその振幅
および位相に関して対応するものである。

その理由はアンプ１ｓｔｔｆ：利得１の非反転ざルテー
ノ７ｆロアとして構成したためである。

高周波補正信号の振幅は、利得制御用ポテンシｌメータ
１４４＆を介して交点１１１２よシ取出すことによって
調整可能となシ、この高周波補正信号全加算抵抗１４Ｊ
ａｆ介して加算用／４ス１５２＆に供給する。この加算
用／９ス１５２ａによりて高周波および低周波補正信号
およびプログラム信号を加算増幅器１０４ｂに供給する
。

これの出力Ｊ　１６ｂｔ″システム出力ターミナル１４
ｅに接続し、このターミナルをパワーアンプおよび負荷
の組合せたものに接続するようにする・ 加算増幅器１０４ｂの３つのチャネルのグインは、高周
波チャネル用ではそれぞれのチャネル加算用抵抗１４８
＊の値で増−器帰還抵抗Ｊ１４ｂの値を割り九値で、低
周波チャネルでは抵抗Ｊ５０１で割り次位およびプログ
ラムチャネルでは抵抗Ｊ５４１で劉った値でろる。高周
波チャネルのゲルテーノディパイダ構成によってこれの
補正信号の振幅が低周波およびゾログラムチャネルの補
正信号の振幅よｐかなシ小さいものであるので、高周波
チャネル用の加算抵抗１４８ａは低周波およびプログラ
ム信号チャネルの加算抵抗１４８畠よりかな夛低い値と
なｐｌ例えば１／１０の比ぶであシ、これら３つのチャ
ネル間に平衡が得られた出力が供給されるようになる。

アクティブインダクタ高周波チャネルリファレンスロー
ドは以下の方法で作動し、これによって高周波補正信号
が得られる一４００Ｈｚのクロスオーバー周波数におい
て、高周波チャネル１１１１＊のアクティブインダクタ
１５６および低周波チャネル１２０＆のコンデンサ素子
す７アレンスロード１３０＊ｒｉ互いにキャンセルして
バランスを敗るようになる。７″ログラム波数は４００
　Ｈｚクロスオーバー周波数より上へ増加するにつれて
、アクティブインダクタ１５６のインピーダンスは徐々
に増大し、この結果、抵抗１７６ｔ−有するボルテージ
ドライバ構成にお込て電圧降下の徐々に大きくなる部分
が大部分占めるよつになり、交点１８２に徐々に太きな
る補正信号電圧出力が得られ、従ってｒインコントロー
ルボテンシ冒メータｌ　４４　ａ　ｔ−経”Ｃ加算用パ
ス１５２＆および加算用増幅器７０４ｂへ供給される。

可聴バー七ニックよシ速い立上シ時間金有する補正信号
の連続的且つ、瞬間的す特性によって、メルテージディ
パイダ出力交点１８２からの補正信号出力が、プログラ
ム信号に対して僅かに進んだ位相を有るようになる・こ
れは４００　Ｈｚのクロスオーバー周波数から２０　ｋ
Ｈｚまでのすべての周波数において実現するものである
。高周波補正信号の位相は進み位　。

相であり、実際上、アクティブインダクタ１５６によっ
て生じた連続的、且つ瞬間的な位相遅れの成分である。

第６図のリファレンスロード補正回路は前述し次補正回
路のハーモニック歪よりかな）少ない歪、０．１チ程度
で、約２〜３月の改善され九立上シ時間を有するように
なる。更に、高周波および低周波チャネル１１８１およ
び２２０ａにおいて補正ｆｌｒｖ！４整することに併り
て位相補正または立上少時間に如何なる変動も生じさせ
ない特徴がある。

第７図に示したリファレンスロード補正システムにおい
ては、独立した高周波および低周波チャネル１１８ｂお
よび１２０ｂを第５．６図のシステムで設は念ように設
けるが、これら独立のチャネルに対するリファレンスロ
ードは第６図の高周波チャネル〆ルテー−）７′イパイ
ダの構成に類似したゲルテーノディパイダの構成中に設
けられる。所望に応じて、第７図の高周波補正チャネル
１１８ｂ”（第６図の高周波補正チャネルｌｌＢ＆ｆ同
一に作ることができ、この場合、第６図のアクティブイ
ンダクタ１５６を採用する。しかし乍ら、高周波チャネ
ルインダクタ素子ゲルテージディパイダ構成を簡単な形
態で表わすために、実際のインダクタ１５６１ｔ１アク
テイブインダクタ１５６の代夛に第７図にインダクタ素
子として表示しである。

第７図の高周波チャネル？ルテージｒイパイダは、プロ
グラム入力ターミナル１２１およびアース間に接続され
た抵抗１７６＆およびインダクタ素子１５６＆よシ構成
されている。高周波補正信号出力はぎルテーゾｆイパイ
ダ累子１７６＆および１５６１間の交点１１８ａから得
られ、これをダインコントロールポテンシ璽メータ１４
４ｂおよび加算抵抗１４８ｂを介して加算パス１５２ｂ
へ、従って加算用増幅器１０４ｃに供給する。第７図の
高周波補正チャネル１１８ｂは第６図の高周波補正チャ
ネル１１ｇ為とをく同様に動作する。

第７図の低周波補正チャネ／Ｌ；Ｊ　２０　ｂにはプロ
グラム入力ターミナル１２ｆおよび接地間に？ルテーノ
ディパイダが設けられ、これは抵抗Ｉ　Ｊ　４　、　Ｉ
、）　７アレンスロート９コンデンサ素子１８６よシ成
る。このリファレンスロードディパイダからの出力ノヤ
ンクン曹ン（交点）１８８によってこれの低周波補正信
号がグインコントロールポテンシ１メータ１４６ｂおよ
び加算抵抗Ｊ　５０ｂｆ経て加算パス１５２ｂおよび加
算増幅器１０４ｃに供給されるようになる。

平坦て、且つ減衰されていないプログラム信号がプログ
ラム入力ターミナル１２１よりコンダクタ１１０ｅおよ
び加算抵抗１５４ｂを介して加算用パス１５２ｂおよび
この結果加算増幅器Ｊ（１４ｅに供給される。混合され
念高周波および低周波補正信号およびプログラム信号を
加算増幅器１０４Ｃの出力１１６Ｃからシステム出力Ｊ
４ｆに供給され、この出力ヲハワーアンプおよび負荷の
組合せｔものに接続する。高周波補正チャネル１１８ｂ
および低周波補正チャネル１２０ｂの両方のゲルテージ
ｒイパイダにおける減衰のｔめに、高周波および低周波
チャネル用のそれぞれの加算抵抗１４８ｂ金加耳１幅器
１０４ｃの滞還抵抗１１４Ｃおよびプログラムチャネル
コンダクタ１ｌＯｃの加算抵抗１５４ｂよりかなり小さ
な値とする。このことによって、高周波および低周波の
補正チャネル１１８ｂ、１２０ｂからの補正信号が増幅
されてプログラム信号に対する比’ｌＨｋ補正するよう
になる。

