KR20180084852A - 데이터 전송 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 실시예는 데이터 전송 방법 및 장치를 제공한다. 데이터 전송 방법은, 송신될 정보 비트를 저차 성상도에 따라 변조하고, 4m개의 저차 변조 심볼을 생성하는 단계; 고차 성상도에 대응하는 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 4m개의 저차 변조 심볼 중 4개씩의 저차 변조 심볼 각각을 포함하는 열 벡터를 프리코딩 행렬 Q에 곱하는 단계; 및 2개의 안테나의 서로 다른 캐리어 상에서 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 각각 대응시켜 송신하는 단계를 포함한다. 송신될 고차 변조 심볼이, 송신될 일부 정보 비트 또는 모든 정보 비트를 포함한다. 따라서, 데이터 전송의 송수신 성능이 향상될 수 있도록, 동일한 신호가 복수의 안테나의 서로 다른 캐리어 상에서 동시에 송신될 수 있으며, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 구현된다.

Description

데이터 전송 방법 및 장치
본 발명의 실시예는 통신 기술에 관한 것으로, 상세하게는 데이터 전송 방법 및 장치에 관한 것이다.
듀얼 캐리어 변조(Dual Carrier Modulation, DCM)는 주파수 다이버시티를 이용하여 송수신 성능을 향상시키는 기술이다.
주파수 다이버시티는, 송신단이 상대적으로 큰 간격을 가진 2개의 송신 주파수를 이용하여 신호를 동시에 송신하고, 수신단이 2개의 고주파 신호를 동시에 수신한 후 신호를 합성하는 것을 의미한다. 동작 주파수가 다르므로, 전자기파 간의 상관 관계가 극히 미미하고, 모든 전자기파의 페이딩 확률이 서로 다르다. 따라서, 주파수 다이버시티는 특히 주파수 선택적 페이딩에 효과적으로 저항하며, 송수신 성능을 향상시킬 수 있다. 예를 들어, 송신될 신호가
Figure pct00001
과
Figure pct00002
이고,
Figure pct00003
과
Figure pct00004
가 합성된 후에 신호
Figure pct00005
과 신호
Figure pct00006
가 생성되며,
Figure pct00007
이고,
Figure pct00008
라는 것이 추정된다. 송수신 성능을 향상시킬 수 있도록,
Figure pct00009
과
Figure pct00010
가 서로 다른 주파수(캐리어) 상에서 동시에 송신되고, 수신단이 2개의 무선 주파수 신호를 동시에 수신한 후 신호를 합성하여 주파수 다이버시티를 구현한다.
하지만, 무선 통신 기술이 급속히 발전함에 따라, 송수신 성능의 향상에 대한 사람들의 요구사항이 더 증가하고 있으며, 종래의 데이터 전송 방법의 송수신 성능은 이러한 요구사항을 만족하지 못한다.
본 발명의 실시예는 데이터 전송의 송수신 성능을 향상시키기 위한 데이터 전송 방법 및 장치를 제공한다.
제1 양태에 따르면, 본 발명은 데이터 전송 방법을 제공한다. 상기 데이터 전송 방법은,
송신될 정보 비트를 저차 성상도(lower order constellation diagram)에 따라 변조하고, 4m개의 저차 변조 심볼을 생성하는 단계 - m은 1보다 크거나 같은 정수임 -;
고차 성상도에 대응하는 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 상기 4m개의 저차 변조 심볼 중 4개씩의 저차 변조 심볼 각각을 포함하는 열 벡터를 프리코딩 행렬 Q에 개별적으로 곱하는 단계; 및
2개의 안테나의 서로 다른 캐리어 상에서 상기 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 각각 대응시켜 송신하는 단계를 포함한다.
가능한 설계에서, 상기 4m개의 송신될 고차 변조 심볼은 4가지 유형으로 분류되고,
Figure pct00011
번째 고차 변조 심볼이 제1 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00012
번째 고차 변조 심볼이 제2 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00013
번째 고차 변조 심볼이 제3 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00014
번째 고차 변조 심볼이 제4 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00015
이고, i는 정수이며;
상기 2개의 안테나의 서로 다른 캐리어 상에서 상기 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 각각 대응시켜 송신하는 단계는,
제1 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 상기 제1 고차 변조 심볼을 송신하고, 제2 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 상기 제2 고차 변조 심볼을 송신하며, 상기 제1 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 상기 제3 고차 변조 심볼을 송신하고, 상기 제2 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 상기 제4 고차 변조 심볼을 송신하는 단계를 포함한다.
가능한 설계에서, 상기 고차 성상도에 대응하는 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 상기 4m개의 저차 변조 심볼 중 4개씩의 저차 변조 심볼 각각을 포함하는 열 벡터를 프리코딩 행렬 Q에 개별적으로 곱하는 단계는,
256 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation, QAM) 성상도에 대응하는 256QAM 변조 심볼로서 각각
Figure pct00016
인 4개의 송신될 256QAM 변조 심볼을 획득하기 위해, 4개의 직교 위상 편이 변조(quadrature phase shift keying, QPSK) 심볼을 포함하는 열 벡터
Figure pct00017
를 프리코딩 행렬
Figure pct00018
에 곱하는 단계를 포함한다. 여기서,
Figure pct00019
은 상기 제1 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00020
은 상기 제2 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00021
는 상기 제3 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00022
은 상기 제4 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00023
는 전치행렬을 나타낸다.
가능한 설계에서, 상기 고차 성상도에 대응하는 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 상기 4m개의 저차 변조 심볼 중 4개씩의 저차 변조 심볼 각각을 포함하는 열 벡터를 프리코딩 행렬 Q에 개별적으로 곱하는 단계는,
128QAM 성상도에 대응하는 128QAM 변조 심볼로서 각각
Figure pct00024
인 4개의 송신될 128QAM 변조 심볼을 획득하기 위해, 4개의 QPSK 심볼을 포함하는 열 벡터
Figure pct00025
를 프리코딩 행렬
Figure pct00026
에 곱하는 단계를 포함한다. 여기서,
Figure pct00027
은 상기 제1 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00028
은 상기 제2 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00029
는 상기 제3 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00030
은 상기 제4 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00031
는 전치행렬을 나타낸다.
가능한 설계에서, 상기 고차 성상도에 대응하는 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 상기 4m개의 저차 변조 심볼 중 4개씩의 저차 변조 심볼 각각을 포함하는 열 벡터를 프리코딩 행렬 Q에 개별적으로 곱하는 단계는,
QPSK 성상도에 대응하는 변조 심볼로서 각각
Figure pct00032
인 4개의 송신될 변조 심볼을 획득하기 위해, 4개의 BPSK 심볼을 포함하는 열 벡터
Figure pct00033
를 프리코딩 행렬
Figure pct00034
에 곱하는 단계를 포함한다. 여기서,
Figure pct00035
은 상기 제1 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00036
은 상기 제2 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00037
는 상기 제3 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00038
은 상기 제4 고차 변조 심볼이다.
제2 양태에 따르면, 본 발명은 데이터 전송 방법을 제공한다. 상기 데이터 전송 방법은,
2개의 수신 안테나가 2개의 캐리어 상에서 신호를 수신하는 단계 - 상기 2개의 수신 안테나는 각각 제1 수신 안테나와 제2 수신 안테나이고, 상기 2개의 캐리어는 각각 제1 서브캐리어와 제2 서브캐리어이며, 상기 제1 서브캐리어 상에서 상기 제1 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
Figure pct00039
이고, 상기 제1 서브캐리어 상에서 상기 제2 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
Figure pct00040
이며, 상기 제2 서브캐리어 상에서 상기 제1 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
Figure pct00041
이고, 상기 제2 서브캐리어 상에서 상기 제2 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
Figure pct00042
임 -;
Figure pct00043
에 대해 채널 등화(channel equalization)가 수행된 후에, 4m개의 저차 변조 심볼의 추정값을 획득하는 단계 - m은 1보다 크거나 같은 정수임 -; 및
송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 대응하는 저차 성상도에 따라 상기 4m개의 저차 변조 심볼의 추정값을 복조하는 단계를 포함한다.
가능한 설계에서, 상기 저차 변조 심볼은 직교 위상 편이 변조(quadrature phase shift keying, QPSK) 심볼이거나 또는 2진 위상 편이 변조(binary phase shift keying, BPSK) 심볼이다.
제3 양태에 따르면, 본 발명은 데이터 전송 방법을 제공한다. 상기 데이터 전송 방법은,
제1 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 획득하기 위해, 제1 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화를 수행하는 단계 - m은 1보다 크거나 같은 정수임 -;
제2 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 획득하기 위해, 제2 서브캐리어 상에서 상기 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화를 수행하는 단계;
제1 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 고차 성상도의 매핑 방식으로 상기 제1 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 복조하는 단계;
상기 송신단에 의해 송신된 상기 정보 비트의 제2 추정값을 획득하기 위해, 상기 고차 성상도의 상기 매핑 방식으로 상기 제2 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 복조하는 단계; 및
상기 송신단에 의해 송신된 상기 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 상기 송신단에 의해 송신된 상기 정보 비트의 제1 추정값 및 상기 송신단에 의해 송신된 상기 정보 비트의 제2 추정값을 조합하는 단계를 포함한다.
가능한 설계에서, 상기 고차 변조 심볼은 256 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation, QAM) 변조 심볼이거나 또는 직교 위상 편이(quadrature phase shift keying, QPSK) 변조 심볼이다.
제4 양태에 따르면, 본 발명은 데이터 전송 장치를 제공한다. 상기 데이터 전송 장치는,
송신될 정보 비트를 저차 성상도(lower order constellation diagram)에 따라 변조하고, 4m개의 저차 변조 심볼을 생성하도록 구성된 변조 모듈 - m은 1보다 크거나 같은 정수임 -;
고차 성상도에 대응하는 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 상기 4m개의 저차 변조 심볼 중 4개씩의 저차 변조 심볼 각각을 포함하는 열 벡터를 프리코딩 행렬 Q에 개별적으로 곱하도록 구성된 처리 모듈; 및
2개의 안테나의 서로 다른 캐리어 상에서 상기 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 각각 대응시켜 송신하도록 구성된 송신 모듈을 포함한다.
가능한 설계에서, 상기 4m개의 송신될 고차 변조 심볼은 4가지 유형으로 분류되고,
Figure pct00044
번째 고차 변조 심볼이 제1 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00045
번째 고차 변조 심볼이 제2 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00046
번째 고차 변조 심볼이 제3 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00047
번째 고차 변조 심볼이 제4 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00048
이고, i는 정수이며;
상기 송신 모듈은 구체적으로, 제1 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 상기 제1 고차 변조 심볼을 송신하고, 제2 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 상기 제2 고차 변조 심볼을 송신하며, 상기 제1 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 상기 제3 고차 변조 심볼을 송신하고, 상기 제2 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 상기 제4 고차 변조 심볼을 송신하도록 구성된다.
가능한 설계에서, 상기 처리 모듈은 구체적으로,
256 직교 진폭 변조(QAM) 성상도에 대응하는 256QAM 변조 심볼로서 각각
Figure pct00049
인 4개의 송신될 256QAM 변조 심볼을 획득하기 위해, 4개의 직교 위상 편이 변조(QPSK) 심볼을 포함하는 열 벡터
Figure pct00050
를 프리코딩 행렬
Figure pct00051
에 곱하도록 구성되고,
Figure pct00052
은 상기 제1 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00053
은 상기 제2 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00054
는 상기 제3 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00055
은 상기 제4 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00056
는 전치행렬을 나타낸다.
가능한 설계에서, 상기 처리 모듈은 구체적으로,
128QAM 성상도에 대응하는 128QAM 변조 심볼로서 각각
Figure pct00057
인 4개의 송신될 128QAM 변조 심볼을 획득하기 위해, 4개의 QPSK 심볼을 포함하는 열 벡터
Figure pct00058
를 프리코딩 행렬
Figure pct00059
에 곱하도록 구성되고,
Figure pct00060
은 상기 제1 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00061
은 상기 제2 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00062
는 상기 제3 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00063
은 상기 제4 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00064
는 전치행렬을 나타낸다.
