JP2013138550A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コンバータ入力電流の極性とコンバータ交流電圧指令の極性を一致させることのできる電力変換装置を提供する。
【解決手段】一実施形態は、３相交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、複数のコンデンサを直列接続して構成されるコンデンサアームと、ダイオード及び自己消弧能力を持つスイッチング素子の直列回路をそれぞれ含み、前記コンデンサアームに並列にそれぞれ接続されるＵ相、Ｖ相、及びＷ相アームと、各相アームを構成する前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御部とを具備し、前記制御部は、前記電力変換装置の交流電圧指令と入力電流が同位相となる電流指令値を演算する電流指令値演算部と、前記電流指令値に基づいて、電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、前記電圧指令値に基づいて、前記スイッチング素子に対するゲート指令を生成するゲート指令生成部とを具備する。
【選択図】図４

Description

本発明は、３相交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。

従来、直流を交流に変換して３相誘導電動機を可変速制御するモータドライブ（インバータ）や、３相交流を直流に変換してインバータの直流電源となるコンバータ電力変換装置には、図１２に示すような３相２レベル電力変換装置が適用されてきた。例えば３相２レベルインバータは、直流から３相交流を出力する電力変換装置を構成する上で、必要最小限の半導体スイッチング素子６個で構成されるため、小型低コスト化を図ることが出来る。

一方、上記インバータの出力交流電圧波形は、入力直流電圧をＶｄｃとしたとき、各相ごとに、＋Ｖｄｃ／２と、−Ｖｄｃ／２の２値の切替をＰＷＭ（パルス幅変調）で行い、擬似的に交流波形電圧を生成している。しかし、高耐圧のスイッチング素子を使用してＰＷＭスイッチング周波数を高く出来ない鉄道用モータドライブや、配電系統に接続される高圧モータドライブ、配電系統安定化用の無効電力補償装置などにおいては、スイッチング高調波に起因した電磁騒音が問題になる場合があった。配電系統接続機器においては、配電系統へ流出する高調波が規制値以下となるように、一般に３相交流端にリアクトルとコンデンサからなるフィルタを挿入するが、このリアクトルとコンデンサには大容量のものが必要となり、コスト上昇と重量増加を招いていた。

これに対して、電力変換器トポロジーを工夫して、出力電圧波形がより正弦波に近づくように、３レベルインバータ、５レベルインバータなどが検討され始めている。図１３に示すダイオードクランプ式５レベルインバータは２レベルインバータや３レベルインバータに比較して、出力波形がより正弦波に近づくため、電磁騒音低減に効果的であり、配電系統接続の機器に適用した場合には３相交流出力リアクトル容量の低減によるコスト低減、重量低減を図ることが出来る。

図１３のダイオードクランプ式５レベルインバータは、５レベルの出力電圧を発生するために、回路構成が複雑となり、部品実装上、回路の配線インダクタンスを小さくすることが出来なくなる。そのため、半導体スイッチング素子による電流遮断時の電圧跳ね上がりが大きくなってしまい、半導体スイッチング素子の電圧定格を超過し素子破壊を起こす懸念があった。または、電圧跳ね上がりのエネルギーを吸収するために、抵抗、コンデンサ、ダイオードなどの部品からなるスナバ付帯回路を新たに追加しなければならなくなり、インバータの高コスト化、大型化を招く懸念がある。

そこで、スイッチングデバイスの使用個数を減少させることが可能で、より小さな配線インダクタンスで実装上可能な、低コスト低高調波の電力変換器が提案されている。

しかしながら、上記提案されたような電力変換器、例えばコンバータでは、交流電圧指令が０の場合を除いては、コンバータ入力電流の極性とコンバータ交流電圧指令の極性が一致しなければコンバータ交流電圧は所望の値が得られず、入力コンバータ電流波形の歪みを引き起こす原因となる。コンバータ入力部の回路定数や負荷状態により変化する入力有効電流値により、コンバータ入力電流とコンバータ交流電圧指令の位相関係は変化する。

実施形態はコンバータ入力電流の極性とコンバータ交流電圧指令の極性を一致させることのできる電力変換装置を提供することを目的とする。

実施形態では、有効電流値と回路定数もしくは電力系統電圧検出値に基づいて、コンバータ入力電流の極性とコンバータ交流電圧指令の極性が一致する無効電流指令値を導出し、コンバータ電流指令値に重畳する。

