CN109075713A - 双向dc-dc变流器及其控制方法 - Google Patents

双向dc-dc变流器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

一种具有到AC电力的中间转换的双向DC‑DC变流器(1)包括：DC‑AC转换电路(10)，使用多个MOSFET(Q11‑Q14)；以及AC‑DC转换电路(11)，使用多个功率二极管(D11‑D14)；变压器(T)，将第一绕组(W1)和第二绕组(W2)磁耦合，其中在一种布置中，第一绕组(W1)被电连接在DC‑AC转换电路(10)的AC端子(10ac)之间并且被电连接在AC‑DC转换电路(11)的AC端子(11ac)之间，以使得：通过DC‑AC转换电路(10)的操作而从中间转换产生的AC电力由变压器(T)在从第一绕组(W1)到第二绕组(W2)的正向方向上传递，并且AC‑DC转换电路(11)将在从第二绕组(W2)到第一绕组(W1)的反向方向上传递的AC电力转换为DC电力；一对开关(Qa1、Qb1)，其中该一对开关中的一个开关被串联插入在DC‑AC转换电路(10)和AC‑DC转换电路(11)的相应DC端子之间，并且该一对开关中的另一开关被串联插入在DC‑AC转换电路(10)和AC‑DC转换电路(11)的另一相应DC端子之间；以及控制器(12)，适用于闭合该对开关(Qa1、Qb1)以使得AC‑DC转换电路(11)的多个功率二极管(D11‑D14)当AC电力在正向方向上传递时被反向偏置，并且所述控制器适用于当AC电力在反向方向上传递时关断该对开关(Qa1、Qb1)。

Description

双向DC-DC变流器及其控制方法
技术领域
本发明涉及DC电力输入到DC电力输出的转换，更具体地，本发明涉及具有到AC电力的中间转换的双向DC-DC电力转换。
背景技术
由于对减少CO2排放并且提高车辆的燃料效率的需求，电动车辆(EV)正在快速发展。通常，EV包括用于驱动电动机并且用于将电力供应到安装在车辆上的电子器件的至少一个车载电池。
近来，存在对EV充电器的双向电力传输的需求。除了通过从电网供应的电力对车载电池进行充电之外，还可期望将电力从车载电池传输到各种电器，诸如电网、家庭或另一EV的车载电池。例如，车载电池可以表现为将电力从EV直接供应到电器的紧急电源。
在Fully Soft-switched Bidirectional Resonant DC-DC Converter with ANew CLLC Tank,Wei Chen et al,Applied Power Electronics Conference andExposition(APEC),2010 Twenty-fifth Annual IEEE,21-25 February,2010中公开了一种双向DC-DC变流器。双向DC-DC变流器具有两个H桥变流器，其AC端子分别与变压器的初级绕组和次级绕组连接。H桥中的任一个H桥被主动控制，并且另外一个H桥由于仅反并联二极管导通而不受控制，从而DC电力可以以双向方式传递。由于利用MOSFET来实施，因此在MOSFET被用作针对正向电力传输的输入端口逆变器件时可实现软开关技术，因为MOSFET的开关损耗和导通损耗比IGBT更低。然而，MOSFET的体二极管(body diode)被用作针对反向电力传输的输出端口整流器，由于相对慢的反向恢复速度以及相对高的反向恢复电流或反向恢复电荷从而导致相对高的反向恢复损耗，MOSFET的体二极管的反向恢复特性通常不够理想。此外，体二极管的较慢的反向恢复特性可能会劣化DC-DC变流器的软开关操作状况。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种具有到AC电力的中间转换的双向DC-DC变流器，包括：DC-AC转换电路，使用多个MOSFET；以及AC-DC转换电路，使用多个功率二极管；变压器，将第一绕组和第二绕组磁耦合，其中在一种布置中，第一绕组被电连接在DC-AC转换电路的AC端子之间并且被电连接在AC-DC转换电路的AC端子之间，以使得：通过DC-AC转换的操作而从中间转换产生的AC电力由变压器在从第一绕组到第二绕组的正向方向上传递，并且AC-DC转换电路将在从第二绕组到第一绕组的反向方向上传递的AC电力转换为DC电力；一对开关，其中该一对开关中的一个开关被串联插入在DC-AC转换电路和AC-DC转换电路的相应DC端子之间，并且该一对开关中的另一开关被串联插入在DC-AC转换电路和AC-DC转换电路的另一相应DC端子之间；以及控制器，适用于闭合该对开关以使得AC-DC转换电路的多个功率二极管当AC电力在正向方向上传递时被反向偏置，并且该控制器适用于当AC电力在反向方向上传递时关断该对开关。
