CN103270730B - 在低信噪比条件下的自动频率控制 - Google Patents

Abstract

本发明指定一种用于根据无线收发器的无线电确定存在于经取样的数字信号中的载波频率偏移和对应的样本间相移的方法。所述方法将待被覆盖的CFO范围划分为许多间隔，且从接收到的信号产生与间隔端点一样多的并行导出的串流，通过对应于特定端点的样本间相移来预补偿(“向后旋转”)输入。所述方法并行地计算前同步码模式周期与每一导出的串流的前同步码区段的相关的量值和相位值，且使用(多个)最大所得量值的值以放大存在于输入串流中的实际CFO。为改进在存在噪声情况下的精确度且假设仍使输入前同步码继续作用，所述方法针对在位于第一运行中的CFO值上居中的较短间隔重复搜索。来自对应相关计算的最终定位的CFO值和相位值接着确定将应用于开放环路AFC中的预补偿(“向后旋转”)的所述实际CFO和所述对应的样本间相移。

Description

在低信噪比条件下的自动频率控制

相关专利申请案

本申请案主张2010年12月23日申请的József G.Németh和Péter Sz.Kovács的标题为“在低信噪比条件下的自动频率控制(Automatic Frequency Control Under LowSignal-to-Noise Conditions)”的共同拥有的第61/426,942号美国临时专利申请案的优先权，为了所有目的，所述申请案在此以引用的方式并入本文中。

技术领域

本发明涉及数字通信，且更特定来说，涉及在低信噪比条件下的自动频率控制。

背景技术

移动无线装置中所使用的发射器和接收器(收发器)的载波频率由固定的有限精确度晶体振荡器合成。因此，在一对通信的无线装置中，在相应发射器与接收器的载波频率之间可存在一差异，且所述差异(载波偏移)显现于经解调的基带信号中。尽管数字技术可通过修改接收到的信号串流来移除载波偏移(CFO)的效应，如同所述接收到的信号串流已通过恢复的发射器载波频率来解调；仍将此称作自动/自适应频率控制(AFC)。由载波偏移引起的变换为确定性的，但所述信号串流还载运噪声。为了不成为瓶颈，AFC数字技术应至少容忍噪声以及基带处理的剩余部分也应容忍噪声。

AFC确定载波偏移(“自动跟踪(lock onto)发射器载波”)所用的时间延长了所需的发射帧前同步码，因此缩短(经由无线电接通时间的增加)了电池寿命，因而提高了无线装置的操作成本。AFC可补偿的载波偏移的量确定所需振荡器晶体容限，因而影响了装置的购买成本。

发明内容

因此，需要一种用于AFC的有效方法，所述方法降低可接受S/N(信噪比)阈值、放宽晶体容限要求、最小化获取(锁定)时间和重新使用原本用于符号解码中的硬件资源，从而显著减小其实施所需的任何额外硬件的大小。另外，开放环路操作由于其实现并行运作多个AFC而为优选的，并行运作多个AFC为需满足极端通信条件时所必需的。

根据一实施例，一种用于根据无线收发器的无线电确定存在于经取样数字信号中的载波频率偏移和对应的样本间相移的方法可包含以下步骤：a)将待补偿的载波频率偏移(CFO)范围[-ΔΩ，ΔΩ]均一地划分为‘N’个长度间隔，使得Δω＝2·ΔΩ/N＜δ/(T·L)，其中δ＜1，T为取样周期，L为样本中前同步码模式的长度，且所述不等式设定值N的下限，其中δ为直接相位计算的“可行范围”的正规化长度；b)选择步骤a)中所确定的所述间隔的中点值Δω₀Δω₁...Δω_N-2Δω_N-1；c)将I-Q格式输入信号...s_is_i+1...s_i+L-1...的样本串流同时连接到从0到N-1编号的N个“旋转和相关”单元，且将步骤b)中计算出的每一中点值指派到相同编号的“旋转和相关”单元；d)将N个“旋转和相关”单元的A输出依序连接到“平滑和选择”单元的输入；e)基于外部触发器启动所述“旋转和相关”单元，所述外部触发器指示所述输入信号串流中的前同步码模式边界；f)运作完整的旋转和相关循环，而所述旋转和相关单元消耗L个输入样本且在极坐标中计算相关向量其中P＝[p₀p₁...P_L-1]为长度L的所述经取样的前同步码模式，*指示复共轭，且T为所述取样周期(样本间延迟)；g)在完成旋转和相关循环时，“平滑和选择”单元首先沿着Δω轴对接收到的量值进行滤波，以便减少所述输入信号样本串流中的大噪声尖峰的效应，接着输出Δω^max，其为最大所得相关量值的值所属的间隔中点值，进一步包含指示循环成功的输出；h)保存Δω^max以供进一步处理；i)如果所述成功指示为拒绝，则放弃所述计算和发信号通知假前同步码锁定；j)如果所述成功指示为重试，则需进行的动作取决于仍留下的前同步码模式周期的数目，其中需要至少2个周期以从所述相位计算消除随机初始相位，如果仅留下2个周期，则放弃所述计算且用信号发出假前同步码锁定，否则，以步骤e)开始通过相同参数对所述输入的接下来的L样本区段执行所述步骤；k)如果所述成功指示为接受，则保留Δω^max作为Δω_coarse且进行到步骤1；1)通过以下操作来寻找精细化：选择在先前确定的Δω_coarse上居中的确保最终结果的所需精确度的最短间隔，将所述最短间隔划分为N个间隔，定位间隔中点，且接着通过这些间隔中点运作步骤e)到g)与所留下前同步码模式周期一样多的次数，且在过程期间，对所述两Δω^max求平均以获得其最终计算值；m)所述平均Δω^max在前同步码模式周期内积累相移已知线性相位特性的斜率，根据Δω^max确定CFO值Δω_final，其中所述积累的相移将为0；以及n)使用用于所述AFC中的补偿。

