KR20120136110A - Ｌｅｄ 구동회로 - Google Patents

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Abstract

LED 구동회로가 개시된다. 본 LED 구동회로는 LED 어레이의 구동을 위한 디밍 신호를 입력받는 입력부, 스위칭 동작을 수행하는 파워 트랜지스터를 포함하고, 파워 트랜지스터의 스위치 동작에 의하여 LED 어레이에 출력 전압을 제공하는 DC-DC 컨버터, LED 어레이의 전원을 조정하기 위한 PWM 신호를 파워 트랜지스터에 제공하는 PWM 신호 생성부, 디밍 신호를 이용하여 LED 어레이를 구동하는 LED 구동부, 및, 파워 트랜지스터의 열화를 감지하는 감지부를 포함한다.

Description

ＬＥＤ 구동회로{LED DRIVER CIRCUIT}
본 발명은 LED 구동회로에 관한 것으로, 보다 상세하게는 LED 어레이의 부스팅을 위한 파워 트랜지스터의 에러를 감지할 수 있는 LED 구동회로에 관한 것이다.
액정 표시 장치(Liquid Crystal Display: LCD)는 다른 표시 장치에 비해 두께가 얇고 무게가 가벼우며, 구동 전압 및 소비 전력이 낮아서 널리 사용되고 있다. 그러나 액정 표시 장치는 자체적으로 발광을 하지 못하는 비발광 소자이므로 액정 표시 패널에 광을 공급하기 위한 별도의 백라이트를 필요로 한다.
액정 표시 장치의 백라이트 광원으로는 냉음극형광램프(Cold Cathode Fluorescent Lamp: CCFL) 및 발광 다이오드(Light Emitting Diode: LED) 등이 많이 사용된다. 냉음극 형광램프는 수은을 사용하기 때문에 환경 오염을 유발할 수 있고, 응답속도가 느리며, 색 재현성이 낮을 뿐만 아니라 LCD 패널의 경박단소화에도 적절하지 못한 단점을 가졌다.
반면에, 발광 다이오드는 환경 유해 물질을 사용하지 않아 친환경적이며, 임펄스 구동이 가능한 이점이 있다. 그리고 색 재현성이 우수하며, 적색, 녹색, 청색 발광 다이오드의 광량을 조정하여 휘도, 색 온도 등을 임의로 변경할 수 있을 뿐만 아니라, LCD 패널의 경박단소화에 적합한 장점들을 가지므로, 최근 LCD 패널 등의 백라이트용 광원으로 많이 채용되고 있는 실정이다.
이와 같이, 발광 다이오드를 채용한 LCD 백라이트에서 발광 다이오드를 여러 개 직렬 연결하여 사용하는 경우(즉, LED 어레이를 이용하는 경우), 발광 다이오드에 일정한 정전류를 제공할 수 있는 구동회로가 필요하며, 발광 다이오드에 전원을 조정하기 위한 DC-DC 컨버터가 필요하다.
구체적으로, DC-DC 컨버터는 파워 트랜지스터(Power transistor)를 구비하고, 제공되는 펄스폭 변조(PWM) 신호를 파워 트랜지스터의 게이트에 입력하여, 발광 다이오드를 구동하기 위한 부스팅을 수행한다.
한편, 이러한 파워 트랜지스터는 오랜 구동 또는 충격 등에 의하여 열화가 되는 경우가 있는데, 파워 트랜지스터가 열화가 되면, 발광 다이오드를 구동하기 위한 부스팅을 하지 못하게 되고, 그에 따라 발광 다이오드를 구동하기 위한 원하는 출력 전압을 유지할 수 없게 된다.
그러나 종래에는 이러한 파워 트랜지스터의 에러를 감지할 수 있는 방법이 없었다는 점에서, 파워 트랜지스터의 에러를 감지할 수 있는 방법이 요구되었다.
따라서, 본 발명의 목적은 LED 어레이의 부스팅을 위한 파워 트랜지스터의 에러를 감지할 수 있는 LED 구동회로에 관한 것이다.
이상과 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 LED 구동회로는, LED 어레이의 구동을 위한 디밍 신호를 입력받는 입력부. 스위칭 동작을 수행하는 파워 트랜지스터를 포함하고, 상기 파워 트랜지스터의 스위치 동작에 의하여 상기 LED 어레이에 출력 전압을 제공하는 DC-DC 컨버터, 상기 LED 어레이의 전원을 조정하기 위한 PWM 신호를 상기 파워 트랜지스터에 제공하는 PWM 신호 생성부, 상기 디밍 신호를 이용하여 상기 LED 어레이를 구동하는 LED 구동부, 및, 상기 파워 트랜지스터의 열화를 감지하는 감지부를 포함한다.
이 경우, 상기 감지부는, 상기 파워 트랜지스터의 소스 전압을 이용하여 상기 파워 트랜지스터의 열화를 감지하는 것이 바람직하다.
이 경우, 상기 감지부는, 상기 파워 트랜지스터의 소스 전압이 기설정된 제1 전압보다 크면 하이(High) 신호를 출력하는 제1 비교기를 포함하고, 상기 감지부는, 상기 제1 비교기의 출력 신호에 기초하여 상기 파워 트랜지스터의 열화를 감지할 수 있다.
이 경우, 상기 제1 비교기는, 상기 소스 전압이 상기 제1 전압보다 커지면 하이(High) 신호를 출력하고, 상기 제1 전압보다 낮은 전압레벨을 갖는 제2 전압보다 상기 소스 전압이 낮아지면 로우(Low) 신호를 출력하는 히스테리시스 비교기인 것이 바람직하다.
한편, 상기 감지부는, 커패시터, 상기 제1 비교기가 하이 신호를 출력하면, 턴-온되어 상기 커패시터에 정전류를 제공하는 제1 트랜지스터, 및, 상기 커패시터의 전압이 기설정된 제3 전압보다 크면 하이 신호를 출력하는 제2 비교기를 더 포함하고, 상기 감지부는, 상기 제2 비교기의 출력 신호에 기초하여 상기 파워 트랜지스터의 열화를 감지할 수 있다.
이 경우, 상기 커패시터의 커패시턴스는 1㎌이고, 상기 정전류의 크기는 1㎂이고, 상기 제3 전압은 1V인 것이 바람직하다.
