KR20170058378A

KR20170058378A - 유연한 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 물리 전송 데이터 프레임 프리앰블의 동적 구성

Info

Publication number: KR20170058378A
Application number: KR1020177008159A
Authority: KR
Inventors: 케빈 에이 셸비; 마이클 제이. 사이몬; 마크 언쇼; 자히르 재퍼 라자
Original assignee: 원 미디어, 엘엘씨
Priority date: 2014-08-25
Filing date: 2015-08-25
Publication date: 2017-05-26
Also published as: CN110266426A; CA3112710A1; CA3033288C; CA3194847A1; US11923966B2; CN106797264B; CN112187399B; US20170207873A1; MX2017002317A; BR122018067680B1; JP2019050609A; EP3186906A1; JP6438570B2; WO2016033059A1; MX2022001205A; CA2957573C; BR112017003588A2; US10833789B2; CN116388922A; CA3033288A1

Abstract

수신 디바이스와 통신하기 위해 송신 디바이스를 동작시키는 방법이 본원에 설명된다. 방법은 송신 디바이스가 루트 인덱스 값들의 세트로부터 루트 인덱스 값을 선택하는 단계를 포함한다. 방법은 송신 디바이스가 선택된 루트 인덱스 값에 기초하여 주파수 도메인 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스를 발생시키는 단계를 더 포함한다. 방법은 송신 디바이스가 의사 잡음 시퀀스에 의해 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스를 변조하는 단계를 더 포함한다. 방법은 송신 디바이스가 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼을 발생시키는 단계를 더 포함하며, 의사 잡음 시퀀스에 의해 변조되는 주파수 도메인 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스는 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼에 대한 서브캐리어 값들을 정의한다. 방법은 송신 디바이스가 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼을 프레임의 프리앰블의 초기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼로서 수신 디바이스에 송신하는 단계를 더 포함한다.

Description

유연한 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 물리 전송 데이터 프레임 프리앰블의 동적 구성{DYNAMIC CONFIGURATION OF A FLEXIBLE ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING PHY TRANSPORT DATA FRAME PREAMBLE}

관련 출원들에 대한 상호 참조

본 출원은 2014년 8월 25일에 출원된 미국 특허 출원 제62/041478호로부터의 우선권을 주장하며, 미국 특허 출원은 본원에 전체적으로 참조로 포함된다.

본 개시내용의 분야

본 개시는 무선 통신의 분야에 관한 것으로, 특히 브로드캐스트 네트워크들에서 강건한 신호 검출 및 서비스 발견을 가능하게 하기 위해, 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)("OFDM") 물리 전송 프레임 프리앰블들을 동적으로 구성하는 메커니즘들에 관한 것이다.

현재의 세계에서, 많은 전자 디바이스들은 다른 연결된 디바이스들로부터의 데이터의 수신에 대한 무선 연결성에 의존한다. 전형적인 무선 전개에서, 데이터를 송신하는 하나 이상의 무선 액세스 포인트들, 및 무선 액세스 포인트(들)로부터 데이터를 수신하는 하나 이상의 디바이스들이 있을 수 있다.

그러한 시나리오에서, 상이한 디바이스들은 상이한 전파 채널 특성들을 가질 수 있고, 이들은 동일한 무선 액세스 포인트로부터 그들의 무선 데이터 수신에 영향을 미칠 수 있다. 예를 들어, 무선 액세스 포인트에 근접하고 및/또는 고정 위치를 갖는(또는 천천히 이동하고 있는) 디바이스는 고속으로 이동하고 있고 및/또는 무선 액세스 포인트로부터 더 멀리 떨어져 있는 디바이스보다 더 좋은 전파 채널 조건들을 가질 수 있다. 제1 디바이스는 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(이하 "OFDM"으로 언급됨) 시스템에서 한 세트의 파라미터들(예컨대 높은 순방향 에러 정정(Forward Error Correction)(FEC) 부호율, 높은 변조 레벨, 및/또는 더 작은 서브캐리어 간격에 의해 인코딩되고 송신되는 데이터를 수신할 수 있는 디바이스들의 그룹으로 분류될 수 있는 반면에, 제2 디바이스는 데이터가 제2 세트의 파라미터들(예컨대 OFDM 시스템에서 낮은 FEC 부호율, 낮은 변조 레벨, 및/또는 더 넓은 서브캐리어 간격)에 의해 인코딩되고 송신되는 것을 요구하는 디바이스들의 그룹으로 분류될 수 있다.

다수의 디바이스들이 공통 소스로부터 동일한 데이터를 수신하기를 원할 수 있는 다수의 시나리오들이 있다. 하나의 그러한 예는 브로드캐스트 텔레비전이며, 다양한 가정 내의 다수의 텔레비전 세트들은 관심 프로그램을 전달하는 공통 브로드캐스트 신호를 모두 수신한다. 그러한 시나리오들에서, 동일한 데이터를 각각의 디바이스에 개별적으로 시그널링하는 것보다는 데이터를 그러한 디바이스들에 브로드캐스트하거나 멀티캐스트하는 것이 상당히 더 효율적이다. 그러나, 상이한 품질 레벨들(예를 들어, 고화질 비디오, 표준 화질 비디오 등)을 갖는 프로그램들은 상이한 전파 채널 특성들을 갖는 디바이스들의 상이한 그룹들에 송신될 필요가 있을 수 있다. 다른 시나리오들에서, 디바이스 특정 데이터를 특정 디바이스에 송신하는 것이 바람직할 수 있고, 그러한 데이터를 인코딩하고 송신하기 위해 사용되는 파라미터들은 디바이스의 위치 및/또는 전파 채널 조건들에 의존할 수 있다.

상기 설명된 바와 같이, 송신된 데이터의 상이한 세트들은 동시에 또는 시간 멀티플렉싱된 방식(또는 둘 다)로, 상이한 인코딩 및 송신 파라미터들에 의해 송신될 필요가 있을 수 있다. 특정 데이터 세트로 송신되는 데이터의 양 및/또는 그러한 데이터 세트에 대한 인코딩 및 송신 파라미터들은 시간에 따라 변화될 수 있다.

동시에, 고속 무선 데이터에 대한 요구는 계속 증가하고, 가장 효율적인 사용을 잠재적인 시변으로 이용가능 무선 자원들(예컨대 무선 스펙트럼의 특정 부분)에 대해 가능하게 하는 것이 바람직하다.

