KR20190047555A - 다중 경로 페이딩 효과 제거를 위한 적응형 위상 조정 장치 및 방법 - Google Patents

다중 경로 페이딩 효과 제거를 위한 적응형 위상 조정 장치 및 방법 Download PDF

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    • H03L7/08—Details of the phase-locked loop

Abstract

본 발명은 무선 센서 네트워크(WSN) 수신기의 다중 경로 페이딩 효과를 효율적으로 제거하는 적응형 위상 조정 장치에 관한 것으로, 기설정된 프리앰블 시퀀스와 수신 신호의 프리앰블 시퀀스를 이용하여 위상 시프트 검출하여 전압 파라미터를 출력하는 위상 시프트 검출부, 상기 전압 파라미터를 이용하여 크리스털 발진기에 의해 생성된 신호의 위상각을 제어하는 기준 신호를 생성하는 적응형 위상 조정부 및 상기 생성된 기준 신호와 상기 수신 신호를 이용하여 상기 수신 신호의 위상 시프트를 제거하는 위상 시프트 제거부를 포함한다.

Description

다중 경로 페이딩 효과 제거를 위한 적응형 위상 조정 장치 및 방법{Adaptive Phase Adjustor and method to remove the effect of multi-path fading}
본 발명은 적응형 위상 조정 장치 및 방법에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 무선 센서 네트워크(WSN) 수신 장치에서 저전력으로 다중 경로 페이딩 효과를 효율적으로 제거할 수 있는 다중 경로 페이딩 효과 제거를 위한 적응형 위상 조정 장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로 통신 시스템에 입력되는 다중 경로 간섭잡음 신호는 무선채널에서 원하는 신호와 결합되어 수신기에 입력되므로, 수신기에 입력되는 신호는 오직 하나의 동일 전달함수 및 동일 주파수를 통하여 입력되는 신호와 같은 특성을 나타낸다. 그러나 입력신호를 세부적으로 각각 구분하여 분석하는 경우, 입력신호는 일정한 전달함수 특성을 가진 원하는 신호 및 다른 일정한 전달함수 특성을 가진 다중 경로 간섭잡음 신호로 구성되며, 원하지 않는 신호인 다중 경로 간섭잡음 신호는 검출 및 제거되어야 한다.
일반적으로 무선 네트워크의 수신기는 수신된 신호를 증폭하여 이를 베이스 밴드 주파수로 변환하고 이를 디지털 신호로 변환한 다음 디지털 신호를 복조하여 일련의 숫자를 생성한다. 따라서 수신기는 증폭기, 주파수 합성기, 아날로그-디지털 변환기(ADC) 및 디지털 복조기와 같은 4개의 주요 구성 요소를 포함한다.
무선 통신하는 경우, 무선 네트워크의 수신기는 송신기에 의해 송신된 신호뿐만 아니라 반사, 회절, 침투 및 산란에 의해 생성된 2차 신호를 함께 수신하여 신호가 왜곡되는 문제점이 있다.
또한, 일반적으로 코히어런트 검출 방식(Coherent detection scheme)은 슬로우 페이딩 무선 센서 네트워크(WSN)환경에서 적합하지만, 복잡한 위상 및 주파수 복구 메커니즘(Phase and Frequency Recovery Mechanism)의 사용을 요구하기 때문에 저전력 무선 센서 네트워크(WSN) 수신장치에 적용하는 것은 적합하지 않다.
한국등록특허 제10-1007350호(공고일자 2011.01.13.)
