CN108768423B - 全双工自干扰抑制方法及装置 - Google Patents

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CN108768423B CN201810288758.8A CN201810288758A CN108768423B CN 108768423 B CN108768423 B CN 108768423B CN 201810288758 A CN201810288758 A CN 201810288758A CN 108768423 B CN108768423 B CN 108768423B
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Abstract

本发明公开了一种全双工自干扰抑制方法及装置，其中，方法包括：获取本地发射射频信号和本地接收基带模拟信号，以建立自干扰信道模型；利用所述自干扰信道模型并通过数字激励重建数字干扰信号，并通过DAC将所述数字干扰信号转换成模拟自干扰信号；从所述本地接收基带模拟信号中消除所述模拟自干扰信号，以完成全双工自干扰抑制。该方法能够有效抑制基带模拟接收信号中的自干扰信号，简化自干扰抑制过程，并能减小ADC模块的输入范围和精度要求，增大其适用范围。

Description

全双工自干扰抑制方法及装置
技术领域
本发明涉及全双工干扰抑制技术领域，特别涉及一种全双工自干扰抑制方法及装置。
背景技术
同时同频全双工技术能够在同一频率同一时间进行发射和接收信号，理论上可以提高一倍的频谱效率。然而由于收发信机本地的发射信号会对本地的接收信号产生较为严重的自干扰，甚至淹没接收信号，为保证全双工正常通信，需要有效地抑制自干扰信号。自干扰抑制手段除了利用空间隔离、隔离器等，主要采用主动抵消技术，即通过重建自干扰信号然后从接收信号中减去，从而达到抑制自干扰的目的。
然而，现有技术中，主动抵消技术可分为射频自干扰抵消和数字自干扰抵消两类，射频自干扰抵消器抽取本地射频发射信号用于重建自干扰信号，并在本地射频接收信号中减去自干扰，数字自干扰抵消器利用本地数字发射信号重建自干扰信号并从本地接收的数字信号中减去自干扰。由于对射频信号的自干扰估计和重建误差制约了全双工自干扰消除能力，采用射频自干扰抵消虽然可以消除部分自干扰信号，但仍残留较为严重的自干扰信号与接收信号一起进入接收机ADC(Analog-to-Digital Converter，模数转换)模块，增加了输入信号幅度从而提高了ADC模块的精度要求；采用数字自干扰抵消虽然可以消除大部分残留的自干扰信号，但受ADC模块输入范围及精度所限，仍无法恢复被自干扰信号淹没的部分接收信号。
发明内容
本发明旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。
为此，本发明的一个目的在于提出一种全双工自干扰抑制方法，该方法能够简化自干扰抑制过程，增大其适用范围。
本发明的另一个目的在于提出一种全双工自干扰抑制装置。
为达到上述目的，本发明一方面实施例提出了一种全双工自干扰抑制方法，包括以下步骤：获取本地发射射频信号和本地接收基带模拟信号，以建立自干扰信道模型；利用所述自干扰信道模型并通过数字激励重建数字干扰信号，并通过DAC将所述数字干扰信号转换成模拟自干扰信号；从所述本地接收基带模拟信号中消除所述模拟自干扰信号，以完成全双工自干扰抑制。
本发明实施例的全双工自干扰抑制方法，通过建立自干扰信道模型，并通过数字激励重建数字干扰信号，进而转换为模拟自干扰信号，并将其消除，完成全双工自干扰抑制，具有有效抑制基带模拟接收信号中的自干扰信号，简化自干扰抑制过程的优点，并能减小 ADC模块的输入范围和精度要求，增大其适用范围。
另外，根据本发明上述实施例的全双工自干扰抑制方法还可以具有以下附加的技术特征：
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述获取本地发射射频信号和本地接收的基带模拟信号，以建立自干扰信道模型，进一步包括：在进行同时同频全双工通信之前，使得远端发射机处于未工作状态，且本地发射机发射前导序列，以从所述本地发射射频信号中抽取信号，并通过下变频和模数转换为第一数字信号，且从所述本地接收基带模拟信号中抽取信号，并通过模数转换成第二数字信号；以及将所述第一数字信号和所述第二数字信号及本地发射的基带数字信号建立所述自干扰信道模型。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述数字自干扰信号为：
