JP2017535099A - 送信機、ｓｕｄａｃ、送信機の信号処理のための方法、および、ｓｕｄａｃの信号処理のための方法 - Google Patents

Abstract

ユーザ装置のトランシーバは、受信ステージ、フロントエンドチャンネル推定器、フロントエンドチャンネル等化器、バックエンドチャンネル推定器、および、バックエンドチャンネル等化器を含む。受信ステージは、ＳＵＤＡＣからインバウンド信号を受信するように構成され、それは極高周波を使用しているフロントエンド通信および極超短波を使用しているバックエンド通信を含む中継通信を可能にする。インバウンド信号は、データ部と、バックエンド制御部と、フロントエンド制御部とを含み、フロントエンド制御部は、フロントエンド評価信号および設定信号を含む。フロントエンドチャンネル推定器は、極高周波を使用することによって生じる歪を、フロントエンドチャンネル推定器のチャンネル推定に基づいて、フロントエンドチャンネル等化器が等化するように構成されるフロントエンド評価信号に基づいてチャンネル推定を実行するように構成される。バックエンドチャンネル推定器は、極超短波を使用することによって生じる歪を、バックエンドチャンネル推定器のチャンネル推定に基づいて、バックエンドチャンネル等化器が歪を等化するように構成されるバックエンド制御部に基づいてチャンネル推定を実行するように構成される。【選択図】 図３

Description

本発明の実施例は、トランシーバ、ＳＵＤＡＣ（また、Shared User Equipment-Side Distributed Antenna Component；共有ユーザ装置側分散アンテナコンポーネントと呼ばれる）、トランシーバおよびＳＵＤＡＣから成るシステムに関する。更なる実施例は、トランシーバにおける、または、ＳＵＤＡＣにおける信号処理のための方法に関する。好ましい実施例は、ＳＵＤＡＳ（Shared User Equipment-Side Distributed Antenna System；共有ユーザ装置側分散アンテナシステム）のための同期概念に関する。

ＳＵＤＡＳは、少なくとも一つの中継を含むシステムである。従来の増幅転送（ＡＦ）中継ネットワークにおいて、中継された信号（中継ノードから送信される）は、元の信号（ソースノードから送信される）として同じ搬送周波数帯に、通常位置する。直交チャンネルが、中継のために仮定される。ここで、時分割多重（ＴＤＭ），周波数分割多重（ＦＤＭ）または符号分割多重（ＣＤＭ）が仮定される。ペイロードデータ内に設けられるパイロットデータ（また、トレーニングデータまたは参照データと呼ばれる）は、使用される搬送周波数帯および関連するサブバンドの同期および一般的推定を行ううえでともに十分である。伝送のための同じ周波数帯の検討のため、パイロット構造（ソースノードにより送信される）は、宛先ノード（参照〔９〕,［１０］）で、最悪のケースのチャンネル条件および応用チャンネル推定技術に関してＡＦ中継システムのために最適化され得る。これは、信号伝送および転送の間、重要な周波数変換のために成り立たない。

例えば、パイロットマトリックス設計が、〔８〕において提唱される。ここで、ソースノードから中継ノードおよび中継ノードから宛先ノードへの直列チャンネルは、ＡＦ中継システムのために確認される。しかしながら、両方のチャンネルの同じ緩慢な時系列の特徴は、同じ周波数帯の伝送によると思われる。このようなわけで、一組の異なるパイロットマトリックス（＝中継ノードで適用されたユニタリサブキャリア置換マトリックス）は、両方のチャンネルが準一定であると仮定して適用され得る。宛先ノードは、両方のチャンネルを推定するために、このセットについての知識を利用する。

パイロットデータフィールドが含まれる信号構造を考慮すると、これらのパイロットフィールドから伝送チャンネルまたは（キャリア）周波数オフセットを推定する（パイロットデータフィールドが含まれる所で）方法は、広く知られており、かつ、適用される。〔３〕および〔６〕を参照されたい。これらの推定は、時間−周波数−符号−空間（ｔ−ｆ−ｃ−ｓ）リソースのために保持され、ここで、パイロットフィールドが配置される。さらにまた、例えば〔７〕において、無線チャンネルの相互関係がある事実は広く知られ、しばしば利用される。ここで、完全なチャンネル状態情報が仮定される。

〔１１〕において、ＯＦＤＭ／ＯＦＤＭＡ中継システムにおける同期およびチャンネル推定方式が考慮され、ここで、相違は、ＯＦＤＭベースの移動ネットワークシステムをサポートしているトランスペアレントかつ協調的な中継システムとの間に作られる。トランスペアレントな中継は、ユーザ装置が基地局から、または、中継から信号を受信したかどうかを決定することができないことを意味する。しかしながら、協調的な中継は、基地局およびユーザ装置と相互に作用し、ここでは、時空（ブロック）符号化および空間周波数（ブロック）符号化に特に重点が置かれている。

〔１１〕において、中継ペイロード信号の範囲内のパイロットデータが、チャンネル推定および同期のために直接使用され得る。さらにまた、〔１１〕は、異なる伝送リンクとの間に、例えばより正確なチャンネル推定のための異なる遅延の補償と同様に直接リンクおよび２つの中継リンクの間に、伝播遅延推定を使用する。〔１１〕において述べられないにもかかわらず、遅延が、インターシンボル干渉（ＩＳＩ）およびインターキャリア干渉（ＩＣＩ）を回避するためにＯＦＤＭシンボルの巡回プレフィックスの範囲内である限り、このことが作用する。

〔１１〕は、更に初期の推定から蓄積されたキャリアオフセットおよびタイミングオフセットを使用する。それゆえに、送信機の識別は、正しいテーブル−検索およびオフセット補償のために提案されている。このテーブルは、更新するように保たれてもよい。これは、〔１１〕の協調的システムにとって非常に重要である。その理由は、全ての装置（基地局、中継、ユーザ装置）は、同じｔ−ｆ−ｃ−ｓリソースを共有する。

〔１２〕において、圧縮センシングと呼ばれる特別なチャンネル推定方法が、双方向中継ネットワークのために開示され、要求される。非常に特殊なトレーニングシーケンス、各ユーザ装置により送信されるガウスランダムなトレーニングシーケンスに基づいて、反復的なチャンネル推定がなされる。このように、この方法は、ガウスランダムなトレーニングシーケンスを適用することと関連してのみ、良好に機能する。〔１３〕は、反復的なアルゴリズムを使用しているＭＩＭＯ 双方向中継システムにおけるチャンネル推定エラーの交換を示し、そこでは、更なる遅延が、チャンネル推定エラーを交換することによって生じる。

〔１４〕において、ＭＩＭＯ、すなわち複数の入，出力アンテナを有する処理中継ノードが考慮され、その一方で、ソースおよび宛先ノードは、単一アンテナを備えているだけである。この一方向中継システムにおいて、ソースノードおよび中継ノードは、トレーニングシーケンスを中継ノードおよび宛先ノード（ソースノードおよび中継からトレーニングシーケンスを受信する）に送信し、それは現在のすべてのリンクを測定する簡単な方法である。中継ノードは、反復的なアルゴリズムによって宛先ノードのための中継ＭＩＭＯ信号処理マトリックスおよび受信マトリックスの算出と同様にチャンネル推定を行う。〔１４〕のアプローチは、派生的なアルゴリズムの収束時間により導かれた重い遅延により、そして、宛先ノードからのチャンネル推定の非常にありそうな旧式のフィードバックの低下により、急速に時間可変するチャンネルの前述の課題を解決することができない。

上述した概念の全ては、共通してドップラーシフトのような効果を有する、または、他のチャンネル歪は、中継局を使用することのために拡大されて、類似の特徴を示すとみなされる。これは、重要な周波数変換（特性を変える）が、これらの概念において考慮されないという理由である。

従って、改良された方法を必要とする。

[1] 並行特許出願 [11] 国際公開第２００８／０６９５５５号 [12] 中国特許出願公開第１０２８３３１９３号明細書 [13] 中国特許出願公開第１０２２８１１２９号明細書 [14] 中国特許出願公開第１０２５４６１２７号明細書

[2] T.S. Rappaport, et al., "State of the Art in 60-GHz Integrated Circuits and Systems for Wireless Communications", Proceedings of the IEEE (Volume 99, Issue 8, pp. 1390 - 1436), Aug. 2011. [3] Mengali, D'Andrea, "Synchronization Techniques for Digital Receivers", Plenum Press, New York, USA, 1997. [4] J.G. Proakis, "Digital Communication", 5th Edition, McGraw-Hill Inc., New York, USA, 2008. [5] T.S. Rappaport, "Wireless Communications: Principles and Practice", 2nd Edition, Prentice Hall, Upper Saddle River, USA 2002. [6] L. Hanzo, M. Munster, B. J. Choi, and T. Keller, "OFDM and MC-CDMA for Broadband Multi-User Communications, WLANs and Broadcasting," John Wiley & Sons Ltd. - IEEE Press, West Sussex, England, 2003. [7] Karolina Ratajczak, Krzysztof Bakowski, Krzysztof Wesolowski, "Two-way Relaying for 5G Systems - Comparison of Network Coding and MIMO Techniques," IEEE Wireless Communications and Networks Conference,WCNC 2014. [8] Jun Ma, Philip Orlik, Jinyun Zhang, and Geoffrey Ye Li, "Pilot Matrix Design for Estimating Cascaded Channels in Two-Hop MIMO Amplify-and-Forward Relay Systems", IEEE Transactions on Wireless Communications, Vol. 10, No. 6, June 2011. [9] Chirag S. Patel and Gordon L. Stuber, "Channel Estimation for Amplify and Forward Relay Based Cooperation Diversity Systems," IEEE TRANSACTIONS ON WIRELESS COMMUNICATIONS, VOL. 6, NO. 6, JUNE 2007. [10] Feifei Gao, Tao Cui, and Arumugam Nallanathan, "On Channel Estimation and Optimal Training Design for Amplify and Forward Relay Networks," IEEE TRANSACTIONS ON WIRELESS COMMUNICATIONS, VOL. 7, NO. 5, MAY 2008.

上記した欠点を回避している概念を提供することが、目的である。この目的は、独立クレームの主題によって解決される。

第１の実施例によれば、ユーザ装置のトランシーバは、受信ステージ、フロントエンドチャンネル推定器、フロントエンドチャンネル等化器、バックエンドチャンネル推定器、および、バックエンドチャンネル等化器を備えている。受信ステージは、ＳＵＤＡＣからのインバウンド信号を受信するように構成される。そして、それは極高周波を使用しているフロントエンド通信および極超短波を使用しているバックエンド通信から成る中継通信を可能にする。インバウンド信号は、データ部と、バックエンド制御部およびフロントエンド制御部とからなり、フロントエンド制御部は、フロントエンド推定信号および設定信号から成る。フロントエンドチャンネル推定器は、極超短波を使用することによって生じる歪を等化するようにフロントエンドチャンネル等化器が構成されているフロントエンド推定信号に基づいてチャンネル推定を行うように構成されている。バックエンドチャンネル推定器は、バックエンドチャンネル等化器が、バックエンドチャンネル推定器のチャンネル推定に基づいて、極超短波を使用することによって生じる歪を等化するように構成されるバックエンド制御部に基づいてチャンネル推定を実行するように構成される。

本願明細書において開示される教示は、システムが、データを送信するために連続して連結された２つのエアインターフェースを使用して、第１および第２のエアインターフェースによって生じる歪効果を補償するための手段を含むという基本的な考えに基づく。このように、本発明の実施例は、検出／推定するために二段階アプローチを含みおよび／または第１および第２のエアインターフェース、例えばチャンネル推定のための二段階アプローチまたは周波数オフセット推定のための二段階アプローチで引き起こされた歪を補償する。期間推定信号は、明確な／直接の推定のためにトレーニングデータを参照することができ、そして、それは情報／ペイロードデータの特性を利用することによって暗黙の／間接的な推定について情報／ペイロードデータを参照できる。これらの２つの推定のケースは、データを補助されたおよび非データを補助された推定として、文献において示される。そして、推定は、同期、したがって信号品質を強化するために推定およびパラメータを推定することから構成できる。例えば、チャンネル推定は、伝送チャンネルの歪を減らすために、チャンネル推定を有する等化器を供給する。極超短波または極高周波を使用することが、搬送周波数に言及することができる点に更に留意されたい。

更なる実施例によれば、トランシーバは、送信ステージ、フロントエンドチャンネルプレ推定器、および、バックエンドチャンネルプレ推定器からなる。フロントエンドチャンネルプレ推定器は、フロントエンド推定信号に基づいて極高周波を使用することで生じる歪をプレ補償するためにチャンネルプレ推定を実行するためにフロントエンドチャンネル係数を算出するように構成される。バックエンドチャンネルプレ推定器は、極超短波を使用することで生じる歪を減らすためにバックエンド制御部に基づいてチャンネル推定を実行するためにバックエンドチャンネル係数を算出するように構成される。ＳＵＤＡＣにおける信号処理を遠隔制御するために、これら（プレ）推定を利用して、実施例は、フロントエンドおよび／またはバックエンドチャンネル特性をおよび／またはパラメータに関するフロントエンドおよび／またはバックエンドチャンネルおよび／またはパラメータに関連するフロントエンドおよび／またはバックエンド信号処理をＳＵＤＡＣに送信するように構成された送信ステージを示す。この実施例は、ＴＤＤ（時分割多重）移動通信ネットワークに適していてもよく、ここで、同じバックエンド搬送周波数がアップリンクおよびダウンリンクのために使われる。換言すれば、チャンネル相互関係は、この実施例のために有益であることができる。

実施例は、基地局から信号を直接受信するように構成される直接的な受信ステージから成るトランシーバを示す。そこにおいて、共通のバックエンドチャンネル推定器は、複数のバックエンド制御部および基地局から直接受信される信号に基づいて、結合チャンネル推定を実行するように構成される。加えて、トランシーバがＳＵＤＡＣによって中継されていない基地局から直接に信号を受信することが可能であるので、これは有利である。

更なる実施例は、バックエンドトランシーバ、フロントエンドトランシーバおよび推定信号発生器から成るＳＵＤＡＣを示す。バックエンドトランシーバは、バックエンドトランシーバが中間周波数でインバウンド信号を出力するように構成される極超短波を使用している基地局からインバウンド信号を受信するように構成される。推定信号発生器は、フロントエンド推定信号および制御信号を含むフロントエンド制御部を生成するように構成される。さらにまた、フロントエンドトランシーバは、インバウンド信号およびフロントエンド制御部を含む極高周波を使用しているアウトバウンド信号を生成して、ユーザ装置にアウトバウンド信号およびフロントエンド制御部信号を送信するように構成される。この実施例は、周波数変換を含む信号中継を伴うＳＵＤＡＣに言及できる。

更なる実施例は、フロントエンドトランシーバ、バックエンドトランシーバおよびバックエンドチャンネル等化器を含むＳＵＤＡＣを示す。バックエンドトランシーバは、極超短波を使用している基地局からインバウンド信号を受信するように構成され、中間周波数でインバウンド信号を出力するように構成される。バックエンドチャンネル等化器は、フロントエンドトランシーバを介してユーザ装置のバックエンドチャンネル推定器から受信される設定信号を使用して、極超短波を使用することで引き起こされる歪からインバウンド信号を減らすように構成される。フロントエンドトランシーバは、アウトバウンド信号を生成するために極高周波を使用しているインバウンド信号を出力して、ユーザ装置にアウトバウンド信号を送信するように構成される。加えて、または、あるいは、フロントエンドトランシーバは、ユーザ装置から設定信号を受信して、バックエンドチャンネル等化器に設定信号を送るように構成される。

更なる実施例は、ユーザ装置のフロントエンドチャンネル推定器から受信される設定信号に基いて、極高周波を使用することで発生する歪を減らすために、アウトバウンド信号をプレ等化するように構成されるフロントエンドチャンネルプレ等化器から成るＳＵＤＡＣを示す。

他の実施例は、フロントエンド制御部に基づいてフロントエンド周波数推定を実行するように構成されたフロントエンド周波数推定器を含むＳＵＤＡＣのフロントエンドトランシーバを示す。フロントエンド周波数補償器は、推定に基づきフロントエンドインバウンドおよび／またはアウトバウンド信号のフロントエンド周波数オフセット補償を実行するように構成される。加えて、または、あるいは、バックエンドトランシーバは、バックエンド制御部に基づいてバックエンド周波数推定を行うように構成されるバックエンド周波数推定器を含む。バックエンド周波数補償器は、推定に基づくバックエンドインバウンドおよび／またはアウトバウンド信号のバックエンド周波数オフセット補償を実行するように構成される。

更なる実施例は、フロントエンドチャンネル推定器およびフロントエンドチャンネル等化器から成るＳＵＤＡＣを示し、そこにおいて、フロントエンドチャンネル推定器は、フロントエンド推定信号に基づいてチャンネル推定を実行するように構成され、かつ、フロントエンドチャンネル等化器は、フロントエンドチャンネル推定器のチャンネル推定に基づいて、極高周波を使用することによって生じる歪を等化するように構成される。

更なる実施例によれば、トランシーバおよびＳＵＤＡＣから成るシステムが設けられており、そこにおいて、ＳＵＤＡＣおよびトランシーバは、トランシーバの受信および送信ステージおよびＳＵＤＡＣのフロントエンドトランシーバを使用して通信リンクを確立する。さらにまた、ＳＵＤＡＣおよびトランシーバは、ハードウェアおよび／または環境適応時間同期を確立し、そこにおいて、時間同期は、トランシーバがフロントエンドまたはバックエンド同期信号を使用している現在の基準クロックを送信する外部の、共通基準時または同期を使用している同期の少なくとも一つの基準を含む。

更なる実施例によれば、トランシーバおよびＳＵＤＡＣにおける信号処理のための方法が、設けられている。方法は、ユーザ装置および／またはＳＵＤＡＣを用いて実行される。実施例によれば、この方法のためのコンピュータプログラムが、設けられている。

そこにおいて、本発明の実施例は、同封された図面を参照してその後述べられる：

図１は、ＳＵＤＡＣ、ユーザ装置および基地局間のリンクの模式的な概要を示す図である； 図２は、３つのＳＵＤＡＣに関して移動するユーザ装置の模式的な概要を示す図である； 図３は、ユーザ装置およびその通信リンクのトランシーバの模式的な概要を示す図である； 図４は、ユーザ装置およびその処理ブロックのトランシーバの模式的な概要を示す図である； 図５は、実施例に従ってＳＵＤＡＣの模式的な概要を示す図である； 図６は、実施例に従ってＳＵＤＡＣの模式的な概要を示す図である。 図７は、実施例に従ってＳＵＤＡＣの模式的な概要を示す図である。 図８は、ユーザ装置およびＳＵＤＡＣのトランシーバから成るシステムの模式的な概要を示す図である； 図９は、トランシーバの信号処理のための方法の概略ブロック図を示す図である； 図１０は、ＳＵＤＡＣの信号処理のための方法の概略ブロック図を示す図である； 図１１は、ＳＵＤＡＣの信号処理のための方法の概略ブロック図を示す図である； 図１２ａは、共通のＭＩＭＯ ３×３通信を記述する３つのアンテナを有する基地局およびユーザ装置の概略ブロック線図を示す； 図１２ｂは、３ｘ３通信モードにおける基地局、２つのＳＵＤＡＣおよびユーザ装置のブロック線図を示す； 図１２ｃは、基地局、２つの受信アンテナを含むＳＵＤＡＣ、１つの受信アンテナを含むＳＵＤＡＣおよび３ｘ４通信モードにおける１つの受信アンテナを含むユーザ装置のブロック線図を示す図である。 図１３ａは、対周波数ｆで視覚化される３つのＳＵＤＡＣの送信スペクトルを図式的に示す模式的な図である。； 図１３ｂは、３つのＳＵＤＡＣにより６０Ｇ帯における非同期二重ビーコン伝送の典型的な送信スペクトルを示す図である。； 図１４は、１つのＳＵＤＡＣによる６０Ｇ帯のマルチビーコン信号ブロックの典型的な送信スペクトルを示す図である。； 図１５は、１つのＳＵＤＡＣによる６０Ｇ帯の重畳−ビーコン信号ブロックの典型的な送信スペクトルを示す図である。； 図１６は、パイロットフィールドおよびＴＤＤ（時分割多重）モードの制御および設定データのためのフィールドを示している典型的な高水準ビーコン信号を示す図である。； 図１７は、パイロットフィールドおよびＦＤＤ（周波数分割多重）モードの制御および設定データのためのフィールドを示している典型的な高水準ビーコン信号構造を示す図である。； 図１８は、１つのＳＵＤＡＣからの２つの典型的なビーコン信号から推定されたフロントエンドドップラーシフトｆ_D（ｔ₁）−ｆ_D（ｔ₅）および複素チャンネル係数ｈの推定を示す図１６のイメージと比較可能なイメージを示す図である。； 図１９は、パイロットフィールド構造がビーコン信号１および２において整列される２つのビーコン信号からパイロットフィールドの典型的な共同処理を示す図である。； 図２０は、周波数分割多重（ＦＤＤ）モードの１つのダウンリンク中継経路および１つのアップリンク中継経路を提供する１つのＳＵＤＡＣの典型的なビーコン信号を示す図である。； 図２１は、時分割多重（ＴＤＤ）モードにおけるダウンリンクのための１本の中継経路を提供する１つのＳＵＤＡＣのビーコン信号を示す図である。； 図２２は、ユーザ装置でＳＵＤＡＣで通信するための信号処理ブロックの概略ブロックを示す図である。； 図２３ａは、ユーザ装置で３つのＳＵＤＡＣで通信するための信号処理ブロックの概略ブロックを示す図である。 図２３ｂは、ユーザ装置で３つのＳＵＤＡＣで通信するための信号処理ブロックの概略ブロックを示す図である。 図２４ａは、ユーザ装置およびＳＵＤＡＣで圧縮信号処理を行うための信号処理ブロックの概略ブロックを示す図である。； 図２４ｂは、ユーザ装置およびＳＵＤＡＣで圧縮信号処理を行うための信号処理ブロックの概略ブロックを示す図である。； 図２４ｃは、ユーザ装置およびＳＵＤＡＣで圧縮信号処理を行うための信号処理ブロックの概略ブロックを示す図である。； 図２４ｄは、ユーザ装置およびＳＵＤＡＣで圧縮信号処理を行うための信号処理ブロックの概略ブロック図を示す図である。； 図２４ｅは、ユーザ装置およびＳＵＤＡＣで圧縮信号処理を行うための信号処理ブロックの概略ブロックを示す図である。； 図２５は、目標ペイロード信号がダウンリンクおよび／またはアップリンク信号中継を行うための中継帯域幅より狭い帯域幅を有する中継された信号の模式的な周波数スペクトルを示す図である； 図２６は、ダウンリンクおよびアップリンク信号中継のために保持する同じ中継帯域幅の範囲内で共有中継チャンネルの模式的な周波数スペクトルを示す図である。； 図２７は、フロントエンドの５つのフロントエンドデータ部に埋め込まれている５つのバックエンド信号サブバンドを処理する模式的な周波数スペクトルを示す図である。；そして、 図２８は、パイロットフィールド長およびＳＮＲ（信号対雑音比）（Ｅ_s／Ｎ₀）に依存している位相雑音およびチャンネル推定エラーによるｄＢの損失／低下を示している模式的な３次元メッシュグリッドを示す図である。

