KR20120048015A

KR20120048015A - 조정 멀티포인트 전송을 위한 개선들

Info

Publication number: KR20120048015A
Application number: KR1020127006714A
Authority: KR
Inventors: 볼프강 치르바스; 미츠코 크미엘; 마띠 타파니 키이스키; 에곤 슐츠
Original assignee: 노키아 지멘스 네트웍스 오와이
Priority date: 2009-08-14
Filing date: 2009-08-14
Publication date: 2012-05-14
Also published as: CN102511130B; EP2465211A1; IN2012DN02033A; EP2465211B1; ES2641317T3; JP5420767B2; WO2011018121A1; CN102511130A; EP2894795A1; US10454645B2; JP2013502117A; EP2894795B1; KR101416783B1; US20120176982A1; PL2894795T3

Abstract

방법이 기술되며, 이 방법은 자원 요소들에 대해 네트워크 제어 요소들과 터미널들간의 조정 전송을 제어하는 단계, 자원 요소가 특정 요소를 포함하는지를 검출하는 단계, 그리고 자원 요소가 특정 요소를 포함하지 않는 것으로 검출될 때 조정 전송을 위한 자원 요소를 선택하는 단계를 포함한다. 어플리케이션은 또한 협력 멀티포인트 전송이 개선되는 것과 같이 조정 전송을 개선하기 위해 몇몇 추가 양상들을 기술한다.

Description

조정 멀티포인트 전송을 위한 개선들{IMPROVEMENTS FOR COORDINATED MULTIPOINT TRANSMISSION}

본 발명은 복수의 네트워크 요소들 및/또는 터미널들을 포함하는 조정 전송, 특히 조정 멀티포인트(CoMP) 전송과 관련하여 개선들에 관한 장치, 방법 및 컴퓨터 프로그램 물건에 관한 것이다.

본 명세서에 사용된 약어들에 대한 의미들은 다음과 같다 :

A&F: amplify and forward(증폭 및 포워드)

AP: antenna port(안테나 포트)

BER: bit error rate(비트 에러율)

BS: base station(기지국)

CAS: cooperation areas(협력 영역들)

CCE: control channel element(컨트롤 채널 요소)

CDF: cumulative distribution function(축적 분배 기능)

C-MIMO: cooperative multi multi output(협력 다중 입력 다중 출력)

CoMP: coordinated multipoint(협력 멀티포인트)

COOPA: cooperative antenna(협력 안테나)

CQI: channel quality indicator(채널 품질 표시기)

CRS: common reference signal(공통 기준 신호)

CSI: channel state information(채널 상태 정보)

D&F: decode and forward(디코드 및 포워드)

DL: downlink(다운링크)

eNB: evolved Node B(eNodeB)(이벌브드 노드 B)

FDD: frequency division duplex(주파수 분할 듀플렉스)

GI: guard interval(가드 인터벌)

HARQ: hybrid automatic repeat request(하이브리드 자동 반복 요청)

LOS: line of sight(시선)

MS: mobile station(이동국)

MCS: modulation and coding scheme(변조 및 코딩 체계)

MIMO: multiple input multiple output(다중 입력 다중 출력)

MU-MIMO: multi user MIMO(멀티 유저 MIMO)

NB: NodeB(노드B)

OFDM: orthogonal frequency division multiplexing(직교 주파수 분할 멀티플렉싱)

OFDMA: orthogonal frequency division multiple access(직교 주파수 분할 다중 액세스)

PDCCH: physical downlink control channel(물리적 다운링크 제어 채널)

pDRS: precoded dedicated control channel(프리코드된 전용 제어 채널)

PDSCH: physical downlink shared channel(물리적 다운링크 공유 채널)

PRB: physical resource block(물리적 자원 블록)

R8: Release 8(릴리스 8)

RB: resource block(자원 블록)

RE: resource element(자원 요소)

RNTI: radio network temporary identifiers(무선 네트워크 임시 식별기들)