根据另一实施例，一种用于根据无线收发器的无线电确定存在于经取样数字信号中的载波频率偏移和对应的样本间相移的方法可包含以下步骤：将待被覆盖的载波频率偏移(CFO)范围划分为多个间隔；从接收到的信号产生与间隔一样多的并行导出的串流，且通过对应于所述多个间隔中的特定一者的所述样本间相移来预补偿(“向后旋转”)所接收到的信号；并行地计算由所预期前同步码模式周期波形与每一导出的串流的前同步码区段的相关而产生的量值和相位；在必要时将曲线拟合(滤波)应用到所得量值的值以便最小化噪声效应；选择(多个)最大所得量值的值以放大存在于所述接收到的信号的输入串流中的实际CFO；在需要时针对在位于第一运作中的CFO值上居中的较短间隔重复搜索，以便改进存在噪声情况下的精确度，且假设仍使输入前同步码继续作用；以及根据属于所述选定间隔的所述CFO值和所述对应计算的相关相位的结果来确定实际CFO。

根据另一实施例，一种用于在低信噪比条件下的自动频率偏移补偿的方法可包含以下步骤：a)检测前同步码模式边界；b)一旦已检测到所述前同步码模式边界便起始自动频率控制(AFC)粗略步骤；c)确定所述起始的AFC粗略步骤是否为第三AFC粗略步骤，其中如果所述起始的AFC粗略步骤并非所述第三AFC粗略步骤，则进行到步骤d)，且如果所述起始的AFC粗略步骤为所述第三AFC粗略步骤，则进行到步骤i)；d)在多个偏移间隔范围内取得多个信号样本；e)针对所述多个偏移间隔范围中的每一相应者对所述多个信号样本一起求平均；f)确定所述多个偏移间隔范围中的哪一者具有具最大量值的所述平均信号样本；g)确定所述最大量值是否大于接受阈值，其中如果所述最大量值大于所述接受阈值，则进行到步骤j)，且如果所述最大量值不大于所述接受阈值，则进行到步骤h)；h)确定所述最大量值是否大于拒绝阈值，其中如果所述最大量值大于所述拒绝阈值，则返回到步骤a)，且如果所述最大量值不大于所述拒绝阈值，则进行到步骤i)；i)拒绝所述多个偏移间隔范围中的具有不大于所述拒绝阈值的所述最大量值的所述一个偏移间隔范围；j)选择所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的所述一个偏移间隔范围的一部分；k)根据所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的所述一个偏移间隔范围的所述选定部分内的所述多个信号样本来确定第一精细化的载波偏移估计；1)根据所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的所述一个偏移间隔范围的所述选定部分内的所述多个信号样本来确定第二精细化的载波偏移估计；m)确定所述AFC粗略步骤是第一AFC粗略步骤还是第二AFC粗略步骤，其中如果所述AFC粗略步骤为所述第二AFC粗略步骤，则进行到步骤n)，且如果所述AFC粗略步骤为所述第一AFC粗略步骤，则进行到步骤o)；n)对所述第一精细化的载波偏移估计和所述第二精细化的载波偏移估计求平均，以提供平均载波偏移估计，接着进行到步骤q)；o)根据所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的所述一个偏移间隔范围的所述选定部分内的所述多个信号样本来确定第三精细化的载波偏移估计；p)对所述第一、所述第二和所述第三精细化的载波偏移估计求平均，以提供平均载波偏移估计，接着进行到步骤q)；以及q)用所述平均载波偏移估计来补偿与载波频率的频率偏移。