以下で、本発明の実施例は詳細に述べられ、同一の参照符号は、同一であるか類似の機能を有する対象に提供され、その結果、その説明は交換可能であるか相互に適用できる。

基本的な実施例

〔１〕において提案されるように、共有ユーザ装置側分散アンテナコンポーネント（Shared User Equipment-Side Distributed Antenna System；ＳＵＤＡＳ）において、６０ＧＨｚ（極高周波）の周波数帯（６０Ｇ）の中継されたペイロード信号は、適正なチャンネル推定および同期のための十分な手段を持たない。これは、ペイロード信号波形は、サブ６ＧＨｚの周波数帯（ｓ６Ｇ）の伝送のために設計されるからである。ペイロード信号は、それぞれ、ダウンリンクまたはアップリンクを意味する、基地局からユーザ装置までＳＵＤＡＳを介してまたはその逆を経て中継された信号である。従って、新しいチャンネル推定および同期概念は、ＳＵＤＡＳのために提案された。そして、それは速い変更チャンネル特性またはチャンネル状態に対処するかまたは６０ＧＨｚ帯における潜在的に大きい周波数オフセットに対処するために適する。そして、それはまた、中継されたペイロード信号を損なう。後で記載されている方式は、中継されたペイロード信号およびＳＵＤＡＳ状態／制御信号の確実な伝送を可能にする。

ユーザ装置（ＵＥ）に対する衛星または中継として作用する自律的な中継アンテナ（ＳＵＤＡＳ）のシステムを組込むことが、想定される。このような、形成された分散アンテナシステム（一つ以上の共有ユーザ装置側分散アンテナコンポーネント（ＳＵＤＡＣ）から成る）は、ユーザ装置（ＵＥ）と移動通信システムの基地局（ＢＳ）との間で超高速データ伝送へのゲートを解放するＭＩＭＯ技術を使用するための鍵である。換言すれば、より高いあるいはより低い周波数を有するアウトバウンド周波数へのインバウンド信号の変換を含む仮想アンテナアレイという意味における中継ネットワークが、構築され、両方の伝送チャンネル部のためのチャンネル推定および同期を更に含む。それは静止および移動ＳＵＤＡＳと考えてもよく、そこにおいて、静止ＳＵＤＡＣは、住宅に取付けられることができ、移動ＳＵＤＡＣは、例えば車または公共輸送機関（例えばバス／電車）に取付けられることができる。以下に、図１−８は、ハードウェアコンポーネントを示し、図９−１１は、ハードウェアコンポーネントにおける信号処理の方法を示し、図１２ａ−ｃは、通信のためのＭＩＭＯ処理方式を紹介し、図１３より、信号生成および処理方式が記載されている。

基地局（ソースノードとしての）はまた、周波数帯１（例えばｓ６Ｇ）およびバンド２（例えば６０Ｇ）に適しているパイロット構造を送信することもでき（例えば６０Ｇ）、それは、ペイロードと共に中継される。しかしながら、ｓ６Ｇ周波数帯のオーバーヘッドは、あまりに巨大であるので、それは、いかなる新しい移動通信規格においても採用されない。さらにまた、それはＳＵＤＡＣでｓ６Ｇペイロード信号のパイロット構造を修正することを目的としない。その理由は、移動通信回路網の標準化はすでに終わったかもしれない、または、同じく実施例で、ＳＵＤＡＣは、ｓ６Ｇペイロード信号構造を認識していない、からである。

図１は、ＳＵＤＡＣ ３０、ユーザ装置１０および基地局７０の間のリンクの模式的な概要を示す図である。実施例によれば、熟考のうえでの通信フレームワークは、〔１〕に記載されている。

図１に示すように、ＳＵＤＡＣ ３０および基地局７０のリンクは、バックエンド通信を含むバックエンドリンク７５ａと呼ばれている。バックエンドリンクは、周波数帯１を使用し、現在の移動システムのためのそれは、６ＧＨｚ（ｓ６Ｇ）以下の周波数帯において作動している。他のバックエンドリンク７５ｂは、ユーザ装置１０および基地局７０間のリンクである。このバックエンドリンク７５ｂは、ユーザ装置１０および基地局７０間の通常使用される通信経路でもよい。このバックエンドリンク７５ｂは、サポートされるかまたは伝送強度または精度を強化するために、および／またはデータレートを強化するために、バックエンドリンク７５ａおよびフロントエンドリンク８０を介して中継された伝送を用いてサポートまたは拡張される。フロントエンドリンク８０は、ユーザ装置１０およびＳＵＤＡＣ ３０間の伝送と呼ばれている。そして、それは短距離、大部分は見通し線（ＬＯＳ）伝送、に高データレートを可能にするために極高周波周波数帯（バンド２）において送信される。フロントエンドリンク８０は、フロントエンド伝送を含む。システムの観点から、両方のリンクは、双方向性で、一対として単一中継リンクを確立する。単一のＳＵＤＡＣ ３０は、１つまたは複数の独立中継リンクを組込む。ユーザ装置１０からＳＵＤＡＣ ３０までの、そして、ＳＵＤＡＣ ３０から基地局７０までのリンク方向は、アップリンクと分類される、他方向はダウンリンクと分類される。

図２は、３つのＳＵＤＡＣ ３０ａ、３０ｂ、３０ｃに関する移動ユーザ装置１０の模式的な概要を示す。ユーザ装置１０の移動は、３つの位置で評価され、位置１で、ユーザ装置１０は、ＳＵＤＡＣ ３０ａおよび３０ｂとの見通し線つながりがある、位置２で、ユーザ装置１０は、ＳＵＤＡＣ ３０ａ、３０ｂおよび３０ｃとの見通し線つながりがある、そして、位置３で、ユーザ装置１０は、ＳＵＤＡＣ ３０ｂおよび３０ｃとの見通し線つながりがある。位置１および位置３で、ＳＵＤＡＣ ３０ｂまたは３０ｃは、壁の後に隠れる。

システムがフロントエンド関連のＬＯＳ−伝送に依存するので、ネットワークレイアウトが手で持てるサイズのユーザ装置１０のために変化しなくてもよいことは明白である。移動するときに、図２に示すように他のＳＵＤＡＣを見失うと共に、ユーザ装置は、常に新しいＳＵＤＡＣ ３０ａ−ｃを発見する。アクセス可能なＳＵＤＡＣの数に変化がない場合であっても、伝送チャンネルは変化するかもしれない。このように、このデュアルバンド送受信（ユーザ装置１０およびＳＵＤＡＣ ３０の中で）のために新規なチャンネル推定および同期方式、例えば、適切なビーコンおよびパイロットデータ構造を使用すること、を適用することが有益である。一般に、バックエンドリンクは、最も制限された資源であって、異なる基地局および他のユーザ装置で分配されるが、フロントエンドリンクは、異なるユーザ装置１０およびＳＵＤＡＣ ３０の間で分配される。ＳＵＤＡＣ ３０は、バンド間で中継していて、以下の節において詳述される。

図３は、ユーザ装置１０の基本的なトランシーバ５を示す。より高度なアプローチは、図２２および図２３に示される。ユーザ装置１０は、例えば、携帯電話、コンピュータまたは「モノのインターネット」装置である。トランシーバ５は、受信ステージ１５、フロントエンドチャンネル推定器２０、フロントエンドチャンネル等化器２１、バックエンドチャンネル推定器２２、および、バックエンドチャンネル等化器２３を備えている。受信ステージ１５は、ＳＵＤＡＣ ３０からインバウンド信号２５を受信するように構成され、それは、極高周波（例えば６０ＧＨｚ帯において）を使用しているフロントエンド通信および極超短波（例えばｓ６Ｇ帯において）を使用しているバックエンド通信から成る中継通信を可能にする。極超短波は、下位６ＧＨｚ帯（ｓ６Ｇ）に存在してもよいが、極高周波は、６０ＧＨｚ帯（６０Ｇ）に存在してもよい。インバウンド信号２５は、データ部３５、バックエンド制御部５０およびフロントエンド制御部４０から成る。そして、フロントエンド制御部は、フロントエンド推定信号４５および設定信号４６から成る。インバウンド信号２５のデータ部３５は、ペイロード信号またはペイロード信号の一部でもよく、そして、フロントエンド制御部４０は、一つ以上のパイロットデータフィールド（フロントエンド推定信号４５）および一つ以上の設定信号フィールド４６から成るビーコン信号であり得る。ビーコンは、概して、ＳＵＤＡＳ、その構成、およびパイロットデータ（また、パイロットまたは参照データと呼ばれる）に関する６０Ｇ帯ホスティング情報の制御チャンネルである。バックエンド制御部５０は、例えば移動通信ネットワーク規格、例えばペイロード信号の一部、例えば共通の制御チャンネルを使用する、例えばバックエンド通信におけるチャンネル推定のために使用される既知のデータを含む、を定める適用されたバックエンド通信波形に従って一つ以上のパイロットデータフィールドから成ることができる。フロントエンドおよびバックエンド制御部（４０および５０）は、本実施例において、明確なパイロットデータ（データ支援同期のためを意味する）を含み得ることに注意されたい。しかしながら、制御データ４６およびデータ部３５の信号特性は、（データ支援でない）同期のために推定され得る。明確さのために、以下の説明は、潜在的に拡張された推定の第２のケースを除外することなく第１のケースを参照する。

フロントエンドチャンネル推定器２０は、極高周波を用いて引き起こされる歪を減らすために、フロントエンド推定信号４５に基づいてチャンネル推定を実行するように構成される。フロントエンドチャンネル等化器２１は、フロントエンドチャンネル推定器２０のチャンネル推定に基づいて、極高周波を使用することで生じる歪を等化するように構成される。さらにまた、バックエンドチャンネル推定器２２は、極超短波を用いて引き起こされる歪を減らすためにバックエンド制御部５０に基づいてチャンネル推定を実行するように構成される。バックエンドチャンネル等化器２３は、極超短波を使用することによって生じる歪を、バックエンドチャンネル推定器２２のチャンネル推定に基づいて、等化するように構成される。

トランシーバ５は、例えば、ドップラーシフトを算出し補償するために、二段階周波数オフセット推定および補償をさらに有する。チャンネル推定は、図４で詳細に議論される。
実際の信号処理方式は、更なる節に記載されている。

図４によって示されるように、更なる実施例は、複数の受信ステージ１５、複数の受信ステージ１５のための共通のバックエンドチャンネル推定器２２、およびユーザ装置１０のトランシーバ５がＭＩＭＯ伝送モードを使用することを可能にしている複数の受信ステージ１５のための共通のバックエンドチャンネル等化器２３を含むトランシーバ５を示す。共通のバックエンドチャンネル推定器２２は、複数のバックエンド制御部５０に基づいて複合チャンネル推定を実行するように構成される。さらにまた、共通のバックエンドチャンネル等化器２３は、複合チャンネル推定の結果に基づいて複合チャンネル等化を実行するように構成される。加えて、トランシーバ５は、基地局７０から信号を直接受信するように構成される直接的な受信ステージ１６を含み得る。従って、共通のバックエンドチャンネル推定器２２は、複数のバックエンド制御部５０および基地局から直接に受信した信号に基づいて複合チャンネル推定を実行するように構成されている。

他の実施例は、フロントエンド制御部４０に基づいてフロントエンド周波数推定を実行するように構成されるフロントエンド周波数推定器１７および推定に基づいてフロントエンド周波数オフセット補償を実行するように構成されるフロントエンド周波数補償器１８から成るトランシーバ５を示す。推定は、フロントエンド周波数推定器１７を使用して実行することができる。

他の実施例は、バックエンド制御部５０に基づいてバックエンド周波数推定を実行するように構成されるバックエンド周波数推定器１９および推定に基づいてバックエンド周波数オフセット補償を実行するように構成されるバックエンド周波数補償器２４から成るトランシーバ５を示す。推定は、フロントエンド周波数推定器２４を使用して実行され得る。

更なる実施例によれば、トランシーバ５は、送信ステージ５５およびフロントエンドチャンネルプレ推定器６５を含むことができる。フロントエンドチャンネルプレ推定器６５は、フロントエンド推定信号４５に基づいて極高周波を用いることで生じる歪をプレ補償するためにチャンネルプレ推定を実行するためにフロントエンドチャンネル係数を算出するように構成される。さらにまた、トランシーバ５は、極超短波を使用することで生じる歪を減少するためにバックエンド制御部５０に基づいてチャンネル推定を実行するためにバックエンドチャンネル係数を算出するように構成されるバックエンドチャンネルプレ推定器６６を含むことができる。

他の実施例は、ＳＵＤＡＣ ３０における信号処理を遠隔制御するために、フロントエンドおよび／またはバックエンドチャンネル特性および／またはフロントエンドおよび／またはバックエンドチャンネル関連パラメータおよび／またはフロントエンドおよび／またはバックエンド信号処理関連パラメータをＳＵＤＡＣ３０に送信するように構成されている。この実施例は、ＴＤＤ（時分割多重）移動通信ネットワークに適することができ、ここで、同じバックエンド搬送周波数がアップリンクおよびダウンリンクのために使用される。換言すれば、チャンネル相互関係は、この実施例のために有益でもよい。従って、チャンネルプレ推定器６５は、アウトバウンド信号プレ補償のための少なくとも一つの以前に受信したフロントエンドおよびバックエンド制御部４０、５０を推定することができる。中継チャンネルの相互関係があることが、本実施例において利用されることに注意されたい。アウトバウンド信号６０のプレ推定およびプレ補償が、例えば、トランシーバ５によって実行される。

他の実施例は、異なるキャリア周波数を使用して、および／または異なるコード構造を使用して、および／または異なるタイムスロットを使用して送信されるものとして、極高周波信号のデータ部３５およびフロントエンド制御部４０を説明する。さらにまた、極超短波のデータ部３５およびバックエンド制御部５０は、異なる搬送周波数を使用して、および／または異なるデータ符号構造を使用して、および／または異なるタイムスロットを使用して、送信される。換言すれば、送信されるべき極高周波信号のデータ部３５およびフロントエンド制御部４０は、搬送周波数、符号構造および／またはタイムスロットに関して各々と異なる。さらにまた、送信されるべき極超短波のデータ部３５およびバックエンド制御部５０は、搬送周波数、符号構造および／またはタイムスロットに関して各々と異なる。インバウンド信号２５は、フロントエンド制御部４０と比較したとき異なる搬送周波数を有するおよび／またはフロントエンド制御部（４０）と比較したとき時間的にシフトされる付加的なフロントエンド制御部４２を更に含む。さらにまた、フロントエンド制御部４０および付加的なフロントエンド制御部４２は、フロントエンド制御部４０および付加的なフロントエンド制御部４２の共同の処理のために、更に、続くフロントエンド推定信号４５の間に、補間強度または精度を改善するために、遅れずに整列されて、異なる搬送周波数を有する。この実施例によれば、少なくとも一つのフロントエンド推定信号が使用され、その一方で、異なるチャンネル状況または信号構造（バックエンドまたはフロントエンド）は、複数のフロントエンド推定信号を使用することができる。信号処理方式は、更なる節に記載されている。一般に、フロントエンド通信は、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、空間分割多元接続（ＳＤＭＡ）、または他のいかなる適切な多重化方法を使用して多重化してもよいことが指摘される。

他の実施例は、信号処理パラメータをＳＵＤＡＣ ３０に送信するために信号処理パラメータを算出するように構成される信号処理器６８を含むトランシーバ５を示す。インバウンド信号が制限された帯域幅によって、または、より短い期間で、例えば送信され得るように、すなわち、インバウンド信号は極高周波上で圧縮されて送信されることができるように、ＳＵＤＡＣ３０は、例えばインバウンド信号２５を処理またはエンコードするための信号処理パラメータを使用することができる。圧縮されたインバウンド信号をデコードするために、ユーザ装置１０は、任意にはデコーダ６９を含む。デコーダ６９は、圧縮パラメータプロセッサ６８により直接制御される、（ダウンリンクのための）ＵＥ側解凍／復号を参照し、その一方で、ＳＵＤＡＣ側の（アップリンクのための）解凍／復号は、圧縮パラメータプロセッサ６８によって遠隔制御される。エンコーダ６７は、また、圧縮器とも呼ばれ、圧縮パラメータプロセッサ６８により、（アップリンクのために）直接に制御されたUE側の圧縮／符号化を参照し、その一方で、ＳＵＤＡＣ側の圧縮／符号化（ダウンリンクのための）は、圧縮パラメータプロセッサ６８により遠隔制御される。実際の圧縮スキームは、図２４ａ−ｅに記載されている。

さらなる態様において、トランシーバ５の受信ステージ１５および／またはチャンネル推定ステージ２０は、ドップラー変化率のような実際のＳＮＲ（信号対雑音比）および／または実際のチャンネル特性に応じて受信パラメータおよび信号処理パラメータを適応させるように構成される。

他の実施例によれば、フロントエンド制御部４０および付加的なフロントエンド制御部４２は、フロントエンド制御部４０、４２の共同の処理のため更なる、次のフロントエンド推定信号４５との間に補間ロバスト性および／または補間精度を改善するために、遅れずに整列配置されて、異なる搬送周波数を有する。上記したトランシーバは、受信ステージのための時間／周波数基準である周囲の材料の共振周波数を利用するために、周波数分析器をさらに含む。時系列伝送技術、例えば時分割多元接続アルゴリズム（ＴＤＭＡ）、を使用するときに、時間基準は、有利である。良好な周波数基準は、周波数オフセット推定および補償をサポートするために有利である。

図５は、ダウンリンク信号処理に関するＳＵＤＡＣ ３０の模式的な概要を示す。ＳＵＤＡＣ ３０は、バックエンドトランシーバ８５、フロントエンドトランシーバ９０および推定信号発生器９５を具備している。バックエンドトランシーバ８５は、極超短波を使用している少なくとも一つの基地局７０からインバウンド信号１０５を受信するように構成される。インバウンド信号１０５は、データ部３５およびバックエンド制御部５０から構成されることができる。推定信号発生器９５は、フロントエンド推定信号４５および制御信号４６から成るフロントエンド制御部４０を生成するように構成される。さらにまた、フロントエンドトランシーバ９０は、インバウンド信号（１０５）およびフロントエンド制御部（４０）から成る極高周波を使用しているアウトバウンド信号（１１０）を生成し、アウトバウンド信号（１１０）およびフロントエンド制御部（４０）をユーザ装置（１０）に伝送するように構成される。

この実施例は、チャンネル推定のような高度な信号処理なしに基地局７０からユーザ装置１０に信号を受信および送信しているＳＵＤＡＣ ３０を示す。フィルタ適応を含むバックエンドトランシーバ８５およびフロントエンド９０の基本的な時間および周波数同期は別にして、信号処理部は、周波数変換におよび受信信号の増幅へのさらなる実施例に制限される。さらに、推定信号発生器９５は、周知のフロントエンド推定信号４５例えばビーコン信号のパイロット分野からなるフロントエンド制御部（４０）を作成する。ビーコン信号は、連続的に送信され得る、または、連続的な通信路において分離した、例えば、分離した伝送チャンネルまたはビーコン信号が受信信号、例えばヘッダの部分として含まれ、ユーザ装置１０が少なくともフロントエンド推定信号４５を推定できるようにし、かつ検出された歪を補償できるようにする。フロントエンドトランシーバ９０は、インバウンド信号１０５およびフロントエンド制御部４０から成る極高周波を使用しているアウトバウンド信号１１０を生成して、アウトバウンド信号１１０およびフロントエンド制御部４０をユーザ装置１０に送信するように構成される。

図６は、実施例によるＳＵＤＡＣ ３０の模式的な概要を示す。この実施例は、受信モード（ダウンリンク）およびバックエンド補償モードを有するＳＵＤＡＣと呼ばれることもできる。ＳＵＤＡＣ ３０は、フロントエンドトランシーバ９０、バックエンドトランシーバ８５、およびバックエンドチャンネル等化器８６を具備している。バックエンドトランシーバ８５は、極超短波を使用している少なくとも一つの基地局７０からインバウンド信号１０５を受信して、中間周波数でインバウンド信号１０５を出力するように構成される。任意には、インバウンド信号１０５は、バックエンド周波数推定器９８およびバックエンド周波数推定器９９によって同期され得る。インバウンド信号１０５は、データ部３５およびバックエンド制御部５０から構成されることができる。さらに、バックエンドトランシーバ８５は、インバウンド信号を、例えば搬送周波数の除去または搬送周波数のダウンコンバージョンにより、極超短波からより処理しやすい周波数に変換し得る。バックエンドチャンネル等化器８６は、フロントエンドトランシーバ９０を介してユーザ装置１０のバックエンドチャンネル推定器から受信された設定信号４６を使用して極超短波を使用することで生じるインバウンド信号の歪を減少させるように構成される。設定信号４６は、例えばフロントエンドトランシーバ９０により制御部４０の一部として受信することができる。さらにまた、フロントエンドトランシーバ９０は、アウトバウンド信号１１０を生成するために極高周波を使用しているインバウンド信号を出力して、ユーザ装置１０にアウトバウンド信号１１０を送信するように構成される。加えて、または、あるいは、フロントエンドトランシーバ９０は、ユーザ装置１０から設定信号４６を受信して、バックエンドチャンネル等化器８６に設定信号を転送するように構成される。フロントエンドトランシーバ９０は、予歪された方法においてユーザ装置１０に、アウトバウンド信号１１０を送信する。従って、バックエンドチャンネル等化器８６は、ＵＥ １０によって遠隔で構成されることができ、それは中継されたバックエンド信号を分析する。例えば、ＵＥ １０は、バックエンドＭＩＭＯチャンネルを推定して、バックエンドＭＩＭＯ等化マトリックスを算出して、対応するＳＵＤＡＣにビーコン信号（制御部４０）の設定信号４６により、関連部分を分配する。設定信号４６は、フィルタまたは他の信号処理パラメータのセットの中から選択するためにフィルタ係数またはフィルタインデックスを有する。

更なる実施例によれば、ＳＵＤＡＣ ３０は、フロントエンドチャンネル推定器９１およびフロントエンドチャンネルプレ等化器９２から成る。フロントエンドチャンネル推定器９１は、フロントエンド評価信号４５に基づいてチャンネル推定を実行するように構成される。さらにまた、フロントエンドチャンネルプレ等化器９２は、フロントエンドチャンネル推定器９１のチャンネル推定に基づいて、アウトバウンド信号１１０の伝送の間、極高周波を使用することで生じる歪を減らすためにインバウンド信号１０５をプレ等化するように構成される。ＳＵＤＡＣ ３０は、フロントエンドチャンネルのチャンネルプレ推定およびプレ補償を実行するので、この実施例は、拡張した処理能力を有するＳＵＤＡＣ ３０を記載する。従って、ユーザ装置１０は、フロントエンド評価信号４５から成るフロントエンド制御部４０を送信することができる。フロントエンドチャンネル推定器９１は、フロントエンドチャンネルプレ等化器９２によりアウトバウンド信号をフィルタリングするのに適用し得る、例えば、フィルタ係数またはフィルタインデックスを計算するためにフロントエンド推定信号を用いることができる。また、ビーコンの状態および制御情報のような他のフロントエンド通信データは、ユーザ装置１０に伝送のためのプレ補償をされることができる。従って、ユーザ装置１０のチャンネル等化器９２は、不要であるかまたは少なくとも処理能力を減少させたものを使用することができる。

