CN114342257A - 声波装置的换能器结构 - Google Patents

声波装置的换能器结构 Download PDF

Info

Publication number
CN114342257A
CN114342257A CN202080062067.1A CN202080062067A CN114342257A CN 114342257 A CN114342257 A CN 114342257A CN 202080062067 A CN202080062067 A CN 202080062067A CN 114342257 A CN114342257 A CN 114342257A
Authority
CN
China
Prior art keywords
transducer structure
piezoelectric layer
electrode
layer
transducer
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202080062067.1A
Other languages
English (en)
Inventor
S·巴朗德拉斯
E·库尔容
F·伯纳德
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Soitec SA
Original Assignee
Fu Ruisienxitong
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from EP19306124.9A external-priority patent/EP3796556A1/en
Priority claimed from EP19306123.1A external-priority patent/EP3796555A1/en
Application filed by Fu Ruisienxitong filed Critical Fu Ruisienxitong
Publication of CN114342257A publication Critical patent/CN114342257A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/02007—Details of bulk acoustic wave devices
    • H03H9/02015—Characteristics of piezoelectric layers, e.g. cutting angles
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
    • H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H3/00—Apparatus or processes specially adapted for the manufacture of impedance networks, resonating circuits, resonators
    • H03H3/007—Apparatus or processes specially adapted for the manufacture of impedance networks, resonating circuits, resonators for the manufacture of electromechanical resonators or networks
    • H03H3/02—Apparatus or processes specially adapted for the manufacture of impedance networks, resonating circuits, resonators for the manufacture of electromechanical resonators or networks for the manufacture of piezoelectric or electrostrictive resonators or networks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/02007—Details of bulk acoustic wave devices
    • H03H9/02015—Characteristics of piezoelectric layers, e.g. cutting angles
    • H03H9/02031—Characteristics of piezoelectric layers, e.g. cutting angles consisting of ceramic
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/02007—Details of bulk acoustic wave devices
    • H03H9/02062—Details relating to the vibration mode
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/02007—Details of bulk acoustic wave devices
    • H03H9/02062—Details relating to the vibration mode
    • H03H9/0207—Details relating to the vibration mode the vibration mode being harmonic
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/02007—Details of bulk acoustic wave devices
    • H03H9/02086—Means for compensation or elimination of undesirable effects
    • H03H9/02102—Means for compensation or elimination of undesirable effects of temperature influence
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/02007—Details of bulk acoustic wave devices
    • H03H9/02086—Means for compensation or elimination of undesirable effects
    • H03H9/02149—Means for compensation or elimination of undesirable effects of ageing changes of characteristics, e.g. electro-acousto-migration
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/02228—Guided bulk acoustic wave devices or Lamb wave devices having interdigital transducers situated in parallel planes on either side of a piezoelectric layer
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/02535—Details of surface acoustic wave devices
    • H03H9/02543—Characteristics of substrate, e.g. cutting angles
    • H03H9/02559—Characteristics of substrate, e.g. cutting angles of lithium niobate or lithium-tantalate substrates
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
    • H03H9/13—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks consisting of piezoelectric or electrostrictive materials
    • H03H9/132—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks consisting of piezoelectric or electrostrictive materials characterized by a particular shape
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/15—Constructional features of resonators consisting of piezoelectric or electrostrictive material
    • H03H9/17—Constructional features of resonators consisting of piezoelectric or electrostrictive material having a single resonator
    • H03H9/171—Constructional features of resonators consisting of piezoelectric or electrostrictive material having a single resonator implemented with thin-film techniques, i.e. of the film bulk acoustic resonator [FBAR] type
    • H03H9/172—Means for mounting on a substrate, i.e. means constituting the material interface confining the waves to a volume
    • H03H9/175—Acoustic mirrors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/15—Constructional features of resonators consisting of piezoelectric or electrostrictive material
    • H03H9/17—Constructional features of resonators consisting of piezoelectric or electrostrictive material having a single resonator
    • H03H9/176—Constructional features of resonators consisting of piezoelectric or electrostrictive material having a single resonator consisting of ceramic material
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/25—Constructional features of resonators using surface acoustic waves

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Manufacturing & Machinery (AREA)
  • Ceramic Engineering (AREA)
  • Materials Engineering (AREA)
  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
  • Electrophonic Musical Instruments (AREA)
  • Paper (AREA)
  • Piezo-Electric Transducers For Audible Bands (AREA)

Abstract

本发明涉及表面声学装置的换能器结构(100)，该换能器结构包括：包括压电层(104)的复合基板、一对叉指式梳状电极(108、110)，该对叉指式梳状电极包括具有满足布拉格条件的节距p的多个电极装置(112_1、112_2、112_3、112_4、114_1、114_2、114_3、114_4)，其中，该叉指式梳状电极(108、110)被嵌入压电层(104)中，使得在使用时，发生电极装置的体积中的波传播模式的激发，并且是结构的主要传播模式。本发明还涉及包括至少一个如上所述的换能器结构的声波装置以及制造所述换能器结构的方法。本发明还涉及在声波装置中的所述换能器结构的电极装置中传播的体波的频率的使用，以生成高频并且特别是高于3GHz的贡献。