根据所述方法的另一实施例，所述多个偏移间隔范围覆盖所述载波频率的至少加减百万分之120。根据所述方法的另一实施例，所述多个偏移间隔范围中的所述每一者包含所述多个信号样本中的至少五者。根据所述方法的另一实施例，所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的所述选定一者的所述部分覆盖所述多个偏移间隔范围中的表示所述载波频率的粗略载波频率偏移的所述选定一者的至少加减百万分之35。

根据所述方法的另一实施例，其中所述补偿所述载波频率偏移的步骤通过调整接收器本机振荡器频率来进行。根据所述方法的另一实施例，所述补偿所述载波频率偏移的步骤通过反旋接收到的数据符号的原始I/Q波形来进行。根据所述方法的另一实施例，其中所述确定所述多个偏移间隔范围中的哪一者具有具所述最大量值的所述平均信号样本的步骤使用十六(16)个资源。

根据所述方法的另一实施例，所述十六(16)个资源包含覆盖至少百万分之240频率范围的十六(16)个可能参考符号的十六(16)次旋转。根据所述方法的另一实施例，所述确定所述第一精细化的载波偏移估计的步骤使用八(8)个资源。根据所述方法的另一实施例，确定另一第一精细化的载波偏移估计的步骤使用处于所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的所述一个偏移间隔范围的所述选定部分内的多个信号样本的Δt＝+1处的信号样本。

根据所述方法的另一实施例，所述确定所述另一第一精细化的载波偏移估计的步骤使用额外八(8)个资源。根据所述方法的另一实施例，所述确定所述第二精细化的载波偏移估计的步骤使用八(8)个资源。根据所述方法的另一实施例，确定另一第二精细化的载波偏移估计的步骤使用处于所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的所述一个偏移间隔范围的所述选定部分内的多个信号样本的Δt＝+1处的信号样本。根据所述方法的另一实施例，所述确定所述另一第二精细化的载波偏移估计的步骤使用额外八(8)个资源。根据所述方法的另一实施例，所述确定所述第三精细化的载波偏移估计的步骤使用八(8)个资源。根据所述方法的另一实施例，确定另一第三精细化的载波偏移估计的步骤使用处于所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的所述一个偏移间隔范围的所述选定部分内的多个信号样本的Δt＝+1处的信号样本。根据所述方法的另一实施例，所述确定所述另一第三精细化的载波偏移估计的步骤使用额外八(8)个资源。

根据又一实施例，一种用于在低信噪比条件下在零-中频接收器中的自动频率偏移补偿的方法可包含以下步骤：接收具有前同步码的数据信号；以零中频(IF)将所述接收到的数据信号转换为同相(I)和正交相(Q)数据信号；以所述零IF取样所述I和Q数据信号；通过I和Q模/数转换器(ADC)将所述经取样的I和Q数据信号转换为其数字表示；执行所述接收到的数据信号的自动频率偏移补偿，包含以下步骤：a)检测前同步码模式边界；b)一旦已检测到所述前同步码模式边界便起始自动频率控制(AFC)粗略步骤；c)确定所述起始的AFC粗略步骤是否为第三AFC粗略步骤，其中如果所述起始的AFC粗略步骤并非所述第三AFC粗略步骤，则进行到步骤d)，且如果所述起始的AFC粗略步骤为所述第三AFC粗略步骤，则进行到步骤h)；d)对多个偏移间隔范围中的每一相应者内的所述经取样的I和Q数据信号的所述数字表示一起求平均；e)确定所述多个偏移间隔范围中的哪一者具有具最大量值的所述经取样的I和Q数据信号的平均数位表示；f)确定所述最大量值是否大于接受阈值，其中如果所述最大量值大于所述接受阈值，则进行到步骤i)，且如果所述最大量值不大于所述接受阈值，则进行到步骤g)；g)确定所述最大量值是否大于拒绝阈值，其中如果所述最大量值大于所述拒绝阈值，则返回到步骤a)，且如果所述最大量值不大于所述拒绝阈值，则进行到步骤h)；h)拒绝所述多个偏移间隔范围中的具有不大于所述拒绝阈值的所述最大量值的所述一个偏移间隔范围；i)选择所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的所述一个偏移间隔范围的一部分；j)根据所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的所述一个偏移间隔范围的所述选定部分内的所述经取样的I和Q数据信号的所述数字表示来确定第一精细化的载波偏移估计；k)根据所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的所述一个偏移间隔范围的所述选定部分内的所述经取样的I和Q数据信号的所述数字表示来确定第二精细化的载波偏移估计；1)确定所述AFC粗略步骤是第一AFC粗略步骤还是第二AFC粗略步骤，其中如果所述AFC粗略步骤为所述第二AFC粗略步骤，则进行到步骤m)，且如果所述AFC粗略步骤为所述第一AFC粗略步骤，则进行到步骤n)；m)对所述第一精细化的载波偏移估计和所述第二精细化的载波偏移估计求平均，以提供平均载波偏移估计，接着进行到步骤p)；n)根据所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的所述一个偏移间隔范围的所述选定部分内的所述多个信号样本来确定第三精细化的载波偏移估计；o)对所述第一、所述第二和所述第三精细化的载波偏移估计求平均，以提供一平均载波偏移估计，接着进行到步骤p)；以及p)用所述平均载波偏移估计来补偿相对于所述接收到的数据信号的一载波频率的一频率偏移。

