CN105187093A - 一种lte全双工系统自干扰级联抵消的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种应用于LTE全双工系统中的自干扰信号抵消方法，采用天线抵消与射频抵消级联的方式，实现LTE同频同时全双工通信。本发明通过采用天线抵消与射频抵消级联的方法，克服了由于天线位置精度不够所带来的影响，采用采样插值定理对天线的位置进行估计，用最小二乘法计算出天线误差。利用两根发射天线发送同样的信号，在接收端抵消本地发送信号，同时采用射频抵消的方式修正天线位置误差。通过仿真，验证了天线抵消、射频抵消和数字抵消级联应用于LTE同频同时全双工系统的可能性。再在结合已有的其它干扰抵消技术，可以消除本地自干扰信号，从而满足LTE全双工系统的需求，从而使LTE系统的频谱资源利用率提高一倍。

Description

一种LTE全双工系统自干扰级联抵消的方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，特别涉及一种LTE全双工系统自干扰抵消方法。

背景技术

移动数据传输量从2010到2020年将要增加1000倍，无线通信业务对频谱资源的需求在以指数上升，然而目前的无线频谱资源已近枯竭，这促使了第五代移动通信的研发，第五代无线网络系统包括无线系统的设计，网络结构，空中接口，关键传输方案以及复用方案。

全双工无线通信系统在同频同时发送和接收信号的情况下可以提高1倍频谱利用率，因此成为5G乃至下一代通信的核心技术，随着射频和数字处理器技术的发展，全双工通信将能够以合理的价格和低复杂度的硬件来实现。

实现同频同时全双工技术的关键就是消除本地自干扰信号。现有的干扰抵消方法基本都是在WIFI信号下在三个地方对本地干扰信号进行处理：天线抵消或采用隔离器、模拟干扰抵消、数字干扰抵消。

在已有的实现同频同时全双工技术的方法中，StanfordUniversity的MayankJain,JungllChoi等人提出了一种天线干扰抵消、模拟干扰抵消和基带干扰抵消的体系架构。

2011年他们又提出了一种拜伦抵消的方法，并结合数字干扰抵消的方法来实现同频同时全双工。拜伦抵消主要是通过产生另一路模拟信号跟原信号反相，通过控制振幅衰减跟频率偏移的多次迭代来实现抵消的最大化。而数字抵消则是通过信道估计的方法在数字域对数字信号抵消。

2013年StanfordUniversity的DineshBharadia，EmilyMcMilin，SachinKatti等人提出了一种新型环形天线隔离器、模拟干扰抵消和数字干扰抵消的方案。环形隔离器通过加一路有线传输的信号与接受到的信号相抵消。模拟干扰抵消和数字干扰抵消都利用了本地信号的导频信号来重建干扰信号与接受信号相抵消。该方案在2.4GHZ能够达到80MHZ带宽的WIFI通信，但整套设备造价昂贵。

对于当前的天线抵消技术，理想情况下经过天线抵消能够抵消全部的自干扰信号，但是由于制造工艺的限制，天线位置可能会有多达1mm的误差，通过分析天线位置误差对天线抵消性能的影响可知，天线抵消对于位置误差非常的敏感。现有的双天线抵消技术中，若不考虑天线位置误差，对于中心频率2.48GHZ，带宽5MHZ的信号最多能抵消60.7dB，若将带宽增加到LTE的20MHZ，最多能够抵消46.9dB，但天线抵消技术对天线位置特别敏感，在WIFI信号下，若天线位置误差达到1mm，则至多能够抵消28.7dB。

发明内容

基于上述分析，设法减少乃至抵消天线位置误差带来的影响十分重要。本发明提出了一种LTE全双工系统自干扰级联抵消的方法，采用采样插值的方法来减少因为位置误差引入的干扰，通过最小二乘估计方法控制10个固定延时器的衰减系数，用原始信号的10路不同延时加权和估计天线抵消位置偏差引入的干扰。

