KR101564358B1 - 저부하 조건에서의 전류 고조파왜율 조절을 위한 컨버터 제어 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

저부하 조건에서의 전류 고조파왜율 조절을 위한 컨버터 제어 방법 및 장치가 개시된다. 컨버터 제어 장치는, 현재의 부하량을 산정하는 부하량 산정부 및 상기 부하량 산정부에 의해 산정된 부하량과 정격부하량을 비교한 부하 비율에 따라 IGBT의 스위칭 주파수를 조정하는 스위칭 주파수 조정부를 포함하되, 상기 스위칭 주파수 조정부는 저부하 구간에서의 스위칭 주파수를 고부하 구간에서의 스위칭 주파수보다 크게 할 수 있다.

Description

저부하 조건에서의 전류 고조파왜율 조절을 위한 컨버터 제어 방법 및 장치{Converter control method and device for current THD adjusting under low load of converter}

본 발명은 저부하 조건에서의 전류 고조파왜율 조절을 위한 컨버터 제어 방법 및 장치에 관한 것이다.

풍력발전 시스템의 발전기에서 생산되는 전력은 주파수와 전압이 불규칙한 특성을 가지고 있는 전력이 생산된다. 이는 풍속에 따라 발전기의 회전속도가 결정되고, 발전기의 회전속도는 생산되는 전력의 주파수 및/또는 전압과 밀접한 관계가 있기 때문이다.

전력변환장치(converter)는 발전기 측에서 생산되는 불규칙한 전력을 계통 사업자가 요구하는 사양(주파수, 전압 등)의 전력으로 바꾸어 계통에 공급하는 장치이다.

각 국의 계통 사업자들은 그리드 코드(Grid Code)를 보유하고 있고, 전력 공급자 측은 그리드 코드를 만족시켜야 하는 의무가 있다.

그리드 코드는 크게 정적 규정과 동적 규정으로 나뉘어져 있다. 정적 규정의 경우 전압, 주파수 등이 있는데, 우리나라를 예로 들면 저압의 경우에는 220V, 690V, 고압의 경우에는 345kV, 154kV, 22.9kV 등이 되고, 주파수는 60Hz를 만족시켜야 한다. 동적 규정의 경우 LVRT(Low Voltage Ride Through)가 포함되는데, 특히 신재생에너지의 경우 LVRT를 반드시 만족시켜야 한다.

그리드 코드에서 핵심이 되는 부분은 고조파왜율인 THD(Total Harmonic Distortion)이다. THD는 전압 THD와 전류 THD로 구분할 수 있는데, 규제의 대상이 되는 부분은 전류 THD이다. THD가 작을수록 퓨어 웨이브(pure wave)의 파형을 얻을 수 있다. 즉, 양질의 전력을 얻을 수 있다.

따라서, 계통 사업자는 양질의 전력을 공급받기 위해 THD를 규제하게 된다. 특히 북미 규정의 경우 1/3 부하 (2.5MW 풍력발전기 기준 833kW)에서 5% 이내를 만족시켜야 하는데, 실제로 이를 만족시키기는 쉽지 않다.

대체적으로 생산되는 전력량이 많을수록, 즉 계통측 전류크기가 클수록 THD가 작아진다. 다시 말해 부하량에 큰 경우에는 계통측 전류가 크기 때문에 THD 규정을 쉽게 만족시킨다. 이는 기본파의 크기가 커져 고조파의 크기가 상대적으로 작아지기 때문이다.

하지만, 부하량이 작은 경우 THD 규정을 만족시키기는 어려운 문제점이 있다.

관련기술로 한국등록특허공보 제10-1224463호에는 복수의 인버터를 동작시키는 경우 부하의 크기에 따라 인버터의 동작 개수를 점차 증가시키는 방식으로 운전하는 대용량 전력 제어 시스템 및 그 제어 방법이 개시되어 있다.

전술한 배경기술은 발명자가 본 발명의 도출을 위해 보유하고 있었거나, 본 발명의 도출 과정에서 습득한 기술 정보로서, 반드시 본 발명의 출원 전에 일반 공중에게 공개된 공지기술이라 할 수는 없다.

한국등록특허공보 제10-1224463호

본 발명은 저부하 조건(예를 들어, 1/3 부하 미만)에서 THD 규정을 만족시키기 위해 소프트웨어적으로 스위칭 주파수를 변화시키거나 PWM 방식을 변화시켜 THD 규정을 만족하도록 하는 저부하 조건에서의 전류 고조파왜율 조절을 위한 컨버터 제어 방법 및 장치를 제공하기 위한 것이다.