根据所述方法的另一实施例，以零IF带通滤波所述I和Q数据信号。根据所述方法的另一实施例，解码所述数字表示的步骤包含将所述I和Q数据信号转换为数据符号的步骤。根据所述方法的另一实施例，将所述数据符号发送到串行通信接口。根据所述方法的另一实施例，所述通信接口的输出耦合到数字处理器。根据所述方法的另一实施例，数字处理器为微控制器和存储器。

附图说明

可通过参考结合附图进行的以下描述来获取本发明的较完整理解，其中：

图1说明根据本发明的教示的用于在低信噪比条件下的自动频率控制的发明性方法的示意方框图；

图2说明发射器与接收器之间的将旋转引入到接收到的信号向量中的载波频率偏移(CFO)的教科书图形表示；

图3说明根据本发明的教示的AFC模块的概念结构和其在无线接收器的数字部分中的放置的示意方框图；

图4说明根据本发明的教示的展示需要两个连续前同步码模式周期内的相位测量以便消除存在于接收的信号中的随机初始相位的图形表示；

图5说明根据本发明的教示的随载波偏移(经正规化为符号时序)而变的前同步码相关结果的量值的值以及一个相关周期内的相位旋转的理想(无噪声和无失真)情况的图形表示；

图6说明(严重)噪声对理想曲线的效应的图形表示且指示其中无相位绕回发生的可行CFO范围如何缩短；

图7说明根据本发明的教示的16个并行相关量值计算的实例输出的图形表示，其指示应用到结果的平滑且还展示在所述结果的估计中使用的接受、重试和拒绝区域；以及

图8说明根据本发明的具体实例实施例的四个前同步码模式周期如何可在粗略与精细化计算步骤之间划分的图形表示。

虽然本发明允许具有各种修改和替代形式，但已在图式中展示且在本文中详细描述本发明的特定实例实施例。然而，应理解，特定实例实施例的本文描述无意将本发明限于本文所揭示的特定形式，而是相反，本发明将涵盖如由所附权利要求书所界定的所有修改和均等物。

具体实施方式

如图2所示，载波偏移Δf_Tx-to-Rx将旋转引入到I-Q解调为教科书式事实。(随机初始相位取决于例如以下因素：从发射器到接收器的传播延迟以及载波在调制/解调期间的随机初始相位)。

因此，根据本发明的教示的AFC方法的步骤可为如下：

在帧开头估计和且在进一步处理之前‘使每一接收到的符号向后旋转’所积累相位。另外，在和的计算中使用足够长的波形，以便消除/减少存在于信号中的噪声的效应。

通过一些调制方案，如同在MSK情况下，不需要确定而且，术语‘使符号串流向后旋转一般用以描述所述过程。

根据本发明的教示的方法使用输入与理想前同步码模式的周期相关的结果：

量值：A(t)～“类似于理想前同步码模式”

相位： (模2π)

图3展示开放环路AFC模块的概念结构和放置。

以信号的经取样版本进行计算，且使用前同步码模式边界t＝P，2P，...处的结果。在补偿(“向后旋转”)中，使用归因于两个连续样本之间的CFO而引起的相移的量。

需要两个相关周期来移除随机初始相位(图4)。

然而，存在要克服的隐式问题。直接相位计算产生(模2π)结果[在±π(180°)处绕回]，因此整数旋转(如果存在)丢失。另一方面，在足够短的时间间隔(其中未发生绕回)内的计算对于噪声极其敏感。

