CN113904906B - 一种频域非线性连续干扰抑制的实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种频域非线性连续干扰抑制的实现方法，包括以下步骤：S1.发送端对来自信源节点的信号进行调制后，传输给功放进行放大，然后将放大后的信号对外发送；S2.接收端对来自发送端的信号进行接收和处理，得到处理后的信号；S3.获取频域基函数并进行正交化处理；S4.进行非线性的连续自干扰抑制。针对全双工OFDM无线通信系统中的非线性连续干扰问题，本发明提供的频域非线性连续干扰抑制方法，通过对系统中存在的非线性连续干扰进行抑制，以保证全双工OFDM系统的正常通信。

Description

一种频域非线性连续干扰抑制的实现方法

技术领域

本发明属于全双工OFDM无线通信系统领域，特别是涉及一种频域非线性连续干扰抑制的实现方法。

背景技术

随着现代移动通信技术的飞速发展，频谱资源也日益紧缺，同时同频全双工技术能够同时使用同一频段进行数据的传输，理论上而言，相较于时分双工技术和频分双工技术，全双工系统中的频谱资源利用效率可以提高一倍，因此极大地提高了频谱利用率。但是由于近端大功率发射信号会对接收机产生自干扰的问题，因此，如何进行自干扰抑制，是同时同频全双工系统中亟待解决的问题。

同时，由于较高的峰均比(Peak to Average Power Ratio，PAPR)，OFDM调制的连续干扰(Successive Interference，SI)将受到来自功率放大器(Power Amplifier，PA)造成的不可忽略的非线性失真。现有的研究通常借助频域LS、RLS和LMS估计器解决上述问题。然而，LS和RLS估计器都是非常消耗资源的。此外，LMS估计器虽然易于实现，但收敛时间长，并且收敛性能受步长影响。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种频域非线性连续干扰抑制的实现方法，通过对非线性连续干扰进行抑制，以保证全双工OFDM系统的正常通信。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种频域非线性连续干扰抑制的实现方法，包括以下步骤：

S1.发送端对来自信源节点的信号进行调制后，传输给功放进行放大，然后将放大后的信号对外发送；

S2.接收端对来自发送端的信号进行接收和处理，得到处理后的信号；

S3.获取频域基函数并进行正交化处理；

S4.进行非线性的连续自干扰抑制。

进一步地，所述步骤S1包括：

S101.对来自信源节点的信号进行OFDM调制和IFFT变换：

设OFDM调制时，设子载波的数目为K，在第k个子载波上的第i个OFDM符号上的传输数据表示为X_i[k]，k＝1,2,...,K；

来自信源节点的信号经OFDM调制，OFDM调制的过程等效于进行IFFT变换，得到时域OFDM调制信号x(n)为：

S102.将时域OFDM调制信号x(n)传输给功放进行放大，得到x_PA(n)：

其中，a_p,q为多项式系数，Q为记忆深度，定义a_p(n)＝{a_p,q|q＝0,1,...,Q-1}为功放PA的p阶非线性分量的等效信道响应；定义p阶非线性分量为：ψ_p(n)＝x(n)|x(n)|^2p

将功放PA放大得到的信号向接收端进行发送。

进一步地，所述步骤S2包括：

S201.在干扰信号SI在经过莱斯信道，并进行模拟自干扰抑制后，再与有用信号叠加，接收端接收到的信号表示为：

其中h_ASIC(n)和h_SI(n)分别为ASIC和SI信道的冲击响应；其中ASIC即模拟自干扰抑制；s(n)为有用信号，w(n)为接收端的加性高斯白噪声，此外，定义h_p(n)＝h_ASIC(n)*h_SI(n)*a_p(n)为SI信道的综合冲击响应，进行模拟自干扰抑制是为了确保射频前端不会被阻塞；