한편, 상기 감지부는, 외부 제어 신호에 따라 상기 커패시터에 충전된 전하를 방전시키는 제2 트랜지스터를 더 포함할 수 있다.
이 경우, 상기 감지부는, 상기 파워 트랜지스터의 소스 전압이 기설정된 제4 전압보다 낮으면, 상기 커패시터에 충전된 전하를 방전시키도록 상기 제2 트랜지스터를 제어하는 회복부를 더 포함하고, 상기 제4 전압은 상기 제1 전압보다 낮은 전압 레벨을 갖는 것이 바람직하다.
이 경우, 상기 회복부는, 상기 디밍 신호가 로우 신호이고, 상기 파워 트랜지스터의 소스 전압이 상기 제4 전압보다 낮으면, 상기 제2 트랜지스터가 턴-온되도록 제어하는 것이 바람직하다.
한편, 상기 감지부는, 상기 커패시터에 충전된 전하를 방전시키는 제2 트랜지스터, 및, 상기 파워 트랜지스터의 소스 전압이 기설정된 제4 전압보다 낮으면, 상기 커패시터에 충전된 전하를 방전시키도록 상기 제2 트랜지스터를 제어하는 회복부를 더 포함하고, 상기 제4 전압은 상기 제1 전압보다 낮은 전압 레벨을 갖는 것이 바람직하다.
이 경우, 상기 회복부는, 상기 디밍 신호가 로우 신호이고, 상기 파워 트랜지스터의 소스 전압이 상기 제4 전압보다 낮으면, 상기 제2 트랜지스터가 턴-온되도록 제어하는 것이 바람직하다.
한편, 상기 PWM 신호 생성부는, 상기 LED 어레이와 상기 LED 구동부가 공통으로 접하는 노드의 전압과 기설정된 제5전압을 비교하여 출력하는 피드백부를 포함하고, 상기 감지부는 상기 피드백부의 출력 전압을 이용하여 상기 파워 트랜지스터의 열화를 감지하는 것이 바람직하다.
이 경우, 상기 감지부는, 커패시터, 상기 피드백부의 출력 전압이 기설정된 제1 전압보다 크면 하이 신호를 출력하는 제1 비교기, 상기 제1 비교기가 하이 신호를 출력하면, 턴-온되어 상기 커패시터에 정전류를 제공하는 제1 트랜지스터, 및, 상기 커패시터의 전압이 기설정된 제3 전압보다 크면 에러 신호를 출력하는 제2 비교기를 더 포함하고, 상기 감지부는, 상기 제2 비교기의 출력 신호에 기초하여 상기 파워 트랜지스터의 열화를 감지하는 것이 바람직하다.
이 경우, 상기 제1 비교기는, 상기 피드백부의 출력 전압이 상기 제1 전압보다 커지면 하이 신호를 출력하고, 상기 제1 전압보다 낮은 전압레벨을 갖는 제2 전압보다 상기 피드백부의 출력 전압이 낮아지면 로우 신호를 출력하는 히스테리시스 비교기인 것이 바람직하다.
한편, 상기 커패시터의 커패시턴스는 1㎌이고, 상기 정전류의 크기는 1㎂이고, 상기 제3 전압은 1V인 것이 바람직하다.
한편, 상기 감지부는, 외부 제어 신호에 따라 상기 커패시터에 충전된 전하를 방전시키는 제2 트랜지스터를 더 포함할 수 있다.
이 경우, 상기 감지부는, 상기 피드백부의 출력 전압이 기설정된 제4 전압보다 낮으면, 상기 커패시터에 충전된 전하를 방전시키도록 상기 제2 트랜지스터를 제어하는 회복부를 더 포함하고, 상기 제4 전압은 상기 제1 전압보다 낮은 전압 레벨을 갖는 것이 바람직하다.
이 경우, 상기 회복부는, 상기 디밍 신호가 로우 신호이고, 상기 피드백부의 출력 전압이 상기 제4 전압보다 낮으면, 상기 제2 트랜지스터가 턴-온되도록 상기 제2 트랜지스터를 제어하는 것이 바람직하다.
한편, 상기 감지부는, 상기 커패시터에 충전된 전하를 방전시키는 제2 트랜지스터, 및, 상기 피드백부의 출력 전압이 기설정된 제4 전압보다 낮으면, 상기 커패시터에 충전된 전하를 방전시키도록 상기 제2 트랜지스터를 제어하는 회복부를 더 포함하고, 상기 제4 전압은 상기 제1 전압보다 낮은 전압 레벨을 갖는 것이 바람직하다.
이 경우, 상기 회복부는, 상기 디밍 신호가 로우 신호이고, 상기 피드백부의 출력 전압이 상기 제4 전압보다 낮으면, 상기 제2 트랜지스터가 턴-온되도록 상기 제2 트랜지스터를 제어하는 것이 바람직하다.
한편, 상기 PWM 신호 생성부는, 상기 DC-DC 컨버터의 파워 트랜지스터에 제공될 PWM 신호를 생성하는 신호 생성부, 상기 LED 어레이와 상기 LED 구동부가 공통 연결되는 노드의 전압과 기설정된 제5전압을 비교하여 출력하는 피드백부, 및, 상기 파워 트랜지스터의 소스 전압과 기설정된 주파수를 갖는 삼각파가 합산된 제1 합산 전압이 '상기 피드백부의 출력과 기설정된 제6 전압이 합산된 제2 합산 전압'보다 크면 상기 PWM 신호가 리셋 되도록 상기 신호 생성부를 제어하는 제어부를 포함할 수 있다.
이와 같이 본 실시 예에 다른 LED 구동회로는 LED 어레이의 부스팅을 위한 파워 트랜지스터의 열화를 감지할 수 있게 된다.
도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 LED 구동회로의 블록도,
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 LED 구동회로의 회로도,
도 3은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 감지부의 회로도,
도 4는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 감지부의 회로도,
도 5는 NOR 게이트의 진리표를 나타내는 도면,
도 6은 정상 동작시의 LED 구동회로의 동작을 설명하기 위한 파형도,
도 7은 비정상 동작시의 LED 구동회로의 동작을 설명하기 위한 파형도, 그리고,
도 8 및 도 9는 본 실시 예에 따른 감지부의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 LED 구동회로의 블록도이다.