가능한 설계에서, 상기 처리 모듈은 구체적으로,
QPSK 성상도에 대응하는 변조 심볼로서 각각
Figure pct00065
인 4개의 송신될 변조 심볼을 획득하기 위해, 4개의 BPSK 심볼을 포함하는 열 벡터
Figure pct00066
를 프리코딩 행렬
Figure pct00067
에 곱하도록 구성되고,
Figure pct00068
은 상기 제1 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00069
은 상기 제2 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00070
는 상기 제3 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00071
은 상기 제4 고차 변조 심볼이다.
제5 양태에 따르면, 본 발명은 데이터 전송 장치를 제공한다. 상기 데이터 전송 장치는,
2개의 캐리어 상에서 신호를 수신하도록 구성된 수신 모듈 - 상기 수신 모듈은 제1 수신 안테나와 제2 수신 안테나 위에 배치되고, 상기 2개의 캐리어는 각각 제1 서브캐리어와 제2 서브캐리어이며, 상기 제1 서브캐리어 상에서 상기 제1 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
Figure pct00072
이고, 상기 제1 서브캐리어 상에서 상기 제2 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
Figure pct00073
이며, 상기 제2 서브캐리어 상에서 상기 제1 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
Figure pct00074
이고, 상기 제2 서브캐리어 상에서 상기 제2 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
Figure pct00075
임 -;
Figure pct00076
에 대해 채널 등화(channel equalization)가 수행된 후에, 4m개의 저차 변조 심볼의 추정값을 획득하도록 구성된 채널 등화 모듈 - m은 1보다 크거나 같은 정수임 -; 및
송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 대응하는 저차 성상도에 따라 상기 4m개의 저차 변조 심볼의 추정값을 복조하도록 구성된 복조 모듈을 포함한다.
가능한 설계에서, 상기 저차 변조 심볼은 직교 위상 편이 변조(QPSK) 심볼이거나 또는 2진 위상 편이 변조(BPSK) 심볼이다.
제6 양태에 따르면, 본 발명은 데이터 전송 장치를 제공한다. 상기 데이터 전송 장치는,
제1 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 획득하기 위해, 제1 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화를 수행하도록 구성된 채널 등화 모듈 - m은 1보다 크거나 같은 정수임 -;
제1 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 고차 성상도의 매핑 방식으로 상기 제1 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 복조하도록 구성된 복조 모듈; 및
상기 송신단에 의해 송신된 상기 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 상기 송신단에 의해 송신된 상기 정보 비트의 제1 추정값 및 상기 송신단에 의해 송신된 상기 정보 비트의 제2 추정값을 조합하도록 구성된 처리 모듈을 포함한다.
상기 채널 등화 모듈은 추가적으로, 제2 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 획득하기 위해, 제2 서브캐리어 상에서 상기 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화를 수행하도록 구성된다.
상기 복조 모듈은 추가적으로, 상기 송신단에 의해 송신된 상기 정보 비트의 제2 추정값을 획득하기 위해, 상기 고차 성상도의 상기 매핑 방식으로 상기 제2 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 복조하도록 구성된다.
가능한 설계에서, 상기 고차 변조 심볼은 256 직교 진폭 변조(QAM) 변조 심볼이거나 또는 직교 위상 편이 변조(QPSK) 변조 심볼이다.
본 발명의 실시예는 데이터 전송 방법 및 장치를 제공한다. 고차 성상도에 대응하는 4m개의 송신될 고차 변조 심볼이 획득하기 위해, 송신될 정보 비트가 저차 성상도에 따라 변조되고, 4m개의 저차 변조 심볼이 생성되며; 프리코딩 행렬 Q가 4m개의 저차 변조 심볼 중 4개씩의 저차 변조 심볼 각각을 포함하는 열 벡터에 곱해지고; 4m개의 송신될 고차 변조 심볼이 2개의 안테나의 서로 다른 캐리어 상에서 각각 대응되어 송신된다. 송신될 고차 변조 심볼은 송신될 일부 정보 비트 또는 모든 정보 비트를 포함한다. 따라서, 데이터 전송의 송수신 성능이 향상시킬 수 있도록, 동일한 신호가 복수의 안테나의 서로 다른 캐리어 상에서 동시에 송신될 수 있으며, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 구현된다.
이하, 본 발명의 실시예의 기술적 해결책을 더 명확히 설명하기 위해, 실시예를 설명하는 데 필요한 첨부 도면에 대해 간략히 설명한다. 명백히, 다음의 설명의 첨부 도면은 본 발명의 일부 실시예를 나타낼 뿐이고, 당업자라면 창의적인 노력 없이도 이러한 첨부 도면으로부터 다른 도면을 도출해낼 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 적용 시나리오를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명에 따른 데이터 전송 방법의 실시예 1을 개략적으로 나타낸 흐름도이다.
도 3은 본 발명에 따른 데이터 전송 방법의 실시예 2를 개략적으로 나타낸 흐름도이다.
도 4는 본 발명에 따른 데이터 전송 방법의 실시예 3을 개략적으로 나타낸 흐름도이다.
도 5는 본 발명에 따른 데이터 전송 방법을 개략적으로 나타낸 흐름도이다.
도 6은 본 발명에 따른 BPSK 성상도이다.
도 7은 본 발명에 따른 QPSK 성상도이다.
도 8은 본 발명에 따른 데이터 전송 방법의 실시예 5를 개략적으로 나타낸 흐름도이다.
도 9는 본 발명에 따른 데이터 전송 방법의 실시예 6을 개략적으로 나타낸 흐름도이다.
도 10은 본 발명에 따른 데이터 전송 방법의 실시예 7을 개략적으로 나타낸 흐름도이다.
도 11은 본 발명에 따른 256QAM 성상도이다.
도 12는 본 발명에 따른 데이터 전송 방법의 실시예 8을 개략적으로 나타낸 흐름도이다.
도 13은 본 발명에 따른 데이터 전송 방법의 실시예 9를 개략적으로 나타낸 흐름도이다.
도 14는 본 발명에 따른 데이터 전송 방법의 실시예 10을 개략적으로 나타낸 흐름도이다.
도 15는 본 발명에 따른 128QAM 성상도이다.
도 16은 본 발명에 따른 데이터 전송 방법의 실시예 11을 개략적으로 나타낸 흐름도이다.
도 17은 본 발명에 따른 데이터 전송 장치의 실시예 1을 개략적으로 나타낸 구조도이다.
도 18은 본 발명에 따른 데이터 전송 장치의 실시예 2를 개략적으로 나타낸 구조도이다.
도 19는 본 발명에 따른 데이터 전송 장치의 실시예 3을 개략적으로 나타낸 구조도이다.
도 20은 본 발명에 따른 데이터 전송 장치의 실시예 4를 개략적으로 나타낸 구조도이다.
도 21은 본 발명에 따른 데이터 전송 장치의 실시예 5를 개략적으로 나타낸 구조도이다.
도 22는 본 발명에 따른 데이터 전송 장치의 실시예 6을 개략적으로 나타낸 구조도이다.
이하, 본 발명의 실시예의 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 실시예의 기술적 해결책에 대해 명확하게 설명한다. 명백히, 설명되는 실시예는 본 발명의 모든 실시예가 아니라 일부 실시예일 뿐이다. 당업자가 창조적 노력 없이 본 발명의 실시예에 기초하여 획득하는 모든 다른 실시예는 본 발명의 보호 범위에 속할 것이다.
본 발명의 명세서, 특허 청구 범위, 및 첨부 도면에서, "제1", "제2", "제3", "제4" 등이 (존재하면) 유사한 대상을 구별하기 위한 것으로 반드시 구체적인 순서나 시퀀스를 나타내려는 것이 아니다. 여기서 설명되는 본 발명의 실시예가 도시하거나 또는 설명한 순서가 아닌 순서로 구현될 수 있도록, 이렇게 명명된 데이터가 적절한 상황에서 서로 교환 가능하다는 것을 이해해야 한다. 게다가, "포함"이라는 용어와 이 용어의 다른 변형은 비한정적으로 포함하는 것, 예를 들어, 단계 또는 유닛의 목록을 포함하는 프로세스, 방법, 시스템, 제품, 또는 장치를 포함하기 위한 것으로, 반드시 이러한 유닛들로 제한하는 것이 아니며, 명시적으로 나열하지 않은 유닛 또는 이러한 프로세스, 방법, 시스템, 제품, 또는 장치에 고유한 다른 유닛을 포함할 수도 있다.
본 발명에서는, 데이터 전송의 송수신 성능을 향상시키기 위해, 신호를 전송하여 주파수 다이버 시티와 공간 다이버 시티를 모두 구현한다.
도 1은 본 발명의 적용 시나리오를 나타낸다. 도 1은 본 발명에 따른 적용 시나리오를 개략적으로 나타낸 도면이고, 도 1은
Figure pct00077
MIMO 시스템을 개략적으로 나타낸 구조도이다. 이 시스템은 송신기와 수신기를 포함하고, 도 1에 도시된 개략적인 구조도에서 송신기는 2개의 송신 안테나를 포함하며, 송신 안테나가 각각 제1 송신 안테나(M-1T)와 제2 송신 안테나(M-2T)이다. 수신기는 2개의 수신 안테나를 포함하며, 수신 안테나가 각각 제1 수신 안테나(M-1R)와 제2 수신 안테나(M-2R)이다. 2개의 송신 안테나와 2개의 수신 안테나 간에는 총 4개의 채널이 있다. 이 채널은 각각 1-1(제1 송신 안테나에서 제1 수신 안테나로의 채널), 1-2 (제1 송신 안테나에서 제2 수신 안테나로의 채널), 2-1(제2 송신 안테나에서 제1 수신 안테나로의 채널), 및 2-2(제2 송신 안테나에서 제2 수신 안테나로의 채널)이다.
이하, 구체적인 실시예를 이용하여 본 발명의 기술적 해결책에 대해 상세하게 설명한다. 다음의 여러 구체적인 실시예가 서로 조합될 수 있으며, 일부 실시예에서는 동일하거나 유사한 개념 또는 과정에 대해 반복적으로 설명하지 않을 수 있다.
도 2는 본 발명에 따른 데이터 전송 방법의 실시예 1을 개략적으로 나타낸 흐름도이다. 도 2에 도시된 바와 같이, 본 실시예의 데이터 전송 방법은 송신기에 의해 실행된다.
S201. 송신될 정보 비트를 저차 성상도(lower order constellation diagram)에 따라 변조하고, 4m개의 저차 변조 심볼을 생성한다.
여기서, m은 1보다 크거나 같은 정수이다.
S202. 고차 성상도에 대응하는 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 프리코딩 행렬 Q에 4m개의 저차 변조 심볼 중 4개씩의 저차 변조 심볼 각각을 포함하는 열 벡터를 개별적으로 곱한다.
4m개의 저차 변조 심볼 및 고차 성상도에 따라 프리코딩 행렬 Q가 획득된다.
송신될 고차 변조 심볼이, 송신될 일부 정보 비트 또는 모든 정보 비트를 포함한다.
예를 들어,
직교 위상 편이 변조(Quadrature Phase Shift Key, QPSK)의 경우, 고차 변조 심볼은 송신될 모든 정보 비트를 포함한다. 송신 과정에서, 정보 비트가 모든 송신 안테나 및 모든 서브캐리어 상에서 송신된다. 예를 들어, 제1 송신 안테나의 제1 서브캐리어, 제1 송신 안테나의 제2 서브캐리어, 제2 송신 안테나의 제1 서브캐리어, 및 제2 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 송신되는 모든 심볼은 정보 비트 1에 관한 정보를 포함한다.
