KR20220017345A - 다중-포트 양방향 컨버터 및 그 제어 방법 - Google Patents

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델타 일렉트로닉스, 인크.
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Abstract

3개 이상의 포트를 가진 양방향 DC-DC 컨버터가 그 동작 방법과 함께 기술된다. 컨버터는 모든 포트에 대해 공통 변압기를 이용하고, 임의의 포트로부터 나머지 포트 전부 또는 그 중 어느 하나까지 전력을 전송할 수 있다. 컨버터는 가변-주파수 제어, 지연-시간 제어, 및/또는 위상-지연 제어를 구현하는 제어기를 이용하여, 컨버터 포트들 간에 기술되는 바와 같은 전력 전송을 실현할 수 있다. 일부 경우에, 포트들 간의 전력 전달은 직렬-공진 컨버터 또는 듀얼 액티브 브리지 컨버터와 유사하게 동작할 수 있다.

Description

다중 포트 양방향 컨버터 및 그 제어 방법{MULTIPLE-PORT BIDIRECTIONAL CONVERTER AND CONTROL METHOD THEREOF}
본 발명은 다중 포트 양방향 DC-DC 컨버터 및 그 제어 방법에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 양방향 제어를 갖는 통합된 하나 이상의 양방향 공진 컨버터 및 하나 이상의 이중 활성 브리지(DAB) 컨버터에 관한 것이다.
미션 크리티컬 애플리케이션에 사용되는 장 비용 고 가용성 전력 시스템은 향상된 신뢰성으로 구현되어야한다. 일반적으로 고유 신뢰성이 높은 전력 시스템 구성 요소를 사용하고 에너지 소스의 중복성을 포함하는 고도로 중복된 전력 시스템 아키텍처를 구현하여 전력 시스템 신뢰성을 향상시킨다. 에너지 소스는 일반적으로 AC 유틸리티 라인, 다운 스트림 부하가 있거나 없는 배터리 스택 또는 슈퍼 커패시터로 구성된다. 다중 전원 경로를 제공하여 다중 에너지 소스가 있는 중복 전원 시스템의 가용성을 극대화 할 수 있다. 둘 이상의 에너지 소스가 있는 애플리케이션에서 모든 에너지 소스는 단일 소스에 의해 충전되고 각 에너지 소스는 개별 부하에 연결되어 중단없는 전력을 제공하도록 한다. 그러나 신뢰성을 높이려면 에너지 소스 중 하나가 다른 에너지 소스에 에너지로 전달할 수 있어야 하며 그 반대의 경우도 마찬가지 이다. 결과적으로 고 가용성 시스템은 에너지 소스 간에 충전 및 방전하기 위해 복수의 양방향 컨버터를 필요로 한다. 직렬 공진 컨버터 토폴로지와 DAB(듀얼 액티브 브리지) 컨버터 토폴로지를 사용하는 알려진 양방향 컨버터가 있다.
일반적으로, 공진 컨버터는 스위칭 손실을 최소화하고 변환 효율의 저하없이 고주파 작동을 허용하기 위해 스위치 전압 및/또는 전류 파형을 형성하기 위해 공진 탱크 회로를 사용한다. 또한 공진 컨버터는 변압기의 누설 및/또는 자화 인덕턴스와 같은 기생 성분을 공진 탱크 회로로 흡수하기 때문에, 공진 컨버터는 배터리 충전 시스템용 고전압 및/또는 고전류 절연 전원 공급 장치와 같은 기생 성분이 뚜렷한 애플리케이션에서 필연적으로 사용된다. .
도 1a 및 1b는 각각 전형적인 절연 공진 컨버터 토폴로지와 이상적인 작동 파형을 도시한 도면이다. 도 1a에 도시된 바와 같이, 이 같은 토폴로지에서, 상기 공진 컴포넌트는 공진 인덕터(LR) 및 공진 커패시터(CR) 이다. 공진 인덕터(LR)는 공진 커패시터(CR)와 직렬로 연결되기 때문에,도 1a에서의 회로는 직렬 공진 컨버터(SRC)라고 한다. 변환 효율을 최대화하기 위해, 2 차-측면 다이오드 정류기는 일반적으로 동기식 정류기로 구현된다.
도 1b는 제로 전압 스위칭(ZVS)으로 작동하는 도 1a의 직렬 공진 컨버터(SRC)에 대한 스위치 제어 신호의 전형적인 타이밍 다이어그램을 도시한 도면이다. 도 1a 및 도 1b 모두에서, 모든 스위치(SP1, SP2, SP3, SP4, SS1, SS2, SS3, 및 SS4)는 50 %의 동일한 듀티 비율로 작동하며, 같은 레그에서 1 차 스테이지 스위치는 크로스-전도를 피하기 위해 상호 보완적인 방식으로 작동한다. 1 차 스위치의 주파수는 출력("가변 주파수 제어")을 조절하는 데 사용되는 피드백 제어 루프에 의해 결정된다. 2 차측 동기식 정류기 스위치의 위상 지연 제어 동작은 스위칭을 공진 전류의 제로 크로싱과 동기화하여 실현된다. 즉, 1 차 스테이지 스위치(SP1, SP2, SP3, 및 SP4)에 대한 파형과 관련하여 위상 지연(예를들면: T0 에서 T1으로)이 2 차 스테이지 스위치(SS1, SS2, SS3, 및 SS4)로 안내된다.
특히, 도 1b에 도시된 바와 같이. 2 차측 동기식 정류기 스위칭(SS1 및 SS3)은 공진 전류의 양의주기, iP,와 동기화되는 반면, 2 차측 동기식 정류기 스위치(SS2 및 SS4)의 스위칭은 공진 전류의 음의주기 iP,와 동기화된다. 실제 구현에서 ZVS를 달성하기 위해, 상호 보완적으로 작동하는 동일 레그 스위치의 턴 오프와 턴온 사이에 짧은 지연(또는 데드 타임)을 도입하여 1 차 스위치의 듀티 비를 50 %보다 약간 작은 값으로 설정한다. 이 같은 데드 타임 동안, 전류는 꺼진 장치의 스위치로부터 다른 장치의 역 병렬 다이오드로 정류되어 후속 ZVS 켜짐에 대한 조건을 생성한다. 2 차측 동기식 정류기 스위치도 50 % 에 다소 못 미치는 듀티 비율로 작동한다. 도 1a에 도시된 바와 같이 가변 주파수 제어를 갖는 직렬 공진 컨버터가 입력 포트와 출력 포트에서 대칭 구조로 되어있지만, 스텝 다운 컨버터(VIN >(N1/N2)·Vo)로만 작동하므로 양방향 작동에 적합하지 않다.
예를 들어, 2016 년 11월 8일에 특허 결정된 Jang 및 Jovanovi
Figure pat00001
의 미국 특허 9,490,704(본원 명세서에서 참조로 원용됨)는 공진 컨버터에서 2 차측 스위치를 제어하기 위한 시스템 및 방법을 설명한다. 특히, 본원 명세서에서 개시된 제어 방법은 스위칭 주파수 범위를 크게 감소시킴으로써 넓은 입력 전압 및/또는 출력 전압 범위로 작동하는 직렬 공진 컨버터(SRC)의 성능을 향상시킨다. 더욱이 이 같은 구현은 변압기의 양쪽에 있는 제어 가능한 스위치가 전력을 양방향으로 흐르게하고 제안된 "지연 시간 제어"를 통해 직렬 공진 컨버터가 출력 전압을 높일 수 있게 하므로(즉,(N1/N2)·Vo ≥VIN), 컨버터가 양 방향이도록 한다. 스위칭 주파수 범위 감소와 전압 스텝 업/다운 작동은 가변 주파수 제어와 지연 시간 제어를 조합하여 출력을 제어함으로써 달성된다. 가변 주파수 제어는 1 차측 스위치를 제어하는 데 사용되는 반면 지연 시간 제어는 2 차측 정류기 스위치를 제어하는 데 사용된다.
도 2a 및 도 2b는 각각 또 다른 전형적인 절연 공진 컨버터 토폴로지와 이상적인 작동 파형을 도시한 도면이다. 도 2a에 도시된 바와 같이, 이 같은 토폴로지에서 공진 컴포넌트는 공진 인덕터(LR)) 및 공진 커패시터(CR)이다. 도 2b에 도시된 바와 같이, 제1 스위치(SP1, SP2, SP3, 및 SP4)는 동일한 스위칭 주파수로 작동하며, 약 50 %의 동일한 듀티 사이클을 갖는다. 동일한 레그의 보완적으로 작동하는 1 차 스위치의 제로 전압 스위칭을 달성하기 위해 이러한 보완 작동 스위치의 턴온 및 턴 오프 순간 사이에 작은 데드 타임이 제공된다. 2차 스위치(SS1, SS2, SS3 및 SS4)는 기본 스위치와 동일한 스위칭 주파수로 작동한다. 그러나, 2차 스위치(SS2 및 SS3)는 도 2 b에 도시된 바와 같이 지연 시간을 제공하는 확장된 듀티 사이클로 작동한다. 변압기 TR의 2 차 권선은 지연 시간 동안(예를 들면: T1 ~ T2 및 T1 ~ T5) 2차 스위치(SS2 및 SS3)에 의해 단락된다. 지연 시간 제어의 주요 기능은 직렬 공진 컨버터가 출력 전압을 높일 수 있도록 하여 컨버터의 스위칭 주파수 범위를 줄일 수 있도록 하는 것이다. 또한 가변 주파수 제어와 지연 시간 제어의 조합으로 출력을 제어함으로써 달성되는 전압 스텝 업/다운 작동은 컨버터가 양방향 전력 흐름을 필요로하는 애플리케이션에 적합하도록 만든다.