Figure GDA0002314805930000021
其中，Ts为采样周期，k为数字信号的序号，
Figure GDA0002314805930000022
为发射信号，gn(d)为本地射频通道等效的非线性函数，hn(t)为从所述本地发射机到本地接收机信道传输的冲激响应。
所述模拟自干扰信号为：
Figure GDA0002314805930000023
其中，h(t-hTs)表示为归一化成型脉冲函数，k为数字信号的序号，t为时间，
Figure GDA0002314805930000024
为所述数字自干扰信号。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述从所述本地接收的基带模拟信号中消除所述自干扰信号，进一步包括：将所述模拟自干扰信号输入加法器，并且将所述模拟自干扰信号从所述本地接收基带模拟信号中消除。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述消除公式为：
Figure GDA0002314805930000025
其中，
Figure GDA0002314805930000026
为所述模拟自干扰信号，zn(t)为本地接收的基带模拟信号。
为达到上述目的，本发明另一方面实施例提出了一种全双工自干扰抑制装置，包括：建模模块，用于获取本地发射射频信号和本地接收基带模拟信号，以建立自干扰信道模型；重建转换模块，用于利用所述自干扰信道模型并通过数字激励重建数字干扰信号，并通过 DAC将所述数字干扰信号转换成模拟自干扰信号；消除模块，用于从所述本地接收基带模拟信号中消除所述模拟自干扰信号，以完成全双工自干扰抑制。
本发明实施例的全双工自干扰抑制装置，通过建立自干扰信道模型，并通过数字激励重建数字干扰信号，进而转换为模拟自干扰信号，并将其消除，完成全双工自干扰抑制，具有有效抑制基带模拟接收信号中的自干扰信号，简化自干扰抑制过程的优点，并能减小 ADC模块的输入范围和精度要求，增大其适用范围。
另外，根据本发明上述实施例的全双工自干扰抑制装置还可以具有以下附加的技术特征：
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述建模模块，进一步用于：在进行同时同频全双工通信之前，使得远端发射机处于未工作状态，且本地发射机发射前导序列，以从所述本地发射射频信号中抽取信号，并通过下变频和模数转换为第一数字信号，且从所述本地接收基带模拟信号中抽取信号，并通过模数转换成第二数字信号；以及将所述第一数字信号和所述第二数字信号及本地发射的基带数字信号建立所述自干扰信道模型。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述数字自干扰信号为：
Figure GDA0002314805930000031
其中，Ts为采样周期，k为数字信号的序号，
Figure GDA0002314805930000032
为发射信号，gn(d)为本地射频通道等效的非线性函数，hn(t)为从所述本地发射机到本地接收机信道传输的冲激响应。
所述模拟自干扰信号为：
Figure GDA0002314805930000033
其中，h(t-kTs)表示为归一化成型脉冲函数，k为数字信号的序号，t为时间，
Figure GDA0002314805930000034
为所述数字自干扰信号。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述消除模块，进一步用于：将所述模拟自干扰信号输入加法器，并且将所述模拟自干扰信号从所述本地接收基带模拟信号中消除。
进一步地，在本发明的一个实施例中，所述的全双工自干扰抑制装置还包括：下变频模块、两个ADC模块、数字自干扰重建模块、DAC模块和加法器模块。
本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1为根据本发明实施例的全双工自干扰抑制方法流程图；
图2为根据本发明一个实施例的全双工自干扰抑制方法流程图；
图3为根据本发明一个实施例的全双工自干扰抑制装置的结构示意图；
