CN102545248B - 一种用于液流电池储能并网系统的双向变换器调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于液流电池储能并网系统的双向变换器调制方法，步骤为：依次计算输入相电压空间矢量的幅值|U_i|以及输入电流空间矢量所在扇区的相对位置角θ_i，电压调制系数m；持续时间T_α，T_β，T₀；再根据m的值，分别采用1至3个零矢量开关状态的选择按照与前后开关状态只变化一个双向功率开关的原则选取；最后换流控制电路根据双向功率开关状态调制次序以及持续时间安排矩阵变换器的6个双向功率开关的导通和关断，实现换流控制。本发明适用于输入电压非正常工况，同时可以减小窄脉冲现象，减小了输出电感上的电流纹波，改善了输出性能，实现大范围可调直流电压输出。

Description

一种用于液流电池储能并网系统的双向变换器调制方法

技术领域

本发明属于电力电子变换装置技术领域，具体涉及一种用于液流电池储能并网系统的双向变换器调制方法，以消除三相输入电网电压不平衡(幅值或相位的不对称)、波形非正弦以及电网的浪涌(突升和突降)等状况对输出直流电压的影响、减小变换器输出电感电流纹波以及减小窄脉冲现象，达到增加输出直流电压调节范围并获得优良的输出电压及输入电流波形的目的。

背景技术

储能技术已被视为电网运行过程中的重要组成部分。系统中引入储能环节后，可以有效地实现需求侧管理，消除昼夜间峰谷差，平滑负荷，不仅可以更有效地利用电力设备，降低供电成本，还可以促进可再生能源的应用，也可作为提高系统运行稳定性、调整频率、补偿负荷波动的一种手段。

液流电池储能技术是一种大规模高效电化学储能新技术。相比于其他储能技术，液流储能电池具有如下优势：输出功率和容量相互独立，系统设计非常灵活；能量效率高；电池使用寿命长，运行稳定性和可靠性高；可深度放电而不损坏电池，自放电低，在系统处于关闭模式时无自放电；选址自由度大，无污染、维护简单，运营成本低；无爆炸或着火危险，安全性高等。

矩阵式三相交流-直流变换器是三相交流-交流变换器的一种特殊工作模式，不仅具有矩阵变换器输入电流正弦度高、输入功率因数可调、电能双向流动、功率密度大等优点；而且输出直流电压大范围可调，其输出直流电压最大幅值可达1.5倍交流相电压幅值，非常适合液流电池深度充放电的特性。矩阵式三相交流-直流变换器1由6个双向功率开关2构成，如图1所示。其中S_i，j(i＝P，N；j＝a，b，c)表示一个双向功率开关2，每个双向功率开关由两个具有反并联二极管的绝缘栅极双极晶体管(IGBT)采用“共发射极”结构构成。上桥臂3个双向功率开关的输出端连接在一起，形成输出端P，下桥臂3个双向功率开关的输出端连接在一起，形成输出端N，最终输出直流电压U_PN。矩阵式三相交流-直流变换器的输入侧为三相电网电压3，分别用u_a，u_b，u_c表示。在矩阵式三相交流-直流变换器与电网间接有输入LC滤波器4。矩阵式三相交流-直流变换器输出侧接有输出LC滤波器5。通过对6个双向功率开关通断控制，可以实现幅值可变化的直流输出电压。

由于矩阵式三相交流-直流变换器是三相交流-交流矩阵变换器输出电压频率为零的一种特殊工作模式，通常采用的调制策略是三相交流-交流矩阵变换器的优化Alesina-Venturini法，即，取其中两个输出端作为直流输出端，令输出电压频率为零。但是，优化Alesina-Venturini法无法解决电网电压不平衡(幅值或相位的不对称)、波形非正弦以及电网的浪涌(突升和突降)等状况对输出的影响。目前三相交流-交流矩阵变换器一般采用空间矢量调制技术实现双向开关状态的控制，相对于其他各种调制算法，空间矢量调制具有原理清晰、性能优良和实现方便等优点。但由于矩阵式三相交流-直流变换器在拓扑结构上与三相交流-交流矩阵变换器不完全相同，因而，需要针对矩阵式三相交流-直流变换器拓扑结构提出相应地的调制方法以获得优良的性能。

