KR20150028143A - 주변광 센서 및 이를 포함하는 전자 시스템 - Google Patents

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Abstract

주변광 센서는 광전 변환부, 전류 제어부, 신호 변환부 및 비교기를 포함한다. 광전 변환부는 입사광의 조도에 상응하는 크기의 광전류를 생성하여 제1 노드에 제공한다. 전류 제어부는 클럭 신호에 기초하여 경과 시간에 지수적으로 비례하는 제어 전류를 생성하여 제1 노드에 제공하고, 리셋 신호에 응답하여 경과 시간에 상응하는 디지털 코드를 출력한다. 신호 변환부는 광전류와 제어 전류의 합의 크기에 로그적으로 비례하는 비교 전압을 생성한다. 비교기는 비교 전압의 크기와 기준 전압의 크기를 비교하여 리셋 신호를 생성한다. 주변광 센서는 입사광의 조도에 로그적으로 비례하는 디지털 코드를 생성할 수 있다.

Description

주변광 센서 및 이를 포함하는 전자 시스템 {AMBIENT LIGHT SENSOR AND ELECTRONIC SYSTEM HAVING THE SAME}
본 발명은 주변광 센서(Ambient Light Sensor; ALS)에 관한 것으로, 보다 상세하게는 주변광을 센싱하여 주변광의 조도(illuminance)를 나타내는 디지털 코드를 생성하는 주변광 센서 및 이를 포함하는 전자 시스템에 관한 것이다.
최근 모바일 장치의 기술이 발전함에 따라 주변광의 조도를 센싱하는 주변광 센서(Ambient Light Sensor; ALS)가 모바일 장치에 포함될 수 있다.
모바일 장치는 주변광 센서를 사용하여 주변광의 조도가 상대적으로 높은 경우 디스플레이 장치의 밝기를 증가시키고 주변광의 조도가 상대적으로 낮은 경우 디스플레이 장치의 밝기를 감소시킬 수 있다.
이 때, 사용자의 눈이 편안함을 느낄 수 있도록 주변광의 조도에 따라 디스플레이 장치의 밝기를 적절히 조절할 필요가 있다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 일 목적은 주변광의 조도를 효과적으로 측정할 수 있는 주변광 센서(Ambient Light Sensor; ALS)를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 상기 주변광 센서를 포함하는 전자 시스템을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 주변광의 조도를 효과적으로 측정할 수 있는 주변광의 조도 측정 방법을 제공하는 것이다.
상술한 본 발명의 일 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 주변광 센서는 광전 변환부, 전류 제어부, 신호 변환부 및 비교기를 포함한다. 상기 광전 변환부는 입사광의 조도에 상응하는 크기의 광전류를 생성하여 제1 노드에 제공한다. 상기 전류 제어부는 클럭 신호에 기초하여 경과 시간에 지수적으로 비례하는 제어 전류를 생성하여 상기 제1 노드에 제공하고, 리셋 신호에 응답하여 상기 경과 시간에 상응하는 디지털 코드를 출력한다. 상기 신호 변환부는 상기 광전류와 상기 제어 전류의 합의 크기에 로그적으로 비례하는 비교 전압을 생성한다. 상기 비교기는 상기 비교 전압의 크기와 기준 전압의 크기를 비교하여 상기 리셋 신호를 생성한다.
일 실시예에 있어서, 상기 전류 제어부는 서브스레시홀드(subthreshold) 영역에서 동작하는 MOS(Metal Oxide Semiconductor) 트랜지스터를 사용하여 상기 제어 전류를 생성할 수 있다.
일 실시예에 있어서, 상기 전류 제어부는 상기 리셋 신호가 비활성화된 이후 수신되는 상기 클럭 신호의 사이클 개수에 지수적으로 비례하는 상기 제어 전류를 생성하여 상기 제1 노드에 제공하고, 상기 리셋 신호가 활성화되는 경우 상기 사이클 개수를 상기 디지털 코드로서 출력하고 상기 제어 전류의 생성을 중단할 수 있다.
일 실시예에 있어서, 상기 전류 제어부는, 상기 클럭 신호에 응답하여 카운팅 동작을 수행하여 디지털값을 생성하고, 상기 리셋 신호에 응답하여 상기 디지털값을 상기 디지털 코드로서 출력하고 상기 디지털값을 초기화하는 카운팅부, 상기 디지털값에 대해 디지털-아날로그 변환을 수행하여 제어 전압을 생성하는 디지털-아날로그 변환부, 및 상기 제어 전압을 수신하는 게이트, 접지 전압에 연결되는 소스 및 상기 제1 노드에 연결되고 상기 제어 전류를 제공하는 드레인을 갖는 NMOS(N-type Metal Oxide Semiconductor) 트랜지스터를 포함할 수 있다.
상기 카운팅부는, 상기 리셋 신호가 비활성화되는 경우 상기 클럭 신호에 응답하여 카운팅 동작을 수행하여 상기 디지털값을 생성하고, 상기 리셋 신호가 활성화되는 경우 상기 디지털값을 상기 디지털 코드로서 출력하고 상기 디지털값을 초기화하는 카운터 및 상기 카운터로부터 제공되는 상기 디지털 코드를 저장하고 상기 저장된 디지털 코드를 출력하는 레지스터를 포함할 수 있다.
상기 NMOS 트랜지스터는 상기 리셋 신호가 활성화되는 경우 턴오프되고, 상기 리셋 신호가 비활성화되는 경우 서브스레시홀드(subthreshold) 영역에서 동작할 수 있다.
상기 디지털-아날로그 변환부는 상기 디지털값이 초기화되는 경우 상기 접지 전압에 상응하는 전압을 상기 제어 전압으로서 출력할 수 있다.
상기 제어 전압은 상기 NMOS 트랜지스터의 문턱 전압보다 낮을 수 있다.
일 실시예에 있어서, 상기 신호 변환부는 서브스레시홀드(subthreshold) 영역에서 동작하는 MOS 트랜지스터를 사용하여 상기 비교 전압을 생성할 수 있다.
일 실시예에 있어서, 상기 신호 변환부는, 상기 제1 노드의 전압을 바이어스 전압으로 일정하게 유지하고, 상기 제1 노드를 흐르는 상기 광전류 및 상기 제어 전류의 합의 크기에 로그적으로 비례하는 제1 전압을 생성하여 제2 노드를 통해 출력하는 전압 생성부, 상기 제1 전압에 제1 이득을 곱하여 제2 전압을 생성하여 제3 노드를 통해 출력하는 소스 팔로워(source follower)부, 및 상기 제2 전압의 시간에 대한 변화율을 누적하여 상기 비교 전압을 생성하는 미분기를 포함할 수 있다.
상기 전압 생성부는, 전원 전압에 연결되는 드레인, 상기 제1 노드에 연결되는 소스 및 상기 제2 노드에 연결되는 게이트를 갖는 제1 NMOS 트랜지스터, 상기 전원 전압과 상기 제2 노드 사이에 연결되고, 일정한 크기의 전류를 생성하는 전류원, 및 상기 제1 노드에 연결되는 게이트, 상기 제2 노드에 연결되는 드레인 및 접지 전압에 연결되는 소스를 갖는 제2 NMOS 트랜지스터를 포함할 수 있다.
상기 제1 NMOS 트랜지스터 및 상기 제2 NMOS 트랜지스터는 서브스레시홀드(subthreshold) 영역에서 동작할 수 있다.
상기 바이어스 전압은 상기 제2 NMOS 트랜지스터의 문턱 전압보다 낮을 수 있다.
상기 제1 전압과 상기 바이어스 전압의 차이는 상기 제1 NMOS 트랜지스터의 문턱 전압의 크기보다 작을 수 있다.
상기 소스 팔로워부는, 전원 전압과 상기 제3 노드 사이에 연결되고, 일정한 크기의 전류를 생성하는 전류원 및 상기 제2 노드에 연결되는 게이트, 접지 전압에 연결되는 드레인 및 상기 제3 노드에 연결되는 소스를 갖는 PMOS 트랜지스터를 포함할 수 있다.
상기 미분기는 상기 리셋 신호에 응답하여 상기 비교 전압을 초기화할 수 있다.
