KR20140016257A

KR20140016257A - 낮은 신호대 잡음 조건 하의 자동 주파수 제어

Info

Publication number: KR20140016257A
Application number: KR1020137019550A
Authority: KR
Inventors: 요세프 지이. 네메스; 피터 실베스터 코바츠
Original assignee: 마이크로칩 테크놀로지 인코포레이티드
Priority date: 2010-12-23
Filing date: 2011-12-21
Publication date: 2014-02-07
Also published as: CN103270730A; US20120163426A1; TWI517599B; WO2012088280A3; US8548033B2; CN103270730B; WO2012088280A2; KR101891679B1; EP2656567A2; TW201233081A

Abstract

무선 송수신기의 라디오로부터 샘플링된 디지털 신호에 존재하는 반송파 주파수 오프셋과 대응하는 샘플 대 샘플 위상 시프트를 결정하기 위한 방법이 특정된다. 상기 방법은, 커버될 CFO 범위를 다수의 간격으로 분할하고, 수신된 신호들로부터, 간격 엔드포인트들이 존재하는 것만큼 많은 병렬 유도된 스트림들을 생성하고, 특정 엔드포인트에 대응하는 샘플 대 샘플 위상 시프트들에 의한 입력을 미리 보상(역회전)한다. 이는, 병렬로 각각 유도된 스트림의 프리앰블 세그먼트와 프리앰블 패턴 주기의 상호 관계의 크기 및 위상 값들을 계산하고 최대 결과 크기를 사용하여 입력 스트림에 존재하는 실제 CFO 상에 줌인하도록 한다. 잡음의 존재시 정확도를 높이기 위해 또한 실행할 입력 프리앰블이 여전히 있는 경우, 제1 실행에 위치된 CFO 값 상에 중심을 둔 보다 짧은 간격에 대한 검색을 반복한다. 마지막으로 위치된 CFO값 및 대응하는 상호관계 계산으로부터의 위상 값은 개방 루프 AFC에서 사전 보상("역회전")을 위해 적용될 실제 CFO 및 대응하는 샘플 대 샘플 위상 시프트를 결정한다.

Description

낮은 신호대 잡음 조건 하의 자동 주파수 제어{AUTOMATIC FREQUENCY CONTROL UNDER LOW SIGNAL-TO-NOISE CONDITIONS}

본 출원은, 요세프 지. 네메스 및 피터 스즈 코박스에 의해 2010년 12월 23일자 출원되고 발명의 명칭이 "낮은 신호대 잡음 조건 하의 자동 주파수 제어"로서 공유된 미합중국 가특허 출원 제61/426,942호를 우선권 주장하여 출원된 것으로, 이는 본 명세서에 모든 목적을 위해 참고로 포함된다.

본 출원은 디지털 통신에 관한 것으로, 특히, 낮은 신호대 잡음 조건 하의 자동 주파수 제어에 관한 것이다.

이동 무선 장치에 사용되는 송신기 및 수신기(송수신기; transceivers)의 반송파 주파수는 고정되고 제한된 정확한 수정 발진기로부터 합성된다. 이에 따라 한 쌍의 무선 통신 장치에 있어서, 각각의 송신기와 수신기의 반송파 주파수들 간에 차가 존재할 수 있으며, 상기 차이인 반송파 오프셋은 복조된 기저대역(base band) 신호에 나타난다. 디지털 기법들은, 마치 수신된 신호 스트림이 복원된 송신기 반송파 주파수를 이용하여 복조된 것처럼 수신된 신호 스트림을 변경함으로써 반송파 주파수 오프셋(CFO)의 영향을 제거할 수 있는데; 이 변경을 아직도 자동/적응 주파수 제어(AFC)라 칭한다. 반송파 오프셋에 의해 야기되는 변형(transformation)은 결정적이기는 하지만 신호 스트림은 잡음도 수반한다. 병목 현상이 유발되지 않도록, AFC 디지털 기법은 나머지 기저대역 처리가 용인하는 것과 마찬가지로 적어도 잡음을 용인해야 한다.

AFC가 반송파 오프셋을 결정하기 위해 걸리는 시간("송신기 반송파를 추적(로크)함")은 필요한 전송 프레임 프리앰블을 길게 하며, 이에 따라 (라디오 온-타임의 증가로 인하여) 배터리 수명을 단축시킴으로써, 무선 장치의 운영 비용을 높인다. AFC가 보상할 수 있는 반송파 오프셋의 양이 필요한 발진기 수정의 허용 오차를 결정하며, 따라서 이는 장치의 구입 가격에 영향을 미친다.

따라서, 허용가능한 S/N(신호 대 잡음비) 문턱값을 낮추고, 수정(crystal)의 허용 오차(tolerance)를 완화하고, 추적(로크) 시간을 최소화하며, 다른 한편, 심볼 디코딩에 사용되는 하드웨어 자원을 재사용함으로써 그의 구현을 위해 필요한 임의의 추가적 하드웨어의 크기를 현저히 감소시키는, AFC에 대한 효율적인 방법이 요망된다. 또한, 극한의 통신 조건들이 충족되어야 할 때 병렬로 실행중인 다수의 AFC들에 필수요소들을 제공하기 때문에 개 루프(open-loop) 동작이 바람직하다.

일 실시예에 의하면, 무선 송수신기의 라디오로부터 샘플링된 디지털 신호에 존재하는 반송파 주파수 오프셋 및 대응하는 샘플 대 샘플 위상 시프트를 결정하기 위한 방법은, a) △ω = 2·△Ω/N＜δ/(T·L)로 되도록, 보상될 반송파 주파수 오프셋(CFO) 범위[-△Ω, △Ω)을 길이의 'N' 간격들로 균일하게 분할하는 단계(이때, δ＜1, T는 샘플링 주기, L은 샘플들에서의 프리앰블 패턴의 길이이고 상기 부등식은 N의 값에 대해 하계(lower bound)를 설정하며, 또한, δ는 직접 위상 계산을 위해 "실현 가능한 범위"의 정규화된 길이임); b) 단계 a)에서 결정된 간격들의 중간값들, △ω₀ △ω₁ ... △ω_N-2 △ω_N-1을 선택하는 단계; c) I-Q 포맷 입력 신호의 샘플들의 스트림, ...S_i S_i ₊₁ ... S_i _+L-1 ..., 을, O부터 N-1까지 번호를 갖는 N개의 "회전 및 상관(rotate & correlate)" 유닛들에 동시에 연결하고 상기 단계 b)에서 계산된 각각의 중간값을 유사한 번호를 갖는 회전 및 상관 유닛에 할당하는 단계; d) N개의 회전 및 상관 유닛들의 A 출력을 "평활 및 선택(smooth & select)" 유닛의 입력들에 순차적으로 연결하는 단계: e) 입력 신호 스트림에 있어서 프리앰블 패턴 바운다리를 나타내는 외측 트리거에서(on an external trigger) 상기 회전 및 상관 유닛들을 개시하는 단계; f) 회전 및 상관 유닛들이 L개의 입력 샘플들을 소비하고 극좌표