根据本发明的另一方面，提供一种用于控制具有到AC电力的中间转换的双向DC-DC变流器的方法，该DC-DC变流器包括：DC-AC转换电路，使用多个MOSFET；AC-DC转换电路，使用多个功率二极管；以及变压器，将第一绕组和第二绕组磁耦合，其中在一种布置中，第一绕组被电连接在DC-AC转换电路的AC端子之间并且被电连接在AC-DC转换电路的AC端子之间，以使得：通过DC-AC转换电路的操作而从中间转换产生的AC电力被AC-DC转换电路阻断，而是由变压器在从第一绕组到第二绕组的正向方向上传递，并且AC-DC转换电路将在从第二绕组到第一绕组的反向方向上传递的AC电力转换为DC电力；该方法包括以下步骤：当AC电力在正向方向上传递时：将DC-AC转换电路和AC-DC转换电路的相应DC端子电连接；将DC-AC转换电路和AC-DC转换电路的另一相应DC端子电连接；反向偏置AC-DC转换电路的多个功率二极管；以及将通过DC-AC转换电路而从中间转换生成的AC电力供应到变压器的第一绕组；当AC电力在反向方向上传递时：通过变压器的第一绕组供应来自中间转换的AC电力；断开DC-AC转换电路和AC-DC转换电路的相应DC端子的电连接；断开DC-AC转换电路和AC-DC转换电路的另一相应DC端子的电连接；AC-DC转换电路将由第一绕组供应的AC电力转换为DC电力；以及通过断开的电连接来阻断流过DC-AC转换电路的MOSFET的体二极管的AC电力。
通过使用根据本发明的技术方案，在正向方向上，通过第一DC电源供应的输入DC电力被转换为AC电力，变压器调节该变换并且提供AC电力的绝缘，然后，其AC端子与变压器的第二绕组电连接的另一AC-DC转换电路将AC电力转换为供应到第二DC电源的DC电力；在反向方向上，从第二DC电源供应的输入DC电力通过其AC端子与变压器的第二绕组电连接的另一DC-AC转换电路而被转换为AC电力，变压器调节该变换并且提供AC电力的绝缘，然后AC-DC转换电路将AC电力转换为供应到第一DC电源V1的DC电力。
优选地，如果AC-DC转换电路的功率二极管与DC-AC转换电路的MOSFET的体二极管相比呈现出更快的反向恢复特性和相对更高的正向偏置电压，则断开的开关对切断反向电源，该反向电源否则将绕过AC-DC转换电路的功率二极管而从第一绕组通过MOSFET的体二极管流动到第一DC电源V1。这使得根据本发明的实施例的双向DC-DC变流器能够实现双向电力传输，其中AC-DC转换电路的功率二极管与DC-AC转换电路的MOSFET的体二极管相比呈现出更快的反向恢复性能，诸如更快的反向恢复特性二极管或SiC二极管。
优选地，第一绕组的一端与DC-AC转换电路的多个MOSFET中的一个MOSFET的体二极管的阴极和AC-DC转换电路的多个功率二极管中的一个功率二极管的阴极两者电连接。第一绕组的另一端与DC-AC转换电路的多个MOSFET中的另一MOSFET的体二极管的阳极和AC-DC转换电路的多个功率二极管中的另一功率二极管的阳极两者电连接。DC-AC转换电路和AC-DC转换电路在第一绕组侧均采用全桥的电路配置。因此，用于DC-AC转换电路和AC-DC转换电路中的任一个的功率开关的额定电压可以较低。特别地，DC-AC转换电路可以包括：第一开关臂，包括MOSFET中串联连接的两个MOSFET；第二开关臂，包括MOSFET中串联连接并且与第一开关臂并联连接的另外两个MOSFET；第一开关臂的两端是DC-AC转换电路的DC端子；并且第一臂的串联连接点和第二臂的串联连接点是DC-AC转换电路的AC端子。特别地，AC-DC转换电路包括：第一二极管臂，包括功率二极管中串联连接的两个功率二极管；第二二极管臂，包括功率二极管中串联连接并且与第一二极管臂并联连接的另外两个功率二极管；第一二极管臂的两端是AC-DC转换电路的DC端子；第一二极管臂的串联连接点和第二二极管臂的串联连接点是AC-DC转换电路的AC端子。
优选地，开关包括辅助MOSFET；开关的辅助MOSFET的体二极管与DC-AC转换电路的MOSFET的体二极管反串联连接。因此，开关的导通损耗相应地较低。
优选地，DC-AC转换电路被配置为多电平全桥拓扑或多电平半桥拓扑。因此，用于DC-AC转换电路的功率开关的额定电压可以降低。
优选地，DC-AC转换电路包括：开关臂，包括MOSFET中串联连接的两个MOSFET；电容器臂，包括串联连接并且与开关臂并联连接的一对电容器；其中：开关臂的两端是DC-AC转换电路的DC端子；开关臂的串联连接点和电容器臂的串联连接点是DC-AC转换电路的AC端子。AC-DC转换电路包括：二极管臂，包括功率二极管中串联连接的两个功率二极管；以及电容器臂，与二极管臂并联连接；其中：二极管臂的两端是AC-DC转换电路的DC端子；二极管臂的串联连接点和电容器臂的串联连接点是AC-DC转换电路的AC端子。通过将DC-AC转换电路实施为半桥配置，可以减少功率开关的数目，并且因此可以降低DC-DC变流器的成本。
优选地，电容元件或电感元件可以被用于实现MOSFET的软开关。
附图说明
本发明的主题将参照优选示例性实施例而在下面的文本中更详细地解释，优选示例性实施例在附图中示出，其中：
图1是根据本发明的第一实施例的具有到AC电力的中间转换的双向DC-DC变流器的示意性电路图；