同时，式中约等号“≈”成立需要满足条件(a)：其中P为最高非线性阶；

S202.在去除循环前缀并进行了K点的FFT变换之后，第k个子载波上的第i个OFDM符号上接收到的信号为：

其中H_p[k]，Ψ_p,i[k]，S_i[k]和W_i[k]分别为h_p(n)，ψ_p(n)，s(n)和w(n)的冲击响应。

进一步地，所述步骤S3包括：

S301.将p阶非线性分量ψ_p(n)经过K点的FFT变换，得到频域基函数Ψ_p,i[k]；i＝1,2,3...,T_symbol+T_cp

ψ_p是一个1行T_symbol+T_cp列的矩阵，然后ψ_p分别与K个子载波相乘，变为K行T_symbol+T_cp列的矩阵，由于不同的子载波是相互正交的，所以只有与自己对应子载波相乘时，对应的分量才不为0，即可得到每一个符号在每一个子载波上的分量，Ψ_p,i[k]就是第i个符号在第k个子载波上的分量。FFT和调制时类似，可以等效于OFDM解调过程。

S302.对基函数Ψ_p,i[k]进行正交化：

定义瞬时基函数向量为：

Ψ_P,i[k]＝[Ψ_0,i[k] Ψ_1,i[k] … Ψ_P-1,i[k]]^T

故基函数的协方差矩阵为：

由于v为Hermite矩阵，∑的奇异值分解表示为：

∑＝UDU^H

其中D是由∑的特征值按降序组成的对角矩阵，U包含相应的特征向量；

根据∑＝UDU^H，白化矩阵为：

其中表示D平方根的倒数，借助求得的白化矩阵，正交化的基函数Ψ_p,i[k]为：

因此正交化后的基函数满足：

相应地，Y_i(k)以矩阵的形式写为：

其中 定义H[k]为：

H[k]＝[H₀[k] H₁[k] … H_P-1[k]]^T

其中，信道正交化的频率响应向量和基函数/>分别具有类似形式的H[k]和Ψ_p,i[k]。

进一步地，所述步骤S4包括：

S401.利用SIC模块进行连续自干扰抑制，设SIC模块中包括r×P个干扰抑制模块，干扰抑制模块即ICU，将每P个ICU作为一组，将一组ICU排在同一列，对从0阶到P-1阶非线性分量的连续干扰进行抑制；

其中，第p阶ICU(其中p＝0,1,2,3...,P-1实际上第0阶ICU是第一个ICU，第p阶ICU是第p+1个ICU)是消除第p阶非线性分量的单元，其中，输入Y_i ^(p)[k]表示p-1阶ICU处理后剩余的接收信号，其中，Y_i ⁽⁰⁾[k]＝Y_i[k]，表示p阶正交基函数；在第p阶ICU中，非线性分量/>作为噪声，/>只是将/>中下标p变为b，且b>p，表示还没有进行自干扰抑制的干扰量，因此/>为：

S402.用I个OFDM符号来估计信道频率响应，则实际上的为：

将第p阶ICU中重构的非线性分量写为：

从第p阶ICU中残余的SI表示为：

S403.为了获得令人满意的非线性SI抑制性能，将r组的ICU串联起来，其中r称为迭代数；第(rP-1)阶ICU中的残余接收信号最终的残余接收信号，表示为：

然后，将ΔY_i[k]送入后续单元，作匹配滤波和解调等信号处理，得到连续自干扰抑制结果。

本发明的有益效果是：针对全双工OFDM无线通信系统中的非线性连续干扰问题，本发明提供的频域非线性连续干扰抑制方法，通过对系统中存在的非线性连续干扰进行抑制，以保证全双工OFDM系统的正常通信。

附图说明

图1为本发明的方法流程图；

图2为实施例中具体的频域非线性连续干扰抑制的具体步骤示意图；

图3为实施例中基于本申请的方法构建的全双工OFDM收发机示意图；

图4为实施例中SIC和ICU的结构示意图；

图5为实施例中r分别为1，2，3时不同干噪比(INR)下基于本申请中FD-NSIC算法的连续干扰抑制性能示意图。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。

