KR20160052559A - 비선형 디지털 자기 간섭 제거를 위한 시스템 및 방법 - Google Patents

비선형 디지털 자기 간섭 제거를 위한 시스템 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 전이중 라디오의 디지털 송신 신호로부터 제1 전처리된 디지털 송신 신호를 생성하는 전처리 장치, 변환 구성에 따라 제1 전처리된 디지털 송신 신호를 비선형 자기 간섭 신호로 변환하는 비선형 변환기, 비선형 변환기의 변환 구성을 설정하는 변환 어댑터, 및 비선형 자기 간섭 신호를 전이중 라디오의 디지털 수신 신호와 결합하는 후처리 장치를 포함하는 비선형 디지털 자기 간섭 제거를 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다.

Description

비선형 디지털 자기 간섭 제거를 위한 시스템 및 방법{SYSTEMS AND METHODS FOR NON-LINEAR DIGITAL SELF-INTERFERENCE CANCELLATION}
관련출원
본 출원은 2013년 8월 9일자로 출원된 미국 가출원 일련 번호 제 61/864,453호의 이익을 주장하며, 그 전체가 참조로 포함된다.
기술분야
본 발명은 일반적으로 무선 통신 분야에 관한 것으로, 보다 상세하게는 비선형 디지털 자기 간섭 제거를 위한 새롭고 유용한 시스템 및 방법에 관한 것이다.
종래 무선 통신 시스템은 반이중이며; 즉, 단일 무선 통신 채널 상에서 동시에 신호를 송신하고 수신할 수 없다. 무선 통신 분야에서의 최근의 연구는 전이중 무선 통신 시스템을 개발하는데 있어서 진보로 이어졌으며; 이러한 시스템은 성공적으로 구현된다면, 무선 통신 분야에 막대한 이익을 제공할 수 있다. 예를 들어, 셀룰러 네트워크에 의한 전이중 통신의 이용은 스펙트럼 요구를 반으로 줄일 수 있다. 전이중 통신의 성공적인 구현에 대한 하나의 주요 장애물은 자기 간섭의 문제이다. 이러한 분야에 진전이 이루어졌지만, 자기 간섭을 다루려는 해결법들은 (송신 시) 기저 대역 디지털 신호의 송신 RF 신호로의 전환 및 (수신 시) 수신 RF 신호의 다시 기저 대역 디지털 신호로의 전환에 기인하는 비선형성들을 성공적으로 다루지 못하였다. 따라서, 무선 통신 분야에서 비선형 디지털 자기 간섭 제거를 위한 새롭고 유용한 시스템 및 방법을 창안하는 것이 요구된다. 본 발명은 그러한 새롭고 유용한 시스템 및 방법을 제공한다.
본 발명의 일 양태에 따른 비선형 디지털 자기 간섭 제거를 위한 시스템은, 디지털 송신 신호로부터 제1 전처리된 디지털 송신 신호를 생성하는 전이중 무선 통신 시스템의 디지털 송신 신호에 통신 결합되는 전처리 장치; 변환 구성에 따라 상기 제1 전처리된 디지털 송신 신호를 비선형 자기 간섭 신호로 변환하는 비선형 변환기; 상기 비선형 변환기의 상기 변환 구성을 설정하는 변환 어댑터; 및 상기 비선형 자기 간섭 신호를 상기 전이중 무선 통신 시스템의 디지털 수신 신호와 결합하는 후처리 장치를 포함한다.
도 1은 디지털 및 아날로그 자기 간섭 제거를 포함하는 전이중 라디오의 도면 표현이다.
도 2는 바람직한 실시예의 시스템의 도면 표현이다.
도 3은 바람직한 실시예의 시스템의 도면 표현이다.
도 4는 바람직한 실시예의 시스템의 비선형 변환기의 도면 표현이다.
도 5는 바람직한 실시예의 시스템의 도면 표현이다.
도 6은 바람직한 실시예의 시스템의 도면 표현이다.
도 7은 바람직한 실시예의 시스템의 도면 표현이다.
도 8a는 송신 신호의 비선형 왜곡의 예시적 신호 표현이다,
도 8b는 송신 신호의 전치 왜곡의 예시적 신호 표현이다,
도 9는 바람직한 실시예의 방법의 흐름도 표현이다.
도 10은 바람직한 실시예의 방법의 비선형 변환 단계의 흐름도 표현이다.
본 발명의 바람직한 실시예들의 이하의 설명은 본 발명을 이러한 바람직한 실시예들에 제한하도록 의도되지 않고, 오히려 당업자가 본 발명을 구성하고 이용하는 것을 가능하게 한다.
1. 전이중 무선 통신 시스템들
무선 통신 시스템들은 세계가 통신하는 방식에 혁신을 일으켰고, 그러한 시스템들을 사용한 통신의 급속한 성장은 모든 분야 및 산업에 걸쳐 증가된 경제적 및 교육적 기회를 제공하였다. 공교롭게도, 통신에 필요한 무선 스펙트럼은 한정된 자원이고, 무선 통신의 급속한 성장은 이러한 자원의 이용 가능성을 더 부족하게 하였다. 결과적으로, 스펙트럼 효율성은 무선 통신 시스템들에 점점 더 중요해졌다.
스펙트럼 효율성을 증가시키기 위한 하나의 기대되는 해결법을 전이중 무선 통신 시스템들; 즉, 동일한 무선 채널 상에서 무선 신호들을 동시에 송신하고 수신할 수 있는 무선 통신 시스템들에서 찾게 되었다. 이러한 기술은 표준 반이중 무선 통신 시스템과 비교하여 스펙트럼 효율성의 배가를 가능하게 한다.
전이중 무선 통신 시스템이 무선 통신 분야에 상당한 가치를 갖지만, 그러한 시스템은 자기 간섭으로 인한 과제들에 직면하는 것으로 알려져 있다; 수신 및 송신이 동일한 채널 상에서 동시에 일어나므로, 전이중 송수신기에서 수신된 신호가 송수신기로부터 송신되는 신호로부터의 원하지 않는 신호 성분들을 포함할 수 있다. 결과적으로, 전이중 무선 통신 시스템은 흔히 자기 간섭을 감소시키기 위해 아날로그 및/또는 디지털 자기 간섭 제거 회로들을 포함한다.
전이중 송수신기들은 바람직하게는 송신 출력을 기저 대역 디지털 신호들 또는 RF 아날로그 신호들로서 샘플링하지만, 전이중 송수신기들은 부가적으로 또는 대안적으로 송신 출력을 임의의 적절한 방식으로 샘플링할 수 있다. 이러한 샘플링된 송신 출력은 수신된 무선 통신 데이터에서 간섭을 제거하기 위해 (예를 들어, RF 아날로그 신호들 또는 기저 대역 디지털 신호들로서) 전이중 송수신기들에 의해 사용될 수 있다. 많은 전이중 송수신기에서, 디지털 제거 시스템은 수신된 기저 대역 신호에 송신된 디지털 기저 대역 신호의 스케일링된 버전을 부과함으로써 기능하고 아날로그 제거 시스템은 수신된 RF 아날로그 신호에 송신된 RF 아날로그 신호의 스케일링된 버전을 부과함으로써 기능한다. 이러한 아키텍처는 송수신기 구성 요소들이 선형 영역에서 작동하고 있을 때, 간섭을 감소시키는데 일반적으로 효과적이지만, 데이터의 송신 RF 신호로의 전환 그리고 그 반대에서 발생하는 신호 비선형성들을 처리하지 못한다. 이러한 비선형성들은 송신기/수신기 전력이 증가함에 따라, 더 뚜렷해질 수 있으며; 결과적으로, 효과적인 비선형 간섭 제거 없이 전이중 송수신기는 성능 문제들에 의해 전력 범위가 한정될 수 있다.
본원에 설명하는 시스템들 및 방법들은 비선형 디지털 자기 간섭 제거를 제공함으로써 도 1에 도시된 바와 같은 전이중 송수신기들 (및 다른 적용 가능 시스템들)의 성능을 증가시킨다. 다른 적용 가능 시스템들은 능동 감지 시스템(예를 들어, 레이더), 유선 통신 시스템, 무선 통신 시스템 및/또는 송신 및 수신 대역들이 주파수에 근접하지만, 중첩되지 않는 통신 시스템을 포함하는 임의의 다른 적절한 시스템을 포함한다.
2. 비선형 디지털 자기 간섭 제거를 위한 시스템
도 2에 도시된 바와 같이, 비선형 디지털 자기 간섭 제거를 위한 시스템(100)은 전처리 장치(110), 비선형 변환기(120), 변환 어댑터(130) 및 후처리 장치(140)를 포함한다. 시스템(100)은 부가적으로 또는 대안적으로 선형 변환기(150) 및/또는 아날로그 신호 샘플러(160)를 포함할 수 있다.
시스템(100)은 수신된 RF 송신들에 기인하는 디지털 신호들에 존재하는 자기 간섭의 비선형 성분들을 제거함으로써 전이중 무선 통신 시스템들의 자기 간섭을 감소시키는 기능을 한다. 비선형 디지털 자기 간섭 제거는 수많은 작동 모드; 특히 전이중 무선 통신 시스템들의 구성 요소들이 실질적으로 비선형 영역들에서 작동하고 있는 작동 모드들(예를 들어, 송신 전력, 전력 효율 등을 최대화하도록 설계되는 작동 모드들)에서 전이중 무선 통신 시스템들의 성능을 개선할 수 있다. 시스템(100)은 전처리 장치(110)를 통해 디지털 송신 신호를 통과시킴으로써 비선형 디지털 자기 간섭을 감소시키며, 이는 송신 경로에서 디지털 송신 신호들을 샘플링하고 및 샘플링된 디지털 송신 신호들을 비선형 변환기(120)로 통과시킨다. 비선형 변환기(120)는 입력 송신 신호 및 변환 어댑터(130)에 의해 설정되는 변환 구성에 기반하여 비선형 자기 간섭 제거 신호를 생성한다. 비선형 제거 신호는 그 다음 디지털 수신 신호의 자기 간섭을 제거하기 위해 후처리 장치(140)에 의해 RF 수신기에서 비롯되는 디지털 수신 신호와 결합된다. 시스템(100)이 선형 변환기(150)를 포함하면, 선형 변환기(150)는 바람직하게는 디지털 수신 신호의 자기 간섭의 선형 및 비선형 성분들 둘 다를 제거하기 위해 비선형 변환기(120)와 병렬로 작동한다. 시스템(100)이 아날로그 신호 샘플러(160)를 포함하면, 아날로그 신호 샘플러(160)의 출력(예를 들어, 아날로그 신호 샘플러(160)의 ADC를 통과한 RF 송신 신호의 샘플)은 (바람직하게는 변환 어댑터(130)를 통해) 비선형 변환기(120)로의 입력으로서 그리고/또는 비선형 변환기(120)를 조절하는데 사용될 수 있다.