에서 상관 벡터들 A _i =a·e^j ^φi를 계산하는 동안 완전한 회전 및 상관 사이클을 실행하는 단계(이때, P = [Ρ_O Ρ₁ ... Ρ_L-1}은 길이 L의 샘플링된 프리앰블 패턴, *는 복소 켤레(complex conjugate), T는 샘플링 주기(샘플 대 샘플 지연)이다); g) 회전 및 상관 사이클의 완료 시, "평활 및 선택" 유닛은 우선, 입력 신호 샘플 스트림에서의 큰 코(large nose)형 스파이크의 영향을 완화하기 위해, △ω 축을 따라, 수신된 크기를 필터링한 다음, 최대의 결과적 상관 크기 값이 속하는 간격 중간값 △ω^max를 출력하고, 또한 1 사이클의 성과를 지시하는 출력들을 더 포함하는 단계; h) 다른 처리를 위해 △ω^max를 세이브하는 단계; i) 상기 성과의 지시가 거절(reject)인 경우 계산을 포기하고 의사(false) 프리앰블 로크 신호를 보내는 단계; j) 상기 성과의 지시가 재시도(retry)인 경우 취해질 동작은 여전히 잔존하는 프리앰블 패턴 주기의 수에 의존하며, 위상 계산으로부터 무작위 초기 위상을 제거하기 위해 적어도 2개의 주기들이 필요하고, 단지 2 주기들만 남아있는 경우 계산을 포기하고 의사 프리앰블 로크 신호를 보내며, 그렇지 않으면 동일한 파라미터들을 갖는 입력의 다음 L 샘플 세그먼트에 대해 단계 e)로 시작하는 단계들을 실행하는 단계; k) 상기 성과의 지시가 허용(accept)인 경우 △ω_coarse로서 △ω^max를 유지하고 단계 l로 진행하는 단계; l) 최종 결과에 대해 요구되는 정확도를 담보하는 미리 결정된 △ω_c _o _arse 상에 중심을 둔 최단 간격을 선택함으로써 미세부(refinement)를 발견하고, 그를 N개의 간격들로 분할하고, 간격 중간점을 위치시킨 다음, 단계 e) 내지 g)를 실행하되 잔존하는 프리앰블 패턴 주기들이 존재하는 만큼 다수 회 행하며, 그 과정 동안 두 △ω^max들을 평균화하고 그의 최종 계산된 값을 얻는 단계; m) 상기 평균화된 △ω^max를 프리앰블 패턴 주기에 걸쳐

= 2π·△ω^max·L·T의 위상 시프트를 축적하여, 선형 위상 특성의 기울기를 알고 축적된 위상 시프트가 0인 CFO 값, △ω_final이 △ω^max로부터 결정되는 단계; 및 n) AFC에서의 보상을 위해 △

= 2π·△ω_final·T를 사용하는 단계를 포함한다.

상기 방법의 또 하나의 실시예에 따르면, 무선 송수신기의 라디오로부터 샘플링된 디지털 신호에 존재하는 반송파 주파수 오프셋 및 대응하는 샘플 대 샘플 위상 시프트를 결정하기 위한 방법은, 커버될 반송파 주파수 오프셋(CFO)을 복수의 간격들로 분할하는 단계; 수신된 신호들로부터, 간격들 및 이 복수의 간격들 중 특정한 하나의 중간점에 대응하는 샘플 대 샘플 위상 시프트에 의해 수신되는 사전(pre)-보상("역회전(back rotating)") 신호들이 존재하는 만큼의 많은 병렬 유도된 스트림들을 생성하는 단계; 병렬로 각각의 유도된 스트림의 프리앰블 세그먼트와 기대되는 프리앰블 패턴 주기 파형의 상호 관계로부터 비롯되는 크기 및 위상을 계산하는 단계; 필요한 경우, 잡음 영향을 최소화하기 위해 결과적인 크기 값에 곡선 맞춤(curve fitting; 필터링)을 적용하는 단계; 수신된 신호의 입력 스트림에 존재하는 실제 CFO에 줌 인(zoom in)하도록 최대의 결과적 크기 값(들)을 선택하는 단계; 잡음의 존재시 정확도를 개선하기 위해, 필요한 경우 그리고 실행할 남아있는 입력 프리앰블이 여전히 있는 경우 제1 실행에 위치된 CFO 값에 중심을 둔 최단 간격에 대한 검색을 반복하는 단계; 및 선택된 간격 및 대응하는 계산된 상관 관계 위상의 결과에 속하는 CFO 값들로부터 실제 CFO를 결정하는 단계를 포함한다.

또 다른 실시예에 따르면, 낮은 신호대 잡음 조건 하의 자동 주파수 오프셋 보상을 위한 방법은, a) 프리앰블 패턴 바운다리를 검출하는 단계; b) 일단 상기 프리앰블 패턴 바운다리가 검출되면 자동 주파수 제어(AFC) 비미세(대략;coarse) 단계를 개시하는 단계: c) 상기 개시된 AFC 비미세 단계가 제3 AFC 비미세 단계인지를 결정하는 단계로서, 상기 개시된 AFC 비미세 단계가 제3 AFC 비미세 단계가 아닌 경우 단계 d)로 진행하고, 상기 개시된 AFC 비미세 단계가 제3 AFC 비미세 단계인 경우 단계 i)로 진행하는 단계; d) 복수의 오프셋 간격 범위에 걸쳐 복수의 신호 샘플들을 취하는 단계; e) 상기 복수의 오프셋 간격 범위 중 각각의 하나에 대한 복수의 신호 샘플들을 함께 평균화하는 단계; f) 상기 복수의 오프셋 간격 범위 중 어느 하나가 최대 크기를 갖는 평균화된 신호 샘플을 갖는지를 결정하는 단계; g) 상기 최대 크기가 허용 문턱값보다 큰지를 결정하는 단계로서, 상기 최대 크기가 허용 문턱값보다 큰 경우 단계 j)로 진행하고, 상기 최대 크기가 허용 문턱값보다 크지 않은 경우 단계 h)로 진행하는 단계; h) 상기 최대 크기가 거절 문턱값보다 큰지를 결정하는 단계로서, 상기 최대 크기가 거절 문턱값보다 큰 경우 단계 a)로 복귀하고, 상기 최대 크기가 거절 문턱값보다 크지 않은 경우 단계 i)로 진행하는 단계; i) 상기 거절 문턱값보다 크지 않은 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나를 거절하는 단계; j) 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 일부를 선택하는 단계; k) 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 선택된 일부 내에서 복수의 신호 샘플들로부터 제1 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계; l) 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위 중 하나의 선택된 일부 내에서 복수의 신호 샘플들로부터 제2 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계; m) AFC 비미세 단계가 제1 또는 제2 AFC 비미세 단계였는지를 결정하는 단계로서, 상기 AFC 비미세 단계가 제2 AFC 비미세 단계인 경우 단계 n)으로 진행하고, 상기 AFC 비미세 단계가 제1 AFC 비미세 단계인 경우 단계 o)로 진행하는 단계; n) 평균화된 반송파 오프셋 추정을 제공하도록 제1 및 제2 미세 반송파 오프셋 추정들을 평균화하고 단계 q)로 진행하는 단계; o) 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 선택된 일부 내에서 복수의 신호 샘플들로부터 제3 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계; p) 평균화된 반송파 오프셋 추정을 제공하도록 제1, 제2 및 제3 미세 반송파 오프셋 추정들을 평균화하고 단계 q)로 진행하는 단계; 및 q) 상기 평균화된 반송파 오프셋 추정으로 반송파 주파수로부터의 주파수 오프셋을 보상하는 단계를 포함한다.