根据本发明的教示，可借助于相关的计算出的量值的值来恢复遗失的整数旋转。

图5绘制随载波偏移(经正规化为符号时序)而变的相关周期的量值和相位。

如可看到，相关输出的量值在间隔(零周围)中具有明显峰值，其中相位计算产生(没有遗失的整数旋转)实际载波偏移。此导致以下操作

用于计算CFO的一般方法。

根据所允许的晶体不精确性来确定待被覆盖的完整载波频率偏移范围，且将其划分为多个间隔，每一间隔比产生完整旋转的间隔短。对于每一间隔中点，将输入向后旋转对应的样本间相移，且在所得信号的前同步码区段上针对前同步码模式运行相关。

实际CFO值落在中点附近且具有最高相关量值的值。

为改进存在噪声情况下的精确度，可针对在位于第一运行中的CFO值上居中的较短间隔重复搜索，假设仍使前同步码继续作用。

属于选定间隔中点的CFO暗指在前同步码模式周期内积累的总相移。在已知线性相位特性的斜率的情况下，可确定CFO值，其中积累的相移将为0。

实际上，所有计算必须并行执行，从而要求与间隔一样多的资源。

在存在噪声的情况下，所计算出的量值和相位值从理想曲线偏离。如图6所说明，阴影区定性地展示其中样本落在低S/N的情况中。

还展示其中直接相位计算可产生可靠结果的载波偏移范围(零周围)被显著缩短。因此在上述骨干算法中，所述间隔不应比如图上所示的计算出的可行范围宽。以实际参数运行仿真为确定阴影区的轮廓(的显著部分)的实际方式。

因此，精细化对于实际实施来说是必要的。这些内容在应用于实际无线收发器设计中时会被论述。

针对IEEE802.15.4类别、2.4GHz，125kb/s到2Mb/s速率、专属无线收发器，可从开放环路AFC实现来提取一般方法的具体实例实施例。

设计约束：

●针对AFC锁，最多4个前同步码模式周期可用。

前同步码的初始区段由AGC和前同步码模式搜索消耗。可仅在前同步码模式搜索用信号通知找到边界候选者之后，才开始AFC。最差情况情形仅留下4个前同步码模式周期给AFC。

●即使在-4dB S/N下，补偿之后的残余载波偏移必须小于±3ppm。

-4dB S/N为125kb/s下有效负载解调的敏感性阈值。然而，在此特定收发器中，符号速率直到检测到SFD[帧开始定界符](已要求AFC锁定)之后才得知。因此为了不成为性能瓶颈，AFC仍应在此特别低的S/N水平下操作。

●可同时处置16个向后旋转的符号串流。

存在802.15.4有效负载解调固有需要的16个资源，用于比较传入波形与所有16个可能的“参考符号”。这些还适合于偏移计算，且可在有效负载解调在AFC期间不作用时再使用。

●仅70ppm载波偏移间隔可被16个资源覆盖。

此是根据精确性、可靠性和稳健性考虑而得出。然而，与目标240ppm(+/-60ppm晶体精确度)范围相比太短：可在将不强加给定资源限制的情况下实现模拟展示。此导致二阶段实施方案。第一阶段使用16个资源来计算近似载波偏移值；第二阶段接着在第一阶段中所选择的载波偏移上居中的70ppm间隔内精细化此值。

AFC方法：

1)在前同步码搜索寻找(试探性)前同步码模式边界时开始AFC。然而，在前同步码搜索识别较佳模式边界的情况下可中断和重新开始AFC。前同步码模式匹配(在此特定装置中)使用通过使理想前同步码模式与原始信号串流连续相关而获得的相似性量度。因此可发生稍后可能被超驰的偶然假锁定。

2)AFC以粗略步骤开始。

在2.4GHz和+/-60ppm晶体精确度下，Δf_TX-to-RX在+/-288kHz范围内变化。在IEEE802.15中，前同步码模式长度P＝16μs因此ΔΦ在+/-＝(4+0.608)·2π内变化，即在240ppm范围内小于10全旋转。因此，16个资源远远足够。

为了抵制大的窄噪声尖峰的效应，针对每一样本运行5样本(前面2个/后面2个)滤波(图7)。平滑之后的最大所得量值的值指示粗略Δω估计。

然而，其仅在其值超过预设接受阈值的情况下被接受。另一方面，如果所述值低于拒绝阈值，则AFC终止且用信号通知假前同步码锁定。位于隐式重试区域之间和其中的值通过重复粗略步骤而重新开始所述AFC。此可仅发生一次，第二重试尝试将导致拒绝。(因为存在AFC可用的总共4个前同步码模式周期，且精细化步骤需要这些前同步码模式周期中的至少2者以便消除随机初始相位，不存在用于第三粗略步骤的空间！)

