CN107079522A - 收发器、sudac、收发器中的信号处理方法和sudac中的信号处理方法 - Google Patents

收发器、sudac、收发器中的信号处理方法和sudac中的信号处理方法 Download PDF

Info

Publication number
CN107079522A
CN107079522A CN201580058251.8A CN201580058251A CN107079522A CN 107079522 A CN107079522 A CN 107079522A CN 201580058251 A CN201580058251 A CN 201580058251A CN 107079522 A CN107079522 A CN 107079522A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
sudac
transceiver
frequency
rear end
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201580058251.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107079522B (zh
Inventor
马克·布里宁
弗兰克·布克哈特
克里斯蒂安·罗德
吴荣坤
罗伯特·舒伯
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Original Assignee
Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV filed Critical Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Publication of CN107079522A publication Critical patent/CN107079522A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107079522B publication Critical patent/CN107079522B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03159—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W88/00—Devices specially adapted for wireless communication networks, e.g. terminals, base stations or access point devices
    • H04W88/02—Terminal devices
    • H04W88/04—Terminal devices adapted for relaying to or from another terminal or user
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/155—Ground-based stations
    • H04B7/15528—Control of operation parameters of a relay station to exploit the physical medium
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/155—Ground-based stations
    • H04B7/15564—Relay station antennae loop interference reduction
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0204—Channel estimation of multiple channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03891—Spatial equalizers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03426—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission transmission using multiple-input and multiple-output channels

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Time-Division Multiplex Systems (AREA)
  • Radio Relay Systems (AREA)

Abstract

用户设备的收发器包括接收级、前端信道估计器、前端信道均衡器、后端信道估计器和后端信道均衡器。接收级被配置为从SUDAC接收入站信号，SUDAC能够实现包括使用极高频的前端通信和使用超高频的后端通信在内的中继通信。入站信号包括数据部分、后端控制部分和前端控制部分，前端控制部分包括前端评估信号和配置信号。前端信道估计器被配置为基于前端评估信号执行信道估计，其中前端信道均衡器被配置为基于前端信道估计器的信道估计来均衡由于使用极高频引起的失真。后端信道估计器被配置为基于后端控制部分执行信道估计，其中后端信道均衡器被配置为基于后端信道估计器的信道估计来均衡由于使用超高频引起的失真。

