KR20130132952A - 최소 편이 변조 시그널링을 이용한 제로 중간 주파수 수신기들에서의 자동 주파수 오프셋 보상 - Google Patents

최소 편이 변조 시그널링을 이용한 제로 중간 주파수 수신기들에서의 자동 주파수 오프셋 보상 Download PDF

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Abstract

11110000 패턴을 프리앰블 구간으로 하여, 2 Mbps 데이터 전송률에서의 송신기 시그널링과 수신기 시그널링 사이의 반송파 주파수 오프셋(CFO)이, 자유실행 대략 및 정밀 반송파 주파수 오프셋 추정들을 이용하여 하나의 프리앰블 기간 내에서 보정된다. 상기 반송파 주파수 오프셋에 대한 2개의 추정치들(대략적인 그리고 정밀한 추정치들)이 계산된다. 상기 정밀한 추정치는 계산상으로는 정밀하지만, 상기 계산에서의 ±180°에서의 가능성이 있는 겹쳐짐으로 인하여 정확하지 않을 수 있다. 상기 대략적인 추정치는 정밀하지는 않으나, 겹쳐짐이 없이 상기 반송파 주파수 오프셋 근사치를 전달해준다. 상기 대략적인 추정치와 상기 정밀한 추정치 사이의 비교는 따라서, 상기 정밀한 추정치에서의 겹쳐짐을 감지하는데 이용될 수 있으며, 이에 따라 상기 정밀한 추정치를 변경하는데 이용될 수 있다. 이후, 상기 보상된 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정치가 반송파 주파수 오프셋 보상을 위하여 이용된다.

Description

최소 편이 변조 시그널링을 이용한 제로 중간 주파수 수신기들에서의 자동 주파수 오프셋 보상{AUTOMATIC FREQUENCY OFFSET COMPENSATION IN ZERO-INTERMEDIATE FREQUENCY RECEIVERS USING MINIMUM-SHIFT KEYING (MSK) SIGNALING}
관련 특허 출원
본 출원은 2010년 12월 23일자로
Figure pct00001
와
Figure pct00002
에 의하여 출원된, 발명의 명칭이 "최소 편이 변조 시그널링을 이용한 제로 중간 주파수 수신기들에서의 자동 주파수 제어"인 공동으로 소유하는 미국 가특허출원 제61/426,864호에 대하여 우선권을 주장하며, 이로써 상기 미국 가특허 출원은 모든 목적을 위하여 본 출원에 참조로 포함된다.
본 발명은 디지털 통신에 관한 것으로, 특히 최소 편이 변조(Minimum-Shift Keying, MSK) 시그널링을 수신하는 제로 중간 주파수(zero-intermediate frequency) 수신기들에서의 자동 주파수 제어에 관한 것이다.
이동 무선 장치들에서 사용되는 송신기들 및 수신기들(송수신기들)의 반송파 주파수들은, 고정되고 제한된 정확도를 갖는 수정 발진기들에 의하여 합성된다. 따라서, 한쌍의 통신 무선 장치들에서는, 각각의 송신기 및 수신기의 반송파 주파수들 사이에 차이가 있을 수 있으며, 상기 차이인 반송파 주파수 오프셋은 복조된 기저대역 신호에서 나타난다. 디지털 기법들이, 마치 수신된 신호 스트림이 복원된 송신기 반송파 주파수를 이용하여 복조된 것처럼, 상기 수신된 신호 스트림을 변경함으로써 반송파 주파수 오프셋(CFO)의 영향을 제거할 수 있을 지라도, 상기 변경은 아직도 자동/적응 주파수 제어(AFC)라 불린다. 반송파 주파수 오프셋에 의하여 야기되는 변형(transformation)은 결정적이지만, 상기 신호 스트림은 역시 잡음을 갖는다. 병목 현상(bottleneck)이 유발되지 않도록, 자동/적응 주파수 제어 디지털 기법은, 적어도, 나머지의 기저대역 처리가 용인하는 만큼 잘 잡음을 용인해야 한다.