图2A至图2D分别示出了图示根据第一实施例的在正向电力传输中执行的开关操作的电路图阶段F1至F4；
图3A至图3B分别示出了图示根据第一实施例的在反向电力传输中执行的开关操作的电路图阶段B1至B2；
图4是根据本发明的第二实施例的具有到AC电力的中间转换的双向DC-DC变流器的示意性电路图；
图5是根据本发明的第三实施例的具有到AC电力的中间转换的双向DC-DC变流器的示意性电路图；
图6是根据本发明的第四实施例的具有到AC电力的中间转换的双向DC-DC变流器的示意性电路图；
图7是作为基准解决方案的双向DC-DC变流器的示意性电路图；以及
图8示出了次级二极管电流的模拟结果。
附图中使用的参考标记及其含义以附图标记列表的形式而以简要形式列出。原则上，在附图中，相同的部分设置有相同的附图标记。
具体实施方式
现在将参照附图详细描述本发明的实施例。
图1是根据本发明的第一实施例的具有到AC电力的中间转换的双向DC-DC变流器的示意性电路图。第一DC电源V1和第二DC电源V2可以被电连接到双向DC-DC变流器1的相对端，以在第一DC电源V1与第二DC电源V2之间传递电力。例如，可以从电网、光伏电池、家用电源、第一EV的车载电池等产生第一DC电源V1，并且可以通过第二EV的车载电池来提供第二DC电源V2；作为备选，也可以从第一EV的车载电池产生第一DC电源V1，并且通过电网、光伏电池、家用电源和第二EV的车载电池等为第二DC电源V2供电。本领域技术人员将理解，电力因此可以在从第一DC电源V1通过中间转换为AC电力到第二DC电源V2的正向方向上流动、或者在反向方向上相反地流动。
如图1所示，具有到AC电力的中间转换的双向DC-DC变流器1包括：使用多个MOSFET的DC-AC转换电路10、使用多个功率二极管的AC-DC转换电路11以及将第一绕组W1和第二绕组W2磁耦合的变压器T，其中第一绕组W1被电连接在DC-AC转换电路10的AC端子10ac之间并且被电连接在AC-DC转换电路11的AC端子11ac之间。通过DC-AC转换电路10的操作而从中间转换产生的AC电力可以由变压器T在从第一绕组W1到第二绕组W2的正向方向上传递，并且AC-DC转换电路11可以将在从第二绕组W2到第一绕组W1的反向方向上传递的AC电力转换为DC电力。通过具有这种布置，在正向方向，由第一DC电源V1供应的输入DC电力被转换为AC电力，变压器T调节该变换并且提供AC电力的绝缘，然后其AC端子20ac与变压器T的第二绕组W2电连接的另一AC-DC转换电路20将AC电力转换为被供应到第二DC电源V2的DC电力；在反向方向上，从第二DC电源V2供应的输入DC电力通过其AC端子21ac与变压器T的第二绕组W2电连接的另一DC-AC转换电路21而转换为AC电力，变压器T调节该变换并且提供AC电力的绝缘，然后AC-DC转换电路11将AC电力转换为被供应到第一DC电源V1的DC电力。
如图1所示，双向DC-DC变流器1进一步包括一对开关Qa1、Qb1，其中的一个开关Qa1被串联插入在DC-AC转换电路10和AC-DC转换电路11的相应DC端子10dc、11dc之间，并且其中的另一开关Qb1被串联插入在DC-AC转换电路10和AC-DC转换电路11的另一相应DC端子10dc、11dc之间。在两个开关Qa1、Qb1都断开时，DC-AC转换电路10从AC-DC转换电路11断开连接。因此，当电力在AC-DC转换电路对从变压器T的第一绕组W1供应的AC电力进行整流操作的反向方向上流动时，通过DC-AC转换电路10的MOSFET的体二极管的电流流动被阻断。
如图1所示，双向DC-DC变流器1进一步包括控制器12，该控制器12进行控制以对DC-AC转换电路10的MOSFET和开关Qa1、Qb1在ON和OFF状态之间进行切换。控制器12被配置为用于闭合开关对Qa1、Qb1以使得当AC电力在正向方向上传递时AC-DC转换电路11的多个功率二极管被反向偏置，并且用于当AC电力在反向方向上传递时关断开关对Qa1、Qb1。
现在将描述根据第一实施例的双向DC-DC变流器1执行正向电力传输的操作。控制器12保持开关Qa1、Qb1处于ON状态，并且通过允许DC-AC转换电路10执行开关操作而将AC电力施加到第一绕组W1。AC-DC转换电路21对在第二绕组W2两端感应的电压整流，并且将电力供应到第二DC电源V2。
如上所述，开关Qa1、Qb1在正向电力传输期间保持处于ON状态。由于这形成了跨DC-AC转换电路10和AC-DC转换电路11的相应DC端子10dc、11dc的短路、以及跨DC-AC转换电路10和AC-DC转换电路11的另一相应DC端子10dc、11dc的短路，DC-AC转换电路10进行操作，以降低DC-AC转换电路10和AC-DC转换电路11的相应AC端子10ac、11ac处的电压电平，并且增加DC-AC转换电路10和AC-DC转换电路11的另一相应AC端子10ac、11ac处的电压电平，AC-DC转换电路11的功率二极管被反向偏置。在第一绕组W1侧产生的电路配置等同于其输出与变压器T的第一绕组W1电连接的常规AC-DC转换电路。
