KR102437257B1

KR102437257B1 - 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 llc 공진형 컨버터 제어 장치

Info

Publication number: KR102437257B1
Application number: KR1020200106164A
Authority: KR
Inventors: 송민섭; 목재균
Original assignee: 한국철도기술연구원
Priority date: 2020-08-24
Filing date: 2020-08-24
Publication date: 2022-08-31
Also published as: KR20220025980A

Abstract

다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치가 개시된다. 본 발명의 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치는 목표전압과 실제전압에 따라 지령전압을 생성하는 지령전압 생성부; 각 커패시터의 전압을 통해 전압 편차를 계산하고 클램핑 모드를 결정하는 전압편차 계산부; 각 커패시터의 전압 편차에 비례하는 보상 제어를 수행하여 그 출력으로 기준벡터의 듀티 보상 파라미터를 생성하는 듀티 보상부; 지령전압과 클램핑 모드 및 듀티 보상 파라미터에 따라 PWM 신호를 생성하는 PWM 신호 생성부; 및 PWM 신호와 캐리어를 비교하여 비교 결과에 따라 데드 타임을 보상하여 PWM 신호를 출력하는 출력부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치{APPARATUS FOR CONTROLLING DIODE-CLAMPED MULTI-LEVEL LLC RESONANT CONVERTER}

본 발명은 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 지령 전압의 크기를 선형적으로 변조하고 기본파를 구성하는 스위칭 펄스의 주파수를 높게 설정하여 주파수 변조 지수를 줄인, 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치에 관한 것이다.

LLC 공진형 컨버터는 1차측 스위치의 영전압 스위칭 및 2차측 정류기 다이오드의 영전류 스위칭과 같은 우수한 소프트 스위칭 특성을 가지고 있다. 또한 LLC 공진형 컨버터는 스위칭 동작 중에 입력 전압 혹은 출력 전압에 클램핑되는 특징으로 인해 낮은 전압 스트레스를 갖는다. 따라서 LLC 공진형 컨버터는 스위칭 및 전도 손실이 낮고 높은 효율을 달성할 수 있다. 더욱이, 높은 스위칭 주파수에서 동작하는 LLC 공진형 컨버터의 경우 수동소자의 크기 감소로 인해 전력 밀도를 크게 향상시킬 수 있다.

그러나, LLC 공진형 컨버터는 스위칭 전압과 스위치 시비율을 고정하고 주파수 변동을 통해 출력 전압을 제어하는 특징으로 인해, 광범위한 주파수 스윕을 필요로 하는 넓은 입력/부하 변동 시스템에서는 수동소자를 최적으로 설계하기 어려운 문제점이 있다. 또한 현재까지 대부분의 topology가 2레벨 기반으로 구성되어있기 때문에 철도차량과 같은 매우 높은 입력 전압과 넓은 입력 변동 범위를 갖는 대전력 시스템에서는 사용할 수 있는 소자의 한계로 인해 널리 활용되지 못하고 있다.

한편, 최근에 다중인접 기준벡터(Multi-Neighboring Reference Vector, MNRV) 기반의 불연속 변조기법(Discontinuous PWM, DPWM)을 이용하여 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 AC/DC, DC/AC 전력 변환 기법이 개발되었다.

MNRV DPWM 기법은 직렬 연결된 커패시터의 전압 편차를 보상함과 동시에 지령 전압의 크기를 평균적으로 추종하기 위해 지령전압의 위치에 따라 커패시터 충방전 특성이 상이한 인접한 여러 개의 기준벡터를 포함한다. 그러나, MNRV DPWM 기법은 AC/DC나 DC/AC에서는 상용 계통이나 전동기 구동을 위해 비교적 낮은 주파수 대역을 활용함에 따라 제한된 커패시턴스 용량으로 인해 커패시터 전압 편차를 감소시키기 위해서 비교적 높은 주파수 변조지수를 사용하게 된다.

한편, 일반적인 2레벨 Full-Bridge LLC 공진형 컨버터의 구조는 디씨링크 커패시터를 포함한 DC 전압원을 소스원으로 180도씩 위상 지연된 2개의 스위칭 레그 (U, V)를 이용하여 시비율 50%의 Pulse 전압원을 생성한다. 스위칭 레그간에 연결된 Lr-Cr-Lm 공진 탱크의 공진 현상을 이용하여 정현파의 전류원을 생성하고 이차측 다이오드 정류기를 통해 DC 출력 전압을 형성한다. 부하나 입력 전압의 변동에 대응하기 위해서 스위칭 레그의 Pulse 주파수를 변조하게 된다. 스위칭 레그의 ± 스위칭 전압은 Vdc 또는 -Vdc로 고정되고 시비율도 50%로 고정되었으므로 스위칭 주파수를 변조하여 주파수 변동에 따른 공진 게인 변화를 이용하여 정전압 제어를 수행한다.

본 발명의 배경기술은 대한민국 공개특허공보 10-2020-0024491호(2020.03.09)의 '센터탭과 연결된 클램프 회로를 이용한 새로운 위상천이 풀-브릿지 컨버터'에 개시되어 있다.

그러나, 철도차량과 같은 높은 입력 전압 (~1500V 이상)에서는 사용할 수 있는 소자의 선택이 제한된다. 입력 1500V를 기준으로 3300V IGBT를 사용하면 동특성이 낮아져서 높은 스위칭 동작을 구현할 수 없고, 또한 넓은 입력 전압 변동 범위(±30%) 및 다양한 출력 부하 조건에서 동작을 보장하기 위해서는, 주파수의 변동 범위가 넓어져서 수동소자의 설계 마진이 증가하고 최적 설계가 어렵게 된다. 그리고 공칭 조건에서도 높은 도통 손실이나 높아진 스위칭 오프 전류로 인해 전력변환 효율이 낮아지게 된다.

본 발명은 전술한 문제점을 개선하기 위해 창안된 것으로서, 본 발명의 일 측면에 따른 목적은 지령 전압의 크기를 선형적으로 변조하고 기본파를 구성하는 스위칭 펄스의 주파수를 높게 설정하여 주파수 변조 지수를 줄인, 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치를 제공하는 데 있다.