상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 복수의 오프셋 간격 범위들은 반송파 주파수의 적어도 백만 당 플러스 및 마이너스 120부(part)들을 커버한다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 복수의 오프셋 간격 범위들의 각각은 복수의 신호 샘플들의 적어도 5개를 포함한다, 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 선택된 하나의 일부는, 반송파 주파수의 비미세 반송파 주파수 오프셋을 나타내는 복수의 오프셋 간격 범위들의 적어도 백만 범위당 플러스 및 마이너스 35부(part)들을 커버한다.

상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 반송파 주파수 오프셋을 보상하는 단계는, 수신기의 국부 발진 주파수를 조정함으로써 행해진다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 반송파 주파수 오프셋을 보상하는 단계는, 수신된 데이터 심볼들의 원래(raw) I/Q 파형을 역회전함으로써 행해진다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 복수의 오프셋 간격 범위들 중 어느 하나가 최대 크기를 갖는 평균화된 신호 샘플을 갖는지를 결정하는 단계는 16개의 자원들을 사용한다.

상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 16개의 자원은 백만 주파수 범위당 적어도 240 부를 커버하는 16개의 가능한 기준 심볼들의 16 회전들을 포함한다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 제1 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계는 8개의 자원들을 사용한다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 선택된 일부 내에서 복수의 신호 샘플들의 △t = +1에서의 신호 샘플들을 사용하여 또 하나의 제1 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계를 더 포함한다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 또 하나의 제2 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계는 부가적인 8개의 자원들을 사용한다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 제2 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계는 8개의 자원들을 사용한다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 선택된 일부 내에서 복수의 신호 샘플들의 △t = +1에서의 신호 샘플들을 사용하여 또 하나의 제2 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계를 더 포함한다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 또 하나의 제2 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계는 부가적인 8개의 자원들을 사용한다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 제3 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계는 8개의 자원들을 사용한다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 선택된 일부 내에서 복수의 신호 샘플들의 △t = +1에서의 신호 샘플들을 사용하여 또 하나의 제3 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계를 더 포함한다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 또 하나의 제3 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계는 부가적인 8개의 자원들을 사용한다.

상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 제로-중간 주파수 수신기에서 낮은 신호대 잡음 조건 하의 자동 주파수 오프셋 보상을 위한 방법은, 프리앰블을 갖는 데이터 신호들을 수신하는 단계; 수신된 데이터 신호들을 제로 중간 주파수(IF)에서 동상(I) 및 직각 위상(Q) 데이터 신호들로 변환하는 단계; 상기 제로 IF에서 상기 I 및 Q 데이터 신호들을 샘플링하는 단계; 샘플링된 I 및 Q 데이터 신호들을 I 및 Q 아날로그-디지털 변환기(ADC)들에 의해 I 및 Q 디지털 표시로 변환하는 단계; 상기 수신된 데이터 신호들의 자동 주파수 오프셋 보상을 행하는 단계를 포함하고, 상기 자동 주파수 오프셋 보상을 행하는 단계는, a) 프리앰블 패턴 바운다리를 검출하는 단계; b) 일단 상기 프리앰블 패턴 바운다리가 검출되면 자동 주파수 제어(AFC) 비미세(coarse) 단계를 개시하는 단계: c) 개시된 AFC 비미세 단계가 제3 AFC 비미세 단계인지를 결정하는 단계로서, 상기 개시된 AFC 비미세 단계가 제3 AFC 비미세 단계가 아닌 경우 단계 d)로 진행하고, 상기 개시된 AFC 비미세 단계가 제3 AFC 비미세 단계인 경우 단계 h)로 진행하는 단계; d) 복수의 오프셋 간격 범위들 중 각각의 하나 내에서 상기 샘플링된 I 및 Q 데이터 신호들의 디지털 표시들을 함께 평균화하는 단계; e) 상기 복수의 오프셋 간격 범위 중 어느 하나가 최대 크기를 갖는 상기 샘플링된 I 및 Q 데이터 신호들의 평균화된 디지털 표시들을 갖는지를 결정하는 단계; f) 상기 최대 크기가 허용 문턱값보다 큰지를 결정하는 단계로서, 상기 최대 크기가 허용 문턱값보다 큰 경우 단계 i)로 진행하고, 상기 최대 크기가 허용 문턱값보다 크지 않은 경우 단계 g)로 진행하는 단계; g) 상기 최대 크기가 거절 문턱값보다 큰지를 결정하는 단계로서, 상기 최대 크기가 거절 문턱값보다 큰 경우 단계 a)로 복귀하고, 상기 최대 크기가 거절 문턱값보다 크지 않은 경우 단계 h)로 진행하는 단계; h) 상기 거절 문턱값보다 크지 않은 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나를 거절하는 단계; i) 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 일부를 선택하는 단계; j) 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 선택된 일부 내에서 상기 샘플링된 I 및 Q 데이터 신호들의 디지털 표시들로부터 제1 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계; k) 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위 중 하나의 선택된 일부내에서 상기 샘플링된 I 및 Q 데이터 신호들의 디지털 표시들로부터 제2 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계; l) AFC 비미세 단계가 제1 또는 제2 AFC 비미세 단계였는지를 결정하는 단계로서, 상기 AFC 비미세 단계가 제2 AFC 비미세 단계인 경우 단계 m)으로 진행하고, 상기 AFC 비미세 단계가 제1 AFC 비미세 단계인 경우 단계 n)으로 진행하는 단계; m) 평균화된 반송파 오프셋 추정을 제공하도록 제1 및 제2 미세 반송파 오프셋 추정들을 결정하고 단계 p)로 진행하는 단계; n) 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 선택된 일부 내에서 복수의 신호 샘플들로부터 제3 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계; o) 평균화된 반송파 오프셋 추정을 제공하도록 제1, 제2 및 제3 미세 반송파 오프셋 추정들을 평균화하고 단계 p)로 진행하는 단계; 및 p) 상기 평균화된 반송파 오프셋 추정으로 상기 수신된 데이터 신호들의 반송파 주파수로부터의 주파수 오프셋을 보상하는 단계를 포함한다.

상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 제로 IF에서 I 및 Q 데이터 신호들을 대역통과 필터링하는 단계를 더 포함한다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 데이터 심볼들로 상기 I 및 Q 데이터 신호들의 디지털 표시를 디코딩하는 단계를 더 포함한다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 데이터 심볼들은 직렬 통신 인터페이스에 전송된다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 통신 인터페이스의 출력은 디지털 프로세서에 결합된다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 디지털 프로세서는 마이크로콘트롤러 및 메모리이다.

