CN116346209A - 一种mpsk卫星通信系统载波同步方法 - Google Patents

一种mpsk卫星通信系统载波同步方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种MPSK卫星通信系统载波同步方法，该方法包括如下步骤：获取两段MPSK数字基带信号，对每一段MPSK数字基带信号分别做M次方运算，得到两段无符号调制数字信号，M为MPSK数字基带信号的相位数；计算两段无符号调制数字信号的无模糊相位估计值，分别记为第一无模糊相位估计值ψ1和第二无模糊相位估计值ψ2；根据第一无模糊相位估计值ψ1和第二无模糊相位估计值ψ2与MPSK数字基带信号载波频偏、载波相位的关系，建立二元一次方程组，解算二元一次方程组得到MPSK数字基带信号的载波频偏精估计值
Figure DDA0004157192320000011
和载波相位精估计值
Figure DDA0004157192320000012

Description

一种MPSK卫星通信系统载波同步方法
技术领域
本发明属于卫星通信技术领域，具体涉及一种MPSK卫星通信系统载波同步方法，特别是应用于多普勒或干扰等引起的大频偏信道下的高精度频偏校正及相位补偿方法。
背景技术
MPSK调制信号可以有效地利用有限的频带资源，在卫星无线通信中得到广泛应用。在低地球轨道卫星通信系统中或接收机载体高速运动条件下，由于多普勒效应的影响，接收到的信号存在较大的多普勒频偏，甚至达到符号速率的十几倍。由于多普勒频移和收发双方振荡器不稳定等因素的影响，使得接收机接收信号的载波与本地载波存在较大动态范围的频偏，而载波恢复是通信信号接收的一项关键技术，其恢复效果将直接影响接收机信号接收的性能。载波恢复的首要问题是载波频率估计，若载波频率估计不准确，就会产生频率漂移，影响信号恢复效果。在载波频偏的影响被消除后，接下来进行载波相位估计。载波相位估计的目的就是对残留频偏估计误差以及相偏进行纠正，保证系统以较低的误码率恢复出原始信号。
目前，根据是否使用辅助序列可以将载波频偏估计算法分为数据辅助类和非数据辅助类两大类。数据辅助类方法主要是基于一种前导序码或者训练序列来帮助进行频偏估计。该方法性能较好，但是由于在数据辅助估计算法中训练序列占用了一定的资源，从而导致系统的传输效率降低。非数据辅助类方法是利用信道传输信号本身比如循环前缀等来进行盲估计，或者也可以进行简单的直接判决法。后者是利用解调后传输符号的速率来检测相位或者载波的频偏误差，以此进行对系统同步的估计。
非数据辅助频偏估计方法又可以分为两类：基于时域的估计方法和基于频域的估计方法。基于时域估计方法的频偏估计器硬件消耗相对较小，它有几种不同的实现结构，可以归结为两种形式：基于相邻接收信号差分和基于自相关函数的方法。主要有延时共轭相乘算法、Fitz算法等。这些算法均能在一定的信噪比下接近克拉美罗界，缺点是难以同时兼顾频偏估计精度和频偏的估计范围。基于频域估计方法则以寻找周期图的最大值为基础，主要有基于FFT的频偏估计算法、基于CZT的频偏估计算法等。以上这几类方法的频偏估计精度和频偏估计范围不高。此外，这几类方法均忽略了对载波相位估计处理，无法做到载波频偏和载波相位联合估计处理。
发明内容
本发明解决的技术问题是：克服现有技术的不足，本发明提出一种MPSK卫星通信系统载波同步方法，用于实现高动态环境下卫星通信的高精度载波同步。
本发明解决技术的方案是：一种MPSK卫星通信系统载波同步方法，该方法包括如下步骤：
获取两段MPSK数字基带信号，对每一段MPSK数字基带信号分别做M次方运算，得到两段无符号调制数字信号，M为MPSK数字基带信号的调制阶数；
计算两段无符号调制数字信号的无模糊相位估计值，分别记为第一无模糊相位估计值ψ1和第二无模糊相位估计值ψ2；
根据第一无模糊相位估计值ψ1和第二无模糊相位估计值ψ2与MPSK数字基带信号载波频偏、载波相位的关系，建立二元一次方程组，解算二元一次方程组得到MPSK数字基带信号的载波频偏精估计值
Figure BDA0004157192300000021
和载波相位精估计值/>
Figure BDA0004157192300000022
优选地，所述二元一次方程组为:
Figure BDA0004157192300000023
其中，N1为第一段MPSK数字基带信号的采样点数，N2为第二段MPSK数字基带信号的采样点数，N1≠N2；T为采样周期。
优选地，无符号调制数字信号的无模糊相位估计值通过如下步骤计算得到：
对无符号调制数字信号进行快速傅里叶变换，得到无符号调制数字信号频谱；
取无符号调制数字信号频谱中最大值所对应的载波频率，作为无符号调制数字信号的载波频偏粗估计值；