发明内容

本发明针对矩阵式三相交流-直流变换器的拓扑结构，提供了一种用于液流电池储能并网系统的双向变换器调制方法，该方法可以消除电网电压不平衡、输入波形非正弦以及电网浪涌等工况时对矩阵式三相交流-直流变换器输出波形的影响，还可以极大地减小输出电感上的电流纹波及窄脉冲现象，输出稳定的大范围可调节的直流电压。

本发明提供的一种用于液流电池储能并网系统的双向变换器调制方法，其特征在于，该方法包括下述步骤：

(1)计算输入相电压空间矢量的幅值|U_i|以及输入电流空间矢量所在扇区的相对位置角θ_i；

(2)计算矩阵变换器的电压调制系数m

其中，

为用户设定的输入功率因数角，U_om为设定的输出直流电压幅值；

(3)由实时计算的矩阵变换器空间矢量调制系数m及输入电流空间矢量所在扇区的相对位置角θ_i计算出持续时间T_α，T_β，T₀：

T_α＝msin(π/3-θ_i)T_s

T_β＝msinθ_iT_s

T₀＝T_s-T_α-T_β

式中T_s为调制周期；

(4)判断电压调制系数m是否满足

其中T_h为换流时间，如果满足条件进入步骤(5)，如果满足

则进入步骤(6)，否则进入步骤(7)；

(5)将零矢量分为两部分，持续时间为T₀₁，T₀₂，T₀₁＝T₀₂＝T₀/2，2个零矢量开关状态的选择按照与前后开关状态只变化一个双向功率开关的原则选取；然后进入步骤(8)

(6)在每个调制周期T_s内插入3个不同的零矢量开关状态，即分别在第1有效矢量之前、第1和第2有效矢量之间以及第2个有效矢量之后加入3个不同开关状态的零矢量，所插入的3个零矢量开关状态的选择按照与前后开关状态只变化一个双向功率开关的原则选取；然后进入步骤(8)；

(7)采用单零矢量调制方法，双向功率开关状态组合次序按照前后开关状态只变化一个双向功率开关的原则选取；

(8)换流控制电路根据双向功率开关状态调制次序以及持续时间安排矩阵变换器的6个双向功率开关的导通和关断，实现换流控制。

作为上述技术方案的改进，步骤(1)可以优选过程实现：

(1.1)通过检测到的矩阵变换器三相输入交流电压u_a，u_b，u_c，对其进行三相-两相变换，得到两相静止坐标系下的输入电压分量u_α和u_β，

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_a\\ u_b\\ u_c\end{array}\right]$

(1.2)计算输入相电压空间矢量的幅值|U_i|

$\left|U_i\right|=\sqrt{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}$

由u_α、u_β和用户设定的输入功率因数角

得到输入电流空间矢量所在扇区内的相对位置角θ_i和扇区号I_num

当u_α≠0时，

当u_α＝0时，

电流扇区号I_num＝fix(3*θ_i/π)+1

式中mod(x，y)函数运算表示x除以y的余数，fix(x)函数运算表示将x取整，的取值范围为0～90°。

步骤(6)中，为了减小输出电感上的电流纹波，

当T_α≥T_β时，T₀₁＝T₀/2，T₀₂＝T₀/4，T₀₃＝T₀/4，

当T_α＜T_β时，T₀₁＝T₀/4，T₀₂＝T₀/4，T₀₃＝T₀/2。

本发明方法适用于输入电压非正常工况，同时可以减小窄脉冲现象并和输出电感上电流纹波的矩阵式三相交流-直流变换器的调制方法，采用输出直流电压幅值与输入三相相电压矢量幅值之比，实时计算电压调制系数，并采用分段调制模式的调制方式，极大地减小了输出电感上的电流纹波，同时避免了窄脉冲现象，改善了输出性能，实现大范围可调直流电压输出。