시스템(100)은 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서, 주문형 반도체(ASIC), 필드 프로그램 가능 게이트 어레이(FPGA) 및/또는 임의의 적절한 프로세서(들) 또는 회로(들)을 사용하여 구현될 수 있다. 시스템(100)은 바람직하게는 구성 데이터를 저장하기 위해 메모리를 포함하지만, 부가적으로 또는 대안적으로 외부에 저장되는 구성 데이터를 사용하여 또는 임의의 적절한 방식으로 구성될 수 있다.
시스템(100)은 바람직하게는 전이중 라디오를 사용하여 구현된다. 부가적으로 또는 대안적으로, 시스템(100)은 능동 감지 시스템(예를 들어, 레이더), 유선 통신 시스템, 무선 통신 시스템 및/또는 송신 및 수신 대역들이 주파수에 근접하지만, 중첩되지 않는 통신 시스템을 포함하는 임의의 다른 적절한 시스템으로서 구현될 수 있다.
전처리 장치(110)는 도 3에 도시된 바와 같이 비선형 변환기(120)에 의해 추가로 처리하기 위해 디지털 송신 신호들을 샘플링하는 기능을 한다. 전처리 장치(110)에 의해 샘플링되는 디지털 송신 신호들은 바람직하게는 전이중 라디오의 RF 송신기 (또는 다른 전이중 무선 통신 시스템)을 향하는 전자 디바이스에서 비롯되는 디지털 신호들을 포함한다. 전처리 장치(110)에 의해 샘플링되는 디지털 송신 신호들은 부가적으로 또는 대안적으로 아날로그 신호 샘플러(160) 또는 임의의 다른 적절한 소스로부터의 디지털 송신 신호들을 포함할 수 있다.
전처리 장치(110)에 의해 샘플링되는 디지털 송신 신호들은 바람직하게는 RF 송신기에 의한 아날로그 신호로의 전환을 위해 인코딩되지만(예를 들어, PSK, QAM, OFDM 등을 통하여 인코딩되지만), 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 방식으로 인코딩될 수 있다.
전처리 장치(110)는 바람직하게는 본래의 샘플링 속도에 상응하는 디지털 송신 신호들을 샘플링하며; 즉, 전처리 장치(110)는 바람직하게는 모든 디지털 송신 데이터를 비선형 변환기(120)로 통과시킨다. 부가적으로 또는 대안적으로, 전처리 장치(110)는 디지털 송신 신호 데이터의 서브세트를 샘플링할 수 있으며; 예를 들어, 디지털 송신 신호가 40 ㎒의 본래의 샘플 속도를 가지면, 전처리 장치(110)는 20 ㎒의 샘플 속도에 상응하는 비선형 변환기(120)로 통과하기 전의 샘플 2개마다 하나씩을 폐기할 수 있다 (반면에, RF 송신기는 40 ㎒의 샘플 속도에 상응하는 모든 샘플을 여전히 수신할 수 있다). 전처리 장치(110)는 부가적으로 또는 대안적으로 샘플링 속도를 증가시키거나 감소시키기 위해 디지털 송신 신호들을 보간할 수 있다. 일 예로, 전처리 장치(110)는 전이중 라디오의 RF 수신기의 샘플링 속도와 일치하도록 디지털 송신 신호의 샘플링 속도를 변경한다.
디지털 송신 데이터를 샘플링하는데, 전처리 장치(110)는 샘플링된 디지털 송신 신호들을 비선형 변환기(120)에 의해 처리하는 것에 준비시키도록 전처리를 수행할 수 있다. 전처리 장치(110)는 디지털 송신 신호들을 스케일링하는 것, 편이하는 것, 그리고/또는 변경하는 것과 같은 전처리하기 위한 다양한 연산자를 포함할 수 있다.
하나의 구현에서, 전처리 장치(110)는 비선형 변환기(120)의 출력에 실질적으로 영향을 줄 것 같지 않은 정보를 제거함으로써 샘플링된 디지털 송신 신호들을 변경한다. 이는 예를 들어, 샘플들이 이전 샘플들로부터 일부 변경 임계치를 넘는 변경을 나타내지 않으면, 샘플들을 드롭핑(dropping)하는 것을 포함할 수 있다. 다른 예로서, 디지털 송신 신호들이 출력 아날로그 신호의 특정 진폭에 상응하면, 일부 진폭 임계치를 넘는 진폭에 상응하는 디지털 신호 데이터만이 비선형 변환기(120)로 통과될 수 있다.
전처리 장치(110)가 하나보다 더 많은 소스로부터(예를 들어, RF 송신기 및 아날로그 신호 샘플러(160) 이전의 송신 라인 둘 다로부터) 디지털 송신 신호들을 수신하면, 전처리 장치(110)는 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 방식으로 신호들을 결합할 수 있거나 다른 것보다 하나의 신호를 선택할 수 있다. 예를 들어, 전처리 장치(110)는 2개의 신호의 평균값을 비선형 변환기(120)로 통과시킬 수 있다. 다른 예로서, 전처리 장치(110)는 일정 송신기 전력을 초과하는 송신 경로 디지털 송신 신호보다 아날로그 신호 샘플러 발원 디지털 송신 신호를 선호하고, 그러한 송신기 전력 이하에서는 그 반대일 수 있다. 2개의 신호의 선택 및 결합은 임의의 적절한 조건에 의존할 수 있다.
전처리 장치(110)가 샘플링된 디지털 송신 신호들을 하나보다 더 많은 입력에(예를 들어, 비선형 변환기(120) 및 선형 변환기(150) 둘 다에) 통과시키면, 전처리 장치(110)는 샘플링된 디지털 송신 신호들의 상이한 버전들을 상이한 입력들에 제공할 수 있다. 제1 예로서, 전처리 장치(110)는 동일한 신호들을 비선형 변환기(120) 및 선형 변환기(150) 둘 다에 통과시킬 수 있다. 제2 예로서, 전처리 장치(110)는 디지털 신호의 샘플 4개마다 하나씩을 비선형 변환기(120)에 그리고 디지털 신호의 모든 샘플을 선형 변환기(150)에 통과시킬 수 있다(이는 신호의 비선형 왜곡들이 선형 왜곡들보다 더 느리게 변화되면, 유용할 수 있다). 제3 예로서, 전처리 장치(110)는 샘플링된 디지털 신호를 "선형" 및 "비선형" 성분으로 분할할 수 있으며, "선형" 및 "비선형" 성분은 수신된 자기 간섭의 선형 왜곡들 그리고 수신된 자기 간섭의 비선형 왜곡들 각각에 더 영향을 미칠 것 같은 디지털 신호의 성분들에 상응한다.
비선형 변환기(120)는 샘플링된 디지털 송신 신호들을 비선형 자기 간섭 신호들; 즉, 수신된 디지털 신호에 대한 비선형 자기 간섭의 가설이 세워진 원인 제공을 나타내는 신호들로 변환하는 기능을 한다. 비선형 자기 간섭 원인 제공들은 전이중 라디오들의 RF 수신기들 및 RF 송신기들 둘 다의 구성 요소들(예를 들어, 혼합기들, 전력 증폭기들, ADC들, DAC들 등)을 포함하는 다양한 소스에 기인할 수 있다. 게다가, 비선형 자기 간섭 원인 제공들은 무작위로, 또는 환경 또는 입력 조건들(예를 들어 송신 전력, 주변 온도 등)로 달라질 수 있다.
비선형 변환기(120)는 바람직하게는 RF 송신기, RF 수신기 및/또는 다른 소스들의 비선형 자기 간섭 원인 제공들을 모델링하도록 구성되는 수학적 모델들의 사용을 통해 샘플링된 디지털 송신 신호들을 변환한다. 비선형 변환기(120)에 의해 사용될 수 있는 수학적 모델들의 예들은 일반화된 메모리 다항식(GMP) 모델, 볼테라 모델 및 위너-해머스타인 모델을 포함하며; 비선형 변환기(120)는 부가적으로 또는 대안적으로 모델들의 임의의 조합 또는 세트를 이용할 수 있다.
비선형 변환기(120)는 부가적으로 또는 대안적으로 샘플링된 디지털 송신 신호들의 (아날로그 신호 샘플러(150), 수신 경로 또는 임의의 다른 적절한 소스로부터) 수신된 신호들과의 비교에 기초하여 비선형 자기 간섭 원인 제공들을 모델링하는 수학적 모델들을 생성할 수 있다. 이러한 모델들은 이전에 알려진 모델들로부터 생성될 수 있거나 신경망 및/또는 기계 학습 기법들을 사용하여 생성될 수 있다.
(GMP 모델들을 포함하는) 비선형 변환기(120)에서의 사용에 적절한 많은 수학적 모델은 상이한 차수를 갖는 신호들의 합 또는 곱으로서 비선형 자기 간섭 원인 제공들을 모델링하며; 예를 들어, GMP의 일반적 형태는 이하와 같다:
Figure pct00001
여기서 입력 신호는 x[n]로 나타내어지고 cnk는 GMP의 계수들을 나타낸다. GMP의 제1 합은 입력 신호의 현재값들에 기반하여 발생하는 비선형 자기 간섭 효과들을 표현하는 반면에, 2개의 제2 항은 (메모리 효과들로서 알려진) 입력 신호의 이전값들에 의해 결정되는 비선형 자기 간섭 효과들을 표현한다.
이러한 수학적 모델들의 경우, 차수 k의 항들의 대역폭은 일반적으로 입력 신호의 대역폭보다 k배 더 크며; 예를 들어, 입력 신호 x[n]가 40 ㎒의 대역폭을 가지면, 제3차 항들(예를 들어, x[n]|｜x[n - m]｜2)은 120 ㎒의 대역폭을 점유할 것이다. 에일리어싱에서 발생하는 문제들을 피하기 위해, 입력 신호는 바람직하게는 (40 ㎒의 초기 나이퀴스트 샘플링 속도보다 3배 더 빠른) 120 ㎒의 샘플링 속도로 샘플링된다. 항의 수가 증가함에 따라, 비선형 자기 간섭 효과를 모델링하는 능력도 증가하지만, 에일리어싱을 피하기 위한 최저 샘플링 속도도 또한 증가한다. 이는 RF 송신기가 수신된 신호들에서 비선형 디지털 간섭 신호들을 감하기 위해 이러한 증가된 샘플링 속도와 일치해야 할 수도 있는 다른 문제를 제공한다. 예를 들어, GMP 모델이 제7차 항들을 이용하면, 동일한 40 ㎒ 송신 신호의 경우, RF 수신기는 에일리어싱 문제들을 피하기 위해 280 ㎒의 속도로 수신된 신호를 샘플링해야 할 수 있다.(마찬가지로, 송신 신호는 동일한 속도로 샘플링되어야 할 수 있다)
본 발명의 일 실시예에서, 비선형 변환기(120)는 각각의 성분들이 출력 차수에 상응하는(예를 들어, 하나의 성분이 x[n] 항들을 포함하며, 다른 성분이 x[n]|｜x[n - m]｜2 항들을 포함하는) 성분들로 비선형 간섭 신호들을 생성하는데 사용되는 모델을 분리시킴으로써 이러한 문제들을 다룬다. 이러한 분리의 바람직한 결과는 에일리어싱을 피하기 위해 각각의 모델 성분에 필요한 샘플링 속도가 성분 신호 차수의 함수로서 알려져 있다는 것이다. 이러한 실시예에서, 비선형 변환기는 도 4에 도시된 바와 같이 각각이 업샘플러(122), 모델 성분(123), 필터(124) 및 다운샘플러(125)를 포함할 수 있는 다수의 변환 경로(121)를 포함한다. 각각의 변환 경로(121)는 특정 차수의 모델 성분(123)에 상응하며; 디지털 송신 신호가 변환 경로(121)로 통과될 때, 변환 경로(121)는 우선 디지털 송신 신호를 업샘플러(122)로 통과시킴으로써 디지털 송신 신호를 업샘플링한다.