상기 미분기는, 상기 제3 노드 및 제4 노드 사이에 연결되는 제1 커패시터, 상기 제4 노드 및 제5 노드 사이에 연결되는 반전 증폭기, 상기 제4 노드 및 상기 제5 노드 사이에 연결되는 제2 커패시터, 및 상기 제4 노드 및 상기 제5 노드 사이에 연결되고, 상기 리셋 신호에 응답하여 개폐되는 리셋 스위치를 포함하고, 상기 미분기는 상기 제5 노드를 통해 상기 비교 전압을 출력할 수 있다.
상기 리셋 신호가 비활성화되는 경우 상기 리셋 스위치는 개방되고 상기 제2 커패시터는 상기 제2 전압의 시간에 대한 변화율에 비례하는 양의 전하를 충전하고, 상기 리셋 신호가 활성화되는 경우 상기 리셋 스위치는 단락되어 상기 제2 커패시터에 충전된 전하를 방전시킴으로써 상기 비교 전압을 초기화할 수 있다.
일 실시예에 있어서, 상기 광전 변환부는 포토 다이오드(photo diode)를 포함할 수 있다.
상술한 본 발명의 일 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 전자 시스템은 주변광 센서, 디스플레이 장치 및 프로세서를 포함한다. 상기 주변광 센서는 클럭 신호에 기초하여 입사광의 조도에 로그적으로 비례하는 디지털 코드를 생성한다. 상기 디스플레이 장치는 데이터를 표시한다. 상기 프로세서는 상기 주변광 센서에 상기 클럭 신호를 제공하고, 상기 디지털 코드에 기초하여 상기 디스플레이 장치의 밝기를 제어한다.
일 실시예에 있어서, 상기 프로세서는 상기 디스플레이 장치의 밝기가 상기 디지털 코드에 선형적으로 비례하도록 상기 디스플레이 장치를 제어할 수 있다.
일 실시예에 있어서, 상기 주변광 센서는, 상기 입사광의 조도에 상응하는 크기의 광전류를 제1 노드에 제공하는 광전 변환부, 상기 클럭 신호에 기초하여 경과 시간에 지수적으로 비례하는 제어 전류를 상기 제1 노드에 제공하고, 리셋 신호에 응답하여 상기 경과 시간에 상응하는 상기 디지털 코드를 출력하는 전류 제어부, 상기 광전류와 상기 제어 전류의 합의 크기에 로그적으로 비례하는 비교 전압을 생성하는 신호 변환부, 및 상기 비교 전압의 크기와 기준 전압의 크기를 비교하여 상기 리셋 신호를 생성하는 비교기를 포함할 수 있다.
상기 전류 제어부는 상기 리셋 신호가 비활성화된 이후 수신되는 상기 클럭 신호의 사이클 개수에 지수적으로 비례하는 상기 제어 전류를 생성하여 상기 제1 노드에 제공하고, 상기 리셋 신호가 활성화되는 경우 상기 사이클 개수를 상기 디지털 코드로서 출력하고 상기 제어 전류의 생성을 중단할 수 있다.
상술한 본 발명의 일 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 주변광의 조도 측정 방법에 있어서, 광전 변환 소자를 사용하여 입사광의 조도에 상응하는 크기의 광전류를 생성하고, 클럭 신호에 기초하여 경과 시간에 지수적으로 비례하는 제어 전류를 생성하고, 상기 광전류와 상기 제어 전류의 합의 크기에 로그적으로 비례하는 비교 전압을 생성하고, 상기 비교 전압의 크기와 기준 전압의 크기를 비교하여 리셋 신호를 생성하고, 상기 리셋 신호에 응답하여 상기 경과 시간에 상응하는 디지털 코드를 출력한다.
일 실시예에 있어서, 상기 클럭 신호에 기초하여 상기 경과 시간에 지수적으로 비례하는 상기 제어 전류를 생성하는 단계는, 상기 리셋 신호가 비활성화된 이후 수신되는 상기 클럭 신호의 사이클 개수에 지수적으로 비례하는 상기 제어 전류를 생성하는 단계를 포함하고, 상기 리셋 신호에 응답하여 상기 경과 시간에 상응하는 상기 디지털 코드를 출력하는 단계는, 상기 리셋 신호가 활성화되는 경우 상기 사이클 개수를 상기 디지털 코드로서 출력하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예들에 따른 주변광 센서는 입사광의 조도에 로그적으로 비례하는 디지털 코드를 생성함으로써, 주변광 센서가 출력하는 디지털 코드는 사람의 눈이 인지하는 조도와 유사한 크기를 가질 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 주변광 센서(Ambient Light Sensor; ALS)를 나타내는 블록도이다.
도 2는 도 1의 주변광 센서에 포함되는 전류 제어부의 일 예를 나타내는 블록도이다.
도 3은 도 2의 전류 제어부에 포함되는 카운팅부의 일 예를 나타내는 블록도이다.
도 4는 도 2의 전류 제어부에 포함되는 디지털-아날로그 변환부의 동작을 설명하기 위한 그래프이다.
도 5는 도 1의 주변광 센서에 포함되는 신호 변환부의 일 예를 나타내는 블록도이다.
도 6은 도 5의 신호 변환부에 포함되는 전압 생성부의 일 예를 나타내는 회로도이다.
도 7은 도 5의 신호 변환부에 포함되는 소스 팔로워부의 일 예를 나타내는 회로도이다.
도 8은 도 5의 신호 변환부에 포함되는 미분기의 일 예를 나타내는 회로도이다.
도 9는 도 1에 도시된 주변광 센서의 일 예를 나타내는 회로도이다.
도 10은 도 9에 도시된 주변광 센서의 동작을 설명하기 위한 그래프이다.
도 11은 도 1에 도시된 주변광 센서가 출력하는 디지털 코드와 입사광의 조도의 관계를 설명하기 위한 그래프이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 주변광의 조도 측정 방법을 나타내는 순서도이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 주변광 센서를 포함하는 전자 시스템을 나타내는 블록도이다.
도 14는 도 13의 전자 시스템의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 15는 도 14의 전자 시스템에서 사용되는 인터페이스의 일 예를 나타내는 블록도이다.
본문에 개시되어 있는 본 발명의 실시예들에 대해서, 특정한 구조적 내지 기능적 설명들은 단지 본 발명의 실시예를 설명하기 위한 목적으로 예시된 것으로, 본 발명의 실시예들은 다양한 형태로 실시될 수 있으며 본문에 설명된 실시예들에 한정되는 것으로 해석되어서는 아니 된다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 형태를 가질 수 있는바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 본문에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나 이는 본 발명을 특정한 개시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
제 1, 제 2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로 사용될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위로부터 이탈되지 않은 채 제 1 구성요소는 제 2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제 2 구성요소도 제 1 구성요소로 명명될 수 있다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다. 구성요소들 간의 관계를 설명하는 다른 표현들, 즉 "~사이에"와 "바로 ~사이에" 또는 "~에 이웃하는"과 "~에 직접 이웃하는" 등도 마찬가지로 해석되어야 한다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 설시된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미이다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 일치하는 의미인 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 주변광 센서(Ambient Light Sensor; ALS)를 나타내는 블록도이다.
도 1을 참조하면, 주변광 센서(10)는 광전 변환부(100), 전류 제어부(200), 신호 변환부(300) 및 비교기(400)를 포함한다.
광전 변환부(100)는 입사광(IL)의 조도에 상응하는 크기의 광전류(IP)를 생성하여 제1 노드(N1)에 제공한다. 광전 변환부(100)로부터 생성되는 광전류(IP)의 크기는 입사광(IL)의 조도에 선형적으로 비례할 수 있다.
도 1에 도시된 바와 같이, 광전류(IP)는 제1 노드(N1)로터 광전 변환부(100)를 통해 접지 전압(GND)으로 흐를 수 있다.
일 실시예에 있어서, 광전 변환부(100)는 포토다이오드(photodiode)를 포함할 수 있다.
전류 제어부(200)는 외부로부터 클럭 신호(CLK)를 수신한다. 전류 제어부(200)는 클럭 신호(CLK)에 기초하여 경과 시간을 측정하고, 상기 경과 시간에 지수적으로 비례하는 제어 전류(IC)를 생성하여 제1 노드(N1)에 제공한다. 실시예에 따라서 클럭 신호(CLK)는 전류 제어부(200) 내부적으로 생성될 수도 있다.