도 1을 참고하면, LED 구동회로(1000)는 입력부(100), PWM 신호 생성부(200), DC-DC 컨버터(300), LED 구동부(400), LED 어레이(500), 및 감지부(600)를 포함한다.
입력부(100)는 LED 어레이의 구동을 위한 디밍 신호를 입력받는다. 구체적으로, LED에 대한 디지털 디밍 방법으로 다이렉트 모드(direct mode), 고정 위상 모드(fixed phase mode), 위상 이동 모드(phase shift mode)가 존재한다. 여기서, 다이렉트 모드는 PWM 주파수 및 온 듀티(On duty) 모두를 외부(PAD)에서 제어하는 방식이고, 고정 위상 모드 및 위상 이동 모드는 PWM 주파수는 IC 내부적으로 생성하고 온 듀티만 PAD에서 입력받아 제어하는 방식이다. 여기서 디밍 신호란, LED의 휘도와 색 온도 등을 조정하거나 온도 보상을 위한 신호이다.
PWM 신호 생성부(200)는 LED 에레이의 전원을 조정하기 위한 PWM 신호를 생성한다. PWM 신호 생성부(200)의 구체적인 구성 및 동작에 대해서는 도 2를 참고하여 후술한다.
DC-DC 컨버터(300)는 스위칭 동작을 수행하는 파워 트랜지스터를 포함하고, 파워 트랜지스터의 스위치 동작에 의하여 LED 어레이에 출력 전압을 제공한다. 구체적으로, DC-DC 컨버터(300)는 PWM 신호 생성부(200)에서 생성된 PWM 신호에 기초하여 DC 전압을 컨버팅하고, 컨버팅된 DC 전압을 LED 어레이(500)에 제공한다. 이때, DC-DC 컨버터(300)는 LED 어레이(500)가 포화 영역에서 동작하도록 LED 어레이(500)의 순방향 바이어스 전압에 대응하는 전압을 LED 어레이(500)에 제공할 수 있다.
LED 구동부(400)는 디밍 신호를 이용하여 LED 어레이를 구동한다. 구체적으로, LED 구동부(400)는 입력부(100)에서 입력된 디밍 신호를 이용하여 LED 어레이(500) 내의 구동 전류를 조정할 수 있다.
감지부(600)는 파워 트랜지스터의 열화를 감지한다. 구체적으로, 감지부(600)는 DC-DC 컨버터의 파워트랜지스터가 쇼트 등의 열화가 있는지를 감지한다. 감지부(600)의 구체적인 구성 및 동작에 대해서는 도 3 및 도 4를 참고하여 후술한다.
이상과 같이 본 실시 예에 따른 LED 구동회로(1000)는 감지부(600)를 이용하여 파워 트랜지스터의 열화를 감지할 수 있는바, 사용자는 LED 구동회로의 에러를 용이하게 파악할 수 있게 된다.
도 2는 본 실시 예에 따른 LED 구동회로의 회로도이다.
도 2를 참고하면, LED 구동회로(1000)는 입력부(100), PWM 신호 생성부(200), DC-DC 컨버터(300), LED 구동부(400) 및 LED 어레이(500)를 포함한다. 한편, 도 2에는 감지부(600) 구성을 도시하지 않았지만, 구현시에는 도 3 또는 도 4의 회로가 도 2의 일 측에 구비될 수 있다.
입력부(100)는 LED 구동을 위한 디밍 신호를 외부로부터 입력받는다.
PWM 신호 생성부(200)는 DC-DC 컨버터(300)에 제공하는 PWM 신호(PWM_OUT)를 생성한다. 구체적으로, PWM 신호 생성부(200)는 클럭 신호(210), 신호 생성부(220), 제어부(230), 합산부(240) 및 피드백부(250)를 포함한다.
클럭 신호(210)는 기설정된 주파수를 갖는 클럭 신호이다. 클럭 신호는 LED 구동회로(1000) 자체의 오실레이터를 이용하여 생성되거나, 외부로부터 수신될 수 있다.
신호 생성부(220)는 DC-DC 컨버터(300)의 파워 트랜지스터에 제공될 PWM 신호를 생성한다. 구체적으로 신호 생성부(220)는 RS 플리플롭으로 구현될 수 있다. 이때, RS 플리플롭은 클럭 신호(210)를 세트 입력으로 입력받고, 제어부(230)의 출력을 리셋 입력으로 입력받을 수 있다. 여기서 RS 플리플롭은 세트 신호가 입력되면 '1'을 출력하고, 리셋 신호가 입력되면 '0'을 출력하는 플리플롭이다.
제어부(230)는 신호 생성부(220)를 제어한다. 구체적으로, 제어부(230)는 OP-AMP로 구현될 수 있으며, 파워 트랜지스터의 소스 전압과 기설정된 주파수를 갖는 삼각파가 합산된 제1 합산 전압을 OP-AMP의 양의 단자로 입력받고, 피드백부(250)의 출력 전압과 기설정된 제6 전압(예를 들어, 1. 5V)이 합산된 제2 합산 전압을 OP-AMP의 음의 단자로 입력받아, 그 차이를 신호 생성부(220)에 제공할 수 있다.
합산부(240)는 DC-DC 컨버터(300)의 파워 트랜지스터의 소스 전압과 기설정된 주파수를 갖는 삼각파를 합산하여 제어부(230)의 OP-AMP의 양의 단자로 출력한다. 그리고 합산부(204)는 피드백부(250)의 출력 전압과 기설정된 제6 전압(예를 들어, 1. 5V)을 합산하여 제어부(230)의 OP-AMP의 음의 단자로 출력한다.
피드백부(250)는 LED 어레이(500)에 공급되는 전원(구체적으로, LED 어레이(500)와 LED 구동부(400)가 만나는 노드의 전압)을 측정하고, 측정된 전원과 기설정된 레퍼런스 전압(또는 제5 전압)을 비교하여, 그 차이를 제어부(230)에 제공한다. 도시된 예에서는 LED 어레이(500)와 LED 구동부(400)가 만나는 노드의 전압(V_FB)을 측정하는 예에 대해서 도시하였지만, DC-DC 컨버터(300)의 출력 전압(Vout)을 측정하는 형태로도 구현할 수 있다.