3)AFC以一个或两个精细化步骤开始。

如图8所示，步骤的数目取决于先前应用的粗略步骤的数目。如果存在第二精细化步骤，则对两个结果求平均以获得最终Δω估计。

4)AFC终止，补偿开启，SFD搜索开始。

在以下表格中总结总体性能：

所有上述情形因此向整体帧错误率贡献～0.1％，因此总贡献为～0.4％。因此在代表装置性能的1％帧损耗裕度内，从而给其它模块留下充分的空间。

现参看图1，可如下制定所述一般方法

a)将待补偿的载波频率偏移(CFO)范围[-ΔΩ，ΔΩ]100均一地划分为长度Δω的‘N’个相等长度间隔，使得Δω＝2·ΔΩ/N＜δ/(T·L)，其中δ＜1，T为取样周期，L为样本中前同步码模式的长度，且所述不等式设定值N的下限。δ为直接相位计算的“可行范围”的正规化长度(参看图6)。

b)选择步骤a)中所确定的间隔的中点值Δω₀Δω₁...Δω_N-2Δω_N-1。

c)将I-Q格式输入信号...s_is_i+1...s_i+L-1...的样本串流101同时连接到从0到N-1编号的N个“旋转和相关”单元110、120，且将步骤b)中计算出的每一中点值指派到相同编号的“旋转和相关”单元。

d)将N个“旋转和相关”单元的A输出依序连接到“平滑和选择”130单元的输入。

e)基于外部触发器来启动“旋转和相关”单元，所述外部触发器指示输入信号串流中的前同步码模式边界。

f)运行完整旋转和相关循环，而所述旋转和相关单元消耗L个输入样本且在极坐标中计算相关向量

其中P＝[p₀ p₁ ...p_L-1]为长度L的经取样的前同步码模式，*指示复共轭，且T为取样周期(样本间延迟)

g)在完成旋转和相关循环时，“平滑和选择”单元130首先沿着Δω轴对所述接收到的量值进行滤波，以便减少输入中的大噪声尖峰的效应，接着输出Δω^max，其为最大所得相关量值的值所属的间隔中点值。还输出循环成功的指示。对于平滑和选择操作的视觉指示以及在产生所述成功指示中所使用的范围，参看图7以及其所属的方法的实例实施例。

h)保存Δω^max以供进一步处理。

i)如果所述成功指示为拒绝，则放弃计算且用信号通知假前同步码锁定。

j)如果所述成功指示为重试，则需进行的动作取决于仍留下的前同步码模式周期的数目。由于需要至少2个周期以从相位计算消除随机初始相位(参看图5)，所以如果仅留下2个周期，则放弃计算并用信号通知假前同步码锁定。否则，以步骤e)开始用相同参数对输入的接下来的L样本区段执行所述步骤。

k)如果所述成功指示为接受，则保留Δω^max作为Δω_coarse且进行到步骤1。

1)为了寻找精细化，选择在先前确定的Δω_coarse上居中的确保最终结果的所需精确度的最短间隔。将所述最短间隔划分为N个间隔，定位间隔中点，且通过这些间隔中点运行步骤e)到g)与所留下前同步码模式周期一样多的次数。在过程期间，对多个Δω^max求平均以获得其最终计算值；

m)平均的Δω^max在前同步码模式周期内积累相移在已知线性相位特性的斜率的情况下，根据Δω^max确定CFO值Δω_final，其中积累的相移将为0；

n)使用用于AFC中的补偿。

虽然已通过参考本发明的实例实施例来描绘、描述且界定本发明的实施例，但此类参考并不暗示对本发明的限制，且将推断不出此类限制。所揭示的标的物能够在形式和功能上具有相当大的修改、更改和等效物，如所属领域的且受益于本发明的技术人员将想到的。本发明的所描绘和所描述的实施例仅为实例，且并非本发明的范围的详尽表示。

Claims (21)

1.一种用于确定来自无线收发器的无线电的样本数字信号中的载波频率偏移和对应的样本间相移的方法，所述方法包含以下步骤：

a)将待被补偿的载波频率偏移CFO范围划分为多个相等长度间隔；

b)从接收到的信号产生与间隔一样多的并行导出的串流，且通过对应于所述多个间隔中的特定一者的中点的所述样本间相移来预补偿所接收到的信号；

c)并行地计算由所预期前同步码模式周期波形与每一导出的串流的前同步码区段的相关而产生的量值和相位；

d)向所得量值的值应用滤波以便最小化噪声效应；

e)输出最大所得量值的值所属的间隔中点值Δω^max，且输出成功指示；

f)其中当所述成功指示为接受时，选择Δω^max上居中的确保最终结果的所需精确度的最短间隔，将所述最短间隔划分为多个间隔，定位间隔中点，且使用所述间隔中点运行与所留下前同步码模式周期一样多的次数且与计算获得所述Δω^max的步骤的相同步骤以输出对应的最大所得量值的值所属的间隔中点值Δω^max’，且在过程期间，对得到的Δω^max与Δω^max’求平均以获得平均值；