高周波補正チャネル１１８ｂにおけるリファレンスロー
ドインダクタ素子１５６ａおよび低周波補正チャネル１
２０ｂにおけるリファレンスロードコンデンサ素子１１
１６の平衡が取られて４００　’Ｆｉｘのクロスオーバ
ー周波数で互いにチャンネルするようになる。低周波チ
ャネル１２０ｂニオケルコンデンサ素子リフアレンスロ
ードゲルテーノデイパイダは第６，７図の高周波チャネ
ルにおけるインダクタ素子リファレンスロードゴルテー
ノディパイグと以下の点を除いて同じ方法で動作する。

即ち、このデんテーノｆイパイダは、４００Ｈｚよシ下
側におｔ、−、−’（反対の周波数方向に作動すること
でおる。従って、周波数が４００　Ｈｚよシ低い値に低
下するので、リファレンスロードコンデンサ素子ｚｓｔ
；のインーーダンスは増大し、この結果で、コンデンサ
１８６での電圧降下の割合はディパイダ（抵抗１８イ、
コンデンサ１８６）における全体の電圧降下に比べて大
きくなシ、この結果、増加した補正信号出力がゲルテー
ジディパイダの交点１８＆からグインコントロールボテ
ンシ１メータ１４６ｂｉで、従って、加算抵抗１５０ｂ
と加算パス１５２ｂｆ経て加算増幅器１０４Ｃへ供給さ
れるようになる。メルテーノディパイダ交点１８８で発
生した低周波補正信号の位相は遅れ位相でア）、実質的
に連続的なものでおる。

コンデンサ成分の位相のようにコンデンサ１８６による
位相進みの瞬時の補償が低周波レンジに亘って変動する
。従って、プログラム信号に関連して進んだ位相（コン
デンサ成分の）によって−低周波補正信号をこのプログ
ラム信号に対して遅らせみようにに入−どのよう弁位相
遅れ補正電圧信号によシ、進み位相を補償し、さもなけ
れば、この進み位相が実際の負荷の誘導性リアクタンス
によって低周波で発生してしまうようになる。同様々方
法、しかし反対な逃埋方法で、高周波チャネル１４８ｂ
からの高周波補正電圧は進み位相を有し、これによって
、位相遅れを補償する。この位相遅れは、実際の負荷の
誘導性リアクタンスによシ■周波において発生してしま
うものでちる。

第７図の負荷補正システムにおりて、入力ドライバ抵抗
１７６＆および１８４によって第１０図の補正信号カー
ブの高周波および低周波成分のそれぞれのスロープをセ
ットするようにする。このカーブの高周波および低周波
成分の高さｆｔｒインコントロール？テンシ１メータ１
４４ｂおよび１４６ｂのそれぞれ？セットすることによ
って調整することができる。第６図のシステムにおりて
、このカーブの高周波部分のスローｆを入力分圧抵抗１
７６によってセットし、他方、低周波部分のスロー７ａ
全センシング抵抗Ｉ４２１によつてセットする。これら
成分のｉさｔ−ｒインコントロール２テンシ璽メータ１
４４＊、１４Ｇ息のそれぞれによってｖ４整可能にセッ
トできる。ｆＩｃ５図のシステムでは、カーブの高周波
および低周波成分のスロープはセンシング抵抗１３６，
１４２のそれぞれの値によってセットされ、他方、これ
ら成分の高さハ、グインコントロールポテンシ冒メータ
１４４゜１４６によって調整できる。ｇ４図のシステム
においては、カーブの高周波および低周波成分のスロー
プを単一のセンシング抵抗３４ａによりてセットでき、
これの高さはリファレンスロー１３のインダクタおよび
中ヤノ譬シタ間の可変７ヤント抵抗によりて独立して調
整可能となる。

更に、両方のカーブの腐さは１個のデインコントロール
ポテンシ１メータ１０２によりて共同して調整すること
ができる。

第７図の性能（／母−７ずマンス）は第６図のものとほ
ぼ同一でちシ、約２〜５μｍの室上シ時間で、約４００
　Ｈｚのクロスオーバー周波数よフ２０　ｋＨｚまでは
進み位相で、位相または：上り時間を歪せることなく調
整できる。第６図の４のと同様に、第７図のシステムは
極めて低い約０、１チのハーモニック歪を有する。第１
〜５図の回路で前述したハーモニック歪は、原理上第３
高調波（ハーモニック）歪であることが知られているが
、このような歪は本発明の第６．７図の回路によってほ
ぼ完全に除去できる。

第８図は、本発明の他の簡単な回路形態であ−る。これ
には、第５．６．７の回路と同様な方法で高周波および
低周波の独立のチャネルが設けられている。しかし乍ら
、第８図は第５，６および７図の回路より改善されｔ樵
々の特徴がある。第１に、＄８図の高周波および低周波
チャネルにおいてインダクタおよびコンデンサリファレ
ンスロード成分が簡単なＲＣ（抵抗、コンデンサ）位相
シフトネットワークとなっておシ、これによって、オー
ディオスペクトルの高周波および低周波成分の位相を過
当な方向にシフトさせると、同時にこれらは、本発明の
他の回路のインダクタおよびコンデンサ成分と同じ方法
で、周波数応答し几擾幅を有する。第８図のＲｅ回路タ
イプのインダクタ成分による実施例によって、第５図お
よび７図の実際のチ鵞−クインダクタのよ５な不所望に
大きく、コストの高い部品を用すなくて済み、更にこの
回路を小さなハイブリッドＩＣチップに具現化すること
が可能となる。

第８図の回路と、第５，６および７図の回路とのもう１
つの差は、高周波チャネルにおけるリファレンスロード
インダクタ素子と低周波チャネルにおけるリファレンス
ロードコンデンサ素子はそれぞれＩ・イ・イスおよびロ
ーパスフィルタ全盲し、更に第５，６．７図のそれぞれ
のストレート通過フルプログラム信号チャネル１１０＊
、１１０ｂ、１１０ｃの代りに、第８図の回路にはこれ
と同じ中心チャネルに中間レンツのパントノ１スフイル
タを有することである。

このように分離されｆｃ高、低および中間周波数レンジ
全盲することにより、中間レンジに対して高域および低
域の振幅を所望のバランスで調整できる。本願人によれ
ば、４００Ｈｚにしスボンスの中心を有し、約７００と
２００恥にコーナーの周波数を有する（これらコーナー
周波数は３　ｄＢ落ちたポイントである）中間レンジの
パントノ１スフイルタによって優れた性能が得られ、更
に約Ｉ　Ｊ（ｚで中間レンジのセンタレベルよシ上側の
バイパスフィルタおよびフェーズシフタ（移相器）で、
１オクターブで約６　ｄＢ（最大限）のスロープ（傾き
）調整が出来、更Ｋ、約３００　Ｈｚで中間レンジの中
心レベルより上側のロー・ナスフィルタおよび移相器で
、ｌオクターブで約６　ｄＢまでスロープｔ−調整でき
、約２００　Ｈｚでレベルが落ち、２０Ｈｚよυ下側ま
でほぼフラットな特性を有し、ＩＪ７アレンスロードイ
ンダクタ素子２００およびコンデンサ素子２１０は４０
０　ＨＳのクロスオー／９−周波数で互いに打消し合う
ような特性が得られることがわかった。