도 3a 및 3b는 각각 DAB 컨버터의 회로도 및 이상적인 작동 파형을 도시한 도면이다. DAB 컨버터가 양방향 컨버터 토폴로지를 갖는 것은 당 업계에 잘 알려져있다. 도 3a에 도시된 바와 같이. 이 같은 토폴로지에서 직렬 인덕터(LS)는 1 차 스위치(SP1, SP2, SP3, 및 SP4)를 포함하는 1 차측 활성 브리지와 2 차 스위치(SS1, SS2, SS3, 및 SS4)를 포함하는 2 차측 활성 브리지를 사이에 위치한다. 일반적으로 1 차 스위치(SP1, SP2, SP3, 및 SP4)는 일정한 스위칭 주파수로 작동된다. 이 같은 스위칭 주파수는 2차 스위치(SS1, SS2, SS3, 및 SS4)와 일치한다. 또한 위상 시프트 제어는 1 차 및 2 차 스위칭 간의 위상 시프트 양을 결정하는 데 사용된다. 도 3b에 도시된 바와 같이, 모든 스위치(SP1, SP2, SP3, SP4, SS1, SS2, SS3, 및 SS4)는 동일한 스위칭 주파수로 작동하며 50 %보다 약간 낮은 동일한 듀티 사이클을 갖는. 2 차 스위치(SS1, SS2, SS3, 및 SS4)의 켜짐 및 꺼짐 순간은 도 3b에서 도시된 바와 같이 1 차 스위치(SP1, SP2, SP3, 및 SP4)의 켜짐 및 꺼짐으로부터 능동적으로 이동된다(예를 들면: T0 에서 T1로, 그리고 T2 로부터 T3으로). 2 차 스위치의 게이트 신호를 능동적으로 이동시킴으로써 인덕터(LS) 양단의 유도 전류(iP)가 제어된다. DAB 컨버터는 또한 변압기의 양쪽에 있는 제어 가능한 스위치가 전력을 양방향으로 흐르게 하고 위상 시프트 제어는 컨버터가 전압 스텝 업 및 스텝 다운 모드에서 작동하도록 하므로 양방향 컨버터로도 작동한다.
본 명세서에 참조로 포함된 다음의 참고 문헌은 본 발명 기술 분야에서 추가 배경을 제공한다.
[1] G. Liu, Y. Jang, M. M. Jovanoviζ 및 J. Q. Zhang, "저주파 범위 제어 기능이있는 직렬 공진 컨버터를 사용하는 EV 온보드 충전기 용 3.3kW DC-DC 컨버터 구현," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 32, no. 6, pp. 4168-4184, June 2017, doi: 10.1109/TPEL.2016.2598173.
[2] Y. Jang, M. M. Jovanoviζ, M. Kumar, J. M. Ruiz, R. Lu 및 T. Wei, " 연료 전지 전기 자동차 애플리케이션을위한 절연 양방향 DC-DC 컨버터," 2019 IEEE Applied Power Electronics Conference 및 Exposition(APEC), Anaheim, CA, USA, 2019, pp. 1674-1681, doi: 10.1109/APEC.2019.8722067.
[3] G. G. Oggier, R. Leidhold, G. O. Garcia, A. R. Oliva, J. C. Balda 및 F. Barlow, " 듀얼 액티브 브리지 고전력 DC-DC 컨버터의 ZVS 작동 범위 확장," 2006 37th IEEE Power Electronics Specialists Conference, Jeju, 2006, pp. 1-7, doi: 10.1109/pesc.2006.1712142.
[4] M. M. Jovanoviζ(1994) Invited paper. "공진, 유사 공진, 다중 공진 및 소프트 스위칭 기술-장점과 한계," International Journal of Electronics, 77:5, 537-554, DOI: 10.1080/00207219408926086
[5] M. N. Kheraluwala, R. W. Gascoigne, D. M. Divan 및 E. D. Baumann, " 고전력 이중 활성 브리지 DC-DC 컨버터의 성능 특성화," in IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 28, no. 6, pp. 1294-1301, Nov.-Dec. 1992, doi: 10.1109/28.175280.
[6] A. K. Jain, R. Ayyanar,(Nov. 19, 2013). U.S. Patent No. 8,587,975.
본발명 개시에서는 다중 포트 양방향 DC-DC 컨버터의 다양한 실시 예 및 그 제어 방법이 개시되며, 단일 다중 포트 양방향 DC-DC 컨버터는 다수의 단방향 또는 양방향 컨버터를 대체 할 수있다. 총 구성 요소 수가 크게 감소하고 구성 요소의 활용도가 향상된다.
본발명의 한 특징에 따라, 1 차 권선, 2 차 권선 및 3 차 권선을 갖는 변압기; 제 1 복수의 스위치를 가지며 제 1 에너지 소스 및 변압기의 1 차 권선에 전기적으로 연결되는 1 차 전력 단(primary power stage); 제 2 복수의 스위치를 가지며 제 2 에너지 소스 및 변압기의 2 차 권선에 전기적으로 연결된 2 차 전력 단, 상기 1 차 전력 단 및 2 차 전력 단은 직렬 공진 컨버터를 형성하고; 제 3의 복수의 스위치를 가지며 제 3 에너지 소스 및 변압기의 3 차 권선에 전기적으로 연결된 3 차 전력 단, 1 차 전력 단 및 3 차 전력 단은 이중 능동 브리지 컨버터를 형성하고; 그리고 다중 포트 컨버터에서 동작 조건을 측정하고 제 1, 제 2 및 제 3 복수의 스위치로 제어 신호를 제공하기 위해 1 차, 2 차 및 3 차 전력 단으로 전기적으로 연결된 제어기를 포함 하는, 다중 포트 컨버터가 제공된다.
본발명의 한 실시 예에서, 상기 제어기는 위상 지연 제어를 사용하여 상기 제 1 에너지 소스와 상기 제 2 에너지 소스 사이에서 에너지를 전달하기 위해 상기 제어 신호를 상기 제 1 및 제 2 복수의 스위치로 전송하도록 구성된 제어 로직을 포함한다.
본발명의 한 실시 예에서, 상기 제어기는 위상 지연 제어 및 지연 시간 제어 모두를 사용하여 상기 제 1 에너지 소스와 상기 제 2 에너지 소스 사이에 에너지를 전달하기 위해 상기 제어 신호를 상기 제 1 및 제 2 복수의 스위치로 전송하도록 구성된 제어 로직을 포함한다.
본발명의 한 실시 예에서, 상기 제어기는 위상 지연 제어를 사용하여 상기 제 1 에너지 소스로부터 상기 제 2 에너지 소스로 에너지를 전달하고, 위상 시프트 제어를 사용하여 제 1 에너지 소스로부터 상기 제 3 에너지 소스로 에너지를 전달하기 위해 상기 제어 신호를 상기 제 1, 제 2 및 제 3의 복수의 스위치로 전송하도록 구성된 제어 로직을 포함한다.
본발명의 한 실시 예에서, 상기 제어기의 제어 로직은 상기 2 차 전력 단으로 전달된 에너지의 양을 변조하기 위해 상기 제어 신호의 스위칭 주파수를 변경하도록 구성되고, 상기 위상 시프트 제어는 3 차 전력 단으로 전달된 에너지 양을 변조한다.
본발명의 한 실시 예에서, 상기 스위칭 주파수가 1 차, 2 차 및 3 차 전력 단에 대해 동일하다.
본발명의 한 실시 예에서, 제어기는 제 1 및 제 2 제어 신호를 제 1 복수의 스위치로 전송하고 제 3 및 제 4 제어 신호를 제 2 복수의 스위치로 전송하도록 구성된 제어 로직을 가지며, 제 3 제어 신호는 위상 지연을 갖는 제 1 제어 신호와 실질적으로 동일하며, 제 4 제어 신호는 위상 지연을 갖는 제 2 제어 신호와 실질적으로 동일하다.
본발명의 한 실시 예에서, 상기 2 차 전력 단은 변압기의 2 차 권선과 직렬로 연결된 제 1 커패시터 및 제 1 인덕터를 갖는다.
본발명의 한 실시 예에서, 상기 3 차 전력 단은 상기 변압기의 3 차 권선과 직렬로 연결된 제 2 인덕터를 갖는다.
본발명의 한 실시 예에서, 상기 1 차 전력 단은 상기 변압기의 1 차 권선과 직렬로 연결된 제 2 커패시터를 갖고, 상기 3 차 전력 단은 상기 변압기의 3 차 권선과 직렬로 연결된 제 3 커패시터를 갖는다.
본발명의 한 실시 예에서, 상기 제어기는 위상 지연 제어 및 지연 시간 제어를 사용하여 상기 제 2 에너지 소스로부터 상기 제 1 에너지 소스로 에너지를 전달하기 위해 그리고 위상 시프트 제어를 사용하여 제 1 에너지 소스로부터 제 3 에너지 소스로 에너지를 전달하기 위해, 상기 제어 신호를 상기 제 1, 제 2 및 제 3의 복수의 스위치로 전송하도록 구성된 제어 로직을 포함한다.
본발명의 한 실시 예에서, 상기 3 차 전력 단은 상기 다중 포트 컨버터의 복수의 3 차 전력 단 중 제 1, 3 차 전력 단이고, 상기 복수의 3 차 전력 단 각각은 상기 복수의 3 차 전력 단 각각이 변압기의 각 권선에 각각의 에너지 소스에 그리고 각각의 에너지 소스에 연결되며, 복수의 3 차 전력 단 각각은 1 차 전력 단과 함께 각각의 듀얼 액티브 브리지 컨버터를 형성한다.
본발명의 또 다른 한 특징에 따라, 본 발명은 제 1, 제 2 및 제 3 스테이지를 포함하는 복수의 스테이지를 갖는 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법으로서, DC-DC 컨버터의 복수의 전기적 특성을 측정하는 단계; 측정된 복수의 전기적 특성에 적어도 부분적으로 기초하여 스위칭 주파수, 위상 지연 및 위상 시프트를 결정하는 단계; 스위칭 주파수로 제 1 스테이지의 제 1 복수의 스위치를 스위칭하는 단계; 제 1 복수의 스위치 중 적어도 하나의 스위칭과 관련된 위상 지연만큼 시간 편이된 스위칭 주파수로 제 2 스테이지의 제 2 복수의 스위치 중 적어도 2 개를 스위칭하는 단계; 그리고 제 1 복수의 스위치 중 적어도 하나의 스위칭과 관련된 위상 지연만큼 시간 편이된 스위칭 주파수로 제3 스테이지의 제 3 복수의 스위치 중 적어도 2 개를 스위칭하는 단계를 포함함을 특징으로하는 제어하는 방법을 제공한다.