본 발명의 이외의 목적들은 하기의 설명을 통해 쉽게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명의 일 측면에 따르면, 현재의 부하량을 산정하는 부하량 산정부; 및 상기 부하량 산정부에 의해 산정된 부하량과 정격부하량을 비교한 부하 비율에 따라 IGBT(insulated gate bipolar mode transistor)의 스위칭 주파수를 조정하는 스위칭 주파수 조정부를 포함하되, 상기 스위칭 주파수 조정부는 저부하 구간에서의 스위칭 주파수를 고부하 구간에서의 스위칭 주파수보다 크게 하는 컨버터 제어 장치가 제공된다.

한편 본 발명의 다른 측면에 따르면, 현재의 부하량을 산정하는 부하량 산정부; 및 상기 부하량 산정부에 의해 산정된 부하량과 정격부하량을 비교한 부하 비율에 따라 PWM 방식을 조정하는 PWM 방식 조정부를 포함하되, 상기 PWM 방식 조정부는 저부하 구간에서는 SPWM(Sinusoidal PWM) 방식을 적용하고 고부하 구간에서는 SVPWM(Space Vector PWM) 방식을 적용하는 컨버터 제어 장치가 제공된다.

상기 SVPWM 방식은 상기 컨버터를 제어할 레퍼런스 전압에 소정의 오프셋 전압을 합산하는 방식일 수 있다.

상기 부하량 산정부에 의해 산정된 부하량과 정격부하량을 비교한 부하 비율에 따라 IGBT의 스위칭 주파수를 조정하는 스위칭 주파수 조정부를 더 포함하되, 상기 스위칭 주파수 조정부는 저부하 구간에서의 스위칭 주파수를 고부하 구간에서의 스위칭 주파수보다 크게 할 수 있다.

상기 부하량 산정부는, 삼상 R, S, T 전류를 D, Q 전류로 직류좌표 변환하는 좌표 변환부와; 상기 D, Q 전류 중에서 Q축 전류에 대하여 정격부하량에서의 Q축 전류값과 비교한 비율로부터 현재 부하량의 정격부하량에 대한 부하 비율을 계산하는 전류 비교부를 포함할 수 있다.

상기 저부하 구간과 상기 고부하 구간을 구분하는 구간 변동점은 33%에 소정 %을 합산한 지점일 수 있다.

한편 본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 현재의 부하량을 산정하는 단계; 및 상기 산정된 부하량과 정격부하량을 비교한 부하 비율에 따라 IGBT의 스위칭 주파수를 조정하는 단계를 포함하되, 저부하 구간에서의 스위칭 주파수를 고부하 구간에서의 스위칭 주파수보다 크게 하는 컨버터 제어 방법이 제공된다.

한편 본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 현재의 부하량을 산정하는 단계; 및 상기 부하량 산정부에 의해 산정된 부하량과 정격부하량을 비교한 부하 비율에 따라 PWM 방식을 조정하는 단계를 포함하되, 저부하 구간에서는 SPWM 방식을 적용하고 고부하 구간에서는 SVPWM 방식을 적용하는 컨버터 제어 방법이 제공된다.

상기 SVPWM 방식은 상기 컨버터를 제어할 레퍼런스 전압에 소정의 오프셋 전압을 합산하는 방식일 수 있다.

상기 산정된 부하량과 정격부하량을 비교한 부하 비율에 따라 IGBT의 스위칭 주파수를 조정하는 단계를 더 포함하되, 저부하 구간에서의 스위칭 주파수를 고부하 구간에서의 스위칭 주파수보다 크게 할 수 있다.

상기 부하량 산정 단계는, 삼상 R, S, T 전류를 D, Q 전류로 직류좌표 변환하는 단계와; 상기 D, Q 전류 중에서 Q축 전류에 대하여 정격부하량에서의 Q축 전류값과 비교한 비율로부터 현재 부하량의 정격부하량에 대한 부하 비율을 계산하는 단계를 포함할 수 있다.

전술한 것 외의 다른 측면, 특징, 이점이 이하의 도면, 특허청구범위 및 발명의 상세한 설명으로부터 명확해질 것이다.