SQPSK의 경우, 고차 변조 심볼이 송신될 정보 비트 중 절반을 포함한다. 송신 과정에서, 하나의 정보 비트가 모든 송신 안테나의 하나의 서브캐리어 상에서 송신된다. 4개의 정보 비트가 송신되면, 제1 송신 안테나의 제1 서브캐리어와 제2 송신 안테나의 제2 서브캐리어가 모두 정보 비트 1과 정보 비트 2에 관한 정보를 포함하고, 제1 송신 안테나의 제2 서브캐리어와 제2 송신 안테나의 제1 서브캐리어가 모두 정보 비트 3와 정보 비트 4에 관한 정보를 포함한다.
S203: 2개의 안테나의 서로 다른 캐리어 상에서 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 각각 대응시켜 송신한다.
4m개의 송신될 고차 변조 심볼은 4가지 유형으로 분류되고,
Figure pct00078
번째 고차 변조 심볼이 제1 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00079
번째 고차 변조 심볼이 제2 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00080
번째 고차 변조 심볼이 제3 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00081
번째 고차 변조 심볼이 제4 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00082
이고, i는 정수이다.
구체적으로, 제1 고차 변조 심볼이 제1 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 송신되고, 제2 고차 변조 심볼이 제2 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 송신되며, 제3 고차 변조 심볼이 제1 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 송신되고, 제4 고차 변조 심볼이 제2 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 송신된다.
본 발명의 본 실시예에서, 송신될 정보 비트가 저차 성상도에 따라 변조되고, 4m개의 저차 변조 심볼이 생성되며; 고차 성상도에 대응하는 4m개의 송신될 고차 변조 심볼이 획득되기 위해, 프리코딩 행렬 Q가 4m개의 저차 변조 심볼 중 4개씩의 저차 변조 심볼 각각을 포함하는 열 벡터에 곱해지며; 4m개의 송신될 고차 변조 심볼이 2개의 안테나의 서로 다른 캐리어 상에서 각각 대응되어 송신된다. 송신될 고차 변조 심볼이, 송신될 일부 정보 비트 또는 모든 정보 비트를 포함한다. 따라서, 데이터 전송의 송수신 성능이 향상될 수 있도록, 동일한 신호가 복수의 안테나의 서로 다른 캐리어 상에서 동시에 송신될 수 있고, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 구현된다.
도 3 및 도 4는 수신기에 의해 실행되는 2가지 방법을 나타낸다. 도 3의 데이터 전송 방법은 공동 복조(joint demodulation) 방식에 대응하고 있고, 도 4의 데이터 전송 방법은 독립적인 복조를 수행한 후 합성을 수행하는 방식에 대응하고 있다. 세부사항에 대해서는, 도 3 및 도 4의 상세한 설명을 참조하라.
도 3은 본 발명에 따른 데이터 전송 방법의 실시예 2를 개략적으로 나타낸 흐름도이다. 도 3에 도시된 바와 같이, 본 실시예의 데이터 전송 방법은 수신기에 의해 실행된다.
S301. 2개의 수신 안테나가 2개의 캐리어 상에서 신호를 수신한다.
2개의 수신 안테나는 각각 제1 수신 안테나와 제2 수신 안테나이고, 2개의 캐리어는 각각 제1 서브캐리어와 제2 서브캐리어이다. 제1 서브캐리어 상에서 제1 수신 안테나에 의해 수신된 신호가
Figure pct00083
이고, 제1 서브캐리어 상에서 제2 수신 안테나에 의해 수신된 신호가
Figure pct00084
이며, 제2 서브캐리어 상에서 제1 수신 안테나에 의해 수신된 신호가
Figure pct00085
이고, 제2 서브캐리어 상에서 제2 수신 안테나에 의해 수신된 신호가
Figure pct00086
이다.
S302.
Figure pct00087
에 대해 채널 등화가 수행된 후에, 4m개의 저차 변조 심볼의 추정값을 획득한다.
여기서, m은 1보다 크거나 같은 정수이다.
S303. 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 대응하는 저차 성상도에 따라 4m개의 저차 변조 심볼의 추정값을 복조한다.
본 실시예에서, 4m개의 저차 변조 심볼의 추정값을 획득하기 위해, 서로 다른 캐리어 상에서 2개의 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 포함하는 열 벡터에 대해 채널 등화가 수행되고; 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 대응하는 저차 성상도에 따라 4m개의 저차 변조 심볼의 추정값이 복조되며; 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값이 공동 복조 방식으로 획득된다. 데이터 전송의 송수신 성능이 향상될 수 있도록, 서로 다른 캐리어 상에서 동일한 신호가 복수의 수신 안테나에 의해 동시에 수신될 수 있으며, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 구현된다.
도 4는 본 발명에 따른 데이터 전송 방법의 실시예 3을 개략적으로 나타낸 흐름도이다. 도 4에 도시된 바와 같이, 본 실시예의 데이터 전송 방법은 수신기에 의해 실행된다..
S401. 제1 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 획득하기 위해, 제1 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화를 수행한다.
여기서, m은 1보다 크거나 같은 정수이다.
S402. 제2 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 획득하기 위해, 제2 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화를 수행한다.
S403. 제1 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 고차 성상도의 매핑 방식으로 제1 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 복조한다.
S404. 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제2 추정값을 획득하기 위해, 고차 성상도의 매핑 방식으로 제2 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 복조한다.
S405. 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제1 추정값 및 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제2 추정값을 조합한다.
본 실시예에서, 제1 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 획득하기 위해, 제1 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화가 수행되고; 제2 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 획득하기 위해, 제2 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화가 수행되며; 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제1 추정값을 획득하기 위해, 제1 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값이 고차 성상도의 매핑 방식으로 복조되고; 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제2 추정값을 획득하기 위해, 제2 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값이 고차 성상도의 매핑 방식으로 복조되며; 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제1 추정값 및 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제2 추정값이 조합된다. 즉, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값이 독립적인 복조를 수행한 후 조합을 수행하는 방식으로 획득된다. 데이터 전송의 송수신 성능이 향상될 수 있도록, 서로 다른 캐리어 상에서 동일한 신호가 복수의 수신 안테나에 의해 동시에 수신될 수 있으며, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 구현된다.
SQPSK와 QPSK를 예로 들어 상세하게 설명하며, 이하에서는 m = 1인 예를 이용하여 설명한다.
1. SQPSK를 예로서 이용하는 개략적인 흐름도. 도 5는 송신단을 개략적으로 나타낸 흐름도이다.
S501. BPSK 성상도에 따라 4개의 송신될 정보 비트를 변조하고, 4개의 BPSK 심볼을 생성한다.
도 6은 바이너리 위상 편이 변조(Binary Phase Shift Keying, BPSK) 성상도를 나타내고, 4개의 정보 비트는 각각
Figure pct00088
,
Figure pct00089
,
Figure pct00090
, 및
Figure pct00091
이며, 4개의 BPSK 심볼은 각각
Figure pct00092
,
Figure pct00093
,
Figure pct00094
, 및
Figure pct00095
이다. 여기서,
Figure pct00096
이고,
Figure pct00097
= 0, 1, 2, 또는 3이다.
S502. PSK 성상도에 대응하는 4개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 4개의 BPSK 심볼을 포함하는 열 벡터를 프리코딩 행렬 Q에 곱한다.
도 6은 QPSK 성상도를 나타낸다.
4개의 저차 변조 심볼 및 QPSK 성상도에 따라 프리코딩 행렬 Q =
Figure pct00098
가 획득되고,
Figure pct00099
는 4개의 BPSK 심볼을 포함하는 열 벡터이며, 4개의 송신될 고차 변조 심볼은 각각
Figure pct00100
이고,
Figure pct00101
이다.
S503. 제1 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서
Figure pct00102
을 송신하고, 제2 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서
Figure pct00103
을 송신하며, 제1 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서
Figure pct00104
를 송신하고, 제2 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서
Figure pct00105
을 송신한다.
본 실시예에서, 4개의 송신될 정보 비트가 BPSK 성상도에 따라 변조되고, 4개의 BPSK 심볼이 생성되며; QPSK 성상도에 대응하는 4개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 프리코딩 행렬 Q가 4개의 BPSK 심볼을 포함하는 열 벡터에 곱해지며;
Figure pct00106
이 제1 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 송신되고,
Figure pct00107
이 제2 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 송신되며,
Figure pct00108
가 제1 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 송신되고,
Figure pct00109
이 제2 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 송신된다. 데이터 전송의 송수신 성능이 향상될 수 있도록,
Figure pct00110
이 제1 서브캐리어와 제2 서브캐리어 상에서 동시에 송신되고 또한 제1 송신 안테나와 제2 송신 안테나 상에서 송신되어, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 모두 구현되고;
Figure pct00111
이 제1 서브캐리어와 제2 서브캐리어 상에서 동시에 송신되고 또한 제1 송신 안테나와 제2 송신 안테나 상에서 송신되어, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 모두 구현된다는 것을 알 수 있다.
수신단에서는 2가지 처리 방식이 있다. 도 8은 제1 방식을 나타내고, 도 9는 제2 방식을 나타낸다. 우선, 제1 방식에 대해 설명한다.
S801. BPSK 심볼의 4개의 추정값을 획득하기 위해, 2개의 캐리어 상에서 2개의 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 포함하는 열 벡터에 대해 채널 등화를 수행한다.
2개의 캐리어 상에서 2개의 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 포함하는 열 벡터가
Figure pct00112
이고,
Figure pct00113
이다. 여기서,
Figure pct00114
은 제1 서브캐리어 상에서 제1 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타내고,
Figure pct00115
은 제1 서브캐리어 상에서 제2 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타내며,
Figure pct00116
는 제2 서브캐리어 상에서 제1 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타내고,
Figure pct00117
는 제2 서브캐리어 상에서 제2 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타낸다.
Figure pct00118
은 제1 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제1 송신 안테나에서 제1 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내고;
Figure pct00119
은 제1 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제1 송신 안테나에서 제2 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내며;
Figure pct00120
은 제1 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제2 송신 안테나에서 제1 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내고;
Figure pct00121
은 제1 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제2 송신 안테나에서 제2 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내며;
Figure pct00122
는 제2 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제1 송신 안테나에서 제1 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내고;
Figure pct00123
는 제2 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제1 송신 안테나에서 제2 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내며;
Figure pct00124
는 제2 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제2 송신 안테나에서 제1 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내고;
Figure pct00125
는 제2 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제2 송신 안테나에서 제2 수신 안테나로의 채널 응답을 나타낸다.
BPSK 심볼의 4개의 추정값이 각각
Figure pct00126
,
Figure pct00127
,
Figure pct00128
, 및
Figure pct00129
으로 표시되고,
Figure pct00130
이다.
W는 채널 등화 행렬이다. 선형 최소 평균제곱오차 방법(linear minimum mean square error method)이 사용되면, 대응하는 채널 등화 행렬이
Figure pct00131
이거나; 또는 제로 포싱 방법(zero forcing method)이 사용되면, 대응하는 채널 등화 행렬이
Figure pct00132
이다. 여기서,
Figure pct00133
이고,
Figure pct00134
는 잡음 전력이며,
Figure pct00135
는 4차 항등 행렬(identity matrix)이고,
Figure pct00136
는 역행렬을 나타낸다.
S802. 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, BPSK 성상도의 매핑 방식으로 BPSK 변조 심볼의 4개의 추정값을 복조한다.
본 실시예에서, BPSK 심볼의 4개의 추정값을 획득하기 위해, 2개의 캐리어 상에서 2개의 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 포함하는 열 벡터에 대해 채널 등화가 수행되고; 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, BPSK 변조 심볼의 4개의 추정값이 BPSK 성상도의 매핑 방식으로 복조된다. 즉, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값이 공동 복조 방식으로 획득된다. 데이터 전송의 송수신 성능이 향상될 수 있도록, 동일한 신호가 서로 다른 캐리어 상에서 복수의 수신 안테나에 의해 동시에 수신될 수 있으며, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 구현된다.