도 1에 도시된 바와 같이, 제어 전류(IC)는 제1 노드(N1)로터 전류 제어부(200) 방향으로 흐를 수 있다.
따라서, 도 1에 도시된 바와 같이, 신호 변환부(300)에는 광전류(IP)와 제어 전류(IC)의 합에 상응하는 크기의 전류가 제공된다.
신호 변환부(300)는 광전류(IP)와 제어 전류(IC)의 합의 크기에 로그적으로 비례하는 비교 전압(VCOMP)을 생성한다.
비교기(400)는 비교 전압(VCOMP) 및 기준 전압(VREF)을 수신한다. 비교기(400)는 비교 전압(VCOMP)과 기준 전압(VREF)의 크기를 비교하여 리셋 신호(RST)를 생성한다. 예를 들어, 비교기(400)는 비교 전압(VCOMP)의 크기가 기준 전압(VREF)의 크기보다 작은 경우 비활성화된 리셋 신호(RST)를 출력하고, 비교 전압(VCOMP)의 크기가 기준 전압(VREF)의 크기보다 크거나 같은 경우 활성화된 리셋 신호(RST)를 출력할 수 있다.
전류 제어부(200)는 비교기(400)로부터 제공되는 리셋 신호(RST)에 응답하여 상기 경과 시간에 상응하는 디지털 코드(DCODE)를 출력한다. 예를 들어, 전류 제어부(200)는 리셋 신호(RST)가 활성화되는 경우 상기 경과 시간을 나타내는 디지털 코드(DCODE)를 출력할 수 있다.
일 실시예에 있어서, 전류 제어부(200)는 리셋 신호(RST)가 비활성화 상태에 있는 동안 리셋 신호(RST)가 비활성화된 이후 수신되는 클럭 신호(CLK)의 사이클 개수를 카운트하고, 상기 사이클 개수에 지수적으로 비례하는 제어 전류(IC)를 생성하여 제1 노드(N1)에 제공할 수 있다. 전류 제어부(200)는 리셋 신호(RST)가 활성화되는 경우 상기 사이클 개수를 디지털 코드(DCODE)로서 출력할 수 있다. 즉, 리셋 신호(RST)가 활성화되는 경우 전류 제어부(200)로부터 출력되는 디지털 코드(DCODE)는 리셋 신호(RST)가 비활성화 상태에 있는 동안 수신되는 클럭 신호(CLK)의 사이클 개수에 상응할 수 있다. 한편, 전류 제어부(200)는 리셋 신호(RST)가 활성화 상태에 있는 동안 턴오프되어 제어 전류(IC)의 생성을 중단할 수 있다.
상술한 바와 같이, 광전 변환부(100)로부터 생성되는 광전류(IP)의 크기는 입사광(IL)의 조도에 선형적으로 비례하고, 전류 제어부(200)로부터 생성되는 제어 전류(IC)는 상기 사이클 개수에 지수적으로 비례하고, 신호 변환부(300)로부터 생성되는 비교 전압(VCOMP)은 광전류(IP)와 제어 전류(IC)의 합의 크기에 로그적으로 비례하므로, 후술하는 바와 같이, 비교기(400)로부터 생성되는 리셋 신호(RST)가 활성화되는 시점에서 출력되는 디지털 코드(DCODE)는 입사광(IL)의 조도에 로그적으로 비례할 수 있다.
일 실시예에 있어서, 전류 제어부(200)는 리셋 신호(RST)가 비활성화 생태에 있는 동안 서브스레시홀드(subthreshold) 영역에서 동작하는 MOS(Metal Oxide Semiconductor) 트랜지스터를 사용하여 제어 전류(IC)를 생성하고, 신호 변환부(300)는 서브스레시홀드(subthreshold) 영역에서 동작하는 MOS 트랜지스터를 사용하여 비교 전압(VCOMP)을 생성할 수 있다. 여기서, 서브스레시홀드(subthreshold) 영역이란, MOS 트랜지스터의 게이트와 소스 사이의 전압 차이가 상기 MOS 트랜지스터의 문턱 전압 보다 작은 경우에 상기 MOS 트랜지스터가 동작하는 구간을 나타낸다.
도 2는 도 1의 주변광 센서에 포함되는 전류 제어부의 일 예를 나타내는 블록도이다.
도 2를 참조하면, 전류 제어부(200)는 카운팅부(210), 디지털-아날로그 변환부(220) 및 제1 NMOS(N-type Metal Oxide Semiconductor) 트랜지스터(MN1)(230)를 포함할 수 있다.
카운팅부(210)는 리셋 신호(RST)가 비활성화 상태에 있는 동안 클럭 신호(CLK)에 응답하여 카운팅 동작을 수행하여 디지털값(DV)을 생성할 수 있다. 카운팅부(210)는 리셋 신호(RST)가 활성화되는 경우 디지털값(DV)을 디지털 코드(DCODE)로서 출력하고 디지털값(DV)을 제로(0)로 초기화할 수 있다.
예를 들어, 카운팅부(210)는 리셋 신호(RST)가 비활성화 상태에 있는 동안 클럭 신호(CLK)의 매 사이클마다 업카운팅 동작을 수행하여 디지털값(DV)을 생성할 수 있다. 이 경우, 디지털값(DV)은 리셋 신호(RST)가 비활성화된 이후 수신되는 클럭 신호(CLK)의 사이클 개수에 상응할 수 있다.
도 3은 도 2의 전류 제어부에 포함되는 카운팅부의 일 예를 나타내는 블록도이다.
도 3을 참조하면, 카운팅부(210)는 카운터(211) 및 레지스터(213)를 포함할 수 있다.
카운터(211)는 리셋 신호(RST)가 비활성화되는 경우 클럭 신호(CLK)에 응답하여 카운팅 동작을 수행하여 디지털값(DV)을 생성할 수 있다. 카운터(211)는 리셋 신호(RST)가 활성화되는 경우 디지털값(DV)을 디지털 코드(DCODE)로서 출력하고 디지털값(DV)을 제로(0)로 초기화할 수 있다.
레지스터(213)는 카운터(211)로부터 제공되는 디지털 코드(DCODE)를 저장하고, 저장된 디지털 코드(DCODE)를 외부 장치로 출력할 수 있다.
따라서 리셋 신호(RST)에 응답하여 디지털값(DV)이 초기화되더라도 레지스터(213)는 리셋 신호(RST)가 활성화되는 시점의 디지털값(DV)을 저장하고 있으므로, 카운팅부(210)는 리셋 신호(RST)가 활성화된 이후에도 디지털 코드(DCODE)를 출력할 수 있다.
다시 도 2를 참조하면, 디지털-아날로그 변환부(220)는 디지털값(DV)에 대해 디지털-아날로그 변환을 수행하여 제어 전압(VC)을 생성할 수 있다. 따라서 디지털-아날로그 변환부(220)로부터 생성되는 제어 전압(VC)은 수신되는 클럭 신호(CLK)의 사이클 개수에 선형적으로 비례하여 증가할 수 있다.
제1 NMOS 트랜지스터(230)는 디지털-아날로그 변환부(220)로부터 제어 전압(VC)을 수신하는 게이트, 접지 전압(GND)에 연결되는 소스 및 제1 노드(N1)에 연결되는 드레인을 포함할 수 있다.
도 4는 도 2의 전류 제어부에 포함되는 디지털-아날로그 변환부의 동작을 설명하기 위한 그래프이다.
도 4를 참조하면, 리셋 신호(RST)가 활성화 상태에 있는 동안 카운팅부(210)가 제로(0)로 초기화된 디지털값(DV)을 제공하는 경우, 디지털-아날로그 변환부(220)는 접지 전압(GND)에 상응하는 전압을 제어 전압(VC)으로서 출력할 수 있다. 제어 전압(VC)은 제1 NMOS 트랜지스터(230)의 게이트에 인가되므로, 제1 NMOS 트랜지스터(230)는 리셋 신호(RST)가 활성화되는 경우 턴오프되어 제어 전류(IC)를 생성하지 않을 수 있다.