RS: reference signal(기준 신호)

RRM: radio resource management(무선 자원 관리)

RS: reference signal(기준 신호)

SC: subscriber(가입자)

SDM: spatial division multiplexing(공간 분할 멀티플렉싱)

SINR: signal to noise and interference ratio(신호 대 잡음 및 간섭비)

TDM: time division multiplexing(시간 분할 멀티플렉싱)

TDD: time division duplex(시간 분할 듀플렉스)

UE: User equipment(유저 장비)

ZF: zero forcing(제로 포싱)

본 출원은 무엇보다도 채널 추정(channel estimation)에 관한 것이며 이에 제한되지 않는다. 광대역 모바일 무선 시스템들을 위한 채널 추정은 일반적으로 빠르게 움직이는 UE들의 경우에 무선 채널들의 큰 시간 변화 및 주파수 선택성으로 인해 문제이다. 협력 안테나(COOPA) 시스템들의 경우에, 상이한 전송 사이트들로부터 데이터 신호들의 코히런트 프리코딩(coherent precoding)이 의도되는 곳에서, 많은 수의 무선 채널들로 인해 문제가 보다 심하고 채널 상태 정보(CSI)에 대해 요구되는 높은 정확성이 추정된다.

최근에, 3GPP는 성능을 크게 증가시키기 위해 소위 LTE 어드밴스드 연구 아이템 기법들을 연구중에 있으며, 따라서 소위 협력 또는 조정 멀티포인트 전송(CoMP)이 스텍트럼 효율을 증가시키기 위해 주요 기법들 중의 하나로 확인되었다. 상이한 CoMP 기법들이 확인되었으며, 여기서 보다 강력한 기법들은 동일한 시간 주파수 자원을 통해 상이한 eNB들로부터 여러 UE들로 프리코드된 데이터를 동시에 전송한다. 코히어런트 프리코딩은 ? 복잡성을 추가하고 채널 추정, 피드백 및 백홀 트래픽에 관한 상당한 몇몇 오버헤드를 유도하는 반면에 ? 상당한 성능 이득들을 약속하는데 이는 이들이 최적 간섭 소거를 허용하고 고유 다이버시티 이득들을 갖기 때문이다. 이론으로부터 수백 % 정도의 큰 이득들이 예측되었다.

LTE 어드밴스드는 LTE Rel. 8로부터 진화한 것으로 보여지고, 완전한 백워드 호환성이 일반적으로 요청된다.

그러나, 이것은 특히 CoMP와 관련하여 문제들을 일으키는데, 이는 CoMP를 위해 사용된 기법들이 현재 사용된, 예를 들어, LTE Rel.8 기법들과 부분적으로 모순되기 때문이다.

더욱이, (채널 상태 정보(CSI) 기준 신호들(RS), (pDRS, 또한 복조 기준 신호 DM-RS로서 알려진) 프리코드된 전용 기준 신호들과 같은) 상이한 종류들의 기준 신호들과 관련하여, 큰 오버헤드가 발생 될 수도 있으며, 이는 CoMP에 의해 달성된 개선들을 포함하는 문제가 발생한다.

게다가, 상기 문제들은 CoMP와 다른 조정 전송 기법들, 예를 들어 MU-MIMO(multi user multiple in multiple out) 등에서 또한 발생할 수 있다.

따라서, 본 발명의 목적은 종래 기술의 상기 문제를 극복하는 것이다.

제 1 양상에 따르면, 네트워크 제어 요소들과 자원 요소들 상의 터미널 간의 조정 전송이 제어된다. 자원 요소가 특정 요소를 포함하는지가 검출되고, 그리고 자원 요소가 특정 요소를 포함하지 않는다고 검출될 때, 조정 전송을 위한 자원 요소가 선택된다.

특정 요소는 기준 신호(예를 들어, CRS(common reference signal)) 또는 제어 채널을 위해 사용된 제어 채널 부호(예를 들어, PDCCH(physical downlink control channel) 부호)일 수도 있다.

