CN107592134B - 一种面向同时同频全双工的多抽头模拟自干扰抵消方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种面向同时同频全双工的多抽头模拟自干扰抵消方法，包括以下步骤：直连本地发射机和接收机，本地发射和接收已知的导频信号，在时域估计射频不匹配系数；将本地接收信号转换到频域，对射频不匹配系数下的自干扰信道频域响应进行估计；利用估计得到的不匹配系数，对估计的自干扰信道频域响应进行校正；利用校正后的自干扰信道频域响应，计算所需的自干扰抵消脉冲，并根据计算结果重建多抽头自干扰抵消器，应用在同时同频全双工通信系统中，进行全双工通信过程中的自干扰抑制。本发明考虑了射频不匹配系数的影响，降低了自干扰消除误差，提高了自干扰抵消器的性能。

Description

一种面向同时同频全双工的多抽头模拟自干扰抵消方法
技术领域
本发明涉及全双工通信自干扰抑制，特别是涉及射频不匹配系数下，一种面向同时同频全双工的多抽头模拟自干扰抵消方法。
背景技术
全双工收发器可以在同一载波上同时发送和接收，这可以使光谱提高效率，减少空中接口延迟和改善网络保密；所以在5G技术中，全双工通信同时受到了学术和工业上很大的关注。但是，全双工通信中不可忽视的问题在于自干扰现象，也就是发射信号泄露到本地的接收机，从而造成本地发射信号与目标信号的混叠；因此，必须有效消除自干扰现象来避免目标信号的信号与干扰加噪声比明显地损失。
在最近几年中，大量的研究和实验表明三态消除技术，也就是传播域、模拟域和数字域消除技术，可以明显减少自干扰功率。传播域消除是一种被动的消除方法来隔离发射和接收链路，比如吸收屏蔽和波束成形。模拟域和数字域消除，作为主动的消除方法，通过估计的自干扰信道状态信息或者自适应算法产生自干扰信号，然后在接收信号中消除自干扰信号。在这三种技术中，模拟域自干扰消除的表现更容易受到不利因素的影响，例如抽头延迟对齐误差、不理想的自干扰状态信息、射频不匹配系数等，所以关于模拟自干扰的研究现已有许多成果。Jingyi J.Sun等人展示了一个通过从损坏的接收信号中减去自干扰信号的匹配拷贝来实现模拟光学自干扰消除系统，Chuan Huang等人在2016年提出了一种基于简单正交下变换操作以消除自干扰的新颖方案和最小化残余自干扰功率的搜索算法，Hongzhi Zhao等人在同年研究了衰减器的精度和响应时间对模拟自干扰消除性能的影响。Donglin Liu等人分析了具有估计自干扰信道状态信息的全双工无线电的多抽头模拟自干扰消除器的性能。
上述研究中，发射链路和接收链路被视为理想状况，对自干扰信道状态信息的估计不产生负面影响。但是，实际的全双工通信系统中，表征射频电路增益的射频不匹配系数并没有将估计的信道状态信息与空中真实的信道状态信息区别开来；由于模拟自干扰消除对于重建误差较为敏感，所以射频不匹配系数对基于信道状态信息的多抽头消除器可能产生显著的性能损失。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种面向同时同频全双工的多抽头模拟自干扰抵消方法，在构建自干扰抵消器的过程中，估计射频不匹配系数，对自干扰信道频域响应进行校正，利用校正后的自干扰信道频域响应，计算所需的自干扰抵消脉冲，并根据计算结果重建多抽头自干扰抵消器，降低了自干扰消除误差，提高了自干扰抵消器的性能。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种面向同时同频全双工的多抽头模拟自干扰抵消方法，包括以下步骤：
S1.直连本地发射机和接收机，本地发射和接收已知的导频信号，在时域估计射频不匹配系数；具体地，所述步骤S1包括以下子步骤：
S101.直连本地发射机和接收机，本地发射已知的导频信号；
S102.对本地发射的信号进行本地接收，接收到信号在时域表示为：
y(k)＝αx(k)β+n(k)，
