KR20220122679A

KR20220122679A - 채널들의 스위칭 및 진폭 조정 중 스파이크들을 방지하는 고전압, 고효율 사인파 생성기

Info

Publication number: KR20220122679A
Application number: KR1020227025326A
Authority: KR
Inventors: 요람 와서만
Original assignee: 노보큐어 게엠베하
Priority date: 2019-12-31
Filing date: 2020-12-17
Publication date: 2022-09-02
Also published as: US20210203250A1; TW202142282A; US20230188055A1; EP4054705A2; AU2020417028A1; MX2022006135A; JP2023510203A; EP4091665A1; BR112022012431A2; EP4074368A1; WO2021137085A3; EP4074369A1; WO2021137085A2; US11601067B2; CA3163315A1; EP4074370A1; IL294284A; CN114901347A

Abstract

본 출원은 출력에 고주파 아티팩트를 도입하지 않고, 출력 전압이 신속하게 조정되는 고전압 정현파 신호를 생성하는 다양한 방법을 설명한다. 이러한 접근법이 사용되면, 높은 시간 비율동안 종양에 더욱 강한 전기장이 제공될 수 있으며, 종양치료필드 요법의 효과를 향상시킬 수 있다. 일부 실시예들에서, 이것은 직류 전압 소스의 출력이 출력 신호를 구동할 때 직류 전압 소스를 조정하지 않음으로써 달성된다. 일부 실시예들에서, 이것은 교류 전압 발생기 및 교류 전압 생성기의 출력에 연결된 전자 스위치의 동작을 동기화하여 달성된다.

Description

채널들의 스위칭 및 진폭 조정 중 스파이크들을 방지하는 고전압, 고효율 사인파 생성기

본 출원은 미국 가출원 62/955,673(2019년 12월 31일 출원) 및 62/981,875(2020년 2월 26일 출원)의 이익을 주장하며, 이들 각각은 그 전체가 본 명세서에 참고로 포함된다.

본 기술은 채널들의 스위칭 및 진폭 조정 중 스파이크들을 방지하는 고전압, 고효율 사인파 생성기와 관련된다.

종양 치료 필드 요법을 사용하여 종양을 치료하는 것은 미국 특허 7,805,201에 설명되어 있다. 종양 치료 필드 요법은 고전압 사인파 신호를 사용한다. 원래 이러한 고전압 정현파 신호는 함수 발생기로 저진폭 신호를 생성하고 선형 증폭기를 사용하여 얻었고, 저전압 신호를 고전압 신호로 증폭한 다음 고전압 신호를 환자의 신체에 위치하는 전극 세트(트랜스듀서 어레이라고도 함)에 인가하였다. 미국 특허 9,910,453은 트랜스듀서 어레이에 적용되는 고전압 정현파 신호를 생성하기 위한 대안적인 접근 방식을 설명하며, 이 대안적인 접근 방식은 원래의 선형 증폭기 접근 방식과 관련하여 크게 향상된 효율성을 제공한다.

본 기술은 채널들의 스위칭 및 진폭 조정 중 스파이크를 방지하는 기술을 제공하기 위한 것이다.

이 출원은 출력에 고주파 아티팩트(예를 들어, 전압 스파이크)를 도입하지 않고 출력 전압이 빠르게 조정될 수 있는 고전압 사인파 신호를 생성하기 위한 다양한 접근 방식을 설명한다. 이러한 접근 방식을 사용하면 더 높은 비율의 시간 동안 더 강한 전기장이 종양에 제공될 수 있으며, 이는 종양치료필드 요법의 효능을 증가시킬 수 있다.

발명의 한 모습은 주파수 f인 정현파를 생성하는 제1 장치와 관련된다. 제1 장치는 직류 전력 소스로, 상기 직류 전력 소스는 상기 직류 소스의 출력 전압을 설정하는 전압 제어 입력을 가지고; 1 차측과 2 차측을 가지는 변압기; 및 전력 스위치를 포함한다. 상기 전력 스위치는 제어 입력을 가기고, 제1 제어 신호가 상기 제어 입력에 제공될 때 상기 직류 전력 소스의 상기 출력을 상기 변압기의 상기 1차 측에 제1 방향으로 인가하고, 제2 제어 신호가 상기 제어 입력에 제공될 때 상기 직류 전력 소스의 상기 출력을 상기 변압기의 상기 1차 측에 제2 방향으로 인가하고, 상기 제1 및 제2 제어 신호가 상기 제어 입력에 제공되지 않을 때 꺼진다. 상기 제2 방향은 상기 제1 방향과 반대이다. 상기 제1 장치는 제어기를 더 포함하며, 상기 제어기는 (a) T/3의 지속 시간동안 상기 제1 제어 신호를 상기 제어 입력에 제공하고, (b) T/6의 지속 시간동안 대기하고, (c) T/3의 지속 시간동안 상기 제2 제어 신호를 상기 제어 입력에 제공하고, (d) T/6의 지속 시간동안 대기하고, 이어서, 상기 (a), (b), (c) 및 (d) 시퀀스를 반복한다. 상기 T는 주파수 f의 역수이다. 상기 제1 장치는 상기 변압기의 상기 2차 측에 연결된 출력 필터를 포함하며, 상기 출력 필터는 주파수 f를 통화시키고, 차단 주파수를 초화가하는 주파수를 감쇠한다. 상기 제어기는 상기 직류 전력 소스의 상기 전압 제어 입력에 제공되는 제3 제어 신호를 조정하여 상기 주파수에서 정현파의 진폭을 제어하도록 더 프로그램되고, 상기 제어기는 제1 제어 신호 또는 제2 제어 신호 중 어느 하나가 상기 제어 입력에 제공될 때 상기 제3 제어 신호의 조정이 발생하는 것을 방지하도록 추가로 프로그램된다.

제1 장치의 일부 실시예에서, 상기 차단 주파수는, 2f 및 4f 사이에 있고, 상기 출력 필터는 5f에 영점(zero)이 있다.

발명의 한 모습은 주파수 f인 정현파를 생성하는 제2 장치와 관련된다. 제2 장치는 n 직류 전력 소스들을 포함하며, 상기 n 직류 전력 소스들 각각은 상기 각각의 전력 소스의 출력 전압을 설정하는 전압 제어 입력을 가지고, n은 양의 정수이다. 제2 장치는 제어 입력 및 출력 단자들을 가지는 전력 스위치를 포함하고, 상기 전력 스위치는 (a) 상기 제어 입력에 제공된 제어 신호의 2n 개의 상태에 응답하여, 선택된 하나의 상기 n 직류 전력 소스들의 상기 출력을 선택된 극성으로 상기 출력 단자들에 라우팅하거나, (b) 상기 제어 신호의 추가 상태에 응답하여 꺼진 상태를 유지한다. 제2 장치는 제어기를 포함하고, 상기 제어기는 0°를 포함하는 샘플링 포인트를 포함하여 균등하게 분포한 샘플들을 이용하여 사이클당 N회 샘플된 사인파의 오버샘플된 버전의 생성을 제어하도록 프로그램되며, N = 2+4n이고, 상기 n 직류 전력 소스들의 상기 출력 전압들을 상기 사인파의 상기 오버샘플된 버전에 존재하는 레벨들로 설정하고, 상기 2n 상태들 및 상기 추가 상태를 통해 상기 제어 신호를 시퀀싱하여 상기 사인파의 오버샘플된 버전을 생성하도록 상기 n 직류 전력 소스들 각각이 시퀀스내의 적합한 시간내 적합한 선택된 극성으로 상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에 라우팅된다. 제2 장치는 상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에서 출발한 전류를 필터하는 출력 필터를 포함한다. 상기 출력 필터는 주파수 f를 통과시키고, 차단 주파수 이상의 주파수를 감쇠한다. 상기 제어기는 상기 전압 제어 입력들을 통해 n 직류 전력 소스의 출력 전압을 조정함으로써 상기 정현파의 진폭을 제어하도록 프로그래밍되고, 상기 제어기는 출력이 상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에 라우팅될 때 DC 전력 소스의 출력 전압을 조정하지 않도록 추가로 프로그램된다.

제2 장치의 일부 실시예는 상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에 연결된 1차측과 상기 출력 필터에 연결된 2차측을 포함하는 변압기를 더 포함하고, 상기 변압기는 상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에서 상기 전류가 상기 변압기를 거쳐 상기 출력 필터에 도달하도록 구성된다.

제2 장치의 일부 실시예는 상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에 연결된 1차측과 상기 출력 필터에 연결된 2차측을 포함하는 변압기를 더 포함하고, 상기 변압기는 상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에서 상기 전류가 상기 변압기를 거쳐 상기 출력 필터에 도달하도록 구성된다. 이러한 실시예에서, 상기 n =1로, 단일한 직류 전력 소스가 있음을 의미한다. 이러한 실시예에서, 상기 제어기는 (a) 상기 전력 스위치가 상기 하나의 직류 전력 소스의 출력을 상기 출력 단자들에 제1 극성으로 라우팅하도록 제1 제어 신호를 상기 제어 입력에 T/3의 지속시간 동안 인가하고, 이어서, (b) T/6의 지속시간동안 대기하고, 이어서, (c) 상기 전력 스위치가 상기 하나의 직류 전력 소스의 출력을 상기 출력 단자들에 상기 제1 극성과 반대인 제2 극성으로 라우팅하도록 제2 제어 신호를 상기 제어 입력에 T/3의 지속시간 동안 인가하고, 이어서, (d) T/6의 지속시간동안 대기하고, 이어서, (a), (b), (c) 및 (d) 시퀀스를 연속적으로 반복한다. 상기 T는 상기 주파수 f의 역수이다. 선택적으로, 상기 차단 주파수는 2f 및 4f의 사이에 있고, 상기 출력 필터는 5f에 영점이 있는 전달함수를 가진다.

제2 장치의 일부 실시예에서, n>1이고, 상기 제어기는, 상기 n 직류 전력 소스들 각각의 출력 전압들 사이에 고정된 비율을 유지하면서 상기 전압 제어 입력들을 통해 상기 n 직류 전력 소스들의 상기 출력 전압들을 조정함으로써 상기 정현파의 진폭을 제어하도록 더 프로그램 된다. 선택적으로, 이러한 실시예에서, 상기 출력 필터는, 전력을 포함하는 것으로 예측된 주파수 f의 고조파 주파수에 영점이 있는 전달함수를 가진다.

방법의 또다른 측면은 주파수 f인 정현파를 생성하는 제1 방법과 관련된다. 제1 방법은 n 직류 전력 소스들을 각각의 출력 전압으로 설정하는 단계로, n은 양의 정수이고; 0°를 포함하는 샘플링 포인트를 포함하여 균등하게 배치된 샘플들을 이용하여 사이클당 N회 샘플된 사인파의 오버샘플된 버전을 생성하고, N = 2+4n 이고, n DC 전원의 출력 전압을 사인파의 오버샘플링된 버전에 존재하는 레벨로 설정하며, 이어서 상기 사인파의 상기 오버샘플된 버전을 생성하기 위하여 상기 n 직류 전력 소스들 각각이 시퀀스의 적합한 시간에 각각의 방향으로 스위치되도록 상기 n 직류 전력 소스들의 상기 출력들을 제어하는 상기 시퀀스에 따라 출력으로 스위치하는 단계를 포함한다. 제1 방법은 또한, 차단 주파수 이상의 주파수를 감쇠하고, 상기 주파수 f를 통과시키도록 상기 사인파의 상기 오버샘플된 버전을 필터링하는 단계를 포함하며, 상기 필터링은 전력을 포함하는 것으로 예측된 주파수 f의 고조파의 주파수에 영점을 포함하는 전달함수로 구현된다. 상기 정현파의 상기 진폭은 상기 n 직류 전력 소스들의 상기 출력 전압을 조정하여 제어되며, 상기 직류 전력 소스들 중 주어진 어느 하나가 출력으로 스위치되었을 때 상기 직류 전력 소스들 중 주어진 어느 하나의 출력 전압의 조정은 방지된다.

제1 방법의 일부 측면에 의하면, n = 1로, 단일한 직류 전력 소스만 존재함을 의미하고, 상기 단일한 직류 전력 소스의 상기 출력 전압의 조정은 상기 단일한 직류 전압 소스의 상기 출력이 상기 출력으로 스위치되지 않을 때에만 이루어진다.

제1 방법의 일부 측면에 의하면, 상기 필터링은, 전력을 포함하는 것으로 예측되는 주파수 f의 고조파 주파수에서 영점을 가지는 전달함수를 구현하여 수행된다.

본 발명의 또 다른 측면은 주파수 f의 출력 파형을 생성하는 제3 장치와 관련된다. 제3 장치는 제1 직류 전력 소스로, 상기 제1 직류 전력 소스는 상기 제1 직류 전력 소스의 출력 전압을 설정하는 제1 전압 제어 입력을 가지고; 제2 직류 전력 소스를 포함하며, 상기 제2 직류 전력 소스는 상기 제2 직류 전력 소스의 출력 전압을 설정하는 제2 전압 제어 입력을 가진다. 제3 장치는 제어 입력과 출력 단자를 가지는 전력 스위치를 포함하고, 상기 전력 스위치는 (a) 상기 제어 입력의 제1 상태에 응답하여 제1 극성으로 상기 출력 단자에 상기 제1 직류 전력 소스의 출력을 라우팅하고, (b) 상기 제어 입력의 제2 상태에 응답하여 제2 극성으로 상기 출력 단자에 상기 제1 직류 전력 소스의 출력을 라우팅하고, (c) 상기 제어 입력의 제3 상태에 응답하여 제1 극성으로 상기 출력 단자에 상기 제2 직류 전력 소스의 출력을 라우팅하고, (d) 상기 제어 입력의 제4 상태에 응답하여 제2 극성으로 상기 출력 단자에 상기 제2 직류 전력 소스의 출력을 라우팅하고, (e) 상기 제어 입력의 추가 상태에 응답하여 꺼진다. 상기 제2 극성은 상기 제1 극성과 반대이다. 제3 장치는 상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에서 도착하는 전류를 필터링하는 출력 필터를 포함하며, 상기 출력 필터는 상기 주파수 f를 통과시키고, 차단 주파수를 초과하는 주파수를 감쇠시킨다. 제3 장치는 제어기를 포함하며, 상기 제어기는 상기 제1 전압 제어 입력을 일정하게 유지하면서 상기 제1 및 제2 상태가 교번하는 시퀀스로 상기 제어 입력을 설정하는 제1 모드에서 동작하도록 프로그램된다. 상기 제어기는 상기 제2 전압 제어 입력을 일정하게 유지하면서 상기 제3 및 제4 상태가 교번하는 시퀀스로 상기 제어 입력을 설정하는 제2 모드에서 동작하도록 더 프로그램된다. 상기 제어기는, 상기 제어기가 상기 제1 모드에서 동작하면 상기 제어기는 상기 제2 전압 제어 입력을 조정함으로써 상기 출력 파형의 진폭을 변화시키고 이어서 상기 제어기를 제2 모드로 전환하도록 더 프로그램되고, 상기 제어기가 제2 모드에서 동작하면, 상기 제어기는 상기 제1 전압 제어 입력을 조정함으로써 상기 출력 파형의 진폭을 변화시키고 이어서 상기 제어기를 제1 모드로 전환하도록 더 프로그램된다.

제3 장치의 몇몇 실시예에서, 상기 출력 파형은 정현파이고, 상기 제어 입력을 상기 제1 및 제2 상태가 교번하는 시퀀스로 설정하는 것은 (a) T/3의 지속 시간 동안 상기 제어 입력을 상기 제1 상태로 두고, 이어서, (b) T/6의 지속 시간 동안 대기하고, 이어서, (c) T/3의 지속 시간 동안 상기 제어 입력을 상기 제2 상태로 두고 이어서, (d) T/6의 지속 시간 동안 대기하고, 이어서, 계속적으로 (a), (b), (c) 및 (d)의 시퀀스를 반복하며, 상기 제어 입력을 상기 제3 및 제4 상태가 교번하는 시퀀스로 설정하는 것은 (e) T/3의 지속 시간 동안 상기 제어 입력을 상기 제3 상태로 두고, 이어서, (f) T/6의 지속 시간 동안 대기하고, 이어서, (g) T/3의 지속 시간 동안 상기 제어 입력을 상기 제4 상태로 두고 이어서, (h) T/6의 지속 시간 동안 대기하고, 이어서, 계속적으로 (e), (f), (g), 및 (h)의 시퀀스를 반복하며, 상기 T는 상기 주파수 f의 역수이다.

제3 장치의 몇몇 실시예에서, 상기 제어기는, 상기 제어기가 상기 제1 모드에서 동작할 때, 상기 제어기는, 상기 제어기가 상기 제2 모드로 전환하기 적어도 1ms 이전에 상기 제2 전압 제어 입력을 조정하여 상기 출력 파형의 진폭을 변화시키도록 더 프로그램되고, 상기 제어기가 상기 제2 모드에서 동작할 때, 상기 제어기는, 상기 제어기가 상기 제1 모드로 전환하기 적어도 1ms 이전에 상기 제1 전압 제어 입력을 조정하여 상기 출력 파형의 진폭을 변화시키도록 더 프로그램된 다.

제3 장치의 일부 실시예는 상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에 연결된 1차측과, 상기 출력 필터에 연결된 2차측을 포함하는 변압기를 더 포함하고, 상기 변압기는, 상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에서 출발한 전류가 상기 변압기를 거쳐 상기 출력 필터에 도달하도록 구성된다. 선택적으로, 이러한 실시예에서, 전력 스위치는 (a) 상기 제어 입력의 상기 제1 상태에 응답하여 상기 변압기의 1차 측에 제1 방향으로 상기 제1 직류 전압 소스의 출력을 라우팅하고, (b) 상기 제어 입력의 상기 제2 상태에 응답하여 상기 변압기의 1차 측에 제2 방향으로 상기 제1 직류 전압 소스의 출력을 라우팅하고, (c) 상기 제어 입력의 상기 제3 상태에 응답하여 상기 변압기의 1차 측에 제1 방향으로 상기 제3 직류 전압 소스의 출력을 라우팅하고, (d) 상기 제어 입력의 상기 제4 상태에 응답하여 상기 변압기의 1차 측에 제1 방향으로 상기 제2 직류 전압 소스의 출력을 라우팅하고, (e) 상기 제어 입력의 제5 상태에 응답하여 꺼지며, 상기 제2 방향은 상기 제1 방향과 반대이다.