리셋 신호(RST)가 비활성화 상태에 있는 동안 디지털-아날로그 변환부(220)는 카운팅부(210)로부터 수신되는 디지털값(DV)에 대해 디지털-아날로그 변환을 수행하여 제어 전압(VC)을 생성하므로, 도 4에 도시된 바와 같이, 리셋 신호(RST)가 비활성화 상태에 있는 동안 디지털-아날로그 변환부(220)로부터 생성되는 제어 전압(VC)은 수신되는 클럭 신호(CLK)의 사이클 개수에 선형적으로 비례하여 증가할 수 있다.
카운팅부(210)가 최대값을 갖는 디지털값(DV)을 출력하는 경우에도 디지털-아날로그 변환부(220)는 제1 NMOS 트랜지스터(230)의 문턱 전압(Vth1)보다 작은 크기를 갖는 제어 전압(VC)을 생성할 수 있다. 따라서, 도 4에 도시된 바와 같이, 리셋 신호(RST)가 비활성화 상태에 있는 동안 디지털-아날로그 변환부(220)로부터 생성되는 제어 전압(VC)은 제1 NMOS 트랜지스터(230)의 문턱 전압(Vth1)보다 낮게 유지될 수 있다.
도 2에 도시된 바와 같이, 제1 NMOS 트랜지스터(230)의 소스는 접지 전압(GND)에 연결되므로, 리셋 신호(RST)가 비활성화되는 경우 제1 NMOS 트랜지스터(230)는 서브스레시홀드(subthreshold) 영역에서 동작하여 제1 노드(N1)에 연결되는 드레인을 통해 제어 전류(IC)를 제공할 수 있다.
따라서 리셋 신호(RST)가 비활성화 상태에 있는 동안 서브스레시홀드(subthreshold) 영역에서 동작하는 제1 NMOS 트랜지스터(230)로부터 생성되는 제어 전류(IC)는 아래의 [수학식 1]과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 1]
IC = Is * e^(VC/Vt)
여기서, Is는 포화 전류(saturation current)를 나타내고, Vt는 열전압(thermal voltage)을 나타낸다.
상기 [수학식 1]을 참조하면, 제1 NMOS 트랜지스터(230)로부터 생성되는 제어 전류(IC)는 제어 전압(VC)에 지수적으로 비례한다. 상술한 바와 같이, 디지털-아날로그 변환부(220)로부터 생성되는 제어 전압(VC)은 수신되는 클럭 신호(CLK)의 사이클 개수에 선형적으로 비례하므로, 제어 전류(IC)는 클럭 신호(CLK)의 사이클 개수에 지수적으로 비례할 수 있다.
도 5는 도 1의 주변광 센서에 포함되는 신호 변환부의 일 예를 나타내는 블록도이다.
도 5를 참조하면, 신호 변환부(300)는 전압 생성부(310), 소스 팔로워(source follower)부(320) 및 미분기(330)를 포함할 수 있다.
전압 생성부(310)는 제1 노드(N1)의 전압을 바이어스 전압(VB)으로 일정하게 유지하고, 제1 노드(N1)를 흐르는 광전류(IP) 및 제어 전류(IC)의 합의 크기에 로그적으로 비례하는 제1 전압(V1)을 생성하여 제2 노드(N2)를 통해 출력할 수 있다.
도 6은 도 5의 신호 변환부에 포함되는 전압 생성부의 일 예를 나타내는 회로도이다.
도 6을 참조하면, 전압 생성부(310)는 제2 NMOS 트랜지스터(MN2)(311), 제1 전류원(313) 및 제3 NMOS 트랜지스터(MN3)(315)를 포함할 수 있다.
제2 NMOS 트랜지스터(311)는 전원 전압(VDD)에 연결되는 드레인, 제1 노드(N1)에 연결되는 소스 및 제2 노드(N2)에 연결되는 게이트를 포함할 수 있다.
제1 전류원(313)은 전원 전압(VDD)과 제2 노드(N2) 사이에 연결되고, 일정한 크기를 갖는 제1 전류(I1)를 생성할 수 있다.
제3 NMOS 트랜지스터(315)는 제1 노드(N1)에 연결되는 게이트, 제2 노드(N2)에 연결되는 드레인 및 접지 전압(GND)에 연결되는 소스를 포함할 수 있다.
제1 전류원(313)으로부터 생성되는 일정한 크기의 제1 전류(I1)는 제3 NMOS 트랜지스터(315)를 통해 접지 전압(GND)으로 흐르므로, 제3 NMOS 트랜지스터(315)의 게이트에 생성되는 바이어스 전압(VB)은 제1 전류(I1)의 크기에 기초하여 결정될 수 있다. 즉, 제1 전류(I1)의 크기에 제어함으로써 제3 NMOS 트랜지스터(315)의 게이트에 생성되는 바이어스 전압(VB)의 크기를 조절할 수 있다. 이 때, 제3 NMOS 트랜지스터(315)의 게이트에 생성되는 바이어스 전압(VB)이 제3 NMOS 트랜지스터(315)의 문턱 전압보다 낮도록 제1 전류(I1)의 크기를 결정할 수 있다. 따라서 제3 NMOS 트랜지스터(315)는 서브스레시홀드(subthreshold) 영역에서 동작할 수 있다.
도 6에 도시된 바와 같이, 광전 변환부(100)로부터 생성되는 광전류(IP)와 전류 제어부(200)로부터 생성되는 제어 전류(IC)의 합에 상응하는 전류가 제2 NMOS 트랜지스터(311)를 통해 흐를 수 있다. 상술한 바와 같이, 제2 NMOS 트랜지스터(311)의 소스는 바이어스 전압(VB)으로 일정하게 유지되므로, 제2 NMOS 트랜지스터(311)의 게이트에 생성되는 제1 전압(V1)은 광전류(IP)와 제어 전류(IC)의 합의 크기에 기초하여 결정될 수 있다. 제2 NMOS 트랜지스터(311)의 문턱 전압의 크기는 제2 NMOS 트랜지스터(311)의 게이트에 생성되는 제1 전압(V1)과 제2 NMOS 트랜지스터(311)의 소스에 제공되는 바이어스 전압(VB)의 차이보다 클 수 있다. 따라서 제2 NMOS 트랜지스터(311)는 서브스레시홀드(subthreshold) 영역에서 동작할 수 있다.
다시 도 5를 참조하면, 소스 팔로워부(320)는 전압 생성부(310)로부터 제2 노드(N2)를 통해 제공되는 제1 전압(V1)에 제1 이득을 곱하여 제2 전압(V2)을 생성하여 제3 노드(N3)를 통해 출력할 수 있다.
도 7은 도 5의 신호 변환부에 포함되는 소스 팔로워부의 일 예를 나타내는 회로도이다.
도 7을 참조하면, 소스 팔로워부(320)는 제2 전류원(321) 및 제1 PMOS(P-type Metal Oxide Semiconductor) 트랜지스터(MP1)(323)를 포함할 수 있다.
제2 전류원(321)은 전원 전압(VDD)과 제3 노드(N3) 사이에 연결되고, 일정한 크기를 갖는 제2 전류(I2)를 생성할 수 있다.
제1 PMOS 트랜지스터(323)는 제2 노드(N1)에 연결되고 전압 생성부(310)로부터 제1 전압(V1)을 수신하는 게이트, 접지 전압(GND)에 연결되는 드레인 및 제3 노드(N3)에 연결되고 제2 전압(V2)을 출력하는 소스를 포함할 수 있다.
도 7에 도시된 바와 같이, 제1 PMOS 트랜지스터(323)는 게이트를 통해 제1 전압(V1)을 수신하여 소스를 통해 제2 전압(V2)을 출력하는 소스 팔로워 트랜지스터로 동작할 수 있다. 따라서 제2 전압(V2)은 제1 전압(V1)에 일정한 크기를 갖는 상기 제1 이득을 곱한 전압일 수 있다.
다시 도 5를 참조하면, 미분기(330)는 소스 팔로워부(320)로부터 제2 전압(V2)을 수신하고, 제2 전압(V2)의 시간에 대한 변화율(time derivative)을 누적하여 비교 전압(VCOMP)을 생성할 수 있다.
일 실시예에 있어서, 미분기(330)는 리셋 신호(RST)에 응답하여 비교 전압(VCOMP)을 초기화할 수 있다. 예를 들어, 미분기(330)는 리셋 신호(RST)가 비활성화 상태에 있는 동안 제2 전압(V2)의 시간에 대한 변화율을 누적하여 비교 전압(VCOMP)을 생성하고, 리셋 신호(RST)가 활성화되는 경우 비교 전압(VCOMP)을 초기화할 수 있다.