第８図に示した回路の特別な詳細について説明すると、
高周波および低周波補正チャネルを通常１１８ｃおよび
１２０ｅで表わす。これらチャネルを入力交点１２ｇと
出力加算パス１５２ｃとの間に並列回路どして構成する
。

高周波チャネル１１８ｃのリファレンスロードインダク
タ素子を２ｏｏで表わし、本例では、これはパッシイプ
タイグのハイノ！スフィルタおよび移相器とし、これに
よってスペクトルの高周波部分に対して進み位相とし、
高域の位相進みおよび振幅の両者を約１　ｋＨｚから少
なくとも２０　ｋＨｚまでの間の周波数に対して増大さ
せて、誘導性リアクタンスの遅れ周波数応答特性および
負荷の慣性特性に対して補償するようにする。

この−ダッシイプハイｄスフィルタおよび移相器２００
は一対の抵抗２０２，２０４および一対０コンデンサ２
０６および２ｏ８よシ構成される。このリファレンスロ
ードインダクタ素子２００の出力をマニアルによるグイ
ンコントロールポテンシ璽メータ１４４ｅおよび加算抵
抗１４８ｃを経て加算ノ４ス１５２ｃへ供給する。

一方、低周波補正チャネルＪ２０ｃＫは一１クシイプタ
イグのロー／４スフイルタおよび移相器形態のリファレ
ンスロードコンデンサ素子２１０が設けられてお）、こ
れによって低周波信号に位相遅れを生じさせると共に、
この位相遅れおよびこの信号の振幅の両方を約３００　
Ｈ＄よシ落ちる周波数に対して増大させるようになシ、
この結果、容量性リアクタンス負荷および負荷の周波数
応答特性に対して補償する曇このパッシイプタイグの低
周波フィルタおよび移相器（即ち、リファレンスロード
コンデンサ素子２１０である）は一対の抵抗２１２９２
１４および一対のコンデンサ２１６，２１８よ＃）ｓ成
されている。この低周波補正チャネル１２０ｅＯ出力ｔ
−マニアルのｒインコントロールポテンシ冒メータ１４
６ｅおよび加算抵抗１５０ａを経て出力加算用パス１５
２ｃに供給するラリファレンスロードインダクタ素子２
００およびり７アレンスロードコンデンサ素子２　Ｊ　
ＯＦ！約４００　Ｈｚのクロスオーバー周波数で互いに
キャンセルしてバランスを取るようになる。

番号２２０で表わされた中間レンジチャネルをまた、入
力交点１２ｇと出力加算用パス１５２ｃとの間の高周波
チャネルおよび低周波チャネｈと共に並列回路として構
成する。中間レンジチャネル２２０にはコンダクタ２２
２および演算増幅器２２４が中間レンツのバンドＩｆス
フイルタ構底で設けられて−る。このパントノ４スフイ
ルタ２２４の出力を加算用抵抗１５４ａｔ−介して出力
加算用パス１５２ｃに取出す・ 入力交点１２ｇへの入力をボルテージフロア２２６を介
して供給する。このメルチ−ノア０７２２６は３つの並
列回路１１１１ｅ、１２０ｃおよび２２０に対してイン
ピーダンスマツチングするために板めて低い出力インピ
ーダンスを有するものである。加算用パス１５２ｃが加
算用増幅器１０４ｄに与えられ、これには帰還抵抗１１
４ｄを有してお〕、これの出力をシステム出力ｚ４ｇＫ
接胱する。加算増６器１０４ｄにおける３つのチャネル
信号の各ゲインは、帰還抵抗１１４ｄの値と各チャネル
加算用抵抗１４１１ｅ、１５０ｅ、１５４ａの値との北
軍となる。

一般に、高周波ハーモニックは、中間レンジ周波数帯域
の基準ハーモニックであシ、高周波チャネル１２８ａの
グインコントロールポテン７ヤメータ１４４＠で中間周
波数に対する高周波の振幅を調整する能力によって、高
周波の゛振幅と、高周波ハーモニックとトランジェント
をマスキングしないようなハーモニックの中間レンジの
基本周波数の振幅との間に最良のバランスが得られる。

第９図の回路によって高周波と中間レンジの周波数間の
このようなバランスの自動ｖ！４整が連数される。これ
は、このバランスが入力プログラム中の変動に従って所
望のグリセットパ２ンスから変位するからである。

第８図の性能は第６，７図のものと殆んど同じで１約２
〜５μｍの立上少時間で、４００Ｈｚのクロスオーバー
周波数から２０　ｋＨｚまでは進み位相で、位相中立上
少時間を妨害せずに回路をｆＪＩｉ整できる。第６，７
図の回路と同様に、第８図の回路では、約０．１チよシ
少ない極低の７１−モニツク歪となる。

Ｗｃ９図において、入力交点Ｊｊｈへの入力をインピー
ダンスマツチング用のＩルテーノ７ｔロア２２７ｔ−経
て供給する。高周波補正チャネルＩＩＩＩＣＩ、低周波
補正チャネル１２０（１を入力交点１２ｈと出力加算パ
ス１５２ｄ間の並列回路に接続する。このチャネル１２
０ｄは第８図のチャネル１２０Ｃと同じものであシ、ｄ
ツシイプタイグのローパスフィルタおよび移相器の形態
のリファレンスロードコンデンサ素子２１０を有し、こ
のチャネル１２０ｄからの出力ヲマニエアル！インコン
トロールボテンシ曹メータ１４６ｄと加算抵抗１５０ｒ
ｉ１＆：介して出力加算パス１５２ｄに供給する。

チャネル１１８ｄのリファレンスロードインダクタＸ子
２２８はＲＣネットワークであり、これによって位相進
みが生じ、振幅と共（約１ｋＨｚから２３　ｋＨｚ　ｉ
での周波数と共に進みが増加するようになる。このＲＣ
ネットワークは抵抗２３０および一対の抵抗２３２，２
３４よシ構成される。インダクタ素子回路網２２８の出
力は加算用またはグイ７設定用抵抗対２３６゜２３８を
通過する。この抵抗対は中間の交点２４０で分割された
分離抵抗として見なせる。

抵抗２３８ｔ−出力加算パス１５２ｄに接続する。

自動的に変化する抵抗ｘ　４２　（ＦＥＴが望しい）を
交点２４０とアースとの間に接続してこれによって加算
用ｒインセット抵抗ペア２３６゜２３８の有効抵抗を変
化させ、中間周波数に対して高周波の振ｇｔ−自動的に
バランスさせる。

このことは、プログラムが自動的に補償されて再生され
、これは高周波信号レンジにおいて過剰等価または不足
等価処理され、全体ｔｅは一部分のプログラムに対して
行われる。この自動補償によって適当な方法でプログラ
ムを混合して′ｇ３周波レンジおよび中間レンジ間に正
しく、プリセットされ九バランスが実現する。自動補償
回路の詳細にりｈては後述する。