본 발명의 실시예에 따르면, 저부하 조건(예를 들어, 1/3 부하 미만)에서 THD 규정을 만족시키기 위해 소프트웨어적으로 스위칭 주파수를 변화시키거나 PWM 방식을 변화시켜 THD 규정을 만족하도록 하는 효과가 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터 제어 장치의 구성을 나타낸 블록도,
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터 제어 장치의 구성을 모듈별로 나타낸 블록도,
도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 컨버터 제어 장치의 구성을 나타낸 블록도,
도 4는 SPWM 방식에 따른 파형을 나타낸 그래프,
도 5는 SVPWM 방식과 유사한 3고조파 주입 SPWM 방식에 따른 파형을 나타낸 그래프,
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터 제어 장치에서의 컨버터 제어 방법의 순서도.

본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.

어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.

본 명세서에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 명세서에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.

제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다.

또한, 명세서에 기재된 "…부", "…모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.

또한, 각 도면을 참조하여 설명하는 실시예의 구성 요소가 해당 실시예에만 제한적으로 적용되는 것은 아니며, 본 발명의 기술적 사상이 유지되는 범위 내에서 다른 실시예에 포함되도록 구현될 수 있으며, 또한 별도의 설명이 생략될지라도 복수의 실시예가 통합된 하나의 실시예로 다시 구현될 수도 있음은 당연하다.

또한, 첨부 도면을 참조하여 설명함에 있어, 도면 부호에 관계없이 동일한 구성 요소는 동일하거나 관련된 참조부호를 부여하고 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다. 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터 제어 장치의 구성을 나타낸 블록도이고, 도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터 제어 장치의 구성을 모듈별로 나타낸 블록도이다.

본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터 제어 장치는 부하량을 기준으로 저부하 구간과 고부하 구간으로 구분한 후, 저부하 구간에서의 스위칭 주파수가 고부하 구간에서의 스위칭 주파수보다 큰 값을 가지도록 제어하여 저부하 구간에서의 고조파왜율(THD)을 개선한 것을 특징으로 한다.

컨버터에 이용되는 스위칭 소자인 IGBT(insulated gate bipolar mode transistor)의 기본 스위칭 주파수가 f1인 경우를 가정해 보기로 한다. 스위칭 주파수가 높을수록 샘플링 횟수가 늘어나기 때문에 조금 더 아날로그(analog)에 가까운 파형을 구현해 낼 수 있게 된다. 즉, 다시 말하면 전류의 왜곡이 줄어들기 때문에 고조파왜율(THD)이 작아지게 된다.

전 부하구간에 걸쳐 스위칭 주파수를 크게 하면 THD가 더 좋아질 수 있지만, IGBT의 특성 상 스위칭 주파수가 커지면 스위칭 손실로 인해 효율이 안 좋아지고 IGBT 소자의 온도가 상승할 우려가 있다.

따라서, 본 실시예에서는 전 부하구간에서 스위칭 주파수를 크게 하는 것이 아니라 저부하 구간에 한하여 스위칭 주파수를 조정하여 THD 규정을 만족하도록 한다.

도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터 제어 장치(100)는 부하량 산정부(110) 및 스위칭 주파수 조정부(120)를 포함한다.

부하량 산정부(110)는 현재의 부하량을 산정한다. 이는 스위칭 주파수 조정부(120)에서 부하량을 기준으로 스위칭 주파수를 조정해야 하기 때문이다.

기본적으로 삼상 R, S, T 전류는 교류이기 때문에 순시적으로 값이 변화하게 된다. 이 경우 직교좌표 변환을 통해 D, Q 전류로 변환하는 경우에는 전류값이 직류(DC) 값을 가지게 된다. 여기서, Q축 전류가 부하량에 비례한 값을 가진다.

따라서, 정격부하량에서의 Q축 전류값을 기준으로 하여 저부하 구간에 해당하게 되는 저부하 비율만큼의 Q축 전류값을 가질 때를 기준으로 할 수 있게 된다.

상세하게는 부하량 산정부(110)는 좌표 변환부(112), 전류 비교부(114)를 포함한다.

좌표 변환부(112)는 삼상 전류에 대하여 직교좌표 변환을 통해 D, Q 전류로 변환한다.

전류 비교부(114)는 D, Q 전류 중에서 Q축 전류에 대하여 정격부하량(최대부하량)에서의 Q축 전류값과 비교하여 비율을 계산함으로써, 현재 부하량의 부하 비율을 계산할 수 있게 된다.

