KR20220062407A - 음향파 소자용 트랜스듀서 구조 - Google Patents

음향파 소자용 트랜스듀서 구조 Download PDF

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Abstract

본 발명은 표면 탄성파 소자용 트랜스듀서 구조에 관한 것으로, 압전층을 구비하는 복합 기판과, 브래그 조건을 만족시키는 피치 p를 가진 복수의 전극 수단을 구비하는 쌍을 이루어 맞물린 빗형 전극을 포함하며, 서로 맞물린 빗형 전극이 압전층에 매립되어 사용시 전극 수단의 체적에서 파동 전파 모드의 여기가 발생하고 구조의 주된 전파 모드인 것을 특징으로 한다. 본 발명은 또한 전술한 바와 같은 적어도 하나의 트랜스듀서 구조를 포함하는 음향파 소자 및 상기 트랜스듀서 구조를 제조하는 방법에 관한 것이다. 본 발명은 또한 고주파, 특히 3 GHz 이상의 주파수에서 기여를 생성하기 위해 음향파 소자에서 상기 트랜스듀서 구조의 전극 수단에서 전파하는 벌크파의 주파수를 사용하는 것에 관한 것이다.

Description

음향파 소자용 트랜스듀서 구조
본 발명은 음향파 소자, 특히 음향파 소자용 트랜스듀서(transducer; 변환기) 구조에 관한 것이다.
최근 몇 년 동안 표면 탄성파(surface acoustic wave; SAW) 소자(devices)는 필터, 센서 및 지연 라인(delay lines)과 같은 실용적인 응용 분야에서 점점 더 많이 사용되고 있다. 특히, SAW 필터는 휴대폰 응용 분야에서 주목받고 있는데, 복잡한 전기 회로를 사용하지 않고 전례 없는 소형화를 수행하면서 저손실 고차 대역통과 필터를 형성할 수 있는 능력 때문이다. 따라서 SAW 필터는 다른 필터 기술에 비해 성능과 크기 면에서 상당한 이점을 제공한다.
일반적인 표면 탄성파 소자에서, 하나 이상의 맞물린 트랜스듀서(Inter-digitated Transducers; IDTs)가 표면 전파 기판 위에 형성되고, 기판의 압전 효과를 이용하여 음향파(acoustic waves)를 전기 신호로 또는 그 반대로 변환하는 데 사용된다. 맞물린 트랜스듀서(IDT)는 압전 기판에 배치된 서로 맞물린 금속 핑거들을 가진 대향하는 "빗형 전극들"을 포함한다. 핑거들을 전기적으로 여기시키면 기판에서 레일리(Rayleigh) 표면 탄성파가 발생한다. 다른 유형의 파동인 전단파(shear wave) 및 종편파(longitudinally polarized wave)는 체적 내에서 이동하고 흡수되므로, 필터용으로 사용할 금속 격자(grating)의 두께를 최적화할 필요가 있다. 반대로, 트랜스듀서 아래의 압전 기판 재료에서 전파하는 표면 탄성파에 의해 핑거들 사이에 전기 신호가 유도될 수 있다.
SAW 소자는 일반적으로 압전 재료로 모놀리식 석영(monolithic Quartz), 니오브산리튬(LiNbO3) 또는 탄탈산리튬(LiTaO3) 단결정으로 만든 웨이퍼를 사용한다. 그러나 압전 기판의 사용은, 사용되는 압전 재료에 따라, LiNbO3 또는 LiTaO3 의 경우 온도에 대한 높은 민감도, 또는 Quartz의 경우 약한 전기기계적 결합을 야기한다.
더욱이, 탄성파 속도는 일반적으로 단결정 재료 특성에 의해 제한되며, 특히 대부분의 시간에 3000 내지 4000 m/s 사이에 유지되는 위상 속도(phase velocity)를 고려해야 한다. 실제로 Quartz의 경우 레일리(Rayleigh) 표면 탄성파가 가장 많이 사용되는 모드이며 위상 속도 범위는 3000 내지 3500 m.s-1 이다. 전단파를 사용하면 최대 5100 m.s-1 의 위상 속도가 가능하다. Quartz에서 커플링은 0.5% 로 제한된다. 탄탈산리튬의 경우 레일리파는 3000 내지 3500 m.s-1 범위의 위상 속도를 나타내지만, 모드 커플링은 2% 에 도달하기가 어렵다. 니오브산리튬의 레일리(Rayleigh) 파동은 최대 3900 m.s-1 의 위상 속도에 도달할 수 있으며, 5.6% 의 결합 계수를 가지며, 결합계수는 IDT 위에 SiO2 패시베이션 층(passivation layer)을 사용하면 잠재적으로 8% 까지 달성할 수 있다.
LiTaO3 및 LiNbO3에서 의사 모드(pseudo modes)라고도 하는 전단파는 누출 모드(leaky modes)라고 하는 방사 누출(radiation leakage)을 나타낸다. 이 경우 표면이 부분적으로 파동을 유도하고 있다. 따라서 전극 격자는 에너지를 표면 가까이에 가두는 데 중요한 역할을 한다. 이 위상 속도는 두 재료 모두에 대해 4000 내지 4500 m.s-1 범위를 가진다.
마지막으로 압축 모드(compressional modes)는 특정 결정 단면(cuts)을 따라 LiTaO3 및 LiNbO3 기판에서 여기될 수도 있지만, 이때에도 모드들이 본질적으로 누출되므로, 벌크에 대한 파동 복사로 인한 누출 효과를 최소화하기 위해 특정 전극 두께 대 주파수가 필요하다.
누출 효과를 극복하기 위한 한 가지 접근 방식으로 복합 기판(composite substrate)을 사용할 수 있다. 복합 기판은 베이스 기판(base substrate) 위에 형성된 압전층(piezoelectric layer)을 포함한다. 복합 기판은 베이스 기판에 다양한 재료를 사용할 수 있으며, 베이스 기판 재료로 높은 음향파 전파 속도를 가지는 다이아몬드, 사파이어, 탄화규소 또는 실리콘 등을 선택할 수 있다. 광학에서와 유사하게, 이러한 베이스 기판의 사용은 모드를 가이드하게 된다.
복합 기판은 강력한 전기 기계적 결합 즉 1% 보다 큰 전기 기계적 계수 k s 2 와, 온도 안정성 즉 20 ppm/K보다 작은 주파수의 온도 계수(temperature coefficient of frequency; TCF)를 결합할 수 있으며, SAW 소자의 성능을 향상시키고 디자인의 유연성을 제공할 수 있다.
그러나 음향파 소자는 약 1 내지 3 GHz의 작동 주파수로 제한되는데, 주어진 위상 속도에 대해 전극 피치(pitch) 또는 빗형 전극의 기계적 주기 p 는 p = λ/n (n ≥ 2, n 은 일반적으로 2) 로 주어진 관계를 이용하여 음향파의 파장 λ 를 결정한다. 2 GHz 이상의 주파수에서 작동하려면 구조의 안정성 문제를 나타나는 100 nm 이하의 금속 치수와 두께가 필요하다. 따라서, 실제로 더 높은 동작 주파수가 요구될 때 빗형 전극을 더 소형화하는 것은 어렵다. 이것은 한편으로는 오늘날 SAW 산업에서 사용되는 I-라인 리소그래피에 비해 더 높은 해상도의 리소그래피 기술을 사용해야 하기 때문이고, 다른 한편으로는 구조에서 발생하는 전기 손실 때문이다.
따라서 3 GHz 이상의 SAW 소자를 만들기 위해서는 강력한 기술적 노력이 필요하다.
따라서, 본 발명의 목적은 개선된 매개변수를 갖는 음향파 소자용 맞물린 트랜스듀서 구조를 제공함으로써 이전에 언급된 단점을 극복하고, 3 GHz를 초과하는 주파수에 대해 기능할 수 있지만 여전히 표준 I-라인 리소그래피를 이용하여 제조될 수 있는 음향파 소자를 제공하는 것이다.
본 발명의 목적은 음향파 소자용 트랜스듀서 구조에 의해 달성되며, 이 구조는 압전층, 쌍을 이루어 맞물린 빗형 전극들을 포함하고, 전극은 피치 p를 가지는 복수의 전극 수단을 포함하고, 맞물린 빗형 전극의 전극 수단은 압전 층에 매립되고, 전극 수단의 음향 임피던스는 압전층의 음향 임피던스보다 작은 것을 특징으로 한다.
변형에 따르면, 전체 맞물린 빗형 전극들이 매립될 수 있다.
본 발명의 소자에서, 전극수단이 압전층에 매립되고 전극수단의 음향 임피던스가 압전층보다 작기 때문에 본질적으로 전극수단의 체적에 한정된 전단파형 전파모드(전극 모드)가 여기될 수 있다. 실제로, 경계 조건은 전극 수단 내에서 전단 모드를 여기하는 것이 가능하게 한다. 음향 임피던스 대조로 인해, 전극 수단의 측면 가장자리에서의 반사는 본질적으로 전극 내에 에너지를 제한하기에 충분히 크다. 서로 맞물린 빗형 전극에 의한 격자 구성으로 인해 교류 전기 극성이 존재하는 경우에도 일부 진동이 압전층 내에서 유도되어 전극의 진동 사이의 결맞음을 유도하여 한 전극에서 반대되는 다음 이웃 전극으로 위상 진동과 함께 공진 현상을 유발한다. 트랜스듀서의 작동 음향 파장 λ 는 트랜스듀서 구조의 공진 주파수 f r 과 f r = v / 2p = v / λ 으로 연결되며, v 는 음향파 전파 기판의 음향파 전파 속도이다. 따라서 주어진 기하학적 형태에서 위에서 언급한 것보다 훨씬 더 높은 등가 위상 속도, 예를 들어 10,000 m.s-1 정도까지도 관찰할 수 있다.
본 발명의 변형에 따르면, 압전층이 베이스 기판 위에 제공될 수 있다. 베이스 기판을 사용하는 것은 표면 근처, 특히 전극 수단 내부에 에너지를 가두는 것을 도와준다.
변형에 따르면, 트랜스듀서 구조는 압전층과 베이스 기판 사이에 부착층, 특히 이산화규소(SiO2)를 더 포함할 수 있다. 부착층을 통해 다양한 재료를 압전층 및 하부 베이스 기판으로 사용하여 트랜스듀서 구조를 최적화할 수 있다. 이산화규소는 주파수의 온도 계수(TCF)를 개선하는 데 사용할 수 있다.
변형에 따르면, 트랜스듀서 구조는 압전층과 베이스 기판 사이에 고속층을 더 포함할 수 있고, 여기서 고속층은 압전층의 재료 및 결정 배향보다 전단파의 더 높은 위상 속도를 허용하는 재료로 이루어진다. 이를 통해 기본 전단 모드를 가속화할 수 있으며, 그 위상 속도는 베이스 기판의 표면 스키밍 벌크파(SSBW)라고도 하는 느린 전단 벌크파 속도보다 클 수 있다. 이 경우 기본 전단 모드는 압전층으로 가이드되지 않고 베이스 기판에서 소산된다.
변형에 따르면, 고속층은 부착층과 베이스 기판 사이에 위치될 수 있다. 압전층과 고속층 사이에 부착층을 배치함으로써 가속 특성의 이점을 얻을 수 있으며 동시에 압전층을 하부 구조에 부착하는 과정을 변경할 필요가 없으므로 고품질의 압전층을 고속층의 재료 선택과 독립적으로 얻을 수 있다.
변형에 따르면, 트랜스듀서 구조는 압전층과 베이스 기판 사이에 트랩 리치층, 특히 폴리실리콘 트랩 리치층을 더 포함할 수 있다. 트랩 리치층으로 누설 전류를 억제할 수 있다.
변형에 따르면, 트랩 리치층은 고속층과 베이스 기판 사이에 위치될 수 있다. 이러한 순서로 다양한 층의 개별 이점이 전체 구조에서 유지될 수 있다.
변형에 따르면, 트랜스듀서 구조는 매립된 전극 수단 및 압전층의 상부에 커버층을 더 포함할 수 있다. 이것은 전극에서 전단 모드의 가이드를 더욱 향상시키고 전자 이동의 가능성을 더욱 감소시킨다.
변형에 따르면, 커버층은 압전층의 재료 및/또는 결정 배향보다 전단파의 더 높은 위상 속도를 허용하는 재료로 제조하고/제조하거나 결정 배향을 가질 수 있다. 따라서 커버층의 재료는 기본 전단 모드의 속도가 압전층의 속도에 비해 가속되도록 선택될 수 있다. 이것은 베이스 기판의 부피로의 소산을 촉진하여 본질적으로 전극 모드만이 압전층의 가이드 영역에 남도록 한다.
본 발명의 변형에 따르면, 트랜스듀서 구조는 압전층 아래 및/또는 매립된 전극 수단 아래에 브래그 미러를 더 포함할 수 있다. 브래그 미러는 베이스 기판에 대한 에너지 손실을 줄이고 소자 구조에 기계적 안정성을 더할 수 있다.
본 발명의 변형에 따르면, 매립된 전극 수단의 두께는 압전층의 두께보다 작거나 같을 수 있다. 따라서, 최신 트랜스듀서 구조에 비해 더 두꺼운 전극이 사용되어 전극에 전단 모드를 설정할 수 있을 뿐만 아니라 전극의 안정성을 증가시킬 수 있고 저항 손실을 감소시킬 수 있다.
본 발명의 변형에 따르면, 전극 수단의 두께 t e 는 λ > t e > 0.1*λ 를 만족한다. 이 두께 범위에서 전기기계 장을 표면 근처에 집중시키는 것이 가능해지고, 이 두께 영역에서 단결정용 전극이나 압전층 + 복합 웨이퍼용 전극에 필적한다. 이것은 소자 응답에 대한 단일 또는 적어도 제한된 수의 모드 기여를 허용하는 개선된 전기기계적 결합 및 스펙트럼 순도를 초래할 것이다.
본 발명의 변형에 따르면, 복합 기판의 베이스 기판의 음향 임피던스는, 압전층의 음향 임피던스 정도, 특히 압전층의 음향 임피던스의 ±25% 범위 내, 더욱 특히 압전층의 ±15% 범위 내이다. 특히, 전극의 두께가 압전층과 동일한 경우 임피던스 매칭을 통해 전단 모드를 전극에 가둘 수 있다.
변형에 따르면, 매립된 전극은 압전층의 홈에 채워질 수 있다. 홈은 피라미드 형상 또는 사다리꼴 형상 또는 V 형상 또는 U 형상을 갖는 횡단면을 가질 수 있고/있거나 홈의 측벽 및/또는 바닥이 볼록 또는 오목 또는 가리비 형상을 갖는다. 특히, 평행한 변 중 트랜스듀서 구조의 표면에 짧은 것을 가진 피라미드 또는 사다리꼴 모양은 수직 벽이 있는 홈에 비해 품질 계수를 향상시킨다.