본 발명의 더욱 완전한 이해를 위해 첨부 도면을 참조하여 다음과 같이 상세히 설명한다.
도 1은, 본 발명의 개시에 따른, 낮은 신호 대 잡음 조건 하에 자동 주파수 제어를 위한 본 발명의 특징적 방법의 개략적 블록 다이어그램을 나타낸다.
도 2는, 송신기와 수신된 신호 벡터로의 회전을 도입한 수신기 간의 반송파 주파수 오프셋(CFO)의 교과서적인 도식적 표현을 나타낸다.
도 3은, 본 발명의 개시에 따른, 무선 수신기의 디지털 부분에 있어서 AFC 모듈의 개념적 구조 및 그의 배치를 도시한 개략적 블록 다이어그램을 나타낸다.
도 4는, 본 발명의 개시에 따른, 수신된 신호에 존재하는 무작위 초기 위상을 제거하기 위해 두 개의 연속 프리앰블 패턴 주기들에 걸쳐 위상 측정이 필요함을 도시한 도식적 표현을 나타낸다.
도 5는, 본 발명의 개시에 따른, (심볼 타이밍에 대해 정규화된) 반송파 오프셋의 함수로서 하나의 상관 주기에 걸친 위상 회전과 함께 프리앰블 상관 결과의 크기 값의 이상적(무 잡음 및 무 왜곡)인 경우에 대한 도식적 표현을 나타낸다.
도 6은, 이상적 곡선들 상의 (극심한) 잡음의 영향에 대한 도식적 표현을 도시하고 또한 위상 랩(phase wrap)이 일어나지 않는 실현 가능한 CFO 범위가 어떻게 짧아지는지를 나타낸다.
도 7은, 본 발명의 개시에 따른, 결과에 적용되는 평활을 나타내고 또한 상기 결과의 평가에 사용되는 허용, 재시도 및 거절 영역들을 나타내는 16개의 병렬 상관 크기 계산들의 예시적 출력의 도식적 표현을 나타낸다.
도 8은, 본 발명의 특정한 예시적 실시예에 따른, 비미세(대략;coarse) 계산 단계와 미세(refinement) 계산 단계 사이에 4개의 프리앰블 패턴 주기들이 어떻게 분할될 수 있는지를 도시한 도식적 표현을 나타낸다.
본 설명은 각종 변형 예와 대안 형태로 실현 가능하며, 그의 특정 예의 실시예는 도면에 도시되고 명세서에 상세히 기재된다. 그러나, 본 특정 예의 실시예의 기재는 본 명세서에서 특정 형태에 대한 기재로 한정하지 않으며, 첨부된 특허청구범위에 의해 한정된 바와 같이 모든 대체예 및 등가물을 포괄하는 것이다.

반송파 오프셋

는 도 2에 도시된 바와 같이 회전을 I-Q 복조에 도입하는 것이 교과서적인 사실이다. (무작위 초기 위상,

0는 송신기로부터 수신기로의 전파 지연 및 변/복조 시 반송파들의 무작위 초기 위상들과 같은 요인들에 의존한다).

따라서, 본 발명의 개시에 의하면, AFC 방법에 대한 단계들은 다음과 같이 될 수 있다:

프레임의 처음에

0 및 △

를 추정하고 다른 처리 전에 누적된 위상

만큼 '각각의 수신된 심볼을 역회전'시킨다. 부가적으로, 신호에 존재하는 잡음의 영향을 제거/경감시키기 위해

0 및 △

의 계산 시 충분히 긴 파형을 사용한다.

MSK의 경우에 있어서와 같이, 어떤 변조 구성에 의하면,

0의 결정은 필요하지 않다. 또한, 용어 "심볼 스트림을 △

만큼 역회전"은 일반적으로 상기 프로세스를 기술하기 위해 사용된다.

본 발명의 개시에 의한 방법은, 이상적인 프리앰블 패턴의 주기와 입력의 상관관계의 결과를 사용한다.

크기: A( t ) ~ "이상적인 프리앰블 패턴과 유사"

위상:

(모듈로 2π)

개 루프 AFC 모듈의 개념적 구조 및 배치는 도 3에 도시된다.

상기 계산은 신호들의 샘플링된 버전으로 행해지고 프리앰블 패턴 바운다리 t = = P, 2P, ... 에서의 결과들이 사용된다. 보상["역회전(back rotation)"]에 있어서 두 개의 연속적 샘플들 간의 CFO로 인한 위상 시프트의 양이 사용된다.

무작위 초기 위상을 제거하기 위해 두 개의 상관 주기들이 요구된다(도 4).

그러나, 무조건으로 극복해야 할 문제가 있다. 복잡하지 않은 위상의 연산은 (mod 2π) 결과들 [wrap at ±(180°)]를 생성하고, 이에 따라 만약 있다면, 정수 회전들이 소실된다. 한편, 랩(wrap)이 일어나지 않는 매우 짧은 시간 간격들에 걸친 계산은 잡음에 대해 극도로 민감하다.

본 발명의 개시에 의하면, 소실된 정수 회전은 상관관계의 계산된 크기 값의 도움으로 복원될 수 있다.

도 5는 (심볼 타이밍에 대해 정규화된) 반송파 오프셋의 함수로서 상관 주기간의 크기 및 위상을 도시한다.

도시된 바와 같이, 상관관계 출력의 크기(진폭)는, 소실된 정수 회전이 없는 상태로) 위상 계산이 실제 반송파 오프셋을 생성하는 (제로 부근의) 간격에 확연한 피크를 갖는다. 이는 다음의 CFO 를 계산하기 위한 일반적 방법 으로 된다.

허용된 수정 부정확도로부터 커버될 전체 반송파 주파수 오프셋을 결정하고 그를 간격들로 분할하며, 그 간격들의 각각은 그 결과 전체 회전으로 되는 것보다 짧다. 각각의 간격 중간점에 대해, 대응하는 샘플 대 샘플 위상 시프트만큼 입력을 역회전시키고 결과적인 신호들의 프리앰블 세그먼트 상의 프리앰블 패턴에 대한 상관관계를 실행한다.

실제 CFO 값은 최고의 상관 크기 값을 갖는 중간점의 부근에 들어간다.

잡음의 존재시 정확도를 개선하기 위해, 처리하기 위한 프리앰블이 여전히 잔존하는 경우, 제1 실행에 위치된 CFO 값 상에 중심을 둔 짧은 간격에 대한 검색이 반복될 수 있다.

선택된 간격의 중간점에 속하는 CFO는 프리앰블 패턴 주기에 걸쳐 누적되는 전체 위상 시프트를 의미한다. 선형 위상 특성의 기울기를 알면, 누적된 위상 시프트가 0으로 되는 CFO 값이 결정될 수 있다.

실제로, 모든 계산은 병렬로 실행해야 하며, 간격들이 존재하는 만큼의 많은 자원들을 필요로 한다.

잡음의 존재시, 계산된 크기 및 위상 값들은 이상적인 곡선들로부터 벗어난다. 도 6에 도시된 바와 같이, 해칭 영역은 샘플들이 낮은 S/N인 경우에 들어가는 것을 정량적으로 보여준다.