他の実施例で説明したよ５に、リファレンスロードイン
ダクタ素子２２８およびコンデンサ素子２１０は平衡が
とられ、４００Ｈｚのクロスオーバー周波数でほぼ相殺
し合うようになる。

中間レンジのチャネルは２４４で表わされ、これのコン
ダクタ２４６全入力交点１２ｈＫｉ続し、更に中間レン
ジバンドノースフィルタ２４８に導く、このフィル、り
は舅８図のフィルタ２２４とほぼ同じ周波数応答特性を
有するが、本例の場合、このフィルタ２４８もまたイン
バータでおシ、高周波信号を中間レンジの信号から１８
００だけ分離するようになる（後述する）、中間レンゾ
パンド／４スおよびインバータ２４８の出力は加算抵抗
２５０を通りて出力加算パス１５２ｄに流れる。

高周波補正チャネル１ｌｌｌｄおよび中間レンジチャネ
ル２４４の出力間における振幅バランスをＮｕするため
の第９図の自動システムは、検出器および加算システム
であシ、負のＤＣ出力検出器がチャネル１１８ｄ中の高
周波信号を検出してこれの平均振＠に類似したＤＣ電圧
を発生する。更に正のＤＣ出力検出器は中間レンジチャ
ネル２４４中の信号を検出し、これの平均振幅を表わし
念ＤＣアナログ出力を発生し、これら検出器の負および
正のＤＣ出力が加算アンプで混合される。このアンプの
ＤＣ出力によりて可変抵抗２４２全自動的に調整する。

このようなデエアル検出器および加算アンプの回路シス
テムが如何に作動するかは回路自身の詳細な説明に関連
して説明される。

この回路システム用の減衰されない中間レンノ信号のノ
ースは中間レンツパントノ４ス２４８における中間レン
ツチャネルコンダクタ２４６中の交点２５２である。コ
ンダクタ２５４は交点２５から中間レンジ検出器２５６
までを導く。

これはｌｉ流器でｊｂＤ、プログラム中間レンツ周波数
の平均ＤＣである出力を与えるものである。

検出器２５６の正のＤＣ出力はゲイン調整用ポテンシ１
メータ２５８を通りて流れる。これはシステムの主要調
整部材でらシ、更に加算抵抗１６０ｆ通って加算アンプ
２６４用の入力交点２６２に流れる。このアンプには帰
還抵抗２６６が設けられている。この抵抗２６６の値と
加算抵抗２６０の値との比率によりでゲインを決定し、
加算アンプ２６４によりてゲインが中間レンジＤＣに与
えられる。加算アンｆ２６４Ｆ′ｉこれの入力交点２６
８において負にバイア′スされ、これはポテンシ冒メー
タ２６８から抵抗２７０を介して与えられる。この負の
バイアスの量は採用し九ＦＥＴのタイプに従って変化す
る。一般的には、約３ｖ程度である。

一方、高周波信号のソースは、この補正チャネル１１８
ｄの交点２７２である（コンデンサ２３４と抵抗２３６
との交点）、この位置に交点２１２を設けると、減衰さ
れていない高周波信号のソースがコンダクタ２７３から
高周波検出器２７４へ与えられる。これは負の出力整流
器であフ、高周波の平均振幅に類似し几負のＤＣＣ電圧
全光るようになる。この負のＤＣ出力はプリセットされ
九トリマーポテンシ曹メータ２７６および加算用抵抗２
７８′ｔ−介してＤＣ加算増幅器２６４０入力交点２６
２に供給される。

このアンプ２５４によつて負の高周波レンジ負出力電圧
に与えられるゲインは帰還抵抗２６６の値と高周波加算
抵抗２７８の値との割合である。

中間レンジ検出器２５６からの正のＤＣ情報および高周
波レンジ検出器２７４からの負のＤＣ情報を含む加算ア
ンプ２６４の加算出力がコンダクタ２８０を介してＦＥ
Ｔ　２４２に供給される。

このＦ’ＥＴは可変抵抗構造となってｂる。このＦＥＴ
回路は、加算アンプ２６４の出力電圧における増加が可
変抵抗２４２の抵抗値を増大させるように構成され、加
算アンプ２６イのＤＣ出力電圧における減少がこの抵抗
２４２の抵抗値全減少させるようになる。プログラムの
高周波および低周波部分間のバランスの自動調整を与え
る方法は以下の通）である。

可変抵抗ＦＩＴ　！　”４２によって分割されたゲイン
のセット抵抗２３６−２３１１の中間における交点２４
０へのゴルテージデイパイダｔ″構成するので、Ｆ’Ｅ
Ｔの抵抗が上昇および下降するにつれて、高周波補正チ
ャネルｌ１ｌｌｄから１次加算増幅器２８４へ多い信号
ま九は少ない信号を流すようになる。プログラム中間レ
ンジ周波数の平均振幅がプログラム高周波の平均振幅に
近づいて来た場合には、中間レンジの検出器２５６の正
のＤＣ出力が高周波レンジの検出器２７４の負のＤＣ出
力に比べて上昇し、更に加算アンプ２６４のＤＣ出力も
従って上昇し、これによって可変抵抗２４２の抵抗が増
大するようになる。高周波チャネルＪＪ＃ｄのディンを
増大させる。反対に、高周波信号の平均振幅が中間レン
ジの信号の平均振幅に比べて上昇した場合、高周波検出
器２７４の負のＤＣ出力が増大し、これによりて加算ア
ンｆ２６４のＤＣ出力電圧が低下し、更にＦＥＴ可変抵
抗２４２の抵抗値も少なくなる。この結果、高周波チャ
ネル１１８ｄのゲインが低下する。この方法において、
このシステムによって連続的且つ、自動的に、プログラ
ムの高周波および中間レンジ部分間の１Ｍ当なバランス
が見りけられ、これは、メインＡＭポテンシ１メータ２
５８および高周波プリセットトリマポテンシ璽メータ２
７６のセット（設定値）によって決まる。

従って、これから明らかなように、この自動バランスシ
ステムの中間レンジ部分はエキス／ぐンダの方法と同様
な機能を有する。この理由は、高周波チャネル１１８ｄ
のゲインを増大し、中間周波数の平均振幅における増加
にマツチするようになる。反対に、高周波部分に対して
は、コンプレッサのように機能する。この理由は、高８
波チヤネル１１８ｄのゲインを拭少させて高周波信号の
平均振幅における増加を補償させる。従って、全体のバ
ランスシステムはコン／４ンダ（ｅｏｒｎｐａｎｄ＠ｒ
　）のよう准機能を有するようになる。

中間レンジおよび高側ｅ、信号間における振幅バランス
の自動化は重要々ことである。即ち、第８図に関連して
説明した事実によるもので、一般に高周波ハーモニック
は、中間レンジ周波数パント１における基本波のハーモ
ニック（高周波）であ夛、このように密接な関係がある
高周波および中間レンジの周波数を有し、増幅された７
ｍログラムは、これらが適当なバランスを保ってｈるな
らば、更に現実的なものとなる。ｆロトタイグの回路で
はｒｆ！Ｊ様な自動バランス方法が低周波チャネルで設
けられてい九が〜これによって増幅されたプログラム出
力を十分に改善して余分な費用中複雑度を増さな旨よう
には出来なかつ次。