본 발명의 일 측면에 따른 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치는 목표전압과 실제전압에 따라 지령전압을 생성하는 지령전압 생성부; 각 커패시터의 전압을 통해 전압 편차를 계산하고 클램핑 모드를 결정하는 전압편차 계산부; 각 커패시터의 전압 편차에 비례하는 보상 제어를 수행하여 그 출력으로 기준벡터의 듀티 보상 파라미터를 생성하는 듀티 보상부; 상기 지령전압과 상기 클램핑 모드 및 상기 듀티 보상 파라미터에 따라 PWM 신호를 생성하는 PWM 신호 생성부; 및 상기 PWM 신호와 캐리어를 비교하여 비교 결과에 따라 데드 타임을 보상하여 PWM 신호를 출력하는 출력부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 상기 지령전압 생성부는 상기 목표전압과 상기 실제전압의 편차를 PI 제어하여 그 출력를 설정 범위 이내로 제한하고, 원하는 스위칭 주파수로 시비율 50%로 ±1 스윙하는 펄스파에 곱하여 상기 지령전압을 생성하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 상기 전압편차 계산부는 직렬 연결된 커패시터의 전압을 기준값과 비교하여 클램핑 모드를 결정하되, 짝수 레벨 컨버터의 경우 상기 직렬 연결된 커패시터 중 정 가운데 위치한 커패시터를 제외한 나머지 커패시터들과 기준값을 비교하고, 홀수 레벨 컨버터의 경우 모든 커패시터를 기준값과 비교하여 클램핑 모드를 결정하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 상기 전압편차 계산부는 기준값과 비교되는 커패시터의 전압 중 상기 기준값과의 차이가 큰 전압을 선정하고, 상기 기준값과 선정된 전압 사이의 차의 부호를 고려하여 클램핑 모드를 결정하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 상기 듀티 보상부는 커패시터 사이의 전압 편차에 비례하는 보상 제어를 수행하여 그 출력으로 기준벡터의 듀티 보상 파라미터를 계산하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 상기 듀티 보상부는 N레벨 컨버터의 경우 (N-2)개의 전압 편차 보상치를 계산하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 상기 듀티 보상부는 직렬 연결된 커패시터 중 한쪽 끝단의 커패시터의 전압과 나머지 커패시터들의 평균전압의 차이 및 직렬 연결된 커패시터 중 다른쪽 끝단의 커패시터의 전압과 나머지 커패시터들의 평균전압의 차이를 보상하는 듀티 보상 파라미터를 계산하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 상기 PWM 신호 생성부는 상기 지령전압, 상기 클램핑 모드, 및 상기 듀티 보상 파라미터를 입력받고 지령전압의 벡터의 위치에 따라 기준 벡터들을 선택하고, 상기 클램핑 모드와 상기 듀티 보상 파라미터를 이용하여 상기 기준 벡터의 듀티를 계산한 후, 상기 기준 벡터의 듀티에 따라 PWM 신호를 생성하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 지령전압 벡터가 위치하는 영역은 적어도 3개의 구획으로 구분되되, 최외각 구획에서 선정되는 기준벡터의 개수는 그 다음 구획에서 선정되는 기준벡터의 개수 이하인 것을 특징으로 한다.

본 발명의 상기 PWM 신호 생성부는 각 기준벡터를 나타내는 U, V 스위칭 쌍 중 클램핑된 스위칭 상태만을 이용하도록 구성되는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 상기 출력부는 상기 PWM 신호과 캐리어를 비교하고, 비교 결과 PWM 지령이 캐리어보다 크면 '1'을 출력하고 PWM 지령이 캐리어보다 작으면 '0'을 출력하여 상기 비교 결과에 따라 각 스위칭 듀티의 데드 타임(dead-time)을 보상하여 PWM 신호를 출력하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 상기 캐리어는 상기 클램핑 모드에 따라 카운팅(counting) 방향 및 초기값이 재설정되는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 일 측면에 따른 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치는 동작 주파수를 고정한 채 다이오드 클램핑 멀티레벨 컨버터의 선형적인 지령 전압 크기 변조 특성을 이용하여 최적의 수동소자 설계가 가능하도록 하고 넓은 동작 범위에서의 안정적인 동작을 보장한다.

본 발명의 다른 측면에 따른 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치는 DC/DC 컨버터의 높은 기본파 스위칭 주파수를 활용하여 낮은 주파수 변조 지수만을 사용하여 커패시터 전압 편차 보상 동작을 구현할 수 있다.

본 발명의 또 다른 측면에 따른 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치는 다이오드 클램핑 멀티레벨 컨버터 구조를 통해 철도 차량과 같은 높은 입력 전압을 갖는 시스템에 적용이 가능하다.

도 1 은 다중인접 기준벡터(Multi-Neighboring Reference Vector, MNRV) 기반의 불연속 변조기법(Discontinuous PWM, DPWM)의 기본 원리를 나타낸 도면이다.
도 2 는 MNRV DPWM을 적용한 4레벨 다이오드 클램핑 AC/DC 컨버터 지령 전압과 레그 전압 파형을 나타낸 도면이다.
도 3 은 MNRV DPWM을 적용한 4레벨 다이오드 클램핑 DC/DC 컨버터 지령 전압과 레그 전압 파형을 나타낸 도면이다.
도 4 는 본 발명의 일 실시예에 따른 MNRV DPWM 기반 다이오드 클램핑 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터(4레벨)의 회로도이다.
도 5 는 본 발명의 일 실시예에 따른 MNRV DPWM 기반 다이오드 클램핑 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치의 블럭 구성도이다.
도 6 은 본 발명의 일 실시예에 따른 NRV DPWM 기반 다이오드 클래핑 4레벨 LLC 공진형 컨버터의 기본 동작 파형을 나타낸 도면이다.
도 7 은 본 발명의 일 실시예에 따른 캐리어 구성에 따른 Vleg 전압 양상(middle, edge, rear sag type)을 나타낸 도면이다.
도 8 은 본 발명의 일 실시예에 따른 Vleg sag type별 캐리어 세팅 방법을 나타낸 도면이다.
도 9 는 본 발명의 일 실시예에 따른 Vleg 전압 형태별 기본 동작 특성(좌측부터 middle, edge, rear sag type)을 나타낸 도면이다.
도 10 은 본 발명의 일 실시예에 따른 Middle sag의 멀티레벨 LLC 컨버터 동작 시뮬레이션을 나타낸 도면이다.
도 11 은 본 발명의 일 실시예에 따른 Edge sag의 멀티레벨 LLC 컨버터 동작 시뮬레이션을 나타낸 도면이다.
도 12 는 본 발명의 일 실시예에 따른 Rear sag의 멀티레벨 LLC 컨버터 동작 시뮬레이션을 나타낸 도면이다.

이하에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어장치를 첨부된 도면들을 참조하여 상세하게 설명한다. 이러한 과정에서 도면에 도시된 선들의 두께나 구성요소의 크기 등은 설명의 명료성과 편의상 과장되게 도시되어 있을 수 있다. 또한 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서, 이는 이용자, 운용자의 의도 또는 관례에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 이러한 용어들에 대한 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야할 것이다.

도 1 은 다중인접 기준벡터(Multi-Neighboring Reference Vector, MNRV) 기반의 불연속 변조기법(Discontinuous PWM, DPWM)의 기본 원리를 나타낸 도면이다.

