CN103546055B - 多级电力变换电路的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种用于控制用于将DC功率转换为AC功率或将AC功率转换为DC功率的多级电力变换电路的控制方法。在将AC电压从零变化至+Ed（或负到正）或从零到‑Ed（或正到负）的过程中，本发明的控制方法检测电容器两端电压，且当所检测到的电压低于预定电压值时，在较短时间段内对于开关元件给出能对于电容器进行充电的开关操作模式；当所检测到的电压高于预定电压值时，在较短时间段内对于开关元件给出能对于电容器进行放电的开关操作模式。因此，电容器的电压变化的宽度被限制在特定变化范围内。

Description

多级电力变换电路的控制方法
相关申请的交叉引用
本申请基于2012年7月9日提交的日本专利申请No.2012-153204并要求其优先权，该申请的内容通过引用结合于此。
发明背景
1.1、发明领域
本发明涉及用于AC电机驱动的使用快速电容器的多级电力变换电路的控制方法，更特定地，涉及在AC电压从正值至负值或从负值至正值的转换过程中的控制方法。
2.2、背景技术
图14示出七级逆变器电路，这是用于将DC电力转换为AC电力的多级电力变换电路。由串联的DC电源DP1和DP2构成的具有电压3Ed x2的DC电源系统具有正电位端子P、负电位端子N、和中间电位端子M。该DC电源系统可被构建为具有一般使用整流器和较大电容的电容器（图中未示出）双串联的AC电源系统。半导体开关，即具有反并联二极管的六个IGBTS1到S6，串联连接在DC电源系统的正电位端子P和负电位端子N之间。其他半导体开关，即具有反并联二极管的IGBT S7到S10，串联连接在IGBT S1和IGBT S2的连接点与IGBT S5和IGBT S6的连接点之间。由IGBT S11和IGBT S12构成的双向半导体开关的反并联电路连接在DC电源系统的中间电位端子M和IGBT8与IGBT9的连接点之间。
该双向半导体开关可由如图14所示的反向阻断IGBT的反并联连接构成，或可选地，由如图15A、15B、和15C中所示的不具有反向阻断能力的IGBT和二极管的组合构成。电容器C1a、C1b、和C2是所谓快速电容器且在每一个电容器两端被控制为处在平均电压：对于3Ed x2的DC电源系统的电压的情况，对于电容器C1a为Ed、对于电容器C2为2Ed、且对于电容器C1b为Ed。通过由DC电源DP1和DP2所提供的电压和这些电容器的充电和放电过程，在AC端子ACT处以一个Ed为间隔来传递在3Ed和-3Ed之间的多个电压。因此，这个电路构造的变换器是七级输出逆变器，其在AC端子ACT处，通过IGBT的半导体开关的导通/截止操作和三个电容器C1a、C1b、和C2两端的电压，来传递七个输出电位：P,P-Ed,P-2Ed,0,N+2Ed,N+Ed,和N。上述电路是由三相部分AU、AV、和AW构成的图16中所示的三相逆变器的一相部分AU。AC电机ACM是这个电力变换系统上的负载。图21示出使用具有相同耐受电压的半导体开关的电路示例。图21中的串联连接的IGBT S1a到S1d对应于图14中所示的IGBT S1，且图21中所示的串联连接的IGBT S6a到S6d对应于图14中的IGBT S6。
图18示出对于图21或图14的七级逆变器的PWM控制中输出线电压Vout的波形的示例。具有Ed的一步进电压变化的这个电力变换系统传递相比两级类型逆变器更为接近正弦波形的输出电压波形，因此生成更少的低阶谐波并减少半导体开关中的开关损失。因此，可构建高效电力变化系统。
图17示出多级变换电路的基本电路。这个电路在专利文献1中被公开且包括IGBTQ1到Q6和电容器Cf。可将一些变换电路增至端子TA和TB来构建多级变换系统。
[专利文献1]
PCT国际申请No.2009-525717的日文翻译
如上所述的图14的七级逆变器电路可传递七个级的输出电位：3Ed,2Ed,Ed,0,-Ed,-2Ed,和-3Ed。通过执行PWM控制和在这七个级的电位上转变，来传递类似于正弦波形的电压，从而控制该逆变器电路。此处，鉴于在电机侧中的击穿，通过开关模式的转变所生成的电压变化的步进优选为Ed。尽管转变模式可能生成2Ed或3Ed的电压变化步进，基于这个理由，一般不执行这样的转变模式。因此，在PWM控制过程中，在AC端子ACT处的电位在与下一级电位的转变中发生变化，电位变化顺序如下：3Ed-2Ed-Ed-0-(-Ed)-(-2Ed)-(-3Ed)。