接下来，现在将描述根据第一实施例的双向DC-DC变流器执行反向电力传输的操作。控制器12保持开关Qa1、Qb1处于OFF状态，并且AC-DC转换电路21对从施加到第二绕组W2的AC电力而在绕组W1两端感应的电压整流，并且将电力供应到DC电源V1。施加到变压器T的第二绕组W2的AC电力由DC-AC转换电路20在第二绕组W2侧提供。
如上所述，当反向电力传输发生时，在第一绕组侧的AC-DC转换电路11用作开关Qa1、Qb1被保持为OFF状态的整流电路。如图1所示，例如，DC-AC转换电路10被配置有全桥拓扑。DC-AC转换电路10包括：第一开关臂，包括MOSFET中串联连接的两个MOSFET Q11、Q12；第二开关臂，包括MOSFET中串联连接并且与第一开关臂并联连接的另外两个MOSFET Q13、Q14。第一开关臂的两端是DC-AC转换电路10的DC端子10dc；并且第一臂的串联连接点和第二臂的串联连接点是DC-AC转换电路10的AC端子10ac。第一绕组W1的一端与DC-AC转换电路10的多个MOSFET Q11中的一个MOSFET的体二极管D11a的阳极以及AC-DC转换电路11的多个功率二极管D11中的一个功率二极管的阳极两者电连接，并且第一绕组W1的另一端与DC-AC转换电路10的多个MOSFET Q14中的另一MOSFET的体二极管D14a的阴极以及AC-DC转换电路11的多个功率二极管D14中的另一功率二极管的阴极两者电连接。
同样作为示例，AC-DC转换电路11包括：第一二极管臂，包括功率二极管中串联连接的两个功率二极管D11、D12；以及第二二极管臂，包括功率二极管中串联连接并且与第一二极管臂并联连接的另外两个功率二极管D13、D14。第一二极管臂的两端是AC-DC转换电路11的DC端子11dc，并且第一二极管臂的串联连接点和第二二极管臂的串联连接点是AC-DC转换电路11的AC端子11ac。本领域技术人员将理解，每个MOSFET Q11、Q12、Q13、Q14均具有相应的体二极管D11a、D12a、D13a、D14a。
在这种情况下，如果构成AC-DC转换电路10的MOSFET Q11、Q12、Q13、Q14的体二极管D11a、D12a、D13a、D14a与AC-DC转换电路11的功率二极管D11、D12、D13、D14相比呈现出相对更慢的反向恢复特性和相对更低的正向偏置电压，则断开的开关Qa1、Qb1切断反向电源，该反向电源否则将绕过AC-DC转换电路11的功率二极管D11、D12、D13、D14而从第一绕组W1通过MOSFET Q11、Q12、Q13、Q14的体二极管D11a、D12a、D13a、D14a流动到第一DC电源V1。这使得根据本发明的实施例的双向DC-DC变流器能够实现双向电力传输，其中AC-DC转换电路11的功率二极管与DC-AC转换电路10的MOSFET的体二极管相比呈现出更快的反向恢复特性、诸如更快的反向恢复特性二极管或SiC二极管。
此外，AC-DC转换电路和DC-AC转换电路在第一绕组侧的相应DC端子两端的电压降相对较低，开关Qa1、Qb1可以使用低电压的辅助MOSFET，并且导通损耗相应地较低。开关Qa1、Qb1的辅助MOSFET的体二极管Da1、Db1与DC-AC转换电路10的MOSFET Q11、Q12、Q13、Q14的体二极管D11a、D12a、D13a、D14a反串联连接，以使得在反向电力传输期间，开关Qa1、Qb1的辅助MOSFET的体二极管Da1、Db1被反向偏置，并且DC-AC转换电路10的MOSFET Q11、Q12、Q13、Q14的体二极管D11a、D12a、D13a、D14a的导通路径被阻断。考虑到开关Qa1、Qb1将在正常的ON或正常的OFF状态下操作、该开关Qa1、Qb1的状态仅当使得开关启动正向电力传输或反向电力传输时而在ON与OFF之间改变，因此该开关的开关频率比用于AC-DC转换电路或DC-AC转换电路中的任一个的功率开关的开关频率低得多，并且该开关的开关损耗可以忽略。根据本发明的实施例的双向DC-DC变流器可以使用机械开关、诸如电磁继电器。
上述问题还可以通过使用具有反并联二极管作为用于AC-DC转换电路10的开关/整流器件的IGBT来代替使用上述实施例而解决。然而，因为IGBT与MOSFET相比呈现出更慢的开关特性和更高的导通损耗，因此IGBT使得导通/开关损耗增大并且使得正向电力传输的效率降低。此外，如果降低开关频率以减小开关损耗，则需要增大诸如变压器T和滤波电容器的一些无源组件的尺寸。这将导致双向DC-DC变流器的立方体积增大。
在不使用本发明的情况下解决上述问题的另一方法是，将并联连接的快速恢复二极管添加到体二极管和辅助二极管以阻断电流流过体二极管。然而，使用这种方法将由于增加了部件的数目而增加成本和PCB布局的复杂性。