업샘플러(122)는 에일리어싱 효과들을 감소시키기 위해 디지털 송신 신호 내에 포함되는 샘플의 수를 증가시키는 기능을 한다. 모델의 제1차항의 경우, 업샘플링이 필요하지 않을 수 있다는 점을 주목해야 한다. 업샘플러(122)는 바람직하게는 선형 보간법에 따라 디지털 송신 신호 내에 포함되는 샘플의 수를 증가시키지만, 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 방법을 이용할 수 있다. 일 예에서, 업샘플러(122)는 L-1개의 영(여기서 L은 업샘플링 인수)에 의해 분리된 본래 샘플들을 포함하는 시퀀스를 생성하고 그 다음 새로운 신호를 유한 임펄스 응답(FIR) 저역 통과 필터를 통과시킴으로써 디지털 송신 신호를 업샘플링한다. 다른 예에서, 업샘플러(122)는 L-1개의 새로운 샘플에 의해 서로로부터 분리된 본래 샘플들을 포함하는 시퀀스를 생성하며, 각각의 새로운 샘플은 (예를 들어, DAC의 출력이 출력들 사이에서 정확히 선형이 아니면) DAC가 디지털 샘플들을 아날로그 신호로 어떻게 전환하는지에 대하여 모델링된다. 차수 k의 송신 경로(121) (및 모델 성분(123))의 경우, 업샘플러(122)는 바람직하게는 k의 업샘플링 인수로 디지털 송신 신호를 업샘플링하지만, 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 인수에 의해 디지털 송신 신호를 업샘플링할 수 있다.
모델 성분(123)은 특정 신호 차수의 출력을 생성하는 모델의 부분을 나타내며; 예를 들어, GMP 모델에 상응하는 차수 3의 모델 성분(123)은 이하와 같이 나타내어질 수 있다.
Figure pct00002
모델 성분(123)은 바람직하게는 단일 차수만의 모델 항들을 포함하지만, 부가적으로 또는 대안적으로 하나보다 더 많은 차수의 모델 항들을 포함할 수 있다. 모델 성분(123)은 바람직하게는 일반화된 메모리 다항식(GMP) 모델, 볼테라 모델, 위너-해머스타인 모델 또는 신경망 모델로부터의 식들의 세트를 포함하지만, 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 모델의 일부 또는 전체 또는 모델들의 조합을 포함할 수 있다.
모델 성분(123)은 바람직하게는 상응하여 업샘플링된 디지털 송신 신호를 비선형 간섭 신호 성분의 입력 및 출력으로 취한다.
필터(124)는 RF 수신기 (또는 다른 적절한 소스)로부터 수신되는 디지털 신호들과의 조합에 비선형 간섭 신호 성분들을 준비시키기 위해 비선형 간섭 신호 성분들의 대역폭을 감소시키는 기능을 한다. 필터(124)는 바람직하게는 디지털 방식으로 구현된 FIR 저역 통과 필터이지만, 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 타입의 필터(예를 들어, 무한 임펄스 응답(IIR) 필터, 푸리에 변환 기반 필터)일 수 있다. 필터(124)는 바람직하게는 RF 송신기로부터 수신되는 디지털 기저 대역 신호의 대역폭과 일치하도록 비선형 간섭 신호 성분들의 대역폭을 감소시키지만, 부가적으로 또는 대안적으로 모델 성분들(123)에 의해 생성되는 모든 비선형 간섭 신호 성분들의 최대 대역폭 미만의 임의의 값으로 비선형 간섭 신호 성분들의 대역폭의 상한을 정하는 기능을 할 수 있다. 필터(124)는 바람직하게는 비선형 간섭 신호 성분들을 다운샘플링에 준비시키고 (예를 들어, RF 수신기가 기저 대역 아날로그 또는 디지털 신호들에 대해 상응하는 저역 통과 필터 또는 가능하게는 RF 신호에 대해 상응하는 대역 통과 필터를 갖는다면) 수신된 기저 대역 신호에서 발견되지 않는 비선형 간섭 신호 성분들을 제거하는 기능을 한다.
다운샘플러(125)는 모델 성분(123)에 의해 생성되는 (그리고 바람직하게는 필터(124)에 의해 필터링되는) 비선형 간섭 신호 성분 내에 포함되는 샘플의 수를 감소시키는 기능을 한다. 다운샘플러(125)는 바람직하게는 특정 간격으로 신호들을 단순히 제거함으로써(예를 들어, 샘플의 수를 반으로 줄이도록 2개의 샘플마다 하나씩을 없앰으로써) 비선형 간섭 신호 성분들을 다운샘플링하지만 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 방법에 의해 비선형 간섭 신호 성분들을 다운샘플링할 수 있다. 다운샘플러(125)는 바람직하게는 수신된 디지털 기저 대역 신호의 샘플링 속도와 일치하도록 비선형 간섭 신호 성분들을 다운샘플링하지만, 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 샘플링 속도로 비선형 간섭 신호 성분들을 다운샘플링할 수 있다.
비선형 간섭 신호 성분들은 바람직하게는 후처리 장치(140)로 송신되기 전에, 비선형 변환기(120)에 의해 결합되며; 부가적으로 또는 대안적으로, 비선형 변환기(120)는 비선형 간섭 신호 성분들을 그것들을 결합시키지 않고 후처리 장치(140)로 통과시킬 수 있다. 비선형 변환기(120)는 바람직하게는 비선형 간섭 신호 성분들을 더함으로써 비선형 간섭 신호 성분들을 결합하지만, 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 방식으로(예를 들어, 비선형 간섭 신호 성분들을 더하기 전에 성분들을 스케일링하고/하거나 성분들을 곱셈으로 결합하는 것으로) 비선형 간섭 신호 성분들을 결합할 수 있다.
변환 어댑터(130)는 비선형 변환기(120)의 변환 구성을 설정하는 기능을 한다. 변환 어댑터(130)는 게다가 존재한다면 선형 변환기(150)의 변환 구성을 설정할 수 있으며; 비선형 변환기(120)의 변환 구성을 논의하는 이하의 상세들은 바람직하게는 또한 달리 진술되지 않는다면 선형 변환기(150)의 변환 구성에 적용 가능하다.
변환 구성은 바람직하게는 비선형 변환기(120)에 의해 사용되는 모델 또는 모델들의 타입뿐만 아니라 모델들과 관련되는 구성 상세들을 포함한다(각각의 개별 모델은 특정 세트의 구성 상세들과 병행되는 모델 타입이다). 예를 들어, 하나의 변환 구성은 특정 세트의 계수들을 갖는 GMP 모델을 사용하도록 비선형 변환기(120)를 설정할 수 있다. 모델 타입이 정적이면, 변환 구성은 단순히 모델 구성 상세들을 포함할 수 있으며; 예를 들어, 모델이 항상 GMP 모델이면, 변환 구성은 모델에 대한 계수들만을 포함하고, 모델 타입을 지정하는 데이터를 포함하지 않을 수 있다.
변환 구성은 부가적으로 또는 대안적으로 비선형 변환기(120)와 관련되는 다른 구성 상세들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 비선형 변환기(120)가 다수의 변환 경로(121)를 포함하면, 변환 어댑터(130)는 이러한 변환 경로(121)의 수, 그것들의 각각의 모델 성분들(123)이 상응하는 모델 차수, 필터(124)에 의해 사용되는 필터링의 타입, 및/또는 임의의 다른 적절한 상세들을 설정할 수 있다. 일반적으로, 변환 구성은 비선형 변환기(120)의 계산 또는 구조와 관련하는 임의의 상세들을 포함할 수 있다.
변환 구성들은 바람직하게는 변환 어댑터(130)에 의해 선택되고/되거나 생성된다. 변환 어댑터(130)는 저장된 정적 구성들로부터 선택함으로써, 구성들을 동적으로 생성하는 것으로부터, 또는 임의의 다른 적절한 방식 또는 방식들의 조합에 의해 적절한 변환 구성을 설정할 수 있다. 예를 들어, 변환 어댑터(130)는 특정 신호 및/또는 환경 조건들에 대한 3개의 정적 변환 구성의 적용 가능성에 기초하여 3개의 정적 변환 구성(제1의 것은 낮은 송신기 전력에 적절하고, 제2의 것은 중간 송신기 전력에 적절하고, 그리고 제3의 것은 높은 송신기 전력에 대해 적절함)으로부터 선택할 수 있다. 다른 예로서, 변환 어댑터(130)는 신호 및/또는 환경 조건들에 기반하여 구성들을 동적으로 생성할 수 있으며; GMP 모델의 계수들은 입력으로서 송신기 전력, 온도 및 수신기 전력을 취하는 식에 의해 설정된다.
변환 어댑터(130)는 바람직하게는 다양한 입력 데이터(변환 구성들이 정적 구성들의 세트로부터 선택되는지 아니면 식 또는 모델에 따라 생성되는지 여부)에 기반하여 변환 구성들을 설정한다. 변환 어댑터(130)에 의해 사용되는 입력 데이터는 정적 환경 및 시스템 데이터(예를 들어 수신기 작동 특성들, 송신기 작동 특성들, 수신기 해발 높이), 동적 환경 및 시스템 데이터(예를 들어 현재 주변 온도, 현재 수신기 온도, 평균 송신기 전력, 주변 습도), 및/또는 시스템 구성 데이터(예를 들어 수신기/송신기 설정들), 신호 데이터(예를 들어, 디지털 송신 신호, RF 송신 신호, RF 수신 신호, 디지털 수신 신호)를 포함할 수 있다. 시스템(100)이 아날로그 신호 샘플러(160)를 사용하면, 변환 어댑터(130)는 부가적으로 또는 대안적으로 변환 구성들을 설정하기 위한 입력으로서 아날로그 신호 샘플러(160)의 출력을 사용할 수 있다. 변환 어댑터(130)는 부가적으로 또는 대안적으로 변환 구성들을 설정하는 이러한 입력 데이터에 기반하여 모델들을 생성하고/하거나 사용할 수 있으며; 예를 들어, 송신기 제조자는 송신기 전력에 기반하여 송신기의 내부 온도를 예측하는 모델을 부여할 수 있고, 변환 어댑터(130)는 변환 구성들을 설정하기 위한 입력 데이터로서 이러한 모델의 출력(주어진 송신기 전력)을 사용할 수 있다.