도 9는 제2 방식을 나타낸다.
S901. 제1 고차 변조 심볼의 2개의 추정값을 획득하기 위해, 제1 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화를 수행한다.
제1 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호는,
Figure pct00137
로 나타낼 수 있다. 여기서,
Figure pct00138
은 제1 서브캐리어 상에서 제1 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타내고,
Figure pct00139
은 제1 서브캐리어 상에서 제2 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타낸다.
제1 고차 변조 심볼의 추정값으로서 각각
Figure pct00140
과
Figure pct00141
인 2개의 추정값을 획득하기 위해, 제1 서브캐리어 상에서 수신된 신호
Figure pct00142
에 대해 채널 등화가 수행되고,
Figure pct00143
이다. 여기서, W는 채널 등화 행렬이다. 선형 최소 평균제곱오차 방법이 사용되면, 대응하는 채널 등화 행렬이
Figure pct00144
이거나; 또는 제로 포싱 방법이 사용되면, 대응하는 채널 등화 행렬이
Figure pct00145
이다. 여기서,
Figure pct00146
이고,
Figure pct00147
은 잡음 전력이며,
Figure pct00148
는 4차 항등 행렬이고,
Figure pct00149
은 역행렬을 나타낸다.
S902. 제2 고차 변조 심볼의 2개의 추정값을 획득하기 위해, 제2 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화를 수행한다.
제2 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호는,
Figure pct00150
로 나타낼 수 있다. 여기서,
Figure pct00151
는 제2 서브캐리어 상에서 제1 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타내고,
Figure pct00152
는 제2 서브캐리어 상에서 제2 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타낸다.
제2 고차 변조 심볼의 추정값으로서 각각
Figure pct00153
와
Figure pct00154
인 2개의 추정값을 획득하기 위해, 제2 서브캐리어 상에서 수신된 신호
Figure pct00155
에 대해 채널 등화가 수행되고,
Figure pct00156
이다. 여기서, W는 채널 등화 행렬이다. 선형 최소 평균제곱오차 방법이 사용되면, 대응하는 채널 등화 행렬이
Figure pct00157
이거나; 또는 제로 포싱 방법이 사용되면, 대응하는 채널 등화 행렬이
Figure pct00158
이다. 여기서,
Figure pct00159
이고,
Figure pct00160
는 잡음 전력이며,
Figure pct00161
는 4차 항등 행렬이고,
Figure pct00162
은 역행렬을 나타낸다.
S903. 제1 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, QPSK 성상도의 매핑 방식으로 제1 고차 변조 심볼의 2개의 추정값을 복조한다.
제1 추정값은,
Figure pct00163
,
Figure pct00164
,
Figure pct00165
, 및
Figure pct00166
로 나타낼 수 있다.
S904. 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제2 추정값을 획득하기 위해, QPSK 성상도의 매핑 방식으로 제2 고차 변조 심볼의 2개의 추정값을 복조한다.
제2 추정값은,
Figure pct00167
,
Figure pct00168
,
Figure pct00169
, 및
Figure pct00170
로 나타낼 수 있다.
S905. 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제1 추정값 및 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제2 추정값을 조합한다.
송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값이
Figure pct00171
,
Figure pct00172
,
Figure pct00173
, 또는
Figure pct00174
이다. 여기서,
Figure pct00175
이고, k = 0, 1, 2, 또는 3이다.
본 실시예에서, 제1 고차 변조 심볼의 2개의 추정값을 획득하기 위해, 제1 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화가 수행되고; 제2 고차 변조 심볼의 2개의 추정값을 획득하기 위해, 제2 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화가 수행되며; 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제1 추정값을 획득하기 위해, 제1 고차 변조 심볼의 2개의 추정값이 QPSK 성상도의 매핑 방식으로 복조되고; 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제2 추정값을 획득하기 위해, 제2 고차 변조 심볼의 2개의 추정값이 QPSK 성상도의 매핑 방식으로 복조되며; 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제1 추정값 및 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제2 추정값이 조합된다. 즉, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값이 독립적인 복조를 수행한 후 조합을 수행하는 방식으로 획득된다. 데이터 전송의 송수신 성능이 향상될 수 있도록, 서로 다른 캐리어 상에서 동일한 신호가 복수의 수신 안테나에 의해 동시에 수신될 수 있으며, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 구현된다.
2. 예로서 QPSK를 이용하는 개략적인 흐름도.
QPSK의 구현이 2가지 유형으로 분류된다. 제1 구현의 고차 성상도가 256 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM) 성상도이고, 제2 구현의 고차 성상도가 128 QAM 성상도이다.
제1 구현에서, 도 10은 송신단에서의 개략적인 흐름도이다.
S1001. QPSK 성상도에 따라 8개의 송신될 정보 비트를 변조하고, 4개의 QPSK 심볼을 생성한다.
도 7은 QPSK 성상도를 나타내고, 8개의 정보 비트가 각각
Figure pct00176
(
Figure pct00177
= 0, 1, …
, 또는 7)이며, 4개의 QPSK 심볼이 각각
Figure pct00178
,
Figure pct00179
,
Figure pct00180
, 및
Figure pct00181
이다. 여기서
Figure pct00182
이고, k = 0, 1, 2, 또는 3이다.
S1002. 256QAM 성상도에 대응하는 4개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 프리코딩 행렬 Q에 4개의 QPSK 심볼을 포함하는 열 벡터를 곱한다.
도 11은 256QAM 성상도를 나타내며, 4개의 저차 변조 심볼 및 256QAM 성상도에 따라 프리코딩 행렬 Q =
Figure pct00183
가 획득된다.
구체적으로, 하나의 256QAM 심볼이 4개의 QPSK 심볼의 조합, 즉
Figure pct00184
으로 분할될 수 있다. 계수 조합
Figure pct00185
이 직교 행렬을 생성할 수 있는 조합 Q를 찾기 위한 시작점으로 사용된다.
이 계수 조합
Figure pct00186
이 384개의 서로 다른 행 벡터를 생성할 수 있다는 것을 쉽게 알 수 있으며, 생성 방법은 다음과 같다.
(1)
Figure pct00187
의 순서에 따라 16개의 행 벡터가 생성된다.
즉, (8, 4, 2, 1), (8, 4, 2, -1), (8, 4, -2, 1), (8, 4, -2, -1), (8, -4, 2, 1), (8, -4, 2, -1), (8, -4, -2, 1), (8, -4, -2, -1), (-8, 4, 2, 1), (-8, 4, 2, -1), (-8, 4, -2, 1), (-8, 4, -2, -1), (-8, -4, 2, 1), (-8, -4, 2, -1), (-8, -4, -2, 1), 및 (-8, -4, -2, -1)이 먼저 생성된다.
생성된 16개의 벡터에 대해 순환 시프트가 수행되고, 64개의 행 벡터가 생성된다. (8, 4, 2, 1)이 일 예로서 사용되고, 4개의 행 벡터, 즉 (8, 4, 2, 1), (1, 8, 4, 2), (2, 1, 8, 4), 및 (4, 2, 1, 8)이 생성될 수 있다. 유추에 의해, 총 64개의 행 벡터가 생성될 수 있다.
(2) 또한,
Figure pct00188
,
Figure pct00189
,
Figure pct00190
,
Figure pct00191
, 및
Figure pct00192
의 순서에 따라 64 x 5개의 행 벡터가 다음과 같이 생성된다.
일반적으로, 제1 행 벡터의 값이 먼저 (8, 4, -2, 1)에 고정되고, 그 다음에 나머지 383개의 행 벡터에서 제1 행 벡터에 수직인 행 벡터가 검색되며, 찾은 행 벡터가 (4, -8, 1, 2)이다. 제1 행 벡터와 제2 행 벡터가 결정된 후에, 나머지 382개의 행 벡터에서 제1 행 벡터와 제2 행 벡터 모두에 수직인 행 벡터가 검색되며, 검색된 행 벡터의 값이 (2, 1, 8, -4)이다. 유추에 의해, 나머지 381개의 행 벡터에서 제1 행 벡터, 제2 행 벡터, 및 제3 행 벡터에 수직인 행 벡터가 검색되고, 검색된 행 벡터의 값이 (1, -2, -4, -8)이다.
Figure pct00193
이 4개의 QPSK 심볼을 포함하는 열 벡터이고, 4개의 송신될 고차 변조 심볼이 각각
Figure pct00194
,
Figure pct00195
,
Figure pct00196
, 및
Figure pct00197
이며,
Figure pct00198
이다.
S1003. 제1 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서
Figure pct00199
을 송신하고, 제2 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서
Figure pct00200
을 송신하며, 제1 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서
Figure pct00201
를 송신하며, 제2 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서
Figure pct00202
을 송신한다.
본 실시예에서, 데이터 전송의 송수신 성능이 향상될 수 있도록, 8개의 송신될 정보 비트가 QPSK 성상도에 따라 변조되고, 4개의 QPSK 심볼이 생성되며; 256QAM 성상도에 대응하는 4개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 프리코딩 행렬 Q가 4개의 QPSK 심볼을 포함하는 열 벡터에 곱해지고;
Figure pct00203
이 제1 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 송신되고,
Figure pct00204
이 제2 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 송신되며,
Figure pct00205
가 제1 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 송신되고,
Figure pct00206
이 제2 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 송신된다.
Figure pct00207
이 제1 서브캐리어와 제2 서브캐리어 상에서 동시에 송신되고 또한 제1 송신 안테나와 제2 송신 안테나 상에서 송신되어, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 모두 구현되고;
Figure pct00208
이 제1 서브캐리어와 제2 서브캐리어 상에서 동시에 송신되고 또한 제1 송신 안테나와 제2 송신 안테나 상에서 송신되어, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 모두 구현되며;
Figure pct00209
가 제1 서브캐리어와 제2 서브캐리어 상에서 동시에 송신되고 또한 제1 송신 안테나와 제2 송신 안테나 상에서 송신되어, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 모두 구현되고;
Figure pct00210
이 제1 서브캐리어와 제2 서브캐리어 상에서 동시에 송신되고 또한 제1 송신 안테나와 제2 송신 안테나 상에서 송신되어, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 모두 구현된다는 것을 알 수 있다.
제1 구현에서, 수신단에서는 2가지 처리 방식이 있다. 도 12는 제1 방식을 나타내고, 도 13은 제2 방식을 나타낸다. 우선, 제1 방식에 대해 설명한다.
도 12에 도시된 바와 같이,
S1201. QPSK 심볼의 4개의 추정값을 획득하기 위해, 2개의 캐리어 상에서 2개의 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 포함하는 열 벡터에 대해 채널 등화를 수행한다.
2개의 캐리어 상에서 2개의 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 포함하는 열 벡터가
Figure pct00211
이고,
Figure pct00212
이다. 여기서,
Figure pct00213
은 제1 서브캐리어 상에서 제1 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타내고,
Figure pct00214
은 제1 서브캐리어 상에서 제2 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타내며,
Figure pct00215
는 제2 서브캐리어 상에서 제1 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타내고,
Figure pct00216
는 제2 서브캐리어 상에서 제2 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타낸다.
Figure pct00217
은 제1 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제1 송신 안테나에서 제1 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내고;
Figure pct00218
은 제1 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제1 송신 안테나에서 제2 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내며;
Figure pct00219
은 제1 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제2 송신 안테나에서 제1 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내고;
Figure pct00220
은 제1 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제2 송신 안테나에서 제2 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내며;
Figure pct00221
는 제2 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제1 송신 안테나에서 제1 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내고;
Figure pct00222
는 제2 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제1 송신 안테나에서 제2 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내며;
Figure pct00223
는 제2 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제2 송신 안테나에서 제1 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내고;
Figure pct00224
는 제2 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제2 송신 안테나에서 제2 수신 안테나로의 채널 응답을 나타낸다.