본 발명의 변형에 따르면, 유전층이 홈의 바닥에 제공될 수 있다. 본 발명의 변형에 따르면, 홈의 측벽 및 바닥벽은 전도성 재료로 덮일 수 있고 홈의 나머지는 유전체 재료로 채워질 수 있다. 본 발명의 변형에 따르면, 홈은 압전층을 통해 연장될 수 있고 홈의 측벽은 전도성 재료에 의해 덮일 수 있고 홈의 나머지는 유전체 재료로 채워질 수 있다. 본 발명의 변형에 따르면, 압전층을 향한 측벽만이 전도성 재료에 의해 덮일 수 있다. 본 발명의 변형에 따르면, 유전체 재료는 전도성 재료보다 더 높은 전단파 위상 속도를 갖는 재료일 수 있다. 이미 설명했듯이 이것은 기본 전단파의 위상 속도를 가속하여 SSBW 속도보다 높을 수 있고 따라서 베이스 기판에서 소산을 허용한다.
본 발명의 변형에 따르면, 유전체 재료는 전도성 재료의 주파수 온도 계수와 반대 부호를 갖는 주파수 온도 계수를 가질 수 있다. 따라서 소자는 더 넓은 온도 범위에서 사용할 수 있다.
본 발명의 변형에 따르면, 커버층의 유전 물질과 홈에 채워진 유전 물질은 동일할 수 있다. 따라서 하나의 공정 단계에서 두 가지 유리한 특징이 모두 구현될 수 있다.
변형에 따르면, 전극 수단의 재료는 망간보다 가벼운 재료, 특히 알루미늄 또는 Cu, Si 또는 Ti를 포함하는 알루미늄 합금으로 제조될 수 있다. 특히, 알루미늄과 탄탈산 리튬의 조합은 압전층의 기본 전단 모드가 없어도 3% 이상의 결합 계수를 산출한다.
변형에 따르면, 압전층은 탄탈산리튬(LiTaO3) 또는 니오브산리튬(LiNbO3)일 수 있다. 두 재료 모두에 대해, 특히 소위 압전체-온-절연체(Piezo on Insulator substrates; POI)라고 하는 복합 기판을 산업적 규모로 얻을 수 있다.
변형에 따르면, 베이스 기판은 실리카, 이산화규소 또는 유리, 석영 또는 석영유리 또는 유리 또는 LiTaO3 또는 LiNbO3 또는 실리콘, 특히 Si(111)일 수 있다. 이러한 기판을 사용하면 전극 수단 내부의 전단 모드가 유지되는 반면, 압전층의 기본 전단 모드는 억제될 수 있다. Si(111)에서 SSBW 속도는 Si(100)에 비해 특히 낮다. 동시에 유리 또는 SiO2 기판 위의 압전층을 산업적 규모로, 예를 들어 압전체-온-절연체(POI) 기판을 사용하여 얻을 수 있다.
변형에 따르면, 고속층은 AlN, Al2O3, Si3N4, SiC 또는 탄소 기반, 특히 단결정 다이아몬드, 비정질 탄화물, 나노-그레인 다결정 다이아몬드 중 하나이다. 변형에 따르면, 커버층은 AlN, Al2O3, Si3N4, SiC 또는 탄소 기반, 특히 단결정 다이아몬드, 비정질 탄화물, 나노-그레인 다결정 다이아몬드 중 하나일 수 있다. 변형에 따르면, 유전 물질은 탄소 기반, 특히 단결정 다이아몬드, 비정질 탄화물, 나노-그레인 다결정 다이아몬드, 또는 AlN 또는 SiO2일 수 있다. 이러한 재료를 사용하면 기본 전단 모드 기여를 줄일 수 있다. SiO2를 사용하면 TCF 특성을 향상시킬 수 있다.
변형에 따르면, 상기 쌍을 이루어 맞물린 빗형 전극들은 하나 이상의 영역을 포함하고, 상기 영역에서 2개 이상의 이웃하는 전극 수단이 동일한 빗형 전극에 속하고, 서로 다른 빗살형 전극에 속하는 이웃하는 전극 수단과 동일한 거리를 갖는다. 여기에서 거리는 에지간 거리로, 위에서 정의한 피치 p 에 해당한다.
변형에 따르면, 동일한 빗형 전극에 속하는 둘 이상의 이웃하는 전극 수단은 서로 다른 빗형 전극에 속한 이웃하는 전극 수단과 동일한 기하학적 형태를 가진다. 동일한 전위에 연결된 이웃하는 전극 수단을 가지지만 여전히 동일한 기계적 주기성을 가짐으로써 음향 소스가 시스템에서 제거되어 전기 기계적 결합이 감소된다. 이것은 전기 기계적 결합을 조정하는 데 사용할 수 있으며, 따라서 필터를 형성할 때 필터의 전달함수를 조정할 수 있고, 즉 대역 통과의 폭을 미세 조정함으로써 조정할 수 있다.
변형에 따르면, 특히 적어도 3개의 이웃하는 전극 수단을 갖는, 2개 이상의 영역들은, 동일한 빗형 전극에 속할 수 있으며 주기적으로 분포하지 않으며 특히 무작위로 분포한다. 이들은 특히 이웃하는 영역이 트랜스듀서 구조의 연장에 걸쳐 서로에 대해 다른 거리를 갖는 것을 특징으로 한다. 시스템의 대칭성을 줄임으로써 고차 주기성의 의사 기여(spurious contributions)를 줄이거나 억제할 수도 있다.
변형에 따르면, 동일한 빗형 전극에 속하는 2개 이상의 이웃하는 전극 수단을 가지는 영역은, 동일한 빗형 전극에 속하는 상이한 수의 이웃하는 전극 수단을 가질 수 있다. 동일한 전위에 연결된 다른 수의 이웃하는 전극 수단을 갖는 영역을 가짐으로써 의사 기여는 더 감소될 수 있다.
변형에 따르면, 트랜스듀서 구조의 전극 수단은 I-라인 리소그래피에 의해 실현가능한 크기, 특히 350 nm보다 큰 폭을 갖가지는 크기를 가질 수 있다. 따라서 248 nm 또는 193 nm 또는 더 짧은 파장을 사용하는 리소그래피 도구에 비해 저렴한 리소그래피 수단을 사용하여 3 GHz 이상의 주파수에서 사용할 수 있는 소자를 제조할 수 있다.
본 발명의 목적은 또한 전술한 바와 같은 트랜스듀서 구조를 적어도 하나 포함하는 음향파 소자, 특히 음향파 공진기, 및/또는 음향파 필터 및/또는 음향파 센서로 달성된다. 3 GHz 이상의 주파수에서 작동할 수 있는 음향파 소자는 더 발전된 고가의 리소그래피 도구를 사용하지 않고도 i-라인 리소그래피 기술을 사용하여 제조할 수 있다. 따라서 SAW 소자를 이용한 레일리(Rayleigh) 표면파는 주파수가 2 GHz 이하로 제한되는 반면, 전극 전단파 모드를 사용하면 패터닝 기술을 변경하지 않고도 주파수 범위를 확장할 수 있다. 복합 기판을 사용할 때 20 ppm/K 미만의 감소된 1차 온도 계수(TCF)를 달성할 수 있으므로, 온도에 따라 소자 성능이 안정적으로 유지된다. 본 발명을 사용하여, 5% 또는 심지어 10% 및 15% 까지 더 큰 상대 대역폭을 갖는 음향파 대역통과 필터를 얻을 수 있다.
변형에 따르면, 음향 소자는 3 GHz 이상의 RF 신호로 트랜스듀서 구조를 구동하도록 구성된 무선 주파수(RF) 공급 수단을 포함할 수 있다. 따라서 I-라인 리소그래피를 이용하여 3 GHz 이상에서 작동하는 소자를 구현할 수 있다.
변형에 따르면, 음향파 소자는 이전에 설명된 입력 및 출력 트랜스듀서 구조를 포함할 수 있다.
본 발명의 목적은 또한 전술한 바와 같은 트랜스듀서 구조를 사용하는 방법으로 달성되며, 2개의 맞물린 전극에 교류 전위를 인가하는 단계를 포함하여, 압전층에 비해 전극 수단 내에서 주로 또는 배타적으로 발생하는 전단 모드를 여기하고, 압전층의 기본 전단파 모드보다 높은 등가 속도를 가진다. 적어도 전극 수단의 진동 진폭은 압전층에서 보다 크다. 이전에 설명된 바와 같이, 특히 사다리형 필터 및/또는 임피던스 필터 및/또는 커플링 필터에 대해, 트랜스듀서 구조의 전극 수단에서 전파하는 높은 주파수의 전단파를 사용하면 3 GHz 이상, 더욱 특히 3.5 GHz 이상 에서 기능하는 소자가 생성된다. 동시에 I 라인 리소그래피를 사용하여 소자를 형성할 수 있다.
본 발명의 목적은 또한 전술한 바와 같은 트랜스듀서 구조를 사용하는 방법으로 달성되며, 2개의 맞물린 전극에 교류 전위를 인가하는 단계를 포함하여, 짝수개의 중성선을 가진 전극 수단에 전단 모드를 여기시키고, 전극 내부에서 전단 운동을 나타내지 않고 압전층의 기본 전단파 모드보다 높은 등가 속도를 갖는다. 이 모드를 활용하면 더 높은 공진 주파수를 활용할 수 있으므로 사다리형 필터 및/또는 임피던스 필터 및/또는 커플링 필터와 같은 소자를 3 GHz 이상, 특히 3.5 GHz 이상에서 기능하도록 할 수 있으며, 동시에 소자의 패턴을 형성하는 데 I-라인 리소그래피를 사용할 수 있다.
본 발명은 참조 번호가 본 발명의 특징을 식별하는 첨부 도면과 함께 취해진 다음 설명을 참조하여 이해될 수 있다.
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 음향파 소자용 복합 기판 상의 맞물린 트랜스듀서 구조를 나타낸다.
도 2는 도 1에 나타낸 트랜스듀서 구조로 얻어진 모드를 개략적으로 나타낸다.
도 3a는 본 발명의 제1 실시예의 예시에 따른 여기 모드의 시뮬레이션된 광대역 고조파 어드미턴스를 나타낸다.
도 3b는 관찰된 모드의 진동을 나타내는 메쉬도를 나타낸다.
도 3c는 반대 위상에서 모드의 진동을 나타내는 메쉬도를 나타낸다.
도 3d는 도 3a에 나타낸 여기 모드의 시뮬레이션된 광대역 고조파 어드미턴스의 확대를 나타낸다.
도 3e는 여기 모드의 컨덕턴스와 저항을 나타낸다.
도 3f는 여기 모드의 분산 특성을 나타낸다.
도 4a 내지 도 4c는 압전층 내의 세 가지 다른 전극 형상을 나타낸다. 도 4a는 두번째 실시예를, 도 4b는 첫번째 실시예를, 도 4c는 세번째 실시예를 나타낸다.
도 4d는 세 가지 다른 전극 형상에 해당하는 고조파 서셉턴스를 나타낸다.
도 4e는 세 가지 다른 전극 형상에 해당하는 고조파 컨덕턴스를 나타낸다.
도 4f 내지 4h는 오목, 볼록 또는 가리비형 측벽을 갖는 전극 형상의 추가 변형을 나타낸다.
도 4i 및 4j는 홈에 유전층이 있는 전극 모양의 두 가지 추가 변형을 나타낸다.
도 5는 전극 내부에 국한된 전단 모드의 발생에 대한 전극 두께의 영향을 나타낸다.
도 6은 본 발명의 제4 실시예에 따른 음향파 소자용 맞물린 트랜스듀서 구조를 나타낸다.
도 7a는 본 발명의 제5 실시예에 따른 음향파 소자용 맞물린 트랜스듀서 구조를 나타낸다.
도 7b는 본 발명의 제5 실시예에 따른 여기 모드의 시뮬레이션된 광대역 고조파 어드미턴스를 나타낸다.
도 7c는 본 발명의 제5 실시예의 변형에 따른 여기 모드의 시뮬레이션된 광대역 고조파 어드미턴스를 나타낸다.
도 7d는 본 발명의 제5 실시예의 변형에 따른 여기 모드의 시뮬레이션된 광대역 고조파 어드미턴스를 나타낸다.
도 8은 본 발명의 제1 내지 제5 실시예 중 어느 하나에 따른 트랜스듀서 구조의 제6 실시예를 나타낸다.
도 9a는 본 발명의 제7 실시예를 나타내고, 5 GHz에서의 필터에 관한 것이다.
도 9b는 도 9a에 따른 필터의 전달 함수를 나타낸다.
도 10a는 본 발명에 따른 고차 모드를 나타낸다.
도 10b는 LiTaO3 및 SiO2 기판에 대한 이 모드의 고조파 컨덕턴스와 저항을 나타낸다.
도 10c는 Al2O3 및 Si 기판에 대한 이 모드의 고조파 컨덕턴스와 저항을 나타낸다.
도 11은 억제된 음향 소스를 갖는 본 발명의 제8 실시예를 나타낸다.
도 12a 내지 12c는 본 발명의 제9 실시예의 3가지 변형을 나타낸다.
도 13a 내지 도 13d는 도 12a에 나타낸 전극의 형상을 얻기 위한 공정을 도시한 것이다.
도 14a 및 도 14b는 다이아몬드형 탄소를 유전체로 사용하는 경우의 제9 실시예에 따른 트랜스듀서 구조의 어드미턴스 및 임피던스를 나타낸다.
도 14c는 본 발명의 제9 실시예에 따른 트랜스듀서 구조에서 관찰되는 모드의 진동을 나타내는 메쉬도이다.
도 15a 및 15b는 유전체로서 질화알루미늄을 사용하는 경우의 제9 실시예에 따른 트랜스듀서 구조의 어드미턴스 및 임피던스를 나타낸다.
도 16a는 이산화규소를 유전체로 사용하는 경우의 제9 실시예에 따른 트랜스듀서 구조의 컨덕턴스 G 및 저항 R을 도시하고, 도 16b는 공진에 대한 확대, 도 16c는 반공진에 대한 확대를 나타낸다.
도 16d는 제9 실시예에 따른 트랜스듀서의 제4 변형을 나타낸다.
도 17a 및 17b는 제10 실시예에 따른 트랜스듀서 구조의 두 가지 변형을 나타낸다.
도 18a 및 18b는 본 발명에 따른 트랜스듀서의 실제적인 예를 보여주는 전자현미경에 의해 촬영된 2개의 이미지를 나타낸다.
도 18c는 도 18a 및 18b에 도시된 실제 예의 거동을 시뮬레이션하기 위해 사용된 유한 요소 메쉬를 나타낸다.
도 19a는 실제 예의 서셉턴스 및 저항의 실험적 측정을 나타낸다.
