KR20170046694A - 송수신기, sudac, 송수신기에서의 신호 프로세싱에 대한 방법 및 sudac에서의 신호 프로세싱에 대한 방법 - Google Patents

Abstract

사용자 장비의 송수신기는 수신단, 프론트엔드 채널 추정기, 프론트엔드 채널 등화기, 백엔드 채널 추정기 및 백엔드 채널 등화기를 포함한다. 수신단은 SUDAC로부터 인바운드 신호를 수신하도록 구성되며, 이는 극도로 높은 주파수를 사용하는 프론트엔드 통신 및 초고주파수를 사용하는 백엔드 통신을 포함하는 중계 통신을 가능하게 한다. 인바운드 신호는 데이터 부분, 백엔드 제어 부분, 및 프론트엔드 제어 부분을 포함하며, 프론트엔드 제어 부분은 프론트엔드 평가 신호 및 구성 신호를 포함한다. 프론트엔드 채널 추정기는 프론트엔드 평가 신호에 기초하여 채널 추정을 수행하도록 구성되며, 여기서 그 프론트엔드 채널 등화기는 프론트엔드 채널 추정기의 채널 추정에 기초하여 극도로 높은 주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡을 등화화도록 구성된다. 백엔드 채널 추정기는 백엔드 제어 부분에 기초하여 채널 추정을 수행하도록 구성되며, 여기서 백엔드 채널 등화기는 백엔드 채널 추정기의 채널 추정에 기초하여 초고주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡을 등화화도록 구성된다.

Description

송수신기, SUDAC, 송수신기에서의 신호 프로세싱에 대한 방법 및 SUDAC에서의 신호 프로세싱에 대한 방법{A TRANSCEIVER, A SUDAC, A METHOD FOR SIGNAL PROCESSING IN A TRANSCEIVER, AND METHODS FOR SIGNAL PROCESSING IN A SUDAC}

본 발명의 실시예는 송수신기, SUDAC(공유 사용자 장비측 분배 안테나 컴포넌트(Shared User Equipment-Side Distributed Antenna Component)라고도 함) 및 송수신기 및 SUDAC을 포함하는 시스템에 관한 것이다. 다른 실시예는 송수신기 또는 SUDAC에서의 신호 프로세싱에 대한 방법에 관한 것이다. 바람직한 실시예는 SUDAS(공유 사용자 장비측 분산 안테나 시스템)에 대한 동기화 개념에 관한 것이다.

SUDAS는 적어도 하나의 중계기를 포함하는 시스템이다. 종래의 증폭 및 포워드(amplify and forward; AF) 중계 네트워크에서, 중계된 신호(중계 노드로부터 송신됨)는 통상적으로 원 신호(소스 노드로부터 송신됨)와 동일한 캐리어 주파수 대역에 위치한다. 시간 분할 다중화(time division multiplexing; TDM), 주파수 분할 다중화(frequency division multiplexing; FDM) 또는 코드 분할 다중화(code division multiplexing; CDM)가 가정되는 중계기에 대해서는 직교 채널이 가정된다. 페이로드 데이터 내에 제공된 파일럿 데이터(트레이닝 데이터 또는 기준 데이터라고도 함)는 일반적으로 사용된 캐리어 주파수 대역 및 관련 서브대역에서의 동기화 및 일반적인 추정에 충분하다. 송신을 위한 동일한 주파수 대역의 고려 때문에, 파일럿 구조(소스 노드에 의해 송신됨)는 목적지 노드에서의 최악의 경우의 채널 조건 및 적용된 채널 추정 기술에 대해 AF 중계 시스템에 최적화될 수 있다([9], [10] 참조). 이는 신호 송신 및 포워딩 중에 중요한 주파수 변환에 적용되지 않는다.

예를 들어, 소스 노드에서 중계 노드로 그리고 중계 노드에서 목적지 노드로의 계단식(cascaded) 채널이 AF 중계 시스템에 대해 식별되는 [8]에서 파일럿 메트릭스 설계가 제안되었다. 그러나, 동일한 주파수 대역에서의 송신으로 인해 두 채널에 대해 동일한 천천히 시간에 따라 변하는 특성이 가정된다. 이는 두 채널이 준 상수라고 가정할 때, 상이한 파일럿 메트릭스의 세트(= 중계 노드에서 적용되는 단일 서브캐리어 순열 메트릭스)가 적용될 수 있는 이유이다. 목적지 노드는 이러한 세트의 지식을 이용하여 두 채널을 추정한다.

파일럿 데이터 필드가 포함되는 신호 구조가 주어지면, 이들 파일럿 필드로부터 송신 채널 또는 (캐리어) 주파수 오프셋을 추정하는 방법이 널리 알려져 있고 적용된다([3] 및 [6] 참조). 이러한 추정은 파일럿 필드가 위치되어 있는 시간-주파수-코드-공간(t-f-c-s) 자원에 대해 간주된다. 또한, 무선 채널의 호혜성을 갖는 사실은 널리 공지되어 있으며 종종 이용된다. (예를 들어, 완벽한 채널 상태 정보가 가정되는 [7]).

[11]에서, OFDM/OFDMA 중계 시스템에서의 동기화 및 채널 추정 스킴이 고려되며, 여기서 OFDM 기반 모바일 네트워크 시스템을 지원하는 투명(transparent) 및 협력 중계 시스템 사이에 차이가 있다. 투명 중계는 사용자 장비가 기지국으로부터 또는 중계기로부터 신호를 수신했는지 여부를 사용자 장비가 결정할 수 없다는 것을 의미한다. 그러나, 협력 중계는 기지국 및 사용자 장비와 상호작용하며, 여기서 시공간 (블록) 코딩 및 공간 주파수 (블록) 코딩에 특별한 강조점이 있다.

[11]에서, 중계 페이로드 신호 내의 파일럿 데이터는 채널 추정 및 동기화에 직접 사용될 수 있다. 또한, [11]은 보다 정확한 채널 추정을 위해 상이한 송신 링크 사이에서의, 예를 들어, 직접 링크와 2개의 중계 링크 사이의 전파 지연 추정, 뿐만 아니라 상이한 지연의 보상을 사용한다. [11]에서 언급되지는 않았지만, 이것은 심볼간 간섭(inter-symbol interference; ISI) 및 캐리어간 간섭(inter-carrier interference; ICI)을 피하기 위해 지연이 OFDM 심볼의 순환 프리픽스 내에 있는 한만 작동한다.

[11]은 이전 추정으로부터의 저장된 캐리어 오프셋 및 타이밍 오프셋을 더 사용하기 때문에, 올바른 테이블 룩업 및 오프셋 보상을 위해 송신기 디바이스의 식별이 제안된다. 이 테이블은 계속 업데이트될 수 있다. 이는 모든 디바이스(기지국, 중계기, 사용자 장비)가 동일한 t-f-c-s 자원을 공유하기 때문에 [11]의 협력 시스템에 매우 중요하다.

[12]에, 양방향 중계 네트워크를 위한 압축된 센싱이라고 불리는 특별한 채널 추정 방법이 개시되었다. 매우 특정한 트레이닝 시퀀스에 기초하여, 각각의 사용자 단말기에 의해 송신되는 가우시안 랜덤 트레이닝 시퀀스 반복 채널 추정이 행해진다. 따라서, 이 방법은 가우시안 랜덤 트레이닝 시퀀스를 적용하는 것과 관련하여 잘 수행된다.

[13]은 반복 알고리즘을 사용하는 MIMO 양방향 중계 시스템에서 채널 추정 에러의 교환을 보여 주며, 여기서 채널 추정 에러를 교환함으로써 더 많은 지연이 생성된다.

[14]에서, MIMO 프로세싱 중계 노드는 즉 다중 입력 및 출력 안테나로 고려되는 반면, 소스 노드 및 목적지 노드는 단일 안테나만을 갖는다. 이러한 일방향 중계 시스템에서, 소스 노드 및 중계 노드는 모든 현재 링크를 측정하는 간단한 방식인 중계 노드 및 목적지 노드(소스 노드 및 중계기로부터 트레이닝 시퀀스를 수신함)로 트레이닝 시퀀스를 송신한다. 중계 노드는 반복적인 알고리즘을 통해 채널 추정뿐만 아니라 중계 MIMO 신호 프로세싱 메트릭스 및 목적지 노드에 대한 수신 메트릭스의 계산을 한다. [14]의 접근법은 미분 알고리즘의 수렴 시간에 의해 도입된 무거운 지연과 목적지 노드로부터의 채널 추정의 매우 오래된 구식 피드백의 저하로 인해 빠르게 시변하는 채널의 언급된 문제를 해결할 수 없다.

위에서 언급된 개념 모두는 도플러 시프트 또는 다른 채널 왜곡과 같은 효과가 중계국을 사용함으로써 확대되고 유사한 특성을 보이는 것으로 가정된다는 공통점을 갖는다. 이는 특성을 변화시키는 중요한 주파수 변환이 이러한 개념에서 고려되지 않기 때문이다.

따라서, 개선된 접근법이 필요하다.

전술한 단점을 회피하는 개념을 제공하는 것이 목적이다. 이 목적은 독립항의 대상 발명에 의해 해결된다.

제 1 실시예에 따르면, 사용자 장비의 송수신기는 수신단, 프론트엔드 채널 추정기, 프론트엔드 채널 등화기, 백엔드 채널 추정기 및 백엔드 채널 등화기를 포함한다. 수신단은 SUDAC로부터 인바운드 신호를 수신하도록 구성되며, 이는 극도로 높은 주파수를 사용하는 프론트엔드 통신 및 초고주파수를 사용하는 백엔드 통신을 포함하는 중계 통신을 가능하게 한다. 인바운드 신호는 데이터 부분, 백엔드 제어 부분 및 프론트엔드 제어 부분을 포함하며, 프론트엔드 제어 부분은 프론트엔드 평가 신호 및 구성 신호를 포함한다. 프론트엔드 채널 추정기는 프론트엔드 평가 신호에 기초하여 채널 추정을 수행하도록 구성되며, 여기서 프론트엔드 채널 등화기는 프론트엔드 채널 추정기의 채널 추정에 기초하여 극도로 높은 주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡을 등화화도록 구성된다. 백엔드 채널 추정기는 백엔드 제어 부분에 기초하여 채널 추정을 수행하도록 구성되며, 여기서 백엔드 채널 등화기는 백엔드 채널 추정기의 채널 추정에 기초하여 초고주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡을 등화화도록 구성된다.

본원에 개시된 교시는 데이터를 송신하기 위해 직렬로 결합된 2개의 무선 인터페이스를 사용하는 시스템이 제 1 및 제 2 무선 인터페이스에 의해 야기되는 왜곡 효과를 보상하는 수단을 포함한다는 기본적인 아이디어에 기초한다. 따라서, 본 발명의 실시예는 제 1 및 제 2 무선 인터페이스에서 야기되는 왜곡을 검출/추정 및/또는 보상하기 위한 2단계 접근법, 예를 들어 채널 추정을 위한 2단계 접근법 또는 주파수 오프셋 추정을 위한 2단계 접근법을 포함한다. 평가 신호라는 용어는 명시적/직접적인 평가를 위한 트레이닝 데이터를 지칭할 수 있고, 정보/페이로드 데이터의 속성을 이용하여 암시적/간접적인 평가를 위한 정보/페이로드 데이터를 지칭할 수 있다. 이 두 가지 평가 사례는 데이터 보조 및 비 데이터 보조 추정으로 문헌에 표시된다. 그리고 평가는 동기화 및 그에 따라 신호 품질을 향상시키기 위해 추정치 및 파라미터를 추론하는 것을 포함할 수 있다. 예를 들어, 채널 추정은 송신 채널의 왜곡을 감소시키기 위해 채널 추정치를 갖는 등화기를 공급한다. 또한 초고주파수 또는 극도로 높은 주파수를 사용하는 것은 캐리어 주파수를 지칭할 수 있다는 것에 유의한다.

다른 실시예에 따르면, 송수신기는 송신단, 프론트엔드 채널 사전 추정기 및 백엔드 채널 사전 추정기를 포함한다. 프론트엔드 채널 사전 추정기는 프론트엔드 평가 신호에 기초하여 극도로 높은 주파수를 사용함으로써 야기될 왜곡을 사전 보상하기 위해 채널 사전 추정을 수행하기 위해 프론트엔드 채널 계수를 계산하도록 구성된다. 백엔드 채널 사전 추정기는 초고주파수를 사용함으로써 야기될 왜곡을 감소시키기 위해 백엔드 제어 부분에 기초하여 채널 추정을 수행하기 위해 백엔드 채널 계수를 계산하도록 구성된다. 이러한 (사전) 추정치를 이용하여, 실시예는 SUDAC에서 신호 프로세싱을 원격으로 제어하기 위해 송신단이 프론트엔드 및/또는 백엔드 채널 특성 및/또는 프론트엔드 및/또는 백엔드 채널 관련 파라미터 및/또는 프론트엔드 및/또는 백엔드 신호 프로세싱 관련 파라미터를 SUDAC에 송신하도록 구성되는 것을 나타낸다. 이 실시예는 동일한 백엔드 캐리어 주파수가 업링크 및 다운링크에 사용되는 TDD(시분할 듀플렉스) 모바일 통신 네트워크에 적합할 수 있다. 다시 말해, 채널 상호성은 이러한 실시예에 유익할 수 있다.

실시예는 기지국으로부터 신호를 직접 수신하도록 구성된 직접 수신단을 포함하는 송수신기를 보여 주며, 여기서 공통 백엔드 채널 추정기는 복수의 백엔드 제어 부분 및 기지국으로부터 직접 수신된 신호에 기초하여 결합된 채널 추정을 수행하도록 구성된다. 추가적으로, 송수신기는 SUDAC에 의해 중계되지 않는 기지국으로부터 직접 신호를 수신할 수 있기 때문에 유리하다.

다른 실시예는 백엔드 송수신기, 프론트엔드 송수신기 및 평가 신호 발생기를 포함하는 SUDAC를 나타낸다. 백엔드 송수신기는 초고주파수를 사용하여 기지국으로부터 인바운드 신호를 수신하도록 구성되며, 여기서 백엔드 송수신기는 중간 주파수에서 인바운드 신호를 출력하도록 구성된다. 평가 신호 발생기는 프론트엔드 평가 신호 및 제어 신호를 포함하는 프론트엔드 제어 부분을 발생시키도록 구성된다. 또한, 프론트엔드 송수신기는 인바운드 신호 및 프론트엔드 제어 부분을 포함하는 아웃바운드 신호를 극도로 높은 주파수를 사용하여 발생시키고 아웃바운드 신호 및 프론트엔드 제어 부분 신호를 사용자 장비에 송신하도록 구성된다. 이 실시예는 주파수 변환을 포함하는 신호 중계를 갖는 SUDAC를 지칭할 수 있다.

다른 실시예는 프론트엔드 송수신기, 백엔드 송수신기 및 백엔드 채널 등화기를 포함하는 SUDAC를 나타낸다. 백엔드 송수신기는 초고주파수를 사용하여 기지국으로부터 인바운드 신호를 수신하도록 구성되고, 백엔드 송수신기는 중간 주파수에서 인바운드 신호를 출력하도록 구성된다. 백엔드 채널 등화기는 프론트엔드 송수신기를 통해 사용자 장비의 백엔드 채널 추정기로부터 수신된 구성 신호를 사용하여 인바운드 신호를 초고주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡으로부터 감소시키도록 구성된다. 프론트엔드 송수신기는 아웃바운드 신호를 발생시키고 아웃바운드 신호를 사용자 장비로 송신하기 위해 극도로 높은 주파수를 사용하여 인바운드 신호를 출력하도록 구성된다. 추가적으로 또는 대안적으로, 프론트엔드 송수신기는 사용자 장비로부터 구성 신호를 수신하고 구성 신호를 백엔드 채널 등화기로 포워딩하도록 구성된다.

다른 실시예는 사용자 장비의 프론트엔드 채널 추정기로부터 수신된 구성 신호에 기초하여 극도로 높은 주파수를 사용함으로써 야기될 왜곡을 감소시키기 위해 아웃바운드 신호를 사전 등화화도록 구성되는 프론트엔드 채널 사전 등화기를 포함하는 SUDAC를 나타낸다.

다른 실시예는 프론트엔드 제어 부분에 기초하여 프론트엔드 주파수 추정을 수행하도록 구성된 프론트엔드 주파수 추정기를 포함하는 SUDAC의 프론트엔드 송수신기를 나타낸다. 프론트엔드 주파수 보상기는 추정에 기초하여 프론트엔드 인바운드 및/또는 아웃바운드 신호의 프론트엔드 주파수 오프셋 보상을 수행하도록 구성된다. 추가적으로 또는 대안적으로, 백엔드 송수신기는 백엔드 제어 부분에 기초하여 백엔드 주파수 추정을 수행하도록 구성된 백엔드 주파수 추정기를 포함한다. 백엔드 주파수 보상기는 추정에 기초하여 백엔드 인바운드 및/또는 아웃바운드 신호의 백엔드 주파수 오프셋 보상을 수행하도록 구성된다.

다른 실시예는 프론트엔드 채널 추정기 및 프론트엔드 채널 등화기를 포함하는 SUDAC를 나타내며, 여기서 프론트엔드 채널 추정기는 프론트엔드 평가 신호에 기초하여 채널 추정을 수행하도록 구성되고, 여기서 프론트엔드 채널 등화기는 프론트엔드 채널 추정기의 채널 추정에 기초하여 극도로 높은 주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡을 등화화도록 구성된다.

다른 실시예에 따르면, 송수신기 및 SUDAC를 포함하는 시스템이 제공되며, 여기서 SUDAC 및 송수신기는 송수신기의 수신 및 송신단 및 SUDAC의 프론트엔드 송수신기를 사용하여 통신 링크를 설정한다. 또한, SUDAC 및 송수신기는 하드웨어 및/또는 환경 적응 시간 동기화를 설정하며, 여기서 시간 동기화는 외부 공통 시간 기준 또는 동기화를 사용하는 적어도 하나의 기준 동기화를 포함하며, 여기서 송수신기는 프론트엔드 또는 백엔드 동기화 신호를 사용하여 그 현재 클록 기준을 전송한다.

다른 실시예에 따르면, 송수신기 및 SUDAC에서의 신호 프로세싱에 대한 방법이 제공된다. 방법은 사용자 장비 및/또는 SUDAC를 사용하여 수행된다. 일 실시예에 따르면, 이 방법을 위한 컴퓨터 프로그램이 제공된다.

본 발명의 실시예는 첨부된 도면을 참조하여 후술될 것이며, 여기서:
도 1은 SUDAC, 사용자 장비 및 기지국 사이의 링크의 개략도를 도시한다;
도 2는 3개의 SUDAC에 대해 이동하는 사용자 장비의 개략도를 도시한다;
도 3은 사용자 장비의 송수신기 및 그 통신 링크의 개략도를 도시한다;
도 4는 사용자 장비의 송수신기 및 그 프로세싱 블록의 개략도를 도시한다;
도 5는 일 실시예에 따른 SUDAC의 개략도를 도시한다;
도 6은 일 실시예에 따른 SUDAC의 개략도를 도시한다;
도 7은 일 실시예에 따른 SUDAC의 개략도를 도시한다;
도 8은 사용자 장비 및 SUDAC의 송수신기를 포함하는 시스템의 개략도를 도시한다;
도 9는 송수신기에서의 신호 프로세싱에 대한 방법의 개략적인 블록도를 도시한다;
도 10은 SUDAC에서의 신호 프로세싱에 대한 방법의 개략적인 블록도를 도시한다;
도 11은 SUDAC에서의 신호 프로세싱에 대한 방법의 개략적인 블록도를 도시한다;
도 12a는 기지국 및 사용자 장비의 개략도를 도시하며, 각각은 공통 MIMO 3x3 통신을 기술하는 3개의 안테나를 갖는다.
도 12b는 3x3 통신 모드에서의 기지국, 2개의 SUDAC 및 사용자 장비의 개략도를 도시한다;
도 12c는 기지국의 개략도를 도시하며, 3x4 통신 모드에서 SUDAC는 2개의 수신 안테나를 포함하고, SUDAC은 하나의 수신 안테나를 포함하고, 사용자 장비는 하나의 수신 안테나를 포함한다.
도 13a는 주파수 f에 대한 시각화된 3개의 SUDAC의 개략적인 송신 스펙트럼을 도시한다;
도 13b는 3개의 SUDAC에 의한 60G 대역에서의 동기화되지 않은 이중 비콘(beacon) 송신의 예시적인 송신 스펙트럼을 도시한다;
도 14는 하나의 SUDAC에 의한 60G 대역에서 다중 비콘 신호 블록의 예시적인 송신 스펙트럼을 도시한다;
도 15는 하나의 SUDAC에 의한 60G 대역의 중첩 비콘 신호 블록의 예시적인 송신 스펙트럼을 도시한다;
도 16은 TDD(시분할 듀플렉스) 모드에서 제어 및 구성 데이터를 위한 필드 및 파일럿 필드를 나타내는 예시적인 고레벨 비콘 신호 구조를 도시한다;
도 17은 FDD(주파수 분할 듀플렉스) 모드의 제어 및 구성 데이터를 위한 필드 및 파일럿 필드를 나타내는 예시적인 고레벨 비콘 신호 구조를 도시한다;
도 18은 도 16의 이미지와 비교 가능한 이미지를 도시하며, 여기서 추가적으로, 하나의 SUDAC로부터의 2개의 예시적인 비콘 신호로부터 추론된 프론트엔드 도플러 시프트

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및 복소 채널 계수 h의 추정치가 도시된다;
도 19는 2개의 비콘 신호로부터의 파일럿 필드의 예시적인 조인트 프로세싱을 도시하며, 여기서 파일럿 필드 구조는 비콘 신호 1 및 2에 정렬된다;
도 20은 주파수 분할 듀플렉스(FDD) 모드에서 하나의 다운링크 중계 경로 및 하나의 업링크 중계 경로를 서빙하는 하나의 SUDAC의 예시적인 비콘 신호를 도시한다;
도 21은 시분할 듀플렉스(TDD) 모드에서 다운링크 및 업링크에 대해 하나의 중계 경로를 서빙하는 하나의 SUDAC의 비콘 신호를 도시한다;
도 22는 SUDAC와 통신하기 위한 사용자 장비에서의 신호 프로세싱 블록의 개략적인 블록도를 도시한다;
도 23은 3개의 SUDAC와 통신하기 위한 사용자 장비에서의 신호 프로세싱 블록의 개략적인 블록도를 도시한다;
도 24a는 사용자 장비 및 SUDAC에서의 압축된 신호 프로세싱을 위한 신호 프로세싱 블록의 개략적인 블록도를 도시한다;
도 24b는 사용자 장비 및 SUDAC에서의 압축된 신호 프로세싱을 위한 신호 프로세싱 블록의 개략적인 블록도를 도시한다;
도 24c는 사용자 장비 및 SUDAC에서의 압축된 신호 프로세싱을 위한 신호 프로세싱 블록의 개략적인 블록도를 도시한다;
도 24d는 사용자 장비 및 SUDAC에서의 압축된 신호 프로세싱을 위한 신호 프로세싱 블록의 개략적인 블록도를 도시한다;
도 24e는 사용자 장비 및 SUDAC에서의 압축된 신호 프로세싱을 위한 신호 프로세싱 블록의 개략적인 블록도를 도시한다;
도 25는 중계된 신호의 개략적인 주파수 스펙트럼을 도시하며, 여기서 타겟 페이로드 신호는 다운링크 및/또는 업링크 신호 중계를 위한 중계 대역폭보다 작은 대역폭을 갖는다;
도 26은 다운링크 및 업링크 신호 중계에 대해 유지되는 동일한 중계 대역폭 내의 공유 중계 채널의 개략적인 주파수 스펙트럼을 도시한다;
도 27은 프론트엔드의 5개의 프론트엔드 데이터 부분에 내장되는 5개의 백엔드 신호 서브대역을 프로세싱하는 개략적인 주파수 스펙트럼을 도시한다; 그리고
도 28은 파일럿 필드 길이 및 SNR(signal-to-noise ratio)(

)에 의존하는 위상 잡음 및 채널 추정 에러로 인한 dB의 손실/저하를 나타내는 개략적인 3D 메쉬그리드를 도시한다.

이하, 본 발명의 실시예가 상세히 논의될 것이며, 여기서 동일한 참조 부호는 동일하거나 유사한 기능을 갖는 오브젝트에 제공되며, 그 설명은 상호 교환 가능하거나 서로 간에 적용 가능하다.

기본 실시예

[1]에서 제안된 바와 같은 공유 사용자 장비측 분산 안테나 시스템(Shared User Equipment-Side Distributed Antenna System; SUDAS)에서, 60GHz(mm파) 주파수 대역(60G)에서 중계된 페이로드 신호는 적합한 채널 추정 및 동기화를 위한 불충분한 수단을 갖는데, 페이로드 신호 파형은 6GHz 이하 주파수 대역(s6G)에서의 송신을 위해 설계되었기 때문이다. 페이로드 신호는 기지국으로부터 사용자 장비로의 또는 그 반대의 경우에 - 각각 다운링크 또는 업링크를 의미함 - SUDAS를 통해 중계된 신호이다. 따라서, SUDAS에 대한 새로운 채널 추정 및 동기화 개념이 제안되었는데, 이는 빠르게 변화하는 채널 특성 또는 채널 조건 및 중계된 페이로드 신호를 손상시키는 60GHz 대역의 잠재적으로 큰 주파수 오프셋에 대처하는 데 적합하다. 후술된 스킴은 중계된 페이로드 신호 및 SUDAS 상태/제어 신호의 신뢰성있는 송신을 보장한다.

위성 또는 사용자 장비(UE)에 대한 중계기의 역할을 하는 자율 중계 안테나(SUDAS)의 시스템을 설치하는 것이 구상된다. 하나 이상의 공유 사용자 장비측 분산 안테나 컴포넌트(SUDAC)로 구성되는 이와 같은 형성된 분산 안테나 시스템은 모바일 통신 시스템의 사용자 장비(UE)와 기지국(UE) 사이의 초고속 데이터 송신을 위한 관문을 여는 MIMO 기술을 사용하기 위한 열쇠이다. 다시 말해, 인바운드 신호의 보다 높거나 낮은 주파수를 갖는 아웃바운드 주파수로의 변환을 포함하는 가상 안테나 어레이의 의미에서의 중계 네트워크가 구축되고, 두 개의 송신 채널 부분에 대한 채널 추정 및 동기화를 더 포함한다. 고정식 및 모바일 SUDAS로 생각될 수 있으며, 여기서 고정식 SUDAC는 집에 장착될 수 있고, 이동 SUDAC는 예를 들어 자동차 또는 대중 교통(예를 들어, 버스/기차)에 장착될 수 있다. 다음에서, 도 1-8은 하드웨어 컴포넌트를 도시하고, 도 9-11은 하드웨어 컴포넌트에서의 신호 프로세싱에 대한 방법을 도시하고, 도 12a-c는 통신을 위한 MIMO 프로세싱 스킴을 소개하고, 도 13에서 시작하여 신호 발생 및 프로세싱 스킴이 설명될 것이다.