第１実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。 交流電圧指令と入力電流及び各スイッチングデバイスのオンオフ状態の相関を示す図である。 電力系統を含めたシステムの概要を示す図である。 制御部２０の構成を示すブロック図である。 無効電流指令値演算部１２の構成を示すブロック図である。 有効電流指令値Ｉｑの代わりに、有効電流検出値Ｉｑ’を用いる無効電流指令値演算部１２を示す図である。 第２実施形態に係るシステム全体の構成を示す図である。 第２実施形態に係る無効電流指令値演算部１２の構成を示すブロック図である。 有効電流指令値Ｉｑの代わりに、有効電流検出値Ｉｑ’を用いる無効電流指令値演算部１２を示す図である。 第３実施形態に係る無効電流指令値演算部１２の構成を示すブロック図である。 有効電流指令値Ｉｑの代わりに、有効電流検出値Ｉｑ’を用いる無効電流指令値演算部１２を示す図である。 従来の３相２レベル電力変換装置の構成を示す図である。 従来のダイオードクランプ式５レベルインバータの回路構成を示す図である。

以下、電力変換装置の第１実施形態を図に基づいて詳説する。

図１は第１実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。本実施形態では、各相が５レベルの直流電圧を出力する回路で構成され、交流側端子Ｔｐｕ、Ｔｐｖ、Ｔｐｗに電力系統の３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ，Ｖｗが供給され、コンバータとして動作する電力変換装置を説明する。尚、同様の構成でインバータとして動作せることもできる。

この電力変換装置は、４つのコンデンサＣ１〜Ｃ４を直列接続して構成されるコンデンサアーム１を含み、このコンデンサアームの上端と下端、及び各コンデンサの相互接続点が、例えば電動機を駆動するインバータ等の負荷５に接続され、直流電圧を供給する。

自己消弧型スイッチング素子ＱとダイオードＤの逆並列接続回路がスイッチングデバイスＳとして構成される。Ｕ相アーム２は、４つのスイッチングデバイスＳｕ１〜Ｓｕ４および４つのダイオードＤｄｕ５〜Ｄｄｕ８で構成されるＵ相スイッチングアーム６と、Ｃ１下端からＤｄｕ５下端への導通を可能にするダイオードＤｄｕ１と、Ｓｕ１下端からＣ１下端への導通を可能にするダイオードＤｄｕ２と、Ｃ３下端からＳｕ３下端への導通を可能にするダイオードＤｄｕ３と、Ｄｄｕ７下端からＣ３下端への導通を可能にするダイオードＤｄｕ４と、Ｓｕ４下端からＤｄｕ６下端への導通を可能にする２つのダイオードＤｄｕ９、Ｄｄｕ１０の直列回路で構成される。

ダイオードＤｄｕ５とＤｄｕ６は第１ダイオードアーム７を構成し、ダイオードＤｄｕ７とＤｄｕ８は第２ダイオードアーム８を構成し、ダイオードＤｄｕ９とＤｄｕ１０は第３ダイオードアーム９を構成する。Ｕ相交流入力端子Ｔｐｕを第３ダイオードアーム９の中間点、即ちダイオードＤｄｕ９とＤｄｕ１０の接続点とする。

Ｖ相アーム３、Ｗ相アーム４も同様の構成である。制御部２０は、後述の電流指令値Ｉｑ、系統電圧検出値Ｖｓ等に基づいてゲート指令を生成し、各スイッチングデバイスＳｕ即ちスイッチング素子Ｑのオンオフを制御する。

図２は交流電圧指令と入力電流の極性及び各スイッチングデバイスのオンオフ状態の相関を示す。コンデンサアーム１の中間点、即ちＣ２とＣ３の接続点Ｎを接地点（＝電位ゼロ）のポイントとし、コンデンサアーム１の両端の電圧をＶｄｃとした時、電圧指令は、＋Ｖｄｃ／２、＋Ｖｄｃ／４、０、−Ｖｄｃ／４、−Ｖｄｃ／２の５レベルの出力電圧が可能になる。以下、Ｕ相アーム２を例として動作を説明する。

電圧指令が＋Ｖｄｃ／２のとき（Ｖ１）、制御部２０は全スイッチングデバイスをオフにするゲート指令を出力する。交流電圧が正で交流電流が正の状態なので、ダイオード通電により＋Ｖｄｃ／２が出力される。