제3 장치의 일부 실시예에서, 상기 차단 주파수는 2f 및 4f 사이이며, 상기 출력 필터는 5f 에서 영점을 가지는 전달함수를 가진다.

발명의 또다른 측면은 주파수 f의 출력 파형을 생성하는 제2 방법과 관련된다. 제2 방법은 상기 전력 스위치의 제어 입력의 제1 상태에 응답하여 제1 극성으로 상기 전력 스위치의 출력 단자에 제1 직류 전력 소스의 출력을 라우팅하는 단계와, (b) 상기 전력 스위치의 제어 입력의 제2 상태에 응답하여 제2 극성으로 상기 전력 스위치의 출력 단자에 제1 직류 전력 소스의 출력을 라우팅하는 단계와 (c) 상기 전력 스위치의 제어 입력의 제3 상태에 응답하여 제1 극성으로 상기 전력 스위치의 출력 단자에 제2 직류 전력 소스의 출력을 라우팅하는 단계와, (d) 상기 전력 스위치의 제어 입력의 제4 상태에 응답하여 제2 극성으로 상기 전력 스위치의 출력 단자에 제2 직류 전력 소스의 출력을 라우팅하는 단계와 (e) 상기 제어 입력의 추가 상태에 응답하여 꺼지는 것을 포함한다. 상기 제2 극성은 상기 제1 극성과 반대이다. 상기 제2 방법은 상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에서 도착하는 전류를 필터링하는 단계를 더 포함한다. 상기 필터링은 주파수 f를 통과시키고, 차단 주파수를 초과하는 주파수를 차단한다. 상기 제2 방법은 상기 제1 직류 전력 소스의 상기 출력 전압을 일정하게 유지하며 상기 제어 입력이 제1 및 상기 제2 상태의 교번 시퀀스로 설정되는 제1 모드로 동작하는 단계를 포함한다. 제2 방법은 상기 제2 직류 전력 소스의 상기 출력 전압을 일정하게 유지하며 상기 제어 입력이 상기 제3 및 제4 상태의 교번 시퀀스로 설정되는 제2 모드로 동작하는 단계를 포함한다. 상기 제1 모드에서, 상기 출력 파형의 진폭의 변화들은 상기 제2 직류 전압 소스의 상기 출력 전압을 조정하여 발생하고, 후속적으로 제2 모드로 전환한다. 상기 제2 모드에서, 상기 출력 파형의 진폭의 변화들은 상기 제1 직류 전압 소스의 상기 출력 전압을 조정하여 발생하고, 후속적으로 제1 모드로 전환한다.

제2 방법의 일부 실시예에서, 상기 출력 파형은 정현파이고, (a) T/3의 지속 시간 동안 상기 제어 입력을 상기 제1 상태로 두고, 이어서, (b) T/6의 지속 시간 동안 대기하고, 이어서, (c) T/3의 지속 시간 동안 상기 제어 입력을 상기 제2 상태로 두고, 이어서, (d) T/6의 지속 시간 동안 대기하고, 이어서, (a), (b), (c), 및 (d) 시퀀스를 연속적으로 반복하여 상기 제어 입력이 상기 제1 및 제2 상태가 교번하는 시퀀스로 설정된다. 이러한 실시예에서, (e) T/3의 지속 시간 동안 상기 제어 입력을 상기 제3 상태로 두고, 이어서, (f) T/6의 지속 시간 동안 대기하고, 이어서, (g) T/3의 지속 시간 동안 상기 제어 입력을 상기 제3 상태로 두고, 이어서, (h) T/6의 지속 시간 동안 대기하고, 이어서, (e, (f), (g), 및 (h) 시퀀스를 연속적으로 반복하여 상기 제어 입력이 상기 제3 및 제4 상태가 교번하는 시퀀스로 설정된다. 상기 T는 주파수 f의 역수이다.

제2 방법의 일부 실시예에서, 상기 제1 모드에서, 상기 출력 파형의 진폭의 변화는 상기 제2 모드로 전환 적어도 1ms 이전에 상기 제2 직류 전력 소스의 상기 출력 전압을 조정하여 이루어지고, 상기 제2 모드에서, 상기 출력 파형의 진폭의 변화는 상기 제1 모드로 전환 적어도 1ms 이전에 상기 제1 직류 전력 소스의 상기 출력 전압을 조정하여 이루어진다.

발명의 또다른 모습은 제1 전극쌍 및 제2 전극쌍에 적용될 교류(AC) 전기 신호들을 생성하는 제4 장치와 관련된다. 제4 장치는 출력을 가지는 교류 전압 생성기와 전자 스위치 및 제어기를 포함한다. 상기 전자 스위치는 상기 교류 전압 생성기의 출력을 받는 입력과, 제1 전력 출력 및 제2 전력 출력을 포함한다. 전자 스위치는 (a) 상기 교류 전압 생성기의 출력을 상기 제1 전력 출력으로 라우팅하는 제1 모드에서 동작하고, (b) 상기 교류 전압 생성기의 상기 출력을 상기 제2 전력 출력으로 라우팅하는 제2 모드에서 동작한다. 상기 전자 스위치는 상기 제1 모드와 상기 제2 모드를 반복하는 시퀀스를 순환하도록 구성된다. 제어기는 상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환시 상기 교류 전압 생성기의 순시 출력의 진폭이 5V 미만이도록 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치의 동작을 동기화하도록 구성된다. 상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환된 후 20ms 이내에 상기 교류 전압 생성기의 출력 전압은 상기 교류 전압 생성기의 정상 상태 출력 전압의 적어도 80%이다.

제4 장치의 일부 실시예에서, 상기 전자 스위치는 (c) 상기 교류 전압 생성기의 출력이 상기 제1 전력 출력 또는 상기 제2 전력 출력으로 라우팅되지 않는 제3 모드 및 (d) (1) 제1 모드, (2) 제3 모드, (3) 제2 모드 및 (4) 제3 모드를 반복하는 시퀀스를 순환한다. 일부 실시예에서, 상기 제어기는 상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환시 상기 교류 전압 생성기의 상기 순시 출력의 진폭이 1V 미만이도록 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치의 동작을 동기화한다.

제4 장치의 일부 실시예에서, 상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환한 후, 5ms 이내에, 상기 교류 전압 생성기의 출력 전압은 상기 교류 전압 생성기의 정상 상태 출력 전압의 적어도 80% 이다. 제4 장치의 일부 실시예에서, 상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환한 후, 1ms 이내에, 상기 교류 전압 생성기의 출력 전압은 상기 교류 전압 생성기의 정상 상태 출력 전압의 적어도 80% 이다.

제4 장치의 일부 실시예에서, 상기 교류 전압 생성기는, 상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드 전환 도중에도 최대 정상 상태 교류 전압으로 계속하여 동작한다.

제4 장치의 일부 실시예에서, 상기 제어기는, 상기 전환이 상기 교류 전압 생성기의 상기 순시 출력의 진폭기 5V 미만인 시간의 창과 동일하도록 상기 전자 스위치의 전환의 시간을 제어하여 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치의 동작을 동기화한다. 제4 장치의 일부 실시예에서, 상기 제어기는, 상기 전자 스위치의 전환이 발생할 때마다 상기 교류 전압 생성기의 출력이 꺼지도록 상기 교류 전압 생성기를 제어하여 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치의 동작을 동기화한다. 제4 장치의 일부 실시예에서, 상기 제어기는, (a) 상기 전환이 상기 교류 전압 생성기의 상기 순시 출력의 진폭이 5V 미만인 시간 윈도우와 일치하도록 상기 전자 스위치의 전환 타이밍을 제어하고 (b) 상기 전자 스위치의 전환이 발생할 때마다 상기 교류 전압 생성기의 출력이 꺼지도록 상기 교류 전압 생성기를 제어하여 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치를 동기화한다.

제4 장치의 일부 실시예에서, 상기 전자 스위치는, (1) 상기 제1 모드, (2) 상기 제2 모드의 반복되는 시퀀스로 순환하도록 구성되고, 상기 전자 스위치는 상기 제1 모드에서 상기 제2 모드로 직접 전환되고, 상기 제2 모드에서 상기 제1 모드로 직접 전환된다.

발명의 또다른 측면은 제1 전극쌍 및 제2 전극쌍에 적용되는 교류 전기 신호를 생성하는 제5 장치와 관련된다. 제5 장치는 출력을 가지는 교류 전압 생성기와, 전자 스위치와 제어기를 포함한다. 전자 스위치는 상기 교류 전압 생성기의 상기 출력을 받는 입력과, 제1 전력 출력 및 제2 전력 출력을 가진다. 상기 전자 스위치는, (a) 상기 교류 전압 생성기의 상기 출력을 상기 제1 전력 출력으로 라우팅하는 제1 모드 및 (b) 상기 교류 전압 생성기의 상기 출력을 상기 제2 전력 출력으로 라우팅하는 제2 모드에서 동작한다. 상기 전자 스위치는 상기 제1 모드 및 상기 제2 모드를 포함하는 반복 시퀀스를 순환하여 동작한다. 제어기는 상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환할 때마다 상기 교류 전압 생성기의 상기 순시 출력의 진폭이 처리 대상이 지각할 수 있는 임계값 미만이 되도록 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치의 동작을 동기화한다. 상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 제2 모드로 전환후 20ms 이내에 상기 교류 전압 생성기의 출력 전압은 상기 교류 전압 생성기의 정상 상태 전압의 적어도 80%이다.

제5 장치의 일부 실시예에서, 상기 전자 스위치는 (c) 상기 교류 전압 생성기의 출력이 상기 제1 전력 출력 또는 상기 제2 전력 출력으로 라우팅되지 않는 제3 모드 및 (d) (1) 제1 모드, (2) 제3 모드, (3) 제2 모드 및 (4) 제3 모드를 반복하는 시퀀스를 순환한다.

제5 장치의 일부 실시예에서, 상기 제어기는 상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환시 상기 교류 전압 생성기의 상기 순시 출력의 진폭이 1V 미만이 되도록 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치의 동작을 동기화한다.

제5 장치의 일부 실시예에서, 상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환한 후, 5ms 이내에, 상기 교류 전압 생성기의 출력 전압은 상기 교류 전압 생성기의 정상 상태 출력 전압의 적어도 80% 이다. 제5 장치의 일부 실시예에서, 상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환한 후, 1ms 이내에, 상기 교류 전압 생성기의 출력 전압은 상기 교류 전압 생성기의 정상 상태 출력 전압의 적어도 80% 이다.

제5 장치의 일부 실시예에서, 상기 교류 전압 생성기는, 상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드 전환 도중에도 최대 정상 상태 교류 전압으로 계속하여 동작한다.

제5 장치의 일부 실시예에서, 상기 제어기는, 상기 전환이 상기 교류 전압 생성기의 상기 순시 출력의 진폭이 상기 임계값 미만인 시간의 창과 동일하도록 상기 전자 스위치의 전환의 시간을 제어하여 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치의 동작을 동기화한다. 제5 장치의 일부 실시예에서, 상기 제어기는, 상기 전자 스위치의 전환이 발생할 때마다 상기 교류 전압 생성기의 출력이 꺼지도록 상기 교류 전압 생성기를 제어하여 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치의 동작을 동기화한다. 제5 장치의 일부 실시예에서, 상기 제어기는, (a) 상기 전환이 상기 교류 전압 생성기의 상기 순시 출력의 진폭이 임계값 미만인 시간 윈도우와 일치하도록 상기 전자 스위치의 전환 타이밍을 제어하고 (b) 상기 전자 스위치의 전환이 발생할 때마다 상기 교류 전압 생성기의 출력이 꺼지도록 상기 교류 전압 생성기를 제어하여 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치를 동기화한다.

제5 장치의 일부 실시예에서, 상기 전자 스위치는, (1) 상기 제1 모드, (2) 상기 제2 모드의 반복되는 시퀀스로 순환하도록 구성되고, 상기 전자 스위치는 상기 제1 모드에서 상기 제2 모드로 직접 전환되고, 상기 제2 모드에서 상기 제1 모드로 직접 전환된다.

본 기술에 의하면 채널들의 스위칭 및 진폭 조정 중 스파이크를 방지할 수 있는 고전압, 고효율 사인파 생성기가 제공된다.

도 1은 제어 가능한 진폭을 갖는 사전 설정된 주파수 f에서 정현파를 생성하는 정현파 발생기의 제1 실시예의 블록도이다.
도 2는 출력 필터를 구현하기 위한 적절한 아키텍처 및 전력 스위처(power switcher)를 구현하기 위한 하나의 바람직한 접근 방식의 블록도를 도시한다.
도 3은 사인파 및 사이클 당 6회 샘플링된 오버샘플링된 버전의 사인파를 도시한다.
도 4는 출력 필터의 실시예의 개략도이다.
도 5는 제어 가능한 진폭을 갖는 사전 설정된 주파수 f에서 정현파를 생성하는 정현파 발생기의 제2 실시예의 블록도이다.
도 6은 도 5의 실시예에서 전력 스위처를 구현하기 위한 하나의 바람직한 접근 방식의 블록도이다.
도 7은 사인파 및 사이클당 10회 샘플링된 오버샘플링된 버전의 사인파를 도시한다.
도 8은 정상 상태 조건에서의 사인파 출력 파형을 도시한다.
도 9는 사인파 출력에 전력을 공급하기 위해 사용되는 DC-DC 컨버터의 출력이 사이클의 특정 시간에 변할 때 사인파 출력 파형이 어떻게 변하는지를 보여준다.
도 10은 사인파 출력에 전력을 공급하기 위해 사용되는 DC-DC 컨버터의 출력이 사이클의 다른 시간에 변할 때 사인파 출력 파형이 어떻게 변하는지를 보여준다.
도 11은 제어가능한 진폭을 갖는 정현파를 생성하는 정현파 발생기의 제3 실시예의 블록도이다.
도 12는 도 11의 실시예가 출력 신호의 전압에 대한 급격한 변화를 어떻게 가능하게 하는지를 보여주는 파형을 도시한다.
도 13은 사람의 머리에 종양치료필드를 적용하기 위한 종래 기술 시스템의 블록도이다.
도 14는 도 13의 종래 기술 시스템에서 사용된 두 방향 LR 및 AP 사이의 시퀀싱을 나타내는 타이밍도이다.
도 15는 상당한 스파이크를 포함하는 파형을 도시한다.
도 16A는 스위칭 이벤트들 사이에 1초 간격으로 AC 발생기의 출력 전압을 위아래로 램핑(ramping)함으로써 도 15의 스파이크를 피하기 위한 종래 기술의 접근 방식을 도시한다.
도 16B는 도 16A에 도시된 램프 레이트를 사용하는 AC 발전기의 순시 출력 전압의 개략도이다.
도 17A는 도 16의 접근법이 스위칭 이벤트들 사이에 0.25초 간격으로 사용되는 경우에 일어날 일을 도시한다.
도 17B는 도 17A에 도시된 램프 레이트를 사용하는 AC 발생기의 순시 출력 전압의 개략도이다.
도 18은 AC 전압 발생기와 스위치의 동작을 동기화하는 실시예를 도시한다.
도 19는 도 18의 실시예에 대한 두 방향 사이의 순서를 나타내는 타이밍도이다.
도 20은 스위치의 스위칭을 정밀하게 조정함으로써 동작하는 도 18 실시예의 스위치와 AC 전압 발생기 사이의 동기화를 달성하기 위한 제1 접근법을 도시한다.
도 21은 AC 전압 발생기의 출력을 제어함으로써 동작하는 도 18 실시예의 스위치와 AC 전압 발생기 사이의 동기화를 달성하기 위한 제2 접근법을 도시한다.
도 22는 도 21의 접근법이 사용될 때 AC 전압 발생기의 출력이 전체 정상 상태 출력 전압으로 즉시 점프하는 방법을 도시한다.
도 23은 스위치의 스위칭을 정밀하게 조정함으로써 동작하는 도 18 실시예의 스위치와 AC 전압 발생기 사이의 동기화를 달성하기 위한 또 다른 접근법을 도시한다.

종양치료필드(TTFields, Tumor treating fields) 치료와 관련하여 고전압 정현파 신호를 생성하기 위해 선행 기술 접근 방식을 사용할 때 고주파 아티팩트(예: 전압 스파이크)가 특정 조건(예: 출력 전압을 변경하라는 명령 또는 종양치료필드의 방향이 전환되는 경우)에 응답하여 출력에 나타날 수 있다. 그리고 이러한 고주파 아티팩트는 종양치료필드 요법으로 치료받는 사람에게 불쾌한 감각을 유발할 수 있기 때문에 출력 전압 진폭은 일반적으로 고주파 아티팩트(및 그로 인한 불쾌한 감각)이 발생하는 것을 방지하기 위해 천천히 증가한다. 그러나 느린 램프업을 사용하면 출력 전압이 항상 가능한 만큼 높지는 않다는 단점이 있다. 즉, 종양에 적용되는 전기장이 항상 그렇게 강하지 않다는 것을 의미한다. 그리고 전기장이 생각만큼 강하지 않으면 치료 효과가 떨어질 수 있다. 여기에 설명된 실시예는 유리하게는 고주파 아티팩트를 도입하지 않고 출력 전압 진폭을 훨씬 더 빠르게 증가시킬 수 있다. 따라서, 이들 실시예는 치료 효능의 관련된 감소를 초래하지 않으면서 불쾌한 감각이 발생하는 것을 방지할 수 있다.

본원에 설명된 실시예는 미국 특허 7,805,201에 설명된 바와 같이 종양치료필드를 생성하는 것과 관련하여 유용하며, 이는 참조로 여기에 포함된다. 본원에 설명된 실시예는 참조로 본원에 포함된 미국 특허 9,910,453에 설명된 아키텍처를 기반으로 한다. 특히, 본원에 설명된 실시예는 출력에 고주파 아티팩트(예: 전압 스파이크)를 도입할 위험 없이 사인파 신호(종양치료필드 트랜스듀서 어레이에 인가됨)의 전압을 더 빠르게 조정할 수 있다. 여기에 설명된 실시예는 또한 출력에 고주파 아티팩트를 도입할 위험 없이 정현파 신호를 즉시 최대 전력으로 켜고 끌 수 있다.

종양치료필드 전달을 위한 고전압 신호를 생성할 때 신호의 정확한 모양은 매 순간 알려지며(알려진 주파수의 순수한 사인파) 외부 입력(예: 환자의 피부 온도를 기반으로 한 제어)을 기반으로 하여 시간이 지남에 따라 변하는 것은 출력 신호의 진폭뿐이다.