如图1所示，一种频域非线性连续干扰抑制的实现方法，包括以下步骤：

S1.发送端对来自信源节点的信号进行调制后，传输给功放进行放大，然后将放大后的信号对外发送；

S2.接收端对来自发送端的信号进行接收和处理，得到处理后的信号；

S3.获取频域基函数并进行正交化处理；

S4.进行非线性的连续自干扰抑制。

如图2所示，为实施例中具体的频域非线性连续干扰抑制的具体步骤示意图，如图3所示，为基于本申请的方法构建的全双工OFDM收发机示意图；具体如下：

所述步骤S1包括：

S101.对来自信源节点的信号进行OFDM调制和IFFT变换：

设OFDM调制时，设子载波的数目为K，在第k个子载波上的第i个OFDM符号上的传输数据表示为X_i[k]，k＝1,2,...,K；

来自信源节点的信号经OFDM调制，OFDM调制的过程等效于进行IFFT变换，得到时域OFDM调制信号x(n)为：

S102.将时域OFDM调制信号x(n)传输给功放进行放大，得到x_PA(n)：

其中，a_p,q为多项式系数，Q为记忆深度，定义a_p(n)＝{a_p,q|q＝0,1,...,Q-1}为功放PA的p阶非线性分量的等效信道响应；定义p阶非线性分量为：ψ_p(n)＝x(n)|x(n)|^2p

将功放PA放大得到的信号向接收端进行发送。

所述步骤S2包括：

S201.在干扰信号SI在经过莱斯信道，并进行模拟自干扰抑制后，再与有用信号叠加，接收端接收到的信号表示为：

其中h_ASIC(n)和h_SI(n)分别为ASIC和SI信道的冲击响应；其中ASIC即模拟自干扰抑制；s(n)为有用信号，w(n)为接收端的加性高斯白噪声，此外，定义h_p(n)＝h_ASIC(n)*h_SI(n)*a_p(n)为SI信道的综合冲击响应，进行模拟自干扰抑制是为了确保射频前端不会被阻塞；

同时，式中约等号“≈”成立需要满足条件(a)：其中P为最高非线性阶；

S202.在去除循环前缀并进行了K点的FFT变换之后，第k个子载波上的第i个OFDM符号上接收到的信号为：

其中H_p[k]，Ψ_p,i[k]，S_i[k]和W_i[k]分别为h_p(n)，ψ_p(n)，s(n)和w(n)的冲击响应。

所述步骤S3包括：

S301.将p阶非线性分量ψ_p(n)经过K点的FFT变换，得到频域基函数Ψ_p,i[k]；i＝1,2,3...,T_symbol+T_cp

ψ_p是一个1行T_symbol+T_cp列的矩阵，然后ψ_p分别与K个子载波相乘，变为K行T_symbol+T_cp列的矩阵，由于不同的子载波是相互正交的，所以只有与自己对应子载波相乘时，对应的分量才不为0，即可得到每一个符号在每一个子载波上的分量，Ψ_p,i[k]就是第i个符号在第k个子载波上的分量。FFT和调制时类似，可以等效于OFDM解调过程。

S302.对基函数Ψ_p,i[k]进行正交化：

定义瞬时基函数向量为：

Ψ_P,i[k]＝[Ψ_0,i[k] Ψ_1,i[k] … Ψ_P-1,i[k]]^T

故基函数的协方差矩阵为：

由于v为Hermite矩阵，∑的奇异值分解表示为：

∑＝UDU^H

其中D是由∑的特征值按降序组成的对角矩阵，U包含相应的特征向量；

根据∑＝UDU^H，白化矩阵为：

其中表示D平方根的倒数，借助求得的白化矩阵，正交化的基函数Ψ_p,i[k]为：

因此正交化后的基函数满足：

相应地，Y_i(k)以矩阵的形式写为：

其中 定义H[k]为：

H[k]＝[H₀[k] H₁[k] … H_P-1[k]]^T

其中，信道正交化的频率响应向量和基函数/>分别具有类似形式的H[k]和Ψ_p,i[k]。

所述步骤S4包括

如图4中的(a)所示，利用SIC模块进行连续自干扰抑制，设SIC模块中包括r×P个干扰抑制模块，干扰抑制模块即ICU，将每P个ICU作为一组，将一组ICU排在同一列，对从0阶到P-1阶非线性分量的连续干扰进行抑制；