변환 어댑터(130)는 임의의 시간에 변환 구성들을 설정할 수 있지만, 바람직하게는 시간 임계치 또는 다른 입력 데이터 임계치가 교차되는 것에 응하여 변환 구성들을 설정한다. 예를 들어, 변환 어댑터(130)는 변경된 입력 데이터 값들에 따라 매 10초마다 변환 구성들을 재설정할 수 있다. 다른 예로서, 변환 어댑터(130)는 송신기 전력 임계치들이 교차될 때마다(예를 들어, 송신기 전력이 마지막 변환 구성 설정으로부터 10 퍼센트 만큼 증가할 때마다, 또는 송신기 전력이 일부 정적 값을 넘어 증가할 때마다), 변환 구성들을 재설정할 수 있다.
시스템(100)이 또한 아날로그 제거기를 갖는 전이중 무선 통신 시스템에 연결되면, 변환 어댑터(130)는 전체 자기 간섭을 감소시키기 위해 (또는 임의의 다른 적절한 이유로) 아날로그 제거기와 연동할 수 있다(예를 들어, 아날로그 제거기로부터의 데이터에 기반하여 변환 구성들을 설정하는 것, 또는 아날로그 제거기로 변환 구성 설정 시간들을 조정하는 것).
변환 어댑터(130)는 바람직하게는 주어진 송신 신호 및 시스템/환경 조건들의 세트에 대한 자기 간섭을 감소시키기 위해 변환 구성들 및/또는 변환-구성-생성 알고리즘들(즉, 변환 구성들을 동적으로 생성하는 알고리즘들)을 조정한다. 변환 어댑터(130)는 분석적 방법, 온라인 기울기 하강 방법(예를 들어, LMS, RLMS), 및/또는 임의의 다른 적절한 방법을 사용하여 변환 구성들 및/또는 변환-구성-생성 알고리즘들을 조정할 수 있다. 변환 구성들을 조정하는 것은 바람직하게는 학습에 기반하여 변환 구성들을 변경하는 것을 포함한다. 신경망 모델의 경우에, 이는 테스트 입력들에 기반하여 신경망의 구조 및/또는 무게들을 바꾸는 것을 포함할 수 있다. GMP 다항식 모델의 경우에, 이는 기울기 하강 방법에 따라 GMP 다항식 계수들을 최적화하는 것을 포함할 수 있다.
변환 어댑터(130)는 테스트 입력 시나리오들(예를 들어, RF 수신기에 의해 수신되는 신호가 알려질 때의 시나리오들), 입력이 없는 시나리오들(예를 들어, RF 수신기에서 수신되는 신호만이 RF 송신기에 의해 송신되는 신호임), 또는 수신된 신호가 알려지지 않은 시나리오들에 기반하여 변환 구성들을 조정할 수 있다. 수신된 신호가 알려지지 않은 신호인 경우에, 변환 어댑터(130)는 이력적 수신된 데이터(예를 들어, 신호가 10초 전에 무엇처럼 보였는지) 또는 임의의 다른 적절한 정보에 기반하여 변환 구성들을 조정할 수 있다. 변환 어댑터(130)는 부가적으로 또는 대안적으로 송신된 신호의 콘텐츠에 기반하여 변환 구성들을 조정할 수 있으며; 예를 들어, 송신된 신호가 특정 방식으로 변조되면, 변환 어댑터(130)는 자기 간섭 신호의 그러한 동일한 변조를 구할 수 있으며; 보다 상세하게는, 변환 어댑터(130)는 자기 간섭 신호가 디지털 수신 신호와 결합될 때, (자기 간섭의 지표로서) 남은 변조가 (이전 변환 구성과 비교하여) 감소되도록 변환 구성들을 조정할 수 있다.
후처리 장치(140)는 도 5에 도시된 바와 같이 비선형 변환기(120)에 의해 생성되는 비선형 자기 간섭 신호들을 RF 수신기에 의해 수신되는 디지털 신호들과 결합하는 기능을 한다. 후처리 장치(140)는 바람직하게는 비선형 변환기(120)로부터의 비선형 자기 간섭 신호들을 전이중 무선 통신 시스템의 RF 수신기로부터의 디지털 수신 신호들과 결합한다. 부가적으로 또는 대안적으로, 후처리 장치(140)는 선형 변환기(150)로부터의 선형 자기 간섭 신호들을 전이중 무선 통신 시스템의 RF 수신기로부터의 디지털 수신 신호들과 결합할 수 있다. 후처리 장치(140)는 부가적으로 또는 대안적으로 선형 또는 비선형 자기 간섭 신호들을 임의의 적절한 디지털 수신 신호와 결합할 수 있다. 후처리 장치(140)에 진입하는 디지털 수신 신호들은 바람직하게는 RF 송신기에 의한 아날로그 신호로의 전환을 위해 인코딩되지만(예를 들어, PSK, QAM, OFDM 등을 통하여 인코딩되지만), 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 방식으로 인코딩될 수 있다.
후처리 장치(140)는 자기 간섭 신호들을 디지털 수신 신호들과의 결합에 준비시키도록 후처리를 수행할 수 있으며; 이는 자기 간섭 신호들을 스케일링하는 것, 편이하는 것, 필터링하는 것 그리고/또는 변경하는 것을 포함할 수 있다. 예를 들어, 후처리 장치(140)는 (예를 들어, RF 송신기의 상응하는 대역폭과 일치하도록) 생성된 자기 간섭 신호들의 높은 주파수 성분들을 필터링 아웃하도록 설계되는 저역 통과 필터를 포함할 수 있다. 시스템(100)이 선형 변환기(150)를 포함하면, 후처리 장치는 2개의 신호의 (가능하게는 가중된) 결합을 디지털 수신 신호들과 결합하기 전에, 선형 변환기(150) 및 비선형 변환기(120)의 출력을 결합할 수 있다. 후처리 장치(140)는 바람직하게는 비선형 변환기(120)및 선형 변환기(150)에 의해 출력되는 자기 간섭 신호들의 샘플링 속도를 상술한 바와 같이 업샘플링 및/또는 다운샘플링을 통한 RF 수신기의 출력의 샘플링 속도와 일치시키지만, 부가적으로 또는 대안적으로 자기 간섭 신호들의 샘플링 속도를 바꾸지 않거나 RF 수신기 출력의 샘플링 속도 이외의 샘플링 속도로 자기 간섭 신호들의 샘플링 속도를 설정할 수 있다.
후처리 장치(140)는 비선형 또는 선형 자기 간섭 신호 성분들을 결합하는 것을 포함하여 임의의 적절한 방식으로 (존재한다면) 비선형 변환기(120) 및 선형 변환기(150)로부터의 출력을 결합할 수 있다. 예를 들어, 후처리 장치(140)는 비선형 변환기(120) 및 선형 변환기(150)로부터의 출력을 가중된 합으로서 결합할 수 있다. 다른 예로서, 후처리 장치(140)는 2개의 변환기 중 하나로부터의 출력을 선택할 수 있다 (또는, 예를 들어, 5개의 비선형 자기 간섭 신호 성분 중 2개 중 어느 하나 또는 둘 다로부터의 출력의 서브세트들을 선택할 수 있다). 전처리 장치(110)가 선형 변환기(150)와 비선형 변환기(120) 사이의 디지털 송신 신호들을 분할하면, 후처리 장치(140)는 (예를 들어, 분할 작동의 근사적 역인 접합 작동을 수행함으로써) 분할에 기반하여 상기 디지털 신호들을 재접합할 수 있다.
선형 변환기(150)는 샘플링된 디지털 송신 신호들을 선형 자기 간섭 신호들; 즉, 수신된 디지털 신호에 대한 선형 자기 간섭의 가설이 세워진 원인 제공을 나타내는 신호들로 변환하는 기능을 한다. 비선형 자기 간섭과 같이, 선형 자기 간섭 원인 제공들은 다양한 소스에 기인할 수 있다. 비선형성은 흔히 통상적 무선 송신기 성분들의 비선형 작용에 기인하는 반면에, 실제 무선 채널은 이에 대응하여 흔히 매우 선형일 수 있다. 더 큰 비선형 모델로 전체 자기 간섭 신호를 모델링하는 것이 가능하지만, 송신기 (및 가능하게는 수신기) 비선형성들이 더 작은 비선형 모델에 의해 처리되고 무선 채널 응답이 선형 모델에 의해 처리되는 하이브리드 모델을 사용하는 것이 성능 상 흔히 유리하다(시스템(100)에서, 이러한 모델들은 각각 비선형 변환기(120) 및 선형 변환기(150)로 구현될 수 있다). 이러한 방식으로 모델들을 분할하는 것은 자기 간섭 신호를 생성하도록 수행되는 계산의 수의 상당한 감소를 가능하게 할 수 있다. 게다가, 송신기 또는 수신기의 비선형성들이 시간이 지남에 따라 비교적 안정될 수 있지만(예를 들어, 수 분 또는 수 시간의 기간에 걸쳐 변화됨), 무선 채널에 존재하는 선형 자기 간섭 효과들은 (예를 들어, 수 밀리초의 기간에 걸쳐 매우 빠르게 변화될 수 있다. 분할 모델들을 사용하는 것은 더 계산적으로 복잡한 비선형 자기 간섭 모델을 또한 조절하고 조정할 필요 없이 더 단순한 선형 자기 간섭 모델이 빠른 속도로 조절되고 조정되는 것을 가능하게 한다. 이러한 개념은 도 6에 도시된 바와 같이 송신기 및 수신기에 대한 별도의 비선형 모델들을 갖는 것으로 확장될 수 있다.
선형 변환기(150)는 바람직하게는 RF 송신기, RF 수신기, 무선 채널 및/또는 다른 소스들의 선형 자기 간섭 원인 제공들을 모델링하도록 구성되는 수학적 모델들의 사용을 통해 샘플링된 디지털 송신 신호들을 변환한다. 선형 변환기(150)에 의해 사용될 수 있는 수학적 모델들의 예들은 일반화된 메모리 다항식(GMP) 모델, 볼테라 모델 및 위너-해머스타인 모델을 포함하며; 비선형 변환기(120)는 부가적으로 또는 대안적으로 모델들의 임의의 조합 또는 세트를 사용할 수 있다.
선형 변환기(150)는 부가적으로 또는 대안적으로 샘플링된 디지털 송신 신호들의 (아날로그 신호 샘플러(150), 수신 경로 또는 임의의 다른 적절한 소스로부터) 수신된 신호들과의 비교들에 기반하여 선형 자기 간섭 원인 제공들을 모델링하는 수학적 모델들을 생성할 수 있다. 이러한 모델들은 이전에 알려진 모델들로부터 생성될 수 있거나 신경망 및/또는 기계 학습 기법들을 사용하여 생성될 수 있다.
