WO2015174769A1 - 소프트 스위칭 방식의 영전류 천이형 벅 컨버터 - Google Patents

소프트 스위칭 방식의 영전류 천이형 벅 컨버터 Download PDF

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WO2015174769A1
WO2015174769A1 PCT/KR2015/004866 KR2015004866W WO2015174769A1 WO 2015174769 A1 WO2015174769 A1 WO 2015174769A1 KR 2015004866 W KR2015004866 W KR 2015004866W WO 2015174769 A1 WO2015174769 A1 WO 2015174769A1
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WO
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main
switch
auxiliary
main switch
inductor
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PCT/KR2015/004866
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Inventor
홍성수
강민혁
Original Assignee
주식회사 이지트로닉스
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a buck converter, and more particularly, to a buck converter that implements zero current transition during switching of a main switch through soft switching using an auxiliary circuit.
  • the DC-DC converter is a device that converts a DC input voltage to a DC output voltage, and outputs the boost converter, which boosts and outputs the input voltage, and a buck converter that step-down converts and outputs the input voltage.
  • the input voltage may be divided into a buck / boost converter for boosting or stepping down the output voltage.
  • the PWM-type DC-DC converter has a disadvantage in that the switching loss is increased due to the high switching frequency, thereby reducing the power conversion efficiency. Therefore, the switching voltage is reduced to zero to reduce the switching loss.
  • Soft switching technology has been studied, and recently, an auxiliary circuit is added to a PWM DC-DC converter to minimize conduction loss by minimizing circulating energy and minimizing switching loss.
  • a method has been proposed to allow soft switching only at the switching point of the main switch and the reflux switch.
  • the operating period of the auxiliary circuit is short, so that conduction loss generated in the auxiliary circuit can be minimized, and at the moment of turning on and / or turning off each of the auxiliary switch provided in the auxiliary circuit and the reflux switch Soft switching can be used to reduce switching losses.However, since the hard switching is performed when the main switch is turned off, the switching loss is still high due to the switching loss. There is a problem that is reduced, and there is a need to solve it.
  • the technical problem of the present invention is to provide a buck converter that can minimize the switching loss of the main switch by reducing the magnitude of the current flowing through the parasitic capacitor of the main switch when the main switch is turned off.
  • a main inductor for accumulating electrical energy supplied from an input power source a main switch connecting or disconnecting the input power source and the main inductor, and the main switch may be configured to connect the input power source and the main inductor.
  • a buck converter comprising an auxiliary circuit configured to reduce the voltage applied to the main switch when connected and to reduce the current flowing to the main switch when the main switch cuts off the input power and the main inductor. do.
  • the auxiliary circuit is configured to resonate with the parasitic capacitor of the main switch to reduce the voltage applied to the main switch when the main switch connects the input power source and the main inductor.
  • a snubber configured to reduce an electric current flowing to the main switch by providing an auxiliary current path when the main switch cuts off the input power and the main inductor.
  • the snubber is a first auxiliary diode, one end of which is connected to one end of each of the main switch and the main inductor, and one end of which is connected to the other end of the first auxiliary diode, wherein the first auxiliary diode And an auxiliary capacitor forming the auxiliary current path.
  • the resonator comprises: an auxiliary switch having one end connected to the other end of the first auxiliary diode, and one end connected to the other end of the auxiliary switch and resonating with a parasitic capacitor of the main switch, And a second auxiliary diode having one end connected to the other end of the resonant inductor and the other end connected to the other end of the main inductor.
  • the buck converter further comprises a reflux switch for forming a reflux current path so that the electrical energy stored in the main inductor is supplied to the load side when the main switch cuts off the input power and the main inductor.
  • the reflux current path may include a current path different from the auxiliary current path.
  • the reflux switch one end may be connected to one end of the first auxiliary diode, the other end may be connected to the other end of the auxiliary capacitor.
  • the current flowing through the parasitic capacitor of the main switch may be reduced by additionally forming a path through which the current flowing through the main inductor flows at the turn-off moment of the main switch.
  • the buck converter according to the technical concept of the present invention can minimize switching losses at the turn-on moment of the main switch as well as at the turn-off moment of the main switch, and improve the power conversion efficiency and reduce the core size of the main inductor. You can do that.
  • FIG. 1 is a view for explaining a buck converter according to an embodiment according to the spirit of the present invention.
  • 2 to 8 are diagrams for describing an equivalent circuit for each operation mode of a buck converter according to an embodiment of the inventive concept.
  • FIG. 9 is a view for explaining a waveform appearing in an operation mode of a multi-phase buck converter according to an embodiment of the inventive concept.
  • FIG. 10 is a view for explaining a buck converter according to another embodiment according to the spirit of the present invention.
  • FIG. 1 is a view for explaining a buck converter 100 according to an embodiment of the present invention.
  • the buck converter 100 may step-down convert an input voltage supplied from an input power Vin to a load Ro, and include a main switch M 1 , a reflux switch D 1 , The main inductor Lo, the auxiliary circuit 110 and the output capacitor Co may be composed.
  • the main switch M 1 may connect or disconnect the input power Vin and the main inductor Lo.
  • the main switch M 1 may be turned on or off by a switching control signal (not shown) provided from a controller (not shown) to connect or disconnect the input power Vin and the main inductor Lo.
  • the switching control signal of the main switch M 1 may be, for example, a PWM signal having a preset duty ratio.
  • the preset duty ratio of the switching control signal of the main switch M 1 may be different from the duty ratio of the switching control signal for controlling the turn on and turn off of the auxiliary switch M AUX described later (see FIG. 9). See M 1 and M AUX Signal Waveforms).
  • the main switch M 1 may be located between the first node N1 and the second node N2.
  • the first node N1 may be a high potential terminal of the input power source Vin
  • the second node N2 may be one single of the main inductor Lo. That is, the main switch M 1 may be connected between the input power source Vin and the main inductor Lo.
  • the main switch M 1 may be composed of, for example, a power semiconductor device such as a MOSFET (MOS Field-Effect-Transistor).
  • the input power Vin may be, for example, a direct current (DC) voltage supply source.
  • the reflux switch D 1 when the main switch M 1 is turned off to cut off the input power Vin and the main inductor Lo, the electrical energy accumulated in the main inductor Lo is transferred to the load Ro.
  • a reflux current path can be formed to be supplied.
  • the reflux switch D 1 may be located between the second node N2 and the fifth node N5.