여기에 설명된 실시예는 특정 저역 통과 필터를 사용하여 필터링될 때 목적하는 진폭 및 주파수의 낮은 왜곡 사인파를 생성하는 특정 펄스 열을 생성함으로써 고전압 사인파 신호를 생성한다.

도 1은 제어 가능한 진폭을 갖는 사전 설정된 주파수 f에서 정현파를 생성하는 정현파 발생기의 제1 실시예의 블록도이다. 궁극적으로, 출력 정현파의 진폭은 DC 전원(50)의 출력에 비례할 것이며, 이는 바람직하게는 제어된 DC-DC 컨버터이다.

예시된 실시예에서, DC-DC 컨버터(50)는 아날로그 전압 제어 입력 신호에 10을 곱하도록 구성되어 있으므로, 1V 전압 제어 신호가 인가될 때 출력은 10V가 될 것이고, V 전압 제어 신호가 인가되면 출력은 50V가 되며 그 사이에 비례 제어가 된다. 따라서 DC-DC 컨버터(50)의 출력은 아날로그 전압 제어 입력에 인가되는 전압(예를 들어, 0-5V)에 따라 0과 50V 사이의 임의의 값을 취할 수 있다. 제어기(40)는 디지털-아날로그 변환기(DAC)(42)에 제어 워드(control word)를 기록함으로써 DC-DC 컨버터(50)의 출력 전압을 제어한다. DAC(42)는 제어 워드에 비례하는 아날로그 전압을 생성하고, 이 아날로그 전압은 DC-DC 컨버터(50)의 전압 제어 입력에 인가된다.

DC-DC 컨버터(50)의 출력은 전력 스위처(60)로 라우팅된다. 전력 스위처(60)는 제어 입력을 가지며, 제어 입력의 상태에 따라 DC-DC 컨버터(50)의 출력을 라우팅하여 변압기 70의 1차에 어느 방향으로 연결한다. 보다 구체적으로, 제1 제어 신호가 제어 입력에 인가될 때, 전력 스위처(60)는 DC-DC 컨버터(50)의 출력을 변압기(70)의 1차측에 제1 방향으로 인가할 것이다. 제2 제어 신호가 제어 입력에 인가되면, 전력 스위처(60)는 DC-DC 컨버터(50)의 출력을 변압기(70)의 1차측에 제1 방향과 반대인 제2 방향으로 인가할 것이다. 제1 제어 신호도 제2 제어 신호도 제어 입력에 인가되지 않을 때, 전력 스위처(60)는 오프 상태로 유지될 것이고, 이 경우 DC-DC 컨버터(50)로부터의 전력은 변압기(70)의 1차측으로 라우팅되지 않는다.

도 2는 H-브리지 구성으로 변압기(70)의 1차측에 연결된 4개의 전자 제어 스위치(61-64) 세트를 사용하여 전력 스위처(60)를 구현하기 위한 한 가지 바람직한 접근 방식의 블록도를 포함한다. 이러한 스위치(61-64)는 제어 입력(68)에 인가되는 신호에 응답하여 닫히고 개방된다. 관련 기술 분야의 숙련자에 의해 이해되는 바와 같이 이러한 스위치를 구현하기 위해 다양한 기술이 사용될 수 있다. 예를 들어, 스위치(61-64)는 제어 신호에 응답하여 스위치를 켜고 끄기 위한 적절한 로직과 함께 MOSFET 트랜지스터(예를 들어, Infineon에서 제조한 BSC109N10NS3)를 사용하여 구현될 수 있다. DC-DC 컨버터(50)의 출력을 변압기(70)의 1차측으로 제1 방향으로 인가하기 위해서는 스위치(63, 62)만 닫혀야 한다. DC-DC 컨버터(50)의 출력을 변압기(70)의 1차측에 반대 방향으로 인가하기 위해서는 스위치(61, 64)만 닫혀야 한다. 이들 4개의 스위치(61-64) 모두가 꺼져 있을 때, 변압기(70)의 1차측으로 전력이 라우팅되지 않는다.

변압기(70)는 바람직하게는 1:4와 1:9 사이의 승압 비율을 갖는 승압 변압기이다. 일부 바람직한 실시예에서, 변압기(70)는 1:6의 승압 비율을 갖는 승압 변압기이다. 예를 들어, 승압 비율이 1:6인 변압기가 최대 24V를 출력할 수 있는 DC-DC 컨버터(50)와 함께 사용되는 경우 변압기(70)의 2차측 전압은 최대 300V까지 올라갈 수 있다.

도 1로 돌아가서, 제어기(40)는 균등한 간격을 가지는 샘플들을 사용하여 사이클당 6회 샘플링되는 사인파의 오버샘플링된 버전을 구성하기 위해 시간 조절된 순서로 전력 스위처(60)의 제어 입력에 제어 신호를 제공한다. 보다 구체적으로, 도 3은 사인파(110) 및 0°, 60°, 120°, 180°, 240°, 300° 및 360°에서 샘플링된 사인파(112)의 오버샘플링된 버전을 도시한다. 이 오버샘플링된 버전 112를 보면 60°와 180° 사이의 양의 전압 +V, 240°와 360° 사이의 음의 전압 -V, 0°와 60° 사이 및 180°와 240° 사이의 0볼트의 세 가지 전압 레벨만 포함되어 있음이 명확하다. 샘플링 포인트 중 하나가 0°에서 발생하고 샘플링 포인트 중 하나가 180°에서 발생하도록 샘플링 시간을 선택했기 때문에 0볼트 레벨이 존재하고, 여기서 사인 함수는 0이다. 이러한 선택은 사인파의 오버샘플링된 버전(112)을 구성하기 위해 생성되어야 하는 전압 레벨의 수를 유리하게 감소시킨다. 또한 유리하게는 스위칭 이벤트의 수를 줄여 스위칭 프로세스 동안 발생하는 손실을 최소화한다.

결과적으로 사전 설정된 주파수 f에서 사인파의 오버샘플링된 버전은 (a) 도 3의 파형(112)의 60-180° 세그먼트에 해당하는 T/3의 지속시간을 가지는 제1 제어 신호를 제어 입력(68)에 제공하는 단계; (b) 파형(112)의 180-240° 세그먼트에 해당하는 T/6의 지속 시간 동안 대기하는 단계; (c) 파형(112)의 240-360° 세그먼트에 대응하는 T/3의 지속기간 동안 제2 제어 신호를 제어 입력(68)에 인가하는 단계; 및 (d) 파형(112)의 0-60° 세그먼트에 해당하는 T/6의 지속 시간 동안 대기하는 단계를 연속적으로 반복함으로써 변압기(70)의 출력에서 구성될 수 있다. T는 미리 설정된 주파수 f의 역수이다.

제어기(40)는 이러한 제어 신호를 이 순서로 생성하는 역할을 한다. 제어기(40)는 여기에 설명된 기능을 수행하도록 프로그래밍된 마이크로컨트롤러 또는 마이크로프로세서를 포함하지만 이에 제한되지 않는 관련 기술 분야의 숙련자에게 명백할 다양한 접근 방식을 사용하여 구현될 수 있다. 제어기(40)는 또한 하드와이어드 시퀀서와 결합된 마이크로컨트롤러 또는 마이크로프로세서를 사용하여 구현될 수 있으며, 후자는 예를 들어 상태 머신 또는 카운터를 사용하여 구현될 수 있다.

변압기(70)의 2차측 출력은 2f와 4f 사이의 차단 주파수를 갖는 출력 필터(80)로 라우팅된다. 출력 필터(80)는 미리 설정된 주파수(f)를 통과시키고 차단 주파수 이상의 주파수를 감쇠시킨다.

사인파(도 3의 112)의 오버샘플링된 버전이 주파수 도메인으로 변환될 때, 파형(112)이 대칭이라는 사실의 결과로 모든 짝수 고조파가 0이 된다는 점에 유의하여야 한다. 또한 샘플링이 주기당 6번 수행되기 때문에 파형(112)의 3차 고조파도 0이 된다.

많은 필터 설계는 차단 주파수에서 고유한 불안정성을 가지고 있다. 그러나 오버샘플링된 파형(112)의 3차 고조파 성분이 0이기 때문에, 상당한 전력을 가지는 가장 낮은 고조파는 5차 고조파이다. 출력 필터(80)가 차단 주파수가 3차 고조파와 일치하도록 설계되면 오버샘플링된 파형(112)은 차단 주파수 부근의 불안정성의 영향을 받지 않을 것이다. 그 이유는 파형에 3f에서 전력이 포함되어 있지 않기 때문이다. 따라서 차단 주파수가 3f인 출력 필터(80)를 설계하는 것이 가장 바람직하다. 이 경우 (a) 기본 성분은 불안정성을 활성화하지 않도록 차단 주파수보다 훨씬 낮고 (b) 5차 고조파는 불안정성을 활성화하지 않도록 차단 주파수 이상으로 충분히 높아야 한다.

고차 고조파를 더 감소시키기 위해, 출력 필터(80)는 바람직하게는 출력 필터의 전달 함수가 5차 고조파에 위치하는 영점(zero)을 가지도록 설계된다. 이것은 예를 들어 타원 저역 통과 필터(elliptic low pass filter) 또는 체비셰프-2(Chebyshev-2) 저역 통과 필터를 구현하기 위해 출력 필터(80) 내의 구성요소를 선택함으로써 달성될 수 있다. 일반적으로 타원형 필터와 체비셰프-2 필터는 정지 대역에서 상당한 리플이 있기 때문에 구형파를 사인파로 필터링하는 데 적합하지 않다. 결과적으로 들어오는 신호에 해당 리플 내의 마루와 일치하는 주파수 성분이 포함된 경우 해당 성분은 들어오는 신호에서 필터링되지 않는다. 도 1의 실시예는 미리 설정된 주파수에서 오버샘플링된 파형(112)을 생성함으로써 이러한 상황을 피하고, 이는 5차 고조파의 주파수가 미리 알려질 것임을 의미한다. 전달 함수가 5차 고조파에서 0이 되도록 출력 필터(80) 내의 구성요소를 선택함으로써, 5차 고조파가 정지 대역의 리플 내에서 마루와 결코 일치하지 않을 것임을 보장한다.

더 높은 고조파를 더욱 감소시키기 위해, 출력 필터(80)는 그 전달 함수가 7차 고조파에 위치된 추가 영점을 갖도록 설계될 수 있다. 여기서 다시, 7차 고조파의 주파수가 미리 알려지기 때문에, 출력 필터(80) 내의 구성요소는 7차 고조파에서 전달 함수가 영점을 갖도록 선택될 수 있다.

제5 및 제7 고조파에서 영점을 갖는 출력 필터(80)를 설계하는 것은 고조파 사이에 위치한 다른 주파수에서의 감쇠를 감소시키며, 이것은 일반적으로 매우 바람직하지 않다. 그러나 오버샘플링된 파형(112)의 주파수는 미리 설정되고 홀수 고조파(5차 고조파부터 시작)를 중심으로 분포하는 신호만 포함하기 때문에 이 설계는 실제로 도 1 실시예에서 출력 신호의 전체 왜곡을 감소시킨다.

출력 필터(80)가 제5 및 제7 고조파에서 0으로 설계될 때, 임의의 상당한 전력을 포함할 초기 고조파는 제9 고조파가 될 것이다. 그러나 우선 오버샘플링된 파형(112, 도 3)의 9차 고조파 전력이 상대적으로 낮고, 9차 고조파는 차단 주파수보다 6f 높기 때문에 출력 필터(80)의 출력(100)에서의 9차 고조파(및 모든 더 높은 고조파)의 전력은 우수한 사인파를 생성하기에 충분히 낮을 것이다.

도 2는 상술한 차단 주파수 및 영점으로 출력 필터(80)를 구현하기 위한 적절한 아키텍처를 도시한다. 바람직하게는, 출력 필터(80)는 다단 저역 통과 LC 필터이다. 이 경우, 출력 필터(80)의 제1 스테이지는 인덕터(82) 및 커패시터(83)를 포함하고, 후속 스테이지는 블록(85)으로 표시된다. 일부 실시예에서, 필터(80)는 4차 LC 저역 통과 필터이다. 일부 실시예에서, 필터(80)는 이중 M형 요소 저역 통과 필터(dual M-type element low pass filter)이다.

변압기(70)의 전기적 특성을 모델링할 때, 변압기의 누설 인덕턴스는 변압기(70)의 2차측과 직렬로 나타난다. 결과적으로 이러한 누설 인덕턴스는 출력 필터(80) 제1 스테이지의 제1 인덕터(81)의 인덕턴스를 연산할 때 고려되어야 한다. 일부 실시예에서, 제1 인덕터(82)에 필요한 모든 인덕턴스를 공급하기에 충분히 큰 누설 인덕턴스를 갖는 변압기(70)가 선택된다. 이 경우, 제1 인덕터(82)는 출력 필터(80)에서 완전히 제거되고 와이어로 대체될 수 있다. 예를 들어, 출력 필터의 첫 번째 인덕터에 대해 계산된 희망값이 60μH이고 변압기(70)의 누설 인덕턴스가 60μH이면 출력 필터의 첫 번째 인덕터(82)는 완전히 제거될 수 있다.

대안적인 실시예에서, 변압기(70)의 누설 인덕턴스는 저역 통과 LC 필터의 제1 스테이지의 인덕턴스의 적어도 절반을 차지한다. 이 실시예에서, 첫 번째 인덕터(82)에 대한 계산된 값으로부터 시작하여 변압기(70)의 누설 인덕턴스만큼 그 값을 감소시킨다. 예를 들어, 출력 필터의 첫 번째 단계에서 첫 번째 인덕터에 대한 계산된 값이 100μH이고, 변압기(70)의 누설 인덕턴스가 60μH이면 40μH 인덕터가 출력 필터의 첫 번째 인덕터(82)로 사용되어야 한다(100μH - 60μH = 40μH이기 때문에).

도 4는 변압기(70)의 인덕턴스가 출력 필터의 제1 스테이지에 대한 제1 인덕터의 역할을 하는 데 필요한 모든 인덕턴스를 제공하는 출력 필터(80)의 실시예의 개략도이다. 도 4의 변압기는 Zolotov TRM085로 권선비 6:25; 1차측에서 0.25mH의 인덕턴스(200kHz에서); 2차측에서 4.5mH의 인덕턴스(200kHz에서); 및 32~36μH(200kHz에서)의 누설 인덕턴스의 특성을 가진다. 커패시터 C33, C35, C36, C42, C43 및 C44는 모두 3300pF 커패시터이다. C40은 4.7nF 커패시터이다. C41은 470pF 커패시터이다. 인덕터 L5-L8은 모두 4μH 인덕터이다. 이러한 구성 요소의 값은 작동 주파수가 200kHz일 때 필터의 영점을 5차 고조파 및 7차 고조파에 배치하기 위해 선택되었다.

150kHz의 동작 주파수를 갖는 출력 필터를 구현하기 위한 대안적인 설계는 도 4의 회로도에서 시작하고, (a) C40과 병렬로 추가적인 4.7nF 커패시터를 추가하고 (b) 3300pF 커패시터 C33, C35, C36, C42, C43 및 C44 대신 5600pF 커패시터를 교체하여 구현될 수 있다. 이러한 구성 요소는 작동 주파수가 150kHz일 때 필터의 0을 5차 고조파 및 7차 고조파에 배치하도록 선택되었다.

출력 필터(80)의 출력 임피던스는 바람직하게는 70옴에 가능한 한 가깝다. 대안적인 실시예에서, 출력 필터(80)의 출력 임피던스는 40옴과 120옴 사이이다. 이 범위에서 출력 임피던스를 사용하는 것은 출력 신호(100)의 전류 및 전압이 제공되는 부하(즉, 종양 치료 필드 요법의 맥락에서 환자 및 트랜스듀서 어레이)에 따라 변할 수 있기 때문에 적절하다. 그러나 출력 임피던스가 40~120옴 사이이기 때문에 출구에 단락(short circuit)이 있더라도 전류는 위험한 값까지 급증하지 않는다. 또한 부하의 임피던스가 갑자기 증가하면(예: 전극이 환자에서 부분적으로 분리된 경우) 전류는 크게 감소하지 않는다. 이것은 종양치료 필드 치료의 맥락에서 안전 기능으로 매우 유용하다.

제어기(40)는 DC-DC 컨버터(50)의 전압 제어 입력에 인가되는 제어 신호를 조정함으로써 출력 신호(100)의 진폭을 제어한다. 예시된 실시예에서, 이것은 제어기(40)가 제어 워드를 DAC에 기록하게 함으로써 달성된다. DAC(42)는 DC-DC 컨버터(50)의 전압 제어 입력에 인가되는 제어 신호 역할을 하는 아날로그 전압을 출력함으로써 응답한다. 예를 들어, DAC(42)는 1V에서 시작하고, DC-DC 컨버터는 10VDC를 출력하고 변압기(70)는 1:6의 승압 비율을 가지는 것을 가정한다. 이러한 조건에서 변압기(70)의 2차측 출력에서 펄스는 60V가 된다. 제어기(40)가 DAC(42)의 출력을 2V로 증가시키는 새로운 제어 워드를 DAC(42)에 기록하면 DC-DC 컨버터(50)는 출력 전압을 20V DC로 증가시켜 전압 제어 입력에 인가되는 새로운 신호에 응답할 것이며, 이는 (스텝 업 변압기(70)를 통과한 후) 변압기(70)의 2차측의 펄스가 120V로 증가하도록 할 것이다.

바람직하게는, 출력 신호(100)의 전압 및/또는 전류는 전압 감지 회로(92) 및/또는 전류 감지 회로(94)에 의해 모니터링된다. 이들 회로(92, 94)의 출력은 바람직하게는 제어기(40)에 피드백되고, 제어기(40)는 바람직하게는 출력(100)에서 오류 조건(예: 과전압, 과전류, 심각한 전압 강하 등)이 검출될 때 제어기(40)가 전력 스위처(60)의 제어 입력(68)에 인가되는 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호 모두의 생성을 억제함으로써 전력 스위처(60)를 셧다운하도록 구성된다. 선택적으로, 전력 스위처(60)의 셧다운은 또한 적절한 온도 센서를 포함하고, 이러한 온도 센서로부터 제어기(40)로 신호를 다시 라우팅함으로써 부하의 과열 상태에 의해 트리거될 수 있다.