附图说明

图1为三相矩阵变换器的拓扑结构图。

图2为本发明实施方法流程图。

图3为输入电压电流空间矢量图，其中，3A为输入空间矢量扇区图，3B为输入电流矢量合成示意图。

图4为基于2个零矢量的6个双向功率开关双边PWM调制图。

图5为基于3个零矢量的6个双向功率开关双边PWM调制图。

图6为基于单零矢量的6个双向功率开关双边PWM调制图。

图7为采用本发明的实施示意图。

具体实施方式

矩阵式交流-直流变换器主电路中的6个双向功率开关一共有9种开关状态，通常用2个一组的字母表示：(ab)，(bc)，(ba)，(ca)，(cb)，(ac)，(aa)，(bb)，(cc)。ab中第1位表示矩阵变换器的输出端P通过上桥臂的双向功率开关S_Pa与输入相a相连接，第2位表示矩阵变换器的输出端N通过下桥臂的双向功率开关S_Nb与输入相b相连接。9个开关状态对应产生6个有效矢量(I₁，I₂，I₃，I₄，I₅，I₆)和3个零矢量(I₀₁，I₀₂，I₀₃)。有效矢量作用将不同的输入相与输出端相连，产生输出电压；零矢量作用时将同一输入相与两个输出端相连，为负载提供续流路径，此时输出电压为零。由矩阵式三相交流-直流变换器空间矢量调制策略，可以确定在每个调制周期中6个双向功率开关的开关状态组合、开关状态顺序以及对应的开关持续时间。按此开关状态顺序和开关持续时间控制双向功率开关，可以在每个调制周期中获得期望的输出直流电压。

下面通过借助实施例更加详细地说明本发明，但以下实施例仅是说明性的，本发明的保护范围并不受这些实施例的限制。

如图2所示，该实例包括以下步骤：

(1)计算输入相电压空间矢量的幅值|U_i|以及输入电流空间矢量所在扇区的相对位置角θ_i；

(1.1)通过检测到的矩阵变换器三相输入交流电压u_a，u_b，u_c，对其进行三相-两相变换，得到两相静止坐标系下的输入电压分量u_α和u_β，

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_a\\ u_b\\ u_c\end{array}\right]$

(1.2)计算输入相电压空间矢量的幅值|U_i|

$\left|U_i\right|=\sqrt{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}$

由u_α、u_β和用户设定的输入功率因数角

得到输入电流空间矢量所在扇区内的相对位置角θ_i和扇区号I_num，如图3所示。6个有效矢量(I₁，I₂，I₃，I₄，I₅，I₆)的位置是6个扇区的交界线。

当u_α≠0时，

当u_α＝0时，

电流扇区号I_num＝fix(3*θ_i/π)+1

式中mod(x，y)函数运算表示x除以y的余数，fix(x)函数运算表示将x取整，

的取值范围为0～90°。

(2)计算矩阵变换器的电压调制系数m

式中，U_om为设定的输出直流电压幅值

利用输入相电压空间矢量幅值实时计算变换器的电压调制系数m，可以解决电网电压在不平衡、波形非正弦以及浪涌时，输入电网电压对输出直流电压的影响，使得开关状态的占空比能及时根据输入电压的畸变情况得到调整，从而保证矩阵变换器在输入电压正常和非正常工况时输出直流电压都能保持恒定。

(3)由实时计算的矩阵变换器空间矢量调制系数m及输入电流空间矢量所在扇区的相对位置角θ_i计算出3个开关状态的持续时间T_α，T_β，T₀：

T_α＝msin(π/3-θ_i)T_s

T_β＝msinθ_iT_s

T₀＝T_s-T_α-T_β

式中，T_s为调制周期

(4)判断电压调制系数m是否满足

其中T_h为换流时间，如果满足条件进入(5)采用2个零矢量的调制方法以减小输出电感上的电流纹波。如果满足

则进入(6)采用3个零矢量的调制方法避免窄脉冲出现，其他满足m＞3(1-8T_h/T_s)/2进入(7)采用单零矢量的调制方法。

这样根据电压调制系数m的大小采用分段调制模式的方法，可以兼顾电感电流纹波和窄脉冲的要求，又不使算法过于复杂，使得矩阵式交流-直流变换器在全调制范围内获得较优的输入输出性能。