스위칭 주파수 조정부(120)는 부하량 산정부(110)에서 산정된 현재의 부하량의 부하 비율에 기초하여 저부하 구간에 속하는 경우 스위칭 주파수를 소정 비율만큼 크게 조정한다. 이 경우 스위칭 주파수의 조정 비율은 실험적, 통계적인 방식으로 결정될 수 있을 것이다.

이하에서는 발명의 이해와 설명의 편의를 위해 본 실시예에 대해서 예시적인 값을 이용하여 설명하기로 한다.

스위칭 주파수 조정부(120)에서 스위칭 주파수를 조정하는 부하량 기준, 즉 구간 변동점은 40%일 수 있다.

40%는 미국의 그리드 코드를 기준으로 정해진 값일 수 있다. 미국의 그리드 코드에는 풍력발전기의 경우 1/3 부하 이상에서 전류 고조파왜율이 5% 이하를 만족해야 한다는 규정이 있다.

스위칭 주파수가 커지면 아날로그 신호의 샘플링 횟수가 늘어나므로 정현파(Pure sine wave)로의 변환이 가능해져 전류 고조파왜율이 작아지게 된다. 이 경우 최대 부하까지 스위칭 주파수를 변환하여 사용할 수도 있지만, 스위칭 주파수가 커질수록 반도체 소자의 온도 상승이 커지는 단점이 있기에 반도체 소자의 보호를 위해 일정 부하에서는 스위칭 주파수를 낮추어 사용할 필요가 있다.

대체적으로 부하량이 커질수록 (전류가 커질수록) 전류 고조파왜율이 개선되는 모습을 보이기 때문에, 고부하에서는 스위칭 주파수를 낮추어 사용해도 충분하다.

1/3 부하인 33%가 아닌 40%를 구간 변동점으로 정한 것은 스위칭 주파수를 높여 33% 구간에서 전류 고조파왜율을 5% 이하를 만족시킨 경우에도 바로 스위칭 주파수를 변경하는 경우 33~40% 구간에서 전류 고조파왜율이 5% 이상으로 상승할 가능성이 있기 때문이다.

40%를 구간 변동점으로 하는 경우 스위칭 주파수를 조정하는 알고리즘을 다음과 같을 수 있다.

IF (Iqse_ref < Iqse_ref_max * 0.4)

{

Fsc = 4./3. * Fbasesc

}

else

{

Fsc = Fbasesc;

}

여기서, Iqse_ref는 좌표 변환부(112)에 의해 직교좌표 변환된 Q축 전류, Iqse_ref_max는 정격부하량에서의 Q축 전류, Fsc는 변환대상이 되는 스위칭 주파수, Fbasesc는 기본 스위칭 주파수이다.

상기 알고리즘에 의하면, Iqse_ref가 Iqse_ref_max의 40%보다 작은 구간, 즉 저부하 구간에서는 스위칭 주파수를 기본 스위칭 주파수의 4/3이 되도록 하고, 그 외 구간, 즉 고부하 구간에서는 스위칭 주파수를 기본 스위칭 주파수가 되도록 할 수 있다.

컨버터 제어 장치(100)는 도 2에 도시된 것과 같이 메인 모듈(101), EPWM 주기 선언 모듈(102), 전류 제어 모듈(103), 속도 제어 모듈(104), 필터 설계 모듈(105), 변수 선언 모듈(106) 및 폴트 정의 모듈(107)을 포함할 수 있다.

메인 모듈(101)은 컨버터 제어 장치(100)의 최상위 모듈로, 컨버터 제어 알고리즘의 메인(main) 동작을 수행한다. EPWM 주기 선언 모듈(102)은 PWM 주기를 결정하며, 전류 제어 모듈(103)은 전류를 제어하는 모듈로서 인버터 PWM 제어의 핵심적인 역할을 한다. 속도 제어 모듈(104)은 속도를 제어하는 모듈로서, 전류 제어 모듈(103)과 함께 인버터 제어의 핵심적인 역할을 하며, 필터 설계 모듈(105)은 디지털 필터(digital filter)를 설계하는 모듈로서 PWM 주기와 연관이 있다. 변수 선언 모듈(106)은 컨버터 제어 알고리즘에서 사용되는 모든 변수를 선언하며, 폴트 정의 모듈(107)은 폴트(fault)의 범위를 정의한다.