(소스 노드로서) 기지국은 또한 페이로드와 함께 중계될 주파수 대역 1(예를 들어, s6G) 및 대역 2(예를 들어, 60G)에 적합한 파일럿 구조를 송신할 수 있다. 그러나, s6G 주파수 대역에서의 오버헤드는 너무 커서 어떠한 새로운 모바일 통신 표준에서도 채택되지 않을 것이다. 또한, SUDAC에서 s6G 페이로드 신호의 파일럿 구조를 수정하려는 것이 아닌데, 모바일 통신 네트워크의 표준화가 이미 완료되었거나, 실시예에서 SUDAC가 s6G 페이로드 신호 구조를 인식하지 못하기 때문이다.

도 1은 SUDAC(30), 사용자 장비(10) 및 기지국(70) 사이의 링크의 개략도를 도시한다. 일 실시예에 따르면, 고려되는 통신 프레임워크가 [1]에 설명되어 있다.

도 1에 도시된 바와 같은, SUDAC(30)와 기지국(70) 사이의 링크는 백엔드 통신을 포함하는 백엔드 링크(75a)라 불린다. 백엔드 링크는 현재 모바일 시스템에서 6GHz(s6G) 이하의 주파수 범위에서 동작하는 주파수 대역 1을 사용한다. 다른 백엔드 링크(75b)는 사용자 장비(10)와 기지국(70) 사이의 링크이다. 이러한 백엔드 링크(75b)는 사용자 장비(10)와 기지국(70) 사이에서 통상적으로 사용되는 통신 경로일 수 있다. 이러한 백엔드 링크(75b)는 백엔드 링크(75a) 및 프론트엔드 링크(80)를 통해 중계된 송신을 사용하여 송신 양호성(robustness) 또는 정확도를 향상시키고/시키거나 데이터 레이트를 향상시키도록 지원되거나 확장될 것이다. 프론트엔드 링크(80)는 사용자 장비(10)와 SUDAC(30) 사이의 송신이라 불리며, 이는 밀리미터파 주파수 대역(대역 2)으로 송신되어 단거리, 주로 시선(line of sight; LOS) 송신을 위한 높은 데이터 레이트를 허용한다. 프론트엔드 링크(80)는 프론트엔드 송신을 포함한다. 시스템 관점에서, 두 링크는 양방향이고 한 쌍으로 하나의 중계 링크를 구성한다. 단일 SUDAC(30)는 하나 또는 다수의 독립적인 중계 링크를 포함한다. 사용자 장비(10)로부터 SUDAC(30)으로 그리고 SUDAC(30)으로부터 기지국(70)으로의 링크 방향은 업링크로 표시되고, 다른 방향은 다운링크로 표시된다.

도 2는 3개의 SUDAC(30a, 30b, 30c)에 대해 이동하는 사용자 장비(10)의 개략도를 도시한다. 사용자 장비(10)의 이동은 3개의 포지션에서 평가되며, 여기서 포지션 1에서 사용자 장비(10)는 SUDAC(30a 및 30b)에 대한 시선 연결을 가지고, 포지션 2에서 사용자 장비(10)는 SUDAC(30a, 30b 및 30c)에 대한 시선 연결을 가지고, 포지션 3에서 사용자 장비(10)는 SUDAC(30a 및 30c)에 대한 시선 연결을 갖는다. 포지션 1 및 포지션 3에서는 SUDAC 30b 또는 30c가 벽 뒤에 숨어 있다.

시스템이 프론트엔드 링크에서의 LOS 송신에 의존하기 때문에, 네트워크 레이아웃이 핸드헬드 사용자 장비(10)에 대해 정적이지 않을 수 있다는 것이 명백하다. 이동하는 경우, 도 2에 도시된 바와 같이 사용자 장비는 새로운 SUDAC(30a-c)를 끊임없이 발견하면서 다른 SUDAC의 시야를 잃어버리게 된다. 액세스 가능한 SUDAC의 수가 변경되지 않더라도, 송신 채널이 변경될 수 있다. 따라서, (사용자 장비(10) 및 SUDAC(30)의) 이러한 이중 대역 송신 및 수신을 위해, 예를 들어 적합한 비콘 및 파일럿 데이터 구조를 사용하여 새로운 채널 추정 및 동기화 스킴을 적용하는 것이 유익하다. 일반적으로, 백엔드 링크는 가장 제한된 자원이고 다른 기지국 및 다른 사용자 장비 사이에서 공유되는 반면, 프론트엔드 링크는 상이한 사용자 장비(10) 및 SUDAC(30) 사이에서 공유된다. SUDAC(30)은 대역 사이에서 중계하고 있으며, 다음 섹션에서 상세히 설명될 것이다.

도 3은 사용자 장비(10)의 기본 송수신기(5)를 도시한다. 보다 정교한 접근법이 도 22 및 도 23에 나와 있다. 사용자 장비(10)는 예를 들어 모바일 전화기, 컴퓨터 또는 "사물 인터넷"의 디바이스이다. 송수신기(5)는 수신단(15), 프론트엔드 채널 추정기(20), 프론트엔드 채널 등화기(21), 백엔드 채널 추정기(22) 및 백엔드 채널 등화기(23)를 포함한다. 수신단(15)은 SUDAC(30)로부터 인바운드 신호(25)를 수신하도록 구성되며, 이는 (예를 들어, 60HGz 대역에서) 극도로 높은 주파수를 사용하는 프론트엔드 통신 및 (예를 들어, s6G 대역에서) 초고주파수를 사용하는 백엔드 통신을 포함하는 중계 통신을 가능하게 한다. 초고주파수는 6GHz 이하의 대역(s6G)일 수 있는데 반해 초고주파수는 60GHz 대역(60G)일 수 있다. 인바운드 신호(25)는 데이터 부분(35), 백엔드 제어 부분(50), 및 프론트엔드 제어 부분(40)을 포함하며, 프론트엔드 제어 부분은 프론트엔드 평가 신호(45) 및 구성 신호(46)를 포함한다. 인바운드 신호(25)의 데이터 부분(35)은 페이로드 신호 또는 페이로드 신호의 일부일 수 있고, 프론트엔드 제어 부분(40)은 하나 이상의 파일럿 데이터 필드(프론트엔드 평가 신호(45)) 및 하나 이상의 구성 신호 필드(46)를 포함하는 비콘 신호일 수 있다. 비콘은 통상적으로 SUDAS, 그것의 구성 및 파일럿 데이터(파일럿 또는 기준 데이터라고도 지칭됨)에 대한 정보를 호스팅하는 60G 대역의 제어 채널이다. 백엔드 제어 부분(50) 은 예를 들어 공통 제어 채널을 사용하여 백엔드 통신에서 채널 추정에 사용된 알려진 데이터를 포함하는 예를 들어 페이로드 신호의 일부분에, 예를 들어 모바일 통신 네트워크 표준이 명시되어 있는 적용된 백엔드 통신 파형에 따른 하나 이상의 파일럿 데이터 필드를 포함할 수 있다. 프론트엔드 및 백엔드 제어 부분(40 및 50)은 이 실시예에서 명시적인 파일럿 데이터(데이터 지원 동기화를 위한 것임)를 포함할 수 있음에 유의한다. 그러나, 제어 데이터(46)뿐만 아니라 데이터 부분(35)의 신호 특성이 또한 (비 데이터 지원) 동기화를 위해 평가될 수 있다. 명확성을 위해, 다음 설명은 잠재적으로 확장된 평가의 두 번째 경우를 제외하지 않고 첫 번째 경우를 언급한다.

프론트엔드 채널 추정기(20)는 극도로 높은 주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡을 감소시키기 위해 프론트엔드 평가 신호(45)에 기초하여 채널 추정을 수행하도록 구성된다. 프론트엔드 채널 등화기(21)는 프론트엔드 채널 추정기(20)의 채널 추정에 기초하여 극도로 높은 주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡을 등화화도록 구성된다. 또한, 백엔드 채널 추정기(22)는 초고주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡을 감소시키기 위해 백엔드 제어 부분(50)에 기초하여 채널 추정을 수행하도록 구성된다. 백엔드 채널 등화기(23)는 백엔드 채널 추정기(22)의 채널 추정에 기초하여 초고주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡을 등화화도록 구성된다.

송수신기(5)는 예를 들어 도플러 시프트를 계산하여 보상하기 위해 2단계 주파수 오프셋 추정 및 보상을 추가적으로 포함할 수 있다. 채널 추정은 도 4에서 상세히 논의될 것이다. 실제 신호 프로세싱 스킴에 대해서는 이후 섹션에서 설명될 것이다.

도 4에 나타내어진 바와 같이, 다른 실시예는 사용자 장비(10)의 송수신기(5)가 MIMO 송신 모드를 사용하는 것을 가능하게 하는 복수의 수신단(15), 복수의 수신단(15)에 대한 공통 백엔드 채널 추정기(22) 및 복수의 수신단(15)에 대한 공통 백엔드 채널 등화기(23)를 포함하는 송수신기(5)를 나타낸다. 공통 백엔드 채널 추정기(22)는 복수의 백엔드 제어 부분(50)에 기초하여 결합된 채널 추정을 수행하도록 구성된다. 또한, 공통 백엔드 채널 등화기(23)는 결합된 채널 추정의 결과에 기초하여 결합된 채널 등화를 수행하도록 구성된다.

추가적으로, 송수신기(5)는 기지국(70)으로부터 신호를 직접 수신하도록 구성된 직접 수신단(16)을 포함할 수 있다. 따라서, 공통 백엔드 채널 추정기(22)는 복수의 백엔드 제어 부분(50) 및 기지국으로부터 직접 수신된 신호에 기초하여 결합된 채널 추정을 수행하도록 구성된다.

다른 실시예는 프론트엔드 제어 부분(40)에 기초하여 프론트엔드 주파수 추정을 수행하도록 구성된 프론트엔드 주파수 추정기(17) 및 추정에 기초하여 프론트엔드 주파수 오프셋 보상을 수행하도록 구성된 프론트엔드 주파수 보상기(18)를 포함하는 송수신기(5)를 나타낸다. 추정은 프론트엔드 주파수 추정기(17)를 사용하여 수행될 수 있다.

다른 실시예는 백엔드 제어 부분(50)에 기초하여 백엔드 주파수 추정을 수행하도록 구성된 백엔드 주파수 추정기(19) 및 추정에 기초하여 백엔드 주파수 오프셋 보상을 수행하도록 구성된 백엔드 주파수 보상기(24)를 포함하는 송수신기(5)를 나타낸다. 추정은 프론트엔드 주파수 추정기(24)를 사용하여 수행될 수 있다.

다른 실시예에 따르면, 송수신기(5)는 송신단(55) 및 프론트엔드 채널 사전 추정기(65)를 포함할 수 있다. 프론트엔드 채널 사전 추정기(65)는 프론트엔드 평가 신호(45)에 기초하여 극도로 높은 주파수를 사용함으로써 야기될 왜곡을 사전 보상하기 위해 채널 사전 추정을 수행하기 위해 프론트엔드 채널 계수를 계산하도록 구성된다. 또한, 송수신기(5)는 초고주파수를 사용함으로써 야기될 왜곡을 감소시키도록 백엔드 제어 부분(50)에 기초한 채널 추정을 수행하기 위해 백엔드 채널 계수를 계산하도록 구성되는 백엔드 채널 사전 추정기(66)를 포함할 수 있다.

다른 실시예는 SUDAC(30)에서 신호 프로세싱을 원격으로 제어하기 위해 프론트엔드 및/또는 백엔드 채널 특성 및/또는 프론트엔드 및/또는 백엔드 채널 관련 파라미터 및/또는 프론트엔드 및/또는 백엔드 신호 프로세싱 관련 파라미터를 SUDAC(30)에 송신하도록 구성되는 송신단(55)을 나타낸다. 이 실시예는 동일한 백엔드 캐리어 주파수가 업링크 및 다운링크에 사용되는 TDD(시분할 듀플렉스) 모바일 통신 네트워크에 적합할 수 있다. 다시 말해, 채널 상호성은 이러한 실시예에 유익할 수 있다. 따라서, 채널 사전 추정기(65)는 아웃바운드 신호 사전 보상을 위해 적어도 하나의 이전에 수신된 프론트엔드 및 백엔드 제어 부분(40, 50)을 평가할 수 있다. 이 실시예에서는 중계 채널의 상호성을 갖는 것이 이용된다는 것에 유의한다. 아웃바운드 신호(60)의 이러한 사전 추정 및 사전 보상은 예를 들어 송수신기(5)에 의해 수행된다.

다른 실시예는 상이한 캐리어 주파수를 사용하여, 및/또는 상이한 코드 구조를 사용하여 및/또는 상이한 타임슬롯을 사용하여 송신되는 극도로 높은 주파수 신호의 데이터 부분(35) 및 프론트엔드 제어 부분(40)을 설명한다. 또한, 초고주파수 신호의 데이터 부분(35) 및 백엔드 제어 부분(50)은 상이한 캐리어 주파수를 사용하여, 및/또는 상이한 데이터 코드 구조를 사용하여 및/또는 상이한 타임슬롯을 사용하여 송신된다. 다시 말해, 송신될 극도로 높은 주파수 신호의 데이터 부분(35) 및 프론트엔드 제어 부분(40)은 캐리어 주파수, 코드 구조 및/또는 타임슬롯에 관해서 서로 상이하다. 또한, 송신될 극도로 초고주파수 신호의 데이터 부분(35) 및 백엔드 제어 부분(50)은 캐리어 주파수, 코드 구조 및/또는 타임슬롯에 관해서 서로 상이하다. 인바운드 신호(25)는 프론트엔드 제어 부분(40)과 비교하는 경우 상이한 캐리어 주파수를 갖고/갖거나 프론트엔드 제어 부분(40)과 비교하는 경우 시간상 시프트되는 추가 프론트엔드 제어 부분(42)을 더 포함할 수 있다. 또한, 프론트엔드 제어 부분(40) 및 추가 프론트엔드 제어 부분(42)은 프론트엔드 제어부분(40)과 추가 프론트엔드 제어 부분(42)의 조인트(joint) 프로세싱에 의해 추가의 후속 프론트엔드 평가 신호(45) 사이의 보간 양호성 또는 정확도를 향상시키기 위해 시간상 정렬되고 상이한 캐리어 주파수를 갖는다. 이 실시예에 따르면, 적어도 하나의 프론트엔드 평가 신호가 사용되는데 반해, 상이한 채널 조건 또는 신호 구조(백엔드 또는 프론트엔드)는 하나를 초과하는 프론트엔드 평가 신호를 사용할 수 있다. 신호 프로세싱 스킴이 이후 섹션에서 설명될 것이다. 일반적으로, 프론트엔드 통신은 시분할 다중 액세스(time division multiple access; TDMA), 주파수 분할 다중 액세스(frequency division multiple access; FDMA), 코드 분할 다중 액세스(code division multiple access; CDMA), 공간 분할 다중 액세스(space division multiple access; SDMA) 또는 임의의 다른 적합한 다중화 방법을 사용하여 다중화될 수 있다는 것이 언급되어야 한다.

다른 실시예는 SUDAC(30)에 신호 프로세싱 파라미터를 송신하기 위해 신호 프로세싱 파라미터를 계산하도록 구성되는 신호 프로세서(68)를 포함하는 송수신기(5)를 나타낸다. SUDAC(30)는 인바운드 신호가 예를 들어 감소된 대역폭으로 또는 보다 짧은 시간의 기간으로 송신될 수 있도록, 즉 인바운드 신호가 극도로 높은 주파수를 통해 압축되어 송신될 수 있도록 신호 프로세싱 파라미터를 사용하여 예를 들어 인바운드 신호(25)를 프로세싱 또는 인코딩할 수 있다. 압축된 인바운드 신호를 디코딩하기 위해, 사용자 장비(10)는 선택적으로 디코더(69)를 포함한다. 디코더(69)는 압축 파라미터 프로세서(68)에 의해 직접 제어되는 UE측 압축 해제/디코딩(다운링크용)을 지칭하는데 반해, (도 7에 도시된) SUDAC측 압축 해제/디코딩(업링크용)(94)은 압축 파라미터 프로세서(68)에 의해 원격으로 제어된다. 압축기로도 지칭되는 인코더(67)는 압축 파라미터 프로세서(68)에 의해 직접 제어되는 UE측 압축/인코딩(업링크용)을 지칭하는데 반해, SUDAC측 압축/인코딩(다운링크용)(93)은 압축 파라미터 프로세서(68)에 의해 원격으로 제어된다. 실제 압축 스킴이 도 24a-e에 설명되어 있다.

추가적인 실시예에서, 송수신기(5)의 수신단(15) 및/또는 채널 추정단(20)은 실제 SNR(신호대 잡음비) 및/또는 도플러 변화율과 같은 실제 채널 특성에 따라 수신 파라미터 및 신호 프로세싱 파라미터를 적응시키도록 구성된다.

다른 실시예에 따르면, 프론트엔드 제어 부분(40) 및 추가 프론트엔드 제어 부분(42)은 프론트엔드 제어 부분(40, 42)의 조인트 프로세싱에 의해 추가의 후속 프론트엔드 평가 신호(45) 사이의 보간 양호성 및/또는 보간 정확도를 개선시키기 위해 시간상 정렬되고 상이한 캐리어 주파수를 갖는다. 상술된 송수신기는 수신단에 대한 시간/주파수 기준인 주변 재료의 공진 주파수를 이용하는 주파수 분석기를 추가로 포함할 수 있다. 시간 기준은 예를 들어 시간 분할 다중 액세스 알고리즘(TDMA)과 같은 시간 기반 송신 기술을 사용하는 경우 유리하다. 양호한 주파수 기준은 주파수 오프셋 추정 및 보상을 지원하는 데 유리하다.

도 4는 사용자 장비(10)에서의 신호 프로세싱 스킴의 개략적인 블록도를 도시한다. 신호 프로세싱 스킴은 60G 통신을 위한 2개의 프로세싱 경로(1305a, 1305b)와 s6G 채널 통신을 위한 하나의 통신 경로(1310)를 포함한다. 통신 경로(1310)는 도 1에서 75b로 표시되는 다이렉트 s6G 통신을 지칭할 수 있다. 기본적으로, 프로세싱 경로(1305a 및 1305b)는 (SUDAC(30)의 프론트엔드 주파수 추정기(96) 및 프론트엔드 주파수 보상기(97)와 유사한 프론트엔드 주파수 추정(17) 및 프론트엔드 주파수 오프셋 보상(18)을 포함하는) 프론트엔드 동기화(15) 및 추가 프론트엔드 채널 추정(20) 및 등화(21)를 포함하며, 여기서 60G 통신 데이터로부터 s6G 통신 데이터를 얻기 위해 프론트엔드 채널의 효과는 (대부분) 보상된다. 3개의 통신 경로(1305a, 1305b, 1310) 모두의 s6G 데이터에 대해, (SUDAC(30)의 백엔드 주파수 추정기(98) 및 백엔드 주파수 오프셋 보상기(99)와 유사한 백엔드 주파수 추정(19) 및 백엔드 주파수 오프셋 보상(24)을 포함하는) 백엔드 동기화 및 채널 추정(22)이 적용될 수 있다. 경로(1310)에서 수신된 신호는 60G 채널에서의 송신을 포함하지 않지만, 사용자 장비(10)는 예를 들어 안테나(168)를 통해 기지국으로부터 직접 페이로드 데이터를 수신한다. 따라서, 백엔드 동기화(16) 및 백엔드 채널 추정(22)만이 적용되어야 한다. 모두 3개의 신호 프로세싱 경로(1305a, 1305b, 1310)의 백엔드 채널 추정은 조인트로 또는 별도의 방식으로 행해질 수 있다. 또한, 60G 입력 및 s6G 안테나로부터의 백엔드 채널 추정치를 사용하는 MIMO(백엔드 채널) 등화(23)를 위한 조인트 MIMO 디코더는 수신된 신호 추정치

내지

을 분리한다.

도 5는 다운링크 신호 프로세싱에 관한 SUDAC(30)의 개략도를 도시한다. SUDAC(30)는 백엔드 송수신기(85), 프론트엔드 송수신기(90) 및 평가 신호 발생기(95)를 포함한다. 백엔드 송수신기(85)는 초고주파수를 사용하여 적어도 하나의 기지국(70)으로부터 인바운드 신호(105)를 수신하도록 구성된다. 인바운드 신호(105)는 데이터 부분(35) 및 백엔드 제어 부분(50)을 포함할 수 있다. 평가 신호 발생기(95)는 프론트엔드 평가 신호(45) 및 제어 신호(46)를 포함하는 프론트엔드 제어 부분(40)을 발생시키도록 구성된다. 또한, 프론트엔드 송수신기(90)는 인바운드 신호(105) 및 프론트엔드 제어 부분(40)을 포함하는 아웃바운드 신호(110)를 극도로 높은 주파수를 사용하여 발생시키고 아웃바운드 신호(110) 및 프론트엔드 제어 부분(40)을 사용자 장비(10)에 송신하도록 구성된다.

이 실시예는 채널 추정 등과 같은 정교한 신호 프로세싱없이 기지국(70)으로부터 사용자 장비(10)로 신호를 수신 및 포워딩하는 SUDAC(30)를 나타낸다. 필터 적응을 포함하는 백엔드 송수신기(85) 및 프론트엔드 송수신기(90)에서의 기본 시간 및 주파수 동기화와는 별도로, 신호 프로세싱 부분은 주파수 변환으로 제한되고, 다른 실시예에서는 수신 신호의 증폭으로 제한된다. 또한, 평가 신호 발생기(95)는 알려져 있는 프론트엔드 평가 신호(45)를 포함하는 프론트엔드 제어 부분(40), 예를 들어 비콘 신호에서의 파일럿 필드를 생성한다. 비콘 신호는 예를 들어 별도의 송신 채널을 사용하여 연속적으로 또는 연속적인 방식으로 이산적으로 송신될 수 있거나, 비콘 신호는 예를 들어 헤더의 일부로서 수신된 신호에 포함되어 사용자 장비(10)가 적어도 프론트엔드 평가 신호(45)를 추정하는 것을 가능하게 하고 검출된 왜곡을 보상하는 것을 가능하게 한다. 프론트엔드 송수신기(90)는 인바운드 신호(105) 및 프론트엔드 제어 부분(40)을 포함하는 아웃바운드 신호(110)를 극도로 높은 주파수를 사용하여 발생시키고 아웃바운드 신호(110) 및 프론트엔드 제어 부분(40)을 사용자 장비(10)에 송신하도록 구성된다.

도 6은 일 실시예에 따른 SUDAC(30)의 개략도를 도시한다. 이 실시예는 수신 모드(다운링크) 및 백엔드 보상 모드를 갖는 SUDAC로 지칭될 수 있다. SUDAC(30)는 프론트엔드 송수신기(90), 백엔드 송수신기(85) 및 백엔드 채널 등화기(86)를 포함한다. 백엔드 송수신기(85)는 초고주파수를 사용하여 적어도 하나의 기지국(70)으로부터 인바운드 신호(105)를 수신하도록 구성되고, 중간 주파수에서 인바운드 신호(105)를 출력하도록 구성된다. 선택적으로, 인바운드 신호(105)는 백엔드 주파수 추정기(98) 및 백엔드 주파수 추정기(99)에 의해 동기화될 수 있다. 인바운드 신호(105)는 데이터 부분(35) 및 백엔드 제어 부분(50)을 포함할 수 있다. 또한, 백엔드 송수신기(85)는 예를 들어 캐리어 주파수를 제거하거나 다운 변환함으로써 인바운드 신호(105)를 초고주파수로부터 보다 프로세싱하기 편한(processing friendly) 주파수인 중간 주파수로 변환시킬 수 있다. 백엔드 채널 등화기(86)는 프론트엔드 송수신기(90)를 통해 사용자 장비(10)의 백엔드 채널 추정기로부터 수신된 구성 신호(46)를 사용하여 인바운드 신호를 초고주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡으로부터 감소시키도록 구성된다. 구성 신호(46)는 예를 들어 프론트엔드 송수신기(90)에 의해 제어 부분(40)의 일부로서 수신될 수 있다. 또한, 프론트엔드 송수신기(90)는 아웃바운드 신호(110)를 발생시키고 아웃바운드 신호(110)를 사용자 장비(10)로 송신하기 위해 극도로 높은 주파수를 사용하여 인바운드 신호를 출력하도록 구성된다. 추가적으로 또는 대안적으로, 프론트엔드 송수신기(90)는 사용자 장비(10)로부터 구성 신호(46)를 수신하고 구성 신호를 백엔드 채널 등화기(86)로 포워딩하도록 구성된다. 프론트엔드 송수신기(90)는 아웃바운드 신호(110)를 전치 왜곡된 방식으로 사용자 장비(10)로 송신한다. 따라서, 백엔드 채널 등화기(86)는 중계된 백엔드 신호를 분석하는 UE(10)에 의해 원격으로 구성될 수 있다. 예를 들어, UE(10)는 백엔드 MIMO 채널을 추정하고, 백엔드 MIMO 등화 메트릭스를 계산하고, 관련 부분을 비콘 신호(제어 부분(40))의 구성 신호(46)를 통해 대응하는 SUDAC에 분배한다. 구성 신호(46)는 필터의 세트 또는 다른 신호 프로세싱 파라미터로부터 선택하기 위한 필터 계수 또는 필터 인덱스를 포함할 수 있다.

다른 실시예에 따르면, SUDAC(30)는 프론트엔드 채널 추정기(91) 및 프론트엔드 채널 사전 등화기(92)를 포함한다. 프론트엔드 채널 추정기(91)는 프론트엔드 평가 신호(45)에 기초하여 채널 추정을 수행하도록 구성된다. 또한, 프론트엔드 채널 사전 등화기(92)는 프론트엔드 채널 추정기(91)의 채널 추정에 기초하여 인바운드 신호(105)를 사전 등화하여 아웃바운드 신호(110)의 송신 중에 극도로 높은 주파수를 사용함으로써 야기될 왜곡을 감소시키도록 구성된다. 이 실시예는 확장된 프로세싱 능력을 갖는 SUDAC(30)를 기술하는데, SUDAC(30)가 프론트엔드 채널의 채널 사전 추정 및 사전 보상을 수행하기 때문이다. 따라서, 사용자 장비(10)는 프론트엔드 평가 신호(45)를 포함하는 프론트엔드 제어 부분(40)을 송신할 수 있다. 프론트엔드 채널 추정기(91)는 프론트엔드 평가 신호, 예를 들어 프론트엔드 채널 사전 등화기(92)에 의해 아웃바운드 신호를 필터링하는 데 적용될 수 있는 필터 계수 또는 필터 인덱스를 사용할 수 있다. 또한, 비콘의 상태 및 제어 정보와 같은 다른 프론트엔드 통신 데이터는 사용자 장비(10)로의 송신을 위해 사전 보상될 수 있다. 따라서, 사용자 장비(10) 내의 채널 등화기(92)는 불필요하거나 적어도 감소된 프로세싱 능력을 사용할 수 있다.