为了避免控制中的复杂性，在AC端子ACT处的Ed→0→-Ed的电位变化过程中，在从Ed至零电位的转变中，零电压输出模式被限制为图19中所示的模式，其中开关S12,S11,S9,S10,S5,和S4处于导通状态。取决于负载的功率因数，电流可在相反方向中流动。类似地，在AC端子ACT输出-Ed→0→+Ed的电位变化的过程中，在从-Ed到零电位的转变中的零电压输出模式被限制为图20中所示的模式，其中开关S3,S2,S7,S8,S11,和S12处于导通状态。取决于负载的功率因数，电流可在相反方向中流动。
在图14的七级逆变器电路中，存在如下所示的在AC端子ACT处传递-Ed输出电压的五个开关模式（1）到（5）。类似地，存在传递+Ed输出电压的五个模式。
(1)S2,S3,S6,S7,S8,和S11处于导通状态。
(2)S4,S5,S8,S10,S11,和S12处于导通状态。
(3)S2,S4,S7,S8,S11,和S12处于导通状态。
(4)S4,S5,S7,S9,S11,和S12处于导通状态。
(5)S3,S5,S7,S8,S11,和S12处于导通状态。
传递-2Ed的输出电压的开关模式是如下三个模式（1）、（2）、和（3）。类似地，存在传递2Ed输出电压的三个模式。
(1)S3,S5,S6,S7,S8,和S11处于导通状态。
(2)S2,S4,S6,S7,S8,和S11处于导通状态。
(3)S4,S5,S7,S8,S11,和S12处于导通状态。
传递-3Ed输出电压的开关模式是如下一个模式（1）。类似地，存在传递3Ed输出电压的一个模式。
(1)S4,S5,S6,S7,S8,和S11处于导通状态。
在这些开关模式中，传递-Ed输出电压的五个模式中的两个模式（2）和（4）使用电容器C1a。还有传递Ed输出电压的两个模式实际上使用电容器C1a，总共是四个模式。
由于PWM控制可在至少一个载波周期中输出相同的开关模式，快速电容器的电容需要基于如下三个参数被设计：电容器的许可电压变化的范围、电容器中流动的积分电流、和载波周期。
在具有较窄的许可电压变化范围的电容器中、在携载较大电流的电容器中、以及在具有较长载波周期的电容器中，快速电容器所需要的电容较大。由于使用多级逆变器的系统一般控制数千伏的高压，其中使用的电容器应该是具有较大体积的薄膜电容器或油浸电容器，这引起高成本。
发明内容
因此，本发明的目的在于提供对于比正常操作所需要的电容器而言具有较小电容的快速电容器的多级电力变换电路的控制方法。
为了实现上述目的，本发明的第一个方面在于对于将DC功率转换为AC功率或将AC功率转换为DC功率的多级电力变换电路进行控制的控制方法，该电力变换电路的其中一相部分包括：第一半导体开关串联电路，连接在DC电源系统的正端子和负端子之间，该DC电源系统具有该正端子、该负端子、和中间端子且包括各自具有反并联连接的二极管的至少串联连接的六个半导体开关；第一电容器，与连接至该第一半导体开关串联电路的中间点的两个半导体开关的串联电路并联连接；第二电容器，与四个半导体开关的串联电路并联连接，该四个半导体开关中的两个位于该第一半导体串联电路的中间点的一侧，且该四个半导体开关中的两个位于该第一半导体串联电路的所述中间点的另一侧；第二半导体开关串联电路，与该第二电容器并联连接，且至少包括各自具有反并联连接的二极管的串联连接的四个半导体开关；第三电容器，与各自连接至该第二半导体开关串联电路的中间点的两个半导体开关的串联电路并联连接；和双向开关，连接在该第二半导体开关串联电路的中间点和DC电源系统的中间端子之间，且该双向开关能进行双向开关动作；其中当该第一半导体开关串联电路的作为AC端子的中间点处的电位从DC电源系统的正侧电位通过中间点电位变化为负侧电位、或从所述负侧电位通过中间点电位变化为正侧电位时，该控制方法传递半导体开关的预定开关模式。