도 8은 도 5의 신호 변환부에 포함되는 미분기의 일 예를 나타내는 회로도이다.
도 8을 참조하면, 미분기(330)는 제1 커패시터(331), 제2 커패시터(333), 반전 증폭기(335) 및 리셋 스위치(337)를 포함할 수 있다.
제1 커패시터(331)의 제1 전극은 제3 노드(N3)에 연결되어 소스 팔로워부(320)로부터 제2 전압(V2)을 수신하고, 제1 커패시터(331)의 제2 전극은 제4 노드(N4)에 연결될 수 있다.
제2 커패시터(333), 반전 증폭기(335) 및 리셋 스위치(337)는 제4 노드(N4)와 제5 노드(N5) 사이에 서로 병렬로 연결될 수 있다.
제2 커패시터(333)는 반전 증폭기(335)의 출력 단자 및 입력 단자 사이에 연결되므로 반전 증폭기(335)에 피드백 경로를 제공할 수 있다.
미분기(330)는 제5 노드(N5)를 통해 비교 전압(VCOMP)을 출력할 수 있다.
리셋 스위치(337)는 리셋 신호(RST)에 응답하여 개폐될 수 있다.
예를 들어, 리셋 신호(RST)가 활성화되는 경우, 리셋 스위치(337)는 단락되어 제2 커패시터(333)는 방전(discharge)되고 비교 전압(VCOMP)은 일정한 크기의 전압으로 초기화될 수 있다.
한편, 리셋 신호(RST)가 비활성화되는 경우, 리셋 스위치(337)는 개방될 수 있다. 이 때, 제2 커패시터(333)는 반전 증폭기(335)의 출력 단자 및 입력 단자 사이에 연결되어 반전 증폭기(335)에 피드백 경로를 제공하므로, 반전 증폭기(335)의 입력 단자가 연결되는 제4 노드(N4)의 전압은 일정하게 유지될 수 있다. 즉, 제4 노드(N4)는 가상 접지 단자(virtual ground)일 수 있다. 제1 커패시터(331)의 상기 제1 전극은 제2 전압(V2)을 수신하고 제1 커패시터(331)의 상기 제2 전극은 가상 접지 단자(virtual ground)에 상응하는 제4 노드(N4)에 연결되므로, 제2 전압(V2)의 시간에 대한 변화율(time derivative)에 비례하는 크기의 제3 전류가 제1 커패시터(331) 및 제2 커패시터(333)를 통해 흐를 수 있다. 상기 제3 전류는 아래의 [수학식 2]와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 2]
Figure pat00001
여기서, I3는 상기 제3 전류를 나타내고, C1은 제1 커패시터(331)의 커패시턴스(capacitance)를 나타낸다.
제1 커패시터(331) 및 제2 커패시터(333)는 상기 제3 전류를 통해 충전(charge)되고 비교 전압(VCOMP)은 제2 커패시터(333)에 충전된 전하량에 비례하므로, 비교 전압(VCOMP)은 아래의 [수학식 3]과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 3]
Figure pat00002
여기서, C2는 제2 커패시터(333)의 커패시턴스(capacitance)를 나타낸다.
상기 [수학식 3]에 표현된 바와 같이, 미분기(330)는 제2 전압(V2)의 시간에 대한 변화율(time derivative)을 누적하여 비교 전압(VCOMP)을 생성할 수 있고, 비교 전압(VCOMP)의 크기는 제2 전압(V2)의 크기에 제1 커패시터(331)의 커패시턴스(C1)와 제2 커패시터(333)의 커패시턴스(C2)의 비율에 상응하는 제2 이득을 곱한 값일 수 있다.
도 7을 참조하여 상술한 바와 같이, 소스 팔로워부(320)로부터 생성되는 제2 전압(V2)은 제1 전압(V1)에 일정한 크기를 갖는 상기 제1 이득을 곱한 전압에 상응하고, 도 8을 참조하여 상술한 바와 같이, 비교 전압(VCOMP)의 크기는 제2 전압(V2)의 크기에 일정한 크기를 갖는 상기 제2 이득을 곱한 값에 상응할 수 있다. 따라서 비교 전압(VCOMP)의 크기는 제1 전압(V1)의 크기에 선형적으로 비례할 수 있다.
도 9는 도 1에 도시된 주변광 센서의 일 예를 나타내는 회로도이다.
도 9를 참조하면, 주변광 센서(10a)는 광전 변환부(100), 전류 제어부(200), 신호 변환부(300) 및 비교기(400)를 포함할 수 있다.
전류 제어부(200)는 도 2, 3 및 4를 참조하여 상술한 전류 제어부(200)로 구현되고, 신호 변환부(300)는 도 5 내지 8을 참조하여 상술한 신호 변환부(300)로 구현될 수 있다.
도 10은 도 9에 도시된 주변광 센서의 동작을 설명하기 위한 그래프이다.
이하, 도 1 내지 도 10을 참조하여 도 9에 도시된 주변광 센서(10a)의 동작에 대해 설명한다.
도 2 내지 4를 참조하여 상술한 바와 같이, 리셋 신호(RST)가 활성화 상태에 있는 동안 카운팅부(210)는 제로(0)로 초기화된 디지털값(DV)을 출력하고, 디지털-아날로그 변환부(220)는 제로(0)로 초기화된 디지털값(DV)에 응답하여 접지 전압(GND)에 상응하는 전압을 제어 전압(VC)으로서 출력할 수 있다. 따라서 제1 NMOS 트랜지스터(230)는 턴오프되어 전류 제어부(200)는 제어 전류(IC)를 생성하지 않으므로, 제2 NMOS 트랜지스터(311)를 통해 흐르는 전류는 광전류(IP)에 상응할 수 있다.
제2 NMOS 트랜지스터(311)는 서브스레시홀드(subthreshold) 영역에서 동작하고, 제2 NMOS 트랜지스터(311)의 소스는 바이어스 전압(VB)으로 일정하게 유지되므로, 리셋 신호(RST)가 활성화 상태에 있는 동안 제2 NMOS 트랜지스터(311)의 게이트에 생성되는 제1 전압(V1)과 광전류(IP)의 관계는 아래의 [수학식 4]와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 4]
IP = Is * e^((V11-VB)/Vt)
여기서, V11은 리셋 신호(RST)가 활성화 상태에 있는 동안 제2 NMOS 트랜지스터(311)의 게이트에 생성되는 제1 전압(V1)을 나타낸다.
따라서 리셋 신호(RST)가 활성화 상태에 있는 동안 제2 NMOS 트랜지스터(311)의 게이트에 생성되는 제1 전압(V1)은 아래의 [수학식 5]와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 5]
V11 = Vt * ln(IP/Is) + VB
한편, 도 2 내지 4를 참조하여 상술한 바와 같이, 리셋 신호(RST)가 비활성화 상태에 있는 동안 카운팅부(210)는 클럭 신호(CLK)에 응답하여 카운팅 동작을 수행하여 디지털값(DV)을 생성하고, 디지털-아날로그 변환부(220)는 디지털값(DV)에 응답하여 디지털 값(DV)에 선형적으로 비례하는 제어 전압(VC)을 생성할 수 있다. 따라서 제1 NMOS 트랜지스터(230)는 제어 전압(VC)에 응답하여 제어 전류(IC)를 생성하므로, 제2 NMOS 트랜지스터(311)를 통해 흐르는 전류는 광전류(IP)와 제어 전류(IC)의 합에 상응할 수 있다.
제2 NMOS 트랜지스터(311)는 서브스레시홀드(subthreshold) 영역에서 동작하고, 제2 NMOS 트랜지스터(311)의 소스는 바이어스 전압(VB)으로 일정하게 유지되므로, 리셋 신호(RST)가 비활성화 상태에 있는 동안 제2 NMOS 트랜지스터(311)의 게이트에 생성되는 제1 전압(V1), 광전류(IP) 및 제어 전류(IC)의 관계는 아래의 [수학식 6]과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 6]
IP + IC = Is * e^((V12-VB)/Vt)
여기서, V12는 리셋 신호(RST)가 비활성화 상태에 있는 동안 제2 NMOS 트랜지스터(311)의 게이트에 생성되는 제1 전압(V1)을 나타낸다.