式中，y(k)为第k个子载波上本地接收信号的时域表示，x(k)为第k个子载波上的本地发射信号的时域表示，k＝1,2,3,...,K,其中K表示载波总数；n(k)为时域高斯噪声，α为本地发射的射频不匹配系数；β为本地接收的不匹配系数；
S103.定义射频不匹配系数Λ＝α×β，计算Λ的估计值
S2.将本地接收信号转换到频域，对射频不匹配系数下的自干扰信道频域响应进行估计；具体地，所述步骤S2包括以下子步骤：
S201.将本地接收信号转换到频域：
Y(k)＝H(k)X(k)+N(k)；
X(k)为第k个子载波上本地发射信号的频域表示，Y(k)为第k个子载波上本地接收信号的频域表示，N(k)为均值0、方差σ2的频域高斯噪声；H(k)表示射频不匹配系数条件下的自干扰信道频域响应：
H(k)＝αH0(k)β＝ΛH0(k)；
式中，H0(k)为自干扰信道在空中的频域响应；
S202.利用最小二乘法，计算自干扰信道频域响应H(k)的估计值
S3.利用估计得到的不匹配系数对射频不匹配系数条件下的自干扰信道频域响应进行校正：
式中，表示校正后的自干扰信道频域响应，即自干扰信道在空中频域响应H0(k)的估计值。
S4.利用校正后的自干扰信道频域响应，计算所需的自干扰抵消脉冲，并根据计算结果重建多抽头自干扰抵消器。
优选地，所述的一种面向同时同频全双工的多抽头模拟自干扰抵消方法，还包括全双工自干扰抵消步骤S5：将重建得到的多抽头自干扰抵消器应用在同时同频全双工通信系统中，实现全双工通信过程中的自干扰抑制。
优选地，所述本地发射的射频不匹配系数α代表本地射频发射通道固有的幅度和相位增益，所述本地接收的不匹配系数β代表本地射频接收通道固有的幅度和相位增益。
优选地，所述的α、β恒定未知，且α、β实部与虚部均服从[1-δ,1+δ]的均匀分布。
优选地，所述本地发射机和接收机之间连接线的长度可测量且已知，高斯噪声n(k)对射频不匹配系数估计的影响忽略不计。
本发明的有益效果是：本发明在构建自干扰抵消器的过程中，估计射频不匹配系数，对自干扰信道频域响应进行校正，校正得到的自干扰频率响应即为自干扰信道在空中频域响应估计值，利用校正后的自干扰信道频域响应，计算所需的自干扰抵消脉冲，并根据计算结果重建多抽头自干扰抵消器，降低了自干扰消除误差，提高了自干扰抵消器的性能。
附图说明
图1为本发明的方法流程图；
图2为全双工自干扰收发器的原理图；
图3为自干扰抵消器在不同校正信噪比和对齐误差下的抵消能力示意图；
图4为全双工系统容量与半双工系统容量在ADC有效位数为8时的比值示意图；
图5为全双工系统容量与半双工系统容量在ADC有效位数为12时的比值示意图。
具体实施方式
下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。
如图1所示，一种面向同时同频全双工的多抽头模拟自干扰抵消方法，包括以下步骤：
S1.直连本地发射机和接收机，本地发射和接收已知的导频信号，在时域估计射频不匹配系数；具体地，所述步骤S1包括以下子步骤：
S101.直连本地发射机和接收机，本地发射已知的导频信号；
S102.对本地发射的信号进行本地接收，接收到信号在时域表示为：
y(k)＝αx(k)β+n(k)，
式中，y(k)为第k个子载波上本地接收信号的时域表示，x(k)为第k个子载波上的本地发射信号的时域表示，k＝1,2,3,...,K,其中K表示载波总数；n(k)为时域高斯噪声，α为本地发射的射频不匹配系数；β为本地接收的不匹配系数；
S103.定义射频不匹配系数Λ＝α×β，计算Λ的估计值
S2.将本地接收信号转换到频域，对射频不匹配系数下的自干扰信道频域响应进行估计；具体地，所述步骤S2包括以下子步骤：
S201.将本地接收信号转换到频域：
Y(k)＝H(k)X(k)+N(k)；
X(k)为第k个子载波上本地发射信号的频域表示，Y(k)为第k个子载波上本地接收信号的频域表示，N(k)为均值0、方差σ2的频域高斯噪声；H(k)表示射频不匹配系数条件下的自干扰信道频域响应：