本发明采取了以下技术方案：

一种LTE全双工系统自干扰级联抵消的方法，应用于同频同时全双工收发系统，所述全双工系统采用了天线干扰抵消与射频干扰抵消级联的干扰抵消方案；所述天线干扰抵消的方案为：使用两个发射天线和一根接收天线RX，所述接收天线TX1与RX的距离为d，TX2与RX的距离为d+λ/2，λ为发射信号的波长；所述射频干扰抵消的方案为：第一路信号由发射天线经过近场信道到达接收机，然后产生第二路信号来实现模拟抵消，最后在接收路径上与第一路信号相减抵消掉；所述第二路信号近似于第一路信号，所述第二路信号是由N路信号经过固定的延时和可变的衰减，然后对这N路信号求和得到的。

作为本发明的进一步改进，所述全双工系统还采用了数字干扰抵消技术，将天线干扰抵消、射频干扰抵消与数字干扰抵消级联。

作为本发明的进一步改进，所述第二路信号是由N路信号经过固定的延时和可变的衰减，然后对这N路信号求和得到的，具体为：时延d₁，…，d_N是等间距的，其中，N/2个信号的延迟低于自干扰信号延迟d，而另外的N/2个信号的延迟则大于自干扰信号延迟d；衰减值a₁，…，a_N满足：

$\underset{a_1,...,a_N}{min}{\left(y\right(t)-\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{a}_{i}c\left(t-d_i\right))}^2,$

其中，c(t)是经过不同时延的信号，y(t)是本地自干扰信号。

作为本发明的进一步改进，采用最小二乘估计算法估计所述衰减值a₁，…，a_N。

附图说明

图1是本发明所采用的同频同时全双工收发器框图；

图2是天线位置误差与干扰抵消性能的关系曲线图；

图3是射频抵消算法框图；

图4是sinc采样算法示意图；

图5是天线抵消与射频抵消级联的性能示意图。

具体实施方式

下面结合附图说明及具体实施方式对本发明进一步说明。

本发明中所采用的全双工收发器如附图1所示，采用2根发射天线和1根接收天线。在本发明采用的全双工收发器结构中，采用天线抵消、射频抵消、数字抵消的三级级联方案。在现有技术中，利用天线抵消或循环隔离器技术，能使自干扰信号降低大约40-45dB，而模拟抵消技术可以抵消大约25-40dB的干扰。目前研究的数字干扰技术基本都是基于线性信号抵消，能够抵消20dB左右的干扰。

如附图1所示，使用两个发射天线，使信号经过空间传播后在接收天线处实现干扰抵消。在最基本的天线设备中，一个结点处需要两根天线发送信号。一根单独的接收天线被放置在距离两发射天线距离不等的位置，这是由发送信号中心频率的半波长决定的。例如发送信号的波长为λ，发射天线TX1距离RX的距离为d，那么发射天线TX2距离RX的距离应该为d+λ/2。因此，由发射天线TX1，TX2发送的信号在接收天线RX处就能实现电磁场的近似反相等振幅，完成对消，从而使本地自干扰信号显著衰减。

上述多天线对消方法使用的最佳情景是视距传播中，假如天线被放置在一个角落里，由于反射的存在是在接收天线处接收到的两路信号不一定会完成抵消。虽然在多天线干扰抵消的场景中一般都存在反射现象，但是由于反射信号相对于直射信号有较长的传输路径和信号衰减，发射信号的信号强度要比LOS的信号强度要弱很多，可以通过后续的模拟干扰抵消和数字干扰抵消来解决这一问题。

在完全理想的情况下，在接收天线RX处从TX1和TX2发送来的信号可以正好实现振幅完全相等，相位完全相反。然而，发现发射信号的带宽跟多天线干扰抵消的性能密切相关。并且，在实际应用中由于工程误差会严重限制多天线干扰抵消的性能。因此，多天线干扰抵消对幅度失配的灵敏度和接收天线放置位置对抵消性能的影响也是值得考虑的重要问题。

为了分析使用天线干扰抵消的性能，就需要来分析自干扰信号的功率在天线抵消后的变化。假设在接收天线出接收到的信号为：

$r\[t\]=\frac{A_1}{A_{tt1}}x\[t\]e^{j(2{\mathrm{\πf}}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_1)}+\frac{A_2}{A_{tt2}}x\[t\]e^{j(2{\mathrm{\πf}}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_2)}$

