KR20140007261A - 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식 - Google Patents

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사토키 타키자와
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후지 덴키 가부시키가이샤
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Abstract

본 발명의 플라잉 캐패시터(컨덴서)를 이용한 멀티레벨 전력 변환 회로에서는, 컨덴서의 부유 용량은, 컨덴서의 허용 전압 변동폭, 컨덴서에 흐르는 전류의 적분값, 및 캐리어 주기의 3개의 파라미터에 기초하여 설계할 필요가 있다. 특히 컨덴서의 허용 전압 변동폭을 작게 억제하면 컨덴서가 대형으로, 고가격이 되는 문제가 있다.
교류 전압을 0으로부터 ＋Ed(음으로부터 양), 또는 0으로부터 -Ed(양으로부터 음)로 변화시킬 때에 있어서, 컨덴서의 전압을 검출하고, 전압값이 소정치보다 낮을 때에는 충전이 가능한 스위칭 동작 패턴을, 전압값이 소정치보다 높을 때에는 방전이 가능한 스위칭 동작 패턴을, 단시간 각각의 스위칭 소자에게 부여하여, 컨덴서의 전압 변동치를 소정의 변동 범위 내로 억제한다.

Description

멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식{CONTROL METHOD FOR MULTILEVEL POWER CONVERSION CIRCUIT}
본 발명은, 교류 전동기 구동 등을 목적으로 한 플라잉 캐패시터(flying capacitors)를 이용한 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식에 관한 것으로, 특히 교류 전압이 양(正)으로부터 음(負), 또는 음으로부터 양으로 천이할 때의 제어 방식에 관한 것이다.
도 14에 직류로부터 교류로 변환하는 멀티레벨 전력 변환 회로인, 7 레벨 인버터(seven-level inverter)의 회로예를 나타낸다. DP1, DP2가 직렬로 접속된 직류 전원(전압：3Ed×2)이며, 양측 전위(positive potential terminal)를 P, 음측 전위(negative potential terminal)를 N, 중점 전위(middle potential terminal)를 M으로 하고 있다. 일반적으로 본 직류 전원을 교류 전원 시스템으로 구성하는 경우에는, 도시하지 않은 정류기와 대용량의 컨덴서를 2 직렬 접속 등에 의해 구성하는 것이 가능하다. S1~S6는 직류 전원의 P측 전위와 N측 전위와의 사이에 6개 직렬 접속되어 있는 다이오드를 역(逆)병렬 접속한 IGBT(반도체 스위치)이다. S7~S10은, IGBT(S1와 S2)의 접속점과 IGBT(S5와 S6)의 접속점과의 사이에 4개 직렬 접속된 다이오드를 역병렬 접속한 IGBT(반도체 스위치)이다.
IGBT(S11와 S12)의 역병렬 접속 회로는 직류 전원의 M전위와 IGBT(S8와 S9)와의 접속점과의 사이에 접속된 쌍방향성의 반도체 스위치이다.
쌍방향성의 반도체 스위치는 도 14에 나타내는 바와 같이 역내압(reverse-blocking)을 가지는 IGBT를 역병렬 접속하거나, 혹은 도 15(a)~(c)에 나타내는 바와 같이 역내압을 가지지 않는 IGBT와 다이오드의 조합으로 구성할 수 있다. 또 C1a, C1b, C2가 플라잉 캐패시터라고 불리는 컨덴서이며, 직류 전원 전압을 3Ed×2로 했을 때, 각 컨덴서 양단의 평균적인 전압은, 컨덴서(C1a)가 Ed로, 컨덴서(C2)가 2Ed로, 컨덴서(C1b)가 Ed로, 각각 제어되며, 직류 전원(DP1, DP2)의 전압과 각 컨덴서의 충방전 현상을 이용하여, Ed 간격으로 ＋3Ed~－3Ed의 사이의 중간 전위를 교류 단자(ACT)에 출력한다. 즉 본 회로 구성으로 함으로써, 변환기의 교류 단자(ACT)에, 반도체 스위치(IGBT)의 온 오프 동작과 3개의 컨덴서(C1a, C1b, C2) 전압을 이용하여, P, P－Ed, P－2Ed, 0, N＋2Ed, N＋Ed, N의 전위를 출력하는 것이 가능한 7 레벨 출력의 인버터가 된다. 이들 회로군(AU)이 1상(相)분으로 되어, 3대(AU, AV, AW) 접속함으로써 도 16에 나타내는 것과 같은 3상의 인버터를 구성한다. 여기서 ACM은 본 시스템의 부하예인 교류 전동기이다. 또 도 21에는 내압이 동일한 반도체 스위치를 적용한 경우의 회로예를 나타낸다. 이 회로 구성의 경우, 도 14에 있어서의 IGBT(S1)가 S1a~S1d로, S6가 S6a~S6d로, 각각 4개 직렬 접속된 구성으로 된다.
도 18에 본 7 레벨 인버터를 PWM 제어했을 때의 출력선 간 전압(Vout) 파형예를 나타낸다. 본 방식은 2 레벨 타입의 인버터에 대해서, 1 스텝의 전압 변화폭이 Ed이며 정현파 파형에 가깝게 되기 때문에 낮은 차원(low order)의 고조파 성분이 적어지며, 또한 반도체 스위치의 스위칭 손실을 저감할 수 있기 때문에, 고효율 전력 변환 시스템의 구축이 가능하게 된다.
또한, 도 17에는 멀티레벨 변환 회로의 기본형이 되는 회로를 나타낸다. 이 회로는 특허 문헌 1에 기재된 회로로, Q1~Q6는 IGBT, Cf가 컨덴서이며, 도면 중의 단자(TA와 TB)에 변환 회로를 추가함으로써 멀티레벨화가 가능하게 된다.