QPSK 심볼의 4개의 추정값은 각각
Figure pct00225
,
Figure pct00226
,
Figure pct00227
, 및
Figure pct00228
으로 나타내고,
Figure pct00229
이다.
W는 채널 등화 행렬이다. 선형 최소 평균제곱오차 방법이 사용되면, 대응하는 채널 등화 행렬이
Figure pct00230
이거나; 또는 제로 포싱 방법이 사용되면, 대응하는 채널 등화 행렬이
Figure pct00231
이다. 여기서,
Figure pct00232
이고,
Figure pct00233
는 잡음 전력이며,
Figure pct00234
는 4차 항등 행렬이고,
Figure pct00235
은 역행렬을 나타낸다.
S1202. 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, QPSK 성상도의 매핑 방식으로 QPSK 변조 심볼의 4개의 추정값을 복조한다.
본 실시예에서, QPSK 심볼의 4개의 추정값을 획득하기 위해, 2개의 캐리어 상에서 2개의 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 포함하는 열 벡터에 대해 채널 등화가 수행되고; 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, QPSK 변조 심볼의 4개의 추정값이 QPSK 성상도의 매핑 방식으로 복조된다. 즉, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값이 공동 복조 방식으로 획득된다. 데이터 전송의 송수신 성능이 향상될 수 있도록, 서로 다른 캐리어 상에서 동일한 신호가 복수의 수신 안테나에 의해 동시에 수신될 수 있으며, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 구현된다.
(제2 방식)
도 13에 도시된 바와 같이,
S1301. 제1 고차 변조 심볼의 2개의 추정값을 획득하기 위해, 제1 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화를 수행한다.
제1 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호는,
Figure pct00236
로 나타낼 수 있다. 여기서,
Figure pct00237
은 제1 서브캐리어 상에서 제1 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타내고,
Figure pct00238
은 제1 서브캐리어 상에서 제2 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타낸다.
제1 고차 변조 심볼의 추정값으로서 각각
Figure pct00239
과
Figure pct00240
인 2개의 추정값을 획득하기 위해, 제1 서브캐리어 상에서 수신된 신호
Figure pct00241
에 대해 채널 등화가 수행되고,
Figure pct00242
이다. 여기서, W는 채널 등화 행렬이다. 선형 최소 평균제곱오차 방법이 사용되면, 대응하는 채널 등화 행렬이
Figure pct00243
이거나; 또는 제로 포싱 방법이 사용되면, 대응하는 채널 등화 행렬이
Figure pct00244
이다. 여기서,
Figure pct00245
이고,
Figure pct00246
는 잡음 전력이며,
Figure pct00247
는 4차 항등 행렬이고,
Figure pct00248
은 역행렬을 나타낸다.
S1302. 제2 고차 변조 심볼의 2개의 추정값을 획득하기 위해, 제2 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화를 수행한다.
제2 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호는,
Figure pct00249
로 나타낼 수 있다. 여기서,
Figure pct00250
는 제2 서브캐리어 상에서 제1 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타내고,
Figure pct00251
는 제2 서브캐리어 상에서 제2 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타낸다.
제2 고차 변조 심볼의 추정값으로서 각각
Figure pct00252
와
Figure pct00253
인 2개의 추정값을 획득하기 위해, 제2 서브캐리어 상에서 수신된 신호s
Figure pct00254
에 대해 채널 등화가 수행되고,
Figure pct00255
이다. 여기서, W는 채널 등화 행렬이다. 선형 최소 평균제곱오차 방법이 사용되면, 대응하는 채널 등화 행렬이
Figure pct00256
이거나; 또는 제로 포싱 방법이 사용되면, 대응하는 채널 등화 행렬이
Figure pct00257
이다. 여기서,
Figure pct00258
이고,
Figure pct00259
는 잡음 전력이며,
Figure pct00260
는 4차 항등 행렬이며,
Figure pct00261
은 역행렬을 나타낸다.
S1303. 제1 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 256QAM 성상도의 매핑 방식으로 제1 고차 변조 심볼의 2개의 추정값을 복조한다.
제1 추정값은,
Figure pct00262
,
Figure pct00263
,
Figure pct00264
,
Figure pct00265
,
Figure pct00266
,
Figure pct00267
,
Figure pct00268
, 및
Figure pct00269
로 나타낼 수 있다.
S1304. 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제2 추정값을 획득하기 위해, 256QAM 성상도의 매핑 방식으로 제2 고차 변조 심볼의 2개의 추정값을 복조한다.
제2 추정값은,
Figure pct00270
,
Figure pct00271
,
Figure pct00272
,
Figure pct00273
,
Figure pct00274
,
Figure pct00275
,
Figure pct00276
, 및
Figure pct00277
로 나타낼 수 있다.
S1305. 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제1 추정값 및 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제2 추정값을 조합한다.
송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값이
Figure pct00278
,
Figure pct00279
,
Figure pct00280
,
Figure pct00281
,
Figure pct00282
,
Figure pct00283
,
Figure pct00284
, 또는
Figure pct00285
이다. 여기서,
Figure pct00286
이고, k = 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 또는 7이다.
본 실시예에서, 제1 고차 변조 심볼의 2개의 추정값을 획득하기 위해, 제1 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화가 수행되고; 제2 고차 변조 심볼의 2개의 추정값을 획득하기 위해, 제2 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화가 수행되며; 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제1 추정값을 획득하기 위해, 제1 고차 변조 심볼의 2개의 추정값이 256QAM 성상도의 매핑 방식으로 복조되고; 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제2 추정값을 획득하기 위해, 제2 고차 변조 심볼의 2개의 추정값이 256QAM 성상도의 매핑 방식으로 복조되며; 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제1 추정값 및 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제2 추정값이 조합된다. 즉, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값이 독립적인 복조를 수행한 후 조합을 수행하는 방식으로 획득된다. 데이터 전송의 송수신 성능이 향상될 수 있도록, 서로 다른 캐리어 상에서 동일한 신호가 복수의 수신 안테나에 의해 동시에 수신될 수 있으며, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 구현된다.
제2 구현에서, 도 14는 송신단에서의 개략적인 흐름도이다.
S1401. QPSK 성상도에 따라 8개의 송신될 정보 비트를 변조하고, 4개의 QPSK 심볼을 생성한다.
도 7은 QPSK 성상도를 나타내고, 8개의 정보 비트는 각각
Figure pct00287
(k = 0, 1, … , 또는 7)이며, 4개의 QPSK 심볼dl 각각
Figure pct00288
,
Figure pct00289
,
Figure pct00290
, 및
Figure pct00291
이다. 여기서,
Figure pct00292
이고, k = 0, 1, 2, 또는 3이다.
S1402. 128QAM 성상도에 대응하는 4개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 프리코딩 행렬 Q에 4개의 QPSK 심볼을 포함하는 열 벡터에 곱한다.
도 15는 128QAM 성상도를 나타내며, 4개의 저차 변조 심볼 및 128QAM 성상도에 따라 프리코딩 행렬 Q =
Figure pct00293
가 획득된다. 구체적으로, 128QAM 성상도는 256QAM 성상도와 유사하지만, 계수 조합이
Figure pct00294
라는 점이 다르다.
Figure pct00295
이 4개의 QPSK 심볼을 포함하는 열 벡터이고, 4개의 송신될 고차 변조 심볼이 각각
Figure pct00296
,
Figure pct00297
,
Figure pct00298
, 및
Figure pct00299
이며,
Figure pct00300
이다.
S1403. 제1 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서
Figure pct00301
을 송신하고, 제2 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서
Figure pct00302
을 송신하며, 제1 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서
Figure pct00303
를 송신하고, 제2 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서
Figure pct00304
을 송신한다.
본 실시예에서, 8개의 송신될 정보 비트가 QPSK 성상도에 따라 변조되고, 4개의 QPSK 심볼이 생성되며; 128QAM 성상도에 대응하는 4개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 프리코딩 행렬 Q가 4개의 QPSK 심볼을 포함하는 열 벡터에 곱해지고; 이 제1 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 송신되고,
Figure pct00306
이 제2 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 송신되며,
Figure pct00307
가 제1 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 송신되고,
Figure pct00308
이 제2 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 송신된다. 데이터 전송의 송수신 성능이 향상될 수 있도록,
Figure pct00309
이 제1 서브캐리어와 제2 서브캐리어 상에서 동시에 송신되고 또한 제1 송신 안테나와 제2 송신 안테나 상에서 송신되어, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 모두 구현되고;
Figure pct00310
이 제1 서브캐리어와 제2 서브캐리어 상에서 동시에 송신되고 또한 제1 송신 안테나와 제2 송신 안테나 상에서 송신되어, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 모두 구현되며;
Figure pct00311
이 제1 서브캐리어와 제2 서브캐리어 상에서 동시에 송신되고 또한 제1 송신 안테나와 제2 송신 안테나 상에서 송신되어, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 모두 구현되고;
Figure pct00312
이 제1 서브캐리어와 제2 서브캐리어 상에서 동시에 송신되고 또한 제1 송신 안테나와 제2 송신 안테나 상에서 송신되어, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 모두 구현된다는 것을 알 수 있다.
도 16은 수신단에서의 처리 방식을 나타낸다.
S1601. QPSK 심볼의 4개의 추정값을 획득하기 위해, 2개의 캐리어 상에서 2개의 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 포함하는 열 벡터에 대해 채널 등화를 수행한다.
2개의 캐리어 상에서 2개의 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 포함하는 열 벡터가
Figure pct00313
이고,
Figure pct00314
이다. 여기서,
Figure pct00315
은 제1 서브캐리어 상에서 제1 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타내고,
Figure pct00316
은 제1 서브캐리어 상에서 제2 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타내며,
Figure pct00317
는 제2 서브캐리어 상에서 제1 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타내고,
Figure pct00318
는 제2 서브캐리어 상에서 제2 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 나타낸다.
Figure pct00319
은 제1 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제1 송신 안테나에서 제1 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내고;
Figure pct00320
은 제1 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제1 송신 안테나에서 제2 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내며;
Figure pct00321
은 제1 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제2 송신 안테나에서 제1 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내고;
Figure pct00322
은 제1 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제2 송신 안테나에서 제2 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내며;
Figure pct00323
는 제2 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제1 송신 안테나에서 제1 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내고;
Figure pct00324
는 제2 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제1 송신 안테나에서 제2 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내며;
Figure pct00325
는 제2 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제2 송신 안테나에서 제1 수신 안테나로의 채널 응답을 나타내고;
Figure pct00326
는 제2 서브캐리어 상의 채널 응답으로서 제2 송신 안테나에서 제2 수신 안테나로의 채널 응답을 나타낸다.
QPSK 심볼의 4개의 추정값은 각각
Figure pct00327
,
Figure pct00328
,
Figure pct00329
, 및
Figure pct00330
으로 나타내고,
Figure pct00331
이다.
W는 채널 등화 행렬이다. 선형 최소 평균제곱오차 방법이 사용되면, 대응하는 채널 등화 행렬이
Figure pct00332
이거나; 또는 제로 포싱 방법이 사용되면, 대응하는 채널 등화 행렬이
Figure pct00333
이다. 여기서,
Figure pct00334
이고,
Figure pct00335
는 잡음 전력이며,
Figure pct00336
는 4차 항등 행렬이고,
Figure pct00337
은 역행렬을 나타낸다.
S1602. 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, QPSK 성상도의 매핑 방식으로 QPSK 변조 심볼의 4개의 추정값을 복조한다.
