KR20160079807A - 스위칭 과전압을 제한하는 구성의 전력 변환기 - Google Patents

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Abstract

본 개시는 스위칭 과전압을 제한하는 구성으로 된 전력 변환기에 관한 것이다. 전력 변환기는 한 쌍의 커뮤테이션 셀들을 구비한다. 각 커뮤테이션 셀은 전력 전자 스위치와, 상기 전력 전자 스위치의 게이트에 접속된 게이트 드라이버를 포함한다. 제 1 커뮤테이션 셀의 게이트 드라이버의 기준은 전력 변환기의 접지에 접속되지만, 제 2 커뮤테이션 셀의 게이트 드라이버의 기준은 제 1 커뮤테이션 셀의 전력 전자 스위치의 콜렉터에 접속된다. 제 2 커뮤테이션 셀의 게이트 드라이버는 단일 전압 전력 공급의 이용을 통해, 또는 이중 전압 전력 공급의 네거티브 전압 접속을 접지에 접속시킴에 의해 네거티브 전압 전력 입력을 가지지 않는다.

Description

스위칭 과전압을 제한하는 구성의 전력 변환기{POWER CONVERTER CONFIGURED FOR LIMITING SWITCHING OVERVOLTAGE}
본 개시는 전력 전자 분야에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 개시는 스위칭 과전압(switching overvoltage)을 제한하는 구성으로 된 전력 변환기에 관한 것이다.
커뮤테이션 셀(commutation cell)은, 통상적으로, 가끔 인버터라고도 불리우는, DC-DC 변환기 및 DC-AC 변환기를 포함하는 전압원의 변환을 요구하는 전자 시스템에 이용된다. 예를 들어, 전기 및/또는 전기 하이브리드 자동차 응용에서 이용되는 것들과 같은 전력 변환기 회로에 대해 허용되는 제한된 공간 때문에 및 반도체의 고비용을 고려하여, 이들 커뮤테이션 셀의 집적화에 대한 요구가 증가한다.
전력 변환기 회로에 있어서 반도체가 차지하는 공간을 줄이는 알려진 방식은 냉각 표면의 크기가 줄어들도록 그들의 효율을 증가시키는 것이다.
통상적인 전력 변환기 회로에 존재하는 전력 전자 스위치들에 있어서의 손실은 주로 2가지 소오스들, 즉, 전도성 손실 및 스위칭 손실에 의해 유발된다. 스위칭 손실을 줄이는 한가지 방식은 통상적으로 전력 전자 스위치의 턴-온 및 턴-오프를 가속시키는 것이다. 그러나, 전력 전자 스위치의 고속 턴-오프는 그들의 고주파 루프의 스트레이 인덕턴스(stray inductance)에 과전압을 생성한다. 따라서, 전력 전자 스위치를 과전압으로부터 보호하기 위해서, 전력 전자 스위치의 턴-오프를 늦추는 것이 요구되는 경우가 있다. 이것은, 통상적인 전력 변환기 회로의 전체적인 효율에 심각한 영향을 미칠 수 있다.
도 1은 통상적인 전력 변환기 회로에 이용되는 것들과 같은 통상적인 커뮤테이션 셀의 이상적인 회로도이다. 커뮤테이션 셀(10)은 전압원(12)(또는 커패시터)으로부터의 DC 전압(Vbus)을 전류원(Iout)(또는 인덕턴스)으로 변환하며, 이 전류원(Iout)은 저항성 부하, 전기 모터 등일 수 있는 부하(14)에 적당한 전압(Vout)을 생성한다. 커뮤테이션 셀(10)은 프리휠 다이오드(freewheel diode)(16)와 제어형 전력 전자 스위치(18), 예를 들어, 게이트 절연형 바이폴라 트랜지스터(isolated gate bipolar transistor; IGBT)를 구비한다. 커패시터(Cin)는 전압원(120)의 전압(Vbus)의 변동을 제한하는데 이용되고, 인덕턴스(32)는 출력 전류(Iout)의 변동을 제한하는데 이용된다. 게이트 드라이버(도 1에는 도시되지 않지만, 그 다음 도면들에는 도시됨)는 전력 전자 스위치(18)의 턴-온 및 턴-오프를 제어한다. 도 1에는 커뮤테이션 셀(10), 부하(14) 및 전압원(12)의 구성이 도시되며, 거기에서는 에너지가 전압원(12)에서 부하(14)로, 즉, 도면상에서 좌측으로 우측으로 흐른다. 또한, 커뮤테이션 셀(10)은 에너지가 반대 방향으로 흐르는 반전 구성에 이용될 수 있다.
턴 온 시에, 전력 전자 스위치(18)에 의해 전류는 그의 콜렉터(22)에서 에미터(24)를 통과할 수 있게 되며, 그 시점에, 전력 전자 스위치(18)는 폐 회로(closed circuit)와 유사하게 될 수 있다. 턴 오프 시에, 전력 전자 스위치(18)는 전류가 그를 통과하지 않게 하며 개 회로(open circuit)로 된다.
게이트 드라이버는 전력 전자 스위치(18)의 게이트(26)와 에미터(24) 사이에 가변 제어 전압을 인가한다. 바이폴라 트랜지스터와 같은, 일부 유형의 전력 전자 스위치의 경우, 게이트 드라이버는 전압원 대신에 전류원으로서 작용할 수 있다. 일반적으로, 게이트(26)와 에미터(24)간에 인가된 전압이 "하이"일 경우, 전력 전자 스위치(18)는 콜렉터(22)에서 에미터(24)로 전류가 흐를 수 있게 한다. 게이트(26)와 에미터(24)간에 인가된 전압이 "로우"일 경우, 전력 전자 스위치(18)는 그를 통한 전류의 통과를 차단한다. 보다 구체적으로, Vge로 표시된 게이트(26)와 에미터(24)간의 전압차는 게이트 드라이버에 의해 제어된다. Vge가 전력 전자 스위치(18)에 대한 임계치(Vge ( th ))보다 높으면, 스위치(18)는 턴 온되고, 콜렉터(22)와 에미터(24)간의 전압(Vce)은 거의 0으로 된다. Vge가 Vge(th)보다 낮으면, 전력 전자 스위치(18)는 턴 오프되고, Vce는 결국 Vbus에 도달한다.