DC-DC 컨버터(300)는 인덕터, 파워 트랜지스터(또는 부스터 게이트) 및 다이오드로 구성되는 부스터 스위처로 구성될 수 있다. 도 2에 도시된 DC-DC 컨버터(300)는 통상적인 부스터 스위처(boost switcher)와 동일한 동작을 수행하는바 구체적인 설명은 생략한다.
LED 구동부(400)는 정전류 제어기이다. 도 2에 도시된 LED 구동부(400)는 LED 구동회로에 일반적으로 사용되는 정전류 제어기라는 점에서 구체적인 설명은 생략한다.
이하에서는 도 3 및 도 4를 참고하여 감지부의 구체적인 구성 및 동작에 대해서 설명한다.
도 3은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 감지부의 회로도이다. 구체적으로, 제1 실시 예에 따른 감지부(600)는 DC-DC 컨버터(300)의 파워 트랜지스터의 소스 전압을 이용하여 파워 트랜지스터의 열화를 감지한다.
도 3을 참고하면, 감지부(600)는 제1 비교기(610), 제1 트랜지스터부(620), 커패시터(630), 제2 비교기(640) 및 회복부(650, 660, 670)를 포함한다.
제1 비교기(610)는 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)과 기설정된 제1 전압(예를 들어, 0.7V)을 비교한다. 여기서, 제1 비교기(610)는 히스테리시스를 갖는 OP-AMP(비교기)일 수 있다. 따라서, 제1 비교기(610)는 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)과 기설정된 제1 전압(예를 들어, 0.7V) 및 기설정된 제2 전압(예를 들어, 0.5V)을 비교하고, 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)이 기설정된 제1 전압보다 커지면 하이(High) 신호를 출력하고, 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)이 기설정된 제2 전압보다 작아지면 로우(Low) 신호를 출력할 수 있다. 여기서, 기설정된 제1 전압은 파워 트랜지스터가 정상 동작시에 가질 수 있는 소스 전압의 변화 범위보다 높은 전압이다. 따라서, 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)이 기설정된 제1 전압보다 큰 경우, 파워 트랜지스터가 열화된 것으로 예측할 수 있다. 다만, 노이즈 등에 의하여 파워 트랜지스터의 소스 전압이 일시적으로 제1 전압보다 큰 경우에는 파워 트랜지스터가 열화된 것이 아닌바, 아래와 같은 구성을 이용하여, 검증 동작을 수행한다.
본 실시 예에서는 히스테리시스를 갖는 OP-AMP를 이용하여 제1 비교기(610)를 구현하였으나, 구현시에는 히스테리시스를 갖지 않는 일반적인 OP-AMP를 이용하여 구현할 수도 있다. 즉, 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)이 기설정된 제1 전압보다 크면 하이 신호를 출력하고, 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)이 기설정된 제1 전압보다 작으면 로우 신호를 출력하는 형태로 제1 비교기(610)를 구현할 수도 있다.
제1 트랜지스터부(620)는 제1 비교기(610)가 하이 신호를 출력하면 턴-온되어 커패시터(630)에 정전류(예를 들어, 1㎂)를 제공한다. 구체적으로, 제1 트랜지스터부(620)는 인버터 및 PMOS 트랜지스터를 포함한다.
인버터는 제1 비교기(610)의 출력 신호를 반전한다. 구체적으로, 인버터는 제1 비교기(610)가 하이 신호를 출력하면, 이를 반전하여 로우 신호를 출력한다. 그리고 인버터는 제1 비교기(610)라 로우 신호를 출력하면, 이를 반전하여 하이 신호를 출력한다.
PMOS 트랜지스터는 인버터의 출력 신호에 따라 정전류(예를 들어, 1㎂)를 커패시터에 제공한다. 구체적으로, PMOS 트랜지스터의 드레인은 정전류원(예를 들어, 1㎂)에 연결되고, PMOS 트랜지스터의 소스는 커패시터의 일단에 연결되고, PMOS 트랜지스터의 게이트는 인버터의 출력단에 연결된다.
따라서, 제1 트랜지스터부(620)는 제1 비교기(610)로부터 하이 신호가 입력되면, 커패시터에 정전류를 제공하고, 제1 비교기(610)로부터 로우 신호가 입력되면 커패시터에 정전류를 제공하지 않는다.
한편, 본 실시 예에서는 PMOS 트랜지스터를 이용하여 제1 트랜지스터부(620)를 구현하였으나, 구현시에는 NMOS 트랜지스터를 이용하여 제1 트랜지스터부(620)를 구현할 수 있다.
커패시터(630)는 제1 트랜지스터부(620)를 통하여 제공되는 정전류(예를 들어, 1㎂)를 이용하여 충전된다. 이때, 커패시터(630)의 커패시턴스는 1㎌를 가질 수 있다. 본 실시 예에서는 1㎌ 커패시턴스를 갖는 커패시터를 이용하였으나, 구현시에는 다른 커패시턴스 값을 갖는 커패시터를 이용할 수 있다.
제2 비교기(640)는 커패시터(630)의 전압과 기설정된 제3 전압(예를 들어, 1V)을 비교한다. 구체적으로, 제2 비교기(640)는 OP-AMP로 구현될 수 있으며, 커패시터(630)의 전압이 OP-AMP의 양의 단자에 입력되고, 기설정된 제3 전압(예를 들어, 1V)이 OP-AMP의 음의 단자에 입력된다. 따라서, OP-AMP는 커패시터(630)의 전압이 기설정된 제3 전압보다 크면 하이 신호를 출력한다.
따라서, 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)이 제1 전압(0.7)이상이면, PMOS 트랜지스터가 턴-온되어 커패시터(630)에 정전류가 제공되고, 커패시터는 제공된 정전류에 의하여 충전된다. 이때, 커패시터의 전압은 정전류의 제공 시간에 비례하게 된다.
본 실시 예에서는 1㎂의 정전류 및 1㎌의 커패시턴스를 갖는 커패시터를 이용하는 바, 커패시터(630)는 정전류를 제공받은 시점부터 1초 후에 1V의 전압 값을 갖게 된다. 즉, 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)이 0.7V 이상 되고, 그 상태가 1초 이상 지속하면, 제2 비교기(640)는 하이 신호를 출력하게 된다. 결과적으로 감지부(600)는 제2 비교기(640)의 출력 신호에 기초하여 파워 트랜지스터의 열화를 감지할 수 있다. 이와 같은 감지부(600)는 제1 트랜지스터부(620), 커패시터(630) 및 제2 비교기(640)를 구비한다는 점에서, 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)이 기설정된 제1 전압보다 큰 경우 중 노이즈 등에 의하여 일시적으로 소스 전압(CS)이 기설정된 제1 전압보다 큰 경우를 배제할 수 있다.