Description

声波装置的换能器结构
本发明涉及声波装置，特别地，涉及声波装置的换能器结构。
近年来，表面声波(SAW)装置已经用于越来越多的实际应用(诸如滤波器、传感器以及延迟线)。特别地，由于SAW滤波器能够形成低损耗高阶带通滤波器而不采用具有空前紧凑性的复杂电路，因此，移动电话应用关注SAW滤波器。因此，SAW滤波器在性能和尺寸方面提供了优于其它滤波器技术的显著优点。
在典型的表面声波装置中，在表面传播基板上形成一个或更多个叉指式换能器(inter-digitated transducer(IDT))，并且所述一个或更多个IDT被用于通过利用基板的压电效应将声波转换成电信号以及将电信号转换成声波。叉指式换能器(IDT)包括相对的“电极梳”，其中叉指式金属指被设置在压电基板上。通过电激发所述指来在基板上形成瑞利(Rayleigh)表面声波。其它波类型、剪切波以及纵向偏振波在体积中行进并被吸收，因此需要经优化的金属格栅厚度，以用于滤波器应用。相反地，可以根据在换能器下方的压电基板材料中传播的表面声波来跨所述指产生电信号。
SAW装置通常使用由单片石英、LiNbO3或LiTaO3晶体制成的晶片作为压电材料。然而，根据所使用的压电材料，在LiNbO3或LiTaO3的情况下，压电基板的使用导致对温度的高敏感性，或者在石英的情况下导致弱机电耦合。
此外，弹性波速度通常受到单晶材料特性的限制，特别是考虑到大部分时间保持在3000m/s至4000m/s之间的相速度。实际上，在石英的情况下，瑞利表面声波是最常用的模式，并且它们的相速度从3000m.s-1变化至3500m.s-1。剪切波的使用允许高达5100m.s-1的相速度。在石英中，耦合被限制到0.5％。在钽酸锂的情况下，瑞利波展现出位于3000m.s-1至3500m.s-1的范围内的相速度，但是模式耦合几乎不能达到2％。铌酸锂上的瑞利波达到高达3900m.s-1的相速度，其中耦合因子为5.6％，在IDT上使用SiO2钝化层的情况下，其可能达到8％。
LiTaO3和LiNbO3上的剪切波(也称为伪模式)展现出辐射泄漏(所谓的泄漏模式)。在该情况下，表面部分地引导波。因此，电极格栅在捕获靠近表面的能量中起主要作用。两种材料的相速度都在4000m.s-1至4500m.s-1的范围内。
最后，还可以在LiTaO3基板和LiNbO3基板上沿着某些晶体切口(cut)激发压缩模式，但是这里同样地，所述模式就本质而言是泄漏的，因此需要特定的电极厚度与频率的关系，以最小化因波辐射到体中而造成的泄漏效应。
克服泄漏效应的一种方法已导致复合基板的使用。复合基板包括在基础基板上形成的压电层。复合基板为基础基板提供了大量的材料选择，并且可以选择具有高声波传播速度的基础基板材料，诸如金刚石、蓝宝石、碳化硅或硅。类似于光学装置，这种基础基板的使用使得能够引导模式。
复合基板可以组合强机电耦合(即，大于1％的机电系数ks 2)和温度稳定性(即，小于20ppm/K的频率温度系数(TCF))，并且可以改善SAW装置的性能并提供设计灵活性。
然而，声波装置被限于从约1GHz到3GHz的工作频率，至于给定相速度，梳状电极的电极节距或机械周期p确定由关系式p＝λ/n给出的声波波长λ，其中，n≧2，通常等于2。在高于2GHz的频率工作需要金属尺寸和厚度约为100nm或低于100nm，这存在结构稳定性问题。因此，实际上，当需要更高的工作频率时，难以使梳状电极进一步小型化。这一方面是由于需要使用比现今在SAW工业中使用的I线光刻法的分辨率高的光刻技术，而另一方面是由于在该结构中出现电损耗。
因此，为了创建高于3GHz的SAW装置，需要大量技术努力。
因此，本发明的目的是通过提供一种声波装置的具有改进参数的叉指式换能器结构来克服前述的缺点，并且提供一种可以对超过3GHz的频率起作用但仍可以使用标准I线光刻法制造的声波装置。
本发明的目的通过一种声波装置的换能器结构来实现，该换能器结构包括：压电层；一对叉指式梳状电极，该对叉指式梳状电极包括具有节距p的多个电极装置，其特征在于，叉指式梳状电极的电极装置被嵌入压电层中，并且电极装置的声阻抗小于压电层的声阻抗。根据变型例，可以嵌入整个叉指式梳状电极。
在本发明的装置中，由于将电极装置嵌入了压电层中，并且其中电极装置的声阻抗小于压电层的声阻抗，因此，可以激发基本上被限于电极装置的体积的类似剪切波的传播模式(电极模式)。实际上，边界条件是使得可以激发电极装置内的该剪切振模(shearmode)的条件。由于声阻抗对比，因此，在电极装置的横向边缘处的反射足够大以基本上将能量限制在电极内。由于叉指式梳状电极的格栅配置并且在存在交变电极性的情况下，在压电层内仍然引发某一振动，该振动导致电极振动之间的相干性，这导致和下一邻近电极相对的一个电极发生相位振动的谐振现象。换能器的工作声学波长λ与换能器结构的谐振频率fr相联系，fr＝v/2p＝v/λ，v是声波传播基板中的声波传播速度。因此，在给定几何形状中，可以观察到比上述高得多的等效相速度，例如，甚至约为10000m.s-1。由于与上述现有技术群中的压电层中的引导波相比，电极装置内部的体声波在较高频率具有谐振，因此，该模式允许换能器结构在高于3GHz的较高频率起作用，而与现有技术换能器结构相比不受I线光刻法的制造技术的限制。
特别地，电极装置的声阻抗与压电层的声阻抗之间的比率优选为小于0.5。产生大于2％并且优选地大于3％的机电耦合的材料组合有利于建立电极内部的模式以及电极之间的相干耦合。
根据变型例，节距p满足由p＝λ/2给出的布拉格(Bragg)条件，λ是所述换能器的工作声学波长。在该条件下，电极模式被更高效地激发。
根据本发明的变型例，电极装置的金属化比率(metallization ratio)a/p可以介于0.3至0.75之间，并且特别是介于0.4至0.65之间，其中，“a”为电极装置的宽度，并且“p”为电极装置的节距。使用位于该范围内的a/p比率有利于在电极装置中形成激发体声波，并且减小或抑制压电层的声学表面模式的贡献。
根据本发明的变型例，可以将压电层设置在基础基板上。使用基础基板有利于将能量限制在表面附近，并且特别是限制在电极装置内部。
根据变型例，换能器结构还可以包括附接层，特别是位于压电层与基础基板之间的二氧化硅(SiO2)。经由附接层，可以将各种材料用作压电层以及下面的基础基板，以优化换能器结构。可以使用二氧化硅，以提高频率温度系数(TCF)。
根据变型例，换能器结构还可以包括位于压电层与基础基板之间的高速层，其中，高速层是由相比于压电层的材料和晶体取向允许更高的剪切波相速度的材料制成的。这将允许加速基本剪切振模，该基本剪切振模的相速度可以大于基本基板的慢剪切体波(也被称为掠面体波(surface skimming bulk wave)(SSBW))速度，在该情况下，无法在压电层中引导基本剪切振模，而是将在基本基板中耗散该基本剪切振模。
根据变型例，可以将高速层定位在附接层与基础基板之间。通过将附接层定位在压电层与高速层之间，可以利用加速特性，同时不必改变压电层到下面的结构的附接工艺，以使可以独立于高速层的材料选择来获得高质量的压电层。
根据变型例，换能器结构还可以包括位于压电层与基础基板之间的陷阱富集层，特别是多晶硅陷阱富集层。利用陷阱富集层，可以抑制泄漏电流。
根据变型例，可以将陷阱富集层定位在高速层与基础基板之间。以该次序，可以在总体结构中保持各个层的单独优点。
根据变型例，换能器结构还可以包括位于所嵌入的电极装置和压电层之上的覆盖层。这进一步改善了电极中的剪切振模的引导，并且进一步降低了电迁移的可能性。
根据变型例，覆盖层可以是由相比于压电层的材料允许更高的剪切波相速度的材料制成的和/或具有相比于压电层的晶体取向允许更高的剪切波相速度的晶体取向。因此，可以将覆盖层的材料选择成使得基本剪切振模的速度与其在压电层中的速度相比变得加快。这促进了耗散到基础基板的体积中，以使压电层的引导域(guiding domain)中基本上仅保留电极模式。
根据本发明的变型例，换能器结构还可以包括位于压电层下方和/或所嵌入的电极装置下方的布拉格反射镜(Bragg mirror)。布拉格反射镜减少了朝着基础基板的能量损耗，并且可以增加装置结构的机械稳定性。
根据本发明的变型例，所嵌入的电极装置的厚度可以小于或等于压电层的厚度。因此，使用比现有技术换能器结构厚的电极，从而除了允许在电极中建立剪切振模之外，还可以增加电极的稳定性并降低欧姆损耗。
根据本发明的变型例，电极装置的厚度te满足λ>te>0.1*λ。在该厚度范围内，可以将表面附近的机电场集中在厚度与单晶情况下的电极的厚度或者复合晶片情况下的压电层加电极的厚度相当的区域中。这将导致改善的机电耦合和频谱纯度，从而允许对装置响应的单个或至少有限数量的模式贡献。
根据本发明的变型例，复合基板的基础基板的声阻抗约为压电层的声阻抗，特别是位于压电层的声阻抗的正负25％的范围内，更特别地位于压电层的声阻抗的正负15％的范围内。特别地，在电极具有与压电层相同的厚度的情况下，阻抗匹配允许限制电极中的剪切振模。
根据变型例，可以将所嵌入的电极装置填充到压电层中的凹槽中。凹槽的横截面可以为锥形(pyramidal shape)或梯形或者V形或者U形，和/或其中，凹槽的侧壁和/或底部的形状为凸形或者凹形或者圆齿(scalloped)形。特别地，与具有竖直壁的凹槽相比，在换能器结构的表面处具有较短的平行侧的锥形或梯形形状导致改进的品质因子。
根据本发明的变型例，可以在凹槽的底部上设置介电层。根据本发明的变型例，凹槽的侧壁和底壁可以覆盖有导电材料，并且凹槽的其余部分可以填充有介电材料。根据本发明的变型例，凹槽可以延伸穿过压电层，并且凹槽的侧壁可以覆盖有导电材料，并且凹槽的其余部分可以填充有介电材料。根据本发明的变型例，仅朝着压电层的侧壁可以覆盖有导电材料。根据本发明的变型例，介电材料可以是相比于导电材料具有更高剪切波相速度的材料。如已经说明的，这将允许加快基本剪切波的相速度，以使它可以高于SSBW速度，并因此允许它在基础基板中耗散。
根据本发明的变型例，介电材料的频率温度系数的符号可以与导电材料的频率温度系数的符号相反。因此，所述装置可以在较宽的温度范围内使用。
根据本发明的变型例，覆盖层的介电材料和被填充在凹槽中的介电材料可以相同。因此，在一个过程步骤中，可以实现两个有利特征。
根据变型例，电极装置的材料可以是由比锰轻的材料制成的，特别是由铝或包括Cu、Si或Ti的铝合金制成的。特别地，铝与钽酸锂的组合产生大于3％的耦合因子，而不存在压电层中的基本剪切振模。
根据变型例，压电层可以是钽酸锂(LiTaO3)或铌酸锂(LiNbO3)。对于两种材料，可以以工业规模来获得复合基板，特别是所谓的绝缘体上压电(POI)基板。
根据变型例，基础基板可以是硅石、二氧化硅或玻璃、石英或熔融石英或玻璃或LiTaO3或LiNbO3或硅，特别是Si(111)。使用这些基板，电极装置内部的剪切振模仍继续保持，而压电层中的基本剪切振模可以被抑制。在Si(111)中，SSBW速度与Si(100)相比特别低。同时，例如，通过使用绝缘体上压电(POI)基板，可以以工业规模获得玻璃或SiO2基板上压电层。
根据变型例，高速层是AlN、Al2O3、Si3N4、SiC或碳基材料中的一者，特别是单晶金刚石、非晶碳化物、纳米晶粒多晶金刚石。根据变型例，覆盖层可以是AlN、Al2O3、Si3N4、SiC或碳基材料中的一者，特别是单晶金刚石、非晶碳化物、纳米晶粒多晶金刚石。根据变型例，介电材料可以是碳基材料(特别是单晶金刚石、非晶碳化物、纳米晶粒多晶金刚石)或者是AlN或SiO2。这些材料允许减少基本剪切振模贡献。使用SiO2可以改善TCF特性。
根据变型例，所述一对叉指式梳状电极可以包括一个区域或更多个区域，在所述一个区域或更多个区域中，两个或更多个邻近电极装置属于同一梳状电极，同时彼此之间的距离与属于不同梳状电极的邻近电极装置彼此之间的距离相同。这里，所述距离是对应于上面定义的节距p的边到边距离。根据变型例，属于同一梳状电极的所述两个或更多个邻近电极装置具有和属于不同梳状电极的邻近电极装置相同的几何形状。通过使邻近电极装置与同一电势相联系但仍具有相同的机械周期，从系统中去除了声学源，以减小机电耦合。这可以被用于定制机电耦合，从而当形成滤波器时，调节滤波器的传递函数，即，通过微调带通的宽度。
根据变型例，具有可以属于同一梳状电极的两个或更多个并且特别是至少三个邻近电极装置的区域不是周期性分布的，特别是随机分布的。特别地，它们的特征在于，邻近区域在换能器结构的延伸范围内相对于彼此具有不同距离。通过减少系统的对称性，可以减少甚或抑制高阶周期性的虚假贡献。
根据变型例，具有属于同一梳状电极的两个或更多个邻近电极装置的区域可以具有属于同一梳状电极的不同数量的邻近电极装置。通过使具有不同数量的邻近电极装置的区域连接至同一电势，可以进一步减少虚假贡献。
根据变型例，换能器结构的电极装置可以具有可以通过I线光刻法实现的尺寸，特别是具有大于350nm的宽度。因此，与使用248nm或193nm或者甚至更短波长的光刻工具相比，可以将更便宜的光刻装置用于制造可以以高于3GHz的频率使用的装置。