한 실시 예에서, 상기 방법은 측정된 복수의 전기적 특성에 적어도 부분적으로 기초하여 지연 시간을 결정하는 단계; 그리고 적어도 2 개의 제 2 스위치의 스위칭과 관련된 지연 시간만큼 시간 편이된 스위칭 주파수로 제 2 스테이지의 제 2 복수의 스위치 중 적어도 2 개의 다른 스위치를 스위칭함을 더욱 포함한다.
한 실시 예에서, 상기 측정하는 단계는 복수의 스테이지 중 하나에 연결된 에너지 소스의 전압 및 복수의 스테이지 중 하나의 전류로 구성된 그룹 중 적어도 하나를 측정하는 단계를 포함한다.
한 실시 예에서, 상기 방법은 제 1 단으로 배선된 제1 권선, 제 2 단으로 배선된 제 2 권선, 및 제 3 단으로 배선된 제 3 권선을 갖는 변압기를 통해 복수의 단을 전기적으로 연결하는 단계를 더욱 포함한다.
한 실시 예에서, 상기 제 2 단의 공진 주파수는 상기 변압기의 제 2 권선과 직렬로 연결된 제 2 단 인덕터 및 제 2 단 커패시터에 의해 실질적으로 결정된다.
한 실시 예에서, 상기 제 3 단은 상기 변압기의 제 3 권선과 직렬로 연결된 제 3 단 인덕터를 가짐을 특징으로한다.
본발명의 또 다른 한 특징에 따라, 본 발명은 제 1 권선, 제 2 권선 및 제 3 권선을 갖는 변압기; 제 1 전력 단 및 제 2 전력 단에 의해 형성된 직렬 공진 컨버터; 그리고 제 1 전력 단과 제 3 전력 단에 의해 형성된 듀얼 액티브 브리지 컨버터를 포함하며, 제 1 전력 단은 제 1 권선으로 배선되고, 제 2 전력 단은 제 2 권선으로 배선되며, 제 3 전력 단은 제 3 권선으로 배선되는, 다중 포트 컨버트를 제공한다.
도 1a 및 1b는 각각 전형적인 절연 공진 컨버터 토폴로지 및 이상적인 동작 파형을 도시한 도면이다.
도 2a 및 2b는 각각 또 다른 전형적인 절연 공진 컨버터 토폴로지 및 이상적인 동작 파형을 도시한 도면이다.
도 3a 및 3b는 각각 DAB 컨버터의 회로도 및 그것의 이상적인 동작 파형을 도시한 도면이다.
도 4는 본발명의 일 실시 예에 따른 3-探 양방향 DC-DC 컨버터를 도시한 도면이다.
도 5 및 6은 본발명의 실시 예들에 따른, 에너지 소스 VIN으로부터 에너지 소스 VB1 및 VB2로의 전력 전송을위한 스위치 활성화 제어 신호 파형 및 대응하는 전류를 도시한 도면이다.
도 7은 본발명의 실시 예들에 따라, 에너지 소스 VIN으로부터 에너지 소스 VB1 및 VB2로 전력 전송을 위한 컨버터를 제어하는 방법을 예시하는 흐름도이다.
도 8 및 9는 본발명의 실시 예들에 따른, 에너지 소스 VB1 로부터 에너지 소스 VIN 및 VB2로의 전력 전송을 위한 스위치 활성화 제어 신호 파형 및 대응하는 전류를 도시한 도면이다.
도. 도 10은 본발명의 실시 예들에 따른, 에너지 소스 VB1 으로부터 에너지 소스 VIN 및 VB2,로의 전력 전송을 위한 컨버터를 제어하는 방법을 예시하는 흐름도이다.
도 11 및 12는 본발명의 실시 예들에 따른, 에너지 소스 VB1로부터 에너지 소스 VB2 로의 전력 전송을 위한 스위치 활성화 제어 신호 파형 및 대응하는 전류를 도시한 도면이다.
도 13은 본발명의 실시 예들에 따라, 에너지 소스 VB1로부터 에너지 소스 VB2로의 전력 전송을 위한 컨버터를 제어하는 방법을 예시하는 흐름도이다.
도 14 및 15는 본발명의 실시 예들에 따른, 에너지 소스 VB2로부터 에너지 소스 VB1로의 전력 전송을 위한 스위치 활성화 제어 신호 파형 및 대응하는 전류를 도시한 도면이다.
도 16은 본발명의 실시 예들에 따라, 에너지 소스 VB2로부터 에너지 소스 VB1로 의 전력 전송을 위한 컨버터를 제어하는 방법을 예시하는 흐름도이다.
도 17은 본발명의 다른 실시 예에 따른, 트리플-포트 양방향 DC-DC 컨버터를 도시한 도면이다.
도 18은 본발명의 또 다른 실시 예에 따른, 트리플 포트 양방향 DC-DC 컨버터를 도시한 도면이다.
도 19는 본발명의 일 실시 예에 따른, 쿼드러플-포트 양방향 DC-DC 컨버터를 도시한 도면이다.
도 20은 본발명의 일 실시 예에 따른 다중 포트 양방향 DC-DC 컨버터(2000)를 도시한 도면이다.
본발명은 이제 다음의 실시 예를 참조하여보다 구체적으로 설명될 것이다. 본발명의 바람직한 실시 예에 대한 다음의 설명은 단지 예시 및 설명의 목적으로 제공된다는 점에 유의해야한다. 이는 특정적이거나 개시된 정확한 형태로 제한되도록 의도하지 않는다.
다중 전력 경로를 제공함으로써 다중 에너지 소스를 갖는 중복 전력 시스템의 가용성을 최대화 할 수 있다. 결과적으로 고 가용성 시스템은 에너지 소스간에 충전 및 방전하기 위해 여러 개의 양방향 컨버터를 필요로한다. 그러나 시스템에 여러 개의 양방향 컨버터를 사용하는 것은 비용 효율적이지 않을 수 있다. 예를 들어 어떤 방향으로든 3 개의 에너지 소스 사이에 에너지를 전달하려면 시스템에 6개의 단방향 컨버터 또는 3개의 양방향 컨버터가 필요하다. 새로운 다중 포트(즉, 3 개 이상의 포트) 양방향 DC-DC 컨버터 및 그 제어 방법이 설명된다. 이러한 컨버터는 크기를 줄이고 비용 효율적으로 구현할 수 있다.
도 4는 본발명의 일 실시 예에 따른 3-포트 양방향 DC-DC 컨버터(400)를 도시한 도면이다. 도 4에 도시된 바와 같이, 3-포트 양방향 DC-DC 컨버터(400)의 전력 단은 3 개의 권선과 3 개의 전력 단을 갖는 절연 변압기(402)(또는 TR)를 사용한다. 구체적으로, 컨버터(400)는 서로 자기적으로 결합된(자기 코어가 있거나 없이) 제 1, 제 2 및 제 3 권선(441, 442, 443) 각각을 갖는 변압기(402)를 포함하며, 제 1 권선(441)에 전기적으로 결합된 제 1 단계 회로(410), 제 2 권선(442)에 전기적으로 결합된 제 2 단계 회로(420), 제 3 권선(443)에 전기적으로 결합된 제 3 단계 회로(430), 및 제 1, 제 2 및 제 3 단계 회로(410, 420 및 430)에 전기적으로 결합된 제어기(404)를 포함하여, 컨버터(400) 내에서 다운 스트림 전압 또는 전류를 임의의 방향으로 전달하고 조절하도록 한다. 제 1 권선(441)은 N1 회, 제 2 권선(442)은 N2 회, 제 3 권선(443)은 N3 회이고, 여기서 N1, N2 및 N3은 양의 정수이다. N1 대 N2의 비율은 n1(즉, n1 = N1/N2)로 정의되고, N1 대 N3의 비율은 n2(즉, n2 = N1/N3)으로 정의되며, N2 대 N3의 비율은 n3(즉, n3 = N2/N3)으로 정의된다. 제 1 단계 회로(410)는 전압 소스로 도시되고 제 2 및 제 3 단계 회로(420, 430)는 배터리로 도시되지만, 각 단계 회로는 임의의 적절한 에너지 소스에 연결될 수 있음을 이해해야한다. 일부 실시 예에서, 각 단계 회로(410, 420 및 430)는 도 4에 도시된 바와 같이 배선에 의해 변압기(402)의 권선 각각에 전기적으로 결합된다. 제어기(404)는 또한 배선에 의해 각 단계 회로(410, 420 및 430)에 전기적으로 결합될 수 있다. 다른 형태의 전기 결합이 다른 실시 예에서 사용될 수 있다.
일 실시 예에서, 컨버터(400)의 제 1 단계 회로(410)는 복수의 스위치(SS1, SS2, SS3, 및 SS4)를 포함하고 에너지 소스 VIN(예를 들어, 가정용 AC 전원 콘센트로부터 변환된 DC 전원 소스)와 제 1 권선(441) 사이에 연결된다; 컨버터(400)의 제 2 단계 회로(420)는 복수의 스위치(SS1, SS2, SS3, 및 SS4), 공진 커패시터 CR 및 공진 인덕터 LR를 포함하고; 그리고 제 3 단계 회로(430)는 복수의 스위치(ST1, ST2, ST3, 및 ST4)와 직렬 인덕터 LT를 포함한다. 제 2 단계 회로(420)는 에너지 소스 VB1(예를 들어, 약 250 내지 500V의 출력 전압을 갖는 고전압 배터리)과 제 2 권선(442) 사이에 결합되고, 제 3 단계 회로(430)는 에너지 소스 VB2VB2(예를 들어, a) 사이에 결합된다. 출력 전압이 약 5 ~ 50V 인 저전압 배터리) 및 제 3 권선 443. 공진 커패시터 CR 및 공진 인덕터 LR은 그와 관련된 공진 주파수를 가질 수 있으며, 이는 제곱의 역으로 라디안으로 계산 될 수 있다. SI 단위의 커패시턴스와 인덕턴스 곱의 근본(즉, 단계 회로의 스위치는 MOSFET, 릴레이, 바이폴라 접합 트랜지스터, Darlington 트랜지스터 또는 임의의 적절한 스위칭 기술로 구현될 수 있다.