電圧指令が＋Ｖｄｃ／４のとき（Ｖ２）、制御部２０はＳｕ１オン、Ｓｕ２オフ、Ｓｕ３オフ、Ｓｕ４オフのスイッチング状態の組合せでスイッチングデバイスを制御する。

電圧指令が０のとき、制御部２０は２つのスイッチング状態の一方を選択する。それぞれ次のスイッチング状態への遷移に応じて、最もスイッチング回数が小さくなるスイッチング状態を選択する。

一つ目のスイッチング状態（Ｖ３）は、Ｓｕ１オン、Ｓｕ２オン、Ｓｕ３オフ、Ｓｕ４オフのスイッチング状態の組合せでスイッチングデバイスを制御する。二つ目のスイッチング状態（Ｖ４）は、Ｓｕ１オフ、Ｓｕ２オフ、Ｓｕ３オン、Ｓｕ４オンのスイッチング状態組合せでスイッチングデバイスを制御する。

電圧指令が−Ｖｄｃ／４のとき（Ｖ５）、制御部２０はＳｕ１オフ、Ｓｕ２オフ、Ｓｕ３オフ、Ｓｕ４オンのスイッチング状態の組合せでスイッチングデバイスを制御する。

電圧指令が−Ｖｄｃ／２のとき（Ｖ６）、制御部２０は全スイッチングデバイスをオフにする。交流電圧が負で交流電流が負の状態なので、ダイオード通電により−Ｖｄｃ／２が出力される。Ｖ相アーム３、Ｗ相アーム４についても同様である。

以上の条件では、状態（Ｖ１）および（Ｖ２）では入力交流電流が正、（Ｖ５）および（Ｖ６）では入力交流電圧が負、即ちコンバータ交流電圧指令とコンバータ入力交流電流の極性が一致しなければならない。極性が一致しない場合、力率が低下する。そこで実施形態では、負荷への電力供給に寄与する有効電流成分は維持しつつ、電流位相を変化させるために、電流指令に無効電流を重畳しコンバータの力率１を実現する。

図３は電力系統を含めたシステムの概要を示す図である。電力系統とコンバータ間に挿入されるリアクトルＬｓのリアクタンス値をＬｓとした場合を考える。なお簡単のため、コンバータも正弦波電圧源とみなす。

図４は制御部２０の構成を示すブロック図である。

変換部１４、１５は、三相交流波形（ｕ，ｖ，ｗ）を二軸の回転座標系（ｄ，ｑ）に変換する。即ち変換部１４は、三相の系統電圧Ｖｓをｄｑ軸座標系の値に変換し、変換部１５は、三相のコンバータ電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄｑ軸座標系の値に変換する。

図３において、系統電圧Ｖｓ（ｔ）とコンバータ出力電圧Ｖｃｎｖ（ｔ）、コンバータ入力電流Ｉｃｎｖ（ｔ）を以下のように仮定する。

ここでωは角速度である。三相交流波形を二軸の回転座標系ｄｑに変換する三相／ｄｑ変換において、ｓｉｎ ωｔの係数はｄ軸、ｃｏｓ ωｔの係数はｑ軸に対応する値である。

式（３）のＩｑは系統電圧Ｖｓと同位相の有効電流であり、この値は負荷量（負荷電力供給量）に応じて演算される値である。有効電流指令値演算部１０はＩｑを演算し、電流制御演算部１１に出力する。

式（３）のＩｄは系統電圧Ｖｓと９０°位相差を有する無効電流であり、この値はコンバータ入力電流位相とコンバータ出力電圧位相とを等しくするために、有効電流Ｉｄに重畳される値である。後述するように、無効電流指令値演算部１２はＩｄを演算する。

図３において、系統電流Ｉｓ（ｔ）とコンバータ入力電流Ｉｃｎｖ（ｔ）は同一であるから、コンバータ入力電流Ｉｃｎｖ（ｔ）を系統電流Ｉｓ（ｔ）とすると、Ｉｓ（ｔ）と系統電圧Ｖｓ（ｔ）、コンバータ出力電圧Ｖｃｎｖ（ｔ）の間で以下の式が成り立つ。

よって、ｓｉｎ ωｔの項と、ｃｏｓ ωｔの項より、以下の式が成り立つ。

コンバータ電圧位相とコンバータ入力電流位相が一致する場合には以下の式が成り立つ。

以上の式に従って無効電流指令値演算部１２を構成する。

図５は無効電流指令値演算部１２の構成を示すブロック図である。

上式（７）のＩｄを無効電流指令値とし、Ｉｑには有効電流指令値、Ｖｓには系統電圧検出値を用いる。本ブロック図を用いることで、負荷状態により有効電流指令値Ｉｑが変わっても、それに伴い無効電流指令値Ｉｄが変化し力率１が維持される。