其中A₁为发射天线TX1发射信号的幅度；A₂为发射天线TX2发射信号的幅度；x[t]为单位功率的基带信号；A_tt1为发射天线TX1发射信号经过无线信道到达RX的衰减；A_tt2为发射天线TX2发射信号经过无线信道到达RX的衰减；φ₁为发射天线TX1发射信号经过无线信道到达RX的相位偏移；φ₂为发射天线TX2发射信号经过无线信道到达RX的相位偏移；f_c为载波中心频率。假设A₁/A_tt1＝A_ant，设TX1和TX2发射信号的幅度不匹配为在接收天线RX处TX1和TX2发送来的信号相位差为π，即

${\mathrm{\φ}}_2={\mathrm{\φ}}_1+\mathrm{\π}+{\mathrm{\ϵ}}_{ant}^{\mathrm{\Φ}}$

那么y(t)可以表示为：

$\begin{array}{c}{A}_{ant}x\[t\]e^{j(2{\mathrm{\πf}}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_1)}+(A_{ant}+{\mathrm{\ϵ}}_{ant}^A)x\[t\]e^{j(2{\mathrm{\πf}}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_1+\mathrm{\π}+{\mathrm{\ϵ}}_{ant}^{\mathrm{\φ}})}\\ =A_{ant}x\[t\]e^{j\left(2{\mathrm{\πf}}_{c}t\right)}{e}^{{\mathrm{j\φ}}_1}(1-e^{{\mathrm{j\ϵ}}_{ant}^{\mathrm{\φ}}})-{\mathrm{\ϵ}}_{ant}^{A}x\[t\]e^{j(2{\mathrm{\πf}}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_1+{\mathrm{\ϵ}}_{ant}^{\mathrm{\φ}})}\end{array}$

由于任意信号r[t]的信号功率可以由表示，其中为r[t]的共轭。因此，RX处的接收信号功率可以表示为：

$\begin{array}{c}\{A_{ant}x\[t\]e^{j2{\mathrm{\πf}}_{c}t}{e}^{{\mathrm{j\φ}}_1}(1-e^{{\mathrm{j\ϵ}}_{ant}^{\mathrm{\φ}}})-{\mathrm{\ϵ}}_{ant}^{A}x\[t\]e^{j(2{\mathrm{\πf}}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_1+{\mathrm{\ϵ}}_{ant}^{\mathrm{\φ}})}\}*\\ \{A_{ant}\stackrel{\‾}{x\[t\]}{e}^{-j2{\mathrm{\πf}}_{c}t}{e}^{-{\mathrm{j\φ}}_1}(1-e^{-{\mathrm{j\ϵ}}_{ant}^{\mathrm{\φ}}})-{\mathrm{\ϵ}}_{ant}^A\stackrel{\‾}{x\[t\]}{e}^{-j(2{\mathrm{\πf}}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_1+{\mathrm{\ϵ}}_{ant}^{\mathrm{\φ}})}\}\\ =2A_{ant}(A_{ant}+{\mathrm{\ϵ}}_{ant}^A){\left|x\[t\]\right|}^2(1-cos({\mathrm{\ϵ}}_{ant}^{\mathrm{\φ}}\left)\right)+{\left({\mathrm{\ϵ}}_{ant}^A\right)}^2{\left|x\[t\]\right|}^2\end{array}$

相位偏差是由于接收天线放置的微小偏差导致的。相位偏移φ是由TX与RX之间的距离决定的，用式子表示为2πd/λ，其中λ为传输信号波长。因此相位偏差可以表示为其中为接收天线RX的放置偏差。因此，接收天线RX处接收信号的功率可以表示为：

$2A_{ant}(A_{ant}+{\mathrm{\ϵ}}_{ant}^A){\left|x\[t\]\right|}^2(1-cos(\frac{2{\mathrm{\π\ϵ}}_{ant}^d}{\mathrm{\λ}}\left)\right)+{\left({\mathrm{\ϵ}}_{ant}^A\right)}^2{\left|x\[t\]\right|}^2$

由式上式可以发现，RX处接收信号的功率与发射天线TX1和TX2的幅度不匹配和相位不匹配密切相关。由上式可以评估天线干扰抵消对接收天线RX放置位置、发射信号频率、TX1和TX2到RX处幅度不匹配的灵敏度。参数能够体现出信号带宽对天线干扰抵消性能的影响。