아날로그 신호 샘플러(160)는 RF 송신 신호 (및/또는 기저 대역 또는 중간 주파수 아날로그 신호)로부터 전환되는 디지털 신호를 시스템(100)에 제공하는 기능을 한다. 이러한 디지털 신호는 디지털 송신 신호의 RF 송신 신호 (및/또는 기저 대역 또는 중간 주파수 아날로그 송신 신호)로 그리고 원래대로의 전환에 기인하는 비선형성들을 포함할 수 있다는 점에서 디지털 송신 신호와 다르지만, 또한 이러한 디지털 신호가 상이한 신호 경로에 기인한다는(예를 들어, 아날로그 신호가 안테나에 도달하기 전에 샘플링된다는) 점에서 RF 수신 신호와 다르다. 따라서, 아날로그 신호 샘플러(160)는 디지털 송신 신호가 포함하지 않을 수 있는 정보를 비선형 변환기(120), 선형 변환기(150), 및/또는 변환 어댑터(130)에 제공하는데 사용될 수 있다. 아날로그 신호 샘플러(160) 출력은 바람직하게는 전처리 장치(110)에 의해 적절한 소스들로 보내지지만, 아날로그 신호 샘플러(160)는 부가적으로 또는 대안적으로 (비선형 변환기(120) 및/또는 변환 어댑터(130)를 포함하는) 시스템(100)의 임의의 적절한 부분으로 출력할 수 있다.
바람직한 실시예의 하나의 변형에서, 시스템(100)은 도 7에 도시된 바와 같이 디지털 전치 왜곡 회로(DPD)(170)를 포함한다. 전이중 무선 통신 시스템들의 비선형성들의 대부분이 RF 송신기의 성분들에서 발생하고, 이러한 비선형성들이 RF 송신기의 감소된 전력 효율의 원인이 될 수 있으므로, RF 송신 신호의 비선형 성분들을 감소시키는 것이 (송신기 효율을 증가시키는 관점 그리고 필요한 비선형 자기 간섭 제거의 양을 감소시키기 위한 관점 둘 다에서) 유리할 수 있다. 디지털 송신 신호를 RF 송신 신호로 전환할 때 발생하는 비선형 왜곡의 일 예는 도 8a에 도시된 바와 같다. 이렇게 하는 하나의 방식은 도 8b에 도시된 바와 같이 디지털 송신 신호의 왜곡들이 디지털 송신 신호를 RF 송신 신호로 전환하는데 있어 RF 송신기에 의해 도입되는 왜곡들을 교정하는 역할을 하도록 디지털 송신 신호를 전치 왜곡하는 것을 포함한다.
DPD(170)는 바람직하게는 RF 송신기 출력에 내재하는 비선형성을 측정하기 위해 RF 송신기의 출력으로부터 (디지털 또는 아날로그일 수 있는) 샘플들을 취한다. DPD(170)는 바람직하게는 아날로그 신호 샘플러(160)로부터 샘플들을 수신하지만 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 소스로부터 샘플들을 수신할 수 있다. RF 송신기 출력 샘플들에 기반하여, DPD(170)는 (도 8b에 도시된 바와 같이) 신호의 '역' 비선형성을 생성하도록 디지털 송신 신호를 변환한다. 이러한 '역' 비선형성은 (디지털 송신 신호를 RF 송신 신호로 전환하는 프로세스로) RF 송신기에 의해 추가로 변환될 때, 최종 RF 송신 신호에 존재하는 비선형성을 감소시킨다.
DPD(170) 또는 다른 적절한 소스들에 의해 제공되는 전치 왜곡 (또는 다른 선형화 기법들)은 디지털 자기 간섭 제거의 복잡성을 감소시키도록 레버리징(leveraging)될 수 있다. (도 7에 도시된 바와 같이) 디지털 송신 신호 경로에서 전처리 장치(110) 이후에 DPD(170)를 배치함으로써, 수신 신호 경로의 비선형성은 감소되고, 게다가, 비선형 변환기(120)는 (DPD(170)가 디지털 송신 신호 경로에서 전처리 장치(110) 이전에 존재했으면 디지털 송신 신호를 변환하는 것이 필요할 수 있지만), DPD(170)에 의해 도입되는 비선형성들을 제거하기 위해 디지털 송신 신호를 변환할 필요가 없다.
2. 비선형 디지털 자기 간섭 제거를 위한 방법
도 9에 도시된 바와 같이, 비선형 디지털 자기 간섭 제거를 위한 방법(200)은 디지털 송신 신호를 수신하는 단계(S210), 변환 구성에 따라 디지털 송신 신호를 비선형 자기 간섭 신호로 변환하는 단계(S220), 및 비선형 자기 간섭 신호를 디지털 수신 신호와 결합하는 단계(S230)를 포함한다. 방법(200)은 또한 디지털 송신 신호를 전처리하는 단계(S215), 디지털 송신 신호를 선형 자기 간섭 신호로 변환하는 단계(S225), 변환 구성을 동적으로 조정하는 단계(S240), 및/또는 디지털 송신 신호를 디지털 방식으로 전치 왜곡하는 단계(S250)를 포함할 수 있다.
방법(200)은 수신된 RF 송신들에 기인하는 디지털 신호들에 존재하는 자기 간섭의 비선형 성분들을 제거함으로써 전이중 무선 통신 시스템들의 자기 간섭을 감소시키는 기능을 한다. 비선형 디지털 자기 간섭 제거는 수많은 작동 모드; 특히 전이중 무선 통신 시스템들의 구성 요소들이 실질적으로 비선형 영역들에서 작동하고 있는 작동 모드들(예를 들어, 송신 전력, 전력 효율 등을 최대화하도록 설계되는 작동 모드들)에서 전이중 무선 통신 시스템들의 성능을 개선할 수 있다. 방법(200)은 디지털 송신 신호를 샘플링함으로써 전이중 무선 통신 시스템들의 비선형 디지털 자기 간섭을 감소시킨다(단계(S210)). 수신된 디지털 송신 신호는 단계(S215) 동안 (가능하게는 선형 및 비선형 성분들로) 전처리될 수 있으며, 이 지점 후에 디지털 송신 신호가 변환 구성에 따라 비선형 자기 간섭 신호로 변환되고(단계(S220)) 선택적으로 또한 선형 자기 간섭 신호로 변환될 수 있다(단계(S225)). 자기 간섭 신호들은 그 다음 무선 통신 시스템에 의해 수신되는 신호에 존재하는 자기 간섭 신호들을 감소시키기 위해 전이중 무선 통신 시스템의 디지털 수신 신호와 결합된다(단계(S230)). 방법(200)은 비선형 자기 간섭 변환으로 인한 자기 간섭 감소의 효과성을 증가시키기 위해 변환 구성을 동적으로 조정하는 단계(단계(S240)) 및/또는 (단계들(S220, S225및/또는 S240)에서 계산들에 필요한 계산 전력을 감소시킬 수 있는) 수신된 디지털 송신 신호들에 존재하는 비선형 자기 간섭의 양을 감소시키기 위해 무선 통신 신호의 송신기 이전의 디지털 송신 신호를 디지털 방식으로 전치 왜곡하는 단계(단계(S250))를 포함할 수도 있다.
방법(200)은 바람직하게는 시스템(100)에 의해 구현되지만, 부가적으로 또는 대안적으로 전이중 무선 통신 시스템들과 함께 사용되는 비선형 디지털 자기 간섭 제거를 위한 임의의 적절한 시스템에 의해 구현될 수 있다. 부가적으로 또는 대안적으로, 방법(200)은 능동 감지 시스템(예를 들어, 레이더), 유선 통신 시스템, 무선 통신 시스템 및/또는 송신 및 수신 대역들이 주파수에 근접하지만, 중첩되지 않는 통신 시스템을 포함하는 임의의 다른 적절한 시스템을 사용하여 구현될 수 있다.
단계(S210)는 디지털 송신 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 단계(S210)는 신호가 전이중 무선 통신 시스템 수신기에서의 자기 간섭을 제거하는데 사용될 수 있도록 전이중 무선 통신 시스템에 의한 송신을 위해 의도되는 디지털 신호를 제공하는 기능을 한다. S210에서 수신되는 디지털 송신 신호들은 바람직하게는 전이중 라디오의 RF 송신기 (또는 다른 전이중 무선 통신 시스템)을 향하는 전자 디바이스에서 비롯되는 디지털 신호들을 포함한다. S210에서 수신되는 디지털 송신 신호들은 부가적으로 또는 대안적으로 아날로그 송신 신호들(예를 들어, 전이중 라디오의 RF 송신기의 RF 송신 신호)로부터 또는 임의의 다른 적절한 소스로부터 전환되는 디지털 송신 신호들을 포함할 수 있다. S210에서 수신되는 디지털 송신 신호들은 바람직하게는 RF 송신기에 의한 아날로그 신호로의 전환을 위해 인코딩되지만(예를 들어, PSK, QAM, OFDM 등을 통하여 인코딩되지만), 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 방식으로 인코딩될 수 있다.
단계(S215)는 디지털 송신 신호를 전처리하는 단계를 포함한다. 단계(S215)는 (원한다면) S210에서 수신되는 디지털 송신 신호 상의 초기 프로세싱을 수행하는 기능을 한다. 단계(S215)는 바람직하게는 S210에서 수신되는 모든 데이터를 전처리하는 단계를 포함하며; 부가적으로 또는 대안적으로, S215는 디지털 송신 신호 데이터의 서브세트를 샘플링하는 단계를 포함할 수 있으며; 예를 들어, 디지털 송신 신호가 40 ㎒의 본래의 샘플 속도를 가지면, S215는 20 ㎒의 샘플 속도에 상응하는 전처리하는 단계의 일부로서 2개의 샘플마다 하나씩을 폐기하는 단계를 포함할 수 있다. 단계(S215)는 부가적으로 또는 대안적으로 샘플링 속도를 증가시키거나 감소시키기 위해 디지털 송신 신호들을 업샘플링하거나 다운샘플링하는 단계를 포함할 수 있다. 일 예로, S215는 전이중 라디오의 RF 수신기의 샘플링 속도와 일치하도록 디지털 송신 신호의 샘플링 속도를 변경하는 단계를 포함한다.
하나의 구현에서, S215는 비선형 변환의 결과에 실질적으로 영향을 줄 것 같지 않은 정보를 제거함으로써 디지털 송신 신호들을 변경하는 단계를 포함한다. 이는 예를 들어, 신호 성분들이 이전 신호 성분들 이상의 일부 변경 임계치를 넘는 변경을 나타내지 않으면, 신호 성분들을 제거하는 단계를 포함할 수 있다. 다른 예로서, 디지털 송신 신호들이 출력 아날로그 신호의 특정 진폭에 상응하면, 일부 진폭 임계치 미만의 진폭에 상응하는 디지털 신호 데이터가 제거될 수 있다.