상기 자동/적응 주파수 제어가 상기 반송파 주파수 오프셋을 결정하게 하는데("송신기 반송파를 추적하는데") 자동/적응 주파수 제어 디지털 기법이 소요하는 시간은, 요구되는 전송 프레임 프리앰블을 길게 하므로, 배터리 수명을 줄이며(라디오 온 시간(radio on-time)의 증가로 인하여), 이에 따라 무선 장치의 운용 비용을 증가시킨다. 상기 자동/적응 주파수 제어가 보상할 수 있는 반송파 주파수 오프셋의 양은, 요구되는 발진기 수정 허용 오차(required oscillator crystal tolerance)를 결정하며, 따라서 장치의 구입 비용에 영향을 준다.
수정 정확도(crystal accuracy)에 대한 요건은, 페이로드 비트 전송률(payload bit rate)이 증가함에 따라 더 엄격해진다. 다중 전송률(multi-rate) 송수신기들에서, 수정 정확도는, 더 낮은 비트 전송률들에서의 저 비용 응용들에 대해서는 역효과를 낳을 수 있는 가장 높은 비트 전송률 요건을 만족시켜야 한다. 125k-250k-500k-1M-2M bps(초당 비트 수) 비트 전송률 혹은 이들의 부분 집합에서의 독점적 운용 모드(proprietary operating mode)를 역시 갖는 IEEE 802.15.4 무선 송수신기들의 경우가 상기한 경우이다.
따라서, IEEE 802.15.4 호환가능 무선 송수신기들에서의 독점적(proprietary) 1 및 2 Mbps 데이터 전송률들(data rates)에 대한 수정 정확도 요건들을 완화시키는 자동 주파수 제어(AFC)를 위한 방법이 필요하다.
본 발명의 사상에 따라, 특별히 선택된 11110000 프리앰블 패턴의 반복들로 구성된 최소 편이 방식 변조된 프리앰블을 이용하는 방법은, 수신된 새로운 샘플별로 계산을 반복하고 그 결과들을 필터링하면서, 입력 신호 프리앰블 구간 길이 만큼 떨어진 2개의 샘플들의 상관관계로부터 반송파 주파수 오프셋(CFO)에 대한 자유 실행 정밀 추정치를 계산한다. 상기 방법은, 새로운 수신된 샘플별로 계산을 반복하고 그 결과들을 필터링하면서, 하나의 최소 편이 변조 심볼 길이 만큼 떨어진 계산들에서 이용된 각 쌍의 샘플들과 프리앰블 구간 길이의 절반 만큼 떨어져서 계산된 2개의 상관관계들로부터의 결과들의 평균을 계산함으로써, 상기 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정치의 계산과 병행하여, 상기 반송파 주파수 오프셋에 대한 자유 실행 대략 추정치를 계산한다. 상기 방법은 다음에, ±180°에서의 가능한 겹쳐짐을 제외하고는 정확한 상기 정밀한 추정치와 겹쳐짐은 없지만 훨씬 덜 정확한 상기 대략적인 추정치를 비교한다. 상기 방법은, 상기 대략적인 추정치와 상기 정밀한 추정치 사이의 차이가, 겹쳐짐이 정밀한 추정치의 계산에서 발생하였다는 것을 가리키는 소정의 임계치보다 클 때, 상기 정밀한 추정치를 변경한다. 이후, 상기 올바른 정밀한 추정치가 상기 자동 주파수 제어를 위하여 이용된다.
본 발명의 실시예에 따르면, 최소 편이 변조(Minimum-Shift Keying (MSK)) 신호들을 복조하는 제로 중간 주파수 수신기에서의 자동 주파수 오프셋 보상을 위한 방법은, 대략적인 반송파 주파수 오프셋 추정을 수행하는 단계; 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정을 수행하는 단계; 최소 편이 변조 신호의 예상된 프리앰블이 감지되었는지의 여부를 판단하는 단계 - 상기 예상된 프리앰블이 감지되지 않았을 때에는 상기 대략적인 반송파 주파수 오프셋 추정 및 상기 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정을 계속해서 수행하고, 상기 예상된 프리앰블이 감지되었을 때에는 상기 대략적인 반송파 주파수 오프셋 추정 및 상기 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정을 중지함 - ; 상기 대략적인 반송파 주파수 오프셋 추정 및 상기 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정 사이의 절대 차이(absolute difference)를 계산하는 단계; 및 상기 절대 차이가 임계치보다 적은지의 여부를 판단하는 단계를 포함하고, 상기 절대 차이가 상기 임계치보다 적을 때에는 상기 반송파 주파수 오프셋을 보상하기 위해 상기 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정을 이용하고, 상기 절대 차이가 상기 임계치와 같거나 클 때에는 상기 절대 차이가 상기 임계치보다 적을 때까지 상기 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정에 대하여 구간당 180 도(180 degrees per period)를 더하거나 차감함으로써 상기 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정을 조절한 후에 상기 반송파 주파수 오프셋을 보상하기 위해 상기 조절된 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정을 이용하는 것을 특징으로 한다.
