CN103314559A - 在零中频接收器中使用最小频移键控(msk)信令的自动频率偏移补偿 - Google Patents

Abstract

在一个前同步码时间周期内使用自由运行的粗略及精细载波频率偏移估计来校正以2Mbps数据速率发信号的发射器与接收器之间的载波频率偏移CFO，其中11110000样式作为前同步码周期。计算CFO的两个估计，粗略的及精细的。所述精细估计在计算上准确但可能由于计算中±180°处的潜在绕回而为不正确的。所述粗略估计不准确但在没有绕回的情况下传递近似CFO值。因此可使用所述粗略估计与所述精细估计之间的比较检测所述精细估计中的绕回，且相应地修改所述精细估计。其后将经补偿的精细CFO估计用于载波频率偏移CFO补偿。

Description

在零中频接收器中使用最小频移键控(MSK)信令的自动频率偏移补偿

相关专利申请案

本申请案主张2010年12月23日申请，约瑟夫·G·奈莫斯(József G. Németh)及皮特·Sz·克瓦克斯(Péter Sz.Kovács)的名为“在零中频接收器中使用最小频移键控(MSK)信令的自动频率控制(Automatic Frequency Control in Zero-Intermediate Frequency ReceiversUsing Minimum-Shift Keying(MSK)Signaling)”的共同拥有的第61/426,864号美国临时专利申请案的优先权，为了所有目的，所述申请案以引用的方式并入本文中。

技术领域

本发明涉及数字通信，且更明确地说，涉及在接收最小频移键控(MSK)信令的零中频接收器中的自动频率控制。

背景技术

移动无线装置中所使用的发射器及接收器(收发器)的载波频率由固定的有限准确度晶体振荡器合成。因此，在一对通信的无线装置中，在相应发射器与接收器的载波频率之间可存在差异，且所述差异(载波偏移)显现于经解调的基带信号中。尽管数字技术可通过修改接收到的信号串流来移除载波偏移(CFO)的效应，如同所述接收到的信号串流已通过恢复的发射器载波频率来解调；仍将此称作自动/自适应频率控制(AFC)。由载波偏移引起的变换为确定性的，但所述信号串流也载运噪声。为了不成为瓶颈，AFC数字技术应至少像基带处理的剩余部分一样容忍噪声。

AFC确定载波偏移(“自动跟踪(lock onto)发射器载波”)所用的时间延长了所需发射帧前同步码，因此缩短(经由无线电接通时间的增加)了电池寿命，因而提高了无线装置的操作成本。AFC可补偿的载波偏移的量确定所需振荡器晶体容差，因而影响了装置的购买成本。

对晶体准确度的要求随着增加的有效负载位速率而变得较严格。在多速率无线收发器中，晶体准确度必须满足最高位速率的要求，最高位速率可能对较低位速率下的低成本应用起相反作用。此为ieee802.15.4无线收发器的情况，所述无线收发器也具有具125k-250k-500k-1M-2M bps位速率或其子集的专属操作模式。

发明内容

因此，需要自动频率控制(AFC)，其在IEEE802.15.4兼容无线收发器中放松对于专属1及2Mbps数据速率的晶体准确度要求。

根据本发明的教示，使用由特定选择的11110000前同步码样式的重复构成的MSK调制前同步码的方法根据间隔输入信号前同步码周期长度的两个样本的相关性来计算载波频率偏移(CFO)的自由运行精细估计，对于接收到的每一新的样本重复所述计算并对结果进行滤波。所述方法与精细CFO估计的计算并行地通过对来自间隔半个前同步码周期长度的所计算的两个相关的结果求平均值来计算CFO的自由运行粗略估计，其中用于计算中的每一对样本间隔一个MSK符号长度，对于接收到的每一新的样本重复所述计算并对结果进行滤波。所述方法接着比较除了在±180°处的可能绕回(wrap over)之外为准确的精细估计与远不及准确但没有绕回的粗略估计。如果所述粗略估计与精细估计之间的差异大于预定阈值(这指示在计算精细估计中的确发生了绕回)，则所述方法修改精细估计。其后，将所述正确精细估计用于AFC。

根据一实施例，一种用于在解调最小频移键控(MSK)信号的零中频接收器中的自动频率偏移补偿的方法可包含以下步骤：运行粗略载波频率偏移估计；运行精细载波频率偏移估计；确定是否已检测到MSK信号的预期前同步码，其中如果尚未检测到所述预期前同步码，则继续运行所述粗略及所述精细载波频率偏移估计，及如果已检测到所述预期前同步码，则停止运行所述粗略及所述精细载波频率偏移估计；计算所述粗略与所述精细载波频率偏移估计之间的绝对值差异，确定所述绝对值差异是否小于阈值，其中如果所述绝对值差异小于所述阈值，则使用所述精细载波频率偏移估计来补偿所述载波频率偏移，及如果所述绝对值差异等于或大于所述阈值，则通过每周期加上或减去180度来调整所述精细载波频率偏移估计，直到所述绝对值差异小于所述阈值为止，且其后使用经调整的精细载波频率偏移估计来补偿载波频率偏移。