H(k)＝αH0(k)β＝ΛH0(k)；
式中，H0(k)为自干扰信道在空中的频域响应；
S202.利用最小二乘法，计算自干扰信道频域响应H(k)的估计值
S3.利用估计得到的不匹配系数对射频不匹配系数条件下的自干扰信道频域响应进行校正：
式中，表示校正后的自干扰信道频域响应，即自干扰信道在空中频域响应H0(k)的估计值。
S4.利用校正后的自干扰信道频域响应，计算所需的自干扰抵消脉冲，并根据计算结果重建多抽头自干扰抵消器。
S5.将重建得到的多抽头自干扰抵消器应用在同时同频全双工通信系统中，实现全双工通信过程中的自干扰抑制。
在本申请的实施例中，所述本地发射的射频不匹配系数α代表本地射频发射通道固有的幅度和相位增益，所述本地接收的不匹配系数β代表本地射频接收通道固有的幅度和相位增益。所述的α、β恒定未知，且α、β实部与虚部均服从[1-δ,1+δ]的均匀分布。
在本申请的实施例中，所述本地发射机和接收机之间连接线的长度可测量且已知，高斯噪声n(k)对射频不匹配系数估计的影响忽略不计。
如图2所示，为全双工自干扰收发器的原理图；发射机发射的信号经耦合器后，通过隔离器传输给发射天线进行发射，耦合器将发射信号传输给自干扰抵消器，由自干扰抵消器消除自干扰脉冲，传输给加法器，加法器通过隔离器获得天线接收到的信号后，利用自干扰抵消脉冲对接收信号进行抵消，完成自干扰抑制；自干扰抵消器包含多个抽头和一个加法器，每个抽头由一个延迟器、一个移相器和一个可变衰减器构成，每一个抽头的输入端均与所述耦合器连接，输出端传输给抵消器内部的组合加法器对各个抽头的信号进行组合，以获得自干扰抵消信号，传输给图2所示的加法器。
设所述的自干扰抵消器包括Nt个抽头，则耦合器输出的信号通过Nt条路径，每条路径上依次通过延迟器(延迟τn)、移相器(相位移动φn)和可变衰减器(衰减an)进行处理后，Nt条路径的输出被组合，形成多抽头消除器的输出的自干扰抵消信号；
故接收接在自干扰抵消后接收到的信号实际为：
其中，其中x(t)为传输的自干扰信号，xint(t)为目标信号。hSI(t)和hc(t)分别代表自干扰信道和自干扰抵消信号；n(t)为高斯信号，代表卷积运算；
自干扰信道可以由一个均匀间隔的抽头延迟时间(TDL)模型表示
其中hSI r(t)表示hSI(t)的复基带等效形式，hi为第i个抽头系数，B是自干扰信号带宽，δ(t)为单位脉冲信号；
在经过结合Nt条路径的响应后，消除器的脉冲响应可表示为
为第n个移相器的脉冲响应。
可见，在自干扰抵消过程中，根据自干扰信道，就可以构建响应的自干扰抵消器，以抵消本地自干扰的影响；但是实际的全双工通信系统中，表征射频电路增益的射频不匹配系数并没有将估计的信道状态信息与空中真实的信道状态信息区别开来；
因此估计得到的自干扰信道与空中真实信道信息有着一定差异，由于模拟自干扰消除对于重建误差较为敏感，所以射频不匹配系数对基于信道状态信息的多抽头消除器可能产生显著的性能损失。
本构建自干扰抵消器的过程中，估计射频不匹配系数，对自干扰信道频域响应进行校正，校正得到的自干扰频率响应即为自干扰信道在空中频域响应估计值，利用校正后的自干扰信道频域响应，计算所需的自干扰抵消脉冲，并根据计算结果重建多抽头自干扰抵消器，降低了自干扰消除误差，提高了自干扰抵消器的性能；该自干扰抵消器应用于全双工收发器后，能够显著提高全双工收发器的干扰抑制能力。
在本申请的实施例中，定义校正信噪比其中经仿真实验得到：
自干扰抵消器在不同校正信噪比和对齐误差下的抵消能力如图3所示，图3表明随着估计信噪比的增加，抵消能力逐渐提升。在射频不匹配系数校正且无对齐误差时，抵消能力随估计信噪比近似线性提升。在射频不匹配系数校正且对齐误差为1％或射频不匹配系数不校正时，当估计信噪比大于30dB后，抵消能力几乎不再改变。在校正信噪比为20dB和30dB时，因为对不匹配系数较为精确的估计，所以两者的抵消能力相差不大。在相同估计信噪比下，对齐误差越大，抵消能力越差。在相同校正信噪比条件下，对齐误差为1％时的抵消能力和理想对齐误差时的抵消能力相差25dB甚至可以更大，此时再增加自干扰信道的估计准确度对抵消能力几乎没有作用。