Description

收发器、SUDAC、收发器中的信号处理方法和SUDAC中的信号处 理方法
技术领域
本发明的实施例涉及一种收发器、SUDAC(也称为共享用户设备侧分布式天线组件)以及包括收发器和SUDAC的系统。另外的实施例涉及用于在收发器中或在SUDAC中进行信号处理的方法。优选实施例涉及SUDAS(共享用户设备侧分布式天线系统)的同步概念。
背景技术
SUDAS是包括至少一个中继器的系统。在传统的放大和转发(AF)中继网络中，(从中继节点发送的)中继信号通常位于与(从源节点发送的)原始信号相同的载波频带中。假设正交信道用于中继，其中假设了时分复用(TDM)、频分复用(FDM)或码分复用(CDM)。在有效载荷数据内提供的导频数据(也称为训练数据或参考数据)通常足以用于所使用的载波频带和相关子带中的同步和一般估计。由于考虑到用于传输的相同频带，可以针对AF中继系统优化(由源节点传输的)导频结构，关于最坏情况的信道条件和在目的地节点处所应用的信道估计技术，参见[9]、[10]。这不适用于在信号传输和转发期间的显著的频率转换。
例如，在[8]中提出了一种导频矩阵设计，其中针对AF中继系统识别从源节点到中继节点和从中继节点到目的地节点的级联信道。然而，由于在相同频带中的传输，假设这两个信道具有相同的缓慢的时变特征。这是在这两个信道都是准恒定的假设下可以应用一组不同的导频矩阵(＝在中继节点处应用的酉子载波置换矩阵)的原因。目的地节点利用该组的知识来估计这两个信道。
假定其中包括导频数据字段的信号结构，用于从这些导频字段估计传输信道或(载波)频率偏移的方法是广泛已知和应用的，参见[3]和[6]。这些估计适用于导频字段所在的时间-频率-代码-空间(t-f-c-s)资源。此外，无线信道的互易性的事实是广泛已知的并且经常被利用，例如，在[7]中，假设了完美的信道状态信息。
在[11]中，考虑了OFDM/OFDMA中继系统中的同步和信道估计方案，其中在支持基于OFDM的移动网络系统的透明中继系统和协作中继系统之间存在差异。透明中继意味着用户设备不能确定用户设备是否从基站或从中继器接收到信号。然而，协作中继与基站和用户设备进行交互，这里特别强调空间-时间(块)编码和空间-频率(块)编码。
在[11]中，在中继有效载荷信号内的导频数据可以直接用于信道估计和同步。此外，[11]使用不同传输链路之间(例如，直接链路和两个中继链路之间)的传播延迟估计以及不同延迟的补偿以进行更准确的信道估计。尽管在[11]中没有说明，但是只有延迟在OFDM符号的循环前缀内这才工作，以避免符号间干扰(ISI)和载波间干扰(ICI)。
[11]还使用所存储的来自早期估计的载波偏移和时序偏移，因此提出了对发射机设备的识别以进行正确的表查询和偏移补偿。该表可保持更新。这对于[11]中的协作系统来说非常必要，因为所有设备(基站、中继器、用户设备)共享相同的t-f-c-s资源。
在[12]中，公开了一种用于双向中继网络的专用信道估计方法，称为压缩感应。基于非常特定的训练序列，由每个用户终端发送的高斯随机训练序列，进行迭代信道估计。因此，该方法仅在应用高斯随机训练序列时才能很好地执行。
[13]示出了使用迭代算法的MIMO双向中继系统中的信道估计误差的交换，其中通过交换信道估计误差而产生进一步的延迟。
在[14]中，考虑了MIMO处理中继节点，即具有多个输入和输出天线，而源节点和目的地节点仅具有单个天线。在这种单向中继系统中，源节点和中继节点将训练序列发送给中继节点和目的地节点(从源节点和中继节点接收训练序列)，这是测量所有当前链路的直接方式。中继节点通过迭代算法进行信道估计以及对中继MIMO信号处理矩阵和目的地节点的接收矩阵的计算。由于导数算法的收敛时间所引入的重度延迟以及由于来自目的地节点的信道估计的非常可能的过时反馈的降级，[14]的方法不能解决快速时变信道的上述问题。
上面提到的所有概念的共同之处在于，诸如多普勒频移或其他信道失真之类的效果由于使用中继站而被放大，并且被假定为显示出相似的特性。这是因为在这些概念中不考虑改变特性的显著频率转换。
因此，需要一种改进的方法。
发明内容
目的在于提供一种避免上述缺陷的构思。该目的通过独立权利要求的主题来解决。
根据第一实施例，一种用户设备的收发器包括接收级、前端信道估计器、前端信道均衡器、后端信道估计器和后端信道均衡器。接收级被配置为从SUDAC接收入站信号，其能够实现包括使用极高频的前端通信和使用超高频的后端通信在内的中继通信。入站信号包括数据部分、后端控制部分和前端控制部分，前端控制部分包括前端评估信号和配置信号。前端信道估计器被配置为基于前端评估信号执行信道估计，其中，前端信道均衡器被配置为基于前端信道估计器的信道估计来均衡由于使用极高频引起的失真。后端信道估计器被配置为基于后端控制部分执行信道估计，其中后端信道均衡器被配置为基于后端信道估计器的信道估计来均衡由于使用超高频引起的失真。
本文公开的教导基于以下基本思想：使用串联耦合以用于发送数据的两个空中接口的系统包括用于补偿由第一和第二空中接口引起的失真效应的装置。因此，本发明的实施例包括两阶段方法以便检测/估计和/或补偿在第一和第二空中接口处引起的失真，例如用于信道估计的两阶段方法或用于频率偏移估计的两阶段方法。术语“评估信号”可以是指用于显式/直接评估的训练数据，并且可以通过利用信息/有效载荷数据的属性来参考用于隐式/间接评估的信息/有效载荷数据。这两个评估案例在文献中被表示为数据辅助估计和非数据辅助估计。并且评估可以包括推导估计和参数以增强同步并因此提高信号质量。例如，信道估计向均衡器馈送信道估计，以减少传输信道的失真。还要注意，使用超高频或极高频可以是指载波频率。
根据另外的实施例，收发器包括发射级、前端信道预估计器和后端信道预估计器。前端信道预估计器被配置为基于前端评估信号计算前端信道系数以执行信道预估计，以对由于使用极高频而引起的失真进行预补偿。后端信道预估计器被配置为基于后端控制部分计算后端信道系数以执行信道估计，以减少由于使用超高频而将引起的失真。利用这些(预)估计，实施例示出了发射级被配置为向SUDAC发送前端和/或后端信道特性和/或前端和/或后端信道相关参数和/或前端和/或后端信号处理相关参数，以远程控制SUDAC中的信号处理。该实施例可以适用于TDD(时分双工)移动通信网络，其中对于上行链路和下行链路使用相同的后端载波频率。换句话说，信道互易性对于该实施例会是有益的。
实施例示出了收发器，其包括被配置为直接从基站接收信号的直接接收级，其中公共后端信道估计器被配置为基于多个后端控制部分和直接从基站接收的信号执行组合信道估计。这是有利的，因为附加地，收发器能够直接从基站接收不被SUDAC中继的信号。
另外的实施例示出了一种包括后端收发器、前端收发器和评估信号发生器的SUDAC。后端收发器被配置为使用超高频从基站接收入站信号，并且被配置为以中频输出入站信号。评估信号发生器被配置为产生包括前端评估信号和控制信号的前端控制部分。此外，前端收发器被配置为使用极高频生成包括入站信号的出站信号和前端控制部分，并将出站信号和前端控制部分信号发送到用户设备。该实施例可以指具有包括频率转换的信号中继的SUDAC。
另外的实施例示出了一种包括前端收发器、后端收发器和后端信道均衡器的SUDAC。后端收发器被配置为使用超高频从基站接收入站信号，并且被配置为以中频输出入站信号。后端信道均衡器被配置为使用经由前端收发器从用户设备的后端信道估计器接收的配置信号来减少由于使用超高频引起的失真的入站信号。前端收发器被配置为使用极高频输出入站信号，以产生出站信号并将出站信号发送到用户设备。附加地或替代地，前端收发器被配置为从用户设备接收配置信号并将配置信号转发到后端信道均衡器。
另一实施例示出了包括前端信道预均衡器的SUDAC，所述前端信道预均衡器被配置为基于从用户设备的前端信道估计器接收的配置信号来对出站信号进行预均衡以减少由于使用极高频而将引起的失真。
其他实施例示出了SUDAC的前端收发器，包括：前端频率估计器，被配置为基于前端控制部分执行前端频率估计。前端频率补偿器被配置为基于所述估计来执行前端入站和/或出站信号的前端频率偏移补偿。附加地或替代地，后端收发器包括被配置为基于后端控制部分执行后端频率估计的后端频率估计器。后端频率补偿器被配置为基于所述估计来执行后端入站和/或出站信号的后端频率偏移补偿。
另外的实施例示出了包括前端信道估计器和前端信道均衡器的SUDAC，其中，前端信道估计器被配置为基于前端评估信号执行信道估计，并且其中前端信道均衡器被配置为基于前端信道估计器的信道估计对由于使用极高频引起的失真进行均衡。
根据另外的实施例，提供了一种包括收发器和SUDAC的系统，其中SUDAC和收发器使用收发器的接收和发送级以及SUDAC的前端收发器来建立通信链路。此外，SUDAC和收发器建立硬件和/或环境自适应时间同步，其中时间同步包括使用外部公共时间参考或同步的至少一个同步参考，其中收发器使用前端或后端同步信号发送其当前时钟参考。
根据另外的实施例，提供了收发器和SUDAC中的信号处理方法。所述方法通过使用用户设备和/或SUDAC来执行。根据实施例，提供了一种用于所述方法的计算机程序。
附图说明
下面将参考附图讨论本发明的实施例，其中：
图1示出了SUDAC、用户设备和基站之间的链路的示意性概要图；
图2示出了相对于三个SUDAC的移动用户设备的示意性概要图；
图3示出了用户设备的收发器及其通信链路的示意性概要图；
图4示出了用户设备的收发器及其处理块的示意性概要图；
图5示出了根据实施例的SUDAC的示意性概要图；
图6示出了根据实施例的SUDAC的示意性概要图；
图7示出了根据实施例的SUDAC的示意性概要图；
图8示出了包括用户设备的收发器和SUDAC的系统的示意性概要图；
图9示出了用于收发器中的信号处理的方法的示意性框图；
图10示出了用于SUDAC中的信号处理的方法的示意性框图；
图11示出了用于SUDAC中的信号处理的方法的示意性框图；
图12a示出了基站和用户设备的示意图，基站和用户设备均具有描述普通MIMO 3×3通信的三个天线；
图12b示出了在3×3通信模式下基站、两个SUDAC和用户设备的示意图；
图12c示出了在3×4通信模式下基站、包括两个接收天线的SUDAC、包括一个接收天线的SUDAC和包括一个接收天线的用户设备的示意图；
图13a示出了与频率f相对可视化的三个SUDAC的示意性发射频谱；
图13b示出了由三个SUDAC在60G频带中的非同步双信标传输的示例性发射频谱；
图14示出了由一个SUDAC在60G频带中的多信标信号块的示例性发射频谱；
图15示出了由一个SUDAC在60G频带中的叠加信标信号块的示例性发射频谱；
图16示出了在TDD(时分双工)模式下指示导频字段和用于控制和配置数据的字段的示例性高级信标信号结构；
图17示出了在FDD(频分双工)模式下指示导频字段和用于控制和配置数据的字段的示例性高级信标信号结构；
图18示出了与图16的图像相当的图像，其中附加地，示出了从来自一个SUDAC的两个示例性信标信号推导的前端多普勒频移fD(t1)-fD(t5)和复信道系数h的估计；
图19示出了两个信标信号的导频字段的示例性联合处理，其中导频字段结构在信标信号1和2中对齐；
图20示出了在频分双工(FDD)模式下服务于一个下行链路中继路径和一个上行链路中继路径的一个SUDAC的示例性信标信号；
图21示出了在时分双工(TDD)模式下服务于用于下行链路和上行链路的一个中继路径的一个SUDAC的信标信号；
图22示出了在用户设备处与SUDAC通信的信号处理块的示意性框图；
图23示出了在用户设备处与三个SUDAC通信的信号处理块的示意性框图；
图24a示出了用于在用户设备和SUDAC处的压缩信号处理的信号处理块的示意性框图；
图24b示出了用于在用户设备和SUDAC处的压缩信号处理的信号处理块的示意性框图；
图24c示出了用于在用户设备和SUDAC处的压缩信号处理的信号处理块的示意性框图；
图24d示出了用于在用户设备和SUDAC处的压缩信号处理的信号处理块的示意性框图；
图24e示出了用于在用户设备和SUDAC处的压缩信号处理的信号处理块的示意性框图；
图25示出了中继信号的示意性频谱，其中目标有效载荷信号具有比用于下行链路和/或上行链路信号中继的中继带宽小的带宽；
图26示出了在适用于下行链路和上行链路信号中继的相同中继带宽内的共享中继信道的示意性频谱；
图27示出了处理在前端的五个前端数据部分中嵌入的五个后端信号子带的示意性频谱；以及
图28示出了示意性的3D网格，该3D网格示出了由于相位噪声和信道估计误差而导致的导频字段长度和SNR(信噪比)(Es/N0)的损耗/衰减(dB)。
具体实施方式
下面将详细讨论本发明的实施例，其中相同的附图标记被提供给具有相同或相似功能的对象，使得其描述是可互换的或相互适用的。
基本实施例
在[1]中提出的共享用户设备侧分布式天线系统(SUDAS)中，由于有效载荷信号波形被设计用于6GHz以下频带(s6G)中的传输，因此60GHz(毫米波)频带(60G)中的中继有效载荷信号没有足够的手段来进行充分的信道估计和同步。有效载荷信号是经由SUDAS从基站到用户设备的中继信号，或者反之亦然，这分别意味着下行链路或上行链路。因此，针对SUDAS提出了一种新颖的信道估计和同步概念，其适用于处理快速变化的信道特性或信道条件以及潜在地60GHz频带中的大频率偏移，所述大频率偏移也损害了中继有效载荷信号。后面描述的方案确保了中继有效载荷信号和SUDAS状态/控制信号的可靠传输。
设想将用作卫星或中继器的自主中继天线(SUDAS)的系统安装到用户设备(UE)。由一个或多个共享用户设备侧分布式天线组件(SUDAC)组成的这种形成的分布式天线系统是采用MIMO技术的关键，所述MIMO技术打开了在移动通信系统的用户设备(UE)和基站(BS)之间进行超快数据传输的大门。换句话说，构建包括将入站信号转换为具有更高或更低频率的出站频率的虚拟天线阵列意义上的中继网络，其还包括对于两个传输信道部分的信道估计和同步。可以想到固定的和移动的SUDAS，其中固定的SUDAC可以安装在房屋中，移动的SUDAC可以安装在例如汽车或公共交通工具(例如，巴士/火车)中。在下文中，图1至图8示出了硬件组件，图9至图11示出了在硬件组件中进行信号处理的方法，图12a至图12c介绍了用于通信的MIMO处理方案，并且从图13开始，将描述信号生成和处理方案。
基站(作为源节点)也可以传输适合于频带1(例如，s6G)和频带2(例如，60G)的导频结构，其将与有效载荷一起中继。然而，s6G频带中的开销将会太大，因此将不会在任何新的移动通信标准中采用它。此外，由于移动通信网络的标准化可能已经完成，或者在实施例中，SUDAC不知道s6G有效载荷信号结构，所以不旨在修改SUDAC处的s6G有效载荷信号的导频结构。
图1示出了SUDAC 30、用户设备10和基站70之间的链路的示意性概要图。根据实施例，在[1]中描述了所考虑的通信框架。
如图1所示，SUDAC 30和基站70之间的链路被称为包括后端通信的后端链路75a。后端链路使用频带1，其对于当前的移动系统在低于6GHz(s6G)的频率范围内工作。另一后端链路75b是用户设备10和基站70之间的链路。该后端链路75b可以是用户设备10和基站70之间的常用通信路径。该后端链路75b将通过使用经由后端链路75a和前端链路80的中继传输来支持或扩展，以增强传输鲁棒性或准确性和/或提高数据速率。前端链路80被称为用户设备10和SUDAC 30之间的传输，其在毫米波频带(频带2)中传输以允许短距离的高数据速率，主要是视线(LOS)传输。前端链路80包括前端传输。从系统的角度来看，这两个链路都是双向的，并且作为一对建立单个中继链路。单个SUDAC 30包含一个或多个独立的中继链路。从用户设备10到SUDAC30以及从SUDAC 30到基站70的链路方向被标记为上行链路，另一方向被标记为下行链路。
图2示出了相对于三个SUDAC 30a、30b、30c的移动用户设备10的示意性概要图。在三个位置评估用户设备10的移动，其中在位置1处，用户设备10具有与SUDAC 30a和30b的视线连接，在位置2处，用户设备10具有与SUDAC 30a、30b和30c的视线连接，并且在位置3处，用户设备10具有与SUDAC 30a和30c的视线连接。在位置1和位置3处，SUDAC 30b或30c隐藏在墙后面。
由于系统依赖于前端链路中的LOS传输，因此明显的是，对于手持用户设备10，网络布局可能不是静态的。当移动时，用户设备不断地发现新的SUDAC 30a-30c，同时忽视其他SUDAC，如图2所示。即使可访问SUDAC的数量没有变化，传输信道也可能改变。因此，对于(用户设备10和SUDAC 30的)这种双频带发送和接收，应用新的信道估计和同步方案是有益的，例如使用合适的信标和导频数据结构。一般来说，后端链路是最受限制的资源，并且在不同基站和其他用户设备之间共享，而前端链路在不同用户设备10和SUDAC 30之间共享。SUDAC 30在频带之间进行中继，并且将在以下部分中对此详细描述。
图3示出了用户设备10的基本收发器5。在图22和图23中示出了更复杂的方法。用户设备10是例如移动电话、计算机或“物联网”的设备。收发器5包括接收级15、前端信道估计器20、前端信道均衡器21、后端信道估计器22和后端信道均衡器23。接收级15被配置为从SUDAC 30接收入站信号25，这能够实现包括使用极高频(例如，在60GHz频带中)的前端通信和使用超高频(例如，在s6G频带中)的后端通信在内的中继通信。超高频可以在6GHz以下的频带(s6G)中，而极高频可以在60GHz频带(60G)中。入站信号25包括数据部分35、后端控制部分50和前端控制部分40，所述前端控制部分包括前端评估信号45和配置信号46。入站信号25的数据部分35可以是有效载荷信号或有效载荷信号的一部分，前端控制部分40可以是包括一个或多个导频数据字段(前端评估信号45)和一个或多个配置信号字段46的信标信号。信标通常是60G频带中的控制信道，其承载关于SUDAS、其配置和导频数据(也称为导频或参考数据)的信息。后端控制部分50可以包括根据所应用的后端通信波形(例如在移动通信网络标准中指定)的一个或多个导频数据字段，例如有效载荷信号的一部分，包括用于后端通信中的信道估计的已知数据，例如使用公共控制信道。注意，在该实施例中，前端和后端控制部分(40和50)可以包括明确的导频数据(用于数据辅助同步)。然而，还可以评估控制数据46以及数据部分35的信号属性以用于(非数据辅助)同步。为了清楚起见，以下描述涉及第一种情况，而不排除潜在地扩展评估的第二种情况。
前端信道估计器20被配置为基于前端评估信号45执行信道估计，以便减少由于使用极高频引起的失真。前端信道均衡器21被配置为基于前端信道估计器20的信道估计来均衡由于使用极高频引起的失真。此外，后端信道估计器22被配置为基于后端控制部分50执行信道估计，以便减少由于使用超高频引起的失真。后端信道均衡器23被配置为基于后端信道估计器22的信道估计来均衡由于使用超高频引起的失真。
收发器5可以另外包括两级频率偏移估计和补偿，例如用于计算和补偿多普勒频移。将在图4中详细讨论信道估计。实际的信号处理方案将在后面的部分中进行描述。
如图4所示，另外的实施例示出了收发器5，其包括多个接收级15、用于多个接收级15的公共后端信道估计器22以及用于多个接收级15的公共后端信道均衡器23，使得用户设备10的收发器5能够使用MIMO传输模式。公共后端信道估计器22被配置为基于多个后端控制部分50执行组合信道估计。此外，公共后端信道均衡器23被配置为基于组合信道估计的结果来执行组合信道均衡。另外，收发器5可以包括被配置为直接从基站70接收信号的直接接收级16。因此，公共后端信道估计器22被配置为基于多个后端控制部分50和直接从基站接收的信号来执行组合信道估计。
另一实施例示出了收发器5，其包括被配置为基于前端控制部分40执行前端频率估计的前端频率估计器17以及被配置为基于该估计来执行前端频率偏移补偿的前端频率补偿器18。可以使用前端频率估计器17来执行该估计。
另一实施例示出了收发器5，其包括被配置为基于后端控制部分50执行后端频率估计的后端频率估计器19以及被配置为基于该估计来执行后端频率偏移补偿的后端频率补偿器24。可以使用前端频率估计器24来执行该估计。
根据另外的实施例，收发器5可以包括发射级55和前端信道预估计器65。前端信道预估计器65被配置为基于前端评估信号45计算前端信道系数以执行信道预估计，以对由于使用极高频而将引起的失真进行预补偿。此外，收发器5可以包括后端信道预估计器66，其被配置为基于后端控制部分50计算后端信道系数以执行信道估计，以减少由于使用超高频而将引起的失真。
另一实施例示出了发射级55，其被配置为向SUDAC 30发送前端和/或后端信道特性和/或前端和/或后端信道相关参数和/或前端和/或后端信号处理相关参数，以便远程控制SUDAC 30中的信号处理。该实施例可适用于TDD(时分双工)移动通信网络，其中对于上行链路和下行链路使用相同的后端载波频率。换句话说，信道互易性对于该实施例可能是有益的。因此，信道预估计器65可以评估至少一个先前接收的前端和后端控制部分40、50，以用于出站信号预补偿。注意，在该实施例中利用了中继信道的互易性。出站信号60的这种预估计和预补偿例如由收发器5执行。
另一实施例描述了使用不同的载波频率和/或使用不同的代码结构和/或使用不同的时隙所发送的极高频信号的数据部分35和前端控制部分40。此外，使用不同的载波频率和/或使用不同的数据代码结构和/或使用不同的时隙来发送超高频信号的数据部分35和后端控制部分50。换句话说，要发送的极高频信号的数据部分35和前端控制部分40关于载波频率、代码结构和/或时隙彼此不同。此外，要发送的超高频信号的数据部分35和后端控制部分50关于载波频率、代码结构和/或时隙彼此不同。入站信号25还可以包括与前端控制部分40相比具有不同载波频率和/或与前端控制部分(40)相比在时间上移位的附加前端控制部分42。此外，前端控制部分40和附加前端控制部分42在时间上对齐并且具有不同的载波频率，以由于前端控制部分40和附加前端控制部分42的联合处理而提高进一步的后续前端评估信号45之间的插值鲁棒性或精度。根据该实施例，使用至少一个前端评估信号，而不同的信道条件或信号结构(后端或前端)可以使用多于一个的前端评估信号。将在另外的部分中对信号处理方案进行描述。通常，应当指出，可以使用时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)、码分多址(CDMA)、空分多址(SDMA)或任何其他合适的复用方法对前端通信进行复用。