일본 특허공표 2009－525717호 공보
상술한 바와 같이, 도 14에 나타내는 7 레벨 인버터 회로에 있어서, 교류 단자(ACT)에 출력 가능한 전위는, 3Ed, 2Ed, Ed, 0,－Ed,－2Ed,－3Ed의 7 종류가 된다. 즉 제어로서는, PWM 제어를 실시하면서 이들 전위를 전환하여 정현파 형상의 전압을 출력하는 방식으로 된다. 단, 스위칭 패턴의 전환에 의해 발생하는 전압의 변화폭은, 모터측의 절연 파괴의 관점으로부터 Ed인 것이 바람직하다(전환 패턴에 따라서는 2Ed나 3Ed의 변화폭으로 하는 것도 가능하지만, 상술한 이유에 의해 통상 실시하지 않는다). 즉 PWM 제어 실시 중의 교류 단자(ACT)의 전위는,
3Ed － 2Ed － Ed － 0 － (－Ed) － (－2Ed) － (－3Ed)
로, 서로 이웃하는 전위 사이를 변화하면서 추이(推移)해 간다.
그런데 제어 상의 번잡함을 피하기 위해서 일반적으로, 교류 단자(ACT)의 전위가 Ed -> 0 -> －Ed로 변화하는 경우에 있어서, Ed로부터 영 전위(zero potential, 0)로 천이할 때의 영 전압(zero voltage) 출력 패턴을 도 19에 나타내는 것과 같은 패턴(S12, S11, S9, S10, S5, S4가 온 상태)으로 한정(전류의 방향은 부하 역률(power factor)에 따라서 반대가 되는 경우도 있다)하고, 또한 마찬가지로 교류 단자(ACT)의 전위가 －Ed -> 0 -> Ed로 변화하는 경우에 있어서는, －Ed로부터 영 전위(0)로 천이할 때의 영 전압 출력 패턴을 도 20과 같은 패턴(S3, S2, S7, S8, S11, S12가 온 상태)으로 한정하는(전류의 방향은 부하 역률에 따라 반대가 되는 경우도 있다) 것이 행해진다.
또한 도 14에 나타내는 7 레벨 인버터 회로에 있어서, 교류 단자(ACT)에 -Ed를 출력하는 스위칭 패턴은, 하기의 (1)~(5)의 5가지가 존재한다(마찬가지로 Ed를 출력하는 패턴도 5가지가 있다).
(1) S2, S3, S6, S7, S8, S11 온
(2) S4, S5, S8, S10, S11, S12 온
(3) S2, S4, S7, S8, S11, S12 온
(4) S4, S5, S7, S9, S11, S12 온
(5) S3, S5, S7, S8, S11, S12 온
아울러 -2Ed를 출력하는 스위칭 패턴은 하기의 3 가지가 존재한다(마찬가지로 2Ed를 출력하는 패턴도 3가지가 있다).
(1) S3, S5, S6, S7, S8, S11 온
(2) S2, S4, S6, S7, S8, S11 온
(3) S4, S5, S7, S8, S11, S12 온
또한 -3Ed를 출력하는 스위칭 패턴은 하기의 1가지가 된다(마찬가지로 3Ed를 출력하는 패턴도 1가지).
(1) S4, S5, S6, S7, S8, S11 온
즉 이들 스위칭 패턴 중에서, 컨덴서(C1a)를 이용하고 있는 것은 -Ed를 출력하는 5가지의 방법의 패턴 중의 (2)와 (4)의 2가지의 패턴으로 된다(실제로는 Ed를 출력하는 패턴에도 2가지가 있기 때문에, 합계 4가지로 된다).
한편 PWM 제어에 있어서, 최저한 1 캐리어 주기분은 동일한 스위칭 패턴이 출력되는 경우가 있을 수 있으므로, 플라잉 캐패시터의 용량은, 컨덴서의 허용 전압 변동폭, 컨덴서에 흐르는 전류의 적분값, 및 캐리어 주기의 3개의 파라미터에 기초하여 설계할 필요가 있다.
즉, 컨덴서의 허용 전압 변동폭이 작을수록, 또 흐르는 전류값이 클수록, 또한 캐리어 주기가 길수록, 필요한 플라잉 캐패시터의 정전 용량은 커진다.
또 일반적으로 멀티레벨 인버터를 적용하는 시스템은, 수천 V 클래스의 고압이 되기 때문에, 여기에 적용되는 컨덴서는 필름 컨덴서 혹은 오일 컨덴서로 되며, 체적적으로 대형인 것이 필요하여, 비용 상승의 요인으로 된다.
따라서, 본 발명의 과제는, 플라잉 캐패시터의 정전 용량을 정규의 동작에 있어서의 값보다 작게 할 수 있는 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식을 제공하는 것이다.
상술의 과제를 해결하기 위해서, 제1의 발명에 있어서는, 직류로부터 교류, 혹은 교류로부터 직류로 변환하는 전력 변환 회로이며, 1상(相)분의 회로로서, 양(正)측 단자와 음(負)측 단자와 중간 단자를 구비한 직류 전원의 양측 단자와 음측 단자와의 사이에 접속한 다이오드를 역(逆)병렬 접속한 적어도 6개의 반도체 스위치를 직렬 접속한 제1의 반도체 스위치 직렬 회로와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점에 접속되는 두 개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제1의 컨덴서와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점으로부터 상하 각 2개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제2의 컨덴서와, 상기 제 2의 컨덴서와 병렬 접속되는 다이오드를 역병렬 접속한 적어도 4개의 반도체 스위치를 직렬 접속한 제2의 반도체 스위치 직렬 회로와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점에 접속되는 두 개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제3의 컨덴서와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점과 상기 직류 전원의 중간 단자와의 사이에 접속되는 쌍방향성의 스위칭이 가능한 쌍방향 스위치를 구비한 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식에 있어서, 교류 단자가 되는 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점의 전위가, 상기 직류 전원의 양측 전위로부터 중간 전위를 거쳐 음측 전위로 이행할 때, 또는 상기 직류 전원의 음측 전위로부터 중간 전위를 거쳐 양측 전위로 이행할 때, 미리 결정된 스위칭 패턴을 출력한다.