中間レンジバンドノリフィルター及びインバーター２４
８によって与えられる中間レンジチャネル２４４におけ
る位相反転の理由は高周波ハーモニック及びトランツエ
ンｉ耳の後ろにセットする為でちシこのセットは中間周
波数を聞けるようにセットする前に行なり１これによっ
て高周波が中間周波数によって完全にマスクされないよ
うになる。従って、第９図の回路において高周波の位相
は前述した他の回路における位相よシかなシ進むように
なる。この事は実際におりて良好なセ・ぐレージ冒ン及
び良好な細部の表現（高周波の）が与えられる様になる
。

この高周波の位相の進みは高周波チャネル１１８ｄの反
転よシむしろ中間レンツチャネル２４４の反転によシ達
成されるものでちり、従って余分なオペアンプの必要性
がなくなる。この理由はオペアンプ２４８はバンド／４
スフイルター及びインバーターの２つの目的を達成し、
セ・ぐレートオ（アンプが高周波チャネル１１８ｅｌの
中に必要されるからでありな、しか−しながら高周波及
び中間レンツ濁波数間の同様な位相分離がこのチャネル
１１８ｄにインバーターを設ける事によって達成される
。中間レンジチャネル２４４の反転によって低周波チャ
ネル１２０ｄにおける低周波のセパレージ冒ンに間Ｍ金
主じさせるがこれは実際上、耳で関〈事はできなり様に
思える。高周波及び低周波間の正しｈバランス作業及び
高周波に起こる大きな位相の進みに、よって高周波の細
部が改善される。この結果基本周波数レンジに何かを忘
れてきた様な精神的フィーリングが得られる。この事は
チャネルＪ　２０ｄのボテフシ１メーター１４６ｄを調
整して低周波チャネルのゲインを上昇させるよりに保障
できる。バイパスチャネル１１８ｄ及び中間レンジパン
トノ櫂スチャネル２４４間の自動的バランスとは別にし
て３つのチャネルの８波数応答特性は第９図の回路及び
Ｎ８図の回路とほぼ同じである。又、中間レンジチャネ
ルの反転の結果は別にして第９図の回路の性能は第６．
７．８図の回路のものと少くとも同じであシ立ち上が少
時間及びハーモニックひずみが改善される。

第１０図は補正信号の振幅帯周波数の曲線を示しこれは
第４から９図に示し九補正システムの代表的なものであ
る。この曲線は第１〜３図のシステム用と同じであるが
高周波部分は第１から３図のシステム用より、それ程高
いものではない。この理由は前述したひずみの為である
。

このひずみはリファレンスロードのインダクター成分の
Ｑがあまシにも高く同周するからである。

比較すると１１図に示した曲線は代表的なスピー°カー
（８オーム４００　Ｈｚ　）に対してメーカーから与え
られたインピーダンス／周波数応答曲線である。このカ
ーブは従来のスぜ−カーにおける固有の重大な問題点を
現わしてお）これら問題点はリファレンスロード補正回
路によって補正することができる。

先ず第１０図を参照すると補正信号のカー１が１９０で
表わされてお）、これには、４００ＨｚＯ／Ｃ７スオ一
バー周波数よシ上側に高周波部分１９２と、これより下
側に低周波部分１９４とが含まれている。４００Ｈｚで
は補正信号が存在しないが、このカー１１９０の両部会
１９２゜ｘ９４ｄ４００Ｈｚのゼロポイントから接線的
に宜上りている。

このカー１１９０の高周波部分１９２は４００Ｈｚ　／
インドから上側に徐々に傾斜しておシ、約１、　ＯＯＯ
Ｈｚから開始して１０　ｋＥｘまで１オクターブ当シ約
４〜６　ｄＢで上昇する。ここでカーブは丸るくな’）
、２０　ｋＨｚでほぼ平坦となる。

２０　ｋＷｚよシ上側では追加の補正はサウンドに対し
て十分く貢献しない。

カーブ１９０の低周波部分１９４は４００　ＨＳよシ下
側で徐々に立上シ約４０　Ｈｚまでオクターブ当シ約３
　ｄＢの傾きを有し、約５　Ｈｚまでは丸るくなると共
に、レベルが下る。

第１１図を参照すると、番号１．９６で表わされ几イン
ピーダンスカーブはスピーカのトータルインピーダンス
を表わすものである。約４００Ｈｚより上側において、
このインピーダンスは抵抗および誘導性リアクタンスの
ベクトル合計ヲ表わし、約４００　Ｈｚよシ下側ではこ
のインピーダンスはスピーカコイルの抵抗および谷食性
すアクタ／スのベクトル合計である。しかし、これは、
スピーカのコンプライアンスおよびオープンエア（開放
）コーン共振によって生じ比容１性リアクタンス効果が
一番影４！を受ける。このようなトータルインピーダン
スカーブ１９６から明らかなように、８オームのスピー
カに対するメーカーの規格は約１５０　Ｈｚから６００
Ｈｚまでの極めて狭い限定された周波数レンジにおいて
のみ正しいものであシ、トータルインピーダンスはもつ
と大きな値となる。従って、このロード（負荷）の誘導
性リアクタンスのなめくいこのインピーダンスは約２．
３００　Ｈｚ付近では２倍の１６オームとなる。更に約
１０　ｋＨｚでは４倍の３２オームとなる。約１５０オ
ームよシ下では、インピーダンスカーブ１９６はインピ
ーダンスビークまで鋭く豆上夛、このピークはスピーカ
のコーンリアクタンスによって一義的に決められ、２０
Ｈｚでは８オームに鋭く下へ向けて傾斜するようになる
。

アンプからスピーカへ供給されたノタワー、即ちスピー
カの音響出力はスピーカのインピーダンスに反比例する
ので、第１１図のスピーカインピーダンスカー１１９６
から明らかなように、約４００　ＨＳよシ上側において
、増幅器プログラムにおける高周波部分は低周波部分に
比べて著しく減少するので（音響出力）、その結果オー
バートーン構造の多くが減衰された夛失われた）すると
共に、このプログラムのフｔ−マット構造が褪めて悪す
影響を受けるようになる。プログラムの振幅に大きな損
失が発生する上に、更に、スピーカの誘導性リアクタン
スによりてプログラム電圧に対して負荷電流に大きな位
相遅れが生じる。またこのような位相遅れは、高い周波
数において著しく増大するようになる。

従って、インピーダンスカーブ１９６で表わされ九スピ
ーカの誘導性リアクタンスによって生じる負荷電流の位
相遅れ角度は４００　ＨＸで約３３°、　９００　Ｈｇ
で約４５°および５　ｋＨｚで約７０’と大きく功る。