상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 본 발명은 무선 센서 네트워크(WSN) 수신 장치에서 저전력으로 다중 경로 페이딩 효과를 효율적으로 제거할 수 있는 적응형 위상 조장 장치 및 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명이 개시하고 있는 적응형 위상 조정 장치는 무선 센서 네트워크(WSN) 수신 장치에 결합될 수 있다. 또한 다중 경로 페이딩 효과를 효율적으로 제거할 뿐만 아니라 저비용, 낮은 전력 소모 및 낮은 비트 오류율을 제공할 수 있는 신뢰도가 향상된 무선 센서 네트워크 수신 장치를 제공하고자 한다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명은, 기설정된 프리앰블 시퀀스와 수신 신호의 프리앰블 시퀀스를 이용하여 위상 시프트를 검출하고, 상기 검출된 위상 시프트에 대응되는 전압 파라미터를 출력하는 위상 시프트 검출부, 상기 출력된 전압 파라미터를 이용하여 기설정된 발진기에 의해 생성된 입력 신호의 위상각을 제어하여 기준 신호를 생성하는 적응형 위상 조정부 및 상기 생성된 기준 신호와 상기 수신 신호를 이용하여 상기 수신 신호의 위상 시프트를 제거하는 위상 시프트 제거부를 포함하는 적응형 위상 조정 장치이다.
적응형 위상 조정부는, 상기 입력 신호와 피드백 신호를 비교하여 위상 차이를 검출하는 위상 주파수 검출기, 기준 신호의 위상각을 제어하는 위상 제어기, 상기 위상 주파수 검출기 및 상기 위상 제어기로부터 출력된 신호의 출력 잡음을 제거하는 루프 필터, 상기 루프 필터로부터 출력된 신호를 기초로 상기 기준 신호의 위상 각 및 주파수를 제어하여 상기 기준 신호를 생성하는 전압 제어 발진기 및 상기 전압 제어 발진기의 출력 신호를 피드백 신호로 분배하는 피드백 분배기를 포함하는 것을 특징으로 하는 적응형 위상 조정 장치이다.
위상 주파수 검출기는, 상기 기설정된 발진기에 의해 생성된 입력 신호의 위상과 기준신호가 피드백된 피드백 신호의 위상을 비교하여 위상 차이를 검출하는 것을 특징으로 하는 적응형 위상 조정 장치이다.
위상 제어기는, 상기 출력된 전압 파라미터를 이용하여 기준 신호의 위상각을 제어하는 것을 특징으로 하는 적응형 위상 조정 장치이다.
위상 주파수 검출기로부터 출력된 신호와 상기 위상 제어기로부터 출력된 신호를 합산하고, 상기 합산된 신호를 상기 루프 필터로 전달하는 합산기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 적응형 위상 조정 장치이다.
전압 제어 발진기는, 상기 루프 필터에 의해 잡음이 제거된 신호를 이용하여 상기 기준 신호의 위상 각 및 주파수를 제어하는 것을 특징으로 하는 적응형 위상 조정 장치이다.
피드백 분배기는, 상기 위상 주파수 검출기의 출력 신호의 오류 신호가 제거되도록, 상기 전압 제어 발진기에 의해 생성된 음의 피드백(Negative feedback)을 상기 위상 주파수 검출기로 피드백 분배하는 것을 특징으로 하는 적응형 위상 조정 장치이다.
본 발명이 개시하고 있는 적응형 위상 조정 장치에 의해 수행되는 적응형 위상 조정 방법에 있어서, 기설정된 프리앰블 시퀀스와 수신 신호의 프리앰블 시퀀스를 이용하여 위상 시프트 검출하고, 상기 검출된 위상 시프트에 대응되는 전압 파라미터를 출력하는 위상 시프트 검출 단계, 상기 출력된 전압 파라미터를 이용하여 기설정된 발진기에 의해 생성된 입력 신호의 위상각을 제어하여 기준 신호를 생성하는 위상 조정 단계 및 상기 생성된 기준 신호와 상기 수신 신호를 이용하여 상기 수신 신호의 위상 시프트를 제거하는 위상 시프트 제거하는 단계를 포함하는 적응형 위상 조정 방법이다.
적응형 위상 조정 방법에서 위상 조정 단계는, 상기 입력 신호와 피드백 신호를 비교하여 위상 차이를 검출하는 단계, 기준 신호의 위상 각을 제어하는 단계, 상기 검출된 위상 차이와 상기 제어된 신호를 합산하여 잡음을 제거하는 단계 및 오류 신호 존재 여부를 판단하여, 오류신호가 존재하는 경우 피드백 신호를 생성하고, 오류 신호가 존재하지 않는 경우 기준 신호를 출력하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 적응형 위상 조정 방법이다.