g)通过所述平均值来确定实际CFO，其中所述实际CFO指示在前同步码模式周期中积累的总相移。

2.一种用于在低信噪比条件下的自动频率偏移补偿的方法，其包含以下步骤：

a)检测前同步码模式边界；

b)一旦已检测到所述前同步码模式边界便起始自动频率控制AFC粗略步骤；

c)确定所述起始的AFC粗略步骤是否为第三AFC粗略步骤，其中

如果所述起始的AFC粗略步骤不是所述第三AFC粗略步骤，则进行到步骤d)，且

如果所述起始的AFC粗略步骤是所述第三AFC粗略步骤，则进行到步骤i)；

d)在多个偏移间隔范围内的每个偏移间隔范围内取得多个信号样本；

e)针对所述多个偏移间隔范围中的每一相应者内的所述多个信号样本一起求平均；

f)确定所述多个偏移间隔范围中的哪一者具有带有最大量值的所述平均信号样本；

g)确定所述最大量值是否大于接受阈值，其中

如果所述最大量值大于所述接受阈值，所述AFC粗略步骤为第一AFC粗略步骤，则进行到步骤j)，且

如果所述最大量值不大于所述接受阈值，则进行到步骤h)；

h)确定所述最大量值是否大于拒绝阈值，其中

如果所述最大量值大于所述拒绝阈值，所述AFC粗略步骤为第二AFC粗略步骤，则返回到步骤a)，且

如果所述最大量值不大于所述拒绝阈值，所述AFC粗略步骤为第三AFC粗略步骤，则进行到步骤i)；

i)拒绝所述多个偏移间隔范围中的具有不大于所述拒绝阈值的所述最大量值的偏移间隔范围；

j)选择所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的偏移间隔范围的一部分；

k)根据所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的偏移间隔范围的所述选择部分内的多个信号样本来确定第一精细化的载波偏移估计；

l)根据所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的偏移间隔范围的所述选择部分内的所述多个信号样本来确定第二精细化的载波偏移估计；

m)确定所述AFC粗略步骤是第一AFC粗略步骤还是第二AFC粗略步骤，其中

如果所述AFC粗略步骤是所述第二AFC粗略步骤，则进行到步骤n)，且

如果所述AFC粗略步骤是所述第一AFC粗略步骤，则进行到步骤o)；

n)对所述第一和第二精细化的载波偏移估计求平均，以提供平均载波偏移估计，接着进行到步骤q)；

o)根据所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的偏移间隔范围的所述选择部分内的所述多个信号样本来确定第三精细化的载波偏移估计；

p)对所述第一、第二和第三精细化的载波偏移估计求平均，以提供平均载波偏移估计，接着进行到步骤q)；以及

q)用所述平均载波偏移估计来补偿与载波频率的频率偏移。

3.根据权利要求2所述的方法，其中所述多个偏移间隔范围覆盖所述载波频率的至少加减百万分之120。

4.根据权利要求2所述的方法，其中所述多个偏移间隔范围中的所述每一者包含至少五个信号样本。

5.根据权利要求2所述的方法，其中所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的偏移间隔范围的所述选择部分覆盖所述多个具有所述最大量值的偏移间隔范围中的一者的至少加减百万分之35。

6.根据权利要求2所述的方法，其中通过调整接收器本机振荡器频率来进行所述补偿所述载波频率偏移的步骤。

7.根据权利要求2所述的方法，其中通过去旋转接收到的数据符号的原始I/Q波形来进行所述补偿所述载波频率偏移的步骤。

8.根据权利要求2所述的方法，其中所述确定所述多个偏移间隔范围中的哪一者具有带有所述最大量值的所述平均信号样本的步骤使用十六个资源。

9.根据权利要求8所述的方法，其中所述十六个资源包含覆盖所述载波频率的至少百万分之240的十六个可能参考符号的十六次旋转。

10.根据权利要求2所述的方法，其中所述确定所述第一精细化的载波偏移估计的步骤使用八个资源。

11.根据权利要求10所述的方法，其进一步包含使用信号样本来确定另一第一精细化的载波偏移估计的步骤，所述信号样本处于所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的偏移间隔范围的所述选择部分内的所述多个信号样本的Δt＝+1处。