  • the fifth node N5 is a low potential terminal of the input power source Vin and may be, for example, a ground terminal. That is, one end of the reflux switch D 1 may be connected to the main switch M 1 at the second node N2, and the other end thereof may be connected to the low potential terminal of the input power Vin.
  • the reflux switch D 1 may be configured as a diode as shown in FIG. 1, but the technical spirit of the present invention is not limited thereto.
  • the reflux switch D 1 may be composed of a power semiconductor device such as a MOSFET (see first reflux switch M SR1 and second reflux switch M SR2 in FIG. 10).
  • the reflux switch D 1 may be turned on or off by a switching control signal provided from the controller to form a reflux current path.
  • the switching control signal of the reflux switch D 1 may be, for example, a PWM signal having a preset duty ratio.
  • the preset duty ratio of the switching control signal of the reflux switch (D 1 ), the duty ratio of the switching control signal for controlling the turn on and turn off of each of the main switch (M 1 ) and the auxiliary switch (M AUX ) And may be different.
  • the reflux switch D 1 is composed of a diode will be described as an example.
  • the main inductor Lo may accumulate electrical energy supplied from the input power Vin when the main switch M 1 is turned on and connected to the input power Vin. When the main switch M 1 is turned off, the main inductor Lo may supply the accumulated electric energy to the load Ro through the reflux current path formed through the reflux switch D 1 .
  • the main inductor Lo may be located between the second node N2 and the third node N3.
  • the third node N3 may be a contact point connected to one end of the load Ro, and the main inductor Lo may be connected between the main switch M 1 and the load Ro.
  • the auxiliary circuit 110 may implement soft switching to enable zero current transition in the switching transient period of the main switch M 1 .
  • the auxiliary circuit 110 may operate through the main switch M 1 through resonance with the parasitic capacitor of the main switch M 1 .
  • the zero current transition condition may be implemented by reducing the voltage V ds1 applied to both ends of M 1 ).
  • auxiliary circuit 110 a main circuit (M 1 ) is turned off to cut off the input power (Vin) and the main inductor (Lo), the reflux current path formed through the reflux switch (D 1 ) (for example
  • a parasitic current of the main switch M 1 is formed by forming an auxiliary current path (eg, a path of the auxiliary capacitor current I Cr in FIG. 1), which is a separate current path from the path of the reflux switch current I D1 .
  • the zero current transition condition can be implemented by reducing the current flowing through the capacitor (eg, main switch current I M1 in FIG. 1).
  • the auxiliary circuit 110 may include a snubber 111 and a resonator 113.
  • the snubber 111 may be configured of a first auxiliary diode D r1 and an auxiliary capacitor Cr connected in series with each other between the second node N2 and the fifth node N5. have.
  • one end of the first auxiliary diode D r1 may be connected to the second node N2, and one end of the auxiliary capacitor Cr may be connected to the fifth node N5.
  • the other end of D r1 and the other end of auxiliary capacitor Cr may be connected to form a fourth node N4.
  • the snubber 111 is disposed in parallel with the reflux switch D 1 and through the first auxiliary diode D r1 and the auxiliary capacitor Cr connected in series when the main switch M 1 is turned off. It is possible to form the auxiliary current path different from the reflux current path, thereby allowing the main inductor current I Lo flowing through the main inductor Lo to flow separately into the reflux current path and the auxiliary current path. . At this time, the above-mentioned reflux switch D 1 is turned on, and the auxiliary switch M AUX described later is turned off.
  • the resonator 113 includes a second auxiliary diode D r2 , a resonant inductor Lr, and an auxiliary switch M AUX connected in series between the third node N3 and the fourth node N4.
  • a second auxiliary diode D r2 is connected to the third node N3
  • one end of the auxiliary switch M AUX is connected to the fourth node N4
  • a resonant inductor Lr may be connected between r2 ) and the auxiliary switch M AUX .
  • the technical idea of the present invention is not limited thereto.
  • one end of the second auxiliary diode D r2 is connected to the third node N3, one end of the resonant inductor Lr is connected to the fourth node N4, and the second auxiliary diode
  • An auxiliary switch M AUX may be connected between D r2 and the resonant inductor Lr.
  • the second auxiliary diode D r2 , the resonant inductor Lr, and the auxiliary switch M AUX may be serially connected between the third node N3 and the fourth node N4 in various orders.
  • the auxiliary switch (M AUX ) of the resonator 113 may be composed of a power semiconductor device such as a MOSFET, in this case it may be turned on or off by a switching control signal provided from the control unit.
  • the switching control signal of the auxiliary switch M AUX may be, for example, a PWM signal having a preset duty ratio.
  • the preset duty ratio of the switching control signal of the auxiliary switch M AUX may be different from the duty ratio of the switching control signal for controlling the turn on and turn off of the main switch M 1 .
  • the output capacitor Co may be positioned in parallel with the load Ro between the third node N3 and the fifth node N5, and may remove an output voltage ripple of the buck converter 100.
  • FIGS. 2 to 9 are diagrams for explaining an equivalent circuit for each operation mode of the buck converter 100
  • Figure 9 is a view for explaining the waveform appearing in the operation mode of the buck converter 100.
  • the same reference numerals as in FIG. 1 denote the same members, and thus, redundant descriptions will be omitted for convenience of description, and FIGS. 2 to 9 will be described with reference to FIG. 1. .
  • the mode 1 starts when the auxiliary switch M AUX is turned on at a time t 0 with the forward voltage V D1 applied to the reflux switch D1 .
  • the auxiliary switch (M AUX ) is turned on in the zero current condition due to the resonance inductor (Lr), the reflux switch current (I D1 ) flowing through the reflux switch (D 1 ) decreases linearly and at the same time the resonant inductor The resonant inductor current I Lr flowing through Lr increases linearly.
  • the reflux switch current I D1 continues to decrease to reach zero at time t 1 at the end of mode 1.
  • the resonant inductor current I Lr continuously increases at time t 1 to exceed the magnitude of the main inductor current I Lo flowing through the main inductor Lo . It begins with.
  • the resonant inductor Lr resonates with the parasitic capacitor of the main switch M 1 .
  • the main switch (M 1) of the reverse current in the parasitic capacitor and a resonance while the main switch (M 1) flow of the main switch (M 1) the output capacitor at the input power source (Vin) (Co) A voltage having a magnitude less than twice the output voltage Vo applied thereto is applied.