다수의 디지털 송신 신호가 (예를 들어, RF 송신기 및 아날로그 신호 샘플러 이전의 송신 라인 둘 다로부터) S210에서 수신되면, S215는 임의의 적절한 방식으로 신호들을 결합하는 단계를 포함할 수 있거나 다른 것보다 하나의 신호를 선택할 수 있다. 예를 들어, 2개의 신호는 2개의 신호의 평균값을 취하거나 2개의 신호를 합함으로써 결합될 수 있다. 다른 예로서, S215는 일정 송신기 전력을 넘는 송신 경로 디지털 송신 신호보다 아날로그 신호 샘플러 발원 디지털 송신 신호, 그리고 그러한 송신기 전력 이하에서는 그 반대를 선택하는 단계를 포함할 수 있다.
단계(S215)는 부가적으로 또는 대안적으로 디지털 송신 신호들을 비선형 및/또는 선형 변환에 준비시키도록 임의의 전처리를 수행할 수 있다. 이는 디지털 송신 신호들을 스케일링하는 것, 편이하는 것, 그리고/또는 변경하는 것을 포함할 수 있다. 디지털 송신 신호들이 방법(200)의 일부로서 하나보다 더 많은 타입의 변환(예를 들어, 선형 및 비선형 변환 둘 다)을 거치면, S215는 상이한 변환 타입들에 대한 디지털 송신 신호들의 상이한 버전들을 제공하는 단계를 포함할 수 있다. 제1 예로서, S215는 선형 및 비선형 변환에 동일한 신호들을 제공하는 단계를 포함할 수 있다. 제2 예로서, S215는 디지털 신호의 샘플 4개마다 하나씩을 비선형 변환을 위해 그리고 디지털 신호의 모든 샘플을 선형 변환을 위해 제공하는 단계를 포함할 수 있다(이는 신호의 비선형 왜곡들이 선형 왜곡들보다 더 느리게 변화되면, 유용할 수 있다). 제3 예로서, S215는 샘플링된 디지털 신호를 "선형" 및 "비선형" 성분들로 분할하는 단계를 포함할 수 있으며, "선형" 및 "비선형" 성분들은 수신된 자기 간섭의 선형 왜곡들 그리고 수신된 자기 간섭의 비선형 왜곡들 각각에 더 영향을 미칠 것 같은 디지털 신호의 성분들에 상응한다.
단계(S220)는 변환 구성에 따라 디지털 송신 신호를 비선형 자기 간섭 신호로 변환하는 단계를 포함한다. 단계(S220)는 디지털 송신 신호들을 비선형 자기 간섭 신호들; 즉, 수신된 디지털 신호에 대한 비선형 자기 간섭의 가설이 세워진 원인 제공을 나타내는 신호들로 변환하는 기능을 한다. 비선형 자기 간섭 원인 제공들은 전이중 라디오들의 RF 수신기들 및 RF 송신기들 둘 다의 구성 요소들(예를 들어, 혼합기들, 전력 증폭기들, ADC들, DAC들 등)을 포함하는 다양한 소스에 기인할 수 있다. 게다가, 비선형 자기 간섭 원인 제공들은 무작위로, 또는 환경 또는 입력 조건들(예를 들어 송신 전력, 주변 온도 등)로 달라질 수 있다.
단계(S220)는 바람직하게는 시스템(100)의 기술에서 설명한 것들과 실질적으로 유사한 수학적 모델들의 사용을 통해 디지털 송신 신호들을 변환하는 단계를 포함할 수 있지만, 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 모델 또는 모델들의 세트에 따라 디지털 송신 신호들을 변환할 수 있다. 단계(S220)는 부가적으로 또는 대안적으로 샘플링된 디지털 송신 신호들의 (아날로그 신호 샘플들, 수신 경로 또는 임의의 다른 적절한 소스로부터) 수신된 신호들과의 비교들에 기반하여 비선형 자기 간섭 원인 제공들을 모델링하는 모델들을 생성하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에서, S220은 도 10에 도시된 바와 같이 시스템(100) 설명 중 하나와 유사한 차수 분리된 모델의 사용을 통해 디지털 송신 신호들을 변환한다. 이러한 실시예에서, S220은 변환 경로들에 따라 디지털 송신 신호들을 변환하는 단계를 포함할 수 있으며, 각각의 변환 경로가 차수 분리된 모델의 성분에 상응한다. 단계(S220)는 바람직하게는 각각의 변환 경로에 대한 디지털 송신 신호들을 동시에 병렬로 변환하는 단계를 포함하지만, 부가적으로 또는 대안적으로 디지털 송신 신호들을 직렬로 변환하고/하거나 디지털 송신 신호들을 별개의 시간들에서 변환할 수 있다. S220이 바람직하게는 각각의 변환 경로에 대한 동일한 디지털 송신 신호들을 변환하는 단계를 포함하지만, 디지털 송신 신호들은 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 방식으로 처리될 수 있다(예를 들어, S220은 디지털 송신 신호를 성분들로 분할하고 분리된 성분들을 각각의 변환 경로에 통과시키는 단계를 포함할 수 있다).
각각의 변환 경로의 경우, S220은 바람직하게는 디지털 송신 신호를 업샘플링하는 단계(S221), 모델 성분으로 디지털 송신 신호를 변환하는 단계(S222), 변환된 신호를 필터링하는 단계(S223), 및 변환된 신호를 다운샘플링하는 단계(S224)를 포함한다. 부가적으로 또는 대안적으로, S220은 모델 성분으로 디지털 송신 신호를 변환하는 단계(S222) 및/또는 (제1차 모델 성분으로와 같이) 변환된 신호를 필터링하는 단계(S223)만을 포함할 수 있다. 단계(S220)는 바람직하게는 또한 단일 비선형 자기 간섭 신호를 형성하도록 변환된 신호들을 결합하는 단계를 포함하지만, 부가적으로 또는 대안적으로 변환된 신호들을 결합하지 않을 수 있다. 단계(S220)는 바람직하게는 비선형 간섭 신호 성분들을 더함으로써 비선형 간섭 신호 성분들을 결합하지만, 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 방식으로(예를 들어, 비선형 간섭 신호 성분들을 더하기 전에 성분들을 스케일링하고/하거나 성분들을 곱셈으로 결합하는 것으로) 비선형 간섭 신호 성분들을 결합할 수 있다.
디지털 송신 신호를 업샘플링하는 단계(S221)는 에일리어싱 효과들을 감소시키기 위해 디지털 송신 신호 내에 포함되는 샘플의 수를 증가시키는 기능을 한다. 모델의 제1차 항의 경우, 업샘플링이 필요하지 않을 수 있다는 점을 주목해야 한다. 단계(S221)는 바람직하게는 선형 보간법에 따라 디지털 송신 신호 내에 포함되는 샘플의 수를 증가시키지만, 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 방법을 사용할 수 있다. 일 예에서, S221은 L-1개의 영(여기서 L은 업샘플링 인수)에 의해 분리된 본래 샘플들을 포함하는 시퀀스를 생성하고 그 다음 유한 임펄스 응답(FIR) 저역 통과 필터를 통해 새로운 신호를 통과시킴으로써 디지털 송신 신호를 업샘플링하는 단계를 포함한다. 다른 예에서, S221은 L-1개의 새로운 샘플에 의해 서로로부터 분리된 본래 샘플들을 포함하는 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하며, 각각의 새로운 샘플은 (예를 들어, DAC의 출력이 출력들 사이에서 정확히 선형이 아니면) DAC가 디지털 샘플들을 아날로그 신호로 어떻게 전환하는지에 대하여 모델링된다. 차수 k의 송신 경로 (및 모델 성분)의 경우, S221은 바람직하게는 k의 업샘플링 인수로 디지털 송신 신호를 업샘플링하는 단계를 포함하지만, 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 인수에 의해 디지털 송신 신호를 업샘플링할 수 있다.
모델 성분으로 디지털 송신 신호를 변환하는 단계(S222)는 특정 신호 차수의 출력을 생성하는 모델의 부분에 기반하여 디지털 송신 신호를 비선형 간섭 신호 성분으로 변환하는 기능을 하며; 예를 들어, GMP 모델에 상응하는 차수 3의 모델 성분이 이하와 같이 나타내어질 수 있다
Figure pct00003
모델 성분들은 바람직하게는 단일 차수만의 모델 항들을 포함하지만, 부가적으로 또는 대안적으로 하나보다 더 많은 차수의 모델 항들을 포함할 수 있다. 모델 성분들은 바람직하게는 일반화된 메모리 다항식(GMP) 모델, 볼테라 모델, 위너-해머스타인 모델 또는 신경망 모델로부터의 식들의 세트를 포함하지만, 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 모델의 일부 또는 전체 또는 모델들의 조합을 포함할 수 있다.
변환된 신호를 필터링하는 단계(S223)는 RF 수신기 (또는 다른 적절한 소스)로부터 수신되는 디지털 신호들과의 조합에 비선형 간섭 신호 성분들을 준비시키기 위해 비선형 간섭 신호 성분들의 대역폭을 감소시키는 기능을 한다. 필터링하는 단계는 바람직하게는 디지털 방식으로 구현된 FIR 저역 통과 필터를 사용하여 구현되지만, 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 타입의 필터(예를 들어, 무한 임펄스 응답(IIR) 필터, 푸리에 변환 기반 필터)를 사용할 수 있다. 단계(S223)는 바람직하게는 RF 송신기로부터 수신되는 디지털 기저 대역 신호의 대역폭과 일치하도록 비선형 간섭 신호 성분들의 대역폭을 감소시키는 단계를 포함하지만, 부가적으로 또는 대안적으로 모델 성분들에 의해 생성되는 모든 비선형 간섭 신호 성분들의 최대 대역폭 미만의 임의의 값으로 비선형 간섭 신호 성분들의 대역폭의 상한을 정하는 기능을 할 수 있다. 단계(S223)는 바람직하게는 비선형 간섭 신호 성분들을 다운샘플링에 준비시키고 (예를 들어, RF 수신기가 기저 대역 아날로그 또는 디지털 신호들에 대해 상응하는 저역 통과 필터 또는 가능하게는 RF 신호에 대해 상응하는 대역 통과 필터를 갖는다면) 수신된 기저 대역 신호에서 발견되지 않는 비선형 간섭 신호 성분들을 제거하는 기능을 한다.
변환된 신호를 다운샘플링하는 단계(S224)는 비선형 간섭 신호 성분 내에 포함되는 샘플의 수를 감소시키는 기능을 한다. 단계(S224)는 바람직하게는 특정 간격으로 신호들을 단순히 제거함으로써(예를 들어, 샘플의 수를 반으로 줄이도록 2개의 샘플마다 하나씩을 없앰으로써) 비선형 간섭 신호 성분들을 다운샘플링하는 단계를 포함하지만 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 방법에 의해 비선형 간섭 신호 성분들을 다운샘플링할 수 있다. 단계(S224)는 바람직하게는 수신된 디지털 기저 대역 신호의 샘플링 속도와 일치하도록 비선형 간섭 신호 성분들을 다운샘플링하지만, 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 샘플링 속도에 비선형 간섭 신호 성분들을 다운샘플링할 수 있다.