图4为根据本发明实施例的全双工自干扰抑制装置的结构示意图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
下面参照附图描述根据本发明实施例提出的全双工自干扰抑制方法及装置，首先将参照附图描述根据本发明实施例提出的全双工自干扰抑制方法。
如图1所示，本发明实施例的全双工自干扰抑制方法的具体流程为：首先建立自干扰信道估计，进而进行数字自干扰信号重建并转换成模拟自干扰信号，最后消除重建的模拟自干扰信号。
具体而言，本发明实施例的全双工自干扰抑制方法通过降低全双工通信系统接收机输入ADC模块的接收信号中残留的自干扰信号，提出一种通过数字信号处理估计自干扰信道和自干扰信号，利用DAC模块重建基带模拟自干扰信号并从本地接收信号中予以消除的全双工自干扰抑制的方法及装置，有效抑制基带模拟接收信号中的自干扰信号，减少全双工系统ADC模块的输入范围及精度要求。
图2是本发明一个实施例的全双工自干扰抑制方法的流程图。
如图2所示，该全双工自干扰抑制方法包括以下步骤：
在步骤S101中，获取本地发射射频信号和本地接收基带模拟信号，以建立自干扰信道模型。
可以理解的是，在进行同时同频全双工通信之前，使得远端发射机处于未工作状态，且本地发射机发射前导序列，以从本地发射射频信号中抽取信号，并通过下变频和模数转换为第一数字信号，且从本地接收基带模拟信号中抽取信号，并通过模数转换成第二数字信号；以及将第一数字信号和第二数字信号及本地发射的基带数字信号建立自干扰信道模型。
在本发明的一个实施例中，进行同时同频全双工通信之前，远端发射机处于未工作状态，本地发射机发射前导序列，从本地发射射频信号中抽取信号，通过下变频和ADC模块变成数字信号，该路数字信号包含了本地射频发射通道引起的畸变，从本地接收基带模拟信号中抽取信号，通过ADC模块也变成数字信号，这路数字信号包含了射频发射和接收通道引起的畸变以及从发射端到接收端的泄漏，这两路数字信号与本地发射的基带数字信号一起输入数字自干扰重建模块，利用数字信号处理估计自干扰信道，即从本地发射数字基带到本地接收的传输信道。
自干扰信道估计可选的方法有：假设本地发射的基带数字信号为
Figure GDA0002314805930000041
经过数模转换变成基带模拟信号dn(t)，
Figure GDA0002314805930000051
其中，h(t-kTs)为归一化成型脉冲函数，Ts为采样周期，k为数字信号的序号，t为时间。
假设本地发射的射频信号为xn(t)：
xn(t)＝gn(dn(t))exp(j2πfct)，
其中，fc为载波的中心频率，gn(d)为本地射频通道等效的非线性函数。
类似地，假设远端发射的基带数字信号为
Figure GDA0002314805930000052
经过数模转换变成基带模拟信号df(t)，则：
Figure GDA0002314805930000053
假设远端发射的射频信号为xf(t)：
xf(t)＝gf(df(t))exp(j2πfct)，
其中，gf(d)为远端射频通道等效的非线性函数，本地接收的射频信号可以表示为：
r(t)＝xf(t)*hf(t)+xn(t)*hn(t)+n(t)，
其中，hf(t)表示从远端发射机到本地接收机信道传输的冲击响应，hn(t)表示从本地发射机到本地接收机信道传输的冲激响应，*表示卷积运算，n(t)表示加性噪声。
通过从本地发射的射频信号中抽取信号xn(t)，经过下变频和模数转换，可以得到：
Figure GDA0002314805930000054
在进行同时同频全双工通信之前，远端发射机处于未工作状态，本地接收的射频信号可以表示为：
r(t)＝xn(t)*hn(t)+n(t)，
经过下变频模块，本地接收的基带模拟信号可以表示为：
zn(t)＝gn(dn(t)))*hn(t)，
通过从本地接收的基带模拟信号中抽取信号zn(t)，经过模数转换，可以得到：
Figure GDA0002314805930000055
利用己知的发射信号
Figure GDA0002314805930000056
抽取到的
Figure GDA0002314805930000057
和
Figure GDA0002314805930000058
可以估计出本地射频通道等效的非线性函数gn(d)以及从本地发射机到本地接收机信道传输的冲激响应hn(t)。