其他实施例示出了收发器5包括信号处理器68，信号处理器68被配置为计算信号处理参数，以将信号处理参数发送给SUDAC 30。SUDAC 30可以使用信号处理参数来对例如入站信号25进行处理或编码，使得入站信号可以例如以减少的带宽或在更短的时间段内传输，即，入站信号可以在极高频上被压缩传输。为了解码压缩的入站信号，用户设备10可选地包括解码器69。解码器69涉及由压缩参数处理器68直接控制的UE侧解压缩/解码(对于下行链路)，而SUDAC侧解压缩/解码(对于上行链路)94(例如在图7中示出)由压缩参数处理器68远程控制。也被称为压缩器的编码器67涉及由压缩参数处理器68直接控制的UE侧压缩/编码(对于上行链路)，而SUDAC侧压缩/编码(对于下行链路)93由压缩参数处理器68远程控制。在图24a至图24e中描述实际压缩方案。
在另一实施例中，收发器5的接收级15和/或信道估计级20被配置为根据实际SNR(信噪比)和/或如多普勒变化率的实际信道特性来适配接收参数和信号处理参数。
根据另一实施例，前端控制部分40和附加前端控制部分42在时间上对齐并且具有不同的载波频率，以由于前端控制部分40、42的联合处理而提高进一步的后续前端评估信号45之间的插值鲁棒性和/或插值精度。上述收发器还可以包括频率分析器以利用作为接收级的时间/频率参考的周围材料的谐振频率。当使用基于时间的传输技术时，例如，时分多址算法(TDMA)，时间参考是有利的。良好的频率参考有利于支持频率偏移估计和补偿。
图4示出了用户设备10中的信号处理方案的示意性框图。该信号处理方案包括用于60G通信的两个处理路径1305a、1305b和用于s6G信道通信的一个通信路径1310。通信路径1310可以表示图1中以75b表示的直接s6G通信。基本上，处理路径1305a和1305b包括前端同步15(包括前端频率估计17和前端频率偏移补偿18，它们类似于SUDAC 30中的前端频率估计器96和前端频率补偿器97)，并且还包括前端信道估计20和均衡21，其中(主要地)补偿前端信道的影响，以便从60G通信数据获得s6G通信数据。在全部三个通信路径1305a、1305b、1310的s6G数据上，可以应用后端同步(包括后端频率估计19和后端频率偏移补偿24，它们类似于SUDAC 30中的后端频率估计器98和后端频率偏移补偿器99)和信道估计22。在路径1310处接收的信号不包含在60G信道处的传输，但用户设备10例如经由天线168直接从基站接收有效载荷数据。因此，仅需要应用后端同步16和后端信道估计22。全部三个信号处理路径1305a、1305b、1310的后端信道估计可以联合进行或以单独的方式进行。此外，使用来自60G输入和s6G天线的后端信道估计的用于MIMO(后端信道)均衡23的联合MIMO解码器将接收到的信号估计至分离。
图5示出了SUDAC 30关于下行链路信号处理的示意性概要图。SUDAC 30包括后端收发器85、前端收发器90和评估信号发生器95。后端收发器85被配置为使用超高频从至少一个基站70接收入站信号105。入站信号105可以包括数据部分35和后端控制部分50。评估信号发生器95被配置为产生包括前端评估信号45和控制信号46的前端控制部分40。此外，前端收发器90被配置为使用极高频来产生包括入站信号(105)的出站信号(110)和前端控制部分(40)，并且将出站信号(110)和前端控制部分(40)发送给用户设备(10)。
该实施例示出了SUDAC 30，其正从基站70接收并转发信号到用户设备10，而无需诸如信道估计等复杂的信号处理。除了包括滤波器适配的后端收发器85和前端收发器90中的基本时间和频率同步之外，信号处理部分受限于频率转换，并且在另外的实施例中受限于对接收信号的放大。此外，评估信号发生器95创建包括已知的前端评估信号45的前端控制部分(40)，例如，信标信号中的导频字段。信标信号可以例如使用单独的传输信道以连续方式连续地或离散地传输，或者信标信号包括在接收信号中，例如作为头部的一部分，使得用户设备10能够至少估计前端评估信号45并使其能够补偿检测到的失真。前端收发器90被配置为使用极高频来产生包括入站信号105的出站信号110和前端控制部分40，并将出站信号110和前端控制部分40发送给用户设备10。
图6示出了根据实施例的SUDAC 30的示意性概要图。该实施例可以被称为具有接收模式(下行链路)和后端补偿模式的SUDAC。SUDAC 30包括前端收发器90、后端收发器85和后端信道均衡器86。后端收发器85被配置为使用超高频从至少一个基站70接收入站信号105，并以中频输出入站信号105。可选地，入站信号105可以由后端频率估计器98和后端频率估计器99同步。入站信号105可以包括数据部分35和后端控制部分50。此外，后端收发器85可以例如通过去除或下转换载波频率而将入站信号105从超高频变换为中频，所述中频是更加处理友好的频率。后端信道均衡器86被配置为使用经由前端收发器90从用户设备10的后端信道估计器接收的配置信号46来减少由于使用超高频引起的入站信号的失真。配置信号46可以作为控制部分40的一部分而例如被前端收发器90接收。此外，前端收发器90被配置为使用极高频输出入站信号，以产生出站信号110并将出站信号110发送到用户设备10。附加地或替代地，前端收发器90被配置为从用户设备10接收配置信号46并且将该配置信号转发到后端信道均衡器86。前端收发器90以预失真的方式将出站信号110发送到用户设备10。因此，后端信道均衡器86可以由UE 10远程地配置，UE 10分析中继的后端信号。例如，UE 10估计后端MIMO信道，计算后端MIMO均衡矩阵，并通过信标信号(控制部分40)中的配置信号46将相关部分分配给相应的SUDAC。配置信号46可以包括从一组滤波器或其他信号处理参数中选择的滤波器系数或滤波器索引。
根据另外的实施例，SUDAC 30包括前端信道估计器91和前端信道预均衡器92。前端信道估计器91被配置为基于前端评估信号45执行信道估计。此外，前端信道预均衡器92被配置为基于前端信道估计器91的信道估计对入站信号105进行预均衡以减少由于在出站信号110的传输期间使用极高频而导致的失真。该实施例描述了具有扩展处理能力的SUDAC30，因为SUDAC 30执行对前端信道的信道预估计和预补偿。因此，用户设备10可以发送包括前端评估信号45的前端控制部分40。前端信道估计器91可以使用前端评估信号来计算例如滤波器系数或滤波器索引，所述滤波器系数或滤波器索引可以被应用于由前端信道预均衡器92对出站信号进行滤波。还可以对诸如信标的状态和控制信息之类的其他前端通信数据进行预补偿，以传输给用户设备10。因此，用户设备10中的信道均衡器92是不必要的，或者可以至少使用减少的处理能力。
另外的实施例示出了包括前端信道预均衡器92的SUDAC 30，前端信道预均衡器92被配置为基于从用户设备10的前端信道估计器20接收的配置信号46对入站信号105进行预均衡以减少由于在出站信号110的传输期间使用极高频而引起的失真。该实施例示出了前端信道预均衡器92由用户设备10远程配置的SUDAC 30。因此，用户设备10可以将前端控制部分40中的配置信号46发送到SUDAC 30。SUDAC 30提取包括例如滤波器系数或滤波器索引的配置信号46，所述滤波器系数或滤波器索引可以由前端信道预均衡器92应用以例如对出站信号进行滤波。还可以对诸如信标的状态和控制信息之类的其他前端通信数据进行预补偿，以传输给UE 10。此外，例如在入站信号105被预均衡之前，入站信号105可以由编码器93编码，或者替代地，可以使用编码器93对入站信号105进行编码，以例如压缩入站信号105，从而减少将通过出站信号110发送到用户设备10的数据。此外，编码器可以包括对入站信号的量化。
图7示出了根据实施例的SUDAC 30的示意性概要图。该实施例可以被称为具有发送模式(上行链路)和补偿模式的SUDAC。原则上，在相反的传输方向上使用图6的示意性概要图。SUDAC 30包括与图6所示的SUDAC相比相同/相似的处理块。因此，前端收发器90被配置为使用极高频从用户设备10接收入站信号150。可选地，可以通过对入站信号150应用前端频率估计器96和前端频率补偿器97来同步入站信号。入站信号150可以包括数据部分35、后端控制部分50以及包括前端评估信号45和配置信号46的前端控制部分40。前端信道均衡器92a可以由前端信道估计器91配置，或由用户设备10例如使用配置信号46远程地配置。因此，前端信道估计器91或用户设备10基于前端评估信号45或关于信标信号分析前端信号，以减少入站信号失真。如果入站信号150已被用户设备10编码，则解码器94可以在进一步处理之前解码入站信号150。前端收发器90还可以例如通过去除或下转换载波频率，将使用极高频从用户设备10获得的入站信号150变换为处理友好的频率。前端收发器90可以从入站信号中提取配置信号并将其馈送到后端信道预均衡器86以供应用。配置数据可以包括从一组滤波器或其他信号处理参数中选择的滤波器系数或滤波器索引。将均衡和预处理的入站信号转发到后端收发器85。此外，SUDAC 30可以应用(两级)频率偏移估计和补偿，例如以减少前端和/或后端通信中的多普勒频移。后端收发器85可以被配置为使用超高频将出站信号165发送到基站70。因此，后端收发器可以应用频率转换，例如从处理友好的频率到超高频到出站信号165。
所有上述实施例的共同之处在于，前端通信以及后端通信的失真被减少，或者至少在于，由于两级信道估计(也以分布式方式：在UE处的后端信道估计和在SUDAC处的前端信道估计)和对于下行链路在用户设备处的补偿而实现前端失真和后端失真的减少。
根据上述实施例，图7中描述的SUDAC 30可以包括根据图6所述的实施例的SUDAC，例如以创建具有发送和接收模式的SUDAC。该实施例描述了包括复杂信号处理的SUDAC 30。经由前端链路或后端链路接收到的信号可以被均衡，即，从由数据传输引起的失真减小，其中均衡可以例如由用户设备10远程控制。因此，在用户设备10(上行链路或下行链路)处或在SUDAC 30(上行链路)处执行信道估计。在完成频率转换之后，根据数据传输的方向，可以使用先前接收的后端控制部分或先前接收的前端控制部分对要发送的信号进行预补偿。预补偿意味着与省略预补偿(假设接收机只有很少/有限的补偿能力)相比，改善了接收机处的信号质量。
实施例示出了SUDAC 30的前端收发器90，其包括被配置为基于前端控制部分40执行前端频率估计的前端频率估计器和被配置为基于该估计执行前端频率偏移补偿的前端频率补偿器。附加地或替代地，SUDAC 30的后端收发器85包括被配置为基于后端控制部分50执行后端频率估计的后端频率估计器和被配置为基于该估计执行后端频率偏移补偿的后端频率补偿器。可以通过应用锁相环调节来执行频率转换，以控制从极高频到超高频和/或处理友好频率的频率转换。锁相环调节还可以控制从超高频到极高频和/或处理友好频率的频率转换。可以对(例如，由信标信号提供的)模拟信号执行锁相环调节，并因此减少SUDAC 30中的数字处理工作量。在处理速度和处理能力方面，这会是更有效的处理。因此，SUDAC 30可以包括压控振荡器(VCO)，以获得前端和/或后端频率偏移补偿，其中附加前端评估信号47是由压控振荡器用于执行逆频率调制的连续波信号。这可以补偿入站信号的频移，例如以应对快速时变的多普勒频移。根据另一实施例，前端和/或后端收发器85、90被配置为使其接收带宽适配实际入站信号的带宽。
另外的实施例示出了SUDAC 30的前端收发器90被配置为使用极高频从用户设备10接收入站信号150，其中入站信号150包括数据部分35和前端控制部分40，前端控制部分40包括前端评估信号45。此外，前端通信可以使用频分双工技术，并且其中后端通信可以使用时分双工技术。
根据另外的实施例，SUDAC 30包括被配置为使用从用户设备10接收的信号处理参数和/或压缩参数对入站信号105进行编码和/或压缩的编码器，或者其中SUDAC包括被配置为使用从用户设备10接收的解码参数和/或解压缩参数对出站信号进行解码和/或解压缩的解码器。在图24a至图24e中描述该实施例。
SUDAC可以向/从60G频带中的不同子带进行中继。此外，根据实施例，可以预见，SUDAC向用户设备用信号通知其(潜在地单独的)处理延迟。并且由于用户设备和SUDAC(例如，房间)的接近，传播延迟效应与s6G频带中出现的传播延迟相比是最小的。
一般来说，SUDAS由1至S个SUDAC组成，其中SUDAS可以被构建为两种不同的配置：放大和转发(AF)模式，没有对中继有效载荷信号的信号处理或具有对中继有效载荷信号的透明信号处理；或解码-转发和压缩-转发(DF/CF)模式，其包括SUDAC处的(数字)信号处理。在后一种情况下，上行链路将涉及解码和转发方案，即，对60G波形的错误保护码进行解码，而不对s6G波形的纠错码进行重新编码。并且下行链路意味着将所接收的s6G信号采样到数字域中，而不对s6G波形的纠错码进行解码以及通过错误保护码和/或通过60G波形的数据压缩方法对有效载荷数据样本进行编码。在SUDAS中，每个SUDAC具有至少一个中继路径，即，用于接收有效载荷信号(例如，数据部分35)，处理它(例如，带通滤波)，放大它，进行频率转换和再传输的物理装置。中继路径可以是单向(单工)或双向半双工模式。仅当使用两个中继路径时，全双工(即，同时上行链路和下行链路信号中继)才是可能的。
然而，在SUDAS概念中，由于使用第二60G频带，几乎没有限制。此外，在所提出的概念中，可以预见，用户设备被允许远程控制SUDAC，关于时序和载波频率偏移(CFO)对齐或使SUDAC与目标基站同步。
每个SUDAC可以具有0到N个下行链路中继路径和0到M个上行链路中继路径。0个上行链路和下行链路的组合没有意义，因此被排除。每SUDAC多于一个的中继路径将允许支持中继相同移动网络运营商的若干s6G频带(在非连续频带的情况下)或中继不同移动网络运营商。这适用于具有相对窄的中继带宽的中继路径。然而，支持宽带中继的中继路径可以覆盖相同或不同移动网络运营商的若干s6G频带。
根据实施例，SUDAC对(来自/去往MIMO系统的)信号进行频率转换，其中在单个频带中考虑所有处理。这不限于例如中继节点和终端节点的TDMA方法，但可以使用任何合适的复用方案。此外，处理不是很耗时，并且可以应用在60G频带中，这在快速时变传输信道的基础上是非常关键的方面。
根据实施例，SUDAC不打算进行MIMO信道估计和复杂的信号处理，为此可以使用目的地节点的信道估计结果。根据该实施例，MIMO处理的这个核心作用是没有预料到的，因为SUDAC只能进行MIMO信号的转发，而在基站和用户设备端进行MIMO信号处理(编码/解码)。与[14]中考虑的所谓的多用户MIMO(即，仅有一个天线的若干源节点和目的地节点)相反，SUDAC充当用户设备的外部天线，以对来自BS(具有多个天线)的MIMO信号进行解码，反之亦然。
根据另一实施例，SUDAC对入站信号和出站信号进行信道估计和信号处理。使用附加的评估信号对入站信号进行均衡，其中使用由接收机(例如，用户设备10或基站70)先前发送的评估信号对出站信号进行预补偿。
基站70还可以包括毫微微基站(femto base station)或与毫微微基站一致。即使除了s6G通信链路之外，毫微微基站设备还可以承载SUDAC，这也与该分组不矛盾。换句话说，与正常的基站相反，它可以承载s6G和60G通信。这种情况可以被认为是在安装了毫微微基站的该房间中用于SUDAS的另外SUDAC。
在分别描述了SUDAC 30和用户设备10之后，在图8中示出了包括用户设备10的收发器5和SUDAC 30的系统700。SUDAC 30和用户设备10的收发机5使用用户设备10的收发器5和SUDAC 30的前端收发器90的接收和发送级15和55来建立通信链路。此外，SUDAC 30和用户设备10的收发器5可以建立硬件和/或环境自适应时间同步，其中时间同步包括使用外部公共时间参考的同步，或收发器发送其当前时钟参考。在另一实施例中，系统700还包括基站70和/或其他SUDAC 30和/或其他用户设备10。附加地或替代地，基站70的公共时间参考可以由用户设备10的收发器5和/或SUDAC 30接收并且应用于它们的本地时间或时钟。为了降低SUDAC 30的处理能力，用户设备10可以从基站的后端控制信号中提取时间参考，并使用例如前端控制部分40中的配置信号46将公共时间参考转发到SUDAC 30。因此，可以获得基站70、SUDAC 30和用户设备10中的公共时间参考。在实施例中，系统700中的SUDAC 30被配置为同时中继为一个或多个用户设备10的收发器5的一个或多个接收和发送级15、55服务的两个或更多个通信链路。换句话说，SUDAC 30借助于一个中继路径同时服务于两个或更多个UE(上行链路和/或下行链路)，其中针对适当的资源分配和/或后端和/或前端传输的信号参数，通过UE和SUDAC之间和/或UE和基站之间的协商来实现该一个中继路径。收发器5可以在单个用户设备中或在多于一个的用户设备中包括一个或多个接收级15、55。将在以下部分中详细描述系统700，特别是通信链路。在此之前，将在图9至图11中描述收发器5和SUDAC 30中的信号处理方法。
图9示出了用于收发器中的信号处理的方法800的示意性框图。方法800包括：步骤805“利用接收级从SUDAC接收入站信号，其实现包括使用极高频的前端通信和使用超高频的后端通信在内的中继通信，其中入站信号包括数据部分、后端控制部分和前端控制部分，前端控制部分包括前端评估信号和配置信号”，步骤810“基于前端评估信号利用前端信道估计器执行信道估计”，步骤815“基于前端信道估计器的信道估计利用前端信道均衡器对由于使用极高频引起的失真进行均衡”，步骤820“基于后端控制部分利用后端信道估计器执行信道估计”，以及步骤825“基于后端信道估计器的信道估计利用后端信道均衡器对由于使用超高频引起的失真进行均衡”。在另一实施例中，可以通过“基于后端信道估计器的信道估计利用后端信道均衡器对由于使用超高频引起的失真进行均衡，其中包括在权利要求2和3的意义上的多个接收级的可能联合处理”来执行步骤825。
图10示出了用于SUDAC中的信号处理的方法900的示意性框图，该方法包括：步骤905“使用超高频利用后端收发器从基站接收入站信号”，步骤910“利用后端收发器以中频输出入站信号”，步骤915“利用评估信号发生器生成包括前端评估信号和控制信号的前端控制部分”，以及步骤920“利用前端收发器使用极高频产生包括入站信号和控制部分的出站信号，并将出站信号和前端评估信号发送给用户设备”。
图11示出了用于SUDAC中的信号处理的方法1000的示意性框图，该方法包括：步骤1005“使用超高频利用后端收发器从基站接收入站信号”，步骤1010“利用后端收发器以中频输出入站信号”，步骤1015“使用从用户设备的后端信道估计器接收的配置信号来利用后端信道均衡器减少由于使用超高频引起的失真的入站信号”，步骤1020“使用极高频利用前端收发器输出入站信号，以产生出站信号并将出站信号发送到用户设备”。
在下文中，图12a至图12c示出了上述实施例的MIMO表示的图。
图12a示出了基站70和用户设备10的示意图，它们均具有描述公共MIMO 3×3通信的三个天线(分别为167a-167c和168a-168c)。用户设备10可以执行3×3＝9个信道的联合信道估计。此外，用户设备10执行9个信道的联合均衡(MIMO解码)，这使得用户设备10能够区分和分离从基站70发送的信号S1、S2和S3。
图12b示出了在3×3通信模式下基站70、两个SUDAC 30a、30b和用户设备10的示意图。在该实施例中，两个SUDAC 30a和30b均包括一个天线，以经由后端通信链路接收MIMO信号。此外，SUDAC 30a和30b包括与用户设备10的前端60G通信。用户设备10还包括其自己的后端链路天线168c，以经由后端通信(在图1中称为75b)接收信号。在该实施例中，用户设备首先对60G链路执行前端信道估计和同步，并且然后执行后端信道的联合信道估计，以能够执行MIMO解码步骤以分离信号S1至S3。该实施例示出了具有足够(即，最小量的)接收天线的MIMO处理中继的情况。
图12c示出了基站70、包括两个接收天线168a、168b的SUDAC 30a、包括一个接收天线168c的SUDAC 30b和包括一个接收天线168d的用户设备10的示意图。该实施例示出了MIMO 3×4通信，与MIMO 3×3情况相比，其提供了在例如误码率方面的增强性能。这是因为向MIMO解码器提供了额外的自由度，通常表示为接收分集增益。换句话说，与三个接收天线相比，四个接收天线通常向MIMO解码器提供关于三个发送信号S1至S3的更多信息。
图12b和图12c所示的实施例都在用户设备10处仅包括一个天线，这对于小型用户设备是有利的，因为用于子6G信道的天线是相当大的。与s6G天线相反，用于60G通信的天线相对较小。因此，用户设备可以包括比s6G天线更多的60G天线，因此与没有SUDAC的环境中的用户设备相比，该用户设备可以建立更多的60G连接，这导致更好的性能。
上述实施例描述了SUDAS的硬件。在下文中，将描述硬件组件(例如，SUDAC、用户设备和基站)之间的改进通信方案的优点。如上所述，通过SUDAC从基站到用户设备(以及反之亦然)的中继通信使用两个不同的信道频率，例如s6G信道和60G信道。s6G效果和60G效果之间几乎没有交互点。这与传输信道的影响建模有关，也与设备组件自然生产容差的影响有关。
在下文中，将描述用于60G频带的传输信道模型。一个实施例认为用户设备是移动对象，或者用户设备的周围环境是时变的(例如，身体移动或金属反射器)，而SUDAC被假设为固定的。根据另外的实施例，可以考虑s6G域中基站与SUDAC(例如，固定的基站和移动的SUDAC)之间以及基站与用户设备之间的相对移动和环境关系。
60G信道的频率变化性
最近的基于测量的信道模型假设60G信道主要受到具有强视线(LOS)分量的平坦衰落(flat fading)的影响，这可以被建模为平坦赖斯衰落(flat Rice fading)。根据[2]，室内通信的公共延迟扩展值的顺序为στ＝10-20ns。这可以由[5]转变为相干带宽(其中信道的频率相关性在0.5以上)。
这指示对于信道可以被假定为准恒定的带宽的粗略测量。几百纳秒的最大超延迟可能会发生非常强的衰减，另一方面，用于在60G信道上进行数据传输的可定向或可操纵天线(在SUDAC和用户设备中)的应用将减少延迟扩展以及一般的最大超延迟。
因此，对于具有显著小于BC的信号带宽的传输系统，信道传输功能可以被建模为信号带宽上的单个复值常数。相反，具有显著大于BC的信号带宽的传输系统可以考虑频率变化性。在后一种情况下，可以估计60G信道的信道脉冲响应并将其用于均衡。因此，可以在接收机侧(例如，在下行链路的情况下在用户设备处)或发送侧(＝预编码/预补偿)(例如，在上行链路的情况下在用户设备处)进行均衡，其中可以利用OFDM信号波形的优点。注意，基站只能对s6G链路进行预编码，但不能对60G通信链路进行预编码。
60G频道的时变性
由于没有强大的多路径分量，频率上的衰落效应是微不足道的，但在移动用户设备的空间/位置上是显著的。此外，由于用户设备移动引起的多普勒效应将主要导致多普勒频移，而不是针对每个信号传输的多普勒扩展。