송신 디바이스와 통신하기 위해 수신 디바이스를 동작시키는 방법이 본원에 설명된다. 방법은 수신 디바이스가 송신기에 의해 송신되는 신호의 샘플들의 세트를 수신하는 단계를 포함한다. 방법은 수신 디바이스가 송신된 신호의 프레임의 프리앰블의 초기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼을 검출하기 위해 의사 잡음 시퀀스들에 의해 변조되는 복수의 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스들 각각에 대해 샘플 세트를 상관시키는 단계를 더 포함하며, 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스들은 별개 루트 인덱스 값들에 각각 대응하고 의사 잡음 시퀀스들은 의사 잡음 시드 값들에 기초한다. 방법은 수신 디바이스가 프리앰블의 후속 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들에 대응하는 심볼 데이터 세트들의 취득을 동기화하는 단계를 더 포함하며, 취득의 동기화는 복수의 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스들 중 최대 상관 응답을 제공하는 특정 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스와 연관되는 상관 피크에 기초한다.

송신 디바이스와 수신 디바이스 사이에서 통신하는 방법이 본원에 설명된다. 방법은 송신 디바이스가 시퀀스의 초기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼을 발생시키는 단계를 포함하는, 프레임의 프리앰블에 대한 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들의 시퀀스를 발생시키는 단계를 포함한다. 초기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼의 서브캐리어 값들은 의사 잡음 시퀀스의 초기 부분에 의해 변조되는 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스에 기초하여 결정된다. 송신 디바이스가 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들의 시퀀스를 발생시키는 단계는 초기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼 후에 복수의 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들을 발생시키는 단계를 더 포함한다. 이것은 의사 잡음 시퀀스의 대응하는 비-초기 부분에 의해 변조되는 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스에 기초하여 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼에 대한 서브캐리어 값들을 결정하는 단계; 대응하는 주기적 시프트를 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼에 대한 서브캐리어 값들에 적용하는 단계; 및 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼에 대한 시간 도메인 샘플들을 획득하기 위해 서브캐리어 값들을 역 변환하는 단계를 포함한다. 방법은 송신 디바이스가 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들의 시퀀스를 송신하는 단계를 더 포함한다.

첨부 도면들에서, 아래에 제공되는 상세한 설명과 함께, 청구된 발명의 예시적 실시예들을 설명하는 구조들이 예시된다. 동일한 요소들은 동일한 참조 번호들에 의해 식별된다. 단일 구성요소로 도시되는 요소들은 다수의 구성요소들로 대체될 수 있고, 다수의 구성요소들로 도시되는 요소들은 단일 구성요소로 대체될 수 있다는 점이 이해되어야 한다. 도면들은 축척에 따라 도시되지 않고 특정 요소들의 비율은 예시의 목적을 위해 과장될 수 있다.
도 1은 예시적 브로드캐스트 네트워크를 예시한다.
도 2는 예시적 브로드캐스트 프레임을 예시한다.
도 3은 예시적 브로드캐스트 프레임 치수들을 예시한다.
도 4는 예시적 프레임 제어 채널을 일으키는 예시적 시스템이다.
도 5a 내지 도 5b는 예시적 프레임 제어 구성들을 각각 예시한다.
도 6은 예시적 PN 시퀀스 발생기를 예시한다.
도 7은 예시적 프레임 제어 서브캐리어 매핑을 예시한다.
도 8은 예시적 필드 종결 시그널링을 예시한다.
도 9는 파티션들을 포함하는 예시적 프레임을 예시한다.
도 10은 송신 디바이스를 동작시키는 예시적 방법을 예시한다.
도 11은 수신 디바이스를 동작시키는 예시적 방법을 예시한다.

강건한 검출 및 서비스 발견, 시스템 동기화, 및 수신기 구성을 가능하게 하기 위해 확장가능 PHY 계층 시그널링 프레임워크, 및 특히 연관된 프리앰블 신호 설계가 본원에 설명된다. PHY는 동기/검출 및 시스템 구성을 허용하기 위해 모든 송신 프레임의 일체화된 부분으로 송신되는 프리앰블에 의존한다. 설명되는 바와 같이, 프리앰블 설계는 프레임 구성 및 콘텐츠 제어 정보를 브로드캐스트 수신기에 전달하기 위해 유연성 시그널링 접근법을 포함한다. 신호 설계는 신호 파라미터들이 물리 매체 상에 변조되는 메커니즘을 설명한다. 시그널링 프로토콜은 송신 프레임 구성을 지배하는 파라미터 선택들을 통신하기 위해 사용되는 특정 인코딩을 설명한다. 이것은 공통 프레임 구조로부터 시그널링 요구들을 전개하는 것을 수용하기 위해 확장성을 제공하는 동안 신뢰 서비스 발견을 가능하게 한다. 구체적으로, 프리앰블의 설계는 채널 대역폭과 관계없이 범용 신호 발견을 가능하게 한다. 프리앰블은 또한 다양한 채널 손상들 예컨대 시간 분산 및 다중경로 페이딩, 도플러 시프트, 및 캐리어 주파수 오프셋이 있을 때 신뢰 검출을 가능하게 한다. 게다가, 다수의 서비스 컨텍스트들은 시스템 구성에 넓은 유연성을 가능하게 하는 신호 발견 동안 모드 검출에 기초하여 액세스가능하다. 프리앰블은 또한 계층적 시그널링 구조에 기초하여 서비스 능력에 진행중인 전개를 수용하기 위해 확장성을 용이하게 한다. 더욱이, 검출된 서비스 모드/타입에 기초하여 해석되는 재사용가능 비트 필드들은 제공되는 확장성의 레벨에도 불구하고 비트 효율적인 시그널링을 가능하게 한다.

도 1은 본원에 설명되는 예시적 프리앰블 설계를 사용하는 예시적 브로드캐스트 네트워크(100)를 예시한다. 브로드캐스트 네트워크(100)는 기지국들(BS₁, BS₂,...BS_N)에 의해 예시적으로 제안되는, 복수의 기지국들(101a, 101b...101n)(이하 기지국들(101)로 언급됨)을 포함할 수 있다. 브로드캐스트 게이트웨이(broadcast gateway)("BG")(102)는 다양한 통신 매체 중 어느 것을 통해 기지국들(101)에 결합될 수 있다. 예를 들어, 일 실시예에서, 브로드캐스트 게이트웨이(102)는 인터넷, 또는 더 일반적으로, 컴퓨터 네트워크를 통해 기지국들(101)에 결합될 수 있다. 각각의 기지국(101)은 정보를 하나 이상의 사용자 디바이스들(103)에 무선으로 송신한다. (각각의 사용자 디바이스(user device)(UD)는 짙은 블록 원에 의해 표시된다.) 사용자 디바이스들(103)의 일부는 고정 디바이스들 예컨대 텔레비전들 및 데스크톱 컴퓨터들일 수 있다. 사용자 디바이스들(103)의 다른 것들은 휴대 이동 디바이스들 예컨대 태블릿 컴퓨터들 또는 랩톱 컴퓨터들일 수 있다. 사용자 디바이스들(103)의 다른 것들은 이동 디바이스들 예컨대 이동 전화들, 자동차 기반 디바이스들, 항공기 기반 디바이스들 등일 수 있다.