도 19b는 도 18c에 도시된 것과 같은 구조의 수치 시뮬레이션을 통해 얻은 서셉턴스와 저항의 결과를 나타낸다.
본 발명은 이제 예시적인 방식으로 그리고 도면들을 참조하여 유리한 실시예들을 사용하여 더 상세하게 설명될 것이다. 설명된 실시예들은 본 발명에 따른 가능한 구성들일 뿐이며, 위에서 설명된 개별 특성은 본 발명에 따른 추가 실시예를 달성하기 위해 서로 독립적으로 또는 조합하여 제공될 수 있음을 염두에 두어야 한다.
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 음향파 소자용 맞물린 트랜스듀서 구조를 나타낸다.
트랜스듀서 구조(100)는 음향파 전파 기판(102)을 포함한다. 음향파 전파 기판은 베이스 기판(106)의 상부에 형성된 압전층(104)을 포함하는 복합 기판(102)일 수 있다. 복합 기판은 소위 압전체-온-절연체(piezoelectric-on-insulator; POI) 기판일 수 있다. 다른 실시예에서, 압전층은 벌크 재료를 형성하기 위해 충분히 두꺼울 수 있다.
여기에서 예를 들어 설명하는 압전층(104)은 니오브산리튬(LiNbO3) 또는 탄탈산리튬(LiTaO3)일 수 있다. 압전 재료층(104)은 예를 들어 SmartCut™ 레이어 전송 기술을 사용하여, 직접 접합에 의해 베이스 기판(106)에 부착될 수 있다. 베이스 기판(106) 상에 형성되는 압전층(104)의 두께는 1 파장 λ 정도 또는 그 이하, 특히 약 2 ㎛ 이하, 또는 바람직하게는 0.5λ 미만이고, 더욱 바람직하게는 0.4λ 미만이다.
여기에서 예를 들어 설명된 압전층은 니오브산리튬(LiNbO3)일 수 있는데, 특히 IEEE 1949 Std-176 표준에 따라 정의된 결정방향이 (YXℓ)/θ 에서 36°< θ < 52° 또는 60°< θ < 68° 또는 120°< θ < 140° 이고, (YXt)/ψ 에서 85°< ψ < 95° 이고, (YXwℓt)/φθψ 에서 φ = 90°, -30°< θ < +45°, 0°< ψ < 45° 인 LiNbO3일 수 있다. 또는, 압전층은 탄탈산리튬(LiTaO3)일 수 있는데, 특히 IEEE 1949 Std-176 표준에 따라 정의된 결정방향이 (YXℓ)/θ 에서 36°< θ < 52° 인 LiTaO3일 수 있고, 더욱 특별하게는 IEEE 1949 Std-176 표준에 따라 (YXℓ)/42° 절단으로 정의된 42° Y-컷(cut), X-전파(propagation)를 가지는 LiTaO3일 수 있다.
이미 언급한 바와 같이, 변형에 따르면, 압전층(104)의 두께는 파장 λ 보다 클 수 있으므로, 벌크 압전 재료와 동등한 두께를 가진 압전층을 사용할 수 있다.
본 발명의 제1 실시예에서 사용되는 베이스 기판(106)은 실리카(실리카, 석영, 석영유리 또는 유리) 기판이다. 이러한 종류의 기판의 경우, 느린 전단 벌크파(slow shear bulk wave; SSBW) 속도는 압전층에서 기본 음향 벌크 전단 모드(fundamental acoustic bulk shear mode) 중 하나보다 열등하여, 압전층의 벌크 전단 모드는 표면에서 벌크로의 복사와 확산에 의해 억제된다.
실리콘, 다이아몬드, 사파이어, 탄화규소, 질화규소 또는 질화알루미늄과 같이 4500m/s 이상의 높은 음향파 전파 속도를 가진 다른 기판들이 사용될 수 있지만, 이 경우 전극이 압전층 위에 위치할 때 여기되는 기본 유도 전단 모드(fundamental guided shear mode)가 존재할 수 있다.
이 실시예에서, 베이스 기판(106)의 두께는 압전층(104)의 두께보다 더 크다. 바람직하게는 베이스 기판의 두께가 압전층(104)의 두께보다 적어도 10배 더 크고, 더욱 바람직하게 50 내지 100배까지 더 크다.
또한, 복합 기판(102)에서 베이스 기판(106)의 음향 임피던스는 압전층의 음향 임피던스 정도이며, 바람직하게는 플러스/마이너스 25% 범위 내이고, 더욱 바람직하게는 플러스/마이너스 15% 범위 내이다. 변형에 따르면, 두 임피던스는 동일하다.
본 발명의 변형에서, 베이스 기판(106)은 압전 재료의 최상층에 가까운 트랩-리치층(trap-rich layer)을 더 포함할 수 있다. 이러한 트랩-리치층은 베이스 기판(106)의 격리 성능을 향상시킬 수 있으며, 다결정질, 비정질 또는 다공성 물질, 예를 들어 다결정질 실리콘, 비정질 실리콘, 또는 다공성 실리콘 중 적어도 하나에 의해 형성될 수 있다. "트랩-리치"라는 용어는 전도성 층을 형성하지 않고 전하를 흡수할 수 있는 층을 의미한다.
복합 기판은 압전층을 베이스 기판에 전사하는 층 전사법(layer transfer method)에 의해 얻을 수 있다. 본딩 및 씨닝(thinning)과 같은 방법 또는 서브 파장의 층 전사를 허용하는 Smart-Cut™과 같은 층 전사법을 사용할 수 있다. 이러한 복합 기판은 추가층 또는 층 스택들(예를 들어 본딩층 또는 부착층, 특히 SiO2), 또는 기타 기능층들(예를 들어, 트랩-리치, 브래그 미러, 저속/고속 스택)을 포함할 수 있다.
변형에 따르면, 베이스 기판(106)은 반도체-온-절연체(semiconductor on insulator; SOI) 기판일 수 있다. 실리콘-온-절연체(Silicon on Insulator; SOI) 기판은, 예를 들어 중간 SiO2 (본딩)층과 Smart-Cut™ 공정과 같은 실리콘 층을 전사하는 방법을 사용하는 분자 접착에 의해 얻어진다.
트랜스듀서 구조(100)는 쌍을 이루어 대향하는 맞물린 빗형 전극들(108, 110)을 더 포함하며, 각각의 전극은 복수의 전극 수단들(112_i 및 114_j)(여기에서 1 ≤ i, j ≤ 4)을 각각 가지며, 수단들은 각각의 전도부(116, 118)로부터 연장되어, 서로 맞물린다. 빗형 전극들(108, 110), 특히 전극 수단들(112_i, 114_j)은 음향 임피던스가 압전층(104)보다 낮은 한 임의의 적절한 전도성 금속, 예를 들어 순수한 알루미늄 또는 Cu, Si, 또는 Ti로 도핑된 Al과 같은 합금으로 형성된다. 일반적으로 전극 재료는 망간보다 가벼운, 즉 크롬에서 시작해서 더 가벼운 전극 재료를 사용하는 것이 적합하다. 이 실시예에 따르면, 전극 수단(112_i, 114_j)의 폭을 a 라 하고, 피치를 p 라 할 때, 종횡비 a/p 는 0.3 내지 0.75, 특히 0.4 내지 0.65로 구성된다. 금속화비 또는 종횡비 a/p 및 전극 수단(112_i, 114_j)의 두께 t e 는 소자에서 복사 손실 및 전기기계적 결합을 제어하기 위한 매개변수이다.
전기 부하(120)는 빗형 전극들(108, 110)을 가로질러 결합되는 것으로 도시되어 있다. 그러나, 전극(108, 110)을 가로질러 소스 전위(120)가 결합될 수도 있다. 이것은 트랜스듀서(100)가 기판(102)에 음향파를 여기하기 위해 활용되는지, 또는 수신된 음향파를 전기 신호로 변환시키기 위해 활용되는지, 아니면 양쪽다를 하기 위해 활용되는지에 따라서 달라진다.
전극 수단, 예를 들어 112_1 내지 112_4 및 114_1 내지 114_4는 서로 맞물리며, 각각의 빗형 전극들(108 및 110)을 통해 교류 전위에 연결된다. 교류 전위는 도시된 것처럼 +V 및 -V 이거나, 질량 및 부하/소스 퍼텐셜일 수 있다.
이 실시예에서, 전극 수단들(112_i, 114_j)은 모두 동일한 길이 ℓ, 폭 a, 및 두께 t e 를 가진다. 본 발명의 변형에 따르면, 전극 수단들(112_i, 114_j)은 또한 상이한 길이 ℓ 및/또는 폭 a 및/또는 두께 t e 를 가질 수 있다.
전극 수단(112_i, 114_j)과 각각의 빗형 전극(108, 110)은 동일한 평면에 제공된다. 변형에 따르면, 전극 수단(112_i 및 114_j)은 압전층(104)에 매립되고(embedded), 전극 수단들 사이의 전기적 연결을 제공하는 빗형 전극(108, 110)은 압전층(104) 위에 배치될 수 있다.
또한, λ를 음향파의 작동 파장이라 할 때, λ/2 로 정의되는 전극 피치 p 는 브래그 조건(Bragg condition)에 대응하여 트랜스듀서 구조(100)에 사용된다. 전극 피치 p 는 대향하는 빗형 전극들(108, 110)로부터의 2개의 이웃하는 전극 수단 사이(예를 들면, 112_3과 114_3 사이)의 거리에 해당한다. 이 경우, 파장 λ는 동일한 빗형 전극들(108 또는 110)으로부터의 두 개의 이웃하는 전극 수단 사이(예를 들면, 112_3과 112_4 사이)의 거리에 해당한다. 이러한 브래그 조건에서, 트랜스듀서는 작동 주파수 f r 에서 동기 모드로 작동한다고 한다. 여기에서 트랜스듀서 구조의 모든 여기된 음향파는 결맞음이 있고 위상이 동일하다. 따라서 전극 피치 p 는 트랜스듀서 구조의 사용 주파수를 정의한다. 작동 주파수 f r 은 v/2p 로 주어진 위상 일치 조건에 의해 고정된다. 여기에서, v 는 트랜스듀서 구조(100)에서 전파하는 음향파의 유효 위상 속도이고 p 는 트랜스듀서 구조(100)의 전극 피치이다.
전극 수단(112_i, 114_j)은 압전층(104)에 매립되고, 바람직하게는 압전층(104)에 완전히 매립되어 두께 t e 가 압전층(104)의 두께 t 이하가 되도록 한다.
전극수단(112_i 내지 114_j)의 두께는 파장 λ 에 대해 0.1 < t e /λ < 1 의 관계를 만족해야 한다.
따라서, 전극 수단(112_i 내지 114_j)은 압전 기판 위에 형성되는 맞물린 전극들을 가지는 최신 기술의 맞물린 트랜스듀서 구조의 전극보다 더 두껍다. 따라서 더 나은 안정성과 감소된 전기 손실을 제공한다. 또한 매립된 전극들이 전력 효과로 인한 음향 이동 및 전자 이동의 가능성을 제한하므로 전력 처리가 개선된다. 금속은 홈(groove)에 위치하여 표면 확산 및 금속 이동으로 인한 직접적인 금속 접촉을 방지한다.
빗형 전극들(108, 110)의 도전부들(116, 118)은 압전층(104) 및/또는 매립형 전극 수단(112_i, 114_j) 위에 제공될 수 있다.
트랜스듀서 구조(100)의 전극들(108, 110)의 전하 분포는 도 1의 화살표 E 로 나타낸 전기장 방향으로 음향파를 여기시키며, 이는 전극들(108, 110)의 전극 수단(112_i, 114_j)의 연장 방향 z에 수직인 것을 의미한다.
통상적인 SAW 소자에는 레일리(Rayleigh) 표면 탄성파, 램파(Lamb waves) 또는 전단파 등 다양한 모드들이 존재할 수 있다. 이에 반해, 본 발명의 트랜스듀서 구조(100)에서는 새로운 모드가 가능한데, 이것은 전극 내부에 주로 집중되는 전단 유사 모드(shear like mode)를 유도하며, 이를 이하에서 전극 모드라 한다.
이것은 전극 수단이 압전층에 매립되어 있고, 전극 수단의 음향 임피던스가 압전층보다 작기 때문이다. 실제로, 경계 조건은 전극 수단 내에서 전단 모드(shear mode)를 여기하는 것이 가능하게 한다. 진동의 최대값은 전극의 중앙에서 발생하며 한 전극 수단에서 다음 이웃하는 전극 수단으로 부호를 변경한다.
음향 임피던스 대조(contrast)로 인해, 전극 수단의 측면 모서리들에서의 반사는 전극 내에 에너지를 본질적으로 제한하기에 충분히 크다. 그럼에도 불구하고, 서로 맞물린 빗형 전극들에 의한 격자(grating) 구성과 교류 전기 극성의 존재로 인해, 약간의 진동이 압전층 내에 유도되고, 전극들의 진동 사이의 결맞음을 유도하여 공진 현상을 유발하지만, 여전히 모드의 유도(guidance)를 얻을 수 있다.
트랜스듀서의 작동 음향 파장 λ 는 트랜스듀서 구조의 공진 주파수 f r 에 연관되어 f r = v / 2p = v / λ 의 관계를 가진다. 여기에서 v는 음향파 전파 기판의 음향파 전파 속도이다.
모드는 트랜스듀서 구조(100a) 및 2개의 이웃하는 전극 수단(112_3, 114_3)에 대한 평면도인 도 2에 개략적으로 도시되어 있다. S. Ballandras et al, Finite-element analysis of period piezoelectric transducers, Journal of Applied Physics 93, 702 (2003); https://doi.org/10.1063/1.1524711 를 참조하면, 수치 시뮬레이션들이 수행되었고, 전단 운동이 전극 수단 내에 집중되는 이러한 모드의 여기를 입증하였다. 실제로, 전단 운동(shear motion)은 압전층(104) 내에서도 존재하지만, 압전층(104) 내에서의 진동 크기와 비교할 때, 한 전극에서 다른 전극으로 교번하는 진동 방향을 갖는 전극에서 더 큰 진동 크기가 발생한다.
도 3a는 본 발명의 제1 실시예의 제1 예시에 따른 여기 모드(excited mode)의 시뮬레이션된 광대역 고조파 어드미턴스를 나타낸다.
이 실시예에서, 트랜스듀서 구조는 실리카 기판 위의 LiTaO3 압전층에 매립된 Al-Cu 전극들을 포함한다. 트랜스듀서 구조의 파장 λ 는 2.8 μm이므로, 피치 p = 1.4 μm이고, 전극들의 종횡비 a/p 는 0.43이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 본 실시예에서 전극들(112_i, 114_j)은, 압전층(104)에 매립되어 결과 층의 물리적 특성이 주기적으로 분포하지만, 기하학적인 관점에서 연속적인 물질을 나타낸다.