这在以下示例中说明：
(手持式)用户设备10的普通速度低于1m/s。假设载波频率为60GHz，根据[5]的最大多普勒频率和相干时间的结果如下
当用户快速转动手中的用户设备时，可能会发生vmax＝3m/s的最大/最坏情况速度。因此，我们有
注意，由于在金属表面的反射，导致所描述的LOS(视线)信道特性可能在工厂建筑物和汽车中不同，在传统的室内环境中不是这种情况。对于较大的中继有效载荷带宽，这种效应可能变得更加明显，但对于20MHz带宽及以下，可以假定频率平坦的衰落。
可以容易地处理恒定的多普勒偏移，因为快速移动的用户设备(以车速)经历在s6G链路中已经在到基站的直接链路上的这种多普勒频移。因此，普通的用户设备已经能够估计和补偿这种恒定的移位。
然而，由于用户设备移动方向的突然变化，与s6G域相比，毫米波段中所考虑的多普勒频移随着时间可以更快地改变。例如，如果其用户开始行走的用户设备在Δt＝1秒的持续时间内从v1＝0m/s加速到v2＝1m/s，则多普勒频移的平均变化如下
在具有例如fc＝3GHz的s6G频带中的相同加速度将意味着10Hz/s的改变。
这意味着与s6G频带相比，存在更强大的时变多普勒频移fD(t)。因此，信道相位(和振幅)随着时间以及多普勒频移的变化率或梯度而迅速变化。
因此，用户设备将不能通过利用基于s6G信道特性所指定的中继有效载荷信号内提供的参考数据来补偿60G处的这些快速相位变化。注意，所设想的高数据速率传输对任何类型的干扰和失真都非常敏感。因此，准确的信道估计和同步对于60G通信系统是有利的。
载波和时钟频率偏移考虑
用于60G参考时钟生成的本地振荡器(LO)是关于同步的最关键元件之一。所有SUDAC以及用户设备都包括这些时钟发生器。它们可以具有廉价的本地振荡器，其具有例如相对于标称频率为50ppm的不准确度。这导致在采样频率和载波频率方面的最差情况偏移±50·10-6·60GHz＝±3MHz。这已经是相同顺序的中继信号带宽中的偏移，如果没有被补偿，则将导致强烈的失真。不幸的是，s6G同步是不够的，因为它被设计用于小得多的偏移。因此，可以在用户设备中和SUDAC中实现在60G处同步的新概念。
60G处的示例性传输
在详细解释新颖的传输和同步概念之前，以可以定义所有出现的频率偏移的方式介绍SUDAS。在该示例中，我们首先考虑具有S＝3个SUDAC的前端下行链路，即，从SUDAC到用户设备的传输。
具有单信标信号的下行链路
图13a示出了与频率f相对可视化的三个SUDAC的示意性发射谱170a-170c。根据实施例，每个SUDAC发送信号块，该信号块包括信标信号175a-175c(垂直箭头)和中继带宽BRelay185a-185c(虚线矩形)内的中继有效载荷信号180a-180c。在信标信号175a-175c和中继带185a-185c之间，存在保护带宽BG190a-190c。注意，在s6G频带中与目标有效载荷信号180a-180c在频率上相邻的s6G信号195a-195c的部分还可以由中继器转发。这是对使用SUDAS的UE不适用的信号。
此外，图13a示出了不同的频率偏移和距离，如下所示：
在每个信标信号175a-175c和中继信号带宽BRelay185a-185c之间存在保护带宽BG190a-190c。由于例如后端多普勒频移fB1-fB3而导致中继信号180a-180c不一定位于中继带宽185a-185c的中心，所以可以做出BG1≈BG2≈BG3的假设但不是必需的。因此，信标信号175a-175c和中继有效载荷信号180a-180c之间有可能没有共同的频率距离。
前端多普勒频移，由于UE相对于SUDAC的移动：fD1，fD2，和fD3。虚线的大括号指示该移位适用于整个信号块。
后端多普勒频移fB，其可能还包括来自s6G无线电信道传播的一些多普勒扩展。例如，考虑搭载SUDAC的汽车或公共交通工具的车辆，它们可能在车辆外部具有一些可定向后端天线，因此将发生有效载荷信号在中继带宽内的不同移位fB1、fB2和fB3。BS和SUDAC关于彼此的静态位置导致fB1＝fB2＝fB3＝0Hz。
由于所提到的SUDAC的本地振荡器相对于用户设备的本地振荡器的不准确性，导致频率偏移Δflo。由于SUDAC尚未同步，因此可以考虑Δflo1≠Δflo2≠Δflo2≠0，其中发生如上分析的±3MHz范围内的最坏情况值。通常在设备上电时发生这些偏移。因此，可以在采集的初始阶段考虑该偏移，其中首先消除较大的频率偏移(使用如下所示的前端协议)，然后开始中继有效载荷信号。
实际的频移导致：
[信标1+中继信号1]＝信号块1170a
→实际频移fD1+Δflo1
[信标2+中继信号2]＝信号块2170b
→实际频移fD2+Δflo2
[信标3+中继信号3]＝信号块3170c
→实际频移fD3+Δflo3，其在图13a所示的示例中为负
在该实施例中，假设每个SUDAC具有一个下行链路中继路径。然而，每个SUDAC通常可以具有N个中继路径。如果N＝2，则例如，信号块1170a和信号块2170b可以由相同SUDAC发送到一个用户设备。然后，由于潜在的不同天线方向性和SUDAC设备上的位置，Δflo1＝Δflo2和fD1≈fD2将导致多普勒频移仅大致相等。
上行链路考虑事项
根据图13a说明上行链路情况，即，从用户设备到三个SUDAC的传输。13a。再次，在用户设备的本地振荡器和SUDAC振荡器之间存在相对偏移Δflo1≠Δflo2≠Δflo2≠0。由于相反的传输方向而导致没有后端多普勒频移fB1-fB3，但是由于用户设备相对于SUDAC的移动(、fD2和fD3)而引起的前端多普勒频移仍然不同，并且可以在SUDAS内被补偿，因为基站将不能够对其进行补偿。
因此，可以应用同步机制，使得用户设备、SUDAC和基站能够从一个设备到另一个设备可靠地发送和接收数据。
同步概念
同步的概念旨在针对SUDAS类型的“放大转发”(AF)，其中出现的挑战是同步和均衡中继信号，其不是针对60G传输设计的。然而，对于SUDAS类型的“压缩转发”(CF)，将存在特定波形，该波形将适合于60G传输，以便正确地并且独立于嵌入式中继有效载荷数据进行同步。这里，“适合于60G传输”是指用于在60G处同步的CF波形的适当导频数据结构。然而，在AF的情况下，中继有效载荷数据被直接或透明地转发，并且可以根据下面描述的概念分别添加“适当的导频数据结构”。以下部分总体上涉及传输系统。
移动网络双工类型
一般来说，可以区分两种移动网络双工类型，这些类型在中继情况下导致不同的方面：
频分双工(FDD)系统：上行链路和下行链路有效载荷传输发生在不同的载波频率处，因此可以被同时使用，并且不需要时间同步。对于这种情况，下面讨论的方法可以直接使用。然后SUDAC实现单向中继路径，例如，一个下行链路中继路径和一个上行链路中继路径，它们彼此独立地工作。
时分双工(TDD)系统：上行链路和下行链路有效载荷传输发生在相同的载波频率处但发生在不同的时隙处。对于这种情况，SUDAS还可以同步到双工切换周期。实现的SUDAC的每个中继路径还可以根据双工切换周期来支持双向传输。
示例性信标信号方案
信标信号用于在SUDAS的60G处的通信、配置和同步，也称为状态/控制信道。根据实际实施例，信标信号可以是例如单载波信号、如OFDM的多载波信号或扩频信号，参见[4]和[5]。以下列出了用于创建合适的信标信号方案的一般方面。
由于60G频带没有信道色散，所以单载波信号由于其信号处理简单而会是很好的选择。
由于可以设想通过SUDAC和UE之间的信标信号的双向通信，因此可以在TDD和FDD方法之间进行选择。在任何情况下，在信标信号内应该存在足够密集的导频字段结构，以确保以下两个目标：成功的信道估计和同步，用于稳健的信标信号通信以及中继带宽上快速变化的前端信道的均衡。
通常，信标信号可以被指定为连续或不连续/突发传输，其中后者对于TDD方法将是有利的。在信号的有效中继期间，用于同步接收机(用户设备的接收级)的最方便的方式是在信标信号内具有连续且规则的导频数据结构。在这方面，信标数据字段是否完全填充导频字段之间的空间，或者是否由SUDAC或由用户设备(在TDD的情况下)传输数据字段并不重要。因此，有利的是指定信标载波的导频字段占空比，即，导频字段和非导频字段之间的共享比。
由于快速时变的信道，对于信标信号有利的是具有足够高的符号率以在密集时间网格中传输导频数据。因此，信标信号内的导频字段可以足够密集，以允许在信标数据字段上进行插值。根据信噪比(SNR)，还存在有助于确保估计精度的特定导频字段长度。在下文中，假设导频字段占空比和字段长度被正确地设计用于60G信道(＝“适当的导频数据结构”)。
更具体地说，在图13a至图17中描述信标信号方案的可能实施例，其中图13a至图15示出了使用不同信标方案的示例性发射频谱，图16至图17示出了信标方案的示例性结构。用于信标信号的参考符号175、200、205、210和215表示前端控制部分40和/或附加前端控制部分42。导频数据字段的参考符号220表示前端控制部分45，数据字段的参考符号225表示配置信号46。
在图13a中，示出了已经被引入和可视化的单信标信号块。
图13b示出了由三个SUDAC在60G频带中的非同步双信标传输的示例性发射频谱170a-170c。使用双信标信号块，一个信标信号被布置在中继带宽以下，另一个信标信号被布置在中继带宽以上。因此，第二信标信号200a-200c被添加到图13a的发射频谱。如图13b所示，与在中继带宽以下的信标信号175a-175c的保护带宽相比，第二信标信号200a-200c可以具有在中继带宽185a-185c以上的相同保护带宽BG1-BG3°在另一实施例中，中继有效载荷信号180a-180c与信标信号175a-175c或信标信号200a-200c之间的保护带宽也可以不同。
图14示出了由一个SUDAC在60G频带中的多信标信号块的示例性发射频谱170。多信标信号块的特征在于，中继带宽185以下的多于一个的信标信号和/或以上的多于一个的信标信号。在图14所示的实施例中，在中继带宽185以下存在第一和第二信标175、205以及在中继带宽185以上存在第一和第二信标200、210，从而具有两个保护带宽BGB和BG1。多信标信号可以以不同的方式实现和实施。如果应用如OFDM的多载波传输方法，则可以存在用于信标数据和导频数据的子载波单独资源分配。根据另外的实施例，可以将若干单载波信标信号放置在不同的频率处以完成如图15所示的相同的空闲资源分配。然而，还可以通过发送原始数字信标信号的频谱重复来完成频率上的单载波信标信号的简单重复。
此外，可以应用在t-f-c-s资源上具有不同/自适应信号结构的(多)信标信号块(如图14所示)。即，导频密度可以随时间适配(导频字段长度或密度)以占据更快或更慢变化的信道。因此，信道估计设备(例如，UE)将向导频字段发射设备(例如，SUDAC)发送反馈。与以下方法相反，多信标信号块的优点是可以容易地从信号块完全消除信标，使得不对中继的有效载荷保持干扰。
图15示出了由一个SUDAC在60G频带中的叠加信标信号块的示例性发射频谱170。在此，利用中继带宽内的频谱间隙来放置叠加信标215。叠加信标信号块对应于多信标信号块，但也引入中继带宽185内的信标信号215。因此，后一个信标信号将与中继信号叠加。稳健的信标信号波形有利于在这种干扰场景中实现检测和信道估计。叠加信标信号具有三大优点/特点：
a)由于叠加信标信号的位置和内容对于UE是已知的，所以可以从有效载荷信号中消除它们。这种传输方案可与一种CDMA传输有关。
b)像a)一样，但是利用中继带宽内的中继信号的频谱中的一些间隙。最有可能的是，UE知道或检测到间隙并向SUDAC发送该信息。因此，由于有效载荷信号不在这些频率处，所以避免了在可能的不完整信标信号消除之后的剩余干扰。该实施例在图15中可视化。该方案适用于FDMA方法。在SUDAC被UE及时通知有效载荷信号资源分配的情况下，还可以对叠加信标应用TDMA方案。
c)用户设备可以向基站发信号，以不将有效载荷数据分配给特定的频率资源，其中叠加的信标信号应该位于频率上。因此，由于这种频谱间隙，也不会以减少有效载荷数据的有用s6G带宽为代价而发生扭曲叠加。然而，基站可以用其他用户设备的有效载荷数据填充该频谱间隙，而不是由SUDAC转发。
格子信标信号块
在中继一组后端载波的特殊情况下，SUDAC可以将不同后端载波的信号频谱在频率上移位(与上转换相加/组合)，以产生用于传输信标信号的合适的间隙。如果基站聚合一个用户设备或特定用户设备组的一组子带，则可以使用该模式，这是实现高数据速率的潜在方法。如果特定用户设备组的数据在这些子带上扩展，则与每个用户设备仅聚合一个子带相比，可以实现复用增益。图27中可以看到一个例子，其中子带/载波1至31605-1615分别移位，并且子带/载波4+51620、1625整体移位。注意，两个信标之间将存在允许正确信道估计的最大距离，这就是为什么子带的移位和“叠加”信标可能是有利的。中继信号的总带宽Brelay，total等于后端中继信号的带宽之和Brelay，a+Brelay，b+Brelay，c+Brelay,d。
考虑到信标信号结构，下面讨论双信标信号块的两个示例。
图16示出了TDD模式中用于控制和配置数据的字段和示例性高级信标信号结构指示导频字段。假设具有线性调制的单载波信号，在图16中示出了第一潜在高电平信号结构，其中导频数据字段220以常规方式插入，由SUDAC发送并且具有Tpilot的持续时间。在导频字段之间，存在用于配置和控制数据的数据字段225。在信标信号1175的该实施例中，SUDAC首先发送，然后是用户设备1，最后是用户设备2，而最后数据字段为空，作为备用。上述适当的信标信号设计将确保Tpilot+Tdata(明显)小于TC。在该示例中，信标信号2200(例如放置在频谱的右侧)具有相同但偏移的结构。这种交错方案也可以扩展到两个以上的信标信号，具有以下优点：
·与相同类型的单个信标信号相比，时间方向结果中的多普勒频率估计(每个导频字段至少一个)的更密集的网格。这导致更好地跟踪多普勒频率变化。
·该结构使得能够在中继带宽上从交错的导频字段进行更精确的信道插值，如另一部分所述。
由于图16所示的该信号结构允许在TDD模式下用户设备和SUDAC的传输，因此由于下面所示的同步概念，该结构可以用于上行链路和下行链路中继。
图17示出了示例性高级信标信号结构指示导频字段和FDD模式中用于控制和配置数据的字段。根据该实施例，信标信号175、200都具有与图16所示相同的导频结构。这里，信标信号1175仅用于发送SUDAC配置数据，信标信号2200仅用于用户设备控制数据。因此，这种混合的TDMA/FDMA方案允许在FDD模式中(考虑SUDAC)UE和SUDAC的状态和控制数据传输。
与用户设备发送导频字段相比，由SUDAC发送导频字段具有几个优点。
·需要应用一种方案来对齐UE1、UE2和其他导频字段的传输，其中新引入的设备的处理不是有利的。由于不同的传输信道，需要夸大数量的备用数据字段来承载UE的所有潜在导频字段。然而，由SUDAC发送的导频字段可以用于多于一个的传输链路。
·SUDAC不需要花费努力进行信道估计和均衡，这是由用户设备完成的。
·由于每个用户设备可以评估具有与用户设备的视线连接的每个SUDAC的信标信号，在中继带宽上具有良好的信道估计精度。
·通常连接到(任何一种)电源的SUDAC都不会导致导频字段的永久传输，但电池驱动的UE可能会遭受永久传输的负担。
通常，根据预定义的生成方案，导频符号序列可以在不同导频字段内相同或不同。
原理与需求
SUDAC基本功能/工作原理：
·在60G域中通过SUDAC和UE之间的信标信号(Rx和Tx数字处理)进行信令通信。
·通过一个或多个模拟RF链中继有效载荷信号，包括放大、载波频率转换和滤波。每个中继信号使用一个中继路径。每个中继信号可以使用至少一个信标信号处理器。
对系统的用户需求：
·典型情况：与UE一起走动，与UE一起转动。信道估计的高精度有利于不降低系统吞吐量。
·非典型情况：扔在地板上的UE，快速的UE摇晃。信道估计可能会失败，并且同步可能会丢失，而这种用例仍然存在。在这些事件结束后提供快速恢复。
接收机中的通用同步流程：
1.采集粗略同步以减少偏移(例如，载波频率偏移)，使得跟踪阶段的算法可以处理它：
·接通设备后的冷采集
·启动设备内部复位后的热采集，例如通过按下复位按钮
2.跟踪精细同步和信道估计
通过这个阶段的更精确的算法进一步减少偏移在这种模式下，完成数据解调。
频率同步
如前所述，导致采样和载波频率偏移的本地时钟偏移是一个严重的问题，因为最差情况偏移已经高于潜在的信标信号带宽。在应用信道估计之前，共同执行频率同步。尽管只能测量总和Δflo+fD，但可以利用它发生|Δflo|＞＞|fD|，并且与Δflo相比，多普勒频移fD随着时间的推移变化更快。
1.在采集期间，对平均和潜在的较大载波频率偏移进行估计和补偿，这主要涉及本地振荡器的频率偏移Δflo。
2.在跟踪期间，假设1.中估计的较大偏移已被补偿。有三项任务要执行：
·可以估计、跟踪和补偿快速变化的前端多普勒频率。
·第二个任务是跟踪本地振荡器随时间变化的频率，这通常是相当缓慢的过程。
·可以估计和补偿后端多普勒频率。
本地振荡器频率偏移的初步估计
载波频率偏移问题的主要部分与60G处的本地振荡器的频率偏移Δflo相关，其在通信设备之间是相对的，例如，在SUDAC和/或用户设备之间。以下将不同的策略作为潜在的补救措施进行讨论：
1.通过60G会聚信道的SUDAS自同步。SUDAC可以通过在频率范围上进行扫描来通过它们在会聚信道中发送的信标信号来彼此检测。一旦发现对方，SUDAC就可以通过信标信号通信来协商公共时钟参考。然后用户设备将自身同步到从SUDAC发送的信标信号，或者参与协商过程。
为了防止所谓的隐藏节点问题，其中由于强信号衰减或甚至阻塞而无法检测到一些SUDAC，如果存在的话，则用户设备可以连接到丢失的SUDAC并且可以转发协商命令。UE甚至可以看到来自该集群的一个SUDAC和来自另一个集群的一个SUDAC，这将允许同步这些集群。这样可以防止SUDAC丢失时钟协商。当例如通过汽车内的设备的位置规划而确定所有SUDAC可以互相检测时，该方案可以正常并且自主地工作。此外，该实施例不需要s6G通信，其中如果在移动环境中，fB1≠fB2≠fB3也适用于基站参考信号，则s6G通信会导致进一步的问题。
2.通过第三方通信网络的SUDAS自同步，例如在所有SUDAC都安装在墙上插座上的情况下的电力线通信。然后，UE将自已同步到从SUDAC发送的信标信号。该方案可以像方法1一样自主地工作，但忽略了隐藏节点问题，因为所有SUDAC都连接到第三方通信网络，以参与公共时钟参考的协商。因此，可以在每个SUDAC中应用通信设备/组件。
3.SUDAS对齐到外部/单独的参考时钟设备。SUDAC连接到外部参考时钟设备。人们甚至可以想到使用例如氧的共振频率的设备。这些谱线非常尖锐，可用于本地振荡器的同步。然后用户设备将自身同步到从SUDAC发送的信标信号。
这个策略是指没有任何额外的控制机制或协商努力的常见参考，这对于实验室实验和如汽车中的小型SUDAS而言可能是实用的，其中例如可以使用DC(直流)电源的射频(RF)调制。这减少了安装或建立单独的电线或无线电链路以分发时钟信号的努力，因为可以重复使用现有的电线。可以通过使用利用周围材料(例如像氧一样的气体)的共振频率/频谱线的设备来实现共同参考。
4.SUDAS对齐到作为参考的用户设备。
a)由于UE可以经由信标信号检测来扫描在其传输范围内的新SUDAC以及跟踪实际连接的质量，所以UE可以相对于其自己的本地时钟控制SUDAC的时钟偏移。
如果SUDAC拥有多个中继路径，则每个路径可以具有其自己的时钟生成/对准，因为每个路径可与不同的UE相关。如果所有用户设备与其基站正确同步，并且基站同步，则可能不会出现对准到不同时钟的难度。用户设备也可以花费一些努力来控制所有SUDAC，并且在SUDAC加入的情况下提供快速更新。因此，只有在UE范围内的SUDAC才能被激活并进行同步。
b)可以在SUDAC处基于UE在会聚信道中发送的“唤醒信标信号”来执行自动时钟频率同步方案。即，SUDAC将其自身同步到UE信标信号。这可以是多步骤过程：初始同步到唤醒信号，随后进行握手，其中偏移被进一步减少，最后使用用户设备信标保持同步。SUDAC可以主动扫描“唤醒信标信号”，并执行适应/控制其本地时钟的处理。无论如何也可以进行扫描，此外，采集算法可能能够以非常高的频率偏移检测唤醒信号，然后估计该偏移。再次，如果SUDAC拥有几个中继路径，则每个路径可以具有其自己的时钟生成/对准，因为每个路径可与不同的UE相关。因此，用户设备可不管理和控制不同SUDAC的所有时钟偏移。此外，不需要传输额外的控制信号。
5.SUDAS对准到作为参考的基站。基站在s6G域中发送参考信号(如非MIMO(多输入多输出)模式中的公共控制信道以及嵌入有效载荷信号中的导频数据)，以实现用户设备的同步。有能力的SUDAC也可以接收这些信号并利用它们进行同步。作为替代，可以从专用于SUDAC的基站或其他设备发送特殊参考信号以进行同步。
因此，SUDAC可以能够处理s6G信号以接收时钟参考。在该实施例中，所有60G设备(包括用户设备)具有相同的参考。由于BS信号总是存在，所以SUDAC可以在特定周期中更新其偏移补偿。因此，它在任何时候被同步，并且可以在被UE激活时直接开始中继。这在BS和SUDAC的(准)固定/固定环境中会是特别有意义的。
6.组合方法：
·方法之间的切换：例如，如果外部时钟源连接到SUDAC，则切换到方法3。否则，将使用方法5。
·方法的同时使用：例如，方法5用作粗略同步的基线，因为存在非零后端多普勒频移fB的不确定性。通过方法4.b)执行精细载波频率同步。
此外，将列出根据实施例的载波频率同步的步骤。
1.扫描频率，其中通常应用(信标信号的)功率检测。这导致粗略载波频率同步。此后，可以收集所有找到的信标信号频率。
2.精细载波频率同步和控制
附加地或替代地，可以应用用于从参考数据或盲目地通过功率检测或利用信号相关性来计算频率偏移的估计的方法。
前端载波频率偏移
图18示出了图16的图像，另外，示出了从来自一个SUDAC的两个示例性信标信号175、200导出的前端多普勒频移fD(t1)-fD(t5)和复信道系数h的估计。
可以根据每个导频字段(或导频字段的子块)估计前端载波频率偏移(CFO)，前端载波频率偏移(CFO)可以插入在导频字段(或子块)之间，并且由于随时间的快速变化而被立即补偿。虽然图18仅表示一个信号块，但这可以由于不同的(多普勒)偏移而分别对每个信号块进行。
用于该估计的算法加上来自不同信标信号的估计值的潜在平均值被应用，并且随着时间和频率的剩余相位变化(由于一定的估计方差)将通过信道估计来解决。这在图18中可视化，其中在不同的时刻显示估计的前端多普勒频率fD以及在不同的时间和频率时刻显示(单个系数)信道估计h。
