KR20140093402A

KR20140093402A - 다중 안테나 시스템의 연판정 정보 생성 장치 및 방법

Info

Publication number: KR20140093402A
Application number: KR1020130005663A
Authority: KR
Inventors: 임태호; 전경훈
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2013-01-18
Filing date: 2013-01-18
Publication date: 2014-07-28
Also published as: US20140205043A1; KR101831002B1; US9258079B2

Abstract

다중 안테나 시스템에서 연판정 정보를 생성하기 위한 방법 및 장치를 개시한다. 본 발명의 방법은, 수신 신호 벡터와 채널 행렬을 기반으로 병렬 검출을 수행하여, 상기 수신 신호 벡터의 마지막 송신 심볼에 대한 Q개의 후보 심볼 벡터들을 결정하는 과정과, 여기서 Q는 변조 차수를 나타내며, 상기 Q개의 후보 심볼 벡터들 중 상기 수신 신호 벡터와 유클리디안 거리가 가장 가까운 하나를 근사 최대 우도 심볼 벡터로 결정하는 과정과, 상기 근사 최대 우도 심볼 벡터를 이용하여 상기 수신 신호 벡터와 상기 채널 행렬을 기반으로 부분 병렬 검출을 수행하여, 상기 수신 신호 벡터의 나머지 송신 심볼들 각각에 대한 Q-1개의 후보 심볼 벡터들을 결정하는 과정과, 상기 후보 심볼 벡터들에 대한 로그 우도 비(LLR) 값들을 계산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

다중 안테나 시스템의 연판정 정보 생성 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR GENERATING SOFT OUTPUT FOR MULTIPLE ANTENNA SYSTEM}

본 발명은 다중 안테나 시스템에 관한 것으로서, 특히, 부호화된 공간 다중화 다중 안테나 시스템에서 연판정 정보를 생성하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

공간 다중화 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템에서, 송신단은 다수 개의 송신 안테나들을 통해 서로 다른 채널 부호화된 신호를 동시에 전송할 수 있다. 수신단은 다수 개의 수신 안테나들을 통해, 송신단이 다수 개의 송신 안테나들을 통해 전송한 서로 다른 정보의 송신 신호들이 공간 상에서 합해진 신호를 수신한다. 이때 수신단에서는 공간 다중화되어 수신된 신호를 분리하는 작업과, 또한, 채널 부호화된 신호를 연판정하여 채널 복호기를 위한 입력 값(연판정 정보(Soft Decision Values or Soft Outputs))을 생성하는 작업이 필요하다. 연판정 정보를 생성하기 위해서는 다수의 후보 심볼 벡터들(Candidate Symbol Vectors)이 필요하기 때문에 수신단에서는 최소한의 복잡도로 후보 심볼 벡터들을 찾아야 한다.

후보 심볼 벡터들을 찾아내기 위한 알고리즘 중의 하나인 최대 우도 검출(Maximum Likelihood Detection: MLD)은 최적의 성능을 가지나 복잡도가 매우 높은 단점이 있다. 따라서 최대 우도 검출에 비해 큰 성능 저하 없이 보다 낮은 복잡도를 가지는 LSD (List Sphere Detector), QRD-M (QR decomposition-M algorithm)과 같은 트리 검색(tree search) 기반의 수신 알고리즘들이 제안되었다. 하지만 트리 검색 기법을 적용하더라도 최대 우도 검출 알고리즘의 성능에 근접하기 위해서는 여전히 높은 계산량이 필요하다. 또한, LSD는 채널 상태나 잡음 크기에 따라 검출 시간이 달라지는 문제가 있으며, QRD-M은 트리 검색에 정렬 알고리즘이 필요한 단점이 있다.

대다수의 공간 다중화 기반의 다중 안테나 시스템의 수신단에서는 계산 복잡도를 줄이기 위해 후보 심볼 벡터들로부터 연판정 정보를 계산할 때 최대 로그 근사화(Max-log approximation)를 이용한다. 이를 이용하면 연판정 정보를 생성하는 수신단의 설계 문제를, 경판정 정보를 생성하는 수신기 설계 문제로 단순화할 수 있다. 대표적인 경판정 정보 생성 기법인 구형 검출(Sphere Detection: SD)을 이용하면, 최대 로그 근사화를 이용하는 최대 우도 검출에 비해 낮은 복잡도를 가지면서 동일한 성능을 가지는 연판정 정보를 생성하는 수신기를 설계할 수 있다. 그러나 여전히 복잡도가 높으며, 또한 채널 상태나 잡음 크기에 따른 연산 복잡도가 달라져 검출 시간이 달라지는 문제점이 발생한다.