  • the main switch reduces the size of the voltage applied to (M 1), and is turned on during a zero current transition time from t 2 main switch (M 1) can be made possible, the main switch (M 1) accordingly Switching losses can be reduced.
  • mode 3 starts when the resonant inductor current I Lr decreases to be equal to the main inductor current I Lo and the main switch M 1 is turned on.
  • the output voltage Vo and the reverse input power Vin are applied across the resonant inductor Lr , and the resonant inductor current I Lr decreases linearly to reach 0 at the time t 3 at the end of mode 3. .
  • mode 4 is a mode for transferring electrical energy supplied from an input power Vin to a load Ro, which is an output terminal, and sufficient time for the resonant inductor current I Lr to reach zero. Starts at the elapsed time t 3 .
  • the auxiliary switch M AUX is turned off at time t 4 .
  • mode 5 is a mode for transferring electrical energy supplied from an input power Vin to a load Ro, which is an output terminal similarly to mode 4.
  • mode 6 starts with the main switch M 1 turned off at time t 5 .
  • the main inductor current I Lo is formed through the reflux current path formed through the reflux switch D 1 , the auxiliary capacitor Cr and the first auxiliary diode D r1 .
  • the secondary current is divided into a path formed through the parasitic capacitor of the main switch M 1 .
  • the current flowing through the main inductor is simply divided into a flow path formed through the reflux switch and a path formed through the parasitic capacitor of the main switch.
  • the buck converter 100 since the main inductor current I Lo flows through the auxiliary current path formed through the auxiliary capacitor Cr and the first auxiliary diode D r1 , Compared with the general switching method, the amount of current flowing through the parasitic capacitor of the main switch M 1 may be reduced.
  • the buck converter 100 can efficiently reduce switching loss even when the main switch M 1 is turned off, thereby improving power conversion efficiency and enabling high frequency switching.
  • the mode 7 is a reflux in which the main inductor current I Lo flows through the reflux switch D 1 with the main switch M 1 and the auxiliary switch M AUX turned off. Mode.
  • the multi-phase buck converter 200 of FIG. 10 includes a two-phase alternating arrangement in which two cells composed of a single-phase buck converter such as the buck converter 100 described in FIG. 1 are coupled to each other through a coupled inductor. phase interleaved).
  • the configuration of the first and second cells 200a and 200b constituting the multi-phase buck converter 200 is substantially the same as that of the buck converter 100 described in FIG. 1. Since it is the same, duplicate description is omitted for convenience of description.
  • FIG. 10 only a two-phase alternating buck converter is illustrated, but the technical concept of the present invention may be applied to a three-phase alternating buck converter.
  • the multi-phase buck converter 200 is connected to the input power Vin in parallel with the first cell 200a and the second cell interconnected through the coupling inductor 250 having a set winding ratio. 200b.
  • the multi-phase buck converter 200 may add the output voltage of each of the first cell 200a and the second cell 200b to one output voltage and supply it to the load Ro.
  • the multi-phase buck converter 200 is effective in terms of output current ripple of the load Ro and flux ripple of the core.
  • Each of the first cell 200a and the second cell 200b of the multiphase buck converter 200 is configured as a single phase buck converter, and may be driven with a predetermined phase difference, for example, a 180 degree phase difference.
  • the first cell 200a includes a first main switch M M1 , a first reflux switch M SR1 composed of a power semiconductor element such as a MOSFET, a first main inductor Lo 1 , and a coupling inductor 250.
  • a first main switch M M1 a first reflux switch M SR1 composed of a power semiconductor element such as a MOSFET, a first main inductor Lo 1 , and a coupling inductor 250.
  • a first main switch M M1 composed of a power semiconductor element such as a MOSFET
  • a first main inductor Lo 1 a coupling inductor 250.
  • a coupling inductor 250 One portion, an inductor L M connected in parallel with a portion of the coupling inductor 250, and a first auxiliary circuit 210 and an output capacitor Co may be included.
  • the first main switch M M1 when the first main switch M M1 is turned on, the first resonator 213 and the first main switch M M1 that enable soft switching through resonance are turned off. If, as in the first main switch includes a first secondary circuit 210 consisting of a first snubber (211) for reducing the current flowing through the (M M1), the switching loss of the first main switch (M M1) There is an effect that is reduced.
  • a first secondary circuit 210 consisting of a first snubber (211) for reducing the current flowing through the (M M1)
  • the second cell 200b includes a second main switch M M2 , a second reflux switch M SR2 composed of a power semiconductor element such as a MOSFET, a second main inductor Lo 2 , and a coupling inductor 250.
  • the other part and the second auxiliary circuit 230 may be included.
  • the second cell 200b also has a second resonator 233 and a second main switch that enable soft switching through resonance when the second main switch M M2 is turned on.
  • the second main switch includes a second auxiliary circuit 230 composed of a second snubber 231 which reduces the current flowing to the second main switch M M2 when M M2 is turned off. There is an effect that the switching loss of (M M2 ) is reduced.
  • the multi-phase buck converter 200 can improve the power conversion efficiency, it is possible to reduce the core size of the main inductors.

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Abstract

입력 전원으로부터 공급되는 전기 에너지를 축적하는 주 인덕터와, 상기 입력 전원과 상기 주 인덕터를 연결 또는 차단하는 주 스위치, 및 상기 주 스위치가 상기 입력 전원과 상기 주 인덕터를 연결하는 경우 상기 주 스위치에 인가되는 전압을 감소시키고, 상기 주 스위치가 상기 입력 전원과 상기 주 인덕터를 차단하는 경우 상기 주 스위치로 흐르는 전류를 감소시키도록 구성되는 보조 회로를 포함하는 벅 컨버터가 제공된다.

Description

소프트 스위칭 방식의 영전류 천이형 벅 컨버터
본 발명은 벅 컨버터에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 보조 회로를 이용하는 소프트 스위칭을 통해 주 스위치의 스위칭 시 영전류 천이를 구현하는 벅 컨버터에 관한 것이다.
DC-DC 컨버터는 DC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 변환하여 출력하는 장치로, 입력 전압을 승압 변환하여 출력하는 부스트(boost) 컨버터와, 입력 전압을 강압 변환하여 출력하는 벅(buck) 컨버터, 및 입력 전압을 승압 또는 강압 변환하여 출력하는 벅/부스트 컨버터 등으로 구분될 수 있다.