제 1 단계 회로(410) 또는 제 3 단계 회로(430)는 직렬 공진 컨버터로서 제 2 단계 회로(420)와 조합하여 동작할 수 있다. 즉, 위상적으로는 제 1 단계 회로(410) 및 제 2 단계 회로(420)(또는 제 2 단계 회로(420) 및 제 3 단계 회로(430))에 의해 형성된 회로는 나머지 단계 회로(즉, 제 3 단계 회로(430) 또는 제 1 단계 회로(410))가 각각 무시되는 때 직렬 공진 컨버터 회로이다. 직렬 공진 컨버터는 서로 직렬로 연결된 유효 커패시턴스와 유효 인덕턴스에 의해 결정되는 관련 공진 주파수를 갖는 컨버터이다. 여기서 "유효"는 럼프(lump) 요소 등가물을 지칭하기 위해 사용된다. 다양한 인덕터 및 커패시터는 집중형 요소, 집중형 요소의 네트워크, 분산형 요소(또는 "기생" 효과) 또는 임의의 다른 적절한 방식 또는 방식의 조합으로 구현될 수 있다. 일부 실시 예들에서, 직렬 공진 컨버터는 약 40kHz와 300kHz(예를 들어, 80kHz) 사이의 공진 주파수를 갖지만, 이 범위는 예시적이고 임의의 적절한 공진 주파수가 사용될 수 있다.
제 1 단계 회로(410) 및 제 3 단계 회로(430)는 DAB(dual active bridge) 컨버터로서 조합하여 동작할 수 있다. 즉, 위상적으로, 제 2 단계 회로(420)가 무시될 때 제 1 단계 회로(410) 및 제 3 단계 회로(430)에 의해 형성된 회로는 DAB 컨버터이다. DAB 컨버터는 두 개의 절연된 스위칭 단계 사이에 유효한 직렬 인덕턴스를 가진 컨버터이다. 여기서 "유효"는 해당 럼프 요소 등가물을 지칭하기 위해 사용된다. 다양한 인덕터는 럼프형 요소, 럼프형 요소의 네트워크로서, 분산형 요소(또는 "기생" 효과) 또는 임의의 다른 적절한 방식 또는 방식의 조합으로 구현될 수 있다.
바람직하게, 컨버터(400)는 직렬 공진 컨버터 토폴로지 및 DAB 컨버터 토폴로지 중 하나가, 일부 실시 예에서 직렬 공진 컨버터 및 DAB 컨버터의 통상적인 작동과 본질적으로 동일하거나 매우 유사한 방식으로 동시에 동작되도록 허용한다. 컨버터(400)의 또 다른 동작 모드는 컨버터(400)의 임의의 포트 사이의 전력 전송을 허용한다. 컨버터(400)의 제어는 제어기(404) 및 도 5 - 16과 관련하여 더 논의된다.
제어기(404)는 제어된 동작을 용이하게하기 위해 컨버터(400)의 현재 상태를 측정하는데 사용된다. 제어기(404)는 예를 들어 컨버터 회로의 다양한 지점에서 전압 및 전류를 측정하기 위한 회로를 포함할 수있다. 제어기(404)는 가변 주파수 제어, 위상 지연 제어, 지연 시간 제어, 위상 시프트 제어 및 다른 형태의 제어 또는 컨버터(400)를 제어하기 위한 제어 알고리즘의 조합을 실현하기 위한 제어 논리를 포함한다. 제어기(404)는 중앙 처리 유닛(CPU), 디지털 신호 프로세서(DSP), 범용 또는 특수 목적의 마이크로 프로세서, 마이크로 제어기, FPGA(Field Programmable Gate Array), ASIC(application-specific integrated circuit) 또는 컨버터(400)를 제어할 수 있는 임의의 적절한 장치 또는 장치 조합. 일부로서 실시될 수 있다. 일부 실시 예에서, 제어기(404)는 신호 레벨을 샘플링하기위한 아날로그-디지털 컨버터(ADC) 및 스위칭을 제어하기위한 펄스 폭 변조기(PWM)를 이용할 수 있다. 그러나, 제어기(404)는 임의의 적절한 방식으로 구현될 수 있기도 하다.
일부 구현에서, 각 에너지 소스와 컨버터(400)의 각 전력 단 사이에 전자기 간섭(EMI) 필터를 연결하는 것이 필요할 수 있다는 점에 유의해야한다. 상기 EMI 필터는 현재 공개된 발명의 컨버터 동작과 무관하기 때문에, 이러한 필터는 도면 및 관련 논의를 단순화하기 도 4에 도시되어 있지 않다.
일 실시 예에서, 컨버터(400)는 에너지 소스 VB1 및 VB2로의 전류 충전을 독립적으로 제어하는 단일 제어기(404)에 의해 에너지 소스 VIN(제 1 단계)으로부터 에너지 소스 VB1 및 VB2(제 2 및 제 3 단계)로 전기 에너지를 전송할 수 있다. 마찬가지로, 에너지 소스 VB1(2 단계)의 전기 에너지는 에너지 소스 VIN(1 단계) 및 에너지 소스 VB2(3 단계)로 전달될 수 있다. 마찬가지로, 에너지 소스 VB2(3 단계)의 전기 에너지는 독립적으로 제어되는 충전 전류에 의해 에너지 소스 VIN(1 단계) 및 배터리 VB1 (2 단계)로 전달될 수 있다. 모든 단계(즉, 모든 단계 회로 및 대응 에너지 소스)는 나머지 두 포트간에 전기 에너지가 전송되는 동안 모든 해당 스위치를 열어 전력 전송으로부터 효과적으로 차단될 수 있다. 예를 들어, 에너지 소스 VIN 은 스위치 SP1, SP2, SP3, 및 SP4를 열어 분리될 수 있으며, 에너지 소스 VB1에서 에너지 소스 VB2로 또는 그 반대로 전달될 수 있다. 즉, 도 4에 도시된 바와 같이 3-포트 양방향 DC-DC 컨버터(400)는 전기 에너지를 전달하고 어떤 방향 으로든 다운 스트림 전압 또는 전류를 조절할 수 있다. 여러 출력의 전압 또는 전류를 독립적으로 조절하기 위해 가변 주파수 제어, 지연 시간 제어, 위상 시프트 제어 또는 2 ~ 3 개의 제어 조합이 사용된다.
3-포트 양방향 DC-DC 컨버터(400)는 도 1a, 2a 및 3a에 도시된 6 개의 단방향 또는 3 개의 양방향 컨버터를 필요로하는 종래의 솔루션과 비교할 때 단계 간에 임의로 전기 에너지를 전달하는 데 필요한 부품의 수를 실질적으로 감소 시킨다는 것을 이해해야한다.
도 5 및 6은 도 4의 3-포트 양방향 DC-DC 컨버터(400)에 대한 스위치 활성화 제어 신호 파형 및 대응하는 전류를 도시한 도면이다. 구체적으로, 도 5 및 6은 모두 본발명의 일부 실시 예에 따라 에너지 소스 VIN으로부터 에너지 소스 VB1 및 VB2 로의 전력 전달을 예시한다. 이러한 유형의 동작에서 제 1 단계 회로(410) 및 제 2 단계 회로(420)는 VIN에서 VB1로 에너지를 전송하는 직렬 공진 컨버터로서 동작하고, 제 1 단계 회로(410) 및 제 3 단계 회로(430)는 VIN에서 VB2로 에너지를 전송하는 DAB 컨버터로서 동작한다. 도 5에서, 에너지 소스 VIN의 전압은 에너지 소스 VB1의 전압의 n1 배보다 크다(즉, VIN> n1 VB1). 도 6에서, 에너지 소스 VIN의 전압은 에너지 소스 VB1 전압의 n1 배 이하이다(즉, VIN > n1VB1).
도 5를 참조한다. 도 5에는 제 1 단계 회로(410)의 스위치(SP1 내지 SP4), 제 2 단계 회로(420)의 스위치(SS1 내지 SS4), 제 3 단계 회로(430)의 스위치(ST1 내지 ST4) 파형이 도시되어있다. 가변 주파수 제어는 제 1 단계 회로(410)의 스위치 ST1 내지 ST4의 스위칭 주파수를 제어하기 위해 사용된다. 제 2 및 제 3 단계 회로(420, 430)의 스위치는 제 1 단계 회로(410)의 스위치와 동일한 주파수에서 동작하고, 모든 스위치의 듀티 사이클은 약 50 %이다. 동일한 레그의 상보적으로 작동하는 스위치의 제로 전압 스위칭(예: 시점 T1에서 전류 iS = 0)을 달성하기 위해 상보적 스위치의 켜짐과 꺼짐 순간 사이에 작은 데드 타임이 도입된다. 일부 실시 예에서, 데드 타임은 스위칭 주기(스위칭 주파수의 역)보다 하나 이상의 크기가 더 짧을 수있다. 예를 들어, 시간 T1에서, 스위치 SS1이 스위치 ON되기 약간 전에 스위치 SS2가 OFF되어 제 2 단계 회로(420)의 SS1 및 SS2 레그의 두 스위치가 동시에 잠시 OFF된다. 제 1 단계 회로(410)의 스위치 SP1 내지 SP4를 동작시키는 데 사용된 가변 주파수 제어는 에너지 소스 VB1의 충전 전류 IB1을 결정하는 공진 전류 iS 를 유도한다.
위상 지연 제어는 동기식 정류기로서 2 단계 회로(420)의 스위치 SS1 내지 SS4를 작동 시키는데 사용되며, 즉 공진 전류 iS가 양(예를 들어, 시점 T1 과 사이) 일 때 스위치 SS1 및 SS3이 턴온되는 반면, 스위치 SS2 및 SS4는 공진 전류 iS가 음일 때(예를 들면: 시점 T4와 T7 사이) 켜진다. 이는 스위치 SP1 내지 SP4의 파형과 관련하여 스위치 SS1 내지 SS4의 파형에 위상 지연(예를 들어: 시점 T0에서 시점 T1까지)을 효과적으로 도입한다.
위상 시프트 제어는 3 단계 회로(430)의 스위치 ST1 내지 ST4 의 턴온 및 턴오프 순간을 제어하기 위해 사용된다. 상기 스위칭은 제1 단계 회로 스위치 SP1 내지 SP4의 턴온 및 턴오프 순간으로부터의 위상 시프트 추가와 동기화된다. 위상 시프트의 양(예를 들어, 시점 T0에서 시점 T2까지)은 에너지 소스 VB2의 충전 전류 IB2에 비례하는 전류 iT 의 크기를 결정한다.