本发明的第二个方面是一种用于控制用于将DC功率转换为AC功率或将AC功率转换为DC功率的多级电力变换电路的控制方法，所述电力变换电路的其中一相部分包括：第一半导体开关串联电路，连接在DC电源系统的正端子和负端子之间，该DC电源系统具有该正端子、该负端子、和中间端子，且，且所述第一半导体开关串联电路至少包括各自具有反并联连接的二极管的串联连接的六个半导体开关；第一电容器，与连接至该第一半导体开关串联电路的中间点的两个半导体开关的串联电路并联连接；第二电容器，与四个半导体开关的串联电路并联连接，该四个半导体开关中的两个位于该第一半导体开关串联电路的中间点的一侧，且该四个半导体开关中的两个位于该第一半导体开关串联电路的所述中间点的另一侧；第二半导体开关串联电路，与该第二电容器并联连接，且至少包括各自具有反并联连接的二极管的串联连接的四个半导体开关；第三电容器，与各自连接至该第二半导体开关串联电路的中间点的两个半导体开关的串联电路并联连接；和双向开关，连接在该第二半导体开关串联电路的中间点和DC电源系统的中间端子之间，且该双向开关能进行双向开关动作；其中当所述第一半导体开关串联电路的作为AC端子的所述中间点处的电位从DC电源系统的正侧电位通过中间点电位变化为负侧电位、或从负侧电位通过中间点电位变化为正侧电位时，所述控制方法传递对应于所述第一、第二、和第三电容器中的至少一个电容器的两端的电压值的半导体开关的预定开关模式。
本发明的第三个方面是控制根据本发明的第一个或第二个方面的多级电力变换电路的控制方法，其中用于传递预定开关模式的时间段短于脉宽调制控制的一个载波周期。
本发明的第四个方面是控制根据本发明的第一个或第二个方面的多级电力变换电路的控制方法，其中开关模式的选择是对应于在第一、第二、和第三电容器的两端的初步检测的电压值而确定的。
本发明的第五个方面是控制根据本发明的第四个方面的多级电力变换电路的控制方法，其中在第一优选方案中，开关模式的选择是对应于在第三电容器两端的电压值而确定的。
本发明的第六个方面是一种用于控制用于将DC功率转换为AC功率或将AC功率转换为DC功率的多级电力变换电路的控制方法，所述电力变换电路的一相部分包括：第一半导体开关串联电路，连接在DC电源系统的正端子和负端子之间，所述DC电源系统具有该正端子、该负端子、和中间端子，且所述第一半导体开关串联电路至少包括各自具有反并联连接的二极管的串联连接的八个半导体开关；第一电容器，与连接至该第一半导体开关串联电路的中间点的两个半导体开关的串联电路并联连接；第二电容器，与四个半导体开关的串联电路并联连接，该四个半导体开关中的两个位于该第一半导体开关串联电路的中间点的一侧，且该四个半导体开关中的两个位于该第一半导体串联开关电路的所述中间点的另一侧；第三电容器，与六个半导体开关的串联电路并联连接，六个半导体开关中的三个位于所述第一半导体串联电路的中间点的一侧，且六个半导体开关中的另三个位于第一半导体开关串联电路的中间点的另一侧；第二半导体开关串联电路，与第三电容器并联连接，且至少包括各自具有反并联连接的二极管的六个串联连接的半导体开关；第四电容器，与四个半导体开关的串联电路并联连接，四个半导体开关中的两个位于该第二半导体串联电路的中间点的一侧，且四个半导体开关中的两个位于该第二半导体串联电路的所述中间点的另一侧；第五电容器，与各自连接至该第二半导体开关串联电路的中间点的两个半导体开关的串联电路并联连接；和双向开关，连接在该第二半导体开关串联电路的中间点和DC电源系统的中间端子之间，且该双向开关能进行双向开关动作；其中当该第一半导体开关串联电路的作为AC端子的中间点处的电位从DC电源系统的正侧电位通过中间点电位变化为负侧电位、或从所述负侧电位通过中间点电位变化为正侧电位时，该控制方法传递半导体开关的预定开关模式。
本发明的第七个方面是一种用于控制用于将DC功率转换为AC功率或将AC功率转换为DC功率的多级电力变换电路的控制方法，所述电力变换电路的其中一相部分包括：第一半导体开关串联电路，连接在DC电源系统的正端子和负端子之间，所述DC电源系统具有该正端子、该负端子、和中间端子，且所述第一半导体开关串联电路至少包括各自具有反并联连接的二极管的串联连接的八个半导体开关；第一电容器，与连接至该第一半导体开关串联电路的中间点的两个半导体开关的串联电路并联连接；第二电容器，与四个半导体开关的串联电路并联连接，该四个半导体开关中的两个位于该第一半导体串联电路的中间点的一侧，且该四个半导体开关中的两个位于该第一半导体串联电路的所述中间点的另一侧；第三电容器，与六个半导体开关的串联电路并联连接，该六个半导体开关中的三个位于所述第一半导体串联电路的中间点的一侧，且该六个半导体开关中的另三个位于第一半导体开关串联电路的中间点的另一侧；第二半导体开关串联电路，与第三电容器并联连接，且至少包括各自具有反并联连接的二极管的六个串联连接的半导体开关；第四电容器，与四个半导体开关的