상기와 같은 본 발명에 따르면, 적응형 위상 조정 장치를 이용하여 무선 센서 네트워크(WSN) 수신 장치에서 저전력으로 다중 경로 페이딩 효과를 제거할 수 있다.
또한 무선 통신 송신기에 의해 송신된 신호뿐만 아니라 신호의 반사, 회절 또는 산란에 의해 생성된 2차 신호를 함께 수신하게 되어 왜곡된 신호를 수신하는 문제점을 해결하고 저비용으로 낮은 비트 오류율(BER)을 성취하여 신뢰도 높은 센서 수신 장치를 제공할 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 적응형 위상 조정 장치를 이용한 직접 변환 수신기의 블록도이다.
도 2는 본 발명에 따른 적응형 위상 조정 장치를 포함하는 수신기의 블록도이다.
도 3은 본 발명에 따른 위상 시프트 검출부의 흐름도이다.
도 4는 본 발명에 따른 적응형 위상 조정 장치의 블록도이다.
도 5는 본 발명에 따른 적응형 위상 조정 방법의 흐름도이다.
도 6은 본 발명에 따른 위상 조정 단계의 흐름도이다.
도 7은 레일리 페이딩에 따른 비트 오류율 그래프를 나타낸 도면이다.
도 8은 레일리 페이딩에 따른 패킷 오류율 그래프를 나타낸 도면이다.
도 9는 위상 시프트 오차의 변화에 따른 비트 오류율 그래프를 나타낸 도면이다.
이하, 본 발명은 첨부된 도면을 참조하여 설명한다. 본 발명에 따른 동작 및 작용을 이해하는 데 필요한 부분을 중심으로 상세히 설명한다. 본 발명을 설명하면서, 본 발명이 속하는 기술 분야에 익히 알려졌고 본 발명과 직접적으로 관련이 없는 기술 내용에 대해서는 설명을 생략한다. 이는 불필요한 설명을 생략함으로써 본 발명의 요지를 흐리지 않고 더욱 명확히 전달하기 위함이다.
또한, 본 발명의 구성 요소를 설명하는 데 있어서, 동일한 명칭의 구성 요소에 대하여 도면에 따라 다른 참조부호를 부여할 수도 있으며, 서로 다른 도면임에도 동일한 참조 부호를 부여할 수도 있다. 그러나 이와 같은 경우라 하더라도 각각의 구성 요소의 기능은 해당 발명에서의 각각의 구성 요소에 대한 설명에 기초하여 판단하여야 할 것이다.
본 발명에 따른 적응형 위상 조정 장치는 발명의 동작 및 작용을 이해하는 데 필요한 부분을 중심으로 상세히 설명한다. 발명의 이해를 보다 명확하게 하기 위해 이하 도면을 참조하여 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명에 따른 적응형 위상 조정 장치를 이용한 직접 변환 수신기(Direct Conversion Receiver)의 블록도이다.
도 1에 도시된, 적응형 위상 조정 장치를 이용한 직접 변환 수신기(Direct Conversion Receiver)는 종래의 로컬 오실레이터(Local oscillator)를 사용하는 경우 위상 시프트 검출기의 정확도가 떨어지는 문제점을 개선한다.
본 발명이 개시하고 있는 적응형 위상 조정 장치를 이용한 수신기는 데이터 패킷을 복조하기 전에 두개의 전처리 단계를 거친다. 첫째, 위상 시프트 검출부는 현재 수신된 프리앰블 시퀀스의 위상과 이상적인 프리앰블 시퀀스의 위상을 비교하여 다중 경로 페이딩에 의한 위상 시프트를 검출하여 전압 파라미터를 생성한다. 둘째, 적응형 위상 조정부의 내부에 위상 제어기는 전압 파라미터를 사용하여 크리스털에 의해 생성된 신호의 위상각을 조정함으로써 기준 신호를 생성한다. 수신된 신호의 위상 시프트를 제거하기 위하여 믹서는 기준 신호와 수신 신호를 곱한다.