非线性函数gn(d)可以表示成泰勒级数展开的形式：gn(d)＝∑mamdm，则
Figure GDA0002314805930000059
其中am是第m次幂项的系数。可以利用己知的发射信号
Figure GDA00023148059300000510
和抽取得到的
Figure GDA00023148059300000511
通过解方程则可求得am，从而得到非线性函数gn(d)。
从本地发射机到本地接收机信道传输冲激响应hn(t)可以表示为抽头延时的形式：
Figure GDA00023148059300000512
其中
Figure GDA00023148059300000513
是第k个抽头的系数。
Figure GDA0002314805930000061
利用抽取得到的
Figure GDA0002314805930000062
和
Figure GDA0002314805930000063
通过解方程则可求得
Figure GDA0002314805930000064
本发明实施例的全双工自干扰抑制方法建立自干扰信道模型，为后续消除全双工自干扰提供条件，具有建模简单方便，后续处理简便的特点。
在步骤S102中，利用自干扰信道模型并通过数字激励重建数字干扰信号，并通过DAC 将数字干扰信号转换成模拟自干扰信号。
可以理解的是，在该步骤中，数字自干扰信号为：
Figure GDA0002314805930000065
其中，Ts为采样周期，k为数字信号的序号，
Figure GDA0002314805930000066
为发射信号，gn(d)为本地射频通道等效的非线性函数，hn(t)为从本地发射机到本地接收机信道传输的冲激响应。
模拟自干扰信号为：
Figure GDA0002314805930000067
其中，h(t-kTs)表示为归一化成型脉冲函数，k为数字信号的序号，t为时间，
Figure GDA0002314805930000068
为数字自干扰信号。
在步骤S103中，从本地接收基带模拟信号中消除模拟自干扰信号，以完成全双工自干扰抑制
进一步地，在本发明的一个实施例中，将模拟自干扰信号输入加法器，并且将模拟自干扰信号从本地接收基带模拟信号中消除。
本发明实施例的全双工自干扰抑制方法，通过建立自干扰信道模型，并通过数字激励重建数字干扰信号，进而转换为模拟自干扰信号，并将其消除，完成全双工自干扰抑制，具有有效抑制基带模拟接收信号中的自干扰信号，简化自干扰抑制过程的优点，并能减小 ADC模块的输入范围和精度要求，增大其适用范围。
其次参照附图描述根据本发明实施例提出的全双工自干扰抑制装置。
图3是本发明一个实施例的全双工自干扰抑制装置的结构示意图。
如图3所示，该全双工自干扰抑制装置10包括：建模模块100、重建转换模块200和消除模块300。
其中，建模模块100用于获取本地发射射频信号和本地接收基带模拟信号，以建立自干扰信道模型。重建转换模块200用于利用自干扰信道模型并通过数字激励重建数字干扰信号，并通过DAC将数字干扰信号转换成模拟自干扰信号；消除模块300用于从本地接收基带模拟信号中消除模拟自干扰信号，以完成全双工自干扰抑制。该装置能够简化自干扰抑制过程，并能减小ADC模块的输入范围和精度要求，增大其适用范围。
进一步地，在本发明的一个实施例中，建模模块100进一步用于：在进行同时同频全双工通信之前，使得远端发射机处于未工作状态，且本地发射机发射前导序列，以从本地发射射频信号中抽取信号，并通过下变频和模数转换为第一数字信号，且从本地接收基带模拟信号中抽取信号，并通过模数转换成第二数字信号；以及将第一数字信号和第二数字信号及本地发射的基带数字信号建立自干扰信道模型。
进一步地，在本发明的一个实施例中，数字自干扰信号为：
Figure GDA0002314805930000071
其中，Ts为采样周期，k为数字信号的序号，
Figure GDA0002314805930000072
为发射信号，gn(d)为本地射频通道等效的非线性函数，hn(t)为从本地发射机到本地接收机信道传输的冲激响应。
模拟自干扰信号为：
Figure GDA0002314805930000073
其中，h(t-kTs)表示为归一化成型脉冲函数，k为数字信号的序号，t为时间，
Figure GDA0002314805930000074
为数字自干扰信号。
进一步地，在本发明的一个实施例中，消除模块300进一步用于：