串联电路并联连接，四个半导体开关中的两个位于该第二半导体开关串联电路的中间点的一侧，且四个半导体开关中的两个位于该第二半导体串联电路的所述中间点的另一侧；第五电容器，与各自连接至该第二半导体开关串联电路的中间点的两个半导体开关的串联电路并联连接；和双向开关，连接在该第二半导体开关串联电路的中间点和DC电源系统的中间端子之间，且该双向开关能进行双向开关动作；其中当所述第一半导体开关串联电路的作为AC端子的所述中间点处的电位从DC电源系统的正侧电位通过中间点电位变化为负侧电位、或从所述负侧电位通过所述中间点电位变化为所述正侧电位时，所述控制方法传递对应于所述第一到第五电容器中的至少一个电容器的两端的电压值的半导体开关的预定开关模式。
本发明的第八个方面是控制根据本发明的第六个或第七个方面的多级电力变换电路的控制方法，其中用于传递预定开关模式的时间段短于脉宽调制控制的一个载波周期。
本发明的第九个方面是控制根据本发明的第六个或第七个方面的多级电力变换电路的控制方法，其中开关模式的选择是对应于在第一到第四电容器的两端的初步检测的电压值而确定的。
本发明的第十个方面是控制根据本发明的第九个方面的多级电力变换电路的控制方法，其中在第一优选方案中，开关模式的选择是对应于在第五电容器两端的电压值而确定的。
在AC端子电压从零到+Ed（或负到正）或从零到-Ed（或正到负）的转变过程中，本发明的用于控制使用快速电容器的多级电力变换电路的控制方法，检测该快速电容器两端的电压，且当所检测到的电压低于预定电压时，该控制方法以对快速电容器充电的模式来传递导通/截止脉冲，且当所检测到的电压高于预定电压时，优先于半导体开关的常规导通/截止信号模式，该控制方法，以在短于PWM控制的载波周期的时间段过程中对快速电容器放电的模式来传递导通/截止脉冲。因此，本发明的控制方法并不要求具有大电容的快速电容器。
因此，提供了允许快速电容器具有小电容值的多级电力变换电路的控制方法。
附图说明
图1是示出本发明的控制算法的控制流程图的第一示例；
图2是示出本发明的控制算法的控制流程图的第二示例；
图3A到3D示出在本发明中从零到-Ed的转变中的操作的第一实施例示例；
图4A到4D示出在本发明中从零到-Ed的转变中的操作的第二实施例示例；
图5A到5D示出在本发明中从零到-Ed的转变中的操作的第三实施例示例；
图6A到6D示出在本发明中从零到-Ed的转变中的操作的第四实施例示例；
图7A到7D示出在本发明中从零到-Ed的转变中的操作的第五实施例示例；
图8A到8D示出在本发明中从零到-Ed的转变中的操作的第六实施例示例；
图9A到9D示出在本发明中从零到-Ed的转变中的操作的第七实施例示例；
图10A到10D示出在本发明中从零到-Ed的转变中的操作的第八实施例示例；
图11示出第一到第八实施例示例中的电容器的充电和放电状态；
图12示出对应于电容器电压的强制中断模式的选择方式；
图13示出在本发明中从零到Ed的转变的实施例示例；
图14示出向其应用本发明的多级电力变换电路的示例；
图15A、15B、和15C示出双向开关的构造的示例；
图16示出使用多级电力变换电路的三相电力变换器的示例；
图17是多级电力变换电路的基本部件的电路图；
图18示出多级电力变换电路的AC电压波形的示例；
图19示出从Ed到零电位转变中传递零电压的操作模式；
图20示出从-Ed到零电位转变中传递零电压的操作模式；
图21是使用具有相同耐受电压的半导体元件的七级电力变换电路的电路图；
图22是使用具有相同耐受电压的半导体元件的九级电力变换电路的电路图。
具体实施方式
本发明的要点如下。在AC端子电压从零到+Ed（或负到正）或从零到-Ed（或正到负）的转变过程中，本发明的用于控制使用快速电容器的多级电力变换电路的控制方法，检测该快速电容器两端的电压，且当所检测到的电压低于预定电压时，该控制方法以对快速电容器充电的模式来传递导通/截止脉冲，且当所检测到的电压高于预定电压时，优先于半导体开关的常规导通/截止信号模式，该控制方法，以在短于PWM控制的载波周期的时间段过程中对快速电容器放电的模式来传递导通/截止脉冲。
[第一实施例]
图1示出本发明的第一实施例。图1是本发明的PWM控制算法的控制流程图的示例。图3A到10D示出从图19中所示的零伏电压到-Ed电压的转变的八种类型的操作模式。