예시된 실시예에서, 단일 제어기(40)는 여기에 설명된 모든 제어 기능 및 시퀀싱 기능을 구현하는 데 사용된다는 점에 유의한다. 그러나 대안적인 실시예에서, 프로그래머블 제어기(40)는 이들 2개의 기능을 각각 수행하기 위해 하드와이어드 시퀀서와 결합될 수 있다.

일부 실시예에서, 전류 감지 회로(94) 및/또는 전압 감지 회로(92)의 출력은 제어기(40)로 피드백된다. 이러한 실시예에서, 제어기는 출력 신호(100)의 전류 또는 전압을 원하는 레벨로 조정하기 위해 적절한 제어 워드를 DAC(42)에 기록함으로써 DC-DC 컨버터(50) 출력에서 전압을 조정할 수 있다. 예를 들어, 제어기(40)가 전류를 특정 레벨로 조정하도록 설정되고 전류 감지 회로(94)의 출력이 전류가 너무 낮다는 것을 나타낼 때, 컨트롤러는 DAC(42)의 출력에서 전압을 증가시킬 수 있으며, 이것은 출력 신호(100) 진폭의 증가를 가져온다. 유사하게, 전류 감지 회로(94)의 출력이 전류가 너무 높다는 것을 나타내면, 컨트롤러는 DAC(42)의 출력에서 전압을 감소시킬 수 있으며, 이것은 출력 신호 100에서 상응하는 진폭 감소를 가져올 것이다.

대안적인 실시예에서, 변압기(70, 도 1 및 2로 도시)는 생략될 수 있으며, 이 경우 전력 스위처(60)의 출력에서 2개의 전도체는 출력 필터(80) 입력의 2개의 전도체에 직접 연결된다. 이들 실시예에서, 전류는 중간 변압기 없이 전력 스위처(60)의 출력으로부터 출력 필터(80)의 입력으로 직접 흐른다. 그러나 이러한 대안적인 실시예는 특히 절연이 바람직한 상황 및 고전압 출력이 바람직한 상황에서 덜 바람직하다. 또한, 이러한 대안적인 실시예는 필터의 첫 번째 스테이지에 필요한 인덕턴스의 일부 또는 전체를 제공하는 변압기의 누설 인덕턴스에 의존할 수 없다.

도 1 실시예의 설계는 가장 중요한 고조파가 본질적으로 0이거나 출력에 의해 0이 되도록 인입 신호에 대한 가장 주요한 고조파들(짝수 고조파 및 3차 고조파)이 근본적으로 0 이거나, 출력 필터(80)에 의하여 0(5차 및 7차 고조파들)이 되는 선행 지식 및 신호 및 출력 필터(80)의 의도적인 구성에 의존한다는 점에 유의하여야 한다. 이것은 원하는 주파수에서 매우 높은 효율로 매우 깨끗한 고전압 출력 신호를 제공하는 데 도움이 된다.

도 1의 실시예는 단일 DC-DC 컨버터(50)를 사용하고, 사이클당 6개의 등간격 샘플링 포인트를 구현한다. 대안적인 실시예에서, 샘플링 포인트의 수는 N=2+4n으로 증가될 수 있으며, 여기서 n은 양의 정수이다. n=1일 때 도 1과 관련하여 위에서 설명한 상황이 기재되어 있다. n=2일 때 두 개의 DC-DC 컨버터를 사용하는 도 5와 관련된 상황이 아래에 설명되어 있다.추가 DC-DC 컨버터 및 훨씬 더 많은 샘플을 사용하여 동일한 프레임워크에 따라 n > 2에 대해 다른 실시예가 구현될 수 있다(N=2+4n이라는 규칙에 따름).

도 5는 n=2인 제어 가능한 진폭을 갖는 사전 설정된 주파수 f의 정현파를 생성하는 정현파 발생기의 제2 실시예의 블록도이다. 결과적으로, 2개의 DC-DC 컨버터(50, 50B)를 포함하고 (N=2+4n 공식에 따라) 사이클당 10개의 샘플이 사용된다. 도 5-6 실시예에서, 유사한 참조 번호를 갖는 구성요소는 도 1-2 실시예와 관련하여 상기 설명과 유사한 방식으로 동작한다는 점에 유의한다.

도 7은 사인파(120) 및 사이클 당 10회 샘플링된 사인파(122)의 오버샘플링된 버전(즉, 0°, 36°, 72°, … 324° 및 360°)을 도시한다. 이 오버샘플링된 버전 112를 보면 낮은 양의 전압 +V1, 높은 양의 전압 +V2, 낮은 음의 전압 -V1, 높은 음의 전압 -V2 및 0볼트(0°와 36° 사이 및 180°와 216° 사이)의 5가지 전압 레벨만 포함되어 있음이 분명해진다. 여기서도 0볼트 레벨이 존재하는 이유는 샘플링 포인트 중 하나가 0°에서 발생하고 샘플링 포인트 중 하나가 180°에서 발생하도록 샘플링 시간을 선택했기 때문이다. 여기서 사인 함수는 0이다. 이러한 선택은 사인파의 오버샘플링된 버전(122)을 2개의 레벨(즉, V1 및 V2)로 구성하기 위해 생성되어야 하는 전압 레벨의 수를 유리하게 감소시킨다.

결과적으로, 제어기(40B)는 0°에서 샘플링 포인트를 포함하는 균일한 간격의 샘플을 사용하여 사이클당 N번 샘플링되는 사인파의 오버샘플링된 버전의 생성을 제어하는 데 사용될 수 있으며, 여기서 N=2+4n이고, DC 전원의 출력 전압을 사인파의 오버샘플링된 버전에 존재하는 레벨로 설정하고, 제어 신호를 2n 상태 및 추가적인 오프 상태를 통해 제어 신호를 시퀀싱하여 오버샘플링된 사인파 버전을 생성하기 위해 각 DC 전원이 순서대로 적절한 시간에 각 방향으로 변압기의 1차측에 인가된다.

n=2일 때(도 5-6 실시예에서와 같이), 다음의 8단계를 연속적으로 반복함으로써 미리 설정된 주파수 f에서 사인파의 오버샘플링된 버전이 변압기(70)의 출력에서 구성될 수 있다. : 36°와 72° 사이에서 제1 방향으로 변압기(70)의 1차측에 V1을 인가하고; 72°와 144° 사이에서 제1 방향으로 V2를 인가하고; 144°와 180° 사이에서 제1 방향으로 V1을 인가하고; 180°와 216° 사이에 오프 상태로 유지하고; 216°와 252° 사이의 제2 방향으로 V1을 인가하고; 252°와 324° 사이에서 제2 방향으로 V2를 인가하고; 324°와 360° 사이의 제2 방향으로 V1을 인가하고; 및 0°와 36° 사이에서 오프 상태로 유지한다. 결과 파형이 오버샘플링된 사인파 버전(도 7의 122)을 적절하게 추적하려면 V1과 V2 사이의 비율이 일정하게 유지되어야 한다. 보다 구체적으로, 비율 V2/V1은 sin(72°)/sin(36°)과 같아야 하며 이는 1.618이다.

제어기(40B)는 전력 스위처(60B)가 이러한 전압을 위에서 식별된 순서로 변압기(70)에 인가하게 하는 제어 신호를 생성하는 역할을 한다. 제어기(40B)는 사이클 당 6개 상태 대신에 사이클 당 10개 상태를 통해 시퀀스한다는 점을 제외하고는 도 1 실시예의 제어기(40)와 유사하다.

이제 도 6을 참조하면, 전원 스위치(60B)는 제어 입력(68)을 가지고, 전력 스위치는 (a) 제어 입력(68)에 인가되는 제어 신호의 2n 상태에 응답하여 선택된 방향으로 DC 전원 중 선택된 하나의 출력을 변압기(70)의 1차측으로 인가하거나, (b) 제어 신호의 추가 상태에 응답하여 오프 상태를 유지하도록 구성된다.

도 6은 전력 스위처(60B)를 구현하기 위한 하나의 바람직한 접근법의 블록도이다. 이 전력 스위처는 변압기(70)를 가로질러 양방향으로 제2 DC-DC 컨버터의 출력을 스위칭하기 위한 추가 스위치(65-66)를 포함한다는 점을 제외하고는 도 1의 실시예의 전력 스위처(60)와 유사하다. 보다 구체적으로, 이 전력 스위처(60B)는 도 6에 도시된 바와 같이 변압기(70)의 1차측에 연결된 6개의 전자 제어 스위치(61-66) 세트를 사용한다. (도 1- 2 실시예에서 상응하는 스위치들과 유사하게) 이러한 스위치들(61-66)은 제어 입력(68)에 인가되는 신호에 응답하여 도통되고 차단된다. 제1 DC-DC 컨버터(50)의 출력을 변압기(70) 1차측에 제1 방향으로 연결하기 위해, 스위치(63, 62)만 닫아야 한다. 제1 DC-DC 컨버터(50)의 출력을 변압기(70)의 1차측에 반대 방향(즉, 반대 극성)으로 라우팅하려면 스위치(61, 64)만 닫아야 한다. 제2 DC-DC 컨버터(50B)의 출력을 변압기(70)의 1차측에 제1 방향으로 라우팅하기 위해, 스위치(65, 62)만 닫아야 한다. 제2 DC-DC 컨버터(50B)의 출력을 변압기(70)의 1차측에 반대 방향으로 라우팅하기 위해, 스위치(65, 62)만 닫아야 한다. 제2 DC-DC 컨버터(50B)의 출력을 변압기(70)의 1차측에 반대 방향(즉, 반대 극성)으로 연결하려면 스위치(61, 66)만 닫아야 한다. 이들 6개의 스위치(61-66) 모두가 꺼져 있을 때, 변압기(70)의 1차측으로 전력이 라우팅되지 않는다.

도 5로 돌아가서, 출력 필터(80B)는 변압기(70)의 2차측에 연결되고, 출력 필터는 미리 설정된 주파수(f)를 통과시키고 차단 주파수 이상의 주파수를 감쇠시킨다. 출력 필터(80B)는 도 1-2 실시예의 출력 필터(80)와 유사하지만, 출력 필터(80B)의 전달 함수에서 영점들의 위치는 오버샘플링된 파형(122)(도 7)의 주파수 대응하도록 조정되어야 한다. 보다 구체적으로, 출력 필터(80B)는 미리 설정된 주파수 f의 고조파가 전력을 포함할 것으로 예상되는 주파수에서 영점을 갖는 전달 함수를 가져야 한다.

예를 들어, 파형(122)에는 사이클당 10개의 샘플이 있기 때문에 나타날 것으로 예상되는 초기 고조파는 9번째 고조파이다. 따라서, 9차 고조파에서 영점을 갖는 전달 함수는 이 파형(122)이 사용될 때 유용할 것이다. 필터의 차단 주파수도 나타날 것으로 예상되는 고조파 세트(사용 중인 파형의 푸리에 변환을 통해 미리 계산할 수 있음)에 따라 적절하게 조정해야 한다.

선택적으로, 출력 필터(80B)의 전달 함수는 미리 설정된 주파수 f의 고조파가 전력을 포함할 것으로 예상되는 다음 주파수에서 영점을 갖도록 설계될 수도 있다. 파형(122)의 경우 이것은 11번째 고조파이다.

제어기(40B)는 출력 전압들 사이의 고정된 비율을 유지하면서 DC 전원(50, 50B)의 전압 제어 입력을 통해 DC 전원(50, 50B)의 출력 전압을 조정함으로써 출력 필터(80B)의 출력(100B)에서 정현파의 진폭을 제어한다. 각 DC 전원의 예시된 실시예에서, 이것은 전술한 바와 같이 sin(72°)/sin(36°)의 필요한 비율을 유지하도록 주의하면서 DAC(42) 및 DAC(42B)에 적절한 제어 워드를 기록함으로써 달성된다. 대안적인 실시예에서, 제2 DAC(42B)는 제거될 수 있고, DAC(42)의 출력과 제2 DC-DC 컨버터(50B)에 대한 전압 제어 입력 사이에 삽입되는 1.618x 하드웨어 곱셈기로 대체될 수 있다.

대안적인 실시예에서, 변압기(70)는 도 5의 실시예에서 생략될 수 있으며, 이 경우 전력 스위처(60B)의 출력에서 2개의 전도체는 출력 필터(80B)의 입력에서 2개의 전도체에 직접 연결된다. 이들 실시예에서, 전류는 중간 변압기 없이 전력 스위처(60B)의 출력으로부터 출력 필터(80B)의 입력으로 직접 흐른다. 그러나 이러한 실시예는 도 1과 관련하여 위에서 논의된 동일한 이유로 덜 선호된다.

위에서 설명된 시스템은 이러한 신호를 생성할 펄스 열을 계산 또는 실험을 통해 사용 전에 결정할 수 있고 필터가 그에 따라 설계되는 한 모든 형태의 고전압 신호를 생성하는 데 적합하다.

시스템에서 생성된 출력 신호가 전극에 적용되어 (미국 특허 7,805,201에 설명된 것과 같이) 종양치료필드를 생성할 때 환자의 신체와 관련되거나, 트랜스듀서 어레이와 관련된 부하의 변화는 출력 필터와의 상호 작용으로 인해 출력 신호를 변경할 수 있다. 즉, 이러한 부하에 대한 모든 변경(예: 환자의 몸에서 디스크를 들어 올리거나 합선 등)은 출력 신호에 즉시 영향을 미치고, 이것은 지속적으로 모니터링된다. 따라서, 장치가 이러한 변화에 매우 빠르게 응답하는 것이 가능하다(예를 들어, 단락 또는 과부하 상태의 검출에 응답하여 전력 스위처(60)를 셧다운함으로써).

특히, 전술한 실시예에서, 알려진 주파수에서 사인파를 생성하고 있기 때문에 원하는 출력 신호의 정확한 형태가 매 순간 미리 알려져 있다. 외부 입력(예: 전류 측정 또는 온도 측정)에 응답하는 컨트롤러를 기반으로 시간이 지남에 따라 변하는 것은 출력 신호의 진폭뿐이다. 위에서 설명된 실시예는 100-500kHz의 주파수 범위에서 매우 깨끗한 협대역 제한된 신호를 생성하는 데 유리하게 사용될 수 있으며, 신호 발생기가 연결된 외부 부하에 대한 매우 낮은 손실 및 매우 낮은 감도를 갖는다.

대안적인 실시예에서, 시스템은 조정 가능한 리액턴스(예를 들어, 조정 가능한 커패시턴스 또는 조정 가능한 인덕턴스)를 갖는 구성요소를 사용하여 필터를 구축함으로써 사전 설정된 범위 내의 임의의 원하는 주파수에서 사인파를 생성하는 데 사용될 수 있다. 이러한 실시예에서, 조정 가능한 구성요소의 리액턴스는 필터에 원하는 전달 함수 특성을 부여하도록 설정된다. 그 다음, 적절한 오버샘플링된 사인곡선이 생성되어 도 1 및 도 5와 관련하여 위에서 논의된 바와 같이 필터에 공급된다.

다른 대안적인 실시예에서, 시스템은 복수의 상이한 사전 설정된 주파수에서 유한한 수의 사전 정의된 신호를 생성하는 데 사용될 수 있다. 이러한 실시예는 미리 정의된 신호 각각에 대한 펄스 열의 특성을 룩업 테이블에 저장하고 미리 정의된 신호 중 원하는 신호를 생성하는 데 필요한 필터링 특성을 제공하기 위해 신호 경로에 선택적으로 전환될 수 있는 필터 뱅크를 제공함으로써 구현될 수 있다. 시스템을 사용하여 미리 정의된 신호 중 하나를 생성할 때 필요한 펄스 열의 특성이 메모리에서 검색되고 적절한 필터(즉, 이 펄스 열과 일치하는 필터)가 신호 경로로 전환된다.

다른 대안적인 실시예에서, 적은 수의 이산 주파수(2 내지 5 주파수들 중에서)를 포함하는 합성 신호는 합성 신호의 오버샘플링된 버전을 생성하고 합성 신호의 오버샘플링된 버전을 적절한 필터를 통해 전달함으로써 생성될 수 있다.

위에 설명된 도 1 및 도 5 실시예에서, DC-DC 컨버터(50/50B)의 구성에 따라, DC-DC의 출력 전압이 변화할 때(예: 콘트롤러 40/40B가 새로운 제어워드를 DAC 42/42B에 쓸 때) 출력 100/100B에 고주파 아티팩트(예, 스파이크)가 발생할 가능성이 있을 수 있다. 그리고 고주파 아티팩트들은 종양치료필드 치료를 받는 사람에게 불쾌한 감각을 유발할 수 있으므로 이러한 고주파 아티팩트을 방지하기 위한 조치를 취하는 것이 바람직하다.

고주파 아티팩트가 출력(100/100B)에 나타나는 것을 방지하는 한 가지 적절한 접근 방식은 DC-DC 컨버터(50/50B)의 응답 시간을 의도적으로 늦추는 것이다(예를 들어, 각 DC-DC 컨버터의 출력에 충분히 큰 커패시터를 부가하여). 그러나 이 접근 방식은 효과적이지만 두 가지 단점이 있다. 첫째, 추가 구성 요소가 회로에 포함되어야 한다. 둘째, 시스템의 응답 시간을 늦추면 급격한 변화가 필요한 상황에서도 출력 전압이 신속하게 변화하는 것을 막을 수 있다.

도 8 내지 도 10은 DC-DC 컨버터(50/50B)의 응답 시간을 의도적으로 늦추지 않고 고주파 아티팩트가 출력(100/100B)에 나타나는 것을 방지하기 위한 대안적인 접근법을 도시한다.

보다 구체적으로, 도 8은 도 3(도 1의 전력 스위처(60)의 출력에 나타남)과 관련하여 위에서 설명된 동일한 파형(112) 및 정상 상태 조건(즉, 도 1의 DC-DC 컨버터 출력의 전압이 일정한 20VDC로 유지되고, 도 1의 제어기(40)가 DAC(42)의 내용을 업데이트 하지 않을 때)에서의 사인파 출력 파형(115)(도 1의 출력 필터(80)의 출력에 나타남)을 도시한다. 이 정상 상태 상황에서, 출력 파형(115)은 도 1-4와 관련하여 위에서 설명된 바와 같이 동작할 것이고, 임의의 고주파 아티팩트를 포함하지 않을 것이다.

도 9는 응답 시간이 빠른 DC-DC 컨버터가 사용되고 DC-DC 컨버터(50)(도 1 참조)의 출력이 20VDC에서 40VDC로 변경될 때 상황이 어떻게 변하는지를 도시한다. 도 1과 관련하여 위에서 설명된 바와 같이, 제어기(40)는 시간 t9에서 DAC(42)의 내용을 업데이트함으로써 이러한 변경을 시작할 수 있다. 이 시간 t9 이전에, 출력 파형(215)은 도 8의 예에서 출력 파형(115)과 동일할 것이다. 그러나 제어기(40)가 시간 t9에서 DAC(42)의 내용을 업데이트하자마자 DAC(42)의 출력이 DC-DC 컨버터(50)의 전압 제어 입력에 인가되기 때문에 DC-DC 컨버터의 출력 전압이 빠르게 변화하기 시작할 것이다(예: 예시된 예에서 20V에서 40V로). 그리고 전력 스위치(60)는 그 순간 t9에서 DC-DC 컨버터(50)에서 변압기(70)로 전류를 능동적으로 소싱하도록 설정되어 있기 때문에, 전류의 급격한 변화는 변압기(70)를 통해 출력 필터(80)로 이동하여 고주파 아티팩트(215)를 출력(100)에 더할 것이다(점선(222)은 t9 이전에 존재했던 원래 정현파의 연속을 나타내고, 점선(220)은 원래 진폭 두 배의 깨끗한 정현파를 나타낸다).

DC-DC 컨버터의 전압 제어 입력(DC-DC 컨버터의 응답시간과 무관)에 대한 변화에 응답하여 DC-DC 컨버터의 출력에 스파이크 및/또는 불안정성이 나타날 수 있는 DC-DC 컨버터의 설계인 경우에도 유사한 상황이 존재한다. 보다 구체적으로, DC-DC 컨버터의 전압 제어 입력이 변경되는 순간에 DC-DC 컨버터(50)에서 변압기(70)로 전류를 능동적으로 소싱하도록 전원 스위치(60)가 설정되면 DC-DC 컨버터의 출력의 임의의 스파이크가 변압기(70)를 통해 출력 필터(80)로 이동할 것이며, 출력 필터(80)는 고주파 아티팩트(215)를 출력(100)에 더할 것이다.

특정 상황에서, 전원 스위치(60)가 DC-DC 컨버터(50/50B)로부터 변압기(70)로 전류를 능동적으로 소싱하는 시간 간격동안 DC-DC 컨버터의 출력 전압이 변화하면 고주파수 아티팩트가 출력(100)에 추가될 수 있다. 반면에 전원 스위치(60)가 DC-DC 컨버터(50/50B)로부터 변압기(70)로 전류를 능동적으로 소싱하지 않는 시간 간격 동안 DC-DC 컨버터의 출력이 변경되는 경우 고주파 아티팩트는 출력(100)에 나타나지 않을 것이다. 도 1/5 실시예의 제어기(40/40B)는 고주파 아티팩트가 출력(100/100B)에 나타나는 것을 방지하기 위해 이 이분법을 이용할 수 있다. 보다 구체적으로, 제어기(40/40B)는 DC-DC 컨버터(50/50B)의 출력이 전력 스위처(60/60B)가 DC-DC 컨버터로부터 전류를 능동적으로 소싱하지 않는 간격 동안에만 변경되도록 보장함으로써 이를 수행한다.

위에서 설명된 도 1 실시예의 맥락에서, 제어기(40)는 DC-DC 컨버터(50)의 전압 제어 입력의 조정이 (a) 제1 제어 신호가 전력 스위처(60)의 제어 입력에 인가(즉, 전력 스위처(60)가 DC-DC 컨버터(50)의 출력을 변압기(70)의 1차측으로 제1 방향으로 라우팅할 때)되거나 또는 (b) 제2 제어 신호가 전력 스위처(60)의 제어 입력에 인가(즉, 전력 스위처(60)가 DC-DC 컨버터(50)의 출력을 반대 방향으로 변압기(70)의 1차측으로 라우팅할 때)될 때 이루어지지 않도록 한다. 제1 제어 신호도 제2 제어 신호도 제어 입력에 인가되지 않을 때, 전력 스위처(60)는 꺼진 상태로 유지될 것이며, 이 경우 제어기(40)는 DC-DC 컨버터(50)의 전압 제어 입력을 조정하나, 출력(100)에 고주파 아티팩트가 도입되지 않는다.

도 10은 전원 스위치(60)가 DC-DC 컨버터로부터 전류를 능동적으로 소싱하지 않는 시간 t10 동안 DC-DC 컨버터(50)의 출력이 20VDC에서 40VDC로 변할 때 도 1의 실시예의 맥락에서 상황이 어떻게 전개되는지 도시한다. 이 시간 t10 이전에, DC-DC 컨버터(50)의 출력은 제1 레벨(예를 들어, 예시된 예에서 20V)에 있을 것이고, 출력 파형(315)은 도 8의 예에서 출력 파형(115)과 동일할 것이다. 제어기(40)는 전력 스위치(60)가 DC-DC 컨버터(50)로부터 변압기(70)로 전류를 능동적으로 소싱하지 않을 때 시간 t10에서 DAC(42)의 내용을 업데이트한다. DC-DC 컨버터(50)의 출력 전압은 (예를 들어, 예시된 예에서 20V에서 40V로) 빠르게 변화하기 시작될 것이고, 전력 스위치(60)가 t11에서 전류를 변압기(70)로 라우팅하기 시작하기 전에 안정화될 것이다. DC-DC 컨버터(50)의 출력은 전원 스위치(60)가 t11에서 전류를 변압기(70)로 제공하기 시작할 때 이미 안정화되었기 때문에 t11 후에 출력 필터에 들어갈 파형은 다른 진폭(예: 40V)을 가지고, 오버샘플된 사인파가될 것이다. 그리고 도 1 내지 도 4와 관련하여 위에서 설명된 바와 같이, 오버샘플링된 사인파가 출력 필터(80)에 제공될 때, 결과적인 출력(100)은 매우 깨끗한 사인파가 될 것이다.

유사하게, 위에서 설명된 도 5의 실시예와 관련하여, 제어기(40B)는 임의의 주어진 DC-DC 컨버터(50/50B)의 출력이 전력 스위치(60)가 능동적으로 전류를 주어진 DC-DC 컨버터에서 소싱하지 않는 간격 동안에만 변경되는 것을 보장함으로써 고주파 아티팩트가 출력(100B)에 나타나는 것을 방지한다. 제어기(40B)는 출력이 전력 스위처(60)의 출력 단자로 라우팅되는 동안 임의의 DC 전원의 출력 전압을 조정하지 않음으로써 이를 달성한다.

도 11은 제어 가능한 진폭을 갖는 사전 설정된 주파수 f에서 정현파를 생성하는 정현파 발생기의 제3 실시예의 블록도이다. 유사한 참조 번호를 가진 구성 요소는 도 1-5와 관련하여 위에서 설명한 해당 구성 요소와 유사한 방식으로 작동한다.

이 실시예는 2개의 DC-DC 컨버터(51, 52)를 사용한다. 이들 DC-DC 컨버터 각각은 아날로그 전압 제어 입력 신호에 고정된 값(예를 들어, 10)을 곱하도록 구성된다. 이 예에서 1V 전압 제어 신호가 인가되면 출력은 10V가 되고 5V 전압 제어 신호가 인가되면 출력은 50V가 되며 그 사이에 비례 제어가 적용된다. 따라서 DC-DC 컨버터(51, 52)의 출력은 아날로그 전압 제어 입력에 인가되는 전압(예를 들어, 0-5V)에 따라 0과 50V 사이의 임의의 값을 취할 수 있다. 제어기(40C)는 DAC(42, 42B)에 제어 워드를 기록함으로써 DC-DC 컨버터(51, 52)의 출력 전압을 제어한다. 이어서 DAC는 제어 단어에 비례하는 아날로그 전압을 생성하고 이러한 아날로그 전압은 DC-DC 컨버터(51, 52)의 전압 제어 입력에 제공된다.

제어기(40C)는 전력 스위처(60B)가 후술할 순서로 변압기(70)에 이러한 전압을 인가하게 하는 제어 신호를 생성하는 역할을 수행한다.

도 6은 전력 스위처(60B)를 구현하기 위한 하나의 바람직한 접근법의 블록도이다. 이 전력 스위처는 도 5의 실시예의 전력 스위처(60B)와 동일하다. 보다 구체적으로, 이 전력 스위처(60B)는 도 6에 도시된 바와 같이 변압기(70)의 1차측에 연결된 6개의 전자 제어 스위치(61-66) 세트를 사용한다. 이러한 스위치(61-66)는 제어 입력 68에 제공되는 신호에 응답하여 열리고 닫힌다.

제1 DC-DC 컨버터(51)의 출력을 변압기(70)의 1차측에서 제1 방향으로 라우팅하기 위해, 스위치(63, 62)만이 닫혀야 한다. 전력 스위처(60B)는 이것이 제어 입력의 제1 상태에 응답하여 발생하도록 구성된다. 제1 DC-DC 컨버터(51)의 출력을 변압기(70)의 1차측에서 반대 방향(즉, 반대 극성)으로 라우팅하려면 스위치(61, 64)만 닫혀야 한다. 전력 스위처(60B)는 이것이 제어 입력의 제2 상태에 응답하여 발생하도록 구성된다.

제2 DC-DC 컨버터(52)의 출력을 변압기(70)의 1차측에서 제1 방향으로 라우팅하기 위해, 스위치(65, 62)만이 닫혀야 한다. 전력 스위처(60B)는 이것이 제어 입력의 제3 상태에 응답하여 발생하도록 구성된다. 제2 DC-DC 컨버터(52)의 출력을 변압기(70)의 1차측에 반대 방향(즉, 반대 극성)으로 라우팅하려면 스위치(61, 66)만 닫혀야야 한다. 전력 스위처(60B)는 이것이 제어 입력의 제4 상태에 응답하여 발생하도록 구성된다. 이들 6개의 스위치(61-66) 모두가 꺼져 있을 때, 변압기(70)의 1차측으로 전력이 라우팅되지 않는다. 전력 스위처(60B)는 이것이 제어 입력의 제5 상태(본 명세서에서 추가 상태로도 지칭됨)에 응답하여 발생하도록 구성된다.

제어기(40C)는 제1 모드 또는 제2 모드에서 작동할 수 있다. 제1 모드에서, 제어기(40C)는 전력 스위처(60B)의 제1 전압 제어 입력을 일정하게 유지하며 제어 입력을 제1 및 제2 상태로 교번하는 순서로 설정함으로써 제1 DC-DC 컨버터(51)로부터만 전력을 공급받고 출력 파형(100C)을 생성한다. 일부 바람직한 실시예에서, 도 3의 파형(112)과 유사한 파형은 (a) T/3의 기간 동안 제어 입력을 제1 상태로 형성하고, (b) T/6의 기간 동안 대기하고, (c) T/3의 기간 동안 제어 입력을 제2 상태로 형성하고 이어서 (d) T/6의 기간 동안 대기한 후, 시퀀스 (a), (b), (c) 및 (d)를 계속 반복한다. 이 파형의 진폭은 DC-DC 컨버터(51)의 출력 전압에만 의존할 것이다. 출력 필터(80)(도 1-2 실시예의 출력 필터(80)와 동일함)에 의해 이 파형을 필터링하면 깨끗한 정현파(도 1-4와 관련하여 위에서 설명한 바와 같이)를 얻을 수 있다.

제2 모드에서, 제어기(40C)는 전력 스위처(60B)의 제2 전압 제어 입력을 일정하게 유지하며 제어 입력을 제3 및 제4 상태로 교번하는 순서로 설정함으로써 제2 DC-DC 컨버터(52)로부터만 전력을 공급받고 출력 파형(100C)을 생성한다. 일부 바람직한 실시예에서, 도 3의 파형(112)과 유사한 파형은 (e) T/3의 기간 동안 제어 입력을 제3 상태로 형성하고, (f) T/6의 기간 동안 대기하고, (g) T/3의 기간 동안 제어 입력을 제4 상태로 형성한 다음 (h) T/6의 기간 동안 대기한 후, 시퀀스 (e), (f), (g) 및 (h)를 계속 반복한다. 이 파형의 진폭은 DC-DC 컨버터(52)의 출력 전압에만 의존할 것이다. 출력 필터(80)로 이 파형을 필터링하여 깨끗한 사인파를 얻을 수 있을 것이다.

도 12는 도 11의 실시예가 제1 모드와 제2 모드 사이를 전환함으로써 출력 신호(100C)의 전압에 대한 급격한 변화를 가능하게 하는 방법을 예시한다. 트레이스(410)는 제1 DC-DC 컨버터(51)의 출력 전압이고, 트레이스(420)는 제2 DC-DC 컨버터(52)의 출력 전압이며, 트레이스(430)는 출력 신호이다. 도 11은 t0에서 시작하고, 제어기(40C)는 제1 모드에서 동작한다. 이 모드에서, 출력 파형(430)은 제1 DC-DC 컨버터(51)(도시된 예에서 20V로 설정됨)로부터 독점적으로 전력이 공급된다. 제어기(40C)는 상술한 바와 같이 제1 전압-제어 입력을 일정하게 유지하면서 전력 스위처(60B)의 제어 입력을 제1 및 제2 상태로 교번하는 순서(적절한 시간에 대기 시간이 산재되어 있음)로 설정하여 출력 파역(430)의 생성을 제어한다.

여전히 제1 모드에서 동작하는 동안, 제어기(40C)는 제2 모드로 전환될 때 출력 전압이 무엇일지 미리 결정한다. 그 다음, 제어기(40C)는 시간 t1에서 명령을 제공하여 제2 DC-DC 컨버터(52)의 출력 전압이 목적하는 레벨로 이동하게 한다. 도시된 예에서, 두 번째 DC-DC 컨버터(52)에 대한 원하는 레벨은 40V이다. 특히, 두 번째 DC-DC 컨버터의 반응 시간은 이 시점에서 두 번째 DC-DC 컨버터가 사용되지 않기 때문에 매우 느릴 수 있다.

바람직하게는, 제2 DC-DC 컨버터(52)의 출력이 원하는 레벨로 안정된 후, 제어기(40C)는 제2 모드로 전환한다. 이러한 제1 모드에서 제2 모드로의 전환은 전력 스위처(60B)가 제5 상태에 있고 전류를 변압기(70)로 라우팅하지 않을 때 발생한다. 제2 모드에서, 출력 파형(430)은 제2 DC-DC 컨버터(52)(도시된 예에서 40V로 설정됨)로부터만 전력이 공급된다. 제어기(40C)는 상술한 바와 같이 제2 전압 제어 입력을 일정하게 유지하면서 전력 스위처(60B)의 제어 입력을 제3 및 제4 상태로 교번하는 순서(적절한 시간에 대기 시간이 산재되어 있음)로 설정함으로써 출력 파형(430)의 생성을 제어한다. 바람직하게는, 제2 DC-DC 컨버터(52)의 전압 변화를 시작하는 명령은 제어기(40C)가 제2 모드로 전환되어 제2 DC-DC 컨버터(52)의 출력이 원하는 레벨로 안정되도록 하기 충분한 시간 전(적어도 1ms)에 발생한다. 따라서, 제2 모드가 t2에서 시작될 때 출력 파형(430)은 원하는 레벨로 즉시 도달할 것이다.

두 번째 모드에서 다시 첫 번째 모드로 전환할 때도 유사한 프로세스가 발생한다. 보다 구체적으로, 제2 모드에서 동작하는 동안, 제어기(40C)는 제1 모드로 전환될 때 출력 전압이 무엇일지 미리 결정한다. 이어서, 제어기(40C)는 시간 t3에서 명령을 제공하고, 이것은 제1 DC-DC 컨버터(52)의 출력 전압이 원하는 레벨로 이동하게 한다. 도시된 예에서, 첫 번째 DC-DC 컨버터(51)에 대한 새로운 원하는 레벨은 10V이다. 특히, 첫 번째 DC-DC 컨버터가 이 단계에서 사용되지 않기 때문에 첫 번째 DC-DC 컨버터의 반응 시간이 매우 느릴 수 있다.

바람직하게는, 제1 DC-DC 컨버터(51)의 출력이 원하는 레벨로 안정된 후에, 제어기(40C)는 제1 모드로 전환한다. 이러한 제2 모드에서 제1 모드로의 전환은 전력 스위처(60B)가 제5 상태에 있고 전류를 변압기(70)로 라우팅하지 않을 때 발생한다. 제1 모드에서, 출력 파형(430)은 제1 DC-DC 컨버터(51)(도시된 예에서 10V로 설정됨)로부터만 전력이 공급된다. 제어기(40C)는 전술한 바와 같이 제1 전압 제어 입력을 일정하게 유지하면서 전력 스위처(60B)의 제어 입력을 제1 및 제2 상태로 교번하는 순서(적절한 시간에 대기 시간이 산재되어 있음)로 설정함으로써 출력 파형(430)의 생성을 제어한다. 바람직하게는, 제1 DC-DC 컨버터(51)의 전압 변화(즉, 도 12의 t3)를 시작하는 명령은 제어기(40C)가 제1 모드로 전환(즉, 도 12의 t4)되어 제1 DC-DC 컨버터(51)의 출력이 원하는 레벨로 안정되도록 하기 전 충분히 이전(예: 최소 1ms)에 발생하므로 제1 모드가 t4에서 시작될 때 출력 파형(430)은 원하는 레벨로 대안적인 실시예에서, 변압기(70)는 도 11의 실시예에서 생략될 수 있으며, 이 경우 전력 스위처(60B)의 출력에서 2개의 전도체는 출력 필터(80)의 입력에서 2개의 전도체에 직접 연결된다. 이들 실시예에서, 전류는 중간 변압기 없이 전력 스위처(60B)의 출력으로부터 출력 필터(80)의 입력으로 직접 흐른다. 그러나 이러한 실시예는 도 1과 관련하여 위에서 논의된 동일한 이유로 덜 선호된다.

종양치료필드 요법은 신체 부위의 종양을 치료하기 위해 표적 신체 부위를 통해 전기장(예를 들어, 200kHz에서)을 유도하는 것을 포함한다. 실험은 치료 과정에서 종양치료필드의 방향이 변할 때 종양치료필드의 효능이 증가한다는 것을 보여주었다. 예를 들어, Optune® 선행 기술 시스템에서 종양치료필드의 방향은 1초마다 변경된다. 그러나 대안적인 실시예에서, 방향은 다른 비율(예를 들어, 50ms와 10s 사이)로 변할 수 있다.