상기 방법의 추가 실시에에 따르면, 상기 예상된 프리앰블은 무직류(Direct Current (DC) free) 복조된 신호를 초래한다. 상기 방법의 추가 실시에에 따르면, 상기 예상된 프리앰블은 8개의 최소 편이 변조 심볼들이며, 상기 8개의 최소 편이 변조 심볼들은, 정의(positive) 위상 회전들을 갖는 4개의 로직 1들; 및 부의(negative) 위상 회전들을 갖는 4개의 로직 0들로 구성될 수 있다. 상기 방법의 추가 실시에에 따르면, 상기 최소 편이 변조 신호들은 2 메가보드 최소 편이 위상 심볼율(megabaud MSK symbol rate)로 수행된다. 상기 방법의 추가 실시에에 따르면, 상기 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정은, 하나의 프리앰블 구간 시간 지연(preamble period time lag)을 갖는 자기상관(autocorrelation)을 수행함으로써 결정된다. 상기 방법의 추가 실시에에 따르면, 상기 대략적인 반송파 주파수 오프셋 추정은, 최소 편이 변조 심볼 시간 지연을 갖는 떨어진 4개의 심볼에 대한 2개의 자기상관들을 수행한 결과의 평균을 계산함으로써 결정된다. 상기 방법의 추가 실시에에 따르면, 상기 평균에서의 신호 잡음을 제거하기 위하여 상기 평균에 대하여 저역통과 필터링(lowpass filtering)을 수행하는 단계를 더 포함한다. 상기 방법의 추가 실시에에 따르면, 상기 대략적인 반송파 주파수 오프셋 추정 및 상기 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정은, 상기 프리앰블이 감지될 때까지 자유롭게 수행된다. 상기 방법의 추가 실시에에 따르면, 상기 반송파 주파수 오프셋을 보상하는 단계는, 상기 최소 편이 변조 심볼들의 대략적인 I/Q 파형을 역으로 회전시킴으로써 수행된다.
본 발명은 이하의 첨부 도면과 관련한 상세한 설명을 참조하면 보다 상세하게 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 수신된 신호 벡터로 회전(rotation)을 도입하는 송신기와 수신기 사이의 반송파 주파수 오프셋(CFO)의 교과서적인 그래픽 표현을 도시하며;
도 2는 수신기의 디지털 부분에서의 자동 주파수 제어(AFC) 모듈의 개념적인 구조 및 그 배치를 도시하며;
도 3은 개략적인 반송파 주파수 오프셋 추정치들을 계산하기 위한 토대를 제공하는 관계들을 그래픽으로 도시하며;
도 4는 위상 계산 예의 결과에 대한 +180°에서의 겹쳐짐(wrap-over)의 영향을 도시하며;
도 5는 본 발명의 사상에 따른, 상기 반송파 주파수 오프셋에 의하여 야기되는 샘플 대 샘플 위상 편이에 대한 대략적인 추정치 및 정밀한 추정치를 산출하는 계산들의 개략적인 표현을 도시하며;
도 6은 본 발명의 특정 예에 따른, 반송파 주파수 오프셋 계산을 위하여 이용되는 샘플 별 위상 편이(sample-by-sample phase shift)를 계산하기 위한 흐름도를 도시하며; 및
도 7은 본 발명의 특정 예시적인 실시예에 따른, 상기 수신기의 디지털 부분에서의 자동 주파수 제어 모듈의 개념적인 구조 및 그 배치의 개략적인 블록도를 도시한다.
본 발명은 여러 가지 변형 및 다른 형태로 실시될 수 있지만, 특정 실시예만을 도면에 도시하고 여기에서 기술한다. 그러나 여기에서 기술한 설명은 개시한 특정 형태로 본 발명을 한정하는 것이 아니라 본 발명은 청구범위에 정의된 바와 같이 모든 변형 및 등가물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
도 1에 도시된 바와 같이, 반송파 주파수 오프셋 Δf TX-to-RX 이 I-Q 복조(In-phase/Quadrature-phase demodulation)로 회전(rotation)을 도입하는 것은 교과서적인 사실이다. (임의의 초기 위상
Figure pct00003
는 송신기로부터 수신기로의 전파 지연(propagation delay) 및 변조/복조 시의 반송파들의 임의의 초기 위상들과 같은 요인들에 따라 변한다.)