제2의 발명에 있어서는, 직류로부터 교류, 혹은 교류로부터 직류로 변환하는 전력 변환 회로이며, 1상분의 회로로서, 양측 단자와 음측 단자와 중간 단자를 구비한 직류 전원의 양측 단자와 음측 단자와의 사이에 접속한 다이오드를 역병렬 접속한 적어도 6개의 반도체 스위치를 직렬 접속한 제1의 반도체 스위치 직렬 회로와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점에 접속되는 두 개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제1의 컨덴서와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점으로부터 상하 각 2개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제2의 컨덴서와, 상기 제 2의 컨덴서와 병렬 접속되는 다이오드를 역병렬 접속한 적어도 4개의 반도체 스위치를 직렬 접속한 제2의 반도체 스위치 직렬 회로와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점에 접속되는 두 개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제3의 컨덴서와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점과 상기 직류 전원의 중간 단자와의 사이에 접속되는 쌍방향성의 스위칭이 가능한 쌍방향 스위치를 구비한 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식에 있어서, 교류 단자가 되는 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점의 전위가, 상기 직류 전원의 양측 전위로부터 중간 전위를 거쳐 음측 전위로 이행할 때, 또는 상기 직류 전원의 음측 전위로부터 중간 전위를 거쳐 양측 전위로 이행할 때, 상기 제 1~ 제3의 컨덴서 중 적어도 1개의 컨덴서의 전압값에 따라서, 미리 결정된 스위칭 패턴을 출력한다.
제3의 발명에 있어서는, 제1 또는 2의 발명에 있어서의 미리 결정된 스위칭 패턴을 출력하는 시간은, 펄스폭 변조(PWM) 제어의 캐리어 주기보다 짧은 시간으로 한다.
제4의 발명에 있어서는, 제1 또는 2의 발명에 있어서의 스위칭 패턴의 선택은 사전에 검출된 3개의 컨덴서의 전압값에 따라서 결정한다.
제5의 발명에 있어서는, 제4의 발명에 있어서의 스위칭 패턴의 선택은 상기 제 3의 컨덴서의 전압값을 제1 우선으로 하여 결정한다.
제6의 발명에 있어서는, 직류로부터 교류, 혹은 교류로부터 직류로 변환하는 전력 변환 회로이며, 1상분의 회로로서, 양측 단자와 음측 단자와 중간 단자를 구비한 직류 전원의 양측 단자와 음측 단자와의 사이에 접속한 다이오드를 역병렬 접속한 적어도 8개의 반도체 스위치를 직렬 접속한 제1의 반도체 스위치 직렬 회로와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점에 접속되는 두 개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제1의 컨덴서와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점으로부터 상하 각 2개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제2의 컨덴서와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점으로부터 상하 각 3개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제3의 컨덴서와, 상기 제 3의 컨덴서와 병렬 접속되는 다이오드를 역병렬 접속한 적어도 6개의 반도체 스위치를 직렬 접속한 제2의 반도체 스위치 직렬 회로와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점으로부터 상하 각 2개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제4의 컨덴서와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점에 접속되는 두 개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제5의 컨덴서와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점과 상기 직류 전원의 중간 단자와의 사이에 접속되는 쌍방향성의 스위칭이 가능한 쌍방향 스위치를 구비한 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식에 있어서, 교류 단자가 되는 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점의 전위가, 상기 직류 전원 회로의 양측 전위로부터 중간 전위를 거쳐 음측 전위로 이행할 때, 또는 상기 직류 전원의 음측 전위로부터 중간 전위를 거쳐 양측 전위로 이행할 때, 미리 결정된 스위칭 패턴을 출력한다.
제7의 발명에 있어서는, 직류로부터 교류, 혹은 교류로부터 직류로 변환하는 전력 변환 회로이며, 1상분의 회로로서, 양측 단자와 음측 단자와 중간 단자를 구비한 직류 전원의 양측 단자와 음측 단자와의 사이에 접속한 다이오드를 역병렬 접속한 적어도 8개의 반도체 스위치를 직렬 접속한 제1의 반도체 스위치 직렬 회로와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점에 접속되는 두 개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제1의 컨덴서와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점으로부터 상하 각 2개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제2의 컨덴서와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점으로부터 상하 각 3개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제3의 컨덴서와, 상기 제 3의 컨덴서와 병렬 접속되는 다이오드를 역병렬 접속한 적어도 6개의 반도체 스위치를 직렬 접속한 제2의 반도체 스위치 직렬 회로와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점으로부터 상하 각 2개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제4의 컨덴서와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점에 접속되는 두 개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제5의 컨덴서와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점과 상기 직류 전원의 중간 단자와의 사이에 접속되는 쌍방향성의 스위칭이 가능한 쌍방향 스위치를 구비한 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식에 있어서, 교류 단자가 되는 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점의 전위가, 상기 직류 전원 회로의 양측 전위로부터 중간 전위를 거쳐 음측 전위로 이행할 때, 또는 상기 직류 전원의 음측 전위로부터 중간 전위를 거쳐 양측 전위로 이행할 때, 상기 제 1~ 제5의 컨덴서 중 적어도 1개의 컨덴서의 전압값에 따라서, 미리 결정된 스위칭 패턴을 출력한다.
제8의 발명에 있어서는, 제6 또는 7의 발명에 있어서의 미리 결정된 스위칭 패턴을 출력하는 시간은, 펄스폭 변조(PWM) 제어의 캐리어 주기보다 짧은 시간으로 한다.
제9의 발명에 있어서는, 제6 또는 7의 발명에 있어서의 스위칭 패턴의 선택은 사전에 검출된 5개의 컨덴서의 전압값에 따라서 결정한다.
제10의 발명에 있어서는, 제9의 발명에 있어서의 스위칭 패턴의 선택은 상기 제 5의 컨덴서의 전압값을 제1 우선으로 하여 결정한다.