브로드캐스트 네트워크(100)의 조작자(operator)("Op)(104)는 (예를 들어, 인터넷을 통해) 브로드캐스트 게이트웨이(102)에 액세스하고, 네트워크 구성 또는 조작 명령어들을 게이트웨이(102)에 제공할 수 있다. 예를 들어, 조작자(104)는 정보 예컨대 이하의 항목들 중 하나 이상을 제공할 수 있다: 기지국들 중 하나 이상에 대한 사용자 디바이스 이동성의 예상된 분배; 기지국들 중 하나 이상에 대한 셀 크기; 브로드캐스트 네트워크 또는 네트워크의 서브세트가 단일 주파수 네트워크(single frequency network)(SFN) 또는 다중주파수 네트워크(multi-frequency network)(MFN)로 동작되는지의 선택; 상이한 서비스들(예를 들어, 텔레비전 콘텐츠 스트림들)이 상이한 타입들의 사용자 디바이스들에 어떻게 할당되는지의 사양; 및 브로드캐스트 네트워크가 대응하는 시간 기간들에 걸쳐 사용하고 있지 않은 대역폭의 부분들의 식별.

브로드캐스트 게이트웨이(102)는 네트워크 구성 또는 조작 명령어들에 기초하여 브로드캐스트 네트워크(100)의 하나 이상의 기지국들(101)에 대한 송신 제어 정보를 결정할 수 있다. 주어진 기지국에 대해, 브로드캐스트 게이트웨이(102)는 송신 샘플 속도; 파티션들의 수; 파티션들의 크기들; 각각의 파티션에 대한 FFT 크기 및 주기적 프리픽스 크기를 결정할 수 있다. 브로드캐스트 게이트웨이(102)는 송신 제어 정보를 기지국들(101)에 송신할 수 있으므로 기지국들(101)은 송신 제어 정보에 따라 프레임들을 구성하고 송신할 수 있다. 다른 실시예들에서, 게이트웨이(102)는 각각의 게이트웨이(102)에 의해 송신되는 프레임들을 자체로 발생시키고 프레임들을 기지국들(101)에 송신할 수 있다. 또 다른 실시예들에서, 게이트웨이(102)는 기지국들(101)에 프레임들의 구성을 위한 낮은 레벨 명령어들(예를 들어, 물리 계층 명령어들)을 발생시키고, 그러한 명령어들을 기지국들(101)에 송신할 수 있으며, 그것은 명령어들에 기초하여 프레임들을 간단히 발생시킬 수 있다.

프레임 구조

도 2는 예시적 브로드캐스트 프레임(200)을 예시한다. 프레임(200)은 주위 무선 전송들과의 조정을 용이하게 하기 위해 기본 프레임 구성과 관계없이 지정된 지속을 점유한다. 이러한 예에서, 프레임(200)은 1 초의 시간 지속을 갖는다. 그러나, 프레임(200)은 다른 적절한 시간 지속들을 가질 수 있다는 점이 이해되어야 한다. 일 예에서, 프레임 길이는 동적으로 시그널링될 수 있다. 브로드캐스트 프레임(200)은 프리앰블(204) 및 페이로드(206) 영역들 다음에 임의적 보조 종결 신호(auxiliary termination signal)(ATS) 필드(208)로 분할될 수 있다. 도시된 예에서, 프리앰블 영역(204) 및 ATS 영역(208)은 프레임(202)의 시작 및 끝에서 음영 영역들에 의해 표시된다. 시간(수평 축)의 상대 길이들 및 각각의 영역에 대한 심볼들의 수들은 이러한 예시적 도해에서 축척에 따라 도시되지 않는다.

프리앰블(204)은 프레임 제어 영역(210)(이하 "PFCCH"로 언급됨) 및 콘텐츠 제어 영역(212)(이하 "PCCCH"로 언급됨)으로 더 분할될 수 있다. 2개의 영역들의 책임들은 이하와 같이 요약될 수 있다. PFCCH(210)는 프레임 구성을 수신 단말에 시그널링하기 위해 사용된다. 그것은 신호 설계 및 기본 시그널링 프로토콜을 설명한다. 프레임 구성은 프리앰블의 길이, 프레임의 길이, 신호 대역폭 및 샘플링 속도, PCCCH(210)에 적용되는 변조 및 코딩, 및 ATS의 존재 중 하나 이상에 대한 조합을 포함할 수 있다. PFCCH(210)는 초기 동기화를 더 제공하고 프레임 동작 모드를 설정한다. PFCCH(210)은 또한 채널 추정 및 초기 캐리어 주파수 오프셋(carrier frequency offset)(CFO) 추정을 가능하게 한다.

PCCCH(212)는 페이로드 구성을 수신기에 시그널링하기 위해 사용된다. 특히, PCCCH(212)는 각각의 파티션에 적용되는, FFT 크기 및 CP 지속과 같은, 파티션들의 수 및 신호 치수들을 포함하는 페이로드 영역의 콘텐츠를 설명한다. PCCCH(212)는 또한 변조, 코딩 방식, 및 인터리버 깊이를 포함하는 각각의 파티션에 데이터 스트림들의 매핑을 시그널링한다.

특정 프리앰블의 검출은 나머지 프리앰블 심볼들이 해석되는 컨텍스트를 설정한다. 예를 들어, 브로드밴드 서비스에 의한 스펙트럼의 사용은 "프라이빗(private)"으로서 브로드캐스트 프리앰블에 시그널링되는 개별 컨텍스트에 매핑될 것이다. 브로드캐스트 조작자는 브로드캐스트 사용자들에 광고하기 위해 다른 필드들을 정의하는 것을 선택할 수 있다. 예를 들어, 필드는 전송이 얼마나 점유되고 어떤 신호 대역폭에 점유되는지를 정의할 수 있다. 브로드캐스트 수신기는 브로드캐스트 디바이스가 수신하기 위해 구비되는 것 외에 서비스 컨텍스트에 속하는 것으로 현재 프레임을 무시하라고 다른 방법으로 지시를 받는다.

다양한 채널 손상들이 있을 때 신뢰 검출을 위해, 특정 서비스 요건들이 필요할 수 있다는 점이 이해되어야 한다. 예를 들어, 부가 백색 가우스 잡음(additive white Gaussian Noice)("AWGN")에서 누락된 검출(missed detection)("MD") 및 잘못된 경보(false alarm)("FA")의 확률 및 다중경로 페이딩의 확률을 낮추기 위해, 최대 도플러 시프트 및 지연 확산 허용 오차가 부과될 수 있다. 일 예에서, 최대 도플러 시프트는 3 kHz 서브캐리어 간격을 갖는 FFT를 고려하면 288 MPH(463 KPH) @ 700MHz 또는 96 MPH(154 KPH) @ 2100MHz일 수 있다. 일 예에서, 지연 확산 허용 오차는 167 ㎲, 또는 31 MI(50 KM)일 수 있다. 도플러 허용 오차는 검출 신뢰성 및 시그널링 용량의 희생으로 신호 대역폭을 보존하기 위해 동일한 간격에 서브캐리어들을 스킵함으로써(즉, 제로들을 삽입함으로써) 주어진 캐리어 주파수에 대해 증가될 수 있다는 점이 이해되어야 한다.