전력 전자 스위치(18)가 턴 온되면, 전류(Iout)는 전압원(12)(및 일시적으로 커패시터(20))으로 부터 부하(14)를 통해 및 콜렉터(22)와 에미터(24)를 통해 흐른다. 전력 전자 스위치(18)가 턴 오프되면, 전류(Iout)는 부하(14)로부터 순환하여 프리휠 다이오드(16)에서 지나간다. 따라서, 전력 전자 스위치(18) 및 프리휠 다이오드(16)는 서로 협력하여 동작함을 알 수 있을 것이다. 높은 빈도로 전력 전자 스위치(18)를 턴 온 및 턴 오프하면 출력 인덕턴스(Lout)(32)에서의 전류(Iout)는 아주 일정하게 유지된다.
예를 들어, 바이폴라 트랜지스터와 같은, 다른 전력 전자 스위치 유형의 경우, 용어 "게이트"는 "베이스"로 대체될 수 있고, 그 베이스는 전압에 의해 제어되는 게이트와 반대로, 전류에 의해 제어됨을 알아야 한다. 이러한 차이가 커뮤테이션 셀(10)의 전체적인 동작 원리를 변경하는 것은 아니다.
도 2는 도 1의 통상적인 커뮤테이션 셀의 다른 회로도로서, 기생(스트레이) 인덕턴스를 보여준다. 도 1의 이상적인 모델과 대조적으로, 실제 커뮤테이션 셀의 부품들간의 접속은 기생 인덕턴스를 정의한다. 비록 기생 인덕턴스들은 커뮤테이션 셀(10)내의 여러 장소에 분산되지만, 도 2에 안출된 적당한 모델은, 전력 전자 스위치(18)의 에미터 인덕턴스(30)와, 프리휠 다이오드(16), 전력 전자 스위치(18) 및 커패시터(20)에 의해 형성되는 고주파 루프(36)의 주위의 (에미터 인덕턴스(30)과는 다른) 모든 다른 기생 인덕턴스를 나타내는 인덕턴스(34)를 포함하는 전체 기생 인덕턴스를 나타내는 2개의 개별적인 인덕턴스를 보여준다. 고주파 루프(36)는 전력 전자 스위치(18)의 스위칭시에 전류가 크게 변경되는 경로이다. 출력 인덕턴스(Lout)(32)는 고주파 루프의 일부가 아닌데, 이는 그의 전류가 커뮤테이션 기간에 걸쳐 아주 일정하게 유지되기 때문임을 알아야 한다.
도 3은 게이트 드라이버(40)를 추가로 나타내는 통상적인 커뮤테이션 셀의 회로도이다. 커뮤테이션 셀(10)의 일부 소자들은, 도시를 간략화하기 위해, 도 3에 도시되지 않았다. 도 3에는, 포지티브 공급 전압(42)과 네거티브 공급 전압(44)을 가진 게이트 드라이버(40)가 추가로 도시되며, 게이트 드라이버(40)의 출력(46)은 게이트 저항(Rg)을 통해 전력 전자 스위치(18)의 게이트(26)에 접속된다. 게이트 드라이버(40)의 포지티브 공급 전압(42)은, +Vcc로 표시된 값, 예를 들어, 접지 기준(나중 도면에 도시됨)보다 높은 +15볼트를 가지며, 네거티브 공급 전압(44)은, -Vcc로 표시된 값, 예를 들어, 접지 기준보다 낮은 -5볼트를 가진다. 게이트 드라이버(40)의 입력(50)은, 당해 기술 분야에 잘 알려진 바와 같이, 커뮤테이션 셀(10)의 제어기(도시되지 않음)에 접속된다. 게이트 드라이버(40)의 출력(46)에서의 전압은, 게이트(26)에서의 전압을 제어하기 위해, +Vcc로 상승하고 -Vdd로 하강한다. 에미터에 대한 게이트(26)의 입력 저항은 특히 IGBT의 경우에 매우 높을 수 있다. 그러나, 게이트(26)와 에미터(24)사이에 존재하는, 기생 밀러 커패시턴스(Cge)(나중 도면에 도시됨)는, 게이트 드라이버(40)가 +Vcc와 -Vdd 간에 교번할 때, 일부 전류가 출력(46)으로부터 흐를 수 있게 한다. 게이트 트랜지스터의 값(Rg)은 전력 전자 스위치(18)의 원하는 스위칭 속도와 기생 커패시터(Cge)의 함수로서 선택되며, 그에 따라 게이트(26)에서의 전압은 원하는 스위칭 속도에 적당한 비율로 변경된다.
도 3에 있어서, 전력 전자 스위치(18)와 에미터 기생 인덕턴스(30)를 통해 흐르는 전류(Iigpt)는, 전력 전자 스위치(18)가 폐쇄될 때에는, Iout와 필연적으로 동일하게 되며, 전력 전자 스위치(18)가 턴 오프될 때에는, (실질적으로) 0이 되도록 신속하게 감소하게 된다.
전력 전자 스위치(18)가 턴 온 또는 턴 오프되면, 그를 통해 흐르는 전류(Iigbt)는 고속으로 증가하거나 감소한다. di/dt로 표시된 Iigbt의 이러한 변동은, 잘 알려진 수학식 (1)에 따라, 인덕턴스(30,34)에 걸쳐 전압을 생성한다.
Figure pct00001
여기에서, VL은 인덕턴스 양단에 유도된 전압이고, L은 인덕턴스 값이다.