본 실시예에서, QPSK 심볼의 4개의 추정값을 획득하기 위해, 2개의 캐리어 상에서 2개의 수신 안테나에 의해 수신된 신호를 포함하는 열 벡터에 대해 채널 등화가 수행되고; 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, QPSK 변조 심볼의 4개의 추정값이 QPSK 성상도의 매핑 방식으로 복조된다. 즉, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값이 공동 복조 방식으로 획득된다. 데이터 전송의 송수신 성능이 향상될 수 있도록, 서로 다른 캐리어 상에서 동일한 신호가 복수의 수신 안테나에 의해 동시에 수신될 수 있으며, 주파수 다이버시티와 공간 다이버시티가 구현된다.
도 17은 본 발명에 따른 데이터 전송 장치의 실시예 1을 개략적으로 나타낸 구조도이다. 도 17에 도시된 바와 같이, 본 실시예에서의 데이터 전송 장치는 변조 모듈(1701), 처리 모듈(1702), 및 송신 모듈(1703)을 포함한다. 변조 모듈(1701)은 송신될 정보 비트를 저차 성상도에 따라 변조하고, 4m개의 저차 변조 심볼을 생성하도록 구성된다. 여기서, m은 1보다 크거나 같은 정수이다. 처리 모듈(1702)은, 고차 성상도에 대응하는 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 4m개의 저차 변조 심볼 중 4개씩의 저차 변조 심볼 각각을 포함하는 열 벡터를 프리코딩 행렬 Q에 개별적으로 곱하도록 구성된다. 송신 모듈(1703)은, 2개의 안테나의 서로 다른 캐리어 상에서 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 각각 대응시켜 송신하도록 구성된다.
전술한 실시예에서, 4m개의 송신될 고차 변조 심볼은 4가지 유형으로 분류되고,
Figure pct00338
번째 고차 변조 심볼이 제1 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00339
번째 고차 변조 심볼이 제2 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00340
번째 고차 변조 심볼이 제3 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00341
번째 고차 변조 심볼이 제4 고차 변조 심볼이다. 여기서,
Figure pct00342
이고, i는 정수이다.
송신 모듈은 구체적으로, 제1 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 제1 고차 변조 심볼을 송신하고, 제2 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 제2 고차 변조 심볼을 송신하며, 제1 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 제3 고차 변조 심볼을 송신하고, 제2 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 제4 고차 변조 심볼을 송신하도록 구성된다.
전술한 실시예에서, 처리 모듈(1702)은 구체적으로,
256 직교 진폭 변조(QAM) 성상도에 대응하는 256QAM 변조 심볼로서 각각
Figure pct00343
인 4개의 송신될 256QAM 변조 심볼을 획득하기 위해, 4개의 직교 위상 편이 변조(QPSK) 심볼을 포함하는 열 벡터
Figure pct00344
를 프리코딩 행렬
Figure pct00345
에 곱하도록 구성된다. 여기서,
Figure pct00346
은 제1 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00347
은 제2 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00348
는 제3 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00349
은 제4 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00350
는 전치행렬을 나타낸다.
전술한 실시예에서, 처리 모듈(1702)은 구체적으로,
128QAM 성상도에 대응하는 128QAM 변조 심볼로서 각각
Figure pct00351
인 4개의 송신될 128QAM 변조 심볼을 획득하기 위해, 4개의 QPSK 심볼을 포함하는 열 벡터
Figure pct00352
를 프리코딩 행렬
Figure pct00353
에 곱하도록 구성된다. 여기서,
Figure pct00354
은 제1 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00355
은 제2 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00356
는 제3 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00357
은 제4 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00358
는 전치행렬을 나타낸다.
전술한 실시예에서, 처리 모듈(1702)은 구체적으로,
QPSK 성상도에 대응하는 변조 심볼로서 각각
Figure pct00359
인 4개의 송신될 변조 심볼을 획득하기 위해, 4개의 BPSK 심볼을 포함하는 열 벡터
Figure pct00360
를 프리코딩 행렬
Figure pct00361
에 곱하도록 구성된다. 여기서,
Figure pct00362
은 제1 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00363
은 제2 고차 변조 심볼이며,
Figure pct00364
는 제3 고차 변조 심볼이고,
Figure pct00365
은 제4 고차 변조 심볼이다.
본 실시예의 데이터 전송 장치는 도 5, 또는 도 10, 또는 도 14에 도시된 방법 실시예의 기술적 해결책을 구현하도록 상응하게 구성될 수 있고, 데이터 전송 장치의 구현 원리와 기술적인 효과가 유사하며, 여기서는 다시 설명하지 않는다.
도 18은 본 발명에 따른 데이터 전송 장치의 실시예 2를 개략적으로 나타낸 구조도이다. 도 18에 도시된 바와 같이, 본 실시예의 데이터 전송 장치는 수신 모듈(1801), 채널 등화 모듈(1802), 및 복조 모듈(1803)를 포함한다. 수신 모듈(1801)은 2개의 캐리어 상에서 신호를 수신하도록 구성된다. 여기서, 수신 모듈은 제1 수신 안테나와 제2 수신 안테나 위에 배치되고, 2개의 캐리어는 각각 제1 서브캐리어와 제2 서브캐리어이며, 제1 서브캐리어 상에서 제1 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
Figure pct00366
이고, 제1 서브캐리어 상에서 제2 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
Figure pct00367
이며, 제2 서브캐리어 상에서 제1 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
Figure pct00368
이고, 제2 서브캐리어 상에서 제2 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
Figure pct00369
이다. 채널 등화 모듈(1802)은,
Figure pct00370
에 대해 채널 등화가 수행된 후에, 4m개의 저차 변조 심볼의 추정값을 획득하도록 구성된다. 여기서, m은 1보다 크거나 같은 정수이다. 복조 모듈(1803)은, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 대응하는 저차 성상도에 따라 4m개의 저차 변조 심볼의 추정값을 복조하도록 구성된다.
전술한 실시예에서, 저차 변조 심볼은 직교 위상 편이(QPSK) 변조 심볼이거나 또는 2진 위상 편이(BPSK) 변조 심볼이다.
본 실시예의 장치는 도 8 또는 도 12에 도시된 방법 실시예의 기술적 해결책을 구현하도록 상응하게 구성될 수 있고, 데이터 전송 장치의 구현 원리와 기술적인 효과가 유사하며, 여기서는 다시 설명하지 않는다.
도 19는 본 발명에 따른 데이터 전송 장치의 실시예 3을 개략적으로 나타낸 구조도이다. 도 19에 도시된 바와 같이, 본 실시예의 데이터 전송 장치는 채널 등화 모듈(1901), 복조 모듈(1902), 및 처리 모듈(1903)을 포함한다. 채널 등화 모듈(1901)은, 제1 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 획득하기 위해, 제1 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화를 수행하도록 구성되고 - 여기서, m은 1보다 크거나 같은 정수임 -; 채널 등화 모듈(1901)은 추가적으로, 제2 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 획득하기 위해, 제2 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화를 수행하도록 구성된다. 복조 모듈(1902)은 제1 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해 고차 성상도의 매핑 방식으로 제1 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 복조하도록 구성되고; 복조 모듈(1902)은 추가적으로, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제2 추정값을 획득하기 위해, 고차 성상도의 매핑 방식으로 제2 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 복조하도록 구성된다. 처리 모듈(1903)은, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제1 추정값 및 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제2 추정값을 조합하도록 구성된다.
전술한 실시예에서, 고차 변조 심볼은 256 직교 진폭 변조(QAM) 변조 심볼이거나 또는 직교 위상 편이(QPSK) 변조 심볼이다.
본 실시예의 데이터 전송 장치는 도 9, 또는 도 13, 또는 도 16에 도시된 방법 실시예의 기술적 해결책을 구현하도록 상응하게 구성될 수 있고, 데이터 전송 장치의 구현 원리와 기술적인 효과가 유사하며, 여기서는 다시 설명하지 않는다.
도 20은 본 발명에 따른 데이터 전송 장치의 실시예 4를 개략적으로 나타낸 구조도이다. 도 20에 도시된 바와 같이, 본 실시예의 데이터 전송 장치는 변조기(2001), 프로세서(2002), 및 송신기(2003)를 포함한다. 변조기(2001)는 송신될 정보 비트를 저차 성상도에 따라 변조하고, 4m개의 저차 변조 심볼을 생성하도록 구성된다. 여기서, m은 1보다 크거나 같은 정수이다. 프로세서(2002)는, 고차 성상도에 대응하는 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 4m개의 저차 변조 심볼 중 4개씩의 저차 변조 심볼 각각을 포함하는 열 벡터를 프리코딩 행렬 Q에 개별적으로 곱하도록 구성된다. 송신기(2003)은 2개의 안테나의 서로 다른 캐리어 상에서 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 각각 대응시켜 송신하도록 구성된다.
본 실시예의 데이터 전송 장치는 도 5, 또는 도 10, 또는 도 14에 도시된 방법 실시예의 기술적 해결책을 구현하도록 상응하게 구성될 수 있고, 장치의 구현 원리와 기술적인 효과가 유사하며, 여기서는 다시 설명하지 않는다.
도 21은 본 발명에 따른 데이터 전송 장치의 실시예 5를 개략적으로 나타낸 구조도이다. 본 실시예의 데이터 전송 장치는 수신기(2101), 채널 등화기(2102), 및 복조기(2103)를 포함한다. 수신기(2101)는 2개의 캐리어 상에서 신호를 수신하도록 구성된다. 여기서, 수신기는 제1 수신 안테나와 제2 수신 안테나 위에 배치되고, 2개의 캐리어는 각각 제1 서브캐리어와 제2 서브캐리어이며, 제1 서브캐리어 상에서 제1 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
Figure pct00371
이고, 제1 서브캐리어 상에서 제2 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
Figure pct00372
이며, 제2 서브캐리어 상에서 제1 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
Figure pct00373
이고, 제2 서브캐리어 상에서 제2 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
Figure pct00374
이다.
채널 등화기(2102)는,
Figure pct00375
에 대해 채널 등화가 수행된 후에, 4m개의 저차 변조 심볼의 추정값을 획득하도록 구성된다. 여기서, m은 1보다 크거나 같은 정수이다. 복조기(2103)는, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 대응하는 저차 성상도에 따라 4m개의 저차 변조 심볼의 추정값을 복조하도록 구성된다.
본 실시예의 데이터 전송 장치는 도 8 또는 도 12에 도시된 방법 실시예의 기술적 해결책을 구현하도록 상응하게 구성될 수 있고, 장치의 구현 원리와 기술적인 효과가 유사하며, 여기서는 다시 설명하지 않는다.
도 22는 본 발명에 따른 데이터 전송 장치의 실시예 6을 개략적으로 나타낸 구조도이다. 본 실시예의 데이터 전송 장치는 채널 등화기(2201), 복조기(2202), 및 프로세서(2203)를 포함한다. 채널 등화기(2201)는, 제1 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 획득하기 위해, 제1 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화를 수행하도록 구성되고 - 여기서, m은 1보다 크거나 같은 정수임 -; 채널 등화기(2201)는 추가적으로, 제2 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 획득하기 위해, 제2 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화를 수행하도록 구성된다. 복조기(2202)는, 제1 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 고차 성상도의 매핑 방식으로 제1 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 복조하도록 구성되고; 복조기(2202)는 추가적으로, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제2 추정값을 획득하기 위해, 고차 성상도의 매핑 방식으로 제2 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 복조하도록 구성된다. 프로세서(2203)는, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제1 추정값 및 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 제2 추정값을 조합하도록 구성된다.
본 실시예의 데이터 전송 장치는 도 9, 또는 도 13, 또는 도 16에 도시된 방법 실시예의 기술적 해결책을 구현하도록 상응하게 구성될 수 있고, 장치의 구현 원리와 기술적인 효과가 유사하며, 여기서는 다시 설명하지 않는다.
당업자라면 이러한 방법 실시예의 단계 중 전부 또는 일부가 적절한 하드웨어에게 지시하는 프로그램에 의해 구현될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 프로그램은 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 저장되어 있을 수 있다. 이 프로그램이 실행되면, 방법 실시예의 단계들이 수행된다. 전술한 저장 매체는 프로그램 코드를 저장할 수 있는 임의의 저장 매체, 예를 들어, 롬(ROM), 램(RAM), 자기 디스크, 또는 광 디스크를 포함할 수 있다.