更なる実施例は、ユーザ装置１０のフロントエンドチャンネル推定器２０から受信された設定信号４６に基づいて、アウトバウンド信号１１０の伝送の間極高周波を使用することで生じる歪を減らすために、インバウンド信号１０５をプレ等化するように構成されるフロントエンドチャンネルプレ等化器９２から成るＳＵＤＡＣ ３０を示す。この実施例は、ユーザ装置１０によって遠隔で設定されたフロントエンドチャンネルプレ等化器９２を有するＳＵＤＡＣ ３０を示す。従って、ユーザ装置１０は、ＳＵＤＡＣ ３０にフロントエンド制御部４０の設定信号４６を送ることができる。ＳＵＤＡＣ ３０は、フロントエンドチャンネルプレ等化器９２により例えばアウトバウンド信号をフィルタするために、例えばフィルタ係数やフィルタインデックスを含む設定信号４６を抽出する。ビーコンの状態および制御情報のような他のフロントエンド通信データもまた、ＵＥ １０に伝送のためにプレ補償されることができる。さらに、例えばインバウンド信号１０５がプレ等化され、または、あるいは、インバウンド信号１０５がエンコーダ９３を使用して符号化でき、例えばインバウンド信号を圧縮し符号化されることができ、インバウンド信号１０５はプレ等化され、または、あるいは、インバウンド信号１０５は、エンコーダ９３を使用して、例えば、インバウンド信号１０５を圧縮するために、エンコードでき、従ってアウトバウンド信号１１０によってユーザ装置１０に伝送されるためにデータを減らす前に、インバウンド信号１０５は、エンコーダ９３によってエンコードされる。さらにまた、エンコーダは、インバウンド信号の量子化を含むことができる。

図７は、実施例によるＳＵＤＡＣ ３０の模式的な概要を示す。この実施例は、送信モード（アップリンク）および補償モードを有するＳＵＤＡＣと呼ばれてもよい。原則として、図６の模式的な概要が、逆の伝送方向において使用される。ＳＵＤＡＣ ３０には、図６に記載されているＳＵＤＡＣと比べて同様の／類似した処理ブロックが具備されている。従って、フロントエンドトランシーバ９０は、極高周波を使用しているユーザ装置１０からインバウンド信号１５０を受信するように構成される。任意には、インバウンド信号は、インバウンド信号１５０上のフロントエンド周波数推定器９６およびフロントエンド周波数推定器９７を適用することによって同期することができる。インバウンド信号１５０は、データ部３５、バックエンド制御部５０、およびフロントエンド推定信号４５および設定信号４６を含むフロントエンド制御部４０からなる。フロントエンドチャンネル等化器９２ａは、フロントエンドチャンネル推定器９１によって、または、例えば設定信号４６を使用することによりユーザ装置１０により遠隔で、構成されることができる。従って、フロントエンドチャンネル推定器９１またはユーザ装置１０は、フロントエンド推定信号４５に基づいて、または、ビーコン信号に関して、インバウンド信号歪を減らすために、フロントエンド信号を分析する。インバウンド信号１５０がユーザ装置１０によってエンコードされた場合、デコーダ９４は更なる処理の前にインバウンド信号１５０を復号化することができる。フロントエンドトランシーバ９０は、極高周波を使用しているユーザ装置１０からインバウンド信号１５０を処理しやすい周波数に、例えば搬送周波数の除去またはダウンコンバートにより更に変換することができる。フロントエンドトランシーバ９０は、設定信号をインバウンド信号から抽出することができて、アプリケーション用のバックエンドチャンネルプレ等化器８６に、それを供給できる。設定データは、フィルタまたは他の信号処理パラメータの一組から選択するためにフィルタ係数またはフィルタインデックスを含むことができる。等化されたおよび前処理されたインバウンド信号は、バックエンドトランシーバ８５に転送される。加えて、ＳＵＤＡＣ ３０は、例えばフロントエンドおよび／またはバックエンド通信においてドップラーシフトを減少するために、（二段階）周波数オフセット推定および補償を適用することができる。バックエンドトランシーバ８５は、極超短波を使用している基地局７０にアウトバウンド信号１６５を送信するように構成することができる。従って、バックエンドトランシーバは、例えば処理しやすい周波数から極超短波への周波数変換をアウトバウンド信号１６５に適用することができる。

すべての前記実施例は、共に、フロントエンドおよびバックエンド歪が減少され、あるいは、フロントエンド歪およびバックエンド歪の減少が二段階チャンネル推定（分散方式においても：ＵＥにおけるバックエンドチャネル推定およびＳＵＤＡＣにおけるフロントエンドチャンネル推定）およびユーザ装置でのダウンリンクのための補償が可能である。上述の実施例によれば、図７に示されたＳＵＤＡＣ ３０は、例えば、伝送および受信モードを有するＳＵＤＡＣを作るために、図６に示された実施例によるＳＵＤＡＣを含むことができる。この実施例は、高度な伝送および受信モードを含むＳＵＤＡＣ３０を記載している。受信信号は、フロントエンドまたはバックエンドリンクにより、等化されることができる。すなわちデータ伝送によって生じる歪が減少され、ここで、等化は、ユーザ装置１０によって例えば遠隔制御されることができる。従って、チャンネル推定は、ユーザ装置１０（アップリンクまたはダウンリンク）で、または、ＳＵＤＡＣ ３０（アップリンク）で実行される。周波数変換の完了後、データ伝送の方向に応じて、送信されるべき信号は、以前に受信されたバックエンド制御部または以前に受信されたフロントエンド制御部を使用して、プレ補償されることができる。プレ補償は、プレ補償が省略された場合（レシーバが小さい／限られた補償能力だけを有すると仮定）に比し、レシーバで信号品質を改善できることを意味する。

実施例は、フロントエンド制御部４０に基づいてフロントエンド周波数推定を実行するように構成されるフロントエンド周波数推定器および推定に基づいてフロントエンド周波数オフセット補償を実行するように構成されるフロントエンド周波数補償器から成るＳＵＤＡＣ ３０のフロントエンドトランシーバ９０を示す。加えて、または、あるいは、ＳＵＤＡＣ ３０のバックエンドトランシーバ８５は、バックエンド制御部５０に基づいてバックエンド周波数推定を実行するように構成されるバックエンド周波数推定器および推定に基づいてバックエンド周波数オフセット補償を実行するように構成されるバックエンド周波数補償器を含む。周波数変換は、極高周波から極超短波および／または処理しやすい周波数への周波数変換を制御するために位相ロックループ調整を適用することによって実行されることができる。位相ロックループ調整は、極高周波から極超短波および／または処理しやすい周波数まで周波数変換を制御した方がよい。位相ロックループ調整は、アナログ信号（例えばビーコン信号と仮定する）に関して実行されることができて、従ってＳＵＤＡＣ ３０におけるデジタル処理労力を減らす。それは、処理速度および処理能力に関するより効果的な処理でもよい。従って、ＳＵＤＡＣ ３０は、フロントエンドおよび／またはバックエンド周波数オフセット補償を得るために、電圧制御発振器（ＶＣＯ）を含むことができ、そこにおいて、付加的なフロントエンド推定信号４７は、逆周波数変調を実行するために電圧制御発振器により用いられる連続波信号である。これは、例えば急速な時系列ドップラー周波数シフトに対抗するためにインバウンド信号の周波数シフトを補償することができる。更なる実施例によれば、フロントエンドおよび／またはバックエンドトランシーバ８５，９０は、その受信帯域幅を実際のインバウンド信号の帯域幅に適応させるように構成される。

更なる実施例は、極高周波を使用しているユーザ装置１０からインバウンド信号１５０を受信するように構成されているＳＵＤＡＣ ３０のフロントエンドトランシーバ９０を示し、そこにおいて、インバウンド信号１５０は、データ部３５およびフロントエンド推定信号４５を含むフロントエンド制御部４０を含む。さらにまた、フロントエンド通信は、周波数分割多重技術を使用することができ、かつ、バックエンド通信は、時分割多重技術を使用することができる。

更なる実施例によれば、ＳＵＤＡＣ ３０は、ユーザ装置１０から受信した信号処理パラメータおよび／または圧縮パラメータを使用してインバウンド信号１０５をエンコードおよび／または圧縮するよう構成されたエンコーダを備え、または、ＳＵＤＡＣは、ユーザ装置１０から受信した復号パラメータおよび／または解凍パラメータを使用してデコードおよび／または解凍するよう構成されたデコーダを備える。この実施例は、図２４ａ−ｅに記載されている。

ＳＵＤＡＣは、６０Ｇ周波数帯の異なるサブバンドに／から中継し得る。さらに、実施例によれば、ＳＵＤＡＣがユーザ装置にそれらの（潜在的に個々の）処理遅延を示すと予測される。そして、ユーザ装置およびＳＵＤＡＣ（例えばルーム）の近接のために、伝播遅延効果は、ｓ６Ｇ帯に発生している伝播遅延と比較して最小限である。

一般に、ＳＵＤＡＳは、１からＳまでのＳＵＤＡＣから成り、そこにおいて、ＳＵＤＡＳは、２つの異なる構成に組込まれることができる：増幅および転送（ＡＦ）モード、中継されたペイロード信号のないあるいは透明な信号処理を有する、または復号化転送および圧縮転送（ＤＦ／ＣＦ）モードであり、それはＳＵＤＡＣにおける（デジタル）信号処理を含む。後者の場合、アップリンクは、復号化および転送方式、すなわちｓ６Ｇ波形の誤り訂正コードの再符号化のない６０Ｇ波形の誤り−保護コードの復号化に関連する。そして、ダウンリンクは、６０Ｇの波形のエラー−保護コードによっておよび／またはデータ圧縮方法によってペイロードデータサンプルの符号化と同様にｓ６Ｇ波形の誤り訂正コードの復号化なしにデジタル領域に受信されたｓ６Ｇ信号のサンプリングを意味する。ＳＵＤＡＳにおいて、各ＳＵＤＡＣは、少なくとも一つの中継経路、すなわちペイロード信号（例えばデータ部３５）を受信するための物理的手段を有し、それを処理して（例えば帯域通過フィルタリング）、それを増幅し、周波数変換および再転送させる。中継経路は、半二重モードの一方向（片方向通信）または双方向であり得る。全二重（すなわち中継している同時のアップリンクおよびダウンリンク信号）は、２つの中継経路だけによって可能である。

しかしながら、ＳＵＤＡＳ概念において、限界は、ほとんど第２の６０Ｇ周波数帯を使用するために存在しない。さらに、提案された概念において、ユーザ装置は、タイミングおよび搬送周波数オフセット（ＣＦＯ）配列に関してＳＵＤＡＣを遠隔制御することが、または、目標基地局に同期するようにＳＵＤＡＣを参照することができると予想される。

各ＳＵＤＡＣは、０からＮまでのダウンリンク中継経路および０からＭまでのアップリンク中継経路を有することができる。０のアップリンクおよびダウンリンクの組合せは、意味がなく、したがって、除外される。ＳＵＤＡＣにつき１つ以上の経路は、同じ移動ネットワーク運営者（非連続周波数帯の場合）のいくつかのｓ６Ｇ帯の中で中継するかまたは異なる移動ネットワーク運営者の中で中継することを可能にする。これは、比較的狭い中継帯域幅を有する中継経路に対して成立つ。しかしながら、広帯域に中継することをサポートしている中継経路は、同じまたは異なる移動ネットワーク運営者のいくつかのｓ６Ｇ帯をカバーすることができる。

実施例によれば、ＳＵＤＡＣは、信号（ＭＩＭＯシステムから／までの）の周波数変換を行う。ここで、すべての処理は、単一周波数帯において考慮される。これは、中継および終端ノードの例えばＴＤＭＡアプローチに制限されないが、任意の適切な多重化方式を使用し得る。さらにまた、処理は、あまり処理時間を消費しなくて、６０Ｇ周波数帯において適用されることができ、そして、それは急速に時系列伝送チャンネルに照らして非常に重大な側面である。

実施例によれば、ＳＵＤＡＣは、ＭＩＭＯチャンネル推定および高度な信号処理を意図していない。そのため、宛先ノードのチャンネル推定結果が使用できる。ＭＩＭＯ処理のこの中心的役割は、この実施例に従って予測されない。その理由は、ＳＵＤＡＣは、ＭＩＭＯ信号の転送のみを行うが、ＭＩＭＯ信号処理（符号化／復号化）は、基地局およびユーザ装置側で行われるからである。〔１４〕において考察されるいわゆるマルチユーザＭＩＭＯ、すなわち１つのアンテナだけを有するいくつかのソースおよび宛先ノードに反し、ＳＵＤＡＣは、ＢＳ（複数のアンテナを有する）からのＭＩＭＯ信号を復号化するために、およびその逆を行うために、ユーザ装置に対する外部アンテナとして振舞う。

更なる実施例によれば、ＳＵＤＡＣは、インバウンドおよびアウトバウンド信号のためのチャンネル推定および信号処理を行う。インバウンド信号は、アウトバウンド信号が以前レシーバ、例えばユーザ装置１０または基地局７０を使用して送信された評価信号を使用してプレ補償される添付された評価信号を用いて等化される。

基地局７０は、フェムト基地局から成るかまたは一致することができる。フェムト基地局装置は、ｓ６Ｇ通信リンクに加えてＳＵＤＡＣのホストをつとめることもでき、これはこのグループ化を否定しない。換言すれば、通常の基地局とは逆に、それは、ｓ６Ｇおよび６０Ｇ通信のホストをつとめることができる。このケースは、この部屋のＳＵＤＡＳのための更なるＳＵＤＡＣと考えることができ、そこでフェムト基地局が、設置される。

ＳＵＤＡＣ ３０およびユーザ装置１０が個別に記載された後、ユーザ装置１０およびＳＵＤＡＣ ３０のトランシーバ５から成るシステム７００が、図８に示される。ＳＵＤＡＣ ３０およびユーザ装置１０のトランシーバ５は、ユーザ装置１０のトランシーバ５およびＳＵＤＡＣ ３０のフロントエンドトランシーバ９０の受信および送信ステージ１５および５５を使用して、通信リンクを確立する。さらにまた、ＳＵＤＡＣ ３０およびユーザ装置１０のトランシーバ５は、ハードウェア−および／または環境適応時間同期を確立することができ、そこにおいて、時間同期は、外部の、共通の時間基準を使用している同期を含み、あるいは、トランシーバがその現在の時計基準を送る。さらなる態様において、システム７００は、基地局７０および／または更なるＳＵＤＡＣ ３０および／または更なるユーザ装置１０を更に含む。加えて、または、あるいは、基地局７０の共通の時間基準は、ユーザ装置１０および／またはＳＵＤＡＣ ３０のトランシーバ５によって受信されることができて、それらのローカル時間またはクロックに適用されることができる。ＳＵＤＡＣ ３０の処理能力を削減するために、ユーザ装置１０は、基地局のバックエンド制御信号から時間基準を抽出することができ、例えばフロントエンド制御部４０における設定信号４６を使用してＳＵＤＡＣ ３０に共通の時間基準を送信することができる。従って、基地局７０、ＳＵＤＡＣ ３０およびユーザ装置１０における共通の時間基準が、得られることができる。実施例において、システム７００のＳＵＤＡＣ ３０は、同時に一つ以上のユーザ装置１０のトランシーバ５の受信および送信ステージ１５、５５の機能を果たしている、送信している二つ以上の通信リンクを同時に中継するために構成される。換言すれば、ＳＵＤＡＣ ３０は、同時に１つの中継経路によって２つ以上のＵＥ（アップリンクおよび／またはダウンリンク）の機能を果たしている。そして、それはバックエンドおよび／またはフロントエンド伝送の適切な資源分配および／または信号パラメータに関して、ＵＥおよびＳＵＤＡＣの間のおよび／またはＵＥおよび基地局の間のネゴシエーションによって可能にされる。トランシーバ５は、一つ以上の受信ステージ１５、５５を単一のユーザ装置において、または、複数のユーザ装置において含むことができる。システム７００および特に通信リンクが、以下の節において詳述される。前もって、トランシーバ５およびＳＵＤＡＣ ３０の信号処理のための方法は、図９から１１までに記載されている。

図９は、トランシーバの信号処理のための方法８００の概略ブロック図を示す。方法８００は、「極高周波を使用しているフロントエンド通信および極超短波を使用しているバックエンド通信から成る中継通信を可能にし、インバウンド信号は、データ部、バックエンド制御部およびフロントエンド制御部からなり、フロントエンド制御部は、フロントエンド評価信号および設定信号から成る、受信ステージを有するＳＵＤＡＣからインバウンド信号を受信する」ステップ８０５、「フロントエンド評価信号に基づくフロントエンドチャンネル評価器を有するチャンネル評価を実行している」ステップ８１０、「フロントエンドチャンネル評価器のチャンネル評価に基づくフロントエンドチャンネル等化器で、極高周波を使用することによって生じる歪を等化する」ステップ８１５、「バックエンド制御部に基づいてバックエンドチャンネル評価器でチャンネル評価を実行する」ステップ８２０、および「バックエンドチャンネル評価器のチャンネル評価に基づくバックエンドチャネル等化器で、極超短波を使用することによって生じる歪を等化する」ステップ８２５を含む。さらなる態様において、ステップ８２５は、「請求項２および３の意味において複数の受信ステージの可能な共同処理を含むバックエンドチャンネル評価器のチャンネル評価に基づくバックエンドチャンネル等化器で、極超短波を使用することで生じる歪を等化する」ことにより実行することができる。

図１０は、「極超短波を使用しているバックエンドトランシーバを有する基地局から、インバウンド信号を受信する」ステップ９０５、「バックエンドトランシーバで中間周波数で、インバウンド信号を出力する」ステップ９１０、「フロントエンド評価信号および制御信号を含む評価信号発生器でフロントエンド制御部を生成する」ステップ９１５、および「インバウンド信号および制御部から成り極高周波を使用して、アウトバウンド信号およびフロントエンド評価信号をユーザ装置に送信するフロントエンドトランシーバでアウトバウンド信号を生成する」ステップ９２０を含むＳＵＤＡＣの信号処理のための方法９００の概略ブロック図を示す。

図１１は、「極超短波を使用しているバックエンドトランシーバを有する基地局から、インバウンド信号を受信する」ステップ１００５、「バックエンドトランシーバで、中間周波数でインバウンド信号を出力する」ステップ１０１０、「ユーザ装置のバックエンドチャンネル評価器から受信される設定信号を使用して、バックエンドチャンネル等化器で極超短波を使用することで生じる歪を、インバウンド信号から減少する」ステップ１０１５、および「アウトバウンド信号を生成して、ユーザ装置にアウトバウンド信号を送信するために極高周波を使用して、フロントエンドトランシーバでインバウンド信号を出力する」ステップ１０２０を含むＳＵＤＡＣの信号処理のための方法１０００の概略ブロック図を示す。

以下に、図１２ａ−ｃは、前記実施例のＭＩＭＯ表現の線図を示す。

図１２ａは、基地局７０およびユーザ装置１０のブロック線図を示し、各々は、共通のＭＩＭＯ ３ｘ３通信を表現する３つのアンテナ（それぞれ１６７ａ−ｃおよび１６８ａ−ｃ）を有する。ユーザ装置１０は、３ｘ３＝９チャンネルの共同チャンネル評価を実行することができる。さらにまた、ユーザ装置１０は、９つのチャンネル（ＭＩＭＯ復号化）の共同チャンネル等化を実行し、そして、それはユーザ装置１０が基地局７０から送信される信号Ｓ１、Ｓ２およびＳ３を区別し、分離することを可能にする。

図１２ｂは、基地局７０、２つのＳＵＤＡＣ ３０ａ、３０ｂおよび３ｘ３通信モードにおけるユーザ装置１０のブロック線図を示す。本実施例において、２つのＳＵＤＡＣ ３０ａおよび３０ｂは、バックエンド通信リンクを介してＭＩＭＯ信号を受信するために、各々１つのアンテナを含む。さらにまた、ＳＵＤＡＣ ３０ａおよび３０ｂは、ユーザ装置１０を有するフロントエンド６０Ｇ通信を含む。ユーザ装置１０は、バックエンド通信（図１の７５ｂに示す）を介した受信信号に対するそれ自身のバックエンドリンクアンテナ１６８ｃを更に具備する。本実施例において、ユーザ装置は、最初に６０Ｇリンクのフロントエンドチャンネル評価および同期を実行する、そして、次に、信号Ｓ１からＳ３までを分離するためにＭＩＭＯ復号化ステップを実行できるようにバックエンドチャンネルの共同チャンネル推定を実行する。この実施例は、十分な（すなわち最小限の個数の）受信アンテナを有するＭＩＭＯ処理中継の場合を示す。

図１２ｃは、基地局７０、２つの受信アンテナ１６８ａ,１６８ｂを含むＳＵＤＡＣ３０ａ、１つの受信アンテナ１６８ｃを含むＳＵＤＡＣ ３０ｂ、および１つの受信アンテナ１６８ｄを含むユーザ装置１０のブロック線図を示す。この実施例は、ＭＩＭＯ ３ｘ３の場合と比較して例えばビット誤り率に関して増加したパフォーマンスを提供するＭＩＭＯ ３ｘ４通信を示す。これは、付加的な自由度がＭＩＭＯデコーダに提供されるという理由である。そして、それは、受信ダイバーシティゲインとして、共通に意味される。換言すれば、４つの受信アンテナは、３つの伝送信号Ｓ₁からＳ₃までに関して３つの受信アンテナより一般的により多くの情報をＭＩＭＯデコーダに提供する。

図１２ｂおよび１２ｃに示された実施例は、ユーザ装置１０で両方とも１つのアンテナだけから成る。そして、サブ６Ｇのチャンネルのためのアンテナが同程度に大きいので、それは小さいユーザ装置において有利である。ｓ６Ｇアンテナとは対照的に、６０Ｇ通信のために造られるアンテナは、比較的小さい。従って、ユーザ装置がＳＵＤＡＣのない環境のユーザ装置と比較してより多くの６０Ｇ接続を確立することができるために、ユーザ装置は、ｓ６Ｇアンテナより多くの６０Ｇアンテナを含むことができ、それは結果的により良好なパフォーマンスになる。

上述した実施例は、ＳＵＤＡＳのハードウェアを記述する。以下に、ハードウェアコンポーネント、例えばＳＵＤＡＣ、ユーザ装置および基地局、間の改良された通信方式の効果が、記載されている。上述したように、ＳＵＤＡＣ上の基地局からユーザ装置への中継通信およびその逆の中継通信は、２つの異なるチャンネル周波数、例えばｓ６Ｇチャンネルおよび６０Ｇチャンネルを使用する。ｓ６Ｇ効果および６０Ｇ効果の間の相互作用の数点が、存在する。これは、伝送チャンネルの影響、しかし、また、装置要素の自然な生産許容度の影響をモデル化するために関連する。

以下に、６０Ｇ周波数帯の伝送チャンネルモデルが、記載されている。一実施例は、ユーザ装置が移動物体である、または、ユーザ装置の環境が時系列（例えば体の動きまたは金属反射器）であると考える。その一方で、ＳＵＤＡＣは、固定とみなされる。更なる実施例によれば、ｓ６Ｇ領域における基地局とユーザ装置との間と同様に基地局およびＳＵＤＡＣ（例えば固定基地局および移動ＳＵＤＡＣ）の間の相対的な運動および環境関係は、考慮に入れられることができる。