아래 예시된 결과에서 볼 수 있듯이, 모드의 시그니처(signature)는 약 9850 m.s-1 의 등가 위상 속도로 전파되는 누설 SAW와 유사하므로, 일반적으로 약 3750 m.s-1 인 이산화규소의 표면 스키밍 벌크파(surface skimming bulk wave; SSBW)보다 더 높다. 실제로 상기 구조의 전기적 주기가 2.8 μm이고, 금속화비 a/p 가 약 0.43이고, 공진 주파수가 3.45 GHz임을 고려하면, 약 9850 m.s-1 의 등가 속도가 얻어진다. 상기 모드의 속도는 공진 주파수 3.45 GHz에 전기적 주기 2.8 μm를 곱한 값으로 얻는다. 상기 모드의 속도는 정지 대역의 시작 주파수와 끝 주파수의 합에 기계적 주기를 곱한 값으로 계산된다. 자세한 내용은 아래에 설명된다.
Fig. 3a는 이미 Fig. 2에 도시된 바와 같이 전극들의 전단 모드가 여기된 상태의 구성에 대해 얻은 시뮬레이션 데이터를 나타낸다. 그래프는 왼쪽 Y축에 컨덕턴스 G (단위 S)를 나타내었고, 오른쪽 Y축에 서셉턴스 B (단위 S)를 나타내었으며, X축에 나타낸 주파수(단위 MHz)의 함수로 G 고조파와 B 고조파 양쪽을 모두 나타내었다. 보여지는 바와 같이, 3,45 GHz에서의 전단 공진(shear resonance)과 함께 광대역 고조파 어드미턴스가 관찰된다. 3,45 GHz의 전단 공진이 주된 여기 모드이다. 그리고 두개의 훨씬 작은 기여(contributions)를 약 1.5 GHz와 약 7 GHz에서 볼 수 있다.
도 3b 및 3c는 트랜스듀서 구조 내부의 변형을 예시한다. 움직임은 맞물린 전극들(108, 110)의 영역에만 집중된다. 압전층(104)의 진동은 시뮬레이션에서 거의 보이지 않았다.
본 발명에 따르면, 앞에서 언급된 매개변수들은 전단 벌크 음향 모드가 금속 전극 수단(112_i, 114_j) 내에서 주로 여기되어, y 방향으로 분극되고, z 방향으로 변위를 생성한다. 유용한 E 필드는 x 방향을 따라 확장된다. 따라서 진동은 주로 전극 자체의 기본 전단 체적파에 가까운 변형을 가지고 전극 내부에 위치한다. 전단 운동은 압전층(104) 내에서도 관찰되지만, 진동 방향이 교대하는 전극들(112_i, 114_j)에서 가장 큰 진동 크기가 발생한다.
전단 변위 방향은 트랜스듀서(100)가 +V/-V 전기 분극 구조에 의해 여기될 때 한 전극에서 다른 전극으로 교번된다. 전극의 위상의 이러한 반대는 전극의 에지에서의 전하 축적을 증가시키고, 따라서 전극(112_i, 114_j)에서 벌크 모드의 여기를 증가시킨다. 압전층(104)은 전극 가장자리에 응력을 제한하고 트랜스듀서 구조가 브래그 조건에서 작동하기 때문에 격자를 따라 경계 조건을 만족할 때 진동의 결맞음이 발생한다. 압전층(104) 내에서도 전단 운동이 존재하지만, 한 전극에서 다른 전극으로 교대 진동 방향을 갖는 전극에서 가장 큰 진동 크기가 발생한다.
따라서 트랜스듀서 구조에서 전파하는 주된 음향파는 전극(112_i, 114_j) 내에 본질적으로 제한되는 벌크 전단파이다. 트랜스듀서 구조(100)의 공진 주파수 f r 은 f r = v / 2p = v / λ 로 주어지며, 여기에서 v 는 음향파 전파 기판에서의 음향파 전파 속도이고 λ 는 트랜스듀서의 작동 음향 파장이다.
전극 수단의 벌크 음향파는 압전층의 기본 전단 모드의 유도파(guided wave)보다 더 높은 주파수에서 공진을 갖기 때문에 이 트랜스듀서 구조는 더 높은 주파수, 특히 3 GHz 이상에서 작동할 수 있다. 따라서, SAW 산업, 특히 I-라인 리소그래피 스테퍼에서 현재 사용되는 것보다 더 작은 피쳐로 이동하기 위해 더 정교한 리소그래피 도구를 사용할 필요 없이 선행 기술 소자보다 더 높은 주파수가 이용될 수 있다.
따라서, 본 발명의 주요 측면은 이러한 유형의 구조가 위에서 설명된 바와 같이 전극 수단 내에 제한된 전단 벌크 모드와 유사한 주로 전극에 위치된 전단 모드의 여기를 가능하게 한다는 것이다. 전극 모드는 의사 모드 또는 누출 모드로 규정될 수 있으며, 이는 감소되지만 완전히 억제되지 않아 전극 간의 동기화로 이어지는 누출로 한정된다. 이 모드는 압전층에서 전단 모드를 이용하는 복합 기판에서 최신 기술의 맞물린 트랜스듀서 구조로 달성할 수 있는 것보다 훨씬 더 큰 등가 속도를 나타낸다. 다른 모드들은 강도가 훨씬 낮거나 심지어 억제되는데, 이는 주로 낮은 SSBW 속도를 가진 실리카 기판을 사용하여 표준 전단 모드가 소산되도록 하기 때문이다.
본 발명의 구성은 개별 공진기 네트워크 또는 격자로 이해될 수 있으며, 여기에서 공진기는 압전층을 통해 결합되므로, 위상 속도가 기본 전단 모드보다 높더라도, 기판으로의 소산이 적어도 상당부분 방지되어, 따라서 누출 모드와 비교할 만한다.
도 3d는 본 발명의 제1 실시예에 따른, 도 3a에 도시된 여기 모드의 시뮬레이션된 광대역 고조파 어드미턴스의 확대도를 나타낸다.
도 3d에 나타낸 그래프는 X축에 나타낸 3400 내지 3600 MHz 사이의 주파수 범위에 대해, G 고조파 및 B 고조파 양쪽에 대해, 컨덕턴스를 S 단위로 왼쪽 Y축에, 그리고 서셉턴스를 S 단위로 오른쪽 Y축에 나타낸다. 3,475 GHz 부근의 공진과 3,525 GHz 부근의 반공진이 보여진다. 공진과 반공진이 잘 분리되어 약 3% 의 결합 계수(coupling factor)를 제공한다. 공진은 정지 대역의 시작 부분에서도 발생한다.
이 특정한 경우에, 반사 계수는 약 9%, 품질 계수(quality factor) Q 는 공진에서 약 500, 반공진에서 약 1000을 얻는다.
커플링 계수는 종횡비 a/p, 전극의 두께 및 사용된 재료와 같은 트랜스듀서 구조의 특성을 수정하여 개선할 수 있다. 특히, 종횡비 a/p 및 전극의 두께를 이용하여 속도, 전기기계적 결합, 품질 계수 또는 복사 손실 및 반사 계수를 제어할 수 있다.
도 3e는, 재료는 동일하지만 종횡비 a/p 가 0.57인, 제1 실시예의 변형에 대한, 여기 모드의 컨덕턴스 및 저항을 보여준다.
또한 이 구성에서 전극 내부에 집중된 전단 모드가 여기된다. 그래프는 G 고조파 및 R 고조파 모두에 대해, X축에서 3450 내지 3750 MHz 사이의 주파수 범위에 대해, 왼쪽 Y축에 컨덕턴스(S 단위)와 오른쪽 Y축에 서셉턴스(S 단위)를 나타낸다. 3550 GHz 부근의 공진과 3700 GHz 부근의 반공진이 얻어진다.
이 경우 종횡비 a/p 를 0.43에서 0.57로 늘리면 전파 모드의 등가 위상 속도가 10 km.s-1 이상으로 증가하고 결합 계수가 10% 이상으로 증가한다. 그러나 반사 계수는 이제 5% 미만이 된다. 공진시 Q 계수는 여전히 500 이지만, 반공진시 Q 계수는 이제 350 이 된다.
도 3f는 본 발명의 제1 실시예에 따른, 도 3a에 도시된 바와 같은 여기 모드의 분산 특성을 나타낸다. 그 경우, 어드미턴스는 브래그 조건이라고 하는, 첫 번째 브릴루앙 영역의 가장자리에 해당하는 0.5 값 근처의 다양한 정규화된 파장에 대해 계산된다. 0.5보다 작은 정규화된 파장의 경우 더 낮은 주파수의 곡선에서 볼 수 있듯이 모드가 덜 효율적으로 여기된다. 이를 고려하고 주파수 및 정규화된 파장에 대한 최대 어드미턴스 모듈의 진화를 플롯팅하여 투영된 2D 표현은 주기적인 격자에서 모든 파동 전파의 고전적인 분산 곡선을 회상하여 얻는다. 보여지는 것처럼 공진은 정지 대역의 시작 부분에서 발생한다.
전극에 집중된 전단 모드 이외의 다른 모드를 억제해야 하거나 적어도 원하는 모드에 비해 약하게 해야 하는 경우 기판의 선택이 중요하다. 위에서 언급한 바와 같이, 이 조건은 기판의 SSBW 속도가 압전층의 기본 전단 모드의 속도보다 낮을 때 얻어진다. 이 경우 기본 전단 모드가 기판을 관통하고 에너지가 소산된다.
또한 모드를 유리하게 하기 위해, 음향 임피던스는 압전층 중 하나에 가깝게 하여야 한다.
실리콘, 다이아몬드, 사파이어, 탄화규소 또는 질화알루미늄과 같이 4500 m.s-1 보다 크거나 같은 높은 음향파 전파 속도를 가진 다른 기판을 여전히 사용할 수 있지만, 이 경우 전극에 집중된 관심 모드 외에 벌크 전단 모드가 존재할 수 있다.
그렇기 때문에 복합 기판을 반드시 사용해야 하는 것은 아니다. 탄탈산리튬 또는 니오브산리튬의 벌크 압전 기판조차도 표면 영역에 매립된 전극과 함께 사용될 수 있다. 이 경우에도 전극 모드를 관찰할 수 있다.
도 3g 및 도 3h는 제1 실시예에 따른 다른 예의 내부 변형을 나타낸다. 여기에서 전단 운동은 맞물린 전극(108, 110)의 영역에 덜 집중되지만, 여전히 우세하다. 압전층(104)의 진동은 시뮬레이션에서 거의 보이지 않았다.
이 실시예의 예에서, 트랜스듀서 구조는 실리카 기판 위의 LiTaO3 (YXℓ)/42° 압전층에 매립된 Al-Cu(2% Cu) 전극을 포함한다. 트랜스듀서 구조의 파장 λ 는 2.8 μm 이고, 따라서 p = 1.4 μm 이고, 전극의 종횡비 a/p 는 0.5 이며, 홈의 깊이는 t e / λ = 20% 이다. 이 실시예에서, 도 1에 도시된 첫 번째 실시예와 마찬가지로, 전극(112_i, 114_j)은 압전층(104)에 매립된다.
도 3h는 참조 번호 130으로 표시된 바와 같이 전극 모드가 전술한 동기 조건 f = v/2p 를 충족함을 나타내는 xz-평면 모드를 나타내는 도면이다. 도 3h는 전극(108, 110) 내부의 전단 운동이 각 전극(108, 110)의 2개의 중성 진동점(132)을 특징으로 하는 것을 보여준다. 또한, 각 전극(108, 110)의 에지(134a, 134b, 136a, 136b)는 동시에 움직인다. 이것은 하나의 전극(108 또는 110) 내에서 동일한 부호의 전하가 두 인터페이스에 존재함을 나타낸다.
도 4a 내지 도 4c는 전극-공진 모드의 여기를 위해 고려된 3개의 상이한 전극 형상을 갖는 이러한 실시예의 3가지 변형을 나타낸다. 도면은 도 1의 x-y 평면에서 하나의 전극 수단(112-i 또는 114-i)을 통과하는 단면도를 나타낸다. 세 도면 모두에서 하나의 기계적 주기가 표시된다. 매립된 전극은 압전층의 홈에 채워진다. 시뮬레이션을 위해(결과는 도 4d 및 4e에 나와 있음), 격자는 무한히 길고, +V/-V 의 조화가진으로 여기된다고 가정한다. 전극은 기판과의 바닥 경계면에서 벌크 기판으로 에너지를 방출한다.
Al 전극(201a, 201b, 201c)은 각각 수평 크로스해칭으로 표시되며, 압전층(203)(여기에서 LiTaO3)은 경사 크로스해칭으로 표시되고, 바닥층(205)은 수직 크로스해칭으로 표시되며, 바닥층은 SiO2 또는 다른 인터페이스 재료 또는 압전층(203)과 동일한 재료일 수 있다.
도 4a는 본 발명의 제2 실시예를 나타낸다. 여기서 압전층(203)의 홈은 피라미드형 또는 사다리꼴 단면을 갖는다. 본 발명의 제2 실시예에 따르면, 홈에 채워진 전극(201a)은 단면이 피라미드 또는 사다리꼴 형태를 갖는다. 이 실시예에서, 사다리꼴의 평행한 변의 짧은 변은 압전층(203)의 상부 표면과 정렬된다.
도 1에 도시된 제1 실시예에 따른 전극(201b)은 도 4b에 도시된 수직형이다.
본 발명의 제3 실시예에 따른 전극(201c)은 사다리꼴 형상의 홈에 채워져 있으나, 제2 실시예와 달리 평행한 변의 짧은 변이 압전층(203)의 표면이 아닌 내부에 배치된다. 따라서, 전극(201c)은 절단된 V자 형태를 가진다.
따라서 전극은 두께에 따라 벌크 재료처럼 거동하는 압전층(203) 내부의 다양한 모양의 홈을 채운다.
도 4d 및 도 4e는 시뮬레이션 결과를 보여주고 세 가지 전극 모양에 대한 전극-공진 모드의 여기 효율 비교하여 나타낸다.
도 4d는 고조파 서셉턴스를 나타내고 도 4e는 고조파 컨덕턴스를 나타낸다.
시뮬레이션은 피라미드 모양이 다른 두 가지보다 이득이 높지만, 결합 효율은 더 낮다는 것을 분명히 나타낸다.
추가 설계 옵션은 도 4f 에서 도 4h에 나와 있다. 변형들은 도 4b에 예시된 바와 같은 설계를 기반으로 하지만 다른 실시예에도 마찬가지로 적용할 수 있다.