このような負荷電流のプログラム信号に対する位相遅れ
角度は前述し九トランジェント歪に直接応答するもので
、この歪では基本波および低ノ１−モニツク周波数によ
って高周波ハーモニックをマスクするようになル、スピ
ーカのコンプライアンスおよびコーン共振によって生じ
た４　００　Ｈｚ以下のインピーダンスカーブ１９６の
立上シは進み位相を有し、これは通常最悪でもマスク作
用に問題を起すものである・ 本発明による第１０図の補正信号カーブ１９０と、第１
１図の代表的なトータルスピーカインピーダンスカーブ
１９６間の一般的な類似性は注目に価いする。＠１０図
の補正信号の高周波部分１９２はインピーダンスの増加
をほぼ完全に克服するのに十分なレート（比率）で立ち
上る。このインピーダンスの増加は、第１１図のスピー
カインピーダンスカーブの立上シ部分で表わされている
ようにス♂−力の周波数と共に増大するものである。前
述し念ように、本発明によって得られたリファレンスロ
ード補正信号によって第１０図に示したよう々スピーカ
の位相遅れをほぼ完壁に補正することができると共に、
第４−８図に示し六本発明の回路によって実際上、４０
０Ｈｚのクロスオーバー周波数から２０　ｋＨｚ　ｉで
のすべての周波数に対してプログラム信号電圧の位相に
対して僅かに進んだ負荷電流の位相が与えられる。これ
は、スピーカの音響出力が以上の周波数ス（クトル全般
に沿って実質的に同相であるものと仮定しな。更に、第
９図に示し念回路によって、中間レンジ周波数に対して
高周波ハーモニックの位相進みの量が犬きくなシ、これ
Ｋよシ高周波分が強調される。このことにつ込では第９
図に関連して詳述しｔ。

第１０図に示したカーブ１９０の低周波部分１９４によ
りてスピーカのコーン共振ピークを完全に補償出来ない
が、これの部分１９４の傾きおよび高さを調整でき、こ
の結果、スピーカの低周波音響出力は良好となる。２０
　’ｋｌｚ以下のすべての低周波数部分１９４のレベル
調整された部分を利用することによって・ぐ−カッシ璽
ンサウンド（衝撃音）が明解に聴えるようになる。

このカーブ１９０の低周波部分１９４におけるリファレ
ンスロード補正に関するＱ１！要事項は、低周波補正信
号は約２５〜３０程度の位相遅れを生じることでラシ、
これはスビーカインピーダンスカーグのコーン共振セク
シ冒ンの豆上シ部分の進み位相を相殺することができる
。

スピーカシステムの負荷補正の念めに本発明を採用した
リファレンスロード補正回路がすでに開示されてき九が
、本発明は他の増幅器でドライブされる負荷の不足量に
対して同様に補正することができる。この場合、リファ
レンスロード回路素子を、負荷が何んであろうとも、ド
ライブされる負荷の電気的および機械的特性に対して等
価なモデルとして選択できる。

本発明の初期の実験用グロトタイデでは、実際のスピー
カ負荷がリファレンスロードトシて用いられた。まな、
他の初期のグロトタイプのものでは、第１図に示したバ
ッタイブリファレンスロード３０が、インダクタおよび
コンデンサ回路素子と共に用いられた。これら素子は実
際のスピーカ負荷で見られるようなインダクタンスおよ
びコンデンサにほぼ相当する値を有する。しかし乍ら、
このようなプロトタイグによる笑験によって、本発明の
リファレンスロードのインダクタ素子は実際のスピーカ
負荷のインダクタンスの等価々モデルとして作用するだ
けでなく、スピーカ負荷の機械的慣性に対する類似のモ
デルとしても作用する。印加されたプログラム電圧に関
連してインダクタの電流応答カーブは、スピーカの機械
的応答カーブに極めて近似している。矩形波電圧・−ル
スをインダクタに印加すると、インダクタを通る電流は
このパルスの前縁および後縁において位相遅れを生じ、
このような位相遅れ（前縁の）は機械的慣性による遅に
対応し、このような後縁の位相遅れは慣性におけるオー
・シーシ璽−トに相当するものである。第１〜９図に示
した本発明の実施例における誘導性リアクタンスおよび
慣性間におけるこのような対応に利益が得られる。これ
は、十分なリファレンスロードインダクタ成分を与える
ことＫよってスピーカシステムのインダクタンスに対し
て等価なモデルとして作用すると共に、更にスピーカシ
ステムの機械的慣性に対する類似のモデルとして作用す
る。従って、リファレンスロードのインダクタ回路素、
子を適切に選択することによって、補正信号振幅および
ノ臂ワーが十分与えられ、スピーカシステムの誘導性リ
アクタンスおよび機械的慣性の両者に対してほぼ完全に
協動して補償することができる。

同様に、本発明のリファレンスロードのコンデンサ回路
素子は、実際のスピーカシステムのキャノ母シタンス用
の等価モデルとしてのみならず、スピーカシステムのコ
ンプライアンスおよび関連し念オープンエアコーン共振
用の類似モデルとしても作用可能であることがわかりた
。

この結果、本発明の低周波補正信号は実際の負衛スピー
カシステムの静電性リアクタンス全補償するだけでなく
、これと協同してスピーカシステムのコンプライアンス
およびコーン共振に対しても補償することができる。

Ｃｒｏｏｍｓの米国特許第４．２０６．９５４に開示さ
れた増幅器負荷補正システムにおいては、補正が実際の
トランスデー−サ負荷電流の検知によって行われ、この
負荷（ロード）は例えば、クロスオーバネットワークを
有する複数のスピーカ、またはマルチスピーカ分配ライ
ンシステムノヨウに、単一スピーカとは異なシかなシ複
雑なものとなっておシ、このようなシステムによれば、
検出にマスク作用を与えてしまうと共に補正を干渉して
しまう。本発明のり７アレンスロード補正システムでは
、このような問題を完全に克服出来、更に、実験的グロ
トタイグのものでは、複雑なスピーカシステムを広範囲
に亘ってテストし、またこの上りな種々のスピーカシス
テムと協動し得るもので、スピーカシステムのりアクタ
ンスおよび慣性をすべての場合においてほぼ完全に補正
できることがわかりｆｃ。

前述の米国特許におけるグイレフトロードセンシングシ
ステムにおける他の問題点は、本発明のリファレンスロ
ードを採用することによって完全に治すことができる。

即ち、実際の負荷は不完全なもので、予測出来ないが、
本願のリファレンスロードは完全に予測ができ、はぼ完
全なモデル負荷として作動する。従って、本発明のリフ
ァレンスロードによって、実際の負荷における不完全性
をほぼ完全に治すことができるが、上述の米国特許シス
テムではスピーカシステムにおける不完全性を補正でき
ない。

ま次、本顔のリファレンスロードシステムの利益は、こ
のシステムをアンプ／スピーカシステムに簡単に組込む
ことができ、この場合、グリアンプからの入力ジャック
と、ノワーアンプからの出力ジャックのみが必要であフ
、従来のように、負荷のドライブ用の追加の接続を必要
としないものである。

本発明のリファレンスロードは負荷のドライブよシ完全
に分離されておシ（前述した従来システムのと比較にお
いて説明されている）、このよう々完全な分離はダイレ
トロード検知システムの各問題点を克服するのにクリテ
ィカルな要因である。