６０Ｇチャンネルの周波数可変性

これは、チャンネルが準定数とみなすことができる帯域幅のための粗い測定を示す。最大数百ナノ秒の過剰な遅延は、非常に強い減衰を生じ、一方では、指向性のアプリケーションまたは６０Ｇチャンネル上のデータ伝送のための可動アンテナ（ＳＵＤＡＣおよびユーザ装置における）は、一般に遅延広がりとともに最大の過剰な遅延を減少する。

結果として、Ｂ_Cより著しく小さい信号帯域を有する送信システムのために、チャンネル伝達関数は、信号帯域以上の単一の複素数値定数としてモデル化され得る。対照的に、Ｂ_Cより著しく大きい信号帯域を有する送信システムは、周波数−変動性を考慮することができる。後者の場合、６０Ｇチャンネルのチャンネルインパルス応答は、等化のために評価され、使用され得る。このように、等化は、レシーバ側（例えば、ダウンリンクの場合にはユーザ装置で）または送信側（＝プレ符号化／プレ補償）（例えば、アップリンクの場合にはユーザ装置で）で行われることができ、ここで、ＯＦＤＭ信号波形の利点が、利用され得る。基地局が６０Ｇの通信リンクのためではなくｓ６Ｇリンクの用途にだけ、プレ符号化し得ることに注意されたい。

６０Ｇチャンネルの時間−変動性

強いマルチパス成分の欠如のために、周波数上のフェージング効果は、最低限であるが、ユーザ装置の空間／位置上の移動を通じて重要である。さらにまた、ユーザ装置の移動によるドップラー効果は、主に各信号伝送ごとにドップラー広がりにおいてよりむしろドップラーシフトにおいて生じる。

記述されているＬＯＳ（見通し）チャンネル特性は、金属表面での反射のため工場の建物および車の中において異なってもよい点に注意されたい。そして、それは従来の屋内環境のケースではない。この効果は、より大きい中継されたペイロード帯域幅によってより明白になるかもしれないが、２０ＭＨｚの帯域幅および下記のために、周波数平坦なフェージングが仮定され得る。

定ドップラーオフセットは、容易に扱われ得る。その理由は、高速移動するユーザ装置（車両の速度で）は、ｓ６Ｇリンクの基地局への直接リンク上のこの種のドップラーシフトを経験するからである。このように、一般のユーザ装置は、この種の恒常的なシフトを推定して、補償することがすでに可能である。

例えばｆ_c＝３ＧＨｚを有するｓ６Ｇ帯の同じ加速は、１０Ｈｚ／ｓの変更を意味する。

つまり、ｓ６Ｇ帯においてよりも非常に強い時系列ドップラーシフトｆ_D（ｔ）が、存在することを意味する。その結果、ドップラーシフト∂ｆ_D（ｔ）／∂ｔの変化率または勾配と同様にチャンネル位相（および振幅）は、時間とともに急速に変化する。

その結果として、ユーザ装置は、中継されたペイロード信号の範囲内で設けられている参照データを利用することによって６０Ｇでこれらの速い位相分布を補償することは、可能でない。そして、それはｓ６Ｇチャンネル特性に基づいて特定される。想定された高いデータレート伝送が、いかなるタイプの干渉および歪にも非常に敏感であることに注意されたい。従って、正確なチャンネル評価および同期は、６０Ｇ通信システムのために有利である。

キャリアおよびクロック周波数オフセットの考察

６０Ｇの基準クロック発生のための局部発振器（ＬＯ）は、同期に関して最も重要な要素のうちの１つである。ユーザ装置と同様にすべてのＳＵＤＡＣは、これらのクロックジェネレータを含む。それらは、安価な局部発振器を持つことができ、それは公称の周波数に関して、例えば５０ｐｐｍの不正確さを有する。これは、サンプリング周波数および搬送周波数に関して最悪の場合±５０・１０^-6・６０ＧＨｚ＝±３ ＭＨｚのオフセットにつながる。これはすでに中継された信号帯域の同じオーダーのオフセットであり、補償されない場合、それは強い歪を引き起こす。残念なことに、より少ないオフセットのために設計されるので、ｓ６Ｇ同期は充分でない。従って、６０Ｇでの同期への新しい概念は、ユーザ装置において、そして、ＳＵＤＡＣにおいて行い得る。

６０Ｇの典型的な伝送

新規な伝送および同期概念を詳細に説明する前に、すべての発生している周波数オフセットが定められ得るように、ＳＵＤＡＳが導入される。この例では、我々は、最初にＳ＝３のＳＵＤＡＣを有するフロントエンドダウンリンクを、すなわちＳＵＤＡＣからユーザ装置への伝送を考える。

単一のビーコン信号を有するダウンリンク

図１３ａは、周波数ｆ対視覚化される３つのＳＵＤＡＣの送信スペクトル１７０ａ−ｃを模式的に示す。実施例によれば、各ＳＵＤＡＣは、１信号ブロックを送信し、それは中継された帯域幅Ｂ_Relay １８５ａ−ｃ（破線の矩形）の範囲内でビーコン信号１７５ａ−ｃ（垂直矢印）および中継されたペイロード信号１８０ａ−ｃから成る。ビーコン信号１７５ａ−ｃおよび中継された帯域１８５ａ−ｃとの間に、ガード帯域幅Ｂ_G １９０ａ−ｃが存在する。目標ペイロード信号１８０ａ−ｃに対するｓ６Ｇ帯の周波数に隣接したｓ６Ｇ信号１９５ａ−ｃの次の部分が、中継によって転送されることもできることに注意されたい。これは、ＳＵＤＡＳを使用しているＵＥにとって意味のない信号である。

さらにまた、図１３ａは、以下の通りに異なる周波数オフセットおよび距離を示す：

・ＵＥ移動によるフロントエンドドップラーシフトは、ｆ_D1、ｆ_D2およびｆ_D3と関連する：。破線のアンダーブレースは、このシフトが全ての信号ブロックを保持することを示す。

・ｓ６Ｇ無線チャンネル伝播から一部のドップラー広がりも含みそうなバックエンドドップラーシフトｆ_B。例えば、ＳＵＤＡＣを搭載した自動車または公共輸送機関の中の車両を考慮するので、それらは車両の外側でいくらか指向性のバックエンドアンテナを有することができる、したがって、中継された帯域幅の範囲内のペイロード信号の異なるシフトｆ_B1、ｆ_B2およびｆ_B3が発生する。互いに関するＢＳおよびＳＵＤＡＣの静的位置は、ｆ_B1＝ｆ_B2＝ｆ_B3＝０Ｈｚを生じる。

ユーザ装置の局部発振器に関連するＳＵＤＡＣの局部発振器の前述の不正確のため、周波数オフセットΔｆ_loが生じる。ＳＵＤＡＣがまだ同期しないので、Δｆ_lo1≠Δｆ_lo2≠Δｆ_lo2≠０が考慮され得る。ここで、上で分析されたように、±３ＭＨｚの範囲の最悪の場合の値が発生し得る。装置の電源を入れたときに、これらのオフセットが通常発生する。このように、このオフセットは、取得の初期段階において考慮され得る。ここで、大きな周波数オフセットが（以下で示すようにフロントエンドプロトコルを使用して）最初に除去され、その後、ペイロード信号の中継を開始する。

実際の周波数シフトは、以下のように生じる：

・［Ｂｅａｃｏｎ１＋Ｒｅｌａｙｅｄ Ｓｉｇｎａｌ １］＝信号ブロックｌ １７０ａ
→ｆ_D1＋Δｆ_lo1による実際の周波数シフト

・［Ｂｅａｃｏｎ２＋Ｒｅｌａｙｅｄ Ｓｉｇｎａｌ ２］＝信号ブロック２ １７０ｂ
→ｆ_D2＋Δｆ_lo2による実際の周波数シフト

・［Ｂｅａｃｏｎ３＋Ｒｅｌａｙｅｄ Ｓｉｇｎａｌ ３］＝信号ブロック３ １７０ｃ
→ｆ_D3＋Δｆ_lo3による実際の周波数シフト、それは図１３ａに示された実施例において負である

アップリンク上の考察

アップリンクの場合、すなわちユーザ装置から３つのＳＵＤＡＣへの伝送、が、図１３ａによって説明される。また、ユーザ装置の局部発振器およびＳＵＤＡＣ発振器間の相対的なオフセットとして、Δｆ_lo1≠Δｆ_lo2≠Δｆ_lo2≠０が、存在する。逆の伝送方向によるバックエンドドップラー周波数シフトｆ_B1−ｆ_B3は存在しないが、ＳＵＤＡＣ（ｆ_D1、ｆ_D2およびｆ_D3）に関連するユーザ装置の運動によるフロントエンドドップラーシフトは、依然異なっており、かつ基地局がそれらを補償し得ないために、ＳＵＤＡＳの中で補償されることができる。

従って、同期メカニズムは、ユーザ装置、ＳＵＤＡＣおよび基地局が１台の装置から別の装置にデータを確実に送受信できるように使用されることができる。

同期のための概念

同期のための概念は、「Ａｍｐｌｉｆｙ−ａｎｄ−Ｆｏｒｗａｒｄ」（ＡＦ；増幅および送信）のＳＵＤＡＳタイプを目指している。ここで、中継信号を、同期して等化するための試みが生じるが、それは６０Ｇの伝送のために設計されていない。しかしながら、「Ｃｏｍｐｒｅｓｓ−ａｎｄ−Ｆｏｒｗａｒｄ」（ＣＦ；圧縮および伝送）のＳＵＤＡＳタイプのために、特定の波形が存在し、それは埋込み中継されたペイロードデータを正しく独立して同期するために、６０Ｇの伝送に適している。ここで、「６０Ｇ伝送に適している」ことは、６０Ｇで同期するためのＣＦ波形の適当なパイロットデータ構造を意味する。しかしながら、ＡＦの場合には、中継されたペイロードデータは、直接、または、透過的に送信され、そして、「適切なパイロットデータ構造」は、後述する概念に従って別に加えられることができる。以下の部分は、一般に送信システムを取扱う。

移動ネットワーク多重タイプ

一般に、２つの移動ネットワーク多重タイプを区別することができる。そして、それは中継する場合には異なる態様を導く：

・周波数分割多重（ＦＤＤ）システム：アップリンクおよびダウンリンクペイロード伝送が、異なる搬送周波数で生じ、従って、同時に用いられることができ、そして時間同期である必要はない。この場合、以下で述べられる方法が、そのまま用いられることができる。ＳＵＤＡＣは、それから、実装された単一方向の中継経路、例えば１本のダウンリンク中継経路および１本のアップリンク中継経路を有する。そして、それは互いに独立に動作する。

・時間分割多重（ＴＤＤ）システム：アップリンクおよびダウンリンクペイロード伝送は、同じ搬送周波数でしかし異なるタイムスロットで起こる。この場合、ＳＵＤＡＳは、多重切換サイクルまで同期することもできる。ＳＵＤＡＣの各実装された中継経路は、多重切換サイクルに従って双方向性伝送もサポートしなければならない。

典型的なビーコン信号方式

ビーコン信号は、状態／制御チャンネルとも呼ばれるＳＵＤＡＳの６０Ｇでの通信、設定および同期を意図する。実際の実施例によれば、ビーコン信号は、例えば単一の搬送波信号、ＯＦＤＭのようなマルチキャリア信号またはスペクトラム拡散信号であり得る。〔４〕および〔５〕を参照されたい。下記は、適切なビーコン信号方式を生成するためのリストされた一般の態様である。

・６０Ｇ帯上のチャンネル分散の欠如のため、単一の搬送波信号は、信号処理における単純性による良い選択であるかもしれない。

・ＳＵＤＡＣおよびＵＥ間のビーコン信号を介した双方向通信が構想されることができるので、ＴＤＤおよびＦＤＤ方式のどちらかを選ぶことができる。いずれにせよ、２つのゴールを確実にするために、ビーコン信号の範囲内に、パイロットフィールドの十分に高密度な構造が、存在しなければならない：強力なビーコン信号通信とともに中継された帯域幅以上の高速に変化するフロントエンド通信路の等化のための成功するチャンネル推定および同期。

・一般に、ビーコン信号は、連続または非連続／バースト伝送として特定され得る。ここで、後者はＴＤＤ方式のために有利である。信号の有効な中継の間、同期しているレシーバ（ユーザ装置の受信ステージ）のための最も便利な方法は、ビーコン信号の範囲内でパイロットデータの連続および規則的な構造を持つことである。この点で、ビーコンデータフィールドが、完全にパイロットフィールド間の空間を満たすかどうか、または、データフィールドがＳＵＤＡＣによって、または、ユーザ装置（ＴＤＤの場合に）によって送信されるかどうかは、重要ではない。このように、ビーコン搬送波、すなわちパイロットフィールドおよび非パイロットフィールド間で共有している比率、のパイロットフィールドデューティサイクルを特定することは、有利である。

・高速時系列通信路のために、ビーコン信号が密度の高い時間グリッドにおいてパイロットデータを送信するために十分高いシンボルレートを有することは、有利である。それで、ビーコン信号内のパイロットフィールドは、ビーコンデータフィールド上の補間を許容するのに十分稠密でありえる。信号対雑音比（ＳＮＲ）に応じて、推定精度を保証するために、有利な特定のパイロットフィールド長も、存在する。
以下に、パイロットフィールドデューティサイクルおよびフィールド長が６０Ｇチャンネル（＝「適当なパイロットデータ構造」）のために正しく設計されると仮定する。

より詳しくは、ビーコン信号方式の可能な実施例が、図１３ａ−１７に記載され、図１３ａ−１５は、異なるビーコン方式を使用する典型的なスペクトル送信を示し、図１６−１７は、ビーコン方式の典型的な構造を示す。ビーコン信号のために使用する参照符号１７５、２００、２０５、２１０、および２１５は、フロントエンド制御部４０および／または付加的なフロントエンド制御部４２を参照する。パイロットデータフィールドの参照符号２２０は、フロントエンド制御部４５を参照し、データフィールドの参照符号２２５は、設定信号４６を参照する。

図１３ａにおいて、すでに導入され、視覚化された単一のビーコン信号ブロックが、示される。

図１３ｂは、３つのＳＵＤＡＣによる６０Ｇ帯の非同期二重ビーコン伝送の典型的な送信スペクトル１７０ａ−ｃを示す。二重ビーコン信号ブロックを使用して、１つのビーコン信号が下に配列され、そして、他のビーコン信号は、中継帯域幅上に配置される。従って、第２のビーコン信号２００ａ−ｃは、図１３ａの送信スペクトルに加えられる。図１３ｂに示すように、中継された帯域幅以下でビーコン信号１７５ａ−ｃのガード帯域幅に比し中継された帯域幅１８５ａ−ｃより上の同じガード帯域幅Ｂ_G1−Ｂ_G3を持つことができる。さらなる態様において、ガード帯域幅は、中継されたペイロード信号１８０ａ−ｃおよびビーコン信号１７５ａ−ｃまたはビーコン信号２００ａ−ｃの信号の間と異なることもできる。

図１４は、１つのＳＵＤＡＣによる６０Ｇ帯のマルチビーコン信号ブロックの典型的な送信スペクトル１７０を示す。マルチビーコン信号ブロックは、中継帯域幅１８５以下では、および／または、複数のビーコン以上では、複数のビーコン信号によって特徴づけられる。図１４に示された実施例において、中継帯域幅１８５を下回る第１および第２のビーコン１７５、２０５が存在し、かつ中継帯域幅１８５を上回る第１および第２のビーコン２００、２１０は、２つのガード帯域幅Ｂ_GBおよびＢ_G1を有する。マルチビーコン信号は、異なる方法で実現され、実装されることができる。ＯＦＤＭのようなマルチ搬送波伝送方法が適用される場合、ビーコンデータおよびパイロットデータのための副搬送波の個々の資源分配があることができる。更なる実施例によれば、いくつかの単一キャリアビーコン信号は、図１５に示すように同じ自由な資源分配を達成するために、異なる周波数で配置されることができる。しかしながら、周波数上の単一キャリアビーコン信号の単純な反復は、また、元のデジタルビーコン信号のスペクトル反復を送信することによって達成され得る。

さらにまた、ｔ−ｆ−ｃ−ｓ資源上の異なる／適合信号構造を有する（マルチ）ビーコン信号ブロック（図１４におけるように）が、適用されることができる。すなわち、パイロット密度は、より高速であるかより緩慢に変化するチャンネルのために、時間（パイロットフィールド長または密度）とともに適合されることができる。このように、チャンネル評価装置（例えばＵＥ）は、パイロットフィールド送信装置（例えばＳＵＤＡＣ）に、フィードバックを与える。以下の方法とは逆に、マルチビーコン信号ブロックの利点は、中継されたペイロードに対する妨害が残らないように、ビーコンが信号ブロックから完全に、容易にキャンセルされることができるということである。

図１５は、１つのＳＵＤＡＣによる６０Ｇ帯の重畳ビーコン単一ブロックの典型的な送信スペクトル１７０を示す。本願明細書において、中継帯域幅内のスペクトルギャップは、重畳ビーコン２１５を配置するために利用される。重畳ビーコン信号ブロックは、マルチビーコン信号ブロックに対応するが、中継された帯域幅１８５内で、また、ビーコン信号２１５を導く。このように、後者のビーコン信号は、中継された信号によって重畳する。強いビーコン信号波形は、この干渉シナリオにおける検出およびチャンネル評価を可能にするために有益である。重畳ビーコン信号は、３つの主な効果／特徴を有する：

ａ）重畳ビーコン信号の位置および内容をＵＥは知っているので、それらはペイロード信号からキャンセルされることができる。この伝送方式は、一種のＣＤＭＡ伝送に関連していてもよい。

ｂ）ａ）と同様に、中継された帯域幅内の中継信号のスペクトルにおけるいくつかのギャップを利用する。多分、ＵＥは、知識を有するかまたはＳＵＤＡＣへのこの情報のギャップおよび信号を検出する。このように、可能性のある不完全なビーコン信号のキャンセル後の残りの干渉が、回避される。その理由は、ペイロード信号はこれらの周波数に位置しないからである。この実施例は、図１５において視覚化される。この方式は、ＦＤＭＡ方式に適している。ＳＵＤＡＣが時間内のペイロード信号リソース配置上のＵＥにより知らされている場合に、重畳ビーコンのＴＤＭＡスキームを適用することもできる。

ｃ）ユーザ装置は、ペイロードデータを、重畳ビーコン信号が周波数に配置すべき特定の周波数リソースに割り当てないために、基地局に信号を送ることができる。結果として、このスペクトルギャップのため、ペイロードデータのために有用なｓ６Ｇ帯域幅の減少を犠牲にして、歪の重畳は、発生しない。しかしながら、基地局は、ＳＵＤＡＣによって転送されない他のユーザ装置のためのペイロードデータでこのスペクトルギャップを埋めることができる。

格子ビーコン信号ブロック

一組のバックエンドキャリアを中継する特例において、ＳＵＤＡＣは、ビーコン信号を送信するための適切なギャップを生じるために、周波数（アップコンバージョンに対する加算／組合せにおいて）の異なるバックエンド搬送波の信号スペクトルをシフトすることができる。基地局が１つのユーザ装置のための一組のサブバンドまたはユーザ装置の特定のグループとなる場合、このモードが用いられることができ、それは高データレートを達成する潜在的な方法である。ユーザ装置の特定のグループのデータがこれらのサブバンドに広められる場合、ユーザ装置につき１つのサブバンドだけを集約させることと比較して、多重化ゲインを達成することができる。実施例は、図２７において視覚化され、ここで、サブバンド／キャリア１−３ １６０５−１６１５は、別々にシフトされて、一括でサブバンド／キャリア４＋５ １６２０、１６２５は一括してシフトされる。２つのビーコン間の最大距離が、正しいチャンネル推定を許容するために存在することに注意されたい。それは、サブバンドの中でシフトしていて、「重畳」ビーコンを持つことが有利であるからである。中継信号Ｂ_relay,totalの総帯域幅は、バックエンド中継信号Ｂ_relay,a＋Ｂ_relay,b＋Ｂ_relay,c＋Ｂ_relay,dの帯域幅の合計に等しい。

ビーコン信号構造を考慮して、二重ビーコン信号ブロックのための２つの実施例が、以下で述べられる。

図１６は、典型的な高水準ビーコン信号構造表示パイロットフィールドおよびＴＤＤモードの制御および設定データのためのフィールドを示す。線形変調を有する単一の搬送波信号を仮定して、第１の潜在的高水準信号構造は、図１６において表され、ここで、パイロットデータフィールド２２０は、規則的な方法に挿入されて、ＳＵＤＡＣによって伝送され、Ｔ_pilotの期間を有する。パイロットフィールドの間に、設定および制御データのためのデータフィールド２２５が、存在する。ビーコン信号１ １７５のこの実施例において、最後のデータフィールドがスペアとして空である間、ＳＵＤＡＣが、最初に、それからユーザ装置１が、そして最後にユーザ装置２が送信する。上述した適当なビーコン信号設計は、Ｔ_pilot＋Ｔ_dataがＴ_Cより（顕著に）小さいことを保証する。この例では、ビーコン信号２ ２００（スペクトルの右側に、例えば配置される）は、同じであるがシフトした構造を有する。２つ以上のビーコン信号まで広げられ得るこのスタガー方式は、以下の効果がある：

・時間方向におけるドップラー周波数推定（各パイロットフィールドにつき少なくとも１つ）のより高密度のグリッドが、同じタイプの単一のビーコン信号と比較して生じる。
これは、ドップラー周波数変化のより良好な追跡を生じる。

・更なる節で述べられるように、構造は、中継された帯域幅以上のスタガーパイロットフィールドからより正確なチャンネル補間を可能にする。

図１６において表されるこの信号構造は、ユーザ装置の伝送およびＴＤＤモードのＳＵＤＡＣを許容するので、この構造は、以下で示される同期概念により中継しているアップリンクおよびダウンリンクのために使用され得る。

図１７は、典型的な高水準ビーコン信号構造表示パイロットフィールドおよびＦＤＤモードにおける制御および設定データのためフィールドを示す。この実施例によれば、両方のビーコン信号１７５、２００は、図１６に示すように同じパイロット構造を有する。ここで、ビーコン信号１ １７５は、ＳＵＤＡＣ設定データを送信することの用途のみを意味する、そして、ビーコン信号２ ２００は、ユーザ装置制御データの用途のみを意味する。このように、この混合ＴＤＭＡ／ＦＤＭＡ方式は、ＦＤＤモード（ＳＵＤＡＣに鑑みれば）のＵＥおよびＳＵＤＡＣの状態および制御データ伝送を可能にする。

ＳＵＤＡＣによってパイロットフィールドを送信することは、ユーザ装置によってパイロットフィールドを送信することと比較して、いくつかの効果がある。

・ＵＥ１、ＵＥ２および更なるもののパイロットフィールド伝送を配置する方式を適用することが必要である。ここで、新しく導入された装置の取扱いは有利でない。誇張された数の予備のデータフィールドが、異なる伝送チャンネルによるＵＥのすべての潜在的パイロットフィールドをホストするために、必要となる。しかしながら、ＳＵＤＡＣによって送信されるパイロットフィールドが、複数の伝送リンクのために使用され得る。

