KR20200056306A - 저전압 전원에 대한 dc-dc 변환기 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 극히 낮은 전압을 생성하는 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1) 에 관한 것이며, 변환기 (1) 는 불연속 모드에서 동작하고, 여기서 변환기 (1) 는 마지막 링 발진기 (RON) 에서 축적 전압 (XN) 을 야기하도록 입력 전압 (Vin) 을 연속적으로 스텝 업하는 상호 연결된 링 발진기들 (RO1 - RON) 의 어레이를 갖는 자가 발진 전하 펌프 (3a), 증폭기 (3b) 및 다이오드 (12) 를 통해 스텝 업 된 출력 전압이 제공될 수 있도록 스위치 (11) 를 작동시키는 펄스 신호를 생성하는 펄스 신호 발생기 (3c) 를 포함한다. 본 발명은 또한 극히 낮은 전압을 생성하는 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1) 를 작동시키는 방법에 관한 것이다.

Description

저전압 전원에 대한 DC-DC 변환기{A DC-DC CONVERTER FOR A LOW VOLTAGE POWER SOURCE}
일반적인 수준에서, 본 발명은 저전압 전원에 대한 DC-DC 변환기에 관한 것이며, 변환기는 불연속 모드에서 동작한다. DC-DC 변환기는 전압원인 전원에 연결된 인덕터, 인덕터에 연결되어 제어기에 의해 제어되는 스위치 및 인덕터와 스위치의 연결 노드에 연결되어 출력 전압을 제공하는 다이오드 소자를 포함한다.
본 발명은 또한 저전압 전원에 대한 DC-DC 변환기의 작동을 위한 방법에 관한 것이다.
매우 낮은 전압 만을 산출할 수 있는 다수의 전원들, 예를 들어 태양 전지들이 존재한다. 통상적으로, 이러한 산출된 낮은 전압은 그것이 실제로 사용되도록 증가될 필요가 있다. 이러한 목적으로, 변압기가 사용될 수도 있으며, 그 변압기는 고가이고 오히려 부피가 크며 생산 프로세스를 상당히 복잡하게 한다.
도 1 에 도시된 바와 같이, 저전압 전원 (2) 에 의해 생성된 전압을 증가시키기 위한 다른 방법은 부스트 (스텝-업) DC-DC 변환기 (1) 를 사용하는 것이다. 회로는 Vin 전압을 공급하는 저항 Rin 을 통해 전원 (2) 의 입력과, 출력 전압 Vout 이 획득되고 출력 커패시터 Cout 에 축적되는 출력 사이에 연결된 인덕터 Lx 를 갖는다. 회로 효율을 최대화하기 위해, DC-DC 변환기 (1) 는 입력 부하 조건들을 조정하는 최대 전력 포인트 추적 (MPPT) 을 포함한다. 다이오드 소자 (12), 스위치들 (11, 13) 및 트랜지스터들 (14, 15) 와 같은 추가의 회로 컴포넌트들이 또한 회로 (1) 에 포함된다. 도시된 바와 같이, 이러한 솔루션은 또한 광전지와 같은 전원 (2) 이 너무 낮은 전압을 가질 때 에너지 저장을 보장하기 위해 제어기 (10) 내의 콜드 스타트 모듈, 배터리 (BAT) 및 배터리 충전기 (CHARGER) 와 같은 다른 기능들을 포함해야 할 것이다. 다른 주변장치들이 또한 적절히 기능하기 위해 정규의 동작 발진기 (OSC), 바이어스 및 커스텀 제어 로직과 같은 블록들에 대해 임베딩될 필요가 있다. 관련된 콘텍스트에서, 이들 상이한 블록들은 상이한 전력 범위들을 통해 효율을 최대화하기 위해 공동 설계되어야 한다.
그러나, 변환기의 에너지 저장이 비어 있는 경우, 이들 시스템들은 오히려 시동하기가 곤란하다. 더욱 구체적으로는, 이들 상황들에서, 시스템은 임의의 저장된 에너지 없이 시작해야 하고 요구되는 에너지는 외부에서 획득될 필요가 있다. 본 기술에서, 이것은 자주 “콜드 스타트” 로 지칭된다.
이러한 문제를 다루는 DC-DC 변환기가 특허 EP 3　101　793 B1 에 개시되어 있다. 이러한 콘텍스트에서, 이러한 유형의 DC-DC 변환기들을 용이하게 확장가능하게 하고 그들의 전력 소비를 감소시키는 것이 바람직하다. 여전히 특허 EP 3　101　793 B1 을 참조하며, 훨씬 더 낮은 입력 전압들, 통상적으로 100 mV 아래의 전압들을 스텝핑 업할 수 있는 DC-DC 변환기들을 달성하는 것이 바람직하다.
특허 출원 US 2011/0279105 A1 은 낮은 공급 전압에서 동작될 수 있는 스위칭 전력 공급 디바이스를 기술한다. 그것은 스위칭 조정기의 인덕터의 출력에 링크된 스위치를 턴 온 및 오프시키는 홀수의 인버터들을 갖는 링 발진기를 포함한다. 스위칭 조정기의 입력에서 매우 낮은 전압으로 시작하는 것은 제공되지 않는다.