본 발명은 다중 안테나 시스템에서 신호를 송수신하기 위한 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명은 부호화된 공간다중화 다중 안테나 시스템에서 연판정 정보를 생성에 관한 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명은 공간 다중화 다중 안테나를 사용하는 시스템에서 채널 복호기의 입력으로 사용될 연판정 정보를 생성하는 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명은 다중 안테나 시스템에서 연판정 정보를 생성하기 위해서 필요한 다수의 후보 심볼 벡터들을 낮은 복잡도로 효율적으로 선택하는 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명은 최대 우도 방법에 근접하는 성능을 가지면서 트리 검색에 비해 낮은 복잡도와 일정한 검출 시간을 가지는, 채널 복호기 입력으로써의 연판정 정보를 계산하는 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따른 방법은; 다중 안테나 시스템에서 연판정 정보를 생성하기 위한 방법에 있어서, 수신 신호 벡터와 채널 행렬을 기반으로 병렬 검출을 수행하여, 상기 수신 신호 벡터의 마지막 송신 심볼에 대한 Q개의 후보 심볼 벡터들을 결정하는 과정과, 여기서 Q는 변조 차수를 나타내며, 상기 Q개의 후보 심볼 벡터들 중 상기 수신 신호 벡터와 유클리디안 거리가 가장 가까운 하나를 근사 최대 우도 심볼 벡터로 결정하는 과정과, 상기 근사 최대 우도 심볼 벡터를 이용하여 상기 수신 신호 벡터와 상기 채널 행렬을 기반으로 부분 병렬 검출을 수행하여, 상기 수신 신호 벡터의 나머지 송신 심볼들 각각에 대한 Q-1개의 후보 심볼 벡터들을 결정하는 과정과, 상기 후보 심볼 벡터들에 대한 로그 우도 비(LLR) 값들을 계산하는 과정을 포함한다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따른 장치는; 다중 안테나 시스템에서 연판정 정보를 생성하기 위한 장치에 있어서, 수신 신호 벡터와 채널 행렬을 기반으로 병렬 검출을 수행하여, 상기 수신 신호 벡터의 마지막 송신 심볼에 대한 Q개의 후보 심볼 벡터들을 결정하고, 상기 Q개의 후보 심볼 벡터들 중 상기 수신 신호 벡터와 유클리디안 거리가 가장 가까운 하나를 근사 최대 우도 심볼 벡터로 결정하는 병렬 검출기와, 여기서 Q는 변조 차수를 나타내며, 상기 근사 최대 우도 심볼 벡터를 이용하여 상기 수신 신호 벡터와 상기 채널 행렬을 기반으로 부분 병렬 검출을 수행하여, 상기 수신 신호 벡터의 나머지 송신 심볼들 각각에 대한 Q-1개의 후보 심볼 벡터들을 결정하는 복수의 부분 병렬 검출기들과, 상기 후보 심볼 벡터들에 대한 로그 우도 비(LLR) 값들을 계산하는 계산기를 포함한다.

도 1은 본 발명이 적용되는 공간다중화 다중 안테나 시스템의 개략적인 구조를 도시한 것이다.
도 2a는 본 발명의 일 실시예에 따른 부호화된 공간다중화 다중 안테나 시스템의 송신기의 구조를 나타낸 블록도이다.
도 2b는 본 발명의 일 실시예에 따른 부호화된 공간다중화 다중 안테나 시스템의 수신기의 구조를 나타낸 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 연판정 검출기의 구조를 나타낸 블록도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 연판정 정보의 계산에 대한 성능을 나타낸 시뮬레이션 그래프이며, 도 5는 연판정 검출 성능을 검출 알고리즘과 변조 차수 별로 비교한 표이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 LLR 검출 동작을 나타낸 흐름도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 병렬 검출의 상세 구조를 도시한 블록도이다.
도 8a 내지 도 8c는 본 발명의 일 실시예에 따른 부분 병렬 검출의 구조를 나타낸 블록도이다.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

후술되는 본 발명의 실시예는 연판정 복호를 수행하는 이진 오류 정정 부호를 사용하는 부호화된 공간다중화 다중 안테나 시스템을 고려한다.

도 1은 본 발명이 적용되는 공간다중화 다중 안테나 시스템의 개략적인 구조를 도시한 것이다.