当接收天线RX放置位置的误差为为了得到接收天线RX放置位置误差的对性能的影响，假设RX偏离最佳位置的距离为1mm，即当RX处两发射天线的幅度完全匹配时，天线抵消的性能会下降到62dB。附图2为天线位置误差与抵消性能的关系。

模拟抵消算法如附图3所示，一路信号由发射天线经过近场信道到达接收机，接下来的任务是产生另一路信号近似于第一路信号完成抵消。近似信号是由N路信号通过固定的延时和可变的衰减而来，然后对这N路信号求和，最后在接收路径上与第一路信号相减抵消掉。实际上，这N路信号都是发射信号经过不同的固定时延和可变的幅度衰减的基函数。这个方法实现的关键是：如何选择不同的固定时延和正确选择可变衰减来实现自干扰信号的最大抵消。

本发明的设计基于一种全新的想法：可以把抵消看成是一个采样和差值的问题。实际的自干扰信号有一个固定的延时和幅度衰减，这是因为信号在经过近场信道跟电路基本是固定的。选择的固定时延的范围应该稍大于实际自干扰信号经历各种设备的跨度。在实际中，很难知道d的精确值，因为它是信号经过电路的未知函数，但是总能找到它变化的范围。可以设定N个固定延迟，可以把N/2个延迟的设置低于自干扰信号延迟d，而另外的N/2个延迟则大于自干扰信号延迟d。

现在可以得到领先和落后于本地自干扰信号的N路信号，那接下来就是利用这N路信号估计出本地自干扰信号在某一时刻的实际值。换一种思路，这基本上是一个差值问题，类似于奈圭斯特数字采样。在奈圭斯特数字采样中，离散信号采样的时间间隔是采样频率的倒数。奈圭斯特采样定理表明：以奈圭斯特速率采样不会丢失信息，换句话说，可以在任何时候重建信号，需要重建的信号是在此时刻之前与之后的采样的加权线性组合，而这些线性组合的权重可以通过sinc差值定理获得。sinc差值定理的基本思想是：当要在某一时刻重建信号时，要叠加在每个采样时刻的sinc脉冲并计算在该时刻正弦脉冲的值，这个值就是需要重建的线性组合的权重。对每一个采样重复此算法以便确定相应的权重并应用之，信号在时刻t的值就可以由上面描述的sinc差值算法得到的权重的线性组合计算得到。

本发明的模拟抵消算法实际上也是采用类似的方法，在某一时刻可以有信号通过等间隔时延的N路信号，这正类似于奈圭斯特数字采样。同样类似于上面的数字采样，可以需要根据等间距时延d₁，…，d_N的N路信号来估计时延为d的信号。当信号通过等距离时延的N路信号的衰减值a¹，…，a^N，设而当这N路信号的衰减值为正弦脉冲的权重时，就可以完美的重构自干扰信号并在接收端完成抵消，附图4展示了具体的算法。

接下来的目的就是通过计算找出a¹，…，a^N来使得本地自干扰信号达到最小化，也就是表示为：

$\underset{a_1,...,a_N}{min}(S_1{\left(t\right)}^{\′}-\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{a}_{i}c\left(t-d_i\right){)}^2$

其中d₁，…，d_N是N组等间距的不同时延，c(t)是经过不同时延的信号，S₁(t)'是本地自干扰信号。为了分析上述算法的性能，通过建模来分析。设单位功率的基带信号为x(t)，则附图3处发射天线信号s₁(t)表示为：

$S_1\left(t\right)=Ax\left(t\right)e^{j2{\mathrm{\πf}}_{c}t}$

其中A为信号振幅，f_c为载波频率。设TX到RX处的幅度衰减为A_tt，相位变化为φ，则接收天线RX处收到的本地自干扰信号为：

$S_1{\left(t\right)}^{\′}=\frac{A}{A_{tt}}x\left(t\right)e^{j(2{\mathrm{\πf}}_{c}t+\mathrm{\φ})}$

然后就是利用模拟抵消算法来产生另一路信号使S₁(t)”＝S₁(t)'。设N路固定时延间隔的信号幅度衰减分别为A_t1，A_t2…A_tn，相位变化分别为φ₁，φ₂…φ_n，则N路固定时延间隔的信号可以表示为：