PFCCH

PFCCH(210)는 브로드캐스트 수신기를 위한 범용 서비스 엔트리 포인트를 제공한다. 그것은 모든 수신 디바이스들에 알려진 고정 구성을 이용한다. 특히, PFCCH(210) 구성은 모든 수신 디바이스들에 알려진 샘플링 속도, 신호 대역폭, 서브캐리어 간격, 및 가드 간격을 포함할 수 있다. PFCCH(210)는 서비스 발견, 코어스(coarse) 동기화 및 초기 채널 추정을 가능하게 하기 위해 각각의 프레임 기간의 시작에 위치되는 동기화 심볼로 개시된다. PCCCH(212)에 사용되는 심볼 구성을 포함하는 프레임 구조를 지배하는 파라미터들은 나머지 PFCCH(210) 심볼 기간들에 시그널링된다.

수신기 복잡성을 최소화하기 위해, PFCCH(210)는 고정 주파수에서 샘플링될 수 있다. 일 예에서, PFCCH는 6.144 Ms/s에서 샘플링될 수 있다. 신호는 할당된 채널 대역폭과 관계없이 임의의 수신기에 의해 수신을 가능하게 하기 위해 최소 대역폭에 한정된다. 일 예에서, 신호는 최소 4.5 MHz 대역폭에 한정될 수 있다. 도 3은 PFCCH(210)의 예시적 치수(302)를 예시한다. FFT 치수(304)는 요구된 서브캐리어 간격을 보장하기 위해 선택된다. 주기적 프리픽스(Cyclic Prefix)(CP)(306)는 프리앰블 심볼들 사이에서 적절한 지연 확산 허용 오차를 보장하기 위해 삽입된다. 따라서, 이하에 예시된 예에서:

수학식(1)

도 4는 PFCCH(210)를 일으키는 시스템(400)을 예시한다. PFCCH(210)는 시퀀스 발생기(410)를 사용하여, 주파수 도메인에서 의사 잡음(pseudo-noise)("PN") 시퀀스(404)에 의해 변조되는 자도프-추(Zadoff-Chu)("ZC") 시퀀스(402)에서 비롯된다. PN 시퀀스는 도 5a에 예시되는 원래 ZC 시퀀스의 바람직한 일정 진폭 제로 자기상관 파형(Constant Amplitude Zero Autocorrelation Waveform)("CAZAC") 성질들을 유지하는 개별 복소 서브캐리어들을 위상 회전시킨다. 추가된 위상 회전은 도 5b에 예시되는 PN 시퀀스 변조의 추가 없이 ZC 시퀀스를 사용하여 관찰되는 스퓨리어스 자기상관 응답들을 억제하는 동일한 루트 시퀀스의 주기적 시프트들 사이에 더 큰 신호 분리를 제공하도록 의도된다.

ZC는 이상적인 주기적 자기상관을 특징으로 하는 우수한 검출 성질들을 나타내는 CAZAC 시퀀스를 구성한다. 예를 들어, 자체의 주기적 시프트된 버전과의 상관은 델타 함수를 반환한다. ZC 시퀀스는 루트(q), 및 시간 도메인에서 대응하는 지연을 생성하는 주파수 도메인에서의 루트 시퀀스의 주기적 시프트들에 의해 정의된다.

수학식(2)

여기서 ZC 루트 인덱스,

이며,

루트 시퀀스의 주기적 시프트들은 상기 수학식 수학식(2) 내의 n을 일부 값(n-m)으로 대체함으로써 유도될 수 있으며, m은 의도된 시간 시프트를 나타낸다. 루트 시퀀스는 m=0에 대응한다. 최종 시퀀스는 이하와 같이 계산된다:

수학식(3)

여기서

이며,

, m은 할당된 주기적 시프트를 나타낸다.

PN 시퀀스는 일부 시퀀스 루트들에 관찰되는 스퓨리어스 오프 피크 응답들을 억제하는 역할을 한다. PN 시퀀스의 추가는 동기 검출을 위해 의도되는 초기 심볼을 PFCCH(210) 내의 후속 심볼들과 구별하기 위해 신뢰 수단을 제공한다. 프리앰블의 시작에서 재설정되는 PN 시퀀스의 자연적인 진행은 동기 검출 심볼의 지연된 복제들과의 상관에 대한 잠재성을 제거한다. 그것은 또한 초기 프리앰블 심볼이 버스트 잡음, 섀도잉, 또는 딥 채널 페이드(deep channel fade)로 인해 누락되는 경우에 잘못된 검출의 가능성을 최소화한다.

도 6은 예시적 시퀀스 발생기(410)를 예시한다. PN 시퀀스 발생기(410)는 선형 피드백 시프트 레지스터(Linear Feedback Shift Register)(LFSR)(602)로부터 유도된다. 그것의 동작은 LFSR 피드백 경로에서 탭들을 지정하는 발생기 다항식(604) 다음에 시퀀스 출력(608)에 기여하는 요소들을 지정하는 마스크(606)에 의해 지배된다. 발생기 다항식의 사양, 마스크 및 레지스터들의 초기 상태는 시드를 나타낸다. 예를 들어, 시드 = f(g, m, r_init)이다.

도 4를 다시 참조하면, 시스템(400)은 시퀀스 발생기(410)의 출력을 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform)("IFFT")(408) 입력에 매핑하는 서브캐리어 매핑 모듈(412)을 포함한다. CP 모듈(406)은 CP를 IFFT(408) 출력에 추가하도록 구성된다.

일 예에서, PN 시퀀스는 실수 및 허수 신호 성분들(즉, I, Q)을 독립적으로 변조하는 IFFT(408) 입력에서 루트 ZC 시퀀스에 대해 서브캐리어마다 {±π/4, ±3π/4} 회전들을 제공하는 직교 위상 시프트 키잉(Quadrature Phase Shift Keying)("QPSK") 심볼들에 매핑된다. 일 예에서, 이진 위상 시프트 키잉(Binary Phase-shift Keying)("BPSK") 변조가 또한 사용될 수 있어, 그러한 I 및 Q 신호들이 독립적으로 더 이상 변조되지 않는 것을 고려하면 {0,π} 회전들에 가정가능하게 더 작은 분리를 제공한다.