도 2는 본 발명에 따른 적응형 위상 조정 장치를 이용한 수신기의 블록도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명이 개시하고 있는 적응형 위상 조정 장치는 기설정된 프리앰블 시퀀스와 수신 신호의 프리앰블 시퀀스를 이용하여 위상 시프트를 검출하고, 상기 검출된 위상 시프트에 대응되는 전압 파라미터를 출력하는 위상 시프트 검출부(100), 상기 출력된 전압 파라미터를 이용하여 크리스털 발진기(300)에 의해 생성된 입력 신호의 위상각을 제어하여 기준 신호를 생성하는 적응형 위상 조정부(200) 및 상기 생성된 기준 신호와 상기 수신 신호를 곱하여 수신 신호의 위상 시프트를 제거하는 믹서(400)로 구성된 위상 시프트 제거부를 포함한다.
위상 시프트 검출부(100)는 기설정된 프리앰블 시퀀스와 수신 신호의 프리앰블 시퀀스를 이용하여 위상 시프트 검출하고, 검출된 위상 시프트에 대응되는 전압 파라미터를 출력한다.
IEEE 802.15.4 표준에서, 이상적인 프리앰블 시퀀스(s(t))는 '0x00'의 4 바이트로 [수학식 1]과 같이 정의된다.
Figure pat00001
수신 된 프리앰블 신호의 위상 ψ는 하기의 [수학식 2]로 추정된다.
Figure pat00002
[수학식 2]에서 r(t)는 다중 경로 페이딩에 의해 왜곡된 프리앰블 시퀀스 신호이다. [수학식 2] 에서 추정된 위상은 [수학식 1]에서 신호의 초기 위상뿐만 아니라 다중 경로 페이딩에 의해 생성된 위상 변화를 포함한다. 따라서 위상 시프트 θ는 [수학식 3]과 같이 추정된다.
Figure pat00003
도 3은 본 발명에 따른 위상 시프트 검출부의 흐름도이다.
적응형 위상 조정부(200)는 전압 파라미터를 이용하여 크리스털 발진기(300)에 의해 생성된 신호의 위상각을 제어하는 기준 신호를 생성할 수 있다.
크리스털 발진기(300)는 입력 신호를 발생시키기 위한 것으로, 크리스털 발진기에 한정되지 않고, 다른 발진기로 교체하여 본 발명의 실시가 가능하다.
크리스털 발진기(300)는 입력 신호를 생성하고, 적응형 위상 조정부(200)는 입력 신호의 주파수 및 위상을 조정하여 기준 신호를 출력 신호로 생성하고 기준 신호의 위상 각을 조정한다. 그런 다음, 믹서(400)는 조정된 기준 신호를 다중화함으로써 수신 신호의 위상 시프트를 제거한다. 마지막으로, 믹서(400)에서 출력된 신호는 아날로그-디지털 변환기(Analog To Digital Converter, ADC, 500)에 의해 디지털 신호로 변환되고 디지털 복조기(600)에 의해 디코딩된다.
도 4는 본 발명에 따른 적응형 위상 조정 장치의 블록도이다.
도 4에 도시된 본 발명이 개시하고 있는 적응형 위상 조정부(200)는 위상 주파수 검출기(Phase Frequency Detector, PFD, 220), 위상 제어기(Phase Controller, PC, 210), 루프 필터(Loop Filter, 230), 전압 제어 발진기(Voltage controlled Oscillator, VCO, 240) 및 피드백 분배기(Feedback Divider 또는 ÷N, 250)를 포함한다.
위상 주파수 검출기(220)는 크리스털 발진기(300)에 의해 생성된 입력 신호의 위상과 피드백 신호의 위상을 비교하여 이들 간의 위상 차이를 검출한다.
한편, 위상 제어기(210)는 출력 신호의 위상 각을 제어할 수 있다.