또한, 직접 위상 계산이 의존성 결과들을 생성할 수 있는 (제로 부근의) 반송파 오프셋 범위가 현저히 짧아지는 것을 나타낸다. 이에 따라, 상기 골격 알고리즘에 있어서 간격들이 도시된 바와 같이 계산되는 실현가능한 범위보다 넓어지면 안된다. 실제 파라미터들에 따라 시뮬레이션을 행하는 것이 해칭 영역의 윤곽(의 주요부들을) 결정하기 위한 실질적인 방법이다.

이에 따라 실제 구현을 위한 미세화가 필요하다. 이들은 실제 무선 송수신기 설계에 적용될 때 언급된다.

일반적 방법의 특정 예의 실시예 는 IEEE 802.15.4 class , 2.4 GHz , 125 kb /s 내지 2 Mb /s rate , 독점적인 무선 송수신기에 대한 개 루프 AFC 구현으로부터 발췌될 수 있다.

설계 한정사항들:

● 최대 4개의 프리앰블 패턴 주기들이 AFC 추적에 대해 이용가능하다.

프리앰블의 초기 세그먼트는 AGC 및 프리앰블 패턴 검색에 의해 소비된다. AFC는 후자가 바운다리 후보의 발견 신호를 보낸 후에만 개시될 수 있다. 최악의 시나리오는 AFC에 대해 단지 4개의 프리앰블 패턴 주기들만 남기는 것이다.

● -4dB S/N에서도 보상 후 잔류 반송파 오프셋이 ±3 ppm보다 적어야 한다.

-4dB S/N은 125 kb/s로 페이로드 복조용 감도 문턱값이다. 그러나, 이 특정 송수신기에서, 심볼 레이트는 (미리 AFC 추적을 요하는) SFD[Start-of-Frame Delimiter]가 검출된 후까지 미지이다. 성능상 병목 현상이 유발되지 않도록 AFC는 이 특정적으로 낮은 S/N 레벨로 계속 동작해야 한다.

● 16개의 역회전되는 심볼 스트림들은 동시에 처리될 수 있다.

전체 16개의 가능한 '기준 심볼들'과 입력 파형들을 비교하기 위해 사용되는, 802.15.4 페이로드 복조를 위해 필수적으로 필요한 16개의 자원들이 있다. 또한, 이들은 오프셋 계산을 위해 적절하고, AFC 동안 페이로드 복조가 동작하지 않을 때를 위해 재사용될 수 있다.

● 단지 70 ppm 반송파 오프셋 간격이 16개의 자원들에 의해 커버될 수 있다.

이는 정확도, 신뢰도 및 견고성의 고려사항들을 따른다. 그러나, 이는 소정의 자원 제한이 부과되지 않은 경우 시뮬레이션들이 보여주는 범위가 달성될 수 있는 목표의 240 ppm(+/-60 ppm 수정 정확도)에 비해 너무 짧은 방법이다. 이는 2 단계 구현으로 이어진다. 제1 단계는 근사 반송파 오프셋 값을 계산하기 위해 16개의 자원들을 사용하고; 제2 단계는 제1 단계서 선택된 반송파 오프셋 상에 중심을 둔 70 ppm 간격 내에 이를 미세화(refine) 한다.

AFC 방법:

1) AFC 는 프리앰블 검색이 (잠정적인) 프리앰블 패턴 바운다리를 발견했을 때 개시된다. 그러나, 이는 프리앰블 검색이 보다 좋은 패턴 바운다리를 식별한 경우에 중단 및 재개될 수도 있다. (이 특정 장치에서) 프리앰블 패턴 매칭은 원래 신호(raw signal) 스트림과 이상적인 프리앰블 패턴을 연속적으로 상호관련시킴으로써 얻어지는 유사성 척도를 사용한다. 이에 따라 종종 잘못된 추적이 발생할 수 있으며 이는 후에 중단시킬 수도 있다.

2) AFC는 비미세 단계로써 시작한다.

+/-60 ppm 수정 정확도를 이용한 2.4 GHz에서,

는 +/-288 kHz의 범위에서 변한다. IEEE 802.15에서, 프리앰블 패턴 길이 P = 16 μs이고 이에 따라 Δφ는 +/-=(4+0.608)·2π에 걸쳐 변하며, 이는 240 ppm 범위에 걸친 10 전체 회전보다 작다. 따라서 16개 자원들은 충분 그 이상이다.

크고, 좁은 잡음 스파이크들에 대응하기 위해, 5 샘플(전/후 2) 필터링이 각 샘플에 대해 실행된다(도 7). 평활 후 최대의 결과적 크기 값은 비미세 Δω 추정을 나타낸다.

그러나, 이는 그 값이 프리셋 허용 문턱값을 초과한 경우에만 허용된다. 다른 한편, 그 값이 거절 문턱값 아래로 떨어질 경우, AFC는 종료되고 의사 프리앰불 로크 신호를 보낸다. 무조건적인 재시도 영역에 있어서, 중간에 놓인 값들은 비미세 단계를 반복함으로써 AFC를 재개한다. 제2 재시도의 행위가 거절로 되면 한번만 발생할 수도 있다. (AFC에 대해 이용가능한 합계 4개의 프리앰블 패턴 주기들이 존재하고 이들 중 적어도 두 개가 미세 단계에 의해 무작위 초기 위상을 제거하기 위해 요구되므로 제3 비미세 단계에 대한 여지는 없다.)

3) AFC가 하나 또는 둘의 미세 단계로 개시된다.

도 8에 도시된 바와 같이, 단계들의 수는 이미 적용된 비미세 단계들의 수에 따른다. 제2 미세 단계가 있는 경우, 최종 Δω 추정을 얻기 위해 두 개의 결과들이 평균화된다.

4) AFC가 종료되고, 보상이 동작되고, SFD 검색이 개시된다.

전체적 성능은 다음 표와 같이 요약된다:

비미세 AFC	미세 AFC	가능성	영향
제1 시도에 대해 허용 3 주기들, 평균화된 결과는 ~ 90% 0.1% 프레임 에러율 ＜3 ppm 정확도이다 재시도 후 허용 2 주기들만, ~ 10% 1% 프레임 에러율 정확도의 유연한 저하 의사 피크 허용 거절 ~0.1% 프레임 손실＞95% 정확한 피크 거절 ~0.1% 프레임 손실＞95%

상기 모든 시나리오들의 모두는 이에 따라 전체 프레임 에러율에 대해 ~0.1%에 기여하고 그리고 전체 기여는 ~0.4%이다. 이에 따라 장치 성능을 나타내는 1% 프레임 손실 마진 내에서 다른 모듈에 대한 충분한 여유가 잔존한다.