도 1 을 참조하면, MNRV DPWM 기법은 지령전압 Vc*의 위치에 따라 커패시터 충방전 특성이 서로 상이한 독립적인 전압 벡터들을 기준 벡터로 선택하여 지령전압 Vc*의 크기를 단위 스위칭 주기 동안 평균적으로 만족하면서 직렬 연결된 커패시터들의 전압 편차를 감소시킨다.

예를 들어, 지령전압 Vc*가 영역 ①에 위치할 경우 기준벡터들은 E, 2E, 3E로 선택하여 각 기준 벡터들의 duty를 조절하여 Vc*의 크기를 평균적으로 만족한다. 이 경우, 커패시터 전압 편차 보상을 위해 E 벡터를 기준으로 듀티 보상 파라미터를 설계하여 2E, 3E 벡터의 크기를 커패시터 전압 편차가 최소화되게 결정한다. 2E 벡터는 클램핑 모드의 선택에 따라 C1과 (C2+C3)/2의 전압 편차 혹은 (C1+C2)/2와 C3의 전압 편차를 해소하는데 사용된다.

도 2 는 MNRV DPWM을 적용한 4레벨 다이오드 클램핑 AC/DC 컨버터 지령 전압과 레그 전압 파형을 나타낸 도면이다.

도 2에는 MNRV DPWM을 적용한 4레벨 다이오드 클램핑 AC/DC 컨버터에서의 지령 전압 (Vcmd)과 레그 전압(Vleg)파형이 도시된다.

지령전압 Vcmd가 정현적으로 변화할 때 Vleg는 지령전압 Vcmd의 위치에 따라 여러 개의 기준벡터들의 조합으로 지령전압 Vcmd의 크기를 만족하면서 커패시터의 전압 편차를 줄이게 된다.

도 2의 AC/DC 컨버터의 경우 입력 AC를 60Hz 계통에 연계하기 위해서 기본파 주파수를 계통 주파수인 60Hz로 설정하고 PWM 형태의 Vleg 파형에서 고조파 성분의 영향을 줄이고 기본파를 제어하기 위해서 비교적 높은 주파수 변조지수 mf를 설정해야 한다.

이와 같이 계통 전압과 전동기 구동과 같이 비교적 낮은 기본파 주파수를 갖는 전력 시스템에서는 커패시터의 전압 편차 보상이 떨어지게 되므로 여러 번의 전압 보상 동작이 수행되어야 하므로 주파수 변조지수 mf는 일정 수준 이상이 확보되어야 한다.

하지만 DC/DC 컨버터는 정전압 출력을 얻는 것이 목적이므로 스위칭 펄스의 주파수에 대한 제약 조건이 AC/DC나 DC/AC 시스템과 달리 스위칭 손실에 의해 결정된다.

즉, 적절한 스위칭 손실 범위 내에서는 AC 스위칭 펄스의 주파수는 수동 소자의 크기를 줄이기 위해서 높이는 것이 바람직하고 이렇게 스위칭 주파수가 높아지면 단위 시간 동안 커패시터의 전압 편차 보상 회수가 증가하여 비교적 낮은 주파수 변조지수 mf를 이용하여 커패시터 전압 편차 보상이 가능하다.

또한, AC/DC나 DC/AC와 다르게 정현파 성분을 만드는 것이 목적이 아니므로 단위 레그 전압당 출력 전압을 증가시킬 수 있는 구형파 전압을 지령전압으로 설정하는 것이 전압 전달 목적에서 효과적이다.

도 3 은 MNRV DPWM을 적용한 4레벨 다이오드 클램핑 DC/DC 컨버터 지령 전압과 레그 전압 파형을 나타낸 도면이다.

도 3 에서, 주파수 변조지수 mf=2로 설계하고 지령전압 Vcmd를 10kHz 구형파로 설계한 MNRV DPWM 기반 다이오드 클램핑 4레벨 컨버터의 지령 전압과 레그 전압 파형을 나타낸다.

도 2 와 상이하게, 단위 주기 T 동안 주파수 변조지수 mf 만큼(여기서는 2번)의 커패시터 전압 편차 보상 동작으로 계단 형태의 Vleg 전압 변화가 지령전압 Vcmd 펄스 한 주기 동안 총 mf번 나타나는 특징이 있다.

이와 같이 MNRV DPWM이 적용된 Full-bridge DC/DC 컨버터에는 크게 두 가지 특징이 있다.

첫째, 멀티레벨 인버터와 같이 지령 전압의 크기를 선형적으로 변조할 수 있다. 따라서 공진형 컨버터에 적용시 주파수를 공진점으로 고정하고 단지 지령 전압의 크기만 변조하여 출력 전압을 제어할 수 있다.

둘째, 기본파를 구성하는 스위칭 펄스의 주파수를 높게 설정하여 주파수 변조 지수를 크게 줄일 수 있다. 따라서 최소한의 커패시터 전압 편차 보상 동작만으로 멀티레벨 DC/DC 컨버터로써 직렬 연결된 커패시터의 전압 편차를 보상하면서 동시에 지령 전압의 크기를 변조하여 고정 주파수로 공진형 컨버터를 구동할 수 있게 되었다.

도 4 는 본 발명의 일 실시예에 따른 MNRV DPWM 기반 다이오드 클램핑 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터(4레벨)의 회로도이다.

도 4 를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 MNRV DPWM 기반 다이오드 클램핑 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터는 입력단의 전원 소스원(Vdc), 입력단의 직렬 연결된 DC-link 커패시터(Cdc), 다이오드 클램핑 구조의 멀티레벨 풀-브릿지(Full-bridge), 멀티레벨 Full-bridge의 스위칭 레그 사이에 연결된 Lr-Cr-Lm 공진 탱크(Lr, Cr, Lm), n:1:1의 센터탭 구조의 변압기, 2차측 다이오드 정류기(Rectifying diode), 출력 커패시터(Co)를 포함한다.

다이오드 클램핑 구조의 멀티레벨 풀-브릿지는 U leg_Switchies & Clamping diode 및 V leg_Switchies & Clamping diode를 포함한다.

다이오드 클램핑 구조의 멀티레벨 풀-브릿지 각각은 스위칭단의 직렬 연결된 스위치(Ux, Vx) 및 클램핑 다이오드(Dux, Dvx)를 포함한다.

여기서, 다이오드 클램핑 구조의 멀티레벨 풀-브릿지에 있어서, 단위 스위치 leg당 2*(N-1)개의 스위치와 (N-1)*(N-2)개의 클램핑 다이오드를 가지며, N-1개의 출력 커패시터로 구성된다.