本发明的目的还利用一种声波装置来实现，该声波装置包括至少一个如前所述的换能器结构，并且特别是声波谐振器和/或声波滤波器和/或声波传感器。可以在大于3GHz的频率工作的声波装置可以使用I线光刻技术来制造，而不使用更先进并因此更昂贵的光刻工具。因此，与使用频率被限制成至多2GHz的SAW装置的瑞利表面波相比，使用电极剪切波模式允许扩展频率范围，而不必改变图形化技术。当使用复合基板时，可以实现小于20ppm/K的降低的一阶频率温度系数(TCF)，从而导致装置性能随温度稳定。使用本发明，可以实现相对带宽大于5％甚或10％以及高达15％的声波带通滤波器。
根据变型例，声学装置可以包括射频(RF)供应装置，该RF供应装置被配置成利用高于3GHz的RF信号来驱动换能器结构。因此，可以实现使用在3GHz以上工作的I线光刻装置。
根据变型例，声波装置可以包括如前所述的输入和输出换能器结构。
本发明的目的还利用使用如上所述的换能器结构的方法来实现，所述方法包括以下步骤：向两个叉指式电极施加交变电势，以激发剪切振模，与压电层相比，该剪切振模主要地或者排他地出现在电极装置内并且具有比压电层的基本剪切波模式高的等效速度。电极装置中的振动幅度至少大于压电层中的振动幅度。使用在如前所述的换能器结构的电极装置中传播的剪切波的更高频率(特别是对于梯式滤波器和/或阻抗滤波器和/或耦合滤波器)导致在3GHz以上并且更特别地在3.5GHz以上起作用的装置。同时，可以使用I线光刻法来形成所述装置。
本发明的目的还利用使用如同上面描述的换能器结构的方法来实现，所述方法包括以下步骤：向两个叉指式电极施加交变电势，以利用一对数量的中性线(neutral line)在电极装置中激发剪切振模，而不在电极内部展现剪切移动，并且具有比压电层的基本剪切波模式高的等效速度。利用这种模式允许了利用更高的谐振频率，以使可以实现就像梯式滤波器和/或阻抗滤波器和/或耦合滤波器一样的在3GHz以上并且特别地在3.5GHz以上起作用的装置，同时使用I线光刻法来形成该装置的图案。
通过参考结合附图进行的以下描述可以理解本发明，其中附图标记标识本发明的特征。
图1例示了根据本发明的第一实施方式的声波装置的复合基板上的叉指式换能器结构。
图2示意性地例示了利用图1所例示的换能器结构获得的模式。
图3a示出了根据本发明的第一实施方式的示例的激发模式的模拟宽带谐波导纳(harmonic admittance)。
图3b示出了例示所观察的模式的振动的网格视图。
图3c示出了例示相位相反下的模式的振动的网格视图。
图3d示出了如图3a所示的激发模式的模拟宽带谐波导纳的放大图。
图3e示出了激发模式的电导和电阻。
图3f示出了激发模式的频散(dispersion)特性。
图4a至图4c例示了压电层内的三种不同的电极形状，图4a根据第二实施方式，图4b根据第一实施方式，以及图4c根据第三实施方式。
图4d例示了对应于三种不同电极几何形状的谐波电纳(susceptance)。
图4e例示了对应于三种不同电极几何形状的谐波电导。
图4f至图4h例示了具有凹形、凸形或圆齿形侧壁的电极形状的另外变型例。
图4i和图4j例示了电极形状的两个另外变型例，其中在凹槽中具有介电层。
图5例示了电极厚度对被限制在电极内的剪切振模的出现的影响。
图6例示了根据本发明的第四实施方式的声波装置的叉指式换能器结构。
图7a例示了根据本发明的第五实施方式的声波装置的叉指式换能器结构。
图7b示出了根据本发明的第五实施方式的激发模式的模拟宽带谐波导纳。
图7c示出了根据本发明的第五实施方式的变型例的激发模式的模拟宽带谐波导纳。
图7d示出了根据本发明的第五实施方式的变型例的激发模式的模拟宽带谐波导纳。
图8示出了根据本发明的第一实施方式至第五实施方式中的任一实施方式的换能器结构的第六实施方式。
图9a例示了本发明的第七实施方式，并且涉及5GHz下的滤波器。
图9b例示了根据图9a的滤波器的传递函数。
图10a例示了根据本发明的高阶模式。
图10b例示了针对LiTaO3基板和SiO2基板的这种模式的谐波电导和电阻。
图10c例示了针对Al2O3基板和Si基板的这种模式的谐波电导和电阻。
图11例示了具有受抑制声源的本发明的第八实施方式。
图12a至图12c例示了本发明的第九实施方式的三个变型例。
图13a至图13d例示了获得如图12a所例示的电极形状的过程。
图14a和图14b例示了当使用类金刚石的碳作为电介质时根据第九实施方式的换能器结构的导纳和阻抗。
图14c例示了示出了在根据第九实施方式的换能器结构中观察到的模式的振动的网格视图。
图15a和图15b例示了当使用氮化铝作为电介质时根据第九实施方式的换能器结构的导纳和阻抗。
图16a例示了当使用二氧化硅作为电介质时根据第九实施方式的换能器结构的电导G和电阻R，图16b例示了所述换能器结构的谐振的放大，而图16c例示了所述换能器结构的反谐振的放大。
图16d例示了根据第九实施方式的换能器的第四变型例。
图17a和图17b例示了根据第十实施方式的换能器结构的两个变型例。
图18a和图18b示出了由电子显微镜拍摄的两个图像，其示出了根据本发明的换能器的实际示例。
图18c例示了被用于模拟图18a和图18b所示的实际示例的行为的有限元网格。
图19a例示了实际示例的电纳和电阻的实验测量结果。
图19b例示了通过图18c所示结构的数值模拟而获得的电纳和电阻的结果。
现在将以示例性的方式并且参考附图，使用有利的实施方式更详细地描述本发明。所描述的实施方式仅仅是根据本发明的可能配置，并且应记住，可以彼此独立地或者组合地提供如上所述的单独特征，以实现根据本发明的另外的实施方式。
图1例示了根据本发明的第一实施方式的声波装置的叉指式换能器结构。
换能器结构100包括声波传播基板102。声波传播基板可以是复合基板102，其包括形成在基础基板106之上的压电层104。复合基板可以是所谓的绝缘体上压电基板或POI基板。在其它实施方式中，压电层可以厚到能够形成体材料。
本文中通过示例方式描述的压电层104可以是铌酸锂(LiNbO3)或钽酸锂(LiTaO3)。可以将压电材料层104通过直接接合(例如，使用SmartCutTM层转移技术)附接至基础基板106。在基础基板106上形成的压电层104的厚度约为一个波长λ或更小，特别地约为2μm或更小，特别地小于0.5λ，甚至特别地小于0.4λ。
本文中通过示例方式描述的压电层可以是：铌酸锂(LiNbO3)，特别是具有根据标准IEEE 1949Std-176定义的晶体取向的LiNbO3：在36°<θ<52°或者60°<θ<68°或者120°<θ<140°的情况下的(YXl)/θ、和在85°<Ψ<95°的情况下的(YXt)/Ψ、和在Φ＝90°、-30°<θ<+45°和0°<Ψ<45°的情况下的(YXwlt)/ΦθΨ；或者钽酸锂(LiTaO3)，特别是具有根据标准IEEE 1949Std-176定义的晶体取向(在36°<θ<52°的情况下的(YXl)/θ))的LiTaO3，更特别地是具有42°Y-切口、X-传播的、根据标准IEEE 1949Std-176定义为(YXl)/42°切口的LiTaO3。
如已经提及的，根据变型例，压电层104的厚度可以高于波长λ，以使也可以使用等效于体压电材料的压电层厚度。
在本发明的第一实施方式中使用的基础基板106是硅石基板、硅石、石英、熔融石英或玻璃。对于这种基板，慢剪切体波速度(SSBW)低于压电层中的基本声学体剪切振模中的一者，以使压电层的体剪切振模被从表面到体的辐射和扩散抑制。
可以使用具有等于或大于4500m/s的高声波传播速度的其它基板，比如硅、金刚石、蓝宝石、碳化硅、氮化硅或氮化铝，但是在该情况下，可以存在基本引导剪切振模，其对应于当电极定位在压电层之上时激发的剪切振模。
在该实施方式中，基础基板106的厚度大于压电层104的厚度。优选的情形对应于比压电层104的厚度大至少十倍并且特别是大50倍到100倍的基础基板厚度。
此外，复合基板102的基础基板106的声阻抗约为压电层的声阻抗，特别是位于正/负25％的范围内，更特别地是位于正/负15％的范围内。根据变型例，它们是相同的。
在本发明的变型例中，基础基板106还可以包括靠近上面的压电材料层的陷阱富集层。这种陷阱富集层可以改善基础基板106的隔离性能，并且可以由多晶材料、非晶材料或多孔材料(诸如，如多晶硅、非晶硅或多孔硅)中的至少一者形成。针对术语“陷阱富集”，应理解为可以吸收电荷然而不形成导电层的层。
复合基板可以通过层转移方法由此将压电层转移至基础基板来获得。可以使用如接合和减薄的方法或者如允许进行亚波长层转移的Smart-CutTM的层转移方法。这种复合基板可以包括附加层或层叠层，如接合层或附接层(特别是SiO2)，或者其它功能层，例如，陷阱富集层、布拉格反射镜、低速/高速叠层。
在变型例中，基础基板106可以是绝缘体上半导体(SOI)基板。绝缘体上硅(SOI)基板是通过分子粘附获得的，例如使用中间SiO2(接合)层和转移硅层的方法，诸如所述Smart-CutTM工艺。
换能器结构100还包括一对相对的叉指式梳状电极108和110，其中各个梳状电极分别具有多个电极装置112_i和114_j(这里1≤i、j≤4)，所述多个电极装置从它们相应的导电部分116和118延伸并且彼此呈叉指式。梳状电极108和110并且特别是电极装置112_i、114_j是由任何合适的导电金属形成的，只要声阻抗低于压电层104中的声阻抗即可，例如，纯铝或诸如掺杂有Cu、Si或Ti的这种Al的合金。通常，比锰轻从而从铬或更轻元素开始的电极材料是合适的。根据该实施方式，电极装置112_i、114_j的纵横比a/p介于0.3至0.75之间，并且特别是介于0.4至0.65之间，其中，a为电极装置的宽度，并且p为电极装置的节距。电极装置112_i、114_j的金属化比率或纵横比a/p和厚度te是控制装置中的辐射损耗和机电耦合的参数。
电负载120被例示为跨梳状电极108、110耦合。然而，将理解，根据换能器100是否被用于激发基板102中的声波或者将所接收到的声波转换成电信号或者这两者，还可以跨电极108、110耦合源电势120。
电极装置(例如，112_1至112_4以及114_1至114_4)呈叉指式，并且经由它们相应的梳状电极108和110连接至交变电势。交变电势可以是如图所示的+V和-V或者质量和负载/源电势。
在该实施方式中，电极装置112_i、114_j全部具有相同的长度l、宽度a以及厚度te。根据本发明的变型例，电极装置112_i、114_j也可以具有不同长度l和/或宽度a和/或厚度te。
电极装置112_i和114_j以及它们相应的梳状电极108和110被设置在同一平面中。根据变型例，将电极装置112_i和114_j嵌入压电层104中，并且可以将提供电极装置之间的电连接的梳状电极108、110放置在压电层104上。
此外，对应于布拉格条件，将被定义为λ/2的电极节距p用于换能器结构100，λ是声波的工作波长。电极节距p对应于来自相对的梳状电极108和110的两个邻近电极装置之间的距离，例如，112_3与114_3之间的距离。在这种情况下，波长λ对应于来自同一梳状电极108或110的两个邻近电极装置之间的距离，例如，112_3与112_4之间的距离。在这种布拉格条件下，将换能器说成是在工作频率fr下以同步模式工作，其中，换能器结构中的所有激发声波是相干的和同相的。因此，电极节距p限定了换能器结构的利用频率。工作频率fr根据由v/2p给出的相位一致条件来固定，v是在换能器结构100中传播的声波的有效相速度，p是换能器结构100的电极节距。
将电极装置112_i、114_j嵌入压电层104中，优选地完全嵌入压电层104中，以使它们的厚度te等于或小于压电层104的厚度t。
电极装置112_i至114_j的厚度关于波长λ应当满足以下关系：0.1<te/λ<1。
因此，电极装置112_i至114_j比具有被形成在压电基板上的叉指式电极的现有技术叉指式换能器结构的电极厚。因此，电极装置112_i至114_j提供更好的稳定性和降低的电损耗。此外，由于所嵌入的电极限制了因功率效应而造成的声迁移和电迁移的可能性，因此改善了功率处理。将金属定位在凹槽中，这防止了因表面扩散和金属迁移而造成的直接金属接触。
可以将梳状电极108、110的导电部分116、118设置在压电层104和/或所嵌入的电极装置112_i、114_j上。
换能器结构100的电极108和110中的电荷分布沿电场方向激发声波，电场方向是指垂直于电极108、110的电极装置112_i、114_j的延伸方向z，如图1中的箭头E所示。
在现有技术的SAW装置中，可以存在不同模式，例如，瑞利表面声波、拉姆(Lamb)波或剪切波。与之相反，本发明的换能器结构100使得能够实现一种新的模式，该模式导致主要集中在电极内部的类似剪切的模式，其在下文中将被称为电极模式。
这是由于将电极装置嵌入压电层中并且电极装置的声阻抗小于压电层的声阻抗的缘故。实际上，边界条件使得激发电极装置内的剪切振模成为可能。振动的最大值出现在电极的中心，并且符号从一个电极装置到下一邻近电极装置发生改变。
由于声阻抗对比，因此，在电极装置的横向边缘处的反射足够大以基本上将能量限制在电极内。由于叉指式梳状电极的格栅配置并且在存在交变电极性的情况下，在压电层内仍然引发某一振动，该振动导致电极振动之间的相干性，这导致谐振现象，但仍可以获得该模式的引导。
换能器的工作声学波长λ与换能器结构的谐振频率fr相联系，fr＝v/2p＝v/λ，v是声波传播基板中的声波传播速度。