본 발명에서는, 플라잉 캐패시터를 이용한 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식으로서, 교류 단자전압을 0~Ed, 또는 0~－Ed로 변화시키는 천이 과정에서, 플라잉 캐패시터의 전압을 검출하고, 전압이 소정치보다 낮아진 경우에는 플라잉 캐패시터를 충전하는 패턴의 온 오프 펄스를, 전압이 소정치보다 높아진 경우에는 플라잉 캐패시터를 방전하는 패턴의 온 오프 펄스를, PWM 제어의 캐리어 주기보다 짧은 시간, 각 반도체 스위치의 정규의 온 오프 신호 패턴에 우선하여 출력하는 제어를 하고 있기 때문에, 플라잉 캐패시터의 정전 용량을 크게 할 필요가 없어진다.
이 결과, 플라잉 캐패시터의 정전 용량을 극력 작게 할 수 있는 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어가 가능해진다.
도 1은, 본 발명의 제어 알고리즘을 나타내는 제어 흐름도의 제1 예이다.
도 2는, 본 발명의 제어 알고리즘을 나타내는 제어 흐름도의 제2 예이다.
도 3은, 본 발명의 0->－Ed 천이시의 제1의 실시예를 나타내는 동작 설명도이다.
도 4는, 본 발명의 0->－Ed 천이시의 제2의 실시예를 나타내는 동작 설명도이다.
도 5는, 본 발명의 0->－Ed 천이시의 제3의 실시예를 나타내는 동작 설명도이다.
도 6은, 본 발명의 0->－Ed 천이시의 제4의 실시예를 나타내는 동작 설명도이다.
도 7은, 본 발명의 0->－Ed 천이시의 제5의 실시예를 나타내는 동작 설명도이다.
도 8은, 본 발명의 0->－Ed 천이시의 제6의 실시예를 나타내는 동작 설명도이다.
도 9는, 본 발명의 0->－Ed 천이시의 제7의 실시예를 나타내는 동작 설명도이다.
도 10은, 본 발명의 0->－Ed 천이시의 제8의 실시예를 나타내는 동작 설명도이다.
도 11은, 제1 ~ 제8의 실시예에 있어서의 컨덴서의 충방전 상태를 나타낸다.
도 12는, 컨덴서의 전압과 강제 인터럽(forced interrupt) 패턴의 선택 방법을 나타낸다.
도 13은, 본 발명의 0->Ed 천이시의 실시예를 나타내는 도면이다.
도 14는, 본 발명이 대상으로 하는 멀티레벨 전력 변환 회로도 예이다.
도 15는, 쌍방향 스위치의 구성예를 나타낸다.
도 16은, 멀티레벨 전력 변환 회로를 이용한 3상 전력 변환 장치예이다.
도 17은, 멀티레벨 전력 변환 회로의 기본부를 나타내는 회로도이다.
도 18은, 멀티레벨 전력 변환 회로의 교류 전압 파형예를 나타낸다.
도 19는, Ed로부터 영 전위(0)로 천이할 때의 영 전압 출력 패턴을 나타낸다.
도 20은, －Ed로부터 영 전위(0)로 천이할 때의 영 전압 출력 패턴을 나타낸다.
도 21은, 동일한 내압(耐壓)의 반도체 스위치를 이용했을 때의 7 레벨의 변환 회로도이다.
도 22는, 동일한 내압의 반도체 스위치를 이용했을 때의 9 레벨의 변환 회로도이다.
본 발명의 요점은, 플라잉 캐패시터를 이용한 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식으로서, 교류 단자전압을 0~Ed(음으로부터 양), 또는 0~－Ed(양으로부터 음)로 변화시키는 천이 과정에서, 플라잉 캐패시터의 전압을 검출하고, 전압이 소정치보다 낮아진 경우에는 플라잉 캐패시터를 충전하는 패턴의 온 오프 펄스를, 전압이 소정치보다 높아진 경우에는 플라잉 캐패시터를 방전하는 패턴의 온 오프 펄스를, PWM 제어의 캐리어 주기보다 짧은 시간, 각 반도체 스위치의 정규의 온 오프 신호 패턴에 우선하여 출력하도록 하고 있는 점이다.
[실시예 1]
도 1에, 본 발명의 제1의 실시예를 나타낸다. 도 1이 본 발명의 PWM 제어 알고리즘의 제어 흐름도 예이며, 또한 도 3~도 10이, 도 19에 있어서의 영 전압으로부터 -Ed전압으로 천이시키기 위한 방법 8 종류의 동작 패턴예이다.
도 1에 있어서 스타트 후, 블록 1에서는 출력전압 지령이 양인지 음인지를 판단한다. 양인 경우에는, 블록 2에서 양측 전압의 PWM 제어를 행하여, 3Ed, 2Ed, Ed, 0 중 어느 하나의 전압이 출력된다. 그 후, 블록 3에서는, 음측의 전압 지령의 유무를 판단한다. 「있음」으로 되었을 경우에는 블록 4에서 플라잉 캐패시터(C1a, C2, C1b)의 각 전압값을 검출하며, 블록 5에 있어서, 검출한 전압값과 평균 전압(설정값)과의 비교를 행하고, 그 대소 판단을 실시한다. 그 결과에 따라서 블록 6에 있어서, 미리 결정되어 있는 패턴을 단시간(IGBT의 전류(轉流) 시간만을 고려하면 되기 때문에, 일반적으로는 토탈 10μs 정도) 출력하고, 블록 7에서 -Ed를 출력한다. 여기서 블록 7에 있어서의 -Ed는, 「해결하고자 하는 과제」에서 설명한 「교류 단자(ACT)에 -Ed를 출력하는 스위칭 패턴」중 (3) 또는 (5)의 패턴에 의해 출력된다. 그 이후, 블록 8의 음측 전압의 PWM 제어를 행하여, －3Ed,－2Ed,－Ed, 0 중 어느 하나의 전압이 출력되며, 이하 블록 10, 11, 12의 처리가 실시되어, 양측 전압의 PWM 제어로 이행된다. 본 동작 중, 음측 전압 지령 중에 컨덴서(C1a)에 전류가 흐르는 패턴은 블록 4에서 7이고, 양측 전압 지령 중에 컨덴서(C1a)에 전류가 흐르는 패턴은 블록 10에서 13이며, 시간적으로는 수μs(마이크로 세컨드)가 된다.