如图4中的(b)所示，第p阶ICU(其中p＝0,1,2,3...,P-1实际上第0阶ICU是第一个ICU，第p阶ICU是第p+1个ICU)是消除第p阶非线性分量的单元，其中，输入Y_i ^(p)[k]表示p-1阶ICU处理后剩余的接收信号，其中，Y_i ⁽⁰⁾[k]＝Y_i[k]，表示p阶正交基函数；在第p阶ICU中，非线性分量/>作为噪声，/>只是将/>中下标p变为b，且b>p，表示还没有进行自干扰抑制的干扰量，因此/>为：

实际上，统计平均数很难计算，因此通常用样本平均值代替。用I个OFDM符号来估计信道频率响应，则实际上的为：

则第p阶ICU中重构的非线性分量可被写为：

最后从第p阶ICU中残余的SI可被表示为：

为了获得令人满意的非线性SI抑制性能，通常将r组的ICU串联起来，其中r称为迭代数。第(rP-1)阶ICU中的残余接收信号，即采用FD-NSIC算法(本申请的算法简称为FD-NSIC算法)后最终的残余接收信号，可以表示为：

然后，将ΔY_i[k]送入后续单元，作匹配滤波和解调等信号处理。

在本申请的实施例中，下面对提出的FD-NSIC算法进行仿真分析和评估。具体的参数设置如下表所示：

表1.FD-NSIC算法的仿真参数设置

表2.SI信道设置

图5给出了r分别为1，2，3时不同干噪比(INR)下基于FD-NSIC算法的连续干扰抑制性能。如图所示，当INR≤25dB，一组ICU足以抵消背景噪声中的SI。然而，当25dB<INR时≤50dB，两组ICU就可以达到同样的效果，且运算量仅为传统的基于RLS的FD非线性对消器的52％。此外，当INR>50dB时，需要三组ICU以确保残余SI小于噪声功率。综上所述，INR越高，需要的迭代次数越多，以消除背景噪声中的SI。

以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (4)

1.一种频域非线性连续干扰抑制的实现方法，其特征在于：包括以下步骤：

S1.发送端对来自信源节点的信号进行调制后，传输给功放进行放大，然后将放大后的信号对外发送；

S2.接收端对来自发送端的信号进行接收和处理，得到处理后的信号；

S3.获取频域基函数并进行正交化处理；

S4.进行非线性的连续自干扰抑制；

所述步骤S1包括：

S101.对来自信源节点的信号进行OFDM调制和IFFT变换：

对来自信源节点的信号进行OFDM调制，并插入循环前缀：

设OFDM调制子载波的数目为K，在第k个子载波上的第i个OFDM符号上的传输数据，在插入循环前缀后表示为X_i[k]，k＝1,2,...,K；i＝1,2,3...,T_symbol+T_cp；T_symbol为OFDM符号长度；T_cp为循环前缀CP长度；

来自信源节点的信号经OFDM调制，OFDM调制的过程等效于进行IFFT变换，得到时域OFDM调制信号x(n)为：

S102.在高峰均比的情况下，OFDM调制的自干扰信号在经过功放后，会产生不能忽略的非线性失真，考虑到PA的记忆效应，采用记忆多项式模型对PA的非线性进行建模，将时域OFDM调制信号x(n)作为模型输入，传输给模型进行放大，得到输出信号x_PA(n)：