도 4f는 오목 형상을 갖는 측벽(207a)을 갖는 압전층(203)의 홈 내부의 전극(201d)을 나타낸다. 도 4g는 볼록 형상을 갖는 측벽(207b)을 갖는 압전층(203)의 홈 내부의 전극(201e)을 나타낸다. 도 4h는 가리비 모양을 갖는 측벽(207c)을 갖는 압전층(203)의 홈 내부의 전극(201f)을 나타낸다. 측벽의 표면을 증가시킴으로써, 동일한 부호의 더 많은 전하가 계면에 존재할 수 있고, 따라서 모드 시그니처에 기여하는 전하 분포를 개선하고 따라서 모드 여기의 강도를 향상시킨다. 상기 모드의 품질 계수(Q factor), 예를 들어 트래핑 효율은 전극의 모양에 따라 다르다. 따라서 전극 모드의 작동 조건을 개선하기 위해 활성 표면과 종횡비를 둘 다 최적화하는 것이 바람직하다.
추가로 또는 대안으로서, 홈의 바닥은 또한 볼록하거나 오목하거나 가리비 모양을 가질 수 있다.
도 4i는 도 4b에 도시된 바와 같은 제1 실시예에 기초한 추가 변형을 나타내며, 이는 다른 실시예 및 변형에도 적용될 수 있다. 유전층(211), 예를 들어, Si3N4 는 압전층(203)에 있는 홈의 바닥(215)에 제공된다. 그런 다음 전극의 도전층(213)이 홈을 채우도록 제공된다. 유전층(211)의 존재로 인해 전극의 바닥에는 전하가 존재하지 않는다. 전도성 물질보다 더 높은 전단 속도를 가진 유전체를 사용하면 기본 전단 모드를 가속할 수 있고, 위상 속도가 바닥층의 SSBW 속도를 넘어서서, 바닥층(205)에서 더 잘 흡수되도록 할 수 있다. 이 현상은 도 7 및 도 12와 관련하여 아래에서 더 자세히 설명한다.
도 4j는 이전 변형에 기초한 추가 변형을 예시한다. 여기에서 도전층(217)은 바닥층(205)과 접하고 있다. 유전층(211)은 다시 압전층(203)을 향해 도전층(217)을 차단하여 도전층(215)은 측벽(219, 221)을 통해서만 압전층과 접한다.
도 4i 및 4j에서 나타낸 것처럼, 전극의 전도성 물질이 위쪽과 아래쪽에서 압전 물질과 접촉하지 않는 경우에, 위상 속도, 공진 Q 계수, 반사 계수 및 결합 계수 k2 와 같은 매개변수들을 이러한 기능이 없는 비교 구조들보다 최적화할 수 있다.
도 4a 내지 도 4h와 관련하여 위에서 설명된 모든 변형들은 전극이 바닥층(205)과 접하는 도 4j에 도시된 변형에 따라 구현할 수 있다.
도 5는 전극들 내의 전단 모드에 미치는 전극 수단(112_i, 114_j)의 두께에 의한 영향을 나타낸다. 여기에서 Si(100) 위의 325 nm 두께의 이산화규소 층 위의 (YXℓ)/42° 탄탈산리튬 압전층에 매립된 알루미늄 전극에 대한 고조파 분석을 나타냈는데, 피치가 1 μm 이고, 금속/압전 a/p 비율이 0.35로 주어진다. 도 5는 5% 에서 15% 까지의 상대적인 금속층 높이 te/λ 에 대한 어드미턴스를 나타낸다. 0.1보다 큰 te/λ 비율에서만 공명이 관찰될 수 있음을 확인할 수 있다.
앞에 설명한 다른 예들와 비교하여, 공진은 5.15 GHz 부근의 더 높은 주파수에서 일어나는데, 이는 더 작은 피치 때문이다.
도 6은 본 발명의 제4 실시예에 따른 음향파 소자용 맞물린 트랜스듀서 구조를 나타낸다.
트랜스듀서 구조(300)는 제1 실시예에 대한 유일한 차이점인, 제1 실시예의 트랜스듀서 구조(100)의 기판(102)과 비교하여 상이한 음향파 전파 기판(302)을 포함한다. 다른 모든 특징은 동일하므로 다시 자세히 설명하지 않고, 위의 설명을 참조한다.
트랜스듀서 구조(300)는 복합 기판(102)과 같이 베이스 기판(306) 위에 형성된 압전층(104)을 포함하는 복합 기판(302)을 포함하지만, 베이스 기판(306) 위에 그리고 압전층(104) 아래에 형성된 브래그 미러(Bragg mirror)라고도 하는 음향 미러(304)를 더 포함한다.
브래그 미러(304)는 복수의 적층된 층(306 내지 309)을 포함한다. 짝수 도면 부호 306, 308로 나타낸 층들은 제1 재료이고, 홀수 도면 부호 307, 309로 나타낸 층들은 제2 재료이다. 제1 및 제2 재료들은 서로 다른 음향 임피던스를 가지므로, 브래그 미러(304)는 고임피던스 층과 저임피던스 층을 교대로 적층한 것을 포함한다.
브래그 미러(304)는 반사를 보장하기 위해, 교번하는 고/저 임피던스를 가지고, 파장의 약 1/4의 두께를 가지는 층들이 쌍을 이루어 주기적으로 반복되도록 한다.
제1 및 제2 재료들은 텅스텐, 몰리브덴, LiTaO3, Al2O3, AlN, LiNbO3, Si3N4 및 SiO2 와 Si3N4 의 화합물(실리콘 산질화물로 알려지고, SiOxNy로 표시되며, x 및 y는 화합물에서 각 원소의 양을 제어함) 및 ZnO, 알루미늄 또는 SiO2 중에서 선택할 수 있다.
변형에 따르면, 제1 재료 및 제2 재료는 제1 재료가 낮은 임피던스를 갖고 제2 재료가 높은 임피던스를 갖도록 교환될 수 있다.
이 실시예에서, 브래그 미러(304)는 고임피던스 층과 저임피던스 층이 교번하여 스택을 형성하는 4개의 층(306-309)을 갖는 것으로 표현되었다. 그러나, 다른 변형에 따르면, 브래그 미러(304)는 높은 임피던스와 낮은 임피던스가 교번하여 스택을 형성하는 4개보다 많거나 적은 층을 가질 수도 있다.
브래그 미러(304)에서 쌍의 수를 증가시키면 미러 반사율이 증가하고, 브래그 쌍의 재료 사이의 임피던스 비율을 증가시키면 반사율과 대역폭이 모두 증가한다. 스택 재료의 일반적인 선택은 예를 들어 이산화티타늄과 실리카이다.
본 발명에 따르면, 압전층(104) 및 브래그 미러(304)는 상기 구조에 존재하는 추가 모드의 기여를 감소시키도록 배열되고, 이러한 트랜스듀서 구조(100)를 기반으로 하는 음향파 소자의 스펙트럼 순도를 보장하기 위해 트랜스듀서 구조(100) 내의 고유 모드를 촉진하여 스펙트럼 오염을 방지한다.
트랜스듀서 구조 내에서 고유 모드를 촉진하기 위한 하나의 접근법은, 브래그 미러(304) 스택의 두께를 최적화하고, 이 모드에 대한 효율적인 반사 계수를 구현하는 것이다. 따라서 브래그 미러(304)는 전극 수단(112, 114) 내에서 발생된 진동을 베이스 기판(106)으로부터 음향적으로 격리시킨다.
도 7a는 본 발명의 제5 실시예에 따른 음향파 소자용 맞물린 트랜스듀서 구조를 나타낸다.
트랜스듀서 구조(400)는 제1 실시예의 트랜스듀서 구조(100) 상부에 커버층(402)을 포함하며, 이것이 제1 실시예와의 유일한 차이점이다. 다른 특징들은 모두 동일하므로 다시 자세히 설명하지 않은 내용은 위의 설명을 참조할 수 있다.
트랜스듀서 구조(400)는 베이스 기판(106) 위에 형성된 압전층(104)을 포함하는 복합 기판(102)을 포함한다.
본 발명의 이 실시예에서, 압전층(104) 및 매립된 전극들(108, 110)의 상부에 층(402)이 존재한다. 상기 층(402)은 패시베이션 층(passivation layer) 또는 가이딩 기판(guiding substrate)일 수 있으며, 실리콘, 사파이어(Al2O3), 이트륨 기반 재료인 석류석, 질화알루미늄(AlN), 탄화규소(SiC), 질화규소(Si3N4)와 같은 고속 저손실 재료를 포함한다.
추가적인 변형에 따르면, 상기 층(402)은 또한 탄소 기반 층, 예를 들어, 단결정 다이아몬드, 비정질 카바이드 층, 나노-그레인 다결정 다이아몬드(nano-grain polycrystal diamond; NCD) 또는 압축파 속도를 15 km.s-1 이상으로, 전단파 속도를 7 km.s-1 이상으로 밀어낼 수 있는 모든 다이아몬드형 탄소(diamond like carbon) 층이다. 또 다른 변형에 따르면, SiO2 층을 상기 층(402)으로 사용할 수 있다. SiO2 는 전체 구조의 TCF 값을 개선하는 TCF 교정기 역할을 할 수 있다.
커버층(402)은 또한, 예를 들면 TCF 교정기처럼, 유리와, 일반적인 실리콘 기반 기판으로 제조할 수 있다.
고속 저손실 재료를 사용하면 기본 전단파 모드의 위상 속도를 베이스 기판의 SSBW 속도 이상으로 가속화하여, 원치 않는 모드가 기본 기판(106)으로 소산되어 억제될 수 있다.
도 7a에 도시된 실시예에서, 커버층(402)은 복합 기판(102)의 베이스 기판(106)과 동일한 재료로 제조된다. 그러나, 커버층(402)은 복합 기판의 베이스 기판과 상이할 수 있다.
추가적인 변형에 따르면, 상기 층(402)은 전극 수단(108, 110)의 상부에만 존재하거나, 또는 압전층(104)의 상부에만 존재할 수 있다.
도 7b 내지 도 7d는 음향 파장이 2.8 μm이고, a/p 비율이 0.5인 알루미늄 전극과 압전층이 (YXℓ)/42° 탄탈산리튬인 본 발명의 제5 실시예에 따른 여기 모드의 시뮬레이션된 광대역 고조파 어드미턴스를 나타낸다.
도 7b의 경우, 커버층(402) 및 베이스 기판(106)은 이산화규소이다. 여기 모드(excited mode)는 3.5 GHz에서 발생한다. 도 7c의 경우, 커버층(402), 베이스 기판(106) 및 압전층(104)은 결정방향이 (YXℓ)/42°인 탄탈산 리튬이다. 여기 모드는 3.5 GHz 근처에서도 발생한다. 약 6.5 GHz에서 보이는 추가 기여가 있는데, 이는 3차 고조파에 기인한 것이다. 그러나 본질적으로 컨덕턴스에 존재하며, 대응하는 서셉턴스는 부호 변화가 없는데, 이는 낮은 결합을 나타낸다.
도 7d의 경우, 커버층(402) 및 베이스 기판(106)은 실리콘 기판이다. 여기 모드는 3.5 GHz에서 발생하지만, 압전층의 기본 전단 모드(fundamental shear mode)도 여기되어 더 낮은 주파수, 즉 약 1.8 GHz에서도 볼 수 있다.
본 발명은 또한 2개의 트랜스듀서 구조를 가진 음향파 소자에 관한 것이며, 이때 각각의 트랜스듀서 구조는 본 발명의 제1 내지 제5 실시예 중 어느 하나에 따른 것이다.
대안으로, 2개의 트랜스듀서 구조 중 하나만 본 발명에 따른 표면 음향 소자인 반면에, 다른 하나는 최신 기술에 따른 것일 수 있다.
음향파 소자는 음향파 공진기 및/또는 음향파 필터 및/또는 음향파 센서 및/또는 고주파 소스일 수 있다. 음향파 소자는 3 GHz 이상의 RF 신호로 트랜스듀서 구조를 구동하는 무선 주파수(RF) 공급 수단을 포함할 수 있다.
도 8은 트랜스듀서 구조의 제6 실시예를 나타낸다.
도 8의 트랜스듀서 구조(500)는 맞물린 전극(512, 514)이 압전 영역(504)의 홈(510)을 부분적으로만 채우는 점에서 도 1의 트랜스듀서 구조와 상이하다.
제조 공정에 따르면, 금속층의 두께는 제거된 영역(510) 전체에 걸쳐 일정하지 않다. 표면 에너지 특성으로 인해, 측벽(508)에서의 금속층의 두께는 중앙 부분의 두께보다 더 두껍다.
트랜스듀서 구조(500)는 위에서 설명한 트랜스듀서 구조들과 동일한 방식으로 작동한다.
음향파 소자(특히 사다리형 필터 및/또는 임피던스 필터 및/또는 커플링 필터)에 대해 위에서 설명된 바와 같이, 트랜스듀서 구조의 전극 수단에서 전파하는 벌크파의 주파수를 사용하면, 고주파, 특히 3 GHz 를 초과하는, 더욱 특별히 3.5 GHz 초과하는 고주파에서 기여를 생성할 수 있다.
이러한 매립된 전극 수단을 트랜스듀서 구조에 사용하면, I 라인 리소그래피와 같은 제조 장비를 변경하지 않고도 벌크 압전 기판에 비해 음향파 소자의 성능 및 적용 범위를 향상시킬 수 있다.
도 9a 및 도 9b는 제7 실시예로서 본 발명의 효과적인 구현을 예시하는 전형적인 시장 수요, 예를 들면 5G sub-6-GHz (C-대역) 필터링을 위한 필터의 실제적인 예를 나타낸다. 실제 예는 실리카 위의 LiTaO3에 매립된 Al 전극을 기반으로 하고, 다음 매개변수들을 사용하였다. 피치 p = 1 μm로 2 μm의 파장 λ를 생성하여, 도 5에 나타낸 것과 같이 5 GHz 근처에서 공진을 제공하고 전극과 압전층의 두께는 700nm 이고, 따라서 te/λ 의 비율은 0.35 이다. SAW 사다리형 필터 설계의 일반적인 접근 방식에 따르면 직렬 분기의 공진은 병렬 분기의 반공진에서 발생한다.
본 발명에 따른 이 실시예는, 예를 들어 I 라인 리소그래피와 단일 금속층 증착을 사용하는 표준 SAW 제조 기술을 사용하여 단일 배치로 제조될 수 있다. 격자 피치 p 및/또는 종횡비 a/p 및/또는 te/λ 비율을 사용하여 공진 주파수의 미세 조정을 수행할 수 있다. 특성을 개선하기 위해, 도 7a 및 도 6에 예시된 것과 같은 패시베이션층(passivation layer) 또는 브래그 미러를 사용할 수 있다.