다른 실시예는 사용자 장비(10)의 프론트엔드 채널 추정기(20)로부터 수신된 구성 신호(46)에 기초하여 인바운드 신호(105)를 사전 등화하여 아웃바운드 신호(110)의 송신 중에 극도로 높은 주파수를 사용함으로써 야기될 왜곡을 감소시키도록 구성되는 프론트엔드 채널 사전 등화기(92)를 포함하는 SUDAC(30)를 나타낸다. 이 실시예는 사용자 장비(10)에 의해 원격으로 구성되는 프론트엔드 채널 사전 등화기(92)를 갖는 SUDAC(30)를 도시한다. 따라서, 사용자 장비(10)는 프론트엔드 제어 부분(40) 내의 구성 신호(46)를 SUDAC(30)에 송신할 수 있다. SUDAC(30)는 예를 들어 아웃바운드 신호를 필터링하기 위해 프론트엔드 채널 사전 등화기(92)에 의해 적용될 수 있는 예를 들어 필터 계수 또는 필터 인덱스를 포함하는 구성 신호(46)를 추출한다. 또한, 비콘의 상태 및 제어 정보와 같은 다른 프론트엔드 통신 데이터는 사용자 장비(10)로의 송신을 위해 사전 보상될 수 있다. 또한, 인바운드 신호(105)는 예를 들어 인바운드 신호(105)가 사전 등화되기 전에 인코더(93)에 의해 인코딩될 수 있거나, 대안적으로 인바운드 신호(105)는 예를 들어 인바운드 신호(105)를 압축하고 그에 따라 아웃바운드 신호(110)에 의해 사용자 장비(10)로 송신될 데이터를 감소시키기 위해 인코더(93)를 사용하여 인코딩될 수 있다. 또한, 인코더는 인바운드 신호의 양자화를 포함할 수 있다.

도 7은 일 실시예에 따른 SUDAC(30)의 개략도를 도시한다. 이 실시예는 송신 모드(업링크) 및 보상 모드를 갖는 SUDAC로 지칭될 수 있다. 원칙적으로, 도 6의 개략도는 반대 송신 방향으로 사용된다. SUDAC(30)는 도 6에 기술된 SUDAC와 비교하여 동일/유사한 프로세싱 블록을 포함한다. 따라서, 프론트엔드 송수신기(90)는 극도로 높은 주파수를 사용하여 사용자 장비(10)로부터 인바운드 신호(150)를 수신하도록 구성된다. 선택적으로, 인바운드 신호는 프론트엔드 주파수 추정기(96) 및 프론트엔드 주파수 보상기(97)를 인바운드 신호(150)에 적용함으로써 동기화될 수 있다. 인바운드 신호(150)는 데이터 부분(35), 백엔드 제어 부분(50) 및 프론트엔드 제어 부분은 프론트엔드 평가 신호(45) 및 구성 신호(46)를 포함하는 프론트엔드 제어 부분(40)을 포함한다. 프론트엔드 채널 등화기(92a)는 예를 들어 구성 신호(46)를 사용하여 프론트엔드 채널 추정기(91)에 의해 또는 사용자 장비(10)에 의해 원격으로 구성될 수 있다. 따라서, 프론트엔드 채널 추정기(91) 또는 사용자 장비(10)는 인바운드 신호 왜곡을 감소시키기 위해 프론트엔드 평가 신호(45)에 기초하여 또는 비콘 신호에 관하여 프론트엔드 신호를 분석한다. 인바운드 신호(150)가 사용자 장비(10)에 의해 인코딩되었으면, 디코더(94)는 추가 프로세싱 전에 인바운드 신호(150)를 디코딩할 수 있다. 프론트엔드 송수신기(90)는 예를 들어 캐리어 주파수의 제거 또는 하향 변환에 의해 극도로 높은 주파수를 사용하여 사용자 장비(10)로부터의 인바운드 신호(150)를 프로세싱하기 편한 주파수로 더 변환시킬 수 있다. 프론트엔드 송수신기(90)는 인바운드 신호로부터 구성 신호를 추출하고 이를 적용을 위해 백엔드 채널 사전 등화기(86)에 공급할 수 있다. 구성 데이터는 필터의 세트 또는 다른 신호 프로세싱 파라미터로부터 선택하기 위한 필터 계수 또는 필터 인덱스를 포함할 수 있다. 등화되고 사전 프로세싱된 인바운드 신호는 백엔드 송수신기(85)로 포워딩된다. 또한, SUDAC(30)는 예를 들어 프론트엔드 및/또는 백엔드 통신에서 도플러 시프트를 감소시키기 위해 (2단계) 주파수 오프셋 추정 및 보상을 적용할 수 있다. 백엔드 송수신기(85)는 초고주파수를 사용하여 적어도 하나의 기지국(70)에 아웃바운드 신호(165)를 송신하도록 구성될 수 있다. 따라서, 백엔드 송수신기는 예를 들어 프로세싱하기 편한 주파수에서부터 초고주파수까지 아웃바운드 신호(165)에 주파수 변환을 적용할 수 있다.

모든 위의 실시예는 공통적으로 프론트엔드 통신뿐만 아니라 백엔드 통신의 왜곡이 감소되거나, 2단계 채널 추정(또한 분산 방식으로: UE에서의 백엔드 채널 추정 및 SUDAC에서의 프론트엔드 채널 추정) 및 다운링크에 대한 사용자 장비에서의 보상에 의해 적어도 프론트엔드 왜곡 및 백엔드 왜곡의 감소가 가능하게 된다.

상술된 실시예에 따르면, 도 7에 설명된 SUDAC(30)은 예를 들어 송신 및 수신 모드를 갖는 SUDAC를 생성하기 위해 도 6에서 설명된 실시예에 따른 SUDAC를 포함할 수 있다. 이 실시예는 정교한 신호 프로세싱을 포함하는 SUDAC(30)를 설명한다. 프론트엔드 또는 백엔드 링크를 통해 수신된 신호는 등화될 수 있고, 즉 데이터 송신에 의해 야기되는 왜곡으로부터 감소될 수 있으며, 여기서 등화는 예를 들어 사용자 장비(10)에 의해 원격 제어될 수 있다. 따라서, 채널 추정은 사용자 장비(10)(업링크 또는 다운링크) 또는 SUDAC(30)(업링크)에서 수행된다. 주파수 변환의 완료 후에, 송신될 신호는 데이터 송신의 방향에 따라, 이전에 수신된 백엔드 제어 부분 또는 이전에 수신된 프론트엔드 제어 부분을 사용하여 사전 보상될 수 있다. 사전 보상은 누락된 사전 보상과 비교하여 수신기에서 신호 품질을 개선시키는 것을 의미한다(수신기가 작은/제한적인 보상 기능만을 가지고 있다고 가정함).

실시예는 프론트엔드 제어 부분(40)에 기초하여 프론트엔드 주파수 추정을 수행하도록 구성된 프론트엔드 주파수 추정기 및 추정에 기초하여 프론트엔드 주파수 오프셋 보상을 수행하도록 구성된 프론트엔드 주파수 보상기를 포함하는 SUDAC(30)의 프론트엔드 송수신기(90)를 나타낸다. 추가적으로 또는 대안적으로, SUDAC(30)의 백엔드 송수신기(85)는 백엔드 제어 부분(50)에 기초하여 백엔드 주파수 추정을 수행하도록 구성된 백엔드 주파수 추정기 및 추정에 기초하여 백엔드 주파수 오프셋 보상을 수행하도록 구성된 백엔드 주파수 보상기를 포함한다. 주파수 변환은 극도로 높은 주파수로부터 초고주파수 및/또는 프로세싱하기 편한 주파수로 주파수 변환을 제어하기 위해 위상 고정 루프 조정을 적용함으로써 수행될 수 있다. 위상 고정 루프 조정은 또한 초고주파수에서 극도로 높은 주파수 및/또는 프로세싱하기 편한 주파수로의 주파수 변환을 제어할 수 있다. 위상 고정 루프 조정은 (예를 들어, 비콘 신호에 의해 제공되는) 아날로그 신호 상에서 수행될 수 있고, 따라서 SUDAC(30)에서의 디지털 프로세싱 노력을 감소시킨다. 이는 프로세싱 속도 및 프로세싱 파워 면에서 보다 효율적인 프로세싱일 수 있다. 그러므로, SUDAC(30)는 프론트엔드 및/또는 백엔드 주파수 오프셋 보상을 획득하기 위해 전압 제어 오실레이터(voltage controlled oscillator; VCO)를 포함할 수 있으며, 여기서 추가 프론트엔드 평가 신호(47)는 역 주파수 변조를 수행하기 위해 전압 제어 오실레이터에 의해 사용하는 연속파 신호이다. 이는 예를 들어 급속한 시간 변화 도플러 주파수 시프트를 방지하기 위해 인바운드 신호의 주파수 시프트를 보상할 수 있다. 다른 실시예에 따르면, 프론트엔드 및/또는 백엔드 송수신기(85, 90)는 그 수신 대역폭을 실제 인바운드 신호의 대역폭에 적응시키도록 구성된다.

다른 실시예는 SUDAC(30)의 프론트엔드 송수신기(90)가 극도로 높은 주파수를 사용하여 사용자 장비(10)로부터 인바운드 신호(150)를 수신하도록 구성되는 것을 나타내며, 여기서 인바운드 신호(150)는 데이터 부분(35) 및 프론트엔드 평가 신호(45)를 포함하는 프론트엔드 제어 부분(40)을 포함한다. 또한, 프론트엔드 통신은 주파수 분할 듀플렉스 기술을 사용할 수 있고, 여기서 백엔드 통신은 시분할 듀플렉스 기술을 사용할 수 있다.

다른 실시예에 따르면, SUDAC(30)는 사용자 장비(10)로부터 수신된 신호 프로세싱 파라미터 및/또는 압축 파라미터를 사용하여 인바운드 신호(105)를 인코딩 및/또는 압축하도록 구성된 인코더를 포함하거나, 여기서 SUDAC는 사용자 장비(10)로부터 수신된 디코딩 파라미터 및/또는 압축 해제 파라미터를 사용하여 아웃바운드 신호를 디코딩 및/또는 압축 해제하도록 구성된 디코더를 포함한다. 이 실시예는 도 24a-e에서 설명된다.

SUDAC는 60G 주파수 대역의 상이한 하위 대역으로/으로부터 중계할 수 있다. 또한, 일 실시예에 따르면, SUDAC가 그들의 (잠재적으로 개별적인) 프로세싱 지연을 사용자 장비에 신호할 것이 예상된다. 그리고 사용자 장비 및 SUDAC(예를 들어, 하나의 방)의 근접성으로 인해, 전파 지연 효과는 s6G 대역에서 생기는 전파 지연과 비교하여 최소이다.

일반적으로, SUDAS는 1 내지 S개의 SUDAC로 구성되며, 여기서 SUDAS는 2개의 상이한 구성: 중계된 페이로드 신호가 없거나 중계된 페이로드 신호의 투명한 신호 프로세싱을 갖는 증폭-포워드(AF) 모드 또는 SUDAC에서의 (디지털) 신호 프로세싱을 포함하는 디코드-포워드 및 압축-포워드(DF/CF) 모드로 제작될 수 있다. 후자의 경우, 업링크는 s6G 파형의 에러 정정 코드의 재인코딩없이 60G 파형의 에러 보호 코드의 디코딩인 디코드-포워드 스킴과 관련될 것이다. 그리고 다운링크는 s6G 파형의 에러 정정 코드의 디코딩뿐만 아니라 60G 파형의 에러 보호 코드 및/또는 데이터 압축 방법에 의한 페이로드 데이터 샘플의 인코딩없이 수신된 s6G 신호를 디지털 도메인으로 샘플링하는 것을 의미한다. SUDAS에서, 각각의 SUDAC는 적어도 하나의 중계 경로, 즉 페이로드 신호(예를 들어, 데이터 부분(35))를 수신하고, 이를 프로세싱(예를 들어, 대역 통과 필터링)하고, 그것을 증폭하고, 주파수 변환 및 재송신을 행하는 물리적 수단을 갖는다. 중계 경로는 반이중 모드에서 일방향(단방향) 또는 양방향일 수 있다. 전이중(즉, 동시적인 업링크 및 다운링크 신호 중계)은 2개의 중계 경로에서만 가능하다.

그러나, SUDAS 개념에서, 제 2 60G 주파수 대역의 사용으로 인해 거의 제한이 없다. 또한, 제안된 개념에서, 사용자 장비는 타이밍 및 캐리어 주파수 오프셋(CFO) 정렬에 관해 SUDAC를 원격 제어하고 타겟 기지국에 동기화하기 위해 SUDAC를 참조할 수 있는 것으로 예상된다.

각각의 SUDAC는 0 내지 N개의 다운링크 중계 경로 및 0 내지 M개의 업링크 중계 경로를 가질 수 있다. 0개의 업링크와 다운링크의 조합은 의미가 없으므로 제외된다. SUDAC 당 하나를 초과하는 중계 경로는 동일한 모바일 네트워크 오퍼레이터(비연속 주파수 대역의 경우)의 여러 s6G 대역의 중계 또는 상이한 모바일 네트워크 오퍼레이터의 중계를 지원할 수 있을 것이다. 이는 상대적으로 좁은 중계 대역폭을 갖는 중계 경로에 적용된다. 그러나, 광대역 중계를 지원하는 중계 경로는 동일하거나 상이한 모바일 네트워크 오퍼레이터의 여러 s6G 대역을 커버할 수 있다.

일 실시예에 따르면, SUDAC는 모든 프로세싱이 단일 주파수 대역에서 고려되는 (MIMO 시스템으로부터의/으로의) 신호의 주파수 변환을 한다. 이는 예를 들어 중계 및 단말 노드의 TDMA 접근법으로 제한되지 않으나, 임의의 적합한 다중화 스킴을 사용할 수 있다. 또한, 이 프로세싱은 프로세싱 시간이 많이 걸리지 않고 60G 주파수 대역에 적용될 수 있으며, 이는 급격이 시변하는 송신 채널을 감안하면 매우 중요한 측면이다.

일 실시예에 따르면, SUDAC는 목적지 노드의 채널 추정 결과가 사용될 수 있는 MIMO 채널 추정 및 정교한 신호 프로세싱을 하기 위한 것이 아니다. SUDAC는 MIMO 신호의 포워딩만을 수행하고, 한편 MIMO 신호 프로세싱(인코딩/디코딩)은 기지국 및 사용자 장비 측에서 행해지기 때문에, 이 실시예에 따라서는 MIMO 프로세싱의 중심 역할이 예견되지 않는다. [14]에서 고려된 소위 다중 사용자 MIMO, 즉 오직 하나의 안테나를 갖는 여러 개의 소스 및 목적지 노드와는 반대로, SUDAC는 (다수의 안테나를 갖는) BS로부터의 MIMO 신호를 디코딩하기 위해 사용자 장비에 대한 외부 안테나로서의 역할을 하고, 그 반대의 경우도 마찬가지이다.

다른 실시예에 따르면, SUDAC는 인바운드 및 아웃바운드 신호에 대한 채널 추정 및 신호 프로세싱을 한다. 인바운드 신호는 첨부된 평가 신호를 사용하여 등화되며, 여기서 아웃바운드 신호는 수신기, 예를 들어 사용자 장비(10) 또는 기지국(70)에 의해 이전에 전송된 평가 신호를 사용하여 사전 보상된다.

기지국(70)은 또한 펨토 기지국을 포함하거나 또는 펨토 기지국과 일치할 수 있다. 펨토 기지국 디바이스가 또한 s6G 통신 링크 이외에도 SUDAC를 호스트할 수 있지만, 이는 이러한 그룹핑과 모순되지 않는다. 다시 말해, 일반 기지국과는 달리, s6G 및 60G 통신을 호스팅할 수 있다. 이 경우는 펨토 기지국이 장착된 방에 있는 SUDAS에 대한 추가 SUDAC로 간주될 수 있다.

SUDAC(30) 및 사용자 장비(10)가 별도로 설명된 후, 사용자 장비(10) 및 SUDAC(30)의 송수신기(5)를 포함하는 시스템(700)이 도 8에서 도시된다. SUDAC(30) 및 사용자 장비(10)의 송수신기(5)는 사용자 장비(10)의 송수신기(5)의 수신단 및 송신단(15 및 55) 및 SUDAC(30)의 프론트엔드 송수신기(90)를 사용하여 통신 링크를 설정한다. 또한, SUDAC(30) 및 사용자 장비(10)의 송수신기(5)는 하드웨어 및/또는 환경 적응 시간 동기화를 설정할 수 있으며, 여기서 시간 동기화는 외부의 공통 시간 기준을 사용하는 동기화를 포함하거나, 여기서 송수신기는 현재의 클록 기준을 전송한다. 다른 실시예에서, 시스템(700)은 기지국(70) 및/또는 다른 SUDAC(30) 및/또는 다른 사용자 장비(10)를 더 포함한다. 추가적으로 또는 대안적으로, 기지국(70)의 공통 시간 기준은 사용자 장비(10) 및/또는 SUDAC(30)의 송수신기(5)에 의해 수신될 수 있고 그들의 로컬 시간 또는 클록에 적용될 수 있다. SUDAC(30)의 프로세싱 능력을 감소시키기 위해, 사용자 장비(10)는 기지국의 백엔드 제어 신호로부터 시간 기준을 추출하고 예를 들어 프론트엔드 제어 부분(40)에서의 구성 신호(46)를 사용하여 공통 시간 기준을 SUDAC(30)에 포워딩할 수 있다. 따라서, 기지국(70), SUDAC(30), 및 사용자 장비(10)에서의 공통 시간 기준이 획득될 수 있다. 일 실시예에서, 시스템(700)에서의 SUDAC(30)는 하나 이상의 사용자 장비(10)의 송수신기(5)의 하나 이상의 수신단 및 송신단(15, 55)을 서빙하는 2개 이상의 통신 링크를 동시에 중계하도록 구성된다. 다시 말해, SUDAC(30)는 적합한 자원 할당 및/또는 백엔드 및/또는 프론트엔드 송신의 신호 파라미터에 관하여 UE와 SUDAC 사이 및/또는 UE와 기지국 사이의 협상에 의해 가능하게 되는 하나의 중계 경로에 의해 2개 이상의 UE(업링크 및/또는 다운링크)를 동시에 서빙한다. 송수신기(5)는 단일 사용자 장비 또는 하나를 초과하는 사용자 장비에 하나 이상의 수신단(15, 55)을 포함할 수 있다. 시스템(700) 및 특히 통신 링크는 다음의 섹션에서 상세히 설명될 것이다. 그 전에, 송수신기(5) 및 SUDAC(30)에서의 신호 프로세싱에 대한 방법은 도 9 내지 도 11에서 설명될 것이다.

도 9는 송수신기에서의 신호 프로세싱에 대한 방법(800)의 개략적인 블록도를 도시한다. 방법(800)은 "수신단을 갖는 SUDAC로부터 인바운드 신호를 수신하는 단계로서, 이는 극도로 높은 주파수를 사용하는 프론트엔드 통신과 초고주파수를 사용하는 백엔드 통신을 포함하는 중계 통신을 가능하게 하며, 여기서 인바운드 신호는 데이터 부분, 백엔드 제어 부분 및 프론트엔드 제어 부분을 포함하며, 프론트엔드 제어 부분은 프론트엔드 평가 신호 및 구성 신호를 포함하는" 단계(805), "프론트엔드 평가 신호에 기초하여 프론트엔드 채널 추정기로 채널 추정을 수행하는" 단계(810), "프론트엔드 채널 추정기의 채널 추정에 기초하여 프론트엔드 채널 등화기로 극도로 높은 주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡을 등화하는" 단계(815), "백엔드 제어 부분에 기초하여 백엔드 채널 추정기로 채널 추정을 수행하는" 단계(820) 및 "백엔드 채널 추정기의 채널 추정에 기초하여 백엔드 채널 등화기로 초고주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡을 등화하는" 단계(825)를 포함한다. 다른 실시예에서, 단계(825)는 "백엔드 채널 추정기의 채널 추정에 기초하여 백엔드 채널 등화기로 초고주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡을 등화함으로써 - 청구항 2 및 청구항 3의 면에서 복수의 수신단의 가능한 조인트 프로세싱을 포함함 -" 수행될 수 있다.

도 10은 "초고주파수를 사용하여 백엔드 송수신기로 기지국으로부터 인바운드 신호를 수신하는" 단계(905), "백엔드 송수신기로 중간 주파수에서 인바운드 신호를 출력하는" 단계(910), "프론트엔드 평가 신호 및 제어 신호를 포함하는 프론트엔드 제어 부분을 평가 신호 발생기로 발생시키는" 단계(915) 및 "인바운드 신호 및 제어 부분을 포함하는 아웃바운드 신호를 극도로 높은 주파수를 사용하여 프론트엔드 송수신기로 발생시키고, 아웃바운드 신호 및 프론트엔드 평가 신호를 사용자 장비로 송신하는" 단계(920)를 포함하는 SUDAC에서의 신호 프로세싱에 대한 방법(900)의 개략적 블록도를 도시한다.

도 11은 "초고주파수를 사용하여 백엔드 송수신기로 기지국으로부터 인바운드 신호를 수신하는" 단계(1005), "백엔드 송수신기로 중간 주파수에서 인바운드 신호를 출력하는" 단계(1010), "사용자 장비의 백엔드 채널 추정기로부터 수신된 구성 신호를 사용하여 인바운드 신호를 백엔드 채널 등화기로 초고주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡으로부터 감소시키는 단계" 단계(1015) 및 "아웃바운드 신호를 발생시키고 아웃바운드 신호를 사용자 장비로 송신하기 위해 극도로 높은 주파수를 사용하여 프론트엔드 송수신기로 인바운드 신호를 출력하는" 단계(1020)를 포함하는 SUDAC에서의 신호 프로세싱에 대한 방법(1000)의 개략적 블록도를 도시한다.

다음에서, 도 12a-c는 상기 실시예의 MIMO 표현의 다이어그램을 도시한다.

도 12a는 공통의 MIMO 3x3 통신을 기술하는 3개의 안테나(각각 167a-c 및 168a-c)를 각각 갖는 기지국(70) 및 사용자 장비(10)의 개략도를 도시한다. 사용자 장비(10)는 3 x 3 = 9 채널의 조인트 채널 추정을 수행할 수 있다. 또한, 사용자 장비(10)는 기지국(70)으로부터 송신된 신호(S₁, S₂ 및 S₃)를 사용자 장비(10)가 구별하여 분리할 수 있게 하는 9개의 채널의 조인트 등화(MIMO 디코딩)를 수행한다.

도 12b는 3x3 통신 모드에서의 기지국(70), 2개의 SUDAC(30a, 30b) 및 사용자 장비(10)의 개략도를 도시한다. 이 실시예에서, 2개의 SUDAC(30a 및 30b)는 백엔드 통신 링크를 통해 MIMO 신호를 수신하기 위해 각각 하나의 안테나를 포함한다. 또한, SUDAC(30a, 30b)는 사용자 장비(10)와의 프론트엔드 60G 통신을 포함한다. 사용자 장비(10)는 백엔드 통신(도 1에서 75b로 지칭됨)을 통해 신호를 수신하기 위한 자신의 백엔드 링크 안테나(168c)를 더 포함한다. 이 실시예에서, 사용자 장비는 먼저 60G 링크 상에서 프론트엔드 채널 추정 및 동기화를 수행하고, 그 다음에 백엔드 채널의 조인트 채널 추정을 수행하여 MIMO 디코딩 단계를 수행해 신호(S₁ 내지 S₃)를 분리할 수 있게 한다. 이 실시예는 충분한 (즉, 최소의 양의) 수신 안테나를 갖는 MIMO 프로세싱 중계기의 경우를 나타낸다.

도 12c는 기지국(70), 2개의 수신 안테나(168a, 168b)를 포함하는 SUDAC(30a), 하나의 수신 안테나(168c)를 포함하는 SUDAC(30b) 및 하나의 수신 안테나(168d)를 포함하는 사용자 장비(10)의 개략도를 도시한다. 이 실시예는 예를 들어 MIMO 3x3 경우와 비교하여 비트 에러 레이트의 면에서 증가된 성능을 제공하는 MIMO 3x4 통신을 나타낸다. 이것은 일반적으로 수신 다이버시티 이득으로 표시되는 추가적인 자유도가 MIMO 디코더에 제공되기 때문이다. 다시 말해, 4개의 수신 안테나는 일반적으로 3개의 수신 안테나보다 3개의 송신 신호(S₁ 내지 S₃)에 대한 보다 많은 정보를 MIMO 디코더에 제공한다.

도 12b 및 도 12c에 도시된 실시예 양자 모두는 사용자 장비(10)에서 오직 하나의 안테나를 포함하며, 이는 하위 6G 채널에 대한 안테나가 비교적 크기 때문에 작은 사용자 장비에서 유리하다. s6G 안테나와 달리, 60G 통신을 위해 제작된 안테나는 상대적으로 작다. 그러므로, 사용자 장비는 s6G 안테나보다 더 많은 60G 안테나를 포함할 수 있고, 따라서 사용자 장비는 SUDAC가 없는 환경에서 사용자 장비와 비교하여 더 많은 60G 연결을 설정할 수 있으며, 이는 더 나은 성능을 가져온다.

전술한 실시예는 SUDAS의 하드웨어를 설명한다. 다음에서, 하드웨어 컴포넌트 예를 들어 SUDAC, 사용자 장비 및 기지국 사이의 개선된 통신 스킴의 이점이 설명될 것이다. 전술한 바와 같이, SUDAC를 통해 기지국으로부터 사용자 장비로 또는 그 반대로 중계 통신은 2개의 상이한 채널 주파수, 예를 들어 s6G 채널 및 60G 채널을 사용한다. s6G 효과와 60G 효과 사이의 상호작용 지점은 거의 없다. 이는 송신 채널의 영향을 모델링하는 데 관련되지만 디바이스 컴포넌트의 자연 생산 허용 오차의 영향도 관련된다.

다음에서, 60G 주파수 대역에 대한 송신 채널 모델이 설명될 것이다. 일 실시예는 사용자 장비가 이동하는 오브젝트이거나 사용자 장비의 주변이 시변(예를 들어, 몸체 움직임 또는 금속 반사기)인 것으로 간주하고, 한편 SUDAC는 고정된 것으로 가정한다. 다른 실시예에 따르면, 기지국과 SUDAC(예를 들어, 고정된 기지국 및 이동하는 SUDAC) 사이뿐만 아니라 s6G 도메인에서의 기지국과 사용자 장비 사이의 상대적인 이동 및 환경 관계가 고려될 수 있다.