全双工系统容量与半双工系统容量在ADC有效位数为8时的比值如图4所示，全双工系统容量与半双工系统容量在ADC有效位数为12时的比值如图5所示；图4和图5在仿真时设定校正信噪比和估计信噪比为40dB来分别估计射频不匹配系数和获得自干扰信道状态信息，模拟自干扰抵消和传播域损耗均为20dB。假设半双工通信中可达到的信噪比为20dB来获得全双工通信中目标信号的信号与干扰加噪声比。图4和图5表明随着发射功率的增加，全双工系统容量减小，从而与半双工系统容量的比值减小。这是因为发射功率的增加加强了残余自干扰功率，导致接收链路上非线性和量化噪声的增大，最终减小了系统容量。射频不匹配系数的存在导致抵消能力衰弱，从而使全双工系统容量在较低的发射功率下小于半双工容量。在射频不匹配系数校正且发射功率较高的情况下，全双工系统容量大于不校正的情况，但是在对齐误差增大的过程中，全双工系统容量衰减也更快。这些结果表明消除器在射频不匹配系数校正的情况下，抵消能力更强且对对齐误差的敏感度更高。

Claims (4)

1.一种面向同时同频全双工的多抽头模拟自干扰抵消方法，其特征在于：包括以下步骤：
S1.直连本地发射机和接收机，本地发射和接收已知的导频信号，在时域估计射频不匹配系数；所述步骤S1包括以下子步骤：
S101.直连本地发射机和接收机，本地发射已知的导频信号；
S102.对本地发射的信号进行本地接收，接收到信号在时域表示为：
y(k)＝αx(k)β+n(k)，
式中，y(k)为第k个子载波上本地接收信号的时域表示，x(k)为第k个子载波上的本地发射信号的时域表示，k＝1,2,3,...,K,其中K表示载波总数；n(k)为时域高斯噪声，α为本地发射的射频不匹配系数；β为本地接收的射频不匹配系数；
S103.定义射频不匹配系数Λ＝α×β，计算Λ的估计值
S2.将本地接收信号转换到频域，对射频不匹配系数下的自干扰信道频域响应进行估计；
所述步骤S2包括以下子步骤：
S201.将本地接收信号转换到频域：
Y(k)＝H(k)X(k)+N(k)；
X(k)为第k个子载波上本地发射信号的频域表示，Y(k)为第k个子载波上本地接收信号的频域表示，N(k)为均值0、方差σ2的频域高斯噪声；H(k)表示射频不匹配系数条件下的自干扰信道频域响应：
H(k)＝αH0(k)β＝ΛH0(k)；
式中，H0(k)为自干扰信道在空中的频域响应；
S202.利用最小二乘法，计算自干扰信道频域响应H(k)的估计值
S3.利用估计得到的射频不匹配系数，对估计的自干扰信道频域响应进行校正；
所述步骤S3包括：利用估计得到的射频不匹配系数对射频不匹配系数条件下的自干扰信道频域响应的估计值进行校正：
式中，表示校正后的自干扰信道频域响应，即自干扰信道在空中频域响应H0(k)的估计值；
S4.利用校正后的自干扰信道频域响应，计算所需的自干扰抵消脉冲，并根据计算结果重建多抽头自干扰抵消器。
2.根据权利要求1所述的一种面向同时同频全双工的多抽头模拟自干扰抵消方法，其特征在于：还包括全双工自干扰抵消步骤S5：将重建得到的多抽头自干扰抵消器应用在同时同频全双工通信系统中，实现全双工通信过程中的自干扰抑制。
3.根据权利要求1所述的一种面向同时同频全双工的多抽头模拟自干扰抵消方法，其特征在于：所述本地发射的射频不匹配系数α代表本地射频发射通道固有的幅度和相位增益，所述本地接收的射频不匹配系数β代表本地射频接收通道固有的幅度和相位增益。
4.根据权利要求1所述的一种面向同时同频全双工的多抽头模拟自干扰抵消方法，其特征在于：所述本地发射机和接收机之间连接线的长度可测量且已知，高斯噪声n(k)对射频不匹配系数估计的影响忽略不计。
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