도 1을 참조하면, 송신기(110)는 복수의 송신 안테나들(112)를 구비하며, 전송하고자 하는 신호들을 송신 안테나들(112)를 통해 전송한다. 송신 안테나들(112)은 하나 혹은 복수의 수신기들을 위한 서로 다른 정보들을 담은 신호들을 전송한다. 상기 신호들은 공간 상에서 다중화되어, 채널 H(100)를 통해 전송된다. 채널 H(100)은 각 송신 안테나(112)와 각 수신 안테나(122) 간의 채널을 포함한다. 수신기(120)은 복수의 수신 안테나들(122)을 통해 공간 다중화된 신호를 수신하고, 소정의 검출 알고리즘을 사용하여 상기 수신된 신호 내에 다중화된 송신 신호들을 분리한다.

도 2a는 본 발명의 일 실시예에 따른 부호화된 공간다중화 다중 안테나 시스템의 송신기의 구조를 나타낸 블록도이다.

도 2a를 참조하면, 송신기는 입력 이진 데이터 u를 적절한 이진 오류 정정 부호를 사용하는 채널 부호기(210)에 의해 부호화한 다음에 인터리버(220)에 의해 인터리빙한다. 변조 심볼 매핑기(230)는 NM _c 개의 인터리빙된 이진 부호 심볼들 b = [b ₁ ^T , ...b _N ^T ] ^T 로 구성된 각 블록에 대하여, 각 서브벡터 심볼 b = [b _i,1 , ..., b _i,Mc ] ^T , i=1, ..., N, b _i _,j ={0,1} 을 소정 변조 심볼 s _i , i=1, ..., N 으로 할당함으로써, 송신 심볼 벡터 s = [ s ₁ , ..., s _N ] ^T 를 생성한다. 여기서 N은 송신 안테나의 개수를 의미하며, Mc는 송신 심볼당 비트 수를 의미한다. 변조 심볼 매핑을 위해서는, 일 예로 4-QAM(4-ary Quadrature Amplitude Modulation), 16-QAM, 64-QAM과 같은 M-QAM 이 사용될 수 있으며, 각 송신 심볼은 가능한 모든 Q개의 변조 심볼들 중 하나가 될 수 있다. 또한 a ^T 는 벡터 a의 전치(transpose)를 나타내고, s _i 는 i번째 송신 안테나로 송신되는 변조 심볼을 나타낸다.

변조 심볼 매핑기(230)로부터 출력되는 송신 심볼 벡터의 변조 심볼들은 송신 회로(240)에 의해 적어도 하나의 반송파에 실린 후 복수의 송신 안테나들을 통해 공중으로 송출된다.

도 2b는 본 발명의 일 실시예에 따른 부호화된 공간다중화 다중 안테나 시스템의 수신기의 구조를 나타낸 블록도이다.

도 2b를 참조하면, 신호 수신기(250)는 복수의 수신 안테나들을 통해 수신한 공간 다중화된 신호를 채널 추정기(260) 및 연판정 검출기(270)로 제공한다. 채널 추정기(260)는 수신된 신호에 포함된 기준 신호를 이용하여 송신기와 수신기 간의 채널을 추정하고, 추정된 채널 행렬 H를 연판정 검출기(270)로 전달한다. 연판정 검출기(270)는 소정 검출 알고리즘을 사용하여, 수신된 신호 r과 채널 행렬 H로부터 각 송신 이진 데이터에 대한 연판정 정보, 즉 LLR(Log Likelihood Ratio)을 계산한다. 채널 복호기(280)는 입력된 LLR 값들을 기반으로 채널 복호를 수행하여 송신기로부터 송신된 이진 데이터를 복원한다.

준정적 레일리 페이딩 채널(Quasi-static Rayleigh fading channel) 하에서 복소 기저대역 등가 수신 신호 벡터(complex baseband equivalent received signal vector) r ∈ C^N ^×1 은 r = Hs + n 으로 표현된다. C^N ^×1은 N×1의 벡터로서, N차 변조 방식으로 생성 가능한 모든 변조 심볼들 중 적어도 하나를 의미한다.

여기서 n ∈ C^N ^×1은 N×1 복소 가우시안 잡음 벡터로 각 요소들은 평균이 0 이고 서로 독립적이며 같은 분포를 가지며 차원당 분산이 N₀/2 인 복소 가우시안 확률 변수들이다. 그리고 채널 행렬 H = C^N×N 은 평균이 0 이고 서로 독립적이며 같은 분포를 가지며 차원당 분산이 1/2인 복소 가우시안 확률 변수들로 설명되는 h _i _,j 로 구성되어 있으며, h _i,j 는 j 번째 송신 안테나와 i 번째 수신 안테나간 복소 채널 응답을 나타낸다. 또한, H는 최대 랭크(full rank)이고 수신기에게 정확히 알려져 있다고 가정한다.

b _i,j 들이 동일한 확률로 송신된다고 가정한다면, b _i,j 에 대한 정확한 LLR은 다음의 <수학식 1>과 같이 계산될 수 있다.