도 6에서, 지연 시간(예를 들어, 시점 T1에서 시점 T3까지)이 제 2 단계 회로(420)의 스위치 SS1 내지 SS14를 능동적으로 제어하기 위해 추가된다. 지연 시간 동안, 변압기(402)의 권선(442)은 도 6에 도시된 바와 같이 공진 전류 iS를 증가시키는 제 2 단계 회로(420)의 스위치 SS1 및 SS4에 의해 단락된다. 그 결과, 에너지 소스 VB1의 충전 전류 IB1은 스위칭 주파수뿐만 아니라 지연 시간에 의해서도 조절될 수 있다. 지연 시간 제어의 주요 기능은 공진 전류 iS의 크기도 지연 시간에 의해 제어될 수 있기 때문에 제어 주파수 범위를 줄임으로써 작동 효율을 개선하고 /하거나 컨버터(400)의 전압 이득을 증가시키는 것이다. 제 2 및 제 3 단계 회로(420 및 430)의 스위치는 여전히 제 1 단계 회로(410)의 스위치(가변 주파수 제어에 의해 제어됨)와 동일한 주파수에서 작동하고 모든 스위치는 대략 50 %의 동일한 듀티 사이클을 갖는다. 또한 이 구성에서 지연 시간 제어를 도입해도 제1 단계에서 제3 단계로 전력을 전송하는 DAB 컨버터의 성능이 크게 변경되지는 않는다. 제 3 단계 회로(430)의 스위치 SS1 내지 SS4의 타이밍은 제 2 단계 회로(420)의 스위치 SS1 내지 SS4가 아닌 제 1 단계 회로(410)의 스위치 SP1 내지 SP4를 기준으로한다
도 7은 본발명의 실시 예들에 따른, 에너지 소스 VIN으로부터 에너지 소스 VB1 및 VB2로 전력을 전송하기 위해 컨버터(400)를 제어하는 방법(700)을 예시하는 흐름도이다.
단계 710에서, 제어기(404)의 제 1 단계 제어기는 컨버터(400)의 다양한 요소를 가로질로 또는 이를 통해 전압 및/또는 전류를 감지 또는 평가하기 시작한다. 감지되고 평가된 특정 전압 및 전류는 사용된 특정 기술에 따라 달라질 수 있으며, 가변 주파수 제어, 위상 지연 제어, 지연 시간 제어 및 위상 시프트 제어를 실현하도록 한다. 예를 들어, 에너지 소스 VIN 및 에너지 소스 VB1 및 VB2의 전압과 전류 iS, iT, IB1, 및 IB2 가 측정되거나 평가될 수 있다. 간접 측정을 포함하여 전압 및 전류를 측정하거나 평가하기 위해 임의의 적절한 기술을 사용할 수 있다. 예를 들어 아날로그-디지털 컨버터(ADC)를 사용할 수 있다.
단계 720에서, 제어기(404)는 전류 IB1 및/또는 에너지 소스 VB1의 전압을 조절하는데 사용되는 가변 주파수 제어를위한 스위칭 주파수를 결정한다. 가변 주파수 제어를 구현하는 적절한 접근 방식을 사용하여 스위칭 주파수를 결정할 수 있다. 예를 들어 참고 문헌 [1], [2] 및 [4]를 참조한다. 본발명의 일부 실시 예에서, 가변 주파수 제어는 도 1a 및 2a에 도시된 회로와 같은 종래의 공진 컨버터 토폴로지에 대해 구현되는 것과 본질적으로 동일한 방식으로 구현될 수있다.
단계 730에서, 위상 지연 제어에 필요한 위상 지연이 결정된다. 위상 지연은 공진 전류 iS의 제로 교차 모멘트를 검출하거나 평가함으로써 결정될 수 있다. 이 타이밍은 위상 지연을 결정하고 이에 따라 제 2 단계 회로(420)의 스위치 SS1-SS4 의 턴온 및 턴오프 시간을 결정하는데 사용되어 위상 지연을 계산하도록 한다. 위상 지연 시간은 제1 단계에서의 스위치 스위칭과 공진 전류 iS의 제로 크로싱 모멘트 사이의 시간으로 결정될 수 있다. 그러나 위상 지연은 임의의 적절한 방식으로 결정될 수 있다. 예를 들어 참고 문헌 [1] 및 [2]를 참조한다. 상기 참조 문헌은 제한의 의미를 갖지 않는다.
단계(740)에서 지연 시간 제어를 구현하기 위해 필요한 지연 시간이 결정된다. 지연 시간은 제 2 단계 회로(420)의 스위치 SS1 - SS4 의 추가 제어를 달성하기 위해 에너지 소스 VIN 및 VB1 그리고 전압과 전류 is 및 IB1을 기반으로 할 수 있다. 도 5의 실시 예에 대해 지연 시간이 0으로 설정되며, 도 6의 실시 예에 대하서는 지연 시간이 추가된다. 본발명의 일부 실시 예들에서, 지연 시간 제어는 미국 특허 9,490,704 및 참고 문헌 [1] 및 [2]에서 설명된 것과 유사한 방식으로 구현된다.
단계(750)에서, 전류 IB2 또는 에너지 소스 VB2의 전압을 조절하기 위해 위상 시프트 제어에 필요한 위상 시프트가 결정된다. 위상 시프트 제어는 임의의 적절한 방식으로 구현될 수 있다. 예를 들어 비제한적인 참고 문헌 [3], [5] 및 [6]을 참조한다. 일부 실시 예에서, 위상 시프트는 에너지 소스 VIN, 전류 IB2, 직렬 인덕턴스 LT 및 스위칭 주파수의 전압에 기초한다. 도 5 및 6의 위상 시프트는 전력이 발생하는 단계인 제 1 단계 회로(410) 내의 스위치 중 하나 이상에 대한 것이다.
단계(760)에서, 제어기(404)는 스위칭 주파수, 위상 지연, 지연 시간 및 위상 시프트를 업데이트한다. 이는 해당 펄스 폭 변조기(PWM) 레지스터에 적절한 값을 기록하여 구현할 수 있다.
단계(760) 후에, 컨버터(400)는 시작부터 동작을 계속할 수 있다. 이러한 방식으로 가변 주파수 제어, 위상 지연 제어, 지연 시간 제어 및 위상 시프트 제어는 제어 스위치의 타이밍을 지속적으로 조정하여 필요한 전력 전송을 효율적으로 달성 할 수 있다.
컨버터(400)를 제어하는 방법은 가변 주파수 제어, 지연 시간 제어 및 위상 시프트 제어의 조합을 포함한다. 일 실시 예에서, 모든 스위치는 동일한 스위칭 주파수로 작동하고 대략 50 %의 동일한 듀티 비를 갖는다. 상보적으로 작동하는 1 차 스위치의 ZVS를 달성하기 위해 이러한 스위치의 켜기 및 끄기 순간 사이에 작은 데드 타임이 제공된다. 다중 출력의 전압 또는 전류를 독립적으로 조절하기 위해 가변 주파수 제어, 지연 시간 제어, 위상 시프트 제어 및/또는 이러한 제어 중 2 개 또는 3 개의 조합을 사용할 수 있다. 예를 들어, 모든 스위치에 대한 스위칭 주파수를 변경하여 제 1 단계 회로와 제 2 단계 회로(410, 420) 사이의 충전 전류를 조정할 수 있다. 또한 스위칭 주파수를 동일하게 유지하면서 스위치 ST1 내지 ST4 에 대한 위상 시프트를 변경하여 제 1 단계 회로와 제 3 단계 회로(410, 430) 사이의 충전 전류를 조정할 수 있다. .
본발명 방법(700)의 일부 실시 예는 특정 단계를 배제하거나 다른 순서로 단계를 수행할 수 있다는 것을 이해해야한다. 일례로서, 일부 실시 예는 지연 시간을 결정하기 위해 단계(740)를 건너 뛸 수 있다.
도 8 및 도 9는 본발명의 실시 예들에 따른, 에너지 소스 VB1로부터 에너지 소스 VIN 및 VB2로의 전력 전송을 위한 스위치 활성화 제어 신호 파형 및 대응하는 전류를 도시한 도면이다. 도 8 및 도 9에 도시된 바와 같이, 제 1 단계 회로(410) 및 제 2 단계 회로(420)는 VB1에서 VIN으로 에너지를 전송하기 위한 직렬 공진 컨버터로 동작하고, 제 1 단계 회로(410) 및 제 3 단계 회로(430)는 VIN에서 VB2로 에너지를 전송하기 위해 DAB 컨버터로 동작한다. 작동원리상 에너지는 VB1에서 VB2로 직접 전송되지 않고 VB1에서 VIN으로 에너지가 전달되고 VIN으로 전달된 에너지의 일부가 VB2로 전달된다. 이는 제 2 단계 회로(420)에서 제 3 단계 회로(430)로의 직접 전달이 이들 단계 회로를 직렬 공진 컨버터로서 동작하도록 하기 때문이다. 그러나 이 같은 회로 토폴로지를 사용하는 직렬 공진 컨버터에 의해 2단계에서 1 단계로 전력 전송하는 것과 2단계에서 3단계로 전력 전송하는 것을 동시에 동작시키는 것은 불가능 하다.
마지막으로, 도 8 및 도 9는 직렬 공진 컨버터로서 제 2 및 제 3 단계 회로를 작동시키는 것과 달리 제 1 및 제 2 단계 회로를 직렬 공진 컨버터로서 작동시키는 선택이 제시된다. 제어기(404)의 동작을 적절하게 변경함으로써 후자의 작동이 구현될 수 있음을 이해하여야 한다.
도 8의 실시 예에서. 에너지 소스 VB1의 전압은 에너지 소스 VIN 의 전압을 n1로 나눈 것보다 크다(즉, VB1> VIN/n1). 도 8에서는 제 1 단계 회로(410)의 스위치(SP1 내지 SP4), 제 2 단계 회로(420)의 스위치(SS1 내지 SS4), 제 3 단계 회로의 스위치(ST1 내지 ST4) 파형이 도시되어있다. 가변 주파수 제어는 제 2 단계 회로(420)의 스위치 SS1 내지 SS4의 스위칭 주파수를 제어하기 위해 사용된다. 제 1 및 제 3 단계 회로(410, 430)의 스위치는 제 2 단계 회로(420)의 스위치와 동일한 주파수로 동작하고, 모든 스위치는 약 50 %의 동일한 듀티 사이클을 갖는다. 제 2 단계 회로(420)의 스위치 SS1 내지 SS4 를 동작시키는 데 사용되는 가변 주파수 제어는 에너지 소스 VIN의 충전 전류 IIN을 결정하는 공진 전류 iS를 유도한다.