특허 출원 WO 2015/120131 A1 은 발진기가 스위치드-커패시터 네트워크 내에서 완전히 내재화되는 자가 발진 DC-DC 변환기 구조를 기술한다. 제 1 링 발진기는 전하 펌프로서 동작하기 위해 제 2 링 발진기와 직렬로 연결된다. 이러한 구조에 의해, 출력 전압은 입력 전압의 단지 두 배이다.
따라서 본 발명의 목적은 통상적으로 100 mV 이하의 극히 낮은 전압들을 생성하는 전원에 의해 공급될 때 동작할 수 있는 낮은 시동 전력을 DC-DC 변환기에 제공함으로써 종래 기술의 단점들을 극복하는 것이다.
이러한 목적으로 위해, 본 발명은 독립 청구항 1 에 정의된 특징들을 포함하는 전술된 DC-DC 변환기에 관한 것이다.
DC-DC 변환기의 특정의 실시형태들은 종속 청구항들 2 내지 5 에서 정의된다.
본 발명의 DC-DC 변환기의 하나의 이점은 그것이 100 mV 아래의 극히 낮은 입력 전압을 사용하여 콜드 스타트할 수 있다는 사실에 있다. 또한, 본 발명의 DC-DC 변환기는 대략 1.5 V 의 전압을 갖는, 종래의 전자 회로에서의 사용을 위한 출력 전압을 제공할 수 있다. 또한, 2 개의 자기적으로 커플링된 인덕터들을 갖는 변압기의 사용을 회피하면서 단지 하나의 인덕터 소자만이 사용된다. 이것에 의해, 비용 뿐아니라 공간 절약이 달성된다. 상기의 이점들은 입력 전압원에 의해 산출될 수 있는 최대 전력이 낮은 경우에도 달성된다. 여기서, 입력 전압원은 열전 (펠르티에) 소자 또는 광전 셀일 수도 있다.
이롭게는, DC-DC 변환기의 설계는 그것을 입력 임피던스 매칭을 고유하게 가능하게 한다. 이에 따라, 그것은 매우 낮은 입력 전압을 회로의 전자 컴포넌트들에 전력을 공급하기에 충분한 출력 전압으로 변환하도록 입력 전력을 자동적으로 조정할 수도 있다. 게다가, 제어기는 입력 전압원에 의해 직접 전력이 공급되고 추가의 전원은 요구되지 않는다.
또한, 클록 신호 정보가 상호 연결된 링 발진기들의 어레이의 출력에 기초하여 획득, 즉 추출된다는 사실은 더 효율적인 변환기에 기여한다. 또한, 당면한 DC-DC 변환기의 설계는 그것을 완전히 확장가능하게 하여, 상이한 CMOS 제조 프로세스들, 특히 더 작은 라인 폭들을 갖는 프로세스들에서 사용가능하게 한다.
본 발명은 또한 독립 청구항 16 에 정의된 특징들을 포함하는 DC-DC 변환기를 작동시키는 방법에 관한 것이다.
낮은 시동 전력 및 전압을 갖는 DC-DC 변환기 및 그 DC-DC 변환기의 작동을 위한 방법의 목적들, 이점들 및 특징들은 도면에 의해 도시된 적어도 하나의 비제한적 실시형태를 참조하여 행해진 이하의 설명에서 더욱 명확하게 나타날 것이다.
도 1 은 종래 기술에 속하는 부스트 DC-DC 변환기를 갖는 회로를 도시한다.
도 2 는 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 출력 전압을 공급하는 DC-DC 변환기를 도시하며, 그 변환기는 전력원에 연결된다.
도 3a 는 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 자가 발진 전하 펌프의 하나의 실시형태를 도시한다.
도 3b 는 도 3a 의 자가 발진 전하 펌프를 나타내는 대안적인 방법이다.
도 4 는 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 CMOS 인버터 게이트들을 사용하여 구축된 전압 더블러의 트랜지스터 레벨 구현을 도시한다.
도 5 는 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 증폭기를 도시한다.
도 6 은 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 저전압 전원을 위한 부스트 DC-DC 변환기를 도시한다.
도 7 은 본 발명의 DC-DC 변환기의 평형 동작 포인트를 도시한다.
다음의 설명에서, 본 기술분야의 당업자들에게 잘 알려진 DC-DC 변환기의 모든 이러한 소자들은 단순화된 방식으로만 기술될 것이다. DC-DC 변환기는 매우 낮은 입력 전압을 회로의 전자 컴포넌트들에 전력을 공급하기에 충분한 출력 전압으로 변환하도록 배열된다.
종래 기술의 도 1 과 관련하여 이미 언급된 바와 같이, 부스트 DC-DC 변환기 (1) 를 갖는 회로는 인덕터 Lx 를 갖고, 전원 (2) (태양 패널들 또는 열전 발전기) 의 전압이 외부 조건들에 의존하여, 10 mV - 600 mV 범위에 있을 수 있기 때문에 부스트 변환기 (1) 을 요구한다. 다이오드 소자 (12), 스위치들 (11, 13) 및 트랜지스터들 (14, 15) 와 같은 회로 컴포넌트들이 또한 회로 (1) 에 포함된다. DC-DC 변환기 (1) 는 콜드 스타트 모듈로서 새로운 제어기 (10) 를 본 발명을 위해 포함한다. 더욱이, 그것은 환경 조건들이 획득하기에 충분한 에너지를 제공하고 있지 않는 경우 (예를 들어, 광전셀의 경우에 밤에 또는 열 구배가 열전 발전기에 대해 삭제되는 경우) 에너지 저장을 보장하기 위해 배터리 (BAT) 및 배터리 충전기 (CHARGER) 가 제공될 수 있다. 이미 알려진 다른 주변장치들이 또한 적절히 기능하기 위해 정규의 동작 발진기 (OSC), 바이어스 및 커스텀 제어 로직과 같은 블록들에 대해 임베딩될 필요가 있다. 관련된 콘텍스트에서, 이들 상이한 블록들은 상이한 전력 범위들을 통해 효율을 최대화하기 위해 공동 설계되어야 한다.