각각의 모듈은 우선순위가 있으며, 메인(Main)문 안에서 인터럽터 우선순위에 따라 수행된다. 예를 들어, 전류 제어 모듈(103)이 속도 제어 모듈(104)보다 인터럽터 우선순위를 가지고 있다고 가정하면, 2개의 모듈을 수행하는 제어 명령이 동시에 들어올 경우 인터럽터 우선순위를 가진 전류 제어 모듈(103)이 우선적으로 수행되게 된다.

각각의 모듈은 주기적으로 반복되어 수행되며, PWM 주기와 연관되어 있어 PWM 주기 조절에 따라 모듈이 반복 수행되는 횟수가 조절될 수 있다.

본 실시예에서 스위칭 주파수를 조정하기 위해 EPWM 주기 선언 모듈(102), 전류 제어 모듈(103), 필터 설계 모듈(105), 변수 선언 모듈(106) 등을 변화시키게 되며, 상기 모듈에서 부하 상황에 따라 스위칭 주파수와 관련된 변수값을 변환시켜 줌으로써 부하 상황에 따라 스위칭 주파수가 변환되게 된다.

도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 컨버터 제어 장치의 구성을 나타낸 블록도이고, 도 4는 SPWM 방식에 따른 파형을 나타낸 그래프이며, 도 5는 SVPWM 방식과 유사한 3고조파 주입 SPWM 방식에 따른 파형을 나타낸 그래프이다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 컨버터 제어 장치는 부하량을 기준으로 저부하 구간과 고부하 구간으로 구분한 후 저부하 구간에서는 SPWM(Sinusoidal PWM) 방식을 적용하고 고부하 구간에서는 SVPWM(Space Vector PWM) 방식을 적용하여 저부하 구간에서의 고조파왜율(THD)을 개선한 것을 특징으로 한다.

도 3을 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 컨버터 제어 장치(200)는 부하량 산정부(210) 및 PWM 방식 조정부(220)를 포함한다.

부하량 산정부(210)는 앞서 도 1에 도시된 부하량 산정부(110)와 기능이 동일한 바 상세한 설명은 생략한다.

PWM 방식 조정부(220)는 부하량 산정부(210)에서 산정된 현재의 부하량의 부하 비율에 기초하여 저부하 구간에 속하는 경우 PWM 방식 중 SPWM 방식을 적용하고 고부하 구간에 속하는 경우 PWM 방식 중 SVPWM 방식을 적용한다.

기본적으로 컨버터는 PWM(Pulse Width Modulation)을 이용하여 전류를 제어하게 된다. PWM은 교류(AC)를 직류(DC)로, 혹은 직류(DC)를 교류(AC)로 바꾸는데 있어 핵심적인 역할을 하는 변조 기법이다.

SPWM 방식은 변조지수가 작아 전압을 충분히 사용하지 못하는 단점(즉, 합성할 수 있는 전압의 크기가 상대적으로 작음)이 있지만 고조파왜율이 작은 장점이 있고, SVPWM 방식은 변조지수가 커서 전압을 충분히 사용할 수 있는 장점(즉, 합성할 수 있는 전압의 크기가 상대적으로 큼)이 있지만 3고조파가 파형에 나타나게 되어 고조파왜율이 커지게 되는 단점이 있다.

SPWM 방식에 따른 파형이 도 4에 도시되어 있다. SPWM 방식에 따를 경우 인버터에서 출력할 수 있는 최대 전압이 크지 않으나 구현이 간단하고 아날로그 구현이 용이하다. 이 경우 선형적으로 출력가능한 상전압의 최대치는 Vdc/2이며, 인버터에서 출력할 수 있는 전압이 다른 PWM 방식에 비해 작은 편이다.

SVPWM 방식에 따를 경우 SPWM 방식에 비해 선형적으로 얻을 수 있는 상전압의 최대값이 Vdc/sqrt3으로 크다. 즉, SPWM 방식에 비해 선형적으로 1.1547배 더 큰 전압을 합성할 수 있다.

도 5를 참조하면, 3고조파 주입 SPWM 방식에 따른 파형이 도시되어 있는데, 3고조파 주입 SPWM 방식의 경우 SVPWM 방식과 유사한 파형이 도출된다.

사인 파형에 3고조파를 주입하면 3고조파 주입 SPWM 파형이 나오게 되며, 진폭이 작아지기 때문에 SWPM 방식에 비해 더 큰 전압을 합성할 수 있게 된다. 하지만 3고조파가 주입되므로 필연적으로 전류 고조파왜율이 나빠지게 된다. 즉, 고조파왜율의 측면에서는 SPWM 방식이 SVPWM 방식에 비해 유리하다.