다른 양상에 따르면, 네트워크 제어 요소들과 터미널 간의 조정 전송에서 자원 블록의 자원 요소들 내 기준 신호들의 전송이 제어된다. 기준 신호들의 시퀀스를 위해, 모든 터미널들에 대해 단일 기준 신호가 사용되며, 그리고 단일 기준 신호는 각각의 터미널에 대해 공간적으로 프리코드 된다.

기준 신호는 pDRS(프리코드된 전용 기준 신호)일 수도 있다.

또 다른 양상에 따르면, 직교 프리코드된 전용 기준 신호가 네트워크 요소로부터 터미널로 보내진다. 터미널은 프리코드된 전용 기준 신호를 이용한 채널 추정 결과를 추정하고, 그리고 네트워크 요소는 터미널로부터 채널 추정 결과를 수신한다. 수신된 채널 추정 결과에 기초하여, 네트워크 요소는 채널 정보를 결정한다.

전술한 조정 전송은 멀티포인트 조정(CoMP) 전송 또는 멀티-유저 다중 입력 다중 출력(MU-MIMO) 전송 또는 유사한 전송일 수도 있다.

이들 및 다른 목적들, 특징들, 세부내용들 및 장점들은 첨부된 도면들과 함께 취해질 본 발명의 실시예들의 이어지는 상세한 설명으로부터 보다 완벽하게 분명해 질 것이다.
도 1은 3개의 상이한 주파수 시프트들을 갖는 경우에 LTE Rel.8 CRS 로케이션들을 예시한다.
도 2a는 제 1 및 제 2 실시예에 따른 방법을 도시하고, 도 2b는 제 1 및 제 2 실시예에 따른 장치를 도시한다.
도 3은 다른 RE들에 대해 협력을 허용하는 조정 CRS들을 갖는 종래의 CoMP 체계를 예시한다.
도 4는 제 1 실시예에 따른 CRS로 인해 셀 3내 블록형 RE들의 경우에 감소된 크기 협력 영역들을 도시한다.
도 5는 비협력 셀의 CRS로 인해 제 1 실시예에 따른 모든 셀들의 데이터, CRS의 지식(스크램블링, 시드(seed) 등) 및 추정된 무선 채널들에 기초하여 감소된 크기 협력 영역으로 간섭의 사전보상을 도시한다.
도 6은 제 2 실시예에 따른 CoMP의 기본적인 개념을 도시한다.
도 7은 3개의 셀 CoMP 전송을 위한 PDCCH 오정합을 예시한다.
도 8a 및 도 8c는 제 2 실시예에 따라서 다른 셀들에서 여전히 구동중인 PDCCH 전송으로 인해 블록형 셀들의 수에 의존하는 협력 영역들의 상이한 크기들을 도시한다.
도 9a 내지 도 9c는 제 2 실시예에 따른 상이한 위상들만을 위한 하나의 유저 장비(UE3)에 대한 복조를 도시한다.
도 10은 제 2 실시예에 따른 협력적인 eNB들의 가변수들로 인해 하나의 PRB에 걸쳐 변하는 간섭과 BER을 예시한다.
도 11a는 제 3 실시예에 따른 방법을 도시하고, 도 11b는 제 3 실시예에 따른 장치를 도시한다.
도 12는 제 3 및 제 4 실시예와 관련하여 상이한 수들의 안테나 요소들을 갖는 4개의 eNB들을 갖는 CoMP 영역을 예시한다.
도 13a 및 도 13b는 제 4 실시예에 따른 방법들을 도시한다.
도 14a 및 도 14b는 제 4 실시예에 따른 장치를 도시한다.
도 15는 제 4 실시예에 따른 통합된 RS 체계를 예시한다.
도 16은 제 4 실시예에 따른 프로시저를 적용할 때 가능한 조합 이득들의 결과와 CRS들, CSI-RS 및 pDRS의 CSI 추정 정확성의 전형적인 특성들을 예시한다.
도 17은 제 4 실시예에 따른 2개의 후속적인 서브프레임들을 조합하는 pDRS의 가능한 할당을 도시한다.
도 18 내지 도 20은 제 4 실시예에 따른 프로시저의 시뮬레이션 결과들을 도시한다.