将模拟自干扰信号输入加法器，并且将模拟自干扰信号从本地接收基带模拟信号中消除。
进一步地，在本发明的一个实施例中，如图4所示，如图1所示，在本发明的实施例中，在包含现有技术的射频自干扰抵消器和数字自干扰抵消器基础上，配置了本发明的全双工自干扰抑制装置，本发明全双工自干扰抑制装置包含一个下变频模块2、一个ADC模块2，一个ADC模块3，一个数字自干扰重建模块2，一个DAC模块2和一个加法器3，其中下变频模块2和ADC模块2用于将本地发射射频信号转变为数字信号，ADC模块3用于将本地接收基带模拟信号转变为数字信号，数字自干扰重建模块2用于估计自干扰信号传输信道并重建数字自干扰信号，DAC模块2将重建的数字自干扰信号转换成模拟自干扰信号，加法器3用于抵消本地接收基带模拟信号中的自干扰信号。
需要说明的是，前述对方法实施例的解释说明也适用于该实施例的装置，此处不再赘述。
本发明实施例的全双工自干扰抑制方法，通过建立自干扰信道模型，并通过数字激励重建数字干扰信号，进而转换为模拟自干扰信号，并将其消除，完成全双工自干扰抑制，具有有效抑制基带模拟接收信号中的自干扰信号，简化自干扰抑制过程的优点，并能减小 ADC模块的输入范围和精度要求，增大其适用范围。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“长度”、“宽度”、“厚度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”、“顺时针”、“逆时针”、“轴向”、“径向”、“周向”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，第一特征在第二特征“上”或“下”可以是第一和第二特征直接接触，或第一和第二特征通过中间媒介间接接触。而且，第一特征在第二特征“之上”、“上方”和“上面”可是第一特征在第二特征正上方或斜上方，或仅仅表示第一特征水平高度高于第二特征。第一特征在第二特征“之下”、“下方”和“下面”可以是第一特征在第二特征正下方或斜下方，或仅仅表示第一特征水平高度小于第二特征。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

Claims (2)

1.一种全双工自干扰抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：
获取本地发射射频信号和本地接收基带模拟信号，以建立自干扰信道模型，其中，所述获取本地发射射频信号和本地接收的基带模拟信号，以建立自干扰信道模型，进一步包括：在进行同时同频全双工通信之前，使得远端发射机处于未工作状态，且本地发射机发射前导序列，以从所述本地发射射频信号中抽取信号，并通过下变频和模数转换为第一数字信号，且从所述本地接收基带模拟信号中抽取信号，并通过模数转换成第二数字信号；以及将所述第一数字信号和所述第二数字信号及本地发射的基带数字信号建立所述自干扰信道模型；具体地：假设本地发射的基带数字信号为
Figure FDA0002314805920000011
经过数模转换变成基带模拟信号dn(t)，
Figure FDA0002314805920000012
其中，h(t-kTs)为归一化成型脉冲函数，Ts为采样周期，k为数字信号的序号，t为时间；假设本地发射的射频信号为xn(t)：xn(t)＝gn(dn(t))exp(j2πfct)，其中，fc为载波的中心频率，gn(d)为本地射频通道等效的非线性函数；假设远端发射的基带数字信号为
Figure FDA0002314805920000013
经过数模转换变成基带模拟信号df(t)，则：
Figure FDA0002314805920000014
假设远端发射的射频信号为xf(t)：xf(t)＝gf(ff(t))exp(j2πfct)，其中，gf(d)为远端射频通道等效的非线性函数，本地接收的射频信号表示为：r(t)＝xf(t)*hf(t)+xn(t)*hn(t)+n(t)，其中，hf(t)表示从远端发射机到本地接收机信道传输的冲击响应，hn(t)表示从本地发射机到本地接收机信道传输的冲激响应，*表示卷积运算，n(t)表示加性噪声；通过从本地发射的射频信号中抽取信号xn(t)，经过下变频和模数转换，得到：
Figure FDA0002314805920000015