실제 예의 필터는 도 1 나타낸 것과 같은 기본 트랜스듀서 구조를 기반으로 한다. 이러한 접근 방식을 기반으로 공진기가 형성되고 직렬 및 병렬로 결합되어 셀을 형성하고, 셀들은 기술분야에 잘 알려져 있는 것처럼 캐스케이드 또는 사다리-필터 구조로 배열될 수 있다.
실제 예에서는 각각의 재료 비율 a/p 는 0.6 과 0.65 인 두개의 35% 격자가 사용되었다. 두 경우 모두 고조파 어드미턴스와 임피던스가 계산되었으며 도 9a에 도시되었다. a/p = 0.65 인 격자의 공진은 a/p = 0.6 격자의 반공진에 가까운데, 이것은 위에서 언급한 사다리형 필터 설계의 전제 조건이다.
기술분야에 알려진 바와 같이 4 π-셀 필터의 전달 함수가 응답을 결합함으로써 계산될 수 있고, 그 결과가 도 9b에 나타나 있다. 전달 함수는 전극이 700 nm만큼 두꺼운 전극으로 5 GHz 이상에서 작동하는 초소형 필터가 전극이 본 발명에 따라 매립될 때 개선된 전력 처리를 허용한다는 것을 나타낸다. 이 구성에서는 물리적 마이그레이션이 없다. 본 발명의 필터는 LiTaO3에 대해 10% 를 초과하는 결합 인자 ks 2 을 제공한다. 이것은 두 재료 간의 스케일링을 고려하여 LiNbO3를 사용하여 개선할 수 있다.
제안된 설계는 300 MHz의 대역폭을 나타낸다. 공진-반공진 조건을 조정함으로써 개선된 정합은 400 MHz 정도의 고대역폭으로 이어질 수 있다. 위에서 언급한 것처럼 튜닝은 피치 및/또는 비율 a/p 를 조정하는 것으로 구성될 수 있다.
도 10a는 또한 전극의 전극 전단 모드의 더 높은 고조파 모드가 여기될 수 있음을 나타낸다. 도 10a는 실제로 3차 고조파의 전단 운동을 나타낸다. 이 모드에서는 각 전극에서 4개의 중성 진동 점 또는 선이 관찰된다. 도 10a에 나타낸 것과 같은 전극 전단 모드는, 700 nm 두께의 Al 수직 전극, 금속 비율 a/p 는 0.5, 피치는 1.4 μm, 압전층은 LiTaO3 (YXℓ)/42° 인 트랜스듀서 구조에 대해 얻어진다. 도 7b와 다르게, 여기서 3차 고조파는 전극의 가장자리에서 상당한 진동을 발생시켜 커플링이 특성화될 수 있는 모드의 시그니처를 생성한다. 도 10b에서 도 4a에 나타낸 것처럼 다른 유형의 전극보다 더 나은 Q를 생성하는 피라미드 모양의 전극을 고려하여 LTO, Si, SiO2 및 사파이어 기판에 대한 비교를 수행하였다. 다른 매개변수는 도 10a와 동일하다.
도 10b 및 도 10c는 다양한 베이스 기판, LiTaO3, SiO2, Si 및 사파이어에 대한 상응하는 고조파 컨덕턴스 G 및 서셉턴스 B를 나타낸다. 이러한 모드는 8.75 GHz 부근의 높은 공진 주파수로 인해 높은 등가 속도를 나타내므로 중요하다. 대응하는 모드를 여기하기 위해 본 발명에 따른 트랜스듀서 구조를 이용하면 고주파 소스의 개발에 유리하게 사용될 수 있다. 서셉턴스에 대한 부호 변화를 나타내는 도 10c는 모드의 결합이 유효함을 나타낸다.
도 11은 본 발명의 제8 실시예를 나타낸다. 도면은 본 발명의 제1 실시예에 따른 표면 탄성파 소자를 위한 맞물린 트랜스듀서 구조(200)를 나타낸다. 맞물린 트랜스듀서 구조(200)는 압전 층(212)에 매립된 복수의 전극 수단들(206, 208)을 각각 포함하는 맞물린 빗형 전극들(202, 204)의 쌍을 포함한다.
제1 실시예에서와 같이, 전극 수단(206, 208)은 핑거(206, 208)의 형상을 가진다. 실시예의 변형에 따르면, 전극 수단은 또한 동일한 빗형 전극에 속하는 2개 이상의 직접 이웃하는 전극 핑거들을 포함하는 분할 핑거들(206, 208)을 가질 수 있다.
압전층(212)은 베이스 기판(214)을 더 포함하는 복합 기판(210)의 일부이다. 압전층은 다른 실시예에서 설명된 것과 재료가 동일하고 두께에 따른 특성도 동일하다.
베이스 기판(214)의 두께는, 열 팽창을 압전층(212)에 부과하고, 온도 변화에 대한 트랜스듀서의 민감도를 줄이기 위해, 압전층(212)의 두께보다 더 클 수 있다. 베이스 기판 두께는 압전층(212)의 두께보다 적어도 10배 더 큰 것이 바람직하다.
베이스 기판(214)은 제1 실시예와 동일한 재료이다.
베이스 기판(214)에 대해 다른 재료를 사용함으로써, 설계의 유연성이 향상될 수 있다.
쌍을 이루어 맞물린 빗형 전극들(202, 204)은 복수의 전극 핑거들(1206, 1208)을 포함한다. 전극 핑거들, 예를 들어 각각 206_1, 208_1 에서 206_4, 208_4 및 208_5, 206_7 에서 208_8, 206_10 은 서로 맞물리고, 그들의 빗형 전극들(202, 204)을 통해 교류 전위에 연결되고, 압전층(212)에 매립된다. 도시된 것처럼 교류 전위는 +V 및 -V 일 수 있으며, 변형에 따르면, 질량 및 부하/소스 전위일 수 있다. 전극 핑거는 금속이며, 모두 동일한 길이 ℓ, 너비 w, 두께 t 를 가진다. 또한, 마찬가지로 λ/2로 정의된 전극 피치 p 가 트랜스듀서 구조(200)에 사용된다. 전극 핑거들의 수는 고정되지 않고, 상기 소자는 도 11에 예시된 것보다 많게 또는 적게 포함할 수 있다.
본 발명의 변형에 따르면, 전극 핑거들(206, 208)은 또한 상이한 길이 ℓ, 너비 w, 두께 t e 를가질 수 있다.
제1 실시예에서와 같이, 두께 t e 는 압전층(212)의 두께보다 작거나 같다.
제8 실시예는 트랜스듀서 구조(200)가 제2 영역이라고도 하는 영역(218)을 추가로 포함하는 점에서 특징이 있다. 이때 2개의 이웃하는 전극 핑거들(208_4 및 208_5)(직접 이웃하는 전극 핑거들도 의미함)은 동일한 전위(여기서는 +V)에 연결되고, 사이에는 대향하는 맞물린 빗형 전극(202)으로부터의 전극 핑거들(206)이 없다. 2개의 이웃하는 전극 핑거들(208_4, 208_5)은 또한 -V, 또는 질량, 또는 부하/소스 전위 VIN(미도시)에 연결될 수 있다. 이와 관련하여 제1 영역 또는 제1 영역들은 직접 이웃하는 전극 핑거들이 서로 다른 빗형 전극들에 속하는 트랜스듀서 구조의 일부이다.
변형에 따르면, 전극 수단들(206, 208)이 동일한 전위를 가진 2개 이상의 이웃하는 핑거들의 분할 핑거들(206, 208)로 나타난다. 동일한 전위에 연결된 2개의 이웃하는 전극 수단(206, 208)은 분할 핑거들(208)과 동일한 전위에 연결된 분할 핑거들(206)의 모든 핑거들을 지칭할 수 있다. 그러나 분할 핑거(206)의 적어도 하나의 전극 핑거가 분할 핑거(208)와 동일한 전위에 연결될 수도 있다.
도 11에서, 영역 또는 제2 영역(218)은 실제로 트랜스듀서 구조(200)의 중간에 배치되어, 영역(218)의 좌우 양측에 8개의 전극 핑거들 또는 4개의 전극 핑거 쌍들이 존재한다. 실시예의 변형에 따르면, 영역(218)은 전극 핑거 쌍들이 영역(218)의 양쪽에 고르게 분포되지 않도록 트랜스듀서 구조의 다른 위치에 배치될 수 있다. 영역(218)은 또한 트랜스듀서 구조(200)의 어느 한쪽 말단에 배치될 수 있다.
전술한 바와 같이, 전극 핑거들(206_1, 208_1 내지 206_4, 208_4) 및 전극 핑거들(208_5, 206_5 내지 208_8, 206_8)는 서로 맞물려 있고 교류 전위를 갖는다. 실제로, 영역(218)의 존재로 인해 영역(218)의 왼쪽에서 서로 맞물린 전극 핑거들(206_1, 208_1 내지 206_4, 208_4)이 각각 교류 전위 -V/+V에 있는 반면, 영역(218)의 우측에서, 맞물린 전극 핑거들(208_5, 206_5 내지 208_8, 206_8)은 각각 교류 전위 +V/-V에 있다.
교류 전위로 연결된 쌍을 이루어 이웃하는 전극 핑거들은 전기 음향 소스를 정의한다. 예를 들어, 도 11에서 교류 전위 -V/+V에 연결된 이웃하는 서로 맞물린 전극 핑거들(206_1 및 208_1)은 전기 음향 소스(220)를 정의한다. 그러나 교류 전위 +V/-V에 연결된 이웃하는 맞물린 전극 핑거들(208_1, 206_2)은 또한 전기 음향 소스(222)를 정의한다. 따라서, 이웃하는 맞물린 전극 핑거들의 쌍(206_2, 208_2 내지 206_4, 208_4)은 각각 또한 전기 음향 소스(220)를 정의한다. 이웃하는 서로 맞물린 전극 핑거들의 쌍(208_2, 206_3 및 208_3, 206_4)은 각각 전기 음향 소스(220)를 정의한다. 특히, 영역(218)의 왼쪽에는, 총 8개의 맞물린 전극 핑거들(206_1, 208_1 내지 206_4, 208_4)에서, 4개의 활성 전기 음향 소스들(220)과 3개의 활성 전기 음향 소스들(222)이 존재한다.
영역(218)의 오른쪽에서, 예를 들어 교류 전위 +V/-V에 연결된 이웃하는 맞물린 전극 핑거 쌍(208_5 및 206_5)은 또한 전기 음향 소스(222)를 정의하고, 교류 전위 -V/+V에 연결된 이웃하는 맞물린 전극 핑거 쌍(206_5, 208_6)은 전기음향 소스(220)를 정의한다. 영역(218)의 오른쪽에서, 총 8개의 맞물린 전극 핑거들(208_5, 206_5 내지 208_8, 206_8)에서, 4개의 활성 전기 음향 소스(222)와 3개의 활성 전기 음향 소스(220)가 존재한다. 그러나 여기에서, 영역(218)의 좌측 상의 전기-음향 소스(220, 222)는 영역(218)의 우측 상의 전기-음향 소스(222, 220)와 위상이 반대이다(특히 π).
그러나, 전극 피치 p 가 λ/2로 정의되기 때문에, 이는 트랜스듀서 구조(200)가 브래그 조건에서 동기 모드에서 작동하고 있음을 의미한다. 따라서, 영역(218)의 좌측에 있는 복수의 전기-음향 소스들(220, 222)은 모두 위상이 동일하고 서로 결맞는 반면, 영역(218)의 우측에 있는 복수의 전기-음향 소스들(222, 220)도 모두 위상이 같고 서로 결맞음이 있다.
영역(218)에서는, 모두 동일한 전위에 연결되기 때문에, 두 개의 이웃하는 전극 핑거들(208_4, 208_5) 사이에는 전기 음향 소스(220 또는 222)가 존재하지 않는다.
변형에 따르면, 전위의 극성이 제1 및 제2 맞물린 빗형 전극들(206, 208) 사이에서 교환되거나, 하나의 빗형 전극에 질량이 연결되고 다른 빗형 전극에 부하/소스 전위 VIN 가 연결될 수 있다.
트랜스듀서 구조(200)의 제2 영역(218)의 존재로 인해, 영역(218)의 왼쪽에 있는 전기 음향 소스가 영역(218)의 오른쪽에 있는 전기 음향 소스와 위상이 반대에 있기 때문에, 트랜스듀서 내의 전기 음향 소스의 위상이 π 만큼 반전된다. 따라서 동일한 빗형 전극에 연결된 두 개의 전극 핑거의 각 측면에서 트랜스듀서를 향하여 방출되는 에너지를 결합하여 트랜스듀서의 전기 음향 소스 사이에 상쇄 간섭이 생성된다. 반면에 트랜스듀서 외부로 방출된 에너지는 실제로 발사되어 SAW 소자의 트랜스듀서 구조 양쪽에 위치한 미러에 의해 반사된다.
그러므로 예를 들어 도 1에 보인 것처럼 모든 전극 핑거들이 교류 전위에 있는 경우, 트랜스듀서 구조(200)에서 결맞고 위상이 동일한, 트랜스듀서 구조(200)에 존재하는 전기음향 소스의 양은 동일한 크기의 트랜스듀서 구조에 비해 감소된다. 결과적으로 트랜스듀서 구조의 전기기계적 결합 계수 ks 2 가 감소했다.
이 특정 실시예에서, 트랜스듀서 구조(200)의 영역(218)의 왼쪽 및 오른쪽은 정확히 동일한 수, 즉 8개의 맞물린 전극 핑거(206 및 208)를 가지며, 결과적으로 7개의 활성 전기 음향 소스를 생성하고, 영역(218)은 트랜스듀서 구조(200)의 중간에 위치한다. 여기에서, 트랜스듀서 구조(200)의 전기기계적 결합 계수 ks 2 는 1/2배 감소한다. 다시, 트랜스듀서를 향하는 동일한 빗형 전극에 연결된 두 전극 핑거의 양쪽에서 방출되는 에너지를 결합하여 트랜스듀서 구조의 전기-음향 소스 사이에 상쇄 간섭이 생성되는데 반해, 트랜스듀서 외부로 방출되는 에너지는 실제로 발사되어 미러에 의해 반사된다. 따라서 트랜스듀서 효율은 1/2배 감소한다.
또한, 복합 기판(212)의 계면(216)에서 반사되는 모드의 위상 결맞음 가능성도 종래 기술 상황과 비교하여 바뀐다. 트랜스듀서 구조 내에서 위상이 이동하면 위상 정합 조건과 일치하지 않는 파동을 감지할 기회가 없다. 따라서 인터페이스(216)로부터 반사된 음향파의 검출이 감소하고, 이는 차례로 트랜스듀서 구조(200)를 기반으로 하는 SAW 소자의 필터 성능에서 이러한 반사로 인한 원치 않는 주파수에서 기생 공진의 감소로 이어질 것이다.