図４に示す電流制御演算部１１内に設けられた電圧指令値演算部１３は、有効電流指令値Ｉｑ及び無効電流指令値Ｉｄと、ｄｑ変換部１５から入力されるｄｑ軸コンバータ電流検出値Ｉｑ’、Ｉｄ’とをそれぞれ比較し、その比較結果に基づいて、例えば比例積分演算を行い、電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆ，Ｖｄ＿ｒｅｆを生成する。

逆ｄｑ変換部１７は、位相検出部１６から提供される系統電圧の位相に基づいて、電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆ，Ｖｄ＿ｒｅｆを３相の電圧指令に変換する。三角波比較部１８は、電圧指令値演算部１３から供給される３相電圧指令値の各々と、所定周波数の三角波との比較に基づいて、ＰＷＭ( pulse width modulation )方式のゲート指令を発生し、各スイッチングデバイスをオンオフ制御する。

以上説明したように本実施形態によれば、負荷電力供給量が変化し有効電流指令値Ｉｑが変化しても、その変化に応じて無効電流指令値Ｉｄが変化するので、交流電圧指令と入力電流が同位相となり、コンバータの力率１が維持される。

尚、上記例ではＩｑに有効電流指令値を用いていたが、図６に示すように、電流検出器にて検出される有効電流検出値Ｉｑ’を用いてもよい。有効電流指令値Ｉｑと有効電流検出値Ｉｑ’の偏差が大きい場合には、検出値Ｉｑ’を用いることで電流波形の歪みを小さくすることが可能である。

次に、第２実施形態を図７〜図９を参照して説明する。

図７は第２実施形態に係るシステム全体の構成を示す図である。

電力系統側にリアクタンス値Ｌ１（電力系統のリアクタンス分も含む）のリアクトル、コンバータ入力部にリアクタンス値Ｌ２のリアクトル、及びリアクトルＬ１とリアクトルＬ２の間に接続される容量ＣのコンデンサＣ５で構成されるＬＣＬフィルタを設置している場合について考える。

ここで、系統電圧Ｖｓ（ｔ）とコンバータ出力電圧Ｖｃｎｖ（ｔ）、コンバータ入力電流Ｉｃｎｖを以下のように仮定する。

コンデンサＣ５に印加される電圧をＶｃ（ｔ）として、コンバータ出力電圧とコンバータ入力電流からＶｃ（ｔ）を導出すると、

コンデンサ電流Ｉｃ（ｔ）は

系統電流Ｉｓ（ｔ）は

系統電流Ｉｓ（ｔ）と系統電圧からコンデンサ電圧を導出すると、

よって、上式（１１）及び（１４）のｓｉｎωｔの項と、ｃｏｓωｔの項より、以下の式が成り立つ。

コンバータ出力電圧位相とコンバータ入力電流位相が一致する場合には以下の式が成り立つ。

以上の式に従って無効電流指令値演算部を構成する。

図８は第２実施形態に係る無効電流指令値演算部１２の構成を示すブロック図である。

無効電流指令値演算部１２で与えられる無効電流Ｉｄを有効電流指令値Ｉｑに重畳することで、ＬＣＬフィルタが設置されている場合でもコンバータ入力電流の歪みを防ぐことができる。

尚、上記例ではＩｑに有効電流指令値を用いていたが、図９に示すようにＩｑとして、電流検出器にて検出される有効電流検出値Ｉｑ’を用いてもよい。

次に、第３実施形態を、図１０〜図１１を参照して説明する。

本実施形態では、フィルタ定数等を用いず、電流制御演算部１８において算出されるｄ軸コンバータ電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆとｑ軸コンバータ電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆを用いて、無効電流指令値Ｉｄを導出する。ここで、ｑ軸コンバータ電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆは、系統電圧と同位相の交流電圧指令値であり、ｄ軸コンバータ電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆは、系統電圧位相から９０度の位相差を持つ交流電圧指令値である。

コンバータ電圧位相とコンバータ入力電流位相が一致する場合には以下の式が成り立つ。

Ｖｑにｑ軸コンバータ電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆを、Ｖｄにｄ軸コンバータ電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆを用いると、以下の関係が成り立つ。