(5)矩阵式交流-直流变换器工作状态分为有效矢量工作状态和零矢量工作状态两种。由于当有效矢量作用时，输出电压不为零，电感L电流i_L线性增长；当零矢量作用时，输出电压为零，电感L电流i_L线性减小，因此电感L上电流会出现波动。为了减小电感L上电流纹波最大值，采用2个零矢量调制模式，即将零矢量开关状态持续时间平均分为两部分T₀₁，T₀₂，T₀₁＝T₀₂＝T₀/2，分别在第1有效矢量之前和第2个有效矢量之后，2个零矢量开关状态的选择按照与前后开关状态只变化一个双向功率开关的原则选取。

以输入电流空间矢量在1扇区为例，产生2个有效空间矢量的开关状态分别是ab，ac，依据与前后开关状态只变化一个双向功率开关的原则选取零矢量开关状态bb和cc，4个开关状态以及双边调制次序为bb-ab-ac-cc-ac-ab-bb，6个双向功率开关PWM双边调制图如图4所示。

此时输出滤波电感L上的电流脉动最大值不超过0.5u_PNT₀/L，而采用单个零矢量调制模式时，调制次序为ab-ac-cc-ac-ab，电感L电流脉动值最大值可达到u_PNT₀/L。从而大大减小了输出电感上的电流纹波，改善了输出性能，降低了输出滤波器的要求。同时，由于输入电流是由输出电流通过空间矢量调制策略直接合成的，因此输入电流波形也会有所改善。

(6)由于矩阵式交流-直流变换器的输出相从一个输入相切换到另一输入相时，需要一定的换流时间T_h，当某个开关状态的持续时间小于换流时间T_h时，该开关形成PWM窄脉冲，从而造成换流逻辑混乱。为了避免窄脉冲造成的换流故障，采用3个零矢量调制，3个零矢量对应的持续时间依开关次序分别为T₀₁，T₀₂，T₀₃，持续时间之和为T₀。即分别在第1有效矢量之前、第1和第2有效矢量之间以及第2个有效矢量之后加入3个不同开关状态的零矢量，所插入的3个零矢量开关状态的选择按照与前后开关状态只变化一个双向功率开关的原则选取。同时为了减小输出电感上的电流纹波，建议：

当T_α≥T_β时，T₀₁＝T₀/2，T₀₂＝T₀/4，T₀₃＝T₀/4，

当T_α＜T_β时，T₀₁＝T₀/4，T₀₂＝T₀/4，T₀₃＝T₀/2。

仍以输入电流空间矢量在1扇区为例，插入3个零矢量bb，aa和cc，5个开关状态以及调制次序为bb-ab-aa-ac-cc-ac-aa-ab-bb，6个双向功率开关PWM双边调制图如图5所示。在图4中，当电压调制系数

有效矢量持续时间很短，在(T_α+T_β)＜2T_h时，双向功率开关S_Pa形成窄脉冲。而图5在不改变有效空间矢量持续时间(T_α，T_β)的前提下，相当于加宽了双向功率开关的调制脉冲宽度，避免了开关状态持续时间小于换流时间所引起的窄脉冲现象。

(7)采用单零矢量调制方法，以输入电流空间矢量在1扇区为例，调制次序为ab-ac-cc-ac-ab，6个双向功率开关双边PWM调制图如图6所示。该调制模式可以减小窄脉冲几率，增大输出电压的调节范围，但输出电感L上的电流纹波幅值会增大一倍。由于此时输出电压幅值接近最大值，输出电感L上的电流纹波以及输出电压脉动相对值影响较小。

(8)换流控制电路根据双向功率开关状态调制次序以及持续时间安排矩阵变换器的6个双向功率开关的导通和关断，实现换流控制。

上述改进的空间矢量调制方法实施如图7所示，其中步骤(1)-(3)由数字信号处理器DSP TMS320LF28335实现，控制程序用C语言编写，步骤(4)-(8)由现场可编程门阵列FPGAEP2C8T144C8实现，其换流控制电路控制程序为已有技术。

本发明不仅局限于上述具体实施方式，本领域一般技术人员根据实施例和附图公开的内容，可以采用其它多种具体实施方式实施本发明，因此，凡是采用本发明的设计结构和思路，做一些简单的变化或更改的设计，都落入本发明保护的范围。