4레벨 컨버터의 경우 U1과 U4, U2와 U5, U3와 U6는 서로 상보적이다. 즉, U1(U2, U3)이 켜지면 U4(U5, U6)가 꺼지고 반대의 경우도 마찬가지이다. 이는 V상에도 동일하게 적용된다. 따라서 Vu의 가능한 전압은 U1, U2, U3가 모두 켜졌을 때 Vdc, U1은 꺼지고 U2, U3가 켜졌을 때 Vdc*2/3, U1, U2는 꺼지고 U3만 켜졌을 때 Vdc/3, U1, U2, U3가 모두 꺼졌을 때 0V가 된다. Vv의 전압도 마찬가지이다. 여기서 Vdc는 DC-link 전압이다.

즉, MNRV DPWM 기반 다이오드 클램핑 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터는 직렬 연결된 커패시터들을 포함한 전압 소스원 Vdc을 다이오드 클램핑 구조의 멀티레벨 Full-bridge 스위칭 레그에 연결하고 두 레그 사이에 Lr-Cr-Lm 공진 탱크로 연결한다.

n:1:1의 센터탭 구조의 변압기를 통해 이차측 다이오드 정류기로 전력을 전달하고 출력 커패시터 Co의 필터링 동작을 통해 정전압원 Vo를 생성한다.

여기서는 센터탭을 구조로 설명하고 있으나 Full-bridge type의 정류기 구조도 가능하다. MNRV DPWM 기반 다이오드 클램핑 멀티레벨 DC/DC 컨버터의 동작은 지령 전압이 정현파가 아니라 구형파라는 점, 그리고 주파수 변조지수가 2로 낮다는 점을 제외하면 기존의 AC/DC, DC/AC에 적용된 MNRV DPWM 기반 다이오드 클램핑 컨버터와 동일하다.

도 5 는 본 발명의 일 실시예에 따른 MNRV DPWM 기반 다이오드 클램핑 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어장치의 블럭 구성도이다.

도 5 를 참조하면, 제어기(100)는 지령전압 생성부(110), 전압편차 계산부(120), 듀티 보상부(130), PWM 신호 생성부(140), 및 출력부(150)를 포함한다.

지령전압 생성부(110)는 목표 전압(Vo*)과 실제 전압(Vo)에 비례하는 구형파의 지령 전압을 생성한다.

즉, 지령전압 생성부(110)는 목표 전압(Vo*)과 실제 전압(Vo)의 편차를 비례적분(PI) 제어(정전압 제어)하여 그 출력(Vampl)를 설정 범위 이내로 제한하고, 이후 원하는 스위칭 주파수 fsw로 시비율 50%로 ±1 스윙하는 펄스파에 곱하여 크기가 Vampl이고 주파수가 fsw인 구형파를 생성한다. 여기에서 fsw를 공진 주파수(fr)로 설계하면 최대의 효율을 얻을 수 있다.

전압편차 계산부(120)는 입력단 커패시터의 전압 Vdc1, Vdc2, Vdc3를 입력받고, 이들 커패시터의 전압 Vdc1, Vdc2, Vdc3를 토대로 클램핑 모드(Clamping Mode, CM)을 선택한다. 이때 각 커패시터의 전압은 전압 측정 회로(센서) 등에 의해 측정될 수 있다.

좀 더 구체적으로 설명하면, 전압편차 계산부(120)는 복수의 커패시터의 전압을 기준값과 비교하여 클램핑 모드를 결정한다.

예를 들어 4레벨 컨버터의 경우, 전압편차 계산부(120)는 Vdc1과 Vdc3 중에서 기준값(Vdc_ref/3, N레벨의 경우 Vdc_ref/(N-1))과의 차이가 큰 전압을 선정한다. 여기서 Vdc_ref는 Vdc와 같다.

전압편차 계산부(120)는 선정된 전압이 Vdc1이면서 기준값과 Vdc1의 차(Vdc_ref/3 - Vdc1)가 0보다 크면 lower 클램핑 모드를 선택한다. 반면에 전압편차 계산부(120)는 기준값과 Vdc1의 차(Vdc_ref/3 - Vdc1)가 0보다 작으면 upper 클램핑 모드를 선택한다. 또한 전압편차 계산부(120)는 선정된 전압이 Vdc3이면서 기준 값과 Vdc3의 차(Vdc_ref/3 - Vdc3)가 0보다 크면 upper 클램핑 모드를 선택하고, 그 차이가 0보다 작으면 lower 클램핑 모드를 선택한다.

클램핑 모드에 따른 커패시터의 충방전 양상을 분석했을 때 upper 클램핑 모드에서는 Vdc1을 감소시키고 Vdc3를 증가시키는 경향이 있고, lower 클램핑 모드에서는 Vdc1을 증가시키고 Vdc3을 감소시키는 경향이 있기 때문이다.

즉, 전압편차 계산부(120)는 N레벨 커패시터의 경우 N이 짝수일 때에는 직렬 연결된 커패시터 중 정 가운데 위치한 커패시터를 제외하고, 그 커패시터보다 상위에 위치한 커패시터들, 또는 하위에 위치한 커패시터들을 모두 기준값과 비교하여 클램핑 모드를 결정한다. N이 홀수일 때에는 모든 커패시터를 기준값과 비교하여 상위, 하위 포지션으로 구분하여 클램핑 모드를 결정한다.

즉, 기준값과 비교한 커패시터의 전압 중 그 차이가 가장 큰 전압값을 선별하고, 클램핑 모드에 따른 커패시터의 충방전 양상을 고려하여 해당 전압값에 대한 커패시터의 위치가 상위인지 또는 하위인지에 따른 기준값과 해당 전압값의 차의 부호에 따라 클램핑 모드를 결정할 수 있다.

듀티 보상부(130)는 입력단 커패시터의 전압 Vdc1, Vdc2, Vdc3을 이용하여 duty 보상 파라미터(dcomp1_23, dcomp12_3)를 계산한다. 즉, 듀티 보상부(130)는 커패시터의 전압 편차를 제거하기 위해서 커패시터의 전압 Vdc1, Vdc2, Vdc3을 통해 듀티 보상 파라미터 dcomp1_23, dcomp12_3를 계산한다.

좀 더 구체적으로 설명하면, 듀티 보상부(130)는 커패시터 사이의 전압 편차에 비례하는 보상 제어를 수행하여, 그 출력으로 기준벡터의 듀티 보상 파라미터를 계산한다.

예를 들어, 4레벨 컨버터에서는 커패시터가 3개 있으므로 2개의 보상 제어가 필요하다. 2개의 전압 편차 보상을 구현하는 방식에는 다양한 방식이 있으나, 본 실시예에서는 (Vdc1+Vdc2)/2와 Vdc3의 차이를 보상하는 제어와 Vdc1과 (Vdc2+Vdc3)/2의 차이를 보상하는 제어를 수행한다. 이는 기준벡터 중 외각 기준벡터(0, 3E)를 제외한 중간 벡터(E, 2E)만이 커패시터 사이의 전압 편차를 발생시키기 때문이다. 즉, 각 중간 벡터에 해당하는 커패시터 충방전 모드를 이용하여 전압 편차 보상하는 것이 보다 직관적이고, 일반적인 고차원 멀티레벨로 확장하기에도 용이하다.