따라서, PWM 방식 조정부(220)는 고부하 구간에서는 선형적으로 더 큰 전압을 합성할 수 있는 SVPWM 방식을 적용하고 저부하 구간에서는 전류 고조파왜율(THDi) 규제를 만족시키기 위해 고조파율이 작은 SPWM 방식을 적용한다.

SVPWM 방식은 SPWM 방식에서 오프셋(offset) 전압을 주입함으로써 간단히 구현할 수 있고 효용성이 높은 장점이 있다.

이하에서는 발명의 이해와 설명의 편의를 위해 본 실시예에 대해서 예시적인 값을 이용하여 설명하기로 한다.

PWM 방식 조정부(220)에서 PWM 방식을 조정하는 부하량 기준, 즉 구간 변동점은 40%일 수 있다.

여기서, SVPWM 방식은 오프셋 전압을 더해주는 방법으로 간단히 구현될 수 있다. 예를 들어 제어코드를 통해 컨버터를 제어할 레퍼런스 전압(reference voltage)이 구해질 수 있다. 이를 각각 Vas_ref, Vbs_ref, Vcs_ref로 두게 되고, 오프셋 전압을 이용한 SVPWM 구형 방법에서 Vsn 전압을 오프셋 전압으로 각각의 레퍼런스 전압에 더해주게 되면(Van_ref=Vas_ref+Vsn) SVPWM 방식 제어가 될 수 있다.

40%를 구간 변동점으로 하는 경우 PWM 방식을 조정하는 알고리즘을 다음과 같을 수 있다.

IF (Iqse_ref < Iqse_ref_max * 0.4)

{

Van_ref = Vas_ref;

Vbn_ref = Vbs_ref;

Vcn_ref = Vcs_ref;

}

else

{

Van_ref = Vas_ref + Vsn;

Vbn_ref = Vbs_ref + Vsn;

Vcn_ref = Vcs_ref + Vsn;

}

본 발명의 또 다른 실시예에서, 컨버터 제어 장치는 부하량 산정 이후 부하 비율에 따라 스위칭 주파수 조정과 PWM 방식 조정을 동시에 적용할 수도 있다. 즉, 저부하 조건에서는 스위칭 주파수를 기본 스위칭 주파수에 비해 크게 하면서 PWM 방식을 SPWM 방식으로 적용하고, 고부하 조건에서는 스위칭 주파수를 기본 스위칭 주파수로 하면서 PWM 방식을 SVPWM 방식으로 적용할 수 있다.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터 제어 장치에서의 컨버터 제어 방법의 순서도이다.

우선 컨버터 제어 장치는 현재 부하량을 산정한다(단계 S310).

현재 부하량을 산정하기 위해, 삼상 R, S, T 전류를 직교좌표 변환하여(단계 S312) D, Q 전류로 변환한다. 여기서 D, Q 전류는 직류 전류이며, 특히 Q축 전류는 부하량에 비례하는 값을 가진다.

따라서, Q축 전류를 정격부하량에서의 Q축 전류와 비교하여(단계 S314) 현재 부하량이 정격부하량(최대부하량)에 대해 가지는 부하 비율을 계산할 수 있게 된다.

다음으로 컨버터 제어 장치는 산정된 부하량(부하 비율)에 기초하여 스위칭 주파수 조정을 수행하거나(단계 S320), PWM 방식 조정을 수행할 수 있다(단계 S330).

여기서, 저부하 구간과 고부하 구간을 구분하는 구간변동점은 실험적, 통계적으로 결정될 수 있으며, 1/3(=33%) 이상되는 되는 부하 비율(예를 들어, 40%, 50% 등)이 설정될 수 있다.

스위칭 주파수 조정에 따르면, 저부하 구간에서는 스위칭 주파수를 기본 스위칭 주파수에 비해 소정 비율만큼 크게 하고 고부하 구간에서는 스위칭 주파수를 기본 스위칭 주파수로 하게 된다.

PWM 방식 조정에 따르면, 저부하 구간에서는 SPWM 방식을 적용하고 고부하 구간에서는 SVPWM 방식을 적용하게 된다.

컨버터 제어 장치는 경우에 따라 스위칭 주파수 조정과 PWM 방식 조정을 병행 수행할 수도 있다.