参看图1，开始后框1确定输出电压命令的极性。如果该极性为正，框2执行对正侧电压的PWM控制来传递电压3Ed,2Ed,Ed,和0(零)中的一个。然后，框3确定是否存在负电压侧命令。如果存在负侧电压命令，框4检测快速电容器C1a、C2、和C1b两端的电压值。然后，框5将所检测到的电压值与作为预设值的平均电压比较来确定相对大小。对应于比较结果，框6传递半导体开关的预定导通/截止模式达较短时间段，然后是从框7中输出电压-Ed。仅在考虑IGBT的通信时间段的情况下确定该“较短时间段”，且所以总共是大约10μs。根据段落[0010]中列出的开关模式（3）或（5）来传递框7输出的-Ed。此后，框8执行负侧电压的PWM控制来传递电压-3Ed,-2Ed,-Ed、和0中的一个。此后，框10、11、12、和13执行各自的处理，且然后操作过程返回至正侧电压的PWM控制。在操作过程中，框4到7在其中电流在负侧电压命令下流过电容器C1a的开关模式中操作；且框10到13在其中电流在正侧电压命令下流过电容器C1a的开关模式中操作。电流流动达数微米时间段。
由于电容器C1a两端的平均值需要为Ed，因此对应于电容器C1a两端的电压值来确定输出模式。
在从零电压到电压-Ed的转变过程中，通过当电容器C1a两端电压低于Ed时从图3、图4、图6、和图8的充电模式中选择开关模式、且在电容器C1a两端电压高于Ed时从图5、图7、图9、和图10的放电模式中选择开关模式，来将平均电压保持在Ed。
图3A到10D示出在使得电流流向AC端子或使用IGBT作为半导体开关的的正侧的开关模式中的操作。图3（包括图3A到3D）到图10（包括图10A到10D），分别被称为实施例示例1a到实施例示例8a。首先描述图3或实施例示例1a的操作。
从图3A（其是图19的副本）的状态开始，传递零伏电压，如图3B中所示，IGBT S9被截止且IGBT S8被导通，在AC端子处传递电压-Ed。在这个过程中，电容器C1a被充电。然后，如图3C中所示，IGBT S4被截止且IGBT S3被导通，在AC端子处传递零电压。在这个开关模式中，电容器C1a被充电且电容器C1b被放电。然后，如图3D中所示，IGBT S10被截止且IGBT S7被导通，这是正常状态，在AC端子处提供电压-Ed。在将AC端子电压从零变化至-Ed的过程中，提供一个操作开关模式，其中AC电压变成-Ed达短于一个载波周期的较短时间段。这个操作开关模式能使电容器C1a被充电、电容器C2被充电、且电容器C1b被放电。
图4A到4D示出实施例示例2a的操作开关模式。从图4A（其是图19的副本）的状态开始，提供零伏电压，如图4B中所示，IGBT S9被截止且IGBT S8被导通，在AC端子处提供电压-Ed。在这个过程中，电容器C1a被充电。然后，如图4C中所示，IGBT S5被截止且IGBT S2被导通，在AC端子处提供零电压。在这个开关模式中，电容器C1a被充电、电容器C2被放电、且电容器C1b被充电。然后，如图4D中所示，IGBT S10被截止且IGBT S7被导通，这是正常状态，在AC端子处提供电压-Ed。在将AC端子电压从零变化至-Ed的这一过程中，提供一种操作开关模式，其中AC电压变成-Ed达短于一个载波周期的较短时间段。这个操作开关模式能使电容器C1a被充电、电容器C2被放电、且电容器C1b被充电。
图5A到5D示出实施例示例3a的操作开关模式。从图5A（其是图19的副本）的状态开始，提供零伏电压，如图5B中所示，IGBT S5被截止且IGBT S2被导通，在AC端子处提供电压-Ed。在这个过程中，电容器C2被放电且电容器C1b被充电。然后，如图5C中所示，IGBT S10被截止且IGBT S7被导通，在AC端子处提供零电压。在这个开关模式中，电容器C1a被放电且电容器C1b被充电。然后，如图5D中所示，IGBT S9被截止且IGBT S8被导通，这是正常状态，在AC端子处提供电压-Ed。在将AC端子电压从零变化至-Ed的这一过程中，提供一种操作开关模式，其中AC电压变成-Ed达短于一个载波周期的较短时间段。这个操作开关模式能使电容器C1a被放电、电容器C2被放电、且电容器C1b被充电。