12.根据权利要求11所述的方法，其中所述确定所述另一第一精细化的载波偏移估计的步骤使用额外的八个资源。

13.根据权利要求2所述的方法，其中所述确定所述第二精细化的载波偏移估计的步骤使用八个资源。

14.根据权利要求13所述的方法，其进一步包含使用信号样本来确定另一第二精细化的载波偏移估计的步骤，所述信号样本处于所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的偏移间隔范围的所述选择部分内的所述多个信号样本的Δt＝+1处。

15.根据权利要求14所述的方法，其中所述确定所述另一第二精细化的载波偏移估计的步骤使用额外的八个资源。

16.根据权利要求2所述的方法，其中所述确定所述第三精细化的载波偏移估计的步骤使用八个资源。

17.根据权利要求16所述的方法，其进一步包含使用信号样本来确定另一第三精细化的载波偏移估计的步骤，所述信号样本处于所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的偏移间隔范围的所述选择部分内的所述多个信号样本的Δt＝+1处。

18.根据权利要求17所述的方法，其中所述确定所述另一第三精细化的载波偏移估计的步骤使用额外的八个资源。

19.一种用于在零中频接收器中在低信噪比条件下的自动频率偏移补偿的方法，所述方法包含以下步骤：

接收具有前同步码的数据信号；

以零中频IF将所述接收到的数据信号转换为同相I和正交相Q数据信号；

以所述零IF取样所述I和Q数据信号；

用I和Q模/数转换器ADC将经取样的I和Q数据信号转换为其数字表示；

执行对所述接收到的数据信号的自动频率偏移补偿，包含以下步骤：

a)检测前同步码模式边界；

b)一旦已检测到所述前同步码模式边界便起始自动频率控制AFC粗略步骤；

c)确定所述起始的AFC粗略步骤是否为第三AFC粗略步骤，其中

如果所述起始的AFC粗略步骤不是所述第三AFC粗略步骤，则进行到步骤d)，且

如果所述起始的AFC粗略步骤是所述第三AFC粗略步骤，则进行到步骤i)；

d)对多个偏移间隔范围中的每一相应者内的所述经取样的I和Q数据信号的所述数字表示一起求平均；

e)确定所述多个偏移间隔范围中的哪一者具有带有最大量值的所述经取样的I和Q数据信号的平均数字表示；

f)确定所述最大量值是否大于接受阈值，其中

如果所述最大量值大于所述接受阈值，所述AFC粗略步骤为第一AFC粗略步骤，则进行到步骤i)，且

如果所述最大量值不大于所述接受阈值，则进行到步骤g)；

g)确定所述最大量值是否大于拒绝阈值，其中

如果所述最大量值大于所述拒绝阈值，所述AFC粗略步骤为第二AFC粗略步骤，则返回到步骤a)，且

如果所述最大量值不大于所述拒绝阈值，所述AFC粗略步骤为第三AFC粗略步骤，则进行到步骤h)；

h)拒绝所述多个偏移间隔范围中的具有不大于所述拒绝阈值的所述最大量值的偏移间隔范围；

i)选择所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的偏移间隔范围的一部分；

g)根据所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的偏移间隔范围的所述选择部分内的所述经取样的I和Q数据信号的所述数字表示来确定第一精细化的载波偏移估计；

k)根据所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的偏移间隔范围的所述选择部分内的所述经取样的I和Q数据信号的所述数字表示来确定第二精细化的载波偏移估计；

l)确定所述AFC粗略步骤是第一AFC粗略步骤还是第二AFC粗略步骤，其中

如果所述AFC粗略步骤是所述第二AFC粗略步骤，则进行到步骤m)，且

如果所述AFC粗略步骤是所述第一AFC粗略步骤，则进行到步骤n)；

m)对所述第一和第二精细化的载波偏移估计求平均，以提供平均载波偏移估计，接着进行到步骤p)；

n)根据所述多个偏移间隔范围中的具有所述最大量值的偏移间隔范围的所述选择部分内的所述经取样的I和Q数据信号来确定第三精细化的载波偏移估计；

o)对所述第一、第二和第三精细化的载波偏移估计求平均，以提供平均载波偏移估计，接着进行到步骤p)；以及

p)用所述平均载波偏移估计来补偿与所述接收到的数据信号的载波频率的频率偏移。

20.根据权利要求19所述的方法，其进一步包含以所述零IF对所述I和Q数据信号进行带通滤波的步骤。

21.根据权利要求19所述的方法，其进一步包含将所述I和Q数据信号的所述数字表示解码为数据符号的步骤。