由于前端CFO对于来自相同源的所有信标信号是相同的，特别是时间交错的导频字段结构能够实现实际前端CFO的非常平滑的插值和补偿。
后端载波频率偏移
在补偿前端CFO之后，可以补偿由于多普勒偏移fB造成的后端CFO。根据实施例，对该偏移的补偿将不由SUDAC(特别是在由于估计的可行性问题而引起的模拟放大和转发类型的情况下)完成而是由已经实现这种功能的UE完成。
载波频率偏移估计的问题
·初始采集的新方法如前几部分所示。
·估计和补偿的两步法有助于跟踪：首先，基于信标信号导频字段估计前端CFO，并补偿信标信号和中继有效载荷信号。其次，基于有效载荷信号的参考数据对后端CFO进行估计和补偿。
·用户设备可以在上行链路信号块内发送信标信号，可以在SUDAC处用于频率偏移补偿。在一个实施例中，特殊信标信号驱动快速锁相环(PLL)调整，以控制混频器进行从60G到s6G的下转换。更具体地，多信标信号块的信标信号之一可以是连续波信号，其可以在SUDAC内作为模拟输入直接转发到VCO以完成用于快速频率偏移补偿的逆频调制。该方法可以补偿相位/频率变化信号。在SUDAS型压缩转发的情况下，该相位补偿可以在SUDAC的数字域中完成。
下行链路信道估计部分：基站-SUDAS-用户设备
信道估计有利于对信标信号和中继有效载荷信号进行均衡。
UE侧信道估计
在UE的传统处理步骤如带通滤波、下转换、低通滤波和同步之后，执行信道估计。可以分别考虑来自不同SUDAC的信号，因为每个链路应用不同的传输信道。信道估计方法和精度取决于如下提供的SUDAC的信标信号：
·单信标信号块：信道估计仅能在单信标频率下进行。由于没有关于中继频带上的信道的可变性的信息/估计，假定单个复数值(或脉冲响应)在整个频带上被补偿是恒定的。这是低复杂度的，因为每个中继信号仅应用60G处的一个信标收发器。
·双信标信号块：信道估计可以通过中继带宽上的插值来完成，其中利用来自较低和较高信标信号的复信道估计。因此，可以通过均衡来估计和补偿频率上的适度信道可变性。因此，可以实现比单信标信号块的情况更好的估计精度。该方案具有中等复杂度，因为针对用于上行链路的每个中继信号和用于下行链路的相应量的发射机应用60G处的两个同步信标接收机(或接收路径)，二者潜在地并行运行。因此，遵循信道在频率上的时变变化，其中仍然预期由于仅频率上的线性插值可能不覆盖真实信道行为的事实而导致很小的劣化。
·多信标信号块(具有相同、不同或自适应的信号结构)：频率上的若干复数值之间的复杂插值，通过例如适配高阶多项式进行补偿。在多信标信号块的可用信道估计比需要更多的情况下，例如在超定系统中，也可以对高阶多项式计算最小二乘(LS)解。该方案对于SUDAC和UE来说是从中到高的复杂度，因为应用了若干同步的60G信标发射机/接收机。根据另一个实施例，该方案具有中等复杂度，如果可以使用来自数模转换的相同信标信号的频谱重复来在多信标信号(在所有信标子载波处的相同信号)上生成或者如果两个多载波信标信号由两个发送路径发送。
·叠加信标信号块：
当图15中描述的应用方法涉及方法b)或c)时，使用叠加信标信号块的信道估计具有中等复杂度，因为这可能导致与多信标信号块的情况相同的复杂度水平。可以实现最准确的信道估计，由于以下两个原因：首先，中继带宽上的插值距离在这里仅降低到该带宽的一小部分，这提高了关于上面其他方法的信道估计精度。第二，信标信号不会被作为干扰的有效载荷信号干扰。
根据针对图15描述的与方法a)相关的实施例，信道估计可具有较高的干扰消除计算工作量。
此外，图16和图17所示的信标信号的移位导频结构的优点在于，更多增强的二维插值方案(即，在时间和频率上的同时估计)将获得超过两倍的一维插值方案(即，在时间和频率上的单独估计)。如果例如信标信号1和2将在时间上相同地对齐，则二维插值方案可以执行得仅与从OFDM系统中的信道估计已知的两次一维插值方案一样好。
除了其他同步和处理步骤之外，根据实施例，UE可以做两个步骤用于信道估计和均衡：
1.基于信标信号的信道估计和补偿，由于以下两个原因：
·对目标信号块的信标信号的配置数据字段的解调。
·对在60G域中的信标信号频率处有效的快速时变复信道系数的估计。
首先，在每个接收到的导频字段上进行信道估计，其中应用的方法取决于信标信号的所选波形、目标信道脉冲响应长度和精度水平。
其次，完成在信标数据字段上的时间方向上和在中继带宽上的频率方向上的信道估计的插值。应用信标数据字段处的信道估计，以成功地均衡和解调携带的配置和控制数据。从时间和频率上的插值进行的信道估计可用于均衡中继带宽的有效载荷信号。为此，插值可以使信道估计适应于与中继有效载荷信号直接相关的采样率。更一般地，插值将信道估计从信标信号导频字段适配/关联到中继有效载荷信号的(不同的)t-f-c-s的资源网格。
该模块化方法并行应用于所有中继信道，即，多个估计、插值和补偿/均衡实例。
图19示出了来自两个信标信号的导频字段的示例性联合处理，其中导频字段结构在信标信号1和2中对准。这里，当将信标信号(例如，在不同频率处)解释为具有频率不均匀功率分布的单个信号时，替代地可以执行用于信道估计(和CFO估计)的导频字段的联合处理。在该实施例中，与来自每信标信道估计的信道估计的符号率相关分辨率的标准情况相比，可以增强估计的信道脉冲响应的时间分辨率，即关于信道路径延迟的分辨率。然而，时间方向上的插值仍然可以应用。更为实用的是，这种方法具有非交错但对齐的导频字段结构。特别地，这包括导频字段的不断同步传输，其中一个信标信号被移位了符号持续时间的一半(＝T/2)。来自不同信标信号175、200的信标信号导频字段220的这种联合处理改进了信道估计和CFO估计。如果信标信号数据字段内的配置和控制数据也被对齐，则配置和控制数据字段225的联合检测将提高鲁棒性和/或精度。
如果具有多于一个下行链路中继路径的SUDAC将其有效载荷数据发送到UE，则信号块应位于尽可能靠近的频率中。这是因为更加增强的信道估计方案可以将这些信标信号集(来自不同信号块，但是相同的SUDAC，因此是非常相似的信道)视为多信标方案，并且进一步增强与每个信号块处理相反的信道估计精度。
在如图27所示的具有子带移位的叠加导频的特殊情况下，UE可以使用用于联合处理的所有信标信号进行宽带处理。作为替代，UE可以通过利用相邻信标对每个中继带宽进行单独的并行处理。
2.基于中继信号导频字段的信道估计和补偿在第1阶段中的快速变化信道的补偿以及对有效载荷信号的进一步的同步步骤之后被应用，例如，后端信道多普勒频移fB的估计和补偿。由于中继有效载荷信号包括足以均衡移动无线电系统中经历的后端信道的导频，所以可以应用通常的方法，这些方法是系统特定的，但是通常已经建立(例如，对于GSM、UMTS、LTE等)。
在下文中，考虑关于具有线性调制的单载波信标信号的上述引入示例的第一信道估计和均衡步骤的两个实施例。
使用每导频字段一个复信道系数的实施例
对于具有线性调制的单载波信标信号的上述引入示例，与原始导频序列的相关将在相关最大值处产生单个复信道估计。如果信道显示可忽略的延迟扩展，则这表示准确的估计。
在对导频字段进行评估之后(即，对于特定的t-f-c-s资源元素有效的信道估计)，可以执行插值任务。存在各种各样的方法。一些示例是：
·t-f-c-s资源网格上的线性插值方法。对于该类最简单的方法是在t-f-c-s资源网格上应用恒定的信道估计。低复杂度也是应用线性滤波器的平均或适应。
·在多个信标信号的情况下，可以使用最小二乘(LS)方法来适应用于插值的更高阶多项式系数，其在具有比多项式系数更多的并入估计的超定系统中是有价值的。
·存在用于使用最新的信道估计来连续适配/更新所假定信道模型的参数的信道跟踪方法。从模型可以推断插值或者甚至预示/预测结果。精度主要取决于对于现实的模型不匹配。
在插值任务之后，信道估计的一个可能的表示是频域信道传递函数。它可以用于频域均衡，其系数是从信道传递函数导出的。
具有不可忽略的延迟扩展的信道脉冲响应的实施例
如果真实的信道表现出不可忽略的延迟扩展，则其信道脉冲响应由视距(LOS)信号和若干延迟抽头组成。估计可以例如由对每个导频字段应用向量矩阵乘法的最大似然估计器完成。
对于每个导频字段具有信道脉冲响应估计，可以应用t-f-c-s资源网格上的插值。通常，实施例1的方法可以用于信道脉冲响应的每个单独的复数值上。
之后，可以再次使用上述计算总体信道传递函数的方法，并将其用于频域中的均衡。备选地，可以将频带划分成子带，并且在每个子带中呈现平坦的衰落。然后，可以基于假设对每个子带是恒定的插值结果来执行子带单独均衡。
不同的方法可涉及将均衡分解成相位补偿部分(参见实施例1，随时间快速变化的一个复系数和频率上的少量修改)和多路径补偿部分(信道脉冲响应也随时间而变化，但是一个信道脉冲响应对整个中继频带有效)。
上述信道估计和均衡技术也可以根据turbo均衡原理扩展为迭代方法。那么上述方法表示启动turbo均衡算法的初始步骤。
由于这是所描述的实施例的核心思想，所以再次指出两步信道估计和均衡方法首先补偿利用信标信号的60G信道效应，其次借助有效载荷信号能力/结构来补偿s6G信道效应。此外，根据一些实施例，中继带宽(或叠加导频情况下的其部分)上的信道估计插值是有利的。其他实施例描述了导频字段和数据字段的联合处理。
SUDAC侧信道估计
SUDAC的通信可以仅与前面部分中所示的其中配置和控制数据由UE发送到SUDAC(反之亦然)的信标信号(相比于中继信号相当小的带宽)相关，即，接收(或发送)返回控制信道。因此，SUDAC可以能够正确地接收和均衡信标信号。在该实施例中，SUDAC不像UE那样对中继带宽进行信道估计。
虽然在本部分中考虑了下行链路信标信号，但返回控制信道也可以由SUDAC从伴随上行链路中继信号的信标信号接收。
对于用于信标信号检测的信道估计，假定可忽略的延迟扩展会是足够的，即，只有一个复因子，其可以随时间潜在地快速变化。因此，导频字段可以足够密集以在信标信号的数据字段上进行插值。根据定义哪个设备发送与目标信标信号数据字段相关联的导频字段的系统概念，根据实施例的以下两种不同的方法导致：
1.UE发送导频字段
因此，SUDAC可以基于接收到的导频字段进行信道估计，并且由于存在信标数据字段而随时间执行插值。利用该信道估计结果，可以通过均衡来补偿信道失真。这是指以上针对UE讨论的相同方案。该实施例可以在SUDAC侧具有一些处理工作。
2.SUDAC发送导频字段
例如如图16所示的实施例中所示，SUDAC发送导频字段。基于这些导频字段，用户设备进行信道估计，由于所应用的中继有效载荷数据的均衡，这可以以任何方式来进行。因此，用户设备可以使用其估计结果对其控制和有效载荷信号进行预补偿/均衡。所以，SUDAC可以在没有信道估计和均衡的情况下进行。然而，信标信号数据字段也可以具有一些小的导频字段，以确保SUDAC对重要控制数据的正确解调。总之，UE基于由SUDAC发送的导频字段来执行大部分均衡工作。而SUDAC在使用信标信号数据字段固有的小型导频字段方面的努力却相对较小。
对于由SUDAC对用于精细均衡的“信标信号数据字段导频”的利用和在UE侧针对大多数均衡工作的信道估计和预补偿的协同方法是有利的。根据该实施例，可以例如在用户设备中使用现有的硬件资源，并且另外硬件资源的实现可以最小化。
上行链路信道估计部分：用户设备-SUDAS-基站
根据实施例，基站不能估计和校正60G域的快速相位变化(由于诸如多普勒频移的传播信道效应)。此外，从所有SUDAC到基站的所有发射信号将叠加在相同的s6G频带中。如果信标信号也被发送到基站，它们也将像有效载荷上行链路信号那样被施加，并且可能不适合于s6G传输(不是通信标准符合或甚至干扰其他UE的其他s6G上行链路信号)。
潜在补救措施：
·信号处理后用户设备的预补偿可以在此进行。以下解释概念实现的两个选项：
a.从SUDAC到用户设备的相位估计的快速反馈。SUDAC能够从用户设备发送的信标信号估计实际的复信道系数。通过信标信号对这些估计的快速反馈有利于不具有用于预补偿的过期信道估计。
b.图20示出了在频分双工(FDD)模式下服务于一个下行链路中继路径和一个上行链路中继路径的一个SUDAC的示例性信标信号，关于与移动网络双工模式相关的中继有效载荷数据。用户设备仅发送要中继的上行链路信号，而不发送信标信号导频字段。如图16和图20所示，SUDAC在与用户设备所使用的中继带宽185相关的信标信号175、200内发送信标信号导频字段220。用户设备利用这些信标信号导频字段220来估计复信道系数并计算预补偿。如果上行链路和下行链路信号块如图20所示那样接近，则将其解释为多信标信号的联合信道估计可以提供比单独的上行链路和下行链路信道估计更好的估计精度。因此，有利的是没有应用如同a.中的明确的反馈链路，并且使用过时数据的概率仅取决于用户设备的处理速度。假定60G中的上行链路和下行链路的近似信道互易性对于该方法是有效的。
·每个SUDAC通过单独的符合s6G的链路将在60G处接收到的导频转发到基站，其中可以应用更多增强的处理方法。同样，由于基站处的接收天线的数量，可以像前面的部分那样应用两级信道估计和均衡方法。该实施例可以在s6G频带中给出进一步的资源以及标准化，使得所有BS了解SUDAC的s6G上行链路。
实质上，在补偿60G域的实际频移之后，所有这些补偿技术可以补偿由于前端信道失真导致的其余相位和幅度变化，例如在三个SUDAC上行链路中继路径的情况下包括多普勒频移fD1、fD2和fD3。
图21示出了在时分双工(TDD)模式下服务于用于下行链路和上行链路的一个中继路径的一个SUDAC的信标信号，关于与移动网络双工模式相关的中继有效载荷数据。图21所示的TDD模式表示图20所示的FDD模式的替代模式。图20和图21的实施例可以是优选实施例，尽管UE可以同时发送和预补偿用于每个SUDAC的上行链路信号。然而，这简化了如图21所示的时分双工(TDD)传输概念，因为用户设备可以连续估计60G的传输信道，并且只能在这些估计的使用之间进行选择：对上行链路传输的预均衡或对下行链路的均衡。当然，可以仔细选择TDD模式中的保护带宽BG1和FDD模式中的BG0、BG1和BG2，以便发送和接收信号具有足够的隔离。
注意，在替代实施例中可以使用图20的用于TDD的方案。在这种情况下，SUDAC在前端链路提供FDD通信，其中针对TDD移动通信网络的上行链路中继信号和下行链路中继信号在频率上分离。虽然这可能会在前端使用更多的带宽，但可能具有实现的优点：用于TDD的传输方向的切换必须在SUDAC中完成，但是这可以在处理友好的频率而不是图21的接近的极高频率下完成。因此，可以省略用于极高频的昂贵的开关装置。
优选实施例可以包括以下处理步骤：
·信标信号导频字段由SUDAC发送-无论如上所述的上行链路或下行链路中继。
·UE基于信标信号导频字段执行连续信道估计。
ο在TDD移动通信网络的情况下，在上行链路传输(用于上行链路中继或信标数据字段的有效载荷信号)和所接收的下行链路信号(中继的下行链路有效载荷信号或信标数据字段)的均衡的情况下，估计结果的使用可以在预补偿/均衡之间切换。这已经关于图21进行了描述。
ο在FDD移动通信网络的情况下，如在关于图20所描述的接近的上行链路和下行链路信道的情况下，可以在UE处推出增强的信道估计精度。
ο此外，上述使用根据图20的前端通信的替代实施例也可以完成与TDD移动通信网络的后端通信。
最后，这个方案具有两个优点：
·SUDAC具有最小的处理工作量，从而降低硬件需求，并最终获得更便宜的SUDAC设备。
·节能概念，因为功耗最大的元件是发射功率放大器。由于SUDAC最有可能连接到一般电源，因此用于发送信标信号的能量消耗不是问题。并且电池驱动的用户设备仅使用其功率放大器以用于状态/控制数据或用于上行链路传输。
然而，通常也可以在上述概念中交换SUDAC和用户设备的作用。即，用户设备将永久地发送信标信号导频字段，并且SUDAC将执行载波频率偏移(CFO)和信道估计以及(预)补偿。
CFO估计和信道估计的联合框图
由于我们已经发现两步法对于载波频率偏移(CFO)估计是有利的，并且对于信道估计部分来说，重要的是知道在接收信号处理的情况下可以遵循以下应用顺序：
1.采集期间：主要由本地振荡器(LO)的偏移引起的粗略CFO的估计和补偿。
2.前端CFO估计和补偿，也被重新用于发送信号处理(预补偿)。
3.前端信道估计和补偿，也被重新用于发送信号处理(预补偿)。
4.后端CFO估计和赔偿
5.后端信道估计和补偿
图22示出了与SUDAC通信的用户设备处的信号处理块的示意性框图。为了简单起见，省略了例如用于时序同步和带通滤波器以及下变频/上变频(从极高频率到处理友好频率/从处理友好频率到极高频率)的一般处理模块。图22给出了关于步骤2-5的交互的指示。在上部是接收信号处理路径，下部是发送信号处理部分。
根据该实施例，接收信号处理部分包括提取器240a，例如，解复用器，其被配置为从由信标信号和中继有效载荷信号组成的接收信号中提取信标信号242。基于导频的载波频率偏移(CFO)估计器17通过评估信标信号242的导频字段(即，前端评估信号)来计算CFO估计fD(tx)247。在时间上平滑插值之后，数控振荡器(NCO)255产生相位旋转信号exp(-j2πfD(t))257。使用乘法器260将信号257与接收信号(即，入站信号)相乘以补偿CFO。在CFO校正之后，现在的CFO校正信标信号265再次由提取器240b提取。前端信道估计器20从信标信号265计算信道系数h(t，f)267。信道系数h(t，f)由前端均衡器21使用以提供均衡的入站信号275，其中均衡信标信号280和均衡的中继有效载荷信号285由提取器240c提取。均衡的中继有效载荷信号285还通过后端CFO估计和补偿290以及后端信道估计和MIMO均衡295被进一步处理。注意，290和295还从如图22所示的通信实例接收其他中继后端信号以及在UE处直接接收的后端信号以进行联合/协作处理。信标信号处理器300接收均衡的信标信号280，并且可以控制信标信号数据字段发生器305创建在右侧t-f-c-s资源发送的信标信号307(至少包括控制和配置数据)。
此外，对于发送信号处理部分，后端上行链路信号发生器310创建上行链路有效载荷信号315。该上行链路有效载荷信号315与信标信号307复用。在使用用于信道预补偿的信道系数h(t，f)267利用前置预编码器325进行前端预编码/预均衡之后，预编码信号被进行相位旋转，以便通过使用乘法器260与相位旋转信号exp(-j2πfD(t))257相乘来预补偿假定的CFO。现在的预补偿出站信号60可以发送到SUDAC。
对于每个使用的SUDAC，可以在UE中实现框图中所示的这种实例，其中所示的组件290、295和310可以相符或可以被连接以进行信息交换。该实施例在图23中示出。
由于前端CFO和前端信道的预补偿，SUDAC只有很少的信号处理工作，这使得设备更便宜。
由于用户设备拥有已经显著的处理能力(由于多输入多输出(MIMO)处理能力))，所以上述信号处理最有可能在用户设备处执行。然而，对于当用户设备永久地发送信标信号导频字段时在SUDAC处执行信号处理的情况，重新布置图22的框图将是直接的。
图23示出了与三个SUDAC通信的用户设备处的信号处理块的示意性框图。图23是图22描述的实施例的延伸。图23包括三个处理路径。每个处理路径可以能够与SUDAC进行通信。根据图23所示的实施例的信号处理类似于关于图22描述的信号处理。另外，可以应用单个或组合(联合)后端CFO估计和补偿(290)以及组合或联合后端信道估计和(MIMO)均衡(295)。此外，根据图4，用户设备可以包括用于s6G通信的天线，以便直接从基站接收信号或数据。因此，如图4所示的没有前端信道信号处理的简化接收路径可以添加到图23的实施例。
压缩
图24a至图24e示出了用于在用户设备10和SUDAC 30处的压缩信号处理的信号处理块的示意性框图。为了简单起见，图3中示出了UE侧编码器67和解码器69，但是在图24a至图24e中省略。解码器69参考由压缩参数处理器68直接控制的UE侧解压缩/解码(对于下行链路)。编码器67参考由压缩参数处理器68直接控制的UE侧压缩/编码(对于上行链路)。
图24a示出了本发明的一实施例。SUDAC 30使用编码器93来压缩和量化从超高频带的后端链路接收到的信号，并且通过极高频带中的前端链路朝UE 10转发压缩和量化的信号，使得相对于没有压缩和量化的情况，减少通过前端链路转发的符号的数量。基于从该SUDAC接收的前端信号和/或基于在超高频带中由UE的内部天线接收的其他后端信号或在极高频带中从其他SUDAC接收的另外的前端信号，在UE 10中计算SUDAC 30用于该压缩和量化处理的全部或部分参数。因此，用户设备10包括信号处理器68，信号处理器68可以经由来自UE的内部天线或另外的SUDAC 30的路径2400接收信息，并且可以经由路径2405向另外的SUDAC 30发送信息。SUDAC侧压缩/编码(对于下行链路)93可以由压缩参数处理器68远程控制。
因此，UE可以优化SUDAC中的压缩和量化，以便考虑MIMO传输中的所有传输路径的信道特性来优化UE的整体端到端性能。
在一个实施例中，在SUDAC中进行的压缩和量化包括矢量量化设备，并且UE提供用于矢量量化的参数，如所使用的晶格参数和量化级数。
在本发明的另一实施例中，压缩和量化基于码本，其中计算在SUDAC中接收的后端信号对不同码本元素的投影，选择最佳拟合码本条目，并将其代表发送到UE，此外，接收信号与所选码本元素之间的残差信号被压缩和量化。
图24b示出了进一步的实施例，其中压缩和量化功能被划分到SUDAC 30中的两个设备93a、93b，并且每个设备基于信号处理器68中的相似参数计算从UE 10接收其全部或部分参数。
图24c示出了另一实施例。压缩设备包含(可配置的)滤波器93a，其可以例如根据最小均方误差(MMSE)标准实现线性滤波。使用信号处理器68在UE 10中实现基于该MMSE标准的滤波器系数计算的部分或全部。例如，MMSE标准可以以这样的方式对后端信号进行滤波，使得来自一个或多个基站天线的信号在滤波器之后并且在压缩之前以最大信噪比加干扰比(SNIR)输出，其中来自其他基站天线的信号可以被认为是对于该计算的干扰。
图24d示出了另一实施例，其中压缩设备93a的滤波器可以实现用于对接收的后端信号进行白化的信号预测，其中压缩包括预测滤波器以及可选地用于预测接收的后端信号的下一采样的延迟元件，其中滤波器系数由UE计算。
图24e示出了另一实施例，其中SUDAC 30执行由UE 10压缩并且从UE 10在极高频带中通过前端链路接收的信号的解压缩(在解码器94中)，其中解压缩所需的参数由UE 10计算并通过前端链路转发到SUDAC 30。需要解压缩的压缩类型可以是以上针对在SUDAC中发生压缩的相反情况描述的任何类型。(解)压缩参数的计算再次基于一方面在基站天线处终止并且另一方面在UE的内部天线或SUDAC的后端天线处终止的超高频带中的不同MIMO信道路径的特性。可以在信号处理器68中再次计算(解)压缩参数。换句话说，SUDAC侧解压缩/解码(用于上行链路)94可以由压缩参数处理器68远程控制。
