KR20160100337A - 멀티레벨 라인 회생 구동을 위한 제어 전략들 - Google Patents

멀티레벨 라인 회생 구동을 위한 제어 전략들 Download PDF

Info

Publication number
KR20160100337A
KR20160100337A KR1020167018916A KR20167018916A KR20160100337A KR 20160100337 A KR20160100337 A KR 20160100337A KR 1020167018916 A KR1020167018916 A KR 1020167018916A KR 20167018916 A KR20167018916 A KR 20167018916A KR 20160100337 A KR20160100337 A KR 20160100337A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
duty cycle
signals
phase
converter
abc
Prior art date
Application number
KR1020167018916A
Other languages
English (en)
Other versions
KR102248724B1 (ko
Inventor
이스마일 아기어만
양 왕
샤샹크 크리쉬나무르티
Original Assignee
오티스 엘리베이터 컴파니
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 오티스 엘리베이터 컴파니 filed Critical 오티스 엘리베이터 컴파니
Publication of KR20160100337A publication Critical patent/KR20160100337A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102248724B1 publication Critical patent/KR102248724B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/60—Controlling or determining the temperature of the motor or of the drive
    • H02P29/68—Controlling or determining the temperature of the motor or of the drive based on the temperature of a drive component or a semiconductor component
    • H02P29/0088—
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B66—HOISTING; LIFTING; HAULING
    • B66B—ELEVATORS; ESCALATORS OR MOVING WALKWAYS
    • B66B1/00—Control systems of elevators in general
    • B66B1/24—Control systems with regulation, i.e. with retroactive action, for influencing travelling speed, acceleration, or deceleration
    • B66B1/28—Control systems with regulation, i.e. with retroactive action, for influencing travelling speed, acceleration, or deceleration electrical
    • B66B1/30—Control systems with regulation, i.e. with retroactive action, for influencing travelling speed, acceleration, or deceleration electrical effective on driving gear, e.g. acting on power electronics, on inverter or rectifier controlled motor
    • B66B1/308—Control systems with regulation, i.e. with retroactive action, for influencing travelling speed, acceleration, or deceleration electrical effective on driving gear, e.g. acting on power electronics, on inverter or rectifier controlled motor with AC powered elevator drive
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/4585—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4833—Capacitor voltage balancing
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P29/0038—
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/50—Reduction of harmonics

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

모터(28)를 갖는 제어 시스템(48)이 개시된다. 제어 시스템(48)은 전원(36)에 작동가능하게 연결된 컨버터(32), 모터(28)에 작동가능하게 연결된 인버터(34), 및 컨버터(32) 또는 인버터(34)에 작동가능하게 연결된 제어기(50)를 포함할 수 있다. 제어기(50)는 제어 명령 신호들을 수신하고, 상태 피드백 신호들을 수신하며, 그리고 제어 명령 신호들 및 상태 피드백 신호들에 적어도 부분적으로 기초하여 모터(28)의 각 상(40)의 상측 및 하측 아암들에 대한 듀티 사이클 신호들을 발생시키도록 구성될 수 있다. 듀티 사이클 신호들은 컨버터(32) 또는 인버터(34)에서의 중성점 전류를 최소화할 수 있다.