对无符号调制数字信号的载波频偏的粗估计值进行累积，得到无符号调制数字信号的载波相位粗估计值；
对无符号调制数字信号频谱中最大值所对应的相位进行补偿，得到无符号调制数字信号的模糊相位值；
根据无符号调制数字信号的载波频偏粗估计值、模糊相位值和载波相位粗估计值，进行解相位模糊处理，获得无符号调制数字信号的无模糊相位估计值。
优选地，无符号调制数字信号的载波频偏粗估计值
Figure BDA0004157192300000036
为：
Figure BDA0004157192300000031
其中，n0为频谱中最大值所对应的索引值，NFFT为FFT处理点数。
优选地，无符号调制数字信号的模糊相位值的补偿值
Figure BDA0004157192300000032
为：
Figure BDA0004157192300000033
其中，N为MPSK数字基带信号的采样点数。
优选地，无符号调制数字信号的模糊相位值ψ为：
ψ＝πM(N-1)ΔfT+Mθ
其中，θ为MPSK数字基带信号的载波相位。
优选地，所述无模糊相位估计值的具体计算步骤如下：
根据载波频偏估计值和载波相位粗估计值，计算出无模糊相位参考值ψ'；
根据模糊相位值
Figure BDA0004157192300000034
和无模糊相位参考值ψ'，计算相位模糊数kam；
根据相位模糊数kam和模糊相位值
Figure BDA0004157192300000035
值，计算解模糊后的无模糊相位值。
优选地，所述无模糊相位参考值ψ'的计算公式如下：
Figure BDA0004157192300000041
。
优选地，所述相位模糊数kam的计算公式如下：
Figure BDA0004157192300000042
其中，[]表示向近取整运算。
优选地，所述解模糊后的无模糊相位值ψ”的计算公式如下：
Figure BDA0004157192300000043
本发明与现有技术相比的有益效果是：
(1)、本发明通过综合分析频谱峰值点的幅度信息和相位信息获取载波频偏的粗估计值，再利用该载波频偏粗估计值获得载波相位的粗估计值。
(2)、本发明提出了基于频谱峰值点的载波频偏值辅助解相位模糊的方法，可准确求解模糊数，并获得无模糊的峰值点相位信息。
(3)、本发明可同时获得载波频偏和相位的高精度估计值，且易于实现。
(4)、本发明可实现高动态环境下卫星通信的高精度载波同步。
附图说明
图1为本发明实施例所提方法处理流程图；
图2为本发明实施例解相位模糊方法处理流程图。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明作进一步阐述。
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述。
本发明提供了一种MPSK卫星通信系统载波同步方法，该方法包括如下步骤：
获取两段MPSK数字基带信号，对每一段MPSK数字基带信号分别做M次方运算，得到两段无符号调制数字信号，M为MPSK数字基带信号的调制阶数；
计算两段无符号调制数字信号的无模糊相位估计值，分别记为第一无模糊相位估计值ψ1和第二无模糊相位估计值ψ2；
根据第一无模糊相位估计值ψ1和第二无模糊相位估计值ψ2与MPSK数字基带信号载波频偏、载波相位的关系，建立二元一次方程组，解算二元一次方程组得到MPSK数字基带信号的载波频偏精估计值
Figure BDA0004157192300000051
和载波相位精估计值/>
Figure BDA0004157192300000052
所述二元一次方程组为:
Figure BDA0004157192300000053
其中，N1为第一段MPSK数字基带信号的采样点数，N2为第二段MPSK数字基带信号的采样点数，N1≠N2；T为采样周期。
无符号调制数字信号的无模糊相位估计值通过如下步骤计算得到：
对无符号调制数字信号进行快速傅里叶变换，得到无符号调制数字信号频谱；
取无符号调制数字信号频谱中最大值所对应的载波频率，作为无符号调制数字信号的载波频偏粗估计值；
对无符号调制数字信号的载波频偏的粗估计值进行累积，得到无符号调制数字信号的载波相位粗估计值；
对无符号调制数字信号频谱中最大值所对应的相位进行补偿，得到无符号调制数字信号的模糊相位值；
根据无符号调制数字信号的载波频偏粗估计值、模糊相位值和载波相位粗估计值，进行解相位模糊处理，获得无符号调制数字信号的无模糊相位估计值。实施例：
本发明实施例提供一种MPSK卫星通信系统载波同步方法。结合图1，本发明所提方法的具体包括如下步骤：
S1、获取第一段MPSK数字基带信号；
不考虑符号同步误差，MPSK数字基带信号模型可以表示为：