또, 컨덴서(C1a)의 전압은, 평균적으로 Ed로 할 필요가 있기 때문에, 컨덴서(C1a)의 전압값에 따라서, 그 출력 패턴을 결정한다.
예를 들면, 영 전압으로부터 -Ed전압으로 천이하는 경우에는, 컨덴서(C1a)의 전압값이 Ed보다 낮은 경우에는 충전하는 패턴(도 3, 도 4, 도 6, 도 8)을, Ed보다 높은 경우에는 방전하는 패턴(도 5, 도 7, 도 9, 도 10)을 선택함으로써, 평균적인 전압을 Ed로 유지하는 것이 가능해진다.
여기서, 도 3~도 10은 전류를 교류 단자측(양측)으로 흘릴 때의 동작 패턴도이며, 반도체 스위치로서 IGBT를 사용한 예이다. 도 3으로부터 도 10을 각각 실시예 1a로부터 실시예 8a라고 부르기로 한다. 도 3(실시예 1 a)에 대해 설명한다. 도 19에 있어서의 영을 출력하고 있는 상태(a)로부터 IGBT(S9)를 오프, IGBT(S8)를 온으로 했을 때의 상태(b)에서는 교류 단자에는 -Ed가 출력되며, 이때 컨덴서(C1a)는 충전된다. 다음에 IGBT(S4)를 오프, IGBT(S3)를 온으로 하는 상태(c)에서는 교류 단자에는 영 전압이 출력되며, 이때, 컨덴서(C1a)는 충전, 컨덴서(C1b)는 방전되는 동작 패턴으로 된다. 다음에 IGBT(S10)를 오프, IGBT(S7)를 온으로 하는 상태(d)(정규 상태)에서는 교류 단자전압은 -Ed가 된다. 이와 같이 교류 단자전압을 영의 상태로부터 -Ed로 변화시킬 때에, 단시간(캐리어의 1주기의 시간보다 짧은 시간) 교류 단자전압이 -Ed가 되는 동작 패턴을 출력함으로써, 컨덴서(C1a)를 충전, 컨덴서(C2)를 충전, 컨덴서(C1b)를 방전시키는 것이 가능해진다.
도 4는 동작 패턴의 실시예 2a이다. 도 19에 있어서의 영을 출력하고 있는 상태(a)로부터 IGBT(S9)를 오프, S8을 온으로 했을 때의 상태(b)에서는 교류 단자에는 -Ed가 출력되며, 이때 컨덴서(C1a)는 충전된다. 다음에 IGBT(S5)를 오프, IGBT(S2)를 온으로 하는 상태(c)에서는 교류 단자에는 영 전압이 출력되며, 이때, 컨덴서(C1a)는 충전, 컨덴서(C2)는 방전, 컨덴서(C1b)는 충전되는 동작 패턴으로 된다. 다음에 IGBT(S10)를 오프, IGBT(S7)를 온으로 하는 상태(d)(정규 상태)에서는 교류 단자전압은 -Ed가 된다. 이와 같이 교류 단자전압을 영 상태로부터 -Ed로 변화시킬 때에, 단시간(캐리어의 1주기의 시간보다 짧은 시간) 교류 단자전압이 -Ed가 되는 동작 패턴을 출력함으로써, 컨덴서(C1a)를 충전, 컨덴서(C2)를 방전, 컨덴서(C1b)를 충전시키는 것이 가능해진다.
도 5는 동작 패턴의 실시예 3a이다. 도 19에 있어서의 영을 출력하고 있는 상태(a)로부터 IGBT(S5)를 오프, IGBT(S2)를 온으로 했을 때의 상태(b)에서는 교류 단자에는 -Ed가 출력되며, 이때 컨덴서(C2)는 방전, 컨덴서(C1b)는 충전된다. 다음에 IGBT(S10)를 오프, IGBT(S7)를 온으로 하는 상태(c)에서는 교류 단자에는 영 전압이 출력되며, 이때, 컨덴서(C1a)는 방전, 컨덴서(C1b)는 충전되는 동작 패턴이 된다. 다음에 IGBT(S9)를 오프, IGBT(S8)를 온으로 하는 상태(d)(정규 상태)에서는 교류 단자전압은 -Ed가 된다. 이와 같이 교류 단자전압을 영 상태로부터 -Ed로 변화시킬 때에, 단시간(캐리어의 1주기의 시간보다 짧은 시간) 교류 단자전압이 -Ed가 되는 동작 패턴을 출력함으로써, 컨덴서(C1a)를 방전, 컨덴서(C2)를 방전, 컨덴서(C1b)를 충전시키는 것이 가능해진다.
도 6은 동작 패턴의 실시예 4a이다. 도 19에 있어서의 영을 출력하고 있는 상태(a)로부터 IGBT(S5)를 오프, IGBT(S2)를 온으로 했을 때의 상태(b)에서는 교류 단자에는 -Ed가 출력되며, 이때 컨덴서(C2)는 방전, 컨덴서(C1b)는 충전된다. 다음에 IGBT(S9)를 오프, IGBT(S8)를 온으로 하는 상태(c)에서는 교류 단자에는 영 전압이 출력되며, 이때, 컨덴서(C1a)는 충전, 컨덴서(C2)는 방전, 컨덴서(C1b)는 충전되는 동작 패턴으로 된다. 다음에 IGBT(S10)를 오프, IGBT(S7)를 온으로 하는 상태(d)(정규 상태)에서는 교류 단자전압은 -Ed가 된다. 이와 같이 교류 단자전압을 영 상태로부터 -Ed로 변화시킬 때에, 단시간(캐리어의 1주기의 시간보다 짧은 시간) 교류 단자전압이 -Ed가 되는 동작 패턴을 출력함으로써, 컨덴서(C1a)를 충전, 컨덴서(C2)를 방전, 컨덴서(C1b)를 충전시키는 것이 가능해진다.