이어서, 본 발명의 실시예들이 실시예들의 일반적이고 특정한 예들을 참조하여 기술된다. 그러나, 상세한 설명은 단지 예로서 제공되며, 기술된 실시예들은 실시예들에 의해 결코 본 발명을 제한하는 것으로서 이해되지 않는다는 것이 이해될 것이다.

제 1 실시예

본 발명의 제 1 실시예에 따르면, (예를 들어, Rel.8로서 정의되는 바와 같이) 주파수 시프트들과 결합하여 CoMP 전송이 고려된다.

이어서, 이와 관련하여 종래 기술이 기술된다.

LTE Release 8에 대해 소위 공통 기준 신호들(CRS)의 그리드가 정의되었다. 예를 들어, 안테나 포트(AP1)는 OFDM 부호들(1, 5, 9 및 12)내에 RS들 매 6번째 서브캐리어를 갖는다. LTE가 주파수 재사용 1을 갖는 셀룰러 무선 시스템이기 때문에, 모든 셀들은 특정 스크램블링 시퀀스들을 갖는 셀 특정 CRS들을 전송한다. 상이한 셀들로부터 CRS들간의 인터셀 간섭을 감소시키기 위해, 추가 3개의 상이한 소위 주파수 시프트들이 정의되었으며, 이는 대응하는 OFDM 부호들에서 셀 1에 대해 CRS들은, 예를 들어, 서브캐리어(SC) SC1와 더불어 시작하고, 셀 2에 대해 SC2와 더불어 시작하며 그리고 셀 3에 대해 SC3와 더불어 시작한다는 것을 의미한다. 주파수 시프트들은 셀 ID들에 단단히 결합되어 인접한 셀들로부터 CRS들이 항상 다른 셀들로부터의 동일한 RS 신호들과 충돌하는 것을 피하도록 함으로써, 전체적인 (멀티) 셀 채널 추정 정확성을 개선한다.

모바일 네트워크 오퍼레이터(MNO)는 대응하는 셀 ID들을 사이트들에 할당함으로써 주파수 시프트들을 제어할 수 있다.

LTE Rel.8에서 각각의 셀은 소위 물리적인 다운링크 공유 채널(PDSCH)을 통해 데이터 전송하기 위한 CRS들을 위해 사용되지 않는 모든 자신의 자원 요소들(RE)을 이용할 수도 있다.

전술한 바와 같이, 소위 협력적이거나 조정 멀티포인트 전송(CoMP)은 스펙트럼 효율을 증가시키기 위한 주요 기법들 중 하나로서 확인되었다. LTE 어드밴스드는 LTE Rel.8로부터 진화된 것으로 볼 수 있기 때문에, 완전한 백워드 호환성이 일반적으로 요구된다. 이것은 CRS들이 LTE Release 8에 따라 완전히 전송되어야 한다는 것을 포함한다. CRS들을 운반하는 RE들이 상이한 협력 셀들내 상이한 주파수 시프트들을 가지면, Release 8로부터의 주파수 시프트들에 관해 이것은 eNB 협력에 대한 충돌을 초래한다. 이들 RE들은 하나의 셀에서 데이터 빈들(data bins)과 다른 셀에서 CRS들을 운반하여, 모든 셀들로부터의 동시 전송을 피한다.

LTE 어드밴스드에서 앞서의 방법과 같이 드문 시점에 CSI 추정 및 주파수를 위해 그리고 게다가 CoMP를 위해 사용된 자원들에 대해 pDRS 또는 복조를 위한 8TX 안테나들을 위한 소위 CSI-RS가 존재할 것이라는 것에 합의가 이루어졌다. 게다가 Rel. 8 UE들을 위한 완전한 백워드 호환성을 갖도록 하기 위한 목적을 갖는 Release 8 CRS들이 존재할 것이다.