图2示意性地例示了所述模式，该图是换能器结构100a和两个邻近电极装置112_3和114_3的俯视图。实现数值模拟，参见S.Ballandras等人的Finite-element analysis ofperiodic piezoelectric transducers Journal of Applied Physics 93,702(2003)；https://doi.org/10.1063/1.1524711，并且已经证明剪切移动被集中在电极装置内的这种模式的激发。实际上，剪切运动也存在于压电层104中，然而，与压电层104中的振动幅度相比，在具有从一个电极到另一电极的交替振动方向的电极中出现更大的振动幅度。
图3a示出了根据本发明的第一实施方式的第一示例的激发模式的模拟宽带谐波导纳。
对于该实施方式，换能器结构包括被嵌入硅石基板上的LiTaO3压电层中的Al-Cu电极。换能器结构的波长λ等于2.8μm，因此，p＝1.4μm，并且电极的纵横比a/p等于0.43。在该实施方式中，如图1所例示的，将电极112_i、114_j嵌入压电层104中，并且从几何观点来看表示连续材料，尽管所得层的物理性质是周期性分布的。
如可以从下面所例示的结果看出的，模式的明显特征(signature)类似于以约9850m.s-1的等效相速度传播的泄漏-SAW，因此高于二氧化硅中的掠面体波(SSBW)，其通常约为3750m.s-1。实际上，考虑到约0.43的金属化比率a/p和3.45GHz的谐振频率的情况下结构的电周期为2.8μm，实现了约9850m.s-1的等效速度。通过谐振频率3.45GHz乘以电周期2.8μm的乘积来获得模式的速度。模式的速度被计算为阻带的开始处和结束处的频率总和乘以机械周期，进一步参见下文。
图3a示出了针对激发了电极的剪切振模(如已经在图2中例示的)的配置获得的模拟数据。该图表表示针对G谐波和B谐波两者的作为X轴上的以MHz为单位的频率的函数的在左Y轴上的以S为单位的电导G以及在右Y轴上的以S为单位的电纳B。如可以看出的，观察到宽带谐波导纳，其中剪切谐振在3.45GHz处。在3.45GHz下的剪切谐振是主要激发模式。此外，在1.5GHz左右和7GHz左右可以看到两个小得多的贡献。
图3b和图3c例示了换能器的结构内部的变形。该移动仅集中在叉指式电极108、110的区域。在模拟中几乎看不到压电层104中的振动。
根据本发明，上面提及的参数使得剪切体声波模式主要在金属电极装置112_i、114_j内激发、沿y方向极化并且沿z方向产生位移。有用的E场沿着x方向延伸。因此，振动主要位于电极内，其中变形接近电极本身的基本剪切体波。尽管在压电层104内也观察到了剪切运动，但是最大的振动幅度出现在具有交替振动方向的电极112_i、114_j中。
当换能器100由+V/-V电极化结构激发时，剪切位移方向从一个电极到另一电极交替。电极的这种相位相反增加了电极边缘处的电荷累积，从而增加了电极112_i、114_j中的体模式的激发。压电层104限制电极边缘上的应力，并且由于换能器结构在布拉格条件下工作，因此，当沿格栅满足边界条件时，发生振动的相干性。尽管剪切运动也存在于压电层104中，但是最大的振动幅度出现在具有从一个电极到另一电极的交替振动方向的电极中。
因此，在换能器结构中传播的主要声波是基本上限制在电极112_i、114_j内的体剪切波。换能器结构100的谐振频率fr由fr＝v/2p＝v/λ给出，v是声波传播基板中的声波传播速度，λ是换能器的工作声学波长。
由于电极装置中的体声波在比压电层中的基本剪切振模的引导波高的频率具有谐振，因此，该换能器结构可以以更高的频率并且特别是3GHz以上的频率工作。因此，可以利用比现有技术装置高的频率，而不需要使用用于移动至比当前在SAW工业中使用的特征小的特征的更复杂的光刻工具，特别是I线光刻步进器。
因此，本发明的主要方面是，这种类型的结构使得能够激发主要位于电极中的剪切振模，类似于如上说明的被限制在电极装置内的剪切体模式。电极模式可以适于用作伪模式或泄漏模式，其以减少但未完全抑制的泄漏来限制，这导致电极之间的同步。该模式展现出比利用压电层中的剪切振模的复合基板上的现有技术叉指式换能器结构可实现的等效速度大得多的等效速度。其它模式的强度低得多甚或被抑制，这主要是由于使用了具有低SSBW速度因此允许耗散标准剪切振模的硅石基板。
本发明的配置可以被理解为单独的谐振器网络或格栅，其中,谐振器经由压电层耦合，因此即使相速度与基本剪切振模相比更高，也至少在很大程度上防止耗散到基板中，从而可与泄漏模式相当。
图3d示出了根据本发明的第一实施方式的图3a所示的激发模式的模拟宽带谐波导纳的放大。
图3d所示的图表表示针对G谐波和B谐波两者的、对于X轴上的3400MHz至3600MHz之间的频率范围的、在左Y轴上的以S为单位的电导以及在右Y轴上的以S为单位的电纳。可以看到约3.475GHz的谐振和约3.525GHz的反谐振。谐振和反谐振被很好地分离，并且给出约3％的耦合因子。谐振也发生在阻带的开始处。
在该特定情况下，实现了约9％的反射系数、约500的谐振品质因子Q以及约1000的反谐振。
通过修改换能器结构的特性(诸如纵横比a/p、电极的厚度以及所使用的材料)，可以改善耦合因子。特别地，电极的纵横比a/p和厚度使得能够控制速度、机电耦合、品质因子或者辐射损耗和反射系数。
图3e示出了针对相同的材料选择但纵横比a/p为0.57所获得的、第一实施方式的变型例的激发模式的电导和电阻。
同样在该配置中，集中在电极内部的剪切振模被激发。该图表表示针对G谐波和R谐波两者的、对于X轴上的3450MHz至3750MHz之间的频率范围的、在左Y轴上的以S为单位的电导以及在右Y轴上的以S为单位的电纳。获得约3.55GHz的谐振和约3.7GHz的反谐振。
在这种情况下，纵横比a/p从0.43增加至0.57导致传播模式的等效相速度增加至大于10km.s-1，并且导致耦合因子增加至大于10％。然而，反射系数现在小于5％。在谐振时，Q因子仍然等于500，但是在反谐振时，Q因子现在等于350。
图3f例示了根据本发明的第一实施方式的如图3a所例示的激发模式的频散特性。在该情况下，针对与所述第一布里渊(Brillouin)区的边缘相对应的值0.5附近的各种经归一化的波长来计算导纳，所述第一布里渊区的边缘也被标识为布拉格条件。对于小于0.5的经归一化的波长，如可以在曲线上和在较低频率处看到的，模式被较低效率地激发。考虑到这一点并且通过标绘最大导纳模数(admittance module)与频率和经归一化的波长的演变，获得投影的2D表示，从而再调用周期点阵中任何波传播的经典频散曲线。如可以看出的，谐振发生在阻带的开始处。
当除了被集中在电极中的剪切振模之外的其它模式必须被抑制或者至少只是相比于期望模式弱时，基板的选择是重要的。如上提及的，当基板中的SSBW速度低于压电层中的基本剪切振模的速度时，获得该条件。在这种情况下，基本剪切振模将穿透基板并且其能量被耗散。
此外，声阻抗应接近压电层的声阻抗，以有利于所述模式。
仍然可以使用具有等于或大于4500m.s-1的高声波传播速度的其它基板(如硅石、金刚石、蓝宝石、碳化硅或氮化铝)，但是在该情况下，除了被集中在电极中的关注模式之外，还可以存在体剪切振模。
这也是为什么不强制使用复合基板的原因。甚至钽酸锂或铌酸锂的体压电基板也可以与嵌入表面区域中的电极一起使用。即使在这种情况下，也可以观察到电极模式。
图3g和图3h例示了根据第一实施方式的另一示例内部的变形。这里，剪切移动较少集中在叉指式电极108、110的区域，只不过仍然是主要的。在模拟中几乎看不到压电层104中的振动。
对于实施方式的该示例，换能器结构包括被嵌入硅石基板上的LiTaO3(YXI)/42°压电层中的Al-Cu(2％Cu)电极。换能器结构的波长λ等于2.8μm，因此，p＝1.4μm，并且电极的纵横比a/p等于0.5，其中凹槽深度为te/λ＝20％。在该实施方式中，如针对图1所例示的第一示例，将电极112_i、114_j嵌入压电层104中。
图3h是xz-平面中的模式的视图，其例示了电极模式满足上面提及的同步条件f＝v/2p，如附图标记130所指示的。图3h示出了电极108、110内部的剪切移动的特征在于各个电极108、110中的两个中性振动点132。此外，各个电极108、110的边缘134a、134b、136a、136b同步移动。这表明在一个电极108或110内，相同符号的电荷存在于两个界面处。
图4a至图4c例示了这种实现的三个变型例，其中三种不同电极形状被考虑用于电极谐振模式的激发。这些图例示了图1的x-y平面中的穿过一个电极装置112-i或114-j的剖视图。在所有三个图中，表示了一个机械周期。将所嵌入的电极填充到压电层的凹槽中。出于模拟的目的(图4d和图4f例示了结果)，假设格栅无限长并且由谐波+V/-V激发来激发。电极将能量从该电极与基板的底部界面辐射到体基板中。
Al电极201a、201b、201c分别由水平阴影线表示，压电层203(这里为LiTaO3)是倾斜阴影线，并且底层205为竖直阴影线，该底层可以是SiO2或者另一界面材料或者与压电层203相同的材料。
图4a例示了本发明的第二实施方式。这里，压电层203中的凹槽具有锥形或梯形横截面。根据本发明的第二实施方式，被填充到其中的凹槽中的电极201a的横截面具有锥形或梯形形状。在该实施方式中，梯形的平行边中的短边与压电层203的上表面对齐。
根据图1所例示的第一实施方式，电极201b具有图4b所例示的竖直类型。
根据本发明的第三实施方式，电极201c被填充到具有梯形形状的凹槽中，但是与第二实施方式相反，将平行边中的短边布置在压电层203的内部而不是压电层的表面处。因此，电极201c具有截V形类型。
因此，电极填充压电层203内部的不同形状的凹槽，这取决于压电层的厚度表现得像体材料。
图4d和图4e例示了模拟的结果，并且提供了针对三种电极形状的电极谐振模式的激发效率的比较：
图4d例示了谐波电纳，并且图4e例示了谐波电导。
模拟结果清楚地表明，锥形状比其它两个形状更受关注，然而，耦合效率较低。
在图4f至图4h中例示了另外的设计选项。这些变型例基于图4b所例示的设计，但是也可以适于其它实施方式。
图4f例示了压电层203中的凹槽内部的电极201d，其中侧壁207a具有凹形状。图4g例示了压电层203中的凹槽内部的电极201e，其中侧壁207b具有凸形状。图4h例示了压电层203中的凹槽内部的电极201f，其中侧壁207c具有圆齿形状。通过增大侧壁的表面，具有相同符号的更多电荷可以存在于界面处，从而改善了对模式的明显特征有贡献的电荷分布，并因此提高了模式激发的强度。还可以注意到，模式的Q因子(例如，捕获效率)取决于电极的形状。因此，优选优化作用表面和纵横比两者，以改善电极模式的工作条件。
另外地或者作为另选例，凹槽的底部也可以具有凸形形状或凹形形状或圆齿形状。
图4i例示了基于图4b所例示的第一实施方式的另外的变型例，其也可以适于其它实施方式和变型例。在压电层203中的凹槽的底部215上提供介电层211，例如，Si3N4。然后，提供电极的导电层213，以填充凹槽。由于介电层211的存在，因此在电极的底部处不存在电荷。使用具有比导电材料高的剪切速度的电介质可以加速基本剪切振模，以使该电介质的相速度超过底层的SSBW速度，使得其在底层205中被更好地吸收。下面还关于图7和图12更详细地描述这种现象。
图4j例示了基于先前变型例的另外的变型例。这里，导电层217与底层205相接。介电层211再次朝着压电层203遮蔽导电层217，使得导电层217仅经由侧壁219和221与压电层相接。
已经发现，在电极的导电材料不与压电材料上下接触的情况下(如图4i和图4j所例示的)，与没有这种特征的比较结构相比，可以优化参数，如相速度、谐振Q因子、反射系数以及耦合因子k2。
上面关于图4a至图4h描述的所有变型例可以根据图4j所示的变型例来实现，其中，电极与底层205相接。
图5表明了电极装置112_i和114_j的厚度对电极内的剪切振模的影响。这里，针对1μm节距例示了被嵌入Si(100)上的325nm厚的二氧化硅层上的(YX1)/42°钽酸锂压电层中的铝电极的谐波分析，并且呈现了被设定成0.35的金属/压电a/p比。图5示出了针对相对金属层高度te/λ从5％到15％的导纳。可以识别出，只有在te/λ比大于0.1时，才开始观察到谐振。
与上面例示的其它示例相比，谐振发生在约5.15GHz的较高频率，这是由于较小的节距的缘故。
图6例示了根据本发明的第四实施方式的声波装置的叉指式换能器结构。
换能器结构300包括与第一实施方式的换能器结构100的基板102相比不同的声波传播基板302，这是关于第一实施方式的唯一差异。所有其它特征是相同的，并因此将不再详细描述，而是参考其上面的描述。
换能器结构300包括复合基板302，如复合基板102，该复合基板302包括形成在基础基板306上的压电层104，但是还包括形成在基础基板306上和压电层104下的声学反射镜304，也被称为布拉格反射镜。
布拉格反射镜304包括多个堆叠的层306至309，具有偶数附图标记306、308的层由第一材料制成，而具有奇数附图标记307、309的层由第二材料制成。第一材料和第二材料具有不同声阻抗，以使布拉格反射镜304包括交替的高阻抗层和低阻抗层的叠层。
布拉格反射镜304具有一对层的周期性重复，该对层的厚度约为波长的四分之一、具有交替的高/低阻抗，以确保反射。