图2A至图2D分别示出了图示根据第一实施例的在正向电力传输中执行的开关操作的电路图阶段F1至F4。在第一绕组W1侧，DC-AC转换电路10的MOSFET Q11、Q12、Q13和Q14作为全桥变流器正常操作，AC-DC转换电路11的功率二极管D11、D12、D13和D14被反向偏置，并且辅助MSOFET Qa1、Qb1保持ON状态。假设电路已经进入稳定状态。
阶段F1：
在阶段F1中，辅助MSOFET Qa1、Qb1为ON并且MOSFET Q11、Q14为ON，电连接DC-AC转换电路10和AC-DC转换电路11的相应DC端子10dc、11dc并且电连接DC-AC转换电路10和AC-DC转换电路11的另一相应DC端子10dc、11dc。DC电源V1通过辅助MSOFET Qa1、Qb1和MOSFETQ11、Q14而被施加到第一绕组W1，并且AC-DC转换电路11的功率二极管D11、D12、D13和D14被反向偏置，并且流过辅助MSOFET Qa1、Qb1和MOSFET Q11、Q14的充电电流I增加。
DC-AC转换电路20的受控开关器件为OFF，以使得在第二绕组W2两端感应的AC电力通过AC-DC转换电路21而被施加到第二DC电源V2。因此，能量被供应到第二DC电源V2。
阶段F2：
当MOSFET Q11、Q14被关断时，在MOSFET Q11和Q14中流动的电流对Q11和Q14的相应输出电容器充电并且对Q12和Q13的相应输出电容器放电，并且然后换流到MOSFET Q12的体二极管D12a和MOSFET Q13的体二极管D13a。
阶段F3：
在阶段F3中，辅助MSOFET Qa1、Qb1为ON，并且MOSFET Q12、Q13为ON。DC电源V1通过辅助MSOFET Qa1、Qb1和MOSFET Q12、Q13而被施加到第一绕组W1，并且AC-DC转换电路11的功率二极管D11、D12、D13和D14保持反向偏置，并且流过辅助MSOFET Qa1、Qb1和MOSFETQ12、Q13的充电电流I下降到0并随后反向增加。
DC-AC转换电路20的受控开关器件为OFF以使得第二绕组W2两端感应的AC电力通过AC-DC转换电路21而被施加到第二DC电源V2。因此，能量被供应到第二DC电源V2。
阶段F4：
当MOSFET Q12、Q13被关断时，在MOSFET Q12和Q13中流动的电流对Q12和Q13的相应输出电容器充电并且对Q11和Q14的相应输出电容器放电，并且然后换流到MOSFET Q11的体二极管D11a和MOSFET Q14的体二极管D14a。
在阶段F4之后，电路将开始新的操作并且从阶段F1重复。
如从双向DC-DC变流器在正向电力传输中的操作可以看到的，AC-DC转换电路11的AC端子11ac两端的电压电平被钳位到DC-AC转换电路10的AC端子10ac两端的电压电平，这施加了AC-DC转换电路11的功率二极管D11至D14的反向偏置。产生的电路配置等同于被控制为将DC电力转换为AC电力的常规逆变器。
图3A至图3B分别示出了图示根据第一实施例的在反向电力传输中执行的开关操作的电路图阶段B1至B2。在第一绕组W1侧，DC-AC转换电路10的MOSFET Q11、Q12、Q13和Q14为OFF，AC-DC转换电路11的功率二极管D11、D12、D13和D14作为二极管整流器正常操作，并且辅助MSOFET Qa1、Qb1保持OFF状态，DC-AC转换电路10和AC-DC转换电路11的相应DC端子10dc、11dc的电连接被断开连接，DC-AC转换电路10和AC-DC转换电路11的另一相应DC端子10dc、11dc的电连接被断开连接。
阶段B1：
通过变压器T的第一绕组W1而从中间转换供应AC电力。通过DC-AC转换电路20的操作、通过将第二DC电源V2施加到变压器T的第二绕组W2，而在第一绕组W1两端感应AC电力。然而，流过AC-DC转换电路11的功率二极管D11、D14的充电电流I被辅助MSOFET Qa1、Qb1的反向偏置的体二极管Da1、Db1阻断。因此，能量被供应到第一DC电源V1。
阶段B2：
当在DC-AC转换电路20中发生换相时，充电电流I利用过零点来反转其方向。流过AC-DC转换电路11的功率二极管D12、D13的充电电流I增加，但是仍被辅助MSOFET Qa1、Qb1的反向偏置的体二极管Da1、Db1阻断。因此，能量被供应到第一DC电源V1。
在阶段B2之后，电路将开始新的操作并且从阶段B1重复。
如从双向DC-DC变流器在反向电力传输中的操作可以看到的，断开的开关Qa1、Qb1切断从变压器T的第一绕组W1通过MOSFET Q11、Q12、Q13、Q14的体二极管D11a、D12a、D13a、D14a引导的电流路径。因此，即使MOSFET Q11、Q12、Q13、Q14的体二极管D11a、D12a、D13a、D14a与AC-DC转换电路11的功率二极管D11、D12、D13、D14相比具有更低的正向偏置电压，但是前者将不会绕过后者并且双向DC-DC变流器的性能将不会被MOSFET的体二极管的相对较慢的反向恢复特性负面地影响。