60G 채널의 주파수 가변성

최근의 측정 기반 채널 모델은 80G 채널이 플랫 라이스 페이딩(flat Rice fading)으로 모델링될 수 있는 강력한 시선(LOS) 컴포넌트를 가진 플랫 페이딩(flat fading)의 영향을 많이 받는다고 가정한다. [2]에 따르면, 실내 통신을 위한 공통 지연 확산 값은 대략

이다. 이는 [5]에 의해 (채널의 주파수 상관이 0.5보다 큰) 코히어런스(coherence) 대역폭으로 변환될 수 있다.

이는 채널이 준 상수로 가정될 수 있는 대역폭에 대한 대략적인 측정을 나타낸다. 매우 강한 감쇠로 수백 나노 초의 최대 초과 지연이 생길 수 있는데 반해, 80G 채널에서의 데이터 송신을 위한 (SUDAC 및 사용자 장비에서의) 지시 또는 조종 가능한 안테나의 적용은 일반적으로 지연 확산뿐만 아니라 최대 초과 지연을 감소시킬 것이다.

결과적으로, B _C 보다 상당히 작은 신호 대역폭을 갖는 송신 시스템에 있어서, 채널 송신 함수는 신호 대역폭에 대해 단일 복소수 값 상수로서 모델링될 수 있다. 대조적으로, B _C 보다 상당히 큰 신호 대역폭을 갖는 송신 시스템은 주파수 가변성을 고려한다. 후자의 경우에, 60G 채널의 채널 임펄스 응답이 추정되어 등화에 사용될 수 있다. 따라서, 등화는 수신기 측(예를 들어, 다운링크의 경우에 사용자 장비에서) 또는 송신 측(=사전 코딩/사전 보상)(예를 들어, 업링크의 경우에 사용자 장비에서)에서 행해질 수 있으며, 여기서 OFDM 신호 파형의 이점이 이용될 수 있다. 기지국은 s6G 링크에 대해서만 사전 코딩을 할 수 있지만 60G 통신 링크에 대해서는 사전 코딩을 할 수 없다는 것에 유의한다.

60G 채널의 시간 가변성

강력한 다중 경로 컴포넌트가 없기 때문에, 주파수에 대한 페이딩 효과는 이동하는 사용자 장비의 공간/위치에 대해 미미하지만 중요하다. 또한, 사용자 장비 이동으로 인한 도플러 효과는 각각의 신호 송신에 대한 도플러 확산보다는 주로 도플러 시프트를 초래할 것이다.

다음 예에서 설명된다:

(핸드헬드) 사용자 장비(10)의 일반적인 속도는 1m/s 미만이다. 60GHz의 캐리어 주파수를 가정하면, [5]에 따른 최대 도플러 주파수 및 코히어런스 시간은 결과가

와 같다.

사용자가 사용자 장비를 손에 들고 빠르게 돌 때 최대/최악의 경우의 속도 v_max = 3m/s가 생길 수 있다. 따라서, 우리는 다음을 얻는다.

설명된 LOS(line-of-sight) 채널 특성은 금속 표면에서의 반사로 인하여 공장 건물 및 자동차에서 상이할 수 있으며, 이는 종래의 실내 환경에서는 그렇지 않다는 것에 유의한다. 이 효과는 중계된 페이로드 대역폭이 클수록 더욱 분명해질 수 있지만 20MHz 이하의 대역폭에서는 주파수 플랫 페이딩이 가정될 수 있다.

(차량 속도로) 빠르게 움직이는 사용자 장비가 이미 s6G 링크의 기지국으로의 직접 연결에 대한 도플러 시프트를 경험하기 때문에 일정한 도플러 오프셋을 쉽게 처리될 수 있다. 따라서, 공통의 사용자 장비는 이미 그러한 일정한 시프트를 추정하고 보상할 수 있다.

그러나, 밀리미터파 대역에서 고려된 도플러 시프트는 s6G 도메인에서보다 사용자 장비 이동 방향의 갑작스러운 변화로 인해 시간이 지남에 따라 훨씬 빠르게 변할 수 있다. 예를 들어, 사용자가 걷기 시작하는 사용자 장비가 Δt = 1 초의 지속 시간 내에

에서

로 가속화되면, 도플러 시프트는 평균적으로

로 변화한다.

s6G 대역에서의 동일한 가속도, 예를 들어

는

의 변화를 의미할 것이다.

이는 s6G 대역보다 훨씬 더 강한 시간 변화 도플러 시프트

가 있음을 의미한다. 그 결과, 채널 위상(및 진폭)은 시간에 따라 급격히 변할뿐만 아니라 도플러 시프트의 변화율 또는 기울기

도 변한다.

결과적으로, 사용자 장비는 s6G 채널 특성에 기초하여 명시되는 중계된 페이로드 신호 내에 제공된 기준 데이터를 이용함으로써 60G에서 이러한 빠른 위상 변화를 보상할 수 없을 것이다. 예측된 고속 데이터 송신은 임의의 유형의 간섭 및 왜곡에 매우 민감하다는 것에 유의한다. 따라서, 정확한 채널 추정 및 동기화는 80G 통신 시스템에 유리하다.

캐리어 및 클록 주파수 오프셋 고려사항

60G 기준 클록 발생을 위한 로컬 오실레이터(local oscillator; LO)는 동기화와 관련하여 가장 중요한 요소 중 하나이다. 모든 SUDAC뿐만 아니라 사용자 장비에는 이러한 클록 발생기를 포함한다. 그들은 값싼 로컬 오실레이터를 가질 수 있는데, 이는 예를 들어 공칭 주파수에 대해 50ppm의 부정확도를 갖는다. 이는 샘플링 주파수 및 캐리어 주파수의 면에서 최악의 경우의 오프셋

를 초래한다. 이는 중계된 신호 대역폭과 동일한 정도로 이미 오프셋되어 있어 보정되지 않으면 강한 왜곡을 초래할 것이다. 불행히도, s6G 동기화는 훨씬 작은 오프셋을 위해 설계되었으므로 충분하지 않다. 따라서, 60G에서 동기화하는 새로운 개념은 사용자 장비 및 SUDAC에서 구현될 수 있다.

60G에서의 예시적인 송신

새로운 송신 및 동기화 개념을 자세히 설명하기에 앞서, 생기는 모든 주파수 오프셋이 정의될 수 있는 방식으로 SUDAS가 도입된다. 이 예에서, 우선 S = 3 SUDAC를 갖는 프론트엔드 다운링크, 즉 SUDAC로부터 사용자 장비로의 송신을 고려한다.

단일 비콘 신호를 갖는 다운링크

도 13a는 주파수 f에 대해 시각화된 3개의 SUDAC의 개략적인 송신 스펙트럼(170a-c)을 도시한다. 일 실시예에 따르면, 각각의 SUDAC는 중계된 대역폭B _Relay (185a-c)(파선 직사각형) 내의 비콘 신호(175a-c)(수직 화살표) 및 중계된 페이로드 신호(180a-c)로 구성되는 신호 블록을 송신한다. 비콘 신호(175a-c)와 중계 대역(185a-c) 사이에는 보호 대역폭 B _G (190a-c)가 있다. 타겟 페이로드 신호(180a-c)에 대한 s6G 대역에서의 주파수에서 다음에 인접 s6G 신호(195a-c)의 부분이 또한 중계기에 의해 포워딩될 수 있음에 유의한다. 이는 SUDAS를 사용하는 UE용 신호가 아니다.

또한, 도 13a는 상이한 주파수 오프셋 및 거리를 다음과 같이 도시한다:

각각의 비콘 신호(175a-c)와 중계된 신호 대역폭 B _Relay (185a-c) 사이에는 보호 대역폭 B _G (190a-c)이 있다.

의 가정이 이루어질 수 있지만 필수적이지 않은데, 왜냐하면 예를 들어 백엔드 도플러 시프트

-

로 인해 중계 신호(180a-c)가 반드시 중계된 대역폭(185a-c)의 중심에 위치하지 않기 때문이다. 따라서, 비콘 신호(175a-c)와 중계된 페이로드 신호(180a-c) 사이에 공통 주파수 거리가 존재하지 않을 수 있다.

SUDAC에 대한 UE 이동으로 인한 프론트엔드 도플러 시프트:

,

및

. 점선 밑의 괄호는 이 시프트가 전체 신호 블록에 대해 유지된다는 것을 나타낸다.

s6G 무선 채널 전파로부터 일부 도플러 확산을 또한 포함할 가능성이 있는 백엔드 도플러 시프트

. 예를 들어, SUDAC가 장착된 차량 또는 대중 교통 수단의 차량을 고려하면, 그것들은 차량 외부에 다소 방향성을 지닌 백엔드 안테나를 가질 수 있고, 따라서 중계된 대역폭 내에서 페이로드 신호의 상이한 시프트

,

및

가 생길 것이다. 서로에 대한 BS 및 SUDAC의 정적 위치는

을 초래한다.

사용자 장비의 로컬 오실레이터와 관련하여 SUDAC의 로컬 오실레이터의 언급된 부정확도로 인해, 주파수 오프셋

결과. SUDAC가 아직 동기화되지 않았기 때문에,

이 고려될 수 있고, 여기서

의 범위에서 최악의 경우 값은 위에서 분석된 것처럼 생길 수 있다. 이러한 오프셋은 보통 디바이스에 전력을 공급할 때 생긴다. 따라서, 이 오프셋은 획득의 초기 단계에서 고려될 수 있는데, 여기서 (아래에 설명된 프론트엔드 프로토콜을 사용하여) 큰 주파수 오프셋이 먼저 제거되고 그 다음에 페이로드 신호를 중계하기 시작한다.

실제 주파수 시프트는 다음을 초래한다:

[비콘 1 + 중계된 신호 1] = 신호 블록 1(1170a)

->

만큼 실제 주파수 시프트

[비콘 2 + 중계된 신호 2] = 신호 블록 2(2170b)

->

만큼 실제 주파수 시프트

[비콘 3 + 중계된 신호 3] = 신호 블록 3(3170c)

->

만큼 실제 시프트, 이는 도 13a에 도시된 예에서 음이다.

이 실시예에서, 각각의 SUDAC는 하나의 다운링크 중계 경로를 갖는다고 가정되었다. 그러나, 각각의 SUDAC는 일반적으로 N개의 중계 경로를 가질 수 있다. N=2이면, 예를 들어 신호 블록 1(170a) 및 신호 블록 2(170b)는 동일한 SUDAC에 의해 하나의 사용자 장비로 송신될 수 있다. 그러면

및

가 초래될 것이며, 여기서 도플러 시프트는 SUDAC 디바이스에 대한 잠재적으로 상이한 안테나 지향성 및 위치 때문에 단지 대략적으로만 동일하다.

업링크 고려사항

업링크의 경우, 즉 사용자 장비로부터 3개의 SUDAC로의 송신이 도 13a에 따라 설명된다. 다시, 사용자 장비의 로컬 오실레이터와 SUDAC 오실레이터 사이의 상대 오프셋으로서

이 존재한다. 반대 송신 방향으로 인해 백엔드 도플러 주파수 시프트

-

가 없으나, SUDAC(

,

및

)에 대한 사용자 장비 이동으로 인한 프론트엔드 도플러 시프트는 여전히 상이하고 기지국이 이들을 보상할 수 없기 때문에 SUDAS 내에서 보상될 수 있다.

따라서, 사용자 장비, SUDAC 및 기지국이 하나의 디바이스로부터 다른 디바이스로 데이터를 신뢰성 있게 전송 및 수신할 수 있게 하는 동기화 메커니즘이 적용될 수 있다.

동기화에 대한 개념

동기화에 대한 개념은 SUDAS 유형의 "증폭-포워드"(AF)을 목표로 하며, 여기서 60G 송신을 위해 설계되지 않은 중계된 신호를 동기화하고 등화하는 데 문제가 유발된다. 그러나 SUDAS 유형의 "압축-포워드"(CF)에 있어서는, 정확하게 그리고 내장되어 있는 중계된 페이로드 데이터와 독립적으로 동기화하기 위해 60G 송신에 적합할 특정 파형이 있다. 여기서 "60G 송신에 적합함"은 BOG에서의 동기화를 위한 CF 파형의 적절한 파일럿 데이터 구조를 의미한다. 그러나, AF의 경우, 중계된 페이로드 데이터는 직접 또는 투명하게 포워딩되고, "적절한 파일럿 데이터 구조"는 아래에서 설명되는 개념에 따라 별도로 추가될 수 있다. 다음 부분은 일반적으로 송신 시스템을 다룬다.

모바일 네트워크 듀플렉스 유형

일반적으로, 2개의 모바일 네트워크 듀플렉스 유형을 구별할 수 있으며, 이는 중계하는 경우에 상이한 양상으로 이어진다:

주파수 분할 듀플렉스(FDD) 시스템: 업링크 및 다운링크 페이로드 송신은 상이한 캐리어 주파수에서 일어나고 따라서 동시에 사용될 수 있으며 시간 동기화가 필요하지 않다. 이 경우에 있어서, 하기에서 논의된 접근법이 그대로 사용될 수 있다. 그 다음에 SUDAC에는 단일 방향 중계 경로, 예를 들어 하나의 다운링크 중계 경로 및 하나의 업링크 중계 경로가 구현되며, 이는 서로 독립적으로 작동한다.

시분할 듀플렉스(TDD) 시스템: 업링크 및 다운링크 페이로드 송신은 동일한 캐리어 주파수에서 그러나 상이한 타임 슬롯에서 일어난다. 이 경우에 있어서, SUDAS는 또한 듀플렉스 스위칭 사이클과 동기화할 수 있다. SUDAC의 각각의 구현된 중계 경로는 또한 듀플렉스 스위칭 사이클에 따라 양방향 송신을 지원해야 한다.

예시적인 비콘 신호 방식

비콘 신호는 상태/제어 채널이라고도 하는 SUDAS의 60G에서 통신, 구성 및 동기화를 위한 신호이다. 실제 실시예에 따르면, 비콘 신호는 예를 들어 단일 캐리어 신호, OFDM과 같은 다중 캐리어 신호 또는 확산 스펙트럼 신호일 수 있다([4] 및 [5] 참조). 아래는 적합한 비콘 신호 스킴을 생성하기 위한 일반적인 양상이 열거된다.

60G 대역에서 채널 분산이 없기 때문에, 단일 캐리어 신호가 신호 프로세싱에서의 단순성으로 인해 좋은 선택일 수 있다.

SUDAC와 UE 사이의 비콘 신호를 통한 양방향 통신이 예상될 수 있으므로, TDD와 FDD 방식 중 하나를 선택할 수 있다. 어떤 경우에도, 두 가지 목표: 성공적인 채널 추정 및 강건한 비콘 신호 통신을 위한 동기화뿐만 아니라 중계된 대역폭에 대한 급변하는 프론트엔드 채널의 균등화를 보장하기 위해, 비콘 신호 내에 파일럿 필드의 충분히 밀집된 구조가 있어야 한다.

일반적으로, 비콘 신호는 연속적 또는 불연속/버스트(burst) 송신으로서 특정될 수 있으며, 여기서 후자는 TDD 방식에 유리할 것이다. 신호의 능동 중계 중에, 동기 수신기(사용자 장비의 수신단)에 가장 편리한 방식은 비콘 신호 내에 파일럿 데이터의 연속적이고 규칙적인 구조를 갖는 것이다. 이와 관련하여, 비콘 데이터 필드가 파일럿 필드 사이의 공간을 완전히 채우는지 여부 또는 데이터 필드가 SUDAC에 의해 또는 사용자 장비(TDD의 경우)에 의해 송신되는지 여부는 중요하지 않다. 따라서, 비콘 캐리어의 파일럿 필드 듀티 사이클, 즉 파일럿 필드와 비 파일럿 필드 사이의 공유 비를 지정하는 것이 유리하다.

빠른 시변 채널로 인해, 비콘 신호는 조밀한 시간 그리드에서 파일럿 데이터를 송신하기에 충분히 높은 심볼 레이트를 갖는 것이 유리하다. 따라서, 비콘 신호 내의 파일럿 필드는 비콘 데이터 필드에 대한 보간을 허용할만큼 충분히 조밀할 수 있다. 신호대 잡음비(SNR)에 따라, 또한 추정 정밀도를 보장하는 데 유리한 소정의 파일럿 필드 길이가 있다. 다음에서, 파일럿 필드 듀티 사이클 및 필드 길이는 60G 채널("적절한 파일럿 데이터 구조")에 대해 정확하게 설계되었다고 가정한다.

보다 구체적으로, 비콘 신호 스킴의 가능한 실시예가 도 13a-17에서 설명되며, 여기서 도 13a-15는 상이한 비콘 스킴을 사용하는 예시적인 송신 스펙트럼을 도시하고, 도 16-17은 비콘 스킴의 예시적인 구조를 도시한다. 비콘 신호에 사용되는 참조 부호(175, 200, 205, 210 및 215)는 프론트엔드 제어 부분(40) 및/또는 추가 프론트엔드 제어 부분(42)을 지칭한다. 파일럿 데이터 필드의 참조 부호(220)는 프론트엔드 제어 부분(45)을 지칭하고, 데이터 필드의 참조 부호(225)는 구성 신호(46)를 지칭한다.

도 13a에서, 이미 도입되고 가시화된 단일 비콘 신호 블록이 도시되어 있다.

도 13b는 3개의 SUDAC에 의한 60G 대역에서의 동기화되지 않은 이중 비콘 송신의 예시적인 송신 스펙트럼(170a-c)을 도시한다. 이중 비콘 신호 블록을 사용하여, 하나의 비콘 신호가 아래에 배열되고 다른 비콘 신호는 중계 대역폭 위에 배열된다. 따라서, 제 2 비콘 신호(200a-c)는 도 13a의 송신 스펙트럼에 추가된다. 도 13b에 도시된 바와 같이, 제 2 비콘 신호(200a-c)는 중계된 대역폭 아래의 비콘 신호(175a-c)의 보호 대역폭과 비교하여 중계된 대역폭(185a-c) 위의 동일한 보호 대역폭

-

을 가질 수 있다. 다른 실시예에서, 보호 대역폭은 또한 중계된 페이로드 신호(180a-c)와 비콘 신호(175a-c) 또는 비콘 신호(200a-c) 사이에 상이할 수 있다.

도 14는 하나의 SUDAC에 의한 60G 대역에서의 다중 비콘 신호 블록의 예시적인 송신 스펙트럼(170)을 도시한다. 다중 비콘 신호 블록은 중계 대역폭(185) 아래의 하나를 초과하는 비콘 신호 및/또는 중계 대역폭 위의 하나를 초과하는 비콘 신호로 특징지어진다. 도 14에 도시된 실시예에서, 중계 대역폭(185) 아래에 제 1 및 제 2 비콘(175, 205)이 있고, 2개의 보호 대역폭

및

을 갖는 중계 대역폭(185) 위에 제 1 및 제 2 비콘(200, 210)이 있다. 다중 비콘 신호는 상이한 방식으로 실현 및 구현될 수 있다. OFDM과 같은 다중 캐리어 송신 방법이 적용되는 경우, 비콘 데이터 및 파일럿 데이터에 대한 서브캐리어 개별 자원 할당이 존재할 수 있다. 다른 실시예에 따르면, 도 15에 도시된 바와 같이 동일한 자유 자원 할당을 달성하기 위해 여러 개의 단일 캐리어 비콘 신호가 상이한 주파수에 배치될 수 있다. 그러나, 원래의 디지털 비콘 신호의 스펙트럼 반복을 또한 송신함으로써 주파수에 걸쳐 단일 캐리어 비콘 신호의 단순한 반복이 달성될 수 있다.

또한, t-f-c-s 자원에 대해 상이한/적응 신호 구조를 갖는 (도 14에서와 같은) (다중) 비콘 신호 블록이 적용될 수 있다. 즉, 파일럿 밀도는 시간이 지남에 따라 적응되어(파일럿 필드 길이 또는 밀도) 보다 빠르게 또는 보다 느리게 변화하는 채널을 고려할 수 있다. 따라서, 채널 추정 디바이스(예를 들어, UE)는 파일럿 필드 송신 디바이스(예를 들어, SUDAC)에 피드백을 줄 것이다. 다음의 방식과 반대로, 다중 비콘 신호 블록의 이점은 중계된 페이로드에 간섭을 남기지 않도록 신호 블록으로부터 비콘이 쉽게 완전히 제거될 수 있다는 것이다.

도 15는 하나의 SUDAC에 의한 60G 대역에서의 중첩 비콘 신호 블록의 예시적인 송신 스펙트럼(170)을 도시한다. 여기서, 중첩 비콘(215)을 배치하기 위해 중계 대역폭 내의 스펙트럼 갭이 이용된다. 중첩 비콘 신호 블록은 다중 비콘 신호 블록에 대응하지만, 중계된 대역폭(185) 내에 비콘 신호(215)를 또한 도입한다. 따라서, 후자의 비콘 신호는 중계된 신호와 중첩될 것이다. 강건한 비콘 신호 파형은 이러한 간섭 시나리오에서 검출 및 채널 추정을 가능하게 하는 데 유익하다. 중첩 비콘 신호는 세 가지 주요 이점/특징을 갖는다:

a) 중첩하는 비콘 신호의 위치 및 내용이 UE에 알려지기 때문에, 이는 페이로드 신호로부터 제거될 수 있다. 이러한 송신 스킴은 일종의 CDMA 송신과 관련될 수 있다.

b) a)와 유사하나, 중계된 대역폭 내에서 중계된 신호의 스펙트럼에서의 일부 갭을 이용한다. 필시, UE는 지식을 가지고 있거나 갭을 검출하고 이 정보를 SUDAC에 시그널링한다. 따라서, 페이로드 신호가 이 주파수에 위치하지 않기 때문에 가능한 불완전한 비콘 신호 제거 후의 나머지 간섭이 회피된다. 이 실시예는 도 15에서 시각화된다. 이 스킴은 FDMA 방식에 적합하다. SUDAC가 페이로드 신호 자원 할당에 대해 UE에 의해 통보를 받는 경우, 중첩 비콘에 대해 TDMA 스킴을 또한 적용할 수 있다.

c) 사용자 장비는 페이로드 데이터를 특정 주파수 자원에 할당하지 않도록 기지국에 신호할 수 있는데, 여기서 중첩하는 비콘 신호가 주파수에 위치해야 한다. 결과적으로, 이 스펙트럼 갭 때문에 페이로드 데이터에 대한 유용한 s6G 대역폭의 감소의 대가로 왜곡 중첩도 일어나지 않을 것이다. 그러나, 기지국은 이 스펙트럼 갭을 SUDAC에 의해 포워딩되지 않는 다른 사용자 장비에 대한 페이로드 데이터로 채울 수 있다.

격자 비콘 신호 블록

백엔드 캐리어의 세트를 중계하는 특별한 경우에, SUDAC는 비콘 신호를 송신하기 위한 적합한 갭을 생성하기 위해 (상향 변환에 더해/상향 변환과의 조합으로) 상이한 백엔드 캐리어의 신호 스펙트럼을 주파수에서 시프트할 수 있다. 이 모드는 기지국이 하나의 사용자 장비 또는 소정의 사용자 장비의 그룹에 대한 서브대역의 세트를 모으는 경우에 사용될 수 있는데, 이는 높은 데이터 레이트를 달성할 가능성 있는 방법이다. 소정의 사용자 장비의 그룹의 데이터가 이 서브대역에 걸쳐 확산된다면, 사용자 장비 당 오직 하나의 서브대역만을 모으는 것과 비교하여 다중화 이득이 달성될 수 있다. 서브대역/캐리어 1 내지 3(1605-1615)은 개별적으로 시프트되고 서브대역/캐리어 4+5(1620, 1625)는 일괄적으로 시프트되는 일례가 도 27에서 시각화된다. 정확한 채널 추정을 허용하기 위해 2개의 비콘 사이에 최대 거리가 존재할 것이므로, 서브대역의 시프트와 "중첩" 비콘을 갖는 것이 유리할 수 있다는 점에 유의한다. 중계 신호의 총 대역폭 B_relay,total은 백엔드 중계 신호의 대역폭 합 B_relay,a + B_relay,b + B_relay,c + B_relay,d와 같다.

비콘 신호 구조를 고려하여, 이중 비콘 신호 블록에 대한 두 가지 예가 다음에서 논의된다.

도 16은 TDD 모드에서 제어 및 구성 데이터를 위한 필드 및 파일럿 필드를 나타내는 예시적인 고레벨 비콘 신호 구조를 도시한다. 선형 변조를 갖는 단일 캐리어 신호를 가정하여, 제 1 잠재적인 고레벨 신호 구조가 도 16에 도시되며, 여기서 파일럿 데이터 필드(220)는 정규 방식으로 삽입되고, SUDAC에 의해 송신되며 T_pilot의 지속 시간을 갖는다. 파일럿 필드 사이에는, 구성 및 제어 데이터를 위한 데이터 필드(225)가 있다. 비콘 신호 1(175)의 이러한 실시예에서, SUDAC는 먼저, 사용자 장비 1을 그리고 마지막으로 사용자 장비 2를 송신하고, 한편 마지막 데이터 필드는 예비로서 비어 있다. 위에서 언급한 적절한 비콘 신호 설계는 T_pilot+　T_data가 T_C보다 (눈에 띄게) 작다는 것을 보장할 것이다. 이 예에서, (예를 들어, 스펙트럼의 우측에 배치된) 비콘 신호 2(200)는 동일하지만 시프트된 구조를 갖는다. 2개를 초과하는 비콘 신호로 확장될 수 있는 이 시차를 둔(staggered) 스킴은 다음의 이점을 갖는다:

동일한 유형의 단일 비콘 신호와 비교하여 시간 방향 결과의 도플러 주파수 추정치 (각각의 파일럿 필드 당 적어도 하나)의 보다 밀도가 높은 그리드. 이는 도플러 주파수 변화의 더 나은 추적을 초래한다.

이 구조는 이후 섹션에서 논의되는 것처럼 중계된 대역폭을 통해 시차를 둔 파일럿 필드에서보다 정밀한 채널 보간을 가능하게 한다.

도 16에 도시된 이 신호 구조는 TDD 모드에서 사용자 장비 및 SUDAC의 송신을 허용하므로, 아래의 보여지는 동기화 개념으로 인해 업링크 및 다운링크 중계에 그 구조가 사용될 수 있다.