x(k)＝akexp(j2πΔfkT+jθ) (1)
其中，ak为调制相位，其取值范围为：
Figure BDA0004157192300000061
M为调制阶数；Δf为待估计的载波频偏，θ为载波相位，T为符号周期，k＝0,1,,N-1，N为信号长度；
需要说明的是，本发明所提方法适用于采用相位调制类型的通信系统，其具体特征为可通过对接收信号作M次方使得调制相位恒定为1，进而消除该项的影响。此处统一采用MPSK调制模型描述不同调制阶数的接收信号。具体地，当M＝2时，ak＝{1,-1}，为BPSK信号；当M＝4时，
Figure BDA0004157192300000062
为QPSK信号。
S2、对MPSK数字基带信号做M次方运算，得到无符号调制数字信号；
例如，对BPSK信号(M＝2)做平方运算，对QPSK信号(M＝4)做4次方运算。其M次方运算后的结果可以表示为：
y(k)＝xM(k)＝exp(j2πMΔfkT+jMθ) (2)
S3、对无符号调制数字信号进行快速傅里叶变换(FFT)，得到无符号调制数字信号的频谱；
对步骤S2中的结果进行FFT处理，其结果可以表示为(n＝0,1,,NFFT-1，NFFT为FFT处理点数，NFFT大于等于N，通常情况下，NFFT取2的整数次幂：
Figure BDA0004157192300000063
S4、根据无符号调制数字信号的频谱中最大值所对应的载波频率，计算无符号调制数字信号的载波频偏粗估计值；
本步骤对FFT处理结果的频谱取最大值，并记其索引值为n0。根据该索引值可得到载波频偏的粗估计值，其可以表示为：
Figure BDA0004157192300000071
S5、对无符号调制数字信号的频谱中最大值所对应的相位进行补偿，得到无符号调制数字信号的模糊相位值；
频谱最大值处的相位提取值为：
Figure BDA0004157192300000072
其中，angle{·}表示取相位运算。
提取的相位值中的第二项为已知量，与待估计参数没有关系，因此可对其补偿，补偿的相位项可以表示为：
Figure BDA0004157192300000073
补偿后的提取相位可以表示为：
ψ＝πM(N-1)ΔfT+Mθ (7)
S6、根据无符号调制数字信号的载波频偏的粗估计值，计算得到无符号调制数字信号的载波相位粗估计值；
在接收信号中由于载波频偏所引起的相位变化可以表示为：
Figure BDA0004157192300000074
提取接收信号中的相位值，再结合载波频偏所引起的相位变化，可以获得载波相位的粗估计值。实际中为提高估计精度可对N个数据点的估计值取均值。因此，载波相位的粗估计值可以表示为：
Figure BDA0004157192300000075
其中angle{·}表示取相位运算。
S7、根据无符号调制数字信号的无符号调制数字信号的载波频偏粗估计值、模糊相位值和载波相位粗估计值，进行解相位模糊处理，获得无符号调制数字信号的无模糊相位估计值；
具体地，结合图2，解相位模糊处理的实施步骤如下：
步骤S7.1、根据载波频偏估计值和载波相位粗估计值，计算出无模糊相位参考值ψ'；
无模糊相位参考值ψ'可通过下式获得：
Figure BDA0004157192300000081
步骤S7.2、根据模糊相位值
Figure BDA0004157192300000082
和无模糊相位参考值ψ'，计算相位模糊数kam；
需要说明的是，由于电磁波传播的周期性，提取到的相位为模糊相位，在[0,2π]之间，需要对其进行解模糊处理得到无模糊的相位值。假设提取到的模糊相位值记为
Figure BDA0004157192300000083
相位模糊数kam可按下式求得：
Figure BDA0004157192300000084
其中[·]表示取整运算。
步骤(7.3)：根据相位模糊数kam和模糊相位值
Figure BDA0004157192300000085
值，计算解模糊后的无模糊相位值：
Figure BDA0004157192300000086
S8、获取第二段MPSK数字基带信号，重复步骤S2～步骤S7；
S9、将两段MPSK数字基带信号处理得到的第一无模糊相位估计值ψ1和第二无模糊相位估计值ψ2代入无模糊相位与载波频偏、载波相位的关系式中，建立二元一次方程组，解算二元一次方程组，得到MPSK数字基带信号的载波频偏精估计值
Figure BDA0004157192300000087
和载波相位精估计值/>
Figure BDA0004157192300000088