위상 주파수 검출기(220)와 위상 제어기(210)의 합산된 출력은 먼저 잡음을 제거하기 위해 루프 필터(230)에 의해 필터링되고, 필터링 된 신호는 기준 신호의 주파수 및 위상 각을 제어하는 전압 제어 발진기(240)로 공급된다. 전압 제어 발진기(240)에 의해 생성된 음의 피드백(negative feedback)은 위상 주파수 검출기(220)의 출력 신호의 오류 신호를 제거할 수 있다.
피드백 분배기(250)는 전압 제어 발진기(240)에 의해 생성된 음의 피드백을 상기 위상 주파수 검출기로 입력하여 상기 위상 검출기의 출력 신호의 오류 신호를 제거할 수 있다.
한편, 위상 시프트 제거부는 수신된 신호의 위상 시프트를 제거하기 위하여, 믹서(400)를 이용하여 기준 신호와 수신 신호를 곱할 수 있다.
본 발명이 개시하고 있는 적응형 위상 조정 장치에 의해 수행되는 적응형 위상 조정 방법에 있어서,
기설정된 프리앰블 시퀀스와 수신 신호의 프리앰블 시퀀스를 이용하여 위상 시프트 검출하고, 상기 검출된 위상 시프트에 대응되는 전압 파라미터를 출력하는 위상 시프트 검출 단계(S100), 상기 출력된 전압 파라미터를 이용하여 기설정된 발진기에 의해 생성된 입력 신호의 위상각을 제어하여 기준 신호를 생성하는 위상 조정 단계(S200) 및 상기 생성된 기준 신호와 상기 수신 신호를 이용하여 상기 수신 신호의 위상 시프트를 제거하는 위상 시프트 제거하는 단계(S300)를 포함하는 적응형 위상 조정 방법이다.
위상 조정 단계(S200)는, 상기 입력 신호와 피드백 신호를 비교하여 위상 차이를 검출하는 단계(S210), 기준 신호의 위상 각을 제어하는 단계(S220), 상기 검출된 위상 차이와 상기 제어된 신호를 합산하여 잡음을 제거하는 단계(S230) 및 오류 신호 존재 여부를 판단하여(S240), 오류신호가 존재하는 경우 피드백 신호를 생성하고, 오류 신호가 존재하지 않는 경우 기준 신호를 출력하는 단계(S250)를 포함하는 것을 특징으로 하는 적응형 위상 조정 방법이다.
크리스털 발진기(300)에 의해 생성된 입력신호 r1(t)는 하기의 [수학식 4]와 같다.
Figure pat00004
[수학식 4]에서 fcrys는 크리스털 발진기(300)의 주파수이고, A는 입력 신호의 진폭이다. 그리고 적응형 위상 조정부(200)에 의해 생성된 기준 신호는 하기 [수학식 5]와 같다.
Figure pat00005
여기서 fLO=Nfcrys는 주파수이고, θ는 출력 위상각, A는 출력 기준 신호의 진폭을 나타낸다. 그러면 위상 주파수 검출기(220)의 출력 전압 오류 Verror를 하기 [수학식 6]과 같이 계산할 수 있다.
Figure pat00006
[수학식 6]에서 Kd는 주파수 검출기의 진폭이고, θe는 오류 신호로 하단의 [수학식 7]과 같이 계산할 수 있다.
Figure pat00007
[수학식 7]에서 θi와 θo는 각각 입력 신호와 기준 신호이다.
루프 필터(230)로 1차 저역 통과 필터를 사용하는데 루프 필터(230)의 전달 함수는 [수학식 8]과 같다.
Figure pat00008
[수학식 8]에서 Kf는 저역 통과 필터의 진폭이다. 이에 따라 전압 제어 발진기(240)의 전달 함수는 하기의 [수학식 9]와 같다.
Figure pat00009
[수학식 9]에서 Kvco는 전압 제어 발진기(240)의 진폭이고, 전압 제어 발진기(240)의 출력 위상은 하기의 [수학식 10]과 같다.
Figure pat00010
[수학식 10]에서 fo는 전압 제어 발진기(240)의 중심 주파수(center frequency), vc는 전압 제어 발진기(240)에 의해 제어된 전압이다. vc(p)는 [수학식 5]와 [수학식 6]을 이용하여 계산할 수 있다.