针对下行链路带宽的中继带宽适配
图25示出了中继信号的示意性频谱，其中目标有效载荷信号230具有比用于下行链路和/或上行链路信号中继的中继带宽185小的带宽。如图25所示，静态实施的中继带宽BRelay185可以导致还中继相邻信号195的部分(相邻信道干扰，ACI)以及噪声。如果SUDAC通过例如相应地设置具有Bpass235的带通滤波器或通过改变BRelay185而支持中继带宽适配，则用户设备可以向SUDAC发送适当的有效载荷信号带宽和载波频率来控制SUDAC。这是因为用户设备知道所需的信号结构，但是SUDAC不知道。这种适配可以通过在不同带宽的不同输入滤波器或适配滤波器之间切换来实现。这可以在模拟域或数字域中实现或实现为混合方法：例如，模拟域中具有中继带宽BRelay185的滤波器和数字域中具有Bpass的带通滤波器235。
注意，对BRelay和Bpass进行区分，因为在实施例中潜在的不同实现：作为数字自适应滤波器的Bpass和作为模拟滤波器带宽的BRelay，它们可以对应于不同带宽的最大中继路径带宽或可切换模拟滤波器。因此，将SUDAC远程调谐到用于下行链路场景的正确子带和带宽。
如果在放大和转发相邻信号和噪声方面没有问题，则可以在SUDAC处使用更便宜的静态中继带宽实现。由于UE已经具有适用于所实现的s6G通信的子带选择的装置，所以这些装置也可以在从60G域到基带的下转换之后被应用于中继信号。
针对上行链路带宽的中继带宽适配
中继噪声(也可以是ACI)的问题对于上行链路来说更为严重，如图25所示。如果上行链路中继路径将具有静态带宽，那么频带内未分配的60G频率的噪声(也可以是ACI)也将被放大并转发到s6G频段。至少在频分双工(FDD)的情况下，这将在接近的s6G上行链路子带中产生对其他上行链路的附加失真，所述接近的s6G上行链路子带经历这种转发的噪声。作为补救措施，用户设备可以控制SUDAC调谐到正确的子带和带宽作为通带，并抑制/阻止上行链路频带的所有其他部分。因此，将SUDAC远程调谐到用于上行链路场景的正确子带和带宽。
时间同步(采样、成帧、切换)
由于载波频率偏移与本地时钟的密切关系，在前面的部分已经考虑了采样频率或本地时钟偏移。
在时分双工(TDD)移动网络的情况下，用户设备配置/控制SUDAC以便在要转发的上行链路和下行链路传输之间同步地切换。为了不通过转发噪声样本来干扰其时隙中的其他用户设备的上行链路信号，SUDAC可以具有第三切换状态：无中继或静音。因此，为了在TDD移动网络中操作，用户设备关于一般状态来控制SUDAC：
1.下行链路中继，
2.上行链路中继，
3.暂停/不中继/环回。
因此，SUDAC与时分双工(TDD)周期远程同步，并且带通滤波器被切换/调整。
独立于具有时分双工(TDD)或频分双工(FDD)移动网络，每个SUDAC可以通过信标信号中的配置和控制数据字段告知用户设备其最大处理时间。该信息由用户设备用于计算中继下行链路有效载荷数据的延迟，并且使从彼此不同的SUDAC在60G频带处接收到的有效载荷数据流和在s6G频带处直接接收到的有效载荷数据流对准。因此，不同类型的SUDAC可以具有不同的处理延迟，但是将其报告给用户设备以用于延迟对准。
在上行链路中继的情况下，用户设备使用SUDAC的信令上行链路处理延迟来调度在60G频带的早期传输，而不是在s6G处其自己的直接上行链路传输以遵守移动网络协议和规则。
在压缩和正向/解码和转发(CF/DF)方案的情况下，这是特别重要的，而对于放大和转发(AF)，预期延迟相当小。更具体地，用户设备和所有连接的SUDAC通过信标信号中的配置和控制数据字段同步它们的时间戳计数器，其中用户设备将很可能是参考。然后针对CF/DF使用时间戳如下：
·上行链路(解码和转发，DF)：除了上行链路有效载荷数据之外，UE向SUDAC发送用于由SUDAC传输的目标时间戳。然后，UE将以相同的目标时间戳在其自己的s6G上行链路上发送以进行传输，因为所有这些信号(将由SUDAC和UE发送)可以被进行MIMO预编码，因此同步传输是有利的。用于传输的该目标时间戳表示所有相关SUDAC的最大处理时间。
·下行链路(压缩和转发，CF)：除了中继有效载荷数据之外，SUDAC在它们在s6G频带中接收到有效载荷数据突发时发送时间戳。该信息用于用户设备，以在s6G处由用户设备(UE)以直接接收的数据流/突发的方式对来自不同SUDAC的所有输入数据流/突发正确地进行排序/对齐，并最终执行正确的MIMO信号解码。
因此，用户设备侧处理使来自60G的若干数据流/突发关于彼此以及与根据不同SUDAC的信号处理延迟或时间戳的相应s6G数据流/突发对齐，以满足移动网络协议和规则并且能够实现MIMO信号解码(T应对上行链路和下行链路)。
支持SUDAS内多个用户设备的方法
到目前为止，已经考虑了每SUDAS一个用户设备的情况。然而，即使在一个房间中也很可能存在几个用户设备，这需要SUDAS支持来提高传输数据速率。因此，直接向前扩展是仅针对每个用户设备分配SUDAC，即，每个用户设备的SUDAC的不相交子集。根据实施例，解决方案旨在还向多个用户设备提供共享的SUDAC服务。
共享下行链路(用于频分双工(FDD)移动网络)
每个SUDAC可以转发一个运营商的整个下行链路频带，或者甚至几个/所有运营商的整个下行链路频带，这导致中继从s6G到不同60G子带的几十MHz。由于SUDAC可能没有能力分析整个中继带宽，所以用户设备将相互协商并且向SUDAC发信号，其中频谱的期望部分以及下行链路频谱中的间隙可以被叠加信标使用。由于用户设备取消叠加信标的不同能力而应用协商。所需频带上的指示有助于或者甚至直接控制SUDAC调整带通滤波器，如前面部分中讨论的。为了避免这里的隐藏节点问题，用户设备之间的通信可以由被假定服务于它们的SUDAC进行中继。
图26示出了在相同中继带宽内的共享中继信道的示意性频谱，其适用于下行链路和上行链路信号中继。根据该实施例，SUDAC服务于两个用户设备。目的是使用单个中继路径，两个目标信号在从s6G到60G域的上转换期间保持其在频率Δf中的距离。具有Bpass_UE1和Bpass_UE2的两个适配的带通滤波器抑制噪声和相邻信道干扰(ACI)，使得可以分配叠加信标。由于SUDAC和用户设备的成功协商，在该示例性情况下，叠加信标不需要被取消，因为它不会干扰中继信号。因此，远程建议/控制SUDAC来调整带通滤波器和叠加信标信号。可以通过SUDAC进行用户设备之间的协商(即，联合协作优化)，因为一些用户设备可能无法直接相互通信。
共享上行链路(用于FDD移动网络)
可以将来自下行链路传输以及图26中的示例的想法转移到共享上行链路中继。再次，用户设备和SUDAC可以协商中继带宽的频谱分配以调整带通滤波器，识别叠加信标的带隙，并且还要考虑上行链路信号之间的频率距离Δf，因为Δf是从基站发送到用户设备的s6G域的资源分配方案的直接结果。
这再次使得组合的上行链路频带可以在单个中继路径中从60G下转换到s6G，并被发送到基站。针对每SUDAC一个用户设备的情况的前述部分中描述的将信标信号中的导频字段从SUDAC同时发送到用户设备并将预补偿的有效载荷上行链路从用户设备发送到SUDAC的概念也可以适用于此。这是因为每个用户设备可以根据信标信号所经历的信道对其自己的上行链路有效载荷信号进行预补偿。然而，在SUDAC的前端信道估计和均衡/补偿的替代方法将更复杂一点，因为每个用户设备可以向SUDAC发送(不相交)信标信号，以便在SUDAC侧估计每个不同的信道。利用SUDAC处的数字有效载荷信号处理，可以分别均衡不同的有效载荷信号。
上行链路中继频带由一个SUDAC保留，这是直接转发的情况。因此，另一个SUDAC将以与第一个不同的载波频率提供其上行链路中继频带。用户设备可以向两个SUDAC发送相同的上行链路有效载荷信号，但具有不同的预补偿。由于用户设备只能根据一个传输信道对上行链路信号进行预补偿，所以用户设备不能同时发送到同一前端上行链路中继频带中的多个SUDAC。
因此，远程建议/控制SUDAC来调整带通滤波器和叠加信标信号。可以通过SUDAC进行用户设备之间的协商(即，联合协作优化)，因为一些用户设备可能无法直接相互通信。特别地，有效载荷上行链路信号之间的频率距离Δf可以根据基站的控制信号(通过协商)精确地对准。
共享中继(用于TDD移动网络)
为了比较TDD和FDD的共享，可以区分：
1.FDD/TDD，其中多个用户设备使用同一载波(时间-频率资源块)
2.多个用户设备使用同一移动网络运营商的多个载波的FDD/TDD(即，同步/协调载波聚合)
3.通过来自多个移动网络运营商的载波的FDD/TDD(不同步)
对于FDD，上述方法适用于情况1、2和3，其中由于不同的运营商，关于带隙Δf在频率上的适当计算和对准在情况3中是有益的。然而，在TDD模式下的共享中继仅在情况1和2中工作，其中对于情况2假定一个运营商在不同的载波频率下使用相同的TDD切换周期。情况3中的TDD可能不起作用，因为不同的运营商将不能对齐其不同的TDD切换周期(在上行链路和下行链路之间)。这是一个问题，因为一个中继路径只能与单个TDD切换周期相关。
因此，人们可以争辩地应用两个中继路径，一个只进行上行链路中继(2个状态：上行链路中继和暂停/不中继)，一个只进行下行链路中继(2个状态：下行链路中继和暂停/不中继)。然后，这两个中继路径将在s6G(关于中继带宽)中具有相同的载波频率，但在60G中具有不同的频率。因此，应用每个(上行链路或下行链路)中继路径的带通滤波器的独立切换和调整，因为每个用户设备可与不同的切换周期有关。在该模式下应用专用的上行链路或下行链路中继路径。
然而，在s6G(关于中继带宽)中的相同载波频率下的同时接收和发送可导致SUDAC内的不利的串扰。尽管资源分配是由其频带内的每个运营商分开制定的，但是并没有发生直接的冲突。
其他实施例
在UE侧的联合CFO和信道估计加(预)补偿(用于AF)
·SUDAC具有最小的处理工作，从而降低硬件需求，并最终获得更便宜的SUDAC设备。
·节能概念，因为功耗最大的元件是发射功率放大器。由于SUDAC最有可能连接到一般电源，因此用于发送信标信号的能量消耗不是问题。并且电池驱动的用户设备可以仅使用其功率放大器用于状态/控制数据或用于上行链路传输。
·每个用户设备供应商负责提供60G处信号处理结果的质量，其中竞争通常会带来有价值的解决方案。
在SUDAC侧的联合CFO和信道估计加(预)补偿(用于AF)
·在无MIMO上行链路的情况下，由于信道估计和均衡在SUDAC侧完成，所以UE可以向多个SUDAC发送相同的上行链路有效载荷信号，而不是单独发送到每个SUDAC。然而，这不适用于上行链路MIMO，因为不同的有效载荷数据流被传输到不同的SUDAC。
·在UE侧需要较少的处理能力。
·用户设备可以永久运行其功率放大器来发送信标信号导频字段。
·通过使用来自不同用户设备的信标信号的进一步对准，例如，通过TDMA或FDMA，共享上行链路会更容易，使得SUDAC可以估计不同的前端信道(从用户设备到SUDAC)，并且分别针对不同的子带对其进行补偿。
对其他实施例的评论
根据实施例，针对若干用户设备(不连接到基站)、SUDAC和基站的上行链路和下行链路考虑MIMO传输。上述方法可以直接应用于这种情况，尽管这里提出每个用户设备控制其关于资源分配、干扰对准等的服务SUDAC。然而，当观察到由于干扰引起的缓解时，SUDAC可以通过配置和控制信道(＝信标信号)向用户设备发信号。因此，可以应用由于潜在的干扰而产生的鲁棒同步，这允许随时间变化的资源分配。新SUDAC可加入，其他可离开主动SUDAS。因此，例如部分在资源分配的发现期间以及部分在资源分配的操作中不断更新资源分配和与其他系统的互操作性(干扰)是有益的。
另一实施例描述了连接到与前一个相对的基站的用户设备。在这种情况下，如前所述的所提到的时间同步具有附加相关性。注意，用户设备可以根据用户设备拥有的天线和所采用的SUDAC的实际量向基站发送可能的空间复用的程度。然后，基站可以在波束形成增益和空间复用增益之间进行权衡，即，基站天线是更多地用于波束形成还是用于发送更多的空间数据流。
如果用户设备具有天线阵列(即，多于一个天线)，则用于波束形成/波束导向的纯粹用途将仅使用每60G链路的信道估计+均衡/预编码的一个实例。然而，(部分地)用于干扰减轻的天线阵列的应用将使用信道估计和联合均衡/预编码的若干实例。这是因为根据通过信道估计所估计的不同信道特性来分离干扰信号。
当应用极化天线(可与波束形成相结合)时，按每个极化应用信道估计实例。如果对于不同的极化存在联合波束形成或没有波束形成，则对于来自/用于不同极化的信号的联合信道估计是有利的。
如果应用CDMA，则信标信号还将通过直接序列扩展频谱来扩展。对来自/用于中继的信标+有效载荷信号进行联合扩展可能是有用的。在扩展之后，所描述的用于信道估计的算法应是适用的。
当在相应的时隙处估计从/至不同SUDAC的不同信道时，在60G频域中针对CF/DF应用不同时隙而不是不同子带在对于信道估计仅具有更多的灵活性时是类似的。
从参考数据的幅度和相位提取或信道估计通常对于s6G频带中的信号以及内插/外插技术是众所周知的。这些方法是实现60G通信目标的扩展手段。因此，示出了基于信标信号对中继信号频谱的时间和频率上的信道估计和插值，其中中继信号单独不提供足以实现该信道估计精度和分辨率的方法。所描述的信道估计可以支持不同的导频字段密度以及不同数量的信标信号、不同的信标信号结构(例如，正常信标信号和叠加信标信号)或t-f-c-s资源网格中的不同位置。此外，信道估计可以适应信标信号的改变位置和结构(例如，在叠加信标信号的情况下)。另外，估计算法可以根据例如实际SNR或实际前端多普勒变化率或其他权衡来适配其处理导频字段的方式。例如，在导频字段长度或利用的导频字段的片段长度与SNR(Es/N0)之间存在权衡，由此可以从信道估计误差和未能补偿的相位噪声计算损耗(由于附加干扰)。这在图28中示出，图28示出了3D网格350，其显示了取决于导频字段长度和SNR(Es/N0)的以dB为单位的损耗。根据图28，对于给定导频字段长度或利用的导频字段的片段长度和SNR，总是存在最小损耗。
另外的实施例示出了收发器(5)，其中接收级(15)和/或前端和/或后端信道估计器(20、22)被配置为根据实际信道特性来适配接收参数，如实际SNR和/或实际多普勒变化率。
另一实施例示出了收发器(5)，其包括频率分析器以利用作为收发器(5)的时间参考的周围材料的谐振频率。
此外，用户设备(10)可以包括至少一个收发器(5)。
根据其他实施例，SUDAC(30)包括前端信道估计器(91)，其中前端信道估计器(91)被配置为基于前端评估信号(45)执行信道估计，以计算信道估计系数，其中前端收发器(90)被配置为将信道估计系数发送到用户设备。
另一实施例示出了SUDAC(30)，其中前端和/或后端频率偏移补偿执行锁相环调节，以控制从极高频到超高频和/或中频的频率转换。
另一实施例示出了SUDAC(30)，其中后端和/或前端收发器(85、90)被配置为使其接收带宽适配实际入站信号的带宽。
虽然已经在装置的上下文中描述了一些方面，但是清楚的是，这些方面还表示对相应方法的描述，其中，框或设备对应于方法步骤或方法步骤的特征。类似地，在方法步骤的上下文中描述的方案也表示对相应块或项或者相应装置的特征的描述。可以由(或使用)硬件装置(诸如，微处理器、可编程计算机或电子电路)来执行一些或全部方法步骤。在一些实施例中，可以由这种装置来执行最重要方法步骤中的某一个或多个方法步骤。
取决于某些实现要求，可以在硬件中或在软件中实现本发明的实施例。可以使用其上存储有电子可读控制信号的数字存储介质(例如，软盘、DVD、蓝光、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM或闪存)来执行实现，该电子可读控制信号与可编程计算机系统协作(或者能够与之协作)从而执行相应方法。因此，数字存储介质可以是计算机可读的。
根据本发明的一些实施例包括具有电子可读控制信号的数据载体，该电子可读控制信号能够与可编程计算机系统协作从而执行本文所述的方法之一。
通常，本发明的实施例可以实现为具有程序代码的计算机程序产品，程序代码可操作以在计算机程序产品运行在计算机上时执行方法之一。程序代码可以例如存储在机器可读载体上。
其他实施例包括存储在机器可读载体上的计算机程序，该计算机程序用于执行本文所述的方法之一。
换言之，本发明方法的实施例因此是具有程序代码的计算机程序，该程序代码用于在计算机程序运行在计算机上时执行本文所述的方法之一。
因此，本发明方法的另一实施例是其上记录有计算机程序的数据载体(或者数字存储介质或计算机可读介质)，该计算机程序用于执行本文所述的方法之一。数据载体、数字存储介质或记录介质通常是有形的和/或非瞬时性的。
因此，本发明方法的另一实施例是表示计算机程序的数据流或信号序列，所述计算机程序用于执行本文所述的方法之一。数据流或信号序列可以例如被配置为经由数据通信连接(例如，经由互联网)传送。
另一实施例包括处理装置，例如，计算机或可编程逻辑器件，所述处理装置被配置为或适于执行本文所述的方法之一。
另一实施例包括其上安装有计算机程序的计算机，所述计算机程序用于执行本文所述的方法之一。
根据本发明的另一实施例包括被配置为向接收机(例如，以电子方式或以光学方式)传输计算机程序的装置或系统，所述计算机程序用于执行本文所述的方法之一。接收机可以是例如计算机、移动设备、存储设备等。所述装置或系统可以例如包括用于向接收机传送计算机程序的文件服务器。
在一些实施例中，可编程逻辑器件(例如，现场可编程门阵列)可以用于执行本文所述的方法的功能中的一些或全部。在一些实施例中，现场可编程门阵列可以与微处理器协作以执行本文所述的方法之一。通常，方法优选地由任意硬件装置来执行。
上述实施例对于本发明的原理仅是说明性的。应当理解的是：本文所述的布置和细节的修改和变形对于本领域其他技术人员将是显而易见的。因此，旨在仅由所附专利权利要求的范围来限制而不是由借助对本文的实施例的描述和解释所给出的具体细节来限制。
相关文献
[1]并行专利申请
[2]T.S，Rappaport，et al.，“State of the Art in 60-GHz IntegratedCircuits and Systems for Wireless Communications”，Proceedings of the IEEE(Volume 99，Issue 8，pp.1390-1436)，Aug.2011.
[3]Mengali，D’Andrea，“Synchronization Techniques for DigitalReceivers”，Plenum Press，New York，USA，1997.
[4]J.G.Proakis，“Digital Communication”，5th Edition，McGraw-Hill Inc.，New York，USA，2008.
[5]T.S.Rappaport，“Wireless Communications：Principles and Practice”，2nd Edition，Prentice Hall，Upper Saddle River，USA 2002.
[6]L.Hanzo，M.Münster，B.J.Choi，and T.Keller，“OFDM and MC-CDMA forBroadband Multi-User Communications，WLANs and Broadcasting，”John Wiley&SonsLtd.-IEEE Press，West Sussex，England，2003.
[7]Karolina Ratajczak，Krzysztof Bakowski，Krzysztof Wesolowski，“Two-way Relaying for 5G Systems-Comparison of Network Coding and MIMOTechniques，”IEEE Wireless Communications and Networks Conference，WCNC 2014.
[8]Jun Ma，Philip Orlik，Jinyun Zhang，and Geoffrey Ye Li，“Pilot MatrixDesign for Estimating Cascaded Channels in Two-Hop MIMO Amplify-and-ForwardRelay Systems”，IEEE Transactions on Wireless Communications，Vol.10，No.6，June2011.
[9]Chirag S.Patel and Gordon L.Stüber，“Channel Estimation for Amplifyand Forward Relay Based Cooperation Diversity Systems，”IEEE TRANSACTIONS ONWIRELESS COMMUNICATIONS，VOL.6，NO.6，JUNE 2007.
[10]Feifei Gao，Tao Cui，and Arumugam Nallanathan，“On ChannelEstimation and Optimal Training Design for Amplify and Forward RelayNetworks，”IEEE TRANSACTIONS ON WIRELESS COMMUNICATIONS，VOL.7，NO.5，MAY2008.
[11]Patent WO08069555A1(Patent Family 41912590)，“APPARATUS AND METHODFOR CHANNEL ESTIMATION AND SYNCHRONIZATION IN OFDM/OFDMA RELAY SYSTEM”，PrioDate 5.12.2006.
[12]Patent CN102833193A，“COMPRESSED SENSING BASED SPARSE CHANNELESTIMATION METHOD IN TWO-WAY RELAY NETWORK，”Prio Date 20.08.2012.
[13]Patent CN102281129A，“MIMO two-way relay system informationprocessing method(Machine translation)，”Prio Date 12.08.2011.
[14]Patent CN102546127A，“Information processing method for multiple-input multiple-output(MIMO)relay system，”Prio Date 6.01.2012.