상기와 같은 다양한 DC-DC 컨버터들은, 스위칭 소자의 듀티비를 조절하여 출력 전압을 조절하는데, 최근의 제품 소형화, 경량화 요구 추세에 따라 구조가 단순하고 제어가 용이하며 소형화가 가능한 PWM(Pulse Width Modulation) 방식의 스위칭 소자 제어 방식이 DC-DC 컨버터에 널리 이용되고 있다.
PWM 방식의 DC-DC 컨버터는 높은 스위칭 주파수로 인해 스위칭 손실이 커져 전력 변환 효율이 감소되는 단점을 가지므로, 이와 같은 단점을 해결하기 위해 스위칭 시 스위치의 전압이나 전류를 0으로 만들어 스위칭 손실을 줄이는 소프트 스위칭(soft switching) 기술이 연구되어 왔으며, 최근에는 순환 에너지의 발생을 줄여 전도 손실을 최소화함과 동시에 스위칭 손실을 최소화하기 위해 PWM 방식의 DC-DC 컨버터에 보조 회로(auxiliary circuit)를 부가하여 주 스위치 및 환류 스위치의 스위칭 시점에만 소프트 스위칭이 이루어지도록 하는 방식이 제안되었다.
상기와 같은 소프트 스위칭 방식의 경우, 보조 회로의 동작 구간이 짧아 보조 회로에서 발생하는 전도 손실을 최소화할 수 있고, 환류 스위치와 보조 회로에 구비된 보조 스위치 각각의 턴 온 및/또는 턴 오프 순간에도 소프트 스위칭이 가능하여 스위칭 손실을 줄일 수 있는 등의 장점이 있으나, 주 스위치의 턴 오프 시에는 하드 스위칭(hard switching)을 하기 때문에 높은 주파수로 스위칭 동작을 할 경우에는 여전히 스위칭 손실로 인해 전력 변환 효율이 감소되는 문제가 있어, 이를 해결할 필요성이 있다.
본 발명의 기술적 사상이 이루고자 하는 기술적 과제는, 주 스위치의 턴 오프 시 주 스위치의 기생 캐패시터를 통해 흐르는 전류의 크기를 줄여 주 스위치의 스위칭 손실을 최소화할 수 있는 벅 컨버터를 제공하는 것이다.
본 발명의 일 측면에 따르면, 입력 전원으로부터 공급되는 전기 에너지를 축적하는 주 인덕터와, 상기 입력 전원과 상기 주 인덕터를 연결 또는 차단하는 주 스위치, 및 상기 주 스위치가 상기 입력 전원과 상기 주 인덕터를 연결하는 경우 상기 주 스위치에 인가되는 전압을 감소시키고, 상기 주 스위치가 상기 입력 전원과 상기 주 인덕터를 차단하는 경우 상기 주 스위치로 흐르는 전류를 감소시키도록 구성되는 보조 회로를 포함하는 벅 컨버터가 제공된다.
일 실시예에서, 상기 보조 회로는, 상기 주 스위치가 상기 입력 전원과 상기 주 인덕터를 연결하는 경우, 상기 주 스위치의 기생 캐패시터와 공진하여 상기 주 스위치에 인가되는 전압을 감소시키도록 구성되는 공진부, 및 상기 주 스위치가 상기 입력 전원과 상기 주 인덕터를 차단하는 경우, 보조 전류 경로를 제공하여 상기 주 스위치로 흐르는 전류를 감소시키도록 구성되는 스너버를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 스너버는, 일 단이 상기 주 스위치 및 상기 주 인덕터 각각의 일 단과 연결되는 제1 보조 다이오드, 및 일 단이 상기 제1 보조 다이오드의 타 단과 연결되며, 상기 제1 보조 다이오드와 상기 보조 전류 경로를 형성하는 보조 캐패시터를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 공진부는, 일 단이 상기 제1 보조 다이오드의 타 단과 연결되는 보조 스위치와, 일 단이 상기 보조 스위치의 타 단과 연결되며, 상기 주 스위치의 기생 캐패시터와 공진하는 공진 인덕터, 및 일 단이 상기 공진 인덕터의 타 단과 연결되고, 타 단이 상기 주 인덕터의 타 단과 연결되는 제2 보조 다이오드를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 벅 컨버터는, 상기 주 스위치가 상기 입력 전원과 상기 주 인덕터를 차단하는 경우, 상기 주 인덕터에 축적된 상기 전기 에너지가 부하측으로 공급되도록 환류 전류 경로를 형성하는 환류 스위치를 더 포함할 수 있고, 상기 환류 전류 경로는, 상기 보조 전류 경로와 다른 전류 경로일 수 있다.
일 실시예에서, 상기 환류 스위치는, 일 단이 상기 제1 보조 다이오드의 일 단과 연결되고, 타 단이 상기 보조 캐패시터의 타 단과 연결될 수 있다.
본 발명의 기술적 사상에 의한 벅 컨버터는, 주 스위치의 턴 오프 순간에 주 인덕터를 통해 흐르는 전류가 흐를 수 있는 경로를 추가적으로 형성해 줌으로써 주 스위치의 기생 캐패시터를 통해 흐르는 전류의 크기를 줄일 수 있다.
이에 따라, 본 발명의 기술적 사상에 의한 벅 컨버터는, 주 스위치의 턴 온 순간은 물론 주 스위치의 턴 오프 순간에도 스위칭 손실을 최소화할 수 있으며, 전력 변환 효율의 개선 및 주 인덕터의 코어 사이즈 감소를 가능하게 할 수 있다.
본 발명의 상세한 설명에서 인용되는 도면을 보다 충분히 이해하기 위하여 각 도면의 간단한 설명이 제공된다.
도 1은 본 발명의 기술적 사상에 의한 일 실시예에 따른 벅 컨버터를 설명하기 위한 도면이다.
도 2 내지 도 8은 본 발명의 기술적 사상에 의한 일 실시예에 따른 벅 컨버터의 동작 모드 별 등가 회로를 설명하기 위한 도면들이다.
도 9는 본 발명의 기술적 사상에 의한 일 실시예에 따른 다상 벅 컨버터의 동작 모드에서 나타나는 파형을 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 본 발명의 기술적 사상에 의한 다른 실시예에 따른 벅 컨버터를 설명하기 위한 도면이다.
이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들을 상세히 설명한다. 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고, 이들에 대한 중복된 설명은 생략한다.