따라서, 개략적인 자동 주파수 제어 방법을 위한 명령은 다음과 같을 수 있다.
프레임의 시작에서
Figure pct00004
와
Figure pct00005
을 추정하고, 더 처리하기 전에 각각의 수신된 심볼을 누적된 위상(
Figure pct00006
) 만큼 역으로 회전시킨다. 추가적으로, 신호에 존재하는 잡음의 영향을 제거/축소하기 위하여
Figure pct00007
와
Figure pct00008
의 계산에서 충분히 긴 파형을 이용한다.
경우에 따라서, 구체적으로 본 발명에 의하여 망라되는 방법에서는,
Figure pct00009
의 결정이 필요하지 않다. 또한, "심볼 스트림을
Figure pct00010
만큼 역으로 회전시킨다"라는 용어는 상기 과정을 설명하는데 일반적으로 사용된다.
개루프 자동 주파수 제어 모듈의 개념적인 구조 및 배치가 도 2에 도시된다. 상기 계산은 관련된 신호 파형들의 샘플 버전(sampled version)을 이용하여 수행되며, 상기 보상(역 회전(back rotation))에서는 두개의 연속적인 샘플들 사이의 반송파 주파수 오프셋에 기인하는 위상 편이의 양이 이용된다.
제로 중간 주파수 최소 편이 변조(zero-IF MSK) 수신기에 적용할 수 있는 방법이 모색되고 있다. 그런 수신기는 8 최소 편이 변조 심볼 및 무직류(DC-free) 프리앰블 패턴을 필요로 한다. 이런 요건들을 충족시키는 11110000 시퀀스는 상기 프레임 프리앰블의 구간(period)으로서 선택된다.
이 패턴은, 도 3에 도시된 바와 같이, 네개의 -90°회전들이 이어지는 네개의 +90°회전들로서 I-Q 평면 내에 나타낸다. 상기 신호가 최소 편이 변조 심볼당 N개의 샘플들의 비율로 샘플링되면, 상기 연속적인 샘플들은 대응하는 최소 편이 변조 심볼이 회전하는 방향으로 90/N 도 만큼 회전한다.
도 3으로부터 명백한, 자유 실행 정밀
Figure pct00011
추정(free running fine
Figure pct00012
estimation)을 위하여 중요한 특성은, 잡음이 없고 반송파 주파수 오프셋이 없는 이상적인 경우에, 떨어진, 신호 벡터들 8*N 샘플(상기 프리앰블 구간의 길이)은 동일하다는 것이다. 상기 두개의 샘플들의 상관관계(correlation) 벡터의 위상은 0이다. 다시 말하면,
Figure pct00013
위 수학식에서, 굵은 표시(overstrike)는 복소 켤레를 나타낸다. Δω의 반송파 주파수 오프셋이 존재한다면, 상기 반송파 주파수 오프셋의 존재는, 상기 프리앰블 구간 동안
Figure pct00014
까지 누적되는, 추가적 신호
Figure pct00015
샘플 대 샘플 편이(T는 샘플링 구간이다)를 도입한다. 동시에, 상기 상관관계 벡터는 하기 수학식을 성립시킨다.
Figure pct00016
위 수학식에서,
Figure pct00017
가 ±180°의 범위에 있는 동안,
Figure pct00018
이며,
Figure pct00019
이다.
상기 상관관계가 샘플 위치에 의해 샘플 위치에 대하여 반복되고 상기 결과적인 위상 편이들이 평균화됨에 따라, 상기 입력으로부터의 잡음의 영향은 그 결과에서 줄어든다. 이와 같이 계산된 상기 샘플 대 샘플 위상 편이
Figure pct00020
를
Figure pct00021
FINE이라고 나타내자.
상기 방법의 한계는, 도 3에 도시된 바와 같이 겹쳐짐(wrap-over)이 ±180°에서의
Figure pct00022
의 계산에서 발생할 수 있다는 것이다.