도 1을 참조하면, 일반적인 방법은 다음과 같이 될 수 있다:

a) △ω = 2·△Ω/N＜δ/(T·L)로 되도록, 보상될 반송파 주파수 오프셋(CFO) 범위[-△Ω, △Ω)(100)을 동일 길이의 'N' 간격들로 균일하게 분할하며, 이때, δ＜1, T는 샘플링 주기, L은 샘플들에서의 프리앰블 패턴의 길이이고 상기 부등식은 N의 값에 대해 하계(lower bound)를 설정하며, 또한, δ는 직접 위상 계산을 위해 "실현 가능한 범위"의 정규화된 길이이다(도 6 참조).

b) 단계 a)에서 결정된 간격들의 중간값들, △ω₀ △ω₁ ... △ω_N-2 △ω_N-1을 선택한다.

c) I-Q 포맷 입력 신호의 샘플들의 스트림, ...S_i S_i ₊₁ ... S_i _+L-1 ..., (101)을, O부터 N-1까지 번호를 갖는 N개의 "회전 및 상관(rotate & correlate)" 유닛들(110, 120)에 동시에 연결하고 상기 단계 b)에서 계산된 각각의 중간값을 유사한 번호를 갖는 회전 및 상관 유닛에 할당한다.

d) N개의 회전 및 상관 유닛들의 A 출력을 "평활 및 선택(smooth & select)" 유닛(130)의 입력들에 순차적으로 연결한다.

e) 입력 신호 스트림에 있어서 프리앰블 패턴 바운다리를 나타내는 외측 트리거에서 상기 회전 및 상관 유닛들을 개시한다.

f) 회전 및 상관 유닛들이 L개의 입력 샘플들을 소비하고 극좌표

에서 상관 벡터들 A _i =a·e^j ^φi를 계산하는 동안 완전한 회전 및 상관 사이클을 실행하며, 이때, P = [Ρ_O Ρ₁ ... Ρ_L-1}은 길이 L의 샘플링된 프리앰블 패턴, *는 복소 켤레(complex conjugate), T는 샘플링 주기(샘플 대 샘플 지연)이다.

g) 회전 및 상관 사이클의 완료 시, 상기 "평활 및 선택" 유닛(130)은 우선, 입력 신호 샘플 스트림에서의 큰 코(large nose) 형 스파이크의 영향을 완화하기 위해, △ω 축을 따라, 수신된 크기를 필터링한 다음, 최대의 결과적 상관 크기 값이 속하는 간격 중간값 △ω^max를 출력한다. 이는 또한 1 사이클의 성과의 지시를 출력한다. 상기 평활 및 선택 동작들의 시각적 지시 및 성과의 지시를 생성할 때 사용되는 범위들은 도 7 및 그것이 속하는 방법의 예시적 실시예를 참조하면 된다. h) 다른 처리를 위해 △ω^max를 세이브한다.

i) 상기 성과의 지시가 거절(reject)인 경우 계산을 포기하고 의사 프리앰블 로크 신호를 보낸다.

j) 상기 성과의 지시가 재시도(retry)인 경우 취해질 동작은 여전히 잔존하는 프리앰블 패턴 주기의 수에 의존한다. 위상 계산으로부터 무작위 초기 위상을 제거하도록 적어도 2개의 주기가 필요하므로(도 5 참조) 단지 2 주기들이 남아있는 경우 계산을 포기하고 의사 프리앰블 로크 신호를 보낸다. 그렇지 않으면 동일한 파라미터들을 갖는 입력의 다음 L 샘플 세그먼트에 대해 단계 e)로 시작하는 단계들을 실행한다.

k) 상기 성과의 지시가 허용(accept)인 경우 △ω^max를 유지하고 단계 1로 진행한다.

l) 미세부(refinement)를 발견하기 위해 최종 결과에 대해 요구되는 정확도를 담보하는 미리 결정된 △ω_coarse 상에 중심을 둔 가장 짧은 간격을 선택한다. 그를 N개의 간격들로 분할하고, 간격 중간점을 위치시킨 다음 단계 e) 내지 g)를 실행하되 잔존하는 프리앰블 패턴 주기들이 존재하는 만큼 다수 회 행한다. 상기 과정 동안 △ω^max들을 평균화하여 그의 최종 계산된 값을 얻는다.

m) 평균화된 △ω^max를 프리앰블 패턴 주기에 걸쳐 φ = 2π·△ω^max·L·T의 위상 시프트를 누적한다. 선형 위상 특성의 기울기를 알면 축적된 위상 시프트가 0인 CFO 값, △ω_final이 △ω^max들로부터 결정된다.

n) AFC에서의 보상을 위해 △φ = 2π·△ω_final·T를 사용한다.

본 명세서의 실시예들이 도시 및 기술되고, 명세서의 예시적 실시예들을 참조하여 한정되었지만, 이와 같은 참조들은 명세서상의 한정을 의미하는 것이 아니며, 이와 같은 한정들은 암시되지도 않는다. 기술된 요지는, 당업자들에 명백한 바와 같이 본 명세서의 이점을 갖는, 형태 및 기능에 있어서 개조, 대체예, 등가물을 고려할 수 있다. 본 명세서에 도시되고 기재된 실시예들은 예시적일 뿐으로, 발명의 범위를 제한하지 않는다.

Claims

무선 송수신기의 라디오로부터 샘플링된 디지털 신호에 존재하는 반송파 주파수 오프셋 및 대응하는 샘플 대 샘플 위상 시프트를 결정하기 위한 방법으로서,
a) △ω = 2·△Ω/N＜δ/(T·L)로 되도록, 보상될 반송파 주파수 오프셋(CFO) 범위[-△Ω, △Ω)을 길이의 'N' 간격들로 균일하게 분할하는 단계(이때, δ＜1, T는 샘플링 주기, L은 샘플들에서의 프리앰블 패턴의 길이이고 상기 부등식은 N의 값에 대해 하계(lower bound)를 설정하며, 또한, δ는 직접 위상 계산을 위해 "실현 가능한 범위"의 정규화된 길이임);
b) 단계 a)에서 결정된 간격들의 중간값들, △ω₀ △ω₁ ... △ω_N-2 △ω_N-1을 선택하는 단계;
c) I-Q 포맷 입력 신호의 샘플들의 스트림, ...S_i S_i ₊₁ ... S_i _+L-1 ..., 을, O부터 N-1까지 번호를 갖는 N개의 "회전 및 상관(rotate & correlate)" 유닛들에 동시에 연결하고 상기 단계 b)에서 계산된 각각의 중간값을 유사한 번호를 갖는 회전 및 상관 유닛에 할당하는 단계;
d) N개의 회전 및 상관 유닛들의 A 출력을 "평활 및 선택(smooth & select)" 유닛의 입력들에 순차적으로 연결하는 단계:
e) 입력 신호 스트림에 있어서 프리앰블 패턴 바운다리를 나타내는 외측 트리거에서(on an external trigger) 상기 회전 및 상관 유닛들을 개시하는 단계;
f) 상기 회전 및 상관 유닛들이 L개의 입력 샘플들을 소비하고 극좌표