본 발명의 실시예들은 당해 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 본 발명을 더욱 완전하게 설명하기 위하여 제공되는 것으로, 아래의 실시예들은 여러 가지 다른 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 아래의 실시예들로 한정되는 것은 아니다. 오히려, 이들 실시예는 본 개시를 더욱 충실하고 완전하게 하며 당업자에게 본 발명의 사상을 완전하게 전달하기 위하여 제공되는 것이다.
본 발명의 실시예들을 설명함에 있어서, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 또한, 본 명세서의 설명 과정에서 이용되는 숫자(예를 들어, 제1, 제2 등)는 하나의 구성요소를 다른 구성요소와 구분하기 위한 식별기호에 불과하다. 또한, 본 명세서에서, 일 구성요소가 다른 구성요소와 "연결된다" 거나 "접속된다" 등으로 언급된 때에는, 상기 일 구성요소가 상기 다른 구성요소와 직접 연결되거나 또는 직접 접속될 수도 있지만, 특별히 반대되는 기재가 존재하지 않는 이상, 중간에 또 다른 구성요소를 매개하여 연결되거나 또는 접속될 수도 있다고 이해되어야 할 것이다.
그리고, 본 명세서에서 사용되는 용어(terminology)들은 본 발명의 실시예들을 적절히 표현하기 위해 사용된 용어들로서, 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 본 발명이 속하는 분야의 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 따라서, 본 용어들에 대한 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다. 각 도면에 제시된 동일한 참조부호는 동일한 부재를 나타낸다.
도 1은 본 발명의 기술적 사상에 의한 일 실시예에 따른 벅 컨버터(100)를 설명하기 위한 도면이다.
도 1을 참조하면, 벅 컨버터(100)는 입력 전원(Vin)으로부터 공급되는 입력 전압을 강압 변환하여 부하(Ro)로 제공할 수 있고, 주 스위치(M1), 환류 스위치(D1), 주 인덕터(Lo), 보조회로(110) 및 출력 캐패시터(Co)로 구성될 수 있다.
주 스위치(M1)는 입력 전원(Vin)과 주 인덕터(Lo)를 연결(connect) 또는 차단(disconnect)할 수 있다. 주 스위치(M1)는 제어부(도시 생략)로부터 제공되는 스위칭 제어 신호(도시 생략)에 의해 턴 온 또는 턴 오프 되어, 입력 전원(Vin)과 주 인덕터(Lo)를 연결 또는 차단할 수 있다. 상기 주 스위치(M1)의 스위칭 제어 신호는 예컨대, 기 설정된 듀티비를 갖는 PWM 신호일 수 있다. 상기 주 스위치(M1)의 스위칭 제어 신호의 기 설정된 듀티비는 후술되는 보조 스위치(MAUX)의 턴 온 및 턴 오프를 제어하기 위한 스위칭 제어 신호의 듀티비와 상이할 수 있다(도 9의 M1 및 MAUX 신호 파형 참조).
주 스위치(M1)는, 제1 노드(N1)와 제2 노드(N2) 사이에 위치할 수 있다. 여기서, 제1 노드(N1)는 입력 전원(Vin)의 고전위 단자일 수 있으며, 제2 노드(N2)는 주 인덕터(Lo)의 일 단일 수 있다. 즉, 주 스위치(M1)는 입력 전원(Vin)과 주 인덕터(Lo) 사이에 연결될 수 있다.
주 스위치(M1)는 예컨대, MOSFET(MOS Field-Effect-Transistor)과 같은 전력 반도체 소자로 구성될 수 있다. 한편, 입력 전원(Vin)은, 예컨대 DC(Direct Current) 전압 공급원일 수 있다.
환류 스위치(D1)는, 주 스위치(M1)가 턴 오프되어 입력 전원(Vin)과 주 인덕터(Lo)를 차단하는 경우, 주 인덕터(Lo)에 축적된 전기 에너지가 부하(Ro)로 공급되도록 환류 전류 경로를 형성할 수 있다.
환류 스위치(D1)는, 제2 노드(N2)와 제5 노드(N5) 사이에 위치할 수 있다. 여기서, 제5 노드(N5)는 입력 전원(Vin)의 저전위 단자로 예컨대 접지 단자일 수 있다. 즉, 환류 스위치(D1)는 일 단이 제2 노드(N2)에서 주 스위치(M1)와 연결될 수 있으며, 타 단이 입력 전원(Vin)의 저전위 단자와 연결될 수 있다.
환류 스위치(D1)는 도 1에 도시된 바와 같이 다이오드로 구성될 수 있으나, 본 발명의 기술적 사상이 이에 한정되는 것은 아니다. 일부 실시예에서, 환류 스위치(D1)는 MOSFET과 같은 전력 반도체 소자로 구성될 수도 있다(도 10의 제1 환류 스위치(MSR1) 및 제2 환류 스위치(MSR2) 참조). 이 경우, 환류 스위치(D1)는 상기 제어부로부터 제공되는 스위칭 제어신호에 의해 턴 온 또는 턴 오프 되어 환류 전류 경로를 형성할 수 있다. 상기 환류 스위치(D1)의 스위칭 제어 신호는 예컨대, 기 설정된 듀티비를 갖는 PWM 신호일 수 있다. 또한, 상기 환류 스위치(D1)의 스위칭 제어 신호의 기 설정된 듀티비는, 주 스위치(M1)와 보조 스위치(MAUX) 각각의 턴 온 및 턴 오프를 제어하기 위한 스위칭 제어 신호의 듀티비와 상이할 수 있다. 이하에서는, 설명의 편의를 위해 환류 스위치(D1)가 다이오드로 구성되는 경우를 예로 들어 설명한다.
주 인덕터(Lo)는, 주 스위치(M1)가 턴 온되어 입력 전원(Vin)과 연결되면, 입력 전원(Vin)으로부터 공급되는 전기 에너지를 축적할 수 있다. 주 인덕터(Lo)는, 주 스위치(M1)가 턴 오프되면, 환류 스위치(D1)를 통해 형성되는 상기 환류 전류 경로를 통해 상기 축적된 전기 에너지를 부하(Ro)로 공급할 수 있다.
주 인덕터(Lo)는 제2 노드(N2)와 제3 노드(N3) 사이에 위치할 수 있다. 여기서 제3 노드(N3)는 부하(Ro)의 일 단과 연결되는 접점일 수 있으며, 주 인덕터(Lo)는 주 스위치(M1)와 부하(Ro) 사이에 연결될 수 있다.