Description

멀티레벨 라인 회생 구동을 위한 제어 전략들{CONTROL STRATEGIES FOR MULTILEVEL LINE REGENERATIVE DRIVE}
본 발명은 일반적으로 엘리베이터 시스템들 및, 보다 상세하게는, 엘리베이터 시스템을 위한 제어 시스템 및 방법에 관한 것이다.
엘리베이터 시스템들은 전형적으로 건물의 다양한 층계 간 승객들 및 화물들을 운반하기 위한 승강로에 위치된 엘리베이터 카를 포함한다. 엘리베이터 시스템들은 또한 모터들을 포함하며, 이는 승강로들 내에서 엘리베이터 카들을 이동시키기 위한 필수 추진력을 제공한다. 회생 구동장치들은 바람직한 엘리베이터 카 움직임을 달성하기 위해 그리고 전기를 발생시키기 위해 사용될 수 있다.
회생 구동장치들은 전형적으로 입력 또는 전력 설비 그리드 측 상에 컨버터를 그리고 모터 측 상에 인버터를 포함할 수 있다. 회생 구동장치의 설계에서, 인버터의 전력 수요는 컨버터의 적절한 전력 용량에 의해 맞춰진다. 작동하는 엘리베이터들에 대한 전력 수요는 범위가 양에서 음에 이른다. 양의 전력 수요에 대해, 외부에서 발생된 전력, 이를테면 전력 설비 그리드로부터의 전력이 사용된다. 음의 전력 수요에 대해, 엘리베이터의 부하가 모터를 구동하고 그 결과 그것이 발전기로서 전기를 생산한다. 발전기로서 전기를 생산하기 위한 모터의 사용은 보통 회생이라 불리운다. 회생 구동장치들은 3-상 전력 입력 상에서 작동할 수 있다.
또한, 회생 구동장치들은 멀티레벨 컨버터 및 멀티레벨 인버터를 갖는 멀티레벨일 수 있다. 예를 들어, 3-레벨 회생 구동장치는 3-레벨 컨버터 및 3-레벨 인버터를 가질 수 있다. 그러나, 3-레벨 컨버터 및 3-레벨 인버터를 사용하는데 몇 가지 이슈가 존재한다. 하나의 이슈는 중성-점 전압 평형이며, 그리고 다른 과제는 디바이스들에서의 열 관리이다.
따라서, 중성-점 전압 평형 및 디바이스 열 평형 양자를 동시에 달성하는 제어 시스템에 대한 요구가 존재한다.
일 실시예에 따라, 모터를 갖는 제어 시스템이 개시된다. 제어 시스템은 전원에 작동가능하게 연결된 컨버터로서, 전원의 각 상과 선택적으로 통신하는 복수의 디바이스를 갖는, 상기 컨버터; 모터에 작동가능하게 연결된 인버터로서, 모터의 각 상과 선택적으로 통신하는 복수의 디바이스를 갖는, 상기 인버터; 및 컨버터 또는 인버터에 작동가능하게 연결된 제어기를 포함할 수 있다. 제어기는 제어 명령 신호들을 수신하고, 상태 피드백 신호들을 수신하며, 그리고 제어 명령 신호들 및 상태 피드백 신호들에 적어도 부분적으로 기초하여 모터의 각 상의 상측 및 하측 아암들에 대한 듀티 사이클 신호들을 발생시키도록 구성될 수 있다. 듀티 사이클 신호들은 컨버터 또는 인버터에서의 중성점 전류를 최소화할 수 있다.
다른 실시예에서, 듀티 사이클 신호들은 복수의 디바이스에 걸친 열 응력을 완화할 수 있다.
다른 실시예에서, 제어기는 상태 피드백 신호들에 적어도 부분적으로 기초하여 듀티 사이클 인젝션 신호들을 발생시키도록 더 구성될 수 있다.
다른 실시예에서, 제어기는 제어 명령 신호들에 적어도 부분적으로 기초하여 3-상 듀티 사이클 신호를 발생시키도록 더 구성될 수 있다.
다른 실시예에서, 제어기는 3-상 듀티 사이클 신호를 사용하여 듀티 사이클 기준 신호를 발생시키도록 더 구성될 수 있다.
다른 실시예에서, 제어기는 다음 식을 사용하여 각 상의 상측 및 하측 아암들에 대한 듀티 사이클 신호들을 결정하도록 더 구성될 수 있다:
D*i = D*abc + 0.5[max(D*abc) + min(D*abc)]
상측 아암에 대해, D*abc+ = 0.5(D*i - min(D*i)) + D*off1 + D*off2
하측 아암에 대해, D*abc- = |0.5(D*i - max(D*i))| - D*off1 + D*off2
상기 식에서 D*1은 듀티 사이클 기준 신호이고, D*abc는 3-상 듀티 사이클 신호이고, D*abc+는 상측 아암에 대한 듀티 사이클 신호이고, D*abc-는 하측 아암에 대한 듀티 사이클 신호이며, 그리고 D*off1 및 D*off2는 듀티 사이클 인젝션 신호들이다.
다른 실시예에서, 제어기는 다음 식을 사용하여 각 상의 상측 및 하측 아암들에 대한 듀티 사이클 신호들을 결정하도록 더 구성될 수 있다:
D*i = D*abc + 0.5[max(D*abc) + min(D*abc)]
상측 아암에 대해, D*abc+ = D*i+ + D*off1 + D*off2
하측 아암에 대해, D*abc- = D*i- - D*off1 + D*off2
상기 식에서 D*1은 듀티 사이클 기준 신호이고, D*abc는 3-상 듀티 사이클 신호이고, D*abc+는 상측 아암에 대한 듀티 사이클 신호이고, D*abc-는 하측 아암에 대한 듀티 사이클 신호이고, D*off1은 DC 전압차 PI 레귤레이터로부터의 듀티 사이클 인젝션 신호이고, D*off2는 고조파 계산기로부터의 듀티 사이클 인젝션 신호이고, D*i+는 i(= a, b, 또는 c) 상에 대응하는 듀티 사이클의 양의 측이며, 그리고 D*1-는 i(= a, b, 또는 c) 상에 대응하는 듀티 사이클의 음의 측이다.
다른 실시예에서, 제어기는 다음 식을 사용하여 각 상에 대한 데드-타임 보상을 결정하도록 더 구성될 수 있다:
ΔD*comp = -sign(i) × TDT × FS
상기 식에서 ΔD*comp는 데드-타임 보상이고, i는 상 전류 방향이고, TDT는 데드-타임 지속기간이며, 그리고 FS는 펄스 폭 변조 주파수이다.
다른 실시예에서, 컨버터 또는 인버터는 다이오드-중성-점- 클램프 토폴로지 또는 T-형 토폴로지를 가질 수 있다.
다른 실시예에서, 제어 시스템은 엘리베이터 시스템에 적용될 수 있다.
다른 실시예에 따라, 컨버터 또는 인버터를 제어하기 위한 방법이 개시된다. 방법은 상태 피드백 신호들 및 제어 명령 신호들을 수신하는 단계, 상태 피드백 신호들에 적어도 부분적으로 기초하여 듀티 사이클 인젝션 신호들을 발생시키는 단계, 제어 명령 신호들에 적어도 부분적으로 기초하여 3-상 듀티 사이클 신호를 발생시키는 단계, 및 컨버터 또는 인버터에서의 중성점 전압 및 열 응력을 동시에 평형화하는 모터의 각 상의 상측 및 하측 아암들에 대한 듀티 사이클 신호들을 발생시키는 단계를 포함할 수 있다. 듀티 사이클 신호들은 듀티 사이클 인젝션 신호들 및 3-상 듀티 사이클 신호에 적어도 부분적으로 기초할 수 있다.
다른 실시예에서, 방법은 상 전류 방향, 데드-타임 지속기간, 및 펄스 폭 변조 주파수에 적어도 부분적으로 기초하여 각 상에 대한 데드-타임 보상을 결정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
다른 실시예에서, 방법은 데드-타임 보상을 통합하기 위해 듀티 사이클 신호들을 변조하는 단계를 더 포함할 수 있다.
다른 실시예에서, 방법은 컨버터 또는 인버터가 다이오드-중성-점-클램프 토폴로지 또는 T-형 토폴로지를 갖는 단계를 더 포함할 수 있다.
다른 실시예에서, 방법은 상태 피드백 신호들 및 컨버터 또는 인버터의 상측 및 하측 DC 버스들 간 전압차에 적어도 부분적으로 기초하여 듀티 사이클 인젝션 신호들의 값들을 결정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
또 다른 실시예에 따라 엘리베이터 시스템이 개시된다. 엘리베이터 시스템은 승강로에 배치된 엘리베이터 카 및 엘리베이터 카에 작동가능하게 연결된 모터를 포함할 수 있다. 모터는 승강로 내에서 상기 엘리베이터 카를 이동시키기 위한 추진력을 발생시킬 수 있다. 엘리베이터 시스템은 모터에 작동가능하게 연결된 전원으로서, 모터에 전력을 공급하는, 상기 전원; 전원에 작동가능하게 연결된 컨버터로서, 전원의 각 상과 선택적으로 통신하는 복수의 디바이스를 갖는, 상기 컨버터; 모터에 작동가능하게 연결된 인버터로서, 모터의 각 상과 선택적으로 통신하는 복수의 디바이스를 갖는, 상기 인버터; 및 컨버터 또는 인버터와 통신하는 제어기를 더 포함할 수 있다. 제어기는 제어 명령 신호들을 수신하고, 상태 피드백 신호들들 수신하며, 그리고 컨버터 또는 인버터에서의 중성점 전압 및 열 응력을 동시에 평형화하는 모터의 각 상의 상측 및 하측 아암들에 대한 듀티 사이클 신호들을 발생시키도록 구성될 수 있다. 듀티 사이클 신호들은 제어 명령 신호들 및 상태 피드백 신호들에 적어도 부분적으로 기초할 수 있다.
다른 실시예에서, 제어기는 모터의 각 상에 대한 데드-타임 보상을 결정하며, 그리고 데드-타임 보상을 포함시키기 위해 듀티 사이클 신호들을 변조하도록 더 구성될 수 있다.
다른 실시예에서, 컨버터 또는 인버터는 다이오드-중성-점- 클램프 토폴로지 또는 T-형 토폴로지를 가질 수 있다.
다른 실시예에서, 제어기는 고조파 계산기를 갖도록 더 구성될 수 있고, 상기 고조파 계산기는 컨버터 또는 인버터의 중성점 전압을 평형화하는 듀티 사이클 인젝션 신호를 발생시킨다.
다른 실시예에서, 제어기는 전압차 레귤레이터를 갖도록 더 구성될 수 있고, 상기 전압차 레귤레이터는 컨버터 또는 인버터에서의 복수의 디바이스에 걸쳐 열 응력을 평형화하는 듀티 사이클 인젝션 신호를 발생시킨다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른, 엘리베이터 시스템의 개략도이다;
도 2는 본 발명의 대표적인 실시예에 따른 도 1의 엘리베이터 시스템에 대한 다이오드-중성-점-클램프(DNPC; diode-neutral-point-clamped) 회생 구동장치의 개략도이다;
도 3은 본 발명의 대표적인 실시예에 따른 도 2의 회생 구동장치의 컨버터 또는 인버터의 상 레그(phase leg)의 개략도이다;
도 4는 본 발명의 대표적인 실시예에 따른 도 1의 엘리베이터 시스템에 대한 T-형 회생 구동장치의 개략도이다;
도 5는 본 발명의 대표적인 실시예에 따른 도 4의 회생 구동장치의 컨버터 또는 인버터의 상 레그의 개략도이다;
도 6은 본 발명의 대표적인 실시예에 따른 도 2 및 도 4의 컨버터/인버터에 대한 제어기의 개략도이다;
도 7은 본 발명의 대표적인 실시예에 따른 도 6의 제어기에 대한 열 및 중성점 평형 레귤레이터의 개략도이다;
도 8은 본 발명의 대표적인 실시예에 따른 도 6의 제어기에 대한 PWM 변조기 내 삼각 비교의 도해이다;
도 9는 본 발명의 대표적인 실시예에 따른, 컨버터 또는 인버터를 제어하기 위한 대표적인 프로세스를 예시하는 흐름도이다;
도 10은 데드-타임 효과들로 인한 전류 왜곡을 예시하는 종래 기술의 전류 파형의 그래프이다;
도 11은 본 발명의 대표적인 실시예에 따른 본 발명의 변조 기술들을 사용하여 데드-타임 보상된 전류 파형의 그래프이다;
도 12는 종래 기술의 3-상 전류의 시뮬레이션 결과들을 도시하는 그래프이다;
도 13은 본 발명의 대표적인 실시예들에 따른 변조 기술들을 사용한 중성점 전류의 시뮬레이션 결과들을 도시하는 그래프이다;
도 14는 종래 기술의 DNPC 및 T-형 토폴로지들 양자에서의 최대 디바이스 j-c 온도 상승(ΔTjc)에 대한 시뮬레이션 결과들을 도시하는 그래프이다; 그리고
도 15는 본 발명의 다양한 대표적인 실시예에 따른 변조 기술들을 사용한 DNPC 및 T-형 토폴로지들 양자에서의 최대 디바이스 j-c 온도 상승(ΔTjc)에 대한 시뮬레이션 결과들을 도시하는 그래프이다.
본 발명은 다양한 변형 및 대안적인 구성이 가능하나, 이의 특정한 예시적인 실시예들이 상세하게 아래에 도시되고 설명될 것이다. 그러나, 개시된 구체적인 실시예들에 제한될 의도가 없으며, 그리고 의도는 본 발명의 사상 및 범위 내에서 모든 변형, 대안적인 구성, 및 등가물을 커버하는 것이라는 것이 이해되어야 한다.
이제 도면들을 참조하며, 그리고 도 1을 구체적으로 참조하면, 대표적인 실시예에 따라, 엘리베이터 시스템(20)의 개략도가 제공된다. 도 1에 도시된 엘리베이터 시스템(20)의 버전은 단지 예시적인 목적들을 위한 그리고 본 발명의 다양한 실시예를 개시하는 것을 돕기 위한 것이라는 것이 이해되어야 한다. 해당 기술분야의 통상의 기술자에 의해 이해되는 바와 같이, 도 1은 대표적인 엘리베이터 시스템의 모든 구성요소를 도시하지 않고, 모든 엘리베이터 시스템에 필수적으로 포함되는 특징부들도 도시하지 않는다.
도 1에 도시된 바와 같이, 엘리베이터 시스템(20)은 건물 내에 수직으로 배치되는 승강로(22)에 완전히 또는 부분적으로 속할 수 있다. 승강로(22)는 엘리베이터 카(24)가 건물의 층계들 또는 층계참들(26) 사이를 이동할 수 있는 수직 통로를 제공할 수 있다. 모터(28), 또는 다른 원동기는 승강로(22) 내에서 엘리베이터 카(24)를 이동시키기 위한 추진력을 발생시키기 위해 엘리베이터 카(24)에 작동가능하게 연결될 수 있다. 모터(28)는 또한 기계로서 지칭될 수 있거나, 또는 대안적인 구성들에서, 모터(28)는 엘리베이터 카(24)를 이동시키기 위해 사용되는 기계의 부분일 수 있다.
전원(36)(도 2에 도시된 바와 같은)은 모터(28)에 전력을 공급하기 위해 모터(28)에 작동가능하게 연결될 수 있다. 전원(36)은 외부에서 이를테면 전력 설비 그리드로부터, 발생된 전력일 수 있다. 모터(28) 및 전원(36)은 각각 3-상일 수 있다. 또한, 회생 구동장치(30)는 바람직한 엘리베이터 카 움직임을 달성하도록 모터(28)를 작동시키기 위해 모터(28) 및 전원(36)에 결합될 수 있다.
도 1을 계속해서 참조하면서, 이제 도 2 내지 도 5를 참조하면, 회생 구동장치(30)는 입력 또는 전력 설비 그리드 측 상에 컨버터(32)를 그리고 모터 측 상에 인버터(34)를 포함할 수 있다. 보다 구체적으로, 컨버터(32)는 전원(36)에 작동가능하게 연결될 수 있고, 전원(36)의 각 상(40)에 대한 상-레그(42)를 가질 수 있다. 인버터(34)는 컨버터(32) 및 모터(28)에 작동가능하게 연결될 수 있고, 모터(28)의 각 상(40)에 대한 상-레그(42)를 가질 수 있다. 이러한 예에서, 전원(36) 및 모터(28)가 각각 3상이기 때문에, 컨버터(32) 및 인버터(34)는 각각 세 개의 상-레그(42)를 가질 수 있다.
뿐만 아니라, 컨버터(32)의 각 상-레그(R, S, T)는 전원(36)의 각 상(40)과 선택적으로 통신하는 복수의 디바이스(38)를 가질 수 있으며, 그리고 인버터(34)의 각 상-레그(W, V, U)는 모터(28)의 각 상(40)과 선택적으로 통신하는 복수의 디바이스(38)를 가질 수 있다. 회생 구동장치(30)는 멀티레벨 컨버터(32) 및 멀티레벨 인버터(34)를 갖는 멀티레벨 구동장치일 수 있다. 이러한 예에서, 회생 구동장치(30)는 3-레벨 컨버터(32) 및 3-레벨 인버터(34)를 갖는 3-레벨 구동장치일 수 있다. 보다 구체적으로, 컨버터(32) 및 인버터(34)의 각 상-레그(42)는 3 레벨의 전압, 예를 들어, 양의 전압, 중성점 전압, 및 음의 전압을 출력할 수 있다.
도 2 및 도 3에 가장 잘 도시된 바와 같이, 컨버터(32) 및 인버터(34)의 각 상-레그(42)는 다이오드-중성-점-클램프(DNPC) 토폴로지(44)를 가질 수 있다. 도 4 및 도 5에 도시된 실시예에서, 컨버터(32) 및 인버터(34)의 각 레벨 또는 상-레그(42)는 T-형 토폴로지(46)를 가질 수 있다. 컨버터(32) 및 인버터(34)의 상-레그(42)에 대한 다른 토폴로지들이 물론 가능하다는 것이 이해되어야 한다.
제어 시스템(48)은 회생 구동장치(30)를 제어하기 위해 사용될 수 있다. 보다 구체적으로, 제어기(50)는 컨버터(32) 및 인버터(34)에 작동가능하게 연결되고 이들을 제어하기 위해 사용될 수 있다. 제어기(50)가 컨버터(32) 및 인버터(34) 양자에 적용되는 것으로 도시되고 설명되나, 하나의 제어기 대신 두 개의 개별 제어기, 예를 들어, 컨버터(32)에 대해 하나의 제어기 그리고 인버터(34)에 대해 하나의 제어기가 존재할 수 있다는 것이 이해되어야 한다. 제어기(50)는 이에 대해 컴퓨터-실행가능한 명령들을 저장한 비-일시적 컴퓨터 판독가능한 저장 매체를 포함하거나 이와 연관될 수 있는 프로세서(예를 들어, "컴퓨터 프로세서") 또는 프로세서-기반 디바이스를 포함할 수 있다. 제어 시스템(48) 및 제어기(50)가 다른 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어, 또는 이들의 조합을 포함할 수 있다는 것이 이해되어야 한다.
도 6에 가장 잘 도시된 바와 같이, 제어기(50)는 서로 통신하는 모듈들(52, 54, 56, 58, 60, 62)을 포함할 수 있다. 보다 구체적으로, 외부 레귤레이터(52)는 직접-직교(D-Q) 전류 명령 신호들(i*q, i*d)을 발생시키기 위해 제어 명령 신호들 및 상태 피드백 신호들을 수신할 수 있다. 제어 명령 신호들은 실제 및 무효 전력, 직류(DC) 링크 전압 등일 수 있다. 상태 피드백 신호들은 실제 및 무효 전력, DC 링크 전압 등일 수 있다.
D-Q 전류 레귤레이터(54)는 D-Q 듀티 사이클 명령 신호들(D*q, D*d)을 발생시키기 위해, 외부 레귤레이터(52)로부터의 D-Q 전류 명령 신호들(i*q, i*d), 뿐만 아니라 측정된 D-Q 전류 신호들(iq, id)을 수신할 수 있다. DQ/ABC 변환 모듈(56)은 D-Q 듀티 사이클 명령 신호들(D*q, D*d) 및 상 각도(θ)를 수신한다. DQ/ABC 변환 모듈(56)은 2-상 D-Q 듀티 사이클 명령 신호들(D*q, D*d)을 3-상 양들로 변환하여, 3-상 듀티 사이클 신호(D*abc)를 발생시킨다.
3-상 듀티 사이클 신호(D*abc), 및 상태 피드백 신호들은 열 및 중성점(NP) 평형 모듈(58)에 공급된다. 열 및 중성점(NP) 평형 모듈(58)은 컨버터 및/또는 인버터에서의 중성점 전압 및 열 응력을 평형화하는 모터의 각 상의 상측 및 하측 아암들에 대한 듀티 사이클 신호들(D*abc+, D*abc-)을 발생시킨다. 보다 구체적으로, 도 7에 가장 잘 도시된 바와 같이, 열 및 중성점(NP) 평형 모듈(58)은 다음 모듈들을 포함할 수 있다: 고조파 계산기(64), DC 전압차 비례-적분(PI; proportional-integral) 레귤레이터(66), 및 변조기(68).
고조파 계산기(64)는 상태 피드백 신호들을 수신한다. 상태 피드백 신호들에 기초하여, 고조파 계산기(64)는 컨버터 및/또는 인버터의 NP 전압을 평형화하는 듀티 사이클 인젝션 신호(D*off2)를 발생시킨다. 듀티 사이클 인젝션 신호(D*off2)의 값을 결정하기 위해, 고조파 계산기(64)는 이를테면, 제한 없이, 룩-업 테이블, 선형 방정식들, 비-선형 방정식들 등을 사용하여 구현될 수 있다.
듀티 사이클 인젝션 신호(D*off2)에 대해 보다 높은 값은 컨버터 및/또는 인버터에 적용되는 증가된 인젝션을 나타낸다. 따라서, 증가된 전류는 외부 절연-게이트 바이폴라 트랜지스터들(IGBT들) 및 다이오드들을 통해 흐르는 한편, 보다 적은 전류는 중성점 경로를 통해 흐른다. 출력 전류가 높고 주파수가 낮을 때, D*off2 의 높은 값이 선택될 수 있다. 컨버터/인버터가 감소된 부하를 가질 때, 그 후 D*off2 의 보다 낮은 값이 스위칭 손실 감소를 위해 적절할 수 있다. 그렇게 해서, 고조파 계산기(64)는 컨버터/인버터의 바람직한 NP 전압을 유지하기 위해 NP 전류를 최소화한다.
상태 피드백 신호들은 컨버터 및 인버터의 상측 및 하측 DC 버스들 간 전압차를 포함할 수 있다. 상측 및 하측 DC 버스들 간 전압차는 DC 전압차 PI 레귤레이터(66)에 공급된다. DC 전압차 PI 레귤레이터(66)는 불안전성을 방지하기 위해 정상-상태 NP 전압 불평형을 제거하고 슬로우 다이내믹스를 갖는 듀티 사이클 인젝션 신호(D*off1)를 발생시킨다. 그렇게 해서, DC 전압차 PI 레귤레이터(66)는 컨버터/인버터에서의 복수의 디바이스에 걸쳐 균등하지 않은 열 응력을 평형화 또는 완화하는 듀티 사이클 인젝션 신호(D*off1)를 발생시킨다.
3-상 듀티 사이클 신호(D*abc)와 함께, 모듈들(64, 66)로부터의 듀티 사이클 인젝션 신호들(D*off1 및 D*off2)은 변조기(68)에 공급된다. 변조기(68)는 모터의 각 상의 상측 및 하측 아암들에 대한 듀티 사이클들을 결정하여, 듀티 사이클 신호들(D*abc+, D*abc-)을 발생시킨다. 각 상 레그의 상측 및 하측 아암들에 대한 듀티 사이클들을 계산하기 위해, 변조기(68)는 다음 식을 사용할 수 있다:
D*i = D*abc + 0.5[max(D*abc) + min(D*abc)]
상측 아암에 대해, D*abc+ = 0.5(D*i - min(D*i)) + D*off1 + D*off2
하측 아암에 대해, D*abc- = |0.5(D*i - max(D*i))| - D*off1 + D*off2
상기 식에서 D*i는 듀티 사이클 기준 신호이고, D*abc는 3-상 듀티 사이클 신호이고, D*abc+는 상측 아암에 대한 듀티 사이클 신호이고, D*abc-는 하측 아암에 대한 듀티 사이클 신호이고, D*off1은 DC 전압차 PI 레귤레이터로부터의 듀티 사이클 인젝션 신호이며, 그리고 D*off2는 고조파 계산기로부터의 듀티 사이클 인젝션 신호이다.
출력(D*off1)을 갖는 DC 전압차 PI 레귤레이터(66)로부터의 중성점 평형 알고리즘 및 출력(D*off2)을 갖는 고조파 계산기(64)로부터의 열 평형 알고리즘이 다양한 베이스 펄스 폭 변조(PWM) 기술들과 독립적으로 사용될 수 있다. 예를 들어, 다른 실시예에서, 상기 식들이 변형될 수 있으며, 그리고 변조기(68)는 각 상 레그의 상측 및 하측 아암들에 대한 듀티 사이클들을 계산하기 위해 다음 식을 사용할 수 있다:
D*i = D*abc + 0.5[max(D*abc) + min(D*abc)]
상측 아암에 대해, D*abc+ = D*i+ + D*off1 + D*off2
하측 아암에 대해, D*abc- = D*i- - D*off1 + D*off2
상기 식에서 D*1은 듀티 사이클 기준 신호이고, D*abc는 3-상 듀티 사이클 신호이고, D*abc+는 상측 아암에 대한 듀티 사이클 신호이고, D*abc-는 하측 아암에 대한 듀티 사이클 신호이고, D*off1은 DC 전압차 PI 레귤레이터로부터의 듀티 사이클 인젝션 신호이고, D*off2는 고조파 계산기로부터의 듀티 사이클 인젝션 신호이고, D*i+는 i(= a, b, 또는 c) 상에 대응하는 듀티 사이클의 양의 측이며, 그리고 D*1-는 i(= a, b, 또는 c) 상에 대응하는 듀티 사이클의 음의 측이다.
사용될 수 있는 다른 베이스 PWM 기술들은 이에 한정되지는 않으나, 공간 벡터 PWM (SPWM), 제3 고조파 인젝션을 갖는 사인-삼각 PWM, 스위치들이 교류 파형(예를 들어, 컨버터/인버터)에서의 대용량 전류의 기간 동안 스위칭되지 않는 불연속 PWM(DPWM) 등을 포함한다.
다시 도 6을 참조하면, 데드-타임 보상기(60)는 열 및 중성점(NP) 평형 모듈(58)로부터 듀티 사이클 신호들(D*abc+, D*abc-)을 수신할 수 있다. 데드-타임 보상기(60)는 데드-타임을 보상하기 위해 듀티 사이클 신호들(D*abc+, D*abc-)을 변형하여, 변형된 듀티 사이클 신호들(D**abc+, D**abc-)을 발생시킬 수 있다. 데드-타임은 DC-링크에 걸친 슛-스루(shoot-through)를 방지하도록, 뿐만 아니라 교류(AC) 단자들에서의 낮은 전압 변화율(dV/dt) 응력을 보장하도록 채택될 수 있다. 뿐만 아니라, 적절한 데드-타임 보상의 적용은 데드-타임을 채택함으로써 유발되는 전류 왜곡을 방지할 수 있다. 데드-타임 보상은 상 전류 방향, 데드-타임 지속 기간, 및 PWM 주파수에 기초할 수 있다. 데드-타임 보상기(60)는 다음 식을 사용하여 각 상 레그에 대한 데드-타임 보상을 결정할 수 있다:
ΔD*comp = -sign(i) × TDT × FS
상측 아암에 대해, D**abc+ = D*abc+ + ΔD*comp
하측 아암에 대해, D**abc- = D*abc- - ΔD*comp
상기 식에서 ΔD*comp는 데드-타임 보상이고, i는 상 전류 방향이고, TDT는 데드-타임 지속 기간이고, Fs는 PWM 주파수이고, D*abc+는 상측 아암에 대한 듀티 사이클 신호이고, D*abc-는 하측 아암에 대한 듀티 사이클 신호이고, D**abc+는 상측 아암에 대한 변형된 듀티 사이클이며, 그리고 D**abc-는 하측 아암에 대한 변형된 듀티 사이클이다.
PWM 변조기(62)는 삼각 비교를 위해 변형된 듀티 사이클들(D**abc+, D**abc-)을 수신할 수 있다. 삼각 비교는 도 8에 예시된 바와 같이, 전력 회로에서의 반도체 디바이스들을 제어하고, PWM 변조기(62)로 구현될 수 있다. (i = a, b, c)에 대해, 변형된 양의 그리고 음의 듀티 사이클 신호들(D**i+, D**i-)을 수신하는 PWM 변조기(62)에서의 각 상 레그에 대한 하나의 비교기가 존재할 수 있다. 그 다음 비교기는 컨버터/인버터(여기서 1 =턴 온 그리고 0=턴 오프)에서의 대응하는 IGBT들(도 2 내지 도 5)을 제어하는 로직 신호들(Ti1~Ti4)을 출력할 수 있다. 변조기들로부터의 변형된 양의 그리고 음의 듀티 사이클 신호들(D**i+, D**i- )이 각각, 두 개의 캐리어(캐리어+, 캐리어-)와 비교될 수 있다. 두 개의 캐리어(캐리어+, 캐리어-)는 180도(180°)만큼 상-변이된다. 로직 계산들이 아래에 도시된다:
D*i+ ≥ 캐리어+이면, Ti1 = 1, Ti3 = 0; 그렇지 않으면 Ti1 = 0, Ti3 = 1
D*i- ≥ 캐리어-이면, Ti4 = 1, Ti2 = 0; 그렇지 않으면 Ti4 = 0, Ti2 = 1
여기서 D*i-는 i(= a, b, 또는 c) 상에 대응하는 듀티 사이클의 음의 측이고, D*i-는 i(= a, b, 또는 c) 상에 대응하는 듀티 사이클의 양의 측이고, 캐리어+는 캐리어의 양의 측이고, 캐리어-는 캐리어의 음의 측이며, 그리고 Ti1~Ti4는 도 2 내지 도 5에서의 대응하는 IGBT들을 제어하는 출력 로직 신호들이다.
도 1 내지 도 8을 계속해서 참조하면서, 이제 도 9를 참조하면, 모터(28)에 결합된 컨버터(32) 및/또는 인버터(34)를 제어하기 위한 대표적인 프로세스(80)가 도시된다. 블록(82)에서, 제어기(50)는 상태 피드백 신호들 및 제어 명령 신호들을 수신할 수 있다. 블록(84)에서, 제어기(50)는 상태 피드백 신호들에 적어도 부분적으로 기초하여 듀티 사이클 인젝션 신호들(D*off1, D*off2)을 발생시킬 수 있다. 블록(86)에서, 제어기(50)는 제어 명령 신호들에 적어도 부분적으로 기초하여 3-상 듀티 사이클 신호(D*abc)를 발생시킬 수 있다. 블록(88)에서, 제어기(50)는 모터(28)의 각 상의 상측 및 하측 아암들에 대한 듀티 사이클 신호들(D*abc+, D*abc-)을 발생시킬 수 있다. 듀티 사이클 신호들(D*abc+, D*abc-)은 듀티 사이클 인젝션 신호(D*off1, D*off2) 및 3-상 듀티 사이클 신호(D*abc)에 적어도 부분적으로 기초할 수 있다. 뿐만 아니라, 듀티 사이클 신호들(D*abc+, D*abc-)은 컨버터/인버터에서의 중성점 전압 및 열 응력을 평형화한다.
산업상 이용가능성
앞서 말한 내용으로부터, 본 개시 내용의 교시들이 이를테면, 이에 한정되는 것은 아니지만, 회생 구동장치들을 위한 제어 시스템들을 포함하는, 산업상 또는 상업상 이용가능성을 발견할 수 있다는 것을 알 수 있다. 그러한 제어 시스템들은 예를 들어, 이를테면, 이에 한정되는 것은 아니지만, 엘리베이터 시스템들을 포함하는, 견인 애플리케이션들에 사용될 수 있다.
설명된 개시 내용은 회생 구동장치에서의 3-레벨 컨버터 및/또는 인버터에 대한 제어 시스템 및 방법을 제공한다. 개시된 제어 시스템 및 방법에 대한 변조 공식들은 디지털 제어기들에서의 구현에 대해 편리하다. 개시된 변조 공식들을 적절하게 사용하면, 중성점 전압을 평형화하기 위해 중성점 전류를 제어하고, 그렇게 함으로써 DC-링크 커패시턴스 요건을 최소화하는 것이 가능하다. 동시에, 컨버터/인버터에서의 열 응력이 모든 디바이스 중에 균일하게 분산될 수 있으며, 이는 컨버터/인버터 전력 스루풋의 상당한 증가 및 디바이스 기대 수명의 실질적 향상으로 나타난다.
개시된 변조 기술들이 단지 하나의 제어 변수(듀티 사이클 인젝션 신호(D*off2))에 관한 것이고 제어 로직은 복잡하지 않기 때문에, 개시된 제어기는 디바이스들의 열 응력을 편리하게 관리한다. 뿐만 아니라, 개시된 열 평형 변조 기술은 제어 변수(듀티 사이클 인젝션 신호(D*off2))의 연속적 변형을 가능하게 하고, 그렇게 함으로써 중성점 평형 PWM 및 바이폴라 PWM 사이를 이리저리 스위칭할 필요를 제거하고 전압 총 고조파 왜곡을 개선한다.
더욱이, 개시된 변조 기술들은 데드-타임 보상을 포함한다. 도 10에 도시된 종래 기술 전류 파형과 비교할 때, 본 발명의 데드-타임 보상은 도 11에 도시된 바와 같이, 데드-타임 효과들로 인해 전류 왜곡을 개선한다.
본 출원에 개시된 변조 기술들은 3-레벨 컨버터들 및/또는 3-레벨 인버터들에 대한 DNPC 및 T-형 토폴로지들 양자에서 사용될 수 있다. 도 12 내지 도 15는 종래 기술과 비교한 개시된 변조 기술들의 시뮬레이션 결과들을 도시한다. 도 12에서의 종래 기술 결과들과 비교할 때, 중성점 전류는 도 13에 도시된 바와 같이, 개시된 변조 기술들을 사용하여 상당히 최소화된다. 도 14에서의 종래 기술 결과들과 비교할 때, 최대 디바이스 j-c 온도 상승(ΔTjc)이 또한 도 15에 도시된 바와 같이, 개시된 변조 기술들을 사용하여 상당히 감소된다. 또한, 개시된 기술들의 이점들은 보다 높은 등급의 디바이스들을 사용하거나 추가 회로 구성요소들을 추가하지 않고 달성되며, 그리고 개시된 기술들을 수행하기 위해 요구되는 증가된 계산상 전력은 최소이다.
앞서 말한 상세한 설명이 특정한 구체적인 실시예들에 대해 주어지고 제공되었지만, 본 발명의 범위는 그러한 실시예들에 제한되지 않는다는 것, 및 동일한 것이 단지 실시가능성 및 최적의 방식 목적들을 위해 제공된다는 것이 이해되어야 한다. 본 발명의 효과 및 사상은 구체적으로 개시되고 여기에 첨부된 청구항들 내에 포함되는 실시예들보다 더 넓다. 구체적인 실시예에 관해 설명된 특징부들이 실행가능한 경우 대안적인 실시예들과 사용될 수 있다는 것이 이해된다.

Claims (20)

  1. 모터(28)를 갖는 제어 시스템(48)으로서,
    전원(36)에 작동가능하게 연결된 컨버터(32)로서, 상기 전원(36)의 각 상(40)과 선택적으로 통신하는 복수의 디바이스(38)를 갖는, 상기 컨버터(32);
    상기 모터(28)에 작동가능하게 연결된 인버터(34)로서, 상기 모터(28)의 각 상(40)과 선택적으로 통신하는 복수의 디바이스(38)를 갖는, 상기 인버터(34); 및
    상기 컨버터(32) 또는 인버터(34)에 작동가능하게 연결된 제어기(50)를 포함하고, 상기 제어기(50)는:
    제어 명령 신호들을 수신하고;
    상태 피드백 신호들들 수신하며; 그리고
    상기 제어 명령 신호들 및 상태 피드백 신호들에 적어도 부분적으로 기초하여 상기 모터(28)의 각 상(40)의 상측 및 하측 아암들에 대한 듀티 사이클 신호들을 발생시키도록 구성되며, 상기 듀티 사이클 신호들은 상기 컨버터(32) 또는 인버터(34)에서의 중성점 전류를 최소화하는, 제어 시스템.
  2. 청구항 1에 있어서, 상기 듀티 사이클 신호들이 상기 복수의 디바이스(38)에 걸친 열 응력 완화하는, 제어 시스템.
  3. 청구항 1에 있어서, 상기 제어기(50)가 상기 상태 피드백 신호들에 적어도 부분적으로 기초하여 듀티 사이클 인젝션 신호들을 발생시키도록 더 구성되는, 제어 시스템.
  4. 청구항 3에 있어서, 상기 제어기(50)가 상기 제어 명령 신호들에 적어도 부분적으로 기초하여 3-상 듀티 사이클 신호를 발생시키도록 더 구성되는, 제어 시스템.
  5. 청구항 4에 있어서, 상기 제어기(50)가 상기 3-상 듀티 사이클 신호를 사용하여 듀티 사이클 기준 신호를 발생시키도록 더 구성되는, 제어 시스템.
  6. 청구항 5에 있어서, 상기 제어기(50)가 다음 식을 사용하여 각 상의 상기 상측 및 하측 아암들에 대한 상기 듀티 사이클 신호들을 결정하도록 더 구성되는, 제어 시스템:
    D*i = D*abc + 0.5[max(D*abc) + min(D*abc)]
    상측 아암에 대해, D*abc+ = 0.5(D*i - min(D*i)) + D*off1 + D*off2
    하측 아암에 대해, D*abc- = |0.5(D*i - max(D*i))| - D*off1 + D*off2
    상기 식에서 D*i는 상기 듀티 사이클 기준 신호이고, D*abc는 상기 3-상 듀티 사이클 신호이고, D*abc+는 상기 상측 아암에 대한 상기 듀티 사이클 신호이고, D*abc-는 상기 하측 아암에 대한 상기 듀티 사이클 신호이며, 그리고 D*off1 및 D*off2 는 상기 듀티 사이클 인젝션 신호들이다.
  7. 청구항 5에 있어서, 상기 제어기(50)가 다음 식을 사용하여 각 상의 상기 상측 및 하측 아암들에 대한 상기 듀티 사이클 신호들을 결정하도록 더 구성되는, 제어 시스템:
    D*i = D*abc + 0.5[max(D*abc) + min(D*abc)]
    상측 아암에 대해, D*abc+ = D*i+ + D*off1 + D*off2
    하측 아암에 대해, D*abc- = D*i- - D*off1 + D*off2
    상기 식에서 D*i는 상기 듀티 사이클 기준 신호이고, D*abc는 상기 3-상 듀티 사이클 신호이고, D*abc+는 상기 상측 아암에 대한 상기 듀티 사이클 신호이고, D*abc-는 상기 하측 아암에 대한 상기 듀티 사이클 신호이고, D*off1은 DC 전압차 PI 레귤레이터로부터의 상기 듀티 사이클 인젝션 신호이고, D*off2 는 고조파 계산기로부터의 상기 듀티 사이클 인젝션 신호이고, D*i+는 i(= a, b, 또는 c) 상에 대응하는 상기 듀티 사이클의 양의 측이며, 그리고 D*i-는 상기 i(= a, b, 또는 c) 상에 대응하는 상기 듀티 사이클의 음의 측이다.
  8. 청구항 1에 있어서, 상기 제어기(50)가 다음 식을 사용하여 각 상에 대한 데드-타임 보상을 결정하도록 더 구성되는, 제어 시스템.
    ΔD*comp = -sign(i) × TDT × FS
    상기 식에서 ΔD*comp는 상기 데드-타임 보상이고, i는 상 전류 방향이고, TDT는 데드-타임 지속기간이며, 그리고 FS는 펄스 폭 변조 주파수이다.
  9. 청구항 1에 있어서, 상기 컨버터(32) 또는 인버터(34)가 다이오드- 중성-점- 클램프 토폴로지(44) 또는 T-형 토폴로지(46)인, 제어 시스템.
  10. 청구항 1에 있어서, 상기 제어 시스템(48)이 엘리베이터 시스템(20)에 적용되는, 제어 시스템.
  11. 컨버터(32) 또는 인버터(34)를 제어하기 위한 방법(80)으로서,
    상태 피드백 신호들 및 제어 명령 신호들을 수신하는 단계;
    상기 상태 피드백 신호들에 적어도 부분적으로 기초하여 듀티 사이클 인젝션 신호들을 발생시키는 단계;
    상기 제어 명령 신호들에 적어도 부분적으로 기초하여 3-상 듀티 사이클 신호를 발생시키는 단계; 및
    상기 컨버터(32) 또는 인버터(34)에서의 중성점 전압 및 열 응력을 동시에 평형화하는 상기 모터(28)의 각 상(40)의 상측 및 하측 아암들에 대한 듀티 사이클 신호들을 발생시키는 단계로서, 상기 듀티 사이클 신호들은 상기 듀티 사이클 인젝션 신호들 및 상기 3-상 듀티 사이클 신호에 적어도 부분적으로 기초하는, 상기 듀티 사이클 신호들을 발생시키는 단계를 포함하는, 방법(80).
  12. 청구항 11에 있어서, 상 전류 방향, 데드-타임 지속기간, 및 펄스 폭 변조 주파수에 적어도 부분적으로 기초하여 각 상에 대한 데드-타임 보상을 결정하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  13. 청구항 12에 있어서, 상기 데드-타임 보상을 통합하기 위해 상기 듀티 사이클 신호들을 변조하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  14. 청구항 11에 있어서, 상기 컨버터(32) 또는 인버터(34)가 다이오드-중성- 점-클램프 토폴로지(44) 또는 T-형 토폴로지(46)인, 방법.
  15. 청구항 11에 있어서, 상기 상태 피드백 신호들 및 상기 컨버터(32) 또는 인버터(34)의 상측 및 하측 DC 버스들 간 전압차에 적어도 부분적으로 기초하여 상기 듀티 사이클 인젝션 신호들의 값들을 결정하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  16. 엘리베이터 시스템(20)으로서,
    승강로(22)에 배치된 엘리베이터 카(24);
    상기 엘리베이터 카(24)에 작동가능하게 연결된 모터(28)로서, 상기 승강로(22) 내에서 상기 엘리베이터 카(24)를 이동시키기 위한 추진력을 발생시키는, 상기 모터(28);
    상기 모터(28)에 작동가능하게 연결된 전원(36)으로서, 상기 모터(28)에 전력을 공급하는, 상기 전원(36);
    상기 전원(36)에 작동가능하게 연결된 컨버터(32)로서, 상기 전원(36)의 각 상(40)과 선택적으로 통신하는 복수의 디바이스(38)를 갖는, 상기 컨버터(32);
    상기 모터(28)에 작동가능하게 연결된 인버터(34)로서, 상기 모터(28)의 각 상(40)과 선택적으로 통신하는 복수의 디바이스(38)를 갖는, 상기 인버터(34); 및
    상기 컨버터(32) 또는 인버터(34)와 통신하는 제어기(50)를 포함하고, 상기 제어기(50)는:
    제어 명령 신호들을 수신하고;
    상태 피드백 신호들들 수신하며; 그리고
    상기 컨버터(32) 또는 인버터(34)에서의 중성점 전압 및 열 응력을 동시에 평형화하는 상기 모터의 각 상의 상측 및 하측 아암들에 대한 듀티 사이클 신호들을 발생시키도록 구성되며, 상기 듀티 사이클 신호들은 상기 제어 명령 신호들 및 상기 상태 피드백 신호들에 적어도 부분적으로 기초하는, 엘레베이터 시스템.
  17. 청구항 16에 있어서, 상기 제어기가 상기 모터(28)의 각 상(40)에 대한 데드-타임 보상을 결정하며, 그리고 상기 데드-타임 보상을 포함시키기 위해 상기 듀티 사이클 신호들을 변조하도록 더 구성되는, 엘리베이터 시스템.
  18. 청구항 16 있어서, 상기 컨버터(32) 또는 인버터(34)가 다이오드- 중성-점-클램프 토폴로지(44) 또는 T-형 토폴로지(46)를 갖는 엘리베이터 시스템,
  19. 청구항 16에 있어서, 상기 제어기(50)가 고조파 계산기를 갖도록 더 구성되고, 상기 고조파 계산기는 상기 컨버터(32) 또는 인버터(34)의 중성점 전압을 평형화하는 듀티 사이클 인젝션 신호를 발생시키는, 엘리베이터 시스템.
  20. 청구항 16에 있어서, 상기 제어기(50)가 전압차 레귤레이터를 갖도록 더 구성되고, 상기 전압차 레귤레이터는 상기 컨버터(32) 또는 인버터(34)에서의 상기 복수의 디바이스(38)에 걸쳐 열 응력을 평형화하는 듀티 사이클 인젝션 신호를 발생시키는, 엘리베이터 시스템.
KR1020167018916A 2013-12-18 2013-12-18 멀티레벨 라인 회생 구동을 위한 제어 전략들 KR102248724B1 (ko)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/US2013/076172 WO2015094232A1 (en) 2013-12-18 2013-12-18 Control strategies for multilevel line regenerative drive

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20160100337A true KR20160100337A (ko) 2016-08-23
KR102248724B1 KR102248724B1 (ko) 2021-05-07

Family

ID=53403338

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020167018916A KR102248724B1 (ko) 2013-12-18 2013-12-18 멀티레벨 라인 회생 구동을 위한 제어 전략들

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10221038B2 (ko)
KR (1) KR102248724B1 (ko)
CN (1) CN105830332B (ko)
AU (1) AU2013408349B2 (ko)
WO (1) WO2015094232A1 (ko)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20190089742A (ko) * 2018-01-22 2019-07-31 해밀턴 선드스트랜드 코포레이션 3-레벨 스위칭 제어를 위한 인버터 중간 지점의 교류 접지
KR20190090557A (ko) * 2018-01-25 2019-08-02 한국철도기술연구원 불연속 변조 기법을 이용한 고속철도 추진제어 장치용 단상 npc 3레벨 pwm 컨버터 및 그 제어 방법
KR20190133435A (ko) * 2018-05-23 2019-12-03 현대엘리베이터주식회사 Dc 링크 전압 불평형 보상 장치

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10654682B2 (en) * 2014-12-17 2020-05-19 Otis Elevator Company Conveyance system having paralleled drives
US9762173B2 (en) 2015-07-28 2017-09-12 GM Global Technology Operations LLC Method and apparatus to control an inverter
JP6575865B2 (ja) * 2015-10-22 2019-09-18 富士電機株式会社 ３レベルインバータの制御方法及び制御装置
CN108883905A (zh) * 2016-01-25 2018-11-23 通力股份公司 电梯
US10833605B2 (en) * 2016-12-16 2020-11-10 Ge Aviation Systems Llc Space vector modulation in aerospace applications
CN107171567B (zh) * 2017-01-20 2019-05-03 湖南大学 模块化开关功率放大器及其控制方法
CN109391161A (zh) * 2017-08-10 2019-02-26 台达电子企业管理（上海）有限公司 电力电子变换单元及系统
US10381968B2 (en) 2017-12-05 2019-08-13 Otis Elevator Company Converter pulse width modulation strategies for three phase regenerative drives
FR3079688B1 (fr) * 2018-03-30 2021-10-08 Inst Vedecom Convertisseur npc quatre bras pour les vehicules electriques et chargeur bidirectionnel comprenant un tel convertisseur
EP3687059A1 (de) * 2019-01-22 2020-07-29 Siemens Aktiengesellschaft Betreiben von schaltelementen eines mehrpegelenergiewandlers
FR3102899B1 (fr) * 2019-10-30 2022-11-25 Safran Electrical & Power Procédé de commande électrique d’un onduleur à trois niveaux
EP3826166A1 (en) * 2019-11-25 2021-05-26 Carrier Corporation Power module and converter with asymmetrical semiconductor rating arrangement
JP7344945B2 (ja) * 2021-09-27 2023-09-14 本田技研工業株式会社 制御装置、及びモータ駆動システム

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7061134B2 (en) * 2003-08-01 2006-06-13 General Motors Corporation Method and system for improved thermal management of a voltage source inverter operating at low output frequency utilizing a zero vector modulation technique
US20100044160A1 (en) * 2007-02-13 2010-02-25 Otis Elevator Company Automatic rescue operation for a regenerative drive system
US20110141786A1 (en) * 2010-09-29 2011-06-16 General Electric Company Dc-link voltage balancing system and method for multilevel converters

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2884880B2 (ja) 1992-02-12 1999-04-19 株式会社日立製作所 電力変換器の制御装置
JPH09285136A (ja) 1996-04-19 1997-10-31 Toshiba Corp 電力変換装置
SE513884C2 (sv) * 1998-05-06 2000-11-20 Ericsson Telefon Ab L M Anordning, förfarande och system för att reducera nollströmmen i elektriskt system
US6381158B1 (en) * 2000-10-16 2002-04-30 General Electric Co. System and method for monitoring DC link capacitance in three level inverters
US9257895B2 (en) * 2004-06-17 2016-02-09 Grant A. MacLennan Distributed gap inductor filter apparatus and method of use thereof
US7679941B2 (en) * 2007-06-06 2010-03-16 General Electric Company Power conversion system with galvanically isolated high frequency link
US8120306B2 (en) * 2009-01-05 2012-02-21 GM Global Technology Operations LLC Voltage source inverter with a voltage offset
CN103138595B (zh) * 2011-11-22 2016-05-25 通用电气公司 中点箝位式变流器的控制系统及控制方法
JP5749638B2 (ja) * 2011-12-08 2015-07-15 アイダエンジニアリング株式会社 プレス機械の電源装置
FR2985616B1 (fr) * 2012-01-09 2014-02-14 Converteam Technology Ltd Compensateur d'energie reactive et procede d'equilibrage de tensions de demi-bus associe
US8786232B2 (en) * 2012-04-20 2014-07-22 Hamilton Sundstrand Corporation Thermal stress reduction in aircraft motor controllers
CN102882413A (zh) * 2012-06-11 2013-01-16 合肥工业大学 基于调制波修正的三电平逆变器死区补偿算法
US8829839B1 (en) * 2013-03-12 2014-09-09 Rockwell Automation Technologies, Inc. System and method for temperature estimation in an integrated motor drive

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7061134B2 (en) * 2003-08-01 2006-06-13 General Motors Corporation Method and system for improved thermal management of a voltage source inverter operating at low output frequency utilizing a zero vector modulation technique
US20100044160A1 (en) * 2007-02-13 2010-02-25 Otis Elevator Company Automatic rescue operation for a regenerative drive system
US20110141786A1 (en) * 2010-09-29 2011-06-16 General Electric Company Dc-link voltage balancing system and method for multilevel converters

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20190089742A (ko) * 2018-01-22 2019-07-31 해밀턴 선드스트랜드 코포레이션 3-레벨 스위칭 제어를 위한 인버터 중간 지점의 교류 접지
KR20190090557A (ko) * 2018-01-25 2019-08-02 한국철도기술연구원 불연속 변조 기법을 이용한 고속철도 추진제어 장치용 단상 npc 3레벨 pwm 컨버터 및 그 제어 방법
KR20190133435A (ko) * 2018-05-23 2019-12-03 현대엘리베이터주식회사 Dc 링크 전압 불평형 보상 장치

Also Published As

Publication number Publication date
US10221038B2 (en) 2019-03-05
US20160311645A1 (en) 2016-10-27
CN105830332A (zh) 2016-08-03
WO2015094232A1 (en) 2015-06-25
KR102248724B1 (ko) 2021-05-07
AU2013408349B2 (en) 2017-09-07
CN105830332B (zh) 2019-10-18
AU2013408349A1 (en) 2016-07-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102248724B1 (ko) 멀티레벨 라인 회생 구동을 위한 제어 전략들
KR102157260B1 (ko) 다중레벨 드라이브 하프 dc 버스 전력 공급원
US10727762B2 (en) Modular, multi-channel, interleaved power converters
US9998031B2 (en) PWM controlled neutral point clamped multilevel converter
Lewicki et al. Space-vector pulsewidth modulation for three-level NPC converter with the neutral point voltage control
Edpuganti et al. Fundamental switching frequency optimal pulsewidth modulation of medium-voltage cascaded seven-level inverter
US20130181654A1 (en) Motor drive system employing an active rectifier
US9973102B1 (en) System for power conversion with feedback to reduce DC bus loading
KR102016741B1 (ko) 불연속 변조 기법을 이용한 고속철도 추진제어 장치용 단상 npc 3레벨 pwm 컨버터 및 그 제어 방법
KR102227416B1 (ko) 다중레벨 회생 드라이브를 위한 pwm 전략
KR101966318B1 (ko) 불연속 변조 기법을 이용한 고속철도 추진제어 장치용 단상 pwm 컨버터 및 그 제어 방법
KR20170095557A (ko) 순환 전류를 방지하는 전력 변환 장치 및 이의 구동 방법
Bradaschia et al. A generalized scalar pulse-width modulation for nine-switch inverters: An approach for non-sinusoidal modulating waveforms
JP4448294B2 (ja) 電力変換装置
Dargahi Pwm-based optimization-free active voltage-balancing control of 7-level active neutral-point-clamped flying-capacitor multicell inverters
JP6450507B2 (ja) 電気ブレーキユニット
Brueske et al. PWM modulation for a three-level inverter with neutral-point balancing for a permanent magnet synchronous machine
JP2014054037A (ja) 一相変調式の可変速モータ駆動装置
JP2013138550A (ja) 電力変換装置
KR20140070338A (ko) 공진효과를 저감시키는 3상 pwm 컨버터 시스템

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right