PFCCH 심볼(210)은 이용가능 신호 대역폭의 사용을 최대화하도록 구성된다. 서브캐리어 매핑은 프라임 길이 ZC 시퀀스의 사용을 허용하기 위해 부가적으로 제약된다. 따라서, 이하와 같다:

수학식(4)

복소 시퀀스 발생기(410)의 출력들은 서브캐리어 매핑 모듈(412)에 의해 DC 서브캐리어의 어느 하나의 측면 상의 IFFT(408) 입력에 매핑된다. 홀수 길이 시퀀스를 고려하면, 하나의 부가 서브캐리어는 동일한 수의 서브캐리어들이 음 및 양의 주파수들에 매핑되도록 음의 주파수들에 매핑되며 음의 주파수들은 DC를 포함한다.

IFFT(408) 출력은 채널 지연 확산을 설명하기 위해 CP 모듈(406)에 의해 주기적으로 확장된다. CP 길이는 최대 예상된 지연 확산 허용 오차를 초과하도록 선택된다. 따라서, 이하와 같다:

수학식(5)

도 7은 PFCCH(410) 심볼 콘텐츠를 통해 프리앰블(204)의 PCCCH(412) 콘텐츠로 예시적 진행을 예시한다. 제1 송신된 PFCCH 심볼(708)은 동기 검출 및 모드 선택을 제공한다. 그것은 또한 채널 추정을 위해 사용된다. 일 예에서, 동기 검출은 ZC 시퀀스(제로 주기적 시프트)의 많은 규정된 루트들 중 하나에의 상관에 기초한다. 일 예에서, PN 변조를 포함하는 검출된 루트 시퀀스는 프레임에 반송되는 서비스 타입/모드를 결정한다. 예를 들어, 서비스 타입/모드는 원 미디어 독립 송신, 브로드캐스트 관리 교환국(Broadcast Management Exchange)(BMX)의 구성 제어 하의 원 미디어 송신, 원 미디어 BMX 비컨, 개인 사용, 또는 다른 적절한 서비스 타입/모드를 포함할 수 있다. 루트 시퀀스는 개별 서비스 클래스들, 동작 모드들, 송신기들/서비스 조작자들 등을 부가적으로 식별할 수 있다.

일 예에서, 채널 추정은 PN 변조를 포함하는, 검출된 루트 시퀀스의 로컬 카피와의 상호 상관에 기초하여 수신기에서 수행된다. 채널 추정값은 나머지 PCCCH 심볼들(412)을 디코딩하기 전에, 채널 효과들, 특히 시간 분산을 보상할 시에 사용된다.

검출된 루트 시퀀스의 주기적 시프트들은 프레임 구성을 전달하기 위해, 초기 동기 검출, 즉 이차 심볼 기간들 다음에 심볼들(710)에 적용된다. 일 예에서, 관찰된 또는 추정된 주기적 시프트는 할당된 비트 필드에 매핑되며, 그것의 의미는 검출된 서비스 모드에 의해 설정되는 컨텍스트에 대해 해석되는 동기 검출 심볼에의 근접과 같은 현재 심볼 기간에 특정된다.

일 예에서, 이차 심볼 기간 내의 해석은 이전 심볼 기간에 설정되는 컨텍스트에 부가적으로 의존할 수 있다. 예를 들어, 송신기는 개별 컨텍스트들을 설정하기 위해 주어진 심볼 기간에 허용가능 주기적 시프트들을 세분화할 수 있는 것에 의해 시그널링 계층을 검출된 서비스 타입 아래의 다수의 레벨들로 확장한다.

일 예에서, 이차 심볼 기간들에 시그널링되는 파라미터들은 프레임 페이로드, PCCCH FFT 크기 및 CP 길이, PCCCH 변조, 및 부호율뿐만 아니라, 프레임 카운트, 프레임 지속, PCCCH에 이용되는 신호 대역폭 중 하나 이상을 포함할 수 있다.

일 예에서, CP와의 지연된 상관은 주파수 오프셋 추정값들을 개선하기 위해 이차 심볼마다 계산되며, 그것에 대한 보상은 다음 심볼 기간에 적용된다.

도 9에 예시된 바와 같이, 최종 심볼 기간에 송신되는 시퀀스가 반전되어(즉, 180°회전되어) PFCCH(410)의 엔드를 시그널링한다. 일 예에서, 최종 PFCCH(410) 심볼은 상기 설명된 바와 같이 파라미터 선택을 전달하도록 요구되는 주기적 시프트를 포함한다. 일 예에서, 시퀀스의 위상을 반전시키는 것은 PFCCH(410)의 길이가 필요에 따라 시그널링 용량을 증가시키기 위해 확장되는 것을 허용하는 동안 다음 심볼 기간에 PCCCH(412)의 시작을 표시하기 위해 효율적인 수단을 제공한다.

PCCCH

PCCCH(412)는 프레임 페이로드를 디코딩하고 관심 부분들 또는 프로그램들을 추출하기 위해 단말에 필요한 정보를 포함한다. 일 예에서, PCCCH(412)는 프레임 파티션들의 수를 포함한다.

일 예에서, PCCCH(412)는 각각의 파티션에 대해, 그러한 파티션에 할당되는 물리 자원들을 포함한다. 이것은 어느 특정 심볼들이 그러한 파티션에 할당되는지 뿐만 아니라, 그러한 파티션에 할당되는 OFDM 심볼들의 수를 포함할 수 있다. 별개 파티션은 서로 인터리빙될 수 있다는 점이 이해되어야 한다. PCCCH(412)는 또한 각각의 파티션에 대해, FFT 크기 및 주기적 프리픽스 길이를 포함할 수 있다. 일 예에서, PCCCH(412)는 또한 프레임 내의 파티션들의 수를 포함할 수 있다.

일 예에서, PCCCH(412)는 각각의 서비스 데이터 스트림에 대해, 그러한 스트림과 연관되는 서비스, 그러한 스트림에 할당되는 물리 자원들, 그러한 스트림을 위해 사용되는 변조, 및 바이트들의 전송 블록 크기를 포함한다.

일 예에서, PCCCH(412)는 송신기 ID, 위치/위치 정보, 불연속 수신 등을 허용하기 위해 사용되는 보조 종결 심볼(ATS)의 존재/부재를 포함한다.

PCCCH는 종래의 OFDM 심볼들을 사용하여 반송되며, 그것의 대역폭, FFT 크기, 및 CP 길이는 PFCCH의 부분으로서 통신되는 파라미터 설정들에 따라 설정된다는 점이 이해되어야 한다.

변조, 부호율, 및 파일럿 밀도는 또한 PFCCH에 송신되는 파라미터들에 따라 설정된다. 의도는 페이로드 심볼들의 신뢰성을 단지 초과하는 방식으로 시그널링을 프로비저닝하는 것이다 . 예를 들어, 비교적 높은 부호율(즉, 최소 리던던시)로 송신되는 256-QAM 페이로드를 포함하는 프레임을 고려하면 시그널링을 위해 매우 낮은 부호율을 갖는 QPSK를 사용할 시에 이득이 없다. 그 대신에, 더 높은 차수 변조 및 더 높은 부호율은 또한 오버헤드를 최소화하기 위해 시그널링에 사용된다.