그러나, 겹쳐짐이 발생하더라도, 상기 가능성이 있는(potential) 겹쳐짐 및 그 방향이 감지될 수 있다면, 상기
Figure pct00023
FINE 결과가 아직 이용될 수 있다. 겹쳐짐이 주어진 수정 허용 오차(crystal tolerance)에서 발생할 수 없을 정도로 근접한 샘플들의 상관관계로부터
Figure pct00024
추정치가 계산될 수 있다면, 이것이 달성될 수 있다. 결과치
Figure pct00025
COARSE는 덜 정확하지만,
Figure pct00026
값이 겹쳐짐의 지시자(indicator)로 사용될 수 있을 정도로 양호하다. 상기 차이가 단지 잡음과 계산 정확도에만 기인한다면, 상기 결과치
Figure pct00027
COARSE는 겹쳐짐이 발생하는 경우에서 보다 상당히 더 작을 것이다.
자유 실행 대략
Figure pct00028
추정(free running coarse
Figure pct00029
estimation)에 대한 단서(clue)는 도 3에서 발견될 수 있다. 중요한 관찰(observation)은, 4 심볼 거리 간격으로의 샘플들(즉, 4*N 샘플) 항상 반대 방향들로 회전하는 반면 반송파 주파수 오프셋에 의하여 야기되는 추가적 회전의 방향은 전체 프리앰블에 걸쳐서 동일하다는 것이다.
따라서, 위의 쌍(pair)에서의 상기 벡터들의 샘플 대 샘플 위상 편이는 각각
Figure pct00030
및
Figure pct00031
이다. 이에 따라, 상기 두 값들의 합에서, 반송파 주파수 오프셋이 없는 심볼 벡터 자체의 회전으로부터의 위상 편이들은 상쇄된다. 이것은 또한, 하나의 쌍으로부터 멀리 떨어진 다른 하나의 쌍으로 이동하는 동안 누적된 위상 편이들에 대해서도 적용된다. 다시 말하면,
Figure pct00032
상기 수학식에서, 모든 j 및 k에 대하여 j≥i 및 j+k＜i+4*N 이다. 양호한 실제적인 선택들은 j = i 및 k = N (N은 일반적으로 2의 거듭제곱이므로)이다. 상기 양호한 실제적인 선택들은, 겹쳐짐이 k 샘플들에 걸쳐서 발생할 수 없다면,
Figure pct00033
COARSE 추정치를 제공한다. 채널 잡음이 존재하는 경우, 상기 위상 추정치는 역시 잡음에 의하여 오염된다. 잡음의 영향을 줄이기 위하여, 추정치들이 매 새로운 입력 심볼에서 계산되며, 결과로 초래된 일련의
Figure pct00034
COARSE 추정치들에 필터링이 적용된다.
상기
Figure pct00035
COARSE 및
Figure pct00036
FINE 추정치들은 도 5에 도시된 바와 같이 병렬로 계산될 수 있다. 개념적으로 상기 들어오는(incoming) I-Q 심볼들은, 상기 위상 추정치들에 필요한 단계들에서 탭들과 함께(with taps) 레지스터 안으로 시프트된다. 상기 레지스터가 채워진 후, 새로운 추정치가 매 샘플 시프트에서 생성된다.
상기 자동 주파수 제어에 적용될 상기 샘플 대 샘플 위상 편이를 결정하기 위한 동작들의 흐름이 도 6에서 제시되며, 상기 수신기의 디지털 부분에서의 상기 자동 주파수 제어 모듈의 배치 뿐만 아니라 본 발명에서 제안된 상기 방법에 의거한 상기 자동 주파수 제어 모듈의 개념적인 구조가 도 7에 도시된다.
평가(Evaluation)
2 Mbaud 심볼율(symbol rate)에서, 상기 8 심볼 프리앰블은 4 μs를 소비한다. 2.4 GHz에서, 상기 표준 ±25 ppm 수정 정밀도(crystal accuracy)는, 최악의 경우, 4 μs동안 ±180°누적 위상 에러를 초래할 수 있다.
Figure pct00037
COARSE는 500 ns(1 심볼) 간격에 걸쳐서 계산되며, 따라서 원칙적으로 상기
Figure pct00038
COARSE는
Figure pct00039
FINE의 복수의 겹쳐짐들을 감지하기 위하여 이용될 수 있다. 그러나, 실제로는, 저렴한 이동 무선 모듈들에서의 상당한 가격 절감에 상당할 수 있는 ±50 ppm(각 극단에서의(at each extreme) 하나의 겹쳐짐)으로 상기 수정 허용 오차 요건(specification)을 완화하도록 상기 알고리즘이 구현된다.