전술한 바와 같이, 특히 Rel. 8에 대해 정의된 바와 같이 셀 특정 주파수 시프트들은 CoMP 시스템들에 대해 도전을 받으며, 여기서 모든 eNB들은 적절히 프리코드된 데이터 신호들을 동일한 RE들을 통해 동시에 전송해야 한다.

도전은 도 1로부터 분명해 진다. 도 1은 3개의 상이한 주파수 시프트들을 갖는 경우에 LTE Rel.8 CRS 로케이션들을 도시한다. 특히, 도 1에서 소위 물리적인 자원 블록(PRB)의 작은 부분은 3개의 셀들을 위해 묘사된다. PRB 쌍은 12개의 SC들과 14개의 OFDM 부호들로 이루어지며, 소위 1ms 길이의 서브프레임을 형성한다. 12개의 SC 중에서 단지 3개만이 도시되는데 이는 이것이 본 명세서에서 충분하기 때문이다. 각각의 셀에 대해 상이한 주파수 시프트가 제공되며, 이것이 CRS들의 로케이션이 하나의 SC에 의해 시프트된다는 것을 명백하게 알 수 있다. 셀들 중 하나의 셀에서 CRS를 운반하는 RE들에 대한 협력이 차단되는데, 이는 모든 eNB들로부터의 공통 동시 전송이 이들 RE들에 대해 가능하지 않기 때문이다.

본 명세서에서 하나의 AP, 즉 AP0만이 분석되지만, 기본적인 상황은 다른 AP들, 즉, AP1 내지 AP3에 대해 또한 상당히 유사하다.

고려되어야 하는 다른 이슈는 CoMP 전송들에 대한 소위 투명한 프리코딩 솔루션들에 대해 강한 트렌드가 존재한다는 것이며, 이는 UE들이 eNB들에서 인가된 프리코더를 인식하지 못한다는 것을 의미한다. 그러한 목적을 위해, 예를 들어, 이러한 앞의 방법에서 UE에서 복조를 위해 소위 프리코드된 전용 RS들(pDRS)을 사용하는데 합의가 이루어졌으며, 이는 UE의 명시적인 통지없이 임의의 프리코딩 체계를 허용한다.

전술한 바와 같이, 주파수 시프트들의 이슈에 대한 솔루션으로서, 상이한 주파수 시프트들이 회피될 수 있도록 네트워크내 셀 ID들을 제어하는 것이 제안되었다.

이러한 솔루션은 네트워크 계획이 기존의 MNO들에 의해 허용됨에 따라서 LTE 또는 LTE 어드밴스드에 대해 임의의 변화들을 요구하지 않기 때문에 자신의 잇점들을 갖는다. 그럼에도 불구하고, 다음과 같은 몇몇 중요한 이슈들이 존재한다

- 시프트되지 않은 CRS들에 기초하여 멀티 셀 채널 추정 정확성은 적어도 Rel.8에서 UE들 성능이 저하될 수도 있도록 악화될 수도 있다.

- 미싱(missing) 시프트들로 인해 첫 번째 3개의 OFDM 부호들내 PDCCH에 대해 약간의 영향(예를 들어, 감소된 간섭 무작위화)이 있을 수 있다.

- MNO들은 LTE Rel.8 네트워크들을 구동할 수도 있으며, 여기서 셀 ID들은 자신들의 대응하는 주파수 시프트들에 의해 이미 할당되고, 따라서 셀 ID들의 재조직화는 몇몇 번거로운 RRM(무선 자원 관리) 이슈들을 초래할 수도 있다.

- 자신들의 대응하는 주파수 시프트들을 갖는 셀 ID들은 또한 소위 주 동기화 채널과 보조 동기화 채널(PSS/SSS)을 위한 코드들을 정의한다. 따라서 주파수 시프트들이 없이 전체적인 동기화 프로세스는 적은 코드들이 사용됨에 따라서 악화될 수도 있다.