Claims (30)

1.一种用户设备(10)的收发器(5)，所述收发器包括：
接收级(15)；
前端信道估计器(20)；
前端信道均衡器(21)；
后端信道估计器(22)；以及
后端信道均衡器(23)；
其中所述接收级(15)被配置为从SUDAC(30)接收入站信号(25)，所述SUDAC(30)能够实现包括使用极高频的前端通信和使用超高频的后端通信在内的中继通信，其中，入站信号(25)包括数据部分(35)、后端控制部分(50)和前端控制部分(40)，所述前端控制部分包括前端评估信号(45)和配置信号(46)；
其中所述前端信道估计器(20)被配置为基于所述前端评估信号(45)来执行信道估计；
其中所述前端信道均衡器(21)被配置为基于所述前端信道估计器(20)的信道估计来均衡由于使用极高频引起的失真；
其中所述后端信道估计器(22)被配置为基于所述后端控制部分(50)执行信道估计；以及
其中所述后端信道均衡器(23)被配置为基于所述后端信道估计器(22)的信道估计来均衡由于使用超高频引起的失真。
2.根据权利要求1所述的收发器(5)，包括：
多个接收级(15)；
用于所述多个接收级(15)的公共后端信道估计器(22)；以及
用于所述多个接收级(15)的公共后端信道均衡器(23)；
其中所述公共后端信道估计器(22)被配置为基于多个后端控制部分(50)执行组合信道估计；以及
其中所述公共后端信道均衡器(23)被配置为基于所述组合信道估计的结果来执行组合信道均衡。
3.根据权利要求2所述的收发器(5)，包括：直接接收级(16)，被配置为直接从基站(70)接收信号；
其中所述公共后端信道估计器(22)被配置为基于所述多个后端控制部分(50)和直接从所述基站接收的信号来执行组合信道估计。
4.根据权利要求1至3之一所述的收发器(5)，
其中所述收发器(5)包括：前端频率估计器(17)，被配置为基于所述前端控制部分(40)执行前端频率估计；以及前端频率补偿器(18)，被配置为基于所述估计来执行前端频率偏移补偿；和/或
其中所述收发器(5)包括：后端频率估计器(19)，被配置为基于所述后端控制部分(50)执行后端频率估计；以及后端频率补偿器(24)，被配置为基于所述估计来执行后端频率偏移补偿。
5.根据权利要求1至4所述的收发器(5)，包括：
发射级(55)；以及
前端信道预估计器(65)；
其中所述前端信道预估计器(65)被配置为基于所述前端评估信号(45)计算前端信道系数以执行信道预估计，以对由于使用极高频而将引起的失真进行预补偿。
6.根据权利要求5所述的收发器(5)，包括：
后端信道预估计器(66)；
其中所述后端信道预估计器(66)被配置为基于所述后端控制部分(50)计算后端信道系数以执行信道估计，以减少由于使用超高频而将引起的失真。
7.根据权利要求5或6所述的收发器(5)，其中所述发射级(55)被配置为向SUDAC(30)发送前端和/或后端信道特性和/或前端和/或后端信道相关参数和/或前端和/或后端信号处理相关参数，以远程控制SUDAC(30)中的信号处理。
8.根据权利要求1至7之一所述的收发器(5)，包括信号处理器(68)；
其中所述信号处理器(68)被配置为计算信号处理参数，以将所述信号处理参数发送到所述SUDAC(30)。
9.根据权利要求1至8之一所述的收发器(5)，
其中要发送的极高频信号的数据部分(35)和前端控制部分(40)关于载波频率、码结构和/或时隙而彼此不同；和/或
其中要发送的超高频信号的数据部分(35)和后端控制部分(50)关于载波频率、码结构和/或时隙而彼此不同。
10.根据权利要求1至9之一所述的收发器(5)，其中所述入站信号(25)包括：附加前端控制部分(42、200)，具有与所述前端控制部分(40、175)相比不同的载波频率和/或与所述前端控制部分(40)相比在时间上被移位。
11.根据权利要求1至10之一所述的收发器(5)，其中所述前端控制部分(40、175)和附加前端控制部分(42、200)在时间上对齐并具有不同的载波频率，以改进由于所述前端控制部分(40、175)和所述附加前端控制部分(42、200)的联合处理而导致的进一步的后续前端评估信号(45、220)之间的插值鲁棒性或精度。
12.一种SUDAC(30)，包括：
后端收发器(85)；
前端收发器(90)；以及
评估信号发生器(95)；
其中所述后端收发器(85)被配置为使用超高频从基站(70)接收入站信号(105)；
其中所述后端收发器(85)被配置为以中频输出所述入站信号(105)；
其中所述评估信号发生器(95)被配置为产生包括前端评估信号(45)和配置信号(46)的前端控制部分(40)；
其中所述前端收发器(90)被配置为使用极高频生成包括所述入站信号(105)的出站信号(110)和所述前端控制部分(40)，并且将所述出站信号(110)和所述前端控制部分(40)发送到用户设备(10)。
13.一种SUDAC(30)，包括：
后端收发器(85)；
后端信道均衡器(86)；以及
前端收发器(90)；
其中所述后端收发器(85)被配置为使用超高频从基站(70)接收入站信号(105)；
其中所述后端收发器(85)被配置为以中频输出所述入站信号(105)；
其中所述后端信道均衡器(86)被配置为使用经由前端收发器(90)从用户设备(10)的后端信道估计器(22)接收的配置信号(46)来减少入站信号中由于使用超高频引起的失真；
其中所述前端收发器(90)被配置为使用极高频输出所述入站信号，以产生出站信号(110)并将所述出站信号(110)发送到用户设备(10)；或者
其中所述前端收发器(90)被配置为从所述用户设备(10)接收配置信号(46)并将所述配置信号转发到所述后端信道均衡器(86)。
14.根据权利要求13所述的SUDAC(30)，所述SUDAC(30)包括：
前端信道估计器(91)；
前端信道预均衡器(92)；
其中所述前端信道估计器(91)被配置为基于前端评估信号(45)来执行信道估计；
其中所述前端信道预均衡器(92)被配置为基于所述前端信道估计器(91)的信道估计对所述入站信号(105)进行预均衡，以减少由于在所述出站信号(110)的传输期间使用极高频而将引起的失真。
15.根据权利要求13所述的SUDAC(30)，所述SUDAC(30)包括：
前端信道预均衡器(92)；
其中所述前端信道预均衡器(92)被配置为基于从用户设备(10)的前端信道估计器(20)接收的配置信号(46)对所述入站信号(105)进行预均衡，以减少由于在所述出站信号(110)的传输期间使用极高频而将引起的失真。
16.根据权利要求13至15之一所述的SUDAC(30)，其中所述SUDAC(30)包括：编码器(93)，被配置为使用从用户设备(10)接收的信号处理参数和/或压缩参数来编码和/或压缩所述入站信号(105)；和/或
其中所述SUDAC(30)包括：解码器(94)，被配置为使用从用户设备(10)接收的解码参数和/或解压缩参数来解码和/或解压缩所述出站信号。
17.根据权利要求13至16之一所述的SUDAC(30)，
其中所述前端收发器(90)包括：前端频率估计器(96)，被配置为基于前端控制部分(40)执行前端频率估计；以及前端频率补偿器(97)，被配置为基于所述估计来执行前端频率偏移补偿；和/或
其中所述后端收发器(85)包括：后端频率估计器(98)，被配置为基于后端控制部分(50)执行后端频率估计；以及后端频率补偿器(99)，被配置为基于所述估计来执行后端频率偏移补偿。
18.根据权利要求17所述的SUDAC(30)，其中所述SUDAC(30)包括压控振荡器以获得前端和/或后端频率偏移补偿，其中附加前端控制部分(42)是由所述压控振荡器用于执行逆频调制的连续波信号。
19.根据权利要求12至18之一所述的SUDAC(30)，其中所述前端收发器(90)被配置为使用极高频从用户设备(10)接收入站信号(150)；
其中所述后端收发器(85)被配置为使用超高频向基站(70)发送出站信号(165)。
20.根据权利要求19所述的SUDAC(30)，包括前端信道估计器(91)和前端信道均衡器(92a)；
其中所述前端信道估计器(91)被配置为基于前端评估信号(45)来执行信道估计；
其中所述前端信道均衡器(92a)被配置为基于所述前端信道估计器(91)的信道估计来均衡由于使用极高频引起的失真。
21.根据权利要求13至20之一所述的SUDAC(30)，其中前端通信使用频分双工技术，并且后端通信使用时分双工技术。
22.一种系统(700)，包括：
根据权利要求1至11所述的收发器(5)；以及
根据权利要求12至21所述的SUDAC(30)；
其中所述SUDAC(30)和所述收发器(5)使用收发器(5)的接收级和发送级(15、55)以及所述SUDAC(30)的前端收发器(90)来建立通信链路；以及
其中所述SUDAC(30)和/或所述收发器(5)被配置为基于外部公共时间参考或者基于由所述收发器(5)发送的包括当前时间参考的信号来执行时间同步。
23.根据权利要求22所述的系统(700)，其中所述系统包括基站(70)。
24.根据权利要求22或23所述的系统(700)，其中所述收发器(5)和/或所述SUDAC(30)使用所述基站的后端控制部分(50)作为公共时间参考。
25.根据权利要求22至24之一所述的系统(700)，
其中所述用户设备从所述后端控制部分(50)中提取时间参考；
其中所述用户设备向所述SUDAC(30)发送所述时间参考以获得公共时间参考。
26.根据权利要求22至25之一所述的系统(700)，
其中所述SUDAC(30)被配置为同时中继两个或更多个通信链路，所述两个或更多个通信链路服务于一个或更多个用户设备(10)的收发器(5)的一个或更多个接收级和发送级(15、55)。
27.一种用于收发器(5)中的信号处理的方法(800)，包括以下步骤：
利用接收级(15)从SUDAC(30)接收入站信号(25)，所述SUDAC(30)能够实现包括使用极高频的前端通信和使用超高频的后端通信在内的中继通信，其中所述入站信号(25)包括数据部分(35)、后端控制部分(50)和前端控制部分(40)，所述前端控制部分包括前端评估信号(45)和配置信号(46)；以及
基于所述前端评估信号(45)，利用前端信道估计器(20)执行信道估计；
基于所述前端信道估计器(20)的信道估计，利用前端信道均衡器(21)对由于使用极高频引起的失真进行均衡；
基于所述控制部分(50)，利用后端信道估计器(22)执行信道估计；以及
基于所述后端信道估计器(22)的信道估计，利用后端信道均衡器(23)对由于使用超高频引起的失真进行均衡。
28.一种用于SUDAC(30)中的信号处理的方法(900)，包括以下步骤：
使用超高频，利用后端收发器(85)从基站(70)接收入站信号(105)；
利用后端收发器(85)，以中频输出所述入站信号(105)；
利用评估信号发生器(95)，产生包括前端评估信号(45)和配置信号(46)的前端控制部分(40)；
使用极高频，利用前端收发器(90)产生包括所述入站信号(105)的出站信号(110)和所述前端控制部分(40)，并且将所述出站信号(110)和所述前端控制部分(40)发送到用户设备(10)。
29.一种用于SUDAC中的信号处理的方法(1000)，包括以下步骤：
使用超高频，利用后端收发器(85)从基站(70)接收入站信号(105)；
利用后端收发器(85)，以中频输出所述入站信号(105)；
使用从用户设备(10)的后端信道估计器接收的配置信号(46)，利用后端信道均衡器(86)减少入站信号由于使用超高频引起的失真；和/或
使用极高频，利用前端收发器(90)输出所述入站信号，以产生出站信号(110)并将所述出站信号(110)发送到用户设备(10)。
30.一种其上存储有计算机程序的计算机可读数字存储介质，所述计算机程序具有程序代码，所述程序代码用于当运行在计算机上时执行根据权利要求27至29之一所述的方法。
CN201580058251.8A 2014-08-27 2015-08-21 收发器、sudac、收发器中的信号处理方法和sudac中的信号处理方法 Active CN107079522B (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP14182552.1 2014-08-27
EP14182552 2014-08-27
EP14198339.5 2014-12-16
EP14198339.5A EP2991441A3 (en) 2014-08-27 2014-12-16 A transceiver, a sudac, a method for signal processing in a transceiver, and methods for signal processing in a sudac
PCT/EP2015/069251 WO2016030294A2 (en) 2014-08-27 2015-08-21 A transceiver, a sudac, a method for signal processing in a transceiver, and methods for signal processing in a sudac