도 13은 종양치료필드를 두 개의 다른 방향으로 사람의 머리(또는 다른 신체 부위)에 적용하기 위한 원래의 Optune® 종래 기술 시스템의 블록도이다. 이것은 머리의 전면 및 후면(즉, 전방 및 후방)에 위치된 한 쌍의 트랜스듀서 어레이(25A, 25P)와 사람 머리의 왼쪽 및 오른쪽에 위치된 다른 쌍의 트랜스듀서 어레이(25L, 25R)를 사용하여 달성된다. 보다 구체적으로, 트랜스듀서 어레이(25L, 25R) 사이에 AC 전압이 인가되면, 주로 좌우(LR) 방향으로 흐르는 전기장이 대상의 머리에 유도될 것이다. 그리고 트랜스듀서 어레이(25A, 25P) 사이에 교류 전압이 인가되면, 주로 전후방(AP) 방향으로 흐르는 전기장이 피험자의 머리에 유도될 것이다. 종양치료필드는 또한 해당 신체 부위의 앞/뒤 및 해당 신체 부위의 오른쪽/왼쪽에 대상체 피부의 트랜스듀서 어레이를 배치하여 신체의 다른 부분(예: 췌장, 폐 등)에 적용될 수 있다.

도 13의 실시예에서, 단일 AC 전압 발생기(20)는 두 트랜스듀서 어레이 쌍(즉, 25L/R 및 25A/P)을 구동하는 데 사용된다. 이것은 AC 전압 발생기(20)의 출력을 스위치(22)로 라우팅함으로써 달성된다. 제어 신호의 상태에 따라, 스위치(22)는 AC 전압 발생기(20)로부터의 신호를 한 쌍의 트랜스듀서 어레이(즉, 25L /R) 또는 다른 쌍의 트랜스듀서 어레이(예: 25A/P)로 신호를 라우팅한다.

도 14는 원래 Optune®에서 사용된 두 방향 LR 및 AP 사이의 시퀀싱을 나타내는 타이밍도이다. 이 접근 방식에서, 스위치(22)는 (a) AC 전압 발생기(20)의 출력을 1초 동안 왼쪽 및 오른쪽 트랜스듀서 어레이(25L/R)로 라우팅하고, (b) AC 전압 발생기(20)의 출력을 1초 동안 전방 및 후방 트랜스듀서 어레이(25A/P)를 라우팅한 다음 단계 (a) 및 (b)를 교대로 반복한다. AC 전압 발생기(20)의 출력이 트랜스듀서 어레이의 쌍(25L/R, 25A/P)으로 라우팅되지 않는 짧은 기간(예 5-10ms)이 각 단계 사이(OFF로 표시됨)에 삽입되었다.

원래 Optune®의 설계 중에 해결된 한 가지 문제는 도 15와 관련하여 설명된다. 보다 구체적으로, AC 전압 발생기(20)에 의해 생성된 순간 출력 전압(520)이 상당할 때(예, >10V) 스위치(22)가 OFF 상태에서 LR 상태 또는 AP 상태(트레이스 525)로 전환되면, 출력 파형은 스파이크(532)를 포함하는 트레이스(530)와 유사할 것이다. 이러한 스파이크(532)는 대상이 불편한 감각을 경험할 수 있기 때문에 원래 Optune®은 이러한 스파이크가 발생하지 않도록 설계되었다. 보다 구체적으로, 이것은 도 16A, 트레이스(540)에 도시된 바와 같이 각 OFF 상태에 선행하는 100ms 간격 동안 AC 전압 발생기(20)의 출력 전압을 정상 상태 값에서 0V로 낮추고(ramping down) 이어서 각각의 OFF 상태에 뒤따르는 100ms 간격 동안 출력 전압을 정상 상태 값으로 다시 증가(ramping up)시킴으로써 달성되었다. 램프율(ramp rate)는 약 1V/ms였으며, 이는 느려서 환자가 감지할 수 있는 스파이크를 피하기에 충분하다.

AC 전압 발생기(20)의 출력에서 결과적인 파형은 (AC 전압 발생기(20)에 의해 발생된 사인 곡선의 실제 주파수가 도시된 사인 곡선보다 수십 배 더 높을 것이라는 점을 제외하고) 도 16B에 도시된 파형과 유사하다. 추가 세부 사항을 표시하기 위해 도 16B의 x축 스케일이 도 16A에 비하여 4배 확대되었음을 유의한다. 그리고 이 솔루션은 원래 Optune®의 맥락에서 매우 잘 작동하였다. 시스템은 동작시간의 80%에서 최대 출력 전압에서 작동하였고, 전압을 높이거나 낮추거나, 또는 전압이 꺼진 상태에서는 20%의 시간 동안만 동작하였다.

이제 유사한 접근 방식이 사용되지만 AC 전압이 LR 또는 AP 트랜스듀서 어레이에 인가되는 간격이 1초에서 0.25초로 감소되는 경우 어떤 일이 발생하는지 살펴본다. 도 16A와 관련하여 위에서 설명한 동일한 1V/ms 램프다운 및 램프업 접근 방식이 이 새로운 시간 척도에서 사용되는 경우 AC 전압 발생기(20)의 출력 전압은 도 17A의 트레이스(550)를 따를 것이다. 그리고 그 결과, AC 전압 발생기(20)의 출력에서의 파형은 도 17B에 도시된 파형과 유사할 것이다(단, 다시 한번, AC 전압 발생기(20)에 의해 생성된 정현파의 실제 주파수는 도시된 정현파보다 매우 더 높을 것이다). 추가 세부 사항을 표시하기 위해 도 17B의 x축 스케일이 도 17A에 대해 4배 확대되었음을 유의한다.

그러나 이 솔루션은 피크 출력 전압이 시간의 20% 시간 동안에만 트랜스듀서 어레이에 인가되고, 이는 최대 전기장이 시간의 20%에만 대상에 인가된다는 것을 의미하므로 이상적이지 못하다. 따라서, 도 16A/B(여기서 출력 전압은 환자의 편안함을 보장하기 위해 램프 업/램프 다운했으며, 램프는 피크 전압에서 소비되는 시간의 백분율을 약간 감소시켰다)에 도시된 종래 기술 상황과 달리, 스위칭 시간이 0.25초로 단축될 때 동일한 램핑 기울기를 사용하면 피크 전압에서 소비된 시간의 백분율이 매우 현저하게(도 17 A/B에 도시된 바와 같이) 감소할 것이다. 더욱이, AC 전압이 LR 또는 AP 트랜스듀서 어레이에 적용되는 간격이 0.20초 미만으로 줄어들면 상황은 더욱 악화되며, 이 경우 피크 전압(및 해당 피크 전계 강도)에 도달하지 않는다.

도 18의 실시예는 도 15에 도시된 스파이크(532)와 유사한 스파이크를 피하기 위해 다른 접근법을 사용한다. 보다 구체적으로, 도 18의 실시예는 AC 전압 발생기(30) 및 스위치(32)를 포함하고, 도 19 내지 도 23과 관련하여 아래에서 설명되는 바와 같이 스파이크를 피하기 위해 이들 2개의 기능 블록 사이의 동기화에 의존한다. 일부 바람직한 실시예에서, 도 18의 AC 전압 발생기(30)는 도 1 내지 도 7과 관련하여 위에서 설명된 접근법을 사용하여 구현된다. 스위치(32)는 (a) 제어 입력의 제1 상태에 응답하여 AC 전압 발생기(30)의 출력을 왼쪽 및 오른쪽 트랜스듀서 어레이(25L/R)로 라우팅하고; (b) 제어 입력의 제2 상태에 응답하여 AC 전압 발생기(30)의 출력을 전방 및 후방 트랜스듀서 어레이(25A/P)로 라우팅하거나; (c) 제어 입력의 세 번째 상태에 응답하여 꺼진 상태를 유지한다. 스위치(32)는 전계 효과 트랜지스터, 솔리드 스테이트 릴레이(solid-state relay) 등을 포함하지만 이에 제한되지 않는 관련 기술 분야의 숙련자에게 명백할 다양한 접근 방식 중 임의의 것을 사용하여 구현될 수 있다.

예시된 실시예에서, AC 전압 생성기(30)와 스위치(32) 사이의 동기화는 AC 전압 생성기(30) 및/또는 스위치(32)에 제어 신호를 전송하도록 프로그래밍된 동기화 컨트롤러(35)를 사용하여 구현되어, 아래 설명된 신호는 아래 설명된 시간 관계로 생성된다. AC 전압 발생기(30)와 스위치(32)를 동기화하기 위한 다양한 대안적 접근이 사용될 수 있다. 예를 들어, 동기화는 AC 전압 발생기(30)가 자유롭게 작동하도록 하고 스위치(32)의 스위칭 시간을 조정함으로써 달성될 수 있다(도 20과 관련하여 아래에서 설명됨). 대안적으로, 동기화는 스위치(32)가 자동으로 스위칭되도록 하고 각각의 스위칭 이벤트 전에 AC 전압 발생기(30)를 턴오프함으로써 달성될 수 있다(도 21과 관련하여 아래에서 설명됨). 동기화를 달성하기 위한 또 다른 대안은 AC 전압 발생기(30)와 스위치(32) 모두의 타이밍을 제어하는 것이다.

도 19는 도 18의 실시예에 대한 LR 및 AP 2개의 방향 사이의 시퀀싱을 나타내는 타이밍도이다. 이 실시예에서, 스위치(32)는 (a) 지속기간 T 동안 AC 전압 발생기(30)의 출력을 좌우 트랜스듀서 어레이(25L/R)로 라우팅하고, (b) 지속 시간 T 동안 AC 전압 발생기(30)의 출력을 전방 및 후방 트랜스듀서 어레이(25A/P)로 라우팅하고, 이어서 (a) 및 (b)를 교대로 반복한다. AC 전압 발생기(30)의 출력이 트랜스듀서 어레이의 쌍으로 라우팅되지 않는 짧은 기간(예를 들어, 5-10ms)이 각 단계(라벨 OFF로 표시됨) 사이에 삽입된다. 이는 스위치(32)의 제어 입력을 반복적으로 조정하여 LR 모드, AP 모드, OFF 모드를 다음의 (1) LR 모드, (2) OFF 모드, (3) AP 모드 및 (4) OFF 모드의 반복 시퀀스로 순환함으로써 구성될 수 있다.

이 실시예에서, 지속시간 T는 1초보다 훨씬 더 짧을 수 있는데, 그 이유는 전압 발생기(30)의 출력 전압이 천천히 램프 업 및 램프 다운하지 않기 때문이다(도 16과 관련하여 위에서 설명된 종래 기술의 실시예에서와 같이). 대신에, AC 전압 발생기(30)의 출력은 (도 20과 관련하여 아래에 설명된 바와 같이) 지속적으로 최대 값으로 유지되거나 스위치(32)가 상태를 전환한 직후 최대 값으로 점프한다(도 21과 관련하여 아래에 설명됨). 어느 경우든, 트랜스듀서 어레이(25A/P, 25L/R)에 인가되는 신호는 대부분의 시간(예를 들어, 시간의 > 90% 또는 > 95%)에서 최대 값에 있을 것이다. 그리고 더 많은 시간 동안 종양치료필드를 더 강하게 유지하면 종양치료필드 처리의 효율성을 유리하게 향상시킬 수 있다. 일부 실시예에서, 지속시간(T)은 20ms보다 크다. 일부 실시예에서, 지속시간 T는 0.1 내지 0.5초이다. 일부 실시예에서, 지속시간 T는 0.2 내지 0.3초이다. 특히, 도 17A/B와 관련하여 위에서 설명한 상황과 대조적으로, 시스템은 T의 지속 시간이 얼마나 짧은지에 관계없이 시간의 대부분 동안 최대 출력 전압에서 작동한다.

도 20은 OFF 상태에서 LR 상태 또는 AP 상태(트레이스 635)로의 전환 타이밍을 제어함으로써 작동하는 스위치(32)와 AC 전압 발생기(30) 사이의 동기화를 달성하기 위한 첫 번째 접근 방식을 도시하며, 전환이 AC 전압 발생기 순간 출력 크기가 충분히 작아서 OFF 상태에서 작은 전압으로 점프해도 치료를 받는 대상이 지각할 수 있는 감각을 경험하지 않도록 하는 시간 창(windows of time)과 일치하도록 한다.

지각을 초래하는 전압 임계값은 사람마다 다를 수 있으며, 또한 신체의 어느 부분이 트랜스듀서 어레이와 접촉하는지에 따라 달라질 수 있다. 예를 들어 신체의 다양한 부분에서 OFF 상태에서 1V, 1.5V, 2V, 2.5V, 3V, 3.5V, 4V, 4.5V 또는 5V로 점프하는 것은 감지할 수 없다. 따라서 스위칭이 감지할 수 있는 감각을 유발하는 것을 방지하기 위해 OFF 상태에서 LR 상태 또는 AP 상태로의 전환은 AC 전압 발생기의 순간 출력 크기가 그 임계값에 비하여 작거나 같은 시간 창과 일치하도록 시간을 맞춰야 한다. 이 접근법에서, AC 전압 발생기(30)의 출력 전압은 트레이스(630)에 의해 도시된 바와 같이 시간의 100% 전체 정상 상태 값으로 유지될 수 있다. 일부 바람직한 실시예에서, AC 전압의 발생기의 순간 출력 크기가 1V 미만일 때 전환이 이루어진다.

예를 들어, 주어진 대상에 대한 지각의 임계값이 5V이고 AC 전압 발생기(30)의 출력이 100V pk-pk(즉, AC 전압 발생기의 순시 출력 값이 30은 +50에서 -50V 사이)인 것을 가정하자. AC 전압 발생기의 순간 출력은 각 360° 주기의 처음 5.7°, 각 주기의 중간 11.4° 및 각 주기의 마지막 5.7°에 대해 크기가 5V 미만이다. 스위치(32)의 OFF 상태에서 LR 상태 또는 AP 상태로의 전환을 이러한 특정 시간 창으로 제한함으로써 트랜스듀서 어레이(25L/R 또는 25A/P)에 적용되는 신호(640)에는 절대 크기가 5V보다 큰 모든 스파이크를 포함하지 않고, 따라서, 대상이 감지할 수 없음을 의미한다. AC 전압 발생기가 200kHz에서 작동할 때 11.4°는 0.16μs에 해당하고 이 창은 스위치(32)의 스위칭을 이 단락에서 식별된 특정 시간 창에 정렬하여 동기화를 용이하게 하기에 충분히 길다는 점에 유의할 필요가 있다.

일부 바람직한 실시예에서, 스위치(32)를 OFF 상태에서 LR 상태 또는 AP 상태로 전환하는 것은 AC 전압 발생기의 순간 출력의 크기가 1V 미만인 시간 창으로 제한된다). 동일한 100V pk-pk 출력 전압을 가정하면 AC 전압 발생기의 순시 출력은 각 주기의 처음 1.1°, 각 주기의 중간 2.2° 및 각 주기의 마지막 1.1°에서 크기가 1V 미만이다. 스위치(32)의 OFF 상태에서 LR 상태 또는 AP 상태로의 전환을 이러한 특정 시간 창으로 제한함으로써 트랜스듀서 어레이(25L/R 또는 25A/P)에 적용되는 신호(640)는 크기가 1V보다 큰 어떠한 스파이크도 포함하지 않는다. 당업자에 의해 이해되는 바와 같이, 스위치(32)의 타이밍은 다른 임계값에 대해 유사하게 조정될 수 있다.

도 20으로 도시된 예에서, AC 전압 발생기(30)의 출력 전압은 트레이스(630)에 의해 도시된 바와 같이 시간의 100% 전체 정상 상태 값으로 유지된다. 이 상황에서, 인가되는 신호(640) 트랜스듀서 어레이(25L/R 또는 25A/P)는 켜지는 즉시 완전한 정상 상태 출력 전압으로 즉시 점프한다. 따라서 트랜스듀서 어레이(25A/P, 25L/R)에 인가되는 신호는 거의 항상 최대 값에 있을 것이다. 그리고 위에서 언급한 바와 같이 더 많은 시간 동안 종양치료필드를 더 강하게 유지하여 종양치료필드 처리의 효율성을 유리하게 향상시킬 수 있다. 그러나, LR 또는 AP 상태의 맨 처음에 AC 전압 생성기(30)의 출력 전압은 중요하지 않으며, 대안적인 실시예에서 AC 전압 생성기의 출력 전압이 어느 정도 떨어지는 경우도 허용 가능하다. 그러나 AC 전압 발생기(30)의 출력은 전자 스위치가 OFF 상태에서 LR 상태 또는 AP 상태로 전환된 후 20ms 이내에 AC 전압 발생기의 정상 상태 출력 전압의 적어도 80%에 도달하는 것이 바람직하다. 일부 바람직한 실시예에서, 이것은 5ms 이내에 발생한다. 그리고 일부 바람직한 실시예에서, 이것은 1ms 이내에 발생한다.

낮은 크기 부분(즉, 1V, 1.5V, 2V, 2.5V, 3V, 3.5V, 4V, 4.5V, 또는 5V 이하)의 AC 전압 발생기의 출력 정현파는 바람직하게 스위치(32)가 LR 상태 또는 AP 상태에서 다시 OFF 상태로 전환될 때 구현된다.

도 21은 도 18의 AC 전압 생성기(30)와 스위치(32) 사이의 동기화를 달성하기 위한 두 번째 접근 방식을 도시한다. 이 접근 방식은 스위치(32)가 상태를 전환할 때 트랜스듀서 어레이(25L/R 및 25A/P)로 이어지는 컨덕터 상에서 스파이크가 나타나는 것을 방지하기 위해 스위치(32)를 OFF 상태에서 LR 상태 또는 AP 상태로 전환하기 전에 AC 전압 발생기(30)의 순간 출력 전압을 크기가 5V 미만으로 줄임으로써 작동한다. 일부 바람직한 실시예에서, AC 전압 발생기(30)의 순시 출력 전압은 스위치(32)의 스위칭 이전에 크기가 1V 미만(예를 들어, 0V로)으로 감소한다.