도 7은 동작 패턴의 실시예 5a이다. 도 19에 있어서의 영을 출력하고 있는 상태(a)로부터 IGBT(S4)를 오프, IGBT(S3)를 온으로 했을 때의 상태(b)에서는 교류 단자에는 -Ed가 출력되며, 이때 컨덴서(C1b)는 방전된다. 다음에 IGBT(S10)를 오프, IGBT(S7)를 온으로 하는 상태(c)에서는 교류 단자에는 영 전압이 출력되며, 이때, 컨덴서(C1a)는 방전, 컨덴서(C2)는 충전, 컨덴서(C1b)는 방전되는 동작 패턴으로 된다. 다음에 IGBT(S9)를 오프, IGBT(S8)를 온으로 하는 상태(d)(정규 상태)에서는 교류 단자전압은 -Ed가 된다. 이와 같이 교류 단자전압을 영 상태로부터 -Ed로 변화시킬 때에, 단시간(캐리어의 1 주기의 시간보다 짧은 시간) 교류 단자전압이 -Ed가 되는 동작 패턴을 출력함으로써, 컨덴서(C1a)를 방전, 컨덴서(C2)를 충전, 컨덴서(C1b)를 방전시키는 것이 가능해진다.
도 8은 동작 패턴의 실시예 6a이다. 도 19에 있어서의 영을 출력하고 있는 상태(a)로부터 IGBT(S4)를 오프, IGBT(S3)를 온으로 했을 때의 상태(b)에서는 교류 단자에는 -Ed가 출력되며, 이때 컨덴서(C1b)는 방전된다. 다음에 IGBT(S9)를 오프, IGBT(S8)를 온으로 하는 상태(c)에서는 교류 단자에는 영 전압이 출력되며, 이때, 컨덴서(C1a)는 충전, 컨덴서(C1b)는 방전되는 동작 패턴이 된다. 다음에 IGBT(S10)를 오프, IGBT(S7)를 온으로 하는 상태(d)(정규 상태)에서는 교류 단자전압은 -Ed가 된다. 이와 같이 교류 단자전압을 영 상태로부터 -Ed로 변화시킬 때에, 단시간(캐리어의 1주기의 시간보다 짧은 시간) 교류 단자전압이 -Ed가 되는 동작 패턴을 출력함으로써, 컨덴서(C1a)를 충전, 컨덴서(C2)를 충전, 컨덴서(C1b)를 방전시키는 것이 가능해진다.
도 9는 동작 패턴의 실시예 7a이다. 도 19에 있어서의 영을 출력하고 있는 상태(a)로부터 IGBT(S10)를 오프, IGBT(S7)를 온으로 했을 때의 상태(b)에서는 교류 단자에는 -Ed가 출력되며, 이때 컨덴서(C1a)는 방전, 컨덴서(C2)는 충전된다. 다음에 IGBT(S4)를 오프, IGBT(S3)를 온으로 하는 상태(c)에서는 교류 단자에는 영 전압이 출력되며, 이때, 컨덴서(C1a)는 방전, 컨덴서(C2)는 충전, 컨덴서(C1b)는 방전되는 동작 패턴이 된다. 다음에 IGBT(S9)를 오프, IGBT(S8)를 온으로 하는 상태(d)(정규 상태)에서는 교류 단자전압은 -Ed가 된다. 이와 같이 교류 단자전압을 영 상태로부터 -Ed로 변화시킬 때에, 단시간(캐리어의 1주기의 시간보다 짧은 시간) 교류 단자전압이 -Ed가 되는 동작 패턴을 출력함으로써, 컨덴서(C1a)를 방전, 컨덴서(C2)를 충전, 컨덴서(C1b)를 방전시키는 것이 가능해진다.
도 10은 동작 패턴의 실시예 8a이다. 도 19에 있어서의 영을 출력하고 있는 상태(a)로부터 IGBT(S10)를 오프, IGBT(S7)를 온으로 했을 때의 상태(b)에서는 교류 단자에는 -Ed가 출력되며, 이때 컨덴서(C1a)는 방전, 컨덴서(C2)는 충전된다. 다음에 IGBT(S5)를 오프, IGBT(S2)를 온으로 하는 상태(c)에서는 교류 단자에는 영 전압이 출력되며, 이때, 컨덴서(C1a)는 방전, 컨덴서(C1b)는 충전되는 동작 패턴이 된다. 다음에 IGBT(S9)를 오프, IGBT(S8)를 온으로 하는 상태(d)(정규 상태)에서는 교류 단자전압은 -Ed가 된다. 이와 같이 교류 단자전압을 영 상태로부터 -Ed로 변화시킬 때에, 단시간(캐리어의 1주기의 시간보다 짧은 시간) 교류 단자전압이 -Ed가 되는 동작 패턴을 출력함으로써, 컨덴서(C1a)를 방전, 컨덴서(C2)를 충전, 컨덴서(C1b)를 충전시키는 것이 가능해진다.
도 11에 실시예 1a로부터 실시예 8a의 동작 패턴에서의 각 컨덴서(C1a, C2, C1b)의 충전, 방전 상태를 나타낸다. 굵은 활자의 이탤릭체 「충전」, 「방전」이 강제 패턴을 출력할 때의 동작이다. 도 12에 강제 패턴의 선택 방법을 나타낸다. 컨덴서(C1a, C2, C1b)의 각 전압을 검출하고, 전압이 소정치보다 낮은 경우에는 충전하는 모드가 포함되는 동작 패턴을, 전압이 소정치보다 높은 경우에는 방전하는 모드가 포함되는 동작 패턴을, 강제 패턴으로서 선택함으로써, 컨덴서의 과충전 또는 과방전을 방지하는 것이 가능해진다. 전류가 교류 단자에 흐르기 시작할 때의 설명이지만, 교류 단자로 전압을 출력해도 전류가 교류 단자로부터 흘러들어오는 모드의 경우에는, 컨덴서의 충전과 방전의 관계가 역으로 된다.
다음에, 도 20에 있어서의 영 전압으로부터 Ed전압으로 천이시킬 때의 제어 방법에 대해 설명한다.