- 변화하는 LOS(line of sight)와 NLOS(non-line of sight) 조건들을 갖는 강한 섀도잉(shadowing)의 경우에, 가장 강한 간섭기들로서 멀리 떨어진 eNB들이 있을 수도 있다. 그러한 이유로 협력 영역들의 유저 중심 정의는 이러한 시나리오들에서 훨씬 더 강력한데 이는 이것이 UE들에 의해 보여진 가장 강한 간섭기들에 기초하여 협력 영역들을 정의하기 때문이다. 이것은 셀 계획에 의해 주파수 시프트들을 피하는 것을 복잡하게 한다. 이것을 해결하기 위한 유일한 가능성은 전체 네트워크에서 동일한 주파수 시프트를 적용하는 것이다.

문제를 극복하기 위한 다른 가능성은 인접한 무선 셀들내 CRS들을 운반하는 RE들에 대해 블랭킹(blanking)을 사용하는 것일 것이다. 이것은 분명한 솔루션이다. 동시에 이것은 단지 2AP들의 서포트에 대해 약 30%의 극도로 큰 오버헤드를 초래한다. 이러한 오버헤드는 엄청나게 큰 것으로 보여진다.

따라서, 본 실시예의 목적은 협력 무선 셀들에 대해 상이한 주파수 시프트들을 갖는 CRS들의 경우에 코히런트 프리코딩을 허용하는 LTE 어드밴스드를 위한 CoMP 전송 체계들을 위해 백워드 LTE Release 8 호환가능 솔루션을 제공하는데 있다.

본 실시예에 따르면, 협력은 현재 어떠한 CRS들도 전송되지 않는 협력 영역의 이들 eNB들과 UE들로 제한된다.

제 1 실시예에 대한 보다 일반적인 예는 다음의 도 2a 및 도 2b를 참조하여 기술되며, 여기서 도 2a는 제 1 실시예에 따른 방법을 도시하며, 도 2b는 제 1 실시예에 따른 장치에 대한 예로서 제어 유닛(CU)을 도시한다.

도 2a에서, 제 1 실시예에 따른 방법에 대한 일반적인 예가 도시되고, 이러한 방법에서 네트워크 제어 요소들과 터미널들 간의 조정 멀티포인트 전송이 제어된다. 단계 S11에서, 자원 요소가 특정 요소를 포함하는지가 검출되고, 단계 S12에서 자원 요소가 특정 요소를 포함하지 않는다는 것이 검출될 때, 조정 모바일 전송에 대한 자원 요소가 선택된다.

도 2b는 제 1 실시예에 따른 장치에 대한 예를 도시한다. 본 명세서에서, 장치는 중앙 유닛(CU)이거나 상기 중앙 유닛(CU)의 일부인 것으로 가정되지만, 대안으로 장치는 다른 적절한 요소들, 예를 들어, NodeB 또는 eNodeB이거나 일부일 수도 있다. 장치는 전송 컨트롤러(전송을 제어하기 위한 수단)(11)를 포함하고, 자원 요소들을 통해 네트워크 제어 요소과 터미널들 간의 조정 멀티포인트 전송을 제어한다. 더욱이, 장치는 자원 요소(RE)가 특정 요소를 포함하는지를 검출하는 검출기(검출 수단)(12)를 포함한다. 더욱이, 장치는 자원 요소가 특정 요소를 포함하지 않는다는 것이 검출될 때 협력 모바일 전송을 위한 자원 요소를 선택하는 선택기(13)를 포함한다.

주목해야 할 것은 전송 컨트롤러(11), 검출기(12) 및 선택기(13)가 하나의 유닛으로서 제공될 수도 있다는 것이다. 즉, 예를 들어 CU 또는 (도시되지 않은) eNode-B의 프로세서는 이들 요소들의 기능들을 수행하도록 구성될 수도 있다.