在进行同时同频全双工通信之前，远端发射机处于未工作状态，本地接收的射频信号表示为：r(t)＝xn(t)*hn(t)+n(t)，经过下变频模块，本地接收的基带模拟信号表示为：zn(t)＝gn(dn(t)))*hn(t)，通过从本地接收的基带模拟信号中抽取信号zn(t)，经过模数转换，得到：
Figure FDA0002314805920000016
利用发射信号
Figure FDA0002314805920000017
抽取到的
Figure FDA0002314805920000018
和
Figure FDA0002314805920000019
估计出本地射频通道等效的非线性函数gn(d)以及从本地发射机到本地接收机信道传输的冲激响应hn(t)；非线性函数gn(d)表示成泰勒级数展开的形式：gn(d)＝∑mamdm，则
Figure FDA00023148059200000110
其中am是第m次幂项的系数；利用已知的发射信号
Figure FDA00023148059200000111
和抽取得到的
Figure FDA00023148059200000112
通过解方程求得am，从而得到非线性函数gn(d)；从本地发射机到本地接收机信道传输冲激响应hn(t)表示为抽头延时的形式：
Figure FDA00023148059200000113
其中
Figure FDA00023148059200000114
是第k个抽头的系数；
Figure FDA00023148059200000115
利用抽取得到的
Figure FDA00023148059200000116
和
Figure FDA00023148059200000117
通过解方程求得
Figure FDA00023148059200000118
利用所述自干扰信道模型并通过数字激励重建数字干扰信号，并通过DAC将所述数字干扰信号转换成模拟自干扰信号，其中，所述数字自干扰信号为：
Figure FDA00023148059200000119
其中，Ts为采样周期，k为数字信号的序号，
Figure FDA0002314805920000021
为发射信号，gn(d)为本地射频通道等效的非线性函数，hn(t)为从所述本地发射机到本地接收机信道传输的冲激响应，所述模拟自干扰信号为：
Figure FDA0002314805920000022
其中，h(t-kTs)表示为归一化成型脉冲函数，k为数字信号的序号，t为时间，
Figure FDA0002314805920000023
为所述数字自干扰信号；以及
从所述本地接收基带模拟信号中消除所述模拟自干扰信号，以完成全双工自干扰抑制，其中，所述从所述本地接收的基带模拟信号中消除所述自干扰信号，进一步包括：将所述模拟自干扰信号输入加法器，并且将所述模拟自干扰信号从所述本地接收基带模拟信号中消除；其中，通过消除公式将所述模拟自干扰信号从所述本地接收基带模拟信号中消除，其中，所述消除公式为：
Figure FDA0002314805920000024
其中，
Figure FDA0002314805920000025
为所述模拟自干扰信号，zn(t)为本地接收的基带模拟信号。
2.一种全双工自干扰抑制装置，其特征在于，包括：
建模模块，用于获取本地发射射频信号和本地接收基带模拟信号，以建立自干扰信道模型，其中，所述建模模块进一步用于：在进行同时同频全双工通信之前，使得远端发射机处于未工作状态，且本地发射机发射前导序列，以从所述本地发射射频信号中抽取信号，并通过下变频和模数转换为第一数字信号，且从所述本地接收基带模拟信号中抽取信号，并通过模数转换成第二数字信号；以及将所述第一数字信号和所述第二数字信号及本地发射的基带数字信号建立所述自干扰信道模型，具体地：假设本地发射的基带数字信号为
Figure FDA0002314805920000026
经过数模转换变成基带模拟信号dn(t)，
Figure FDA0002314805920000027
其中，h(t-kTs)为归一化成型脉冲函数，Ts为采样周期，k为数字信号的序号，t为时间；假设本地发射的射频信号为xn(t)：xn(t)＝gn(dn(t))exp(j2πfct)，其中，fc为载波的中心频率，gn(d)为本地射频通道等效的非线性函数；假设远端发射的基带数字信号为
Figure FDA0002314805920000028
经过数模转换变成基带模拟信号df(t)，则：
Figure FDA0002314805920000029
