KR20220059884A - 양방향 공진 변환기 자기평형 회로 및 그 제어방법 - Google Patents

양방향 공진 변환기 자기평형 회로 및 그 제어방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 양방향 공진 변환기 자기평형 회로 및 그 제어방법을 공개하는 데, 그 중 양방향 공진 변환기 자기평형 회로는 차례대로 연결된 1차측 변환회로, 변압기, 2차측 변환회로 및 제어기를 포함하며, 상기 1차측 변환회로는 제1 커패시터C1를 통해 변압기 1차측 권선(primary winding)W1과 연결되고, 상기 변압기 2차측 권선(secondary winding)과 2차측 변환회로 사이에는 변류기(current transformer)CT가 설치되며, 제어기는 변류기CT가 검측해 낸 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 정방향 분량 Ipositive과 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 역방향 분량Inegative에 근거해, 더 나아가서, 2차측 변환회로 중 스위치의 듀티비(dutyratio)를 제어한다. 본 발명은 양방향 공진 변환기 양측 자기 편향 현상을 효과적으로 제거하고 자기회로의 평형 제어를 구현함으로써, 포화를 피하고 2차측의 직류차단 커패시터를 생략하며, 설비의 부피를 줄이고 원가를 절감하며, 종래 양방향 공진 변환기의 기초상에서 소량의 소자만 증가하여 제품의 경쟁력을 향상시킨다.

Description

양방향 공진 변환기 자기평형 회로 및 그 제어방법 {Bidirectional resonant transducer magnetic field flattening circuit and its control method}
본 발명은 전원 변환기에 관한 것으로, 특히, 양방향 공진 변환기 자기평형 회로 및 그 제어방법에 관한 것이다.
양방향 격리 토폴로지 구조가 유행됨에 따라, 특히 차량탑재형 OBC, 광전지, 에너지 비축 등 응용 중에 격리 변압기를 구비하며, 양방향 출력 전송의 수요를 만족시키는 것이 더 시급하다. 현재 전통적인 양방향 출력 전송의 토폴로지 구조 중에서, 주로 유행하는 것은 양방향 공진 토폴로지(CLLC) 구조; 양측 액티브 스위치 토폴로지(DAB） 구조; 풀 브릿지(full bridge) 직렬 공진 토폴로지(DBSRC）구조 등이 있다. 이와 같은 토폴로지 구조 중에는 자기평형 문제를 검토해야 하므로, 1차측 회로와2차측 회로 중에 모두 커패시터를 직렬 설치하고 커패시터의 "직류차단 교류통과" 특성을 이용해 직류 분량을 차단함으로써, 자기(magnetic)평형 문제를 해결해야 한다. DAB구조 중에서 일부 솔루션은 양측에 변류기(current transformer)(CT）를 동시에 추가하고 복잡한 피크전류제어모드를 통해 자기평형 문제를 해결해야 한다.
상기 솔루션은 아래 단점이 존재한다.
1. 출력 양측에 모두 커패시터를 직렬 설치하고 전송해야 하는 에너지가 많은 환경에서 전류가 흔히 비교적 강하며, 이 때 커패시터의 체적이 커지고 원가가 뚜렷하게 높아 제품 경쟁력이 떨어지며;
2. 피크전류제어모드를 통해 자기평형 문제를 해결하는 방안은 DAB토폴로지 중에만 응용되고, 제어 알고리즘에 대한 요구가 아주 높으며, DSP의 내부 비교기를 사용하여야 하고 기본상 이 기초상에서 3포트를 업그레이드할 수 없으며;
3. DBSRC의 제어 중에 피크전류제어모드를 사용할 수 없고 출력의 양측에 모두 커패시터를 추가할 수 밖에 없으며, 그 중에서 하나의 라인의 커패시터는 공진을 구현하는 것을 목적으로 하고 다른 하나의 라인의 커패시터는 "직류차단 교류통과" 역할을 하는 것을 목적으로 한다.
따라서, 양방향 전송 기능을 수행하는 격리 DCDC구조 중에 적용하고 자기회로의 평형 제어를 구현하여 포화를 피하며 직류차단 커패시터를 생략할 수 있는 자기평형 제어방법의 설계 방법은 업계가 시급히 해결해야 하는 기술문제이다.
본 발명은 종래기술 중에 존재하는 상기 결함을 해결하기 위해 창출된 것으로, 그 목적은 양방향 공진 변환기 자기평형 회로 및 그 제어방법을 제공하는 데 있다.