본 발명의 실시예들이 본 발명의 예시적인 실시예들을 참조하여 도시되고, 설명되고, 정의되었지만, 그러한 참조들이 본 발명에 대한 한정을 의미하지 않으며, 그러한 어떤 한정도 암시되지 않을 것이다. 상기 개시된 요지는, 해당 기술에서의 당업자 및 본 발명의 이득을 갖는 자들에게 그 생각이 떠오를, 형태 및 기능에서의 상당한 변형, 개조 및 등가물들로의 대체를 수행할 수 있다. 본 발명의 상기 도시되고 설명된 실시예들은 단지 예들에 지나지 않으며, 본 발명의 완전한 범위에 해당되지 않는다.

Claims (9)

  1. 최소 편이 변조(Minimum-Shift Keying (MSK)) 신호들을 복조하는 제로 중간 주파수 수신기에서의 자동 주파수 오프셋 보상을 위한 방법에 있어서,
    대략적인 반송파 주파수 오프셋 추정을 수행하는 단계;
    정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정을 수행하는 단계;
    최소 편이 변조 신호의 예상된 프리앰블이 감지되었는지의 여부를 판단하는 단계로서,
    상기 예상된 프리앰블이 감지되지 않았을 때에는 상기 대략적인 반송파 주파수 오프셋 추정 및 상기 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정을 계속해서 수행하고,
    상기 예상된 프리앰블이 감지되었을 때에는 상기 대략적인 반송파 주파수 오프셋 추정 및 상기 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정을 중지하는 단계;
    상기 대략적인 반송파 주파수 오프셋 추정 및 상기 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정 사이의 절대 차이(absolute difference)를 계산하는 단계; 및
    상기 절대 차이가 임계치보다 적은지의 여부를 판단하는 단계를 포함하고,
    상기 절대 차이가 상기 임계치보다 적을 때에는 상기 반송파 주파수 오프셋을 보상하기 위해 상기 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정을 이용하고,
    상기 절대 차이가 상기 임계치와 같거나 클 때에는 상기 절대 차이가 상기 임계치보다 적을 때까지 상기 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정에 대하여 구간당 180도(180 degrees per period)를 더하거나 차감함으로써 상기 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정을 조절한 후에 상기 반송파 주파수 오프셋을 보상하기 위해 상기 조절된 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정을 이용하는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 오프셋 보상을 위한 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 예상된 프리앰블은 무직류(Direct Current (DC) free) 복조된 신호를 초래하는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 오프셋 보상을 위한 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 예상된 프리앰블은 8개의 최소 편이 변조 심볼들이며, 상기 8개의 최소 편이 변조 심볼들은,
    정의(positive) 위상 회전들을 갖는 4개의 로직 1들; 및
    부의(negative) 위상 회전들을 갖는 4개의 로직 0들로 구성되는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 오프셋 보상을 위한 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 최소 편이 변조 신호들은 2 메가보드 최소 편이 위상 심볼율(megabaud MSK symbol rate)로 수행되는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 오프셋 보상을 위한 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정은, 하나의 프리앰블 구간 시간 지연(preamble period time lag)을 갖는 자기상관(autocorrelation)을 수행함으로써 결정되는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 오프셋 보상을 위한 방법.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 대략적인 반송파 주파수 오프셋 추정은, 최소 편이 변조 심볼 시간 지연을 갖는 떨어진 4개의 심볼에 대한 2개의 자기상관들을 수행한 결과의 평균을 계산함으로써 결정되는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 오프셋 보상을 위한 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 평균에서의 신호 잡음을 제거하기 위하여 상기 평균에 대하여 저역통과 필터링(lowpass filtering)을 수행하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 오프셋 보상을 위한 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 대략적인 반송파 주파수 오프셋 추정 및 상기 정밀한 반송파 주파수 오프셋 추정은, 상기 프리앰블이 감지될 때까지 자유롭게 수행되는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 오프셋 보상을 위한 방법.
  9. 제 3 항에 있어서,
    상기 반송파 주파수 오프셋을 보상하는 단계는, 상기 최소 편이 변조 심볼들의 대략적인 I/Q 파형을 역으로 회전시킴으로써 수행되는 것을 특징으로 하는 자동 주파수 오프셋 보상을 위한 방법.
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