도 17은 FDD 모드에서 제어 및 구성 데이터를 위한 필드 및 파일럿 필드를 나타내는 예시적인 고레벨 비콘 신호 구조를 도시한다. 이 실시예에 따르면, 비콘 신호(175, 200) 양자 모두는 도 16에 도시된 것과 동일한 파일럿 구조를 갖는다. 여기서, 비콘 신호 1(175)은 오직 SUDAC 구성 데이터를 송신하기 위한 것이고, 비콘 신호 2(200)는 사용자 장비 제어 데이터만을 위한 것이다. 따라서,이 혼합 TDMA/FDMA 스킴은 FDD 모드에서(SUDAC의 관점에서) UE 및 SUDAC의 상태 및 제어 데이터 송신을 허용한다.

SUDAC에 의해 파일럿 필드를 송신하는 것은 사용자 장비에 의해 파일럿 필드를 송신하는 것과 비교하여 두 가지 이점을 갖는다.

UE1, UE2 및 추가 UE의 파일럿 필드 송신을 정렬하기 위해 스킴을 적용하는 것이 요구될 것이며, 여기서 새로 도입된 디바이스의 처리는 유리하지 않다. 과도한 수의 여분의 데이터 필드는 상이한 송신 채널로 인해 UE의 모든 잠재적인 파일럿 필드를 호스팅하는 것이 요구될 것이다. 그러나, SUDAC에 의해 송신된 파일럿 필드는 하나를 초과하는 송신 링크에 사용될 수 있다.

SUDAC는 채널 추정 및 등화에 노력을 기울일 필요가 없으며, 이는 사용자 장비에 의해 행해진다.

각각의 사용자 장비가 사용자 장비에 시선 연결을 갖는 각각의 SUDAC의 비콘 신호를 평가할 수 있음으로 인한 중계된 대역폭에 대한 양호한 채널 추정 정확도.

(임의의 종류의) 전력 공급기에 일반적으로 연결된 SUDAC의 경우 파일럿 필드의 영구 송신은 문제가 되지 않지만, 배터리 구동식 UE는 영구 송신의 부담을 겪는다.

일반적으로, 파일럿 심볼 시퀀스는 미리 정의된 발생 스킴에 따라 상이한 파일럿 필드 내에서 동일하거나 상이할 수 있다.

원리 및 요구사항

SUDAC 기본 기능/작동 원리:

60G 도메인에서의 SUDAC와 UE 사이의 비콘 신호(Rx 및 Tx 디지털 프로세싱)에 의한 신호 통신.

증폭, 캐리어 주파수 변환 및 필터링을 포함하는 하나 이상의 아날로그 RF 체인에 의한 페이로드 신호의 중계. 중계된 신호 당 하나의 중계 경로가 사용된다. 중계된 신호 당 적어도 하나의 비콘 신호 프로세서가 사용될 수 있다.

시스템에 대한 사용자 요구사항:

통상적인 경우: UE를 지니고 걸어다님, UE를 지니고 회전함. 채널 추정의 높은 정확도는 시스템 처리량을 저하시키지 않는 데 유익하다.

통상적이지 않은 경우: UE를 바닥에 던짐, UE가 빠르게 흔들림. 이러한 사용 사례가 지속되는 동안 채널 추정이 실패할 수 있고 동기화가 손실될 수 있다. 이러한 이벤트가 끝난 후에 빠른 복구가 제공된다.

수신기에서의 일반적인 동기화 흐름:

1. 추적 단계의 알고리즘이 대처할 수 있도록 오프셋(예를 들어, 캐리어 주파수 오프셋)을 감소시키기 위한 대략적인 동기화를 획득:

디바이스를 켠 후 콜드(cold) 획득

예를 들어, 리셋 버튼을 누름으로써 개시되는 디바이스 내부 리셋 후의 웜(warm) 획득

2. 미세 동기화 및 채널 추정을 위한 추적

이 단계의 보다 정확한 알고리즘에 의해 오프셋이 더 감소된다.

이 모드에서는 데이터 복조가 행해진다.

주파수 동기화

전술한 바와 같이, 최악의 경우의 오프셋이 이미 잠재적인 비콘 신호 대역폭보다 높기 때문에, 샘플링 및 캐리어 주파수 오프셋으로 이어지는 로컬 클록 오프셋은 심각한 문제이다. 일반적으로 채널 추정이 적용되기 전에 주파수 동기화가 수행된다. 합

만 측정할 수는 있지만,

가 일어날 수 있고 도플러 시프트

가

보다 시간이 갈수록 빠르게 변한다는 것이 이용될 수 있다.

1. 획득하는 동안, 평균 및 잠재적으로 큰 캐리어 주파수 오프셋이 추정되고 보상되며, 이는 주로 로컬 오실레이터의 주파수 오프셋

을 참조한다.

2. 추적하는 동안, 1로 추정된 큰 오프셋은 이미 보상된 것으로 가정된다. 수행될 3개의 작업이 있다:

빠르게 변화하는 프론트엔드 도플러 주파수는 추정, 추적 및 보상될 수 있다.

두 번째 작업은 시간이 지남에 따라 로컬 오실레이터의 주파수의 드리프트를 추적하는 것이며, 이는 일반적으로 다소 느린 프로세스이다.

백엔드 도플러 주파수는 추정되고 보상될 수 있다.

로컬 오실레이터의 주파수 오프셋의 초기 추정

캐리어 주파수 오프셋 문제의 주요 부분은 통신 디바이스 사이에서, 예를 들어 SUDAC 및/또는 사용자 장비 사이에서 상대적인, 60G에서의 로컬 오실레이터의 주파수 오프셋

과 관련된다. 다음에서는, 잠재적인 해결책으로 상이한 전략이 논의된다:

1. 60G 랑데부 채널을 통한 SUDAS 자체 동기화. SUDAC는 주파수 범위에 걸쳐 스캔하여 랑데부 채널에서 송신된 비콘 신호로 서로를 검출할 수 있다. 서로 발견되면, SUDAC는 비콘 신호 통신을 통해 공통 클록 기준을 협상할 수 있다. 사용자 장비는 그 다음에 SUDAC로부터 송신된 비콘 신호에 자신을 동기화하거나 협상 프로세스에 참여할 것이다.

일부 SUDAC가 강한 신호 감쇠로 인해 검출될 수 없으며 심지어 차단되는 소위 숨겨진 노드 문제를 방지하기 위해, 사용자 장비는, 존재한다면, 누락된 SUDAC에 연결할 수 있고 협상 명령을 포워딩할 수 있다. UE는 심지어 이 클러스터에서 하나의 SUDAC를 그리고 다른 클러스터에서 하나의 SUDAC를 볼 수 있고, 이는 이러한 클러스터를 동기화하는 것을 허용할 것이다. 이는 SUDAC가 클록 협상을 놓치는 것을 방지한다. 이 스킴은 예를 들어 자동차 내의 디바이스의 위치 계획에 의해 모든 SUDAC가 서로를 검출할 수 있는 경우에 잘 작동하고 자율적으로 작동할 수 있다. 추가적으로, 이 실시예는 s6G 통신을 필요로 하지 않으며, 여기서 모바일 환경에서 기지국 기준 신호에 대해

이 또한 유지되면, s6G 통신은 추가 문제를 야기할 수 있다.

2. 모든 SUDAC가 벽면 콘센트에 장착된 경우에 제 3 자 통신 네트워크, 예를 들어 전력선 통신을 통한 SUDAS 자체 동기화. 그러면 UE는 SUDAC로부터 송신된 비콘 신호에 자신을 동기화시킬 것이다. 이 스킴은 방법 1처럼 자율적으로 작동할 수 있지만, 모든 SUDAC가 공통 클록 기준의 협상에 참여하기 위해 제 3 자 통신 네트워크에 연결되기 때문에 숨겨진 노드 문제는 생략한다. 따라서, 각각의 SUDAC에 통신 디바이스/컴포넌트가 적용될 수 있다.

3. 외부/별도의 기준 클록 디바이스에 대한 SUDAS 정렬. SUDAC는 외부 기준 클록 디바이스에 연결된다. 예를 들어 산소의 공진 주파수를 사용하는 디바이스를 생각할 수도 있다. 이러한 스펙트럼 선은 매우 예리하며, 이는 로컬 오실레이터의 동기화에 이용될 수 있다. 사용자 장비는 그 다음에 SUDAC로부터 송신된 비콘 신호에 자신을 동기화시킬 것이다.

이 전략은 임의의 추가 제어 메커니즘 또는 협상 노력없이 공통 기준을 참조하며, 이는 실험실 실험 및 자동차와 같은 소형 SUDAS에 실용적일 수 있으며, 여기서 예를 들어 DC(직류) 전력 공급기의 무선 주파수(RF) 변조가 사용될 수 있다. 이는 기존 와이어가 재사용될 수 있기 때문에 별도의 와이어 또는 무선 링크를 설치하거나 설정하여 클록 신호를 분배하는 노력을 감소시킨다. 공통 기준은 주변 물질, 예를 들어 산소같은 가스의 공진 주파수/스펙트럼 선을 이용하는 디바이스를 사용함으로써 적용 가능할 수 있다.

4. 기준으로서 사용자 장비에 대한 SUDAS 정렬.

a) UE가 실제 연결의 품질을 추적할뿐만 아니라 비콘 신호 검출을 통해 송신 범위에서 새로운 SUDAC를 어쨌든 스캔할 수 있기 때문에, UE는 자신의 로컬 클록과 관련하여 SUDAC 클록 오프셋을 제어할 수 있다.

SUDAC가 여러 중계 경로를 소유하고 있다면, 각각의 경로가 상이한 UE와 관련될 수 있기 때문에 각각의 경로는 자신의 클록 발생/정렬을 가질 수 있다. 모든 사용자 장비가 그들의 기지국에 적절하게 동기화되고 기지국이 동기화되면, 상이한 클록으로 정렬하는 어려움이 생기지 않을 수 있다. 사용자 장비는 또한 SUDAC가 조인할 경우 모든 SUDAC를 제어할 뿐만 아니라 빠른 업데이트를 제공하기 위해 어느 정도의 노력을 할 수 있다. 따라서, UE의 범위 내의 SUDAC만이 활성이고 동기화를 할 수 있다.

b) 자동 클록 주파수 동기화 스킴은 UE에 의해 랑데부 채널에서 전송된 "웨이크 업 비콘 신호"에 기초하여 SUDAC에서 수행될 수 있다. 즉 SUDAC는 UE 비콘 신호에 자신을 동기화시킨다. 이는 다단계 과정일 수 있다: 웨이크 업 신호에 대한 초기 동기화 다음에 핸드쉐이크, 여기서 오프셋은 더 감소되고 마지막으로 사용자 장비 비콘을 사용하여 동기화 상태를 유지한다. SUDAC는 "웨이크 업 비콘 신호"를 능동적으로 스캔하고 그것의 로컬 클록을 적응/제어하기 위한 프로세싱을 수행할 수 있다. 스캔은 어떤 식으로든 행해질 수 있으며, 추가로 획득 알고리즘은 매우 높은 주파수 오프셋에서 웨이크 업 신호를 검출하고 그 다음에 다음이 오프셋을 추정할 수 있다. 다시, SUDAC가 여러 중계 경로를 소유하고 있다면, 각각의 경로가 상이한 UE와 관련될 수 있기 때문에 각각의 경로는 자신의 클록 발생/정렬을 가질 수 있다. 따라서, 사용자 장비는 상이한 SUDAC의 모든 클록 오프셋을 관리하고 제어할 수 없다. 또한, 추가 제어 신호가 송신될 필요가 없다.

5. SUDAS는 기준으로서 기지국에 정렬된다. 기지국은 사용자 장비의 동기화를 가능하게 하기 위해 (비 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 모드에서의 공통 제어 채널과 같은) s6G 도메인에서 기준 신호뿐만 아니라 페이로드 신호에 내장된 파일럿 데이터를 송신한다. 가능한 SUDAC가 또한 이러한 신호를 수신하여 동기화를 위해 이용할 수 있다. 대안으로서, 특별한 기준 신호가 SUDAC 또는 다른 디바이스에 전용인 기지국으로부터 송신되어 동기화될 수 있다.

따라서, SUDAC는 s6G 신호를 프로세싱하여 클록 기준을 수신할 수 있다. 이 실시예에서, 모든 60G 디바이스(사용자 장비를 포함함)은 동일한 기준을 갖는다. BS 신호가 항상 존재하므로, SUDAC는 특정 사이클로 오프셋 보상을 업데이트할 수 있다. 따라서, 그것은 언제든지 동기화되며 UE에 의해 활성화되는 경우 직접 중계를 시작할 수 있다. 이는 BS 및 SUDAC의 (준) 정지/고정 환경에서 특히 중요할 수 있다.

6. 결합된 방식:

방식 사이의 스위칭: 예를 들어 외부 클록 소스가 SUDAC에 연결되면, 방법 3으로 스위칭된다. 그렇지 않으면, 방법 5를 사용할 것이다.

방식의 동시 사용: 예를 들어 방법 5는 0이 아닌 백엔드 도플러 시프트

의 불확실성이 있기 때문에, 대략적인 동기화를 위한 기준으로 사용된다. 미세 캐리어 주파수 동기화는 방법 4.b)에 의해 수행된다.

또한, 일 실시예에 따른 캐리어 주파수 동기화를 위한 단계가 열거될 것이다.

1. 일반적으로 (비콘 신호의) 전력 검출이 적용되는 주파수에 걸친 스캔. 이는 대략적인 캐리어 주파수 동기화를 초래한다. 그 후에, 발견된 모든 비콘 신호 주파수가 수집될 수 있다.

2. 미세 캐리어 주파수 동기화 및 제어

추가적으로 또는 대안적으로, 기준 데이터로부터 주파수 오프셋의 추정치를 계산하거나 전력 검출에 의해 블라인드(blind)로 또는 신호 상관 특성을 이용하는 방법이 적용될 수 있다.

프론트엔드 캐리어 주파수 오프셋

도 18은 도 16의 이미지를 도시하며, 여기서 추가적으로 하나의 SUDAC로부터의 2개의 예시적인 비콘 신호(175, 200)로부터 추론된 프론트엔드 도플러 시프트

-

및 복소 채널 계수 h의 추정치가 도시된다.

프론트엔드 캐리어 주파수 오프셋(CFO)은 각각의 파일럿 필드(또는 파일럿 필드의 서브블록)마다 추정될 수 있고, 파일럿 필드(또는 서브블록) 사이에서 보간될 수 있고, 시간 경과에 따른 빠른 변화로 인해 즉시 보상될 수 있다. 도 18은 오직 하나의 신호 블록만을 나타내긴 하나, 이는 상이한 (도플러) 오프셋으로 인해 각각의 신호 블록에 대해 개별적으로 행해질 수 있다.

이러한 추정치에 대한 알고리즘 더하기 상이한 비콘 신호로부터의 추정에 대한 평균화가 적용되고, 시간 및 주파수에 대한 (소정의 추정 분산으로 인한) 나머지 위상 변화는 채널 추정에 의해 다루어질 것이다. 이는 도 18에서 시각화되며, 여기서 추정된 프론트엔드 도플러 주파수 f _D 는 상이한 시간 인스턴스뿐만 아니라 상이한 시간 및 주파수 인스턴트에서 (단일 계수) 채널 추정치 h로 도시된다.

프론트엔드 CFO는 동일한 소스로부터의 모든 비콘 신호에 대해 동일하므로, 특히 시차를 둔 파일럿 필드 구조는 실제 프론트엔드 CFO의 매우 부드러운 보간 및 보상을 가능하게 한다.

백엔드 캐리어 주파수 오프셋

프론트엔드 CFO의 보상 후에, 도플러 시프트

로 인한 백엔드 CFO가 보상될 수 있다. 일 실시예에 따르면, 이러한 오프셋의 보상은 SUDAC에 의해 행해져서는 안되고(특히, 추정의 실행 가능성 문제로 인해 아날로그 증폭 및 포워드 유형의 경우), 이미 그러한 기능이 구현된 UE에 의해 행해져야 한다.

캐리어 주파수 오프셋 추정의 문제

초기 획득을 위한 새로운 방식이 이전 섹션에서 보여졌다.

추정 및 보상의 2단계 방식은 추적에 유용하다: 첫째, 프론트엔드 CFO는 비콘 신호 파일럿 필드를 기초하여 추정되고 비콘 신호 및 중계된 페이로드 신호에 대해 보상된다. 둘째, 백엔드 CFO는 페이로드 신호의 기준 데이터에 기초하여 추정되고 보상된다.

사용자 장비는 SUDAC에서 주파수 오프셋 보상을 위해 사용될 수 있는 업링크 신호 블록 내에서 비콘 신호를 송신할 수 있다. 일 실시예에서, 특수 비콘 신호는 빠른 위상 고정 루프(PLL) 조정을 구동하여 60G에서 s6G로의 하향 변환을 위해 믹서를 제어한다. 보다 구체적으로, 다중 비콘 신호 블록의 비콘 신호 중 하나는 연속파 신호일 수 있으며, 이는 빠른 주파수 오프셋 보상을 위해 역 주파수 변조를 달성하기 위해 VCO로의 아날로그 입력으로서 직접 SUDAC 내부로 포워딩될 수 있다. 이 방식은 위상/주파수 변형 신호를 보상할 수 있다. SUDAS 유형의 압축-포워드의 경우에, 이러한 위상 보상은 SUDAC의 디지털 도메인에서 달성될 수 있다.

다운링크 부분에 대한 채널 추정: 기지국 - SUDAS - 사용자 장비

채널 추정은 비콘 신호 및 중계된 페이로드 신호를 등화하는데 유익하다.

UE측에서의 채널 추정

대역 통과 필터링, 하향 변환, 저역 통과 필터링, 및 동기화와 같은 UE의 통상적인 프로세싱 단계 후에, 채널 추정이 수행된다. 각각의 링크마다 상이한 송신 채널이 적용되기 때문에 상이한 SUDAC로부터의 신호는 개별적으로 고려될 수 있다. 채널 추정 방법 및 정확도는 다음과 같이 SUDAC의 제공된 비콘 신호에 의존한다:

단일 비콘 신호 블록: 채널 추정은 단일 비콘 주파수에서만 행해질 수 있다. 중계된 대역에 걸친 채널의 가변성에 대한 정보/추정치가 없기 때문에, 전체 주파수 대역에 걸쳐 일정하도록 보상하기 위해 단일 복소 값(또는 임펄스 응답)이 가정된다. 이는 중계된 신호 당 60G에서 오직 하나의 비콘 송수신기만이 적용되므로 복잡하지 않다.

이중 비콘 신호 블록: 중계된 대역폭에 걸친 보간에 의해 채널 추정이 행해질 수 있으며, 여기서 하부 및 상위 비콘 신호로부터의 복소 채널 추정이 이용된다. 따라서, 주파수에 걸친 적당한 채널 가변성이 등화에 의해 추정되고 보상될 수 있다. 따라서, 단일 비콘 신호 블록의 경우보다 더 나은 추정 정확도가 달성될 수 있다. 이 스킴은 60G에서 2개의 동기화된 비콘 수신기(또는 수신 경로)가 업링크에 대해 중계된 신호 당 적용되고 다운링크에 대해 대응하는 양의 송신기가 양자 모두 잠재적으로 병렬로 실행되기 때문에 중간 정도의 복잡도이다. 따라서, 주파수에 걸친 채널의 시간 변화가 관계되며, 여기서 주파수에 걸친 선형 보간만으로는 실제 채널 거동을 커버하지 못할 수도 있다는 사실로부터 거의 저하되지 않을 것으로 예상된다.

다중 비콘 신호 블록(동일하거나, 상이하거나, 적응 신호 구조를 지님): 예를 들어 고차 다항식을 적응시킴으로써 보상하기 위한 주파수에 걸친 여러 복소수 값 사이의 정교한 보간법. 또한, 예를 들어 과도하게 결정된 시스템에서 다중 비콘 신호 블록으로부터의 이용 가능한 채널 추정치가 필요한 것보다 높은 경우에, 고차 다항식에 대해 최소 제곱(least squares; LS) 해가 계산될 수 있다. 이 스킴은 몇 개의 동기화된 60G 비콘 송신기/수신기가 적용되기 때문에 SUDAC 및 UE에 대해 중간 정도의 복잡도이다. 다른 실시예에 따르면, 다중 비콘 신호(모든 비콘 서브캐리어에서 동일한 신호)를 발생시키기 위해 디지털-아날로그 변환으로부터의 동일한 비콘 신호의 스펙트럼 반복이 사용될 수 있거나, 2개의 다중 캐리어 비콘 신호가 2개의 송신 경로에 의해 송신된다면 스킴은 중간 정도의 복잡도이다.

중첩 비콘 신호 블록:

중첩 비콘 신호 블록을 사용하는 채널 추정은 방식 b) 또는 c)와 관련하여 도 15에 설명된 방법을 적용하는 경우 중간 정도의 복잡도인데, 이는 다중 비콘 신호 블록의 경우와 동일한 복잡도 레벨을 초래할 것이기 때문이다. 가장 정확한 채널 추정은 두 가지 이유로 달성될 수 있다: 첫째, 중계된 대역폭에 대한 보간 거리는 이 대역폭의 일부분으로 감소하며, 이는 위의 다른 방법에 관한 채널 추정 정확도를 개선시킨다. 두 번째로, 비콘 신호는 간섭으로 작용할 페이로드 신호에 의한 방해를 받지 않는다.

도 15와 관련하여 설명된 방식 a)에 관한 실시예에 따르면, 채널 추정은 간섭 제거에 대한 더 높은 계산 노력을 가질 수 있다.

또한, 도 16 및 도 17에 도시된 비콘 신호의 시프트된 파일럿 구조는 도 17의 실시 예는 2배의 1차원 보간 스킴(즉, 시간 및 주파수에서의 별도의 추정)에 비해 보다 향상된 2차원 보간 스킴(즉, 시간 및 주파수에서의 동시 추정)이 얻어지는 이점을 갖는다. 예를 들어 비콘 신호 1 및 2는 시간상 동일하게 정렬될 것이고, 2차원 보간 스킴은 OFDM 시스템에서의 채널 추정으로부터 알려진 2배 1차원 보간 스킴만큼 양호한 성능을 발휘할 수 있다.

다른 동기화 및 진행 단계 외에도, UE는 일 실시예에 따라 채널 추정 및 등화를 위해 두 단계를 수행할 수 있다:

1. 두 가지 이유로 비콘 신호에 기초한 채널 추정 및 보상:

타겟 신호 블록의 비콘 신호의 구성 데이터 필드의 복조.

60G 도메인에서 비콘 신호의 주파수에서 유효한 빠른 시변 복소 채널 계수의 추정.

우선, 채널 추정은 각각의 수신된 파일럿 필드에서 행해지며, 여기서 적용된 방법은 타겟 채널 임펄스 응답 길이 및 정확도 레벨에서 비콘 신호에 대한 선택된 파형에 의존한다.

둘째로, 비콘 데이터 필드에 걸쳐 시간 방향으로 그리고 중계된 대역폭에 걸쳐 주파수 방향으로 채널 추정치의 보간이 행해진다. 비콘 데이터 필드에서의 채널 추정치는 반송된 구성 및 제어 데이터를 성공적으로 등화 및 복조하는데 적용된다. 시간 및 주파수에 대한 보간으로부터의 채널 추정치는 중계된 대역폭의 페이로드 신호를 등화하는데 사용될 수 있다. 이 목적을 위해, 보간은 중계된 페이로드 신호와 직접 관련되는 샘플링 레이트에 채널 추정치를 적응시킬 수 있다. 보다 일반적으로는, 보간은 비콘 신호 파일럿 필드로부터의 채널 추정치를 중계된 페이로드 신호의 (상이한) t-f-c-s 자원 그리드에 적응/관련시킨다.

이러한 모듈 방식은 모든 중계 채널, 즉 다중 추정, 보간 및 보상/등화 인스턴스에 병렬로 적용된다.

도 19는 2개의 비콘 신호로부터의 파일럿 필드의 예시적인 조인트 프로세싱을 도시하며, 여기서 파일럿 필드 구조는 비콘 신호 1 및 2에 정렬된다. 여기서, 채널 추정 (및 CFO 추정)을 위한 파일럿 필드의 조인트 프로세싱은 대안적으로 비콘 신호를 (예를 들어 상이한 주파수에서) 주파수에 걸쳐 고르지 않은 전력 분포를 갖는 단일 신호로서 해석하는 경우에 수행될 수 있다. 이 실시예에서, 비콘 당 채널 추정의 심볼 레이트 관련 해상도의 표준적인 경우와 비교하여, 추정된 채널 임펄스 응답의 시간 해상도, 즉 채널 경로 지연의 해상도에 대해 향상시킬 수 있다. 그럼에도 불구하고, 시간 방향에서의 보간이 여전히 적용될 수 있다. 시차를 두지 않지만 정렬된 파일럿 필드 구조를 갖는 것이 이 방식에 더 실용적이다. 특히, 이는 하나의 비콘 신호가 심볼 지속 시간(=T/2)의 절반만큼 시프트되는 파일럿 필드의 지속적 동기 송신을 포함한다. 상이한 비콘 신호(175, 200)로부터의 비콘 신호 파일럿 필드(220)의 이러한 조인트 프로세싱은 채널 추정 및 CFO 추정을 개선시킨다. 비콘 신호 데이터 필드 내의 구성 및 제어 데이터가 또한 정렬되면, 구성 및 제어 데이터 필드(225)의 조인트 검출은 양호성 및/또는 정확도를 개선시킬 것이다.

하나를 초과하는 다운링크 중계 경로를 갖는 SUDAC가 자신의 페이로드 데이터를 UE에 송신하면, 신호 블록은 가능한 한 근접한 주파수에 위치되어야 한다. 이는 보다 향상된 채널 추정 스킴이 다중 비콘 스킴과 같은 (상이한 신호 블록이지만 동일한 SUDAC 및 그에 따른 매우 유사한 채널로부터의) 이러한 비콘 신호의 세트를 고려할 수 있고, 신호 블록 당 프로세싱에 더 반대되는 채널 추정 정확도를 향상시킬 수 있기 때문이다.

서브대역 시프팅을 갖는 중첩 파일럿의 특별한 경우에, 도 27에 시각화된 바와 같이, UE는 조인트 프로세싱을 위해 모든 비콘 신호를 사용하여 광대역 프로세싱을 할 수 있다. 대안으로서, UE는 인접 비콘을 이용함으로써 각각의 중계 대역폭마다 개별적인 병렬 프로세싱을 할 수 있다.

2. 중계된 신호 파일럿 필드에 기초한 채널 추정 및 보상은 페이로드 신호 상의 추가 동기 단계뿐만 아니라 단계 1에서 빠른 가변 채널의 보상, 예를 들어 백엔드 채널 도플러 시프트

의 추정 및 보상 후에 적용된다. 중계된 페이로드 신호가 모바일 무선 시스템에서 경험되는 백엔드 채널을 등화하기에 충분한 파일럿을 포함하기 때문에, 시스템 특정적이지만 일반적으로 이미 확립된 (예를 들어, GSM, UMTS, LTE 등을 위한) 일반적인 방식이 적용될 수 있다.