$\begin{array}{c}{s}_1{\left(t\right)}^{\′\′}=Ax\left(t\right)e^{j(2{\mathrm{\πf}}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_1)}\\ s_2{\left(t\right)}^{\′\′}=Ax\left(t\right)e^{j(2{\mathrm{\πf}}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_2)}\\ .\\ .\\ .\\ s_n{\left(t\right)}^{\′\′}=Ax\left(t\right)e^{j(2{\mathrm{\πf}}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_n)}\end{array}$

$\underset{a_1,...,a_N}{min}\left(s_I\right(t)-\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{a}_{i}Ax(t\left)e^{j(2{\mathrm{\πf}}_{c}t+{\mathrm{\φ}}_i)}\right){)}^2$

设每一路的采样点数为M个，则：

以此可以得到：

$a=\left[\begin{array}{c}{a}_1\\ a_2\\ .\\ .\\ .\\ a_N\end{array}\right]={\left(S^{T}S\right)}^{-1}{S}^T{S}_I$

根据上述算法，就可以将N路等时延间隔的信号合成一路信号来与本地自干扰完成抵消。

附图5给出了天线抵消与射频抵消级联的性能。采用的信号为LTE基带信号，采样插值采用的抽头数为10。从附图5中可以发现，在1mm天线位置误差的情况下，天线抵消和射频抵消总共能够抵消76db，结合已有的模拟抵消、数字抵消，本发明所设计的系统至少能抵消90db左右，基本能满足无线通信系统完成同频同时全双工。

由此可知，为了完成LTE同时同频全双工系统，需要抵消自干扰信号，天线抵消效果固然不错，但是对天线摆放位置精度要求很高。因此，本发明通过采用天线抵消与射频抵消级联的方法，克服了由于天线位置精度不够所带来的影响，采用采样插值定理对天线的位置进行估计，用最小二乘法计算出天线误差。

通过仿真，验证了天线抵消、射频抵消和数字抵消级联应用于LTE同频同时全双工系统的可能性。再在结合已有的其它干扰抵消技术，可以消除本地自干扰信号，从而满足LTE全双工系统的需求，从而使LTE系统的频谱资源利用率提高一倍。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种LTE全双工系统自干扰级联抵消的方法，应用于同频同时全双工收发系统，其特征在于：所述全双工系统采用了天线干扰抵消与射频干扰抵消级联的干扰抵消方案；所述天线干扰抵消的方案为：使用两个发射天线和一根接收天线RX，所述接收天线TX1与RX的距离为d，TX2与RX的距离为d+λ/2，λ为发射信号的波长；所述射频干扰抵消的方案为：第一路信号由发射天线经过近场信道到达接收机，然后产生第二路信号来实现模拟抵消，最后在接收路径上与第一路信号相减抵消掉；所述第二路信号近似于第一路信号，所述第二路信号是由N路信号经过固定的延时和可变的衰减，然后对这N路信号求和得到的。

2.根据权利要求1所述的LTE全双工系统自干扰级联抵消的方法，其特征在于：所述全双工系统还采用了数字干扰抵消技术，将天线干扰抵消、射频干扰抵消与数字干扰抵消级联。

3.根据权利要求1所述的LTE全双工系统自干扰级联抵消的方法，其特征在于：所述第二路信号是由N路信号经过固定的延时和可变的衰减，然后对这N路信号求和得到的，具体为：时延d₁，…，d_N是等间距的，其中，N/2个信号的延迟低于自干扰信号延迟d，而另外的N/2个信号的延迟则大于自干扰信号延迟d；衰减值a₁，…，a_N满足：

$\underset{a_1,...,a_N}{min}{\left(y\right(t)-\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{a}_{i}c\left(t-d_i\right))}^2,$

其中，c(t)是经过不同时延的信号，y(t)是本地自干扰信号。

4.根据权利要求3所述的LTE全双工系统自干扰级联抵消的方法，其特征在于：采用最小二乘估计算法估计所述衰减值a₁，…，a_N。

5.根据权利要求1所述的LTE全双工系统自干扰级联抵消的方法，其特征在于：所述自干扰级联抵消的方法应用于LTE同时同频全双工系统。