本発明の位相およびトランジェント接続特性を示すテス
トにおりては、完全に独立した同一の最新式スピーカを
単一の／４ワーアンプの２つチャネルの各々に接続し、
グラフィックイコライザを用いてスピーカの周波数レス
ポンスをゼロに合せ、これにより音響出力を各チャネル
においてフラットにしな。本発明の実験的プロトタイグ
のもを一方のチャネルのプリアンプおよび・クワ−アン
プ間に接続した。リファレンスロード補正システムを用
いた場合と用いない場合とにおいてはオーディオ特性は
ドラマチックに差があった。例え、プログラムは実際に
録音されたプログラムであったとしても、ライブサウン
ドのような音でもマスギング効果が無りた。

しかし、本「のリファレンスロード補正システムが無い
ものでは、高周波トランゾェントがマスクされてしまっ
た。

本発明によれば、種々のオペアンプを満足に使うことが
でき、例えば、モトローラ、ナシ盲ナルおよびライソン
社の標準品で４５５８ｆ。

アルオペアンプがある。これは低雑音で速いレスポンス
特性の高性能オペアンプである。まな、ＴＬＯ６２のオ
ペアンプがテキサスインストルメント社よシ得られる。

第９図のＦＥＴ　２４２はシリコニツクス社のＪ　２３
０　ＦＥＴが入手できる。

第１−９図の回路には種々の回路素子の値が表示しであ
るが、これらはこれに限定されるものではない。

前述し念本例では、リファレンスロード補正信号を増幅
器ライン中に直接与えるものであり念が、これに限らず
分音されたプログラム情報の処理時に採用することもで
きる。従って、生か予め録音され念オリジナルプログラ
ムをリファレンスロード補正システムを用いた増幅器ラ
イン中に与え、これの出力プログラムを録音することが
できる（これには補正電圧が印加されてｂる）。次に、
このように処理されたレコーディングが負荷をドライブ
するわらゆるアングー負荷システムを介し工与えられる
と、レコーディング中のり７アレンスロ一ド補正信号が
十分々補正を負荷に与え、これはあたかも本願のＭ正シ
ステムがアンプ−負荷ラインに物理的に接続されたよう
になる。このようにサウンドのデロセップとして用いた
補正回路によってスピーカ補正信号を営業用のレコード
、テープ、ぎグイオテー！、映画のサウンドトラックの
レコーディング中に加えることもでき志。この場合処理
された補正信号が実際にレコーディング中に記録されて
いる。この工うな構成を第１２図に示し、ここでは、レ
コーディングステージ２９０ｆリフアレンスロード補正
システム１０の出力ターミナル１４と・ナワーアンｆ１
８の入力ターミナルノ６との間に接続してちる。第１２
図の構成は第１図に示し念システム１０と一緒に示され
ているが、第２−９図の他のシステムを第１９の７ステ
ム１０の位置に代用させることもごきる。