・ＳＵＤＡＣは、チャンネル推定および等化に努力を費やす必要はない、これはユーザ装置によってなされる。

・各ユーザ装置から中継された帯域幅以上の良いチャンネル推定精度は、各ユーザ装置は、ユーザ装置への照準線接続を有する各ＳＵＤＡＣのビーコン信号を推定することができるので、中継帯域幅上の良好なチャネル推定精度。

・パイロットフィールドの永続的な伝送は、（どんな種類の）電源に共通に接続されているＳＵＤＡＣのための課題でない、しかし、電池駆動ＵＥは、永続的な伝送の負担を受けるかもしれない。

一般に、パイロットシンボルシーケンスは、所定の生成方式に従って異なるパイロットフィールドの中で同じであってもよく、異なっていてもよい。

原理および要求

ＳＵＤＡＣの基本的な機能／作業原理：

・６０Ｇ領域のＳＵＤＡＣおよびＵＥの間にビーコン信号（ＲｘおよびＴｘデジタル処理）によって通信を送ること。

増幅、搬送周波数変換およびフィルタリングを含む一つ以上のアナログＲＦチェーンによってペイロード信号を中継すること。１つの中継経路が中継された信号につき使用される。少なくとも一つのビーコン信号処理器が、中継された信号につき使用されることができる。

システムに対するユーザ要求：

・典型的なケース：ＵＥとともに歩き回り、ＵＥを回転すること。チャンネル推定の高い精度は、有益であるシステムスループットを低下させないために有益である。

・代表的でないケース：UEを床に投げ、ＵＥを速く振ること。チャンネル推定は失敗することがあり、そして、この種のケースが持続すると共に、同期が外れてもよい。高速な回復は、これらの事象が終わった後に、提供される。

レシーバの一般の同期フロー：

１．追跡ステージのアルゴリズムがそれに対処できるような、オフセット（例えば、搬送周波数オフセット）を減らすための粗い同期のアクイジション
・装置を切換えた後のコールドアクイジション
・例えばリセットボタンを押すことによって装置内部のリセットが初期化された後のウォームアクイジション

２．精密な同期のための追跡およびチャンネル推定
・オフセットは、このステージのより精密なアルゴリズムによりさらに減少される
・このモードにおいて、データ復調がなされる。

周波数同期

１．アクイジションの間、平均および潜在的に大きい搬送周波数オフセットが推定されて、補償される。そして、それは大部分、局部発振器の周波数オフセットΔｆ_loに関連する。

２．追跡の間、１．に推定された大きなオフセットが、すでに補償されるとみなされる。
遂行されるべき３つの作業が、存在する：
・急速に変化するフロントエンドドップラー周波数は、推定され、追跡されて、補償され得る。
・第２の作業は、時間とともに局部発振器の振動数の移動を追跡することであり、それは共通してかなり遅い処理である。
・バックエンドドップラー周波数は、推定され、補償され得る。

局部発振器の周波数オフセットの初期推定

例えば、搬送周波数オフセット問題の主要部は、通信デバイス間、例えばＳＵＤＡＣおよび／またはユーザ装置の間に、相対的である６０Ｇで、局部発振器の周波数オフセットΔｆ_loと関連する。以下に、異なる戦略が、潜在的な救済策として述べられる：

１．６０Ｇのランデブーチャンネルを経たＳＵＤＡＳ自動同期。ＳＵＤＡＣは、周波数帯上のスキャンによって、ランデブーチャンネルにおけるそれらの送信されたビーコン信号によって、各々を検出することができる。一旦互いが見つかると、ＳＵＤＡＣは、ビーコン信号通信を介して共通クロック基準をネゴシエートすることができる。ユーザ装置は、それから、ＳＵＤＡＣから送られたビーコン信号にそれ自体を同期させるかまたはネゴシエートプロセスに参加する。

いわゆる隠れノードの問題を防止するために、いくつかのＳＵＤＡＣが強い信号減衰または均一な妨害物のため検出されることができない所で、それが存在する場合、ユーザ装置は、見失ったＳＵＤＡＣに接続することができて、ネゴシエーションコマンドを送信することができる。ＵＥは、このクラスタからおよび他のクラスタの１つから１つのＳＵＤＡＣをさえ見るかもしれない。そして、それはこれらのクラスタを同期させることを可能にする。これは、ＳＵＤＡＣがクロックネゴシエーションを失うのを防止する。すべてのＳＵＤＡＣが、例えば自動車内の装置の配置計画により、互いを検出できると仮定したとき、この方式は、精密にかつ自動的になることができる。加えて、この実施例は、ｓ６Ｇ通信を必要としない。ここで、移動環境においてｆ_B1≠ｆ_B2≠ｆ_B3が基地局基準信号に対し成り立つ場合、ｓ６Ｇ通信は、更なる問題につながる可能性がある。

２．サードパーティ通信回路網、例えばすべてのＳＵＤＡＣが壁面コンセントに載置される場合の電力線通信を経たＳＵＤＡＳ自動同期。ＵＥは、ＳＵＤＡＣから送られるビーコン信号に、それ自体を同期させる。この方式は、方法１のように独立して機能することができるが、隠れノードの問題はない。その理由は、すべてのＳＵＤＡＣは、共通クロック基準のネゴシエーションに参加するために、サードパーティ通信回路網に接続されているからである。従って、通信デバイス／コンポーネントは、各ＳＵＤＡＣにおいて適用できる。

３．外部の／分離された基準クロック装置に対するＳＵＤＡＳ配列。ＳＵＤＡＣは、外部基準クロック装置に接続されている。例えば酸素の共振周波数を使用している装置を考えることさえできる。これらのスペクトル線は非常に鋭く、それは局部発振器の同期のために利用できる。ユーザ装置は、それから、ＳＵＤＡＣから送信されるビーコン信号に、それ自体を同期させる。

この戦略は、いかなる特別な制御メカニズムまたはネゴシエーション努力なしで、共通基準を参照し、例えば、ＤＣ（直流）電源の無線周波数（ＲＦ）変調が使用できる、研究室実験および自動車におけるような小さいＳＵＤＡＳのためには実用的であるかもしれない。これは、既存の導線が再利用できるので、クロック信号を配信するために別々の導線または無線リンクを組み込むかまたは設置する努力を減少させる。共通基準は、周囲の材料、例えば酸素のようなガス、の共振周波数／スペクトル線を利用している装置を用いることで適用できる。

４．基準としてのユーザ装置に対するＳＵＤＡＳ配置
ａ）ＵＥが実際の接続の質を追跡するとともにビーコン信号検出によるその伝送範囲における新たなＳＵＤＡＣのためにどこからでもスキャンできるため、ＵＥは、自身の局部クロックに関連したＳＵＤＡＣのクロックオフセットを制御できる。ＳＵＤＡＣが自身のいくつかの中継経路を所有する場合、各経路は、異なるＵＥに関連できるため自身のクロック発生／調整を有する。すべてのユーザ装置がそれらの基地局に適切に同期し、かつ、基地局が同期する場合、異なるクロックに整合する困難さは生じない。ＳＵＤＡＣが接続する場合に備えて、ユーザ装置は、すべてのＳＵＤＡＣを制御する際に多少の努力を払うだけでなく、更新を高速に提供することができる。従って、ＵＥの範囲のＳＵＤＡＣのみが、アクティブになり得て、同期することがあり得る。

ｂ）オートメーション化したクロック周波数同期方式は、ランデブーチャンネルのＵＥによって送られて「目覚ましビーコン信号」に基づいてＳＵＤＡＣで実行され得る。すなわち、ＳＵＤＡＣは、ＵＥビーコン信号にそれ自身を同期させる。これは、多段階プロセスであってもよく、最初に：すなわち、初期同期からハンドシェイクにより目覚まし信号が続き、オフセットがさらに低減され、最後にユーザ装置のビーコンを使用して同期が維持される。ＳＵＤＡＣは、能動的に「目覚ましビーコン信号」をスキャンでき、かつ、その局部クロックを適応／制御する処理を実行する。スキャンは、いずれにしろなされることができ、加えて、アクイジションアルゴリズムは非常に高い周波数オフセットで目覚まし信号を検出することが可能でもよく、次に、このオフセットを推定することができる。また、ＳＵＤＡＣがいくつかの中継経路を所有する場合、各経路は、異なるＵＥと関連があってもよいので、各経路にはそれ自身のクロック生成／配置を持つことができる。従って、ユーザ装置は、異なるＳＵＤＡＣのすべてのクロックオフセットを管理し制御できるわけではない。さらに、余分の制御信号が、送信される必要はない。

５．基準として基地局に配置したＳＵＤＡＳ。基地局は、ユーザ装置の同期を可能にするために、ｓ６Ｇ領域（ペイロード信号に埋込まれたパイロットデータと同様に非ＭＩＭＯ（複数入力複数出力）モードの共通制御チャンネルのような）の基準信号を送信する。可能なＳＵＤＡＣは、これらの信号を受信することもできて、それを同期のために利用することもできる。あるいは、特別な基準信号は、同期するためにＳＵＤＡＣまたは他の装置を専門とする基地局から送信されることができる。

従って、ＳＵＤＡＣは、クロック基準を受信するために、ｓ６Ｇ信号を処理することが可能でもよい。本実施例において、すべての６０Ｇ装置（ユーザ装置を含む）は、同じ基準を有する。ＢＳ信号が常に存在するので、ＳＵＤＡＣは、特定のサイクルにおけるそれらのオフセット補償を更新することができる。このように、ＵＥによって起動するときに、それはいつでも同期して、直接中継し始めることができる。これは、ＢＳおよびＳＵＤＡＣの（擬似）静止／固定環境の特別な利益でありえる。

６．合同のアプローチ：
・方法間で切換わること：例えば、外部のクロック源がＳＵＤＡＣに接続されている場合、それは方法３に切換える。さもなければ、それは、方法５を使用する。
・方法の同時使用：例えば、方法５が、粗い同期のための基準値として用いられる。非ゼロのバックエンドドップラーシフトｆ_Bの不確定度が存在するからである。精密な搬送周波数同期は、方法４．ｂによって実行される。

さらにまた、実施例による搬送周波数同期のためのステップが、リストされる。

１．周波数上でのスキャン、ここで、共通に、（ビーコン信号の）電力検出が適用される。これは、粗い搬送周波数同期を生じる。その後、すべての検出されたビーコン信号周波数が、集められることができる。

２．精密な搬送周波数同期および制御

加えて、または、あるいは、基準データから周波数オフセットの推定値を計算する方法、または電力検出または信号相関特性を活用することによって盲目的に計算する方法を適用することができる。

フロントエンド搬送周波数オフセット

図１８は、図１６のイメージを示す。 さらに、１つのＳＵＤＡＣからの２つの例示的なビーコン信号１７５，２００から推定されたフロントエンドドップラーシフトｆ_D（ｔ₁）−ｆ_D（ｔ₅）および複素チャネル係数ｈの推定値が示されている。

フロントエンド搬送周波数オフセット（ＣＦＯ）は、各パイロットフィールド（またはパイロットフィールドのサブブロック）につき推定されることができ、パイロットフィールド（またはサブブロック）間に挿入されて、時間とともに速いバリエーションのために直ちに補償されることができる。図１８は、１信号ブロックだけを表すにもかかわらず、これは異なる（ドップラー）オフセットのため個々に信号ブロックごとに行われることができる。

この推定と、異なるビーコン信号からの推定値にわたる潜在的な平均化のためのアルゴリズムが適用され、（推定分散のための）残りの位相変動が、時間および周波数にわたってチャネル推定によって対処される。これは、図１８において視覚化され、ここで、推定されたフロントエンドドップラー周波数ｆ_Dは、異なる時間および瞬間周波数で（一つの係数）チャンネル推定ｈと同様に異なる瞬間時間で示される。

フロントエンドＣＦＯが、同じ源からのすべてのビーコン信号にとって同じであるので、特に時間スタガーパイロットフィールド構造は、実際のフロントエンドＣＦＯの非常に滑らかな補間および補償を可能にする。

バックエンド搬送周波数オフセット

フロントエンドＣＦＯの補償の後、ドップラーシフトｆ_BによるバックエンドＣＦＯは、補償されることができる。実施例によれば、このオフセットの補償は、ＳＵＤＡＣ（特に、推定の実現可能性問題によるアナログ増幅およびタイプを転送する場合）によってではなく、しかし、むしろすでに、この種の機能を有するＵＥによってなされる。

搬送周波数オフセット推定の問題

・最初のアクイジションのための新規な方法は、以前の節に示される。

・推定および補償の２つのステップアプローチは、追跡のために有用である：まず、フロントエンドＣＦＯは、ビーコン信号パイロットフィールドに基づいて推定されて、ビーコン信号および中継されたペイロード信号が補償される。次に、バックエンドＣＦＯは、ペイロード信号の参照データに基づいて推定されて、補償される。

・ユーザ装置は、アップリンク信号ブロック内にビーコン信号を送ることができ、それは周波数オフセット補償のためにＳＵＤＡＣで使用され得る。１つの実施例において、特別なビーコン信号は、高速位相ロックループ（ＰＬＬ）調整を６０Ｇからｓ６Ｇまでダウンコンバートするためにミキサーを制御するために駆動される。より詳しくは、マルチビーコン信号ブロックのビーコン信号のうちの１つは、連続波信号であり得て、それは高速周波数オフセット補償のための逆周波数変調を達成するためにＶＣＯに対するアナログ入力として直接ＳＵＤＡＣ内部で転送され得る。この方法は、位相／周波数系列信号を補償することができる。ＳＵＤＡＳタイプ圧縮および転送の場合には、この位相補償は、ＳＵＤＡＣのデジタル領域において達成され得る。

ダウンリンク部のためのチャンネル推定：基地局−ＳＵＤＡＳ−ユーザ装置

チャンネル推定は、ビーコン信号および中継されたペイロード信号を等化するために有益である。

ＵＥ−側のチャンネル推定

帯域通過フィルタリング、ダウンコンバージョン、ローパスフィルタリングおよび同期のようなＵＥの従来の処理ステップの後に、チャンネル推定が実行される。異なるＳＵＤＡＣからの信号は、別に考慮されることができ、これは、異なる伝送チャンネルが、各リンクにつき適用されるからである。チャンネル推定方法および精度は、以下のように、ＳＵＤＡＣの供給されたビーコン信号に依存する：

・単一のビーコン信号ブロック：チャンネル推定は、単一ビーコン周波数だけで行われ得る。情報／推定が中継された帯域上のチャンネルの可変性について存在しないので、単一の複素数（またはインパルス応答）は、補償が全部の周波数帯上で一定であるとみなされる。これは複雑さが低く、その理由は、６０Ｇの１台のビーコントランシーバだけが中継された信号につき適用されるからである。

・二重ビーコン信号ブロック：
チャンネル推定は、中継された帯域幅上の補間によってなされることができ、ここで、下のおよび上のビーコン信号からの複素チャンネル推定が利用される。このように、周波数以上の適度なチャンネル可変性は、推定され得て、等化で補償され得る。このように、一つのビーコン信号ブロックの場合よりも、良い推定精度が、達成され得る。この方式は、中間の複雑さからであり、その理由は、このスキームは、６０Ｇの２つの同期ビーコン受信機（または受信経路）がアップリンクのために中継された信号ごとに適用され、潜在的に並列に実行されるダウンリンクの送信機の対応する量に適用されるからである。従って、周波数以上のチャンネルの時系列変化が尊重され、ここで、少ない低下は、周波数以上の一次補間だけが本当のチャンネル挙動をカバーしないかもしれないという事実から依然期待されている。

・マルチビーコン信号ブロック（同じか、異なるか、または適応信号構造を有する）：例えばより高い高次多項式を適用することによる補償のための周波数以上のいくつかの複素数値間の高度な補間。また、例えば過度に決定されたシステムにおいて必要とされるよりもマルチビーコン信号ブロックからより利用できるチャンネル推定の場合には、最小二乗法（ＬＳ）解法が、より高次の多項式のために算出されることができる。この方式は、ＳＵＤＡＣおよびＵＥのための中間から高い複雑さからである。その理由は、いくつかの同期された６０Ｇビーコン送信機／レシーバが使用されるからである。更なる実施例によれば、デジタル−アナログ変換からの同じビーコン信号のスペクトル反復がマルチビーコン信号（すべてのビーコン副搬送波で同一の信号）を生成するために用いることができる場合、または、２つの多搬送波ビーコン信号が２本の送信経路によって送信される場合、この方式は、中間の複雑さからである。

・重畳−ビーコン信号ブロック：
重畳−ビーコン信号ブロックを使用しているチャンネル推定は、これがマルチビーコン信号ブロックの場合には同じ複雑さレベルに至るかもしれなかったので、方法ｂ）またはｃ）に関連した図１５に示された方法を適用するとき、中間の複雑さからである。最も正確なチャンネル推定は、２つの理由のために成し遂げられ得る：まず、中継された帯域幅以上の補間距離は、上記の他の方法に関してチャンネル推定精度を改善するこの帯域幅の比率のみに引き下げる。そして、第２に、ビーコン信号は、ペイロード信号によって妨げられない。そして、それは干渉として作用する。

図１５に関して記載されている方法ａ）に関連した実施例によれば、チャンネル推定は、干渉相殺のためのより高い算出効果を有することができる。

さらにまた、図１６および図１７に示されるビーコン信号のシフトされたパイロット構造は、より強化された二次元の補間方式（すなわち、時間および周波数内の同時推定）が、２回の一次元補間方式（すなわち、時間および周波数内の別々の推定）を通じて利益を得る効果がある。例えばビーコン信号１および２が遅れずに同じく整列される場合、二次元補間方式は、２−回一次元の補間方式と同様にのみ実行することができる。そして、それは、ＯＦＤＭシステムのチャンネル推定から公知である。

他の同期および行進ステップの他に、ＵＥは、実施例に従ってチャンネル推定および等化のための２つのステップを実行し得る：
１．２つの理由のためのビーコン信号に基づくチャンネル推定および補償：

・ターゲット信号ブロック（複数）のビーコン信号（複数）の設定データフィールドの復調。

・６０Ｇ領域のビーコン信号の周波数で有効である、速い時間可変な複素チャンネル係数の推定。

・第１に、チャンネル推定は、各受信されたパイロットフィールドでなされる。ここで、応用方法は、ビーコン信号のための選択された波形、目標チャンネルインパルス応答長および精度レベルに依存する。

・第２に、ビーコンデータフィールド上の時間方向の、そして、中継された帯域幅上の周波数方向のチャンネル推定の補間がなされる。ビーコンデータフィールドのチャンネル推定は、担持された構成を等しくして、復調して、うまくデータを制御するために適用される。時間および周波数上の補間からのチャンネル推定は、中継された帯域幅のペイロード信号を等化するために使用し得る。この目的のために、補間は、チャンネル推定を中継されたペイロード信号に直接関連するサンプリングレートに適応させることができる。より一般的に言えば、補間は、ビーコン信号パイロットフィールドから中継されたペイロード信号の（異なる）ｔ−ｆ−ｃ−ｓ資源グリッドまでチャンネル推定を適応／関連させる。

このモジュール的アプローチは、すべての中継チャンネル、すなわち複数の推定、補間および補償／等化の事例、と平行して適用される。

図１９は、２つのビーコン信号からパイロットフィールドの典型的な共同処理を示し、ここで、パイロットフィールド構造は、ビーコン信号１および２において配置される。本願明細書において、ビーコン信号（例えば異なる周波数で）を周波数上の不均等な電力分布を有する単一の信号として解釈するときに、チャンネル推定（および、ＣＦＯ推定）のためのパイロットフィールドの共同処理が、代わりに、実行され得る。本実施例において、ビーコン毎のチャンネル推定からチャンネル推定のシンボルレート関連の分解能の標準的なケースと比較して、推定されたチャンネルインパルス応答の時間分解能、すなわちチャンネル経路の遅延の分解能に関して、を強化することが可能である。それにもかかわらず、時間方向の補間は、依然適用されるかもしれない。この方法は、非スタガーであるが、配置されたパイロットフィールド構造を有することは、より実際的である。特に、これは、１つのビーコン信号がシンボル期間（＝Ｔ／２）の半分だけシフトされる、パイロットフィールドの一定な同期伝送を含む。異なるビーコン信号１７５、２００からのビーコン信号パイロットフィールド２２０のこの共同処理は、チャンネル推定およびＣＦＯ推定を改善する。ビーコン信号のデータフィールドの範囲内の設定及び制御データが、配置される場合、設定及び制御データフィールド２２５の共同検出により、ロバスト性および／または精度が改善される。

複数のダウンリンク中継経路を有するＳＵＤＡＣが、そのペイロードデータをＵＥに送信する場合、信号ブロックは、周波数的にできるだけ近くに配置しなければならない。これが、より強化されたチャンネル推定方式が、（同じＳＵＤＡＣであるが異なる信号ブロックから、従って非常に類似したチャンネルの）ビーコン信号のこれらのセットをマルチビーコン方式と見なすことができ、信号ブロック処理ごとにさらに反対のチャネル推定精度を高めることができる理由である。

図２７において視覚化されるように、シフトしているサブバンドをもつ重畳パイロットの特例において、ＵＥは、共同処理のためのすべてのビーコン信号を使用している広帯域の処理をすることができる。その代わりに、ＵＥは、隣接したビーコンを利用することによって、各中継帯域幅につき別々の並列処理をすることができる。

中継された信号パイロットフィールドに基づきチャンネル推定および補償が、ペイロード信号上、例えばバックエンドチャンネルドップラーシフトｆ_Bのさらなる同期ステップと同様にステージ１における高速可変チャンネルの補償後に適用される。中継されたペイロード信号が、移動無線システムにおいて経験されたバックエンドチャンネルを等化するのに十分なパイロットを含むので、共通のアプローチが適用でき、それはシステムに固有であるが、通常は、すでに確立している（例えばＧＳＭ（登録商標）、ＵＭＴＳ、ＬＴＥ等…のために）。

以下の２つの実施例は、線形変調を有する単一のキャリアビーコン信号の上記導入された実施例のための第１チャンネル推定および等化ステップに関して考慮される。

パイロットフィールドにつき１つの複素チャンネル係数を使用している実施例

線形変調を有する単一のキャリアビーコン信号の上記導入された実施例のために、元のパイロットシーケンスを有する相関は、相関最大で、単一の複素チャンネル推定を得る。チャンネルが無視できる遅延広がりを示す場合、これは正確な推定を表す。パイロットフィールド（すなわち特定のｔ−ｆ−ｃ−ｓリソース要素にあてはまるチャンネル推定）の推定の後、補間作業が、遂行され得る。多種多様な方法が、存在する。いくつかの実施例は、以下の通りである：

・ｔ−ｆ−ｃ−ｓリソースグリッド上の線型補間方法。このクラスから最も些細な方法は、ｔ−ｆ−ｃ−ｓリソースグリッド上の恒常的なチャンネル推定を適用することである。また、低い複雑さは、線形フィルタの平均または適合を適用することである。

・複数のビーコン信号の場合、最小二乗（ＬＳ）アプローチは、補間のためにより高次の多項式係数を適合させるために使用し得る。そして、それは多項式の係数より統合された推定を備える過剰決定されたシステムにおいて価値がある。