其中，a_p,q为多项式系数，Q为记忆深度，定义a_p(n)＝{a_p,q|q＝0,1,...,Q-1}为功放PA的p阶非线性分量的等效信道响应；定义p阶非线性分量为：ψ_p(n)＝x(n)|x(n)|^2p

将放大得到的信号向接收端进行发送。

2.根据权利要求1所述的一种频域非线性连续干扰抑制的实现方法，其特征在于：所述步骤S2包括：

S201.在干扰信号SI在经过莱斯信道，并进行模拟自干扰抑制后，再与有用信号叠加，接收端接收到的信号表示为：

其中h_ASIC(n)和h_SI(n)分别为ASIC和SI信道的冲击响应；其中ASIC即模拟自干扰抑制；s(n)为有用信号，w(n)为接收端的加性高斯白噪声，此外，定义h_p(n)＝h_ASIC(n)*h_SI(n)*a_p(n)为SI信道的综合冲击响应，进行模拟自干扰抑制是为了确保射频前端不会被阻塞；

同时，式中约等号“≈”成立需要满足条件(a)：其中P为最高非线性阶；

S202.在去除循环前缀并进行了K点的FFT变换之后，第k个子载波上的第i个OFDM符号上接收到的信号为：

其中H_p[k]，Ψ_p,i[k]，S_i[k]和W_i[k]分别为h_p(n)，ψ_p(n)，s(n)和w(n)的冲击响应。

3.根据权利要求1所述的一种频域非线性连续干扰抑制的实现方法，其特征在于：所述步骤S3包括：

S301.将p阶非线性分量ψ_p(n)经过K点的FFT变换，得到频域基函数Ψ_p,i[k]；i＝1,2,3...,T_symbol+T_cp；

S302.对基函数Ψ_p,i[k]进行正交化：

定义瞬时基函数向量为：

Ψ_P,i[k]＝[Ψ_0,i[k] Ψ_1,i[k]…Ψ_P-1,i[k]]^T

故基函数的协方差矩阵为：

由于Σ为Hermite矩阵，Σ的奇异值分解表示为：

∑＝UDU^H

其中D是由∑的特征值按降序组成的对角矩阵，U包含相应的特征向量；

根据Σ＝UDU^H，白化矩阵为：

其中表示D平方根的倒数，借助求得的白化矩阵，正交化的基函数Ψ_p,i[k]为：

因此正交化后的基函数满足：

相应地，Y_i(k)以矩阵的形式写为：

其中定义H[k]为：

H[k]＝[H₀[k] H₁[k]…H_P-1[k]]^T

其中，信道正交化的频率响应向量和基函数/>分别具有相同形式的H[k]和Ψ_p,i[k]。

4.根据权利要求1所述的一种频域非线性连续干扰抑制的实现方法，其特征在于：所述步骤S4包括：

S401.利用SIC模块进行连续自干扰抑制，设SIC模块中包括r×P个干扰抑制模块，干扰抑制模块即ICU，将每P个ICU作为一组，将一组ICU排在同一列，对从0阶到P-1阶非线性分量的连续干扰进行抑制；

其中，第p阶ICU是消除第p阶非线性分量的单元，其中，输入Y_i ^(p)[k]表示p-1阶ICU处理后剩余的接收信号，其中，Y_i ⁽⁰⁾[k]＝Y_i[k]，表示p阶正交基函数；在第p阶ICU中，非线性分量/>作为噪声，因此/>为：

S402.用I个OFDM符号来估计信道频率响应，则实际上的为：

将第p阶ICU中重构的非线性分量写为：

从第p阶ICU中残余的SI表示为：

S403.为了获得令人满意的非线性SI抑制性能，将r组的ICU串联起来，其中r称为迭代数；第(rP-1)阶ICU中的残余接收信号即最终的残余接收信号，表示为：

然后，将ΔY_i[k]送入后续单元，作匹配滤波和解调的信号处理，得到连续自干扰抑制结果。