본 발명이 이용하는 기술방안은 양방향 공진 변환기 자기평형 회로를 설계하는 데, 그는 차례대로 연결된 1차측 변환회로, 변압기, 2차측 변환회로 및 제어기를 포함하며, 상기 1차측 변환회로는 제1 커패시터C1를 통해 변압기 1차측 권선(primary winding)W1과 연결되고 상기 변압기 2차측 권선(secondary winding)과 2차측 변환회로 사이에는 변류기(current transformer)CT가 설치되며, 제어기는 변류기CT가 검측해 낸 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 정방향 분량 Ipositive과 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 역방향 분량Inegative에 근거해 더 나아가 2차측 변환회로 중 스위치의 듀티비(dutyratio)를 제어한다.
상기 2차측 변환회로는 2차측 제1 변환회로를 포함하고, 상기 2차측 제1 변환회로는 변압기 제1 2차측 권선W2과 연결된다.
상기 2차측 변환회로는 2차측 제1 변환회로와 2차측 제2 변환회로를 포함하고, 상기 2차측 제1 변환회로는 변압기 제1 2차측 권선W2과 연결되며, 상기 2차측 제1 변환회로와 변압기 제1 2차측 권선W2 사이에 상기 변류기CT가 설치되고 상기 2차측 제2 변환회로는 변압기 제2 2차측 권선W3및 변압기 제3 2차측 권선W4과 연결된다.
상기 2차측 제1 변환회로는 제5 스위치Q5, 제6 스위치Q6, 제7 스위치Q7과 제8 스위치Q8를 포함하며, 그 중에서 제5 스위치Q5와 제7 스위치Q7는 상하로 직렬되어 제1 브릿지 암을 구성하고, 제6 스위치Q6와 제8 스위치Q8는 상하로 직렬되어 제2 브릿지 암을 구성하며, 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8가 동기적으로 작동하고 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7가 동기적으로 작동한다.
양방향 공진 변환기 자기평형 회로 제어방법에서, 상기 자기평형 회로는 상기 양방향 공진 변환기 자기평형 회로를 포함하며, 상기 제어방법은 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 정방향 분량Ipositive과 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 역방향 분량Inegative을 수집하고, 수집된 분량에 근거해 2차측 변환회로 중 스위치를 제어하는 듀티비를 포함한다.
상기 정방향 분량Ipositive에 대해 적분 연산을 실시하여 정방향 분량 적분 Is+을 얻고, 상기 역방향 분량Inegative에 대해 적분 연산을 실시하여 역방향 분량Is-을 얻으며; 정방향 분량 적분Is+에서 역방향 분량 적분Is-을 빼어 차분 값(difference value)Is을 얻으며; 차분 값Is이 0보다 큰 경우, 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 50%로 설정하여 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 줄이며; 차분 값Is이 0보다 작은 경우, 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 50%로 설정하여 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 줄이며; 차분 값Is이 0인 경우, 제5 스위치 Q5, 제6 스위치Q6, 제7 스위치Q7와 제8 스위치Q8의 듀티비를 변경하지 않는다.
양방향 공진 변환기 자기평형 회로 제어방법은, 하나의 설계방안 중에서, 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 정방향 분량Ipositive과 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 역방향 분량Inegative을 수집하는 단계 1; 상기 정방향 분량Ipositive에 대해 적분 연산을 실시하여 정방향 분량 적분Is+을 얻고, 상기 역방향 분량Inegative에 대해 적분 연산을 실시하여 역방향 분량 적분Is-을 얻는 단계 2; 정방향 분량 적분Is+에서 역방향 분량 적분Is-을 빼어 차분 값Is을 얻는 단계 3; 차분 값Is이 0보다 큰지의 여부를 판단하여 0보다 크면 단계 5로 전환하고, 그렇지 않으면 단계 6으로 전환하는 단계 4; 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 50%로 설정하여 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 줄이고 단계 9로 전환하는 단계 5; 차분 값Is이 0보다 작은지의 여부를 판단하여 0보다 작으면 단계 7로 전환하고, 그렇지 않으면 단계 8로 전환하는 단계 6; 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 50%로 설정하여 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 줄이고 단계 9로 전환하는 단계 7; 제5 스위치Q5, 제6 스위치Q6, 제7 스위치Q7와 제8 스위치Q8의 듀티비를 변경하지 않고 단계 9로 전환하는 단계 8; 듀티비 조정을 종료하는 단계 9;를 포함한다.