Figure pat00011
[수학식 11]에서 F(p)=F(s)|s=p이고 p= d/dt는 헤비사이드 오퍼레이터(Heaviside operator)이다.
그러므로 [수학식 10]과 [수학식 11]을 결합하면 출력 신호의 위상각θo(p)를 얻을 수 있다.
Figure pat00012
[수학식 12]에서 적응형 위상 조정부(200)의 출력 위상 각은 제어 신호(vph)에 의해 제어된다는 것을 알 수 있다.
Figure pat00013
수신된 신호를 디지털 값의 시퀀스로 복조하는데 이하 신호 복조 방식에 대해 설명한다. 이 방식에서, 비트 레벨은 적응형 위상 조정부(200)에 의해 조정된 수신 신호의 절대 위상에 기초하여 결정되어, 채널 위상의 영향이 제거된다.
일반적으로, 기저 대역 수신 신호는 하기 [수학식 14]와 같이 표현된다.
Figure pat00014
[수학식 14]에서 fI와 fLO는 각각 수신된 신호 주파수 및 기준 신호의 주파수이고, θ는 위상 정보, η는 잡음이다.
수신 된 신호가 4fB/M의 샘플링 속도로 디지털 신호로 변환된다고 가정할 때, 여기서 M은 증폭률을 지정하는 고정 정수입니다. 이 샘플링 속도로 [수학식 14]를 재계산하면 [수학식 15]와 같이 시간 t에서 수신 신호 rk(t)를 구한다.
Figure pat00015
[수학식 15]에서 M이 4인 경우, [수학식 16]과 같다.
Figure pat00016
[수학식 16]으로부터, I/Q 브랜치 데이터에서 수신된 신호의 에너지를 임계 값 (zero)과 비교하여 정보가 결정된다. 따라서, 복조기 구조는 [수학식 17]과 같다.
Figure pat00017
이하 종래 수신기의 비트 오류율과 본 발명에 따른 수신기의 비트 오류율을 검토한다.
종래 수신기의 비트 오류율을 계산하면 [수학식 18]과 같다.
Figure pat00018
Figure pat00019
본 발명에 따른 수신기의 비트 오류율을 계산하면 [수학식 19]와 같다.
Figure pat00020
Figure pat00021
[수학식 19]로부터 비트 오류 확률은 [수학식 2]의 위상 추정 값의 정확성과 진폭 감쇄 값에 달려 있음을 알 수 있다.
위상 시프트 오차의 추정은 잡음, 주파수 오프셋 및 계산 근사로 인한 다양한 오차를 포함할 수 있다. 잡음에 의해 발생 된 에러는 다음과 같이 추정된 위상 시프트와 이상적인 위상 시프트 사이의 차이로 표현된다.
Figure pat00022
[수학식 20]에서 rreal(t)와 rideal(t)는 시간 t에서 각각 실제 수신된 신호와 이상적인 신호를 나타낸다.
[수학식 20]에서
Figure pat00023
이므로, [수학식 21]과 같은 결과가 발생한다.
Figure pat00024
잡음에 의해 발생된 에러는 [수학식 22]와 같다.
Figure pat00025
또한, IEEE 802.15.4하에서 주파수 오프셋이 40ppm보다 작기 때문에, [수학식 23]과 같이 주파수 오프셋의 에러는 항상 1보다 작다.
Figure pat00026
테일러 급수를 통한 계산은 오차를 발생시키도록 근사화된다. 그러나 근사에 의한 오차는 위상 시프트 값(최대 180)의 1% 미만이기 때문에 [수학식 24]와 같이 나타난다.
Figure pat00027
[수학식 2], [수학식 3] 및 [수학식 20] 내지 [수학식 24]를 참조하면, 위상 시프트 에러는 [수학식 25]와 같다.
Figure pat00028
결론적으로, 신호의 복조를 수행할 때 위상 편이 편이는 무시할 수 있음을 알 수 있다.