마지막으로, 전술한 실시예는 본 발명을 한정하기보다는 본 발명의 기술적 해결책을 설명하기 위한 것에 불과하다는 것을 유의해야 한다. 전술한 실시예를 참조하여 본 발명을 상세히 설명하였지만, 본 발명의 실시예의 기술적 해결책의 보호 범위를 벗어나지 않고 전술한 실시예에서 설명된 기술적 해결책을 변경하거나 또는 기술적 해결책의 기술적 특징 중 일부나 전부에 대해 등가의 대체가 이루어질 수 있다는 것을 당업자라면 이해할 수 있을 것이다.

Claims (18)

  1. 데이터 전송 방법으로서,
    송신될 정보 비트를 저차 성상도(lower order constellation diagram)에 따라 변조하고, 4m개의 저차 변조 심볼을 생성하는 단계 - m은 1보다 크거나 같은 정수임 -;
    고차 성상도에 대응하는 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 상기 4m개의 저차 변조 심볼 중 4개씩의 저차 변조 심볼 각각을 포함하는 열 벡터를 프리코딩 행렬 Q에 개별적으로 곱하는 단계; 및
    2개의 안테나의 서로 다른 캐리어 상에서 상기 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 각각 대응시켜 송신하는 단계
    를 포함하는 데이터 전송 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 4m개의 송신될 고차 변조 심볼은 4가지 유형으로 분류되고,
    Figure pct00376
    번째 고차 변조 심볼이 제1 고차 변조 심볼이고,
    Figure pct00377
    번째 고차 변조 심볼이 제2 고차 변조 심볼이며,
    Figure pct00378
    번째 고차 변조 심볼이 제3 고차 변조 심볼이고,
    Figure pct00379
    번째 고차 변조 심볼이 제4 고차 변조 심볼이며,
    Figure pct00380
    이고, i는 정수이며;
    상기 2개의 안테나의 서로 다른 캐리어 상에서 상기 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 각각 대응시켜 송신하는 단계는,
    제1 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 상기 제1 고차 변조 심볼을 송신하고, 제2 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 상기 제2 고차 변조 심볼을 송신하며, 상기 제1 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 상기 제3 고차 변조 심볼을 송신하고, 상기 제2 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 상기 제4 고차 변조 심볼을 송신하는 단계
    를 포함하는, 데이터 전송 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 고차 성상도에 대응하는 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 상기 4m개의 저차 변조 심볼 중 4개씩의 저차 변조 심볼 각각을 포함하는 열 벡터를 프리코딩 행렬 Q에 개별적으로 곱하는 단계는,
    256 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation, QAM) 성상도에 대응하는 256QAM 변조 심볼로서 각각
    Figure pct00381
    인 4개의 송신될 256QAM 변조 심볼을 획득하기 위해, 4개의 직교 위상 편이 변조(quadrature phase shift keying, QPSK) 심볼을 포함하는 열 벡터
    Figure pct00382
    를 프리코딩 행렬
    Figure pct00383
    에 곱하는 단계 -
    Figure pct00384
    은 상기 제1 고차 변조 심볼이고,
    Figure pct00385
    은 상기 제2 고차 변조 심볼이며,
    Figure pct00386
    는 상기 제3 고차 변조 심볼이고,
    Figure pct00387
    은 상기 제4 고차 변조 심볼이며,
    Figure pct00388
    는 전치행렬을 나타냄 -
    를 포함하는, 데이터 전송 방법.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 고차 성상도에 대응하는 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 상기 4m개의 저차 변조 심볼 중 4개씩의 저차 변조 심볼 각각을 포함하는 열 벡터를 프리코딩 행렬 Q에 개별적으로 곱하는 단계는,
    128QAM 성상도에 대응하는 128QAM 변조 심볼로서 각각
    Figure pct00389
    인 4개의 송신될 128QAM 변조 심볼을 획득하기 위해, 4개의 QPSK 심볼을 포함하는 열 벡터
    Figure pct00390
    를 프리코딩 행렬
    Figure pct00391
    에 곱하는 단계 -
    Figure pct00392
    은 상기 제1 고차 변조 심볼이고,
    Figure pct00393
    은 상기 제2 고차 변조 심볼이며,
    Figure pct00394
    는 상기 제3 고차 변조 심볼이고,
    Figure pct00395
    은 상기 제4 고차 변조 심볼이며,
    Figure pct00396
    는 전치행렬을 나타냄 -
    를 포함하는, 데이터 전송 방법.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 고차 성상도에 대응하는 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 상기 4m개의 저차 변조 심볼 중 4개씩의 저차 변조 심볼 각각을 포함하는 열 벡터를 프리코딩 행렬 Q에 개별적으로 곱하는 단계는,
    QPSK 성상도에 대응하는 변조 심볼로서 각각
    Figure pct00397
    인 4개의 송신될 변조 심볼을 획득하기 위해, 4개의 BPSK 심볼을 포함하는 열 벡터
    Figure pct00398
    를 프리코딩 행렬
    Figure pct00399
    에 곱하는 단계 -
    Figure pct00400
    은 상기 제1 고차 변조 심볼이고,
    Figure pct00401
    은 상기 제2 고차 변조 심볼이며,
    Figure pct00402
    는 상기 제3 고차 변조 심볼이고,
    Figure pct00403
    은 상기 제4 고차 변조 심볼임 -
    를 포함하는, 데이터 전송 방법.
  6. 데이터 전송 방법으로서,
    2개의 수신 안테나가 2개의 캐리어 상에서 신호를 수신하는 단계 - 상기 2개의 수신 안테나는 각각 제1 수신 안테나와 제2 수신 안테나이고, 상기 2개의 캐리어는 각각 제1 서브캐리어와 제2 서브캐리어이며, 상기 제1 서브캐리어 상에서 상기 제1 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
    Figure pct00404
    이고, 상기 제1 서브캐리어 상에서 상기 제2 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
    Figure pct00405
    이며, 상기 제2 서브캐리어 상에서 상기 제1 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
    Figure pct00406
    이고, 상기 제2 서브캐리어 상에서 상기 제2 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
    Figure pct00407
    임 -;
    Figure pct00408
    에 대해 채널 등화(channel equalization)가 수행된 후에, 4m개의 저차 변조 심볼의 추정값을 획득하는 단계 - m은 1보다 크거나 같은 정수임 -; 및
    송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 대응하는 저차 성상도에 따라 상기 4m개의 저차 변조 심볼의 추정값을 복조하는 단계
    를 포함하는 데이터 전송 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 저차 변조 심볼은 직교 위상 편이 변조(quadrature phase shift keying, QPSK) 변조 심볼이거나 또는 2진 위상 편이 변조(binary phase shift keying, BPSK) 변조 심볼인, 데이터 전송 방법.
  8. 데이터 전송 방법으로서,
    제1 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 획득하기 위해, 제1 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화(channel equalization)를 수행하는 단계 - m은 1보다 크거나 같은 정수임 -;
    제2 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 획득하기 위해, 제2 서브캐리어 상에서 상기 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화를 수행하는 단계;
    제1 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 고차 성상도의 매핑 방식으로 상기 제1 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 복조하는 단계;
    상기 송신단에 의해 송신된 상기 정보 비트의 제2 추정값을 획득하기 위해, 상기 고차 성상도의 상기 매핑 방식으로 상기 제2 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 복조하는 단계; 및
    상기 송신단에 의해 송신된 상기 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 상기 송신단에 의해 송신된 상기 정보 비트의 제1 추정값 및 상기 송신단에 의해 송신된 상기 정보 비트의 제2 추정값을 조합하는 단계
    를 포함하는 데이터 전송 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 고차 변조 심볼은 256 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation, QAM) 변조 심볼이거나 또는 직교 위상 편이(quadrature phase shift keying, QPSK) 변조 심볼인, 데이터 전송 방법.
  10. 데이터 전송 장치로서,
    송신될 정보 비트를 저차 성상도(lower order constellation diagram)에 따라 변조하고, 4m개의 저차 변조 심볼을 생성하도록 구성된 변조 모듈 - m은 1보다 크거나 같은 정수임 -;
    고차 성상도에 대응하는 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 획득하기 위해, 상기 4m개의 저차 변조 심볼 중 4개씩의 저차 변조 심볼 각각을 포함하는 열 벡터를 프리코딩 행렬 Q에 개별적으로 곱하도록 구성된 처리 모듈; 및
    2개의 안테나의 서로 다른 캐리어 상에서 상기 4m개의 송신될 고차 변조 심볼을 각각 대응시켜 송신하도록 구성된 송신 모듈
    을 포함하는 데이터 전송 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 4m개의 송신될 고차 변조 심볼은 4가지 유형으로 분류되고,
    Figure pct00409
    번째 고차 변조 심볼이 제1 고차 변조 심볼이고,
    Figure pct00410
    번째 고차 변조 심볼이 제2 고차 변조 심볼이며,
    Figure pct00411
    번째 고차 변조 심볼이 제3 고차 변조 심볼이고,
    Figure pct00412
    번째 고차 변조 심볼이 제4 고차 변조 심볼이며,
    Figure pct00413
    이고, i는 정수이며;
    상기 송신 모듈은 구체적으로, 제1 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 상기 제1 고차 변조 심볼을 송신하고, 제2 송신 안테나의 제1 서브캐리어 상에서 상기 제2 고차 변조 심볼을 송신하며, 상기 제1 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 상기 제3 고차 변조 심볼을 송신하고, 상기 제2 송신 안테나의 제2 서브캐리어 상에서 상기 제4 고차 변조 심볼을 송신하도록 구성된, 데이터 전송 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 처리 모듈은 구체적으로,
    256 직교 진폭 변조(QAM) 성상도에 대응하는 256QAM 변조 심볼로서 각각
    Figure pct00414
    인 4개의 송신될 256QAM 변조 심볼을 획득하기 위해, 4개의 직교 위상 편이 변조(QPSK) 심볼을 포함하는 열 벡터
    Figure pct00415
    를 프리코딩 행렬
    Figure pct00416
    에 곱하도록 구성되고,
    Figure pct00417
    은 상기 제1 고차 변조 심볼이고,
    Figure pct00418
    은 상기 제2 고차 변조 심볼이며,
    Figure pct00419
    는 상기 제3 고차 변조 심볼이고,
    Figure pct00420
    은 상기 제4 고차 변조 심볼이며,
    Figure pct00421
    는 전치행렬을 나타내는, 데이터 전송 장치.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 처리 모듈은 구체적으로,
    128QAM 성상도에 대응하는 128QAM 변조 심볼로서 각각
    Figure pct00422
    인 4개의 송신될 128QAM 변조 심볼을 획득하기 위해, 4개의 QPSK 심볼을 포함하는 열 벡터
    Figure pct00423
    를 프리코딩 행렬
    Figure pct00424
    에 곱하도록 구성되고,
    Figure pct00425
    은 상기 제1 고차 변조 심볼이고,
    Figure pct00426
    은 상기 제2 고차 변조 심볼이며,
    Figure pct00427
    는 상기 제3 고차 변조 심볼이고,
    Figure pct00428
    은 상기 제4 고차 변조 심볼이며,
    Figure pct00429
    는 전치행렬을 나타내는, 데이터 전송 장치.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 처리 모듈은 구체적으로,
    QPSK 성상도에 대응하는 변조 심볼로서 각각
    Figure pct00430
    인 4개의 송신될 변조 심볼을 획득하기 위해, 4개의 BPSK 심볼을 포함하는 열 벡터
    Figure pct00431
    을 프리코딩 행렬
    Figure pct00432
    에 곱하도록 구성되고,
    Figure pct00433
    은 상기 제1 고차 변조 심볼이고,
    Figure pct00434
    은 상기 제2 고차 변조 심볼이며,
    Figure pct00435
    는 상기 제3 고차 변조 심볼이고,
    Figure pct00436
    은 상기 제4 고차 변조 심볼인, 데이터 전송 장치.