다시 말해, 듀티 보상부(130)는 직렬 연결된 커패시터 중 한쪽 끝단의 커패시터의 전압과 나머지 커패시터들(즉, 한쪽 끝단의 커패시터만 제외한 커패시터들)의 평균전압의 차이를 보상하는 듀티 보상 파라미터, 및 직렬 연결된 커패시터 중 다른쪽 끝단의 커패시터의 전압과 나머지 커패시터들(즉, 다른쪽 끝단의 커패시터만 제외한 커패시터들)의 평균전압의 차이를 보상하는 듀티 보상 파라미터를 계산할 수 있다.

다만 멀티레벨의 레벨이 높아질수록 이러한 보상치 이외의 추가 보상치를 계산하여야 한다. 즉, N레벨 컨버터의 경우 (N-2) 개의 듀티 보상 파라미터가 필요하며, 이에 대한 더 자세한 설명은 후술하기로 한다.

이러한 전압 편차 보상을 위한 듀티 제어는 비례적분 제어 방식으로 수행될 수 있으며, 듀티 보상부(130)에서 수행되는 소프트웨어적인 방식이나 듀티 보상부(130) 내에 구비 편차 보상기(비례적분 제어기)를 통해 구현될 수 있다.

이때 듀티 보상 파라미터는 다음과 같이 표현할 수 있다.

여기서 PI는 비례적분 제어기를 의미하고 괄호안의 첫 번째 값을 기준으로 두 번째 값과의 차이를 비례적분 계산을 통해 출력한다. 또한 dcomp12_3은 (Vdc1+Vdc2)/2와 Vdc3의 차이를 보상하는 제어 파라미터이고, dcomp1_23은 Vdc1과 (Vdc2+Vdc3)/2의 차이를 보상하는 제어 파라미터이다.

PWM 신호 생성부(140)는 PWM 신호 생성부(140)는 지령전압 Vcmd, 클램핑 모드 CM, 및 듀티 보상 파라미터 dcomp1_23, dcomp12_3을 입력받고, 지령전압 Vcmd의 위치에 따라 적절한 인접 기준 벡터들을 선택한다. 이어, PWM 신호 생성부(140)는 지령전압 Vcmd, 클램핑 모드 CM, 및 듀티 보상 파라미터 dcomp1_23, dcomp12_3을 이용하여 기준 벡터의 듀티를 결정하고, 결정된 기준 벡터의 듀티에 따라 각 레그의 PWM 신호, 즉 U, V leg의 PWM 신호 PWM CMDs를 생성하여 출력한다. 이 PWM 신호들은 삼각 캐리어와 비교하여 U, V상의 Gate On/Off 상태를 결정하게 된다.

좀 더 구체적으로 설명하면, 지령전압 벡터의 위치에 따라 기준벡터를 선정하도록 구성되는데, 본 실시예에서 PWM 신호 생성부(140)는 지령전압 벡터의 위치에 인접한 2개의 기준벡터만을 선택하는 것이 아니라, 인접한 여러 개의 기준벡터를 선택할 수 있도록 구성된다. 이는 다중인접 기준벡터(Multi-Neighboring Reference Vector, MNRV) 방식으로 표현할 수 있으며, 이에 따라 PWM 신호 생성부(140)는 적어도 일부의 영역에서 3개 이상의 기준벡터를 선정하도록 구성된다.

예를 들어, Vc*가 영역 ①에 위치한 경우에 PWM 신호 생성부(140)는 기준벡터로 E, 2E, 3E를 선택한다. E를 선택하게 되면 (U,V) 스위칭 쌍으로 (1,0), (3,2)를 선택할 수 있는데, 이 스위칭 벡터(CCD, DCC)는 커패시터 2를 충전하는 역할을 수행할 수 있다. 따라서 2E, 3E와 더불어 E를 기준벡터로 이용하면 커패시터 2의 전압이 감소하는 것을 억제할 수 있고, E, 2E, 3E의 벡터 인가 시간을 적절히 조절하여 지령벡터의 크기도 평균적으로 추종할 수 있다.

또한 PWM 신호 생성부(140)는 스위칭 중복의 개수를 줄이고, 스위칭 손실을 최소화하기 위해 클램핑된 스위칭 상태를 사용할 수 있다. 이는 기준벡터를 표현 가능한 (U,V) 스위칭 쌍 중에서 (3,x), (x,3), (0,x), (x,0)만을 사용하는 것을 의미한다. (3,x)는 U상을 양의 DC 레일로 클램핑한 것을 의미하고, (x,3)는 V상을 양의 DC 레일로 클램핑한 것을 의미한다. 마찬가지로 (0,x), (x,0)는 각각 U상, V상을 음의 DC 레일로 클램핑한다는 것을 의미한다.

구체적으로, PWM 신호 생성부(140)는 아래에 표현된 테이블에 따라 기준벡터를 선택할 수 있다.

예를 들어 Upper 클램핑 모드를 선택한 경우 지령전압이 영역 ②에 위치했을 때의 기준벡터를 0, E, 2E, 3E로 선택하고, 이를 스위칭 쌍 (3,0), (3,1), (3,2), (3,3), (3,2), (3,1), (3,0)의 조합으로 표현할 수 있다.

이때 영역 ①과 ⑥, 영역 ②와 ⑤, 영역 ③과 ④는 각각 서로 대칭적(symmetric)이며, upper 클램핑 모드와 lower 클램핑 모드는 충방전 양상이 서로 수평적으로 대칭된다. 예를 들어 (3,1) 벡터와 (2,0) 벡터는 각각 upper 클램핑, lower 클램핑 모드에서 2E 기준벡터를 표현하는 스위칭 쌍이지만 커패시터의 충방전 양상은 DDC, CDD로 서로 수평 대칭이 된다.

이러한 기준벡터의 선정 및 스위칭 쌍의 선정은 미리 설계되어 저장된 테이블을 PWM 신호 생성부(140)가 읽어 와서, 지령전압 벡터의 위치에 따라 기준벡터 및 이에 따른 스위칭 쌍을 선정하도록 하는 방식으로 수행될 수 있다.

이어서 PWM 신호 생성부(140)는 선택된 기준벡터 중 하나를 기준으로 두고 각 기준벡터의 듀티를 계산한다. 예를 들어, 지령전압이 영역 ①에 위치한 경우에, PWM 신호 생성부(140)는 기준벡터로 E, 2E, 3E를 선택하고, E 벡터를 기준으로 두어 2E, 3E 벡터의 듀티를 아래의 수식에 따라 계산한다.