회복부(650, 660, 670)는 커패시터(630)에 충전된 전하를 방전시킨다. 구체적으로, 회복부(650, 660, 670)는 제3 비교기(650), 논리부(660) 및 제2 트랜지스터(670)를 포함한다.
제3 비교기(650)는 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)과 기설정된 제4 전압을 비교한다. 구체적으로, 제3 비교기(650)는 OP-AMP로 구현될 수 있으며, 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)을 OP-AMP의 양의 단자로 입력받고, 기설정된 제4 전압(예를 들어, 0.1V)을 OP-AMP의 음의 단자로 입력받아, 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)이 기설정된 제4 전압보다 크면 하이 신호를 출력하고, 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)이 기설정된 제4 전압보다 늦으면 로우 신호를 출력할 수 있다.
논리부(660)는 디밍 신호가 로우 신호이고, 제3 비교기(650)의 출력이 로우 신호이면, 제2 트랜지스터(670)를 턴-온 시킨다. 그리고 논리부(660)는 외부 제어 신호에 따라 제2 트랜지스터(670)를 턴-온 시킨다. 구체적으로, 논리부(660)는 NOR 게이트, 인버터, OR 게이트로 구성될 수 있다.
NOR 게이트는 제3 비교기(650)의 출력과 디밍 신호(DIM)를 입력받고, 도 5에 도시된 바와 같은 진리 표와 같이 동작한다. 구체적으로, 논리부(660)는 디밍 신호가 로우 신호이고, 제3 비교기(650)의 출력이 로우 신호인 경우에만 하이 신호를 출력한다.
인버터는 외부 제어 신호(EN)를 반전하여 출력한다. 여기서, 외부 제어 신호는 LED 구동회로(1000)의 동작 상태를 제어하기 위한 제어 신호이다. 구체적으로, 외부 제어 신호가 하이(high) 신호일 경우, LED 구동회로(1000) 및 감지부(600)는 상술한 바와 같은 동작을 수행하게 되고, 외부 제어 신호가 로우(low) 신호인 경우, LED 구동회로(1000) 및 감지부(600)는 상술한 바와 같은 동작을 수행하지 않게 된다. 한편, 이상에서는 외부 제어 신호가 하이 신호일 때, LED 구동회로(1000) 및 감지부(600)가 동작하는 것으로 설명하였으나, 구현시에는 외부 제어 신호가 로우 신호일 때, LED 구동회로(1000) 및 감지부(600)가 동작하도록 구현할 수도 있다. 또한, 이상에서는 LED 구동회로(1000)의 동작 상태를 제어하기 위한 제어 신호를 외부 제어 신호로 이용하는 예만을 설명하였으나, 구현시에는 감지부(600)의 동작 상태만을 제어하기 위한 제어 신호를 이용하는 형태로도 구현할 수도 있다.
OR 게이트는 NOR 게이트의 출력 신호와 인버터의 출력 신호를 입력받고, 두 신호 중 적어도 하나가 하이 신호이며, 하이 신호를 출력한다.
제2 트랜지스터(670)는 커패시터의 충전된 전하를 방전시킨다. 구체적으로, 제2 트랜지스터(670)의 드레인은 제1 트랜지스터부(620)의 PMOS 트랜지스터의 소스에 연결되고, 제2 트랜지스터(670)의 소스는 접지에 연결되고, 제2 트랜지스터(670)의 게이트는 논리부(660)의 출력단에 연결된다. 이때, 제2 트랜지스터는 NMOS일 수 있다. 따라서, 논리부(660)로부터 하이 신호를 입력받으면 제2 트랜지스터는 턴-온되어, 커패시터에 충전된 전하를 방전시킬 수 있다.
본 실시 예에서는 제1 비교기(610), 제1 트랜지스터부(620), 커패시터(630), 제2 비교기(640) 및 회복부(650, 660, 670)를 이용하여 감지부(600)를 구현하였으나, 구현시에는 제1 비교기(610)만을 이용하여 감지부(600)를 구현할 수 있으며, 제1 비교기(610), 제1 트랜지스터부(620), 커패시터(630) 및 제2 비교기(640)만을 이용하여 감지부(600)를 구현할 수도 있다.
도 4는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 감지부의 회로도이다. 구체적으로, 제2 실시 예에 따른 감지부(600')는 피드백부(250)의 출력 전압(CS2)을 이용하여 파워 트랜지스터의 열화를 감지한다. 제2 실시 예에 따른 감지부(600')는 제1 실시 예의 감지부(600)와 비교하였을 때, 트랜지스터의 열화를 감지하기 위하여 이용하는 전원의 종류만 상이할 뿐, 구체적인 구성은 동일하다.
도 4를 참고하면, 감지부(600')는 제1 비교기(610), 제1 트랜지스터부(620), 커패시터(630), 제2 비교기(640) 및 회복부(650, 660, 670)를 포함한다.
제1 비교기(610)는 피드백부(250)의 출력 전압(CS2)과 기설정된 제1 전압(예를 들어, 0.7V)을 비교한다. 여기서, 제1 비교기(610)는 히스테리시스를 갖는 OP-AMP(비교기)일 수 있다. 따라서, 제1 비교기(610)는 피드백부(250)의 출력 전압(CS2)과 기설정된 제1 전압(예를 들어, 0.7V) 및 기설정된 제2 전압(예를 들어, 0.5V)을 비교하고, 피드백부(250)의 출력 전압(CS2)이 기설정된 제1 전압보다 커지면 하이(High) 신호를 출력하고, 피드백부(250)의 출력 전압(CS2)이 기설정된 제2 전압보다 작아지면 로우(Low) 신호를 출력할 수 있다. 여기서, 기설정된 제1 전압은 파워 트랜지스터가 정상 동작시에 가질 수 있는 소스 전압의 변화 범위보다 높은 전압이다. 따라서, 피드백부(250)의 출력 전압(CS2)이 기설정된 제1 전압보다 큰 경우, 파워 트랜지스터가 열화된 것으로 예측할 수 있다. 다만, 노이즈 등에 의하여 파워 트랜지스터의 소스 전압이 일시적으로 제1 전압보다 큰 경우에는 파워 트랜지스터가 열화된 것이 아닌바, 아래와 같은 구성을 이용하여, 검증 동작을 수행한다.