에서 상관 벡터들 A _i =a·e^j ^φi를 계산하는 동안 완전한 회전 및 상관 사이클을 실행하는 단계(이때, P = [Ρ_O Ρ₁ ... Ρ_L-1}은 길이 L의 샘플링된 프리앰블 패턴, *는 복소 켤레(complex conjugate), T는 샘플링 주기(샘플 대 샘플 지연)임);
g) 회전 및 상관 사이클의 완료 시에, "평활 및 선택" 유닛은 우선, 입력 신호 샘플 스트림에 있어서의 큰 코(large nose) 형 스파이크의 영향을 완화하기 위해, △ω 축을 따라, 수신된 크기를 필터링한 다음, 최대의 결과적 상관 크기 값이 속하는 간격 중간값 △ω^max를 출력하고, 또한 1 사이클의 성과(success of a cycle)를 지시하는 출력들을 더 포함하는 단계;
h) 다른 처리를 위해 △ω^max를 세이브하는 단계;
i) 상기 성과의 지시가 거절(reject)인 경우 계산을 포기하고 의사(false) 프리앰블 로크 신호를 보내는 단계;
j) 상기 성과의 지시가 재시도(retry)인 경우 취해질 동작은 여전히 잔존하는 프리앰블 패턴 주기의 수에 의존하며, 위상 계산으로부터 무작위 초기 위상을 제거하기 위해 적어도 2개의 주기들이 필요하므로, 단지 2 주기들만 남아있는 경우 계산을 포기하고 의사 프리앰블 로크 신호를 보내며, 그렇지 않으면 동일한 파라미터들을 갖는 입력의 다음 L 샘플 세그먼트에 대해 단계 e)로 시작하는 단계들을 실행하는 단계;
k) 상기 성과의 지시가 허용(accept)인 경우 △ω_coarse로서 △ω^max를 유지하고 단계 1로 진행하는 단계;
l) 최종 결과에 대해 요구되는 정확도를 담보하는 미리 결정된 △ω_coarse 상에 중심을 둔 최단 간격을 선택함으로써 미세부(refinement)를 발견하고, 그를 N개의 간격들로 분할하고, 간격 중간점을 위치시킨 다음, 단계 e) 내지 g)를 실행하되 잔존하는 프리앰블 패턴 주기들이 존재하는 만큼 다수 회 행하며, 그 과정 동안 두 △ω^max들을 평균화하고 그의 최종 계산된 값을 얻는 단계;
m) 상기 평균화된 △ω^max를 프리앰블 패턴 주기에 걸쳐
= 2π·△ω^max·L·T의 위상 시프트를 누적하고, 선형 위상 특성의 기울기를 알면 축적된 위상 시프트가 0인 CFO 값, △ω_final이 △ω^max로부터 결정되는 단계; 및
n) AFC에서의 보상을 위해 △
= 2π·△ω_final·T를 사용하는 단계를 포함하는, 위상 시프트 결정 방법.
무선 송수신기의 라디오로부터 샘플링된 디지털 신호에 존재하는 반송파 주파수 오프셋 및 대응하는 샘플 대 샘플 위상 시프트를 결정하기 위한 방법으로서,
커버될 반송파 주파수 오프셋(CFO)을 복수의 간격들로 분할하는 단계;
수신된 신호들로부터, 간격들 및 이 복수의 간격들 중 특정한 하나의 중간점에 대응하는 샘플 대 샘플 위상 시프트에 의해 수신되는 사전(pre)-보상("역회전(back rotating)") 신호들이 존재하는 만큼의 많은 병렬 유도된 스트림들을 생성하는 단계;
병렬로 각각의 유도된 스트림의 프리앰블 세그먼트와 기대되는 프리앰블 패턴 주기 파형의 상호 관계로부터 비롯되는 크기 및 위상을 계산하는 단계;
필요한 경우, 잡음 영향을 최소화하기 위해 결과적인 크기 값에 곡선 맞춤(curve fitting; 필터링)을 적용하는 단계;
수신된 신호의 입력 스트림에 존재하는 실제 CFO에 줌 인(zoom in)하도록 최대의 결과적 크기 값(들)을 선택하는 단계;
잡음의 존재시 정확도를 개선하기 위해, 필요한 경우 그리고 실행할 남아있는 입력 프리앰블이 여전히 있는 경우 제1 실행에 위치된 CFO 값에 중심을 둔 최단 간격에 대한 검색을 반복하는 단계; 및
선택된 간격 및 대응하는 계산된 상관 관계 위상의 결과에 속하는 CFO 값들로부터 실제 CFO를 결정하는 단계를 포함하는, 위상 시프트 결정 방법.
낮은 신호대 잡음 조건 하의 자동 주파수 오프셋 보상을 위한 방법으로서, 상기 방법은,
a) 프리앰블 패턴 바운다리를 검출하는 단계;
b) 일단 상기 프리앰블 패턴 바운다리가 검출되면 자동 주파수 제어(AFC) 비미세(대략;coarse) 단계를 개시하는 단계:
c) 상기 개시된 AFC 비미세 단계가 제3 AFC 비미세 단계인지를 결정하는 단계로서,
상기 개시된 AFC 비미세 단계가 상기 제3 AFC 비미세 단계가 아닌 경우 단계 d)로 진행하고,
상기 개시된 AFC 비미세 단계가 상기 제3 AFC 비미세 단계인 경우 단계 i)로 진행하는 단계;
d) 복수의 오프셋 간격 범위에 걸쳐 복수의 신호 샘플들을 취하는 단계;
e) 상기 복수의 오프셋 간격 범위 중 각각의 하나에 대한 복수의 신호 샘플들을 함께 평균화하는 단계;
f) 상기 복수의 오프셋 간격 범위 중 어느 하나가 최대 크기를 갖는 평균화된 신호 샘플을 갖는지를 결정하는 단계;
g) 상기 최대 크기가 허용 문턱값보다 큰지를 결정하는 단계로서,
상기 최대 크기가 허용 문턱값보다 큰 경우 단계 j)로 진행하고,
상기 최대 크기가 허용 문턱값보다 크지 않은 경우 단계 h)로 진행하는 단계;
h) 상기 최대 크기가 거절 문턱값보다 큰지를 결정하는 단계로서,
상기 최대 크기가 거절 문턱값보다 큰 경우 단계 a)로 복귀하고,
상기 최대 크기가 거절 문턱값보다 크지 않은 경우 단계 i)로 진행하는 단계;
i) 상기 거절 문턱값보다 크지 않은 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나를 거절하는 단계;
j) 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 일부를 선택하는 단계;
k) 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 선택된 일부 내에서 복수의 신호 샘플들로부터 제1 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계;
l) 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위 중 하나의 선택된 일부 내에서 복수의 신호 샘플들로부터 제2 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계;
m) AFC 비미세 단계가 제1 또는 제2 AFC 비미세 단계였는지를 결정하는 단계로서,
상기 AFC 비미세 단계가 상기 제2 AFC 비미세 단계인 경우 단계 n)으로 진행하고,
상기 AFC 비미세 단계가 상기 제1 AFC 비미세 단계인 경우 단계 o)로 진행하는 단계;
n) 평균화된 반송파 오프셋 추정을 제공하도록 제1 및 제2 미세 반송파 오프셋 추정들을 평균화하고 단계 q)로 진행하는 단계;
o) 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 선택된 일부 내에서 복수의 신호 샘플들로부터 제3 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계;
p) 평균화된 반송파 오프셋 추정을 제공하도록 제1, 제2 및 제3 미세 반송파 오프셋 추정들을 평균화하고 단계 q)로 진행하는 단계; 및
q) 상기 평균화된 반송파 오프셋 추정으로 반송파 주파수로부터의 주파수 오프셋을 보상하는 단계를 포함하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제3항에 있어서,
상기 복수의 오프셋 간격 범위들은 상기 반송파 주파수의 적어도 백만 당 플러스 및 마이너스 120 부(part)들을 커버하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제3항에 있어서,
상기 복수의 오프셋 간격 범위들의 각각은 상기 복수의 신호 샘플들의 적어도 5개를 포함하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제3항에 있어서,
상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 선택된 하나의 일부는, 반송파 주파수의 비미세 반송파 주파수 오프셋을 나타내는 복수의 오프셋 간격 범위들의 적어도 백만 범위당 플러스 및 마이너스 35 부(part)들을 커버하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제3항에 있어서,
상기 반송파 주파수 오프셋을 보상하는 단계는, 수신기의 국부 발진 주파수를 조정함으로써 행해지는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제3항에 있어서,