기생 인덕턴스(34) 양단에 전압(VLs)이 생성되고, 에미터 기생 인덕턴스(30) 양단에 전압(VLe)이 생성된다. 도 2 및 도 3에 있어서, 에미터 인덕턴스(30)를 포함하는 고주파 루프 인덕턴스(34) 양단에 도시된 극성들은, 전류(Iigbt)가 매우 급격하게 줄어들어서, di/dt가 네거티브 값을 취할 때, 전력 전자 스위치(18)의 턴-오프시에 획득된 전압을 반영한다. 전력 전자 스위치(18)의 턴 온시에는, 에미터 인덕턴스(30)를 포함하는 고주파 루프 인덕턴스(34) 양단의 전압이 반대 방향으로 된다.
이들 전압(VLs 및 VLe)은 전압원(12)으로부터의 전압(Vbus)과 직렬이다. 전력 전자 스위치(18)가 턴 오프되면, 콜렉터(22)와 에미터(24)간 전압은, 프리휠 다이오드(16)가 턴 온될 때 까지 증가한다. 이 시점에 있어서, Vbus, VLs 및 VLe가 추가되면 전력 전자 스위치(18)의 콜렉터(22)와 에미터(24)간에 중요한 과전압이 인가되게 된다. 전력 전자 스위치는 어느 정도 레벨의 동작 정격 전압을 가지지만, 극도의 과전압은 임의 전력 전자 스위치의 수명을 줄일 수 있으며, 그에 따라 그의 너무 이른 고장을 일으키거나 심지어 디바이스를 고장나게 한다.
도 4는 2개의 통상적인 커뮤테이션 셀들로 형성된 통상적인 IGBT 레그(leg)의 회로도이다. 도 1 내지 3의 상술한 설명에서 소개된 2개의 커뮤테이션 셀(10)은 단일 루프로 접속되어 IGBT 레그(70)를 형성하며, 도 1 내지 3의 IGBT는 도 4의 예시에서는 전력 전자 스위치(18)로서 이용된다. 도 4에 도시된 바와 같이, 2개의 게이트 드라이버(40)들은 +15V 및 -5V 전력원(도시되지 않음)에 접속된 포지티브 및 네거티브 공급 전압을 가진다. 통상적인 IGBT 레그(70)에서는, IGBT 들 중 하나의 게이트 드라이버(40)에 네거티브 전압(예를 들어, -5V)을 인가하여, 다른 IGBT가 턴 온되고 있는 중에, 그의 턴 오프를 늦춘다.
제 1 전력 전자 스위치(하부의 IGBT(Q1))는 제 1 프리휠 다이오드(상부 프리휠 다이오드(D2))와 협력하여 동작하며, 제 1 전력 전자 스위치(상부의 IGBT(Q2))는 또 다른 프리휠 다이오드(하부의 프리휠 다이오드(D1))와 협력하여 동작한다. 각 IGBT는 그 자신의 게이트 드라이버(40)를 가진다. 전압원(도시되지 않음)은 기생 인덕턴스(Lc)를 통해 IGBT 레그(70)에 접속된 입력 커패시턴스(20)(Cin)에 병렬로 전압(Vbus)을 제공한다. 전력 변환기의 무선, 접속, 결합 해제 커패시터 및 회로 보드 트레이스들(traces)에 본질적으로 제공되는 인덕턴스들이 도 4에 도시되었다. 배터리(도시되지 않음)로부터 3상 전기 모터(도시되지 않음)에 전력을 공급하는데 이용되는 3상 전력 변환기는 도 4에 도시된 바와 같이 3개의 IGBT 레그(70)들을 구비한다. 그러한 전력 변환기는 잘 알려져 있다고 생각되기 때문에, 본 명세서에서는 그에 대한 추가적으로 설명하지 않겠다.
도 4로부터 알 수 있겠지만, 각 게이트 드라이버의 기준은 전형적으로 IGBT들(Q1, Q2)의 로직 핀들로 알려진 IGBT들(Q1, Q2)의 에미터에 접속된다. 간결성을 위해, 도 4의 설명은 하부의 IGBT(Q1)를 포함하는 그의 하부 부분에 집중된다.
도 2 및 도 3의 상술한 설명에서 논의된 전력 전자 스위치(18)에 대한 과전압 영향은 IGBT(Q1, Q2)에도 적용된다.
하부 IGBT(Q1)가 턴 오프되면, 과전압 기간동안, 전류는 하부 IGBT(Q1)에서 상부의 프리휠 다이오드(D2)로 운송된다. 적절하게 선택된 IGBT는 IGBT 레그(70)에 존재하는 여러 기생 인덕턴스(Lc, L+ Vbus, Lc -high, Le-high, Lc -low, Le-low 및 L- Vbus)에 걸쳐 전류 변동(di/dt)에 의해 생성된 과전압을 공급할 수 있다. 실제로, 인덕턴스들이 거기에서의 전류의 변경을 억제하기 때문에, 도 4에 도시된 기생 인덕턴스의 극성들에 의해 나타난 바와 같이, IGBT 레그(70)에 추가적인 전압들이 전개된다. 소오스의 전압(Vbus)에 추가된 이들 전압으로 인해 하부의 IGBT(Q1)의 최대 콜렉터-에미터간 전압(Vce) 정격을 초과하는 전압이 유발된다. 상부 IGBT(Q2)도 이러한 문제를 겪는다.
도 5는 도 4의 IGBT들의 턴 오프시에 전류 및 전압 파형을 도시한 도면이다. 턴 오프시에, IGBT(Q1)의 콘렉터-에미터간 전압(Vce)과, 게이트-에미터간 전압(Vge) 및 콜렉터로부터 에미터로 흐르는 전류(I)가 도시된다. 턴 오프시에, 소오스의 전압(Vbus)보다 높은 Vce의 주 과전압(피크)이 존재함을 알 수 있을 것이다.