图6A到6D示出实施例示例4a的操作开关模式。从图6A（其是图19的副本）的状态开始，提供零伏电压，如图6B中所示，IGBT S5被截止且IGBT S2被导通，在AC端子处提供电压-Ed。在这个过程中，电容器C2被放电且电容器C1b被充电。然后，如图6C中所示，IGBT S9被截止且IGBT S8被导通，在AC端子处提供零电压。在这个开关模式中，电容器C1a被充电、电容器C2被放电、且电容器C1b被充电。然后，如图6D中所示，IGBT S10被截止且IGBT S7被导通，这是正常状态，在AC端子处提供电压-Ed。在将AC端子电压从零变化至-Ed的这一过程中，提供一种操作开关模式，其中AC电压变成-Ed达短于一个载波周期的较短时间段。这个操作开关模式能使电容器C1a被充电、电容器C2被放电、且电容器C1b被充电。
图7A到7D示出实施例示例5a的操作开关模式。从图7A（其是图19的副本）的状态开始，提供零伏电压，如图7B中所示，IGBT S4被截止且IGBT S3被导通，在AC端子处提供电压-Ed。在这个过程中，电容器C1b被放电。然后，如图7C中所示，IGBT S10被截止且IGBT S7被导通，在AC端子处提供零电压。在这个开关模式中，电容器C1a被放电、电容器C2被充电、且电容器C1b被放电。然后，如图7D中所示，IGBT S9被截止且IGBT S8被导通，这是正常状态，在AC端子处提供电压-Ed。在将AC端子电压从零变化至-Ed的这一过程中，提供一种操作开关模式，其中AC电压变成-Ed达短于一个载波周期的较短时间段。这个操作开关模式能使电容器C1a被放电、电容器C2被充电、且电容器C1b被放电。
图8A到8D示出实施例示例6a的操作开关模式。从图8A（其是图19的副本）的状态开始，提供零伏电压，如图8B中所示，IGBT S4被截止且IGBT S3被导通，在AC端子处提供电压-Ed。在这个过程中，电容器C1b被放电。然后，如图8C中所示，IGBT S9被截止且IGBT S8被导通，在AC端子处提供零电压。在这个开关模式中，电容器C1a被充电且电容器C1b被放电。然后，如图8D中所示，IGBT S10被截止且IGBT S7被导通，这是正常状态，在AC端子处提供电压-Ed。在将AC端子电压从零变化至-Ed的这一过程中，提供一种操作开关模式其中AC电压变成-Ed达短于一个载波周期的较短时间段。这个操作开关模式能使电容器C1a被充电、电容器C2被充电、且电容器C1b被放电。
图9A到9D示出实施例示例7a的操作开关模式。从图9A（其是图19的副本）的状态开始，提供零伏电压，如图9B中所示，IGBT S10被截止且IGBT S7被导通，在AC端子处提供电压-Ed。在这个过程中，电容器C1a被放电且电容器C2被充电。然后，如图9C中所示，IGBT S4被截止且IGBT S3被导通，在AC端子处提供零电压。在这个开关模式中，电容器C1a被放电、电容器C2被充电、且电容器C1b被放电。然后，如图9D中所示，IGBT S9被截止且IGBT S8被导通，这是正常状态，在AC端子处提供电压-Ed。在将AC端子电压从零变化至-Ed的这一过程中，提供一种操作开关模式，其中AC电压变成-Ed达短于一个载波周期的较短时间段。这个操作开关模式能使电容器C1a被放电、电容器C2被充电、且电容器C1b被放电。
图10A到10示出实施例示例8a的操作开关模式。从图10A（其是图19的副本）的状态开始，提供零伏电压，如图10B中所示，IGBT S10被截止且IGBT S7被导通，在AC端子处提供电压-Ed。在这个过程中，电容器C1a被放电且电容器C2被充电。然后，如图10C中所示，IGBTS5被截止且IGBT S2被导通，在AC端子处提供零电压。在这个开关模式中，电容器C1a被放电且电容器C1b被充电。然后，如图10D中所示，IGBT S9被截止且IGBT S8被导通，这是正常状态，在AC端子处提供电压-Ed。在将AC端子电压从零变化至-Ed的这一过程中，提供一种操作开关模式，其中AC电压变成-Ed达短于一个载波周期的较短时间段。这个操作开关模式能使电容器C1a被放电、电容器C2被充电、且电容器C1b被充电。
图11示出在从实施例示例1a到实施例示例8a的操作模式中电容器C1a、C2、和C1b的“充电”或“放电”的状态。斜体、加粗类型的“充电”和“放电”指示提供强制操作模式的操作。图12示出选择强制操作模式的方法。在检测电容器C1a、C2、和C1b的电压后，当所检测到的电压低于预定值时选择包括充电模式的这样的操作模式作为强制操作模式，且当所检测到的电压高于预定值时选择包括放电模式的这样的操作模式作为强制操作模式。这样的选择方式保护电容器免于过充电和过放电。上述描述是对于电流从AC端子流出的情况而做出的。在其中电流从AC端子流入（尽管是在AC端子处输出特定的电压）的模式中，电容器的“充电”和“放电”相反。