양방향 공진 변환기 자기평형 회로 제어방법은, 다른 하나의 설계방안 중에서, 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 정방향 분량Ipositive와 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 역방향 분량Inegative을 수집하는 단계 1; 상기 정방향 분량Ipositive에 대해 적분 연산을 실시하여 정방향 분량 적분Is+을 얻고, 상기 역방향 분량Inegative에 대해 적분 연산을 실시하여 역방향 분량 적분Is-을 얻는 단계 2; 정방향 분량 적분Is+에서 역방향 분량 적분Is-을 빼어 차분 값Is을 얻는 단계 3; 전류 조정 파라미터Iref를 이용하여 차분 값Is를 빼고, 그 다음 2p2z루프 계산을 실시하여 루프 결과Loopout를 얻는 단계 4; 루프 결과Loopout가 0보다 큰지의 여부를 판단하여 0보다 크면 단계 6으로 전환하고, 그렇지 않으면 단계 7로 전환하는 단계 5; 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 50%로 설정하여 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 줄이고 단계 10으로 전환하는 단계 6; 루프 결과Loopout가 0보다 작은지의 여부를 판단하여 0보다 작으면 단계 8로 전환하고, 그렇지 않으면 단계 9로 전환하는 단계 7;제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 50%로 설정하여 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 줄이고 단계 10으로 전환하는 단계 8; 제5 스위치Q5, 제6 스위치Q6, 제7 스위치Q7와 제8 스위치Q8의 듀티비를 변경하지 않고 단계 10으로 전환하는 단계 9; 듀티비 조정을 종료하는 단계 10;을 포함한다.
바람직한 실시예에서, 상기 전류 조정 파라미터 Iref는 0이다.
본 발명이 제공하는 기술방안은 아래의 효과를 이룬다.
본 발명은 양방향 공진 변환기 양측 자기 편향 현상을 효과적으로 제거하고 자기회로의 평형 제어를 구현함으로써, 포화를 피하고 2차측의 직류차단 커패시터를 생략하며, 설비의 부피를 줄이고 원가를 절감하며, 종래 양방향 공진 변환기의 기초상에서 소량의 소자만 증가하여 제품의 경쟁력을 향상시킨다.
이하, 실시예 및 도면과 결합하여 본 발명을 상세하게 설명한다.
여기에서,
도 1은 종래 2포트 DCDC변환기 회로도이고;
도 2는 도 1의 토폴로지 등적 도면이고;
도 3은 본 발명에 따른 2포트 DCDC변환기 회로도이고;
도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 CT전류 검측 회로도이고;
도 5는 도 3의 회로 전류 및 전압 파형 시뮬레이션 도면이고;
도 6은 도 3의 회로 자기 작동 곡선 설명도이고;
도 7은 종래 3포트 DCDC변환기 회로도이고;
도 8은 본 발명에 따른 3포트 DCDC변환기 회로도이고;
도 9는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 제어원리도이고;
도 10은 본 발명에 따른 2차측 변환회로 출력 스위치 듀티비(dutyratio) 조절 설명도이고;
도 11은 본 발명의 1개 실시예에 따른 제어순서 블록도이고;
도 12는 본 발명의 다른 1개 실시예에 따른 제어순서 블록도이다.
이하에서는 본 발명의 목적, 기술방안과 장점을 더 분명히 알기 위하여 도면 및 실시예와 결합해 본 발명을 진일보 상세히 설명한다. 이 부분에서 기재하는 구체 실시예는 본 발명을 해석하는 데만 사용되며 본 발명을 한정하는 데는 사용되지 않는다는 것을 이해하여야 할 것이다.
본 발명은 1종 제어방법으로 이와 같은 자기편향 현상을 억제하려 한다. 특히, 풀 브릿지(full bridge) 직렬 공진 토폴로지(DBSRC）중에서, 1차측의 공진 커패시터와 공진 인덕턴스(inductance)가 공진 캐비티를 형성하고, 2차측 변환회로 중에서 1개의 변류기(current transformer)와 신청한 제어 알고리즘를 통해 직류차단 커패시터를 생략한다. 예를 들어, 도 1에서 도시한 종래기술 중 2포트 DCDC변환기 회로도 중의 C2는 생략할 수 있다.
도 2는 도 1의 토폴로지 등적 도면이며, 여기에서, is는 1차측 공진 캐비티 중 전류이고 im는 여자 전류(exciting current)이며 ip는 2차측 캐비티 중 전류이다.