본 발명이 개시하고 있는 적응형 위상 조정 장치를 포함한 수신기의 다중 경로 페이딩에서의 비트 오류율(Bit Error Rate, BER) 및 패킷 오류율(Packet Error Rate, PER)를 살펴보면 이하와 같다.
비트 오류율과 패킷 오류율을 계산하여 본 발명에 따른 수신기의 성능을 평가하면, 패킷 당 10,000비트를 사용했으며 5dB 단위로 0dB에서 35dB까지 다양한 SNR을 사용했고, 다중 경로 페이딩은 레일리 페이딩(Rayleigh fading) 모델에 의해 생성된다.
도 7은 레일리 페이딩에 따른 비트 오류율 그래프를 나타낸 도면이고, 도 8은 레일리 페이딩에 따른 패킷 오류율 그래프를 나타낸 도면이다.
분석과 시뮬레이션 모두에서 종래의 방법과 본 발명에 따른 방법을 비교한 결과, 도 7과 도 8에 따르면, 본 발명에 따른 레일리 페이딩 모델을 사용하는 환경에서 비트 오류율이 다른 방법보다 훨씬 우위에 있다. 본 발명에 따른 검출기는 18dB SNR에서 0.1%의 비트 오류율을 달성하는 반면, 다른 검출기는 30dB에서 동일하게 수행한다. 이는 12dB의 차이로 인하여 송신 전력을 크게 감소시킬 수 있음을 의미한다.
도 9는 위상 시프트 오차의 변화에 따른 비트 오류율 그래프를 나타낸 도면이다.
[수학식 25]에 따라 5° 미만의 위상 시프트 오차는 무시할 수 있다고 추정된다. 이러한 추정은 도 9에 주어진 시뮬레이션 결과에 의해 뒷받침된다. 이 결과는 0°에서 10°까지의 위상 시프트 오차의 변화에 따른 SNR 대 BER 그래프를 보여준다. 이 시뮬레이션에서 패킷에 10,000비트를 사용했으며, 0dB에서 20dB까지 2dB씩 증감된 다양한 신호 대 잡음 비율을 사용했다. 도 7은 위상 시프트 오차의 변화에 따라 SNR 대 BER 곡선이 변하지 않음을 보여 주며, 이에 따라 4° 이상의 위상 시프트 오차는 무시할 수 있다는 추정이 뒷받침 된다.
본 발명은 코히어런트 검출 방식과 적응형 위상 조정 장치가 통합된 직접 변환 신시사이저를 결합한 WSN 수신기에 관한 것이다. 본 발명이 개시하고 있는 수신기는 다중 경로 페이딩의 효과를 완전히 제거할 뿐만 아니라 WSN에서 요구되는 저비용, 낮은 비트 오류율 및 낮은 전력 소모를 특징으로 한다. 레일리 페이딩(Rayleigh fading) 모델의 시뮬레이션 결과에 따르면, 본 발명에 따른 수신기는 비간섭 수신기와 비교하여 비트 오류율과 전력 소비를 크게 향상시킬 수 있다. 또한 수학적 모델을 사용한 분석이 시뮬레이션 결과의 정확성을 뒷받침한다.
전술한 본 발명의 설명은 예시를 위한 것이며, 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고 다른 구체적인 형태로 쉽게 변형이 가능하다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 이상에서 기술한 실시예는 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적인 것이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 그러므로 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 아래의 특허청구범위에 의하여 정해져야 할 것이다.