단계(S225)는 디지털 송신 신호를 선형 자기 간섭 신호로 변환하는 단계를 포함한다. 단계(S225)는 샘플링된 디지털 송신 신호들을 선형 자기 간섭 신호들; 즉, 수신된 디지털 신호에 대한 선형 자기 간섭의 가설이 세워진 원인 제공을 나타내는 신호들로 변환하는 기능을 한다. 비선형 자기 간섭과 같이, 선형 자기 간섭 원인 제공들은 다양한 소스에 기인할 수 있다. 비선형성은 흔히 통상적 무선 송신기 성분들의 비선형 작용에 기인하는 반면에, 실제 무선 채널은 이에 대응하여 흔히 매우 선형적일 수 있다. 더 큰 비선형 모델로 전체 자기 간섭 신호를 모델링하는 것이 가능하지만, 송신기 (및 가능하게는 수신기) 비선형성들이 더 작은 비선형 모델에 의해 처리되고 무선 채널 응답이 선형 모델에 의해 처리되는 하이브리드 모델을 사용하는 것이 성능 상 흔히 유리하다. 이러한 방식으로 모델들을 분할하는 것은 자기 간섭 신호를 생성하도록 수행되는 계산의 수의 상당한 감소를 가능하게 할 수 있다. 게다가, 송신기 또는 수신기의 비선형성들이 시간이 지남에 따라 비교적 안정될 수 있지만(예를 들어, 수 분 또는 수 시간의 기간에 걸쳐 변화됨), 무선 채널에 존재하는 선형 자기 간섭 효과들은 (예를 들어, 수 밀리초의 기간에 걸쳐) 매우 빠르게 변화될 수 있다. 분할 모델들을 사용하는 것은 더 계산적으로 복잡한 비선형 자기 간섭 모델을 또한 조절하고 조정할 필요 없이 더 단순한 선형 자기 간섭 모델이 빠른 속도로 조절되고 조정되는 것을 가능하게 한다. 이러한 개념은 도 6에 도시된 바와 같이 송신기 및 수신기에 대한 별도의 비선형 모델들을 갖는 것으로 확장될 수 있다.
단계(S225)는 바람직하게는 RF 송신기, RF 수신기, 무선 채널 및/또는 다른 소스들의 선형 자기 간섭 원인 제공들을 모델링하도록 구성되는 수학적 모델들의 사용을 통해 샘플링된 디지털 송신 신호들을 변환하는 단계를 포함한다. 사용될 수 있는 수학적 모델들의 예들은 일반화된 메모리 다항식(GMP) 모델, 볼테라 모델 및 위너-해머스타인 모델을 포함하며; S225는 부가적으로 또는 대안적으로 모델들의 임의의 조합 또는 세트의 사용을 포함할 수 있다.
단계(S230)는 비선형 자기 간섭 신호를 디지털 수신 신호와 결합하는 단계를 포함한다. 단계(S230)는 RF 수신기에 의해 수신되는 디지털 신호들과 비선형 자기 간섭 신호들을 결합하는 기능을 한다. 단계(S230)는 바람직하게는 전이중 무선 통신 시스템의 RF 수신기로부터의 디지털 수신 신호들과 비선형 자기 간섭 신호들을 결합하는 단계를 포함하며; 부가적으로 또는 대안적으로, S230은 전이중 무선 통신 시스템의 RF 수신기로부터의 디지털 수신 신호들과 선형 자기 간섭 신호들을 결합하는 단계를 포함할 수 있다. 단계(S230)는 부가적으로 또는 대안적으로 선형 또는 비선형 자기 간섭 신호들을 임의의 적절한 디지털 수신 신호와 결합하는 단계를 포함할 수 있다.
단계(S230)는 자기 간섭 신호들을 디지털 수신 신호들과의 결합에 준비시키도록 후처리를 수행하는 단계를 포함할 수 있으며; 이는 자기 간섭 신호들을 스케일링하는 것, 편이하는 것, 필터링하는 것 그리고/또는 변경하는 것을 포함할 수 있다. 예를 들어, S230은 (예를 들어, RF 송신기의 상응하는 대역폭과 일치시키기 위해) 높은 주파수 성분들을 필터링 아웃하도록 설계되는 저역 통과 필터로 자기 간섭 신호들을 처리하는 단계를 포함할 수 있다. 단계(S230)는 자기 간섭 신호들의 샘플링 속도를 상술한 바와 같이 업샘플링 및/또는 다운샘플링을 통한 RF 수신기의 출력의 샘플링 속도와 일치시키는 단계를 포함할 수 있지만, 부가적으로 또는 대안적으로 자기 간섭 신호들의 샘플링 속도를 바꾸지 않거나 RF 수신기 출력의 샘플링 속도 이외의 샘플링 속도로 자기 간섭 신호들의 샘플링 속도를 설정할 수 있다.
단계(S230)는 비선형 또는 선형 자기 간섭 신호 성분들을 결합하는 단계를 포함하여 임의의 적절한 방식으로 선형 및 비선형 자기 간섭 신호들을 결합하는 단계를 포함할 수 있다. 예를 들어, S230은 선형 및 비선형 자기 간섭 신호들을 가중된 합으로서 결합하는 단계를 포함할 수 있다.
단계(S240)는 변환 구성을 동적으로 조정하는 단계를 포함한다. 단계(S240)는 신호 또는 환경 조건들의 변경들에 기반하여 비선형 변환에 사용되는 변환 구성 (그리고 가능하게는 또한 선형 변환의 파라미터들)을 업데이트하고/하거나 변경하는 기능을 한다. 변환 구성은 바람직하게는 시스템(100) 기술에서 설명하는 바와 같지만, 부가적으로 또는 대안적으로 S220 및 S225에서 수행되는 비선형 또는 선형 신호 변환에 상응하는 임의의 파라미터 또는 파라미터들의 세트를 포함할 수 있다.
변환 구성을 동적으로 조정하는 단계(S240)는 저장된 정적 구성들로부터 선택함으로써, 새로운 변환 구성을 생성하는 것으로부터, 또는 임의의 다른 적절한 방식 또는 방식들의 조합에 의해 업데이트된 변환 구성을 설정하는 단계를 포함할 수 있다. 예를 들어, S240은 특정 신호 및/또는 환경 조건들에 대한 3개의 정적 변환 구성의 적용 가능성에 기반하여 3개의 정적 변환 구성(제1의 것은 낮은 송신기 전력에 적절하고, 제2의 것은 중간 송신기 전력에 적절하고, 그리고 제3의 것은 높은 송신기 전력에 적절함)으로부터 선택하는 단계를 포함할 수 있다. 다른 예로서, S240은 신호 및/또는 환경 조건들에 기반하여 업데이트된 구성을 생성하는 단계를 포함할 수 있으며; GMP 모델이 비선형 변환에 사용되면, GMP 모델의 계수들은 송신기 전력, 온도 및 수신기 전력을 입력으로서 취하는 식에 의해 컴퓨팅될 수 있다.
단계(S240)는 다양한 입력 데이터(변환 구성들이 정적 구성들의 세트로부터 선택되는지 아니면 식 또는 모델에 따라 생성되는지 여부)에 기반하여 변환 구성들을 설정하는 단계를 포함할 수 있다. 입력 데이터는 정적 환경 및 시스템 데이터(예를 들어 수신기 작동 특성들, 송신기 작동 특성들, 수신기 해발 높이), 동적 환경 및 시스템 데이터(예를 들어 현재 주변 온도, 현재 수신기 온도, 평균 송신기 전력, 주변 습도), 및/또는 시스템 구성 데이터(예를 들어 수신기/송신기 설정들), 신호 데이터(예를 들어, 디지털 송신 신호, RF 송신 신호, RF 수신 신호, 디지털 수신 신호)를 포함할 수 있다.
단계(S240)는 임의의 시간에 수행될 수 있지만, 바람직하게는 시간 임계치 또는 다른 입력 데이터 임계치가 교차되는 것에 응하여 수행된다. 예를 들어, S240은 변경된 입력 데이터 값들에 따라 매 10초마다 변환 구성들을 조정할 수 있다. 다른 예로서, 변환 구성들은 송신기 전력 임계치들이 교차될 때마다(예를 들어, 송신기 전력이 마지막 변환 구성 설정으로부터 10 퍼센트 만큼 증가할 때마다, 또는 송신기 전력이 일부 정적 값을 넘어 증가할 때마다), 재설정될 수 있다.
단계(S240)는 부가적으로 또는 대안적으로 전체 자기 간섭을 감소시키기 위해 (또는 임의의 다른 적절한 이유로) 존재한다면 전이중 라디오의 아날로그 제거 방법들과 연동하는 단계; 예를 들어, 아날로그 제거 데이터에 기반하여 변환 구성들을 조정하는 단계, 또는 아날로그 제거 구성들에 기반하여 변환 구성 설정 시간들을 조정하는 단계를 포함할 수 있다.
단계(S240)는 바람직하게는 주어진 송신 신호 및 시스템/환경 조건들의 세트에 대한 자기 간섭을 감소시키도록 변환 구성들을 조정한다. 단계(S240)는 분석적 방법, 온라인 기울기 하강 방법, 최소 제곱 평균(LMS) 방법, 순환 최소 자승(RLS) 방법, 규칙화되고 제약된 해결자 방법(예를 들어 LASSO), 및/또는 임의의 다른 적절한 방법들을 사용하여 변환 구성들 및/또는 변환-구성-생성 알고리즘들을 조정할 수 있다. LMS 방법들은 규칙화를 포함할 수 있으며, 하나의 예시적 LMS 방법은 리키(leaky) LMS를 포함하며; RLS 방법들은 규칙화를 포함할 수도 있다. 변환 구성들을 조정하는 것은 바람직하게는 학습에 기반하여 변환 구성들을 변경하는 것을 포함한다. 신경망 모델의 경우에, 이는 테스트 입력들에 기반하여 신경망의 구조 및/또는 무게들을 바꾸는 것을 포함할 수 있다. GMP 다항식 모델의 경우에, 이는 기울기 하강 방법에 따라 GMP 다항식 계수들을 최적화하는 것을 포함할 수 있다.
단계(S240)는 부가적으로 또는 대안적으로 테스트 입력 시나리오들(예를 들어, RF 수신기에 의해 수신되는 신호가 알려질 때의 시나리오들), 입력이 없는 시나리오들(예를 들어, RF 수신기에서 수신되는 신호만이 RF 송신기에 의해 송신되는 신호임), 또는 수신된 신호가 알려지지 않은 시나리오들에 기반하여 변환 구성들을 조정하는 단계를 포함할 수 있다. 수신된 신호가 알려지지 않은 신호인 경우들에서, 변환 구성들은 이력적 수신된 데이터(예를 들어, 신호가 10초 전에 무엇처럼 보였는지) 또는 임의의 다른 적절한 정보에 기반하여 조정될 수 있다. 변환 구성들은 부가적으로 또는 대안적으로 송신된 신호의 콘텐츠에 기반하여 업데이트될 수 있다.