해당 토폴로지 구조 C1의 존재는 커패시터의 "직류차단 교류통과" 특성에 근거해 아래의 방정식을 도출하여
Figure pat00001
（1）
L1인덕턴스가 포화되지 않도록 보장하며; 2차측 커패시터C2의 존재에 의해 아래의 방정식을 도출할 수 있으며,
Figure pat00002
（2）
변압기 여자 전류는
Figure pat00003
（3）
이므로,
방정식:
Figure pat00004
（4）
로부터 알 수 있다시피, 변압기는 등식(4)가 1차측 전류 적분이 0이고, 2차측 적분이 0인 것을 유지하기만 하면 변압기가 포화되지 않도록 보장할 수 있다.
도 1에 도시된 종래 회로의 단점은 C2의 커패시터 원가가 비교적 높고 커패시터를 이용하는 충전 방전 특성이
Figure pat00005
를 유지하는 데 있다. 본 발명은 2차측 스위치관의 듀티비(dutyratio)를 변경하여 해당 토폴로지의 2차측 전류 적분을 0으로 유지시킨다. 회로는 도 3에 도시된 바와 같다.
도 3에서, Is+ 과 Is-는 각각 아래와 같이 구현된다.
Figure pat00006
이며; 여기에서, Ipositive는 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 정방향 분량을 가리키며;
Figure pat00007
이며; 여기에서, Inegative는 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 역방향 분량을 가리키며;
제어기는 Is+와 Is-의 신호 표본을 동기적으로 수집하고 2개 신호의 값이 동일하도록 제어하며, 다시 말해, 공식:
Figure pat00008
; 즉,
Figure pat00009
을 구성함으로써, 공식:
Figure pat00010
=0
와 같이 2차측 변환회로의 전류 적분이 0으로 되도록 하며;
만약 이때
Figure pat00011
가 성립되지 않으면, 예를 들어,
Figure pat00012
, 또는
Figure pat00013
일 때 Q5, Q6, Q7, Q8 중 하나 또는 두 개 라인의 듀티비를 제어하여, 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 정방향 또는 역방향 부분을 미세하게 조정하며, 더 나아가,
Figure pat00014
를 얻는다.
예를 들어,
Figure pat00015
일 때, 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 정방향 분량 전류가 역방향 부분 전류보다 강하며, 도 3에서 도시하는 바와 같이, 정방향 분량 전류를 구성하는 경로는, Q6와 Q7가 도통하고 Q5와 Q8이 차단되며, Is+를 낮추거나 또는 Is-를 높이는 것을 목적으로 하는 데, 실시예에서, 기술자들은 Q6과 Q7의 도통시간을 단축시켜 Is+를 낮추고 더 나아가,
Figure pat00016
를 얻는 목적에 도달할 수 있다.
CT전류검측유닛의 설계 예시는 도 4에서 도시하는 바와 같다. 해당 설계에 근거해 시뮬레이션 파형을 구성하고 시뮬레이션을 실시하며, 시뮬레이션의 파형은 도 5에서 도시하는 바와 같다. 도 5에서, Ipositive와 Inegative가 서로 차이나는 전류값인 0.5683A와 직접 측량하는 캐비티 내부 전류의 직류 분량인 0.55962A이 거의 근접하고, 다이오드, 저항 등 이산형(discrete)을 감안할 때 양자가 일정 차이가 존재하는 것은 불가피하지만, 앙페르 회로 법칙인 H*l=N*I에 근거하며; 여기에서, H=B/μ이고 일정 량의 I은 일정 량의 B값 편향 자기를 생성하게 되며, B값의 편향 자기만 잘 제어하면 작동과정에서 자기가 포화되지 않도록 보장할 수 있다. 도 6에서 도시하는 바와 같이, 기대하는 자기 작동 곡선은 실선 "―"이며, 실제 하드웨어가 표본을 수집하는 편차를 감안하면, 실제 자기 작동 곡선은 점선 "---"이지만, 전체적으로 여전히 Bmax와 Bmin의 한정 영역을 벗어나지 않아, 해당 작동은 계속해서 안전하게 이루어진다.
상기 제어방법은 풀 브릿지 직렬 공진 토폴로지(DBSRC） 2포트 회로에 응용되어 3포트의 자기 집적 토폴로지(I시리즈）방안으로 확장될 수 있으며, 기존의 제어방안 중에는 직류차단 커패시터를 구비하여야 하는 데, 도 7 중에서 C4는 직류차단 커패시터이다.