게이트-에미터 전압의 경사를 완만하게 함에 의해, 전력 전자 스위치에 있어서의 과전압을 제한하고자 하는 해법이 존재한다. 그러나, 과전압의 과도한 제한은 전류의 보다 긴 스위칭 시간을 의미할 수 있으며, 이는 커뮤테이션 셀 성능을 줄이게 된다.
또한, 전력 전자 스위치(18)가 턴 온되면, 콜렉터(22)와 에미터(24) 사이에 전류가 흐르기 시작한다. 그와 동시에, 전체 전류(Iout)가 전력 전자 스위치(18)를 통해 흐를 때 까지 프리휠 다이오드(16)를 통해 흐르는 전류는 감소한다. 회복 전류라고 하는 추가 전류가 전력 전자 스위치(18)에서 순환하며, 그에 따라 일부 전류가 프리휠 다이오드(16)의 반대 방향으로 흐르게 되는데, 이는 그의 접합점에 있는 모든 전하가 제거될 때까지 이루어진다. 그 다음, 프리휠 다이오드(16)가 턴 오프됨으로써, 거기에는 전압이 구축되지만, 전력 전자 스위치(18)의 콜렉터(22)와 에미터(24)간의 전압은 실질적으로 0으로 줄어들게 된다. 프리휠 다이어드(16)가 차단되면, 반대로 흐르는 전류로 인해 급격한 전압 증가가 유발되며, 그 다음 프리휠 다이오드(16)의 기생 커패시턴스(정확하게 도시된 것은 아님)와 고주파 루프(36)의 인덕턴스(30 및 34)간에 발진이 유발된다.
전력 전자 스위치(18)를 턴 온시킬 때 di/dt를 제어하는 것이 흥미로운데, 이는 전압의 과도하게 급격한 강하가 다른 쪽의 전력 전자 스위치(도시되지 않음)의 게이트에 전류를 주입할 수 있어서, 전력 전자 스위치(18)가 계속 도통하는 동안 다른 쪽의 전력 전자 스위치가 도통하기 때문이다. 또한, di/dt는 중요하지만 바람직하지 않은 전자계 간섭(electromagnetic interference: EMI)를 생성한다.
따라서, 전력 변환기에서의 스위칭시에 발생하는 과전압을 줄일 수 있는 회로가 필요하다.
본 개시에 따르면, 스위칭 과전압을 제한하는 구성으로 된 전력 변환기가 제공된다. 전력 변환기는 한 쌍의 커뮤테이션 셀들을 포함한다. 각 커뮤테이션 셀은 전력 전자 스위치 및 전력 전자 스위치의 게이트에 접속된 게이트 드라이버를 포함한다. 제 1 전력 전자 스위치의 게이트 드라이버의 기준은 전력 변환기의 접지에 접속된다. 제 2 전력 전자 스위치의 게이트 드라이버의 기준은 제 1 커뮤테이션 셀의 전력 전자 스위치의 콜렉터에 접속된다. 전력 전자 스위치의 게이트 드라이버는 단일의 전압 전력 공급을 가진다.
상술한 특징 및 다른 특징은 이하의 첨부된 도면을 참조하여 단지 예시적으로 제공된 이하의 실시 예들의 비 제한적 설명을 읽으면 더욱 명확해질 것이다.
본 개시의 실시 예들은 단지 이하의 첨부된 도면을 참조하여 설명될 것이다.
도 1은 통상적인 전력 변환기 회로에 이용되는 통상적인 커뮤테이션 셀의 이상적인 회로도;
도 2는 기생(스트레이) 인덕턴스가 도시된, 도 1의 통상적인 커뮤테이션 셀의 다른 회로도;
도 3은 게이트 드라이버가 추가로 도시된 통상적인 커뮤테이션 셀의 회로도;
도 4는 2개의 통상적인 커뮤테이션 셀로 형성된 통상적인 IGBT 레그의 회로도;
도 5는 도 4의 IGBT의 턴 오프시의 전류 및 전압 파형이 도시된 도면;
도 6은 실시 예에 따른, 기생(스트레이) 에미터 인덕턴스들을 가로질러 접속된 저항성 분배기를 가진 IGBT 레그의 회로도;
도 7은 500볼트의 버스 전압을 가진 도 6의 IGBT들의 턴 오프시의 전류 및 전압 파형을 도시한 도면;
도 8은, 저항성 분배기가 단락 회로 조건에서 300볼트의 최대 버스 전압으로 조정되는, 도 6의 IGBT들의 턴 오프시의 전류 및 전압 파형을 도시한 도면; 및
도 9는 밀러 커패시턴스를 포함하는 IGBT 커패시턴스를 나타낸 도면이다.
여러 도면에서 유사한 번호는 유사한 특징을 나타낸다.
본 개시의 여러 측면은 전반적으로 스위칭 시에 전력 변환기에 존재하는 하나 이상의 과전압 문제를 다룬다.
특히, IGBT의 턴 오프시에 커뮤테이션 셀에서의 과전압을 제한하도록 동작할 수 있는 회로들은, Jean-Marc Cyr 등에 의한, 국제특허공개번호 WO 2013/082705 A1, 국제특허출원번호 PCT/CA2013/000805, 미국가출원번호 61/808,254, 61/898,502 및 61/904,038 및 http://www.advbe.com/docs/DeciElec2013-Jean Marc Cyr - TM4.pdf에서 입수할 수 있는 “Reducing switching losses and increasing IGBT drive efficiency with ReflexTM gate driver technology”에 설명되어 있으며, 이들 개시는 본 명세서에서 참조로서 수록된다.
본 기술은 커뮤테이션 셀의 전력 전자 스위치의 턴 오프시의 과전압 및 스위칭 손실의 제어를 제공한다. 본 명세서에 안출된 회로 및 방법들은 전반적으로 전력 전자 스위치의 턴 온프시에 과전압을 제한하기 위한 다른 해법과 호환 가능하다.