보조 회로(110)는 주 스위치(M1)의 스위칭 과도 구간에서 영전류 천이가 가능하도록 소프트 스위칭을 구현할 수 있다.
보조 회로(110)는, 주 스위치(M1)가 턴 온되어 입력 전원(Vin)과 주 인덕터(Lo)를 연결하는 경우, 주 스위치(M1)의 기생 캐패시터와의 공진을 통해 주 스위치(M1)의 양단에 인가되는 전압(Vds1)을 감소시켜 영전류 천이 조건을 구현할 수 있다.
또한, 보조 회로(110)는, 주 스위치(M1)가 턴 오프 되어 입력 전원(Vin)과 주 인덕터(Lo)를 차단하는 경우, 환류 스위치(D1)를 통해 형성되는 환류 전류 경로(예컨대, 도 1에서 환류 스위치 전류(ID1)의 경로)와 별개의 전류 경로인 보조 전류 경로(예컨대, 도 1에서 보조 캐패시터 전류(ICr)의 경로)를 형성하여 주 스위치(M1)의 기생 캐패시터를 통해 흐르는 전류(예컨대, 도 1에서 주 스위치 전류(IM1))를 감소시켜 영전류 천이 조건을 구현할 수 있다.
보조 회로(110)는 스너버(111) 및 공진부(113)로 구성될 수 있다.
일부 실시예에서, 스너버(111)는 제2 노드(N2)와 제5 노드(N5) 사이에서 상호 직렬적으로 연결되는 제1 보조 다이오드(Dr1) 및 보조 캐패시터(Cr)로 구성될 수 있다. 여기서, 제1 보조 다이오드(Dr1)의 일 단은 제2 노드(N2)에 연결될 수 있고, 보조 캐패시터(Cr)의 일 단은 제5 노드(N5)에 연결될 수 있으며, 제1 보조 다이오드(Dr1)의 타 단과 보조 캐패시터(Cr)의 타 단이 연결되어 제4 노드(N4)를 이룰 수 있다.
스너버(111)는, 환류 스위치(D1)와 병렬적으로 배치되어, 주 스위치(M1)의 턴 오프 시 직렬적으로 연결된 제1 보조 다이오드(Dr1) 및 보조 캐패시터(Cr)를 통해 상기 환류 전류 경로와 상이한 상기 보조 전류 경로를 형성할 수 있고, 이에 따라 주 인덕터(Lo)를 통해 흐르는 주 인덕터 전류(ILo)가 상기 환류 전류 경로와 상기 보조 전류 경로로 분리되어 흐를 수 있도록 한다. 이 때, 상술한 환류 스위치(D1)는 턴 온되고, 후술되는 보조 스위치(MAUX)는 턴 오프된다.
공진부(113)는 제3 노드(N3)와 제4 노드(N4) 사이에서 상호 직렬적으로 연결되는 제2 보조 다이오드(Dr2), 공진 인덕터(Lr) 및 보조 스위치(MAUX)로 구성될 수 있다. 예컨대, 제2 보조 다이오드(Dr2)의 일 단이 제3 노드(N3)에 연결되고, 보조 스위치(MAUX)의 일 단이 제4 노드(N4)에 연결되며, 제2 보조 다이오드(Dr2)와 보조 스위치(MAUX) 사이에 공진 인덕터(Lr)가 연결될 수 있다. 그러나 본 발명의 기술적 사상이 이에 한정되는 것은 아니다. 일부 실시예에서, 제2 보조 다이오드(Dr2)의 일 단이 제3 노드(N3)에 연결되고, 공진 인덕터(Lr)의 일 단이 제4 노드(N4)에 연결되며, 제2 보조 다이오드(Dr2)와 공진 인덕터(Lr) 사이에 보조 스위치(MAUX)가 연결될 수도 있다. 이와 같이, 제2 보조 다이오드(Dr2), 공진 인덕터(Lr) 및 보조 스위치(MAUX)는 다양한 순서로 제3 노드(N3)와 제4 노드(N4) 사이에서 직렬적으로 연결될 수 있다.
공진부(113)는, 보조 스위치(MAUX)가 턴 온되고 공진 인덕터(Lr)가 주 스위치(M1)의 기생 캐패시터(여기서, 주 스위치(M1)의 기생 캐패시터는 주 스위치(M1) 자체의 기생 캐패시턴스만을 의미하는 것은 아니고, 외부에서 주 스위치와 병렬로 연결되는 캐패시턴스를 포함하는 개념임)와 공진하게 되면서, 주 스위치(M1)의 턴 온 시 주 스위치(M1)의 양단에 인가되는 전압(Vds1)을 감소시킬 수 있다.
한편, 공진부(113)의 보조 스위치(MAUX)는 MOSFET과 같은 전력 반도체 소자로 구성될 수 있으며, 이 경우 상기 제어부로부터 제공되는 스위칭 제어 신호에 의해 턴 온 또는 턴 오프 될 수 있다. 상기 보조 스위치(MAUX)의 스위칭 제어 신호는 예컨대, 기 설정된 듀티비를 갖는 PWM 신호일 수 있다. 상기 보조 스위치(MAUX)의 스위칭 제어 신호의 기 설정된 듀티비는 주 스위치(M1)의 턴 온 및 턴 오프를 제어하기 위한 스위칭 제어 신호의 듀티비와 상이할 수 있다.
출력 캐패시터(Co)는, 제3 노드(N3)와 제5 노드(N5) 사이에서 부하(Ro)와 병렬적으로 위치할 수 있으며, 벅 컨버터(100)의 출력 전압 리플을 제거할 수 있다.
도 2 내지 도 8은 벅 컨버터(100)의 동작 모드 별 등가 회로를 설명하기 위한 도면들이고, 도 9는 벅 컨버터(100)의 동작 모드에서 나타나는 파형을 설명하기 위한 도면이다. 도 2 내지 도 9를 설명함에 있어서, 도 1에서와 동일한 참조부호는 동일한 부재를 나타내므로, 설명의 편의를 위해 중복되는 설명은 생략하고, 도 1을 함께 참조하여 도 2 내지 도 9를 설명한다.