여기서 dE, d2E, d3E는 각각 E, 2E, 3E 벡터의 듀티를 의미하고 VE, V2E, V3E는 각각 E, 2E, 3E의 전압 크기로, 각각 Vdc_ref/3, Vdc_ref*2/3, Vdc_ref와 같다.

즉, PWM 신호 생성부(140)는 3개 이상의 기준벡터를 선정한 경우에, 선정된 기준벡터 중 0이 아니면서 0에 가장 가까운 기준벡터의 듀티를 먼저 계산하고, 이를 기준으로 하여 나머지 기준벡터들의 듀티를 계산할 수 있다.

상기 수식은 상기 클램핑 모드에 따라 적용되며, 지령 전압 벡터 Vc*의 크기를 만족시키는 기준 벡터들의 듀티를 계산하면서 전압 편차를 보상하는 PI 제어의 출력 (dcomp12_3 또는 dcomp1_23)을 변화시켜 기준벡터 2E의 듀티를 전체 커패시터의 전압 편차를 감소시키는 방향으로 조절하는 수식이다. 예를 들어, upper 클램핑 모드에서 (Vdc1+Vdc2)/2 > Vdc3일 경우 dcomp12_3이 증가하여 d2E가 감소한다. Upper 클램핑 모드에서 d2E는 스위칭 쌍 (3,1)의 Duty이고 ,이 스위칭 쌍은 Vdc1, Vdc2는 방전시키고 Vdc3은 충전시키는 역할을 한다. 따라서 감소된 d2E에 따라 Vdc1, Vdc2는 증가하고 Vdc3는 감소하며, 음의 피드백에 따라 dcomp12_3가 안정화되고 커패시터 전압 편차도 안정화 된다. Lower 클램핑 모드에서도 같은 방식으로 제어가 수행된다.

한편 지령전압 벡터가 영역 ②에 위치한 경우에 PWM 신호 생성부(140)는 기준벡터들로0, E, 2E, 3E를 선택한다. 영역 ②의 기준 벡터 범위를 영역 ①보다 넓게 선정하는 이유는 영역 ①, ②의 공통되는 기준 벡터를 늘려서 영역 이동시 부드러운 전환을 이루기 위함이다.

즉, 지령전압 벡터가 위치하는 영역은 적어도 3개의 구획으로 구분되되, 최외각 구획(4레벨일 경우 영역 ①)에서 선정되는 기준벡터의 개수는 그 다음 구획(4레벨일 경우 영역 ②)에서 선정되는 기준벡터의 개수보다 작거나 같을 수 있다.

이때, 각각의 기준벡터의 듀티는 아래의 수식에 따라 계산된다.

즉, PWM 신호 생성부(140)는 E 벡터를 기준으로 두고, 0, 2E, 3E 벡터의 듀티를 상기 수식에 따라 계산한다. 여기서 d0, dE, d2E, d3E는 각각 0, E, 2E, 3E 벡터의 듀티를 의미하고 V0, VE, V2E, V3E는 각각 0, E, 2E, 3E의 전압 크기로, 0, Vdc_ref/3, Vdc_ref*2/3, Vdc_ref를 의미한다.

한편 상술한 대칭성에 따라, 지령벡터가 영역 ⑤, ⑥에 해당될 때의 기준벡터와 기준벡터들의 Duty는 각각 영역 ②, ①과 동일하게 결정된다.

마지막으로, 영역 ③, ④는 전류량이 상대적으로 작으므로, 두 개의 인접 기준벡터(Two Neighboring Reference Vector, TNRV)를 사용하는 DPWM(Discontinuous PWM) 변조방식을 통해 결정할 수 있다. 구체적인 기준벡터의 듀티는 아래의 수식에 따라 계산된다.

여기서 Vcu*와 Vcv*는 각각 지령전압 Vc*로부터 나눠진 U, V상의 지령 전압을 의미한다.

이와 같이, PWM 신호 생성부(140)는 지령전압 Vc*이 위치한 영역에 따라 결정된 기준벡터 및 그 듀티가 PWM 신호를 생성한다.

출력부(150)는 PWM 신호 생성부(140)에 의해 생성된 PWM 신호을 캐리어와 비교하여 비교 결과에 따라 PWM 신호를 gate로 출력(Gate_Ux, Gate_Vx)한다.

즉, 출력부(150)는 PWM 신호와 캐리어를 비교하고, 비교 결과 PWM 신호가 캐리어보다 크면 '1'을 출력하고 PWM 신호가 캐리어보다 작으면 '0'을 출력한다. 이어 출력부(150)는 상기한 비교 결과에 따라 각 스위칭 듀티의 데드 타임(dead-time)을 보상하고 유효 전압이 가운데 위치한 공간벡터 변조방식처럼 PWM 신호를 gate로 출력(Gate_Ux, Gate_Vx)한다.

도 6 은 본 발명의 일 실시예에 따른 NRV DPWM 기반 다이오드 클래핑 4레벨 LLC 공진형 컨버터의 기본 동작 파형을 나타낸 도면이다.

본 실시예의 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터(200)의 동작 모드는 크게 4가지로 구분될 수 있다.

도 6 을 참조하면, [t0~t1] Lr-Cr 공진 구간에서는, Lm은 변압기 이차측 전압에 의해 클램핑되어 공진에 참여하지 않는다.

[t1~t4] Lr-Cr 공진 구간에서는, Vleg의 sag로 인해 공진 전류의 기울기가 구간마다 변화된다. Vleg의 전압은 t1~t2, t2~t3, t3~t4에서 계단형태로 변화하므로 그에 따라 공진 전류 ILr도 변화한다. 여전히 Lm은 공진에 참여하지 않는다. 이 구간에서 Vcmd 지령 전압의 위치에 따라 기준 전압 벡터가 0~3E 혹은 E~3E로 결정되면서 입력 측 직렬 연결된 커패시터의 전압 편차를 줄여주는 전압 편차 보상이 구현된다.

[t4~t5] Lr-Cr 공진 구간에서는, Vleg 전압이 다시 Vdc로 클램핑되어 공진 전류가 정현적으로 변화한다. 여전히 Lm은 이차측 전압에 의해 선형적으로 증가한다.

[t5~t6] Lr-Lm-Cr 공진 구간에서는, ILr=ILm이 되어 이차측이 분리되고 Lr-Lm-Cr간 공진 패스가 형성되어 공진 주파수가 다음과 같이 변화된다(

).

[t6~] 구간에서는, t6에서 Vleg의 전압 극성이 변화하고 t0~t6까지의 half cycle 동작을 반복한다.