・ごく最近のチャンネル推定を有する推定チャンネルモデルのパラメータを連続的に適応／更新するチャンネルトラッキング方法が、存在する。それからモデルから、補間または予測／予測結果さえ、演繹され得る。精度は、現実に関してモデル−ミスマッチに強く依存する。

補間作業の後、チャンネル推定の１つの考えられる表現は、周波数領域チャンネル伝達関数である。それが、係数がチャンネル伝達関数に由来する周波数領域等化のために使用され得る。

無視できない遅延広がりを有するチャンネルインパルス応答のための実施例

本当のチャンネルが無視できない遅延広がりを示す場合、そのチャンネルインパルス応答は、見通し（ＬＯＳ）信号およびいくつかの遅延タップから成る。推定は、例えば最尤推定器によって例えば達成され得る。そして、それはパイロットフィールドにつきベクトル−マトリックス乗算を適用する。

パイロットフィールドにつきチャンネルインパルス応答推定を有して、ｔ−ｆ−ｃ−ｓリソースグリッド上の補間が、適用され得る。一般に、実施例１の方法が、チャンネルインパルス応答の個々の複素数値に使用され得る。

その後、再び全体のチャンネル伝達関数を算出する上述の方法を使用でき、周波数領域の等化のためのそれを使用できる。あるいは、帯域をサブバンドに分割することができ、各サブバンドの平坦なフェージングを仮定することができる。それから、サブバンド個々の等化は、サブバンドにつき一定であると仮定される補間結果に基づいて実行され得る。

異なる方法は、等化を位相補償部（実施例１を参照、時間とともに急速に変化しており周波数上で殆どそのままの１つの複素係数）およびマルチパス補償部（時間上で急速にまた変化しているチャンネルインパルス応答、しかし、１つのチャンネルインパルス応答は、全部の中継された周波数帯にあてはまる）に分割することに関連することができる。

上述したチャンネル推定および等化技術は、ターボ等化原理に従って反復的な方法に拡張されることもできる。それから、上述の方法は、初期ステップがターボ等化アルゴリズムを開始することを示している。

これが記載されている実施例についての中心的な考えであるので、最初にビーコン信号が利用される６０Ｇのチャンネル効果を補償するための、および、次にペイロード信号の能力／構造によってｓ６Ｇチャンネル効果を補償するための、２段階チャンネル推定および等化アプローチが、再び指摘される。さらにまた、中継された帯域幅（または重畳パイロットの場合にはその部分）上のチャンネル推定補間は、若干の実施例によれば有利である。更なる実施例は、パイロットフィールドおよびデータフィールドの共同処理を記載する。

ＳＵＤＡＣ−側上のチャンネル推定

ＳＵＤＡＣの通信は、ビーコン信号（中継された信号と比較してむしろ少ない帯域幅）のみに関することができ、そこでは、以前の節に示されたように、設定および制御データが、ＵＥによってＳＵＤＡＣ（および、その逆）に送られる。すなわち、戻り制御チャンネルが受信される（または送信される）。従って、ＳＵＤＡＣは、ビーコン信号を受信して、正しく等化することが可能でもよい。本実施例において、ＳＵＤＡＣは、ＵＥのような中継帯域幅以上のチャンネル推定を行わない。

ダウンリンクビーコン信号は、この節において考慮されるにもかかわらず、戻り制御チャンネルは、ＳＵＤＡＣによってアップリンク中継信号を伴っているビーコン信号から受信されることもできる。

ビーコン信号検出のためのチャンネル推定のために、それは無視できる遅延広がり、すなわち１つの複素係数だけ、と見なすのに十分でもよい。そして、それは時間とともに急速に潜在的に変化し得る。それで、パイロットフィールドは、ビーコン信号のデータフィールドを補間するのに十分高密度でもよい。どの装置が目標ビーコン信号データフィールドと関連したパイロットフィールドを送信するかについて定めているシステム概念に応じて、実施例による以下の２つの異なる方法が、生じる：

１．ＵＥは、パイロットフィールドを送信する
結論的には、ＳＵＤＡＣは、受信したパイロットフィールドに基づいてチャンネル推定を行うことができて、ビーコンデータフィールドの存在のため、時間とともに補間を行う。このチャンネル推定結果については、チャンネル歪は、等化によって補償され得る。これは、ＵＥのために上述された同じ方式をいう。この実施例は、ＳＵＤＡＣ側で若干の処理努力をしている可能性がある。

２．ＳＵＤＡＣは、パイロットフィールドを送信する
例えば図１６に図示された実施例に示すように、ＳＵＤＡＣは、パイロットフィールドを送信する。これらパイロットフィールドに基づいて、ユーザ装置は、チャンネル推定を行い、それは中継されたペイロードデータの適用された等化のために少なくともなされることができる。このように、ユーザ装置は、その制御およびペイロード信号のプレ補償／等化を行うために、その推定結果を使用し得る。それで、ＳＵＤＡＣは、チャンネル推定および等化なしで済ますことができる。それにもかかわらず、ビーコン信号データフィールドは、ＳＵＤＡＣによって重要な制御データの正しい復調を保証するために、また、若干の小さいパイロットフィールドを有することができる。結論として、ＵＥは、ＳＵＤＡＣによって送信されたパイロットフィールドに基づいて、等化作業の大部分を行う。そして、ＳＵＤＡＣは、小さいパイロットフィイールドを使用するために比較的少ない努力を要し、それはビーコン信号データフィールドに固有である。

チャンネル推定のこの共同アプローチおよび等化作業の大部分のためのＵＥ−側のプレ補償、および、精密な等化のためのＳＵＤＡＣによる「ビーコン信号データフィールドパイロット」の開発は、有益である。この実施例によれば、既存のハードウェア資源が、例えばユーザ装置で使用することができ、そして、更なるハードウェア資源の実装は最小限に抑えることができる。

アップリンク部のためのチャンネル推定：ユーザ装置−ＳＵＤＡＳ−基地局

実施例によれば、基地局は、６０Ｇ領域（ドップラーシフトのような伝播チャンネル効果のため）の速い位相バリエーションを推定し修正できない。さらにまた、すべてのＳＵＤＡＣから基地局へのすべての送信信号は、同じｓ６Ｇ帯中に重畳される。ビーコン信号が基地局に向けて送信される場合、それらは、ペイロードアップリンク信号のように重畳し、ｓ６Ｇ伝送（通信規格が、一致せずまたは他のＵＥの他のｓ６Ｇアップリンク信号に干渉することさえしない）には適さないかもしれない。

潜在的治療：

・信号処理がいずれにせよそこでなされることができるので、ユーザ装置でのプレ補償。
実行概念のための２つのオプションは、以下において説明される：

ａ．位相の高速フィードバックは、ＳＵＤＡＣからユーザ装置まで推定する。ＳＵＤＡＣは、ユーザ装置により送信されるビーコン信号（複数）から実際の複素チャンネル係数を推定することが可能である。ビーコン信号によるこれら推定の高速フィードバックは、プレ補償のために古くなったチャンネル推定を持たないうえで有益である。

ｂ．図２０は、移動ネットワーク二重モードに関連する中継ペイロードデータに関する周波数分割多重（ＦＤＤ）モードにおける１つのダウンリンク中継経路および１つのアップリンク中継経路を提供している１つのＳＵＤＡＣの典型的なビーコン信号を示す。ユーザ装置は、ビーコン信号パイロットフィールドではなく中継されるべきアップリンク信号のみを送信する。ＳＵＤＡＣは、図１６および図２０に示すようにユーザ装置によって使用され中継された帯域幅１８５に関連したビーコン信号１７５、２００内で、ビーコン信号パイロットフィールド２２０を送信する。ユーザ装置は、複素チャンネル係数を推定するためにこれらのビーコン信号パイロットフィールド２２０を利用して、プレ補償を算出する。アップリンクおよびダウンリンク信号ブロックが、図２０に示されるように非常に接近している場合、マルチビーコン信号としてこれを解釈する共同チャンネル推定は、別々のアップリンクおよびダウンリンクチャンネル推定より良好な推定精度を提供し得る。このように、ａ．におけるような使用される明確なフィードバックリンクが存在しないことは有利である、そして、旧式のデータを使用する確率は、ユーザ装置の処理速度に依存するだけである。６０Ｇのアップリンクおよびダウンリンクの近似のチャンネル相互関係は、この方法にあてはまると見なされる。

各ＳＵＤＡＣは、基地局への別々のｓ６Ｇ−一致リンクを介して６０Ｇで受信したパイロットを送信し、ここで、より強化された処理方法が適用し得る。また、二段階チャンネル推定および等化アプローチは、基地局で受信アンテナの数のおかげで以前の節のように適用され得る。この実施例は、すべてのＢＳがＳＵＤＡＣのｓ６Ｇアップリンクを理解するように、ｓ６Ｇ帯におけるさらなるリソースおよび規格化を与えることができる。

本質的には、すべてのこれらの補償技術は、残存する位相、および、６０Ｇ領域、例えば３つのＳＵＤＡＣのアップリンク中継経路におけるドップラーシフトｆ_D1、ｆ_D2およびｆ_D3を含む、の現実の周波数シフトのための補償の後のフロントエンドチャンネル歪による振幅バリエーションを補償することができる。

図２１は、移動ネットワーク多重モードに関連する中継ペイロードデータに関する時分割多重（ＴＤＤ）モードにおけるダウンリンクおよびアップリンクのための１つの中継経路を提供する１つのＳＵＤＡＣのビーコン信号を示す。図２１に示されるＴＤＤモードは、図２０に示されるＦＤＤモードに、代わりのモードを示す。図２０および図２１の実施例は、好ましい実施例でもよい。但し、ＵＥは、送信することができて、同時にＳＵＤＡＣごとにアップリンク信号をプレ補償することができる。それにもかかわらず、これは、図２１に示すように、時分割多重（ＴＤＤ）伝送概念を単純化する。その理由は、ユーザ装置は、６０Ｇの伝送チャンネルを連続的に推定することができて、これらの推定：アップリンク伝送のためのプレ等化またはダウンリンクのための等化の使用の間だけを選択するからである：もちろん、ＴＤＤモードにおけるガード帯域幅Ｂ_G1およびＦＤＤモードにおけるＢ_G0、Ｂ_G1およびＢ_G2は、送信および受信信号の充分な分離を有するように慎重に選択され得る。

ＴＤＤのために図２０の方式を使用することが、別の実施例において可能であることに注意されたい。この場合、ＳＵＤＡＣは、フロントエンドリンクでＦＤＤ通信を提供する。ここで、ＴＤＤ移動通信ネットワークのために作られたアップリンク中継信号およびダウンリンク中継信号は、周波数において分離される。これはフロントエンド上のより多くの帯域幅を使用することができるが、実施のための効果があることができる：ＴＤＤのための伝送方向のスイッチングは、ＳＵＤＡＣにおいて達成されなければならない、しかし、これは、図２１のアプローチのための極高周波の代わりに処理しやすい周波数でなされることができる。このように、極高周波のための高価な切換装置は、省略されることができる。

好ましい実施例は、以下の処理ステップを含むことができる：

・ビーコン信号パイロットフィールドは、−以前に記載されているように、アップリンクまたはダウンリンク中継に関わりなく、ＳＵＤＡＣによって送信される。

最終的に、この方式は、２つの効果がある：
・ＳＵＤＡＣは、削減されたハードウェア要件をもたらし、最終的に、より安価なＳＵＤＡＣ装置を得る最小の処理努力を有する。
・最も多くの電力を消費する要素が送信電力増幅器であるので、エネルギー効率の概念。ＳＵＤＡＣは、たいてい一般の電源に接続されているので、ビーコン信号を送るためのエネルギー消費は、問題ではない。そして、電池駆動ユーザ装置は、状態／制御データだけのために、または、アップリンク送信のためだけにその電力増幅器を使用する。
それにもかかわらず、ＳＵＤＡＣおよび上記の概念のユーザ装置の役割を交換することも、一般に可能である。すなわち、ユーザ装置は、ビーコン信号パイロットフィールドを恒久的に送信し、そして、ＳＵＤＡＣは、キャリア周波数オフセット（ＣＦＯ）および（プレ）補償と同様にチャンネル推定を行う。

ＣＦＯ推定およびチャンネル推定の共同ブロック図

我々は、二段階アプローチがキャリア周波数オフセット（ＣＦＯ）推定のために、そして、チャンネル推定部のために有利であるとわかったので、以下のアプリケーション順序が、受信信号処理の場合には尊重されることができると知っていることは重要である：

１．アクイジションの間：主に局部発振器（ＬＯ）のオフセットによって主に誘導される粗いＣＦＯの推定および補償。

２．送信信号処理（プレ補償）にも再生利用される、フロントエンドＣＦＯ推定および補償。

３．送信信号処理（プレ補償）にも再生利用される、フロントエンドチャンネル推定および補償。

４．バックエンドＣＦＯ推定および補償

５．バックエンドチャンネル推定および補償

図２２は、ユーザ装置でＳＵＤＡＣと通信する信号処理ブロックの概略ブロック図を示す。ダウン／アップコンバージョン（極高周波から／へ処理しやすい周波数へ／から）と同様に例えば、タイミング同期および帯域通過フィルタのための一般的な処理モジュールが、説明の便宜上省略される。図２２は、ステップ２−５・・・の相互作用について、表示を与え、上部において、受信信号処理経路が存在し、そして、下部において、送信信号処理部が存在する。

この実施例によれば、受信信号処理部は、抽出器２４０ａ、例えばデマルチプレクサ、を含み、それは、ビーコン信号および中継されたペイロード信号から成る受信信号から、ビーコン信号２４２を抽出するように構成される。パイロットベースキャリア周波数オフセット（ＣＦＯ）推定器１７は、ビーコン信号２４２のパイロットフィールド（すなわち、フロントエンド推定信号）を推定することにより、ＣＦＯ推定ｆ_D（ｔ_x）２４７を算出する。時間内の滑らかな補間の後、数値制御型発振器（ＮＣＯ）２５５は、位相回転信号ｅｘｐ（−ｊ２πｆ_D（ｔ））２５７を制御する。信号２５７は、ＣＦＯを補償するために乗算器２６０を使用している受信信号（すなわちインバウンド信号）と乗算される。ＣＦＯ修正の後、ここで、ＣＦＯ修正ビーコン信号２６５は、抽出器２４０ｂによって再び抽出される。フロントエンドチャンネル推定器２０は、ビーコン信号２６５からチャンネル係数ｈ（ｔ，ｆ）を算出する。チャンネル係数ｈ（ｔ，ｆ）は、等化されたビーコン信号２８０および等化された中継されたペイロード信号２８５が抽出器２４０ｃで抽出される等化されたインバウンド信号２７５を提供するために、フロントエンド等化器２１により用いられる。等化された中継されたペイロード信号２８５は、バックエンドＣＦＯ推定及び補償２９０およびバックエンドチャンネル推定及びＭＩＭＯ等化２９５によって更に処理される。２９０および２９５も、共同の／共同の処理を有するためにＵＥで直接受信されたバックエンド信号と同様に図２２のような通信事例から他の中継されたバックエンド信号を受信することに注意されたい。ビーコン信号処理器３００は、等化されたビーコン信号２８０を受信して、ビーコン信号データフィールド発生器３０５を正しいｔ−ｆ−ｃ−ｓリソースで伝送するビーコン信号３０７（少なくとも制御および設定データから成る）を発生させるために制御することができる。

さらに、送信信号処理部のために、バックエンドアップリンク信号発生器３１０は、アップリンクペイロード信号３１５を作成する。このアップリンクペイロード信号３１５は、ビーコン信号３０７とマルチプレックスされる。チャンネルプレ補償のためにチャンネル係数ｈ（ｔ，ｆ）を使用してフロントエンドプリコーダ３２５でのフロントエンドプレ符号化／プレ等化の後、プレ符号化信号は、乗算器２６０を使用して位相回転信号ｅｘｐ（−ｊ２πｆ_D（ｔ））２５７と乗算を行うことによって推定されたＣＦＯをプレ補償するために位相回転される。ここで、プレ補償されたアウトバウンド信号６０は、ＳＵＤＡＣに送信されてもよい。

各使用されるＳＵＤＡＣにつき、ブロック図に示されるこの種の事例は、ＵＥにおいて実現されることができ、ここで示された構成要素２９０、２９５および３１０は、一致することができるか、または情報交換のために接続されることができる。この実施例は、図２３に示される。

フロントエンドＣＦＯおよびフロントエンドチャンネルのプレ補償のために、ＳＵＤＡＣは、ほとんど信号処理労力を有さず、それは、装置をより安価に提供できる。

ユーザ装置がすでにかなりの処理能力（多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）処理能力）を有するので、上述の信号処理は、たいていユーザ装置で実行される。それにもかかわらず、ユーザ装置が、恒久的にビーコン信号パイロットフィールドを送信するとき、ＳＵＤＡＣで信号処理を実行するという場合のために、図２２のブロック図を再編成することは、簡単である。

図２３は、ユーザ装置の信号処理ブロックが３つのＳＵＤＡＣと通信することを示す概略ブロック図である。図２３は、実施例を記載した図２２の拡張である。図２３は、３つの処理用経路を含む。処理用経路の各々は、ＳＵＤＡＣと通信することが可能でもよい。図２３の図示した実施例による信号処理は、信号処理を記載した図２２に関して類似している。加えて、単一であるか混合性の（共同の）バックエンドＣＦＯ推定および補償（２９０）および複合であるか共同のバックエンドチャンネル推定および（ＭＩＭＯ）等化（２９５）が、適用されることができる。さらに、図４によれば、ユーザ装置は、直接基地局から信号またはデータを受信するために、ｓ６Ｇ通信のためのアンテナを含むことができる。従って、図４に示すフロントエンドチャンネル信号処理のない単純化された受信経路は、図２３の実施例に加えることができる。

圧縮

図２４ａ−ｅは、ユーザ装置１０およびＳＵＤＡＣ３０の圧縮信号処理のための信号処理ブロックの概略ブロック図を示す。説明を簡潔にするために、ＵＥ側エンコーダ６７およびデコーダ６９は、図３には示されるが、図２４ａ−ｅにおいては省略されている。デコーダ６９は、圧縮パラメータプロセッサ６８によって直接制御されるＵＥ側の解凍／復号化（ダウンリンクのための）を参照する。エンコーダ６７は、圧縮パラメータプロセッサ６８によって直接制御されるＵＥ側の圧縮／符号化（アップリンクのための）を参照する。

図２４ａは、本発明の実施例を示す。ＳＵＤＡＣ ３０は、エンコーダ９３を使用して極超短波帯におけるバックエンドリンクから受信した信号を圧縮し、量子化して、ＵＥ １０の方へ極高周波帯のフロントエンドリンク上の圧縮および量子化された信号を送信する。そうすると、フロントエンドリンク上で送信されるシンボルの数は、圧縮および量子化のないケースに関しては減少させられる。ＳＵＤＡＣ ３０がこの圧縮および量子化プロセスのために使用するパラメータの全部または一部は、このＳＵＤＡＣから受信されるフロントエンド信号に基づいて、および／またはＵＥの内部アンテナによって極超短波信号において受信される更なるバックエンド信号に基づいて、または、更なるＳＵＤＡＣから極高周波帯において受信される更なるフロントエンド信号から、ＵＥ １０において算出される。従って、ユーザ装置１０は、信号処理器６８から成り、それは、ＵＥの内部アンテナから、または、更なるＳＵＤＡＣ ３０から経路２４００を介して情報を受信することができて、それは更なるＳＵＤＡＣ ３０への経路２４０５を介して情報を送信することができる。ＳＵＤＡＣ側の圧縮／符号化（ダウンリンクのための）９３は、圧縮パラメータプロセッサ６８により遠隔制御されることができる。

ＵＥの全体のエンドツーエンドのパフォーマンスがＭＩＭＯ伝送のすべての伝送パスのチャンネル特性を考慮して最適化されるように、ＵＥはこのことによりＳＵＤＡＣの圧縮および量子化を最適化し得る。

実施例において、ＳＵＤＡＣにおいて起こっている圧縮および量子化は、ベクトル量子化装置を含む、そして、ＵＥは、使用される格子定数および量子化レベルの数のようなベクトル量子化のために使用するパラメータを提供する。

本発明の他の実施例において、圧縮および量子化は、コードブックに基づく。そこで、異なるコードブック要素へのＳＵＤＡＣにおいて受信されるバックエンド信号の射影が算出され、最高の適合コードブック入力が選択され、ＵＥに送信されたその代表および受信信号と選択されたコードブック要素との間の残差信号は、圧縮され、量子化される。

図２４ｂは、圧縮および量子化機能が、ＳＵＤＡＣ ３０における２つの装置９３ａ，９３ｂに分割される更なる実施例を示し、各々は、信号処理器６８の類似パラメータの算出に基づいて、ＵＥ １０からそのパラメータの全部または一部を受信する。

図２４ｃは、他の実施例を示す。圧縮装置は、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）基準に従って、線形ろ波を例えば実行することができる（設定可能な）フィルタ９３ａを含む。
このＭＭＳＥ基準に基づくフィルタ係数算出の一部または全体は、信号処理器６８を使用しているＵＥ １０において行われる。１つまたは複数の基地局アンテナからの信号がフィルタの後の、そして、圧縮の前の最大信号対雑音干渉電力比（ＳＮＩＲ）を有する出力であるような方法で、ＭＭＳＥ基準は、バックエンド信号を例えばフィルタに通すことができることになっている。ここで、他の基地局アンテナからの信号は、この算出のための干渉と考えることができる。

図２４ｄは、圧縮装置９３ａのフィルタが受信バックエンド信号を白化するための信号予測を実行することができるさらにもう一つの実施例を示す。ここで、圧縮は、予測フィルタおよび任意には受信バックエンド信号の次のサンプルを予測するための遅延素子から成り、そこにおいて、フィルタ係数は、ＵＥによって算出される。

図２４ｅは、ＳＵＤＡＣ ３０が、ＵＥ １０によって圧縮され、そして、ＵＥ １０から極高周波帯のフロントエンドリンクを通じて受信された信号の解凍（デコーダ９４における）を行う更なる実施例を示す。ここで、解凍のために必要なパラメータは、ＵＥ １０によって算出されて、フロントエンドリンク上のＳＵＤＡＣ ３０に伝送される。解凍されるべきことを必要とする圧縮のタイプは、圧縮がＳＵＤＡＣで起こる逆のケースのために上記のタイプのいずれかでありえる。圧縮（解凍）パラメータの算出は、一方では基地局アンテナで他方ではＵＥの内部アンテナであるいはＳＵＤＡＣのバックエンドアンテナで終端される極超短波帯における異なるＭＩＭＯチャンネル経路の特性に再び基づく。圧縮（解凍）パラメータは、信号処理器６８において再び算出されることができる。換言すれば、ＳＵＤＡＣ側の解凍／復号（アップリンクのための）９４は、圧縮パラメータプロセッサ６８により遠隔制御されることができる。