다음에서, 선형 변조를 갖는 단일 캐리어 비콘 신호의 위에서 소개된 예에 대한 제 1 채널 추정 및 등화 단계에 관한 2개의 실시예가 고려된다.

파일럿 필드 당 하나의 복소 채널 계수를 사용하는 실시예

선형 변조를 갖는 단일 캐리어 비콘 신호의 위에서 소개된 예에 있어서, 원래의 파일럿 시퀀스와의 상관은 상관 최대치에서 단일 복소 채널 추정치를 산출할 것이다. 이는 채널이 무시할만한 지연 확산을 보이는 경우 정확한 추정치를 나타낸다.

파일럿 필드(즉, 특정 t-f-c-s 자원 엘리먼트에 대해 유효한 채널 추정)의 평가 후에, 보간 작업이 수행될 수 있다. 다양한 방법이 있다. 일부 예는 다음과 같다:

t-f-c-s 자원 그리드에 대한 선형 보간 방법. 이 클래스의 가장 간단한 방법은 t-f-c-s 자원 그리드에 걸쳐 일정한 채널 추정을 적용하는 것이다. 또한, 선형 필터를 평균화 또는 적응을 적용하기 위한 복잡도가 낮다.

다중 비콘 신호의 경우에, 최소 제곱(LS) 방식을 사용하여 보간을 위한 고차 다항식 계수를 적응시킬 수 있으며, 이는 다항식 계수보다 더 많은 통합 추정치가 있는 과도하게 결정된 시스템에서의 값이다.

가장 최근의 채널 추정치를 가진 가정된 채널 모델의 파라미터를 지속적으로 적응/업데이트하기 위한 채널 추적 방법이 있다. 그러면, 모델로부터 보간 또는 심지어 예상/예측 결과가 추론될 수 있다. 정확도는 현실과 관련하여 모델 불일치에 크게 의존한다.

보간 작업 후에, 채널 추정치의 하나의 가능한 표현은 주파수 도메인 채널 전달 함수이다. 주파수 도메인 등화에 사용될 수 있으며, 계수는 채널 전달 함수로부터 도출된다.

무시할 수 없는 지연 확산을 갖는 채널 임펄스 응답에 대한 실시예

실제 채널이 무시할 수 없는 지연 확산을 보이면, 채널 임펄스 응답은 시선(LOS) 신호 및 여러 지연 탭으로 구성된다. 추정은 예를 들어 파일럿 필드 당 벡터 행렬 곱셈을 적용하는 최대 우도 추정기에 의해 달성될 수 있다.

파일럿 필드 당 채널 임펄스 응답 추정치를 갖는 경우, t-f-c-s 자원 그리드에 대한 보간이 적용될 수 있다. 일반적으로, 실시예 1의 방법은 채널 임펄스 응답의 각각의 개별 복소 값에 사용될 수 있다.

그 후에, 전체 채널 전달 함수를 계산하는 상술된 방법을 다시 사용할 수 있고, 주파수 도메인에서 등화를 위해 그것을 사용할 수 있다. 대안적으로, 대역을 서브대역으로 분할할 수 있고 각각의 서브 대역에서 플랫 페이딩을 가정할 수 있다. 그 다음에, 서브 대역 개별 등화는 서브 대역마다 일정하다고 가정된 보간 결과에 기초하여 수행될 수 있다.

상이한 방법이 등화를 위상 보상 부분(실시예 1 참조, 시간에 따라 빠르게 변하는 하나의 복소 계수 및 주파수에 걸친 작은 수정) 및 다중경로 보상 부분(역시 시간에 따라 빠르게 변하는 채널 임펄스 응답, 그러나 하나의 채널 임펄스 응답은 전체 지연된 주파수 대역에 유효함)으로 나누는 것과 관련될 수 있다.

전술한 채널 추정 및 등화 기술은 또한 터보 등화 원리에 따라 반복적인 방식으로 확장될 수 있다. 그 다음에, 전술한 방법은 터보 등화 알고리즘을 시작하는 초기 단계를 나타낸다.

이것이 설명된 실시예의 핵심 아이디어이기 때문에, 첫째로 비콘 신호가 이용되는 60G 채널 효과를 보상하고, 둘째로 페이로드 신호 능력/구조에 의해 s6G 채널 효과를 보상하는 2단계 채널 추정 및 등화 방식이 다시 주목된다. 또한, 일부 실시예에 따르면 중계된 대역폭(또는 중첩 파일럿의 경우 그 일부)에 대한 채널 추정 보간이 유리하다. 다른 실시예는 파일럿 필드 및 데이터 필드의 조인트 프로세싱을 설명한다.

SUDAC측에서의 채널 추정

SUDAC의 통신은 이전 섹션에서 나타낸 바와 같이 구성 및 제어 데이터가 UE에 의해 SUDAC로 (및 그 반대로) 전송되는, 즉 반환 제어 채널이 수신(또는 송신)되는 비콘 신호(중계된 신호와 비교하여 다소 작은 대역폭)에만 관련될 수 있다. 따라서, SUDAC는 비콘 신호를 정확하게 수신하고 등화할 수 있다. 이 실시예에서, SUDAC는 UE와 같은 중계 대역폭에 대한 어떠한 채널 추정도 하지 않는다.

다운링크 비콘 신호가 이 섹션에서 고려되지만, 반환 제어 채널은 또한 업링크 중계 신호를 수반하는 비콘 신호로부터 SUDAC에 의해 수신될 수 있다.

비콘 신호 검출을 위한 채널 추정을 위해, 무시할 수 있는 지연 확산, 즉 시간에 따라 잠재적으로 매우 빠르게 변할 수 있는 단지 하나의 복소수 팩터만을 가정하는 것으로도 충분할 수 있다. 따라서 파일럿 필드는 비콘 신호의 데이터 필드에 대해 보간하기에 충분히 조밀할 수 있다. 어떤 디바이스가 타겟 비콘 신호 데이터 필드와 연관된 파일럿 필드를 송신하는지를 정의하는 시스템 개념에 따라, 실시예에 따른 다음의 두 가지 상이한 방식이 얻어진다:

1. UE가 파일럿 필드를 송신한다

결과적으로, SUDAC은 수신된 파일럿 필드에 기초하여 채널 추정을 하고 비콘 데이터 필드의 존재로 인해 시간에 따라 보간을 수행할 수 있다. 이 채널 추정 결과로, 채널 왜곡은 등화에 의해 보상될 수 있다. 이것은 UE에 대해 위에서 논의된 것과 동일한 스킴을 참조한다. 이 실시예는 SUDAC측에서 약간의 프로세싱 노력을 들일 수 있다.

2. SUDAC가 파일럿 필드를 송신한다

예를 들어 도 16에 도시된 실시예에 도시된 바와 같이, SUDAC는 파일럿 필드를 송신한다. 이러한 파일럿 필드에 기초하여, 사용자 장비는 중계된 페이로드 데이터의 적용된 등화 때문에 어쨌든 행해질 수 있는 채널 추정을 한다. 따라서, 사용자 장비는 자신의 추정 결과를 사용하여 자신의 제어 신호 및 페이로드 신호의 사전 보상/등화를 할 수 있다. 따라서, SUDAC는 채널 추정 및 등화없이 할 수 있다. 그럼에도 불구하고, 비콘 신호 데이터 필드는 또한 SUDAC에 의한 중요한 제어 데이터의 정확한 복조를 보장하기 위해 몇몇 작은 파일럿 필드를 가질 수 있다. 결론적으로, UE는 SUDAC에 의해 송신된 파일럿 필드에 기초하여 대부분의 등화 작업을 한다. 그리고 SUDAC는 비콘 신호 데이터 필드에 내재된 작은 파일럿 필드를 사용하기 위해 상대적으로 적은 노력을 들인다.

대부분의 등화 작업 및 미세 등화를 위한 SUDAC에 의한 "비콘 신호 데이터 필드 파일럿"의 이용에 대한 UE측에서의 채널 추정 및 재보상의 이러한 협력적 방식은 유리하다. 이 실시예에 따르면, 예를 들어 사용자 장비에서 기존의 하드웨어 자원이 사용될 수 있고, 추가 하드웨어 자원의 구현은 최소화될 수 있다.

업링크 부분에 대한 채널 추정: 사용자 장비 - SUDAS - 기지국

실시예에 따르면, 기지국은 (도플러 시프트와 같은 전파 채널 효과로 인해) 60G 도메인의 빠른 위상 변화를 추정하고 정정할 수 없다. 또한, 모든 SUDAC에서 기지국으로의 모든 송신 신호는 동일한 s6G 대역에서 중첩될 것이다. 비콘 신호가 또한 기지국으로 전송되었으면, 이들은 또한 페이로드 업링크 신호와 같이 중첩할 것이고, s6G 송신에 적합하지 않을 수 있다(통신 표준에 따르지 않거나 심지어 다른 UE의 다른 s6G 업링크 신호를 간섭함).

잠재적인 해결책:

신호 프로세싱이 어쨌든 거기서 수행될 수 있으므로 사용자 장비에서의 사전 보상. 개념 구현을 위한 두 가지 옵션이 다음에서 설명된다:

a. SUDAC에서 사용자 장비로의 위상 추정의 빠른 피드백. SDAC는 사용자 장비에 의해 전송된 비콘 신호로부터 실제 복소 채널 계수를 추정할 수 있다. 비콘 신호에 의한 이들 추정치의 빠른 피드백은 사전 보상에 대한 기한이 지난(outdated) 채널 추정치를 가지지 않는 것이 유리하다.

b. 도 20은 모바일 네트워크 듀플렉스 모드와 관련되는 중계 페이로드 데이터와 관련하여 주파수 분할 듀플렉스(FDD) 모드에서 하나의 다운링크 중계 경로 및 하나의 업링크 중계 경로를 서빙하는 하나의 SUDAC의 예시적인 비콘 신호를 도시한다. 사용자 장비는 중계될 업링크 신호만을 송신하지만 비콘 신호 파일럿 필드는 송신하지 않는다. SUDAC는 도 16 및 도 20에 도시된 바와 같이 사용자 장비에 의해 사용된 중계 대역(185)과 관련된 비콘 신호(175, 200) 내의 비콘 신호 파일럿 필드(220)를 송신한다. 사용자 장비는 이러한 비콘 신호 파일럿 필드(220)를 이용하여 복소 채널 계수를 추정하고 사전 보상을 계산한다. 업링크 및 다운링크 신호 블록이 도 20에 도시된 바와 같이 가까우면, 이를 다중 비콘 신호로서 해석하는 조인트 채널 추정은 개별 업링크 및 다운잉크 채널 추정보다 더 좋은 추정 정확도를 제공할 수 있다. 따라서, a에서와 같이 적용된 명시적인 피드백 링크가 없고, 기한이 지난 데이터를 사용할 확률은 사용자 장비의 프로세싱 속도에 의존하는 것이 유리하다. 60G에서 업링크 및 다운링크의 대략적인 채널 상호성이 이 방식에 대해 유효하다고 가정된다.

각각의 SUDAC는 60G에서 수신된 파일럿을 별도의 s6G 준수 링크를 통해 기지국에 포워딩하며, 여기서 보다 향상된 프로세싱 방법이 적용될 수 있다. 다시, 2단계 채널 추정 및 등화 방식은 기지국에서의 수신 안테나의 수 덕분에 이전 섹션에서처럼 적용될 수 있다. 이 실시예는 모든 BS가 SUDAC의 6G 업링크를 이해할 수 있도록 표준화뿐만 아니라 s6G 대역에서 추가 자원을 제공받을 수 있다.

본질적으로, 이들 보상 기술 모두는 예를 들어 3개의 SUDAC 업링크 중계 경로의 경우에 도플러 시프트

,

및

을 포함하는 60G 도메인의 실제 주파수 시프트에 대한 보상 후에 프론트엔드 채널 왜곡으로 인한 잔여 위상 및 진폭 변화를 보상할 수 있다.

도 21은 모바일 네트워크 듀플렉스 모드와 관련되는 중계 페이로드 데이터와 관련하여 시분할 듀플렉스(TDD) 모드에서 다운링크 및 업링크에 대해 하나의 중계 경로를 서빙하는 하나의 SUDAC의 비콘 신호를 도시한다. 도 21에 도시된 TDD 모드는 도 20에 도시된 FDD 모드에 대한 대안 모드를 나타낸다. 비록 UE가 각각의 SUDAC에 대한 업링크 신호를 동시에 송신하고 사전 보상할 수 있긴 하나, 도 20 및 도 21의 실시예는 바람직한 실시예일 수 있다. 그럼에도 불구하고, 이는 도 21에 도시 된 시분할 듀플렉스(TDD) 송신 개념을 단순화하는데, 사용자 장비가 60G 송신 채널을 연속적으로 추정할 수 있고, 이들 추정: 업링크 송신을 위한 사전 등화 또는 다운링크에 대한 등화의 사용 사이에서만 선택하기 때문이다. 물론, TDD 모드에서의 보호 대역폭

및 FDD 모드에서의

,

및

는 송신 신호와 수신 신호를 충분히 격리시키도록 신중하게 선택될 수 있다.

다른 실시 예에서는 TDD에 있어서 도 20의 스킴을 사용할 수 있음에 유의한다. 이 경우, SUDAC는 TDD 모바일 통신 네트워크를 위한 업링크 중계 신호 및 다운링크 중계 신호가 주파수에서 분리되는 프론트엔드 링크에서 FDD 통신을 제공한다. 이는 프론트엔드에서 더 많은 대역폭을 사용할 수 있지만 구현에 이점이 있을 수 있다: TDD에 대한 송신 방향의 스위칭은 SUDAC에서 달성되어야 하지만, 이것은 도 21의 방식에 있어서 극도로 높은 주파수 대신 프로세싱하기 편한 주파수에서 행해질 수 있다. 따라서, 극도로 높은 주파수를 위한 값비싼 스위칭 디바이스가 생략될 수 있다.

바람직한 실시예는 다음의 프로세싱 단계를 포함할 수 있다:

비콘 신호 파일럿 필드는 이전에 설명된 바와 같이 업링크 또는 다운링크 중계와 관계없이 SUDAC에 의해 송신된다.

UE는 비콘 신호 파일럿 필드에 기초하여 연속적인 채널 추정을 수행한다.

o TDD 모바일 통신 네트워크의 경우에, 추정 결과의 사용은 업링크 송신(업링크 중계 또는 비콘 데이터 필드에 대한 페이로드 신호)의 경우 사전 보상/등화와 수신된 다운링크 신호(중계된 다운링크 페이로드 신호 또는 비콘 데이터 필드)의 등화 사이에서 스위칭될 수 있다. 이는 도 21과 관련하여 설명된다.

o FDD 모바일 통신 네트워크의 경우에, 향상된 채널 추정 정확도는 도 20과 관련하여 설명된 바와 같이 가까운 업링크 및 다운링크 채널의 경우에 UE에서 추론될 수 있다.

o 또한, 도 20에 따른 프론트엔드 통신을 사용하는 상술한 대안적인 실시예는 또한 TDD 모바일 통신 네트워크와의 백엔드 통신을 달성할 수 있다.

마지막으로, 이 스킴은 두 가지 이점을 갖는다:

SUDAC은 최소한의 프로세싱 노력을 들여 하드웨어 요구사항을 감소시키고 마침내 보다 저렴한 SUDAC 디바이스를 야기한다.

에너지 효율 개념, 전력 소비가 가장 많은 엘리먼트가 송신 전력 증폭기이기 때문이다. SUDAC는 일반적인 전력 공급기에 연결될 가능성이 높기 때문에, 비콘 신호를 송신하기 위한 에너지 소비는 문제가 되지 않는다. 그리고 배터리로 구동되는 사용자 장비는 상태/제어 데이터 또는 업링크 송신에만 전력 증폭기를 사용한다.

그럼에도 불구하고, 일반적으로 전술한 개념에서 SUDAC 및 사용자 장비의 역할을 교환하는 것이 또한 가능하다. 즉, 사용자 장비는 비콘 신호 파일럿 필드를 영구적으로 송신할 것이고 SUDAC는 캐리어 주파수 오프셋(CFO) 및 채널 추정뿐만 아니라 (사전) 보상을 할 것이다.

CFO 추정 및 채널 추정의 조인트 블록 다이어그램

2단계 방식이 캐리어 주파수 오프셋(CFO) 추정 및 채널 추정 부분에 유리하다는 것을 발견했으므로, 수신 신호 프로세싱의 경우 다음의 애플리케이션 순서가 고려될 수 있다는 것을 아는 것이 중요하다.

1. 획득 중에: 주로 로컬 오실레이터(LO)의 오프셋에 의해 유도된 대략적인 CFO의 추정 및 보상.

2. 송신 신호 프로세싱(사전 보상)에 또한 재사용되는 프론트엔드 CFO 추정 및 보정.

3. 송신 신호 프로세싱(사전 보상)에 또한 재사용되는 프론트엔드 채널 추정 및 보정.

4. 백엔드 CFO 추정 및 보상

5. 백엔드 채널 추정 및 보상

도 22는 SUDAC와 통신하기 위한 사용자 장비에서의 신호 프로세싱 블록의 개략적인 블록도를 도시한다. 예를 들어 타이밍 동기화 및 대역 통과 필터뿐만 아니라 하향/상향 변환(극도로 높은 주파수에서 프로세싱하기 편한 주파수로/프로세싱하기 편한 주파수에서 극도로 높은 주파수로)을 위한 일반적인 프로세싱 모듈은 단순화를 위해 생략되었다. 도 22는 단계 2-5의 상호작용에 대한 표시를 제공한다. 상위 부분에는 수신 신호 프로세싱 경로가 있고, 하위 부분에는 송신 신호 프로세싱 부분이 있다.

이 실시예에 따르면, 수신 신호 프로세싱 부분은 추출기(240a), 예를 들어, 비콘 신호 및 중계된 페이로드 신호로 구성된 수신된 신호로부터 비콘 신호(242)를 추출하도록 구성된 역다중화기를 포함한다. 파일럿 기반 캐리어 주파수 오프셋(CFO) 추정기(17)는 비콘 신호(242)의 파일럿 필드 (즉, 프론트엔드 평가 신호)를 평가함으로써 CFD 추정치

(247)를 계산한다. 시간에서 부드러운 보간 후에, 수치 제어 오실레이터(NCO)(255)는 위상 회전 신호

(257)를 발생시킨다. 신호(257)는 CFO를 보상하기 위해 곱셈기(260)를 사용하여 수신된 신호(즉, 인바운드 신호)와 곱해진다. CFO 정정 후, 현재의 CFO 정정된 비콘 신호(265)는 추출기(240b)에 의해 다시 추출된다. 프론트엔드 채널 추정기(20)는 비콘 신호(265)로부터 채널 계수

(267)를 계산한다. 채널 계수

는 등화된 비콘 신호(280) 및 등화되고 중계된 페이로드 신호(285)가 추출기(240c)로 추출되는 등화된 인바운드 신호(275)를 제공하기 위해 프론트엔드 등화기(21)에 의해 사용된다. 등화되고 중계된 페이로드 신호(285)는 백엔드 CFO 추정 & 보상(290) 및 백엔드 채널 추정 & MIMO 등화(295)에 의해 더 프로세싱된다. 290 및 295는 또한 도 22와 같이 통신 인스턴스로부터 다른 중계된 백엔드 신호를 수신할뿐만 아니라 UE에서 직접 수신된 백엔드 신호를 이용하여 조인트/협력 프로세싱을 한다. 비콘 신호 프로세서(300)는 등화된 비콘 신호(280)를 수신하고 비콘 신호 데이터 필드 발생기(305)를 제어하여 우측 t-f-c-s 자원에서 송신하는 비콘 신호(307) (적어도 제어 및 구성 데이터를 포함함)를 생성할 수 있다.

또한, 송신 신호 프로세싱 부분에 있어서, 백엔드 업링크 신호 발생기(310)는 업링크 페이로드 신호(315)를 생성한다. 이 업링크 페이로드 신호(315)는 비콘 신호(307)와 다중화된다. 채널 사전 보상을 위해 채널 계수

(267)를 사용하여 프론트엔드 사전 코더(325)로 프론트엔드 사전 코딩/사전 등화 후에, 사전 코딩된 신호는 곱셈기(260)를 사용하여 위상 회전 신호

(257)와의 곱셈에 의해 가정된 CFO를 사전 보상하기 위해 위상 회전된다. 현재 미리 보상된 아웃바운드 신호(60)는 SUDAC에 전송될 수 있다.

각각의 사용된 SUDAC마다, 블록도에 도시된 그러한 인스턴스는 UE에서 구현될 수 있으며, 여기서 도시된 컴포넌트(290, 295 및 310)는 정보 교환을 위해 일치되거나 연결될 수 있다. 이 실시예는 도 23에서 도시된다.

프론트엔드 CFO 및 프론트엔드 채널의 사전 보상 덕분에, SUDAC는 아주 적은 신호 프로세싱 노력만을 들이며, 이는 디바이스를 더 저렴하게 한다.

사용자 장비는 (다중 입력, 다중 출력(MIMO) 처리 능력으로 인하여) 이미 상당한 프로세싱 전력을 소유하고 있기 때문에, 상술된 신호 프로세싱은 사용자 장비에서 수행될 가능성이 높다. 그럼에도 불구하고, 사용자 장비가 비콘 신호 파일럿 필드를 영구적으로 송신하는 경우 SUDAC에서 신호 프로세싱을 수행하는 경우에 대해 도 22의 블록도를 다시 정렬하는 것은 간단할 것이다.

도 23은 3개의 SUDAC와 통신하기 위한 사용자 장비에서의 신호 프로세싱 블록의 개략적인 블록도를 도시한다. 도 23은 도 22에서 설명된 실시예의 확대도이다. 도 23은 3개의 프로세싱 경로를 포함한다. 프로세싱 경로의 각각은 SUDAC와 통신할 수 있다. 도 23에 도시된 실시예에 따른 신호 프로세싱은 도 22와 관련하여 설명된 신호 프로세싱과 유사하다. 추가적으로, 단일 또는 결합(조인트) 백엔드 CFO 추정 및 보상(290) 및 결합 또는 조인트 백엔드 채널 추정 및 (MIMO) 등화(295)가 적용될 수 있다. 또한, 도 4에 따르면, 사용자 장비는 기지국으로부터 신호 또는 데이터를 직접 수신하기 위해 s6G 통신을 위한 안테나를 포함할 수 있다. 따라서, 도 4에 도시된 바와 같이 프론트엔드 채널 신호 프로세싱이 없는 단순화된 수신 경로가 도 23의 실시예에 추가될 수 있다.

압축

도 24a-e는 사용자 장비(10) 및 SUDAC(30)에서 압축된 신호 프로세싱을 위한 신호 프로세싱 블록의 개략적인 블록도를 도시한다. 간략화를 위해, UE측 인코더(67) 및 디코더(69)가 도 3에서는 도시되었으나 도 24a-e에서는 생략되었다. 디코더(69)는 압축 파라미터 프로세서(68)에 의해 직접 제어되는 UE측 압축 해제 디코딩(다운링크용)을 지칭한다. 인코더(67)는 압축 파라미터 프로세서(68)에 의해 직접 제어되는 UE측 압축/인코딩 (업링크용)을 지칭한다.

도 24a는 본 발명의 실시예를 도시한다. SUDAC(30)는 프론트엔드 링크를 통해 포워딩되는 심볼의 수가 압축 및 양자화가 없는 경우에 비해 감소되도록, 인코더(93)를 사용하여 초고주파수 대역에서 백엔드 링크로부터 수신된 신호를 압축 및 양자화하고 압축 및 양자화된 신호를 극도로 높은 주파수 대역의 프론트엔드 링크를 통해 UE(10)를 향해 포워딩한다. 이러한 압축 및 양자화 프로세스를 위해 SUDAC(30)가 사용하는 파라미터의 전부 또는 일부는 이 SUDAC로부터 수신된 프론트엔드 신호에 기초하여 및/또는 UE의 내부 안테나에 의해 초고주파수 대역에서 수신된 추가 백엔드 신호에 기초하여, 또는 추가 SUDAC로부터 극도로 높은 주파수 대역에서 수신된 추가 프론트엔드 신호로부터 UE(10)에서 계산된다. 따라서, 사용자 장비(10)는 UE의 내부 안테나 또는 추가 SUDAC(30)로부터 경로(2400)를 통해 정보를 수신할 수 있고 경로(2405)를 통해 정보를 추가 SUDAC(30)에 송신할 수 있는 신호 프로세서(68)를 포함한다. SUDAC측 압축/인코딩(다운링크용)(93)은 압축 파라미터 프로세서(68)에 의해 원격 제어될 수 있다.

UE는 따라서 MIMO 송신에서 모든 송신 경로의 채널 특성을 고려하여 UE의 전반적인 엔드-투-엔드 성능이 최적화되도록 SUDAC에서 압축 및 양자화를 최적화할 수 있다.

일 실시예에서, SUDAC에서 일어나는 압축 및 양자화는 벡터 양자화 디바이스를 포함하고, UE는 사용된 격자 파라미터 및 양자화 레벨의 수와 같이 벡터 양자화에 사용된 파라미터를 제공한다.

본 발명의 다른 실시예에서, 압축 및 양자화는 코드북에 기초하며, 여기서 SUDAC에서 수신된 백엔드 신호의 상이한 코드북 엘리먼트로의 투영이 계산되고, 가장 적합한 코드북 엔트리가 선택되고, 그 대표적인 것이 UE로 송신되고, 또한 수신된 신호와 선택된 코드북 엘리먼트 사이의 남은 상이한 신호가 압축되고 양자화된다.

도 24b는 SUDAC(30) 내의 2개의 디바이스(93a, 93b)로 압축 및 양자화 기능이 나눠지고, 각각이 신호 프로세서(68)에서의 유사한 파라미터 계산에 기초하여 UE(10)로부터 그 파라미터의 전부 또는 일부를 수신하는 다른 실시예를 도시한다.

도 24c는 다른 실시예를 도시한다. 압축 디바이스는 예를 들어 최소 평균 제곱 오차(minimum-mean-squared-error; MMSE) 기준에 따라 선형 필터링을 구현할 수 있는 (구성 가능한) 필터(93a)를 포함한다. 이 MMSE 기준에 기초한 필터 계수 계산의 일부 또는 전부는 신호 프로세서(68)를 사용하여 UE(10)에서 구현된다. MMSE 기준은 예를 들어 하나 또는 다수의 기지국 안테나로부터의 신호가 필터 후 및 압축 전에 최대 SNIR(signal-to-noise-plus-interference ratio)로 출력되도록 백엔드 신호를 필터링할 수 있으며, 여기서 다른 기지국 안테나로부터의 신호는 이 계산에 대한 간섭으로 간주될 수 있다.