따라서, 제 1 실시예에 따르면, 어떠한 특정 요소들도 포함하지 않는 그들 자원 요소들만이 사용되고 협력 모바일 전송(CoMP)을 위해 실제로 사용된다.

제 1 실시예의 보다 많은 특정 예에 따르면, 특정 요소들은 전술한 공통 기준 신호(CRS)와 같은 기준 신호들을 포함한다.

보다 나은 이해를 위해 다음의 도 3 및 도 4가 참조된다. 도 3은 조정 CRS들을 갖는 종래의 CoMP 체계를 도시하며, 다른 RE들에 대해 협력을 허용한다. 도 4는 본 발명의 실시예에 따른 CRS로 인해 셀 3내 블록형 RE들의 경우에 감소된 크기 협력 영역들을 도시한다. 다음에 기술될 바와 같이, 자신의 CRS들로 인한 셀 3의 CRS로부터의 간섭은 eNB3로부터 UE₁와 UE₂로의 알려진 무선 채널들 위해 정정될 수 있다.

도 3에서 주파수 시프트들이 가정되지 않으며, 예를 들어, 이것은 대응하는 네트워크 계획, 상기 설명된 바와 같이 자산의 단점들을 무시함으로써 보증될 수도 있다. 그러한 경우에 CoMP 관점으로부터 상황은 용이하고 모두 3개의 UE들은 CRS들 없이 모든 RE들 상에서 서빙받을 수 있다. CRS들을 갖는 RE들은 협력을 위해 전혀 사용되지 않으며, 단지 Rel.8 호환가능 CRS들의 전송을 위해서만 사용된다.

도 4에서, 주파수 시프트들이 도입된다. 통상적으로 이것은 이들 RE들에 대해 전혀 협력이 없을 것이라는 것을 의미할 것이다(예를 들어, RE2를 참조, 여기서 셀 3은 자신의 CRS 신호를 전송한다).

본 명세서에서 이러한 RE를 위해 셀 1 및 셀 2에 대한 협력을 제한하는 것이 제안되어, 이에 의해 가능한 한 많은 협력 이득이 성취될 수 있다. 동시에 종래의 솔루션에 비해 셀 3으로부터의 CRS 신호 전송으로 인한 증가된 간섭의 단점이 존재할 것이다.

그러나 본 명세서에서 알려진 간섭은 간섭이 아니라는 것을 기억해야 한다. 이것은 2가지 상이한 옵션들을 개방한다:

a) 그들의 대응하는 셀 특정 스크램블링 시퀀스, 주파수 시프트들 등을 갖는 알려진 CRS들과 셀 3로부터 UE1와 UE2로의 알려진 무선 채널들에 기초하여 UE에서 간섭 소거(interference cancellation). 이것은 UE들이 대응하는 CRS 전송 신호들을 계산하고 대응하는 무선 채널들(h₁₃ 및 h₂₃)과 곱하도록 서빙하는 모든 셀 ID들을 알아야 하기 때문에 불투명한 솔루션을 초래할 것이다. 게다가 프리코딩이 알려져야만 한다. 그러한 경우에 UE는 간섭 프리 버전을 얻기 위해 단지 자신의 디코드된 신호로부터 h₁₃*Tx_CRS _,cell3(h₁₃*Tx_CRS _, _cell3은 셀 3의 CRS를 위한 전송 신호이다)만을 뺄 수 있다. 코히런트 프리코딩을 위해 이들 셀들에 대한 무선 채널들의 대응하는 리포팅이 조직화되어야 하지만, 프리코딩이 상당히 빨리 변할 수도 있기 때문에 협력에 참가하는 셀 ID들은 어쨌든 UE들에서 알게 된다는 것을 주목해야 한다.