상기한 t0~t6까지의 Half-cycle 동작은 U, V상의 극전압 차이인 Vleg에 의해 결정되므로 클램핑 모드와는 무관하다. 즉, 도 6 에서는 CM=-1인 Lower 클램핑 모드에 대한 것이지만 CM=1인 Upper 클램핑 모드에 대해서도 똑같이 동작한다.

한편, 상기한 MNRV DPWM 기반 다이오드 클램핑 멀티레벨 공진형 컨버터의 안정적인 동작을 위해서는 적절한 캐리어의 설계가 필요하다.

출력단(150)의 정전압을 유지하는 것이 목적인 DC/DC 컨버터에서는 변압기에 인가되는 레그 전압의 대칭을 유지하는 것이 중요하다.

한편 제안된 낮은 주파수 변조 지수를 갖는 MNRV DPWM 기반 다이오드 클램핑 멀티레벨 컨버터의 경우 커패시터의 전압 편차를 제거하기 위해서 정상적인 상태에서 매 주기마다 클램핑 모드가 교번하게 되는데, 캐리어의 counting 방향 및 초기값이 일정한 상태에서 클램핑 모드가 교번하게 되면 양의 반 사이클과 음의 반 사이클 동안의 전압 파형의 비대칭이 발생할 수 있다. 따라서 변압기 입력 전압인 Vleg의 대칭을 유지하기 위해서는 클램핑 모드에 따라 캐리어의 카운팅(counting) 방향 및 초기값을 재 설정해줘야 한다. 도 7 은 캐리어의 변형에 따라 구현 가능한 대표적인 레그 전압 양상(middle, edge, rear sag type)을 나타낸 도면이다.

도 8 은 본 발명의 일 실시예에 따른 Vleg sag type별 캐리어 세팅 방법을 나타낸 도면이고, 도 9 는 본 발명의 일 실시예에 따른 Vleg 전압 형태별 기본 동작 특성(좌측부터 middle, edge, rear sag type)을 나타낸 도면이다.

도 7 을 참조하면, Vleg 전압은 PWM 신호 생성부(140)에 입력된 구형파 전압인 Vcmd에 의해 기본적으로 구형파 형태를 띄고 파형의 가운데 혹은 가장자리 혹은 뒤에서 Vdc→2/3*Vdc→1/3*Vdc→2/3*Vdc→Vdc 형태로 계단 형태로 전압이 낮아졌다가 다시 증가하는 sag 형태를 띄게 된다. 이렇게 전압 sag가 발생하는 부분은 커패시터 전압 편차 보상 동작이 수행되는 구간이다. 여기서는 가운데 전압 sag가 발생하는 형태를 middle sag, 가장자리에 전압 sag가 발생하는 형태를 edge sag, 뒤에 발생하는 형태를 rear sag라 부르기로 한다.

이러한 sag 형태는 도 8 과 같이 클램핑 모드별 캐리어의 방향 (CountDirection = Up or Down) 및 캐리어 초기값 (N_cnt)를 달리 설정하여 설계한다. 캐리어는 기본적으로 Up-Down을 반복하는 Up-Down counter로 설정하고 Vleg의 sag 형태와 클램핑 모드에 따라 도 8 과 같이 캐리어의 방향과 캐리어 초기 값을 재설정한다.

도 9 는 Vleg 전압의 sag 형태별 기본 동작 특성을 나타낸다. 전압 sag가 발생하는 구간이 커패시터 전압 편차 보상 구간에 해당하므로 가장 큰 전류로 전압 편차 보상 동작을 할 수 있는 middle sag 형태가 동일 커패시턴스, 동일 동작 조건에서 가장 좋은 전압 편차 보상 능력을 보여준다. 다만, 커패시터 전압 편차 보상을 위해 인접 벡터로 스위칭하면서 스위칭 손실이 발생하므로 가장 작은 전류로 스위칭하는 edge sag 형태가 효율은 우수하고, rear sag는 middle sag와 edge sag의 중간 정도 특성을 나타낸다.

도 10 은 본 발명의 일 실시예에 따른 Middle sag의 멀티레벨 LLC 컨버터 동작 시뮬레이션을 나타낸 도면이고, 도 11 은 본 발명의 일 실시예에 따른 Edge sag의 멀티레벨 LLC 컨버터 동작 시뮬레이션을 나타낸 도면이며, 도 12 는 본 발명의 일 실시예에 따른 Rear sag의 멀티레벨 LLC 컨버터 동작 시뮬레이션을 나타낸 도면이다.

도 10 내지 도 12 를 참조하면, 본 실시예에 따른 MNRV DPWM 기반 다이오드 클램핑 4레벨 LLC 공진형 컨버터의 정상 동작을 시뮬레이션으로 확인한 것이다.

동작 조건은 Vdc_pri=3000V, Vdc_sec=1500V, Lr=0.1mH, Cr=15.8uF, Lm=0.4mH, n=1.8, 출력 Po=600kW, fsw=4kHz, mf=2이다.

도 10 내지 도 12 에서 첫 번째 줄과 두 번째 줄은 U, V상의 Gate 입력 전압 (GateU, GateV), 세 번째 줄은 입력 커패시터의 전압(Vdc_pri), 네 번째 줄은 입력 커패시터의 전류 (ICdc_pri), 다섯 번째 줄은 공진 전류 (ILr)와 자화 전류 (ILm), 여섯 번째 줄은 출력 다이오드 전류 (Isec), 일곱 번째 줄은 레그 전압 (Vleg)과 변압기 일차측 인가 전압 (VLm), 여덟 번째 줄은 duty 보상 파라 미터 (dcomp12_3, dcomp1_23), 아홉 번째 줄은 출력 전압 (Vdc_sec), 열 번째, 열한 번째 줄은 UV상의 PWM 신호 전압과 캐리어(PWM CMDs of U(V) leg, Carrier), 열두 번째 줄은 클램핑 모드, 열 세 번째 줄은 지령 전압 Vcmd를 의미한다.

Vcmd의 매 반주기마다 U, V 상이 번갈아 Vdc 혹은 -Vdc로 클램핑 되고, Vdc_pri의 전압 양상에 따라 클램핑 모드와 전압 편차 보상 파라미터 dcomp12_3, dcomp1_23의 값이 설계된 Vleg의 sag 형태별로 결정되면 지령 전압의 중간 혹은 가장자리 혹은 뒤 부분에서 커패시터 전압 편차 보상을 위해 전압 sag가 발생하고 있다. ICdc_pri의 크기와 방향에 따라 Vdc_pri의 편차가 보상되고 있음을 확인할 수 있다.

본 실시예에서는, 4레벨의 MNRV DPWM 기반의 다이오드 클램핑 멀티레벨 DC/DC 컨버터를 예시로 설명하였으나, 본 발명의 기술적 범위는 3레벨이나 5레벨, 6레벨 등 그 외 일반적인 N 레벨에 대해서도 같은 방법으로 적용이 가능하다.