따라서, 본 발명에 따른 트랜스듀서 구조(200)에서 음향파의 생성 및/또는 검출은 트랜스듀서 구조(200)에 존재하는 위상이 동일한 전기음향 소스의 양에 의해 제어된다. 동일한 전위에 연결된 두 개의 이웃하는 전극 핑거를 가짐으로써 기생 모드를 거부하여 트랜스듀서 구조의 효율성에 긍정적인 영향을 미치는 구조 내에서 π 의 위상 변화를 초래한다. 전극 핑거의 너비 또는 길이 또는 전극 간 거리와 같은 트랜스듀서의 치수를 변경할 필요가 없다. 치수 변경은 그러한 구조들을 제조하는 기술에 영향을 미치고 위에서 설명한 트랜스듀서 구조를 이용하는 공진기의 품질을 크게 감소시킬 수 있다.
제8 실시예의 변형에 따르면, 하나 이상의 영역(218)이 트랜스듀서 구조에 존재할 수 있고, 따라서 트랜스듀서 구조에서 억제된 전기-음향 소스들의 수를 증가시키고, 이에 의해 전기기계적 결합 계수 ks 2 를 추가로 감소시킨다. 이것은 필터의 대역폭을 제어하는 효율적인 방법이므로, 다양한 필터 대역을 처리할 수 있는 더 많은 자유도를 제공한다.
다른 변형에 따르면, 2개보다 많은 이웃하는 전극 수단들(208_4, 208 5)은, 3개 이상과 마찬가지로, 동일한 전위에 연결될 수 있고, 추가 소스들을 억제할 수 있다. 또한, 다른 변형에 따르면, 억제된 소스가 있는 하나 이상의 영역이 존재할 수 있다. 이 경우, 트랜스듀서 구조의 확장에 걸쳐 무작위 방식으로 그것들을 분배하는 것이 유리할 것이다. 더 많은 영역이 있는 경우, 동일한 전위에 연결된 이웃하는 전극 수단의 수가 다르다.
도 12a 내지 도 12c는 본 발명의 제9 실시예의 3가지 변형을 나타낸다. 위에서 설명한 경우와 달리, 도 1 또는 도 4a 내지 도 4c에 도시된 예와 같이, 압전층 내의 홈들(grooves)은 전도성 재료(특히 Al 또는 Al 합금과 같은 금속)로만 채워지며, 제9 실시예의 변형에 따르면, 트랜스듀서 구조는 또한 압전층의 홈 내부에 유전체 재료를 포함한다. 이러한 차이점 외에, 제6 실시예의 변형은 제1 실시예와 동일한 구조적 특징 및 특성을 가지며, 제2 내지 제8의 다른 실시예의 임의의 하나 또는 조합과 결합될 수 있다.
도 12a는 서로 다른 빗형 전극들에 각각 속하는 2개의 이웃하는 전극 수단(612, 614)을 갖는 제9 실시예의 제1 변형의 트랜스듀서 구조(600)의 부분 절단도를 나타낸다. 전극 수단(612, 614)은 부착층(608)을 통해 베이스 기판(606) 상에 제공된 압전층(604)의 홈(616, 618)에 매립된다. 이 실시예에서 홈들(616, 618)의 측면과 바닥면의 벽들은 전도성 물질(620, 622), 예를 들어 위에서 설명한 Al 또는 Al 합급으로 덮인다. 홈들(616, 618)의 나머지 부분은 유전체 재료(624, 626), 특히 다이아몬드 탄소로 적어도 부분적으로 채워진다.
도 12b는 제9 실시예의 변형에 따른 트랜스듀서 구조(650)를 나타낸다. 제1 변형(600)에 사용된 것과 동일한 참조 번호를 갖는 요소들은 다시 설명되지 않고 참조된다.
이 변형에 따르면, 홈들(652, 654)은 부착층(608)까지 전체 압전층을 통해 연장된다. 다시 홈들(652, 654)의 측벽들과 홈의 바닥이 덮이고, 이제 베이스층(606)과 접촉하는 부착층(608)은 전도성 재료(656, 658)로 덮인다. 홈들(652, 654)의 나머지 부분은 유전체 재료(660, 662)로 적어도 부분적으로 채워진다. 제1 변형에서 사용한 재료와 동일한 재료들이 사용될 수 있다.
이 실시예에서 주목할 점은 금속 재료(특히 Al계 금속들) 중 하나보다 더 큰 위상 속도를 갖는 재료를 사용할 수 있는 것이다. 그 결과 실시예 1에 비해 이 실시예에 의해 더 높은 주파수에 도달할 수 있다.
도 12c는 트랜스듀서 구조(690)의 제3 변형을 나타낸다. 제2 변형에 대한 유일한 차이점은 유전체 재료(692 및 694)가 홈(696 및 698)의 전체 두께를 통해 연장되어 부착 층(608)에 도달하는 것으로, 그 결과 홈(696, 698)의 측벽만 전도성 물질(656, 658)로 덮인다.
도 13a 내지 도 13d는 제9 실시예에 따른 제1 변형을 획득하는 방법을 나타낸다.
홈들(616, 618)은 도 13a에 도시된 바와 같이 압전층(604) 내로 에칭된다. 그 다음, 도 13b에 도시된 바와 같이 금속 증착 단계가 수행되어, 금속층(700)으로 압전층(604)과 홈(616, 618)의 벽을 덮는다. 이어서, 유전층(702)이 금속층(700) 위에 증착되어, 홈들(616, 618)은 적어도 부분적으로 유전체 재료로 채워진다. 이것은 도 13c에 도시되어 있다. 마지막으로 연마 단계가 수행되는데, 예를 들어 CMP 연마 단계를 통해 트랜스듀서 구조(600)를 얻을 수 있다.
트랜스듀서 구조(650)의 제2 변형은 홈이 압전층(604)을 통과해 베이스 기판(606)까지 도달하도록 에칭 단계를 적용함으로써 얻어질 수 있다.
도 14a는 도 12b와 같은 구조의 컨덕턴스(conductance) G와 서셉턴스(susceptance) B의 수치 시뮬레이션 결과를 나타내고, 도 14b는 도 12b와 같은 구조의 컨덕턴스 G와 서셉턴스 B, 그리고 저항(resistance) R과 리액턴스(reactance) X에 대한 수치 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 시뮬레이션에서 다이아몬드-카본은 유전체 재료로 사용되었고 알루미늄은 홈 내부의 금속으로 사용되었다. 압전층(604)은 LiTaO3 (YXℓ)/42° 이다. 베이스 기판(606) 또한 실리카(SiO2)의 부착층(608)에 의해 압전층(604)에 결합된 (동일한 결정면으로 절단된)탄탈산 리튬 이다.
호모타입 바운딩(homotype bounding)이라고도 하는 이 구조는 동일한 재료를 기판으로 사용하고 압전층이 SiO2를 사용하여 접합되는 것을 의미한다. SiO2는 압전층 두께와 따라서 여기층(excitation layer) 두께를 제어하기 위해 에칭 정지층으로 사용될 수 있다. SiO2는 또한 TCF를 줄이는 데 도움이 될 수 있다. 실리카 부착층 아래의 구조 부분은 원하지 않는 모드가 소산되는 복사영역이고, 반면 원하는 모드는 부착 층(608) 위의 가이딩 영역(guiding domAlN)에 남는다.
기계적 주기 또는 전극 피치 p는 1.4 μm이고, 100 nm 두께의 금속층(656, 658)과 400 nm 두께의 AlN/탄소 다이아몬드 유전체 충전 재료(660, 662)를 가진 매립된 전극의 두께는 500 nm이다. 시뮬레이션에서 a/p = 0.5 에 가까운 종횡비 압전/전극 비율이 사용되었다. 관찰된 모드는 누설파에 해당하지만, 12 km.s-1 의 위상 속도에서 2.2% 의 결합 계수에 대해 공진시 품질계수 Qr 과 반공진시 품질계수 Qa 는 각각 400과 670으로 밝혀졌다.
도 14c는 수치 시뮬레이션에 의해 얻어진 전극 모드를 나타내는데, 압전층(604)이 덜 움직이는 반면, 전극, 즉 금속 부분(656) 및 유전체 부분(660)에 존재하는 진동과 같은 전단 모드를 가진다. 도 14c는 압전층(604), 매립된 전극과 부착층(608)의 유한 요소 메쉬(finite element mesh)를 예시한다. 시뮬레이션에서 경계 조건은 부착층(608) 아래의 복사 영역에서의 파동 거동을 고려한다. 도 12b와 같은 구조에서 유전체(660, 662)로 질화알루미늄(AlN) 사용하여, 도 15b는 고조파 컨덕턴스 G 와 서셉턴스 B 의 수치 시뮬레이션 결과를 나타내고, 도 15b는 고조파 컨덕턴스 G 와 서셉턴스 B 고조파 저항 R과 리액턴스 X를 나타낸다. 유전 물질 외에 다른 모든 구조적 매개변수는 동일했다. AlN는 다이아몬드형 탄소에 비해 위상 속도가 11.3 km.s-1 로 감소했다. 이 변형에 따르면, 결합 계수는 4.4% 이고, 품질 계수는 Qr = 1850 및 Qa = 990 으로 관찰된다.
도 16a는 고조파 컨덕턴스 G와 저항 R에 대한 수치 시뮬레이션 결과를 보여주고, 도 16b는 공진(resonance)을 확대한 것이고, 도 16c는 반공진(anti-resonance)을 확대한 것이다. 이 변형에서 유전체(660, 662)는 도 12b에 도시된 바와 같은 구조의 이산화규소 SiO2이다. 유전 물질 외에, 다른 모든 구조적 매개변수는 제9 실시예의 제1 및 제2 변형에서와 동일하였다.
SiO2의 사용은 관찰된 모드의 금속 재료로 독점적으로 채워진 홈이 있는 트랜스듀서 구조와 비교하여 TCF를 향상시킨다. 이것은 SiO2의 TCF 계수가 +80 ppm.K-1 로, 금속의 TCF 계수와 반대이기 때문이다.
실제로, 여기에서 SiO2를 유전체(660, 662)로 사용할 때, TCF 값은 공진에서 -11 ppm.K-1, 그리고 반공진에서 -14.7 ppm.K-1 로 관찰된다. 결합 계수는 6.7% 이고, 공명의 품질 계수 QR 은 5000보다 크고, 반공명의 품질계수 QAr은 약 650보다 작지만, 설계의 구조적 매개변수를 최적화하여 개선할 수 있다.
관찰된 TCF 수치는 도 16d에 도시된 바와 같이 트랜스듀서 구조(650) 위에 SiO2의 추가층을 제공할 때 훨씬 더 개선될 수 있다. 이것은 제9 실시예의 제4 변형에 따른 트랜스듀서 구조(670)를 나타낸다. 트랜스듀서 구조(670)는, SiO2의 추가층(672)의 존재를 제외하고, 도 12b의 트랜스듀서 구조(650)에 대응한다. 유전체 재료는 또한 도 12c에 도시된 바와 같이 부착층(608)을 통해 아래로 연장될 수 있다.
이러한 층을 제공하는 또 다른 측면은, 도 7과 관련하여 이미 위에서 설명한 바와 같이, 관찰된 기본 모드를 소산시키는 데 필요한 경우 기판(606)의 SSBW 속도 이상으로 기본 전단 모드를 가속하기 위해 모드의 위상 속도를 가속시키는 것이다.
홈들을 채우고 추가층(672)을 제공하기 위해 동일한 유전체 물질을 사용하는 대신에, 2개의 상이한 물질이 사용하여 TCF 및 위상 속도를 더욱 최적화할 수 있다.
도 17a 및 17b는 본 발명의 제10 실시예의 두 가지 변형을 나타낸다. 전극 모드가 표준 유도 전단 모드(예를 들어, 도 7d에 설명된 기본 유도 전단 모드)와 동시에 관찰될 수 있는 상황이 발생할 수 있다.
이러한 상황은 SiO2에 LiTaO3 압전층이 있는 POI 복합 기판을 사용할 때도 발생할 수 있다. 이러한 POI 기판의 전형적인 예는 Si(100)의 베이스 기판 위의·1 μm 트랩-리치 다결정 Si 층 위의 500 nm 두께 SiO2 위에 600 nm 두께의 LiTaO3 이다. 이 구성에서 기본 유도 전단 모드의 지속성은 3800 m.s-1 내지 4200 m.s-1 사이의 위상 속도에서 관찰되므로, 전극 모드보다 약 2.5배 높은 주파수에서 전극 모드를 사용하여 고주파 대역을 처리할 때, 잠재적인 문제가 발생한다.
이미 언급한 바와 같이, 도 3a 내지 도 3f에 관한 설명을 참조하면, 베이스 기판(106, 205, 306, 406, 506, 606)의 선택이 중요한 역할을 한다. 실제로, 기판의 SSBW 속도가 압전층에서 기본 음향 벌크 전단 모드 중 하나보다 작은 경우, 벌크 전단 모드는 베이스 기판에 진입하여 내부에서 소산한다.
기본 유도 전단 모드의 기여는 Si(111) 베이스 기판을 사용하여 이미 감소시킬 수 있으며, 이 기판은 Si(100)의 SSBW 속도보다 더 작은 SSBW 속도, 5650 m.s-1 대신에 일반적으로 4700 m.s-1 이하를 갖는 이점을 보여준다. (YXw)/45°에 해당하는 Si 방향은 그 목적에서 특히 주목받는다. 그러나 이 경우 이미 설명한 대로 몇 가지 고차 모드를 억제하더라도, 여전히 관찰되는 기본 전단 유도 모드의 시그니처가 있다.
기본 유도 전단 모드의 나머지 기여를 더욱 감소시키기 위해, 제10 실시예에 따른 트랜스듀서 구조는 스택 내에 적어도 하나의 추가층을 포함한다. 추가층은 기본 유도 전단파를 가속하여 그 속도를 기판의 SSBW 속도 이상으로 올리기 위해 선택된다.
도 17a에 도시된 바와 같은 트랜스듀서 구조(700)는 여기에서 SiO2층(706) 상에 알루미늄으로 제조된 매립된 전극들(712, 714, 716)을 가지는 LiTaO3 압전층(704)을 포함한다. 상기 구조는 Si(111)의 베이스 기판(710) 위의 트랩-리치 다결정 Si층(708)을 더 포함한다.
트랜스듀서 구조(700)는 SiO2층(706)과 트랩 리치층(708) 사이에 끼워진, 고속 저손실층이라고도 불리는, 추가층(718)을 더 포함한다. 고속층(718)은 AlN, Al2O3, Si3N4 또는 SiC 층 중 하나이다. 이러한 모든 재료들은 10 km.s-1 이상의 압축 체적파 속도 값과 5 km.s-1 이상의 전단 체적파 속도를 나타낸다. 다른 방법으로 고속층(718)을 탄소 기반, 예를 들면, 단결정 다이아몬드, 비정질 카바이드 층, 나노-그레인 다결정 다이아몬드(NCD) 및 압축파 속도를 15 km.s-1 이상으로 전단파 속도를 7 km.s-1 이상으로 올릴 수 있는 모든 다이아몬드형 탄소(diamond-like carbon) 층으로 제조할 수 있다.