하지만, C4의 존재 때문에, 단순히 2차측 제1 변환회로가 2차측 제2 변환회로를 향해 출력을 전송하는 것만 제어하는 경우, 피크 전류 제어 모드를 이용하도록 허용할 수 밖에 없다. 기술자들은 본 발명의 자기 평형 제어방법을 이용한 후, 도 8에 도시된 회로도를 이용할 수 있다. 도 8에서 도시하는 바와 같이, 종래의 직류차단 커패시터는 생략될 수 있으며, 더 나아가, 3포트 자기 집적 토폴로지(I시리즈）의 출력 밀도를 향상시켜 고객을 위해 제품의 경쟁력을 진일보 향상시킬 수 있다.
도 9는 본 발명의 제어원리 블록도로서, ADCA와 ADCB는 각각 Is+와 Is-의 표본을 수집하고 대응되게 적립한 다음 뺄셈한다. 주어진 참고는 0으로서, PID처리를 실시하고, Q6, Q7, Q5와 Q8의 PWM제어신호를 출력한다.
본 발명은 양방향 공진 변환기 자기평형 회로를 공개하는 데, 도 3에서 도시하는 바와 같이, 차례대로 연결된 1차측 변환회로, 변압기, 2차측 변환회로 및 제어기를 포함하며, 상기 1차측 변환회로는 제1 커패시터C1를 통해 변압기 1차측 권선(primary winding)W1과 연결되고 상기 변압기 2차측 권선(secondary winding)과 2차측 변환회로 사이에는 변류기CT가 설치되며, 제어기는 변류기CT가 검측해 낸 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 정방향 분량 Ipositive과 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 역방향 분량Inegative에 근거해, 더 나아가서 2차측 변환회로 중 스위치의 듀티비를 제어한다.
하나의 실시예에서, 상기 2차측 변환회로는 2차측 제1 변환회로를 포함하고, 상기 2차측 제1 변환회로는 변압기 제1 2차측 권선 W2과 연결된다. 해당 실시예는 2포트 DCDC변환기로서, 차량탑재형 충전기에 응용되며, 이 1차측 변환회로는 충전기(또는 도시전력)를 연결할 수 있으며, 2차측 제1 변환회로는 차량 내부 고압 배터리를 연결할 수 있다.
도 7에서 도시한 다른 하나의 실시예에서, 상기 2차측 변환회로는 2차측 제1 변환회로와 2차측 제2 변환회로를 포함하며, 상기 2차측 제1 변환회로는 변압기 제1 2차측 권선W2과 연결되고, 상기 2차측 제1 변환회로와 변압기 제1 2차측 권선W2 사이에는 상기 변류기CT가 설치되며, 상기 2차측 제2 변환회로는 변압기 제2 2차측 권선W3 및 변압기 제3 2차측 권선W4과 연결된다. 해당 실시예는 3포트 DCDC변환기로서, 차량탑재형 충전기 중에 응용되며, 그 1차측 변환회로는 충전기(또는 도시전력）을 연결할 수 있고, 그 2차측 제1 변환회로는 차량 내부 고압 배터리를 연결할 수 있으며, 그 2차측 제2 변환회로는 차량 내부 저압 설비를 연결할 수 있다.
바람직한 실시예에서, 상기 2차측 제1 변환회로는 제5 스위치Q5, 제6 스위치Q6, 제7 스위치Q7과 제8 스위치Q8를 포함하며, 그 중에서 제5 스위치Q5와 제7 스위치Q7는 상하로 직렬되어 제1 브릿지 암을 구성하고 제6 스위치Q6와 제8 스위치Q8는 상하로 직렬되어 제2 브릿지 암을 구성하며, 제어받는 구동을 실시하되, 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8가 동기적으로 작동하고, 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7가 동기적으로 작동한다.
본 발명은 양방향 공진 변환기 자기평형 회로 제어방법을 더 공개하는 데, 상기 자기평형 회로는 상기 양방향 공진 변환기 자기평형 회로를 포함하고, 상기 제어방법은 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 정방향 분량Ipositive과 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 역방향 분량Inegative을 수집하고, 수집된 분량에 근거해 2차측 변환회로 중 스위치의 듀티비를 제어한다.