第一材料和第二材料可以选自钨、钼、LiTaO3、Al2O3、AlN、LiNbO3、Si3N4以及SiO2和Si3N4的任何组合(被称为氮氧化硅，并且记为SiOxNy，其中x和y控制化合物中各种元素的量)，以及ZnO、铝或SiO2。
在变型例中，第一材料和第二材料可以互换，以使第一材料具有低阻抗，而第二材料具有高阻抗。
在该实施方式中，布拉格反射镜304被表示为具有形成交替的高阻抗层和低阻抗层的叠层的四个层306至309。然而，在另一变型例中，布拉格反射镜304也可以具有形成叠层的多于或少于具有交替的高阻抗和低阻抗的四个层。
增加布拉格反射镜304中的对的数量增加了反射镜反射率，并且增加布拉格对中的材料之间的阻抗比增加了反射率和带宽。叠层材料的常见选择例如是二氧化钛和硅石。
根据本发明，将压电层104和布拉格反射镜304布置成减少结构中存在的附加模式的贡献，以促进换能器结构100内的独特模式，从而确保基于这种换能器结构100的声波装置的频谱纯度，进而防止频谱污染。
一种方法是优化布拉格反射镜304的叠层的厚度，以促进换能器结构内的独特模式，并实现该模式的高效反射系数。布拉格反射镜304因此将在电极装置112、114内生成的振动与基础基板106声学隔离。
图7a例示了根据本发明的第五实施方式的声波装置的叉指式换能器结构。
换能器结构400包括在第一实施方式的换能器结构100之上的覆盖层402，这是关于第一实施方式的唯一差异。所有其它特征是相同的，并因此将不再详细描述，而是参考其上面的描述。
换能器结构400包括复合基板102，该复合基板包括形成在基础基板106上的压电层104。
在本发明的该实施方式中，层402存在于所嵌入的电极108、110和压电层104之上。层402可以是钝化层或引导基板，其包括高速低损耗材料，诸如硅石、蓝宝石、Al2O3、石榴石(即，钇基材料)、氮化铝AlN、碳化硅SiC、氮化硅Si3N4。
根据另外变型例，层402也可以是碳基层，例如，单晶金刚石、非晶碳化物层、纳米晶粒多晶金刚石(NCD)或者所有类金刚石的碳层，其可以推动压缩波速度超过15km.s-1并且剪切波速度超过7km.s-1。在又一变型例中，可以将SiO2层用作层402。SiO2可以起到TCF校正器(corrector)的作用，以提高总体结构的TCF值。
覆盖层402也可以由玻璃制成，例如，作为TCF校正器，并且通常是硅基基板。
使用高速低损耗材料将基本剪切波模式的相速度加速到高于或进一步高于基础基板的SSBW速度，以使可以通过耗散到基础基板106中来抑制不想要的模式。
在图7a所示的实施方式中，覆盖层402由与复合基板102的基础基板106相同的材料制成。然而，覆盖层402可以不同于复合基板的基础基板。
根据另外变型例，层402可以仅存在于电极装置108、110之上，或者仅存在于压电层104之上。
图7b至图7d示出了针对声学波长为2.8μm、a/p比为0.5并且铝电极和(YXl/42°)钽酸锂作为压电层104的根据本发明的第五实施方式的激发模式的模拟宽带谐波导纳。
对于图7b，覆盖层402和基础基板106是二氧化硅。激发模式出现在3.5GHz处。对于图7c，覆盖层402、基础基板106以及压电层104是(YX1/42°)钽酸锂。激发模式也出现在约3.5GHz处。在约6.5GHz处可见另外贡献，其可以归因于三次谐波。然而，它基本上存在于电导中，对应的电纳没有符号变化，从而表示低耦合。
对于图7d，覆盖层402和基础基板106是硅基板。激发模式出现在3.5GHz处，但在这里，压电层中的基本剪切振模也被激发并且在较低的频率处(即，在约1.8GHz处)可见。
本发明还涉及一种包括两个换能器结构的声波装置，各个换能器结构根据本发明的第一实施方式至第五实施方式中的任一实施方式。
在另选例中，所述两个换能器结构中只有一个换能器结构可以是根据本发明的表面声学装置，而另一换能器结构可以是根据现有技术的换能器结构。
所述声波装置可以是声波谐振器和/或声波滤波器和/或声波传感器和/或高频源。所述声学装置可以包括射频(RF)供应装置，该RF供应装置被配置成利用高于3GHz的RF信号来驱动换能器结构。
图8示出了换能器结构的第六实施方式。
图8的换能器结构500与图1的换能器结构的不同之处在于，叉指式电极512、514仅部分地填充压电区域504中的凹槽510。
根据制造工艺，金属层的厚度在整个去除区域510上不是恒定的。由于表面能特性，因此，侧壁508处的金属层厚度优于中心部分内的厚度。
换能器结构500以与上述换能器结构相同的方式起作用。
使用在声波装置中的如上所述的换能器结构的电极装置中传播的体波的频率(特别是对于梯式滤波器和/或阻抗滤波器和/或耦合滤波器)允许生成高频处、特别是高于3GHz处、更特别地高于3.5GHz处的贡献。
相比于体压电基板，将这种嵌入的电极装置用于换能器结构可以提高声波装置的性能及其应用范围，而不必改变制造工具(即，I线光刻法)。
图9a和图9b作为第七实施方式例示了滤波器的实际示例，其例示了本发明的根据典型市场需求(例如，用于5G sub-6-GHz(C波段)滤波)的有效实现。该实际示例基于具有以下参数的嵌入硅石上的LiTaO3中的Al电极：节距p＝1μm，从而产生2μm的波长λ，进而提供接近5GHz的谐振，就像图5所例示的一样，并且电极和压电层的厚度为700nm，因此te/λ的比率为0.35。根据SAW梯式滤波器设计的常见方法，串联支路的谐振发生在并联支路的反谐振处。
根据本发明的这个示例可以使用标准SAW制造技术(例如，使用I线光刻法和单个金属层淀积)在单个批次中加以制造。可以实现使用格栅节距p和/或纵横比a/p和/或te/λ比对谐振频率进行微调。也可以使用如图7a和图6所例示的钝化层或布拉格反射镜来改善特性。
实际示例的滤波器基于如图1所例示的基本换能器结构。基于该方法，形成谐振器并且对其进行串联和并联组合以形成单元，该单元可以被布置为级联或者如本领域已知的梯式滤波器结构。
在实际示例中，使用两个35％的格栅，其中相应的材料比率a/p＝0.6和0.65。在两种情况下，计算谐波导纳和阻抗，并在图9a中进行了例示。a/p＝0.65格栅的谐振接近于a/p＝0.6格栅的反谐振，这是如上提及的设计梯式滤波器的先决条件。
通过组合响应，可以计算本领域已知的4π型单元滤波器的传递函数，图9b例示了其结果。该传递函数例示了当根据本发明嵌入电极时，具有厚达700nm的电极的、在5GHz以上工作的超紧凑滤波器允许改进的功率处理。在该配置中，不存在物理迁移。本发明的滤波器对于LiTaO3提供超过10％的耦合因子ks2。考虑到所述两种材料之间的缩放(scaling)，通过使用LiNbO3可以改善这一点。
所提出的设计示出了300MHz的带宽。通过调谐谐振-反谐振条件，改进的匹配也可以导致约为400MHz的高带宽。如上面提及的，调谐可以包括调节节距和/或比率a/p。
图10a例示了也可以激发电极的电极剪切振模的高次谐波模式。图10a实际上例示了三次谐波的剪切移动。在该模式下，在各个电极中观察到四个中性振动点或线。对于具有700nm厚的Al竖直电极、金属比a/p为0.5、节距为1.4μm以及压电层为LiTaO3(YX1)/42°的换能器结构，获得如图10a所示的电极剪切振模。与图7b相反，这里，三次谐波在电极的边缘产生显著的振动，从而生成可以表征耦合的模式的明显特征。在图10b中，实现针对LTO、Si、SiO2以及蓝宝石基板的比较，考虑到了电极的锥形状(就像图4a所例示的)，该锥形状产生比其它类型电极更好的Q。对于图10a，其它参数是相同的。
图10b和图10c例示了针对各种基础基板LiTaO3、SiO2、Si以及蓝宝石的对应的谐波电导G和电纳B。这些模式受到关注是由于8.75GHz左右的高谐振频率，它们示出了高的等效速度。使用根据本发明的换能器结构来激发对应的模式可以有利地用于高频源的开发。例示了电纳的符号变化的图10c表明模式的耦合是有效的。
图11例示了本发明的第八实施方式。该图例示了根据本发明的第一实施方式的表面声波装置的叉指式换能器结构200。叉指式换能器结构200包括一对叉指式梳状电极202和204，各个梳状电极包括被嵌入压电层212中的多个电极装置206和208。
如在第一实施方式中，电极装置206和208具有指206、208的形状。在该实施方式的变型例中，电极装置还可以具有分裂指(spilt finger)206、208，其分别包括属于同一梳状电极的两个或更多个直接相邻的电极指。
压电层212是还包括基础基板214的复合基板210的一部分。关于其它实施方式中所述的厚度，压电层具有相同的材料并且具有相同的特性。
基础基板214的厚度可以大于压电层212的厚度，以将其热膨胀施加至压电层212，并且降低换能器对温度变化的灵敏度。优选的情形对应于比压电层212的厚度大至少十倍的基础基板厚度。
基础基板214具有与第一实施方式相同的材料。
通过将不同材料用于基础基板214，可以增强设计的灵活性。
该对叉指式梳状电极202和204包括多个电极指206和208。电极指(例如，分别为206_1、208_1至206_4、208_4以及208_5、206_7至208_8、206_10)呈叉指式，并且经由它们的梳状电极202和204连接至交变电势，并被嵌入压电层212中。交变电势可以是如图所示的+V和-V或者在变型例中是质量和负载/源电势。电极指是金属的，并且都具有相同的长度l、宽度w以及厚度t。此外，这里被定义为λ/2的电极节距p也被用于换能器结构200。电极指的数量不是固定的，并且该装置可以包括比图11所例示的更多或更少的电极指。
根据本发明的变型例，电极指206、208也可以具有不同的长度l、宽度w以及厚度te。
如在第一实施方式中，厚度te大于或小于压电层212的厚度。
第八实施方式具有的特殊性在于，换能器结构200还包括区域218(也被称为第二区域)，其中两个邻近的电极指208_4和208_5(也是指直接邻近的电极指)被连接至同一电势(这里是+V)，而这两个邻近的电极指之间没有来自相对的叉指梳状电极202的任何电极指206。所述两个邻近的电极指208_4和208_5也可以被连接至-V、或质量、或负载/源电势VIN(未示出)。在该上下文中，一个或多个第一区域是换能器结构的一部分，其中直接邻近的电极指属于不同梳状电极。
在电极装置206、208由位于同一电势的两个或更多个相邻指中的分裂指206、208表示的变型例中，被连接至同一电势的两个邻近的电极装置206、208可以指的是分裂指206中的被连接至分裂指208的同一电势的所有指。但是也可以是分裂指206中的至少一个电极指被连接至分裂指208的同一电势。
在图11中，所述区域或第二区域218实际上位于换能器结构200的中间，以使在区域218的各侧(左侧和右侧)上，存在八个电极指或四个电极指对。在该实施方式的变型例中，可以将区域218放置在换能器结构中的不同位置处，以使电极指对不均匀地分布在区域218的任一侧上。也可以将区域218放置在换能器结构200的任一末端部上。
如先前提及，电极指206_1、208_1至206_4、208_4以及208_5、206_5至208_8、206_8分别呈叉指式并且具有交变电势。实际上可以看出，由于区域218的存在，所以在区域218的左侧，叉指式电极指206_1、208_1至206_4、208_4分别具有交变电势-V/+V，而在区域218的右侧，叉指式电极指208_5、206_5至208_8、206_8分别具有交变电势+V/-V。
被连接在交变电势的一对邻近电极指限定电声源。例如，这里在图11中，具有交变电势-V/+V的邻近的叉指式电极指206_1和208_1限定电声源220。但是具有交变电势+V/-V的邻近的叉指式电极指208_1和206_2也限定了电声源222。因此，该对邻近的叉指式电极指206_2、208_2至206_4、208_4各自还限定电声源220，并且相应地，该对邻近的叉指式电极指208_2、206_3和208_3、206_4各自还限定电声源220。特别地，这里，在区域218的左侧，存在四个有源电声源220和三个有源电声源222，其中总共具有八个叉指式电极指206_1、208_1至206_4、208_4。
在区域218的右侧，被连接在交变电势+V/-V的一对邻近的叉指式电极指(例如，208_5和206_5)也限定电声源222，并且具有交变电势-V/+V的该对邻近的叉指式电极指206_5和208_6限定电声源220。在区域218的右侧，存在四个有源电声源222和三个有源电声源220，其中总共具有八个叉指式电极指208_5、206_5至208_8、206_8。但是这里，区域218左侧的电声源220、222与区域218右侧的电声源222、220处于相反的相位下，特别为π。
然而，由于电极节距p被定义为λ/2，因此，这表示换能器结构200在布拉格条件下是以同步模式工作的。因此，在区域218左侧的多个电声源220、222都同相并且彼此相干，而在区域218右侧的多个电声源222、220都同相并且彼此相干。
在区域218中，在所述两个邻近的电极指208_4与208_5之间没有电声源220或222，这是因为它们都被连接至同一电势。
根据变型例，电势的极性可以在第一叉指式梳状电极206与第二叉指式梳状电极208之间交换，或者在一个梳状电极上连接至质量并且在另一梳状电极上连接至负载/源电势VIN。