도 24d는 압축 디바이스(93a)의 필터가 수신된 백엔드 신호를 화이트닝하기 위한 신호 예측을 구현할 수 있는 또 다른 실시예를 도시하며, 여기서 압축은 예측 필터 및 선택적으로 수신된 백엔드 신호의 다음 샘플을 예측하기 위한 지연 엘리먼트를 포함하며, 여기서 필터 계수는 UE에 의해 계산된다.

도 24e는 SUDAC(30)가 UE(10)에 의해 압축되었고 UE(10)로부터 극도로 높은 주파수 대역에서 프론트엔드 링크를 통해 수신된 신호의 압축 해제(디코더(94)에서) 이행하는 추가 실시예를 도시하며, 압축 해제에 요구되는 파라미터는 UE(10)에 의해 계산되어 프론트엔드 링크를 통해 SUDAC(30)에 포워딩된다. 압축 해제해야하는 압축의 유형은 압축이 SUDAC에서 일어나는 반대의 경우에 대해 상술된 유형 중 임의의 것일 수 있다. 압축 (해제) 파라미터의 계산은 다시 한편으로는 기지국 안테나들에서 그리고 다른 한편으로는 UE의 내부 안테나 또는 SUDAC의 백엔드 안테나에서 종료되는 초고주파수 대역 내의 상이한 MIMO 채널 경로의 특성에 기초한다. 압축 (해제) 파라미터는 신호 프로세서(68)에서 다시 계산될 수 있다. 다시 말해, SUDAC측 압축 해제/디코딩(94)(업링크용)은 압축 파라미터 프로세서(68)에 의해 원격 제어될 수 있다.

다운링크 대역폭에 대한 중계된 대역폭 적응

도 25는 중계된 신호의 개략적인 주파수 스펙트럼을 도시하며, 여기서 타겟 페이로드 신호(230)는 다운링크 및/또는 업링크 신호 중계를 위한 중계 대역폭(185)보다 작은 대역폭을 갖는다. 도 25에 도시된 바와 같이, 정적으로 구현된 중계된 대역폭 B _Relay (185)는 또한 잡음뿐만 아니라 인접 신호(195)(인접 채널 간섭, Adjacent Channel Interference; ACI)의 부분의 중계를 야기할 수 있다. SUDAC가 예를 들어 그에 따라 B _pass (235)로 통과 대역 필터를 셋팅함으로써 또는 B _Relay (185)를 변화시킴으로써 중계된 대역폭 적응을 지원하면, 사용자 장비는 적절한 페이로드 신호 대역폭 및 캐리어 주파수를 SUDAC에 신호하여 SUDAC를 제어할 수 있다. 이는 사용자 장비가 원하는 신호 구조에 대한 지식을 가지고 있기 때문에 작동하지만 SUDAC는 그렇지 않다. 이러한 적응은 상이한 대역폭의 상이한 입력 필터 또는 적응 필터 사이에서 스위칭함으로써 실현될 수 있다. 이것은 아날로그 또는 디지털 도메인 또는 혼합된 방식, 예를 들어 아날로그 영역에서 중계된 대역폭 B _Relay (185)의 필터 및 디지털 도메인에서 B _pass 를 갖는 통과 대역 필터(235)로 구현될 수 있다.

일 실시예에서 잠재적인 상이한 구현 때문에 B _Relay 와 B _pass 사이에 차이가 있음에 유의한다: 디지털 적응 필터로서 B _pass 및 아날로그 필터 대역폭으로서 B _Relay , 이는 최대 중계 경로 대역폭 또는 상이한 대역폭의 스위칭 가능한 아날로그 필터에 대응할 수 있다. 따라서, SUDAC는 다운링크 시나리오에 대한 정확한 서브 대역 및 대역폭으로 원격 튜닝된다.

인접 신호와 잡음을 증폭하고 포워딩하는 데 문제가 없다면, SUDAC에서 보다 저렴한 정적 중계 대역폭 구현을 사용할 수 있다. UE가 이미 구현된 s6G 통신을 위한 적절한 서브 대역 선택을 위한 수단을 이미 갖기 때문에, 이러한 수단은 또한 60G 도메인에서 기저 대역으로의 하향 변환 후에 중계된 신호에 적용될 수 있다.

업링크 대역폭에 대한 중계된 대역폭 적응

중계 잡음(및 아마도 ACI)의 문제는 도 25에 도시된 바와 같이 업링크에 대해 더욱 심각하다. 업링크 중계 경로가 정적 대역폭을 가진다면, 대역 내의 할당되지 않은 60G 주파수 (및 아마도 ACI)의 잡음도 증폭되어 s6G 대역으로 포워딩될 것이다. 적어도 주파수 분할 듀플렉스(FDD)의 경우에, 이는 이러한 포워딩된 잡음을 경험하는 s6G 업링크 서브 대역에 가까운 다른 업링크에 추가적인 왜곡을 생성한다. 해결책으로서, 사용자 장비는 SUDAC를 제어하여 통과 대역으로서 정확한 서브 대역 및 대역폭을 튜닝하고 업링크 주파수 대역의 다른 모든 부분을 억제/차단할 수 있다. 따라서, SUDAC는 업링크 시나리오에 대한 정확한 서브 대역 및 대역폭으로 원격 튜닝된다.

시간 동기화(샘플링, 프레이밍 , 스위칭)

샘플링 주파수 또는 로컬 클록 오프셋은 로컬 클록에 대한 캐리어 주파수 오프셋의 밀접한 관계때문에 이전 섹션에서 이미 고려되었다.

시분할 듀플렉스(TDD) 모바일 네트워크의 경우에, 사용자 장비는 포워딩될 업링크와 다운링크 송신 사이에서 동기적으로 스위칭하기 위해 SUDAC를 구성/제어한다. 잡음 샘플을 포워딩함으로써 그들의 타임 슬롯에서 다른 사용자 장비의 업링크 신호를 방해하지 않기 위해, SUDAC는 중계가 없거나 뮤트(mute)인 제 3 스위칭 상태를 가질 수 있다. 따라서, TDD 모바일 네트워크에서의 동작을 위해, 사용자 장비는 일반적인 상태에 관하여 SUDAC를 제어한다:

1. 다운링크 중계,

2. 업링크 중계,

3. 일시중지/중계 없음/루프백.

따라서, SUDAC는 시분할 듀플렉스(TDD) 사이클에 원격으로 동기화되고, 뿐만 아니라 통과 대역 필터가 스위칭/조정된다.

시분할 듀플렉스(TDD) 또는 주파수 분할 듀플렉스(FDD) 모바일 네트워크가 있는 것과 독립적으로, 각각의 SUDAC는 비콘 신호에서의 구성 및 제어 데이터 필드를 통해 사용자 장비에 최대 프로세싱 시간을 알릴 수 있다. 이 정보는 중계된 다운링크 페이로드 데이터의 지연의 계산을 위해 사용자 장비에 의해 사용되며 상이한 SUDAC로부터 60G 대역에서 수신된 페이로드 데이터 스트림을 서로 그리고 s6G 대역에서 직접 수신된 페이로드 데이터 스트림과 정렬시킨다. 따라서, 상이한 유형의 SUDAC는 상이한 프로세싱 지연을 가질 수 있지만 지연 정렬을 위해 사용자 장비에 이를 보고할 수 있다.

업링크 중계의 경우에, 사용자 장비는 SUDAC의 시그널링된 업링크 프로세싱 지연을 사용하여 모바일 네트워크 프로토콜 및 규칙을 존중하기 위해 s6G에서 자신의 다이렉트 업링크 송신보다 일찍 60G 대역에서의 송신을 스케줄링한다.

이는 압축 및 포워드/디코드 및 포워드(CF/DF) 스킴의 경우에 특히 중요하며, 한편 증폭 및 포워드(AF)의 경우 지연은 다소 작을 것으로 예상된다. 보다 구체적으로, 사용자 장비 및 모든 연결된 SUDAC는 비콘 신호에서의 구성 및 제어 데이터 필드를 통해 타임스탬프 카운터를 동기화하는데, 여기서 가장 가능성 있는 사용자 장비가 참조가 될 것이다. 그 다음에, CF/DF에 대해 다음과 같이 타임 스탬프를 사용한다:

업링크(디코드 및 포워드, DF): 업링크 페이로드 데이터 이외에. UE는 SUDAC에 의한 송신을 위한 타겟 타임스탬프를 SUDAC에 시그널링한다. (SUDAC에 의해 그리고 UE에 의해 전송될) 모든 이러한 신호가 MIMO 사전 코딩될 수 있고 따라서 동기식 송신이 유리하기 때문에, UE는 그러면 송신을 위해 동일한 타겟 타임스탬프에서 그 자신의 s6G 업링크를 통해 송신할 것이다. 송신을 위한 이러한 타겟 타임스탬프는 관련된 모든 SUDAC의 최대 프로세싱 시간을 고려한다.

다운링크(압축-포워드, CF): 중계된 페이로드 데이터 외에도, SUDAC는 s6G 주파수 대역에서 페이로드 데이터 버스트를 수신한 경우 타임스탬프를 송신한다. 이 정보는 s6G에서 사용자 장비(UE)에 의해 직접 수신된 데이터 스트림/버스트와 상이한 SUDAC로부터의 모든 입력 데이터 스트림/버스트를 정확하게 소팅/정렬하고 마지막으로 정확한 MIMO 신호 디코딩을 수행하기 위해 사용자 장비에서 사용된다.

따라서, 사용자 장비측 프로세싱은 모바일 네트워크 프로토콜 및 규칙을 만족시키고 MIMO 신호 디코딩(업링크 및 다운링크 태클)을 가능하게 하기 위해 상이한 SUDAC의 시그널링된 프로세싱 지연 또는 타임스탬프에 따라 서로와 관련하여 뿐만 아니라 대응하는 s6G 데이터 스트림/버스트와 60G부터의 여러 데이터 스트림/버스트를 정렬한다.

SUDAS 내에서 다수의 사용자 장비를 지원하기 위한 방법

지금까지는, SUDAS 당 하나의 사용자 장비의 경우가 고려되었다. 그러나, SUDAS 지원을 요구하는 하나의 방에서도 여러 개의 사용자 장비가 송신 데이터 레이트를 향상시킬 가능성이 매우 높다. 따라서, 간단한 확장은 사용자 장비 당 SUDAC를 독점적으로 할당하는 것이다, 즉 각 사용자 장비 당 SUDAC의 분리된 서브 세트를 할당하는 것이다. 일 실시예에 따르면, 솔루션은 여러 사용자 장비에 공유 SUDAC 서비스를 또한 제공하는 것을 목표로 한다.

(주파수 분할 듀플렉스(FDD) 모바일 네트워크에 대한) 공유 다운링크

각각의 SUDAC는 하나의 오퍼레이터의 전체 다운링크 대역 또는 심지어 여러/모든 오퍼레이터의 전체 다운링크 대역을 포워딩할 수 있으며, 이는 s6G에서 상이한 60G 서브 대역으로 수십 MHz를 중계하는 것을 야기한다. SUDAC는 중계된 전체 대역폭을 분석하는 능력을 가지고 있지 않기 때문에, 사용자 장비는 서로 협상하고 스펙트럼의 원하는 부분뿐만 아니라 중첩 비콘에 의해 사용될 수 있는 다운링크 스펙트럼에서의 갭을 SUDAC에 시그널링할 것이다. 중첩 비콘을 제거하는 사용자 장비의 상이한 능력 때문에 협상이 적용된다. 원하는 대역의 표시는 이전 섹션에서 논의된 바와 같이 통과 대역 필터를 조정하도록 SUDAC를 돕거나 심지어 직접 제어한다. 여기서 숨겨진 노드 문제를 피하기 위해, 사용자 장비 사이의 통신은 이들을 서빙할 SUDAC에 의해 중계될 수 있다.

도 26은 다운링크 및 업링크 신호 중계에 대해 유지되는 동일한 중계 대역폭 내의 공유 중계 채널의 개략적인 주파수 스펙트럼을 도시한다. 이 실시예에 따르면, SUDAC는 2개의 사용자 장비를 서빙한다. 목표는 하나의 중계 경로를 사용하기 것이기 때문에, 2개의 타겟 신호는 s6G에서 60G 도메인으로의 상향 변환 중에 주파수에서 거리 Δf를 유지한다.

및

를 갖는 2개의 적응된 통과 대역 필터는 잡음 및 인접한 채널 간섭(ACI)을 억제하여 중첩 비콘이 할당될 수 있도록 한다. SUDAC와 사용자 장비의 성공적인 협상으로 인해, 중첩 비콘은 중계된 신호를 간섭하지 않으므로 이 예시적인 경우에서 제거될 필요가 없다. 따라서, SUDAC는 통과 대역 필터 및 중첩 비콘 신호를 조정하기 위해 원격으로 조언/제어된다. 일부 사용자 장비가 서로 직접 통신할 수 없기 때문에, SUDAC를 통한 사용자 장비 사이의 협상(즉, 조인트 협력 최적화)이 행해질 수 있다.

(FDD 모바일 네트워크에 대한) 공유 업링크

도 26에서의 예뿐만 아니라 다운링크 송신으로부터의 아이디어는 공유 업링크 중계로 전송될 수 있다. 다시, 사용자 장비 및 SUDAC는 중계된 대역폭의 스펙트럼 할당을 협상하여 통과 대역 필터를 조정하고, 중첩 비콘에 대한 대역 갭을 식별하고, 또한 이 업링크 신호 사이의 주파수에서의 거리 Δf를 고려할 수 있는데, Δf이 기지국으로부터 사용자 장비로 시그널링된 s6G 도메인에 대한 자원 할당 스킴의 직접적인 결과이기 때문이다.

이는 다시, 결합된 업링크 대역이 단일 중계 경로에서 60G에서 s6G로 하향 변환되어 기지국으로 송신될 수 있다는 특징을 갖는다. SUDAC 당 하나의 사용자 장비의 경우에 대해 이전 섹션에서 설명된 SUDAC로부터 사용자 장비로 비콘 신호에서의 파일럿 필드를 동시에 전송하고 사용자 장비로부터 SUDAC로 사전 보상된 페이로드 업링크를 전송하는 개념이 또한 여기에 적용될 수 있다. 이는 각각의 사용자 장비가 비콘 신호에 의해 경험되는 채널에 따라 자신의 업링크 페이로드 신호를 사전 보상할 수 있기 때문이다. 그러나, SUDAC측에서 상이한 채널의 각각을 추정하기 위해 각각의 사용자 장비가 SUDAC에 비콘 신호를 전송(조인해제)할 수 있기 때문에, SUDAC에서의 프론트엔드 채널 추정 및 등화/보상의 대안적인 방식은 조금 더 정교하다. SUDAC에서의 디지털 페이로드 신호 프로세싱으로, 상이한 페이로드 신호는 개별적으로 등화될 수 있다.

업링크 중계 대역은 하나의 SUDAC에 의해 예약되며, 이는 간단한 경우이다. 따라서, 추가 SUDAC는 업링크 중계 대역을 첫 번째 것과 상이한 캐리어 주파수에서 제공할 것이다. 사용자 장비는 상이한 사전 보상을 갖는 동일한 업링크 페이로드 신호를 2개의 SUDAC에 송신할 수 있다. 사용자 장비는 하나의 송신 채널에 따라서만 업링크 신호를 사전 보상할 수 있기 때문에, 사용자 장비는 동일한 프론트엔드 업링크 중계 대역에서 하나를 초과하는 SUDAC에 동시에 송신할 수 없다.

따라서, SUDAC는 통과 대역 필터 및 중첩 비콘 신호를 조정하기 위해 원격으로 조언/제어된다. 일부 사용자 장비가 서로 직접 통신할 수 없기 때문에, SUDAC를 통한 사용자 장비 사이의 협상(즉, 조인트 협력 최적화)이 행해질 수 있다. 특히, 페이로드 업링크 신호 사이의 주파수에서의 거리 Δf는 기지국의 제어 신호에 따라 (협상에 의해) 정확하게 정렬될 수 있다.

( TDD 모바일 네트워크에 대한) 공유 중계

TDD 및 FDD에 대한 공유를 비교하기 위해, 다음과 같이 구분할 수 있다:

1. 다수의 사용자 장비가 동일한 캐리어의 시간 주파수 자원 블록을 사용하는 FDD/TDD

2. 동일한 모바일 네트워크 오퍼레이터의 다수의 캐리어를 사용하는 다수의 사용자 장비를 갖는 FDD/TDD(즉, 동기화된/조정된 캐리어 애그리게이션)

3. 다수의 모바일 네트워크 오퍼레이터의 캐리어를 통한 FDD/TDD(비동기식)

FDD에 있어서, 상술된 방법은 케이스 1, 2 및 3에서 작동하며, 여기서 대역 갭 Δf에 대한 주파수의 적절한 계산 및 정렬은 상이한 오퍼레이터로 인해 케이스 3에서 유리하다. 그러나, TDD 모드에서의 공유 중계는 케이스 1과 2에서만 작동하며, 여기서 사례 2에 있어서는 하나의 오퍼레이터가 상이한 캐리어 주파수에서 동일한 TDD 스위칭 사이클을 사용한다고 가정된다. 상이한 오퍼레이터가 (업링크와 다운링크 사이의) 상이한 TDD 스위칭 사이클을 정렬하지 않을 것이기 때문에 케이스 3에서는 TDD가 작동하지 않을 수 있다. 이는 하나의 중계 경로가 단일 TDD 스위칭 사이클에만 관련될 수 있기 때문에 문제이다.

따라서, 하나는 업링크 중계(2개의 상태: 업링크 중계 및 일시정지/중계 없음)와 하나는 다운링크 중계(2개의 상태: 다운링크 중계 및 일시정지/중계 없음)만을 수행하는 2개의 중계 경로를 적용할 것을 주장할 수 있다. 그러면, 2개의 중계 경로는 (중계된 대역폭과 관련한) s6G에서 동일한 캐리어 주파수를 갖지만 60G에서는 상이한 주파수를 가질 것이다. 따라서, 각각의 사용자 장비가 상이한 스위칭 사이클과 관련될 수 있기 때문에, (업링크 또는 다운링크) 중계 경로마다 통과 대역 필터의 독립적인 스위칭 및 조정이 적용된다. 이 모드에서는 전용 업링크 또는 다운링크 중계 경로가 적용된다.

그러나, (중계된 대역폭과 관련한) s6G에서 동일한 캐리어 주파수에서 동시 수신 및 송신은 SUDAC 내에서 불리한 누화를 야기할 수 있다. 이는 대역 내에서 각각의 오퍼레이터에 의해 별도로 이루어지는 자원 할당이 직접적인 충돌을 나타내지는 않지만 일어날 수 있다.

추가 실시예

(AF에 대한) UE측에서 조인트 CFO 및 채널 추정 플러스 (사전) 보상

SUDAC는 최소한의 프로세싱 노력을 들여 하드웨어 요구사항을 감소시키고 마침내 보다 저렴한 SUDAC 디바이스를 얻는다.

에너지 효율 개념, 전력 소비가 가장 많은 엘리먼트가 송신 전력 증폭기이기 때문이다. SUDAC는 일반적인 전력 공급기에 연결될 가능성이 높기 때문에, 비콘 신호를 송신하기 위한 에너지 소비는 문제가 되지 않는다. 그리고 배터리로 구동되는 사용자 장비는 상태/제어 데이터 또는 업링크 송신에만 전력 증폭기를 사용할 수 있다.

각각의 사용자 장비 공급업체는 60G에서 제공되는 신호 프로세싱 결과의 품질에 대한 책임이 있으며, 여기서 경쟁은 일반적으로 가치있는 솔루션으로 이어진다.

(AF에 대한) SUDAC측에서 조인트 CFO 및 채널 추정 플러스 (사전) 보상

비 MIMO 업링크의 경우에, UE는 채널 추정 및 등화가 SUDAC측에서 행해지므로, 동일한 업링크 페이로드 신호를 각각의 SUDAC에 개별적으로 송신하지 않고 여러 SUDAC에 송신할 수 있다. 그러나, 상이한 페이로드 데이터 스트림이 상이한 SUDAC에 송신되기 때문에, 이는 업링크 MIMO에 대해 유지되지 않는다.

UE측에서는 적은 프로세싱 능력이 요구된다.

사용자 장비는 비콘 신호 파일럿 필드를 송신하기 위해 전력 증폭기를 영구적으로 실행할 수 있다.

공유 업링크는 SUDAC가 (사용자 장비로부터 SUDAC로의) 상이한 프론트엔드 채널을 추정하여 개별적으로 상이한 서브 대역에 대해 보상할 수 있도록 예를 들어 TDMA 또는 FDMA에 의해 상이한 사용자 장비로부터의 비콘 신호의 추가 정렬을 사용함으로써 더 쉬울 수 있다.

추가 실시예에 대한 설명

일 실시예에 따르면, MIMO 송신은 (기지국에 연결되지 않은) 여러 사용자 장비, SUDAC 및 기지국에 대한 업링크 및 다운링크에 대해 고려된다. 상술된 방법은 이 시나리오에 직접 적용될 수 있지만, 여기서는 각각의 사용자 장비가 자원 할당, 간섭 정렬 등과 관련하여 서빙 SUDAC를 제어하는 것이 제안된다. 그럼에도 불구하고, SUDAC는 간섭으로 인한 완화가 관찰되는 경우 구성 & 제어 채널(= 비콘 신호)을 통해 사용자 장비에 시그널링할 수 있다. 따라서, 시간에 따라 변화하는 자원 할당을 허용하는 잠재적인 간섭으로 인한 강건한 동기가 적용될 수 있다. 새로운 SUDAC가 조인하고 다른 SUDAC는 활성 SUDAS를 떠날 수 있다. 따라서, 예를 들어 부분적으로는 발견 중에 그리고 부분적으로는 자원 할당에 의한 동작 중에 자원 할당 및 다른 시스템과의 상호운용성(간섭)의 지속적인 업데이트는 유용하다.

다른 실시예는 이전의 것과 달리 기지국에 연결된 사용자 장비를 설명한다. 이 경우에, 이전에 논의된 바와 같은 언급된 시간 동기화가 추가로 관련된다. 사용자 장비는 실제 사용자 장비 소유 안테나 및 채용된 SUDAC의 양에 따라 가능한 공간 다중화의 정도를 기지국에 시그널링할 수 있다는 것에 유의한다. 그 다음에, 기지국은 빔포밍 이득 및 공간 다중화 이득, 즉 기지국 안테나가 빔포밍에 더 많이 사용되는지 더 많은 공간 데이터 스트림을 송신하기 위해 더 많이 사용되는지를 트레이드 오프(trade-off)할 수 있다.

사용자 장비가 안테나 어레이(즉, 하나를 초과하는 안테나)를 소유하면, 빔포밍/빔 스티어링을 위한 순수한 사용은 60G 링크 당 채널 추정 + 등화/사전 코딩의 단지 하나의 인스턴스만을 사용할 것이다. 그러나, 간섭 완화를 위한 안테나 어레이의 (부분적) 적용은 채널 추정 및 조인트 등화/사전 코딩의 여러 인스턴스를 사용할 것이다. 이는 간섭 신호가 채널 추정에 의해 추정된 상이한 채널 특성에 따라 분리되기 때문이다.

(아마도 빔포밍과 함께) 편광 안테나가 적용되는 경우, 편광마다 채널 추정 인스턴스가 적용된다. 상이한 편광에 대한 조인트 빔포밍 또는 빔포밍이 없다면, 상이한 편광으로부터의/을 위한 신호에 대한 조인트 채널 추정이 유리하다.

CDMA가 적용되면, 비콘 신호는 또한 직접 시퀀스 확산 스펙트럼에 의해 확산될 것이다. 중계로부터의/를 위한 비콘 + 페이로드 신호의 조인트 확산을 하는 것이 유용할 수 있다. 역확산 후에, 채널 추정을 위해 기술된 알고리즘이 적용 가능해야 한다.

60G 주파수 도메인에서 CF/DF에 대한 상이한 서브 대역 대신에 상이한 타임 슬롯의 적용은 대응하는 타임 슬롯에서 상이한 SUDAC로부터/로의 상이한 채널을 추정할 때 채널 추정을 위한 비트 유연성을 더 가질 때 유사하다.

기준 데이터로부터의 진폭 및 위상 추출 또는 채널 추정은 일반적으로 s6G 대역에서의 신호뿐만 아니라 보간/외삽 기술에 잘 알려져 있다. 이 방법은 60G 통신의 목표를 달성하기 위한 확장된 수단이다. 따라서, 비콘 신호들에 기초한 중계된 신호 스펙트럼의 시간 및 주파수의/에 대한 채널 추정 및 보간이 도시되며, 여기서 중계된 신호만으로는 이러한 채널 추정 정확도 및 해상도를 달성하기 위한 충분한 수단을 제공하지 못한다. 기술된 채널 추정은 상이한 수의 비콘 신호, 상이한 비콘 신호 구조(예를 들어, 정상 및 중첩 비콘 신호), 또는 t-f-c-s 자원 그리드 내의 상이한 위치뿐만 아니라 상이한 파일럿 필드 밀도를 지원할 수 있다. 또한, 채널 추정은 (예를 들어, 중첩 비콘 신호의 경우에) 비콘 신호의 포지션 및 구조의 변화에 적응할 수 있다. 추가적으로, 추정 알고리즘은 예를 들어 실제 SNR 또는 실제 프론트엔드 도플러 변화율 또는 다른 트레이드 오프에 따라 파일럿 필드를 프로세싱하는 방식을 적응시킬 수 있다. 예를 들어, (추가적인 간섭으로 인한) 손실이 채널 추정 에러 및 보상되지 않은 가능한 위상 잡음으로부터 계산될 수 있는, 파일럿 필드 길이 또는 파일럿 필드의 이용된 세그먼트 길이와 SNR (

) 사이에 트레이드 오프가 있다. 이는 파일럿 필드 길이 및 SNR(

)에 따른 dB에서의 손실을 보여주는 3D 메쉬그리드(350)를 도시하는 도 28에 도시되어 있다. 도 28에 따르면, 주어진 파일럿 필드 길이 또는 파일럿 필드의 이용된 세그먼트 길이 및 SNR에 대한 최소 손실이 항상 존재한다.

다른 실시예는 송수신기(5)를 도시하며, 여기서 수신단(15) 및/또는 프론트엔드 및/또는 백엔드 채널 추정기(20,22)는 실제 SNR 및/또는 실제 도플러 변화율과 같은 실제 채널 특성에 따라 수신 파라미터를 적응시키도록 구성된다.

다른 실시예는 송수신기(5)에 대한 시간 기준인 주변 재료의 공진 주파수를 이용하는 주파수 분석기를 포함하는 송수신기(5)를 도시한다.

또한, 사용자 장비(10)는 적어도 하나의 송수신기(5)를 포함할 수 있다.

다른 실시예에 따르면, SUDAC(30)는 프론트엔드 채널 추정기(91)를 포함하며, 여기서 프론트엔드 채널 추정기(91)는 채널 추정 계수를 계산하기 위해 프론트엔드 평가 신호(45)에 기초하여 채널 추정을 수행하도록 구성되며, 여기서 프론트엔드 송수신기(90)는 채널 추정 계수를 사용자 장비에 송신하도록 구성된다.