도 1에 있어서 스타트 후, 블록 1에서는 출력전압 지령이 양인지 음인지를 판단하며, 음인 경우의 제어 방식이다. 블록 8에서 음측 전압의 PWM 제어를 행하여, －3Ed,－2Ed,－Ed, 0 중 어느 하나의 전압이 출력된다. 그 후, 블록 9에서는, 양측의 전압 지령의 유무를 판단한다. 「있음」으로 되었을 경우에는 블록 10에서, 컨덴서(플라잉 캐패시터)(C1a, C2, C1b)의 각 전압값을 검출하고, 블록 11에 있어서, 검출한 전압값과 평균 전압값(설정치) 간의 비교를 행하여, 그 대소 판단을 행한다. 그 결과에 의해 블록 12에 있어서, 미리 결정되어 있는 패턴을 단시간(IGBT의 전류 시간만을 고려하면 되기 때문에, 일반적으로는 토탈 10μs 정도) 출력하고, 블록 13에서 Ed를 출력한다. 그 이후, 블록 2의 양측 전압의 PWM 제어를 행하여, 3Ed, 2Ed, Ed, 0 중 어느 하나의 전압이 출력되어, 이하 블록 4, 5, 6의 처리가 실시되며, 음측 전압의 PWM 제어로 이행된다.
도 13에, 도 20에 있어서의 영 전압으로부터 Ed전압으로 천이시키기 위한 방법으로서, 8종류의 동작 패턴 실시예 1b~8b를 나타낸다. 각 실시예 모두 도(a)->(b)->(c)->(d)의 순서로 스위칭 패턴을 천이시킴으로써, 교류 전압은 0->Ed->0->Ed, 0->－Ed->0->Ed와 같이, 교류 단자전압이 단시간 Ed가 되는 동작 패턴 또는 단시간 -Ed가 되는 동작 패턴을 출력함으로써, 각각의 컨덴서의 충전과 방전이 가능해진다. 강제 패턴의 선택 방법은 영 전압으로부터 -Ed로의 천이시와 동일하므로 상세한 설명은 생략한다.
[실시예 2]
도 2에, 본 발명의 제2의 실시예를 나타낸다. 제1의 실시예로부터 컨덴서 전압 검출 블록 4, 10과 평균 전압간의 대소 판정 블록 5, 11을 삭제한 구성이다. 도 2에 있어서 스타트 후, 블록 1에서는 출력전압 지령이 양인지 음인지를 판단한다. 양인 경우에는, 블록 2에서 양측 전압의 PWM 제어를 행하여, 3Ed, 2Ed, Ed, 0 중 어느 하나의 전압이 출력된다. 그 후, 블록 3에서는, 음측의 전압 지령의 유무를 판단한다. 「있음」으로 되었을 경우에는, 블록 6에 있어서, 미리 결정되어 있는 패턴을 단시간(IGBT의 전류 시간만을 고려하면 되기 때문에, 일반적으로는 토탈 10μs 정도) 출력하고, 블록 7에서 -Ed를 출력한다. 여기서 블록 7에 있어서의 -Ed는, 「해결하고자 하는 과제」에서 설명한 「교류 단자(ACT)에 -Ed를 출력하는 스위칭 패턴」중 (3) 또는 (5)의 패턴에 의해 출력된다. 그 이후, 블록 8의 음측 전압의 PWM 제어를 행하여,－3Ed,－2Ed,－Ed, 0 중 어느 하나의 전압이 출력되며, 이하 블록 12 및 13의 처리가 실시되어, 양측 전압의 PWM 제어로 이행된다.
제어 조건 등에 의해 미리 컨덴서의 전압 변동이 알려진 경우나, 교류 전압을 0으로부터 -Ed(양으로부터 음) 또는 0으로부터 Ed(음으로부터 양)로 순조롭게 전환하는 경우의 실시예이며, 컨덴서 전압을 검출하지 않고, 미리 결정된 동작 패턴을 강제 패턴으로서 출력하는 제어 방식이다.
이상, 본 발명의 제어 원리는, 도 4에 나타낸 7 레벨 인버터 회로의 IGBT의 수를 늘려, 컨덴서(C2a와 C2b)를 추가한 도 22에 나타내는 것과 같은 플라잉 캐패시터를 이용한 9 레벨 이상의 멀티레벨 변환 회로에도 적용 가능하고, 본 구성의 경우, 본 발명에 의해, 컨덴서(C1a와 C2a)의 소형화가 가능해진다.
[산업상의 이용 가능성]
본 발명은, 플라잉 캐패시터를 이용한 고전압 출력의 전동기 구동용 전력 변환 장치, 계통연계용 전력 변환 장치 등에 대한 적용이 가능하다.
DP1, DP2...직류 전원 AU, AV, AW...1상(相)분 아암
C1a, C1b, C2, C2a, C2b, C3, Cf...컨덴서
S1~S16, Q1~Q6, S1a~S1e, S6a~S6d...IGBT
S8a~S8e...IGBT ACM...교류 전동기(ACM: AC motor)

Claims (10)

  1. 직류로부터 교류, 혹은 교류로부터 직류로 변환하는 전력 변환 회로이며, 1상(相)분의 회로로서, 양(正)측 단자와 음(負)측 단자와 중간 단자를 구비한 직류 전원의 양측 단자와 음측 단자와의 사이에 접속한 다이오드를 역(逆)병렬 접속한 적어도 6개의 반도체 스위치를 직렬 접속한 제1의 반도체 스위치 직렬 회로와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점에 접속되는 두 개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제1의 컨덴서와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점으로부터 상하 각 2개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제2의 컨덴서와, 상기 제 2의 컨덴서와 병렬 접속되는 다이오드를 역병렬 접속한 적어도 4개의 반도체 스위치를 직렬 접속한 제2의 반도체 스위치 직렬 회로와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점에 접속되는 두 개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제3의 컨덴서와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점과 상기 직류 전원의 중간 단자와의 사이에 접속되는 쌍방향성의 스위칭이 가능한 쌍방향 스위치를 구비한 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식에 있어서, 교류 단자가 되는 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점의 전위가, 상기 직류 전원의 양측 전위로부터 중간 전위를 거쳐 음측 전위로 이행할 때, 또는 상기 직류 전원의 음측 전위로부터 중간 전위를 거쳐 양측 전위로 이행할 때, 미리 결정된 스위칭 패턴을 출력하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식.