도 17b는 제10 실시예의 제2 변형예를 나타낸다. 이것은 제1 변형에 기초하지만, 마찬가지로 고속 저손실층인 제2 추가층(720)을 추가로 포함하며, 제2 추가층은 제1 추가층(718)과 동일하거나 상이한 재료일 수 있다. 두 층(718, 720)은 모두 기본 유도 전단 모드의 속도를 가속시킨다. 도 18a는 본 발명에 따른 트랜스듀서의 실제적인 예를 나타내는 전자현미경에 의해 촬영된 이미지를 나타낸다. 이 사진은 도 1에 도시된 제1 실시예의 구조에 대응하는 트랜스듀서 구조(800)의 측면 절단면을 보여준다. 트랜스듀서 구조(800)는 LiTaO3 (YXℓ)/42° 벌크 기판(804)에 매립된 알루미늄 전극들(802)을 갖는다. 전극들(802) 위의 층(806)과 벌크 기판(804)의 표면은 트랜스듀서의 특성을 측정한 후 추가되었으며, 이미징 목적을 위한 대비(contrast) 향상층 역할을 한다. 피치는 p = 3.4 μm이었고, 전극(802)의 높이는 h = 510nm, 종횡비 a/p 는 0.5 이었다. 구조는 50쌍의 전극수단들을 가졌다.
도 18b는 직사각형(808)에 의해 강조 표시된 영역의 확대도로서, 전극(802)의 형상을 나타낸다. 벌크 기판(804)의 홈은 사다리꼴 형상을 가지며, 평행한 면 중 더 긴 것이 벌크 기판(804)의 표면(810)과 정렬된다. 측벽들(812, 814)은 약간 오목한 형상이고, 바닥 표면(814)은 볼록하다.
도 18c는 도 18a 및 18b에 도시된 실제 예의 거동을 시뮬레이션하기 위해 사용된 압전기판(804)에 매립된 실제 예의 전극(802) 형상을 시뮬레이션하는 유한 요소 메쉬(820)를 나타낸다.
도 19a는 실제 예의 컨덕턴스(conductance) 및 저항(resistance)의 실험적 측정을 나타낸다. 도 19b는 도 18c에 도시된 구조의 수치적 시뮬레이션에 의해 구해진 컨덕턴스(conductance) 및 저항(resistance)의 결과를 나타낸다.
도 18a 및 도 18b에 나타낸 방법으로 제작된 소자는 모드의 위상 속도가 10950 m.s-1, 결합 계수 Ks 2 가 1,85%, 그리고 품질 계수는 Oar = 350 이었다. 모드는 기본 전단 모드의 580 MHz보다 훨씬 높은 약 1.6 GHz의 주파수에서 관찰되었다. 측정된 컨덕턴스와 저항은 도 19a에 나와 있다.
도 18c에 나타낸 것 같은 FEM 메쉬를 사용하고, 무한히 긴 트랜스듀서 구조를 고려한 시뮬레이션 결과는 위에서 설명한 전극 모드에 대한 실험 결과와 일치하는 결과를 제공하였다. 속도는 10862 m.s-1, 결합 계수 Ks 2 는 0.62% 그리고 품질 계수 Qar 는 100 정도로 측정되었다. 또한 모드는 약 1.6 GHz에서 발생하며, 컨덕턴스 및 저항 종속성에서 유사한 동작을 보인다.
본 발명의 실시예에 대해 많은 예가 설명되었다. 그럼에도 불구하고, 다음 청구범위를 벗어나지 않고 다양한 수정 및 개선이 이루어질 수 있다.

Claims (42)

  1. 음향 소자를 위한 트랜스듀서 구조(100, 200, 300, 408, 410)에 있어서,
    압전층(104); 및
    피치 p를 가지는 복수의 전극 수단들(112_i, 114_j, 418, 420)을 포함하는 쌍을 이루어 맞물린 빗형 전극들(108, 110, 412, 414);을 포함하며,
    맞물린 빗형 전극(108, 110, 412, 414)의 전극 수단은 압전층(104)에 매립되고,
    상기 전극 수단의 음향 임피던스는 압전층의 음향 임피던스보다 작은 것을 특징으로 하는, 트랜스듀서 구조.
  2. 제1항에 있어서,
    피치 p는, 상기 트랜스듀서의 작동 음향 파장을 λ 라 할 때, p = λ / 2 로 주어지는 브래그 조건을 만족하는, 트랜스듀서 구조.
  3. 제1항 또는 제2항 중 어느 한 항에 있어서,
    전극 수단(112_i, 114_j, 418, 420)의 폭을 "a"라 하고 피치를 "p"라 할 때, 종횡비 a/p는 0.3 내지 0.75, 특히 0.4 내지 0.65인, 트랜스듀서 구조.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 압전층은 베이스 기판(106) 위에 제공되는, 트랜스듀서 구조.
  5. 제4항에 있어서,
    압전층(604, 704)과 베이스 기판(606, 710) 사이에 부착층(608, 706), 특히 이산화규소(SiO2)를 더 포함하는, 트랜스듀서 구조.
  6. 제4항 또는 제5항에 있어서,
    압전층(704)과 베이스 기판(710) 사이에 고속층(718)을 더 포함하며,
    상기 고속층은, 압전층(104)의 결정 배향과 재료보다 더 높은 전단파의 위상 속도를 허용하는 재료로 제조되는, 트랜스듀서 구조.
  7. 제5항 또는 제6항에 있어서,
    상기 고속층(718)은 부착층(706)과 베이스 기판(710) 사이에 위치하는, 트랜스듀서 구조.
  8. 제4항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
    압전층(704)과 베이스 기판(710) 사이에 트랩 리치층(708), 특히 폴리실리콘 트랩 리치층을 더 포함하는, 트랜스듀서 구조.
  9. 제7항 또는 제8항에 있어서,
    상기 트랩 리치층(708)은 고속층(718)과 베이스 기판(710) 사이에 위치하는, 트랜스듀서 구조.
  10. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서,
    매립된 전극 수단(112_i, 114_j, 418, 420) 및 압전층(104)의 상부에 커버층(402)을 더 포함하는, 트랜스듀서 구조.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 커버층(402)은, 압전층(104)의 재료 및/또는 결정 배향보다 더 높은 전단파의 위상 속도를 허용하는 재료 및/또는 결정 배향으로 제조되는, 트랜스듀서 구조.
  12. 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서,
    압전층(104) 및/또는 전극 수단 아래에 브래그 미러(204)를 더 포함하는, 트랜스듀서 구조.
  13. 제4항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서,
    매립된 전극 수단(112_i, 114_j, 418, 420)의 두께는, 압전층(104)의 두께보다 작거나 같은, 트랜스듀서 구조.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 전극 수단의 두께 te 는 λ > te > 0.1λ 를 만족하는, 트랜스듀서 구조.
  15. 제4항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서,
    베이스 기판(106)의 음향 임피던스는, 압전층(104)의 음향 임피던스 수준인, 특히 압전층(104) 음향 임피던스의 ± 25% 범위 내인, 더욱 특히 압전층(104) 임피던스의 ± 15% 범위 내인, 트랜스듀서 구조.
  16. 제1항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서,
    매립된 전극 수단은, 압전층(104, 203)의 홈들에 채워지는, 트랜스듀서 구조.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 홈들은, 피라미드 형상 또는 사다리꼴 형상(201a) 또는 V-형상 또는 U-형상(201c)의 단면, 및/또는 볼록(207b) 또는 오목(207a) 또는 가리비 모양(207c)의 측벽들 및/또는 바닥을 가지는, 트랜스듀서 구조.
  18. 제16항 또는 제17항에 있어서,
    유전층(211)이 홈들의 바닥(215)에 제공되는, 트랜스듀서 구조.
  19. 제17항에 있어서,
    상기 홈들(616, 618)의 측벽들 및 바닥 벽들은 전도성 재료(620, 622)로 덮이고, 홈들(616, 618)의 나머지 부분은 유전체 재료(624, 626)로 채워지는, 트랜스듀서 구조.
  20. 제17항에 있어서,
    상기 홈들(696, 698)은 압전층(604)을 통해 연장되고, 홈들(696, 698)의 측벽들은 전도성 재료(656, 658)에 의해 덮이고, 홈들(696, 698)의 나머지 부분은 유전체 재료(692, 694)로 채워지는, 트랜스듀서 구조.
  21. 제20항에 있어서,
    압전층(604)을 향한 측벽들만 전도성 재료(656, 658)에 의해 덮이는, 트랜스듀서 구조.
  22. 제18항 내지 제21항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 유전체 재료는, 전도성 재료보다 더 높은 전단파 위상 속도를 갖는 재료인, 트랜스듀서 구조.
  23. 제18항 내지 제22항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 유전체 재료는 상기 전도성 재료의 주파수 온도 계수와 반대 부호를 갖는 주파수 온도 계수를 갖는, 트랜스듀서 구조.
  24. 제18항 내지 제23항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 커버층(672)의 유전체 재료와 상기 홈들(652, 654)에 채워진 유전체 재료(660, 662)가 동일한, 트랜스듀서 구조.
  25. 제1항 내지 제24항 중 어느 한 항에 있어서,
    전극 수단은 망간보다 가벼운 재료, 특히 알루미늄 또는 Cu, Si 또는 Ti를 포함하는 알루미늄 합금으로 제조되는, 트랜스듀서 구조.
  26. 제1항 내지 제25항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 압전층은 탄탈산리튬 또는 니오브산리튬인, 트랜스듀서 구조.
  27. 제1항 내지 제26항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 베이스 기판(106)은 실리카, 석영, 융합 석영 또는 유리 또는 LiTaO3 또는 LiNbO3 또는 실리콘, 특히 Si(111) 중 하나인, 트랜스듀서 구조.
  28. 제1항 내지 제27항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 고속층(718)은 AlN, Al2O3, Si3N4, SiC 또는 탄소 기반 물질, 특히 단결정 다이아몬드, 비정질 카바이드, 나노-그레인 다결정 다이아몬드 중 하나인, 트랜스듀서 구조.
  29. 제1항 내지 제28항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 커버층(402, 672)은 AlN, Al2O3, Si3N4, SiC 또는 탄소 기반 물질, 특히 단결정 다이아몬드, 비정질 카바이드, 나노-그레인 다결정 다이아몬드 중 하나인, 트랜스듀서 구조.
  30. 제1항 내지 제29항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 유전체 재료가 탄소 기반 물질, 특히 단결정 다이아몬드, 비정질 카바이드, 나노-그레인 다결정 다이아몬드, 또는 AlN 또는 SiO2 인, 트랜스듀서 구조.
  31. 제1항 내지 제30항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 쌍을 이루어 맞물린 빗형 전극들(202, 204)은 하나 이상의 영역(218)을 포함하며,
    상기 영역에서 2개 이상의 이웃하는 전극 수단(206, 208)이 동일한 빗형 전극(202, 204)에 속하고, 이웃하는 전극 수단이 서로 다른 빗형 전극에 속한 경우의 거리와 동일한 거리를 가지는, 트랜스듀서 구조.
  32. 제31항에 있어서,
    동일한 빗형 전극에 속하는 2개 이상의 이웃하는 전극 수단이 서로 다른 빗형 전극에 속한 이웃하는 전극 수단과 동일한 기하학적 형태를 가지는, 트랜스듀서 구조.
  33. 제31항 또는 제32항에 있어서,
    동일한 빗형 전극(202, 204)에 속하는 2개 이상의 이웃하는 전극 수단들(206)을 가진 3개 이상의 영역들(218)을 포함하며,
    상기 영역은 트랜스듀서 구조에 걸쳐 무작위로 분포하고, 이웃하는 영역들은 서로 다른 거리를 갖는 것을 특징으로 하는, 트랜스듀서 구조.
  34. 제31항 내지 제33항 중 어느 한 항에 있어서,
    동일한 빗형 전극(202, 204)에 속하는 2개 이상의 이웃하는 전극 수단들(206, 208)을 가지는 영역들(218)은, 동일한 빗형 전극에 속하는 이웃하는 전극 수단의 개수가 서로 다른, 트랜스듀서 구조.
  35. 제1항 내지 제34항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전극 수단은 I-라인 리소그래피에 의해 구현가능한 치수, 특히 350 nm 보다 큰 폭을 가지는, 트랜스듀서 구조.
  36. 제1항 내지 제35항 중 어느 한 항에 따른 트랜스듀서 구조(100, 200, 300, 408, 410)를 적어도 하나 포함하는 음향파 소자(400)에 있어서,
    상기 소자(400)는 음향파 공진기, 및/또는 음향파 필터 및/또는 음향파 센서 및/또는 주파수 소스인, 음향파 소자.
  37. 제36항에 있어서,
    3 GHz 이상의 RF 신호에서 상기 트랜스듀서 구조를 구동하는 무선 주파수(RF) 공급 수단을 더 포함하는, 음향파 소자.
  38. 제1항 내지 제37항 중 어느 한 항에 따른 트랜스듀서 구조를 사용하는 방법에 있어서,
    전단 모드를 여기시키기 위해, 두개의 맞물린 전극들에 교류 전위를 인가하는 단계를 포함하며,
    상기 전단모드는 압전층에 비해 전극 수단에서 더 큰 진동 진폭을 가지고, 압전층의 기본 전단파 모드보다 더 높은 등가속도를 가지는, 트랜스듀서 구조 사용 방법.
  39. 제38항에 있어서,
    상기 전단 모드는 압전층에 비해 전극 수단에서 우세하게 발생하는, 트랜스듀서 구조 사용 방법.
  40. 제1항 내지 제39항 중 어느 한 항에 따른 트랜스듀서 구조를 사용하는 방법에 있어서,
    짝수개의 중성선들을 가진 전극수단에서 전단 모드를 여기시키기 위해, 두개의 맞물린 전극들에 교류 전위를 인가하는 단계를 포함하며,
    상기 전단 모드는 전극 내에 전단 운동을 나타내지 않고 압전층의 기본 전단파 모드 보다 등가 속도가 높은, 트랜스듀서 구조 사용 방법.
  41. 제38항 내지 제40항에 있어서,
    상기 트랜스듀서 구조는 필터, 특히 사다리형 필터 및/또는 임피던스 필터 및/또는 커플링 필터, 또는 공진기 또는 지연 라인 또는 센서의 일부인, 트랜스듀서 구조 사용 방법.
  42. 제41항에 있어서,
    상기 필터는 3 GHz보다 높은 주파수에서 사용되는, 트랜스듀서 구조 사용 방법.
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