图4是根据本发明的第二实施例的具有到AC电力的中间转换的双向DC-DC变流器的示意性电路图。根据第二实施例的双向DC-DC变流器在DC-AC转换电路和AC-DC转换电路的在变压器的第一绕组W1侧处的电路配置不同于第一实施例。
如图4所示，DC-AC转换电路10为半桥配置，包括：开关臂，包括MOSFET中串联连接的两个MOSFET Q11、Q12；电容器臂，包括串联连接并且与开关臂并联连接的一对电容器C11、C12。开关臂的两端是DC-AC转换电路10的DC端子10dc，开关臂的串联连接点和电容器臂的串联连接点是DC-AC转换电路10的AC端子10ac。在正向电力传输中，该对开关Qa1、Qb1为ON。该对电容器C11、C12在半桥配置的AC-DC转换电路11中同样可用。如下文描述的，电容器C11、C12在发生正向电力传输时参与在DC-AC转换中，并且在发生反向电力传输时参与在AC-DC转换中。如图4所示，AC-DC转换电路11包括：二极管臂：包括功率二极管中串联连接的两个功率二极管D11、D12；以及电容器臂C11、C12，与二极管臂并联连接。二极管臂的两端是AC-DC转换电路11的DC端子11dc，二极管臂的串联连接点和电容器臂的串联连接点是AC-DC转换电路11的AC端子11ac。DC-AC转换电路10的AC端子10ac中的一个AC端子与AC-DC转换电路11的AC端子11ac中的一个AC端子共用同一个点。对于该对开关Qa1、Qb1，它们中的一个开关Qa1被串联插入在DC-AC转换电路10和AC-DC转换电路11的相应DC端子10dc、11dc之间，并且它们中的另一开关Qb1被串联插入在DC-AC转换电路10和AC-DC转换电路11的另一相应DC端子10dc、11dc之间。
在正向电力传输中，开关Qa1、Qb1为ON。在MOSFET Q11为ON并且MOSFET Q12为OFF时，第一DC电源V1的电压减去电容器C12的电压被施加到第一绕组W1两端；在MOSFET Q11为OFF且MOSFET Q12为ON时，电容器C12的电压被反向施加到第一绕组W1两端。DC-AC转换电路10的MOSFET Q11、Q12中任一个的导通使得AC-DC转换电路11的功率二极管D11、D12两者都反向偏置。变压器T的第二绕组W2两端感应的AC电力通过AC转换电路21转换为被供应到第二DC电源V2的DC电力。
在反向电力传输中，开关Qa1、Qb1为OFF。这切断了从AC-DC转换电路11的功率二极管D11、D12通过MOSFET Q11、Q12的体二极管D11a、D12a引导的电流路径。因此，即使MOSFETQ11、Q12的体二极管D11a、D12a与AC-DC转换电路11的功率二极管D11、D12相比具有更低的正向偏执电压，但是前者不会绕过后者并且双向DC-DC变流器的性能将不被MOSFET的体二极管的相对较慢的反向恢复特性负面地影响。产生的电路配置等同于半桥AC-DC变流器，该半桥AC-DC变流器将变压器的第一绕组W1两端感应的AC电力转换为对第一DC电源V1充电的DC电力。特别地，随着第一绕组两端的电压的极性的变化，第一绕组W1两端的感应电压减去电容器C12的电压、以及C11的电压加上C12的电压被交替地施加到第一DC电源V1。
如上所述，根据本发明的实施例的双向DC-DC变流器利用解释在第一绕组W1侧的电路拓扑以及基于该电路拓扑如何双向传输DC电力的示例而被具体说明。图5是根据本发明的第三实施例的具有到AC电力的中间转换的双向DC-DC变流器的示意性电路图。如图5所示，第二绕组W2侧的电路拓扑可以根据常规双向DC-DC变流器的电路拓扑而实施，例如在Wei Chen等人的论文中描述的使用MOSFET的全桥，其中当发生正向传输时产生的电路配置等同于使用MOSFET的体二极管的不受控AC-DC转换电路，并且当发生反向传输时产生的电路配置等同于受控DC-AC转换电路。DC-AC转换电路20使用MOSFET Q21、Q22、Q23、Q24以全桥配置。每个MOSFET具有体二极管D21a、D22a、D23a、D24a。
作为备选，在第二绕组W2侧的电路拓扑可以使用类似于根据本发明的实施例的第一绕组W1侧的电路配置。图6是根据本发明的第四实施例的具有到AC电力的中间转换的双向DC-DC变流器的示意性电路图。如图6所示，DC-AC转换电路20可以以类似于DC-AC转换电路10的电路配置设计，包括MOSFET Q21、Q22、Q23、Q24，每个MOSFET具有体二极管D21a、D22a、D23a、D24a。AC-DC转换电路21可以以类似于AC-DC转换电路11的电路配置设计，包括功率二极管D21、D22、D23、D24。另一对开关Qa2、Qb2可以关于DC-AC转换电路20和AC-DC转换电路21以电连接关系设置，该电连接关系对称于根据本发明的实施例的开关Qa1、Qb1与DC-AC转换电路10和AC-DC转换电路11之间的电连接关系。因此，在第二绕组W2侧的开关操作可以以与现有技术中描述的对称的方式执行、或者可以与根据本发明的实施例的第一绕组W1侧的操作对称地执行。