由于换能器结构200中存在第二区域218，因此，换能器内的电声源的相位被反转π，这是因为区域218左侧的电声源与区域218右侧的电声源处于相反的相位。因此，通过组合从被连接至同一梳状电极的两个电极指的每一侧朝着换能器发射的能量，在换能器中的电声源之间产生相消干涉，而朝着换能器外部发射的能量实际上将由位于SAW装置中的换能器结构的任一侧上的反射镜来进行发射和反射。
因此，与所有电极指均具有交变电势的相同尺寸的换能器结构(举例来说，如图1所示)相比，减少了存在于换能器结构200中的、在换能器结构200中是相干的和同相的电声源的量。结果，减小了换能器结构中的机电耦合系数ks 2。
这里，在该特定实施方式中，换能器结构200中的区域218的左侧和右侧具有与区域218位于换能器结构200的中间时完全相同数量(即，8个)的叉指式电极指206和208，从而导致7个有源电声源。这里，换能器结构200中的机电耦合系数ks 2按照因子2降低。再次地，通过组合从被连接至同一梳状电极的两个电极指的每一侧朝着换能器发射的能量，换能器结构中的电声源之间产生相消干涉，而朝着换能器外部发射的能量实际上将由反射镜来进行发射和反射。因此，换能器效率按照因子2降低。
此外，与现有技术情形相比，也修改了在复合基板212的界面216处反射的模式的相位相干性的可能性。如果在换能器结构内发生相移，则没有机会检测到与相位匹配条件不匹配的波。因此，减少了对来自界面216的反射声波的检测，这又将导致因基于换能器结构200的SAW装置的滤波器性能中的这些反射而减少不期望的频率的寄生谐振。
因此，根据本发明的换能器结构200中的声波的生成和/或检测是根据换能器结构200中存在的同相的电声源的量来控制的。使两个邻近的电极指连接至同一电势导致了结构内的相变π，这对换能器结构拒绝寄生模式的效率具有正面的影响。不需要改变换能器的尺寸(诸如电极指的宽度或长度或电极间距离)，否则改变换能器的尺寸将对这种结构的制造技术产生影响，并且可能显著降低利用上述换能器结构的谐振器的谐振质量。
根据第八实施方式的变型例，换能器结构中可以存在不止一个区域218，因此增加了换能器结构中的被抑制电声源的数量，从而进一步降低了机电耦合系数ks 2。这是控制滤波器带宽的高效方式，因此给出了致力于各种滤波器频带的更多自由度。
根据另一变型例，可以将不止两个邻近的电极装置208_4和208_5(如三个或更多个)与同一电势相联系，从而抑制另外的源。另外，或者根据另一变型例，可以存在多于一个的具有被抑制源的区域。在该情况下，将这些区域以随机方式分布在换能器结构的延伸范围内是有利的。在存在更多区域的情况下，与同一电势相联系的邻近电极装置的数量是不同的。
图12a至图12c例示了本发明的第九实施方式的三个变型例。不同于上述情况，举例来说，如图1或图4a至图4c所例示的，其中压电层内的凹槽排他地填充有导电材料，特别是类似Al或Al合金的金属，第九实施方式的换能器结构的变型例还包括位于压电层的凹槽内的介电材料。除了该差异之外，第九实施方式的变型例具有与第一实施方式相同的结构特征和特性，并且可以与其它第二实施方式至第八实施方式中的任一实施方式或其组合进行组合。
图12a例示了第九实施方式的第一变型例的换能器结构600的局部剖视图，该换能器结构具有两个邻近的电极装置612和614，各个电极装置属于不同的梳状电极。电极装置612和614被嵌入经由附接层608设置在基础基板606上的压电层604中的凹槽616和618中。在该实施方式中，凹槽616和618的侧壁和底壁覆盖有导电材料620和622，举例来说，如上所述的Al或Al合金。凹槽616和618的其余部分至少部分地填充有介电材料624和626，特别是金刚石碳。
图12b例示了根据第九实施方式的变型例的换能器结构650。将不再描述具有与被用于第一变型例600的附图标记相同的附图标记的要素，而是进行参考。
在该变型例中，凹槽652和654延伸穿过整个压电层直到附接层608。再次地，凹槽652和654的侧壁以及凹槽的现在与基础层606附接层608接触的底部覆盖有导电材料656和658。凹槽652和654的其余部分至少部分地填充有介电材料660和662。可以使用与第一变型例中的材料相同的材料。
本实施方式的关注点是允许使用相速度大于金属材料的相速度的材料，特别是基于铝的金属。结果是与实施方式1相比，该实施方式可以达到更高的频率。
图12c例示了换能器结构690的第三变型例。关于第二变型例的唯一差异在于，介电材料692和694延伸穿过凹槽696和698的整个厚度以到达附接层608，以使仅凹槽696和698的侧壁覆盖有导电材料656和658。
图13a至图13d例示了获得根据第九实施方式的第一变型例的方法。
将凹槽616、618蚀刻到压电层604中，如图13a所例示的。然后，如图13b所例示的，执行金属淀积步骤，以利用金属层700来覆盖压电层604以及凹槽616、618的壁。随后，将介电层702淀积到金属层700上，使得凹槽616和618至少部分地填充有介电材料。这在图13c中进行了例示。最后，实现抛光步骤(例如，CMP抛光步骤)，以获得换能器结构600。
换能器结构650的第二变型例可以通过采用蚀刻步骤使得凹槽延伸穿过压电层604直到基础基板606来获得。
图14a例示了如图12b所示结构的电导G和电纳B的数值模拟结果，图14b例示了如图12b所示结构的电导G和电纳B以及电阻R和电抗X。在模拟中，将金刚石碳用作介电材料，并且将铝用作凹槽内的金属。压电层604是LiTaO3(YX1)/42°。基础基板606也是通过硅石SiO2的附接层608接合至压电层604的钽酸锂(相同的晶体切口)。
这种结构(也被称为同型接合)意味着使用相同的材料作为基板，并且使用SiO2接合压电层。可以将SiO2用作蚀刻停止层，以控制压电层厚度并因此控制激发层厚度。SiO2还可以帮助降低TCF。硅石附接层下的结构部分也被称为辐射域，其中耗散不期望的模式，而期望的模式仍保留在附接层608上的引导域中。
机械周期或电极节距p为1.4μm，并且所嵌入的电极厚度为500nm，具有100nm厚的金属层656、658以及400nm厚的AlN/碳金刚石作为电介质填充材料660、662。为了模拟，使用接近a/p＝0.5的纵横压电/电极比。所观察到的模式对应于漏波，但是对于在相速度为12km.s-1的情况下的2.2％的耦合因子，已发现，谐振时的品质因子Qr和反谐振时的品质因子Qa分别等于400和670。
图14c例示了通过数值模拟获得的电极模式，其中剪切振模类似于电极(即，金属部分656和电介质部分660)中存在的振动，而压电层604很少移动。图14c例示了压电层604、所嵌入的电极以及附接层608的有限元网格。在模拟中，边界条件考虑了附接层608下的辐射域中的波行为。图15a例示了如图12b所示结构(其中，氮化铝AlN作为电介质660、662)的谐波电导G和电纳B的数值模拟结果，图15b例示了如图12b所示结构(其中，氮化铝AlN作为电介质660、662)的谐波电导G和电纳B以及谐波电阻R和电抗X。除了介电材料之外，所有其它结构参数是相同的。与类金刚石碳相比，AlN的相速度被降低至11.3km.s-1。在该变型例中，可以观察到4.4％的耦合因子以及品质因子Qr＝1850和Qa＝990。
图16a例示了谐波电导G和电阻R的数值模拟结果，图16b例示了对谐振的放大，以及图16c例示了对反谐振的放大。在该变型例中，电介质660、662是如图12b所示结构的二氧化硅SiO2。除了介电材料之外，所有其它结构参数与第九实施方式的第一变型例和第二变型例中的结构参数相同。
与所观察模式的具有排他地填充有金属材料的凹槽的换能器结构相比，SiO2的使用改善了TCF。这是由于SiO2的等于+80ppm.K-1的TCF系数与金属的TCF系数相反。
实际上，这里，当使用SiO2作为电介质660、662时，观察到谐振的-11ppm.K-1的TCF值以及反谐振的-14.7ppm.K-1的TCF值。耦合因子为6.7％，并且谐振的品质因子QR大于5000。QAr较小，约为650，但是可以通过优化设计的结构参数来改进。
当如图16d所例示在换能器结构650上提供SiO2的附加层时，甚至可以进一步改善所观察到的TCF数值。该图例示了根据第九实施方式的第四变型例的换能器结构670。除了存在SiO2的附加层672之外，换能器结构670对应于图12b的换能器结构650。介电材料也可以向下延伸穿过至附接层608，就像图12c所例示的。
提供这样的层的另一方面是如上面已经关于图7描述的那样加速该模式的相速度，以在需要耗散所观察的基本模式时将基本剪切振模加速超过基板606的SSBW速度。
代替使用相同的介电材料来填充凹槽并提供附加层672，可以使用两种不同的材料来进一步优化TCF以及相速度。
图17a和图17b例示了本发明的第十实施方式的两个变型例。可能出现如下情形：电极模式可以与标准引导剪切振模(例如，基本引导剪切振模)同时被观察到，举例来说，如图7d所例示的。
当使用在SiO2上具有LiTaO3压电层的POI复合基板时，也会出现这种情形。这种POI基板的典型示例是在Si(100)基础基板上的1μm陷阱富集多Si层上的500nm厚的SiO2上的600nm厚的LiTaO3。在这种配置中，在介于3800m.s-1至4200m.s-1之间的相速度下观察到基本引导剪切振模的持久性，并由此，当在比电极模式高约两倍半的频率使用电极模式来致力于高频带时产生潜在的问题。
如已经提及，参见关于图3a至图3f的描述，基础基板106、205、306、406、506、606的选择扮演重要角色。实际上，在基板的SSBW速度小于压电层中的基础声学体剪切振模的SSBW速度的情况下，体剪切振模将进入基础基板并在其中耗散。
已经可以通过使用Si(111)基础基板来减少基本引导剪切振模的贡献，该Si(111)基础基板呈现了SSBW速度(通常是4700m.s-1甚或更小，而不是5650m.s-1)小于Si(100)上的SSBW速度的优点。与(YXw)/45°相对应的Si取向在该目的中是特别受关注的。然而，在该情况下，仍然具有仍可以观察到的基本剪切引导模式的明显特征，即使抑制了如已经描述的一对高阶模式。
为了更进一步减少基本引导剪切振模的剩余贡献，根据第十实施方式的换能器结构在叠层内包括至少一个附加层。将附加层选择成加速基本引导剪切波，从而将其速度进一步推动超过基板的SSBW速度。
如图17a所例示的换能器结构700包括在SiO2层706上的具有所嵌入的电极712、714、716(在此这些电极由铝制成)的LiTaO3压电层704。该结构还包括在Si(111)的基础基板710上的陷阱富集多Si层708。
换能器结构700还包括被夹在SiO2层706与陷阱富集层708之间的附加层718，也被称为高速低损耗层。高速层718是AlN层、Al2O3层、Si3N4层或SiC层之一。所有这些材料展现出大于10km.s-1的压缩体波速度值以及大于5km.s-1的剪切体波速度。作为另选例，高速层718可以基于碳：单晶金刚石、非晶碳化物层、纳米晶粒多晶金刚石(NCD)或者所有类金刚石的碳层，其可以推动压缩波速度超过15km.s-1并且剪切波速度超过7km.s-1。
图17b例示了第十实施方式的第二变型例。第二变型例基于第一变型例，但是另外包括第二附加层720(也是高速低损耗层)，其可以具有与第一附加层718相同或不同的材料。两个层718、720将加速基本引导剪切振模的速度。图18a示出了由电子显微镜拍摄的图像，其示出了根据本发明的换能器的实际示例。该图片示出了换能器结构800(其对应于如图1所例示的第一实施方式的结构)的侧剖视图，该换能器结构800具有被嵌入LiTaO3(YX1)/42°体基板804中的铝电极802。在测量换能器的特性之后，已经添加了位于电极802和体基板804的表面上的层806，并且该层806用作用于成像目的的对比度增强层。节距为p＝3.4μm，并且电极802的高度为h＝510nm。纵横比a/p为0.5。该结构具有50对电极装置。
图18b是由矩形808突出显示的区域的放大图，由此例示了电极806的形状。体基板804中的凹槽具有梯形形状，其中平行边中的长边与体基板804的表面810对齐。侧壁812和814呈轻微凹形，底表面814呈凸形。
图18c例示了模拟被嵌入压电基板804中的实际示例的电极802的形状的有限元网格820，其被用于模拟图18a和图18b所示的实际示例的行为。
图19a例示了实际示例的电导和电阻的实验测量结果。图19b例示了根据对如图18c所示结构的数值模拟而获得的电导和电阻的结果。
如图18a和图18b所示的所制造的装置示出了模式的相速度为10950m.s-1、耦合因子Ks 2为1.85％以及品质因子为Qar＝350。在大约1.6GHz的频率观察到该模式，因此远高于基本剪切振模的580MHz。图19a例示了所测得的电导和电阻。
使用如图18c所示的FEM网格并且考虑无限长换能器结构的模拟结果提供了与上述电极模式的实验结果一致的结果。可以观测到速度为10862m.s-1、耦合因子Ks 2为0.62％以及品质因子Qar约为100。另外，该模式出现在约1.6GHz处，并且在电导和电阻相关性方面显示出类似的行为。
已经描述了本发明的许多实施方式。然而，应理解，在不脱离所附权利要求的情况下，可以进行各种修改和增强。