따라서 리셋 신호(RST)가 비활성화 상태에 있는 동안 제2 NMOS 트랜지스터(311)의 게이트에 생성되는 제1 전압(V1)은 아래의 [수학식 7]과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 7]
V12 = Vt * ln((IP+IC)/Is) + VB
따라서 리셋 신호(RST)가 비활성화 상태에 있는 동안 제어 전류(IC)의 크기에 기초하여 가변되는 제1 전압(V1)의 크기(V12)와 리셋 신호(RST)가 활성화 상태에 있는 동안 일정하게 유지되는 제1 전압(V1)의 크기(V11)의 차이에 상응하는 제1 전압(V1)의 변화량은 아래의 [수학식 8]과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 8]
V12 - V11 = (Vt * ln((IP+IC)/Is) + VB) - (Vt * ln(IP/Is) + VB)
= Vt * ln((IP+IC)/IP)
= Vt * ln(1 + IC/IP)
도 5 내지 8을 참조하여 상술한 바와 같이, 비교 전압(VCOMP)의 크기는 제1 전압(V1)의 크기에 선형적으로 비례하고, 비교기(400)는 비교 전압(VCOMP)의 크기가 기준 전압(VREF)의 크기보다 크거나 같은 경우 활성화된 리셋 신호(RST)를 출력하므로, 제1 전압(V1)의 변화량이 문턱값 이상이 되는 경우 비교기(400)는 활성화된 리셋 신호(RST)를 출력할 수 있다. 상기 문턱값은 기준 전압(VREF)의 크기에 기초하여 결정될 수 있다. 즉, 아래의 [수학식 9]가 만족되는 경우 비교기(400)는 활성화된 리셋 신호(RST)를 출력할 수 있다.
[수학식 9]
V12 - V11 = Vt * ln(1 + IC/IP) >= THV
여기서, THV는 기준 전압(VREF)의 크기에 기초하여 결정되는 상기 문턱값을 나타낸다.
한편, 제어 전류(IC)는 상기 [수학식 1]과 같이 표현되므로, 상기 [수학식 1]을 사용하여 상기 [수학식 9]를 정리하면, 아래의 [수학식 10]과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 10]
Figure pat00003
즉, 상기 [수학식 10]이 만족되는 경우, 비교기(400)는 활성화된 리셋 신호(RST)를 출력하고, 리셋 신호(RST)가 활성화되는 경우, 카운팅부(210)는 리셋 신호(RST)가 활성화되는 시점에서의 디지털값(DV)을 디지털 코드(DCODE)로서 출력할 수 있다.
예를 들어, 도 10에 도시된 바와 같이, 리셋 신호(RST)가 비활성화 상태에 있는 동안 제어 전압(VC)은 클럭 신호(CLK)의 사이클 개수에 상응하는 디지털값(DV)에 선형적으로 비례하여 증가할 수 있다. 제어 전압(VC)이 증가하므로 제어 전류(IC)는 증가하고, 이에 따라 제1 전압(V1) 역시 증가할 수 있다. 제1 시각(t1)에서 제어 전압(VC)이 상기 [수학식 10]을 만족하는 경우 비교기(400)는 활성화된 리셋 신호(RST)를 출력할 수 있다. 이 때, 카운팅부(210)는 리셋 신호(RST)가 비활성화 상태에 있는 동안 수신된 클럭 신호(CLK)의 사이클 개수에 상응하는 "10"을 디지털 코드(DCODE)로서 출력할 수 있다.
또한, 리셋 신호(RST)가 활성화되는 경우, 카운팅부(210)는 디지털값(DV)을 제로(0)로 초기화하므로, 제어 전압(VC)은 접지 전압(GND)이 되고, 이에 따라 제어 전류(IC)의 생성이 중단되므로 제1 전압(V1) 역시 감소할 수 있다.
이후, 리셋 신호(RST)가 다시 비활성화되면 상술한 동작을 반복하여 수행할 수 있다. 이 때, 입사광(IL)의 조도가 증가하여 광전류(IP)의 크기가 증가하는 경우, 상기 [수학식 10]을 만족하기 위한 제어 전압(VC)의 크기 역시 증가할 수 있다. 따라서 제2 시각(t2)에서 제어 전압(VC)은 상기 [수학식 10]을 만족할 수 있고, 이 때, 카운팅부(210)는 리셋 신호(RST)가 비활성화 상태에 있는 동안 수신된 클럭 신호(CLK)의 사이클 개수에 상응하는 "13"을 디지털 코드(DCODE)로서 출력할 수 있다.
상기 [수학식 10]에 표현된 바와 같이, 리셋 신호(RST)가 활성화되는 시점에서의 제어 전압(VC)의 크기는 광전 변환부(100)로부터 생성되는 광전류(IP)의 크기에 로그적으로 비례할 수 있다.
상술한 바와 같이, 제어 전압(VC)의 크기는 디지털값(DV)에 선형적으로 비례하고, 광전 변환부(100)로부터 생성되는 광전류(IP)의 크기는 입사광(IL)의 조도에 선형적으로 비례하므로, 리셋 신호(RST)가 활성화되는 시점에서 주변광 센서(10a)로부터 출력되는 디지털 코드(DCODE)는 입사광(IL)의 조도에 로그적으로 비례할 수 있다.
도 11은 도 1에 도시된 주변광 센서가 출력하는 디지털 코드와 입사광의 조도의 관계를 설명하기 위한 그래프이다.
도 11에서 가로축은 입사광(IL)의 조도를 나타내고, 세로축은 디지털 코드(DCODE)를 나타낸다.
도 11에 도시된 바와 같이, 주변광 센서(10)가 생성하는 디지털 코드(DCODE)는 입사광(IL)의 조도에 로그적으로 비례한다.
일반적으로 사람의 눈은 주변광의 조도가 상대적으로 낮은 경우 주변광의 조도 변화를 민감하게 인지하고, 주변광의 조도가 상대적으로 높은 경우 주변광의 조도 변화에 대한 인지도가 감소한다.
도 11을 참조하면, 본 발명에 따른 주변광 센서(10)는 입사광(IL)의 조도에 로그적으로 비례하는 디지털 코드(DCODE)를 생성하므로, 입사광(IL)의 조도가 상대적으로 낮은 경우에는 입사광(IL)의 조도 변화에 따른 디지털 코드(DCODE)의 변화량은 증가하고, 입사광(IL)의 조도가 상대적으로 높은 경우에는 입사광(IL)의 조도 변화에 따른 디지털 코드(DCODE)의 변화량은 감소할 수 있다.
따라서 본 발명에 따른 주변광 센서(10)는 사람의 눈이 인지하는 조도와 유사한 크기를 갖는 디지털 코드(DCODE)를 생성할 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 주변광 센서(10)는 입사광(IL)의 조도에 로그적으로 비례하는 디지털 코드(DCODE)를 생성하므로, 주변광 센서(10)가 측정할 수 있는 입사광(IL)의 조도 범위는 증가할 수 있다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 주변광의 조도 측정 방법을 나타내는 순서도이다.
도 12를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 주변광의 조도 측정 방법에 있어서, 광전 변환 소자를 사용하여 입사광의 조도에 상응하는 크기의 광전류를 생성하고(단계 S100), 클럭 신호에 기초하여 경과 시간에 지수적으로 비례하는 제어 전류를 생성하고(단계 S200), 상기 광전류와 상기 제어 전류의 합의 크기에 로그적으로 비례하는 비교 전압을 생성하고(단계 S300), 상기 비교 전압의 크기와 기준 전압의 크기를 비교하여 리셋 신호를 생성하고(단계 S400), 상기 리셋 신호에 응답하여 상기 경과 시간에 상응하는 디지털 코드를 출력한다(단계 S500).
일 실시예에 있어서, 상기 리셋 신호가 비활성화된 이후 수신되는 상기 클럭 신호의 사이클 개수에 지수적으로 비례하는 상기 제어 전류를 생성할 수 있다. 이 경우, 상기 리셋 신호가 활성화되는 경우 상기 사이클 개수를 상기 디지털 코드로서 출력할 수 있다.