接着，下述将对于从图20的零电压状态到+Ed电压状态的转变的控制方法作出描述。这是图1中框1在开始后确定输出电压命令为负的情况。框8执行负侧电压PWM来提供电压-3Ed,-2Ed,-Ed、和0中的一个。然后，框9确定存在正侧电压命令。如果存在正侧电压命令，框10检测快速电容器C1a、C2、和C1b两端的电压值。框11将所检测到的电压值与作为预设值的平均电压比较来确定相对大小。根据比较结果，框12提供约定模式达较短时间段且框13提供电压Ed。较短时间段大约是总共10μs，因为仅需要考虑IGBT的通信时间。此后，框2执行正侧电压的PWM控制来提供电压3Ed、2Ed、Ed、和0中的一个。然后，框4、5、和6执行各自的处理且发生向负侧电压的PWM控制的转变。
图13示出操作模式的八种类型：实施例示例1b到8b，执行从图20的零电压的状态到电压Ed的状态的转变。每一个实施例示例通过以模式（a）→模式(b)→模式(c)→模式(d)的顺序的开关模式的转变来操作，且产生并提供输出AC端子电压Ed达较短时间段的操作模式或输出AC端子电压-Ed达较短时间段的操作模式，比如AC电压的转变：0→Ed→0→Ed或0→-Ed→0→Ed。这些操作模式能使电容器充电和放电。选择强制操作模式的方式类似于从零电压到-Ed电压的情况，且从而省略且描述。
[第二实施例]
图2示出本发明的第二实施例。在图2的第二实施例中，从第一实施例中移除：用于检测电容器电压的框4和10、以及用于确定所检测到的电压相对于平均电压的相对大小的框5和11。参看图2，开始后框1确定输出电压命令的极性。如果该极性为正，框2执行对正侧电压的PWM控制来提供电压3Ed,2Ed,Ed,和0(零)中的一个。然后，框3确定是否存在负侧电压命令。如果存在负侧电压命令，框6提供半导体开关的预定导通/截止模式达较短时间段，然后是从框7中输出电压-Ed。仅在考虑IGBT的通信时间段的情况下确定该“较短时间段”，且所以总共是大约10μs。根据段落[0010]中列出的开关模式（3）或（5）来提供框7输出的-Ed。此后，框8执行负侧电压的PWM控制来提供电压-3Ed,-2Ed,-Ed、和0中的一个。此后，框12和13执行各自的处理，且然后操作步骤返回至正电压的PWM控制。
这个第二实施例可被应用于其中对应于控制条件电容器的电压变化已知的情况、或者AC电压从0到-Ed（或正到负）或从0到Ed（或负到正）的平滑转变的情况。第二实施例的控制方法不检测电容器电压并提供预定操作模式的强制操作模式。
根据本发明的控制方法的原理可被应用于九级或更多级的变换电路的使用快速电容器的多级变换电路。图22示出其中被设置有向图14中所示的七级变换电路添加IGBT和电容器C2a和C2b的九级变换电路的示例。在应用本发明时，变换电路中电容器C1a和C2a可具有较小体积。
本发明可被应用于具有用于电机驱动的高电压输出的使用快速电容器的电力变换装置，和用于栅格连接的电力变换装置。
[附图标记说明]
DP1,DP2：DC电源
AU,AV,AW：一相臂
C1a,C1b,C2,C2a,C2b,C3,Cf：电容器
S1到S16、Q1到Q6、S1a到S1e、S6a到S6d：IGBT
S8a到S8e：IGBT
ACM：AC电机

Claims (6)

1.一种用于控制用于将DC功率转换为AC功率或将AC功率转换为DC功率的多级电力变换电路的控制方法，所述电力变换电路的其中一相部分包括：
第一半导体开关串联电路，连接在DC电源系统的正端子和负端子之间，所述DC电源系统具有所述正端子、所述负端子、和中间端子，且所述第一半导体开关串联电路至少包括各自具有反并联连接的二极管的串联连接的六个半导体开关；
第一电容器，与连接至所述第一半导体开关串联电路的中间点的两个半导体开关的串联电路并联连接；
第二电容器，与四个半导体开关的串联电路并联连接，所述四个半导体开关中的两个位于所述第一半导体开关串联电路的中间点的一侧，且所述四个半导体开关中的两个位于所述第一半导体开关串联电路的所述中间点的另一侧；
第二半导体开关串联电路，与所述第二电容器并联连接，且至少包括各自具有反并联连接的二极管的串联连接的四个半导体开关；
第三电容器，与各自连接至所述第二半导体开关串联电路的中间点的两个半导体开关的串联电路并联连接；和