일 예에서, PCCCH를 파티션하는 것은 상이한 서비스 전개들에 대해 잠재적으로, 상이한 채널 조건들에 직면할 잠재성을 설명하기 위해 도입된다. 상이한 채널 조건들은 예를 들어 동일한 전송에서 이동 및 고정을 혼합하는 가능성뿐만 아니라 이동 대 고정을 포함할 수 있다.

도 9는 파티션들(902)로 분할되는 PFCCH(210) 및 PCCCH(212)를 포함하는 예시적 프레임(900)을 예시한다. 보행 속도들과 같은 느린 이동성 하의 수신은 짧은 시간 기간들 동안 모든 주파수들에 걸쳐 상당한 신호 감쇠를 특징으로 하는 플랫 페이딩에 시달린다. 딥 페이드는 수십 마이크로초(㎲) 지속될 수 있어 할당된 변조 차수 및 부호율에 상관없이 전체 심볼 기간들 동안 데이터 무결성을 절충한다. 데이터 손실은 데이터 수신뿐만 아니라 시그널링에 영향을 미칠 잠재성을 갖는다. PFCCH(210)는 실질적인 신호 처리로부터 이득을 얻어서 페이로드 데이터 수신을 위한 요건들 훨씬 아래의 SNR 레벨들에서 강건성을 다시 제공한다. 다른 한편, PCCCH(212)는 구성에 있어서 프레임 페이로드에 더 가까워져 이러한 종류의 페이딩에 동일하게 영향을 받는다. 따라서, PCCCH(212)를 파티션들(902)로 분할하는 것은 상이한 전개 시나리오들을 처리하기 위해 상이한 인코딩 방법들을 가능하게 한다.

일 예에서, PFCCH에 시그널링되는 바와 같은 파티셔닝은 시간 다이버시티를 개선하여 PCCCH 수신의 신뢰성을 증가시킨다는 점이 이해되어야 한다.

일 예에서, 비나인 채널들(benign channels)(고정/라이시안)은 코딩, 변조, 및 시간 다이버시티의 하나의 방법을 이용하고 페데스트리언 채널들(롤리/플랫 페이딩)은 코딩, 변조, 및 시간 다이버시티의 대체 방법을 이용할 것이다.

일 예에서, 스케줄러는 프로비저닝에 책임이 있다.

일 예에서, 인코딩은 시간으로 압축되고 밴드의 가장 중심 주파수들에 걸치는 신호를 나타낸다. 이러한 종류의 시그널링은 플랫 페이딩에 직면하는 잠재성이 거의 존재하지 않는 고정 수신에 완전히 적절할 수 있다. 다른 예에서, 대체 인코딩은 밴드 에지들에 배치되는, 가능하면 부가 주파수 다이버시티에 대한 심볼 기간마다 대체되는 자원들을 점유하는 다수의 심볼 기간들 동안 신호를 확산시킬 수 있다. 이러한 배열은 다수의 심볼 기간들이 플랫 페이딩으로 인해 절충될 수 있는 이동 수신에 더 좋게 적절할 수 있다. 신호 복구의 가능성은 추가된 시간 및 주파수 다이버시티를 고려하면 크게 개선될 수 있다.

2개의 인코딩들이 주파수에서 분리되는 방식을 고려하면, 동시에, 고정 수신에 최상으로 적절한 방식으로 한 번 및 이동 수신에 최상으로 적절한 방식으로 한 번 신호 인코딩들 둘 다를 송신하는 가능성이 존재한다. 일 예에서, 고정 시그널링 방법의 콘텐츠는 고정 수신기에 의해 요구되는 것, 예컨대 어느 프레임 파티션(들)이 감시되는지 및 대응하는 페이로드 심볼들의 주기성에 제한될 수 있다. 마찬가지로, 이동 시그널링 방법의 콘텐츠는 이동 서비스에 대응하는 파티션들 및 심볼 기간들에 제한될 수 있다.

도 10은 송신 디바이스를 동작시키는 예시적 방법을 예시한다. 단계(1002)에서, 송신 디바이스는 인덱스 값들의 세트로부터 루트 인덱스 값을 선택한다. 단계(1004)에서, 송신 디바이스는 선택된 루트 인덱스 값에 기초하여 주파수 도메인 CAZAC 시퀀스를 발생시킨다. 단계(1006)에서, 송신 디바이스는 PN 시퀀스에 의해 CAZAC 시퀀스를 변조한다. 단계(1008)에서, 송신 디바이스는 PN 시퀀스에 의해 변조되는 CAZAC 시퀀스에 의해 정의되는 OFDM 심볼을 발생시킨다. 단계(1010)에서, 송신 디바이스는 OFDM 심볼을 프리앰블의 초기 OFDM 심볼로서 송신한다.

도 11은 수신 디바이스를 동작시키는 예시적 방법을 예시한다. 단계(1102)에서, 수신 디바이스는 송신기에 의해 송신되는 신호의 샘플들의 세트를 수신한다. 단계(1104)에서, 수신 디바이스는 송신된 신호의 프레임의 프리앰블의 초기 OFDM 심볼을 검출하기 위해 P-N 시퀀스들에 의해 변조되는 복수의 CAZAC 시퀀스들 각각에 대해 샘플 세트를 상관시키며, CAZAC 시퀀스들은 별개 루트 인덱스 값들에 각각 대응하고 P-N 시퀀스들은 P-N 시드 값들에 기초한다. 단계(1106)에서, 수신 디바이스는 프리앰블의 후속 OFDM 심볼들에 대응하는 심볼 데이터 세트들의 취득을 동기화하며, 취득의 동기화는 복수의 CAZAC 시퀀스들 중 최대 상관 응답을 제공하는 특정 CAZAC 시퀀스와 연관되는 상관 피크에 기초한다.

본원에 설명되는 다양한 실시예들 중 어느 것은 다양한 형태들 중 어느 것에 실현되며, 예를 들어 컴퓨터 구현 방법, 컴퓨터 판독가능 메모리 매체, 컴퓨터 시스템 등으로 실현될 수 있다. 시스템은 하나 이상의 맞춤 설계된 하드웨어 디바이스들 예컨대 주문형 집적 회로들(Application Specific Integrated Circuits)(ASICs)에 실현되거나, 하나 이상의 프로그램가능 하드웨어 요소들 예컨대 필드 프로그램가능 게이트 어레이들(Field Programmable Gate Arrays)(FPGAs)에 의해 설계되거나, 저장된 프로그램 명령어들을 실행하는 하나 이상의 프로세서들에 의해 실현되거나, 또는 상술한 것의 임의의 조합에 의해 실현될 수 있다.