  15. 데이터 전송 장치로서,
    2개의 캐리어 상에서 신호를 수신하도록 구성된 수신 모듈 - 상기 수신 모듈은 제1 수신 안테나와 제2 수신 안테나 위에 배치되고, 상기 2개의 캐리어는 각각 제1 서브캐리어와 제2 서브캐리어이며, 상기 제1 서브캐리어 상에서 상기 제1 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
    Figure pct00437
    이고, 상기 제1 서브캐리어 상에서 상기 제2 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
    Figure pct00438
    이며, 상기 제2 서브캐리어 상에서 상기 제1 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
    Figure pct00439
    이고, 상기 제2 서브캐리어 상에서 상기 제2 수신 안테나에 의해 수신되는 신호가
    Figure pct00440
    임 -;
    Figure pct00441
    에 대해 채널 등화(channel equalization)가 수행된 후에, 4m개의 저차 변조 심볼의 추정값을 획득하도록 구성된 채널 등화 모듈 - m은 1보다 크거나 같은 정수임 -; 및
    송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 대응하는 저차 성상도에 따라 상기 4m개의 저차 변조 심볼의 추정값을 복조하도록 구성된 복조 모듈
    을 포함하는 데이터 전송 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 저차 변조 심볼은 직교 위상 편이 변조(quadrature phase shift keying, QPSK) 변조 심볼이거나 또는 2진 위상 편이 변조(binary phase shift keying, BPSK) 변조 심볼인, 데이터 전송 장치.
  17. 데이터 전송 장치로서,
    제1 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 획득하기 위해, 제1 서브캐리어 상에서 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화를 수행하도록 구성되고, 추가적으로, 제2 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 획득하기 위해, 제2 서브캐리어 상에서 상기 2개의 안테나에 의해 수신된 신호에 대해 채널 등화를 수행하도록 구성된 채널 등화 모듈 - m은 1보다 크거나 같은 정수임 -
    제1 송신단에 의해 송신된 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 고차 성상도의 매핑 방식으로 상기 제1 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 복조하도록 구성되고, 추가적으로, 상기 송신단에 의해 송신된 상기 정보 비트의 제2 추정값을 획득하기 위해, 상기 고차 성상도의 상기 매핑 방식으로 상기 제2 고차 변조 심볼의 2m개의 추정값을 복조하도록 구성된 복조 모듈; 및
    상기 송신단에 의해 송신된 상기 정보 비트의 추정값을 획득하기 위해, 상기 송신단에 의해 송신된 상기 정보 비트의 제1 추정값 및 상기 송신단에 의해 송신된 상기 정보 비트의 제2 추정값을 조합하도록 구성된 처리 모듈
    을 포함하는 데이터 전송 장치.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 고차 변조 심볼은 256 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation, QAM) 변조 심볼이거나 또는 직교 위상 편이(quadrature phase shift keying, QPSK) 변조 심볼인, 데이터 전송 장치.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102647891B1 (ko) * 2022-12-20 2024-03-14 중앙대학교 산학협력단 세그멘티드 빔포빙 기반 다중-빔 공간 벡터 결합 mimo 통신 시스템

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109698735B (zh) * 2017-10-20 2020-02-18 北京字节跳动网络技术有限公司 一种异频分集数据处理方法及装置
CN111083081A (zh) * 2018-10-19 2020-04-28 华为技术有限公司 基于双载波调制的数据通信方法及相关装置
CN113746515B (zh) * 2020-05-29 2023-06-06 华为技术有限公司 应用电磁超表面阵列的数据发送方法、装置及系统
CN113810069B (zh) * 2020-06-16 2023-10-20 华为技术有限公司 用于传输信号的通信装置及信号传输方法
CN111988255B (zh) * 2020-07-15 2022-12-09 郑州轻工业大学 一种基于分解和分布式调制的物理层安全传输方法及系统
CN112688866B (zh) * 2020-12-22 2023-03-21 上海金卓科技有限公司 一种数据发送、数据接收方法、电子设备及存储介质
CN116418645A (zh) * 2021-12-31 2023-07-11 华为技术有限公司 一种高频场景下的通信方法及装置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050195765A1 (en) * 2004-03-08 2005-09-08 Infineon Technologies Ag Dual carrier modulator for a multiband OFDM transceiver
WO2008131156A1 (en) * 2007-04-18 2008-10-30 Texas Instruments Incorporated Systems and methods for dual-carrier modulation encoding and decoding
US20080317168A1 (en) * 2005-12-12 2008-12-25 Koninklijke Philips Electronics, N.V. Integer Spreading Rotation Matrices for Qam Constellations and Its Application to Decode-Remodulate-Forward Cooperative Communication Strategy
WO2009016573A2 (en) * 2007-07-27 2009-02-05 Koninklijke Philips Electronics, N.V. System and method of transmitting and receiving mimo-ofdm signals
US20110033004A1 (en) * 2008-04-18 2011-02-10 Koninklijke Philips Electronics, N.V. Dual carrier modulation precoding

Family Cites Families (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8050345B1 (en) * 1999-08-09 2011-11-01 Kamilo Feher QAM and GMSK systems
US7010029B1 (en) * 2000-04-13 2006-03-07 At&T Corp. Equalization of transmit diversity space-time coded signals
JP2002149317A (ja) * 2000-11-14 2002-05-24 Nagano Fujitsu Component Kk 入力システム及び入力装置
US7306674B2 (en) * 2001-01-19 2007-12-11 Chevron U.S.A. Inc. Nucleation of diamond films using higher diamondoids
JP4119696B2 (ja) * 2001-08-10 2008-07-16 松下電器産業株式会社 送信装置、受信装置及び無線通信方法
US7359466B2 (en) * 2001-08-24 2008-04-15 Lucent Technologies Inc. Signal detection by a receiver in a multiple antenna time-dispersive system
US20040081131A1 (en) 2002-10-25 2004-04-29 Walton Jay Rod OFDM communication system with multiple OFDM symbol sizes
US7002900B2 (en) * 2002-10-25 2006-02-21 Qualcomm Incorporated Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system
US7796680B2 (en) * 2004-02-12 2010-09-14 Nec Corporation Mobile communication system and wireless apparatus to be used for the same
TW200607272A (en) * 2004-05-11 2006-02-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd OFDM reception apparatus and method
JP2006246176A (ja) * 2005-03-04 2006-09-14 Nec Corp Ｍｉｍｏ受信装置、受信方法および無線通信システム
US7344985B2 (en) * 2005-04-01 2008-03-18 Texas Instruments Incorporated Nickel alloy silicide including indium and a method of manufacture therefor
US7697620B2 (en) * 2005-11-14 2010-04-13 Ibiquity Digital Corporation Equalizer for AM in-band on-channel radio receivers
JP5420407B2 (ja) * 2006-08-17 2014-02-19 インテル コーポレイション プリコーディングフィードバックのための方法および無線送受信ユニット装置
US8102930B2 (en) * 2007-03-28 2012-01-24 Agere Systems Inc. Demodulation of 16-QAM, DCM data symbols using two hybrid-QPSK constellations
EP1978666B1 (en) * 2007-04-02 2014-01-22 Sequans Communications Method for transmitting and estimating symbols coded with coding matrix, as well as corresponding receiver and transmitter
US7990920B2 (en) 2007-04-26 2011-08-02 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmit diversity for acknowledgement and category 0 bits in a wireless communication system
US8160177B2 (en) * 2007-06-25 2012-04-17 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmit methods with delay diversity and space-frequency diversity
CN101447854B (zh) * 2007-11-27 2012-11-07 上海华为技术有限公司 数据发送/转发/处理方法及装置
EP2071758A1 (en) * 2007-12-11 2009-06-17 Sony Corporation OFDM-Transmitting apparatus and method, and OFDM-receiving apparatus and method
CN101471757B (zh) * 2007-12-25 2013-06-05 华为技术有限公司 一种接收合并方法、系统和设备
WO2009084483A1 (ja) * 2007-12-27 2009-07-09 Kureha Corporation 接着性フッ化ビニリデン系樹脂シート
KR101490262B1 (ko) 2008-01-02 2015-02-05 엘지전자 주식회사 신호 송수신 방법 및 신호 송수신 장치
TWI474693B (zh) 2008-03-10 2015-02-21 Koninkl Philips Electronics Nv 用於多重次載波聯合預編碼的技術
CN101521514B (zh) * 2008-10-13 2012-01-18 重庆无线绿洲通信技术有限公司 结合重复累积码的多元编码调制方法及装置
CN101599785B (zh) * 2009-06-25 2013-01-02 北京邮电大学 一种多小区联合传输方法
JP5500379B2 (ja) 2010-09-03 2014-05-21 ソニー株式会社 データ処理装置、及びデータ処理方法
CN101986587B (zh) * 2010-10-25 2013-04-03 北京邮电大学 一种克服弱散射的多天线码本选择调制方法
JP5637393B2 (ja) * 2011-04-28 2014-12-10 ソニー株式会社 データ処理装置、及び、データ処理方法
CN102833043A (zh) * 2012-08-25 2012-12-19 华南理工大学 空分复用多天线系统基于旋转星座图的编解码方法
US8885766B2 (en) * 2012-09-11 2014-11-11 Inphi Corporation Optical communication interface utilizing N-dimensional double square quadrature amplitude modulation
RU2523190C1 (ru) * 2012-11-27 2014-07-20 Корпорация "САМСУНГ ЭЛЕКТРОНИКС Ко., Лтд." Способ итеративного детектирования и декодирования сигнала в системах связи с mimo каналом
WO2014123388A1 (ko) * 2013-02-08 2014-08-14 엘지전자 주식회사 간섭 제거를 위해 네트워크 지원 정보를 전송하는 방법 및 서빙셀 기지국
CN104539336A (zh) * 2014-12-26 2015-04-22 江苏中兴微通信息科技有限公司 一种利用发送分集的空间调制方法及装置
US10134412B2 (en) * 2015-09-03 2018-11-20 Shure Acquisition Holdings, Inc. Multiresolution coding and modulation system

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050195765A1 (en) * 2004-03-08 2005-09-08 Infineon Technologies Ag Dual carrier modulator for a multiband OFDM transceiver
US20080317168A1 (en) * 2005-12-12 2008-12-25 Koninklijke Philips Electronics, N.V. Integer Spreading Rotation Matrices for Qam Constellations and Its Application to Decode-Remodulate-Forward Cooperative Communication Strategy
WO2008131156A1 (en) * 2007-04-18 2008-10-30 Texas Instruments Incorporated Systems and methods for dual-carrier modulation encoding and decoding
WO2009016573A2 (en) * 2007-07-27 2009-02-05 Koninklijke Philips Electronics, N.V. System and method of transmitting and receiving mimo-ofdm signals
US20110033004A1 (en) * 2008-04-18 2011-02-10 Koninklijke Philips Electronics, N.V. Dual carrier modulation precoding

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102647891B1 (ko) * 2022-12-20 2024-03-14 중앙대학교 산학협력단 세그멘티드 빔포빙 기반 다중-빔 공간 벡터 결합 mimo 통신 시스템

Also Published As

Publication number Publication date
JP2018537906A (ja) 2018-12-20
JP6686137B2 (ja) 2020-04-22
US10819553B2 (en) 2020-10-27
CN112134605B (zh) 2024-04-09
WO2017080392A1 (zh) 2017-05-18
US10419262B2 (en) 2019-09-17
EP4027551B1 (en) 2024-02-14
US20180262381A1 (en) 2018-09-13
US11140017B2 (en) 2021-10-05
CN106712826B (zh) 2020-09-04
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