AC 전압 생성기(30)의 출력 전압을 0V로 감소시키는 것은 도 1-6 및 도 10-12와 관련하여 위에서 설명된 실시예 중 어느 것이 AC 전압 생성기로 사용될 때 용이하게 달성할 수 있다. 예를 들어, 도 1과 도 2의 AC 전압 발생기가 사용될 때 제1 제어 신호와 제2 제어 신호가 모두 전력 스위처(60)의 제어 입력에 인가되지 않도록 전력 스위처(60)의 모든 스위치(즉, 스위치 61-64)는 꺼진 상태로 유지함으로써 출력을 0으로 설정할 수 있다. 유사하게, 도 5 및 도 6의 AC 전압 발생기가 사용될 때, 전력 스위처(60B)의 모든 스위치가 꺼지도록 전력 스위처(60B)에 제어 신호를 전송함으로써 그 출력을 0으로 설정할 수 있다.

도 21에서, 상부 트레이스(650)는 AC 전압 발생기(30)의 출력을 도시하고; 중간 트레이스(655)는 스위치(32)의 상태를 도시하고; 하단 트레이스(660)는 스위치(32)의 출력(LR 또는 AP) 중 하나를 나타낸다. 스위치(32)가 OFF 상태에서 시작하고 t20에서 스위치(32)가 AC 전압 발생기(30)의 출력을 트랜스듀서 어레이(25L/R)의 LR 쌍 또는 트랜스듀서 어레이(25A/P)의 AP 쌍에 라우팅하도록 설정된다고 가정한다. t20 이전의 어떤 시간에, AC 전압 생성기(30)의 출력 전압을 0으로 감소시키기 위해 제어 신호가 AC 전압 생성기(30)로 전송된다. AC 전압 발생기(30)의 출력은 스위치(32)가 t20에서 스위칭될 때 0V이기 때문에, 그 때 트랜스듀서 어레이(25L/R 및 25A/P)로 이어지는 도체에 스파이크가 나타나지 않을 것이다.

잠시(예, <0.1ms) 후, t21에서 동기화 컨트롤러(35)(도 18 참조)는 AC 전압 생성기(30)에 제어 신호(예: 도 1-6 및 10-12와 관련하여 상술한 바와 같이)를 전송하기 시작하고, 이는 AC 전압 생성기(30)가 사인파형(650) 생성을 시작하도록 한다. AC 전압 발생기(예: 도 1-6 및 10-12와 관련하여 상술한 바와 같이), 특히 도 1-5 실시예의 출력 필터(80/80B)의 구성으로부터, AC 전압 발생기(30)는 t21에서 출력(650)에 어떠한 스파이크도 도입하지 않을 것이고, 따라서 어떠한 스파이크도 출력(660)으로 전파하지 않을 것이다. 그리고 스위치(32)가 이미 현재 상태로 안착되면, 스위치(32)는 t21에서 출력(660)(트랜스듀서 어레이(25L/R 또는 25A/P)에 공급됨)에 어떠한 스파이크도 도입하지 않을 것이다.

특히, 도 21에 도시된 바와 같이, AC 전압 발생기(30)의 출력 전압(650)은 바람직하게는 램프업 기간 없이 전체 정상 상태 출력 전압으로 즉시 점프한다. 따라서 트랜스듀서 어레이(25A/P, 25L/R)에 인가되는 신호는 거의 항상 최대 값에 있을 것이다. 그리고 위에서 언급한 바와 같이 더 많은 시간 동안 종양치료필드를 더 강하게 유지하면 종양치료필드 처리의 효율성을 유리하게 향상시킬 수 있다. 도 22는 더 긴 시간 척도에서 완전한 정상 상태 출력 전압으로의 즉각적인 점프를 도시하며, 이 도면은 도 16에 도시된 종래 기술 구성과 뚜렷한 대조를 이룬다. 그러나 AC 전압 발생기(30)의 출력 전압이 LR 또는 AP 상태의 맨 처음 동안은 중요하지 않으며, 대안적인 실시예에서 AC 전압 발생기의 출력 전압이 전체 정상 상태 전압으로 즉시 점프하지 않는 경우 허용된다. 그러나 AC 전압 발생기(30)의 출력은 전자 스위치가 OFF 상태에서 LR 상태 또는 AP 상태로 전환된 후 20ms 이내에 AC 전압 발생기의 정상 상태 출력 전압의 적어도 80%에 도달하는 것이 바람직하다. 일부 바람직한 실시예에서, 이것은 5ms 이내에 발생한다. 그리고 일부 바람직한 실시예에서, 이것은 1ms 이내에 발생한다.

도 21은 또한 LR 상태 또는 AP 상태에서 OFF 상태로 전환할 시간이 도래할 때 AC 전압 발생기(30)와 스위치(32)를 동기화하기 위한 예시적인 접근 방식을 도시한다. 시간 t22에서, AC 전압 발생기(30)는 최대 정상 상태 출력 전압에서 정현파를 생성하고, 스위치(32)는 AC 전압 발생기(30)의 출력을 트랜스듀서 어레이(25L/R)의 LR 쌍 또는 트랜스듀서 어레이 25A/P의 AP 쌍으로 라우팅하도록 설정된다. 시간 t23에서, 제어기는 AC 전압 발생기(30)의 출력이 0V로 떨어지게 하는 전력 스위처(60/60B)에 대한 신호(도 1-6 및 10-12와 관련하여 위에서 설명됨) 생성을 중단한다. 그리고 위에서 설명한 AC 전압 발생기의 구성으로 인해 t23에서 출력(650)에 스파이크가 나타나지 않으며, 즉, 스위치(32)의 출력(660)에 스파이크가 나타나지 않는다. 잠시 후(예: < 0.1ms), t24에서 스위치(32)는 OFF 상태로 설정된다. 그리고 AC 전압 발생기(30)의 출력이 t24에서 0V이기 때문에, t24에서 스위치(32)와 트랜스듀서 어레이(25) 사이를 연결하는 도체에 스파이크가 도입되지 않을 것이다.

도 18 및 도 19와 관련하여 위에서 설명된 실시예에서, 스위치(32)는 AC 전압 발생기(30)의 출력을 지속시간 T 동안 왼쪽 및 오른쪽 트랜스듀서 어레이(25L/R)로 라우팅하고, (b) AC 전압 발생기(30)의 출력을 지속시간 T 동안 전방 및 후방 트랜스듀서 어레이(25A/P)로 라우팅하고, 이어서 단계 (a) 및 (b)를 교대로 반복한다. AC 전압 발생기(30)의 출력이 트랜스듀서 어레이의 쌍으로 라우팅되지 않는 짧은 기간(예를 들어, 5-10ms)이 각 단계 사이에 삽입된다. 이는 스위치(32)의 제어 입력을 반복적으로 조절하여 LR 모드, AP 모드, OFF 모드를 다음의 (1) LR 모드, (2) OFF 모드, (3) AP 모드 및 (4) OFF 모드의 반복 시퀀스로 순환함으로써 구성된다.

이들 실시예의 변형에서, OFF 모드(즉, AC 전압 발생기(30)의 출력이 트랜스듀서 어레이의 쌍으로 라우팅되지 않는 짧은 지속 시간)는 생략된다. 이러한 변형으로, 스위치(32)는 (a) 지속 시간 T 동안 AC 전압 발생기(30)의 출력을 왼쪽 및 오른쪽 트랜스듀서 어레이(25L/R)로 라우팅하고, (b) AC 전압 발생기(30)의 출력을 지속 시간 T 동안 전방 및 후방 트랜스듀서 어레이(25A/P)로 라우팅하고, 교대 순서로 단계 (a) 및 (b)를 반복한다. 이는 스위치(32)의 제어 입력을 반복적으로 조절하여 (1) LR 모드, (2) AP 모드를 반복하는 시퀀스로 LR 모드와 AP 모드를 순환하도록 구성된다.

OFF 모드가 생략된 이 변형에서, 지속시간(T)은 또한 상술한 바와 동일한 이유로 1초보다 훨씬 더 짧을 수 있다. 그리고 여기서 다시 도 17A/B와 관련하여 위에서 설명한 상황과 달리 시스템은 T의 지속 시간이 얼마나 짧은지에 관계없이 대부분의 시간(예: 시간의 100%) 동안 전체 출력 전압에서 작동한다.

LR 상태에서 AP 상태로 및 AP 상태에서 LR 상태로의 스위치(32)의 전환은 치료를 받는 대상이 지각할 수 있는 감각을 경험하지 않도록 AC 전압 발생기의 출력의 순시 크기가 충분히 작아서 전환이 시간 창과 일치하도록 시간이 지정된다. 전환이 AC 전압 발생기의 출력의 순간 크기가 치료받는 대상이 지각할 수 있는 감각을 경험하지 않을 만큼 충분히 작다. 보다 구체적으로, LR 및 AP 상태 사이의 전환은 AC 전압 발생기의 순간 출력 크기가 OFF 상태(예: 각 주기의 처음 1.1°, 각 주기의 중간 2.2°, 각 주기의 마지막 1.1°)를 포함하는 도 18-20 실시예에서 위에서 언급한 동일한 임계값 이하인 시간 창과 일치하도록 지정되어야 한다.

도 23은 LR 및 AP 상태 사이의 전환이 LR 및 AP 상태(도 23에서 트레이스 675로 표시) 사이의 스위치(32) (도 18 참조) 전환이 AC 전압 발생기(30)의 출력에 가까운(예: < 5 V 또는 < 1 V) 시간 창과 일치하도록 AC 전압 발생기(30)(도 18 참조)의 출력(트레이스 670으로 표시됨)과 LR 및 AP 상태 사이의 전환을 동기화하는 타이밍의 예를 도시하고 있다.

도 18 내지 도 22와 관련하여 위에서 설명된 실시예는 유리하게는 치료를 받는 사람에게 불쾌감을 줄 수 있는 전압 스파이크를 도입하지 않고 선행 기술 시스템에서 가능했던 것보다 훨씬 더 많은 시간 동안 최대 전력으로 트랜스듀서 어레이를 구동하는 것을 가능하게 한다. 그리고 트랜스듀서 어레이를 최대 전력으로 구동하면 종양치료필드를 사용한 치료의 효율성을 유리하게 높일 수 있다.

마지막으로, 도 18 내지 도 23과 관련하여 위에서 설명된 실시예가 관련 신체 부위의 전방/후방에 위치한 제1 쌍의 트랜스듀서 어레이와 신체 부위의 전방/후방에 위치한 제2 쌍의 트랜스듀서 사이에서 AC 전압을 스위칭하는 것을 논의하지만 관련 신체 부위에 따라 이 접근 방식을 두 쌍 이상의 트랜스듀서 어레이로 확장할 수 있다. 예를 들어, 트랜스듀서 어레이의 제3 쌍은 관련 신체 부위 위/아래에 위치할 수 있으며, 이 경우 AC 전압은 도 18-23과 관련하여 위에서 설명한 스위칭과 유사하다.

본 발명이 특정 실시예를 참조하여 개시되었지만, 첨부된 청구범위에 정의된 바와 같이 본 발명의 범위 및 범위를 벗어나지 않으면서 설명된 실시예에 대한 수많은 수정, 변경 및 변경이 가능하다. 따라서, 본 발명은 설명된 실시예에 제한되지 않고, 이하의 청구범위 및 그 균등물의 언어에 의해 정의되는 전체 범위를 갖는 것으로 의도된다.