본 실시 예에서는 히스테리시스를 갖는 OP-AMP를 이용하여 제1 비교기(610)를 구현하였으나, 구현시에는 히스테리시스를 갖지 않는 일반적인 OP-AMP를 이용하여 구현할 수도 있다. 즉, 피드백부(250)의 출력 전압(CS2)이 기설정된 제1 전압보다 크면 하이 신호를 출력하고, 피드백부(250)의 출력 전압(CS2)이 기설정된 제1 전압보다 작으면 로우 신호를 출력하는 형태로 제1 비교기(610)를 구현할 수도 있다.
제 1 트랜지스터부(620)는 제1 비교기(610)가 하이 신호를 출력하면 턴-온되어 커패시터(630)에 정전류(예를 들어, 1㎂)를 제공한다. 구체적으로, 제1 트랜지스터부(620)는 인버터 및 PMOS 트랜지스터를 포함한다.
인버터는 제1 비교기(610)의 출력 신호를 반전한다. 구체적으로, 인버터는 제1 비교기(610)가 하이 신호를 출력하면, 이를 반전하여 로우 신호를 출력한다. 그리고 인버터는 제1 비교기(610)가 로우 신호를 출력하면, 이를 반전하여 하이 신호를 출력한다.
PMOS 트랜지스터는 인버터의 출력 신호에 따라 정전류(예를 들어, 1㎂)를 커패시터에 제공한다. 구체적으로, PMOS 트랜지스터의 드레인은 정전류원(예를 들어, 1㎂)에 연결되고, PMOS 트랜지스터의 소스는 커패시터의 일단에 연결되고, PMOS 트랜지스터의 게이트는 인버터의 출력단에 연결된다.
따라서, 제1 트랜지스터부(620)는 제1 비교기(610)로부터 하이 신호가 입력되면, 턴-온되어 커패시터에 정전류를 제공하고, 제1 비교기(610)로부터 로우 신호가 입력되면 턴-오프되어 커패시터에 정전류를 제공하지 않는다.
한편, 본 실시 예에서는 PMOS 트랜지스터를 이용하여 제1 트랜지스터부(620)를 구현하였으나, 구현시에는 NMOS 트랜지스터를 이용하여 제1 트랜지스터부(620)를 구현할 수 있다.
커패시터(630)는 제1 트랜지스터부(620)를 통하여 제공되는 정전류(예를 들어, 1㎂)를 이용하여 충전된다. 이때, 커패시터(630)의 커패시턴스는 1㎌를 가질 수 있다. 본 실시 예에서는 1㎌ 커패시턴스를 갖는 커패시터를 이용하였으나, 구현시에는 다른 커패시턴스 값을 갖는 커패시터를 이용할 수 있다.
제2 비교기(640)는 커패시터(630)의 전압과 기설정된 제3 전압(예를 들어, 1V)을 비교한다. 구체적으로, 제2 비교기(640)는 OP-AMP로 구현될 수 있으며, 커패시터(630)의 전압이 OP-AMP의 양의 단자에 입력되고, 기설정된 제3 전압(예를 들어, 1V)이 OP-AMP의 음의 단자에 입력된다. 따라서, OP-AMP는 커패시터(630)의 전압이 기설정된 제3 전압보다 크면 하이 신호를 출력한다.
따라서, 피드백부(250)의 출력 전압(CS2)이 제1 전압(0.7)이상이면, PMOS 트랜지스터가 턴-온되어 커패시터(630)에 정전류가 제공되고, 커패시터는 제공된 정전류에 의하여 충전된다. 이때, 커패시터의 전압은 정전류의 제공 시간에 비례하게 된다.
본 실시 예에서는 1㎂의 정전류 및 1㎌의 커패시턴스를 갖는 커패시터를 이용하는 바, 커패시터(630)는 정전류를 제공받은 시점부터 1초 후에 1V의 전압 값을 갖게 된다. 즉, 피드백부(250)의 출력 전압(CS2)이 0.7V 이상 되고, 그 상태가 1초 이상 지속하면, 제2 비교기(640)는 하이 신호를 출력하게 된다. 결과적으로 감지부(600')는 제2 비교기(640)의 출력 신호에 기초하여 파워 트랜지스터의 열화를 감지할 수 있다. 이와 같은 감지부(600')는 제1 트랜지스터부(620), 커패시터(630) 및 제2 비교기(640)를 구비한다는 점에서, 피드백부(250)의 출력 전압(CS2)이 기설정된 제1 전압보다 큰 경우 중 노이즈 등에 의하여 일시적으로 피드백부(250)의 출력 전압(CS2)이 기설정된 제1 전압보다 큰 경우를 배제할 수 있다.
회복부(650, 660, 670)는 커패시터(630)에 충전된 전하를 방전시킨다. 구체적으로, 회복부(650, 660, 670)는 제3 비교기(650), 논리부(660) 및 제2 트랜지스터(670)를 포함한다.
제3 비교기(650)는 피드백부(250)의 출력 전압(CS2)과 기설정된 제4 전압을 비교한다. 구체적으로, 제3 비교기(650)는 OP-AMP로 구현될 수 있으며, 피드백부(250)의 출력 전압(CS2)을 OP-AMP의 양의 단자로 입력받고, 기설정된 제4 전압(예를 들어, 0.1V)을 OP-AMP의 음의 단자로 입력받아, 피드백부(250)의 출력 전압(CS2)이 기설정된 제4 전압보다 크면 하이 신호를 출력하고, 피드백부(250)의 출력 전압(CS2)이 기설정된 제4 전압보다 늦으면 로우 신호를 출력할 수 있다.
논리부(660)는 디밍 신호가 로우 신호이고, 제3 비교기(650)의 출력이 로우 신호이면, 제2 트랜지스터(670)를 턴-온 시킨다. 그리고 논리부(660)는 외부 제어 신호에 따라 제2 트랜지스터(670)를 턴-온 시킨다. 구체적으로, 논리부(660)는 NOR 게이트, 인버터, OR 게이트로 구성될 수 있다.