일부 실시예들에서, 비일시적 컴퓨터 판독가능 메모리 매체는 프로그램 명령어들 및/또는 데이터를 저장하도록 구성될 수 있으며, 프로그램 명령어들은 컴퓨터 시스템에 의해 실행되면, 서버 시스템이 방법, 예를 들어 본원에 설명되는 방법 실시예들 중 어느 것, 또는 본원에 설명되는 방법 실시예들의 임의의 조합, 또는 본원에 설명되는 방법 실시예들 중 어느 것에 대한 임의의 서브세트, 또는 그러한 서브세트들의 임의의 조합을 수행하게 한다.

일부 실시예들에서, 컴퓨터 시스템은 프로세서(또는 프로세서들의 세트) 및 메모리 매체를 포함하도록 구성될 수 있으며, 메모리 매체는 프로그램 명령어들을 저장하며, 프로세서는 메모리 매체로부터 프로그램 명령어들을 판독하고 실행하도록 구성되고, 프로그램 명령어들은 본원에 설명되는 다양한 방법 실시예들 중 어느 것(또는, 본원에 설명되는 방법 실시예들의 임의의 조합, 또는 본원에 설명되는 방법 실시예들 중 어느 것에 대한 임의의 서브세트, 또는 그러한 서브세트들의 임의의 조합)을 구현하도록 실행가능하다. 컴퓨터 시스템은 다양한 형태들 중 어느 것으로 실현될 수 있다. 예를 들어, 컴퓨터 시스템은 개인용 컴퓨터(그것의 다양한 실현들 중 어느 것에서), 워크스테이션, 카드 상의 컴퓨터, 박스 내의 애플리케이션 특정 컴퓨터, 서버 컴퓨터, 클라이언트 컴퓨터, 핸드헬드 디바이스, 이동 디바이스, 웨어러블 컴퓨터, 감지 디바이스, 텔레비전, 비디오 취득 디바이스, 생물에 내장되는 컴퓨터 등일 수 있다. 컴퓨터 시스템은 하나 이상의 디스플레이 디바이스들을 포함할 수 있다. 본원에 개시되는 다양한 계산 결과들 중 어느 것은 디스플레이 디바이스를 통해 디스플레이되거나 사용자 인터페이스 디바이스를 통해 출력으로서 다른 방법으로 제시될 수 있다.

용어 "포함한다" 또는 "포함하는"이 명세서 또는 청구항들에 사용되는 정도까지, 그것은 그러한 용어가 전이어로서 청구항에 이용될 때 해석됨에 따라 용어 "포함하는"과 유사한 방식으로 포함되도록 의도된다. 더욱이, 용어 "또는"(예를 들어, A 또는 B)이 이용되는 정도까지, 그것은 "A 또는 B 또는 둘 다"를 의미하도록 의도된다. 출원인들이 "단지 A 또는 B이지만 둘 다가 아닌"을 표시하도록 의도하는 경우, 이때 용어 "단지 A 또는 B이지만 둘 다가 아닌"이 이용될 것이다. 따라서, 본원에서 용어 "또는"의 사용이 포함되고, 배타적인 사용이 아니다. Bryan A. Garner, A Dictionary of Modern Legal Usage 624(2d. Ed. 1995)를 참조한다. 또한, 용어들 "내에" 또는 "내로"가 명세서 또는 청구항들에 사용되는 정도까지, 그것은 "상에" 또는 "상으로"를 부가적으로 의미하도록 의도된다. 더욱이, 용어 "연결한다"가 명세서 또는 청구항들에 사용되는 정도까지, 그것은 "~에 직접적으로 연결된다"뿐만 아니라, "~에 간접적으로 연결된다" 예컨대 "다른 구성요소 또는 구성요소들을 통해 연결된다"를 의미하도록 의도된다.

본 출원이 그것의 실시예들의 설명에 의해 예시되었고, 실시예들이 상당히 자세하게 설명되었지만, 첨부된 청구항들의 범위를 그러한 상세에 한정하거나 임의의 방식으로 제한하는 것은 출원인들의 의도는 아니다. 부가 장점들 및 수정들은 본 기술분야의 통상의 기술자들에게 용이하게 나타날 것이다. 따라서, 본 출원은 그것의 더 넓은 양태들에서, 도시되고 설명되는 특정 상세들, 대표적인 장치 및 방법, 및 예시적 예들에 제한되지 않는다. 따라서, 일탈들은 출원인의 일반적 발명 개념의 사상 또는 범위로부터 벗어나는 것 없이 그러한 상세들로부터 이루어질 수 있다.