도 2 는 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 출력 전압을 공급하는 DC-DC 변환기 (1) 를 도시하며, 그 변환기 (1) 는 전원 (2) 에 연결된다. DC-DC 변환기 (1) 는 저전압 전원 (2) 에 적합하고 그것은 불연속 모드에서 동작한다. DC-DC 변환기 (1) 는 입력 저항 Rin 을 통해 제공하는 전원 (2) 에의 연결을 위한 인덕터 Lx, 변환될 입력 전압 Vin, 인덕터 Lx 에 연결되고 제어기 (10) 에 의해 제어되는 스위치 (11) 및 인덕터 Lx 및 스위치 (11) 의 연결 노드에 연결되어 출력 전압 Vout 을 제공하는 다이오드 소자 (12) 를 포함한다. 제어기 (10) 는 상호 연결된 링 발진기들의 배열을 갖는 자가 발진 전하 펌프 (3a) 를 포함한다. 전하 펌프 (3a), 그것의 부분들 및 동작은 도 3a 및 도 3b 와 관련하여 더욱 철저히 기술될 것이다.
제어기 (10) 는 제어 신호를 생성하도록 구성된 증폭기 (3b) 를 더 포함하고, 상기 제어 신호는 클록 신호 정보를 포함하며, 여기서 클럭 신호 정보는 상호 연결된 링 발진기들의 어레이의 출력에 기초하여 획득된다. 보다 구체적으로는, 증폭기 (3b) 는 자가 발진 전하 펌프 (3a) 로부터 발생하는 2상 신호들 ΦH, ΦL 에 의해 제어된다. 2상 신호들 ΦH, ΦL 은 동상이고 동일한 진폭을 갖는다. 증폭기 (3b) 는 도 5 를 참조하여 더욱 철저히 기술될 것이다.
제어기 (10) 는 자가 발진 전하 펌프 (3a) 의 출력 XN 과 어스 단자 사이에 연결된 저장 커패시터 C0, 및 제어 신호에 기초하여 펄스 신호를 생성하는 펄스 신호 발생기 (3c) 를 더 포함한다. 상기 펄스 신호는 다이오드 소자 (12) 가 변환기 출력 전압 Vout 을 제공할 수 있도록 스위치 (11) 를 작동시킨다.
도 2 에 도시된 비제한적 실시형태에서, 스위치 (11) 는 인덕터 Lx 와 어스 단자 사이에 연결된, NMOS 트랜지스터와 같은 MOS 트랜지스터이다. 스위치 게이트는 펄스 신호를 수신한다. 다이오드 소자 (12) 는 인덕터 Lx 와 MOS 트랜지스터 (11) 의 연결 노드와 DC-DC 변환기 (1) 의 전압 Vout 출력 단자 사이에 배열된 쇼트키 다이오드이다.
도 2 의 DC-DC 변환기 (1) 의 하나의 이점은 그것이 100 mV 아래의 극히 낮은 입력 전압을 사용하여 회로를 콜드 스타트할 수 있다는 사실에 있다. 또한, 본 발명의 DC-DC 변환기 (1) 는 대략 1.5 V 의 전압을 갖는, 종래의 전자 회로에서의 사용을 위한 스텝 업된 출력 전압을 제공할 수 있다. 여기서 입력 전압원은 열전 (펠르티에) 소자 또는 광전 셀일 수도 있다.
DC-DC 변환기의 설계는 그것을 입력 임피던스 매칭을 고유하게 가능하게 한다. 또한, 클록 신호 정보가 적어도 하나의 링 발진기의 출력에 기초하여 획득된다는 사실, 즉 클록 신호 추출 프로세스는 더 효율적인 변환기에 기여한다. 더욱 상세하게는, 링 발진기의 클록 신호는 후속 증폭기에 대한 입력 신호이다.
본 발명의 DC-DC 변환기는 다음의 방식으로 작동된다. 처음에, 상호 연결된 링 발진기들의 어레이에 의해, 전압 XN 이 전하 펌프 (3a) 에서 빌드업된다. 후속하여, 제어 신호가 상호 연결된 링 발진기들의 출력을 사용하여 증폭기 (3b) 에 의해 생성되며, 그 결과 이러한 제어 신호가 사용되고, 스위치 (11) 를 제어하기 위한 펄스 신호가 펄스 신호 발생기 (3c) 에 의해 생성된다. 연결된 스위치 (11) 의 통전은 인덕터 Lx 에서의 전류 빌드업을 획득하기 위해 제 1 주기 Tn 동안 제어된다. 그 후, 스위치 (11) 는 제 2 주기 Tp 동안 분리되어 인덕터 Lx 에서의 감소하는 전류를 유도하며, 이것은 변환기 출력 전압 Vout 를 제공하기 위해 다이오드 소자 (12) 를 통해 전달된다. 마지막으로, DC-DC 변환기 (1) 는 스위치 (11) 의 스위칭 사이클 주기 T 의 종단까지 전류가 DC-DC 변환기 (1) 로 들어가거나 나오지 않도록 일단 인덕터 Lx 에서의 전류가 제로이면 활성화 해제된다. 스위치 (11) 가 통전되고 있는 때의 제 1 주기 Tn 과 스위칭 사이클 주기 T 사이의 듀티 사이클 d = Tn/T 은 지연이 그것의 포화 포인트에 도달할 때까지 입력 전압 Vin 이 감소하는 경우 감소하여, 펄스 신호가 더 증가할 수 없도록 듀티 사이클을 일정한 레벨로 유지한다. 이것은 컴포넌트들이 변환기에서 빌드업할 수도 있는 엄청나게 높은 출력 전압들에 대해 보호되는 것을 수반한다. 이에 따라, 발명의 방법에 의해, 출력 전압의 상위 값이 펄스 신호에 의해 간접적으로 제어될 수도 있다.