도 12를 참조하여 상술한 주변광의 조도 측정 방법은 도 1의 주변광 센서(10)를 통해 수행될 수 있다. 도 1에 도시된 주변광 센서(10)의 구성 및 동작에 대해서는 도 1 내지 11을 참조하여 상세히 설명하였으므로, 도 12에 도시된 주변광의 조도 측정 방법에 대한 상세한 설명은 생략한다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 주변광 센서를 포함하는 전자 시스템을 나타내는 블록도이다.
도 13을 참조하면, 전자 시스템(900)은 주변광 센서(ALS)(910), 프로세서(920) 및 디스플레이 장치(930)를 포함한다.
전자 시스템(900)은 저장 장치(STORAGE DEVICE)(940), 메모리 장치(MEMORY DEVICE)(950) 및 입출력 장치(960)를 더 포함할 수 있다. 또한, 도 13에는 도시되지 않았지만, 전자 시스템(900)은 이미지 센서를 더 포함할 수 있고, 비디오 카드, 사운드 카드, 메모리 카드, USB 장치 등과 통신하거나, 또는 다른 전자 기기들과 통신할 수 있는 포트(port)들을 더 포함할 수 있다.
프로세서(920)는 클럭 신호(CLK)를 주변광 센서(910)에 제공할 수 있다. 주변광 센서(910)는 클럭 신호(CLK)에 기초하여 입사광의 조도에 로그적으로 비례하는 디지털 코드(DCODE)를 생성하여 프로세서(920)에 제공할 수 있다. 따라서 입사광(IL)의 조도가 상대적으로 낮은 경우에는 입사광(IL)의 조도 변화에 따른 디지털 코드(DCODE)의 변화량은 증가하고, 입사광(IL)의 조도가 상대적으로 높은 경우에는 입사광(IL)의 조도 변화에 따른 디지털 코드(DCODE)의 변화량은 감소할 수 있다. 일반적으로 사람의 눈은 주변광의 조도가 상대적으로 낮은 경우 주변광의 조도 변화를 민감하게 인지하고, 주변광의 조도가 상대적으로 높은 경우 주변광의 조도 변화에 대한 인지도가 감소한다. 따라서 주변광 센서(910)는 사람의 눈이 인지하는 조도와 유사한 크기를 갖는 디지털 코드(DCODE)를 생성할 수 있다.
프로세서(920)는 주변광 센서(910)로부터 수신되는 디지털 코드(DCODE)에 기초하여 디스플레이 장치(930)의 밝기를 제어할 수 있다.
일 실시예에 있어서, 프로세서(920)는 디스플레이 장치(930)의 밝기가 디지털 코드(DCODE)에 선형적으로 비례하도록 디스플레이 장치(930)를 제어할 수 있다.
따라서 전자 시스템(900)은 주변광의 조도에 무관하게 사용자의 눈이 편안함을 느낄 수 있도록 주변광의 조도에 따라 디스플레이 장치(930)의 밝기를 효과적으로 조절할 수 있다.
주변광 센서(910)는 도 1에 도시된 주변광 센서(10)로 구현될 수 있다. 도 1에 도시된 주변광 센서(10)의 구성 및 동작에 대해서는 도 1 내지 11을 참조하여 상세히 설명하였으므로 여기서는 주변광 센서(910)에 대한 상세한 설명은 생략한다.
저장 장치(940)는 멀티미디어 데이터를 저장할 수 있다. 저장 장치(940)는 플래시 메모리 장치(flash memory device), 솔리드 스테이트 드라이브(Solid State Drive; SSD), 하드 디스크 드라이브(Hard Disk Drive; HDD), 씨디롬(CD-ROM) 및 모든 형태의 비휘발성 메모리 장치 등을 포함할 수 있다.
디스플레이 장치(930)는 상기 멀티미디어 데이터를 표시할 수 있다. 디스플레이 장치(930)는 액정 표시 장치(Liquid Crystal Display; LCD), 유기 발광 다이오드(Organic Light Emitting Diode) 표시 장치 등을 포함할 수 있다.
도 14는 도 13의 전자 시스템의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 14에 도시된 바와 같이, 주변광 센서(910)는 입사광의 조도에 로그적으로 비례하는 디지털 코드(DCODE)를 생성할 수 있다. 프로세서(920)는 디스플레이 장치(930)의 밝기가 디지털 코드(DCODE)에 선형적으로 비례하도록 디스플레이 장치(930)를 제어할 수 있다. 예를 들어, 프로세서(920)는 디지털 코드(DCODE)에 기초하여 상기 입사광의 조도가 높은 경우 디스플레이 장치(930)의 밝기(brightness)를 증가시키고 상기 입사광의 조도가 낮은 경우 디스플레이 장치(930)의 밝기를 감소시킴으로써 디스플레이 장치(930)의 가시성(visibility)을 증가시킬 수 있다.
다시 도 13을 참조하면, 프로세서(920)는 특정 계산들 또는 태스크(task)들을 수행할 수 있다. 실시예에 따라서, 프로세서(920)는 마이크로프로세서(microprocessor), 중앙 처리 장치(CPU, Central Processing Unit)일 수 있다. 프로세서(920)는 어드레스 버스(address bus), 제어 버스(control bus) 및 데이터 버스(data bus)를 통하여 저장 장치(940), 메모리 장치(950) 및 입출력 장치(960)에 연결되어 통신을 수행할 수 있다. 실시예에 따라서, 프로세서(920)는 주변 구성요소 상호연결(Peripheral Component Interconnect; PCI) 버스와 같은 확장 버스에도 연결될 수 있다.
메모리 장치(950)는 전자 시스템(900)의 동작에 필요한 데이터를 저장할 수 있다. 예를 들어, 메모리 장치(950)는 동적 랜덤 액세스 메모리(Dynamic Random Access Memory; DRAM), 정적 랜덤 액세스 메모리(Static Random Access Memory; SRAM) 등과 같은 휘발성 메모리 장치 및 이피롬(Erasable Programmable Read-Only Memory; EPROM), 이이피롬(Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory; EEPROM) 및 플래시 메모리 장치(flash memory device) 등과 같은 비휘발성 메모리 장치를 포함할 수 있다.
입출력 장치(960)는 터치 스크린, 키보드, 키패드, 마우스 등과 같은 입력 수단 및 프린터, 스피커 등과 같은 출력 수단을 포함할 수 있다.
실시예에 따라서, 주변광 센서(910)는 프로세서(920)와 함께 하나의 칩에 집적될 수도 있고, 서로 다른 칩에 각각 집적될 수도 있다.
한편, 전자 시스템(900)은 주변광 센서(910)를 이용하는 모든 전자 시스템으로 해석되어야 할 것이다. 예를 들어, 전자 시스템(900)은 스마트폰(smart phone), 디지털 카메라, 이동 전화기, 피디에이(Personal Digital Assistants; PDA), 피엠피(Portable Multimedia Player; PMP) 등을 포함할 수 있다.
도 15는 도 14의 전자 시스템에서 사용되는 인터페이스의 일 예를 나타내는 블록도이다.
도 15를 참조하면, 전자 시스템(1000)은 MIPI 인터페이스를 사용 또는 지원할 수 있는 데이터 처리 장치(예를 들어, 이동 전화기, 피디에이(Personal Digital Assistants; PDA), 피엠피(Portable Multimedia Player; PMP), 스마트폰 등)로 구현될 수 있고, 어플리케이션 프로세서(1110), 이미지 센서(1140) 및 디스플레이(1150) 등을 포함할 수 있다.
어플리케이션 프로세서(1110)의 CSI 호스트(1112)는 카메라 시리얼 인터페이스(Camera Serial Interface; CSI)를 통하여 이미지 센서(1140)의CSI 장치(1141)와 시리얼 통신을 수행할 수 있다. 일 실시예에서, CSI 호스트(1112)는 광 디시리얼라이저(DES)를 포함할 수 있고, CSI 장치(1141)는 광 시리얼라이저(SER)를 포함할 수 있다. 어플리케이션 프로세서(1110)의DSI 호스트(1111)는 디스플레이 시리얼 인터페이스(Display Serial Interface DSI)를 통하여 디스플레이(1150)의 DSI 장치(1151)와 시리얼 통신을 수행할 수 있다. 일 실시예에서, DSI 호스트(1111)는 광 시리얼라이저(SER)를 포함할 수 있고, DSI 장치(1151)는 광 디시리얼라이저(DES)를 포함할 수 있다.