ダウンリンク帯域幅のための中継された帯域幅適合

図２５は、中継された信号の模式的な周波数スペクトルを示し、目標ペイロード信号２３０は、ダウンリンクおよび／またはアップリンク信号を中継している中継帯域幅１８５より少ない帯域幅を有する。図２５に示すように、静的に行う中継された帯域幅Ｂ_Relay １８５は、また、ノイズと同様に隣接した信号１９５（隣接チャンネル干渉，（ＡＣＩ））の部分を中継することにつながることができる。例えばＢ_pass ２３５に従って、またはＢ_Relay １８５を変更することによって、帯域通過フィルタを設定することにより、ＳＵＤＡＣが、中継された帯域幅適合をサポートする場合、ユーザ装置は、ＳＵＤＡＣに適当なペイロード信号帯域幅を示し、または、ＳＵＤＡＣを制御するために搬送周波数を示すことができる。ユーザ装置が、所望の信号構造についての知識を有した時から、これは作用するが、ＳＵＤＡＣは、そうしない。この適合は、帯域幅の異なる入力フィルタの間を切換えるかまたはフィルタを適応させることによって実現され得る。これは、アナログまたはデジタル領域において、または、ミックスしたアプローチとして行うことができる：例えば、アナログ領域における中継された帯域幅Ｂ_Relay １８５およびデジタル領域におけるＢ_passを有する通過帯域フィルタ２３５。

Ｂ_RelayおよびＢ＿_passの間に相違が作られることに注意されたい。その理由は、実施例の潜在的に異なる実装：デジタル適応フィルタとしてのＢ_passおよびアナログフィルタ帯域幅としてのＢ_Relayは、最大中継経路帯域幅または異なる帯域幅の切換え可能アナログフィルタに対応することができる。従って、ＳＵＤＡＣは、ダウンリンクシナリオのための正しいサブバンドおよび帯域幅に遠隔で同調する。

隣接した信号およびノイズを増幅し送信する際に問題がない場合、ＳＵＤＡＣでより安価な静的中継帯域幅の実施態様を使用し得る。ＵＥは、すでにｓ６Ｇ通信実装のための適当なサブバンド選択のための手段を有するので、これらの手段は、６０Ｇ領域からベースバンドまでダウンコンバージョンした後に、中継された信号に適用され得る。

アップリンク帯域幅のための中継された帯域幅適合

中継ノイズ（そして、おそらくＡＣＩ）の課題は、図２５にて示されるように、アップリンクのためにより厳しい。アップリンク中継経路が静的帯域幅を有する場合、帯域内に割当られていない６０Ｇ周波数（そして、おそらくＡＣＩ）のノイズは増幅され、ｓ６Ｇ帯に転送されるであろう。少なくとも周波数分割多重（ＦＤＤ）の場合には、これはｓ６Ｇアップリンクサブバンドに近接した他のアップリンクに更なる歪をもたらし、それはこの転送されたノイズを経験する。救済策として、ユーザ装置は、ＳＵＤＡＣをアップリンク周波数帯の他の全ての部分を通過帯域として正しいサブバンドおよび帯域幅と同調して、抑制して／ブロックするために制御し得る。従って、ＳＵＤＡＣは、アップリンクシナリオのための正しいサブバンドおよび帯域幅に遠隔で同調される。

時間同期（サンプリング、フレーミング、スイッチング）

サンプリング周波数または局部クロックオフセットは、搬送周波数オフセットから局部クロックへの緊密な関係のため、以前の節において既に考慮された。

時分割多重（ＴＤＤ）携帯ネットワークの場合には、ユーザ装置は、転送されるべきアップリンクおよびダウンリンク伝送の間に、同期をとって切換わるために設定／制御する。ノイズサンプルを転送することによりそれらのタイムスロットにおいて他のユーザ装置のアップリンク信号を妨害しないために：ＳＵＤＡＣは、第３の切換状態を持つことができる：中継しないまたはミュート。このように、ＴＤＤ移動ネットワークの動作のために、ユーザ装置は、一般的な状態に関するＳＵＤＡＣを制御する：
１．ダウンリンク中継
２．アップリンク中継
３．一時停止／中継しない／ループバック。
従って、帯域フィルタが切換／調整されるとともに、ＳＵＤＡＣは、同様に時分割多重（ＴＤＤ）サイクルまで遠隔で同期される。

時分割多重（ＴＤＤ）または周波数分割多重（ＦＤＤ）移動ネットワークを有することとは独立に、各ＳＵＤＡＣは、ビーコン信号の設定及び制御データフィールドを経てユーザ装置にその最大処理時間を教え得る。この情報は、中継されたダウンリンクペイロードデータの遅延の算出のためのユーザ装置によって、そして、ｓ６Ｇ帯で各々および直接受信したペイロードデータストリームを有する異なるＳＵＤＡＣから６０Ｇ帯で受信ペイロードデータストリームを整列するために使用される。従って、ＳＵＤＡＣの異なるタイプは、異なる処理遅延を有することができるが、それを遅延配列のためのユーザ装置に報告することができる。

アップリンク中継の場合には、ユーザ装置は、ＳＵＤＡＣの信号伝送されたアップリンク処理遅延を使用して、移動ネットワークプロトコルおよび規則を尊重するために、ｓ６Ｇでのそれ自体の直接アップリンク送信よりも高速の６０Ｇ帯の送信をスケジュールする。

増幅転送（ＡＦ）のために遅延はむしろ小さいと思われるが、圧縮転送／復号転送（ＣＦ／ＤＦ）方式の場合には、これは特に重要である。より詳しくは、ユーザ装置およびすべての接続されたＳＵＤＡＣは、ビーコン信号の設定及び制御データフィールドを経てそれらのタイムスタンプカウンタを同期させる。ここで、たぶん、ユーザ装置は基準である。
それから、ＣＦ／ＤＦのために以下の通りタイムスタンプを使用する：

・アップリンク（復号転送ＤＦ）：アップリンクペイロードデータに加えて、ＵＥは、ＳＵＤＡＣによってＳＵＤＡＣに伝送のための目標タイムスタンプの信号を送る。ＵＥは、それから伝送のための同じ目標タイムスタンプで単独でそれ自身のｓ６Ｇアップリンクを送信する。その理由は、すべてのこれらの信号（ＳＵＤＡＣによって、そして、ＵＥによって送られるために）は、ＭＩＭＯ−プレ符号化され、したがって同期伝送が有利であるということでもよい。伝送のためのこの目標タイムスタンプは、関与したすべてのＳＵＤＡＣの最大処理時間を尊重する。

・ダウンリンク（圧縮転送ＣＦ）：中継されたペイロードデータに加えて、ＳＵＤＡＣは、タイムスタンプを送信する。そのとき、それらは、ｓ６Ｇ周波数帯のペイロードデータバーストを受信した。この情報が、ユーザ装置（ＵＥ）によってｓ６Ｇで直接受信したデータストリーム／バーストを有する異なるＳＵＤＡＣからすべての入力データストリーム／バーストを正しくソート／整列し、かつ最後に正しいＭＩＭＯ−信号復号化を実行するために、ユーザ装置で使用される。

従って、ユーザ装置−側処理は、携帯ネットワークプロトコルおよび規則を満たして、ＭＩＭＯ−信号復号化（アップリンクおよびダウンリンクに対処）を可能にするために、異なるＳＵＤＡＣの信号処理遅延またはタイムスタンプに従ってｓ６Ｇデータストリーム／バーストに対応するのと同様に、互いに関して６０Ｇからいくつかのデータストリーム／バーストを整列する。

ＳＵＤＡＳの中で複数のユーザ装置をサポートする方法

これまで、ＳＵＤＡＳにつき１つのユーザ装置の場合が、考慮された。しかしながら、いくつかのユーザ装置が１つの部屋にさえ存在することは非常にありそうであり、それは、ＳＵＤＡＳが伝送データレートを強化することをサポートするために必要である。このように、単純な拡張は、１つのユーザ装置につき排他的にＳＵＤＡＣを割り当てること、すなわち、各ユーザ装置につきＳＵＤＡＣのサブセットを分解することである。実施例によれば、ソリューションは、また、共有ＳＵＤＡＣサービスをいくつかのユーザ装置に提供することを目的とする。

共有ダウンリンク（周波数分割多重（ＦＤＤ）携帯ネットワークのために）

各ＳＵＤＡＣは、１人のオペレータの全てのダウンリンク帯またはいくつかの／全てのオペレータの全てのダウンリンク帯さえ転送することができ、それは、ｓ６Ｇから数十ＭＨｚを異なる６０Ｇサブバンドまで中継することにつながる。ＳＵＤＡＣが、全部の中継された帯域幅を分析する能力を有しないかもしれないので、ユーザ装置は、各々とネゴシエートして、ＳＵＤＡＣに信号を送る。ここで、スペクトルの所望の部分は、ダウンリンクスペクトルのギャップと同様であり、そして、それは重畳ビーコンにより使用され得る。重畳ビーコンをキャンセルするユーザ装置の異なる能力のために、ネゴシエーションが、適用される。以前の節で述べたように、所望のバンド上の表示は、補助するかまたはＳＵＤＡＣを、帯域通過フィルタを調整するために直接に制御さえする。隠れたノードの問題をここで回避するために、ユーザ装置間の通信は、それらにサービスを行うと思われるＳＵＤＡＣによって中継され得る。

図２６は、同じ中継帯域幅内で共有中継しているチャンネルの模式的な周波数スペクトルを示し、そのダウンリンクおよびアップリンク中継のために保持されている。この実施例によれば、ＳＵＤＡＣは、２つのユーザ装置にサービスを行う。目的が単一の中継経路を使用することであるので、２つのターゲット信号は、ｓ６Ｇから６０Ｇ領域までのアップコンバージョンの間、それらの距離を周波数Δｆに保つ。Ｂ_pass＿_UE1およびＢ_pass＿_UE2を有する２つの適応通過帯域フィルタは、重畳ビーコンが割当てられるように、雑音および隣接するチャンネル干渉（ＡＣＩ）を抑制する。ＳＵＤＡＣおよびユーザ装置の成功したネゴシエーションのため、重畳ビーコンは、この典型的なケースにおいてキャンセルされる必要はない。これは、中継された信号を妨げない故である。従って、ＳＵＤＡＣは、帯域フィルタおよび重畳ビーコン信号を調整するために遠隔で助言／制御される。ＳＵＤＡＣを介したユーザ装置間のネゴシエーションはなされることができる（すなわち、共同の協力的な最適化）。その理由は、いくつかのユーザ装置は、直接各々と通信することが可能でないかもしれないからである。

共有アップリンク（ＦＤＤ携帯ネットワークのための）

図２６の実施例と同様、ダウンリンク伝送からのアイデアは、共有アップリンク中継に伝送され得る。また、ユーザ装置およびＳＵＤＡＣは、通過帯域フィルタを調整し、重畳ビーコンのためのバンドギャップを確認するために、そしてさらにアップリンク信号間の周波数Δｆにおける距離に配慮するために、中継された帯域幅のスペクトル配分をネゴシエートすることができる。その理由は、Δｆは、基地局からユーザ装置に示されたｓ６Ｇ領域のリソース割当て方式の直接の結果であるからである。

これは、再び、複合アップリンク帯が６０Ｇからｓ６Ｇまで単一の中継経路においてダウンコンバートすることができて、基地局に送信できるフレーバーを有する。ＳＵＤＡＣからユーザ装置までビーコン信号のパイロットフィールドを同時に送り、ＳＵＤＡＣにつき１つのユーザ装置の場合には、以前の節に記載されているＳＵＤＡＣまでユーザ装置から予め補償されたペイロードアップリンクを送る概念は、同様にここで適用されることができる。これは、各ユーザ装置がビーコン信号によって経験されるチャンネルによってそれ自身のアップリンクペイロード信号をプレ補償することができるという理由である。しかしながら、フロントエンドチャンネル推定の他のアプローチおよびＳＵＤＡＣでの等化／補償は、ややより洗練されている。その理由は、各ユーザ装置は、異なるチャンネルの各々をＳＵＤＡＣ側で推定するために、（ばらばらの）ビーコン信号を、ＳＵＤＡＣに送信することができる。ＳＵＤＡＣでのデジタルペイロード信号処理については、異なるペイロード信号が、個々に等化されることができる。

アップリンク中継帯は、１つのＳＵＤＡＣによって予約済である。そして、それは直接的な事例である。このように、更なるＳＵＤＡＣは、最初のものとは異なる搬送周波数で、そのアップリンク中継帯を提供する。ユーザ装置は、２つのＳＵＤＡＣに異なるプレ補償を有する以外同じアップリンクペイロード信号を送ることができる。ユーザ装置が１つの伝送チャンネルだけによりアップリンク信号をプレ補償することができるので、ユーザ装置は、同時に同じフロントエンドアップリンク中継帯の複数のＳＵＤＡＣに送信することができない。

従って、ＳＵＤＡＣは、帯域通過フィルタおよび重畳ビーコン信号を調整するために遠隔で助言／制御される。ＳＵＤＡＣを介してユーザ装置間のネゴシエーションが、なされることができる（すなわち、共同した協力的な最適化）。その理由は、若干のユーザ装置は、直接各々と通信することが可能でないかもしれないことにある。特に、ペイロードアップリンク信号間の周波数Δｆにおける距離は、基地局の制御信号に従って、（交渉により）正確に整列されることができる。

共有された中継（ＴＤＤ移動ネットワークのために）

ＴＤＤおよびＦＤＤのために共有することを比較するために、区別することができる：

１．複数のユーザ装置が同じ搬送波の中で（時間−周波数リソースブロックを）使用するＦＤＤ／ＴＤＤ

２．同じ移動ネットワークオペレータ（すなわち同期／調整されたキャリアアグリゲーション）の複数のキャリアを使用している複数のユーザ装置を有するＦＤＤ／ＴＤＤ

３．複数の移動ネットワークオペレータ（非同期）からのキャリア上のＦＤＤ／ＴＤＤ

ＦＤＤのために、上述した方法は、ケース１、２および３において機能する。ここで、バンドギャップΔｆに関する周波数における適当な算出および整列は、異なるオペレータのためにケース３において有益である。しかしながら、ケース１および２のみにおいて、ＴＤＤモードにおいて共有された中継が作動して、ケース２は、一人のオペレータが異なる搬送周波数で同じＴＤＤ切換えサイクルを使用することが仮定される。異なるオペレータが、異なるＴＤＤ切換えサイクル（アップリンクおよびダウンリンクの間で）を整列しないので、ケース３のＴＤＤは、作動することができない。１つの中継経路が単一のＴＤＤ切換えサイクルだけに関連があることがありえるので、これは問題である。

従って、２つの中継経路を適用するために主張することができ、単にアップリンク中継を行うだけであり（２つの状態：アップリンク中継および中継を中断／行っていない）、かつ、単にダウンリンク中継を行うだけである（２つの状態：ダウンリンク中継および中継を中断／行っていない）。それから、２つの中継経路は、ｓ６Ｇ（中継された帯域幅に関して）では同じ搬送周波数を有するが、６０Ｇにおいては異なる周波数を有する。従って、（アップリンクまたはダウンリンク）中継経路につき通過帯域フィルタの独立スイッチングおよび調整が適用される。その理由は、各ユーザ装置が異なる切換サイクルに関連していてもよいからである。専用のアップリンクまたはダウンリンク中継経路が、このモードで適用される。

しかしながら、ｓ６Ｇ（中継された帯域幅に関して）における同じ搬送周波数で同時に起こった受信および送信は、ＳＵＤＡＣ内での好ましくないクロストークにつながり得る。帯域内で各オペレータによって別々になされるリソース割当が、直接の衝突を示さないにもかかわらず、これは発生するかもしれない。

更なる実施例

ＵＥ側（ＡＦのために）の（プレ）補償を加えた共同のＣＦＯおよびチャンネル推定

ＳＵＤＡＣは、最小限の処理労力しかないため、ハードウェア要求が削減され、かつ、最終的により安価なＳＵＤＡＣ装置が得られる。

最も電力を消費する要素が送信電力増幅器であるので、エネルギー効率の概念。ＳＵＤＡＣは、大抵の場合汎用電源に接続されているので、ビーコン信号を送信するためのエネルギー消費は、問題でない。そして、電池駆動のユーザ装置は、状況／制御データのためだけに、または、アップリンク送信のためだけにその電力増幅器を使用することができる。

各ユーザ装置のベンダーは、６０Ｇでの信号処理結果の提供品質に対して責任がある。ここで、競争は、通常有益な解決策をもたらす。

ＳＵＤＡＣ側（ＡＦのために）の（プレ）補償を加えた共同のＣＦＯおよびチャンネル推定

チャンネル推定および等化がＳＵＤＡＣ側でなされるので、非−ＭＩＭＯアップリンクの場合には、ＵＥは、いくつかのＳＵＤＡＣに、各ＳＵＤＡＣに個々にではなく同じアップリンクペイロード信号を送信することができる。しかしながら、これは、アップリンクＭＩＭＯのために保持しない。その理由は、異なるペイロードデータストリームは、異なるＳＵＤＡＣに送信されるからである。

より少ない処理能力が、ＵＥ側で必要とされる。

ユーザ装置は、ビーコン信号パイロットフィールドを送信するために、恒久的にその電力増幅器を動かすことができる。

ＳＵＤＡＣが異なるフロントエンドチャンネル（ユーザ装置からＳＵＤＡＣまで）を推定することができて、異なるサブバンドを個々に補償するように、例えばＴＤＭＡまたはＦＤＭＡによって、共有アップリンクは、異なるユーザ装置からビーコン信号の更なる配列を用いることにより、より容易としてもよい。

更なる実施例についてのコメント

実施例によれば、ＭＩＭＯ送信は、いくつかのユーザ装置（基地局へ接続せず）、ＳＵＤＡＣおよび基地局のアップリンクおよびダウンリンクに関して考慮される。各ユーザ装置は、リソース配置、インターフェース配列等に関しそのサービスしているＳＵＤＡＣを制御することが、ここでは提案されるが、上述された方法が、直接この方法に適用できる。それにもかかわらず、ＳＵＤＡＣは、干渉による緩和が観察されたときに、設定および制御チャンネル（=ビーコン信号）を介してユーザ装置に信号を送信することができる。従って、潜在的な干渉に起因する強固な同期が適用され、時間とともに変化するリソース割当てが可能になる。新しいＳＵＤＡＳが参加し、他のＳＵＤＡＳがアクティブなＳＵＤＡＳを離れることがある。従って、リソース割当てと他のシステムとの相互運用性（干渉）の継続的な更新、例えば、部分的に発見中であり、部分的にはリソース割当てにより動作中であること、は有益である。

更なる実施例は、以前とは逆に、基地局への接続を有するユーザ装置を記述する。この場合、以前述べたように、前述した時間同期は、更なる関連を有する。ユーザ装置は、ユーザ装置所有のアンテナおよび使用されるＳＵＤＡＣの実際の量に応じて、可能な空間多重化の程度を基地局に信号で伝えることができることに留意されたい。それから、基地局は、ビーム形成利得および空間多重利得の間でトレードオフすることができる、すなわち、基地局アンテナがより空間データストリームのビーム形成のためにあるいは送信のためにより使用されるかを、トレードオフできる。

ユーザ装置がアンテナアレイ（すなわち複数のアンテナ）を有する場合、ビーム形成／ビームステアリングのための純粋な使用は、６０Ｇのリンクにつきチャンネル推定および共同等化／プレ符号化の１つの例のみを使用する。しかしながら、干渉緩和のためのアンテナアレイの（部分的な）アプリケーションは、チャンネル推定および共同等化／プレ符号化のいくつかのインスタンスを使用する。これは、干渉する信号が異なるチャンネル特性に従って分離されるという理由である。そして、それはチャンネル推定によって推定される。

分極アンテナが使用される（おそらくビーム形成と結合して）ときに、チャンネル推定事例は、分極化につき適用される。共同ビーム形成が存在する、または異なる分極化のためにビーム形成が存在しない場合、異なる分極化からの／のための信号上の共同チャンネル推定は、有益である。

ＣＤＭＡが適用される場合、ビーコン信号は、直接拡散スペクトル拡散方式によっても拡散される。中継からの／のためのビーコン＋ペイロード信号のジョイント拡散を行うことは、有用であるかもしれない。逆拡散後に、チャンネル推定のために記載されたアルゴリズムが、適用できなければならない。

６０Ｇ周波数領域におけるＣＦ／ＤＦのための異なるサブバンドの代わりに異なるタイムスロットの応用は、対応するタイムスロットで異なるＳＵＤＡＣから／まで異なるチャンネルを推定するときであって、チャンネル推定のためのさらなる柔軟性を僅かしか持たないときに、類似している。

参照データからの振幅および位相抽出またはチャンネル推定は、補間／外挿テクニックと同様にｓ６Ｇ帯の信号で、一般に周知である。これらの方法は、６０Ｇ通信の目的を達成するための拡張手段である。従って、ビーコン信号に基づき中継された信号スペクトルの／上の時間および周波数上のチャンネル推定および補間が示され、ここで、中継された信号は、単独で、このチャンネル推定精度および分解能を達成する充分な手段を提供しない。記載されているチャンネル推定は、説明されたチャネル推定は、異なるパイロットフィールド密度だけでなく、異なる数のビーコン信号、異なるビーコン信号構造（例えば、通常のビーコン信号および重畳ビーコン信号）、またはｔ−ｆ−ｃ−ｓリソースグリッド内の異なる位置をサポートすることができる。さらにまた、チャンネル推定は、ビーコン信号（例えば重畳ビーコン信号の場合には）の位置および構造を変えることに適応することができる。加えて、推定アルゴリズムは、例えば実際のＳＮＲまたは実際のフロントエンドドップラー変化率または他のトレードオフに従ってパイロットフィールドを処理するその方法を適応させることができる。例えば、パイロットフィ−ルド長またはパイロットフィールドの利用されたセグメント長およびＳＮＲ（Ｅ_s／Ｎ₀）の間のトレードオフがあり、どこから、損失（更なる干渉による）は、チャンネル推定エラーおよび補償されていない可能な位相雑音から算出されることができる。これは図２８に示され、それはパイロットフィールド長およびＳＮＲ（Ｅ_s／Ｎ₀）に依存しているｄＢの損失を示している３Ｄ メッシュグリッド ３５０を示す。図２８によれば、所与のパイロットフィールド長のための最小限の損失またはパイロットフィールドおよびＳＮＲの利用されたセグメント長が、常に存在する。

更なる実施例は、トランシーバ（５）を示し、そこにおいて、受信ステージ（１５）および／またはフロントエンドおよび／または、バックエンドチャンネル推定器（２０、２２）は、実際のＳＮＲおよび／または実際のドップラー変化率のような実際のチャンネル特性に応じて受信パラメータを適応させるように構成される。

他の実施例は、トランシーバ（５）を示し、それは、トランシーバ（５）のための時間基準である周囲の材料の共振周波数を利用するために周波数分析器から成る。

さらにまた、ユーザ装置（１０）は、少なくとも一つのトランシーバ（５）から成ることができる。

更なる実施例によれば、ＳＵＤＡＣ（３０）はフロントエンドチャンネル推定器（９１）から成り、そこにおいて、フロントエンドチャンネル推定器（９１）は、チャンネル推定係数を算出するためにフロントエンド評価信号（４５）に基づいてチャンネル推定を実行するように構成され、そこにおいて、フロントエンドトランシーバ（９０）は、チャンネル推定係数をユーザ装置に送信するように構成される。

他の実施例は、ＳＵＤＡＣ（３０）を示し、フロントエンドおよび／またはバックエンド周波数オフセット補償が、極高周波から極超短波および／または中間周波数まで周波数変換を制御するために位相ロックループ調整を実行する。