根据所述方法的另一实施例，所述预期前同步码产生无直流(DC)解调信号。根据所述方法的另一实施例，所述预期前同步码为八个MSK符号，可包含：具有正相位旋转的四个逻辑一；及具有负相位旋转的四个逻辑零。根据所述方法的另一实施例，所述MSK信号以二兆波特MSK符号速率运行。根据所述方法的另一实施例，通过运行具有一个前同步码周期时滞的自相关来确定精细载波频率偏移估计。根据所述方法的另一实施例，通过对运行具有MSK符号时滞的间隔四个符号的两个自相关的结果求平均值来确定粗略载波频率偏移估计。根据所述方法的另一实施例，对所述平均值进行低通滤波以移除其中的信号噪声。根据所述方法的另一实施例，所述粗略及所述精细载波频率偏移估计在自由运行，直到检测到所述前同步码为止。根据所述方法的另一实施例，所述补偿所述载波频率偏移的步骤通过反旋MSK符号的粗略I/Q波形来进行。

附图说明

通过参照配合附图进行的以下描述，可以获得对本发明的更完整的理解，其中：

图1说明发射器与接收器之间的引入旋转到接收到的信号向量中的载波频率偏移(CFO)的典型图形表示；

图2说明自动频率控制(AFC)模块的概念结构及其在接收器的数字部分中的放置；

图3用图形说明提供计算粗略载波频率偏移估计的基础的关系；

图4说明针对相位计算实例的结果在+180°绕回的效应；

图5说明根据本发明的教示的产生载波频率偏移所引起的样本间相移的粗略及精细估计的计算的示意表示；

图6说明根据本发明的特定实例的用于计算用于载波频率偏移补偿的逐样本相移的流程图；及

图7说明根据本发明的特定实例实施例的AFC模块的概念结构及其在接收器的数字部分中的放置的示意框图。

虽然本发明允许具有各种修改及替代形式，但已在图式中展示本发明的特定实例实施例且在本文中详细描述。然而，应理解，特定实例实施例的本文描述并不希望将本发明限于本文所揭示的特定形式，而相反，本发明将涵盖如由随附权利要求书所界定的所有修改及等效物。

具体实施方式

如图1所示，载波偏移Δf_TX-to-RX将旋转引入到I-Q解调中为典型事实。(随机初始相位取决于例如以下的因素：从发射器到接收器的传播延迟以及载波在调制/解调期间的随机初始相位)。

因此，AFC方法概括的说明可为如下：

在帧开头估计

及

及在进一步处理之前“使每一接收到的符号向后旋转”所积累相位

另外，在及的计算中使用足够长的波形，以便消除/减少存在于信号中的噪声的效应。

在一些情况下，尤其在本发明所涵盖的方法中，不需要确定

又，术语“使符号串流向后旋转

”一般用以描述所述过程。

图2展示开放环路AFC模块的概念结构及放置。计算通过所涉及信号波形的经取样版本进行；在补偿(“向后旋转”)中，使用归因于两个连续样本之间的CFO的相移的量。

我们正在寻求一种可适用于零IF MSK接收器中的方法。此接收器要求最小8MSK符号、无DC前同步码样式。选择满足这些要求的11110000序列作为帧前同步码的周期。

如图3所说明，此样式在I-Q平面中显现为四个+90°旋转接着四个-90°旋转。如果信号以每MSK符号N个样本的速率取样，则连续样本在对应MSK符号旋转的方向上旋转90/N度。