여기서 A_i _, _j ^v,v=0,1 은 b _i _, _j 의 값이 v인 모든 송신 가능한 2 ^NMc ^-1개의 심볼 벡터들의 집합이며, N₀은 잡음 분산을 의미한다. 또한, <수학식 1>에서 N 은 후보 심볼 벡터들의 집합을 나타내며, 최대 우도 검출 기법의 경우 N 은 모든 송신 가능한 2 ^NMc ^-1개의 심볼 벡터들의 집합이 된다.

<수학식 1>의 합산(summation) 항에 최대 로그 근사화 (max-log approximation)를 적용하면 다음 <수학식 2>와 같이 각 이진 데이터 b_i,j에 대한 LLR 값이 산출될 수 있다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 연판정 검출기의 구조를 나타낸 블록도이다. 도 3을 참조하면, 병렬 검출기(310)에서는 수신 신호 벡터 r과 채널 행렬 H를 이용하여 병렬 검출을 수행함으로써, 검출하고자 하는 송신 심볼 벡터들 중 마지막 송신 심볼 벡터 s_N에 대한 Q개의 후보 심볼 벡터들의 LLR 값들을 결정한다. 여기서 Q는 변조방식의 차수를 의미한다. 부분 병렬 검출 블록(320)은 N-1개의 부분 병렬 검출기들로 구성되며, 나머지 송신 심볼 벡터들 s₁, ..., s_N-1에 대한 후보 심볼 벡터들의 LLR 값들을 각각 결정한다. 이때 각 송신 심볼 벡터에 대응하는 부분 병렬 검출기 i는 병렬 검출기(310)에서 검출된 후보 심볼 벡터들을 고려하여, 수신 신호 벡터 r과 채널 행렬 H로부터 해당하는 송신 심볼 벡터 s_i에 해당하는 Q-1개의 후보 심볼 벡터들의 LLR 값들을 결정할 수 있다.

도시하지 않을 것이지만, 각 송신 심볼 벡터에 대응하는 후보 심볼 벡터들의 LLR 값들은 채널 복호기(280)로 입력되며, 해당 송신 심볼 벡터를 검출하는데 사용된다.

이하 도 3의 병렬 검출 및 부분 병렬 검출 동작에 대하여 보다 상세히 설명한다.

병렬 검출기(310)에서 채널 행렬 H는 H=QR 로 QR 분해되는데, 여기서 Q 는 N x N 유니터리 행렬 (unitary matrix)이고 R은 대각성분이 실수값인 N x N 상삼각행렬(upper triangular matrix)이다. 이때, 채널 행렬은 고려하는 모든 수신 기법들에 대하여 항상 순서화(ordering)되어 있다고 가정한다. 유니터리 행렬 Q 의 허미션 전치(Hermitian transpose) 행렬 Q ^H 를 r의 왼쪽에 곱하면

가 된다. 여기서 s = [ s ₁ , ..., s _N ] ^T 이고,

은 n과 통계적 특성이 동일하다.

수신 신호 r 에 대해 병렬 검출을 수행하면 s _N 이 가질 수 있는 모든 Q 개의 심볼들에 대하여 판정 궤환 등화(Decision Feedback Equalization: DFE)가 수행되어 Q 개의 후보 심볼 벡터들이 생성된다. 여기서 생성한 Q 개의 후보 심볼 벡터들 중 r 과 유클리디안 거리(Euclidean distance)가 가장 가까운 후보 심볼 벡터를 근사 최대 우도 심볼 벡터(approximate ML(Maximum Likelihood) symbol vector)로 정의하고 s ^app로 표현한다. 또한, s _i ^app 에 대응하는 부호 심볼 서브벡터(code symbol subvector)를 b_i ^app = [b_i,1 ^app, ..., b_i,M ^app]^T 로 정의한다. 다음으로 근사 최대 우도 심볼 벡터 s ^app와 Q 개의 후보 심볼 벡터들 중

을 만족하면서 유클리디안 거리가 r 에 가장 가까운 후보 심볼 벡터를 이용하여 b_N,j 에 대한 LLR 값을 계산한다. 이 때, Q개의 후보 심볼 벡터들과 r 간의 유클리디안 거리는 s ^app를 선택할 때 이미 계산되어 있기 때문에, LLR 계산은 유클리디안 거리의 재계산 없이 기존에 계산된 유클리디안 거리를 이용하여 수행될 수 있다.

각 부분 병렬 검출기(320)에서는 s _N 이 아닌 다른 송신 심볼들에 포함된 부호 심볼들에 대한 LLR을 계산한다.