이와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어장치는 동작 주파수를 고정한 채 다이오드 클램핑 멀티레벨 컨버터의 선형적인 지령 전압 크기 변조 특성을 이용하여 최적의 수동소자 설계가 가능하도록 하고 넓은 동작 범위에서의 안정적인 동작을 보장한다.

또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어장치는 DC/DC 컨버터의 높은 기본파 스위칭 주파수를 활용하여 낮은 주파수 변조 지수만을 사용하여 커패시터 전압 편차 보상 동작을 구현할 수 있다.

게다가, 본 발명의 일 실시예에 따른 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어장치는 다이오드 클램핑 멀티레벨 컨버터 구조를 통해 철도 차량과 같은 높은 입력 전압을 갖는 시스템에 적용이 가능하다.

본 명세서에서 설명된 구현은, 예컨대, 방법 또는 프로세스, 장치, 소프트웨어 프로그램, 데이터 스트림 또는 신호로 구현될 수 있다. 단일 형태의 구현의 맥락에서만 논의(예컨대, 방법으로서만 논의)되었더라도, 논의된 특징의 구현은 또한 다른 형태(예컨대, 장치 또는 프로그램)로도 구현될 수 있다. 장치는 적절한 하드웨어, 소프트웨어 및 펌웨어 등으로 구현될 수 있다. 방법은, 예컨대, 컴퓨터, 마이크로프로세서, 집적 회로 또는 프로그래밍가능한 로직 디바이스 등을 포함하는 프로세싱 디바이스를 일반적으로 지칭하는 프로세서 등과 같은 장치에서 구현될 수 있다. 프로세서는 또한 최종-사용자 사이에 정보의 통신을 용이하게 하는 컴퓨터, 셀 폰, 휴대용/개인용 정보 단말기(personal digital assistant: "PDA") 및 다른 디바이스 등과 같은 통신 디바이스를 포함한다.

본 발명은 도면에 도시된 실시예를 참고로 하여 설명되었으나, 이는 예시적인 것에 불과하며 당해 기술이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 아래의 특허청구범위에 의하여 정해져야할 것이다.

100: 제어기 110: 지령전압 생성부
120: 전압편차 계산부 130: 듀티 보상부
140: PWM 신호 생성부 150: 출력부
200: 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터

Claims

다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터의 목표전압(Vo*)과 상기 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터에서 실제 출력되는 실제전압(Vo)에 따라 지령전압을 생성하는 지령전압 생성부;
각 커패시터의 전압을 통해 전압 편차를 계산하고 클램핑 모드를 결정하는 전압편차 계산부;
각 커패시터의 전압 편차에 비례하는 보상 제어를 수행하고, 보상 제어를 통해 얻은 출력을 이용하여 기준벡터의 듀티 보상 파라미터를 생성하는 듀티 보상부;
상기 지령전압과 상기 클램핑 모드 및 상기 듀티 보상 파라미터에 따라 PWM 신호를 생성하는 PWM 신호 생성부; 및
상기 PWM 신호와 캐리어를 비교하여 비교 결과에 따라 데드 타임을 보상하여 PWM 신호를 출력하는 출력부를 포함하는 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 지령전압 생성부는
상기 목표전압과 상기 실제전압의 편차를 PI 제어하며, PI 제어를 통해 얻은 출력을 설정 범위 이내로 제한하고 원하는 스위칭 주파수로 시비율 50%로 ±1 스윙하는 펄스파에 곱하여 상기 지령전압을 생성하는 것을 특징으로 하는 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 전압편차 계산부는
직렬 연결된 커패시터의 전압을 기준값과 비교하여 클램핑 모드를 결정하되, 짝수 레벨 컨버터의 경우 상기 직렬 연결된 커패시터 중 정 가운데 위치한 커패시터를 제외한 나머지 커패시터들과 기준값을 비교하고, 홀수 레벨 컨버터의 경우 모든 커패시터를 기준값과 비교하여 클램핑 모드를 결정하는 것을 특징으로 하는 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치.
제 3 항에 있어서, 상기 전압편차 계산부는
기준값과 비교되는 커패시터의 전압 중 상기 기준값과의 차이가 큰 전압을 선정하고, 상기 기준값과 선정된 전압 사이의 차의 부호를 고려하여 클램핑 모드를 결정하는 것을 특징으로 하는 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 듀티 보상부는
커패시터 사이의 전압 편차에 비례하는 보상 제어를 수행하고, 보상 제어를 통해 얻은 출력을 이용하여 기준벡터의 듀티 보상 파라미터를 계산하는 것을 특징으로 하는 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 듀티 보상부는
N레벨 컨버터의 경우 (N-2)개의 전압 편차 보상치를 계산하는 것을 특징으로 하는 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치.
제 6 항에 있어서, 상기 듀티 보상부는
직렬 연결된 커패시터 중 한쪽 끝단의 커패시터의 전압과 나머지 커패시터들의 평균전압의 차이 및 직렬 연결된 커패시터 중 다른쪽 끝단의 커패시터의 전압과 나머지 커패시터들의 평균전압의 차이를 보상하는 듀티 보상 파라미터를 계산하는 것을 특징으로 하는 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 PWM 신호 생성부는
상기 지령전압, 상기 클램핑 모드, 및 상기 듀티 보상 파라미터를 입력받고 지령전압의 벡터의 위치에 따라 기준 벡터들을 선택하고, 상기 클램핑 모드와 상기 듀티 보상 파라미터를 이용하여 상기 기준 벡터의 듀티를 계산한 후, 상기 기준 벡터의 듀티에 따라 PWM 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치.
제 8 항에 있어서,
지령전압 벡터가 위치하는 영역은 적어도 3개의 구획으로 구분되되, 최외각 구획에서 선정되는 기준벡터의 개수는 그 다음 구획에서 선정되는 기준벡터의 개수 이하인 것을 특징으로 하는 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 PWM 신호 생성부는
각 기준벡터를 나타내는 U, V 스위칭 쌍 중 클램핑된 스위칭 상태만을 이용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 출력부는
상기 PWM 신호과 캐리어를 비교하고, 비교 결과 PWM 지령이 캐리어보다 크면 '1'을 출력하고 PWM 지령이 캐리어보다 작으면 '0'을 출력하여 상기 비교 결과에 따라 각 스위칭 듀티의 데드 타임(dead-time)을 보상하여 PWM 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 캐리어는
상기 클램핑 모드에 따라 카운팅(counting) 방향 및 초기값이 재설정되는 것을 특징으로 하는 다이오드 클램핑 방식의 멀티레벨 LLC 공진형 컨버터 제어 장치.