Claims (5)

1.一种用于液流电池储能并网系统的双向变换器调制方法，其特征在于，该方法包括下述步骤： 

(1)计算输入相电压空间矢量的幅值|U_i|以及输入电流空间矢量所在扇区的相对位置角θ_i； 

(2)计算矩阵变换器的电压调制系数m 

其中，

为用户设定的输入功率因数角，U_om为设定的输出直流电压幅值； 

(3)由实时计算的矩阵变换器的电压调制系数m及输入电流空间矢量所在扇区的相对位置角θ_i计算出两个有效矢量开关状态的持续时间T_α，T_β，以及零矢量开关状态的持续时间T₀： 

T_α＝msin(π/3-θ_i)T_s

T_β＝msinθ_iT_s

T₀＝T_s-T_α-T_β

式中T_s为调制周期； 

(4)判断电压调制系数m是否满足

其中T_h为换流时间，如果满足条件进入步骤(5)，如果满足

则进入步骤(6)，否则进入步骤(7)； 

(5)将零矢量分为两部分，持续时间为T₀₁，T₀₂，T₀₁＝T₀₂＝T₀/2，2个零矢量开关状态的选择按照与前后开关状态只变化一个双向功率开关的原则选取；然后进入步骤(8) 

(6)在每个调制周期T_s内插入3个不同的零矢量开关状态，即分别在第1有效矢量之前、第1和第2有效矢量之间以及第2有效矢量之后加入3个不同开关状态的零矢量，所插入的3个零矢量开关状态的选择按照与前后开关状态只变化一个双向功率开关的原则选取；然后进入步骤(8)； 

(7)采用单零矢量调制方法，双向功率开关状态组合次序按照前后开关状态只变化一个双向功率开关的原则选取； 

(8)换流控制电路根据双向功率开关状态调制次序以及持续时间安排矩阵变换器的6个双向功率开关的导通和关断，实现换流控制。 

2.根据权利要求1所述的双向变换器调制方法，其特征在于，其中步骤(1)-(3)由数字信号处理器DSP TMS320LF28335实现，控制程序用C语言编写，步骤(4)-(8)由现场可编程门阵列FPGAEP2C8T144C8实现。 

3.根据权利要求1或2所述的双向变换器调制方法，其特征在于，步骤(1)具体包括下述过程： 

(1.1)通过检测到的矩阵变换器三相输入交流电压u_a，u_b，u_c，对其进行三相-两相变换，得到两相静止坐标系下的输入电压分量u_α和u_β， 

(1.2)计算输入相电压空间矢量的幅值|U_i| 

由u_α、u_β和用户设定的输入功率因数角

得到输入电流空间矢量所在扇区内的相对位置角θ_i和扇区号I_num

当u_α≠0时，

当u_α＝0时，

电流扇区号I_num＝fix(3*θ_i/π)+1 

式中mod(x，y)函数运算表示x除以y的余数，fix(x)函数运算表示将x取整， 

的取值范围为0～90°。 

4.根据权利要求1或2所述的双向变换器调制方法，其特征在于，步骤(6)中，为了减小输出电感上的电流纹波， 

当T_α≥T_β时，T₀₁＝T₀/2，T₀₂＝T₀/4，T₀₃＝T₀/4， 

当T_α＜T_β时，T₀₁＝T₀/4，T₀₂＝T₀/4，T₀₃＝T₀/2；

其中，T₀₁，T₀₂，T₀₃分别为3个零矢量对应的持续时间，T₀为持续时间T₀₁，T₀₂，T₀₃之和。 

5.根据权利要求3所述的双向变换器调制方法，其特征在于，步骤(6)中，为了减小输出电感上的电流纹波， 

当T_a≥T_β时，T₀₁＝T₀/2，T₀₂＝T₀/4，T₀₃＝T₀/4， 

当T_α＜T_β时，T₀₁＝T₀/4，T₀₂＝T₀/4，T₀₃＝T₀/2，

其中，T₀₁，T₀₂，T₀₃分别为3个零矢量对应的持续时间，T₀为持续时间T₀₁，T₀₂，T₀₃之和。 

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