위상 지연 제어는 제 1 단계 회로(410)의 스위치 SP1 내지 SP4 를 동기식 정류기로서 동작시키도록 사용되며, 즉 공진 전류 iS가 포지티브인때(예를 들어, 시점 T4 와 T7 사이) 스위치 SP2 및 SP4 가 턴온 되고, 반면에 공진 전류 iS가 네가티브일 때(예: 시점 T1과 T4 사이) 스위치 SP1 및 SP3 이 턴온된다. 이는 스위치 SS1 내지 SS4의 파형과 관련하여 스위치 SP1 내지 SP4 에 대한 파형으로 위상 지연(예: 시점 T0에서 시점 T1까지)을 효과적으로 도입한다.
위상 시프트 제어는 3 단계 회로(430)의 스위치 ST1 내지 ST4 의 턴온 및 턴오프 순간을 제어하기 위해 사용된다. 상기 스위칭은 제1 단계 회로(410)의 스위치 SP1 내지 SP4 의 턴온 및 턴오프 순간에 대한 위상 시프트 추가와 동기화된다. 위상 시프트의 크기(예를 들어, 시점 T1에서 시점 T2까지)는 에너지 소스 VB2의 충전 전류 IB2에 비례하는 전류 iT의 크기를 결정한다. 제 3 단계 회로(430)의 스위치의 위상 시프트는 전송된 에너지가 발생하는 제 2 단계 회로(420)의 스위치가 아니라 제 1 단계 회로(410)의 스위치와 관련되는 것이다. 이는 제 1 및 제 2 단계 회로(410, 420)를 직렬 공진 컨버터로서 동작시키고 제 1 및 제 3 단계 회로(410, 430)를 DAB 컨버터로서 동작시키기위한 선택이기 때문이다.
도 9의 실시 예에서, 에너지 소스 VB1의 전압은 에너지 소스 VIN의 전압을 n1로 나눈 값보다 작거나 같다(즉, VB1 ≤ VIN / n1). 도 9에 도시된 바와 같이, 제 1 단계 회로(410)의 스위치 SS1 내지 SS4를 능동적으로 제어하기 위해 지연 시간(예를 들어, 시점 T1에서 시점 T2까지)이 추가된다. 도 9에 도시된 바와 같이, 공진 전류 iS를 증가시키는 제1 단계 회로(410) 스위치에 의해 변압기(402)의 제1 권선(441)이 단락된다. 결과적으로 에너지 소스 VIN의 충전 전류 IIN은 스위칭 주파수뿐만 아니라 지연 시간에 의해서도 조절될 수 있다. 제 1 및 제 3 단계 회로(410 및 430)의 스위치는 여전히 제 2 단계 회로(420)(가변 주파수 제어에 의해 제어됨)의 스위치와 동일한 주파수로 동작하고 모든 스위치는 대략 50 %의 동일한 듀티 사이클을 갖는다는 점을 주목한다.
제 3 단계 회로(430)의 스위치 ST1 내지 ST4 의 위상 시프트 제어는 제 1 단계 회로(410)의 스위치 SP1 내지 SP4 의 지연 시간 제어에 의해 영향을 받는다. 특히, 지연 시간이 제 1 단계 회로(410)의 스위치 제어에 사용되는 때, 스위치 ST1 및 ST2에 대한 파형은 본질적으로 스위치 SP1 및 SP2와 동일하다(즉, 대략 iS 의 제로 교차점에서 SP1, SP2, ST1 및 ST2는 상태를 변경 함). 제 3 단계 회로(430)의 스위치의 위상 시프트 제어는 제 1 단계 회로(410)의 스위치 SP1 및 SP2 에 대한 스위치 ST3 및 ST4 의 위상 시프트를 야기한다. 도 5, 6 및 8 에서 설명된 종래의 위상 시프트 제어와 도 9에 도시된 바와 같은 위상 시프트 제어 사이의 차이, 도 9에서, 제 1 단계 회로(410)의 스위치 SP1 내지 SP4 의 지연 시간 제어 동안, 인덕터 LT 양단의 전압은 0이다.
도 9에 도시된 바와 같이, 제 1 단계 회로(410)의 스위치 지연 시간 동안(예를 들어, 시점 T1에서 시점 T2까지), 제 3 단계 회로(430)의 스위치가 위상 시프트 될 때, 전류 iT는 일정하고, 어떤 에너지도 인덕터에 저장되지 않는다. LT도 에너지도 이 시간 동안 출력으로 전송되지 않는다. 따라서 이 동작에서, 위상 시프트와 지연 시간의 차이인 유효 위상 시프트(예를 들어 T2 시점에서 T3 시점까지)는 에너지 소스 VB2의 충전 전류 IB2에 비례하는 전류 iT의 크기를 결정한다.
도 10은 본발명의 일부 실시 예들에 따라, 에너지 소스 VB1로부터 에너지 소스 VIN 및 VB2로 전력을 전송하기 위해 컨버터(400)를 제어하는 방법(1000)을 예시하는 흐름도이다. 상기 방법(1000)의 특정 단계는 방법(700)(도 7)과 관련하여 설명된 것과 유사한 방식으로 수행될 수 있다는 것을 이해해야한다; 다만 방법(1000)은 임의의 적절한 방식으로 수행될 수 있다.
단계(1010)에서, 제어기(404)는 에너지 소스 VIN, VB1 및 VB2의 전압과 전류 iS, iT, IB1, 및 IB2를 감지 또는 평가하는 것으로 시작한다.
단계(1020)에서, 제어기(404)는 전류 IIN 및/또는 에너지 소스 VIN의 전압을 조절하기 위해 스위칭 주파수를 결정한다.
단계(1030)에서, 제 1 단계 회로(410)의 스위치 SP1 내지 SP4의 턴온 및 턴오프 시간을 결정하기 위해 공진 전류의 제로-크로싱 모멘트를 검출 또는 평가하여 위상 지연을 계산한다.
단계(1040)에서, 지연 시간은 제1 단계 회로(410)의 스위치 SP1 내지 SP4 의 추가 제어를 달성하기 위해 에너지 소스 VIN 및 VB1 그리고 전류 iS 및 IIN에 기초하여 결정된다. 도 8의 실시 예에서는 상기 지연 시간이 0으로 설정되고 도 9의 실시 예의 경우에서는 지연 시간이 추가됨을 주목해야 한다.
단계(1050)에서, 제어기(404)는 전류 IB2 또는 에너지 소스 VB2의 전압을 조절하기 위해 위상 시프트의 양을 결정한다.
단계(1060)에서, 제어기(404)는 펄스 폭 변조기(PWM) 레지스터에서의 스위칭 주파수, 위상 지연, 지연 시간 및 위상 시프트를 업데이트하고 컨버터(400)는 시작부터 동작을 재개한다.
도 11 및 12는 본발명의 실시 예들에 따른, 에너지 소스 VB1로부터 에너지 소스 VB2로의 전력 전송을 위한 스위치 활성화 제어 신호 파형 및 대응하는 전류를 도시한 도면이다. 도 11 및 도 12 실시예에 도시된 바와 같이, 에너지 소스 VIN 은 제 1 단계 회로(410)의 모든 스위치 SP1 내지 SP4를 턴 오프함으로써 분리된다. 따라서, 제 2 및 제 3 단계 회로(420, 430)는 단일 입력 및 단일 출력 컨버터로서 동작한다. 특히 제2 및 제3 단계는 직렬 공진 컨버터로 작동한다. 도 11의 실시 예에서, 에너지 소스 VB1의 전압은 에너지 소스 VB2의 전압보다 n3배 크다(즉, VB1 > n3VB2). 도 12의 실시 예에서. 에너지 소스 VB1의 전압은 에너지 소스 VB2의 전압의 n3 배 이하이다(즉, VB1 > n3 VB2).
도 11에서 스위치 SS1 내지 SS4 및 스위치 ST1 내지 ST4의 파형은 동일한 스위칭 주파수로 동작하며 약 50 %의 동일한 듀티 사이클을 갖는다. 가변 주파수 제어는 제 2 단계 회로(420)의 스위치 SS1 내지 SS4를 작동시키는 데 사용되며, 따라서 에너지 소스 VB2의 충전 전류 IB2를 결정하는 공진 전류 iS 및 iT를 유도한다.
제 3 단계 회로(430)의 스위치 ST1 내지 ST4 는 동기 정류기로서 동작한다. 즉, 스위치 ST1 내지 ST3 은 공진 전류 iT 가 포지티브 일때(예를 들면, 시점 T1과 T4 사이) 턴온되고 공진 전류 iT 가 네가티브일때(예를 들면: 시점 T4와 T7 사이) 스위치 ST2 및 ST4가 턴온된다. 이는 스위치 SS1 내지 SS4의 파형과 관련하여 스위치 ST1 내지 ST4의 파형에 위상 지연(예를 들면: 시점 T0에서 시점 T1까지)을 효과적으로 도입한다.
도 12에 도시된 바와 같이, 지연 시간(예를 들어, 시점 T1에서 시점 T2까지)이 제 3 단계 회로(430)의 스위치 ST1 내지 ST4를 능동적으로 제어하기 위해 추가된다. 지연 시간 동안, 변압기(402)의 제 3 권선(443)은 도 12에 도시된 바와 같이 공진 전류 iS 및 iT 를 증가시키는, 제3 단계 회로(430)의 스위치에 의해 단락된다. 결과적으로, 에너지 소스 VB2의 충전 전류 IB2는 스위칭 주파수뿐만 아니라 지연 시간에 의해서도 조절될 수있다.
도 13은 본발명의 실시 예들에 따른, 에너지 소스 VB1로부터 에너지 소스 VB2로 전력을 전송하기 위해 컨버터(400)를 제어하는 방법(1300)을 예시하는 흐름도이다.
단계 1310에서, 제어기(404)는 에너지 소스 VB1 및 VB2의 전압뿐만 아니라 전류 iS 및 IB2를 감지 또는 평가하는 것으로 시작한다.