  2. 직류로부터 교류, 혹은 교류로부터 직류로 변환하는 전력 변환 회로이며, 1상분의 회로로서, 양측 단자와 음측 단자와 중간 단자를 구비한 직류 전원의 양측 단자와 음측 단자와의 사이에 접속한 다이오드를 역병렬 접속한 적어도 6개의 반도체 스위치를 직렬 접속한 제1의 반도체 스위치 직렬 회로와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점에 접속되는 두 개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제1의 컨덴서와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점으로부터 상하 각 2개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제2의 컨덴서와, 상기 제 2의 컨덴서와 병렬 접속되는 다이오드를 역병렬 접속한 적어도 4개의 반도체 스위치를 직렬 접속한 제2의 반도체 스위치 직렬 회로와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점에 접속되는 두 개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제3의 컨덴서와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점과 상기 직류 전원의 중간 단자와의 사이에 접속되는 쌍방향성의 스위칭이 가능한 쌍방향 스위치를 구비한 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식에 있어서, 교류 단자가 되는 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점의 전위가, 상기 직류 전원의 양측 전위로부터 중간 전위를 거쳐 음측 전위로 이행할 때, 또는 상기 직류 전원의 음측 전위로부터 중간 전위를 거쳐 양측 전위로 이행할 때, 상기 제 1~ 제3의 컨덴서 중 적어도 1개의 컨덴서의 전압값에 따라서, 미리 결정된 스위칭 패턴을 출력하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    미리 결정된 스위칭 패턴을 출력하는 시간은, 펄스폭 변조(PWM) 제어의 캐리어 주기보다 짧은 시간으로 하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    스위칭 패턴의 선택은 사전에 검출된 3개의 컨덴서의 전압값에 따라서 결정하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식.
  5. 제4항에 있어서,
    스위칭 패턴의 선택은 상기 제 3의 컨덴서의 전압값을 제1 우선으로 하여 결정하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식.
  6. 직류로부터 교류, 혹은 교류로부터 직류로 변환하는 전력 변환 회로이며, 1상분의 회로로서, 양측 단자와 음측 단자와 중간 단자를 구비한 직류 전원의 양측 단자와 음측 단자와의 사이에 접속한 다이오드를 역병렬 접속한 적어도 8개의 반도체 스위치를 직렬 접속한 제1의 반도체 스위치 직렬 회로와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점에 접속되는 두 개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제1의 컨덴서와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점으로부터 상하 각 2개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제2의 컨덴서와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점으로부터 상하 각 3개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제3의 컨덴서와, 상기 제 3의 컨덴서와 병렬 접속되는 다이오드를 역병렬 접속한 적어도 6개의 반도체 스위치를 직렬 접속한 제2의 반도체 스위치 직렬 회로와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점으로부터 상하 각 2개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제4의 컨덴서와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점에 접속되는 두 개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제5의 컨덴서와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점과 상기 직류 전원의 중간 단자와의 사이에 접속되는 쌍방향성의 스위칭이 가능한 쌍방향 스위치를 구비한 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식에 있어서, 교류 단자가 되는 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점의 전위가, 상기 직류 전원 회로의 양측 전위로부터 중간 전위를 거쳐 음측 전위로 이행할 때, 또는 상기 직류 전원의 음측 전위로부터 중간 전위를 거쳐 양측 전위로 이행할 때, 미리 결정된 스위칭 패턴을 출력하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식.
  7. 직류로부터 교류, 혹은 교류로부터 직류로 변환하는 전력 변환 회로이며, 1상분의 회로로서, 양측 단자와 음측 단자와 중간 단자를 구비한 직류 전원의 양측 단자와 음측 단자와의 사이에 접속한 다이오드를 역병렬 접속한 적어도 8개의 반도체 스위치를 직렬 접속한 제1의 반도체 스위치 직렬 회로와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점에 접속되는 두 개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제1의 컨덴서와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점으로부터 상하 각 2개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제2의 컨덴서와, 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점으로부터 상하 각 3개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제3의 컨덴서와, 상기 제 3의 컨덴서와 병렬 접속되는 다이오드를 역병렬 접속한 적어도 6개의 반도체 스위치를 직렬 접속한 제2의 반도체 스위치 직렬 회로와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점으로부터 상하 각 2개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제4의 컨덴서와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점에 접속되는 두 개의 반도체 스위치의 직렬 회로와 병렬 접속되는 제5의 컨덴서와, 상기 제 2의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점과 상기 직류 전원의 중간 단자와의 사이에 접속되는 쌍방향성의 스위칭이 가능한 쌍방향 스위치를 구비한 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식에 있어서, 교류 단자가 되는 상기 제 1의 반도체 스위치 직렬 회로의 중간점의 전위가, 상기 직류 전원 회로의 양측 전위로부터 중간 전위를 거쳐 음측 전위로 이행할 때, 또는 상기 직류 전원의 음측 전위로부터 중간 전위를 거쳐 양측 전위로 이행할 때, 상기 제 1~ 제5의 컨덴서 중 적어도 1개의 컨덴서의 전압값에 따라서, 미리 결정된 스위칭 패턴을 출력하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식.
  8. 제6항 또는 제7항에 있어서,
    미리 결정된 스위칭 패턴을 출력하는 시간은, 펄스폭 변조(PWM) 제어의 캐리어 주기보다 짧은 시간으로 하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식.
  9. 제6항 또는 제7항에 있어서,
    스위칭 패턴의 선택은 사전에 검출된 5개의 컨덴서의 전압값에 따라서 결정하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식.
  10. 제9항에 있어서,
    스위칭 패턴의 선택은 상기 제 5의 컨덴서의 전압값을 제1 우선으로 하여 결정하는 것을 특징으로 하는 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식.
KR1020130066505A 2012-07-09 2013-06-11 멀티레벨 전력 변환 회로의 제어 방식 KR20140007261A (ko)

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