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107079522A true CN107079522A (zh) 2017-08-18
CN107079522B CN107079522B (zh) 2020-10-20

Family

ID=51453628

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201580058251.8A Active CN107079522B (zh) 2014-08-27 2015-08-21 收发器、sudac、收发器中的信号处理方法和sudac中的信号处理方法
CN201920808396.0U Active CN210325699U (zh) 2014-08-27 2019-05-31 热处理装置

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201920808396.0U Active CN210325699U (zh) 2014-08-27 2019-05-31 热处理装置

Country Status (11)

Country Link
US (2) US10616010B2 (zh)
EP (4) EP2991441A3 (zh)
JP (2) JP6568206B2 (zh)
KR (1) KR102076742B1 (zh)
CN (2) CN107079522B (zh)
ES (2) ES2971519T3 (zh)
IL (1) IL250758B (zh)
MY (1) MY191687A (zh)
RU (1) RU2662674C1 (zh)
SG (3) SG11201701433UA (zh)
WO (1) WO2016030294A2 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108168559A (zh) * 2017-12-26 2018-06-15 西京学院 一种基于分布式天线的室内定位系统及方法
CN110401516A (zh) * 2018-04-24 2019-11-01 上海朗帛通信技术有限公司 一种被用于无线通信的第一节点、基站中的方法和装置

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103229427B (zh) * 2010-10-01 2016-08-03 康普技术有限责任公司 用于多输入多输出信号的分布式天线系统
KR102398646B1 (ko) * 2014-12-02 2022-05-17 삼성전자주식회사 하이브리드 다중-입력 다중-출력 방식을 지원하는 통신 시스템에서 빔 운용 장치 및 방법
US9917628B2 (en) * 2015-01-16 2018-03-13 RF DSP Inc. Beamforming in a MU-MIMO wireless communication system with relays
ES2767179T3 (es) * 2015-03-26 2020-06-16 Huawei Tech Co Ltd Nodo de red y método del mismo
DE102016104978B4 (de) * 2016-03-17 2021-09-02 Apple Inc. Verarbeitung von Verfolgungsinformationen eines Funksignals
US10236958B2 (en) * 2016-03-21 2019-03-19 University Of Science And Technology Of China Method for signal transmission to multiple user equipments utilizing reciprocity of wireless channel
WO2017188486A1 (ko) * 2016-04-29 2017-11-02 엘지전자 주식회사 2d 채널 기반의 전송 방식을 이용한 데이터 수신 방법 및 이를 위한 장치
US10200109B2 (en) * 2016-04-29 2019-02-05 The Boeing Company System and method for distributed wireless communications
US20190159286A1 (en) * 2016-07-12 2019-05-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Data Relaying in a Wireless Communications Network
EP3858101A1 (en) 2018-09-24 2021-08-04 Fraunhofer Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Sudas, uru and base station
JP7137073B2 (ja) * 2018-12-19 2022-09-14 日本電信電話株式会社 無線通信システム、アクセスポイント装置、無線局装置及び無線通信方法
DE102019005686A1 (de) * 2019-08-13 2021-02-18 Diehl Metering Systems Gmbh Verfahren zum Übertragen von Daten zwischen einem Knoten und einer Basisstation in einem Kommunikationssystem sowie Basisstation sowie Knoten
KR102381280B1 (ko) * 2019-11-15 2022-03-31 주식회사 셀트론 단일 클럭을 이용하여 복수 tdd 신호들의 tdd 스위칭 신호를 생성하는 방법, 그리고 이를 구현한 tdd 스위칭 신호 생성 장치
US11165416B2 (en) 2019-12-03 2021-11-02 Apple Inc. Duty cycle and skew measurement and correction for differential and single-ended clock signals
CN110994156B (zh) * 2019-12-20 2021-06-15 惠州Tcl移动通信有限公司 天线组件及移动终端
CN111245503B (zh) * 2020-01-17 2020-11-03 东南大学 一种卫星通信与地面通信的频谱共享方法
CN113365349B (zh) * 2020-03-05 2023-07-04 大唐移动通信设备有限公司 一种信号的传输方法、终端、网络设备和存储介质
US11936503B2 (en) * 2020-08-04 2024-03-19 Qualcomm Incorporated Techniques for adding pilots to a forwarded signal by a repeater node
US11374796B2 (en) 2020-10-15 2022-06-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Compressive sensing based channel recovery considering time variation of the channel
US11770277B2 (en) 2021-04-02 2023-09-26 Nokia Technologies Oy Transmitter residual carrier frequency offset compensation
US11722981B2 (en) * 2021-07-29 2023-08-08 Cisco Technology, Inc. Re-estimating clock offset for frequency-selective wireless channels

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1228908A (zh) * 1996-07-25 1999-09-15 诺基亚电信公司 采用频率转换中继站的时分蜂窝系统中的小区扩展
WO2004064298A2 (en) * 2003-01-10 2004-07-29 Interdigital Technology Corporation Generalized two-stage data estimation
CN1612556A (zh) * 2003-10-29 2005-05-04 韩国电子通信研究院 用于减少信道上中继器的时延的解调装置和方法
CN101969420A (zh) * 2003-02-18 2011-02-09 高通股份有限公司 具有自适应均衡器的通信接收机
WO2011018892A1 (en) * 2009-08-10 2011-02-17 Sony Corporation Communication system, communication apparatus, communication method and computer program product
US20120014417A1 (en) * 2010-07-16 2012-01-19 Heath Jr Robert W System and method for transmitting pilot and data symbols in a relayed-wireless communications network

Family Cites Families (50)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB698018A (en) * 1951-10-09 1953-10-07 Marconi Wireless Telegraph Co Improvements in or relating to frequency modulated communication systems
US3180938A (en) * 1960-07-07 1965-04-27 Itt Repeater terminal for frequency division multiplex communication systems
JP3287015B2 (ja) * 1992-07-07 2002-05-27 富士通株式会社 補助信号伝送方式
JP3337795B2 (ja) 1993-12-10 2002-10-21 富士通株式会社 中継装置
EP0777341B1 (en) * 1995-11-30 2002-02-13 Loral Aerospace Corporation Adaptive cross-polarization equalizer
CA2248490C (en) 1997-10-31 2002-08-27 Lucent Technologies Inc. Access to communications systems
US6404775B1 (en) * 1997-11-21 2002-06-11 Allen Telecom Inc. Band-changing repeater with protocol or format conversion
US6697603B1 (en) * 1999-12-13 2004-02-24 Andrew Corporation Digital repeater
DE10119449A1 (de) * 2001-04-20 2002-10-24 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zum Übertragen der Daten eines teilnehmerspezifischen Steuerkanals in einem Funksystem
US7099409B2 (en) * 2002-02-13 2006-08-29 Broadcom Corporation Channel estimation and/or equalization using repeated adaptation
US7558575B2 (en) 2003-07-24 2009-07-07 Motorola Inc. Method and apparatus for wireless communication in a high velocity environment
US7558528B2 (en) * 2003-07-31 2009-07-07 Microsoft Corporation Wireless local area network translating bi-directional packet repeater
US7356089B2 (en) * 2003-09-05 2008-04-08 Nortel Networks Limited Phase offset spatial multiplexing
SE0303602D0 (sv) * 2003-12-30 2003-12-30 Ericsson Telefon Ab L M Method and arrangement in self-organizing cooperative network
WO2005101690A1 (fr) 2004-04-14 2005-10-27 Utstarcom Telecom Co., Ltd. Procede multiples entrees multiples sorties (mimo) fonde sur une source d'emission repartie dans un systeme de station de base centralise
WO2005122615A1 (ja) * 2004-06-07 2005-12-22 Nec Corporation 移動通信ネットワークにおけるサービスエリア在圏判定方法およびシステム
JP2006166167A (ja) 2004-12-09 2006-06-22 Kobe Steel Ltd 通信中継装置
EP1854235B1 (en) * 2005-02-17 2014-04-09 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Method and arrangement for cooperative relaying
US7747271B2 (en) 2005-03-02 2010-06-29 Qualcomm Incorporated Radiated power control for a multi-antenna transmission
CA2623491A1 (en) 2005-09-23 2007-04-05 Lehman Brothers Inc. System and method for event log review
US7653163B2 (en) 2005-10-26 2010-01-26 Intel Corporation Systems for communicating using multiple frequency bands in a wireless network
CA2632191A1 (en) 2005-11-29 2007-06-07 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Scheduling in a wireless multi-hop relay network
EP1964287A4 (en) * 2005-11-29 2012-03-21 Ericsson Telefon Ab L M METHOD AND ARRANGEMENT FOR IMPROVED RELAY TECHNOLOGY
WO2008004099A2 (en) * 2006-06-30 2008-01-10 Nokia Corporation Sleep mode for a wireless relay in ieee 802.16 networks ( ieee project 802.16j)
JP4952136B2 (ja) * 2006-08-17 2012-06-13 富士通株式会社 中継局、無線基地局及び通信方法
KR100922729B1 (ko) 2006-12-05 2009-10-22 한국전자통신연구원 직교주파수분할다중방식/직교주파수분할다중접속방식릴레이 시스템에서의 채널 추정 장치와 동기화 장치 및 그방법
JP4831034B2 (ja) * 2007-09-25 2011-12-07 パナソニック電工株式会社 所在管理システム
US8023886B2 (en) * 2007-09-28 2011-09-20 Broadcom Corporation Method and system for repeater with gain control and isolation via polarization
TWI468047B (zh) 2008-04-25 2015-01-01 Koninkl Philips Electronics Nv 多頻道無線網路之媒介存取控制協定
US20110053495A1 (en) 2008-06-20 2011-03-03 Mitsubishi Electric Corporation Communication apparatus and wireless communication system
JP5149111B2 (ja) * 2008-09-09 2013-02-20 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 無線中継装置及び無線中継方法
US20100080177A1 (en) 2008-09-29 2010-04-01 Broadcom Corporation Multiband communication device for communication control of remote devices and methods for use therewith
JP5453875B2 (ja) 2009-03-27 2014-03-26 富士通株式会社 中継装置、中継方法、受信装置および受信方法
US8812833B2 (en) 2009-06-24 2014-08-19 Marvell World Trade Ltd. Wireless multiband security
US8630582B2 (en) 2009-09-02 2014-01-14 Sony Corporation Out-of-band radio link protocol and network architecture for a wireless network composed of wireless terminals with millimetre wave frequency range radio units
US20110134772A1 (en) * 2009-09-24 2011-06-09 Nortel Networks Limited Methods of radio communication involving multiple radio channels, and radio signal repeater and mobile station apparatuses implementing same
JP5515559B2 (ja) * 2009-09-25 2014-06-11 ソニー株式会社 通信システム、基地局、および通信装置
CN102273082A (zh) 2009-10-19 2011-12-07 松下电器产业株式会社 接收机和发送接收系统
CN101730251B (zh) * 2009-11-13 2012-08-08 华为技术有限公司 微波中继接收和发送方法、装置以及微波中继节点
JP5553107B2 (ja) 2010-03-12 2014-07-16 富士通株式会社 中継装置、中継装置制御方法及び無線通信システム
US8457139B2 (en) * 2010-04-09 2013-06-04 Genband Us Llc Systems, methods, and computer readable media for loose coupling of multimedia resource function controllers and multimedia resource function processors
JP5447133B2 (ja) * 2010-04-19 2014-03-19 三菱電機株式会社 入退室システム
JP5663583B2 (ja) 2010-08-31 2015-02-04 日立建機株式会社 作業機械
JP5545162B2 (ja) 2010-10-15 2014-07-09 富士通株式会社 監視プログラム、監視装置、および監視方法
US8401057B2 (en) * 2011-05-23 2013-03-19 National Yunlin University Of Science And Technology OFDM-based relay-assisted channel estimation method
CN102281129A (zh) 2011-08-12 2011-12-14 上海交通大学 Mimo双向中继系统中的信息处理方法
CN102546127B (zh) 2012-01-06 2014-11-19 上海交通大学 Mimo中继系统中的信息处理方法
CN102833193B (zh) 2012-08-20 2015-11-25 宁波大学 一种双向中继网络中基于压缩感知的稀疏信道估计方法
EP2932556B1 (en) * 2012-12-17 2017-06-07 Keyssa, Inc. Modular electronics
JP6165045B2 (ja) * 2013-12-17 2017-07-19 Kddi株式会社 端末探索システム、案内システム、誘導システム、端末探索方法、案内方法、誘導方法およびコンピュータプログラム

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1228908A (zh) * 1996-07-25 1999-09-15 诺基亚电信公司 采用频率转换中继站的时分蜂窝系统中的小区扩展
WO2004064298A2 (en) * 2003-01-10 2004-07-29 Interdigital Technology Corporation Generalized two-stage data estimation
CN101969420A (zh) * 2003-02-18 2011-02-09 高通股份有限公司 具有自适应均衡器的通信接收机
CN1612556A (zh) * 2003-10-29 2005-05-04 韩国电子通信研究院 用于减少信道上中继器的时延的解调装置和方法
WO2011018892A1 (en) * 2009-08-10 2011-02-17 Sony Corporation Communication system, communication apparatus, communication method and computer program product
US20120014417A1 (en) * 2010-07-16 2012-01-19 Heath Jr Robert W System and method for transmitting pilot and data symbols in a relayed-wireless communications network

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108168559A (zh) * 2017-12-26 2018-06-15 西京学院 一种基于分布式天线的室内定位系统及方法
CN108168559B (zh) * 2017-12-26 2020-05-05 西京学院 一种基于分布式天线的室内定位系统及方法
CN110401516A (zh) * 2018-04-24 2019-11-01 上海朗帛通信技术有限公司 一种被用于无线通信的第一节点、基站中的方法和装置
CN110401516B (zh) * 2018-04-24 2021-10-29 上海朗帛通信技术有限公司 一种被用于无线通信的第一节点、基站中的方法和装置

Also Published As

Publication number Publication date
KR102076742B1 (ko) 2020-02-12
WO2016030294A2 (en) 2016-03-03
ES2747821T3 (es) 2020-03-11
KR20170046694A (ko) 2017-05-02
EP3576489B1 (en) 2023-11-01
US10917266B2 (en) 2021-02-09
MY191687A (en) 2022-07-07
ES2971519T3 (es) 2024-06-05
EP3187022B1 (en) 2019-07-24
RU2662674C1 (ru) 2018-07-26
JP2017535099A (ja) 2017-11-24
CN210325699U (zh) 2020-04-14
IL250758A0 (en) 2017-04-30
EP3187022A2 (en) 2017-07-05
SG11201701433UA (en) 2017-03-30
JP6780037B2 (ja) 2020-11-04
US20170163452A1 (en) 2017-06-08
JP6568206B2 (ja) 2019-08-28
US10616010B2 (en) 2020-04-07
EP3576489A1 (en) 2019-12-04
EP3576488A1 (en) 2019-12-04
EP2991441A2 (en) 2016-03-02
SG10201901022XA (en) 2019-03-28
WO2016030294A3 (en) 2016-04-21
IL250758B (en) 2020-03-31
EP2991441A3 (en) 2016-04-06
CN107079522B (zh) 2020-10-20
JP2019071657A (ja) 2019-05-09
SG10201903510YA (en) 2019-05-30
US20200067740A1 (en) 2020-02-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107079522A (zh) 收发器、sudac、收发器中的信号处理方法和sudac中的信号处理方法
US20220263686A1 (en) Reciprocal calibration for channel estimation based on second-order statistics
Nasir et al. Timing and carrier synchronization in wireless communication systems: a survey and classification of research in the last 5 years
US9031180B2 (en) Coherent transmission from distributed wireless transmitters
US8995410B2 (en) Airsync: enabling distributed multiuser MIMO with full multiplexing gain
US8270547B2 (en) Channel estimation method and system for inter-carrier interference-limited wireless communication network
US9203480B2 (en) Coherent transmission from distributed wireless transmitters using legacy receivers
CN102917454B (zh) 多点传播中通过移动用户反馈的基站间的相位同步方法
AliHemmati et al. Sum-rate optimal network beamforming and subcarrier power allocation for multi-carrier asynchronous two-way relay networks
CN103560856A (zh) 卫星-地面综合移动通信的部分预编码方法和系统
CN103259582A (zh) 一种多点协同传输预编码方法、终端及基站
Zhang et al. Optimization of an amplify-and-forward relay network considering time delay and estimation error in channel state information
Marey et al. Coded Assisted Transmit and Receive IQ Mismatch Compensation With Channel Estimation for AF Cooperative OFDM Systems
US11968062B1 (en) Joint gain and phase mismatch canceller and equalizer for downlink aided by precoder signaling
Nikitopoulos et al. FASTER: Fine and accurate synchronization for large distributed MIMO wireless networks
Akbarpour-Kasgari et al. Mimo-OFDM Compressed Channel Estimation Using Forward-Backward Pursuit
Tang Massive MIMO and Full-duplex Relaying Systems
Tiwari PAPR aware power allocation in OFDMA uplink

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant