KR102016741B1 - 불연속 변조 기법을 이용한 고속철도 추진제어 장치용 단상 npc 3레벨 pwm 컨버터 및 그 제어 방법 - Google Patents

불연속 변조 기법을 이용한 고속철도 추진제어 장치용 단상 npc 3레벨 pwm 컨버터 및 그 제어 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명의 일 실시예에 따른 고속철도 추진제어 장치용 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터에 있어서, 전류 제어기에서 출력되는 컨버터 입력 지령 전압, 클램핑 전압 및 직류 링크 커패시터 전압에 기초하여 오프셋 전압을 생성하는 오프셋 전압 발생기; 컨버터 입력 지령 전압 및 오프셋 전압에 기초하여 게이트 지령 전압을 생성하는 게이트 지령 전압 발생기; 및 게이트 지령 전압 및 반송파에 기초하여 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터 회로를 제어하기 위한 PWM 신호를 생성하는 PWM 발생기;를 포함하되, 게이트 지령 전압은 불연속 변조 파형일 수 있다.

Description

불연속 변조 기법을 이용한 고속철도 추진제어 장치용 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터 및 그 제어 방법 {SINLGE-PHASE NPC 3-LEVEL PWM CONVERTER FOR HIGH-SPEED RAILWAY PROPULSION SYSTEM USING DISCONTINUOUS MODULATION AND METHOD OF CONTROLLING THE SAME}
본 발명은 불연속 변조 기법을 이용한 고속철도 추진제어 장치용 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터 및 그 제어 방법에 관한 것이다.
고속철도 추진제어시스템은 크게 단위 역률 제어 및 디씨링크(dc-link) 정전압 제어를 위한 양방향 펄스 폭 변조(Pulse-Width Modulation; PWM) 컨버터, 견인 전동기를 구동하기 위한 PWM 인버터로 구성되어 있다.
여기서 도 1은 전형적인 단상 NPC(Neutral-Point Clamped) 3레벨 PWM 컨버터의 회로를 나타내고 있다. 인덕터 L, 8개의 스위치 U1 ~ U4 및 V1 ~ V4, 4개의 클램핑 다이오드 D1 ~ D4 및 2개의 DC링크 커패시터 Cdc1, Cdc2로 구성된다. U1과 U3, U2와 U4의 스위치 쌍은 각각 상보적이다. 즉, U1(U2)이 켜지면 U3(U4)가 꺼지고 반대의 경우도 마찬가지다. 이는 Vleg 스위치에도 동일하게 적용된다. 따라서 Vuo 및 Vvo의 가능한 극전압은 상위 2개 스위치가 켜지면 Vdc/2, 중간 2개 스위치가 켜지면 0, 하위 2개 스위치가 켜지면 -Vdc/2가 활성화 된다. 여기서 Vdc는 부하 R에 인가되는 DC 링크의 커패시터 전압을 뜻한다.
수백kW 이상의 대용량 전력시스템 특성으로 스위칭 손실이 과다하고 방열 설계의 현실적인 제약으로 인해 스위칭 주파수를 기본파 주파수 (60Hz)의 약 9 ~ 10배 (540 ~ 600Hz)로 제한하여 사용하고 있다. 한편, 전류제어기로 비례적분제어(PI)를 사용할 때 시스템의 극점과 제어기의 영점이 같게 조절하면 전류제어계가 시스템의 특성에 상관없이 비교적 안정적으로 제어할 수 있다.
하지만 시스템 폐루프 전달함수가 1차 저역통과 필터의 형태로 나타나기 때문에 고속철도 추진제어장치용 PWM 컨버터의 경우와 같이 스위칭 주파수가 낮은 시스템에서는 제어계의 지연이 필연적으로 발생한다. 따라서, 단위 역률 제어를 위해 추가의 위상 보상 기법이 필요한 문제점이 있다.
한국등록특허 제 10-1564358 호 (발명의 명칭: 저부하 조건에서의 전류 고조파왜율 조절을 위한 컨버터 제어 방법 및 장치)
본 발명은 불연속 변조 기법을 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터에 적용하여 스위칭 손실을 줄이면서도, 외부 요인으로 인한 직류 링크 커패시터 간 전압 편차가 발생했을 때 보다 빠르게 전압 편차가 보상되도록 함으로써, 고속철도 추진제어 신호의 보다 안정적인 제어가 가능케 하는 데에 목적이 있다.
상기와 같은 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 고속철도 추진제어 장치용 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터에 있어서, 전류 제어기에서 출력되는 컨버터 입력 지령 전압, 클램핑 전압 및 직류 링크 커패시터 전압에 기초하여 오프셋 전압을 생성하는 오프셋 전압 발생기; 컨버터 입력 지령 전압 및 오프셋 전압에 기초하여 게이트 지령 전압을 생성하는 게이트 지령 전압 발생기; 및 게이트 지령 전압 및 반송파에 기초하여 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터 회로를 제어하기 위한 PWM 신호를 생성하는 PWM 발생기;를 포함하되, 게이트 지령 전압은 불연속 변조 파형일 수 있다.
또한, 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 고속철도 추진제어 장치용 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터의 제어 방법에 있어서, 컨버터 입력 지령 전압, 클램핑 전압 및 직류 링크 커패시터 전압에 기초하여 오프셋 전압을 생성하는 단계; 컨버터 입력 지령 전압 및 오프셋 전압에 기초하여 게이트 지령 전압을 생성하는 단계; 및 게이트 지령 전압 및 반송파에 기초하여 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터 회로를 제어하기 위한 PWM 신호를 생성하는 단계;를 포함하되, 게이트 지령 전압은 불연속 변조 파형일 수 있다.
본 발명은 일 실시예에 따른 불연속 변조 기법을 이용한 고속철도 추진제어 장치용 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터 및 그 제어 방법에 의하면, 불연속 변조 기법을 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터에 적용하여 스위칭 손실을 줄이면서도, 외부 요인으로 인한 직류 링크 커패시터 간 전압 편차가 발생했을 때 보다 빠르게 전압 편차가 보상되도록 할 수 있기에 스위칭 주파수가 낮은 다른 대전력 시스템에 특히 유용할 수 있다.
도 1은 고속철도 추진제어 장치의 회로로 이용될 수 있는 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터 회로 구성의 일 예를 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른, 컨버터 입력 지령 전압의 위치에 따른 스위칭 패턴의 일 예를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 클램핑 모드에 따른 중성 전압의 변동을 회로 다이어그램으로 나타낸 예시도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 단위 스위칭 구간에서 지령 전압 및 반송파와 그에 따른 스위칭 상태변화를 나타낸 예시도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 상전류와 시비율, 중성점 전류와의 관계를 나타내는 회로도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 불연속 변조 기법을 이용한 단 NPC 3레벨 PWM 컨버터의 구성을 나타낸 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터의 제어방법을 설명한 동작흐름도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시에에 따른 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터에 대한 전체 제어 알고리즘을 나타낸 것이다.
도 9 내지 도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터의 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참조하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미하며, 하나 또는 그 이상의 다른 특징이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
이하의 실시예는 본 발명의 이해를 돕기 위한 상세한 설명이며, 본 발명의 권리 범위를 제한하는 것이 아니다. 따라서 본 발명과 동일한 기능을 수행하는 동일 범위의 발명 역시 본 발명의 권리 범위에 속할 것이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른, 컨버터 입력 지령 전압의 위치에 따른 스위칭 패턴의 일 예를 나타낸 도면이다.
도 2를 참조하면, Vdc ~ -Vdc의 범위에서 움직이는 컨버터 입력 지령 전압(Vc)에 대한 기준 벡터의 위치에 따른 U 및 V leg의 스위칭 상태를 도시한 것으로, P, O, N은 스위칭 Leg가 각각 양의 DC 레일, Cdc1 및 Cdc2의 중성점, 음의 DC 레일에 연결됨을 의미한다.
이때, 기존의 연속 변조방식과 달리 본 발명에서 제안하는 불연속 변조방식은 매 반주기 동안 클램핑 되지 않은 지령 전압이 P, O, N의 스위칭 상태를 모두 가질 수 있다.
따라서, 오프셋 전압이 Vdc/2-Vmax인 경우 어퍼(upper) 클램핑 모드 혹은 양(+)의 클램핑 모드로, -Vdc/2-Vmin인 경우 로어(lower) 클램핑 모드 혹은 음(-)의 클램핑 모드라고 명명한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 클램핑 모드에 따른 중성 전압(NPV)의 변동을 회로 다이어그램으로 나타낸 예시도이다.
도 3을 참조하면, 그림 (a)는 양(+)의 클램핑 모드에서 p-type small 벡터 (PO, OP)를 나타낸 것이며, 그림 (b)는 음(-)의 클램핑 모드에n-type small 벡터 (ON, NO)를 나타낸 것이다.
두 종류의 small 벡터는 중성 전압의 변동과 밀접한 관계를 가지는데, p-type small 벡터는 항상 커패시터 전압인 Vdc1을 증가시키고 Vdc2를 감소시키며, n-type small 벡터는 항상 Vdc1을 감소시키고 Vdc2를 증가시킨다.
이는 양(+)의 클램핑 모드가 중성 전압을 감소시키고, 음(-)의 클램핑 모드는 중성전압을 증가시키기에, 중성 전압을 Vdc/2의 값으로 유지하기 위해서는 정상 상태에서 두 가지의 클램핑 모드를 고르게 사용되어야 하고, 오프셋 전압을 매 주기마다 번갈아 사용해야 하는 이유이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 단위 스위칭 구간에서 지령 전압 및 반송파와 그에 따른 스위칭 상태변화를 나타낸 예시도이다.
도 4를 살펴보면, Vmax와 Vmin은 두 지령 전압의 최대 최소값을 의미하고, imax와 imin은 각각 Vmax와 Vmin 지령 전압에 해당하는 상전류를 의미한다.
Vmax가 반송파1(Carrier1)보다 크면 P, 작으면 O상태가 되고, Vmin이 반송파2(Carrier2)보다 크면 O, 작으면 N상태가 된다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 상전류와 시비율, 중성점 전류와의 관계를 나타내는 회로도이다.
도 5를 살펴보면, dmax는 단위 스위칭 주기 내에서 imax가 양의 DC레일에 연결되는 시비율을 의미하고, dmin은 imin이 음의 DC레일에 연결되는 시비율을 의미한다.
따라서, 종래의 정현파 연속 변조(CB-SPWM) 기법에서는 p-type, n-type small vector를 고르게 사용하지만, 본 발명에서 제안된 불연속 변조(DPWM) 기법에서는 한 지령 전압을 양 혹은 음의 DC레일로 클램핑하기 때문에 지령 전압 한 주기 동안 양(+)의클램핑 모드에서는 p-type, 음(-)의 클램핑 모드에서는 n-type의 small 벡터만 사용하여 중성점 전류가 한 주기 동안 단방향으로 누적되어 변한다는 것을 의미할 수 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터의 구성을 나타낸 도면이다.
도 6을 살펴보면 불연속 변조기법이 적용된 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터는 전류 제어기(610), 오프셋 전압 발생기(620), 클램핑 모드 판단기(630), 게이트 지령 전압 발생기(640), PWM 발생기(650)를 포함할 수 있다.
전류 제어기(610)는 전류 좌표계 변환기에서 출력된 리얼(real) d축 전류 값과 리얼 q축 전류 값, 전압 제어기에서 출력된 레퍼런스(ref) 전류 값을 기초로 컨버터 입력 전압을 출력할 수 있다.
전류 제어기(610)는 입력된 리얼 d, q축 전류 값들 각각을 레퍼런스 전류 값과 비교하고, 비교한 결과 값에 대해 비례 적분 제어기(Proportional Integration; PI)를 통과시킨 뒤 전향 보상을 수행할 수 있다.
전류 좌표계 변환기는 전원 전압의 위상과 입력 전류에 기초하여 리얼 d축 전류 값과 리얼 q축 전류 값을 출력하며, 전압 제어기는 레퍼런스 정전압과 리얼 정전압에 기초하여 레퍼런스 전류 값을 출력하는 것일 수 있다.
여기서, 전류 좌표계 변환기에는 전원 전압의 위상 추종을 위한 위상 동기 회로(Phase Locked Loop; PLL)이 포함될 수 있으며, 전압 제어기에는 비례 적분 제어기(Proportional Integration; PI)가 포함될 수 있다.
오프셋 전압 발생기(620)는 컨버터 입력 지령 전압과 클램핑 판단기(630)에 기초하여 오프셋 전압을 생성할 수 있다.
여기서, 클램핑 전압은 상술한 전압 제어기에 사용된 리얼 정전압에 대해, 리얼 정전압 크기의 절반의 크기를 갖고 서로 반대 부호를 갖는 전압들 중 어느 하나일 수 있다.
또한, 오프셋 전압 발생기(620)는 컨버터 입력 지령 전압의 한 주기 내의 전 구간 동안 클램핑 전압을 고정하되, 컨버터 입력 지령 전압의 주기마다 클램핑 전압의 부호를 반전시킬 수 있다. 이를 통해, 오프셋 전압 발생기(620)는 오프셋 전압의 주기가 컨버터 입력 지령 전압의 주기의 2배가 되도록 할 수 있다.
이때 클램핑 모드 판단기(630)는 한 쌍의 직류 링크 커패시터들 각각에 걸리는 전압 값의 차이가 기 설정된 수치를 초과하는 경우, 상기 한 쌍의 직류 링크 커패시터들 간 대소관계에 기초하여 상기 클램핑 전압의 부호를 고정시킬 수도 있다.
이를 더 자세하게 설명하면, 다양한 외적 요소에 의해 한 쌍의 DC 링크의 커패시터 간의 전압 차이가 발생하게 되고, 기 설정된 허용치를 초과하게 되면 두 전압 값을 비교하여 양(+) 또는 음(-)의 클램핑 모드 중 하나를 선택하여 적용하게 된다.
예컨대 한 쌍의 DC 링크에서 생성되는 커패시터 전압을 제 1 커패시터 전압과 제 2 커패시터 전압으로 가정한하고, 제 1 커패시터 전압이 제 2 커패시터 전압보다 크다면, 양(+)의 클램핑 모드를 적용하고, 제 2 커패시터 전압이 제 1 커패시터 전압보다 크다면, 음(-)의 클램핑 모드를 적용하게 된다.
또한, 오프셋 전압 발생기(620)는 컨버터 입력 지령 전압의 크기의 절반의 크기를 갖고 서로 부호가 반대되도록 컨버터 입력 지령 전압이 2분할된 분할 전압들에 기초하여 오프셋 전압을 생성할 수 있다.
여기서, 오프셋 전압 발생기(620)는 컨버터 입력 지령 전압의 한 주기 내의 전 구간 동안 분할 전압들의 크기들 중 최대 값 또는 최소 값을 기준 값으로 고정하여 오프셋 전압을 생성하되, 컨버터 입력 지령 전압의 주기마다 최대 값 및 최소 값을 번갈아 기준 값으로 할 수 있다.
예컨대, 기준 값이 최대 값인 경우, 분할 전압들의 크기들 중 큰 값을 갖는 분할 전압이 기준 값으로서 사용되고, 기준 값이 최소 값인 경우, 분할 전압의 크기들 중 작은 값을 갖는 분할 전압이 기준 값으로서 사용될 수 있다. 여기서, 분할 전압들은 정현파의 형태를 가지므로, 기준 값이 최대 값으로 고정되는 경우에도 어떤 분할 전압이 기준 값으로 선택될지는 시간에 따라 변경될 수 있다.
여기서, 클랭핑 전압의 부호 반전되는 타이밍과 기준 값이 변경되는 타이밍은 동일할 수 있다.
예컨대, 부호가 서로 다른 분할된 컨버터 입력 지령 전압 중에서 최대 값을 기준 값으로 고정하는 경우, 클램핑 전압을 양(+)의 부호를 갖도록 고정하고, 최소 값을 기준 값으로 고정하는 경우, 클램핑 전압을 음(-)의 부호를 갖도록 고정할 수 있다.
오프셋 전압 발생기(620)는 클램핑 전압에서 기준 값을 감산하여 오프셋 전압을 생성할 수 있다.
즉, 오프셋 전압 발생기(620)에 의해서 생성된 오프셋 전압의 어느 시점에서의 값은, 클램핑 전압들 중 어느 하나와 분할 전압들 중 어느 하나에 기초하여 생성되며, 상술한 과정에 의해 생성된 오프셋 전압에 의해 불연속 변조 파형을 갖는 게이트 지령 전압이 생성될 수 있다.
게이트 지령 전압 발생기(640)는 컨버터 입력 지령 전압 및 오프셋 전압에 기초하여 게이트 지령 전압을 생성한다.
게이트 지령 전압 발생기(640)는 분할 전압들 각각에 오프셋 전압을 합산하여 게이트 지령 전압들을 생성할 수 있다.
이를 통해, 게이트 지령 전압 발생기(640)는 컨버터 입력 지령 전압의 한 주기 내의 처음 반 주기 동안 제 1 분할 전압이 클램핑 전압으로 클랭핑되고, 마지막 반 주기 동안 제 2 분할 전압이 클램핑 전압으로 클램핑되도록 할 수 있다.
즉, 상술한 과정에 의해 게이트 지령 전압은 불연속 변조 파형이 됨을 알 수 있다.
PWM 발생기(650)는 게이트 지령 전압 및 반송파에 기초하여 단상 PWM 컨버터 회로를 제어하기 위한 PWM 신호를 생성한다.
여기서, PWM 발생기(650)는 게이트 지령 전압 및 반송파 전압의 대소 비교 결과에 기초하여 PWM 신호를 생성할 수 있다.
여기서, 반송파는 소정의 주파수를 갖는 삼각 톱니파일 수 있으나, 본 발명의 범위가 이에 한정되지는 아니한다.
또한, PWM 발생기(640)는 스위칭 지연 시간(dead time)을 고려하여 PWM 신호를 생성할 수 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터의 제어방법을 설명한 동작흐름도이다.
도 7을 살펴보면, 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터의 제어 방법은, 먼저 오프셋 전압 발생기(620)가 전류 제어기(610)에서 출력되는 컨버터 입력 지령 전압 및 클램핑 전압에 기초하여 오프셋 전압을 생성한다(S710).
이때 PWM 신호를 기 수신 중인 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터는 외적 요인으로 인해 DC 링크에 걸리는 커패시터 전압들 사이의 차이가 기 설정된 차이보다 커지게 된다면, 이를 바탕으로 클램핑 모드 판단기(630)은 오프셋 전압 발생기(620)에 전달할 클램핑 전압을 설정하게 된다.
다음으로, 게이트 지령 전압 발생기(640)가 컨버터 입력 지령 전압 및 오프셋 전압에 기초하여 게이트 지령 전압을 생성한다(S720).
다음으로, PWM 발생기(650)가 게이트 지령 전압 및 반송파에 기초하여 단상 PWM 컨버터 회로를 제어하기 위한 PWM 신호를 생성한다(S730).
본 발명의 일 실시예에 따른 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터의 제어 방법에 따르면, 단계(S710) 및 단계(S720)를 통해 불연속 변조 파형을 갖는 게이트 지령 전압을 생성되며, 불연속 변조 파형을 갖는 게이트 지령 전압을 이용하여 단계(S730)에서 생성되는 PWM 신호의 스위칭 상태 변화를 저감시킬 수 있다.
또한, 중성 전압의 변동을 완화하기 위해 PWM 신호를 수신한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터가 이를 수신하고, 커패시터 전압을 통해 적절한 오프셋 전압을 선택하기 위한 피드백을 오프셋 전압 발생기(620)로 전달할 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시에에 따른 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터의 제어도이다.
도 8을 살펴보면, 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터의 제어도는 전류 제어기(610)와 오프셋 전압 발생기(620), 클램핑 모드 판단기(630), 게이트 지령 전압 발생기(640), PWM 발생기(650)를 포함할 수 있고, 전원 전압의 위상 추종을 위한 위상 동기 루프, DC 링크, 정전압 제어기 등이 더 포함될 수 있다.
전류 제어기(610), 오프셋 전압 발생기(620), 클램핑 모드 판단기(630), 게이트 지령 전압 발생기(640) 및 PWM 발생기(650)에 관한 설명은 도 6를 참조하여 상술하였으므로 생략한다.
도 9 내지 도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터의 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.
먼저 도 9는 연속 변조 방식과 불연속 변조 방식을 적용한 주요 회로의 파형을 비교한 것이다.
각 그래프를 참조하면, 불연속 변조 방식을 사용하면 스위칭 손실을 동일한 수준으로 유지하면서 스위칭 주파수를 2배 증가시키고, 제어 성능을 향상시킬 수 있다.
또한, 본 발명에서 제안한 불연속 변조 방식을 사용하면, 비 스위칭 영역이 예상대로 반주기마다 관찰되고, 두 방식에 대한 스위칭 주파수의 차이에도 불구하고 컨버터 입력전압 파형 Vc는 동일한 수의 스위칭 펄스를 나타낼 수 있다.
도 10은 변조 기법에 따른 IGBT 및 다이오드의 종합적인 손실값을 비교한 그래프의 예시이다.
그래프에서 확인할 수 있는 바와 같이 불연속 변조 방식은 연속 변조 방식에 비해 동일한 스위칭 주파수 대비 스위칭의 손실이 거의 절반으로 나타났다.
도 11는 세 가지 변조 기법에 따른 고조파의 성분 분석의 결과를 나타낸 그래프의 예시이다.
도 11 (b)는 연속 변조 방식(주파수 변조 지수(mf) = 18)을 적용할 경우를 나타낸 것으로, 스위칭 주파수의 2배 주파수인 약 2160hz 근방에서 가장 큰 고조파를 함유한 반면, 본 발명에서 제안한 불연속 변조 방식(도 11 (a), 주파수 변조 지수(mf) = 18)과 연속 변조 방식(도 11 (c), 주파수 변조 지수(mf) = 9) 적용할 경우 모두 스위칭 주파수 약 1080hz 부근에서 가장 큰 고조파 성분을 띄지만, 제안한 방식의 크기가 약 17% 감소함을 확인할 수 있다.
도 12는 중성점 전압 변동 보상 능력을 비교한 그래프의 예시이다.
특히, 도 12는 Cdc2에 시뮬레이션 시간 1[s]에 외부 저항5Ω을 병렬로 연결한 뒤, 1.1[s]부터 보상 알고리즘을 적용하고, 외부 저항을 1.3[s]에 제거하였을 때의 전압 보상 능력을 비교한 결과를 나타낸다.
본원발명의 불연속 변조 방식(주파수 변조 지수(mf) = 18)을 적용했을 때, 도 12(a)와 같이 외부 저항이 존재하는 경우에 Vdc1 > Vdc2 이므로 lower 클램핑 모드가 처음 몇 사이클에서 연속하여 선택되고 전압 차이가 줄어든 후에는 upper 및 lower 클램핑 모드가 번갈아 나타난다. 즉, 외부 요인으로 전압 편차가 크게 발생했을 때 한 방향의 클램핑 모드가 연속으로 선택되어 빠르게 전압 변동을 보상해 나감을 알 수 있다.
종래의 정현파 연속 변조(주파수 변조 지수(mf) = 18 or 9)을 적용했을 때, 도 12(b) 또는 도 12(c)와 같이 외부 저항이 연결된 구간 (1.1 ~ 1.3[s])에서 DC offset 전압 증가의 한계로 전압 변동의 능력이 미미함을 알 수 있다.
도 13은 세 가지 변조 방식에 대한 제어 속응성을 비교한 결과이다.
출력부하를 600kW로 두고 시뮬레이션 시간을 1.2s에 1200kW로 증가시키고, 이를 다시 1.5s에 600kW로 낮추었을 때에 직류 링크 출력 전압의 성능을 비교한 예시 자료로 세부적으로 그래프 (a)는 불연속 변조 방식(주파수 변조 지수(mf) = 18, 제어 주파수 대역폭(BW) = 200)을, 그래프 (b)는 연속 변조 방식(주파수 변조 지수(mf) = 18, 제어 주파수 대역폭(BW) = 200)을, 그래프 (c)는 연속 변조 방식(주파수 변조 지수(mf) = 9, 제어 주파수 대역폭(BW) = 100)을 기준으로 도출한 실험의 결과값 데이터이다.
위의 실험을 통해 동일 스위칭 손실 대비 불연속 변조 방식이 연속 변조 방식 보다 제어 속응성이 뛰어나다는 것을 확인할 수 있다.
전술한 본 발명의 설명은 예시를 위한 것이며, 본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 쉽게 변형이 가능하다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 예를 들어, 단일형으로 설명되어 있는 각 구성 요소는 분산되어 실시될 수도 있으며, 마찬가지로 분산된 것으로 설명되어 있는 구성 요소들도 결합된 형태로 실시될 수 있다.
본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
610: 전류 제어기 620: 오프셋 전압 발생기
630: 게이트 지령 전압 발생기 640: PWM 발생기

Claims (10)

  1. 고속철도 추진제어 장치용 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터에 있어서,
    전류 제어기에서 출력되는 컨버터 입력 지령 전압, 클램핑 전압 및 직류 링크 커패시터 전압에 기초하여 오프셋 전압을 생성하는 오프셋 전압 발생기;
    상기 컨버터 입력 지령 전압 및 상기 오프셋 전압에 기초하여 게이트 지령 전압을 생성하는 게이트 지령 전압 발생기; 및
    상기 게이트 지령 전압 및 반송파에 기초하여 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터 회로를 제어하기 위한 PWM 신호를 생성하는 PWM 발생기;
    를 포함하되,
    상기 게이트 지령 전압은 불연속 변조 파형인 것인, 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서
    상기 오프셋 전압 발생기는
    상기 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터에 포함된 한 쌍의 직류 링크 커패시터들 각각에 걸리는 전압 값의 차이에 기초하여 상기 오프셋 전압을 생성하는 것인, 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 오프셋 전압 발생기는
    상기 컨버터 입력 지령 전압의 한 주기 내의 전 구간 동안 상기 클램핑 전압을 고정하여 상기 오프셋 전압을 생성하되,
    상기 한 쌍의 직류 링크 커패시터들 각각에 걸리는 전압 값의 차이가 기 설정된 수치를 초과하지 아니하는 경우, 상기 오프셋 전압의 주기가 상기 컨버터 입력 지령 전압의 주기의 2배가 되도록 상기 컨버터 입력 지령 전압의 주기마다 상기 클램핑 전압의 부호를 반전시키고,