한편, 도 2 내지 도 8에 도시된 각각의 등가 회로에서, 모든 동작은 정상 상태이고, 입력 전원(Vin)과 출력 전압(Vo)는 일정하고, 모든 인덕터의 기생 파라미터를 무시하는 것으로 가정하고 설명하다. 그리고, 모드 1이 시작되는 시간 t0 이전에는 모드 7과 유사한 환류 모드 상태, 즉 주 스위치(M1) 및 보조 스위치(MAUX)가 턴 오프되고 환류 스위치(D1)가 턴 온된 상태임을 가정한다.
모드 1(도 2 및 도 9의 t0~t1)
도 1 및 도 2를 참조하면, 모드 1은 시간 t0에서 환류 스위치(D1)에 순방향의 전압(VD1)이 인가된 상태로 보조 스위치(MAUX)가 턴 온되면서 시작된다.
이 때 보조 스위치(MAUX)는 공진 인덕터(Lr)로 인해 영전류 조건에서 턴 온되며, 환류 스위치(D1)를 통해 흐르는 환류 스위치 전류(ID1)는 선형적으로 감소하고, 동시에 공진 인덕터(Lr)를 통해 흐르는 공진 인덕터 전류(ILr)는 선형적으로 증가한다. 환류 스위치 전류(ID1)는 계속적으로 감소되어 모드 1이 끝나는 시간 t1에는 0에 도달한다.
모드 2(도 3 및 도 9의 t1~t2)
도 1 및 도 3을 참조하면, 모드 2는 시간 t1에서 공진 인덕터 전류(ILr)의 크기가 계속적으로 증가하여 주 인덕터(Lo)를 통해 흐르는 주 인덕터 전류(ILo)의 크기를 초과하게 되면서 시작된다.
모드 2에서는 공진 인덕터(Lr)가 주 스위치(M1)의 기생 캐패시터와 공진한다. 공진 인덕터(Lr)가 주 스위치(M1)의 기생 캐패시터와 공진하다가 주 스위치(M1)에 역방향의 전류가 흐르게 되면, 주 스위치(M1)에는 입력 전원(Vin)에서 출력 캐패시터(Co)에 인가되는 출력 전압(Vo)의 두 배를 감한 크기의 전압이 인가된다.
이와 같이 주 스위치(M1)에 인가되는 전압의 크기가 감소되면서, 시간 t2에서 주 스위치(M1)의 턴 온 시 영전류 천이가 가능해질 수 있고, 이에 따라 주 스위치(M1)의 스위칭 손실이 저감될 수 있다.
모드 3(도 4 및 도 9의 t2~t3)
도 1 및 도 4를 참조하면, 모드 3은 공진 인덕터 전류(ILr)가 감소하여 주 인덕터 전류(ILo)와 동일하게 되고 주 스위치(M1)가 턴 온되면서 시작된다.
공진 인덕터(Lr) 양단에는 출력 전압(Vo)과 역방향의 입력 전원(Vin)이 인가되며, 공진 인덕터 전류(ILr)는 선형적으로 감소하여 모드 3이 끝나는 시간 t3에서 0에 도달하게 된다.
모드 4(도 5 및 도 9의 t3~t4)
도 1 및 도 5를 참조하면, 모드 4는 입력 전원(Vin)으로부터 공급되는 전기 에너지를 출력단인 부하(Ro)에 전달하는 모드로, 공진 인덕터 전류(ILr)가 0에 도달하기 까지 충분한 시간이 경과된 시간 t3에 시작된다.
보조 스위치(MAUX)는 시간 t4에서 턴 오프된다.
모드 5(도 6 및 도 9의 t4~t5)
도 1 및 도 6을 참조하면, 모드 5는 모드 4와 유사하게 입력 전원(Vin)으로부터 공급되는 전기 에너지를 출력단인 부하(Ro)에 전달하는 모드이다.
모드 6(도 7 및 도 9의 t5~t6)
도 1 및 도 7을 참조하면, 모드 6은 시간 t5에 주 스위치(M1)가 턴 오프 되면서 시작된다.
주 스위치(M1)의 턴 오프 시, 주 인덕터 전류(ILo)는 환류 스위치(D1)를 통해 형성되는 환류 전류 경로, 보조 캐패시터(Cr) 및 제1 보조 다이오드(Dr1)를 통해 형성되는 보조 전류 경로, 주 스위치(M1)의 기생 캐패시터를 통해 형성되는 경로로 나누어 흐르게 된다.
일반적인 스위칭 방식의 경우에는, 주 인덕터를 통해 흐르는 전류가 단순히 환류 스위치를 통해 형성되는 환류 전류 경로와 주 스위치의 기생 캐패시터를 통해 형성되는 경로로 나뉘어 흐르게 된다.
반면, 본 발명의 기술적 사상에 의한 벅 컨버터(100)에서는 보조 캐패시터(Cr) 및 제1 보조 다이오드(Dr1)를 통해 형성되는 보조 전류 경로로 주 인덕터 전류(ILo)가 분리되어 흐르므로, 일반적인 스위칭 방식에 비해 주 스위치(M1)의 기생 캐패시터로 흐르는 전류의 크기가 저감될 수 있다.
따라서, 벅 컨버터(100)는 주 스위치(M1)의 턴 오프 시에도 효율적으로 스위칭 손실을 줄일 수 있고, 이에 따라 전력 변환 효율의 향상과 고주파수 스위칭 동작이 가능해진다.
모드 7(도 8 및 도 9의 t6~t7)
도 1 및 도 8을 참조하면, 모드 7은 주 스위치(M1) 및 보조 스위치(MAUX)가 턴 오프된 상태로, 주 인덕터 전류(ILo)가 환류 스위치(D1)를 통해 흐르는 환류 모드이다.
모드 7 이후의 구간부터는 모드 1부터 모드 7까지의 동작이 반복된다.
도 10은 본 발명의 기술적 사상에 의한 다른 실시예에 따른 다상 벅 컨버터(200)를 설명하기 위한 도면이다. 도 10의 다상 벅 컨버터(200)는, 도 1에서 설명된 벅 컨버터(100)와 같은 단상 벅 컨버터로 구성되는 두 개의 셀이 결합 인덕터(coupled inductor)를 통해 상호 결합되는 2상 교호 (2-phase interleaved) 벅 컨버터를 예시한다. 도 10의 다상 벅 컨버터(200)를 설명함에 있어서, 다상 벅 컨버터(200)를 구성하는 제1 및 제2 셀(200a, 200b)의 구성이 도 1에서 설명된 벅 컨버터(100)와 실질적으로 동일하므로, 설명의 편의를 위해 중복되는 설명은 생략한다. 한편, 도 10에서는 2상 교호 벅 컨버터만을 예시하고 있으나, 본 발명의 기술적 사상이 3상 이상의 다상 교호 벅 컨버터에 적용될 수 있음은 물론이다.