바람직한 실시예에서, 상기 정방향 분량Ipositive에 대해 적분 연산을 실시하여 정방향 분량 적분 Is+을 얻고, 상기 역방향 분량Inegative에 대해 적분 연산을 실시하여 역방향 분량Is-을 얻으며; 정방향 분량 적분Is+에서 역방향 분량 적분Is-을 빼어 차분 값(difference value)Is을 얻으며; 차분 값Is이 0보다 큰 경우, 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 50%로 설정하여 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 줄이며; 차분 값Is이 0보다 작은 경우, 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 50%로 설정하여 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 줄이며; 차분 값Is이 0인 경우, 제5 스위치 Q5, 제6 스위치Q6, 제7 스위치Q7와 제8 스위치Q8의 듀티비를 변경하지 않는다.
도 11은 하나의 실시예에 따른 프로세스 제어도이며, 양방향 공진 변환기 자기평형 회로 제어방법은, 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 정방향 분량Ipositive과 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 역방향 분량Inegative을 수집하는 단계 1; 상기 정방향 분량Ipositive에 대해 적분 연산을 실시하여 정방향 분량 적분Is+을 얻고, 상기 역방향 분량Inegative에 대해 적분 연산을 실시하여 역방향 분량 적분Is-을 얻는 단계 2; 정방향 분량 적분Is+에서 역방향 분량 적분Is-을 빼어 차분 값Is을 얻는 단계 3; 차분 값Is이 0보다 큰지의 여부를 판단하여 0보다 크면 단계 5로 전환하고, 그렇지 않으면 단계 6으로 전환하는 단계 4; 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 50%로 설정하여 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 줄이고, 단계 9로 전환하는 단계 5; 차분 값Is이 0보다 작은지의 여부를 판단하여 0보다 작으면 단계 7로 전환하고, 그렇지 않으면 단계 8로 전환하는 단계 6; 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 50%로 설정하여 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 줄이고 단계 9로 전환하는 단계 7; 제5 스위치Q5, 제6 스위치Q6, 제7 스위치Q7와 제8 스위치Q8의 듀티비를 변경하지 않고 단계 9로 전환하는 단계 8; 듀티비 조정을 종료하는 단계 9;를 포함한다.
도 12는 다른 하나의 실시예에 따른 프로세스 제어도이며, 양방향 공진 변환기 자기평형 회로 제어방법은, 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 정방향 분량Ipositive과 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 역방향 분량Inegative을 수집하는 단계 1; 상기 정방향 분량Ipositive에 대해 적분 연산을 실시하여 정방향 분량 적분Is+을 얻고, 상기 역방향 분량Inegative에 대해 적분 연산을 실시하여 역방향 분량 적분Is-을 얻는 단계 2; 정방향 분량 적분Is+에서 역방향 분량 적분Is-을 빼어 차분 값Is을 얻는 단계 3; 전류 조정 파라미터Iref를 이용하여 차분 값Is을 빼고, 그 다음 2p2z루프 계산을 실시하여 루프 결과Loopout를 얻는 단계 4; 루프 결과Loopout가 0보다 큰지의 여부를 판단하여 0보다 크면 단계 6으로 전환하고, 그렇지 않으면 단계 7로 전환하는 단계 5; 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 50%로 설정하여 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 줄이고 단계 10으로 전환하는 단계 6; 루프 결과Loopout가 0보다 작은지의 여부를 판단하여 0보다 작으면 단계 8로 전환하고, 그렇지 않으면 단계 9로 전환하는 단계 7; 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 50%로 설정하여 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 줄이고, 단계 10으로 전환하는 단계 8; 제5 스위치Q5, 제6 스위치Q6, 제7 스위치Q7와 제8 스위치Q8의 듀티비를 변경하지 않고 단계 10으로 전환하는 단계 9; 듀티비 조정을 종료하는 단계 10;을 포함한다.
무엇보다도, 모든 소자가 모두 이상적인 상태에 놓여 있는 경우, 제5 스위치Q5, 제6 스위치Q6, 제7 스위치Q7와 제8 스위치Q8의 듀티비는 모두 50%이며, Is+=Is-이고 Is=0이며, 변환기는 자기평형을 구현한다. 각 스위치 파라미터에 존재하는 미세한 구별과 교란때문에 흔히 듀티비는 모두 50%일 때 Is+≠Is-이며, 이 것은 전류 조정 파라미터 Iref를 설치하여 조정할 수 있다. 바람직한 실시예에서, 상기 전류 조정 파라미터 Iref는 0이다.