Claims (42)

1.一种声学装置的换能器结构(100、200、300、408、410)，所述换能器结构包括：压电层(104)，
一对叉指式梳状电极(108、110、412、414)，所述一对叉指式梳状电极包括具有节距p的多个电极装置(112_i、114_j、418、420)，
其特征在于，
所述叉指式梳状电极(108、110、412、414)的所述电极装置被嵌入所述压电层(104)中，并且
所述电极装置的声阻抗小于所述压电层的声阻抗。
2.根据权利要求1所述的换能器结构，其中，所述节距p满足由p＝λ/2给出的布拉格条件，λ是所述换能器的工作声学波长。
3.根据权利要求1或2所述的换能器结构，其中，所述电极装置(112_i、114_j、418、420)的纵横比a/p介于0.3至0.75之间，并且特别是介于0.4至0.65之间，其中，“a”为所述电极装置(112_i、114_j、418、420)的宽度，并且“p”为所述电极装置(112_i、114_j、418、420)的所述节距。
4.根据权利要求1至3中的一项所述的换能器结构，其中，所述压电层被设置在基础基板(106)上。
5.根据权利要求4所述的换能器结构，所述换能器结构还包括附接层(608、706)，并且特别是二氧化硅(SiO2)，所述附接层位于所述压电层(604、704)与所述基础基板(606、710)之间。
6.根据权利要求4或5所述的换能器结构，所述换能器结构还包括高速层(718)，所述高速层位于所述压电层(704)与所述基础基板(710)之间，其中，所述高速层是由相比于所述压电层(104)的材料和晶体取向允许更高的剪切波相速度的材料制成的。
7.根据权利要求5和6所述的换能器结构，其中，所述高速层(718)是定位在所述附接层(706)与所述基础基板(710)之间的。
8.根据权利要求4至7中的一项所述的换能器结构，所述换能器结构还包括陷阱富集层(708)，并且特别是多晶硅陷阱富集层，所述陷阱富集层位于所述压电层(704)与所述基础基板(710)之间。
9.根据权利要求7和8所述的换能器结构，其中，所述陷阱富集层(708)是定位在所述高速层(718)与所述基础基板(710)之间的。
10.根据权利要求1至9中的一项所述的换能器结构，所述换能器结构还包括覆盖层(302)，所述覆盖层位于所嵌入的电极装置(112_i、114_j、418、420)与所述压电层(104)之上。
11.根据权利要求10所述的换能器结构，其中，所述覆盖层(302)是由相比于所述压电层(104)的材料允许更高的剪切波相速度的材料制成的和/或具有相比于所述压电层(104)的晶体取向允许更高的剪切波相速度的晶体取向。
12.根据权利要求1至7中任一项所述的换能器结构，所述换能器结构还包括布拉格反射镜(204)，所述布拉格反射镜位于所述压电层(104)和/或所述电极装置的下方。
13.根据权利要求4至12中的一项所述的换能器结构，其中，所嵌入的电极装置(112_i、114_j、418、420)的厚度小于或等于所述压电层(104)的厚度。
14.根据权利要求13所述的换能器结构，其中，所述电极装置的厚度te满足λ>te>0.1*λ。
15.根据权利要求4至14中的一项所述的换能器结构，其中，所述基础基板(106)的声阻抗约为所述压电层(104)的声阻抗，并且特别是在所述压电层(104)的声阻抗的正负25％的范围内，更特别地，是在所述压电层(104)的声阻抗的正负15％的范围内。
16.根据权利要求1至15中的一项所述的换能器结构，其中，所嵌入的电极装置被填充到所述压电层(104、203)的凹槽中。
17.根据权利要求16所述的换能器结构，其中，所述凹槽的横截面为锥形或梯形(201a)或者V形或者U形(201c)，和/或其中，所述凹槽的侧壁和/或底部的形状为凸形(207b)或者凹形(207a)或者圆齿形(207c)。
18.根据权利要求16或17所述的换能器结构，其中，所述凹槽的所述底部(215)上设置有介电层(211)。
19.根据权利要求17所述的换能器结构，其中，所述凹槽(616、618)的所述侧壁和底壁覆盖有导电材料(620、622)，并且所述凹槽(616、618)的其余部分填充有介电材料(624、626)。
20.根据权利要求17所述的换能器结构，其中，所述凹槽(696、698)延伸穿过所述压电层(604)，并且所述凹槽(696、698)的所述侧壁覆盖有导电材料(656、658)，并且所述凹槽(696、698)的其余部分填充有介电材料(692、694)。
21.根据权利要求20所述的换能器结构，其中，仅朝着所述压电层(604)的侧壁覆盖有所述导电材料(656、658)。
22.根据权利要求18至21中的一项所述的换能器结构，其中，所述介电材料是相比于所述导电材料具有更高剪切波相速度的材料。
23.根据权利要求18至22中的一项所述的换能器结构，其中，所述介电材料的频率温度系数的符号与所述导电材料的频率温度系数的符号相反。
24.根据权利要求18至23中的一项结合权利要求10或11所述的换能器结构，其中，所述覆盖层(672)的介电材料和被填充在所述凹槽(652、654)中的介电材料(660、662)是相同的。
25.根据权利要求1至24中的一项所述的换能器结构，其中，所述电极装置是由比锰轻的材料制成的，并且特别是由铝或包括Cu、Si或Ti的铝合金制成的。
26.根据权利要求1至25中的一项所述的换能器结构，其中，所述压电层是钽酸锂或铌酸锂。
27.根据权利要求1至26中的一项结合权利要求4所述的换能器结构，其中，所述基础基板(106)是硅石、石英、熔融石英或玻璃或LiTaO3或LiNbO3或硅中的一者，并且特别是Si(111)。
28.根据权利要求1至27中的一项结合权利要求6所述的换能器结构，其中，所述高速层(718)是AlN、Al2O3、Si3N4、SiC或碳基材料中的一者，并且特别是单晶金刚石、非晶碳化物、纳米晶粒多晶金刚石。
29.根据权利要求1至28中的一项结合权利要求10所述的换能器结构，其中，所述覆盖层(302、672)是AlN、Al2O3、Si3N4、SiC或碳基材料中的一者，并且特别是单晶金刚石、非晶碳化物、纳米晶粒多晶金刚石。
30.根据权利要求1至29中的一项结合权利要求18至20中的一项所述的换能器结构，其中，所述介电材料是碳基材料或者是AlN或SiO2，并且特别是单晶金刚石、非晶碳化物、纳米晶粒多晶金刚石。
31.根据权利要求1至30中的一项所述的换能器结构，其中，所述一对叉指式梳状电极(202、204)包括一个区域(218)或更多个区域，在所述一个区域或更多个区域中，两个或更多个邻近电极装置(206、208)属于同一梳状电极(202、204)，同时彼此之间的距离与属于不同梳状电极的邻近电极装置彼此之间的距离相同。
32.根据权利要求31所述的换能器结构，其中，属于同一梳状电极的所述两个或更多个邻近电极装置具有与属于不同梳状电极的邻近电极装置相同的几何形状。
33.根据权利要求31或32所述的换能器结构，所述换能器结构具有三个或更多个区域(218)，所述三个或更多个区域具有属于同一梳状电极(202、204)的两个或更多个邻近电极装置(206)，其特征在于，邻近区域关于彼此具有不同距离，并且特别是在所述换能器结构的延伸范围内随机分布的。
34.根据权利要求31至33中的一项所述的换能器结构，其中，具有属于同一梳状电极(202、204)的两个或更多个邻近电极装置(206、208)的区域(218)具有属于同一梳状电极的不同数量的邻近电极装置。
35.根据权利要求1至34中的一项所述的换能器结构，其中，所述电极装置具有能够通过I线光刻法实现的尺寸，并且特别是大于350nm的宽度。
36.一种声波装置(400)，所述声波装置包括至少一个根据权利要求1至35中任一项所述的换能器结构(100、200、300、408、410)，其中，所述装置(400)是声波谐振器和/或声波滤波器和/或声波传感器和/或频率源。
37.根据权利要求36所述的声波装置，所述声波装置还包括射频(RF)供应装置，所述RF供应装置被配置成利用高于3GHz的RF信号来驱动所述换能器结构。
38.一种使用根据权利要求1至37中的一项所述的换能器结构的方法，所述方法包括以下步骤：向所述两个叉指式电极施加交变电势以激发剪切振模，所述剪切振模在所述电极装置中具有比所述压电层中的振动幅度大的振动幅度，并且具有比所述压电层的基本剪切波模式高的等效速度。
39.根据权利要求38所述的方法，其中，与所述压电层相比，所述剪切振模主要发生在所述电极装置内。
40.一种使用根据权利要求1至39中的一项所述的换能器结构的方法，所述方法包括以下步骤：向所述两个叉指式电极施加交变电势，以利用一对数量的中性线在所述电极装置中激发剪切振模，而不在所述电极内部展现剪切移动，并且具有比所述压电层的基本剪切波模式高的等效速度。
41.根据权利要求38至40中的一项所述的方法，其中，所述换能器结构是滤波器或谐振器或延迟线或传感器的一部分，并且特别是梯式滤波器和/或阻抗滤波器和/或耦合滤波器的一部分。
42.根据权利要求41所述的方法，其中，所述滤波器是在高于3GHz的频率使用的。
CN202080062067.1A 2019-09-18 2020-09-18 声波装置的换能器结构 Pending CN114342257A (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP19306124.9A EP3796556A1 (en) 2019-09-18 2019-09-18 Transducer structure for an acoustic wave device
EP19306123.1A EP3796555A1 (en) 2019-09-18 2019-09-18 Transducer structure for an acoustic wave device
EP19306123.1 2019-09-18
EP19306124.9 2019-09-18
PCT/IB2020/000784 WO2021053401A2 (en) 2019-09-18 2020-09-18 Transducer structure for an acoustic wave device