図１０の無効電流演算部１２は、上式（２２）のように、系統電圧と同位相の交流電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆと系統電圧位相から９０度の位相差を持つ交流電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆとの比率と、電力変換装置の負荷電力供給量に応じて算出される有効電流指令値Ｉｑに基づいて、無効電流指令値Ｉｄを演算する。

また上記実施形態と同様に、有効電流指令値と有効電流検出値の偏差が大きい場合には、図１１の無効電流演算部１２に示すように、Ｉｑとして電流検出器にて検出される有効電流検出値Ｉｑ’を用いてもよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

Claims (9)

1. ３相交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、
   複数のコンデンサを直列接続して構成されるコンデンサアームと、
   ダイオード及び自己消弧能力を持つスイッチング素子の直列回路をそれぞれ含み、前記コンデンサアームに並列にそれぞれ接続されるＵ相、Ｖ相、及びＷ相アームと、
   各相アームを構成する前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御部とを具備し、
   前記制御部は、
   前記電力変換装置の交流電圧指令と入力電流が同位相となる電流指令値を演算する電流指令値演算部と、
   前記電流指令値に基づいて、電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、
   前記電圧指令値に基づいて、前記スイッチング素子に対するゲート指令を生成するゲート指令生成部と、
   を具備する電力変換装置。
2. 前記コンデンサアームは、第１乃至第４コンデンサの直列回路で構成され、
   前記各相アームは、
   スイッチング素子と前記スイッチング素子に逆並列に接続されるダイオードによりそれぞれ構成される第１乃至第４スイッチングデバイスを直列に接続したスイッチングデバイスアームと、前記スイッチングデバイスアームの上端に２個直列に接続される第１ダイオードアーム及び下端に２個直列に接続される第２ダイオードアームと、を含むスイッチングアームと、
   前記第１のダイオードアームのダイオード相互接続点と、前記第１及び第２コンデンサの相互接続点の間に接続された第１ダイオードと、
   前記第２のダイオードアームのダイオード相互接続点と、前記第３及び第４コンデンサの相互接続点の間に接続された第２ダイオードと、
   前記第１及び第２のスイッチングデバイス相互接続点と、前記第１及び第２コンデンサの相互接続点との間に接続された第３ダイオードと、
   前記第３及び第４スイッチングデバイス相互接続点と、前記第３及び第４コンデンサ相互接続点の間に接続された第４ダイオードと、
   前記スイッチングデバイスアームの上端及び下端の間に２個直列接続されたダイオードで構成される第３ダイオードアームとを具備し、
   前記第２及び第３コンデンサ相互接続点と第２及び第３スイッチングデバイスの相互接続点とが接続され、前記第３ダイオードアームの中間点が交流側端子として構成されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記電流指令値演算部は、前記電力変換装置の負荷電力供給量に応じた有効電流指令値を演算する有効電流指令値演算部と、前記交流電圧指令と入力電流が同位相となるように前記有効電流指令値に重畳される無効電流指令値を演算する無効電流指令値演算部とを含むことを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
4. 前記無効電流指令値演算部は、電力系統電圧検出値と、前記電力変換装置の交流側端子と交流電源との間に接続されるリアクトルのリアクタンス値と、前記有効電流指令値とに基づいて前記無効電流指令値を演算することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記無効電流指令値演算部は、電力系統電圧検出値と、前記電力変換装置の交流側端子と交流電源との間に接続されるリアクトルのリアクタンス値と、前記交流側端子で検出される有効電流検出値に基づいて前記無効電流指令値を演算することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
6. 前記無効電流指令値演算部は、電力系統電圧検出値と、前記電力変換装置の交流側端子と交流電源との間に接続されるフィルタ回路の回路定数と、前記有効電流指令値に基づいて前記無効電流指令値を演算することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
7. 前記無効電流指令値演算部は、電力系統電圧検出値と、前記電力変換装置の交流側端子と交流電源との間に接続されるフィルタ回路の回路定数と、前記交流側端子で検出される有効電流検出値に基づいて前記無効電流指令値を演算することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
8. 前記無効電流指令値演算部は、電力系統電圧と同位相の電圧指令値と、前記電力系統電圧位相から９０度の位相差を持つ電圧指令値との比率と、前記有効電流指令値に基づいて前記無効電流指令値を演算することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
9. 前記無効電流指令値演算部は、電力系統電圧と同位相の電圧指令値と、前記電力系統電圧位相から９０度の位相差を持つ電圧指令値との比率と、前記電力変換装置の交流側端子にて検出される有効電流検出値に基づいて前記無効電流指令値を演算することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。

Images