단계 1320에서, 제어기(404)는 에너지 소스 VB2의 전류 IB2 및/또는 전압을 조절하기 위해 스위칭 주파수를 결정한다.
단계 1330에서, 제 3 단계 회로(430)의 스위치 ST1 내지 ST4의 턴온 및 턴오프 시간을 결정하기 위해 공진 전류(is)의 제로 크로싱 모멘트를 검출 또는 평가하여 위상 지연을 계산한다. 단계 1340에서, 지연 시간은 에너지 소스의 전압 VB1 및 VB2 뿐 아니라 전류 IB2에 기초하여 결정된다. 지연 시간은 도 11의 실시 예에서 0으로 설정되며, 도 12의 실시 예에 대하여 지연 시간(예를 들어, 시점 T1과 T2 사이)이 추가된다.
단계 1350에서, 제어기(404)는 제 1 단계 회로(410)의 스위치 SP1 내지 SP4를 모두 끄고 펄스 폭 변조기(PWM) 레지스터내 스위칭 주파수, 위상 지연, 지연 시간 및 위상 시프트를 업데이트하며, 컨버터(400)는 시작부터 작동을 재개한다.
도 14 및 15는 본발명의 실시 예들에 따른, 에너지 소스 VB2로부터 에너지 소스 VB1로의 전력 전송을 위한 스위치 활성화 제어 신호 파형 및 대응하는 전류를 도시한 도면이다. 도 14 및 15의 실시 예에서 도시된 바와 같이, 에너지 소스 VIN 은 제 1 단계 회로(410)의 모든 스위치 SP1 내지 SP4를 턴 오프함으로써 분리된다. 따라서, 제 2 및 제 3 단계 회로(420, 430)는 단일 입력 및 단일 출력 컨버터로서 동작한다. 도 14의 실시 예에서. 에너지 소스 VB2의 전압은 에너지 소스 VB1의 전압의 1/n3 배보다 크다. 도 15의 실시 예에서. 에너지 소스 VB2의 전압은 에너지 소스 VB21의 전압의 1/n3 배 이하이다.
도 14에서 스위치 SS1 내지 SS4 및 스위치 ST1 내지 ST4의 파형은 동일한 스위칭 주파수로 작동하며 약 50 %의 동일한 듀티 사이클을 갖는다. 가변 주파수 제어는 제 2 단계 회로(420)의 스위치 SS1 내지 SS4 를 작동시키는 데 사용되며, 따라서 에너지 소스 VB1의 충전 전류 IB1을 결정하는 공진 전류 iS 및 iT 를 유도한다.
제 2 단계 회로(420)의 스위치 SS1 내지 SS4 는 동기식 정류기로서 동작한다. 즉, 스위치 SS1 내지 SS3 은 공진 전류 iS가 포지티브(예를 들어, 시점 T1과 T4 사이) 일 때 켜지고, 공진 전류 iS 가 네가티브(예를 들어, 시점 T4 와 T7 사이) 일 때 스위치 SS2 내지 SS4가 켜진다. 이는 스위치 ST1 내지 ST4에 대한 파형과 관련하여 스위치 SS1 내지 SS4 에 대한 파형으로 위상 지연(예를 들어, 시점 T1에서 시점 T1까지)을 효과적으로 도입한다.
도 15에 도시된 바와 같이. 지연 시간(예를 들어, 시점 T1에서 시점 T2까지)이 제 2 단계 회로(420)의 스위치 SS1 내지 SS3를 능동적으로 제어하기 위해 추가된다. 지연 시간 동안, 변압기(402)의 제 2 권선(442)은 도 15에 도시된 바와 같이 공진 전류 iS 및 iT 를 증가시키는 제2 단계 회로(420) 스위치들에 의해 단락된다. 그 결과, 에너지 소스 VB1의 충전 전류 IB1은 스위칭 주파수뿐만 아니라 지연 시간에 의해서도 조절될 수 있다.
도 16은 본발명의 실시 예들에 따라, 에너지 소스 VB2로부터 에너지 소스 VB1로 전력을 전송하기 위해 컨버터(400)를 제어하는 방법(1600)을 예시하는 흐름도이다.
단계 1610에서, 제어기(404)는 에너지 소스 VB1 및 VB2의 전압뿐만 아니라 전류 iS 및 IB1을 감지 또는 평가하는 것으로 시작한다.
단계 1620에서, 제어기(404)는 전류 IB1 및/또는 에너지 소스 VB1의 전압을 조절하기 위해 스위칭 주파수를 결정한다.
단계 1630에서, 제 2 단계 회로(420)의 스위치 SS1 내지 SS4의 턴온 및 턴오프 시간을 결정하기 위해 공진 전류 iS의 제로 크로싱 모멘트를 검출 또는 평가하여 위상 지연을 계산한다.
단계 1640에서, 지연 시간은 에너지 소스의 전압 VB1 및 VB2 뿐 아니라 전류 IB1에 기초하여 결정된다. 지연 시간은 도 14의 실시 예에 대해 0으로 설정되며, 한편, 도 15의 실시 예에 대하여 지연 시간(예를 들어, 시점 T1과 T2 사이)이 추가된다.
단계 1650에서, 제어기(404)는 제 1 단계 회로(410)의 스위치 SP1 내지 SP4를 모두 끄고 펄스 폭 변조기(PWM) 레지스터내 스위칭 주파수, 위상 지연, 지연 시간 및 위상 시프트를 업데이트하며, 컨버터(400)는 시작부터 작동을 재개한다.
도 17은 본발명의 다른 실시 예에 따른 트리플-포트 양방향 DC-DC 컨버터(1700)를 도시한 도면이다. 도 17의 컨버터(1700)는 도 4에서의 컨버터(400)와 실질적으로 동일하다. 단, 컨버터(1700)는 제 1 단계 회로(1710)에 차단 커패시터 CB1 및 제 3 단계 회로(1730)에 차단 커패시터 CB12를 포함하도록 구현된다. 스위치들의 불균일한 듀티 사이클 및 스위치 양단의 불균등 한 전압 강하로 인해 변압기(1702) 양단에 적용되는 동일하지 않은 양 및 음의 볼트-초(volt-seconds)로 인해 발생되는 변압기(1702)의 포화를 방지하기 위해, 차단 커패시터 CB1 및 CB2는 변압기(1702)의 제 1 권선(1741) 및 제 3 권선(1743) 각각에 직렬로 연결된다. 제2 단계 회로(1720)의 공진 커패시터 CR뿐만 아니라 차단 커패시터 CB1 및 CB2는 권선(1741, 1742, 1743)을 통해 임의의 DC 전류를 차단하고 변압기(1702)의 포화를 방지할 수 있다. 그러나 차단 커패시터 CB1 및 CB2의 커패시턴스는 공진 커패시터 CR의 커패시턴스보다 훨씬 크므로, 제2 단계와 제1 단계 회로(1720, 1710) 사이의 직렬 공진 컨버터의 공진 주파수와 제2 단계와 제3 단계 회로(1720, 1730) 사이의 직렬 공진 컨버터의 공진 주파수는 차단 커패시터 없는 공진 주파수와 거의 동일하다. 이는 예를 들어, 마이크로 패러드 범위의 차단 커패시터 CB1 및 CB2의 커패시턴스를 가지며, 나노 패러드 범위의 공진 커패시터 CR 의 커패시턴스를 가짐으로써 달성될 수 있다. 일 실시 예에서, 실제 요건에 따라, 차단 커패시터 CB2는 생략될 수 있으며, 즉 제 1 전력 단계 회로(1710)만이 차단 커패시터를 갖는다. 결과적으로 회로 구조가 단순화되거나 비용이 절감된다.
스위치의 불균일한 듀티 사이클은 게이트 구동 신호의 불균일한 지연과 스위치의 불균등한 턴온 및 턴 오프 지연에 의해 발생한다는 점에 유의해야한다. 최적화된 설계 절차를 통해 지연의 불일치를 최소화할 수 있다면,도 4에 도시된 바와 같이 커패시터를 차단하지 않고 상대적으로 큰 공극을 갖는 변압기를 설계함으로써 변압기의 포화를 방지할 수있다.
도 18은 본발명의 또 다른 실시 예에 따른 삼중 포트 양방향 DC-DC 컨버터(1800)를 도시한 도면이다. 도 18에서의 컨버터(1800)는 도 17에서의 제2 단계 및 3 단계 회로(1720 및 1730)에 각각 원래 포함된 인덕터 LR 및 LT 가 도 18에서의 변압기(1802)에 자기적으로 통합되는 것을 제외하고는 도 17에서의 컨버터(1700)와 실질적으로 동일하다. 변압기(1802)의 권선(1841, 1842 및 1843)을 적절하게 배치함으로써(예를 들어, 권선 N1, N2, 및 N3들 중 인접한 권선 사이에 공간/간격을 두어) 이러한 권선의 누설 인덕턴스를 결정하고 직렬 연결 인덕터 LR 및 LT로서 수행할 수 있다. 제 1 권선(1841)의 누설 인덕턴스는 제 2 및 제 3 권선(1842, 1843)의 누설 인덕턴스와 비교하여 최소화된다는 점을 유의해야 한다.
도 19는 본발명의 일 실시 예에 따른, 쿼드러플-포트 양방향 DC-DC 컨버터(1900)를 도시한 도면이다. 도 19에 도시된 바와 같이, 컨버터(1900)는 변압기(1902)를 통해 서로 자기적으로 결합되고 제어기(1904)에 의해 개별적으로 제어 가능한 4 개의 컨버터 단계(즉, 제 1 단계 회로(1910), 제 2 단계 회로(1920), 제 3 단계 회로(1930) 및 제 4 단계 회로(1940))를 포함한다. 도 19에 도시된 바와 같이, 제 1, 제 3 및 제 4 단계 회로(1910, 1930, 1940)는 선택적으로 차단 커패시터를 포함할 수있는 반면, 제 2 단계 회로(1920)는 차단 커패시터보다 훨씬 작은 커패시턴스를 갖는 공진 커패시터를 포함한다.