상술한 컨버터 제어 방법은 컨버터 제어 장치에 내장되거나 설치된 프로그램 등에 의해 시계열적 순서에 따른 자동화된 절차로 수행될 수도 있음은 당연하다. 상기 프로그램을 구성하는 코드들 및 코드 세그먼트들은 당해 분야의 컴퓨터 프로그래머에 의하여 용이하게 추론될 수 있다. 또한, 상기 프로그램은 디지털 처리 장치가 읽을 수 있는 정보저장매체(computer readable media)에 저장되고, 디지털 처리 장치에 의하여 읽혀지고 실행됨으로써 상기 방법을 구현한다. 상기 정보저장매체는 자기 기록매체, 광 기록매체 및 캐리어 웨이브 매체를 포함한다.

상기에서는 본 발명의 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

100, 200: 컨버터 제어 장치 110, 210: 부하량 산정부
112, 212: 좌표 변환부 114, 214: 전류 비교부
120: 스위칭 주파수 조정부 220: PWM 방식 조정부

Claims (11)

1. 삭제
2. 컨버터에 연결된 부하에 대한 현재의 부하량을 산정하는 부하량 산정부; 및
   상기 부하량 산정부에 의해 산정된 부하량과 정격부하량을 비교한 부하 비율에 따라 PWM 방식을 조정하는 PWM 방식 조정부를 포함하되,
   상기 PWM 방식 조정부는 저부하 구간에서는 SPWM(Sinusoidal PWM) 방식을 적용하고 고부하 구간에서는 SVPWM(Space Vector PWM) 방식을 적용하는 컨버터 제어 장치.
3. 제2항에 있어서,
   상기 SVPWM 방식은 상기 컨버터를 제어할 레퍼런스 전압에 소정의 오프셋 전압을 합산하는 방식인 컨버터 제어 장치.
4. 제2항에 있어서,
   상기 부하량 산정부에 의해 산정된 부하량과 정격부하량을 비교한 부하 비율에 따라 IGBT의 스위칭 주파수를 조정하는 스위칭 주파수 조정부를 더 포함하되,
   상기 스위칭 주파수 조정부는 저부하 구간에서의 스위칭 주파수를 고부하 구간에서의 스위칭 주파수보다 크게 하는 컨버터 제어 장치.
5. 제2항에 있어서,
   상기 부하량 산정부는,
   삼상 R, S, T 전류를 D, Q 전류로 직류좌표 변환하는 좌표 변환부와;
   상기 D, Q 전류 중에서 Q축 전류에 대하여 정격부하량에서의 Q축 전류값과 비교한 비율로부터 현재 부하량의 정격부하량에 대한 부하 비율을 계산하는 전류 비교부를 포함하는 컨버터 제어 장치.
6. 제5항에 있어서,
   상기 저부하 구간과 상기 고부하 구간을 구분하는 구간 변동점은 33%에 소정 %을 합산한 지점인 컨버터 제어 장치.
7. 삭제
8. 컨버터에 연결된 부하에 대한 현재의 부하량을 산정하는 단계; 및
   상기 산정된 부하량과 정격부하량을 비교한 부하 비율에 따라 PWM 방식을 조정하는 단계를 포함하되,
   저부하 구간에서는 SPWM(Sinusoidal PWM) 방식을 적용하고 고부하 구간에서는 SVPWM(Space Vector PWM) 방식을 적용하는 컨버터 제어 방법.
9. 제8항에 있어서,
   상기 SVPWM 방식은 상기 컨버터를 제어할 레퍼런스 전압에 소정의 오프셋 전압을 합산하는 방식인 컨버터 제어 방법.
10. 제8항에 있어서,
    상기 산정된 부하량과 정격부하량을 비교한 부하 비율에 따라 IGBT의 스위칭 주파수를 조정하는 단계를 더 포함하되,
    저부하 구간에서의 스위칭 주파수를 고부하 구간에서의 스위칭 주파수보다 크게 하는 컨버터 제어 방법.
11. 제8항에 있어서,
    상기 부하량 산정 단계는,
    삼상 R, S, T 전류를 D, Q 전류로 직류좌표 변환하는 단계와;
    상기 D, Q 전류 중에서 Q축 전류에 대하여 정격부하량에서의 Q축 전류값과 비교한 비율로부터 현재 부하량의 정격부하량에 대한 부하 비율을 계산하는 단계를 포함하는 컨버터 제어 방법.

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