双向开关，连接在所述第二半导体开关串联电路的所述中间点和所述DC电源系统的所述中间端子之间，且所述双向开关能进行双向开关动作；
其中当所述第一半导体开关串联电路的作为AC端子的所述中间点处的电位从DC电源系统的正侧电位通过中间点电位变化为负侧电位、或从所述负侧电位通过所述中间点电位变化为所述正侧电位时，检测所述第一至第三电容器中的至少一个电容器的两端的电压，当所检测到的电压低于预定电压时，以对至少一个电容器充电的模式来传递导通/截止脉冲，且当所检测到的电压高于预定电压时，在短于脉宽调制控制的载波周期的时间段过程中以对至少一个电容器放电的模式来传递导通/截止脉冲。
2.如权利要求1所述的用于控制多级电力变换电路的控制方法，其特征在于，检测所述第一至第三电容器的两端的电压，当所检测到的电压低于预定电压时，以对所述第一至第三电容器充电的模式来传递导通/截止脉冲，且当所检测到的电压高于预定电压时，在短于脉宽调制控制的载波周期的时间段过程中以对所述第一至第三电容器放电的模式来传递导通/截止脉冲。
3.如权利要求2所述的用于控制多级电力变换电路的控制方法，其特征在于，检测所述第三电容器的两端的电压，当所检测到的电压低于预定电压时，以对所述第三电容器充电的模式来传递导通/截止脉冲，且当所检测到的电压高于预定电压时，在短于脉宽调制控制的载波周期的时间段过程中以对所述第三电容器放电的模式来传递导通/截止脉冲。
4.一种用于控制用于将DC功率转换为AC功率或将AC功率转换为DC功率的多级电力变换电路的控制方法，所述电力变换电路的其中一相部分包括：
第一半导体开关串联电路，连接在DC电源系统的正端子和负端子之间，所述DC电源系统具有所述正端子、所述负端子、和中间端子，且所述第一半导体开关串联电路至少包括各自具有反并联连接的二极管的串联连接的八个半导体开关；
第一电容器，与连接至所述第一半导体开关串联电路的中间点的两个半导体开关的串联电路并联连接；
第二电容器，与四个半导体开关的串联电路并联连接，所述四个半导体开关中的两个位于所述第一半导体开关串联电路的中间点的一侧，且所述四个半导体开关中的两个位于所述第一半导体开关串联电路的所述中间点的另一侧；
第三电容器，与六个半导体开关的串联电路并联连接，所述六个半导体开关中的三个位于所述第一半导体串联电路的中间点的一侧，且所述六个半导体开关中的另三个位于所述第一半导体串联电路的所述中间点的另一侧；
第二半导体开关串联电路，与所述第三电容器并联连接，且至少包括各自具有反并联连接的二极管的六个串联连接的半导体开关；
第四电容器，与四个半导体开关的串联电路并联连接，所述四个半导体开关中的两个位于所述第二半导体开关串联电路的中间点的一侧，且所述四个半导体开关中的两个位于所述第二半导体开关串联电路的所述中间点的另一侧；
第五电容器，与各自连接至所述第二半导体开关串联电路的中间点的两个半导体开关的串联电路并联连接；和
双向开关，连接在所述第二半导体开关串联电路的所述中间点和所述DC电源系统的所述中间端子之间，且所述双向开关能进行双向开关动作；
其中当所述第一半导体开关串联电路的作为AC端子的所述中间点处的电位从DC电源系统的正侧电位通过中间点电位变化为负侧电位、或从所述负侧电位通过所述中间点电位变化为所述正侧电位时，检测所述第一至第五电容器中的至少一个电容器的两端的电压，当所检测到的电压低于预定电压时，以对至少一个电容器充电的模式来传递导通/截止脉冲，且当所检测到的电压高于预定电压时，在短于脉宽调制控制的载波周期的时间段过程中以对至少一个电容器放电的模式来传递导通/截止脉冲。
5.如权利要求4所述的用于控制多级电力变换电路的控制方法，其特征在于，检测所述第一至第五电容器的两端的电压，当所检测到的电压低于预定电压时，以对所述第一至第五电容器充电的模式来传递导通/截止脉冲，且当所检测到的电压高于预定电压时，在短于脉宽调制控制的载波周期的时间段过程中以对所述第一至第五电容器放电的模式来传递导通/截止脉冲。
6.如权利要求5所述的用于控制多级电力变换电路的控制方法，其特征在于，检测所述第五电容器的两端的电压，当所检测到的电压低于预定电压时，以对所述第五电容器充电的模式来传递导通/截止脉冲，且当所检测到的电压高于预定电压时，在短于脉宽调制控制的载波周期的时间段过程中以对所述第五电容器放电的模式来传递导通/截止脉冲。
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