도 20은 본발명의 일 실시 예에 따른 다중 포트 양방향 DC-DC 컨버터(2000)를 도시한 도면이다. 도 20에 도시된 바와 같이, 컨버터(2000)는 N 개의 단계 회로를 포함하도록 일반화된다. N 개의 단계 회로 각각은 차단 커패시터보다 훨씬 작은 커패시턴스를 갖는 공진 커패시터를 대신 포함하는 제 2 단계 회로를 제외하고 선택적으로 차단 커패시터를 포함할 수 있다. 이 실시 예에서, 복수의 단계 회로 중 하나만이 SRC로서 전기 에너지를 전달하도록 구성되고, 나머지 단계 회로는 DAB로서 에너지를 전달하도록 구성된다. 일부 실시 예에서, 위상 시프트 제어는 DAB 각각에 대해 사용될 수 있고, 위상 시프트의 크기는 각각에 대해 독립적으로 결정될 수 있다.
당업자는 본발명 개시 내용의 범위 내에 있는 컨버터의 회로 토폴로지에 대한 다양한 수정이 이루어질 수 있음을 이해할 것이다.
본발명 개시 내용을 설명하고 정의할 목적으로, 정도의 용어(예를 들어, "실질적으로", "약간", "약", "비교할 수있는"등)가 본원 명세서에서 이용되어 정량적 비교, 값, 측정 또는 기타 표현이라 할 수 있는 고유의 불확실성 정도를 나타내도록 사용된다. 그러한 정도의 용어는 또한 정량적 표현이 쟁점 주제의 기본 기능의 변화를 초래하지 않고 명시된 참조(예를 들어, 약 10 % 이하)와 다를 수 있는 정도를 나타 내기 위해 본발명 명세서에서 활용될 수 있다. 본원 명세서에서 달리 언급되지 않는 한, 본발명 개시 내용에 나타나는 임의의 수치는 언급된 값인 것으로 간주되고, 선택적으로 정도의 용어(예를 들어, "약")에 의해 수정된다.
본발명 개시 내용의 다양한 실시 예가 본원 명세서에서 상세하게 설명되었지만, 당업자는 첨부된 청구 범위에 기재된 본발명 개시 내용의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 수정 및 다른 실시 예를 쉽게 인식 할 것이다.

Claims (19)

1 차 권선, 2 차 권선 및 3 차 권선을 갖는 변압기;
제 1 복수의 스위치를 가지며 제 1 에너지 소스 및 변압기의 1 차 권선에 전기적으로 연결되는 1 차 전력 단(primary power stage);
제 2 복수의 스위치를 가지며 제 2 에너지 소스 및 변압기의 2 차 권선에 전기적으로 연결된 2 차 전력 단, 상기 1 차 전력 단 및 2 차 전력 단은 직렬 공진 컨버터를 형성하고;
제 3의 복수의 스위치를 가지며 제 3 에너지 소스 및 변압기의 3 차 권선에 전기적으로 연결된 3 차 전력 단, 1 차 전력 단 및 3 차 전력 단은 이중 능동 브리지 컨버터를 형성하고; 그리고
다중 포트 컨버터에서 동작 조건을 측정하고 제 1, 제 2 및 제 3 복수의 스위치로 제어 신호를 제공하기 위해 1 차, 2 차 및 3 차 전력 단으로 전기적으로 연결된 제어기를 포함 하는, 다중 포트 컨버터.
제 1 항에 있어서, 상기 제어기는 위상 지연 제어를 사용하여 상기 제 1 에너지 소스와 상기 제 2 에너지 소스 사이에서 에너지를 전달하기 위해 상기 제어 신호를 상기 제 1 및 제 2 복수의 스위치로 전송하도록 구성된 제어 로직을 포함하는, 다중 포트 컨버터.
제 1 항에 있어서, 상기 제어기는 위상 지연 제어 및 지연 시간 제어 모두를 사용하여 상기 제 1 에너지 소스와 상기 제 2 에너지 소스 사이에 에너지를 전달하기 위해 상기 제어 신호를 상기 제 1 및 제 2 복수의 스위치로 전송하도록 구성된 제어 로직을 포함하는, 다중 포트 컨버터.
제 1 항에 있어서, 상기 제어기는 위상 지연 제어를 사용하여 상기 제 1 에너지 소스로부터 상기 제 2 에너지 소스로 에너지를 전달하고, 위상 시프트 제어를 사용하여 제 1 에너지 소스로부터 상기 제 3 에너지 소스로 에너지를 전달하기 위해 상기 제어 신호를 상기 제 1, 제 2 및 제 3의 복수의 스위치로 전송하도록 구성된 제어 로직을 포함하는, 다중 포트 컨버터.
제 4 항에 있어서, 상기 제어기의 제어 로직은 상기 2 차 전력 단으로 전달된 에너지의 양을 변조하기 위해 상기 제어 신호의 스위칭 주파수를 변경하도록 구성되고, 상기 위상 시프트 제어는 3 차 전력 단으로 전달된 에너지 양을 변조하는, 다중 포트 컨버터.
제 5 항에 있어서, 상기 스위칭 주파수가 1 차, 2 차 및 3 차 전력 단에 대해 동일한, 다중 포트 컨버터.
제 1 항에 있어서, 제어기는 제 1 및 제 2 제어 신호를 제 1 복수의 스위치로 전송하고 제 3 및 제 4 제어 신호를 제 2 복수의 스위치로 전송하도록 구성된 제어 로직을 가지며, 제 3 제어 신호는 위상 지연을 갖는 제 1 제어 신호와 실질적으로 동일하며, 제 4 제어 신호는 위상 지연을 갖는 제 2 제어 신호와 실질적으로 동일한, 다중 포트 컨버터.
제 1 항에 있어서, 상기 2 차 전력 단은 변압기의 2 차 권선과 직렬로 연결된 제 1 커패시터 및 제 1 인덕터를 갖는, 다중 포트 컨버터.
제 8 항에 있어서, 상기 3 차 전력 단은 상기 변압기의 3 차 권선과 직렬로 연결된 제 2 인덕터를 갖는, 다중 포트 컨버터.
제 9 항에 있어서, 상기 1 차 전력 단은 상기 변압기의 1 차 권선과 직렬로 연결된 제 2 커패시터를 갖고, 상기 3 차 전력 단은 상기 변압기의 3 차 권선과 직렬로 연결된 제 3 커패시터를 갖는, 다중 포트 컨버터.
제 1 항에 있어서, 상기 제어기는 위상 지연 제어 및 지연 시간 제어를 사용하여 상기 제 2 에너지 소스로부터 상기 제 1 에너지 소스로 에너지를 전달하기 위해 그리고 위상 시프트 제어를 사용하여 제 1 에너지 소스로부터 제 3 에너지 소스로 에너지를 전달하기 위해, 상기 제어 신호를 상기 제 1, 제 2 및 제 3의 복수의 스위치로 전송하도록 구성된 제어 로직을 포함하는, 다중 포트 컨버터.
제 1 항에 있어서, 상기 3 차 전력 단은 상기 다중 포트 컨버터의 복수의 3 차 전력 단 중 제 1, 3 차 전력 단이고, 상기 복수의 3 차 전력 단 각각은 상기 복수의 3 차 전력 단 각각이 변압기의 각 권선에 각각의 에너지 소스에 그리고 각각의 에너지 소스에 연결되며, 복수의 3 차 전력 단 각각은 1 차 전력 단과 함께 각각의 듀얼 액티브 브리지 컨버터를 형성하는, 다중 포트 컨버터.
제 1, 제 2 및 제 3 스테이지를 포함하는 복수의 스테이지를 갖는 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법으로서,
DC-DC 컨버터의 복수의 전기적 특성을 측정하는 단계;
측정된 복수의 전기적 특성에 적어도 부분적으로 기초하여 스위칭 주파수, 위상 지연 및 위상 시프트를 결정하는 단계;
스위칭 주파수로 제 1 스테이지의 제 1 복수의 스위치를 스위칭하는 단계;
제 1 복수의 스위치 중 적어도 하나의 스위칭과 관련된 위상 지연만큼 시간 편이된 스위칭 주파수로 제 2 스테이지의 제 2 복수의 스위치 중 적어도 2 개를 스위칭하는 단계; 그리고
제 1 복수의 스위치 중 적어도 하나의 스위칭과 관련된 위상 지연만큼 시간 편이된 스위칭 주파수로 제3 스테이지의 제 3 복수의 스위치 중 적어도 2 개를 스위칭하는 단계를 포함함을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법.
제 13 항에 있어서, 측정된 복수의 전기적 특성에 적어도 부분적으로 기초하여 지연 시간을 결정하는 단계; 그리고
적어도 2 개의 제 2 스위치의 스위칭과 관련된 지연 시간만큼 시간 편이된 스위칭 주파수로 제 2 스테이지의 제 2 복수의 스위치 중 적어도 2 개의 다른 스위치를 스위칭함을 포함함을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법.
제 13 항에 있어서, 상기 측정하는 단계는 복수의 스테이지 중 하나에 연결된 에너지 소스의 전압 및 복수의 스테이지 중 하나의 전류로 구성된 그룹 중 적어도 하나를 측정하는 단계를 포함함을 특징으로하는 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법.
제 13 항에 있어서, 제 1 단으로 배선된 제1 권선, 제 2 단으로 배선된 제 2 권선, 및 제 3 단으로 배선된 제 3 권선을 갖는 변압기를 통해 복수의 단을 전기적으로 연결하는 단계를 더욱 포함함을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법.
제 16 항에 있어서, 상기 제 2 단의 공진 주파수는 상기 변압기의 제 2 권선과 직렬로 연결된 제 2 단 인덕터 및 제 2 단 커패시터에 의해 실질적으로 결정됨을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법.
제 16 항에 있어서, 상기 제 3 단은 상기 변압기의 제 3 권선과 직렬로 연결된 제 3 단 인덕터를 가짐을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터를 제어하는 방법.
제 1 권선, 제 2 권선 및 제 3 권선을 갖는 변압기;
제 1 전력 단 및 제 2 전력 단에 의해 형성된 직렬 공진 컨버터; 그리고
제 1 전력 단과 제 3 전력 단에 의해 형성된 듀얼 액티브 브리지 컨버터를 포함하며, 제 1 전력 단은 제 1 권선으로 배선되고, 제 2 전력 단은 제 2 권선으로 배선되며, 제 3 전력 단은 제 3 권선으로 배선되는, 다중 포트 컨버트.
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