각 s _i , i≠N 에 대하여, 송신 심볼 벡터들 중 마지막이 s _i 가 되도록 채널 행렬 H를 재정렬한 다음에 s _i 에 s _i ^app 가 아닌 가능한 모든 값들에 대하여 (Q-1)번의 DFE 동작을 수행한다. 다음으로, 부분 병렬 검출기(320)는 (Q-1)번의 DFE 동작에 의해 생성된 (Q-1)개의 후보 심볼 벡터들 중에서

을 만족하면서 유클리디안 거리가 r 에 가장 가까운 후보 심볼 벡터들과 근사 최대 우도 심볼 벡터 s ^app를 이용하여 s _i 에 포함된 후보 심볼들에 대한 LLR 값을 생성한다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 LLR 계산에 대한 프레임 오율(Frame Error Rate: FER) 성능을 나타낸 시뮬레이션 그래프이며, 도 5는 FER 성능을 검출 알고리즘과 변조 차수 별로 비교한 표이다. 여기에서는 공간다중화 다중 안테나 시스템에 CTC(Convolutional Turbo Code)를 연접한 시스템에서, 본 발명의 실시예에 따라 후보 심볼 벡터를 선택한 후 로그 우도 비를 계산하였을 때의 프레임 오율을, MLD, LSD 및 QRD-M 알고리즘들과 비교하였다.

도시한 시뮬레이션에서 사용한 파라미터들은 다음과 같다.

- 송신 안테나 개수: 4

- 수신 안테나 개수: 4

- 변조 방식: QPSK, 16QAM, 64QAM

- 정보 프레임 길이: 480 비트

- 부호율: 1/3

- 복호 방식: 최대 로그 맵 (Max-log MAP(Maximum a posteriori probability)), 비례 상수 (scaling factor) 0.7

- 채널 행렬의 각 원소는 평균이 0이고 분산이 1인 i.i.d. (independently and identically distributed) 복소 가우시안 확률 변수

도 4 및 도 5를 참조하면, 송신 안테나 개수 및 수신 안테나 개수가 모두 4인 부호화된 공간다중화 다중 안테나 시스템에서 본 발명의 실시예에 따른 검출 알고리즘은, MLD 알고리즘에 비해 성능 열화(402,404,406)가 0.5dB 이내가 되며, 특히 변조 차수가 증가할수록 성능 열화(402,404,406)가 줄어드는 것을 알 수 있다. 즉 본 발명의 실시예에 따른 검출 알고리즘은 LSD, QRD-M 방식의 수신기에 비해 훨씬 낮은 복잡도로 동일한 성능을 만족한다.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 LLR 검출 동작을 나타낸 흐름도이다.

도 6을 참조하면, 과정 605에서 수신기는 다수 개의 수신 안테나를 통해 수신한 신호를 수신 신호 벡터로 구성하고, 수신 신호 벡터로부터 채널 행렬을 추정한다. 과정 610에서 수신기는 채널 행렬의 열 벡터들을 소정 기준에 따라 정렬하고, 과정 615에서 수신 신호 벡터와 상기 정렬된 채널 행렬에 대한 병렬 검출을 수행하여 상기 정렬된 채널 행렬의 마지막 열 벡터에 대응하는 마지막(N번째) 송신 심볼에 대한 Q개의 후보 심볼 벡터들을 결정한다. 상기 소정 기준은 병렬 검출을 위해 사용되는 검출 알고리즘에 따라 정해질 수 있으며, 일 예로 열 벡터들은 채널 품질이 양호한 순서대로 정렬될 수 있다. 과정 620에서 수신기는 상기 Q 개의 후보 심볼 벡터들 중에서 수신 신호 벡터와의 유클리디안 거리가 가장 작은 후보 심볼 벡터를 경판정 값인 근사 최대 우도 심볼 벡터 s ^app로서 결정한다.

과정 625에서 수신기는, 상기 채널 행렬의 i (i=1, ..., N-1)번째 열과 맨 오른쪽 열인 N 번째 열이 서로 바뀌도록 상기 채널 행렬을 재정렬하고, 재정렬된 채널 행렬의 N 번째 열(원래의 i번째 열)을 제외한 나머지 열들을 소정 기준에 따라 순서화한 후, 상기 순서화된 채널 행렬을 이용하여 수신 신호 벡터에 대해 병렬 검출을 수행한다. 상기 소정 기준은 일 예로서 과정 610에서 사용된 것과 동일한 것이 사용될 수 있다. 이 때 과정 620에서 구한 근사 최대 우도 심볼 벡터 s ^app의 i 번째 심볼인 s _i ^app 을 제외한 나머지 (N-1)개의 송신 심볼들에 대한 부분 병렬 검출이 수행된다. 상기 부분 병렬 검출을 통해 상기 나머지 (N-1)개의 송신 심볼들 각각에 대한 (Q-1)개의 후보 심볼 벡터들이 출력된다.