Claims

제1 전극쌍 및 제2 전극쌍에 적용될 교류(AC) 전기 신호들을 생성하는 장치로, 상기 장치는:
출력을 가지는 교류 전압 생성기;
상기 교류 전압 생성기의 출력을 받는 입력과, 제1 전력 출력 및 제2 전력 출력을 포함하는 전자 스위치로, 상기 전자 스위치는 (a) 상기 교류 전압 생성기의 출력을 상기 제1 전력 출력으로 라우팅하는 제1 모드에서 동작하고, (b) 상기 교류 전압 생성기의 상기 출력을 상기 제2 전력 출력으로 라우팅하는 제2 모드에서 동작하며, 상기 전자 스위치는 상기 제1 모드와 상기 제2 모드를 반복하는 시퀀스를 순환하도록 구성되고; 그리고
상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환시 상기 교류 전압 생성기의 순시 출력의 진폭이 5V 미만이도록 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치의 동작을 동기화하는 제어기를 포함하며,
상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환된 후 20ms 이내에 상기 교류 전압 생성기의 출력 전압은 상기 교류 전압 생성기의 정상 상태 출력 전압의 적어도 80%인 장치.
제1항에 있어서,
상기 전자 스위치는
(c) 상기 교류 전압 생성기의 출력이 상기 제1 전력 출력 또는 상기 제2 전력 출력으로 라우팅되지 않는 제3 모드 및
(d) (1) 제1 모드, (2) 제3 모드, (3) 제2 모드 및 (4) 제3 모드를 반복하는 시퀀스를 순환하는 장치.
제1항에 있어서,
상기 제어기는
상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환시 상기 교류 전압 생성기의 상기 순시 출력의 진폭이 1V 미만이도록 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치의 동작을 동기화하는 장치.
제1항에 있어서,
상기 장치는,
상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환한 후, 5ms 이내에,
상기 교류 전압 생성기의 출력 전압은 상기 교류 전압 생성기의 정상 상태 출력 전압의 적어도 80% 인 장치.
제1항에 있어서,
상기 장치는,
상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환한 후, 1ms 이내에,
상기 교류 전압 생성기의 출력 전압은 상기 교류 전압 생성기의 정상 상태 출력 전압의 적어도 80% 인 장치.
제1항에 있어서,
상기 교류 전압 생성기는,
상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드 전환 도중에도 최대 정상 상태 교류 전압으로 계속하여 동작하는 장치.
제1항에 있어서,
상기 제어기는,
상기 전환이 상기 교류 전압 생성기의 상기 순시 출력의 진폭기 5V 미만인 시간의 창과 동일하도록 상기 전자 스위치의 전환의 시간을 제어하여 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치의 동작을 동기화하는 장치.
제1항에 있어서,
상기 제어기는,
상기 전자 스위치의 전환이 발생할 때마다 상기 교류 전압 생성기의 출력이 꺼지도록 상기 교류 전압 생성기를 제어하여 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치의 동작을 동기화하는 장치.
제1항에 있어서,
상기 제어기는,
(a) 상기 전환이 상기 교류 전압 생성기의 상기 순시 출력의 진폭이 5V 미만인 시간 윈도우와 일치하도록 상기 전자 스위치의 전환 타이밍을 제어하고
(b) 상기 전자 스위치의 전환이 발생할 때마다 상기 교류 전압 생성기의 출력이 꺼지도록 상기 교류 전압 생성기를 제어하여 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치를 동기화하는 장치.
제1항에 있어서,
상기 전자 스위치는,
(1) 상기 제1 모드, (2) 상기 제2 모드의 반복되는 시퀀스로 순환하도록 구성되고,
상기 전자 스위치는 상기 제1 모드에서 상기 제2 모드로 직접 전환되고, 상기 제2 모드에서 상기 제1 모드로 직접 전환되는 장치.
제1 전극쌍 및 제2 전극쌍에 적용되는 교류 전기 신호를 생성하는 장치로, 상기 장치는:
출력을 가지는 교류 전압 생성기;
상기 교류 전압 생성기의 상기 출력을 받는 입력과, 제1 전력 출력 및 제2 전력 출력을 가지는 전자 스위치로, 상기 전자 스위치는, (a) 상기 교류 전압 생성기의 상기 출력을 상기 제1 전력 출력으로 라우팅하는 제1 모드 및 (b) 상기 교류 전압 생성기의 상기 출력을 상기 제2 전력 출력으로 라우팅하는 제2 모드에서 동작하고, 상기 전자 스위치는 상기 제1 모드 및 상기 제2 모드를 포함하는 반복 시퀀스를 순환하여 동작하며; 그리고
상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환할 때마다 상기 교류 전압 생성기의 상기 순시 출력의 진폭이 처리 대상이 지각할 수 있는 임계값 미만이 되도록 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치의 동작을 동기화는 제어기를 포함하며,
상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 제2 모드로 전환후 20ms 이내에 상기 교류 전압 생성기의 출력 전압은 상기 교류 전압 생성기의 정상 상태 전압의 적어도 80%인 장치.
제11항에 있어서,
상기 전자 스위치는
(c) 상기 교류 전압 생성기의 출력이 상기 제1 전력 출력 또는 상기 제2 전력 출력으로 라우팅되지 않는 제3 모드 및
(d) (1) 제1 모드, (2) 제3 모드, (3) 제2 모드 및 (4) 제3 모드를 반복하는 시퀀스를 순환하는 장치.
제11항에 있어서,
상기 제어기는
상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환시 상기 교류 전압 생성기의 상기 순시 출력의 진폭이 1V 미만이 되도록 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치의 동작을 동기화하는 장치.
제11항에 있어서,
상기 장치는,
상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환한 후, 5ms 이내에,
상기 교류 전압 생성기의 출력 전압은 상기 교류 전압 생성기의 정상 상태 출력 전압의 적어도 80% 인 장치.
제11항에 있어서,
상기 장치는,
상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드로 전환한 후, 1ms 이내에,
상기 교류 전압 생성기의 출력 전압은 상기 교류 전압 생성기의 정상 상태 출력 전압의 적어도 80% 인 장치.
제11항에 있어서,
상기 교류 전압 생성기는,
상기 전자 스위치가 상기 제1 모드 또는 상기 제2 모드 전환 도중에도 최대 정상 상태 교류 전압으로 계속하여 동작하는 장치.
제11항에 있어서,
상기 제어기는,
상기 전환이 상기 교류 전압 생성기의 상기 순시 출력의 진폭이 상기 임계값 미만인 시간의 창과 동일하도록 상기 전자 스위치의 전환의 시간을 제어하여 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치의 동작을 동기화하는 장치.
제11항에 있어서,
상기 제어기는,
상기 전자 스위치의 전환이 발생할 때마다 상기 교류 전압 생성기의 출력이 꺼지도록 상기 교류 전압 생성기를 제어하여 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치의 동작을 동기화하는 장치.
제11항에 있어서,
상기 제어기는,
(a) 상기 전환이 상기 교류 전압 생성기의 상기 순시 출력의 진폭이 임계값 미만인 시간 윈도우와 일치하도록 상기 전자 스위치의 전환 타이밍을 제어하고
(b) 상기 전자 스위치의 전환이 발생할 때마다 상기 교류 전압 생성기의 출력이 꺼지도록 상기 교류 전압 생성기를 제어하여 상기 교류 전압 생성기 및 상기 전자 스위치를 동기화하는 장치.
제11항에 있어서,
상기 전자 스위치는,
(1) 상기 제1 모드, (2) 상기 제2 모드의 반복되는 시퀀스로 순환하도록 구성되고,
상기 전자 스위치는 상기 제1 모드에서 상기 제2 모드로 직접 전환되고, 상기 제2 모드에서 상기 제1 모드로 직접 전환되는 장치.
주파수 f인 정현파를 생성하는 장치로, 상기 장치는:
직류 전력 소스로, 상기 직류 전력 소스는 상기 직류 소스의 출력 전압을 설정하는 전압 제어 입력을 가지고;
1 차측과 2 차측을 가지는 변압기;
제어 입력을 가기는 전력 스위치로, 상기 전력 스위치는 제1 제어 신호가 상기 제어 입력에 제공될 때 상기 직류 전력 소스의 상기 출력을 상기 변압기의 상기 1차 측에 제1 방향으로 인가하고, 제2 제어 신호가 상기 제어 입력에 제공될 때 상기 직류 전력 소스의 상기 출력을 상기 변압기의 상기 1차 측에 제2 방향으로 인가하고, 상기 제1 및 제2 제어 신호가 상기 제어 입력에 제공되지 않을 때 꺼지며, 상기 제2 방향은 상기 제1 방향과 반대이고;
제어기로, 상기 제어기는 (a) T/3의 지속 시간동안 상기 제1 제어 신호를 상기 제어 입력에 제공하고, (b) T/6의 지속 시간동안 대기하고, (c) T/3의 지속 시간동안 상기 제2 제어 신호를 상기 제어 입력에 제공하고, (d) T/6의 지속 시간동안 대기하고, 이어서, 상기 (a), (b), (c) 및 (d) 시퀀스를 반복하며, 상기 T는 주파수 f의 역수이며; 그리고
상기 변압기의 상기 2차 측에 연결된 출력 필터를 포함하며, 상기 출력 필터는 주파수 f를 통화시키고, 차단 주파수를 초화가하는 주파수를 감쇠하고,
상기 제어기는 상기 직류 전력 소스의 상기 전압 제어 입력에 제공되는 제3 제어 신호를 조정하여 상기 주파수에서 정현파의 진폭을 제어하도록 더 프로그램되고, 상기 제어기는 제1 제어 신호 또는 제2 제어 신호 중 어느 하나가 상기 제어 입력에 제공될 때 상기 제3 제어 신호의 조정이 발생하는 것을 방지하도록 추가로 프로그램된 장치.
제21항에 있어서,
상기 차단 주파수는,
2f 및 4f 사이에 있고,
상기 출력 필터는 5f에 영점(zero)이 있는 장치.
주파수 f인 정현파를 생성하는 장치로, 상기 장치는:
n 직류 전력 소스들로, 상기 n 직류 전력 소스들 각각은 상기 각각의 전력 소스의 출력 전압을 설정하는 전압 제어 입력을 가지고, n은 양의 정수이며;
제어 입력 및 출력 단자들을 가지는 전력 스위치로, 상기 전력 스위치는 (a) 상기 제어 입력에 제공된 제어 신호의 2n 개의 상태에 응답하여, 선택된 하나의 상기 n 직류 전력 소스들의 상기 출력을 선택된 극성으로 상기 출력 단자들에 라우팅하거나, (b) 상기 제어 신호의 추가 상태에 응답하여 꺼진 상태를 유지하며;
제어기로, 상기 제어기는 0°를 포함하는 샘플링 포인트를 포함하여 균등하게 분포한 샘플들을 이용하여 사이클당 N회 샘플된 사인파의 오버샘플된 버전의 생성을 제어하도록 프로그램되며, N = 2+4n이고, 상기 n 직류 전력 소스들의 상기 출력 전압들을 상기 사인파의 상기 오버샘플된 버전에 존재하는 레벨들로 설정하고, 상기 2n 상태들 및 상기 추가 상태를 통해 상기 제어 신호를 시퀀싱하여 상기 사인파의 오버샘플된 버전을 생성하도록 상기 n 직류 전력 소스들 각각이 시퀀스내의 적합한 시간내 적합한 선택된 극성으로 상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에 라우팅되고; 그리고,
상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에서 출발한 전류를 필터하는 출력 필터를 포함하며, 상기 출력 필터는 주파수 f를 통과시키고, 차단 주파수 이상의 주파수를 감쇠하고,
상기 제어기는 상기 전압 제어 입력들을 통해 n 직류 전력 소스의 출력 전압을 조정함으로써 상기 정현파의 진폭을 제어하도록 프로그래밍되고, 상기 제어기는 출력이 상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에 라우팅될 때 DC 전력 소스의 출력 전압을 조정하지 않도록 추가로 프로그램되는 장치.
제23항에 있어서,
상기 장치는,
상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에 연결된 1차측과 상기 출력 필터에 연결된 2차측을 포함하는 변압기를 더 포함하고,
상기 변압기는 상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에서 상기 전류가 상기 변압기를 거쳐 상기 출력 필터에 도달하도록 구성된 장치.
제23항에 있어서,
상기 n =1로, 단일한 직류 전력 소스가 있음을 의미하고,
상기 제어기는
(a) 상기 전력 스위치가 상기 하나의 직류 전력 소스의 출력을 상기 출력 단자들에 제1 극성으로 라우팅하도록 제1 제어 신호를 상기 제어 입력에 T/3의 지속시간 동안 인가하고, 이어서,
(b) T/6의 지속시간동안 대기하고, 이어서,
(c) 상기 전력 스위치가 상기 하나의 직류 전력 소스의 출력을 상기 출력 단자들에 상기 제1 극성과 반대인 제2 극성으로 라우팅하도록 제2 제어 신호를 상기 제어 입력에 T/3의 지속시간 동안 인가하고, 이어서,
(d) T/6의 지속시간동안 대기하고, 이어서,
(a), (b), (c) 및 (d) 시퀀스를 연속적으로 반복하며, 상기 T는 상기 주파수 f의 역수인 장치.
제25항에 있어서,
상기 차단 주파수는 2f 및 4f의 사이에 있고,
상기 출력 필터는 5f에 영점이 있는 전달함수를 가지는 장치.
제23항에 있어서,
n>1이고,
상기 제어기는,
상기 n 직류 전력 소스들 각각의 출력 전압들 사이에 고정된 비율을 유지하면서 상기 전압 제어 입력들을 통해 상기 n 직류 전력 소스들의 상기 출력 전압들을 조정함으로써 상기 정현파의 진폭을 제어하도록 더 프로그램된 장치.
제27항에 있어서,
상기 출력 필터는,
전력을 포함하는 것으로 예측된 주파수 f의 고조파 주파수에 영점이 있는 전달함수를 가지는 장치.
주파수 f인 정현파를 생성하는 방법으로, 상기 방법은:
n 직류 전력 소스들을 각각의 출력 전압으로 설정하는 단계로, n은 양의 정수이고;
0°를 포함하는 샘플링 포인트를 포함하여 균등하게 배치된 샘플들을 이용하여 사이클당 N회 샘플된 사인파의 오버샘플된 버전을 생성하고, N = 2+4n 이고, n DC 전원의 출력 전압을 사인파의 오버샘플링된 버전에 존재하는 레벨로 설정하며, 이어서 상기 사인파의 상기 오버샘플된 버전을 생성하기 위하여 상기 n 직류 전력 소스들 각각이 시퀀스의 적합한 시간에 각각의 방향으로 스위치되도록 상기 n 직류 전력 소스들의 상기 출력들을 제어하는 상기 시퀀스에 따라 출력으로 스위치하는 단계;
차단 주파수 이상의 주파수를 감쇠하고, 상기 주파수 f를 통과시키도록 상기 사인파의 상기 오버샘플된 버전을 필터링하는 단계를 포함하며, 상기 필터링은 전력을 포함하는 것으로 예측된 주파수 f의 고조파의 주파수에 영점을 포함하는 전달함수로 구현되고,
상기 정현파의 상기 진폭은 상기 n 직류 전력 소스들의 상기 출력 전압을 조정하여 제어되며, 상기 직류 전력 소스들 중 주어진 어느 하나가 출력으로 스위치되었을 때 상기 직류 전력 소스들 중 주어진 어느 하나의 출력 전압의 조정은 방지되는 방법.
제29항에 있어서,
n = 1로, 단일한 직류 전력 소스만 존재함을 의미하고,
상기 단일한 직류 전력 소스의 상기 출력 전압의 조정은 상기 단일한 직류 전압 소스의 상기 출력이 상기 출력으로 스위치되지 않을 때에만 이루어지는 방법.
제29항에 있어서,
상기 필터링은,
전력을 포함하는 것으로 예측되는 주파수 f의 고조파 주파수에서 영점을 가지는 전달함수를 구현하여 수행되는 방법.
주파수 f의 출력 파형을 생성하는 장치로, 상기 장치는:
제1 직류 전력 소스로, 상기 제1 직류 전력 소스는 상기 제1 직류 전력 소스의 출력 전압을 설정하는 제1 전압 제어 입력을 가지고;
제2 직류 전력 소스로, 상기 제2 직류 전력 소스는 상기 제2 직류 전력 소스의 출력 전압을 설정하는 제2 전압 제어 입력을 가지고;
제어 입력과 출력 단자를 가지는 전력 스위치로, 상기 전력 스위치는 (a) 상기 제어 입력의 제1 상태에 응답하여 제1 극성으로 상기 출력 단자에 상기 제1 직류 전력 소스의 출력을 라우팅하고, (b) 상기 제어 입력의 제2 상태에 응답하여 제2 극성으로 상기 출력 단자에 상기 제1 직류 전력 소스의 출력을 라우팅하고, (c) 상기 제어 입력의 제3 상태에 응답하여 제1 극성으로 상기 출력 단자에 상기 제2 직류 전력 소스의 출력을 라우팅하고, (d) 상기 제어 입력의 제4 상태에 응답하여 제2 극성으로 상기 출력 단자에 상기 제2 직류 전력 소스의 출력을 라우팅하고, (e) 상기 제어 입력의 추가 상태에 응답하여 꺼지며, 상기 제2 극성은 상기 제1 극성과 반대이고;
상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에서 도착하는 전류를 필터랭하는 출력 필터로, 상기 출력 필터는 상기 주파수 f를 통과시키고, 차단 주파수를 초과하는 주파수를 감쇠시키며; 및
제어기를 포함하며, 상기 제어기는 상기 제1 전압 제어 입력을 일정하게 유지하면서 상기 제1 및 제2 상태가 교번하는 시퀀스로 상기 제어 입력을 설정하는 제1 모드에서 동작하도록 프로그램되고,
상기 제어기는 상기 제2 전압 제어 입력을 일정하게 유지하면서 상기 제3 및 제4 상태가 교번하는 시퀀스로 상기 제어 입력을 설정하는 제2 모드에서 동작하도록 더 프로그램되고,
상기 제어기는, 상기 제어기가 상기 제1 모드에서 동작하면 상기 제어기는 상기 제2 전압 제어 입력을 조정함으로써 상기 출력 파형의 진폭을 변화시키고 이어서 상기 제어기를 제2 모드로 전환하도록 더 프로그램되고,
상기 제어기는, 상기 제어기가 제2 모드에서 동작하면, 상기 제어기는 상기 제1 전압 제어 입력을 조정함으로써 상기 출력 파형의 진폭을 변화시키고 이어서 상기 제어기를 제1 모드로 전환하도록 더 프로그램되는 장치.
제32항에 있어서,
상기 출력 파형은 정현파이고,
상기 제어 입력을 상기 제1 및 제2 상태가 교번하는 시퀀스로 설정하는 것은
(a) T/3의 지속 시간 동안 상기 제어 입력을 상기 제1 상태로 두고, 이어서,
(b) T/6의 지속 시간 동안 대기하고, 이어서,
(c) T/3의 지속 시간 동안 상기 제어 입력을 상기 제2 상태로 두고 이어서,
(d) T/6의 지속 시간 동안 대기하고,
이어서, 계속적으로 (a), (b), (c) 및 (d)의 시퀀스를 반복하며,
상기 제어 입력을 상기 제3 및 제4 상태가 교번하는 시퀀스로 설정하는 것은
(e) T/3의 지속 시간 동안 상기 제어 입력을 상기 제3 상태로 두고, 이어서,
(f) T/6의 지속 시간 동안 대기하고, 이어서,
(g) T/3의 지속 시간 동안 상기 제어 입력을 상기 제4 상태로 두고 이어서,
(h) T/6의 지속 시간 동안 대기하고,
이어서, 계속적으로 (e), (f), (g), 및 (h)의 시퀀스를 반복하며, 상기 T는 상기 주파수 f의 역수인 장치.
제32항에 있어서,
상기 제어기는,
상기 제어기가 상기 제1 모드에서 동작할 때, 상기 제어기는, 상기 제어기가 상기 제2 모드로 전환하기 적어도 1ms 이전에 상기 제2 전압 제어 입력을 조정하여 상기 출력 파형의 진폭을 변화시키도록 더 프로그램되고,
상기 제어기가 상기 제2 모드에서 동작할 때, 상기 제어기는, 상기 제어기가 상기 제1 모드로 전환하기 적어도 1ms 이전에 상기 제1 전압 제어 입력을 조정하여 상기 출력 파형의 진폭을 변화시키도록 더 프로그램된 장치.
제32항에 있어서,
상기 장치는,
상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에 연결된 1차측과,
상기 출력 필터에 연결된 2차측을 포함하는 변압기를 더 포함하고,
상기 변압기는, 상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에서 출발한 전류가 상기 변압기를 거쳐 상기 출력 필터에 도달하도록 구성된 장치.
제35항에 있어서,
상기 전력 스위치는
(a) 상기 제어 입력의 상기 제1 상태에 응답하여 상기 변압기의 1차 측에 제1 방향으로 상기 제1 직류 전압 소스의 출력을 라우팅하고, (b) 상기 제어 입력의 상기 제2 상태에 응답하여 상기 변압기의 1차 측에 제2 방향으로 상기 제1 직류 전압 소스의 출력을 라우팅하고, (c) 상기 제어 입력의 상기 제3 상태에 응답하여 상기 변압기의 1차 측에 제1 방향으로 상기 제3 직류 전압 소스의 출력을 라우팅하고, (d) 상기 제어 입력의 상기 제4 상태에 응답하여 상기 변압기의 1차 측에 제1 방향으로 상기 제2 직류 전압 소스의 출력을 라우팅하고, (e) 상기 제어 입력의 제5 상태에 응답하여 꺼지며, 상기 제2 방향은 상기 제1 방향과 반대인 장치.
제32항에 있어서,
상기 차단 주파수는 2f 및 4f 사이이며,
상기 출력 필터는 5f 에서 영점을 가지는 전달함수를 가지는 장치.
주파수 f의 출력 파형을 생성하는 방법으로 상기 방법은
상기 전력 스위치의 제어 입력의 제1 상태에 응답하여 제1 극성으로 상기 전력 스위치의 출력 단자에 제1 직류 전력 소스의 출력을 라우팅하고,
(b) 상기 전력 스위치의 제어 입력의 제2 상태에 응답하여 제2 극성으로 상기 전력 스위치의 출력 단자에 제1 직류 전력 소스의 출력을 라우팅하고,
(c) 상기 전력 스위치의 제어 입력의 제3 상태에 응답하여 제1 극성으로 상기 전력 스위치의 출력 단자에 제2 직류 전력 소스의 출력을 라우팅하고,
(d) 상기 전력 스위치의 제어 입력의 제4 상태에 응답하여 제2 극성으로 상기 전력 스위치의 출력 단자에 제2 직류 전력 소스의 출력을 라우팅하고,
(e) 상기 제어 입력의 추가 상태에 응답하여 꺼지며, 상기 제2 극성은 상기 제1 극성과 반대이며;
상기 전력 스위치의 상기 출력 단자에서 도착하는 전류를 필터링하는 단계로, 상기 필터링은 주파수 f를 통과시키고, 차단 주파수를 초과하는 주파수를 차단하는 것을 포함하며;
상기 제1 직류 전력 소스의 상기 출력 전압을 일정하게 유지하며 상기 제어 입력이 제1 및 상기 제2 상태의 교번 시퀀스로 설정되는 제1 모드로 동작하는 단계; 및
상기 제2 직류 전력 소스의 상기 출력 전압을 일정하게 유지하며 상기 제어 입력이 상기 제3 및 제4 상태의 교번 시퀀스로 설정되는 제2 모드로 동작하는 단계;를 포함하며,
상기 제1 모드에서, 상기 출력 파형의 진폭의 변화들은 상기 제2 직류 전압 소스의 상기 출력 전압을 조정하여 발생하고, 후속적으로 제2 모드로 전환하며,
상기 제2 모드에서, 상기 출력 파형의 진폭의 변화들은 상기 제1 직류 전압 소스의 상기 출력 전압을 조정하여 발생하고, 후속적으로 제1 모드로 전환하는 방법.
제38항에 있어서,
상기 출력 파형은 정현파이고,
(a) T/3의 지속 시간 동안 상기 제어 입력을 상기 제1 상태로 두고, 이어서,
(b) T/6의 지속 시간 동안 대기하고, 이어서,
(c) T/3의 지속 시간 동안 상기 제어 입력을 상기 제2 상태로 두고, 이어서,
(d) T/6의 지속 시간 동안 대기하고, 이어서, (a), (b), (c), 및 (d) 시퀀스를 연속적으로 반복하여 상기 제어 입력이 상기 제1 및 제2 상태가 교번하는 시퀀스로 설정되고,
(e) T/3의 지속 시간 동안 상기 제어 입력을 상기 제3 상태로 두고, 이어서,
(f) T/6의 지속 시간 동안 대기하고, 이어서,
(g) T/3의 지속 시간 동안 상기 제어 입력을 상기 제3 상태로 두고, 이어서,
(h) T/6의 지속 시간 동안 대기하고, 이어서, (e, (f), (g), 및 (h) 시퀀스를 연속적으로 반복하여 상기 제어 입력이 상기 제3 및 제4 상태가 교번하는 시퀀스로 설정되며,
상기 T는 주파수 f의 역수인 방법.
제38항에 있어서,
상기 제1 모드에서, 상기 출력 파형의 진폭의 변화는 상기 제2 모드로 전환 적어도 1ms 이전에 상기 제2 직류 전력 소스의 상기 출력 전압을 조정하여 이루어지고,
상기 제2 모드에서, 상기 출력 파형의 진폭의 변화는 상기 제1 모드로 전환 적어도 1ms 이전에 상기 제1 직류 전력 소스의 상기 출력 전압을 조정하여 이루어지는 방법.