도 10을 참조하면, 다상 벅 컨버터(200)는 입력 전원(Vin)에 병렬적으로 연결되되 기 설정된 권선비를 갖는 결합 인덕터부(250)를 통해 상호 연결되는 제1 셀(200a) 및 제2 셀(200b)을 포함할 수 있다.
다상 벅 컨버터(200)는 제1 셀(200a) 및 제2 셀(200b) 각각의 출력 전압을 하나의 출력 전압으로 합하여 부하(Ro)로 공급할 수 있다. 다상 벅 컨버터(200)는 부하(Ro)의 출력 전류 리플 및 코어의 플럭스 리플 저감 측면에서 효과가 있다. 다상 벅 컨버터(200)의 제1 셀(200a) 및 제2 셀(200b) 각각은 단상 벅 컨버터로 구성되며, 소정의 위상차, 예컨대 180도의 위상차를 갖고 구동될 수 있다.
제1 셀(200a)은, 제1 주 스위치(MM1), MOSFET과 같은 전력 반도체 소자로 구성되는 제1 환류 스위치(MSR1), 제1 주 인덕터(Lo1), 결합 인덕터(250)의 일 부분, 결합 인덕터(250)의 일 부분과 병렬 연결되는 인덕터(LM), 및 제1 보조 회로(210) 및 출력 캐패시터(Co)를 포함할 수 있다.
제1 셀(200a)은, 제1 주 스위치(MM1)가 턴 온되는 경우 공진을 통해 소프트 스위칭을 가능하게 하는 제1 공진부(213)와 제1 주 스위치(MM1)가 턴 오프되는 경우에 제1 주 스위치(MM1)로 흐르는 전류를 저감시키는 제1 스너버(211)로 구성되는 제1 보조 회로(210)를 포함함에 따라, 제1 주 스위치(MM1)의 스위칭 손실이 저감되는 효과가 있다.
제2 셀(200b)은, 제2 주 스위치(MM2), MOSFET과 같은 전력 반도체 소자로 구성되는 제2 환류 스위치(MSR2), 제2 주 인덕터(Lo2), 결합 인덕터(250)의 다른 부분, 및 제2 보조회로(230)를 포함할 수 있다.
제2 셀(200b)도 제1 셀(200a)과 마찬가지로, 제2 주 스위치(MM2)가 턴 온되는 경우 공진을 통해 소프트 스위칭을 가능하게 하는 제2 공진부(233)와 제2 주 스위치(MM2)가 턴 오프되는 경우에 제2 주 스위치(MM2)로 흐르는 전류를 저감시키는 제2 스너버(231)로 구성되는 제2 보조 회로(230)를 포함함에 따라, 제2 주 스위치(MM2)의 스위칭 손실이 저감되는 효과가 있다.
이에 따라, 다상 벅 컨버터(200)는 전력 변환 효율이 개선될 수 있고, 주 인덕터들의 코어 사이즈 감소가 가능할 수 있다.
이상, 본 발명을 바람직한 실시예를 들어 상세하게 설명하였으나, 본 발명은 상기 실시예에 한정되지 않고, 본 발명의 기술적 사상 및 범위 내에서 당 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의하여 여러가지 변형 및 변경이 가능하다.

Claims (6)

  1. 입력 전원으로부터 공급되는 전기 에너지를 축적하는 주 인덕터(main inductor);
    상기 입력 전원과 상기 주 인덕터를 연결(connect) 또는 차단(disconnect)하는 주 스위치; 및
    상기 주 스위치가 상기 입력 전원과 상기 주 인덕터를 연결하는 경우 상기 주 스위치에 인가되는 전압을 감소시키고, 상기 주 스위치가 상기 입력 전원과 상기 주 인덕터를 차단하는 경우 상기 주 스위치로 흐르는 전류를 감소시키도록 구성되는 보조 회로;
    를 포함하는 벅 컨버터.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 보조 회로는,
    상기 주 스위치가 상기 입력 전원과 상기 주 인덕터를 연결하는 경우, 상기 주 스위치의 기생 캐패시터와 공진하여 상기 주 스위치에 인가되는 전압을 감소시키도록 구성되는 공진부; 및
    상기 주 스위치가 상기 입력 전원과 상기 주 인덕터를 차단하는 경우, 보조 전류 경로를 제공하여 상기 주 스위치로 흐르는 전류를 감소시키도록 구성되는 스너버(snubber);를 포함하는, 벅 컨버터.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 스너버는,
    일 단이 상기 주 스위치 및 상기 주 인덕터 각각의 일 단과 연결되는 제1 보조 다이오드; 및
    일 단이 상기 제1 보조 다이오드의 타 단과 연결되며, 상기 제1 보조 다이오드와 상기 보조 전류 경로를 형성하는 보조 캐패시터;
    를 포함하는, 벅 컨버터.
  4. 제3 항에 있어서,
    상기 공진부는,
    일 단이 상기 제1 보조 다이오드의 타 단과 연결되는 보조 스위치;
    일 단이 상기 보조 스위치의 타 단과 연결되며, 상기 주 스위치의 기생 캐패시터와 공진하는 공진 인덕터; 및
    일 단이 상기 공진 인덕터의 타 단과 연결되고, 타 단이 상기 주 인덕터의 타 단과 연결되는 제2 보조 다이오드;
    를 포함하는, 벅 컨버터.
  5. 제3 항에 있어서,
    상기 주 스위치가 상기 입력 전원과 상기 주 인덕터를 차단하는 경우, 상기 주 인덕터에 축적된 상기 전기 에너지가 부하측으로 공급되도록 환류 전류 경로를 형성하는 환류 스위치;를 더 포함하되,
    상기 환류 전류 경로는, 상기 보조 전류 경로와 다른 전류 경로인, 벅 컨버터.
  6. 제5 항에 있어서,
    상기 환류 스위치는,
    일 단이 상기 제1 보조 다이오드의 일 단과 연결되고, 타 단이 상기 보조 캐패시터의 타 단과 연결되는, 벅 컨버터.
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