    상기 한 쌍의 직류 링크 커패시터들 각각에 걸리는 전압 값의 차이가 기 설정된 수치를 초과하는 경우, 상기 한 쌍의 직류 링크 커패시터들 간 대소관계에 기초하여 상기 클램핑 전압의 부호를 고정시키는 것인, 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 오프셋 전압 발생기는
    상기 컨버터 입력 지령 전압의 크기의 절반의 크기를 갖고 서로 부호가 반대되도록 상기 컨버터 입력 지령 전압이 2분할된 분할 전압들에 기초하여 상기 오프셋 전압을 생성하는 것인, 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 오프셋 전압 발생기는
    상기 분할 전압들의 크기들 중 최대 값 또는 최소 값을 기준 값으로 고정하여 상기 오프셋 전압을 생성하되,
    상기 클램핑 전압의 부호에 기초하여, 상기 최대 값 및 최소 값 중 어느 하나를 상기 기준 값으로 하는 것인, 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 오프셋 전압 발생기는
    상기 클램핑 전압에서 상기 기준 값을 감산하여 상기 오프셋 전압을 생성하고,
    상기 클램핑 전압이 양(+)의 부호를 갖도록 고정되는 경우, 상기 최대 값을 상기 기준 값으로 고정하고,
    상기 클램핑 전압이 음(-)의 부호를 갖도록 고정되는 경우, 상기 최소 값을 상기 기준 값으로 고정하는 것인, 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터.
  7. 제 3 항에 있어서,
    상기 오프셋 전압 발생기는
    상기 한 쌍의 직류 링크 커패시터들 각각에 걸리는 전압 값의 차이가 기 설정된 수치를 초과하는 경우, 상기 한 쌍의 직류 링크 커패시터들 중 보다 높은 전압 값이 걸리는 직류 링크 커패시터에 대응되도록 상기 클램핑 전압의 부호를 고정시키고,
    상기 한 쌍의 직류 링크 커패시터들 중 어느 하나에 대응되는 부호는 다른 하나에 대응되는 부호와 서로 반대되는 것인, 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터.
  8. 제 4 항에 있어서,
    상기 게이트 지령 전압 발생기는
    상기 분할 전압들 각각에 상기 오프셋 전압을 합산하여 게이트 지령 전압들을 생성하되,
    상기 클램핑 전압이 양(+)의 부호를 갖도록 고정되는 경우, 제 1 분할 전압이 상기 클램핑 전압으로 클램핑되고,
    상기 클램핑 전압이 음(-)의 부호를 갖도록 고정되는 경우, 제 2 분할 전압이 상기 클램핑 전압으로 클램핑되도록 하는 것인, 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터.
  9. 제 3 항에 있어서,
    상기 PWM 발생기는
    상기 게이트 지령 전압 및 반송파 전압의 대소 비교 결과에 기초하여 상기 PWM 신호를 생성하고,
    스위칭 지연 시간(dead time)을 고려하여 상기 PWM 신호를 생성하는 것인, 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터.
  10. 고속철도 추진제어 장치용 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터의 제어 방법에 있어서,
    컨버터 입력 지령 전압, 클램핑 전압 및 직류 링크 커패시터 전압에 기초하여 오프셋 전압을 생성하는 단계;
    상기 컨버터 입력 지령 전압 및 상기 오프셋 전압에 기초하여 게이트 지령 전압을 생성하는 단계; 및
    상기 게이트 지령 전압 및 반송파에 기초하여 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터 회로를 제어하기 위한 PWM 신호를 생성하는 단계;
    를 포함하되,
    상기 게이트 지령 전압은 불연속 변조 파형인 것인, 불연속 변조 기법을 이용한 불연속 변조 기법을 이용한 단상 NPC 3레벨 PWM 컨버터.
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