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN114342257A true CN114342257A (zh) 2022-04-12

Family

ID=72944186

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202080062067.1A Pending CN114342257A (zh) 2019-09-18 2020-09-18 声波装置的换能器结构
CN202080062057.8A Pending CN114342256A (zh) 2019-09-18 2020-09-18 声波器件的换能器结构

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202080062057.8A Pending CN114342256A (zh) 2019-09-18 2020-09-18 声波器件的换能器结构

Country Status (7)

Country Link
US (2) US20220407491A1 (zh)
EP (2) EP4032184A2 (zh)
JP (3) JP2022548490A (zh)
KR (2) KR20220062407A (zh)
CN (2) CN114342257A (zh)
TW (2) TWI742860B (zh)
WO (2) WO2021053399A2 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114584104A (zh) * 2022-05-05 2022-06-03 深圳新声半导体有限公司 一种体声波滤波器及其制作方法

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI802380B (zh) * 2022-04-21 2023-05-11 立積電子股份有限公司 聲波裝置及其製造方法
FR3135175A1 (fr) 2022-04-29 2023-11-03 Frec'n'sys Dispositif a ondes élastiques de surface a electrodes encastrées dans une couche piezoelectrique, conception et fabrication de celui-ci
WO2023235311A1 (en) * 2022-05-30 2023-12-07 Skyworks Solutions, Inc. Surface acoustic wave devices having reduced size
WO2023235309A1 (en) * 2022-05-30 2023-12-07 Skyworks Solutions, Inc. Surface acoustic wave devices with high velocity higher-order mode

Family Cites Families (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5162689A (en) * 1991-05-01 1992-11-10 Motorola, Inc. Single-phase uni-directional acoustic wave transducer
JPH0983030A (ja) * 1995-09-11 1997-03-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd 弾性表面波素子及びその製造方法
JPH09167935A (ja) * 1995-12-15 1997-06-24 Mitsui Mining & Smelting Co Ltd 弾性表面波変換器
US5654680A (en) * 1996-01-30 1997-08-05 Motorola, Inc. Saw-based ladder filter including multiple coUpling coefficients (K2), Method therefor and radio incorporating same
JP3371849B2 (ja) * 1999-04-28 2003-01-27 株式会社村田製作所 Ｓａｗ共振子、複合ｓａｗフィルタ及びｓａｗフィルタ
JP3906687B2 (ja) * 1999-06-03 2007-04-18 松下電器産業株式会社 弾性表面波フィルタ
JP2002057549A (ja) * 2000-08-09 2002-02-22 Sumitomo Electric Ind Ltd 表面弾性波素子用基板及び表面弾性波素子
JP3824499B2 (ja) * 2001-04-20 2006-09-20 富士通株式会社 弾性表面波共振子及び弾性表面波フィルタ
TW595024B (en) * 2003-05-07 2004-06-21 Pei-Ren Jang Method for real-time monitoring the thickness of a piezoelectric membrane during wet etching
JP2006033791A (ja) * 2004-06-15 2006-02-02 Seiko Epson Corp 弾性表面波素子の製造方法およびその製造方法を用いて製造した弾性表面波素子
JP5104031B2 (ja) * 2007-05-22 2012-12-19 株式会社村田製作所 弾性境界波装置及びその製造方法
DE102007063470A1 (de) * 2007-12-20 2009-07-02 IFW - Leibniz-Institut für Festkörper- und Werkstoffforschung Dresden e.V. Wandler, Resonator und Filter für akustische Oberflächenwellen
JP2010068503A (ja) * 2008-08-13 2010-03-25 Seiko Epson Corp 弾性表面波素子
WO2010058570A1 (ja) * 2008-11-18 2010-05-27 株式会社村田製作所 チューナブルフィルタ
JP5304898B2 (ja) * 2009-08-10 2013-10-02 株式会社村田製作所 弾性境界波装置
JP5678486B2 (ja) * 2010-06-17 2015-03-04 セイコーエプソン株式会社 弾性表面波共振子、弾性表面波発振器および電子機器
FI20106063A (fi) * 2010-10-14 2012-06-08 Valtion Teknillinen Akustisesti kytketty laajakaistainen ohutkalvo-BAW-suodatin
FR2970827B1 (fr) * 2011-01-21 2013-03-01 Centre Nat Rech Scient Capteur de temperature comportant un resonateur a ondes de volumes a modes harmoniques elevees
WO2013047433A1 (ja) * 2011-09-30 2013-04-04 株式会社村田製作所 弾性波装置
JP5716050B2 (ja) * 2013-03-27 2015-05-13 スカイワークス・パナソニック フィルターソリューションズ ジャパン株式会社 弾性波素子
FR3024587B1 (fr) * 2014-08-01 2018-01-26 Soitec Procede de fabrication d'une structure hautement resistive
KR102250789B1 (ko) * 2015-09-07 2021-05-10 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 탄성파 장치, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치
US20170085246A1 (en) * 2015-09-17 2017-03-23 Ishiang Shih Tunable surface acoustic wave resonators and filters
JP6632481B2 (ja) * 2016-06-22 2020-01-22 太陽誘電株式会社 弾性波共振器、フィルタおよびマルチプレクサ
FR3053532B1 (fr) * 2016-06-30 2018-11-16 Soitec Structure hybride pour dispositif a ondes acoustiques de surface
GB2572099B (en) * 2016-11-25 2022-03-23 Univ Tohoku Acoustic wave devices
JP2019062441A (ja) * 2017-09-27 2019-04-18 株式会社村田製作所 弾性波装置
JP2019097145A (ja) * 2017-11-22 2019-06-20 住友金属鉱山株式会社 表面弾性波素子用複合基板とその製造方法
JP2019140456A (ja) * 2018-02-07 2019-08-22 株式会社村田製作所 弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114584104A (zh) * 2022-05-05 2022-06-03 深圳新声半导体有限公司 一种体声波滤波器及其制作方法
CN114584104B (zh) * 2022-05-05 2022-07-22 深圳新声半导体有限公司 一种体声波滤波器及其制作方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP4032184A2 (en) 2022-07-27
US20220337220A1 (en) 2022-10-20
WO2021053399A3 (en) 2021-04-29
US20220407491A1 (en) 2022-12-22
WO2021053401A3 (en) 2021-04-29
JP2022548348A (ja) 2022-11-18
TWI772896B (zh) 2022-08-01
KR20220062407A (ko) 2022-05-16
TWI742860B (zh) 2021-10-11
WO2021053401A2 (en) 2021-03-25
TW202125972A (zh) 2021-07-01
TW202119756A (zh) 2021-05-16
KR20220056878A (ko) 2022-05-06
WO2021053399A2 (en) 2021-03-25
JP2022548490A (ja) 2022-11-21
CN114342256A (zh) 2022-04-12
JP2024051091A (ja) 2024-04-10
EP4032183A2 (en) 2022-07-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN114342257A (zh) 声波装置的换能器结构
US20220094333A1 (en) Low loss acoustic device
TWI762832B (zh) 聲表面波器件
CN110324022B (zh) 谐振器及其制备方法
TWI697204B (zh) 複合基板上的表面聲波裝置
JP5503020B2 (ja) 横方向放射損失を低減させ，横方向モードの抑制により性能を高めた電気音響変換器
TWI734153B (zh) 共振腔表面聲波（ｓａｗ）濾波器
CN110798167A (zh) 声波器件及其制作方法
EP4113838A1 (en) Bulk acoustic wave resonator with electrode having void layer, filter and electronic device
EP1467484A2 (en) Surface acoustic wave transducer
EP3776855B1 (en) Surface acoustic wave device on composite substrate
CN110880922A (zh) 一种二维超高频谐振器
WO2021102640A1 (zh) 声波器件及其制作方法
US20220278669A1 (en) Two-dimensional high-performance resonator
CN112688656B (zh) 一种二维高性能超高频谐振器
EP3796556A1 (en) Transducer structure for an acoustic wave device
EP3796555A1 (en) Transducer structure for an acoustic wave device
WO2024027033A1 (en) Acoustic resonator
CN117439572A (zh) 声表面波谐振装置及形成方法、滤波装置
CN116979928A (zh) 横向耦合的薄膜体声波滤波器及其制造方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
TA01 Transfer of patent application right

Effective date of registration: 20230620

Address after: French Boerning

Applicant after: SOITEC

Address before: France Basancon

Applicant before: Fu Ruisienxitong

TA01 Transfer of patent application right