일단 출력 전압 Vout 이 안정화되고 DC-DC 변환기 (1) 에 연결된 회로에 전력을 공급하기에 충분하면, 외부 유닛이 DC-DC 변환기 (1) 의 입력 DIS 을 작동시킴으로써 상기 DC-DC 변환기 또는 주로 제어기 (10) 를 정지시킬 수 있다. 따라서, 디스에이블 기능이 DC-DC 변환기 (1) 에서 구현되어 제어기 (10) 를 정지시킬 수 있다. 따라서, 일단 작동되면 MPPT 알고리즘의 실행을 허용하는, 도 1 에 도시된 다른 보다 효율적인 DC-DC 변환기를 사용하는 것을 생각하는 것도 가능하다.
도 3a 는 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 자가 발진 전하 펌프 (3a) 를 도시한다. 그것은 각각 적어도 5 개의 연속적인 인버터 스테이지들 (IS1 - IS5) 을 포함하는 상호 연결된 링 발진기들 (RO1 - RON) 의 어레이가 도시된다. 쉽게 알 수 있듯이, 마지막 인버터 스테이지 (IS5) 는 제 1 인버터 스테이지 (IS1) 에 루프 (29) 로 연결된다. 인버터 스테이지들 IS 의 수는 동적 임계값 웰 바이어스 적용을 가능하게 하기 위해 홀수이고 5 개 이상일 필요가 있다. 상호 연결된 링 발진기들 (RO1 - RON) 의 어레이는 제 1 링 발진기 (RO1) 및 제 2 링 발진기 (RO2) 의 연결 노드에서 제공되는 입력 전압 Vin 이 하나의 링 발진기로부터 후속 링 발진기로 전달되면서 연속적으로 스텝 업되도록 하는 방식으로 배열 및 동작된다. 각각의 링 발진기 (RO1 - RON) 는 중간 전압 출력, 예를 들어, X1, X2, X3 을 제공한다. 결과적으로, 마지막 링 발진기 (RON) 에서의 전압은 중간 전압들 (X1 - XN-1) 에 기초한 축적 전압 XN 이다. 결과의 축적 전압 XN 은 자가 발진 전하 펌프 (3a) 의 출력 전압이다. 전하 펌프 (3a) 의 출력 전류는 (도 3b 에 도시된) IPUMP 이다. 전압을 스텝 업하고 전달하는 프로세스는 도 4 와 관련하여 더 상세히 기술된다. 이전에 개시된 바와 같이, 자가 발진 전하 펌프 (3a) 는 또한 (도 5 와 관련하여 논의되는) 증폭기의 동작을 제어하는 2상 신호들 ΦH, ΦL 을 생성한다. 제 1 신호 ΦL 는 제 1 링 발진기 RO1 의 출력에서 제공되는 반면, 제 2 신호 ΦH 는 마지막 링 발진기 RON 의 출력에서 제공된다. 커패시터 C102 는 제 1 링 발진기 RO1 의 각 인버터 IS 의 각 출력 (16) 과 연속적으로 다른 링 발진기들 (RO2 - RON) 의 각 인버터 IS 의 각 출력 (26) 사이에 연결된다.
도 3b 를 참조하면, N 개의 링 발진기들 (RO2 - RON) 를 갖는 전하 펌프 (3a) 가 도시되며, 각각의 링 발진기가 J 개의 인버터 스테이지들 (IS1 - ISJ) 를 갖는다. 인버터 스테이지들 IS 은 행들과 열들을 갖는 도 3b 의 행렬 형상 구조로 배열된다. 각각의 링 발진기는 하나의 행을 나타낸다. 여전히 도 3b 를 참조하여, 비제한적인 실시형태에서, 커패시터 C102 는 제 1 링 발진기 RO1 의 각 인버터 IS 의 각 출력 (16) 과 연속적으로 다른 링 발진기들 (RO2 - RON) 의 각 인버터 IS 의 각 출력 (26) 사이에 연결된다. 인버터 스테이지들 IS 의 하나의 열에 속하는 전하 펌프의 모든 커패시터들 C102 이 제 1 링 발진기 RO1 의 대응하는 인버터의 출력 (16) 으로부터 상호 연뎔된다는 것이 도 3b 의 실시형태에서 또한 도시된다. 즉, 각각의 링 발진기의 주어진 인버터 스테이지와 연관된 모든 커패시터들 C102 은 서로 상호연결된다. 이것은 이롭게도 전하 펌프 (3a) 에서의 감소된 내부 임피던스를 수반한다. 또한, 모든 링 발진기들 (RO1 - RON) 에 대해, 마지막 인버터 스테이지 ISJ 는 동일한 링 발진기의 제 1 인버터 스테이지 IS1 에 대한 연결 (29) 을 갖는다.