커뮤테이션 셀에 있어서, 전력 전자 스위치의 턴-오프시의 di/dt는 커뮤테이션 셀의 고주파 루프의 스트레이 인덕턴스 양단에 전압을 생성한다. 이 전압은 커뮤테이션 셀에 전력을 제공하는 버스 전압에 추가되어 전력 전자 스위치의 양단에 인가된다. 전력 전자 스위치의 게이트 드라이버에게로의 전력 전자 스위치 양단에 존재하는 과전압 샘플의 주입에 기초한 해법이 제안되었다. 한 쌍의 전력 전자 스위치가 직렬로 접속되면, “상부”의 전력 전자 스위치의 에미터와 “하부”의 전력 전자 스위치의 콜렉터에 존재하는 기생 인덕턴스는 상부의 전력 전자 스위치에 존재하는 충분한 과전압 샘플을 제공하는데 충분하지 않을 수 있다. 개선점은 상부의 전력 전자 스위치를 구동하는 단일의 포지티브 전압 전력 공급을 가진 게이트 드라이브를 이용하는 것을 구비한다. 턴 온 동안에 상부의 전력 전자 스위치의 게이트에 게이트 드라이버에 의해 초기에 제로 전압이 인가되면, 그것을 턴 오프시키는데 필요한 전압 스윙(voltage swing)이 감소된다.
본 명세서에 개시된 기술들은 주로 게이트 절연형 바이폴라 트랜지스터(IGBT)의 이용에 관련하여 설명될 것이다. 이하의 설명에서의 IGBT에 대한 언급은 설명을 위한 것일 뿐 본 개시를 제한하고자 하는 것은 아니다. 금속-산화물-반도체 필드 효과 트랜지스터(MOSFET), 바이폴라 트랜지스터 및 유사 전력 전자 스위치를 이용하여 구성된 커뮤테이션 셀에 동일한 기술이 동등하게 적용될 수 있다.
일반적으로, 게이트 드라이버의 기준을 도 4의 에미터(로직 핀)으로부터 (하부 IGBT(Q1)에 대한) 접지 버스로 및 (상부 IGBT(Q2)에 대한) 하부 IGBT의 콜렉터로 변경함에 의해, 턴 오프동안에 이러한 Vce의 과전압을 감소시킬 수 있게 된다. 이용가능한 기생 인덕턴스가 상부의 및 하부의 IGBT에 유사하게 분산되지 않기 때문에, 턴 온 동안에 상부의 IGBT의 게이트에 인가되는 전압을 수정하기 위한 변형이 제안된다.
다시 말해, 게이트의 기준을 로직 핀이 아닌 IGBT의 전력 탭(power tab)에 접속시키는 기술(전력 탭은 전력원에 자체적으로 접속됨)이 개발되었다. 에미터 인덕턴스 양단의 전압은 게이트 드라이버에 주입되어 IGBT의 에미터에 네거티브 전압을 생성함으로써 Vge의 네거티브 경사를 완만하게 하는데, 이에 대해서는 이하에서 설명하겠다. 이에 따라 어떠한 지연 및 di/dt의 제한없이 게이트 전압에 대해 직접 작용하게 된다. 시판중은 IGBT 모듈에서는 에미터의 로직 접속 및 전력 접속간에 최적의 에미터 인덕턴스가 없기 때문에, 본 개시는 저항성 분배기를 이용하여 게이트 드라이브 회로에 주입되는 과전압의 샘플을 최적화하도록 개발된 기술을 소개한다. 도 6은, 실시 예에 따른, 기생(스트레이) 에미터 인덕턴스 양단을 가로질러 접속된 저항성 분배기를 가진 IGBT 레그의 회로도이다. 도 6에는, 전반적으로, 직렬 접속된 한 쌍의 커뮤테이션 셀을 가진 전력 변환기가 도시되는데, 각 커뮤테이션 셀은 전력 전자 스위치와 게이트 드라이버를 포함한다. 그 전력 변환기는 IGBT들에 대한 과전압을 줄이는 구성으로 된, 게이트 드라이버(60,62)에 접속된 보상 회로를 포함하는 IGBT 레그(90)의 예시일 수 있다. 도 6에는 저항성 분배기를 이용하여 IGBT에 대한 과전압을 최적화하는 보상 회로가 도입된다.
도 6의 IGBT 레그(90)의 하부 부분을 살펴보면, 하부 IGBT(Q1)는 기생 콜렉터 인덕턴스(Lc-low), 기생 에미터 인덕턴스(Le-low)를 포함한다. 하부 IGBT(Q1)의 게이트(26)는 저항(R1)을 통해 그의 게이트 드라이버(60)에 접속된다. 게이트 드라이브(60)의 기준(52)은, 하부의 IGBT(Q1)의 에미터의 전압이 기준(52)보다 높을 때 저항(R2)을 단락시킴에 의해 턴-온이 영향받지 않도록 하는 다이오드(D3)와 2개의 저항(R2,R3)을 포함하는 저항성 분배기 회로를 가진 보상 회로에 접속된다. 다이오드(D3)는 IGBT(Q1)의 턴-온 동안에 도통하게 되는데, 이는 IGBT(Q1)의 전류 방향으로 인해 에미터(24)에서의 전압이 기준(52)에서의 전압보다 더 높게 되기 때문이다. 이와 대조적으로, 다이오드(D3)는 IGBT(Q1)의 턴-오프 동안에는, 도통하지 않게 되는데, 이는 에미터(22)에서의 전압 강하로 인해 다이오드(D3) 양단에 네거티브 전압이 인가되기 때문이다. 저항들(R2,R3)이 기생 인덕턴스(Le-low, LVbus)를 가로질러 접속되는 것으로 도시되지만, 기생 인덕턴스(Le-low)가 충분하고 접속이 이용 가능하다면, 대안적으로 그들은 기생 인덕턴스(Le-low) 양단에만 접속될 수도 있음을 알아야 한다.