상기 반송파 주파수 오프셋을 보상하는 단계는, 수신된 데이터 심볼들의 원래(raw) I/Q 파형을 역회전함으로써 행해지는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제3항에 있어서,
상기 복수의 오프셋 간격 범위들 중 어느 하나가 최대 크기를 갖는 평균화된 신호 샘플을 갖는지를 결정하는 단계는 16개의 자원들을 사용하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제9항에 있어서,
상기 16개의 자원은 백만 주파수 범위당 적어도 240 부를 커버하는 16개의 가능한 기준 심볼들의 16 회전들을 포함하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제3항에 있어서,
상기 제1 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계는 8개의 자원들을 사용하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제11항에 있어서,
상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 선택된 일부 내에서 복수의 신호 샘플들의 △t = +1에서의 신호 샘플들을 사용하여 또 하나의 제1 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계를 더 포함하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제12항에 있어서,
상기 또 하나의 제1 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계는 부가적인 8개의 자원들을 사용하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제3항에 있어서,
상기 제2 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계는 8개의 자원들을 사용하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제14항에 있어서,
상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 선택된 일부 내에서 복수의 신호 샘플들의 △t = +1에서의 신호 샘플들을 사용하여 또 하나의 제2 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계를 더 포함하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제15항에 있어서,
상기 또 하나의 제2 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계는 부가적인 8개의 자원들을 사용하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제3항에 있어서,
상기 제3 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계는 8개의 자원들을 사용하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제17항에 있어서,
상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 선택된 일부 내에서 복수의 신호 샘플들의 △t = +1에서의 신호 샘플들을 사용하여 또 하나의 제3 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계를 더 포함하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제18항에 있어서,
상기 또 하나의 제3 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계는 부가적인 8개의 자원들을 사용하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제로-중간 주파수 수신기에서 낮은 신호대 잡음 조건 하의 자동 주파수 오프셋 보상을 위한 방법으로서,
프리앰블을 갖는 데이터 신호들을 수신하는 단계;
수신된 데이터 신호들을 제로 중간 주파수(IF)에서 동상(I) 및 직각 위상(Q) 데이터 신호들로 변환하는 단계;
상기 제로 IF에서 상기 I 및 Q 데이터 신호들을 샘플링하는 단계;
샘플링된 I 및 Q 데이터 신호들을 I 및 Q 아날로그-디지털 변환기(ADC)들에 의해 I 및 Q 디지털 표시로 변환하는 단계;
상기 수신된 데이터 신호들의 자동 주파수 오프셋 보상을 행하는 단계를 포함하고,
상기 자동 주파수 오프셋 보상을 행하는 단계는,
a) 프리앰블 패턴 바운다리를 검출하는 단계;
b) 일단 상기 프리앰블 패턴 바운다리가 검출되면 자동 주파수 제어(AFC) 비미세(coarse) 단계를 개시하는 단계:
c) 개시된 AFC 비미세 단계가 제3 AFC 비미세 단계인지를 결정하는 단계로서,
상기 개시된 AFC 비미세 단계가 상기 제3 AFC 비미세 단계가 아닌 경우 단계 d)로 진행하고,
상기 개시된 AFC 비미세 단계가 상기 제3 AFC 비미세 단계인 경우 단계 h)로 진행하는 단계;
d) 복수의 오프셋 간격 범위들 중 각각의 하나 내에서 상기 샘플링된 I 및 Q 데이터 신호들의 디지털 표시들을 함께 평균화하는 단계;
e) 상기 복수의 오프셋 간격 범위 중 어느 하나가 최대 크기를 갖는 상기 샘플링된 I 및 Q 데이터 신호들의 평균화된 디지털 표시들을 갖는지를 결정하는 단계;
f) 상기 최대 크기가 허용 문턱값보다 큰지를 결정하는 단계로서,
상기 최대 크기가 허용 문턱값보다 큰 경우 단계 i)로 진행하고,
상기 최대 크기가 허용 문턱값보다 크지 않은 경우 단계 g)로 진행하는 단계;
g) 상기 최대 크기가 거절 문턱값보다 큰지를 결정하는 단계로서,
상기 최대 크기가 거절 문턱값보다 큰 경우 단계 a)로 복귀하고,
상기 최대 크기가 거절 문턱값보다 크지 않은 경우 단계 h)로 진행하는 단계;
h) 상기 거절 문턱값보다 크지 않은 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나를 거절하는 단계;
i) 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 일부 를 선택하는 단계;
j) 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 선택된 일부 내에서 상기 샘플링된 I 및 Q 데이터 신호들의 디지털 표시들로부터 제1 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계;
k) 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위 중 하나의 선택된 일부 내에서 상기 샘플링된 I 및 Q 데이터 신호들의 디지털 표시들로부터 제2 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계;
l) AFC 비미세 단계가 제1 또는 제2 AFC 비미세 단계였는지를 결정하는 단계로서,
상기 AFC 비미세 단계가 상기 제2 AFC 비미세 단계인 경우 단계 m)으로 진행하고,
상기 AFC 비미세 단계가 상기 제1 AFC 비미세 단계인 경우 단계 n)으로 진행하는 단계;
m) 평균화된 반송파 오프셋 추정을 제공하도록 제1 및 제2 미세 반송파 오프셋 추정들을 결정하고 단계 p)로 진행하는 단계;
n) 상기 최대 크기를 갖는 복수의 오프셋 간격 범위들 중 하나의 선택된 일부 내에서 복수의 신호 샘플들로부터 제3 미세 반송파 오프셋 추정을 결정하는 단계;
o) 평균화된 반송파 오프셋 추정을 제공하도록 제1, 제2 및 제3 미세 반송파 오프셋 추정들을 평균화하고 단계 p)로 진행하는 단계; 및
p) 상기 평균화된 반송파 오프셋 추정으로 상기 수신된 데이터 신호들의 반송파 주파수로부터의 주파수 오프셋을 보상하는 단계를 포함하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제20항에 있어서,
제로 IF에서 I 및 Q 데이터 신호들을 대역통과 필터링하는 단계를 더 포함하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.
제20항에 있어서,
상기 I 및 Q 데이터 신호들의 디지털 표시를 데이터 심볼들로 디코딩하는 단계를 더 포함하는, 자동 주파수 오프셋 보상 방법.