여전히 도 3b 를 참조하면, 인버터 스테이지들은 CMOS 인버터 CI102 가 획득되도록 NMOS 트랜지스터 N102 와 직렬로 탑재된 PMOS 트랜지스터 P102 를 포함한다. 도시된 바와 같이, 각각의 트랜지스터 P102, N102 의 소스 단자들은 한편으로는 예를 들어 링 발진기 RO1 의 로우 단자 (18) 에, 및 다른 한편으로는 예를 들어 링 발진기 RO1 의 하이 단자 (28) 에 연결된다. 링 발진기의 각 CMOS 인버터 CI102 의 출력 (16) 은 동일한 링 발진기의 연속적인 인버터의 입력 (15) 에 연결된다. 링 발진기의 인버터의 PMOS 트랜지스터 P102 및 NMOS 트랜지스터 N102 의 웰 단자들 (17) 은 동일한 링 발진기의 연속적인 인버터의 출력 (16) 에 연결된다. 이러한 배열은 상술된 동적 임계값 적용을 가능하게 한다.
다른 위상 신호들 ΦL+1 및 ΦL+2 이 제어기의 후속적인 증폭기를 제어하기 위해 통상의 2상 신호들 ΦH, ΦL 사이에 제공될 수 있다.
도 4 는 도 3a 및 도 3b 와 관련하여 논의된 및 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 2 개의 상호연결된 발진기 링들의 래더 (ladder) 에 대응하는 더블러 인버터 스테이지 IS 의 트랜지스터 레벨 구현을 보여준다. 여기서, 상보적 스위치들이 트랜지스터들 N1, P1, N2, P2 대신에 가정된다. 도시된 실시형태에서, 제 1 페이즈에서, 커패시터는 스위치를 통해 충전하고 그것의 저부 플레이트는 스위치를 통해 그라운딩된다. 스위치들은 제 1 전압 강하를 도입한다. 다음의 천이에서, 전하는 출력 커패시터 Cout 로 전달될 것이다. 커패시터 Cfly 는 이제 출력 커패시턴스 Cout 에서 플라잉하고 있고 스위치를 통해 그것의 전하를 전달하며, 그것의 저부 플레이트는 스위치를 통해 저전압 전원에 연결된다.
충전 페이즈에서, 전압은 다음과 같이 추정될 수 있다:
Figure pat00001
전하 전달 페이즈에서, 전압은 다음과 같이 추정될 수 있다:
Figure pat00002
여기서, VSWN 및 VSWP 는 각각 충전, 전하 전달 페이즈에서 스위치들에 걸친 전압들이다. 도 4 에 도시된 바와 같은 각각의 인버터 N1, P1, N2, P2 를 스위칭함을써, 입력 전압 Vin 보다 2 배 더 높은 출력 전압 Vout 을 가질 수 있다.
도 4 와 관련한 하나의 중요한 파라미터는 전압 강하이다. 각 인버터 스테이지에서의 전압 강하는 80 mV 에서 전압을 공급하는 전원에 대해 25.5 mV 로서 계산될 수도 있다.
도 5 는 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 증폭기 (3b) 를 도시한다. 증폭기 (3b) 는 추가의 NMOS 트랜지스터 N109 와 직렬로 탑재된 추가의 PMOS 트랜지스터 P109 를 포함한다. 추가의 PMOS 트랜지스터 P109 의 게이트 단자는 링 발진기 출력 전압 Vbp 이 PMOS 트랜지스터 P109 의 게이트에 인가되도록 (도 5 에 도시되지 않은) 링 발진기의 인버터 스테이지의 출력에 연결된다. 유사하게도, 추가의 NMOS 트랜지스터 N109 의 게이트 단자는 이러한 링 발진기의 출력 전압 Vbn 이 NMOS 트랜지스터 N109 의 게이트에 인가되도록 (도 5 에 도시되지 않은) 다른 링 발진기의 인버터 스테이지의 출력에 연결된다. 내부 저항들 Rp 및 Rn 이 또한 도시된다. 증폭기 전류들 Idp 및 Idn 이 추가의 PMOS 트랜지스터 P109 의 웰 단자로부터 추가의 NMOS 트랜지스터 N109 의 웰 단자로 흐른다. 다른 커패시터 C109 가 추가의 PMOS 트랜지스터 P109 및 추가의 NMOS 트랜지스터 N109 에 연결된다. 바람직한 실시형태에서, 추가의 PMOS 트랜지스터 P109 는 링 발진기의 마지막 인버터 스테이지 IS 의 출력에 연결되고 추가의 NMOS 트랜지스터 N109 의 게이트 단자는 다른 링 발진기의 마지막 인버터 스테이지 IS 의 출력에 연결된다. 예시로써, 증폭기는 A-B 유형의 전력 증폭기 일 수 있다.
도 6 은 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 저전압 전원 (2) 을 위한 부스트 DC-DC 변환기 (1) 를 도시한다. 전원 (2) 은 전압 Vteg 을 산출하고 내부 저항 Rteg 및 커패시턴스 Cteg 를 갖는다.