또한, 전자 시스템(1000)은 어플리케이션 프로세서(1110)와 통신을 수행할 수 있는 알에프(Radio Frequency; RF) 칩(1160)을 더 포함할 수 있다. 전자 시스템(1000)의 PHY(1113)와 RF 칩(1160)의 PHY(1161)는 MIPI(Mobile Industry Processor Interface) DigRF에 따라 데이터 송수신을 수행할 수 있다. 또한, 어플리케이션 프로세서(1110)는 PHY(1161)의 MIPI DigRF에 따른 데이터 송수신을 제어하는 DigRF MASTER(1114)를 더 포함할 수 있고, RF 칩(1160)은 DigRF MASTER(1114)를 통하여 제어되는 DigRF SLAVE(1162)를 더 포함할 수 있다.
또한, 전자 시스템(1000)은 주변광 센서(ALS)(1145)를 포함할 수 있다. 어플리케이션 프로세서(1110)는 클럭 신호를 주변광 센서(1145)에 제공하고, 주변광 센서(1145)는 상기 클럭 신호에 기초하여 입사광의 조도에 로그적으로 비례하는 디지털 코드를 생성하여 어플리케이션 프로세서(1110)에 제공할 수 있다. 어플리케이션 프로세서(1110)는 상기 디지털 코드에 기초하여 디스플레이(1150)의 밝기를 조절할 수 있다.
한편, 전자 시스템(1000)은 지피에스(Global Positioning System; GPS)(1120), 스토리지(1170), 마이크(1180), 디램(Dynamic Random Access Memory; DRAM)(1185) 및 스피커(1190)를 포함할 수 있다. 또한, 전자 시스템(1000)은 초광대역(Ultra WideBand; UWB)(1210), 무선랜(Wireless Local Area Network; WLAN)(1220) 및 와이맥스(Worldwide Interoperability for Microwave Access; WIMAX)(1230) 등을 이용하여 통신을 수행할 수 있다. 다만, 전자 시스템(1000)의 구조 및 인터페이스는 하나의 예시로서 이에 한정되는 것이 아니다.
본 발명은 주변광 센서를 구비하는 임의의 전자 장치에 유용하게 이용될 수 있다. 예를 들어, 본 발명은 휴대폰(Mobile Phone), 스마트 폰(Smart Phone), 개인 정보 단말기(personal digital assistant; PDA), 휴대형 멀티미디어 플레이어(portable multimedia player; PMP), 디지털 카메라(Digital Camera), 개인용 컴퓨터(Personal Computer; PC), 서버 컴퓨터(Server Computer), 워크스테이션(Workstation), 노트북(Laptop), 디지털 TV(Digital Television) 등에 적용될 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만 해당 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 하기의 특허청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

Claims (10)

  1. 입사광의 조도에 상응하는 크기의 광전류를 생성하여 제1 노드에 제공하는 광전 변환부;
    클럭 신호에 기초하여 경과 시간에 지수적으로 비례하는 제어 전류를 생성하여 상기 제1 노드에 제공하고, 리셋 신호에 응답하여 상기 경과 시간에 상응하는 디지털 코드를 출력하는 전류 제어부;
    상기 광전류와 상기 제어 전류의 합의 크기에 로그적으로 비례하는 비교 전압을 생성하는 신호 변환부; 및
    상기 비교 전압의 크기와 기준 전압의 크기를 비교하여 상기 리셋 신호를 생성하는 비교기를 포함하는 주변광 센서.
  2. 제1 항에 있어서, 상기 전류 제어부는 상기 리셋 신호가 비활성화된 이후 수신되는 상기 클럭 신호의 사이클 개수에 지수적으로 비례하는 상기 제어 전류를 생성하여 상기 제1 노드에 제공하고, 상기 리셋 신호가 활성화되는 경우 상기 사이클 개수를 상기 디지털 코드로서 출력하고 상기 제어 전류의 생성을 중단하는 것을 특징으로 하는 주변광 센서.
  3. 제1 항에 있어서, 상기 전류 제어부는,
    상기 클럭 신호에 응답하여 카운팅 동작을 수행하여 디지털값을 생성하고, 상기 리셋 신호에 응답하여 상기 디지털값을 상기 디지털 코드로서 출력하고 상기 디지털값을 초기화하는 카운팅부;
    상기 디지털값에 대해 디지털-아날로그 변환을 수행하여 제어 전압을 생성하는 디지털-아날로그 변환부; 및
    상기 제어 전압을 수신하는 게이트, 접지 전압에 연결되는 소스 및 상기 제1 노드에 연결되고 상기 제어 전류를 제공하는 드레인을 갖는 NMOS(N-type Metal Oxide Semiconductor) 트랜지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 주변광 센서.
  4. 제3 항에 있어서, 상기 제어 전압은 상기 NMOS 트랜지스터의 문턱 전압보다 낮은 것을 특징으로 하는 주변광 센서.
  5. 제1 항에 있어서, 상기 신호 변환부는,
    상기 제1 노드의 전압을 바이어스 전압으로 일정하게 유지하고, 상기 제1 노드를 흐르는 상기 광전류 및 상기 제어 전류의 합의 크기에 로그적으로 비례하는 제1 전압을 생성하여 제2 노드를 통해 출력하는 전압 생성부;
    상기 제1 전압에 제1 이득을 곱하여 제2 전압을 생성하여 제3 노드를 통해 출력하는 소스 팔로워(source follower)부; 및
    상기 제2 전압의 시간에 대한 변화율을 누적하여 상기 비교 전압을 생성하는 미분기를 포함하는 것을 특징으로 하는 주변광 센서.
  6. 제5 항에 있어서, 상기 전압 생성부는,
    전원 전압에 연결되는 드레인, 상기 제1 노드에 연결되는 소스 및 상기 제2 노드에 연결되는 게이트를 갖는 제1 NMOS 트랜지스터;
    상기 전원 전압과 상기 제2 노드 사이에 연결되고, 일정한 크기의 전류를 생성하는 전류원; 및
    상기 제1 노드에 연결되는 게이트, 상기 제2 노드에 연결되는 드레인 및 접지 전압에 연결되는 소스를 갖는 제2 NMOS 트랜지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 주변광 센서.
  7. 제6 항에 있어서, 상기 바이어스 전압은 상기 제2 NMOS 트랜지스터의 문턱 전압보다 낮은 것을 특징으로 하는 주변광 센서.
  8. 제6 항에 있어서, 상기 제1 전압과 상기 바이어스 전압의 차이는 상기 제1 NMOS 트랜지스터의 문턱 전압의 크기보다 작은 것을 특징으로 하는 주변광 센서.
  9. 제5 항에 있어서, 상기 소스 팔로워부는,
    전원 전압과 상기 제3 노드 사이에 연결되고, 일정한 크기의 전류를 생성하는 전류원; 및
    상기 제2 노드에 연결되는 게이트, 접지 전압에 연결되는 드레인 및 상기 제3 노드에 연결되는 소스를 갖는 PMOS 트랜지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 주변광 센서.
  10. 클럭 신호에 기초하여 입사광의 조도에 로그적으로 비례하는 디지털 코드를 생성하는 주변광 센서;
    데이터를 표시하는 디스플레이 장치; 및
    상기 주변광 센서에 상기 클럭 신호를 제공하고, 상기 디지털 코드에 기초하여 상기 디스플레이 장치의 밝기를 제어하는 프로세서를 포함하고,
    상기 주변광 센서는,
    상기 입사광의 조도에 상응하는 크기의 광전류를 제1 노드에 제공하는 광전 변환부;
    상기 클럭 신호에 기초하여 경과 시간에 지수적으로 비례하는 제어 전류를 상기 제1 노드에 제공하고, 리셋 신호에 응답하여 상기 경과 시간에 상응하는 상기 디지털 코드를 출력하는 전류 제어부;
    상기 광전류와 상기 제어 전류의 합의 크기에 로그적으로 비례하는 비교 전압을 생성하는 신호 변환부; 및
    상기 비교 전압의 크기와 기준 전압의 크기를 비교하여 상기 리셋 신호를 생성하는 비교기를 포함하는 전자 시스템.
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