作为本发明的实施例的备选方案，DC-AC转换电路10可以由多电平全桥拓扑或多电平半桥拓扑配置。产生的电路配置等同于在论文Novel Modulation Method of aThree-Level Isolated Full-Bridge LLC Resonant DC-DC Converter for Wide-outputVoltage Application,Francisco Canales et al,15th International PowerElectronics and Motion Control Conference,EPE-PEMC 2012ECC Europe,Novi Sad,Serbia以及A Single Stage Three Level Resonant LLC AC/DC Converter,MohammedS.Agamy et al,IEEE Applied Power Electronics Conference&Exposition,2006中描述的电路配置。
优选地，根据本发明的实施例的双向DC-DC变流器进一步包括电容元件C1、C2，电感元件L1、L2，或电感元件Lm以实现MOSFET的软开关。
计算并比较基准解决方案与根据本发明的第四实施例的解决方案之间的功率损耗，两种解决方案均使用针对第一绕组侧和第二绕组侧的对称电路配置。图7是作为基准解决方案的双向DC-DC变流器的示意性电路图。
1)主电路参数
表I中示出了功率损耗计算中使用的主电路参数和半导体器件。
表I
2)用于功率损耗估计的模拟模型
为了具有二极管的反向恢复损耗的合理模拟，建立了PLECS模型，在该模型中采用反向恢复二极管模型以模拟反向恢复特性和损耗。对于二极管模型的详细信息，请参照“MAST Power Diode and Thyristor Models Including Automatic ParameterExaction,Alan Courtay,SABER User Group Meeting,Brighton,UK,September 1995”。由于根据本发明的解决方案使用对称结构，所以仅模拟正向电力传输。二极管参数分别从快速恢复二极管(分立二极管IXYS-DSEP30-06A)和体二极管(IPW65R041CFD的体二极管)的参数中提取。
在模拟期间，所有半导体器件的结温被调节为大约125℃以具有保守估计。
图8中示出了次级二极管电流的模拟结果。可以看出在开关频率的任意情况下，根据本发明的解决方案具有更低的Irrm和trr，因此具有来自反向恢复进程的更少的功率损耗。特别地，对于降压模式(Buck mode)的操作，所提出解决方案的益处更为显著。
由于所提出解决方案中的附加的辅助MOSFET在正常的ON或OFF状态下操作，所以来自辅助MOSFET的损耗非常低并且可以被忽略。尽管已经基于一些优选实施例描述了本发明，但是本领域技术人员应该理解，那些实施例不应当以任何方式来限制本发明的范围。在不脱离本发明的精神和概念的情况下，对实施例的任何变型和修改应当在本领域技术人员的理解之内，并且因此落入由所附权利要求限定的本发明的范围内。

Claims (14)

1.一种双向DC-DC变流器，所述双向DC-DC变流器具有到AC电力的中间转换，所述双向DC-DC变流器包括：
DC-AC转换电路，所述DC-AC转换电路使用多个MOSFET；以及
AC-DC转换电路，所述AC-DC转换电路使用多个功率二极管；
变压器，所述变压器将第一绕组和第二绕组磁耦合，其中在一种布置中，所述第一绕组被电连接在所述DC-AC转换电路的AC端子之间、并且被电连接在所述AC-DC转换电路的AC端子之间，以使得：通过DC-AC转换的操作而从所述中间转换产生的所述AC电力由所述变压器在从所述第一绕组到所述第二绕组的正向方向上传递，并且所述AC-DC转换电路将在从所述第二绕组到所述第一绕组的反向方向上传递的所述AC电力转换为DC电力；
一对开关，所述一对开关中的一个开关被串联插入在所述DC-AC转换电路和所述AC-DC转换电路的相应DC端子之间，并且所述一对开关中的另一开关被串联插入在所述DC-AC转换电路和所述AC-DC转换电路的另一相应DC端子之间；以及
控制器，所述控制器适用于闭合所述一对开关，以使得所述AC-DC转换电路的所述多个功率二极管当所述AC电力在所述正向方向上传递时被反向偏置，并且所述控制器适用于当所述AC电力在所述反向方向上传递时关断所述一对开关。
2.根据权利要求1所述的双向DC-DC变流器，其中：
所述AC-DC转换电路的所述功率二极管与所述DC-AC转换电路的所述MOSFET的体二极管相比呈现出更快的反向恢复特性。
3.根据权利要求1或2所述的双向DC-DC变流器，其中：
所述第一绕组的一端与以下两者电连接：所述DC-AC转换电路的所述多个MOSFET中的一个MOSFET的所述体二极管的阴极、以及所述AC-DC转换电路的所述多个功率二极管中的一个功率二极管的阴极。