그것의 동작에 관하여, 제 1 주기 Tn 동안, 트랜지스터 (11) 는 온이고 하비스터 전압 (harvester voltage) 이 인가된다. 이에 따라, 인덕터 Lx 를 가로지르는 전류는 증가한다:
VLx = VE = Lx·ΔIL/dt
ΔIL = (1/ Lx)·VE ·D·t
제 2 주기 Tp 동안, 트랜지스터 (11) 는 오프이고 다이오드 소자 (12) 가 온이다. 따라서, 인덕터 Lx 를 가로지르는 전압은 입력 전압 마이너스 출력 전압이고 따라서 전류가 강하한다:
VLx = VE - VS0 = Lx·ΔIL/dt
ΔIL = (1/ Lx)·(VS0 - VE)·d·t
VE·D = (VS0 - VE)·d 여기서 d = (VE/(VS0 - VE))·D
스위칭 주기 T 의 나머지 동안, 인덕터 Lx 를 가로지르는 전류는 제로이다. 이것은 전류가 마찬가지로 다오이드 소자 (12) 에서 캔슬되는 것을 수반한다. 또한, 인덕터 Lx 를 따르는 전압은 또한 널 (null) 이다. 이러한 시간 주기 동안, DC-DC 변환기 (1) 는 활성화 해제된다.
도 6 의 부스트 DC-DC 변환기 (1) 를 여전히 참조하면, 전하 펌프, 증폭기 및 펄스 신호 발생기와 같은 DC-DC 변환기 (1) 의 모든 컴포넌트들은 CMOS 기술에서 동일한 집적 회로에서 제조될 수도 있다. 도 6 의 DC-DC 변환기 (1) 의 설계는 그것을 완전히 확장가능하게 하여, 상이한 CMOS 제조 프로세스들, 특히 더 작은 라인 폭들을 갖는 프로세스들, 예를 들어 65-nm 프로세스에서 사용가능하게 한다.
예시적인 DC-DC 변환기 (1) 는 100 mV 아래의 입력 전압들, 보다 바람직하게는 60 mV 와 80 mV 사이의 전압들을 스텝 업하는데 적합하다. 본 발명의 DC-DC 변환기에 대한 통상적인 전원 (2) 은 열전 발전기이고 열전 발전기의 입력 전압 Vin 은 적어도 15 배 확대된다. 여기서, 입력 전압 Vin 은 출력 전압 Vout 이 1.3 V 를 초과하도록, 즉 종래의 전자 회로에 전력을 공급하기에 충분하도록 확대된다.
도 7 은 출력 전압 및 평형 포인트에 대한 평균 입력 전류의 함수로서 플로팅된 곡선들을 갖는 본 발명에 따른 부하에 대해 출력 전압을 공급하는 전원에 연결된 DC-DC 변환기의 동작도를 보여준다.
평균 전류 Iin 는 Vin 에서 DC-DC 변환기의 입력 전압을 갖는, 바람직하게는 전압원인 전원으로부터의 출력이다. 전원은 통상 열전 발전기이다.
전원의 경우, 모델 동작은 내부 저항에 연결된 내부 전압원으로 생성될 수 있고, 내부 저항을 통해 전원 출력 전압 Vin 은 출력 전류 Iin 에서의 증가에 따라 감소한다. 전원은 예를 들어 대약 2 kOhm 의 내부 저항으로 100 mV 아래의 부하 전압을 제공할 수도 있다. 그러한 경우에, 함수 Iin = f(Vin) 의 제 1 곡선은 전원 전압 Vin 에 대한 전류 Iin 에서의 변화를 예시하기 위해 도시된다. 역으로, DC-DC 변환기에서의 동작에 관련된 함수 Iin = f(Vin) 의 제 2 곡선은 평균 입력 전류 Iin 가 입력 전압 Vin 이 감소할 때 비선형 방식으로 감소하는 것을 보여준다. DC-DC 변환기의 입력 임피던스는 평형 포인트를 향해 입력 전압 Vin 에서의 강하가 존재할 때 증가한다. DC-DC 변환기는 따라서 입력 공급 전압 Vin 이 감소할 때 요구되는 평균 입력 전류 lin 를 자동적으로 감소시킬 것이다. 이에 따라, 전원 및 DC-DC 변환기로 형성된 조립체는 Iin- 및 Vin 곡선들의 교차점에서 평형 동작 포인트에서 안정될 것이다. 이것은 본 발명의 DC-DC 변환기의 동작을 위해 통상적으로 낮은 전원으로부터 이용가능한 출력 전력에 의존한다.
방금 제시된 설명으로부터, 불연속 통전 모드 DC-DC 변환기의 수개의 변형들이 청구항들에 의해 정의된 발명의 범위로부터 일탈하지 않고 당업자들에 의해 고안될 수 있다. 단일의 출력 다이오드가 쇼트키 다이오드 대신에 제공될 수 있지만, 전압 강하는 더 클 것이다. 발진기 링들 내의 인버터들의 수 및/또는 펄스 신호 발생기에서의 지연 스테이지들의 수를 증가시켜 듀티 사이클을 감소시키거나 증가시키는 것이 가능하다.
또한, 본 발명의 DC-DC 변환기는 주로 “콜드 스타트” 상황들에 사용되는 것으로 이해되어야 한다. 다른 관련 상황들에서, DC-DC 변환기는 시스템의 전체 효율을 저하시키지 않도록 보통 바이패싱된다.