도 6의 회로에 있어서, 저항(R2,R3)의 값은 하부의 IGBT(Q1)를 가로질러 허용된 허용 가능 과전압 레벨에 따라 선택된다. 도 7은 버스 전압이 약 500볼트인 도 6의 IGBT들의 턴-오프시의 전류 및 전압 파형을 도시한 도면이다. 도 8은, 단락 회로 조건에서 300볼트의 최대 버스 전압을 감안해 저항성 분배기가 조정되는, 도 6의 IGBT들의 턴-오프시의 전류 및 전압 파형을 도시한 도면이다. R3에 대한 R2의 비율은 과전압을 줄이도록 증가된다. 병렬로 된 이들 두 개의 저항(R2,R3)이 설정되는데, 그들은 게이트 드라이버 저항(R1)과 직렬이다. 게이트 드라이버 저항(R1)의 값은 적당한 커뮤테이션 동작에 따라 통상적인 방식으로 조정된다.
보상 회로의 저항들의 값을 정확하게 설정함에 의해, 허용된 최대 과전압을 취득하도록 에미터 인덕턴스의 영향을 줄일 수 있게 되고, 그에 따라 효율이 개선될 수 있게 된다.
다시 말해, 상부의 IGBT가 턴 오프시에 하부의 IGBT의 게이트 드라이버를 네거티브 전압으로부터 보호하는 다이오드에서의 전류를 제한하도록 게이트 드라이버의 접지 접속에 저항(R1)을 이용하는 구성으로 된 통상적인 실시가 수정되었는데, 그 수정은 그 저항을 병렬로 접속된 R2 및 R3와 직렬로 된 R1을 포함하는 2개의 저항들로 분할하고, di/dt에 대한 에미터 인덕턴스의 영향을 제한하도록 그들의 비율을 조정함에 의해 이루어졌다. 등가 저항값은 동일하게 유지되지만, 전압 분배기는 과전압을 원하는 레벨로 제한하도록 에미터 인덕턴스에 대해 원하는 가중치를 제공한다.
과전압은 효율을 위해 di/dt의 속도를 유지하면서 가능한 최대 IGBT 정격에 도달할수록 최적화될 수 있다. 이것은, 전력 탭에 접속된 저항인 R3에 비해 IGBT 에미터에 접속된 저항 R2의 값을 줄임에 의해 이루어진다. 에미터 인덕턴스 양단의 전압은 2개로 분할되며, 단지 로직 저항 양단의 전압만이 게이트 드라이브 회로에 인가되어 게이트 전압 강하를 제한한다.
도 7 및 도 8에는 다른 버스 전압에 대한, 도 6의 회로의 턴-오프 동안의 전류(I) 및 전압(Vge 및 Vce)이 도시된다. 턴-오프 동안의 과전압(Vce)은 크게 감소됨을 알 것이다(평탄역(plateau)(92) 참조). 이 평탄역(92)은 기생 인덕턴스(Le-low) 양단에 전압의 샘플이 삽입됨에 의해 전압(Vge)의 강하율이 감소되는 동안에 발생된다. 평탄역(92) 구간은 IGBT의 턴-오프동안에 커뮤테이션 셀의 손실에 영향을 준다. 보다 긴 평탄역(92)은 보다 높은 손실을 가져온다. 과전압 및 그의 길이를 동시에 제한하고자 하는 바람때문에, 구형파 형상의 과전압 평탄역(92)이 적당하다. 과전압 고유의 작용(자연적 피드백(natural feedback))이 이러한 형상을 제공한다.
이 기술은 하부의 IGBT(Q1)에 매우 잘 작용하는데, 그 이유는 에미터 인덕턴스(Le-low)가 양호한 과전압 샘플링을 제공하기에 충분히 크기 때문이다. 이와 대조적으로, 상부의 IGBT(Q2)의 경우, 에미터 인덕턴스(Le-high)는 상부 IGBT(Q2)를 보호하기 위해, 게이트 저항(R4)의 증가없이, 양단 전압을 적당하게 클램핑시키기에 너무 작은 값을 가진 경우도 있다. 실제적으로, 상부의 IGBT(Q2)의 에미터 인덕턴스(Le-high)는 상부 IGBT(Q2) 양단 전압을 안전한 레벨로 낮추는데 이용되기에 너무 낮은 경우가 매우 빈번하다.
실제로, IGBT 모듈들의 패키징에 대한 제약때문에, 일반적으로 상부 및 하부 반도체는 서로 근접한 곳에 패키징되며, 그에 따라 상부 IGBT(Q2)의 에미터 인덕턴스(Le-high)는 대략 수 nH로 매우 작다. 한편, 하부 IGBT(Q1)의 로직 에미터 이외의 유일한 접속 포인트는 -Vbus의 전력 탭이기 때문에, 하부 IGBT(Q1)의 인덕턴스(Le-low)는 상부 에미터 인덕턴스(Le-high)보다 5배 더 클 수 있다. -Vbus 탭의 접속은 그의 길이 및 곡선(curve) 때문에 유도성이 높다.
상부 에미터 인덕턴스(Le-high)의 비교적 작은 값은, 상부 IGBT(Q2)에 대한 추가적인 수정없이 적용될 경우에, 상술한 해법의 효과에 영향을 준다.