다른 실시예는 SUDAC(30)를 도시하며, 여기서 프론트엔드 및/또는 백엔드 주파수 오프셋 보상은 극도로 높은 주파수로부터 초고주파수 및/또는 중간 주파수로의 주파수 변환을 제어하기 위해 위상 고정 루프 조정을 수행한다.

다른 실시예는 SUDAC(30)를 도시하며, 여기서 백엔드 및/또는 프론트엔드 송수신기(85, 90)는 수신 대역폭을 실제 인바운드 신호의 대역폭에 적응시키도록 구성된다.

일부 양상은 장치의 맥락에서 설명되었지만, 이들 양상이 또한 대응하는 방법의 설명을 나타내는 것이 명백하며, 여기서 블록 및 디바이스는 방법 단계 또는 방법 단계의 특징에 대응한다. 유사하게, 방법 단계의 문맥에서 설명된 양상은 또한 대응하는 블록 또는 품목 또는 대응하는 장치의 특징의 설명을 나타낸다. 방법 단계의 일부 또는 전부는 예를 들어, 마이크로프로세서, 프로그램 가능 컴퓨터 또는 전자 회로와 같은 하드웨어 장치에 의해 (또는 사용하여) 실행될 수 있다. 일부 실시예에서, 가장 중요한 방법 단계 중 하나 이상이 그러한 장치에 의해 실행될 수 있다.

특정 구현 요건에 따라, 본 발명의 실시예는 하드웨어로 또는 소프트웨어로 구현될 수 있다. 구현은 각각의 방법이 수행되도록 프로그래밍 가능한 컴퓨터 시스템과 협력하는(또는 협력할 수 있는) 전기적으로 판독 가능한 제어 신호가 저장된, 디지털 저장 매체, 예를 들어, 플로피 디스크, DVD, 블루 레이, CD, ROM, PROM, EPROM, EEPROM 또는 플래시 메모리를 사용하여 수행될 수 있다. 따라서, 디지털 저장 매체는 컴퓨터 판독 가능할 수 있다.

본 발명에 따른 일부 실시예는 본원에 설명된 방법 중 하나가 수행되도록 프로그램 가능 컴퓨터 시스템과 협력할 수 있는 전자 판독 가능 제어 신호를 갖는 데이터 캐리어를 포함한다.

일반적으로, 본 발명의 실시예는 컴퓨터 프로그램 제품이 컴퓨터 상에서 구동되는 경우 방법 중 하나를 수행하도록 동작하는 프로그램 코드를 갖는 컴퓨터 프로그램 제품으로서 구현될 수 있다. 프로그램 코드는 예를 들어 머신 판독 가능 캐리어에 저장될 수 있다.

다른 실시예는 기계 판독 가능 캐리어 상에 저장된, 본원에 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 포함한다.

다시 말해, 본 발명의 방법의 실시예는, 따라서, 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터 상에서 구동될 때, 본원에 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위한 프로그램 코드를 갖는 컴퓨터 프로그램이다.

따라서, 본 발명의 방법의 다른 실시예는 그 위에 기록된, 본원에 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 포함하는 데이터 캐리어(또는 디지털 저장 매체 또는 컴퓨터 판독 가능 매체)이다. 데이터 캐리어, 디지털 저장 매체 또는 기록 매체는 통상적으로 유형 및/또는 비일시적이다.

따라서, 본 발명의 방법의 다른 실시예는 본원에 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 나타내는 데이터 스트림 또는 신호의 시퀀스이다. 데이터 스트림 또는 신호의 시퀀스는 데이터 통신 접속을 통해, 예를 들어, 인터넷을 통해 전송되도록 구성될 수 있다.

다른 실시예는 본원에 설명된 방법 중 하나를 수행하도록 구성되거나 적응된 프로세싱 수단, 예를 들어, 컴퓨터 또는 프로그램 가능 논리 디바이스를 포함한다.

다른 실시예는 본원에 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램이 설치된 컴퓨터를 포함한다.

본 발명에 따른 다른 실시예는 본원에 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 수신기에 (예를 들어, 전자적으로 또는 광학적으로) 전송하도록 구성된 장치 또는 시스템을 포함한다. 수신기는 예를 들어 컴퓨터, 모바일 디바이스, 메모리 디바이스 등일 수 있다. 장치 또는 시스템은 예를 들어 컴퓨터 프로그램을 수신기에 전송하기 위한 파일 서버를 포함할 수 있다.

일부 실시예에서, 프로그램 가능 논리 디바이스(예를 들어, 필드 프로그램 가능 게이트 어레이)는 본원에 설명된 방법의 기능 중 일부 또는 전부를 수행하는 데 사용될 수 있다. 일부 실시예에서, 필드 프로그램 가능 게이트 어레이는 본원에 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위해 마이크로프로세서와 협력할 수 있다. 일반적으로, 방법은 바람직하게는 임의의 하드웨어 장치에 의해 수행된다.

위에서 설명된 실시예는 본 발명의 원리를 예시하기 위한 것일 뿐이다. 본원에 설명된 구성 및 세부사항의 수정 및 변형은 당업자에게 명백할 것임을 이해한다. 따라서, 곧 있을 청구범위의 범위에 의해서만 제한되고 본원의 실시예에 대한 기술 및 설명에 의해 제공된 특정 세부사항에 의해서만 한정되는 것은 아니다.

관련 문헌

[1] Parallel patent application

[2] T.S. Rappaport, et al., "State of the Art in 60-GHz Integrated Circuits and Systems for Wireless Communications", Proceedings of the IEEE (Volume 99, Issue 8, pp. 1390 - 1436), Aug. 2011.

[3] Mengali, D'Andrea, "Synchronization Techniques for Digital Receivers", Plenum Press, New York, USA, 1997.

[4] J.G. Proakis, "Digital Communication", 5th Edition, McGraw-Hill Inc., New York, USA, 2008.

[5] T.S. Rappaport, "Wireless Communications: Principles and Practice", 2nd Edition, Prentice Hall, Upper Saddle River, USA 2002.

[6] L. Hanzo, M. Munster, B. J. Choi, and T. Keller, "OFDM and MC-CDMA for Broadband Multi-User Communications, WLANs and Broadcasting," John Wiley & Sons Ltd. - IEEE Press, West Sussex, England, 2003.

[7] Karolina Ratajczak, Krzysztof Bakowski, Krzysztof Wesolowski, "Two-way Relaying for 5G Systems - Comparison of Network Coding and MIMO Techniques," IEEE Wireless Communications and Networks Conference, WCNC 2014.

[8] Jun Ma, Philip Orlik, Jinyun Zhang, and Geoffrey Ye Li, "Pilot Matrix Design for Estimating Cascaded Channels in Two-Hop MIMO Amplify-and-Forward Relay Systems", IEEE Transactions on Wireless Communications, Vol. 10, No. 6, June 2011.

[9] Chirag S. Patel and Gordon L. Stuber, "Channel Estimation for Amplify and Forward Relay Based Cooperation Diversity Systems," IEEE TRANSACTIONS ON WIRELESS COMMUNICATIONS, VOL. 6, NO. 6, JUNE 2007.

[10] Feifei Gao, Tao Cui, and Arumugam Nallanathan, "On Channel Estimation and Optimal Training Design for Amplify and Forward Relay Networks," IEEE TRANSACTIONS ON WIRELESS COMMUNICATIONS, VOL. 7, NO. 5, MAY 2008.

[11] Patent WO08069555A1 (Patent Family 41912590), "APPARATUS AND METHOD FOR CHANNEL ESTIMATION AND SYNCHRONIZATION IN OFDM/OFDMA RELAY SYSTEM", Prio Date 5.12.2006

[12] Patent CN102833193A, "COMPRESSED SENSING BASED SPARSE CHANNEL ESTIMATION METHOD IN TWO-WAY RELAY NETWORK," Prio Date 20.08.2012

[13] Patent CN102281129A, "MIMO two-way relay system information processing method (Machine translation)," Prio Date 12.08.2011

[14] Patent CN102546127A, "Information processing method for multiple-input multiple-output (MIMO) relay system," Prio Date 6.01.2012

Claims (30)

1. 사용자 장비(10)의 송수신기(5)에 있어서,
   수신단(15);
   프론트엔드 채널 추정기(20);
   프론트엔드 채널 등화기(21);
   백엔드 채널 추정기(22); 및
   백엔드 채널 등화기(23);를 포함하고,
   상기 수신단(15)은 SUDAC(30)로부터 인바운드 신호(25)를 수신하도록 구성되며, 이는 극도로 높은 주파수를 사용하는 프론트엔드 통신 및 초고주파수를 사용하는 백엔드 통신을 포함하는 중계 통신을 가능하게 하고, 상기 인바운드 신호(25)는 데이터 부분(35), 백엔드 제어 부분(50) 및 프론트엔드 제어 부분(40)을 포함하고, 상기 프론트엔드 제어 부분은 프론트엔드 평가 신호(45) 및 구성 신호(46)를 포함하고;
   상기 프론트엔드 채널 추정기(20)는 상기 프론트엔드 평가 신호(45)에 기초하여 채널 추정을 수행하도록 구성되고;
   상기 프론트엔드 채널 등화기(21)는 상기 프론트엔드 채널 추정기(20)의 채널 추정에 기초하여 상기 극도로 높은 주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡을 등화하도록 구성되고;
   상기 백엔드 채널 추정기(22)는 상기 백엔드 제어 부분(50)에 기초하여 채널 추정을 수행하도록 구성되고;
   상기 백엔드 채널 등화기(23)는 상기 백엔드 채널 추정기(22)의 채널 추정에 기초하여 상기 초고주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡을 등화하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 사용자 장비(10)의 송수신기(5).
2. 제 1 항에 있어서,
   복수의 수신단(15);
   상기 복수의 수신단(15)을 위한 공통 백엔드 채널 추정기(22); 및
   상기 복수의 수신단(15)을 위한 공통 백엔드 채널 등화기(23);를 포함하고,
   상기 공통 백엔드 채널 추정기(22)는 복수의 백엔드 제어 부분(50)에 기초하여 결합된 채널 추정을 수행하도록 구성되고;
   상기 공통 백엔드 채널 등화기(23)는 상기 결합된 채널 추정의 결과에 기초하여 결합된 채널 등화를 수행하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 사용자 장비(10)의 송수신기(5).
3. 제 2 항에 있어서,
   상기 기지국(70)으로부터 신호를 직접 수신하도록 구성된 직접 수신단(16);을 포함하고,
   상기 공통 백엔드 채널 추정기(22)는 상기 복수의 백엔드 제어 부분(50) 및 상기 기지국으로부터 직접 수신된 신호에 기초하여 상기 결합된 채널 추정을 수행하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 사용자 장비(10)의 송수신기(5).
4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
   상기 송수신기(5)는 상기 프론트엔드 제어 부분(40)에 기초하여 프론트엔드 주파수 추정을 수행하도록 구성된 프론트엔드 주파수 추정기(17) 및 상기 추정에 기초하여 프론트엔드 주파수 오프셋 보상을 수행하도록 구성된 프론트엔드 주파수 보상기(18)를 포함하고/하거나;
   상기 송수신기(5)는 상기 백엔드 제어 부분(50)에 기초하여 백엔드 주파수 추정을 수행하도록 구성된 백엔드 주파수 추정기(19) 및 상기 추정에 기초하여 백엔드 주파수 오프셋 보상을 수행하도록 구성된 백엔드 주파수 보상기(24)를 포함하는 것을 특징으로 하는 사용자 장비(10)의 송수신기(5).
5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
   송신단(55); 및
   프론트엔드 채널 사전 추정기(65);를 포함하고,
   상기 프론트엔드 채널 사전 추정기(65)는 상기 극도로 높은 주파수를 사용함으로써 야기될 왜곡을 사전 보상하기 위해 상기 프론트엔드 평가 신호(45)에 기초하여 채널 사전 추정을 수행하기 위해서 프론트엔드 채널 계수를 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 사용자 장비(10)의 송수신기(5).
6. 제 5 항에 있어서,
   백엔드 채널 사전 추정기(66);를 포함하고,
   상기 백엔드 채널 사전 추정기(66)는 상기 초고주파수를 사용함으로써 야기될 왜곡을 감소시키기 위해 상기 백엔드 제어 부분(50)에 기초하여 채널 추정을 수행하기 위해서 백엔드 채널 계수를 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 사용자 장비(10)의 송수신기(5).
7. 제 5 항 또는 제 6 항에 있어서,
   상기 송신단(44)은 상기 SUDAC(30)에서의 신호 프로세싱을 원격 제어하기 위해 프론트엔드 및/또는 백엔드 채널 특성 및/또는 프론트엔드 및/또는 백엔드 채널 관련 파라미터 및/또는 프론트엔드 및/또는 백엔드 신호 프로세싱 관련 파라미터를 상기 SUDAC(30)에 송신하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 사용자 장비(10)의 송수신기(5).
8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
   신호 프로세서(68);를 포함하고,
   상기 신호 프로세서(68)는 상기 SUDAC(30)에 신호 프로세싱 파라미터를 송신하기 위해 상기 신호 프로세싱 파라미터를 계산하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 사용자 장비(10)의 송수신기(5).
9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
   송신될 극도로 높은 주파수 신호의 상기 데이터 부분(35) 및 상기 프론트엔드 제어 부분(40)은 캐리어 주파수, 코드 구조 및/또는 타임슬롯에 대해 서로 상이하고/하거나;
   송신될 초고주파수 신호의 상기 데이터 부분(35) 및 상기 백엔드 제어 부분(50)은 캐리어 주파수, 코드 구조 및/또는 타임슬롯에 대해 서로 상이한 것을 특징으로 하는 사용자 장비(10)의 송수신기(5).
10. 제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 인바운드 신호(25)는 상기 프론트엔드 제어 부분(40, 175)과 비교하는 경우 상이한 캐리어 주파수를 가지고/가지거나 상기 프론트엔드 제어 부분(40)과 비교하는 경우 시간상 시프트되는 추가적인 프론트엔드 제어 부분(42, 200)을 포함하는 것을 특징으로 하는 사용자 장비(10)의 송수신기(5).
11. 제 1 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 프론트엔드 제어 부분(40, 175) 및 추가적인 프론트엔드 제어 부분(42, 200)은 상기 프론트엔드 제어 부분(40, 175) 및 상기 추가적인 프론트엔드 제어 부분(42, 200)의 조인트 프로세싱으로 인해 추가의 후속하는 프론트엔드 평가 신호(45, 220) 사이의 보간 양호성 또는 정확도를 개선시키기 위해 시간상 정렬되고 상이한 캐리어 주파수를 갖는 것을 특징으로 하는 사용자 장비(10)의 송수신기(5).
12. SUDAC(30)에 있어서,
    백엔드 송수신기(85);
    프론트엔드 송수신기(90); 및
    평가 신호 발생기(95);를 포함하고,
    상기 백엔드 송수신기(85)는 초고주파수를 사용하여 기지국(70)으로부터 인바운드 신호(105)를 수신하도록 구성되고;
    상기 백엔드 송수신기(85)는 중간 주파수에서 상기 인바운드 신호(105)를 출력하도록 구성되고;
    상기 평가 신호 발생기(95)는 프론트엔드 평가 신호(45) 및 구성 신호(46)를 포함하는 프론트엔드 제어 부분(40)을 발생시키도록 구성되고;
    상기 프론트엔드 송수신기(90)는 상기 인바운드 신호(105) 및 상기 프론트엔드 제어 부분(40)을 포함하는 아웃바운드 신호(110)를 극도로 높은 주파수를 사용하여 발생시키고, 상기 아웃바운드 신호(110) 및 상기 프론트엔드 제어 부분(40)을 사용자 장비(10)에 송신하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 SUDAC(30).
13. SUDAC(30)에 있어서,
    백엔드 송수신기(85);
    백엔드 채널 추정기(86); 및
    프론트엔드 송수신기(90);를 포함하고,
    상기 백엔드 송수신기(85)는 초고주파수를 사용하여 기지국(70)으로부터 인바운드 신호(105)를 수신하도록 구성되거나;
    상기 백엔드 송수신기(85)는 중간 주파수에서 상기 인바운드 신호(105)를 출력하도록 구성되거나;
    상기 백엔드 채널 등화기(86)는 상기 프론트엔드 송수신기(90)를 통해 사용자 장비(10)의 백엔드 채널 추정기(22)로부터 수신된 구성 신호(46)를 사용하여, 상기 초고주파수를 사용함으로써 야기되는 상기 인바운드 신호의 왜곡을 감소시키도록 구성되거나;
    상기 프론트엔드 송수신기(90)는 아웃바운드 신호(110)를 발생시키고 상기 아웃바운드 신호(110)를 사용자 장비(10)에 송신하기 위해 극도로 높은 주파수를 사용하여 상기 인바운드 신호를 출력하도록 구성되거나;
    상기 프론트엔드 송수신기(90)는 상기 사용자 장비(10)로부터 구성 신호(46)를 수신하고 상기 구성 신호를 상기 백엔드 채널 등화기(86)에 송신하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 SUDAC(30).
14. 제 13 항에 있어서,
    상기 SUDAC(30)는,
    프론트엔드 채널 추정기(91); 및
    프론트엔드 채널 사전 등화기(92);를 포함하고,
    상기 프론트엔드 채널 추정기(91)는 상기 프론트엔드 평가 신호(45)에 기초하여 채널 추정을 수행하도록 구성되고;
    상기 프론트엔드 채널 사전 등화기(92)는 상기 프론트엔드 채널 추정기(91)의 채널 추정에 기초하여 상기 아웃바운드 신호(110)의 송신 중에 상기 극도로 높은 주파수를 사용함으로써 야기될 왜곡을 감소시키기 위해 상기 인바운드 신호(105)를 사전 등화하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 SUDAC(30).
15. 제 13 항에 있어서,
    상기 SUDAC(30)는,
    프론트엔드 채널 사전 등화기(92);를 포함하고,
    상기 프론트엔드 채널 사전 등화기(92)는 상기 사용자 장비(10)의 프론트엔드 채널 추정기(20)로부터 수신된 상기 구성 신호(46)에 기초하여 상기 아웃바운드 신호(110)의 송신 중에 상기 극도로 높은 주파수를 사용함으로써 야기될 왜곡을 감소시키기 위해 상기 인바운드 신호(105)를 사전 등화하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 SUDAC(30).
16. 제 13 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 SUDAC(30)는 상기 사용자 장비(10)로부터 수신된 신호 프로세싱 파라미터 및/또는 압축 파라미터를 사용하여 상기 인바운드 신호(105)를 인코딩 및/또는 압축하도록 구성된 인코더(93)를 포함하고/하거나;
    상기 SUDAC(30)는 상기 사용자 장비(10)로부터 수신된 디코딩 파라미터 및/또는 압축 해제 파라미터를 사용하여 상기 아웃바운드 신호를 디코딩 및/또는 압축 해제하도록 구성된 디코더(94)를 포함하는 것을 특징으로 하는 SUDAC(30).
17. 제 13 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 프론트엔드 송수신기(90)는 프론트엔드 제어 부분(40)에 기초하여 프론트엔드 주파수 추정을 수행하도록 구성된 프론트엔드 주파수 추정기(96) 및 상기 추정에 기초하여 프론트엔드 주파수 오프셋 보상을 수행하도록 구성된 프론트엔드 주파수 보상기(97)를 포함하고/하거나;
    상기 백엔드 송수신기(85)는 백엔드 제어 부분(50)에 기초하여 백엔드 주파수 추정을 수행하도록 구성된 백엔드 주파수 추정기(98) 및 상기 추정에 기초하여 백엔드 주파수 오프셋 보상을 수행하도록 구성된 백엔드 주파수 보상기(99)를 포함하는 것을 특징으로 하는 SUDAC(30).
18. 제 17 항에 있어서,
    상기 SUDAC(30)는 상기 프론트엔드 및/또는 백엔드 주파수 오프셋 보상을 획득하기 위한 전압 제어 오실레이터를 포함하고, 추가적인 프론트엔드 제어 부분(42)은 역 주파수 변조를 수행하기 위해 상기 전압 제어 오실레이터에 의해 사용되는 연속파 신호인 것을 특징으로 하는 SUDAC(30).
19. 제 12 항 내지 제 18 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 프론트엔드 송수신기(90)는 극도로 높은 주파수를 사용하여 상기 사용자 장비(10)로부터 인바운드 신호(150)를 수신하도록 구성되고;
    상기 백엔드 송수신기(85)는 초고주파수를 사용하여 아웃바운드 신호(165)를 기지국(70)에 송신하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 SUDAC(30).
20. 제 19 항에 있어서,
    프론트엔드 채널 추정기(91) 및 프론트엔드 채널 등화기(92a);를 포함하고,
    상기 프론트엔드 채널 추정기(91)는 상기 프론트엔드 평가 신호(45)에 기초하여 채널 추정을 수행하도록 구성되고;
    상기 프론트엔드 채널 등화기(92a)는 상기 프론트엔드 채널 추정기(91)의 채널 추정에 기초하여 상기 극도로 높은 주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡을 등화하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 SUDAC(30).
21. 제 13 항 내지 제 20 항 중 어느 한 항에 있어서,
    프론트엔드 통신은 주파수 분할 듀플렉스 기술을 사용하고, 백엔드 통신은 시분할 듀플렉스 기술을 사용하는 것을 특징으로 하는 SUDAC(30).
22. 시스템(700)에 있어서,
    제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 따른 송수신기(5); 및
    제 12 항 내지 제 21 항 중 어느 한 항에 따른 SUDAC(30);를 포함하고,
    상기 SUDAC(30) 및 상기 송수신기(5)는 상기 송수신기(5)의 수신단과 송신단(15, 55) 및 상기 SUDAC(30)의 프론트엔드 송수신기(90)를 사용하여 통신 링크를 설정하고;
    상기 SUDAC(30) 및/또는 상기 송수신기(5)는 외부의 공통 시간 기준에 기초하여 또는 현재 시간 기준을 포함하는 상기 송수신기(5)에 의해 전송된 신호에 기초하여 시간 동기화를 수행하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 시스템(700).
23. 제 22 항에 있어서,
    상기 시스템은 기지국(70)을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템(700).
24. 제 22 항 또는 제 23 항에 있어서,
    상기 송수신기(5) 및/또는 상기 SUDAC(30)는 공통 시간 기준으로서 기지국의 백엔드 제어 부분(50)을 사용하는 것을 특징으로 하는 시스템(700).
25. 제 22 항 내지 제 24 항 중 어느 한 항에 있어서,
    사용자 장비는 백엔드 제어 부분(50)으로부터 시간 기준을 추출하고;
    사용자 장비는 공통 시간 기준을 획득하기 위해 상기 SUDAC(30)에 상기 시간 기준을 송신하는 것을 특징으로 하는 시스템(700).
26. 제 22 항 내지 제 25 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 SUDAC(30)는 하나 이상의 사용자 장비(10)의 상기 송수신기(5)의 하나 이상의 수신단 및 송신단(15, 55)을 서빙하는 둘 이상의 통신 링크를 동시에 중계하기 위해 구성되는 것을 특징으로 하는 시스템(700).
27. 송수신기(5)에서의 신호 프로세싱에 대한 방법(800)에 있어서,
    수신단(15)으로 SUDAC(30)으로부터 인바운드 신호(25)를 수신하는 단계, 이는 극도로 높은 주파수를 사용하는 프론트엔드 통신 및 초고주파수를 사용하는 백엔드 통신을 포함하는 중계 통신을 가능하게 하고, 상기 인바운드 신호(25)는 데이터 부분(35), 백엔드 제어 부분(50) 및 프론트엔드 제어 부분(40)을 포함하고, 상기 프론트엔드 제어 부분은 프론트엔드 평가 신호(45) 및 구성 신호(46)를 포함함;
    상기 프론트엔드 평가 신호(45)에 기초하여 프론트엔드 채널 추정기(20)로 채널 추정을 수행하는 단계;
    상기 프론트엔드 채널 추정기(20)의 채널 추정에 기초하여 프론트엔드 채널 등화기(21)로 상기 극도로 높은 주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡을 등화하는 단계;
    상기 제어 부분(50)에 기초하여 백엔드 채널 추정기(22)로 채널 추정을 수행하는 단계; 및
    상기 백엔드 채널 추정기(22)의 채널 추정에 기초하여 백엔드 채널 등화기(23)로 상기 초고주파수를 사용함으로써 야기되는 왜곡을 등화하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 송수신기(5)에서의 신호 프로세싱에 대한 방법(800).
28. SUDAC(30)에서의 신호 프로세싱에 대한 방법(900)에 있어서,
    초고주파수를 사용하여 백엔드 송수신기(85)로 기지국(70)으로부터 인바운드 신호(105)를 수신하는 단계;
    백엔드 송수신기(85)로 중간 주파수에서 상기 인바운드 신호(105)를 출력하는 단계;
    프론트엔드 평가 신호(45) 및 구성 신호(46)를 포함하는 프론트엔드 제어 부분(40)을 평가 신호 발생기(95)로 발생시키는 단계; 및
    상기 인바운드 신호(105) 및 상기 프론트엔드 제어 부분(40)을 포함하는 아웃바운드 신호(110)를 극도로 높은 주파수를 사용하여 프론트엔드 송수신기(90)로 발생시키고, 상기 아웃바운드 신호(110) 및 상기 프론트엔드 제어 부분(40)을 사용자 장비(10)로 송신하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 SUDAC(30)에서의 신호 프로세싱에 대한 방법(900).
29. SUDAC에서의 신호 프로세싱에 대한 방법(1000)에 있어서,
    초고주파수를 사용하여 백엔드 송수신기(85)로 기지국(70)으로부터 인바운드 신호(105)를 수신하는 단계;
    백엔드 송수신기(85)로 중간 주파수에서 상기 인바운드 신호(105)를 출력하는 단계;
    사용자 장비(10)의 백엔드 채널 추정기로부터 수신된 구성 신호(46)를 사용하여 백엔드 채널 등화기(86)로 상기 초고주파수를 사용함으로써 야기되는 상기 인바운드 신호의 왜곡을 감소시키는 단계; 및/또는
    아웃바운드 신호(110)를 발생시키고 상기 아웃바운드 신호(110)를 상기 사용자 장비(10)에 송신하기 위해 극도로 높은 주파수를 사용하여 프론트엔드 송수신기(90)로 상기 인바운드 신호를 출력하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 SUDAC에서의 신호 프로세싱에 대한 방법(1000).
30. 컴퓨터 상에서 실행되는 경우, 제 27 항 내지 제 29 항 중 어느 한 항에 따른 방법을 수행하기 위한 프로그램 코드를 갖는 컴퓨터 프로그램이 저장된 컴퓨터 판독 가능 디지털 저장 매체.

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