Claims (16)

  1. 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1) 로서,
    상기 변환기는 불연속 모드에서 동작하고, 상기 변환기 (11) 는 변환될 입력 전압 (Vin) 을 제공하는 상기 전원 (2) 에의 연결을 위한 인덕터 (Lx), 상기 인덕터 (Lx) 에 연결되고 제어기 (10) 에 의해 제어되는 스위치 (11) 및 상기 인덕터 (Lx) 및 상기 스위치 (11) 의 연결 노드에 연결되어 출력 전압 (Vout) 을 제공하는 다이오드 소자 (12) 를 포함하며,
    - 상기 제어기 (10) 는 자가 발진 전하 펌프 (3a) 를 포함하고, 상기 자가 발진 전하 펌프 (3a) 는
    - 각각 J 개의 연속적인 인버터 스테이지들 (IS) 을 포함하는 상호 연결된 링 발진기들 (RO1 - RON) 의 어레이로서, J 는 5 이상의 정수 홀수이고 마지막 인버터 스테이지 (IS) 는 제 1 인버터 스테이지 (IS) 로 루프로 연결되고, 상기 입력 전압 (Vin) 은 제 1 링 발진기 (RO1) 및 제 2 링 발진기 (RO2) 의 연결 노드에서 제공되며, 상기 입력 전압 (Vin) 은 하나의 링 발진기 (ROX) 로부터 후속 링 발진기 (ROX+1) 로 전달되면서 연속적으로 스텝 업되어 마지막 링 발진기 (RON) 에서 축적 전압 (XN) 이 야기하고, 상기 축적 전압 (XN) 은 상기 자가 발진 전하 펌프 (3a) 의 출력 전압인, 상기 상호 연결된 링 발진기들 (RO1 - RON) 의 어레이를 포함하며,
    - 각각의 인버터 스테이지 (IS) 는 적어도 하나의 링 발진기 (RO1 - RON) 의 적어도 하나의 인버터 스테이지 (IS) 에 대해, 및 CMOS 인버터 (CI102) 가 획득되도록 NMOS 트랜지스터 (N102) 와 직렬로 탑재된 PMOS 트랜지스터 (P102) 를 포함하고,
    - 상기 제어기 (10) 는 적어도 추가의 NMOS 트랜지스터 (N109) 와 직렬로 탑재된 적어도 추가의 PMOS 트랜지스터 (P109) 를 포함하는 증폭기 (3b) 로서, 상기 증폭기 (3b) 의 상기 PMOS 트랜지스터 (P109) 의 소스는 상기 축적 전압 (XN) 을 출력하는 마지막 링 발진기 (RON) 의 출력에 연결되며, 상기 추가의 PMOS 트랜지스터 (P109) 의 게이트 단자는 링 발진기 (RO) 의 임의의 하나의 인버터 스테이지 (IS) 의 출력에 연결되고, 상기 추가의 NMOS 트랜지스터 (N109) 의 게이트 단자는 다른 링 발진기 (RO) 의 임의의 하나의 인버터 스테이지 (IS) 의 출력에 연결되고, 추가의 커패시터 (C109) 는 추가의 PMOS 트랜지스터 (P109) 및 NMOS 트랜지스터 (N109) 에 연결되며, 상기 증폭기 (3b) 는 제어 신호를 생성하도록 구성되고, 상기 제어 신호는 클록 신호 정보를 포함하며, 클록 신호 정보는 상기 상호 연결된 링 발진기들 (RO1 - RON) 의 어레이의 출력에 기초하여 획득되는, 상기 증폭기 (3b) 를 더 포함하고,
    - 상기 제어기 (10) 는 상기 제어 신호에 기초하여 펄스 신호를 생성하는 펄스 신호 발생기 (3c) 를 더 포함하고, 상기 펄스 신호는 상기 다이오드 소자 (12) 가 상기 출력 전압 (Vout) 을 제공할 수 있도록 상기 스위치 (11) 를 작동시키는, 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1).
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 NMOS 트랜지스터 (N102) 와 직렬로 탑재된 상기 PMOS 트랜지스터 (P102) 를 갖는 각각의 인버터 스테이지 (IS) 는 각각의 링 발진기 (RO1 - RON) 내의 후속 인버터 스테이지 (IS) 의 상기 CMOS 인버터 (CI102) 의 출력 전압 단자에 연결된 각각의 트랜지스터 (P102, N102) 의 웰 단자를 갖는, 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1).
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 추가의 PMOS 트랜지스터 (P109) 의 게이트 단자는 링 발진기 (RO) 의 마지막 인버터 스테이지 (IS) 의 출력에 연결되고 상기 추가의 NMOS 트랜지스터 (N109) 의 게이트 단자는 다른 링 발진기 (RO) 의 마지막 인버터 스테이지 (IS) 의 출력에 연결되는, 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1).
  4. 제 1 항에 있어서,
    커패시터 (C102) 는 링 발진기 (RO) 의 부분인 인버터 스테이지 (IS) 의 출력 노드 (26) 와 다른 링 발진기 (RO) 의 부분인 대응하는 인버터 스테이지 (IS) 의 출력 노드 (16) 사이에 배열되는, 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1).
  5. 제 4 항에 있어서,
    각각의 링 발진기들 (RO1 - RON) 의 주어진 인버터 스테이지 (IS) 와 연관된 모든 커패시터들 (C102) 은 상호 연결되는, 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1).