도 9는 밀러 커패시턴스를 포함하는 IGBT 커패시턴스의 개략적인 도면이다. 밀러 전류(200)는 밀러 커패시턴스(CCG)에서 순환하여, 그 양단에 전압 변동(dv/dt)을 유발한다. 밀러 전류(200)는 게이트 저항(R4)을 통해 흐르는 부분(202)과 게이트를 통해 에미터 기생 커패시턴스(CGE)로 흐르는 부분(204)으로 분할된다. 게이트 드라이버는 오프 상태에서 게이트-에미터 전압(Vge)을 유지하려고 함으로써, 게이트 저항(R4)으로 전류(202)를 약화시킨다. 이를 위해, 게이트 저항(R4)은 밀러 전류가 존재하는 경우에도 게이트-에미터 전압(Vge)이 임계 전압(Vge ( th ))보다 낮게 유지되도록 작은 값을 가진다.
도 4를 참조하면, 두개의 게이트 드라이버들(40)의 포지티브 및 네거티브 공급 전압이 +15V 및 -5V 전력원에 접속되는 전형적인 IGBT가 도시된다. 에미터 기생 인덕턴스(Le-high 및 Le-high)의 각각의 양단에 유도된 전압은, IGBT가 그들의 선형 영역에서 동작할 때, 그들의 게이트-에미터 전압들(Vge)과 네거티브 공급 전압, 즉, 도 4의 전형적인 경우에 -5V의 전압의 합에 의해 구동된다. 도 5에는 (선형 영역에서) 대략 +7V의 게이트-에미터 전압(Vge)이 도시된다. 결론적으로, 에미터 기생 인덕턴스(Le-high 및 Le-low) 양단에 유도된 전체 전압은 평균 +12V로 된다. 이와 대조적으로, 도 7에는 상부 IGBT(Q2)의 경우에는 대략 0V로 떨어지고 하부 IGBT(Q1)의 경우에는 대략 -5V로 떨어지는, 대략 +7V(선형 영역에서)의, 두 IGBT들에 대한 개별적인 게이트-에미터 전압(Vge)이 도시된다. 결론적으로, 에미터 기생 인덕턴스(Le-high) 양단에 유도된 전체 전압은 평균 +7V로 되지만, 에미터 기생 인덕턴스(Le-low) 양단에 유도된 전체 전압은 평균 +12V로 된다.
상술한 바와 같이, 상부 IGBT(Q2)의 에미터 인덕턴스(Le-high)는 하부 IGBT(Q1)의 에미터 인덕턴스(Le-low)에 비해 작은 값을 가진다. 상부 IGBT(Q2)의 게이트(64)에 접속된 게이트 드라이버(62)는 단일 공급 게이트 드라이버로서, -5V의 네거티브 공급 전압과 +15V의 포지티브 공급 전압(도 4의 경우에서 처럼)을 가진 통상적인 이중 공급 게이트 드라이버를 이용하는 대신, +15V의 단일 포지티브 공급 전압에 의해 게이트 드라이버(62)가 전력을 공급받으며, 그의 네거티브 공급 전압은 0V로 설정된다. 예를 들어, 그의 네거티브 공급 전압은 접지 기준(54)에 접속된다. 게이트 드라이버(62)의 네거티브 공급을 수정함에 의해, 상부 IGBT(Q2)의 턴-오프시에 에미터 인덕턴스(Le-high)에 유도된 전압은 +7V로서 낮게 유지될 수 있는데, 이는 그것이 통상적인 게이트 드라이버의 -5V와 합산되지 않고, 선형 영역에서 상부 IGBT(Q2)의 게이트-에미터 전압(Vge)을 계속 성공적으로 유지하기 때문이다. 결과적으로, 게이트 드라이버(62)의 네거티브 전력 공급이 -5V가 아닌 0V이면, 과전압의 샘플이 12V에 비해 7V로 낮아질 수 있다. (동일한 di/dt의 경우에 대해) 동일한 과전압의 경우, 상부 IGBT(Q2)의 기생 에미터 인덕턴스(Le-high)는 게이트 드라이버(62)의 네거티브 전력 공급에 -5V가 인가되는데 요구되는 기생 에미터 인덕턴스의 대략 60%(즉, 7/12)일 수 있다. 요약하면, 도 6의 구성을 이용할 경우, 상부 IGBT(Q2)의 보다 적은 기생 인덕턴스(Le-high)만으로도 상부 IGBT(Q2) 양단의 전압을 적절하게 클램핑하는데 충분하다.
하부 IGBT(Q1)의 게이트 드라이버(60)는 -5V의 네거티브 공급 전압과 +15V의 포지티브 공급 전압을 이용하여 전력 공급되는 이중 공급 게이트 드라이버일 수 있으며, Le-low를 적절하게 이용할 수 있다. 그러나, 게이트 드라이버(60)는 선택적으로 단일 전력 공급을 이용할 수 있으며, 이러한 후자의 해법은 즉시 유효하면서 보다 경제적이다.
일반적으로, 통상적인 전력 변환기의 경우에, 상부 IGBT(Q2)의 게이트 드라이버의 네거티브 공급 전압이 요구되었는데, 이것은 하부 IGBT(Q1)의 턴 온에 의해 유발되는 콜렉터-에미터 전압의 변동(dVce/dt)에 의해 생성되는 밀러 전류 때문이다. 본 기술의 경우, 네거티브 공급 전압이 요구되지 않는데, 이는 상부 IGBT(Q2)의 에미터 전압이 네거티브 공급처럼 작용하는 에미터 인덕턴스(Le-high) 양단에 유도된 전압에 의해 푸시-업되기 때문이다. 에미터 인덕턴스(Le-high) 양단의 극성은 도 6에 표시된 것과 비교할 때 반전되는데, 이는 전류 변동(di/dt)이 반대 방향이기 때문이다.
상기에서는 전기차의 모터와 같은 접속 부하에 교류 전류를 제공하기 위해, 예를 들어 대칭적인 페어들로 된 전력 전자 스위치들과 프리휠 다이오드들, 반도체들의 풀 레그(full leg)를 이용하는 커뮤테이션 셀과 같은, DC-DC 전력 변환기, AC-DC 전력 변환기 및 DC-AC 전력 변환기에 적용할 수 있는 해법을 설명하였다.