本発明は上述来施例のみに限定されず、種々の変更を加
え得るものである。

【図面の簡単な説明】

第１図〜９図は、本発明の一実施例の回路図、第１０図
は、同じく補正イ＝号の振幅／周波数カーブ、 第１１図はスピーカのトータルインピーダンス／周波数
しスポンスカーグ、 第１２図は、他の実施例を示すブロック図。 １０・・・リファレンスロード補正回路、１８・・・ノ
４ワーアング、３０ｔ　３０ｈ、３０ｂ　、３０ｃ。 ３０ｄ・・・リファレンスロード、８６・・・プログラ
ム信号キャンセｈ回路、１１１１．１１１ｂ。 Ｊ　Ｊ　ｓ　ｅ　”−ｉＩ　周ＫＷＭ正回路ｓ　１２０
ｐ２２’ｂｅ１２０ｅ・・・低周波補正回路、２４４・
・・中間レンジ補正回路。 田麩１人　弁理土鈴江武彦 、１すｈクーノフ＾シぴ３ｄ峠グ 特許庁長官　　宇　賀　這　部　　殿 １．事件の表示 特願昭ｔｉＯ−２０７６９２号 ２、発明の名称 ＋７７アレ／ス骨ロ一ド補正号法および補正ンステム３
、補正をする者 事件との関係　４！斤出願人 パーカス　−　ベリー・エレクトロニクス命インコーポ
レーテンド４、代理人 餡和６０年１１月２６日 １５　相　　　　手　　　　月　　　　　１１特許庁長
官　　　宇　賀　這　部　Ｑ ｌ、事件の表示 特願昭６０−２０７６９２号 ２、発明の名称 リファレンス・ロード補正方法および補正ンステム３、
補正をする者 事件との関係特許出顯人 名称ハてカス　−　ベリー書エレクトロニクス争インコ
−４レーテツド ４、代理人 ６、補正の対争 明細書 ７、？ｉ正の内容　　　　　　　　　　−”、−特許請
求の範囲を別紙の通り補正する。゛′２、特許請求の範
囲 ＋１＋　　誘導性リアクタンスおよび容量性リアクタン
スの特性に票似した特性を有するロード（負荷）におけ
る変動を補正するに当り、このロードを、変動し得る波
形の入力プログラム電圧信号を受信する入力回路ライン
を有する・苧ワーアンプによってドライブするようにし
、 独立の高周波チャネル中の前記プログラム信号をインダ
クタ成分移相ネットワーク手段に供給して、前記負荷の
誘導性リアクタンスを補償、する高周波補正信号を発生
させ、ざ生立の低周波チャネル中の前記プログラム信号
をコンデンサ成分移相ネットワーク手段に供給して、容
量性リアクタンスに類似した前記ロードの特性を補償す
る低周波補正信号を発生させ、 更に、これら高周波および低周波補正信号を前記プログ
ラム信号と混合させると共に、このように混合した信号
を前記・４ワーアンプに供給するようにしたことを特徴
とするリファレンス・ロード補正方法。 （２）　　前記インダクタ成分手段に高域通過移相ネッ
トワーク手段を設け、更に前記コンデンサ成分手段に低
域通過移相ネットワーク手段を設け、 前記高周波２よび低周波補正信号成分と混合された前記
プログラム信号を、中間レンツのバンド・ｆスフィルタ
手段を有する独立の中間周波数チャネルを最初に通過さ
せるようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載の方法。 （３）　　前記信号振幅を前記高層ａチャネルおよび中
間周波チャネル間で相対的に調整可能としたことｔ−特
徴とする特許請求の範囲第２項記載の方法。 （４）　　前記高周波および低周波チャネルの各々の信
号振幅を前記中間レンツチャネルの信号振幅に対して調
整可能としたことを特徴とする特許請求の範囲第２項記
載の方法。 （５）　　前記高周波チャネルの振幅を前記中間レン−
）チャネルの撮＠に対して自動的に調整可能としたこと
を特徴とする特許請求の範囲第３項記載の方法。 （６）　　上記自動調整操作は、高周波チャネル信号振
幅に相似した負のＤＣ（直流）および中間レンジチャネ
ル１号振幅に相似した正のＤＣ（直流）を発生させ、こ
れら正および負のＤＣ相似ｇＩｔ−加算し、この加算値
を用いて前記高周波チャネル中の回路成分手段を調整す
ることによりで実現したことを特徴とする特許請求の範
囲第５項記載の方法。 （））　　前記調整された回路コレ？−ネント手段に抵
抗構造で構成したＦＥＴ手段を設けたことを特徴とする
特許請求の範囲第６項記載の方法。 （８）　　前記高周波および中間レンツカヤネルの一方
の信号をゆっくり移相させることによって高周波チャネ
ル信号に中間レンジのチャネル信号に対して大きｉ位相
進みを与えるようにしたことを特徴とする特許請求の範
囲第２項記載の方法。 （９）　　前記位相進みを約１８０′″としたことを特
徴とする特許請求の範囲第８項記載の方法。 ＋ＩＧ　　前記中間レンツチャネル信号を反転させてこ
のような位相進みを与えるようにしたことを特徴とする
特許請求の範囲第９項記載の方法。 （２）波形が変動するプログラム電圧信号のソースに接
続するようにしたプログラム入力と、容量性リアクタン
スの％性に類似した特性と誘導性リアクタンスを有する
ドライブされるべきロード（負？ｆｒ）に接続された出
力とを有する／ンワーアンプ用のロード補正システムに
おいて、 インダクタ成分移相ネットワーク手段を含み、前記ロー
ドの誘導性リアクタンスを補償する高周波補正信号を発
生させる独立の高層？ｆＬｆヤネル回路と、 コンデンサ成分移相ネットワーク手段を含み、容糧性リ
アクタンスに類似した前記ロードの特性を補償する低周
波補正信号を発生させる独立の低周波チャネル回路と、 独立のプログラム周波数チャネルと、 前記プログラム信号ソースに電気的に接続された入力と
、出力とを有する前記チャネルの各々と、。 前記チャネルの各出力を混合回路手段に電気的に接続し
て、前記補正イに号成分と前記プログラム信号とを混合
し、この混合回路手段に、前記・ダワーアンプ入力に電
気的に接続された出力を設けて、これによってこのよう
な信号の混合したものを前記・ヤワーアングに供給した
ことを特徴とするリブアレンス・ロード補正システム。 ＠　前記インダクタ成分手段に高域通過移相ネットワー
ク手段を設け、ＥＫｆｉｆＪ記コンデンサ成分手段に低
域通過移相ネットワーク手段を設け、 前記独立のプログラム周波数チャネルに中間レンツのバ
ンド・ｆスフィルタ手段を有する中間周波数チャネルを
設けたことを特徴とする特許請求の範囲第１１項記載の
システム。 （至）　振Ｉｌ＠調整手段を前記高周波および中間レン
ジチャネルの少なくとも一方内に設け、これによってこ
れらチャネル間の信号の最幅の相対的な調整を可能とし
たことを特徴とする特許請求の範囲第１２項記載のシス
テム。 Ｑ４　　ｆｆ１ｌ！！調整手段を前記高周波および低周
波チャネルの各々中に設け、これによってこれら両チャ
ネルの信号の振幅を前記中間レンツチャネルの信号の振
幅に対して調整可能としたことｔ−特徴とする特許請求
の範囲第１２項記載のシステム。 （至）　前記振幅調整手段を自動的に作動させたことを
特徴とする特許請求の範囲第１３項記ａのシステム。 （４）　前記自動振幅調整手段には、 前記中間レンジチャネル中に設けられた第１検出手段と
、この検出手段によって中１間しンゾ周波数の信号振幅
に相似した正のＤＣ（直流）を得て、 前記高周波チャネル中に設けられた第２の検出手段と、
これによって高周波信号振幅に相似し九負のＤＣ（直流
）を得て、 これら第１および第２の検出手段の出力に接続され、こ
れらＤＣ出力を加算する加算回路手段と、 更に、この加算回路手段の出力に作動的に接続されると
共に高周波チャネル中に設けられたダイン調整手段とが
設けられ、このダイン調整手段によって、高周波チャネ
ルのダインを前記正と負のＤＣ電圧の合計電圧中の変動
に応答して調整するようにしたことを特徴とする特許請
求の範囲第１５項記載のシステム。 （ロ）前記調整手段に抵抗構造で構成されたＦＢＴ手段
を設けたことｔ−特徴とする特許請求の範囲第１５項記
載のシステム。 α＆　更に、移相手段を前記高周波および中間レンツチ
ャネルのいずれか一方のチャネル中に設け、これによっ
て高周波チャネル中の信号を中間レンジ周波数チャネル
中の信号に対して大きな位相進みを与えるようにしたこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１２項記載のシステム
。 σ９　前記移相手段には、中間レンジおよび高周波チャ
ネルのどちらか一方のチャネル中に設けられたインバー
タ回路手段が設置されたことを特徴とする特許請求の範
囲第１８項記載の７ステム。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、誘導性リアクタンスおよび容量性リアクタンスの特
   性に類似した特性を有するロード（負荷）における変動
   を補正するに当り、このロードを、変動し得る波形の入
   力プログラム電圧信号を受信する入力回路ラインを有す
   るパワーアンプによってドライブするようにし、 独立の高周波チャネルの前記プログラム信号をインダク
   タ成分移相ネットワーク手段に供給して、前記負荷の誘
   導性リアクタンスを補償する高周波補正信号を発生させ
   、 独立の低周波チャネルの前記プログラム信号をコンデン
   サ成分移相ネットワーク手段に供給して、容量性リアク
   タンスに類似した前記ロードの特性を補償する低周波補
   正信号を発生させ、更に、これら高周波および低周波補
   正信号を前記プログラム信号と混合させると共に、この
   ような混合した信号を前記パワーアンプに供給するよう
   にしたことを特徴とするリファレンス・ロード補正方法
   。 ２、波形が変動するプログラム電圧信号のソースに接続
   するようにしたプログラム入力と、容量性リアクタンス
   の特性に類似した特性と誘導性リアクタンスを有するド
   ライブ用ロード（負荷）に接続された出力とを有するパ
   ワーアンプ用のロード補正システムにおいて、 インダクタ成分移相ネットワーク手段を含み、前記ロー
   ドの誘導性リアクタンスを補償する高周波補正信号を発
   生させる独立の高周波チャネル回路と、 コンデンサ成分移相ネットワーク手段を含み、容量性リ
   アクタンスに類似した前記ロードの特性を補償する低周
   波補正信号を発生させる独立の低周波チャネル回路と、 独立のプログラム周波数チャネルと、 前記プログラム信号ソースに、電気的に接続された入力
   と、出力とを有する前記チャネルの各々と、 前記チャネルの各出力を混合回路手段に電気的に接続し
   て、前記補正信号成分と前記プログラム信号とを混合し
   、この混合回路手段に、前記パワーアンプ入力に電気的
   に接続された出力を設けて、これによってこのような信
   号の混合したものを前記パワーアンプに供給したことを
   特徴とするリファレンス・ロード補正システム。