도 9에 도시된 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 제어원리도와 결합하여, 본 발명의 단계가 제어기에서 어떻게 실시되는지를 설명한다. 제어기 중의 ADCA는 상기 정방향 분량Ipositive에 대해 적분 연산을 실시하여 정방향 분량 적분Is+을 얻고, ADCB는 상기 역방향 분량Inegative에 대해 적분 연산을 실시하여 역방향 분량 적분Is-을 얻은 다음, 이어서 감산기에서 뺄셈 하여 Is=Is+ - Is-을 도출해 내며, 전류 조정 파라미터 Iref에서 Is를 빼고, 그 다음 2p2z루프 계산을 실시하여 루프 결과Loopout를 얻으며; PWM드라이버는 Loopout의 결과에 근거해 Q6, Q7, Q5와 Q8의 PWM제어신호를 출력한다.
도 10은 루프 결과Loopout에 근거해 PWM제어신호를 제어하는 설명도로서, 도면 왼쪽 부분은 Loopout=0이고, 제5 스위치Q5, 제6 스위치Q6, 제7 스위치Q7와 제8 스위치Q8의 듀티비가 모두 50%이며; 도면 중간 부분은 Loopout>0이며, 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8를 설치하는 듀티비를 50%로 설치하여 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 줄이며; 도면 오른쪽 부분은 Loopout<0이고 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 50%로 설치하여 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 줄인다.
또한, 정방향 분량Ipostive과 역방향 분량Inegative은 각각 제어기의 2개 내부 비교기 정방향 입력단에 전송되며, 역방향 입력단의 비교참고값은 소프트웨어에 의해 설정되며, 비교 결과는 PWM모듈에 전송되어 피크 과전류 보호에 사용된다.
상기 실시예는 예를 들어 본 발명을 설명하는 데 불과하며, 본 발명을 한정하지는 않는다. 본 발명의 정신과 범위를 이탈하지 않고 그에 대해 실시하는 임의의 등가 수정과 변경은 모두 본 발명의 특허청구범위에 포함되어야 할 것이다.

Claims (9)

  1. 양방향 공진 변환기 자기평형 회로에 있어서,
    차례대로 연결된 1차측 변환회로, 변압기, 2차측 변환회로 및 제어기를 포함하며, 상기 1차측 변환회로는 제1 커패시터C1를 통해 변압기 1차측 권선(primary winding)W1과 연결되고, 상기 변압기 2차측 권선(secondary winding)과 2차측 변환회로 사이에는 변류기(current transformer)CT가 설치되며, 제어기는 변류기CT가 검측해 낸 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 정방향 분량 Ipositive과 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 역방향 분량Inegative에 근거해, 더 나아가서, 2차측 변환회로 중 스위치의 듀티비(dutyratio)를 제어하는 것을 특징으로 하는 양방향 공진 변환기 자기평형 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 2차측 변환회로는 2차측 제1 변환회로를 포함하고, 상기 2차측 제1 변환회로는 변압기 제1 2차측 권선W2과 연결되는 것을 특징으로 하는 양방향 공진 변환기 자기평형 회로.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 2차측 변환회로는 2차측 제1 변환회로와 2차측 제2 변환회로를 포함하고, 상기 2차측 제1 변환회로는 변압기 제1 2차측 권선W2과 연결되며, 상기 2차측 제1 변환회로와 변압기 제1 2차측 권선W2 사이에 상기 변류기CT가 설치되고, 상기 2차측 제2 변환회로는 변압기 제2 2차측 권선W3및 변압기 제3 2차측 권선W4과 연결되는 것을 특징으로 하는 양방향 공진 변환기 자기평형 회로.
  4. 제2항 또는 제3항에 있어서,
    상기 2차측 제1 변환회로는 제5 스위치Q5, 제6 스위치Q6, 제7 스위치Q7과 제8 스위치Q8를 포함하며, 여기에서 제5 스위치Q5와 제7 스위치Q7는 상하로 직렬되어 제1 브릿지 암을 구성하고, 제6 스위치Q6와 제8 스위치Q8는 상하로 직렬되어 제2 브릿지 암을 구성하며, 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8가 동기적으로 작동하고, 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7가 동기적으로 작동하는 것을 특징으로 하는 양방향 공진 변환기 자기평형 회로.