更なる実施例は、ＳＵＤＡＣ（３０）を示し、そこにおいて、バックエンドおよび／またはフロントエンドトランシーバ（８５、９０）は、その受信帯域幅を実際のインバウンド信号の帯域幅に適応させるように構成される。

若干の態様が装置の文脈に記載されていたにもかかわらず、これらの態様も対応する方法の説明を示すことは明らかである。ここで、１ブロックまたは装置は、方法ステップまたは方法ステップの特徴に対応する。同様に、方法ステップの文脈にも記載されている態様は、対応する装置の対応するブロックまたは部材または特徴の説明を表す。方法ステップのいくらかまたは全ては、ハードウェア装置、例えば、マイクロプロセッサ、プログラム可能なコンピュータまたは電子回路により（または使用することにより）実行されることができる。いくつかの実施形態では、最も重要な方法ステップのうちの１つまたは複数を、そのような装置によって実行することができる。

特定の実施要件に応じて、本発明の実施例は、ハードウェアにおいて、または、ソフトウェアにおいて実施され得る。実施は、その上に格納される電子的に読み込み可能な制御信号を有するデジタル記憶媒体、例えばフロッピーディスク、ＤＶＤ、ブルーレイ、ＣＤ、ＲＯＭ、ＰＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭまたはＦＬＡＳＨメモリ、を使用して実行されることができ、それぞれの方法が実行されるように、それはプログラム可能なコンピュータシステムと協同する（または協同することができる）。従って、デジタル記憶媒体は、計算機可読でもよい。

本発明によるいくつかの実施例は、プログラム可能なコンピュータシステムと協同することができる、電子的に読込み可能な制御信号、を有するデータキャリアから成り、その結果、本願明細書において記載されている方法のうちの１つが実行される。

通常、本発明の実施例は、プログラムコードを有するコンピュータプログラム製品として実施されることができ、コンピュータプログラム製品は、コンピュータプログラムがコンピュータで実行されるときに、プログラムコードが方法のうちの１つを実行するために実施されている。プログラムコードは、機械可読キャリアに例えば格納されることができる。

他の実施例は、本願明細書において記載されていて、機械可読キャリアに格納される方法のうちの１つを実行するためのコンピュータプログラムから成る。

換言すれば、本発明の方法の実施例は、従って、コンピュータプログラムがコンピュータ上で動くとき、本願明細書において記載されている方法のうちの１つを実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。

本発明の方法の更なる実施例は、従って、その上に記録されて、本願明細書において記載されている方法のうちの１つを実行するためのコンピュータプログラムを含むデータキャリア（またはデジタル記憶媒体またはコンピュータ可読媒体）である。データキャリア、デジタル記憶媒体または記録媒体は、典型的に有形および／または、非遷移である。

発明の方法の更なる実施例は、従って、本願明細書において記載されている方法のうちの１つを実行するためのコンピュータプログラムを表しているデータストリームまたは一連の信号である。データストリームまたは信号のシーケンスは、データ通信接続を経て、例えばインターネットを介して転送されるように、例えば構成されることができる。

更なる実施例は、本願明細書において記載されている方法の１つを実行する、あるいは実行するのに適する処理手段、例えばコンピュータまたはプログラム可能な論理装置を具備している。

更なる実施例は、その上に、本願明細書において記載されている方法のうちの１つを実行するためのコンピュータプログラムがインストールされたコンピュータを具備している。

本発明による更なる実施例は、レシーバに、本願明細書において記載されている方法のうちの１つを実行するためのコンピュータプログラムを（例えば、電子的に、または、光学的に）転送するように構成される装置またはシステムが具備されている。レシーバは、例えば、コンピュータ、モバイル装置、メモリデバイス等でもよい。装置またはシステムは、例えば、コンピュータプログラムをレシーバに転送するためのファイルサーバを含むことができる。

いくつかの実施形態では、プログラマブルな論理装置（例えばフィールドプログラマブルゲートアレイ）は、本願明細書において記載されている方法の機能のいくらかまたは全てを実行するために用いることができる。いくつかの実施形態では、フィールドプログラマブルゲートアレイは、本願明細書において記載されている方法のうちの１つを実行するために、マイクロプロセッサと協働することができる。通常、方法は、いかなるハードウェア装置によっても、好ましくは実行される。

上述の実施形態は、本発明の原理の単なる例示である。本明細書に記載された構成および詳細の修正および変形は、他の当業者にとっても明らかであることが理解される。
配置の修正変更および本願明細書において記載されている詳細は、他の当業者にとっても明らかであるものと理解される。従って、差し迫った特許請求の範囲によってのみ限定され、本明細書の実施形態の説明および説明によって示される特定の詳細によっては限定されないことが意図される。
関連する文献

[1]Parallel patent application
[2]T.S. Rappaport, et al., "State of the Art in 60-GHz Integrated Circuits and S ystems for Wireless Communications", Proceedings of the IEEE (Volume 99, Issue 8, pp. 1390 - 1436), Aug. 2011.
[3]Mengali, D'Andrea, "Synchronization Techniques for Digital Receivers", Plenum Press, New York, USA, 1997.
[4]J.G. Proakis, "Digital Communication", 5th Edition, McGraw-Hill Inc., New Yor k, USA, 2008.
[5]T.S. Rappaport, "Wireless Communications: Principles and Practice", 2nd Editi on, Prentice Hall, Upper Saddle River, USA 2002.
[6]L. Hanzo, M. Munster, B. J. Choi, and T. Keller, "OFDM and MC-CDMA for Broadb and Multi-User Communications, WLANs and Broadcasting," John Wiley & Son s Ltd. - IEEE Press, West Sussex, England, 2003.
[7]Karolina Ratajczak, Krzysztof Bakowski, Krzysztof Wesolowski, "Two-way Relayi ng for 5G Systems - Comparison of Network Coding and MIMO Techniques," IEEE Wireless Communications and Networks Conference,WCNC 2014.
[8]Jun Ma, Philip Orlik, Jinyun Zhang, and Geoffrey Ye Li, "Pilot Matrix Design for Estimating Cascaded Channels in Two-Hop MIMO Amplify-and-Forward Rel ay Systems", IEEE Transactions on Wireless Communications, Vol. 10, No. 6, June 2011.
[9]Chirag S. Patel and Gordon L. Stuber, "Channel Estimation for Amplify and For ward Relay Based Cooperation Diversity Systems," IEEE TRANSACTIONS ON WI RELESS COMMUNICATIONS, VOL. 6, NO. 6, JUNE 2007.
[10]Feifei Gao, Tao Cui, and Arumugam Nallanathan, "On Channel Estimation and Op timal Training Design for Amplify and Forward Relay Networks," IEEE TRAN SACTIONS ON WIRELESS COMMUNICATIONS, VOL. 7, NO. 5, MAY 2008.
[11]Patent WO08069555A1 (Patent Family 41912590), "APPARATUS AND METHOD FOR CHAN NEL ESTIMATION AND SYNCHRONIZATION IN OFDM/OFDMA RELAY SYSTEM", Prio Dat e 5.12.2006
[12]Patent CN102833193A, "COMPRESSED SENSING BASED SPARSE CHANNEL ESTIMATION MET HOD IN TWO-WAY RELAY NETWORK," Prio Date 20.08.2012
[13]Patent CN102281129A, "MIMO two-way relay system information processing metho d (Machine translation)," Prio Date 12.08.2011
[14]Patent CN102546127A, "Information processing method for multiple-input multi ple-output (MIMO) relay system," Prio Date 6.01.2012

Claims (30)

1. ユーザ装置（１０）のトランシーバ（５）であって、前記トランシーバは、：
   受信ステージ（１５）と；
   フロントエンドチャンネル推定器（２０）と；
   フロントエンドチャンネル等化器（２１）と；
   バックエンドチャンネル推定器（２２）と；
   バックエンドチャンネル等化器（２３）とを含み；
   受信ステージ（１５）は、ＳＵＤＡＣ（３０）からインバウンド信号（２５）を受信し、ＳＵＤＡＣ（３０）は、極高周波を使用したフロントエンド通信および極超短波を使用したバックエンド通信から成る中継通信を可能にし、インバウンド信号（２５）は、データ部（３５）と、バックエンド制御部（５０）とフロントエンド制御部（４０）とを含み、フロントエンド制御部は、フロントエンド評価信号（４５）および設定信号（４６）と含み、
   フロントエンドチャンネル推定器（２０）は、フロントエンド評価信号（４５）に基づいてチャンネル推定を実行するように構成され；
   フロントエンドチャンネル等化器（２１）は、フロントエンドチャンネル推定器（２０）のチャンネル推定に基づいて、極高周波を使用することによって生じた歪を等化するように構成され；
   バックエンドチャンネル推定器（２２）は、バックエンド制御部（５０）に基づいてチャンネル推定を実行するように構成され；
   バックエンドチャンネル等化器（２３）は、バックエンドチャンネル推定器（２２）のチャンネル推定に基づいて、極超短波を使用することによって生じる歪を等化するように構成される、トランシーバ。
2. 複数の受信ステージ（１５）と、
   複数の受信ステージ（１５）のための共通のバックエンドチャンネル推定器（２２）と、
   複数の受信ステージ（１５）のための共通のバックエンドチャンネル等化器（２３）とを含み、
   共通のバックエンドチャンネル推定器（２２）は、複数のバックエンド制御部（５０）に基づいて合同のチャンネル推定を実行するように構成され；
   共通のバックエンドチャンネル等化器（２３）は、合同チャンネル推定の結果に基づいて合同のチャンネル等化を実行するように構成される、請求項１に記載のトランシーバ（５）。
3. 基地局（７０）から直接に信号を受信するように構成された直接受信ステージ（１６）を含み、
   共通のバックエンドチャンネル推定器（２２）は、複数のバックエンド制御部（５０）および基地局から直接に受信された信号に基づいて合同のチャンネル推定を実行するように構成された、請求項２に記載のトランシーバ。
4. トランシーバ（５）は、フロントエンド制御部（４０）に基づいてフロントエンド周波数評価を実行するように構成されたフロントエンド周波数評価器（１７）および評価に基づきフロントエンド周波数オフセット補償を実行するように構成されたフロントエンド周波数補償器（１８）を含み；および／または
   トランシーバ（５）は、バックエンド制御部（５０）に基づいてバックエンド周波数評価を実行するように構成されるおよびバックエンド周波数評価器（１９）および評価に基づいてバックエンド周波数オフセット補償を実行するように構成されたバックエンド周波数補償器（２４）を含む、請求項１〜３のいずれかに記載のトランシーバ（５）。
5. 送信ステージ（５５）と；
   フロントエンドチャンネルプレ評価器（６５）とを含み；
   フロントエンドチャンネルプレ評価器（６５）は、極高周波を用いることで生じる歪をプレ補償するためにフロントエンド推定信号（４５）に基づいてチャンネルプレ推定を実行するためにフロントエンドチャンネル係数を算出するように構成される、請求項１ないし４のいずれかに記載のトランシーバ（５）。
6. バックエンドチャンネルプレ推定器（６６）を含み；
   バックエンドチャンネルプレ推定器（６６）は、極超短波を用いることで生じる歪を減少するためにバックエンド制御部（５０）に基づいてチャンネル推定を実行するためにバックエンドチャンネル係数を算出するように構成される、請求項５に記載のトランシーバ（５）。
7. 送信ステージ（５５）は、ＳＵＤＡＣ（３０）の信号処理を遠隔制御するためにフロントエンドおよび／またはバックエンドチャンネル特性、および／またはフロントエンドおよび／またはバックエンドチャンネル関連パラメータ、および／またはＳＵＤＡＣ（３０）へのフロントエンドおよび／またはバックエンド信号処理関連パラメータを送信するように構成された、請求項５または６に記載のトランシーバ（５）。
8. 信号処理器（６８）を含み、
   信号処理器（６８）は、信号処理パラメータをＳＵＤＡＣ（３０）に送信するために信号処理パラメータを算出するように構成される、請求項１−７のいずれかに記載のトランシーバ（５）。
9. 送信されるべき極高周波信号のデータ（３５）およびフロントエンド制御部（４０）は、搬送周波数、コード構造および／またはタイムスロットに関して各々と異なり；および／または
   送信されるべき極超短波信号のデータ部（３５）およびバックエンド制御部（５０）は、搬送周波数、コード構造および／またはタイムスロットに関して各々と異なる、請求項１−８のいずれかに記載のトランシーバ（５）。
10. インバウンド信号（２５）は、フロントエンド制御部（４０，１７５）と比較したとき異なる搬送周波数を有する付加フロントエンド制御部（４２，２００）を含み、および／または、フロントエンド制御部（４０）と比較して時間的にシフトされている、請求項１−９のいずれかに記載のトランシーバ（５）。
11. フロントエンド制御部（４０、１７５）および付加的なフロントエンド制御部（４２、２００）は、時間内で配置されて、フロントエンド制御部（４０、１７５）および付加的なフロントエンド制御部（４２、２００）の共同の処理のため更なる、次のフロントエンド推定信号（４５、２２０）との間に補間強度または精度を改善するために異なる搬送周波数を有する、請求項１−１０のいずれかに記載のトランシーバ（５）。
12. バックエンドトランシーバ（８５）と；
    フロントエンドトランシーバ（９０）と；
    推定信号発生器（９５）とを備え；
    バックエンドトランシーバ（８５）は、極超短波を使用している基地局（７０）からインバウンド信号（１０５）を受信するように構成され；
    バックエンドトランシーバ（８５）は、中間周波数でインバウンド信号（１０５）を出力するように構成され；
    評価信号発生器（９５）は、フロントエンド評価信号（４５）および設定信号（４６）を含むフロントエンド制御部（４０）を生成するように構成され；
    フロントエンドトランシーバ（９０）は、インバウンド信号（１０５）およびフロントエンド制御部（４０）から成る極高周波を使用しているアウトバウンド信号（１１０）を生成し、かつ、アウトバウンド信号（１１０）およびフロントエンド制御部（４０）をユーザ装置（１０）に送信するように構成される、ＳＵＤＡＣ（３０）。
13. バックエンドトランシーバ（８５）と；
    バックエンドチャンネル等化器（８６）と；
    フロントエンドトランシーバ（９０）とを含み；
    バックエンドトランシーバ（８５）は、極超短波を使用している基地局（７０）からインバウンド信号（１０５）を受信するように構成され；
    バックエンドトランシーバ（８５）は、中間周波数でインバウンド信号（１０５）を出力するように構成され；
    バックエンドチャンネル等化器（８６）は、フロントエンドトランシーバ（９０）を介してユーザ装置（１０）のバックエンドチャンネル推定器（２２）から受信された設定信号（４６）を使用して、インバウンド信号を極超短波を使用することで生じた歪から減少するように構成され；
    フロントエンドトランシーバ（９０）は、アウトバウンド信号（１１０）を生成し、ユーザ装置（１０）にアウトバウンド信号（１１０）を送信するために極高周波を使用しているインバウンド信号を出力するように構成されるか；または、
    フロントエンドトランシーバ（９０）は、ユーザ装置（１０）から設定信号（４６）を受信して、バックエンドチャンネル等化器（８６）に設定信号を転送するように構成される、ＳＵＤＡＣ（３０）。
14. フロントエンドチャンネル推定器（９１）と；
    フロントエンドチャンネルプレ等化器（９２）とを含み；
    フロントエンドチャンネル推定器（９１）は、フロントエンド評価信号（４５）に基づいてチャンネル推定を実行するように構成され；
    フロントエンドチャンネルプレ等化器（９２）は、フロントエンドチャンネル推定器（９１）のチャンネル推定に基づいて、アウトバウンド信号（１１０）の伝送の間、極高周波を使用することで生じる歪を減らすためにインバウンド信号（１０５）をプレ等化するように構成される、請求項１３に記載のＳＵＤＡＣ（３０）。
15. フロントエンドチャンネルプレ等化器（９２）を備え；
    フロントエンドチャンネルプレ等化器（９２）は、ユーザ装置（１０）のフロントエンドチャンネル推定器（２０）から受信される設定信号（４６）に基づいて、アウトバウンド信号（１１０）の伝送の間、極高周波を用いることで生じる、歪を減らすためにインバウンド信号（１０５）をプレ等化するように構成される、請求項１３に記載のＳＵＤＡＣ（３０）。
16. ＳＵＤＡＣ（３０）は、信号処理パラメータを使用してインバウンド信号（１０５）を符号化および／または圧縮するように構成されたエンコーダ（９３）；
    および／または
    ＳＵＤＡＣ（３０）は、ユーザ装置（１０）から受信した復号化パラメータおよび／または解凍パラメータを使用してアウトバウンド信号を復号および／または解凍するように構成されたデコーダ（９４）を含む、請求項１３−１５のいずれかに記載のＳＵＤＡＣ（３０）。
17. フロントエンドトランシーバ（９０）は、フロントエンド制御部（４０）および推定に基づいてフロントエンド周波数オフセット補償を実行するように構成されるフロントエンド周波数補償器（９７）に基づいてフロントエンド周波数推定を行うように構成されたフロントエンド周波数推定器（９６）を含み；および／または
    バックエンドトランシーバ（８５）は、バックエンド制御部（５０）および推定に基づいてバックエンド周波数オフセット補償を実行するように構成されたバックエンド周波数補償器（９９）に基づいてバックエンド周波数推定を実行するように構成されるバックエンド周波数推定器（９８）を含む、請求項１３−１６のいずれかに記載のＳＵＤＡＣ（３０）。
18. ＳＵＤＡＣ（３０）は、フロントエンドおよび／またはバックエンド周波数オフセット補償を得るための電圧制御発振器を含み、付加的なフロントエンド制御部（４２）は、逆周波数変調を実行するための電圧制御発振器により使用される連続波信号である、請求項１７に記載のＳＵＤＡＣ（３０）。
19. フロントエンドトランシーバ（９０）は、極高周波を使用しているユーザ装置（１０）からインバウンド信号（１５０）を受信するように構成され、；
    バックエンドトランシーバ（８５）は、極超短波を使用している基地局（７０）にアウトバウンド信号（１６５）を送信するように構成される、請求項１２−１８に記載のＳＵＤＡＣ（３０）。
20. フロントエンドチャンネル推定器（９１）およびフロントエンドチャンネル等化器（９２ａ）を含み；
    フロントエンドチャンネル推定器（９１）は、フロントエンド推定信号（４５）に基づいてチャンネル推定を実行するように構成され、
    フロントエンドチャンネル等化器（９２ａ）は、極高周波を使用することによって生じる歪を、フロントエンドチャンネル推定器（９１）のチャンネル推定に基づいて等化するように構成される、請求項１９に記載のＳＵＤＡＣ（３０）。
21. フロントエンド通信は、周波数分割多重テクニックを使用し、かつ、バックエンド通信は、時分割多重テクニックを使用する、請求項１３−２０のいずれかに記載のＳＵＤＡＣ（３０）。
22. 請求項１−１１のいずれかに記載のトランシーバ（５）；および、
    請求項１２−２１のいずれかに記載のＳＵＤＡＣ（３０）を含み；
    ＳＵＤＡＣ（３０）およびトランシーバ（５）は、トランシーバ（５）の受信および送信ステージ（１５、５５）およびＳＵＤＡＣ（３０）のフロントエンドトランシーバ（９０）を使用して通信リンクを確立し；かつ
    ＳＵＤＡＣ（３０）および／またはトランシーバ（５）は、外部の、共通の時間基準に基づいて、または、現在の時間基準を含むトランシーバ（５）によって送信される信号に基づいて時間同期を実行するように構成される、システム（７００）。
23. システムは、基地局（７０）を含む、請求項２２に記載のシステム（７００）。
24. トランシーバ（５）および／またはＳＵＤＡＣ（３０）が、共通の時間基準として基地局のバックエンド制御部（５０）を使用する、請求項２２または２３に記載のシステム（７００）。
25. ユーザ装置は、バックエンド制御部（５０）から時間基準を抽出し；
    ユーザ装置は、共通の時間基準を得るために、時間基準をＳＵＤＡＣ（３０）に送信する、請求項２２−２４のうちのいずれか１つに記載のシステム（７００）。
26. ＳＵＤＡＣ（３０）は、一つ以上のユーザ装置（１０）のトランシーバ（５）の一つ以上の受信および送信ステージ（１５、５５）を受信の機能を果たす２つ以上の通信リンクを同時に中継するために構成される、請求項２２−２５のうちのいずれか１つに記載のシステム（７００）。
27. インバウンド信号（２５）は、データ部（３５）と、バックエンド制御部（５０）と、フロントエンド制御部（４０）とを含み、フロントエンド制御部は、フロントエンド評価信号（４５）と、設定信号（４６）とを含み、極高周波を使用するフロントエンド通信および極超短波を使用するバックエンド通信を含む中継通信を可能にする受信ステージ（１５）でＳＵＤＡＣ（３０）からインバウンド信号（２５）を受信するステップと、；
    フロントエンド評価信号（４５）に基づきフロントエンドチャンネル推定器（２０）でチャンネル推定を実行するステップと；
    フロントエンドチャンネル推定器（２０）のチャンネル推定に基づきフロントエンドチャンネル等化器（２１）で、極高周波を使用することによって生じる歪を等化するステップと；
    制御部（５０）に基づきバックエンドチャンネル推定器（２２）でチャンネル推定を実行するステップと；
    バックエンドチャンネル推定器（２２）のチャンネル推定に基づきバックエンドチャンネル等化器（２３）で、極超短波を使用することによって生じる歪を等化するステップとを含む、トランシーバ（５）の信号処理のための方法（８００）。
28. 極超短波を使用してバックエンドトランシーバ（８５）で基地局（７０）からインバウンド信号（１０５）を受信するステップと；
    バックエンドトランシーバ（８５）で、中間周波でインバウンド信号（１０５）を出力するステップと；
    フロントエンド評価信号（４５）および設定信号（４６）を含み、評価信号発生器（９５）でフロントエンド制御部（４０）を発生するステップと；
    インバウンド信号（１０５）およびフロントエンド制御部（４０）を含み、極高周波を使用するフロントエンドトランシーバ（９０）でアウトバウンド信号（１１０）を発生し、ユーザ装置（１０）へアウトバウンド信号（１１０）およびフロントエンド制御部（４０）を送信するステップとを含む、ＳＵＤＡＣ（３０）における信号処理のための方法（９００）。
29. 極超短波を使用しているバックエンドトランシーバ（８５）で基地局（７０）からインバウンド信号（１０５）を受信するステップと；
    バックエンドトランシーバ（８５）で、中間周波数でインバウンド信号（１０５）を出力するステップと；
    ユーザ装置（１０）のバックエンドチャンネル推定器から受信される設定信号（４６）を使用して、バックエンドチャンネル等化器（８６）で極超短波を使用することで生じる歪からインバウンド信号を削減するステップと；および／または
    アウトバウンド信号（１１０）を生成して、ユーザ装置（１０）にアウトバウンド信号（１１０）を送信するために、極高周波を使用しているフロントエンドトランシーバ（９０）でインバウンド信号を出力するステップとを含む、ＳＵＤＡＣの信号処理のための方法（１０００）。
30. コンピュータで動くときに、請求項２７−２９のいずれかに記載の方法を実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムが格納された、計算機可読のデジタル記憶媒体。

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