당업자라면 그 전력 변환기의 설명이 단지 예시적인 것이며 임의 방식으로 제한하고자 하는 것은 아님을 알 것이다. 본 개시의 혜택을 받은 당업자라면 다른 실시 예를 쉽게 제안할 수 있을 것이다. 또한, 전력 변환기는 전력 변환기의 스위칭시에 발생하는 과전압 문제 및 기존의 필요성에 대한 가치있는 해법을 맞춤 제공할 수 있다.
명확성을 위하여, 전력 변환기 구현의 일상적인 특징 모두를 도시하고 설명한 것은 아니다. 물론, 임의의 그러한 실질적인 전력 변환기의 구현의 개발에 있어서 예를 들어 응용 관련 제약, 시스템 관련 제약 및 사업 관련 제약의 준수와 같은 개발자의 특정 목표를 달성하기 위하여 수많은 구현 지정적 결정이 이루어질 필요가 있으며, 이들 특정 목표는 구현마다 달라지고 개발자마다 달라질 수 있음을 알 것이다. 또한, 개발 노력이 복잡하고 시간 소모적일 수 있지만, 그럼에도 본 개시의 혜택을 입은 전력 전자 분야의 당업자에게는 일상적인 공학적 작업일 수 있음을 알 것이다.
전력 변환기는 그의 응용이 상기에서 설명하고 첨부된 도면에 도시된 부분 및 구성의 세부 사항에 제한되지 않음을 알 것이다. 스위칭 과전압을 제한하고 복구 전류를 제한하는 제안된 커뮤테이션 셀 및 보상 회로는 다르게 구현될 수 있고 여러 방식으로 실시될 수 있을 것이다. 본 명세서에서 이용된 문구 또는 용어는 설명을 위한 것이며 제한을 위한 것은 아님을 알 것이다. 스위칭 과전압을 제한하고 복구 전류를 제한하는 커뮤테이션 셀 및 보상 회로가 예시적인 실시 예에 의해 상기에서 설명되었지만, 본 발명의 사상, 범주 및 본질을 벗어나지 않고도 그것이 수정될 수 있다.

Claims (11)

  1. 스위칭 과전압을 제한하는 구성으로 된 전력 변환기로서,
    한 쌍의 커뮤테이션 셀들(commutation cells)을 구비하고,
    각 커뮤테이션 셀은 전력 전자 스위치와, 상기 전력 전자 스위치의 게이트에 접속된 게이트 드라이버를 포함하고, 제 1 커뮤테이션 셀의 게이트 드라이버의 기준은 전력 변환기의 접지에 접속되고, 제 2 커뮤테이션 셀의 게이트 드라이버의 기준은 제 1 커뮤테이션 셀의 전력 전자 스위치의 콜렉터에 접속되고, 제 2 커뮤테이션 셀의 게이트 드라이버는 단일 전압 전력 공급을 가지는
    전력 변환기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    단일 전압 전력 공급은 포지티브 전압 공급인
    전력 변환기.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    제 1 전력 전자 스위치의 게이트 드라이버는 단일 포지티브 전압 공급을 가지는
    전력 변환기.
  4. 스위칭 과전압을 제한하는 구성으로 된 전력 변환기로서,
    한 쌍의 커뮤테이션 셀들을 구비하고,
    각 커뮤테이션 셀은 전력 전자 스위치와, 상기 전력 전자 스위치의 게이트에 접속된 게이트 드라이버를 포함하고, 제 1 커뮤테이션 셀의 게이트 드라이버의 기준은 전력 변환기의 접지에 접속되고, 제 2 커뮤테이션 셀의 게이트 드라이버의 기준은 제 1 커뮤테이션 셀의 전력 전자 스위치의 콜렉터에 접속되며,
    각 커뮤테이션 셀은 그들의 게이트 드라이버에 전력을 제공하는 포지티브 및 네거티브 전압 공급 입력을 포함하고, 제 2 커뮤테이션 셀의 게이트 드라이버의 네거티브 전압 공급 입력은 접지에 접속되는
    전력 변환기.
  5. 제 4 항에 있어서,
    제 1 커뮤테이션 셀의 게이트 드라이버의 네거티브 전압 공급 입력은 접지에 접속되는
    전력 변환기.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    전력 전자 스위치들은 게이트 절연형 바이폴라 트랜지스터(Isolated Gate Bipolar Transistor: IGBT)를 포함하는
    전력 변환기.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    전력 변환기는 DC-AC 전력 변환기인
    전력 변환기.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
    전력 전자 스위치들의 각각은 콜텍터와 에미터를 포함하는
    전력 변환기.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    각 커뮤테이션 셀은 전력 전자 스위치의 기생 에미터 인덕턴스에 접속되고 또한 직렬 접속된 제 1 및 제 2 저항을 포함하며, 게이트 드라이버의 기준은 제 1 저항과 제 2 저항 사이의 접속 포인트에 접속되는
    전력 변환기.
  10. 제 9 항에 있어서,
    각 커뮤테이션 셀은 게이트 드라이버의 기준과 전력 전자 스위치의 에미터 사이에서, 제 1 저항과 제 2 저항 중 하나의 저항에 병렬로 접속되는 다이오드를 포함하고, 상기 다이오드는 전력 전자 스위치의 에미터에서의 전압이 게이트 드라이버의 기준의 전압보다 크면, 도통하게 되는
    전력 변환기.
  11. 제 1 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 한 쌍의 커뮤테이션 셀에 의해 고주파 루프가 정의되고,
    고주파 루프의 소자들의 상호 접속에 의해 기생 인덕턴스가 정의되며,
    고주파 루프의 기생 인덕턴스에 포함된 전압들이 샘플링되어, 게이트 드라이버의 기준에 공급됨으로써, 전력 전자 스위치들의 게이트-에미터 전압들의 변동을 완만하게 하는
    전력 변환기.
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