  5. 양방향 공진 변환기 자기평형 회로 제어방법에 있어서,
    상기 자기평형 회로는 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항의 양방향 공진 변환기 자기평형 회로를 포함하며, 상기 제어방법은,
    2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 정방향 분량Ipositive과 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 역방향 분량Inegative을 수집하고, 수집된 분량에 근거해 2차측 변환회로 중 스위치를 제어하는 듀티비를 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 공진 변환기 자기평형 회로 제어방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 정방향 분량Ipositive에 대해 적분 연산을 실시하여 정방향 분량 적분 Is+을 얻고, 상기 역방향 분량Inegative에 대해 적분 연산을 실시하여 역방향 분량Is-을 얻으며; 정방향 분량 적분Is+에서 역방향 분량 적분Is-을 빼어 차분 값(difference value)Is을 얻으며;
    차분 값Is이 0보다 큰 경우, 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 50%로 설정하여 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 줄이며;
    차분 값Is이 0보다 작은 경우, 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 50%로 설정하여 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 줄이며;
    차분 값Is이 0인 경우, 제5 스위치 Q5, 제6 스위치Q6, 제7 스위치Q7와 제8 스위치Q8의 듀티비를 변경하지 않는 것을 특징으로 하는 양방향 공진 변환기 자기평형 회로 제어방법.
  7. 제6항에 있어서,
    2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 정방향 분량Ipositive과 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 역방향 분량Inegative을 수집하는 단계 1;
    상기 정방향 분량Ipositive에 대해 적분 연산을 실시하여 정방향 분량 적분Is+을 얻고, 상기 역방향 분량Inegative에 대해 적분 연산을 실시하여 역방향 분량 적분Is-을 얻는 단계 2;
    정방향 분량 적분Is+에서 역방향 분량 적분Is-을 빼어 차분 값Is을 얻는 단계 3;
    차분 값Is이 0보다 큰지의 여부를 판단하여, 0보다 크면 단계 5로 전환하고, 그렇지 않으면 단계 6으로 전환하는 단계 4;
    제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 50%로 설정하여 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 줄이고 단계 9로 전환하는 단계 5;
    차분 값Is이 0보다 작은지의 여부를 판단하여, 0보다 작으면 단계 7로 전환하고, 그렇지 않으면 단계 8로 전환하는 단계 6;
    제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 50%로 설정하여 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 줄이고, 단계 9로 전환하는 단계 7;
    제5 스위치Q5, 제6 스위치Q6, 제7 스위치Q7와 제8 스위치Q8의 듀티비를 변경하지 않고 단계 9로 전환하는 단계 8;
    듀티비 조정을 종료하는 단계 9;를 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 공진 변환기 자기평형 회로 제어방법.
  8. 제6항에 있어서,
    2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 정방향 분량Ipositive과 2차측 변환회로 캐비티 중 전류의 역방향 분량Inegative을 수집하는 단계 1;
    상기 정방향 분량Ipositive에 대해 적분 연산을 실시하여 정방향 분량 적분Is+을 얻고, 상기 역방향 분량Inegative에 대해 적분 연산을 실시하여 역방향 분량 적분Is-을 얻는 단계 2;
    정방향 분량 적분Is+에서 역방향 분량 적분Is-을 빼어 차분 값Is을 얻는 단계 3;
    전류 조정 파라미터Iref를 이용하여 차분 값Is를 빼고, 그 다음 2p2z루프 계산을 실시하여 루프 결과Loopout를 얻는 단계 4;
    루프 결과Loopout가 0보다 큰지의 여부를 판단하여, 0보다 크면 단계 6으로 전환하고, 그렇지 않으면 단계 7로 전환하는 단계 5;
    제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 50%로 설정하여 제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 줄이고 단계 10으로 전환하는 단계 6;
    루프 결과Loopout가 0보다 작은지의 여부를 판단하여, 0보다 작으면 단계 8로 전환하고, 그렇지 않으면 단계 9로 전환하는 단계 7;
    제6 스위치Q6와 제7 스위치Q7의 듀티비를 50%로 설정하여 제5 스위치Q5와 제8 스위치Q8의 듀티비를 줄이고 단계 10으로 전환하는 단계 8;
    제5 스위치Q5, 제6 스위치Q6, 제7 스위치Q7와 제8 스위치Q8의 듀티비를 변경하지 않고 단계 10으로 전환하는 단계 9;
    듀티비 조정을 종료하는 단계 10;을 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 공진 변환기 자기평형 회로 제어방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 전류 조정 파라미터 Iref는 0인 것을 특징으로 하는 양방향 공진 변환기 자기평형 회로 제어방법.
KR1020210032280A 2020-11-03 2021-03-11 양방향 공진 변환기 자기평형 회로 및 그 제어방법 KR102600699B1 (ko)

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