Claims

수신 디바이스와 통신하기 위해 송신 디바이스를 동작시키는 방법으로서,
상기 송신 디바이스가 루트 인덱스 값들의 세트로부터 루트 인덱스 값을 선택하는 단계;
상기 송신 디바이스가 상기 선택된 루트 인덱스 값에 기초하여 주파수 도메인 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스(frequency domain Constant Amplitude Zero Auto-Correlation sequence)를 발생시키는 단계;
상기 송신 디바이스가 의사 잡음 시퀀스에 의해 상기 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스를 변조하는 단계;
상기 송신 디바이스가 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼을 발생시키는 단계 - 상기 의사 잡음 시퀀스에 의해 변조되는 상기 주파수 도메인 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스는 상기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼에 대한 서브캐리어 값들을 정의함 -; 및
상기 송신 디바이스가 상기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼을 프레임의 프리앰블의 초기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼로서 상기 수신 디바이스에 송신하는 단계
를 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 초기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼은 초기 동기화를 제공하도록 구성되는 프레임 제어 심볼을 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스는 자도프-추(Zadoff-Chu, ZC) 시퀀스인 방법.
제1항에 있어서, 상기 선택된 루트 값은 서비스 타입들의 세트로부터, 상기 프레임에 의해 제공될 서비스 타입의 선택을 나타내는 방법.
제1항에 있어서,
상기 송신 디바이스가 각각의 주기적 시프트들을 상기 의사 잡음 시퀀스에 의해 변조되는 상기 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스에 적용함으로써 상기 프리앰블의 후속 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들을 발생시키는 단계 - 상기 주기적 시프트들 각각은 각각의 프레임 구성 정보에 기초하여 주기적 시프트들의 세트로부터 선택되고, 상기 각각의 프레임 구성 정보의 해석은 적어도 부분적으로, 상기 선택된 루트 값과 연관됨 -; 및
상기 송신 디바이스가 상기 후속 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들을 상기 프레임의 프리앰블에서 송신하는 단계를 더 포함하는 방법.
제5항에 있어서, 상기 프레임의 프리앰블 내의 후속 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들은 상기 프레임의 콘텐츠를 설명하도록 구성되는 콘텐츠 제어 심볼들을 포함하는 방법.
제5항에 있어서, 상기 송신 디바이스가 상기 후속 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들을 송신하기 전에 위상 반전 동작을 상기 후속 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들 중 적어도 하나에 적용하는 단계를 더 포함하는 방법.
제5항에 있어서, 상기 초기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼 후에 상기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들 중 주어진 것에 대응하는 프레임 구성 정보의 일부는 상기 주어진 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼 후에 다음 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼에 대응하는 프레임 구성 정보의 일부의 해석을 결정하는 방법.
송신 디바이스와 통신하기 위해 수신 디바이스를 동작시키는 방법으로서,
상기 수신 디바이스가 송신기에 의해 송신되는 신호의 샘플들의 세트를 수신하는 단계;
상기 수신 디바이스가 상기 송신된 신호의 프레임의 프리앰블의 초기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼을 검출하기 위해 의사 잡음 시퀀스들에 의해 변조되는 복수의 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스들 각각에 대해 상기 샘플 세트를 상관시키는 단계 - 상기 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스들은 별개 루트 인덱스 값들에 각각 대응하고 상기 의사 잡음 시퀀스들은 의사 잡음 시드 값들에 기초함 -;
상기 수신 디바이스가 상기 프리앰블의 후속 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들에 대응하는 심볼 데이터 세트들의 취득을 동기화하는 단계 - 상기 취득의 동기화는 상기 복수의 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스들 중 최대 상관 응답을 제공하는 특정 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스와 연관되는 상관 피크에 기초함 -
를 포함하는 방법.
제9항에 있어서, 상기 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스는 자도프-추 시퀀스인 방법.
제9항에 있어서, 상기 특정 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스에 대응하는 루트 인덱스 값은 상기 루트 인덱스 값들 각각에 대응하는 복수의 서비스 타입들로부터 상기 프레임에 대한 서비스 타입의 선택을 나타내는 방법.
제9항에 있어서, 상기 수신 디바이스가 상기 심볼 데이터 세트들 각각에 대해, 상기 특정 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스에 대한 대응하는 주기적 시프트를 결정하는 단계를 더 포함하며, 상기 주기적 시프트들 각각은 대응하는 프레임 구성 정보를 나타내고, 상기 대응하는 프레임 구성 정보의 해석은 상기 복수의 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스들 중 상기 최대 상관 응답을 제공하는 상기 특정 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스에 적어도 부분적으로 의존하는 방법.
제9항에 있어서,
상기 수신 디바이스가 상기 프레임의 프리앰블 내의 초기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼 후에 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들에 각각 대응하는 심볼 데이터 세트들을 수신하는 단계;
상기 수신 디바이스가 의사 잡음 시퀀스에 의해 변조되는 공통 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스와 상기 심볼 데이터 세트들 각각의 상관을 수행하는 단계 - 상기 공통 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스와 각각의 심볼 데이터 세트의 상관은 허용가능 주기적 시프트들의 공통 세트로부터 대응하는 주기적 시프트를 식별함 -; 및
상기 수신 디바이스가 상기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들 각각에 대해, 상기 대응하는 식별된 주기적 시프트에 기초하여 상기 프레임 제어 정보의 대응하는 부분을 결정하는 단계를 더 포함하는 방법.
제13항에 있어서, 심볼 데이터 세트가 상기 심볼 데이터 세트 내의 위상 반전의 검출에 기초하여 상기 프리앰블의 마지막 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼에 대응한다는 것을 상기 수신 디바이스가 결정하는 단계를 더 포함하는 방법.
제13항에 있어서, 상기 초기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼 후에 상기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들 중 주어진 것에 대응하는 프레임 구성 정보의 일부는 상기 주어진 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼 후에 다음 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼에 대응하는 프레임 구성 정보의 일부의 해석을 결정하는 방법.
송신 디바이스와 수신 디바이스 사이에서 통신하는 방법으로서,
송신 디바이스가, 프레임의 프리앰블에 대한 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들의 시퀀스를 발생시키고 - 상기 발생시키는 것은 상기 시퀀스의 초기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼을 발생시키는 것을 포함하며, 상기 초기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼의 서브캐리어 값들은 의사 잡음 시퀀스의 초기 부분에 의해 변조되는 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스에 기초하여 결정됨 -,
상기 의사 잡음 시퀀스의 대응하는 비-초기 부분에 의해 변조되는 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스에 기초하여 상기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼에 대한 서브캐리어 값들을 결정하고;
대응하는 주기적 시프트를 상기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼에 대한 서브캐리어 값들에 적용하고;
상기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼에 대한 시간 도메인 샘플들을 획득하기 위해 상기 서브캐리어 값들을 역 변환함으로써,
상기 초기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼 후에 복수의 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들을 발생시키는 단계; 및
상기 송신 디바이스가 상기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들의 시퀀스를 송신하는 단계
를 포함하는 방법.
제16항에 있어서,
상기 수신 디바이스가 상기 송신 디바이스에 의해 송신되는 상기 시퀀스의 초기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼을 수신하는 단계;
복수의 변조 시퀀스들에 대해 상기 심볼 데이터 스트림의 상관을 수행하는 단계 - 상기 변조 시퀀스들 각각은 루트 인덱스 값들의 세트로부터의 일정 진폭 제로 자기상관 루트 인덱스 및 의사 잡음 시드들의 세트로부터의 의사 잡음 시드로 구성되는 대응하는 쌍에 기초하고, 상기 쌍에 대응하는 변조 시퀀스는 상기 의사 잡음 시드 값에 기초하여 의사 잡음 시퀀스의 초기 부분에 의해 변조되는 루트 인덱스에 대응하는 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스로부터 발생됨 -; 및
최대 상관 응답을 주는 쌍에 대응하는 상관 지연에 기초하여 상기 프레임에서 초기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼의 시간 위치를 결정하는 단계를 더 포함하는 방법.
제17항에 있어서, 상기 시드에 기초한 의사 잡음 시퀀스는 선형 피드백 시프트 레지스터에 의해 발생되는 방법.
제16항에 있어서,
상기 수신 디바이스가 상기 송신 디바이스에 의해 송신되는 초기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼 후에 상기 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼들에 각각 대응하는 심볼 데이터 세트들을 수신하는 단계; 및
상기 수신 디바이스가 상기 심볼 데이터 세트들 각각에 대해,
특정 의사 잡음 시퀀스의 대응하는 비-초기 부분에 의해 변조되는 공통 일정 진폭 제로 자기상관 시퀀스와 동일한 대응하는 템플릿 시퀀스에 대해 상기 심볼 데이터 세트의 상관을 수행하는 단계 - 상기 상관은 허용가능 주기적 시프트들의 공통 세트로부터 대응하는 주기적 시프트를 식별함 -; 및
상기 대응하는 식별된 주기적 시프트에 기초하여 프레임 제어 정보의 대응하는 부분을 결정하는 단계를 더 포함하는 방법.
제19항에 있어서, 심볼 데이터 세트가 상기 심볼 데이터 세트 내의 위상 반전의 검출에 기초하여 상기 프리앰블의 마지막 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 심볼에 대응한다는 것을 결정하는 단계를 더 포함하는 방법.