从图3显而易见的对于自由运行精细

估计重要的特性在于：在理想、无噪声及无CFO情况下，信号向量8*N样本(前同步码周期的长度)间隔相同。因此，两个样本的相关向量的相位为0。也就是说

$\mathrm{\Φ}(S_i*{\stackrel{\‾}{S}}_{i+8*N})=0$

其中加粗表示复共轭。如果Δω的CFO存在，则其引入额外带正负号

样本间频移(T为取样周期)，其在前同步码周期内积累到

同时，上述相关向量得出

而

在±180°范围内，

且

由于逐样本位置地重复所述相关且所得相移经平均，所以来自输入的噪声效应在结果中减少了。让我们用

来表示因此计算出的样本间相移

如图3上所说明，所述方法的限制在于：在于±180°计算

时可能发生绕回。

然而，即使发生绕回，如果可检测到潜在绕回及其方向，则

结果仍可使用。如果我们可根据样本的相关性计算出

估计，则可实现此结果，所述样本足够接近以致于在给定的晶体容差下不能发生绕回。结果

将较不准确但足够好，使得可将值

用作绕回的指示符。如果差异仅归因于噪声与计算准确度，则所述差异将显著小于绕回已发生的情况下的差异。

可在图3上找到再次自由运行粗略

估计的提示。重要的观测是处于4符号(4*N样本)距离处的样本总是在相反方向上旋转；而CFO所引起的额外旋转的方向在整个前同步码上相同。

因此，上述对中的向量的样本间相移分别为

度及

度。因此，在两值的总和中，来自无CFO符号向量自身的旋转的相移被抵销。这在从一对进一步移动到另一对时对于所积累相移也是适用的。也就是说

对于所有j、k：j≥i且j+k＜i+4*N。良好的实用选择为j＝i且k＝N(因为N通常为2的幂)。如果没有绕回可在k个样本上发生，则此为我们提供

估计。在存在信道噪声的情况下，相位估计也被噪声污染。为了减少噪声的效应，在每个新的输入符号处计算估计，且将滤波应用于所得的

估计序列。

如图5所展示，可并行地计算

估计及

估计。概念上，将传入的I-Q符号移位到寄存器中，所述寄存器在相位估计所需的级处具有分接头。在填充寄存器之后，在每个样本频移处产生新的估计。

图6中呈现用于确定将在AFC中应用的样本间相移的动作流程，且图7描绘基于本发明中所呈现的方法的AFC模块的概念结构以及其在接收器的数字部分中的放置。

评估

在2兆波特符号速率下，8符号前同步码消耗4μs。在2.4GHz下，标准±25ppm晶体准确度可在最坏情况下在4μs内产生±180°积累的相位误差。在500ns(1符号)间隔内计算Δω_COARSE，因此原则上可将其用以检测Δω_FINE的多个绕回。然而，实际上，算法经实施以将晶体容差规格放松到±50ppm(在每一极限值处一个绕回)，此可在便宜的移动无线模块中达到显著的成本节省。

虽然已描绘、描述且通过参考本发明的实例实施例来界定本发明的实施例，但此类参考并不暗示对本发明的限制，且将不会推断出此限制。所揭示的主题能够在形式及功能上具有相当大的修改、更改及等效物，如所属领域的受益于本发明的技术人员所将理解。本发明的所描绘及描述的实施例仅为实例，且并非本发明的范围的详尽表示。

Claims (9)

1.一种用于在解调最小频移键控MSK信号的零中频接收器中的自动频率偏移补偿的方法，其包含以下步骤：

运行粗略载波频率偏移估计；

运行精细载波频率偏移估计；

确定是否已检测到MSK信号的预期前同步码，其中

如果尚未检测到所述预期前同步码，则继续运行所述粗略载波频率偏移估计及所述精细载波频率偏移估计，及

如果已检测到所述预期前同步码，则停止运行所述粗略载波频率偏移估计及所述精细载波频率偏移估计；

计算所述粗略载波频率偏移估计与所述精细载波频率偏移估计之间的绝对值差异；

确定所述绝对值差异是否小于阈值，其中

如果所述绝对值差异小于所述阈值，则使用所述精细载波频率偏移估计来补偿载波频率偏移，及

如果所述绝对值差异等于或大于所述阈值，则通过每周期加上或减去180度来调整所述精细载波频率偏移估计，直到所述绝对值差异小于所述阈值为止，且其后使用所述经调整的精细载波频率偏移估计来补偿所述载波频率偏移。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述预期前同步码产生无直流DC解调信号。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述预期前同步码为八个MSK符号，包含：

具有正相位旋转的四个逻辑一；及

具有负相位旋转的四个逻辑零。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述MSK信号以二兆波特MSK符号速率运行。

5.根据权利要求1所述的方法，其中通过运行具有一个前同步码周期时滞的自相关来确定所述精细载波频率偏移估计。

6.根据权利要求3所述的方法，其中通过对运行具有MSK符号时滞的间隔四个符号的两个自相关的结果求平均值来确定所述粗略载波频率偏移估计。

7.根据权利要求6所述的方法，其进一步包含对所述平均值进行低通滤波以移除其中的信号噪声的步骤。

8.根据权利要求1所述的方法，其中所述粗略载波频率偏移估计及所述精细载波频率偏移估计在自由运行直到检测到所述前同步码为止。

9.根据权利要求3所述的方法，其中所述补偿所述载波频率偏移的步骤是通过反旋所述MSK符号的粗略I/Q波形来进行。

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