과정 630에서 수신기는 과정 615의 병렬 검출을 통해 획득한 Q개의 후보 심볼 벡터들의 유클리디안 거리 값들과 과정 625의 부분 병렬 검출을 통해 획득한 (N*Q-N-Q-1)개의 후보 심볼 벡터들의 유클리디안 거리 값들을 이용하여, 각 i번째 송신 심볼에 대응된 부호화 심볼들 b _i,1 ,...,b _i , _Mc 에 대한 로그 우도 비(LLR) 값들을 계산한다. 상기 LLR 값들은 연판정 정보로서 채널 복호기로 전달된다.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 병렬 검출의 상세 구조를 도시한 블록도이다. 도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 병렬 검출의 상세 구조를 도시한 블록도이다.

도 7을 참조하면, 병렬 검출기(310)는 Q개의 감산기(702)와 Q개의 순차간섭제거(Successive Interference Cancellation: SIC) 검출기(704)과 Q개의 자승 유클리디안 거리(Squared Euclidean distance) 계산기(706)와 비교 및 선택기(708)를 포함하여 구성된다. Q개의 감산기(702)는, 마지막 송신 심볼 벡터 s_N을 검출하기 위해, 채널 행렬 H 중 s_N에 대응하는 열 벡터 h_N과 Q개의 가능한 모든 변조 심볼들 x₁, x₂, …x_Q의 곱들을 곱셈기들(도시하지 않음)로부터 입력받으며, 수신 신호 r로부터 상기 곱들을 감산하여 SIC 검출기들(704)로 각각 출력한다.

SIC 검출기들(704)은 입력받은 감산 결과들에 대하여 SIC 알고리즘을 수행함으로써 후보 심볼 벡터들 X_c,1, X_c,2, ..., X_c,Q를 검출한다. 각 자승 유클리디안 거리 계산기(706)는 입력받은 후보 심볼 벡터와 수신 신호 r 사이의 자승 유클리디안 거리 D_c,i를 계산하여 비교/선택기(708)로 전달한다. 비교/선택기(708)는 Q개의 후보 심볼 벡터들의 유클리디안 거리들을 상호 비교하여, 가장 작은 유클리디안 거리를 가지는 후보 심볼 벡터 X_c,i를 근사 최대 우도 심볼 벡터 s^app로 결정한다. s ^app = [s ₁ ^app , s ₂ ^app , ..., s _N ^app ] ^T 는 (N-1)개의 부분 병렬 검출기들로 전달된다.

도 8a 내지 도 8c는 본 발명의 일 실시예에 따른 부분 병렬 검출의 구조를 나타낸 블록도이다. 도시한 바와 같이 각 부분 병렬 검출기(800,810,820)는 (Q-1)개의 감산기(802,812,822)와 (Q-1)개의 SIC 검출기(804,814,824)과 (Q-1)개의 자승 유클리디안 거리 계산기(806,816,826)를 포함하여 구성된다.

먼저 채널 행렬 H의 i (i=1,2,...N-1)번째 열과 N번째 열이 서로 교환되도록 채널 행렬이 재정렬된 후, 재정렬된 채널 행렬이 각 부분 병렬 검출기들(800,810,820)로 입력된다.

도 8a를 참조하면, (Q-1)개의 감산기(802)는, 1번째 송신 심볼 벡터 s₁을 검출하기 위해, 1번째 열과 N번째 열이 교환되도록 재정렬된 채널 행렬 H 중 s₁에 대응하는 열 벡터 h₁과 (Q-1)개의 변조 심볼들 x₁, x₂, …x_Q-1의 곱들을 곱셈기들(도시하지 않음) 입력받으며, 수신 신호 r로부터 상기 곱들을 감산하여 SIC 검출기들(804)로 각각 출력한다. 이때 송신기에 의해 적용된 변조 방식으로 생성 가능한 모든 Q개의 변조 심볼들 중, s^app의 1번째 심볼인 s₁ ^app을 제외한 나머지 (Q-1)개의 변조 심볼들이 사용된다.

SIC 검출기들(804)은 입력받은 감산 결과들에 대하여 SIC 알고리즘을 수행함으로써 후보 심볼 벡터들 X_c,1,1, X_c,1,2, ..., X_c,1,Q-1을 검출한다. 각 자승 유클리디안 거리 계산기(806)는 입력받은 후보 심볼 벡터와 수신 신호 r 사이의 자승 유클리디안 거리 D_c,1,i를 계산하여 해당 후보 심볼 벡터와 함께 출력한다.