假设远端发射的射频信号为xf(t)：xf(t)＝gf(df(t))exp(j2πfct)，其中，gf(d)为远端射频通道等效的非线性函数，本地接收的射频信号表示为：r(t)＝xf(t)*hf(t)+xn(t)*hn(t)+n(t)，其中，hf(t)表示从远端发射机到本地接收机信道传输的冲击响应，hn(t)表示从本地发射机到本地接收机信道传输的冲激响应，*表示卷积运算，n(t)表示加性噪声；通过从本地发射的射频信号中抽取信号xn(t)，经过下变频和模数转换，得到：
Figure FDA00023148059200000210
在进行同时同频全双工通信之前，远端发射机处于未工作状态，本地接收的射频信号表示为：r(t)＝xn(t)*hn(t)+n(t)，经过下变频模块，本地接收的基带模拟信号表示为：zn(t)＝gn(dn(t)))*hn(t)，通过从本地接收的基带模拟信号中抽取信号zn(t)，经过模数转换，得到：
Figure FDA00023148059200000211
利用发射信号
Figure FDA00023148059200000212
抽取到的
Figure FDA00023148059200000213
和
Figure FDA00023148059200000214
估计出本地射频通道等效的非线性函数gn(d)以及从本地发射机到本地接收机信道传输的冲激响应hn(t)；非线性函数gn(d)表示成泰勒级数展开的形式：gn(d)＝∑mamdm，则
Figure FDA0002314805920000031
其中am是第m次幂项的系数；利用己知的发射信号
Figure FDA0002314805920000032
和抽取得到的
Figure FDA0002314805920000033
通过解方程求得am，从而得到非线性函数gn(d)；从本地发射机到本地接收机信道传输冲激响应hn(t)表示为抽头延时的形式：
Figure FDA0002314805920000034
其中
Figure FDA0002314805920000035
是第k个抽头的系数；
Figure FDA0002314805920000036
利用抽取得到的
Figure FDA0002314805920000037
和
Figure FDA0002314805920000038
通过解方程求得
Figure FDA0002314805920000039
重建转换模块，用于利用所述自干扰信道模型并通过数字激励重建数字干扰信号，并通过DAC将所述数字干扰信号转换成模拟自干扰信号，其中，所述数字自干扰信号为：
Figure FDA00023148059200000310
其中，Ts为采样周期，k为数字信号的序号，
Figure FDA00023148059200000311
为发射信号，gn(d)为本地射频通道等效的非线性函数，hn(t)为从所述本地发射机到本地接收机信道传输的冲激响应，所述模拟自干扰信号为：
Figure FDA00023148059200000312
其中，h(t-kTs)表示为归一化成型脉冲函数，k为数字信号的序号，t为时间，
Figure FDA00023148059200000313
为所述数字自干扰信号；
消除模块，用于从所述本地接收基带模拟信号中消除所述模拟自干扰信号，以完成全双工自干扰抑制，所述消除模块，进一步用于：将所述模拟自干扰信号输入加法器，并且将所述模拟自干扰信号从所述本地接收基带模拟信号中消除；其中，通过消除公式将所述模拟自干扰信号从所述本地接收基带模拟信号中消除，其中，所述消除公式为：
Figure FDA00023148059200000314
其中，
Figure FDA00023148059200000315
为所述模拟自干扰信号，zn(t)为本地接收的基带模拟信号；
所述装置还包括：下变频模块、两个ADC模块、数字自干扰重建模块、DAC模块和加法器模块，其中，下变频模块和一个ADC模块用于将本地发射射频信号转变为数字信号，另一个ADC模块用于将本地接收基带模拟信号转变为数字信号，数字自干扰重建模块用于估计自干扰信号传输信道并重建数字自干扰信号，DAC模块将重建的数字自干扰信号转换成模拟自干扰信号，加法器用于抵消本地接收基带模拟信号中的自干扰信号。
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