NOR 게이트는 제3 비교기(650)의 출력과 디밍 신호(DIM)를 입력받고, 도 5에 도시된 바와 같은 진리 표와 같이 동작한다. 구체적으로, 논리부(660)는 디밍 신호가 로우 신호이고, 제3 비교기(650)의 출력이 로우 신호인 경우에만 하이 신호를 출력한다.
인버터는 외부 제어 신호(EN)를 반전하여 출력한다.
OR 게이트는 NOR 게이트의 출력 신호와 인버터의 출력 신호를 입력받고, 두 신호 중 적어도 하나가 하이 신호이며, 하이 신호를 출력한다.
제2 트랜지스터(670)는 커패시터의 충전된 전하를 방전시킨다. 구체적으로, 제2 트랜지스터(670)의 드레인은 제1 트랜지스터부(620)의 PMOS 트랜지스터의 소스에 연결되고, 제2 트랜지스터(670)의 소스는 접지에 연결되고, 제2 트랜지스터(670)의 게이트는 논리부(660)의 출력단에 연결된다. 이때, 제2 트랜지스터는 NMOS일 수 있다. 따라서, 논리부(660)로부터 하이 신호를 입력받으면 제2 트랜지스터는 턴-온되어, 커패시터에 충전된 전하를 방전시킬 수 있다.
본 실시 예에서는 제1 비교기(610), 제1 트랜지스터부(620), 커패시터(630), 제2 비교기(640) 및 회복부(650, 660, 670)를 이용하여 감지부(600')를 구현하였으나, 구현시에는 제1 비교기(610), 제1 트랜지스터부(620), 커패시터(630) 및 제2 비교기(640)만을 이용하여 감지부(600')를 구현할 수도 있다.
도 6은 정상 동작시의 LED 구동회로의 동작을 설명하기 위한 파형도이다. 그리고 도 7은 비정상 동작시의 LED 구동회로의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
도 6 및 도 7을 참고하면, 파워 트랜지스터가 정상 동작하는 경우, 파워 트랜지스터의 게이트에 입력되는 PWM 신호(DL)가 온 되면, 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)은 그 전압 값이 증가하게 된다. 그리고, 파워 트랜지스터의 게이트에 입력되는 PWM 신호(DL)가 오프되면, 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)은 그 전압 값이 감소하게 된다. 이때, 파워 트랜지스터의 소스 전압은 대략 0V 내지 0.5V의 전압 범위를 갖는다.
그러나 파워 트랜지스터가 정상 동작하지 않는 경우, 파워 트랜지스터의 게이트에 입력되는 PWM 신호(DL)가 오프되더라도, 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)은 그 전압 값이 감소하지 않게 된다. 즉, 파워 트랜지스터가 쇼트되어 파워 트랜지스터의 게이트에 입력되는 PWM 신호와 무관하게 턴-온 상태를 유지한다.
이와 같이 파워 트랜지스터가 정상 동작하지 않는 경우, 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)은 정상 동작시 갖는 전압 범위(예를 들어, 0V 내지 0.5V) 이상의 전압 값을 유지하게 된다.
도 8 및 도 9는 본 실시 예에 따른 감지부의 동작을 설명하기 위한 파형도이다. 구체적으로, 도 8은 파워 트랜지스터가 열화된 경우의 파형도이고, 도 9는 일시적으로 노이즈가 유입된 경우의 파형도이다.
도 8을 참고하면, 파워 트랜지스터의 열화에 의하여 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)이 제1 전압(0.7)이상이 되면, 커패시터(630)에 정전류가 제공되고, 커패시터는 제공된 정전류에 의하여 충전된다. 한편, 커패시터에 정전류가 제공됨에 따라 점차 커패시터의 전압 값(SCP)은 상승하게 되고, 커패시터의 전압 값(SCP)이 1V 이상이 될 때 제2 비교기(640)는 하이 신호(FLT)를 출력하게 된다. 즉, 감지부(600)는 트랜지스터의 소스 전압(CS)이 기설정된 전압 이상(예를 들어, 0.7V), 기설정된 시간(예를 들어, 1초) 이상 유지되는 경우, 파워 트랜지스터가 열화된 걸로 감지할 수 있다.
도 9를 참고하면, 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)이 일시적으로 0.7V 이상이 되면, 커패시터(630)에 정전류가 제공되고, 커패시터는 제공되는 정전류에 의하여 충전된다. 그러나 파워 트랜지스터의 소스 전압(CS)은 바로 0.5V 이하가 되면서, 커패시터(630)에 정전류 공급은 중단된다. 그리고 디밍 신호가 로우 신호이고, 제3 비교기(640)의 출력 신호가 로우 신호가 됨에 따라 제2 트랜지스터(670)는 턴-온되어, 커패시터에 충전된 전하는 방전된다. 따라서, 제2 비교기(640)의 출력 전압(FLT)는 계속 로우 신호를 유지한다.
이상에서는 본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시 예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형 실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어 져서는 안 될 것이다.