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 상호 연결된 링 발진기들 (RO1 - RON) 의 어레이의 링 발진기들은 래더 구성으로 배열되는, 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1).
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 증폭기 (3b) 는 상기 자가 발진 전하 펌프 (3a) 로부터의 2상 신호들 (ΦH, ΦL) 에 의해 제어되는, 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1).
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 2상 신호들 (ΦH, ΦL) 은 동상이고 동일한 진폭을 갖는, 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1).
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 증폭기 (3b) 는 A-B 유형의 전력 증폭기인, 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1).
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위치 (11) 는 인덕터 (Lx) 와 어스 단자 사이에 연결된, NMOS 트랜지스터와 같은 MOS 트랜지스터이고, 그의 게이트는 펄스 신호를 수신하며, 상기 다이오드 소자 (12) 는 상기 인덕터 (Lx) 와 상기 MOS 트랜지스터 (11) 의 연결 노드와 상기 DC-DC 변환기 (1) 의 전압 출력 단자 사이에 연결된 쇼트키 다이오드인, 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1).
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 전하 펌프 (3a), 상기 증폭기 (3b) 및 상기 펄스 신호 발생기 (3c) 와 같은 상기 DC-DC 변환기 (1) 의 모든 컴포넌트들은 CMOS 기술에서 동일한 집적 회로에서 제조되는, 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1).
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 DC-DC 변환기 (1) 는 100 mV 아래의 입력 전압들 (Vin), 보다 발직하게는 60 mV 와 80 mV 사이의 전압들을 스텝 업하는데 적합한, 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1).
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 전원 (2) 은 열전 발전기이고 상기 입력 전압 (Vin) 은 적어도 15 배 확대되는, 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1).
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 입력 전압 (Vin) 은 상기 출력 전압 (Vout) 이 1.3 V 를 초과하도록 확대되는, 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1).
  15. 제 1 항에 있어서,
    상기 펄스 신호 발생기 (3c) 는 지연 소자 및 NAND-유형의 논리 게이트를 포함하는, 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1).
  16. 제 1 항에 기재된 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1) 의 작동을 위한 방법으로서,
    상기 변환기 (1) 는 불연속 모드에서 동작하고, 변환될 입력 전압 (Vin) 을 제공하는 상기 전원 (2) 에의 연결을 위한 인덕터 (Lx), 상기 인덕터 (Lx) 에 연결되고 제어기 (10) 에 의해 제어되는, 스위칭 사이클 주기 T 를 갖는 스위치 (11) 및 상기 인덕터 (Lx) 에 연결되고 상기 스위치 (11) 의 연결되고 출력 전압 (Vout) 을 제공하도록 배열되는 다이오드 소자 (12) 를 포함하며, 상기 방법은:
    - 상호 연결된 링 발진기들 (RO1 - RON) 의 어레이를 포함하는 자가 발진 충전 펌프 (3a) 에서 전압을 빌드 업하는 단계로서, 상기 입력 전압 (Vin) 은 제 1 링 발진기 (RO1) 및 제 2 링 발진기 (RO2) 의 연결 노드에서 제공되며, 마지막 링 발진기 (RON) 에서 축적된 빌드 업 전압 (XN) 을 야기하고, 축적된 전압 (XN) 은 상기 자가 발진 충전 펌프 (3a) 의 출력 전압인, 상기 전압을 빌드 업하는 단계,
    - 증폭기 (3b) 에 의해, 제어 신호를 생성하는 단계로서, 상기 제어 신호는 클록 신호 정보를 포함하고, 클록 신호 정보는 상기 자가 발진 충전 펌프 (3a) 의 링 발진기들 (RO1 - RON) 의 어레이의 출력에 기초하여 획득되는, 상기 제어 신호를 생성하는 단계,
    - 상기 제어 신호를 사용하고, 펄스 신호 발생기 (3c) 에 의해, 상기 스위치 (11) 을 제어하기 위한 펄스 신호를 생성하는 단계;
    - 인덕터 (Lx) 에서의 전류 빌드업 (IL) 을 획득하기 위해 제 1 주기 (Tn) 동안 연결된 스위치 (11) 의 통전을 제어하는 단계,
    - 스위치 (11) 를 제 2 주기 Tp 동안 분리하여 상기 인덕터 (3) 에서의 감소하는 전류 (IL) 를 유도하는 단계로서, 상기 감소하는 전류 (IL) 는 출력 전압 (Vout) 을 제공하기 위해 상기 다이오드 소자 (12) 를 통해 전달되는, 상기 감소하는 전류 (IL) 를 유도하는 단계,
    - 상기 스위치 (11) 의 스위칭 사이클 주기 T 의 종단까지 전류가 상기 DC-DC 변환기 (1) 로 들어가거나 나오지 않도록 일단 상기 인덕터 (Lx) 에서의 전류가 제로이면 상기 DC-DC 변환기 (1) 를 활성화 해제하는 단계를 포함하고,
    - 상기 스위치 (11) 가 통전되고 있는 때의 제 1 주기 Tn 과 상기 주기 T 사이의 듀티 사이클 d = Tn/T 은 지연이 포화 포인트에 도달할 때까지 입력 전압 Vin 이 감소하는 경우 감소하여, 펄스 신호가 더 증가할 수 없도록 듀티 사이클을 일정한 레벨로 유지하는, 저전압 전원 (2) 에 대한 DC-DC 변환기 (1) 의 작동을 위한 방법.
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