100: 위상 시프트 검출부
200: 적응형 위상 조정부
210: 위상 제어기(PC)
220: 위상 주파수 검출기(PFD)
230: 루프 필터
240: 전압 제어 발진기(VOC)
250: 피드백 분배기
300: 크리스털 발진기
400: 믹서(Mixer)
500: 아날로그-디지털 변환기(ADC)
600: 디지털 복조기

Claims (9)

  1. 기설정된 프리앰블 시퀀스와 수신 신호의 프리앰블 시퀀스를 이용하여 위상 시프트를 검출하고, 상기 검출된 위상 시프트에 대응되는 전압 파라미터를 출력하는 위상 시프트 검출부;
    상기 출력된 전압 파라미터를 이용하여 기설정된 발진기에 의해 생성된 입력 신호의 위상각을 제어하여 기준 신호를 생성하는 적응형 위상 조정부; 및
    상기 생성된 기준 신호와 상기 수신 신호를 이용하여 상기 수신 신호의 위상 시프트를 제거하는 위상 시프트 제거부;를 포함하는 적응형 위상 조정 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 적응형 위상 조정부는,
    상기 입력 신호와 피드백 신호를 비교하여 위상 차이를 검출하는 위상 주파수 검출기;
    기준 신호의 위상각을 제어하는 위상 제어기;
    상기 위상 주파수 검출기 및 상기 위상 제어기로부터 출력된 신호의 출력 잡음을 제거하는 루프 필터;
    상기 루프 필터로부터 출력된 신호를 기초로 상기 기준 신호의 위상 각 및 주파수를 제어하여 상기 기준 신호를 생성하는 전압 제어 발진기; 및
    상기 전압 제어 발진기의 출력 신호를 피드백 신호로 분배하는 피드백 분배기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 적응형 위상 조정 장치.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 위상 주파수 검출기는,
    상기 기설정된 발진기에 의해 생성된 입력 신호의 위상과 기준신호가 피드백된 피드백 신호의 위상을 비교하여 위상 차이를 검출하는 것을 특징으로 하는 적응형 위상 조정 장치.
  4. 제 2항에 있어서,
    상기 위상 제어기는,
    상기 출력된 전압 파라미터를 이용하여 기준 신호의 위상각을 제어하는 것을 특징으로 하는 적응형 위상 조정 장치.
  5. 제 2항에 있어서,
    상기 위상 주파수 검출기로부터 출력된 신호와 상기 위상 제어기로부터 출력된 신호를 합산하고, 상기 합산된 신호를 상기 루프 필터로 전달하는 합산기;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 적응형 위상 조정 장치.
  6. 제 2항에 있어서,
    상기 전압 제어 발진기는,
    상기 루프 필터에 의해 잡음이 제거된 신호를 이용하여 상기 기준 신호의 위상 각 및 주파수를 제어하는 것을 특징으로 하는 적응형 위상 조정 장치.
  7. 제 2항에 있어서,
    상기 피드백 분배기는,
    상기 위상 주파수 검출기의 출력 신호의 오류 신호가 제거되도록, 상기 전압 제어 발진기에 의해 생성된 음의 피드백(Negative feedback)을 상기 위상 주파수 검출기로 피드백 분배하는 것을 특징으로 하는 적응형 위상 조정 장치.
  8. 적응형 위상 조정 장치에 의해 수행되는 적응형 위상 조정 방법에 있어서,
    기설정된 프리앰블 시퀀스와 수신 신호의 프리앰블 시퀀스를 이용하여 위상 시프트 검출하고, 상기 검출된 위상 시프트에 대응되는 전압 파라미터를 출력하는 위상 시프트 검출 단계;
    상기 출력된 전압 파라미터를 이용하여 기설정된 발진기에 의해 생성된 입력 신호의 위상각을 제어하여 기준 신호를 생성하는 위상 조정 단계; 및
    상기 생성된 기준 신호와 상기 수신 신호를 이용하여 상기 수신 신호의 위상 시프트를 제거하는 위상 시프트 제거하는 단계;를 포함하는 적응형 위상 조정 방법.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 위상 조정 단계는,
    상기 입력 신호와 피드백 신호를 비교하여 위상 차이를 검출하는 단계;
    기준 신호의 위상 각을 제어하는 단계;
    상기 검출된 위상 차이와 상기 제어된 신호를 합산하여 잡음을 제거하는 단계; 및
    오류 신호 존재 여부를 판단하여, 오류신호가 존재하는 경우 피드백 신호를 생성하고, 오류 신호가 존재하지 않는 경우 기준 신호를 출력하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 적응형 위상 조정 방법.
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