1000: LED 구동회로 100: 입력부
200: PWM 신호 생성부 300: DC-DC 컨버터
400: LED 구동부 500: LED 어레이
600: 감지부

Claims (21)

  1. LED 구동회로에 있어서,
    LED 어레이의 구동을 위한 디밍 신호를 입력받는 입력부;
    스위칭 동작을 수행하는 파워 트랜지스터를 포함하고, 상기 파워 트랜지스터의 스위치 동작에 의하여 상기 LED 어레이에 출력 전압을 제공하는 DC-DC 컨버터;
    상기 LED 어레이의 전원을 조정하기 위한 PWM 신호를 상기 파워 트랜지스터에 제공하는 PWM 신호 생성부;
    상기 디밍 신호를 이용하여 상기 LED 어레이를 구동하는 LED 구동부; 및
    상기 파워 트랜지스터의 열화를 감지하는 감지부;를 포함하는 LED 구동회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 감지부는,
    상기 파워 트랜지스터의 소스 전압을 이용하여 상기 파워 트랜지스터의 열화를 감지하는 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 감지부는,
    상기 파워 트랜지스터의 소스 전압이 기설정된 제1 전압보다 크면 하이(High) 신호를 출력하는 제1 비교기;를 포함하고,
    상기 감지부는, 상기 제1 비교기의 출력 신호에 기초하여 상기 파워 트랜지스터의 열화를 감지하는 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제1 비교기는,
    상기 소스 전압이 상기 제1 전압보다 커지면 하이(High) 신호를 출력하고, 상기 제1 전압보다 낮은 전압레벨을 갖는 제2 전압보다 상기 소스 전압이 낮아지면 로우(Low) 신호를 출력하는 히스테리시스 비교기인 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 감지부는,
    커패시터;
    상기 제1 비교기가 하이 신호를 출력하면, 턴-온되어 상기 커패시터에 정전류를 제공하는 제1 트랜지스터; 및
    상기 커패시터의 전압이 기설정된 제3 전압보다 크면 하이 신호를 출력하는 제2 비교기;를 더 포함하고,
    상기 감지부는, 상기 제2 비교기의 출력 신호에 기초하여 상기 파워 트랜지스터의 열화를 감지하는 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 커패시터의 커패시턴스는 1㎌이고,
    상기 정전류의 크기는 1㎂이고,
    상기 제3 전압은 1V인 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 감지부는,
    외부 제어 신호에 따라 상기 커패시터에 충전된 전하를 방전시키는 제2 트랜지스터;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 감지부는,
    상기 파워 트랜지스터의 소스 전압이 기설정된 제4 전압보다 낮으면, 상기 커패시터에 충전된 전하를 방전시키도록 상기 제2 트랜지스터를 제어하는 회복부;를 더 포함하고,
    상기 제4 전압은 상기 제1 전압보다 낮은 전압 레벨을 갖는 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 회복부는,
    상기 디밍 신호가 로우 신호이고, 상기 파워 트랜지스터의 소스 전압이 상기 제4 전압보다 낮으면, 상기 제2 트랜지스터가 턴-온되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  10. 제5항에 있어서,
    상기 감지부는,
    상기 커패시터에 충전된 전하를 방전시키는 제2 트랜지스터; 및
    상기 파워 트랜지스터의 소스 전압이 기설정된 제4 전압보다 낮으면, 상기 커패시터에 충전된 전하를 방전시키도록 상기 제2 트랜지스터를 제어하는 회복부;를 더 포함하고,
    상기 제4 전압은 상기 제1 전압보다 낮은 전압 레벨을 갖는 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 회복부는,
    상기 디밍 신호가 로우 신호이고, 상기 파워 트랜지스터의 소스 전압이 상기 제4 전압보다 낮으면, 상기 제2 트랜지스터가 턴-온되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 PWM 신호 생성부는,
    상기 LED 어레이와 상기 LED 구동부가 공통으로 접하는 노드의 전압과 기설정된 제5전압을 비교하여 출력하는 피드백부;를 포함하고,
    상기 감지부는 상기 피드백부의 출력 전압을 이용하여 상기 파워 트랜지스터의 열화를 감지하는 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 감지부는,
    커패시터;
    상기 피드백부의 출력 전압이 기설정된 제1 전압보다 크면 하이 신호를 출력하는 제1 비교기;
    상기 제1 비교기가 하이 신호를 출력하면, 턴-온되어 상기 커패시터에 정전류를 제공하는 제1 트랜지스터; 및
    상기 커패시터의 전압이 기설정된 제3 전압보다 크면 에러 신호를 출력하는 제2 비교기;를 더 포함하고,
    상기 감지부는, 상기 제2 비교기의 출력 신호에 기초하여 상기 파워 트랜지스터의 열화를 감지하는 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제1 비교기는,
    상기 피드백부의 출력 전압이 상기 제1 전압보다 커지면 하이 신호를 출력하고, 상기 제1 전압보다 낮은 전압레벨을 갖는 제2 전압보다 상기 피드백부의 출력 전압이 낮아지면 로우 신호를 출력하는 히스테리시스 비교기인 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 커패시터의 커패시턴스는 1㎌이고,
    상기 정전류의 크기는 1㎂이고,
    상기 제3 전압은 1V인 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  16. 제13항에 있어서,
    상기 감지부는,
    외부 제어 신호에 따라 상기 커패시터에 충전된 전하를 방전시키는 제2 트랜지스터;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 감지부는,
    상기 피드백부의 출력 전압이 기설정된 제4 전압보다 낮으면, 상기 커패시터에 충전된 전하를 방전시키도록 상기 제2 트랜지스터를 제어하는 회복부;를 더 포함하고,
    상기 제4 전압은 상기 제1 전압보다 낮은 전압 레벨을 갖는 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 회복부는,
    상기 디밍 신호가 로우 신호이고, 상기 피드백부의 출력 전압이 상기 제4 전압보다 낮으면, 상기 제2 트랜지스터가 턴-온되도록 상기 제2 트랜지스터를 제어하는 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  19. 제13항에 있어서,
    상기 감지부는,
    상기 커패시터에 충전된 전하를 방전시키는 제2 트랜지스터; 및
    상기 피드백부의 출력 전압이 기설정된 제4 전압보다 낮으면, 상기 커패시터에 충전된 전하를 방전시키도록 상기 제2 트랜지스터를 제어하는 회복부;를 더 포함하고,
    상기 제4 전압은 상기 제1 전압보다 낮은 전압 레벨을 갖는 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 회복부는,
    상기 디밍 신호가 로우 신호이고, 상기 피드백부의 출력 전압이 상기 제4 전압보다 낮으면, 상기 제2 트랜지스터가 턴-온되도록 상기 제2 트랜지스터를 제어하는 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
  21. 제1항에 있어서,
    상기 PWM 신호 생성부는,
    상기 DC-DC 컨버터의 파워 트랜지스터에 제공될 PWM 신호를 생성하는 신호 생성부;
    상기 LED 어레이와 상기 LED 구동부가 공통 연결되는 노드의 전압과 기설정된 제5전압을 비교하여 출력하는 피드백부; 및
    상기 파워 트랜지스터의 소스 전압과 기설정된 주파수를 갖는 삼각파가 합산된 제1 합산 전압이 '상기 피드백부의 출력 전압과 기설정된 제6 전압이 합산된 제2 합산 전압'보다 크면 상기 PWM 신호가 리셋 되도록 상기 신호 생성부를 제어하는 제어부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 LED 구동회로.
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