实际中，可采用两帧的接收数据，或者将一帧数据分成两段，从而得到第一段MPSK数字基带信号和第二段MPSK数字基带信号。假设两段接收数据的长度分别为N1和N2(注意N1≠N2)，对这两段数据分别采用上述的处理方法，获得无模糊的相位值，将其记为ψ1和ψ2，则ψ1和ψ2满足以下方程：
Figure BDA0004157192300000091
其中，
Figure BDA0004157192300000092
和/>
Figure BDA0004157192300000093
为待求解的MPSK数字基带信号载波频偏和载波相位，求解该方程，即可获得高精度的载波频偏和载波相位估计值。
本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (10)

1.一种MPSK卫星通信系统载波同步方法，其特征在于包括如下步骤：
获取两段MPSK数字基带信号，对每一段MPSK数字基带信号分别做M次方运算，得到两段无符号调制数字信号，M为MPSK数字基带信号的调制阶数；
计算两段无符号调制数字信号的无模糊相位估计值，分别记为第一无模糊相位估计值ψ1和第二无模糊相位估计值ψ2；
根据第一无模糊相位估计值ψ1和第二无模糊相位估计值ψ2与MPSK数字基带信号载波频偏、载波相位的关系，建立二元一次方程组，解算二元一次方程组得到MPSK数字基带信号的载波频偏精估计值
Figure FDA0004157192290000011
和载波相位精估计值/>
Figure FDA0004157192290000012
2.根据权利要求1所述的一种MPSK卫星通信系统载波同步方法，其特征在于所述二元一次方程组为:
Figure FDA0004157192290000013
其中，N1为第一段MPSK数字基带信号的采样点数，N2为第二段MPSK数字基带信号的采样点数，N1≠N2；T为采样周期。
3.根据权利要求1所述的一种MPSK卫星通信系统载波同步方法，其特征在于无符号调制数字信号的无模糊相位估计值通过如下步骤计算得到：
对无符号调制数字信号进行快速傅里叶变换，得到无符号调制数字信号频谱；
取无符号调制数字信号频谱中最大值所对应的载波频率，作为无符号调制数字信号的载波频偏粗估计值；
对无符号调制数字信号的载波频偏的粗估计值进行累积，得到无符号调制数字信号的载波相位粗估计值；
对无符号调制数字信号频谱中最大值所对应的相位进行补偿，得到无符号调制数字信号的模糊相位值；
根据无符号调制数字信号的载波频偏粗估计值、模糊相位值和载波相位粗估计值，进行解相位模糊处理，获得无符号调制数字信号的无模糊相位估计值。
4.根据权利要求3所述的一种MPSK卫星通信系统载波同步方法，其特征在于无符号调制数字信号的载波频偏粗估计值
Figure FDA0004157192290000021
为：
Figure FDA0004157192290000022
其中，n0为频谱中最大值所对应的索引值，NFFT为FFT处理点数。
5.根据权利要求3所述的一种MPSK卫星通信系统载波同步方法，其特征在于无符号调制数字信号的模糊相位值的补偿值
Figure FDA0004157192290000023
为：
Figure FDA0004157192290000024
其中，N为MPSK数字基带信号的采样点数。
6.根据权利要求3所述的一种MPSK卫星通信系统载波同步方法，其特征在于无符号调制数字信号的模糊相位值ψ为：
ψ＝πM(N-1)ΔfT+Mθ
其中，θ为MPSK数字基带信号的载波相位。
7.根据权利要求3所述的一种MPSK卫星通信系统载波同步方法，其特征在于所述无模糊相位估计值的具体计算步骤如下：
根据载波频偏估计值和载波相位粗估计值，计算出无模糊相位参考值ψ'；
根据模糊相位值
Figure FDA0004157192290000025
和无模糊相位参考值ψ'，计算相位模糊数kam；
根据相位模糊数kam和模糊相位值
Figure FDA0004157192290000026
值，计算解模糊后的无模糊相位值。
8.根据权利要求7所述的一种MPSK卫星通信系统载波同步方法，其特征在于所述无模糊相位参考值ψ'的计算公式如下：
Figure FDA0004157192290000027
。
9.根据权利要求7所述的一种MPSK卫星通信系统载波同步方法，其特征在于所述相位模糊数kam的计算公式如下：
Figure FDA0004157192290000031
其中，[]表示向近取整运算。
10.根据权利要求7所述的一种MPSK卫星通信系统载波同步方法，其特征在于所述解模糊后的无模糊相位值ψ”的计算公式如下：
Figure FDA0004157192290000032
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