도 8b를 참조하면, (Q-1)개의 감산기(812)는, 2번째 송신 심볼 벡터 s₂를 검출하기 위해, 2번째 열과 N번째 열이 교환되도록 재정렬된 채널 행렬 H 중 s₂에 대응하는 열 벡터 h₂와 (Q-1)개의 변조 심볼들 x₁, x₂, …x_Q-1의 곱들을 입력받으며, 수신 신호 r로부터 상기 곱들을 감산하여 SIC 검출기들(814)로 각각 출력한다. 이때 송신기에 의해 적용된 변조 방식으로 생성 가능한 모든 Q개의 변조 심볼들 중, s^app의 2번째 심볼인 s₂ ^app을 제외한 나머지 (Q-1)개의 변조 심볼들이 사용된다.

SIC 검출기들(814)은 입력받은 감산 결과들에 대하여 SIC 알고리즘을 수행함으로써 후보 심볼 벡터들 X_c,2,1, X_c,2,2, ..., X_c,2,Q-1을 검출한다. 각 자승 유클리디안 거리 계산기(816)는 입력받은 후보 심볼 벡터와 수신 신호 r 사이의 자승 유클리디안 거리 D_c,2,i를 계산하여 해당 후보 심볼 벡터와 함께 출력한다.

도 8c를 참조하면, (Q-1)개의 감산기(822)는, (N-1)번째 송신 심볼 벡터 s_N-1을 검출하기 위해, (N-1)번째 열과 N번째 열이 교환되도록 재정렬된 채널 행렬 H 중 s_N-1에 대응하는 열 벡터 h_N-1과 (Q-1)개의 변조 심볼들 x₁, x₂, …x_Q-1의 곱들을 입력받으며, 수신 신호 r로부터 상기 곱들을 감산하여 SIC 검출기들(824)로 각각 출력한다. 이때 송신기에 의해 적용된 변조 방식으로 생성 가능한 모든 Q개의 변조 심볼들 중, s^app의 (N-1)번째 심볼인 s_N-1 ^app을 제외한 나머지 (Q-1)개의 변조 심볼들이 사용된다.

SIC 검출기들(824)은 입력받은 감산 결과들에 대하여 SIC 알고리즘을 수행함으로써 후보 심볼 벡터들 X_c,N-1,1, X_c,N-1,2, ..., X_c,N-1,Q-1을 검출한다. 각 자승 유클리디안 거리 계산기(826)는 입력받은 후보 심볼 벡터와 수신 신호 r 사이의 자승 유클리디안 거리 D_c,N-1,i를 계산하여 해당 후보 심볼 벡터와 함께 출력한다.

도 7의 구조를 통해 검출한 후보 심볼 벡터와 Q개의 자승 유클리디안 거리값들 및 도 8a 내지 도 8c의 구조를 통해 검출한 (N*Q-N-Q-1)개의 후보 심볼 벡터들과 자승 유클리디안 거리값들은 각 비트의 LLR을 계산하는데 사용된다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능하다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims

다중 안테나 시스템에서 연판정 정보를 생성하기 위한 방법에 있어서,
수신 신호 벡터와 채널 행렬을 기반으로 병렬 검출을 수행하여, 상기 수신 신호 벡터의 마지막 송신 심볼에 대한 Q개의 후보 심볼 벡터들을 결정하는 과정과, 여기서 Q는 변조 차수를 나타내며,
상기 Q개의 후보 심볼 벡터들 중 상기 수신 신호 벡터와 유클리디안 거리가 가장 가까운 하나를 근사 최대 우도 심볼 벡터로 결정하는 과정과,
상기 근사 최대 우도 심볼 벡터를 이용하여 상기 수신 신호 벡터와 상기 채널 행렬을 기반으로 부분 병렬 검출을 수행하여, 상기 수신 신호 벡터의 나머지 송신 심볼들 각각에 대한 Q-1개의 후보 심볼 벡터들을 결정하는 과정과,
상기 후보 심볼 벡터들에 대한 로그 우도 비(LLR) 값들을 계산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 연판정 정보 생성 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 Q개의 후보 심볼 벡터들을 결정하는 과정은,
상기 채널 행렬의 마지막 N번째 열 벡터에 상기 변조 차수에 따른 가능한 모든 Q개의 변조 심볼들을 곱하는 과정과, 여기서 N은 송신 안테나들의 개수를 나타내며,
상기 수신 신호 벡터로부터 상기 곱들을 감산하는 과정과,
상기 감산 결과들을 이용하여 소정 검출 알고리즘을 수행함으로써 상기 Q개의 후보 심볼 벡터들을 각각 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 연판정 정보 결정 방법.
제 2 항에 있어서, 상기 채널 행렬의 열 벡터들을 소정 기준에 따라 순서화하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 연판정 정보 결정 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 Q-1개의 후보 심볼 벡터들을 결정하는 과정은,
상기 채널 행렬의 i번째 열 벡터와 마지막 N번째 열 벡터가 서로 바뀌도록 상기 채널 행렬을 재정렬하는 과정과, 여기서 N은 송신 안테나들의 개수를 나타내며,
상기 재정렬된 채널 행렬의 i번째 열 벡터에, 상기 변조 차수에 따른 가능한 모든 Q개의 변조 심볼들 중 상기 근사 최대 우도 심볼 벡터의 i번째 심볼을 제외한 나머지 Q-1개의 변조 심볼들을 곱하는 과정과,
상기 수신 신호 벡터로부터 상기 곱들을 감산하는 과정과,
상기 감산 결과들을 이용하여 소정 검출 알고리즘을 수행함으로써 i번째 송신 심볼에 대한 Q-1개의 후보 심볼 벡터들을 결정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 연판정 정보 생성 방법.
제 4 항에 있어서, 상기 채널 행렬의 상기 N번째 열 벡터를 제외한 나머지 열 벡터들을 소정 기준에 따라 순서화하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 연판정 정보 생성 방법.
다중 안테나 시스템에서 연판정 정보를 생성하기 위한 장치에 있어서,
수신 신호 벡터와 채널 행렬을 기반으로 병렬 검출을 수행하여, 상기 수신 신호 벡터의 마지막 송신 심볼에 대한 Q개의 후보 심볼 벡터들을 결정하고, 상기 Q개의 후보 심볼 벡터들 중 상기 수신 신호 벡터와 유클리디안 거리가 가장 가까운 하나를 근사 최대 우도 심볼 벡터로 결정하는 병렬 검출기와, 여기서 Q는 변조 차수를 나타내며,
상기 근사 최대 우도 심볼 벡터를 이용하여 상기 수신 신호 벡터와 상기 채널 행렬을 기반으로 부분 병렬 검출을 수행하여, 상기 수신 신호 벡터의 나머지 송신 심볼들 각각에 대한 Q-1개의 후보 심볼 벡터들을 결정하는 복수의 부분 병렬 검출기들과,
상기 후보 심볼 벡터들에 대한 로그 우도 비(LLR) 값들을 계산하는 계산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 연판정 정보 생성 장치.
제 6 항에 있어서, 상기 병렬 검출기는,
상기 채널 행렬의 마지막 N번째 열 벡터에 상기 변조 차수에 따른 가능한 모든 Q개의 변조 심볼들을 곱하는 곱셈기들과, 여기서 N은 송신 안테나들의 개수를 나타내며,
상기 수신 신호 벡터로부터 상기 곱들을 감산하는 감산기들과,
상기 감산 결과들을 이용하여 소정 검출 알고리즘을 수행함으로써 상기 Q개의 후보 심볼 벡터들을 각각 결정하는 검출기들을 포함하는 것을 특징으로 하는 연판정 정보 결정 장치.
제 7 항에 있어서, 상기 채널 행렬의 열 벡터들은 소정 기준에 따라 순서화됨을 특징으로 하는 연판정 정보 결정 장치.
제 6 항에 있어서, 상기 각 부분 병렬 검출기는,
상기 채널 행렬의 i번째 열 벡터와 마지막 N번째 열 벡터가 서로 바뀌도록 재정렬된 채널 행렬의 i번째 열 벡터에, 상기 변조 차수에 따른 가능한 모든 Q개의 변조 심볼들 중 상기 근사 최대 우도 심볼 벡터의 i번째 심볼을 제외한 나머지 Q-1개의 변조 심볼들을 곱하는 곱셈기들과, 여기서 N은 송신 안테나들의 개수를 나타내며,
상기 수신 신호 벡터로부터 상기 곱들을 감산하는 감산기들과,
상기 감산 결과들을 이용하여 소정 검출 알고리즘을 수행함으로써 i번째 송신 심볼에 대한 Q-1개의 후보 심볼 벡터들을 결정하는 검출기들 포함하는 것을 특징으로 하는 연판정 정보 생성 장치.
제 9 항에 있어서, 상기 채널 행렬의 상기 N번째 열 벡터를 제외한 나머지 열 벡터들은 소정 기준에 따라 순서화됨을 특징으로 하는 연판정 정보 생성 장치.