4.根据权利要求3所述的双向DC-DC变流器，其中：
所述第一绕组的另一端与以下两者电连接：所述DC-AC转换电路的所述多个MOSFET中的另一MOSFET的所述体二极管的阴极、以及所述AC-DC转换电路的所述多个功率二极管中的另一功率二极管的阴极。
5.根据前述权利要求中任一项所述的双向DC-DC变流器，其中：
所述开关包括辅助MOSFET；以及
所述开关的所述辅助MOSFET的体二极管与所述DC-AC转换电路的所述MOSFET的所述体二极管反串联连接。
6.根据前述权利要求中任一项所述的双向DC-DC变流器，其中：
所述DC-AC转换电路被配置为多电平全桥拓扑或多电平半桥拓扑。
7.根据前述权利要求中任一项所述的双向DC-DC变流器，其中：
所述AC-DC转换电路被配置为全桥拓扑或半桥拓扑。
8.根据前述权利要求1至5中任一项所述的双向DC-DC变流器，其中：
所述DC-AC转换电路包括：
第一开关臂，所述第一开关臂包括所述MOSFET中串联连接的两个MOSFET；
第二开关臂，所述第二开关臂包括所述MOSFET中串联连接、并且与所述第一开关臂并联连接的另外两个MOSFET；
所述第一开关臂的两端是所述DC-AC转换电路的所述DC端子；以及
所述第一臂的串联连接点和所述第二臂的串联连接点是所述DC-AC转换电路的所述AC端子。
9.根据前述权利要求1至5中任一项所述的双向DC-DC变流器，其中：
所述AC-DC转换电路包括：
第一二极管臂，所述第一二极管臂包括所述功率二极管中串联连接的两个功率二极管；
第二二极管臂，所述第二二极管臂包括所述功率二极管中串联连接、并且与所述第一二极管臂并联连接的另外两个功率二极管；
所述第一二极管臂的两端是所述AC-DC转换电路的所述DC端子；以及
所述第一二极管臂的串联连接点和所述第二二极管臂的串联连接点是所述AC-DC转换电路的所述AC端子。
10.根据前述权利要求1-5中任一项所述的双向DC-DC变流器，其中：
其中：
所述DC-AC转换电路包括：
开关臂，所述开关臂包括所述MOSFET中串联连接的两个MOSFET；
电容器臂，所述电容器臂包括串联连接、并且与所述开关臂并联连接的一对电容器；
其中：
所述开关臂的两端是所述DC-AC转换电路的所述DC端子；
所述开关臂的串联连接点和所述电容器臂的串联连接点是所述DC-AC转换电路的所述AC端子。
11.根据权利要求10所述的双向DC-DC变流器，其中：
所述AC-DC转换电路包括：
二极管臂，所述二极管臂包括所述功率二极管中串联连接的两个功率二极管；以及
电容器臂，所述电容器臂与所述二极管臂并联连接；
其中：
所述二极管臂的两端是所述AC-DC转换电路的所述DC端子；
所述二极管臂的串联连接点和所述电容器臂的串联连接点是所述AC-DC转换电路的所述AC端子。
12.根据前述权利要求中任一项所述的双向DC-DC变流器，进一步包括：
电容元件或电感元件，以实现所述MOSFET的软开关。
13.一种用于控制双向DC-DC变流器的方法，所述双向DC-DC变流器具有到AC电力的中间转换，所述DC-DC变流器包括：DC-AC转换电路，所述DC-AC转换电路使用多个MOSFET；AC-DC转换电路，所述AC-DC转换电路使用多个功率二极管；以及变压器，所述变压器将第一绕组和第二绕组磁耦合，其中在一种配置中，所述第一绕组被电连接在所述DC-AC转换电路的AC端子之间、并且被电连接在所述AC-DC转换电路的AC端子之间，以使得：通过所述DC-AC转换电路的操作而从所述中间转换产生的所述AC电力被所述AC-DC转换电路阻断、但是由所述变压器在从所述第一绕组到所述第二绕组的正向方向上传递，并且所述AC-DC转换电路将在从所述第二绕组到所述第一绕组的反向方向上传递的所述AC电力转换为DC电力；所述方法包括以下步骤：
当所述AC电力在所述正向方向上传递时：
将所述DC-AC转换电路和所述AC-DC转换电路的相应DC端子电连接；
将所述DC-AC转换电路和所述AC-DC转换电路的另一相应DC端子电连接；
反向偏置所述AC-DC转换电路的所述多个功率二极管；以及
将通过所述DC-AC转换电路而从所述中间转换产生的所述AC电力供应到所述变压器的所述第一绕组；
当所述AC电力在在所述反向方向上传递时：
通过所述变压器的所述第一绕组供应来自所述中间转换的所述AC电力；
断开所述DC-AC转换电路和所述AC-DC转换电路的相应DC端子的所述电连接；
断开所述DC-AC转换电路和所述AC-DC转换电路的另一相应DC端子的所述电连接；
所述AC-DC转换电路将通过所述第一绕组供应的所述AC电力转换为DC电力；以及
通过断开的所述电连接来阻断流过所述DC-AC转换电路的MOSFET的体二极管的所述AC电力。
14.根据权利要求13所述的方法，其中：
所述AC-DC转换电路的所述功率二极管与所述DC-AC转换电路的所述MOSFET的体二极管相比呈现出更快的反向恢复特性。
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