단계(S250)는 디지털 전치 왜곡 회로를 사용하여 디지털 송신 신호를 디지털 방식으로 전치 왜곡하는 단계를 포함한다. 단계(S250)는 송신기 효율을 증가시키고/시키거나 전이중 라디오에 필요한 비선형 자기 간섭 제거의 양을 감소시키는 기능을 한다. 전이중 무선 통신 시스템들의 비선형성들의 대부분이 RF 송신기의 성분들에서 발생하고, 이러한 비선형성들이 RF 송신기의 감소된 전력 효율의 원인이 될 수 있으므로, RF 송신 신호의 비선형 성분들을 감소시키는 것이 (송신기 효율을 증가시키는 관점과 필요한 비선형 자기 간섭 제거의 양을 감소시키기 위한 관점 둘 다에서) 유리할 수 있다. 디지털 송신 신호를 RF 송신 신호로 전환할 때 발생하는 비선형 왜곡의 일 예는 도 8a에 도시된 바와 같다. 이렇게 하는 하나의 방식은 도 8b에 도시된 바와 같이 디지털 송신 신호의 왜곡들이 디지털 송신 신호를 RF 송신 신호로 전환하는데 있어 RF 송신기에 의해 도입되는 왜곡들을 교정하는 역할을 하도록 디지털 송신 신호를 전치 왜곡하는 것을 포함한다.
단계(S250)는 바람직하게는 RF 송신기 출력에 내재하는 비선형성을 측정하기 위해 RF 송신기의 출력으로부터 (디지털 또는 아날로그일 수 있는) 샘플들을 취하는 단계를 포함한다. RF 송신기 출력 샘플들에 기반하여, 디지털 송신 신호는 (도 8b에 도시된 바와 같이) 신호의 '역' 비선형성을 생성하도록 변환된다. 이러한 '역' 비선형성은 (디지털 송신 신호를 RF 송신 신호로 전환하는 프로세스로) RF 송신기에 의해 추가로 변환될 때, 최종 RF 송신 신호에 존재하는 비선형성을 감소시킨다.
전치 왜곡 (또는 다른 선형화 기법들)은 디지털 자기 간섭 제거의 복잡성을 감소시키도록 레버리징될 수 있다. 도 7에 도시된 바와 같이 신호 경로에서 전처리한 후에 전치 왜곡을 수행함으로써, 수신 신호 경로의 비선형성은 감소되고, 게다가, 비선형 변환은 디지털 전치 왜곡에 의해 도입되는 비선형성들을 제거하기 위해 디지털 송신 신호를 변환할 필요가 없다.
단계(S250)는 부가적으로 또는 대안적으로 RF 송신 신호 왜곡 특성들을 변경하는 것을 처리하기 위해 디지털 전치 왜곡 회로를 조정하는 단계를 포함할 수 있다. 디지털 전치 왜곡 회로를 조정하는 단계는 바람직하게는 변환 구성을 업데이트하는데 사용되는 기법들과 실질적으로 유사한 기법들을 사용하여 행해지지만, 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 기법 또는 시스템을 사용하여 수행될 수 있다. 디지털 전치 왜곡 회로의 전치 왜곡 특성들은 바람직하게는 전이중 무선 통신 시스템의 RF 송신 신호의 샘플들에 따라 조정되지만, 부가적으로 또는 대안적으로 임의의 적절한 입력에 따라 조정될 수 있다.
바람직한 실시예의 방법들 및 바람직한 실시예의 변형들은 컴퓨터 판독 가능 명령어들을 저장하는 컴퓨터 판독 가능 매체를 수용하도록 구성되는 기계로서 적어도 부분적으로 내장되고/되거나 구현될 수 있다. 명령어들은 바람직하게는 비선형 자기 간섭 제거를 위한 시스템과 함께 바람직하게는 통합되는 컴퓨터 실행 가능 구성 요소들에 의해 실행된다. 컴퓨터 판독 가능 매체는 RAM들, ROM들, 플래시 메모리, EEPROM들, 광 디바이스들(CD 또는 DVD), 하드 드라이브들, 플로피 드라이브들 또는 임의의 적절한 디바이스와 같은 임의의 적절한 컴퓨터 판독 가능 매체 상에 저장될 수 있다. 컴퓨터 실행 가능 구성 요소는 바람직하게는 일반 또는 주문형 프로세서이지만, 임의의 적절한 전용 하드웨어 또는 하드웨어/펌웨어 결합 디바이스가 대안적으로 또는 부가적으로 명령어들을 실행시킬 수 있다.
당업자가 앞선 상세한 설명 및 도면들과 청구항들로부터 인지할 것인 바와 같이, 변경들 및 변화들이 이하의 청구항들에서 한정되는 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명의 바람직한 실시예들에 행해질 수 있다.

Claims (20)

  1. 비선형 디지털 자기 간섭 제거를 위한 시스템으로서:
    - 디지털 송신 신호로부터 제1 전처리된 디지털 송신 신호를 생성하는 전이중 무선 통신 시스템의 디지털 송신 신호에 통신 결합되는 전처리 장치;
    - 변환 구성에 따라 상기 제1 전처리된 디지털 송신 신호를 비선형 자기 간섭 신호로 변환하는 비선형 변환기;
    - 상기 비선형 변환기의 상기 변환 구성을 설정하는 변환 어댑터; 및
    - 상기 비선형 자기 간섭 신호를 상기 전이중 무선 통신 시스템의 디지털 수신 신호와 결합하는 후처리 장치를 포함하는, 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 전처리된 디지털 송신 신호는 상기 디지털 송신 신호로부터 변경되지 않는, 시스템.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 비선형 변환기는 제1 변환 경로 및 제2 변환 경로를 포함하며; 상기 제1 변환 경로는 차수 1의 모델 성분을 갖고 상기 제2 변환 경로는 차수 3의 모델 성분을 갖는, 시스템.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제1 변환 경로는 상기 제1 전처리된 디지털 송신 신호로부터 제1차 비선형 자기 간섭 신호 성분을 생성하는 모델 성분을 포함하는, 시스템.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제2 변환 경로는 업샘플링된 신호를 생성하도록 3의 인수에 의해 상기 제1 전처리된 디지털 송신 신호를 업샘플링하는 업샘플러, 상기 업샘플링된 신호로부터 제3차 비선형 자기 간섭 신호 성분을 생성하는 모델 성분, 상기 제3차 비선형 자기 간섭 신호 성분에서 원하지 않는 높은 주파수 성분들을 제거하는 저역 통과 필터, 및 3의 인수에 의해 상기 제3차 비선형 자기 간섭 신호 성분을 다운샘플링하는 다운샘플러를 포함하는, 시스템.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 비선형 변환기는 상기 제1차 비선형 자기 간섭 신호 성분 및 상기 제3차 비선형 자기 간섭 신호 성분의 가중된 합으로부터 상기 비선형 자기 간섭 신호를 생성하는, 시스템.
  7. 제5항에 있어서,
    변환 구성에 따라 제2 전처리된 디지털 송신 신호를 선형 자기 간섭 신호로 변환하는 선형 변환기를 더 포함하는, 시스템.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제1 전처리된 디지털 송신 신호 및 상기 제2 전처리된 디지털 송신 신호는 실질적으로 동일한, 시스템.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 전처리 장치는 상기 디지털 송신 신호를 비선형 성분들 및 선형 성분들로 분할하며, 상기 제1 전처리된 디지털 송신 신호는 상기 비선형 성분들로 주로 구성되고 상기 제2 전처리된 디지털 송신 신호는 상기 선형 성분들로 주로 구성되는, 시스템.
  10. 제3항에 있어서,
    상기 비선형 변환기는 일반화된 메모리 다항식 모델을 사용하는, 시스템.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 변환 구성은 일반화된 메모리 다항식 계수들을 포함하고 상기 일반화된 메모리 다항식 계수들은 기울기 하강 최적화 알고리즘에 따라 상기 변환 어댑터에 의해 조정되는, 시스템.
  12. 제3항에 있어서,
    상기 디지털 송신 신호 상에서 디지털 전치 왜곡을 수행하고 전치 왜곡된 디지털 송신 신호를 상기 전이중 무선 통신 시스템의 송신기로 통과시키는 디지털 전치 왜곡 회로, 및 RF 송신 신호 샘플들을 상기 시스템(100)에 제공하는 아날로그 신호 샘플러를 더 포함하며, 상기 RF 송신 신호 샘플들은 상기 디지털 전치 왜곡 회로를 조정하는데 사용되는, 시스템.
  13. 비선형 디지털 자기 간섭 제거를 위한 방법으로서:
    - 전이중 무선 통신 시스템의 디지털 송신 신호를 수신하는 단계;
    - 변환 구성에 따라 상기 디지털 송신 신호를 비선형 자기 간섭 신호로 변환하는 단계; 및
    - 상기 비선형 자기 간섭 신호를 상기 전이중 무선 통신 시스템의 디지털 수신 신호와 결합하는 단계를 포함하는, 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 디지털 송신 신호를 변환하는 단계는 제1 비선형 자기 간섭 신호 성분 및 제2 비선형 자기 간섭 신호 성분을 생성하는 단계, 및 상기 비선형 자기 간섭 신호를 생성하기 위해 상기 제1 비선형 자기 간섭 신호 성분 및 상기 제2 비선형 자기 간섭 신호 성분을 결합하는 단계를 포함하는, 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제1 비선형 자기 간섭 신호 성분을 생성하는 단계는 제1차 모델 성분으로 상기 디지털 송신 신호를 처리하는 단계를 포함하고 상기 제2 비선형 자기 간섭 신호 성분을 생성하는 단계는 3의 인수에 의해 상기 디지털 송신 신호를 업샘플링하는 단계, 제3차 모델 성분으로 상기 디지털 송신 신호를 처리하는 단계, 상기 디지털 송신 신호를 필터링하는 단계, 및 3의 인수에 의해 상기 디지털 송신 신호를 다운샘플링하는 단계를 포함하는, 방법.
  16. 제13항에 있어서,
    상기 비선형 자기 간섭 신호 및 상기 디지털 수신 신호에 기반하여 상기 변환 구성을 동적으로 조정하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 변환 구성을 조정하는 단계는 기울기 하강 알고리즘에 따라 상기 변환 구성을 조정하는 단계를 포함하는, 방법.
  18. 제13항에 있어서,
    상기 디지털 송신 신호를 선형 디지털 송신 신호 및 비선형 디지털 송신 신호로 전처리하는 단계를 더 포함하며, 상기 선형 디지털 송신 신호를 선형 자기 간섭 신호로 변환하는 단계를 더 포함하며, 상기 디지털 송신 신호를 비선형 자기 간섭 신호로 변환하는 단계는 상기 비선형 디지털 송신 신호를 비선형 자기 간섭 신호로 변환하는 단계를 포함하는, 방법.
  19. 제13항에 있어서,
    디지털 전치 왜곡 회로를 사용하여 상기 디지털 송신 신호를 디지털 방식으로 전치 왜곡하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 디지털 전치 왜곡 회로는 상기 전이중 무선 통신 시스템의 RF 송신 신호의 샘플들에 따라 조정되는, 방법.
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