b) 대응하는 사전 보상에 의해 중앙 유닛(CU)에서 직접적으로 셀 3로부터의 CRS로 인한 간섭을 돌봄으로써 충분히 UE 투명 솔루션이 가능하다. CU에서 하여튼 모든 정보 ? 모든 eNB들로부터 모든 협력 UE들, 주파수 시프트들, 셀 ID들, 스크램블링 시퀀스들, 현재의 PRB에 대한 협력 셀들 등 ? 가 적어도 본 명세서에서 조사된 코히런트 프리코딩 솔루션들을 위해 활용가능할 것이다. 이것은 CU에서 UE1에 대한 h₁₃*Tx_CRS _, _cell3 그리고 UE2에 대한 h₂₃*Tx_CRS _, _cell3을 미리 빼는 것을 가능하게 한다.

도 5는 제안된 사전보상의 개략을 도시하며, 모든 셀들의 데이터의 지식, CRS(스크램블링, 시드 등) 및 추정된 라디오 채널들에 기초하여 감소된 크기의 협력 영역으로 비 협력 셀의 CRS로 인한 간섭의 사전보상을 예시한다. 도 5에 도시된 바와 같이, 셀 1과 셀 2만이 CoMP 전송에 참여한다. 셀 3으로부터 UE1와 UE2로의 CRS로 인한 간섭은 h_l3 및 h₂₃로 표기된 점선형의 2중 화살표들로 표시된다.

본 발명의 실시예에 따른 체계는 몇몇 장점들을 갖는다:

- 셀 특정 주파수 시프트들을 나타내는 Rel. 8 CRS들을 갖는 완전히 백워드 호환가능한 솔루션을 허용한다.

- 멀티 셀 채널 추정의 미싱 주파수 시프트들과 성능 저하들로 인한 PSS/SSS에 기초하여 PDCCH 또는 동기화를 갖는 임의의 복잡함을 피한다.

- 특정 셀 ID 계획에 대한 필요성이 없다.

- 솔루션은 완전히 투명하며, 이는 주요 이득이다.

전술한 바와 같이, 또한 불투명한 솔루션들이 UE들에 대해 가능하다. UE들은 주파수 시프트 이슈들을 완전히 인식하지 못할 수 있으며 어떠한 여분의 프로세싱 요구들을 갖지 않는다.

- 이것이 전형적인 경우이긴 하지만 협력 영역의 제한된 크기로 인한 성능 저하가 없다. 이를 이해하기 위해, 코히런트 프리코딩이 인터 셀 간섭을 극복하기 위해 적용되고 인터 협력 영역 간섭만이 남도록 협력 영역들내 이러한 간섭을 소거한다는 것을 명심해야 한다. 그런 면에서 대응하는 사전 보상에 의한 CRS 전송으로 인한 간섭을 소거하는 것은 이러한 셀을 갖는 실제 협력의 효과와 동일한 효과를 산출한다.

- 게다가 주파수 시프트를 갖는 그리고 갖지 않는 이용가능한 자원들의 전체적인 수는 레이트 매칭을 간단하게 하는 제안된 체계에 대해 변하지 않는다. 주파수 시프트들을 갖지 않는 종래의 협력에 대해 PDSCH를 위한 셀들 중 임의의 셀에 의해 사용되지 않는 3개의 RE들 중 하나가 존재할 것이다. 따라서 전체적으로 3개의 UE들을 서빙하는 2개의 RE들이 존재, 즉, 9개의 데이터 빈들 중 전체적으로 6개가 데이터 전송을 위해 사용될 수 있다. 주파수 시프팅의 경우에는 3×2개의 서빙받는 UE들이 존재할 것이며, 이는 다시 9개의 데이터 빈들(data bins) 중 6개의 데이터 빈들이다.

- 코히런트 프리코딩의 경우에는 피드백 또는 채널 추정이 요구되지 않지만, 전체적인 체계가 따라서 설계된다면, 모든 요구된 정보는 이미 활용가능하다.

제 2 실시예

제 2 실시예에 따르면, 제 1 실시예에서와 유사하게, 특정 요소를 포함하는 기준 요소들이 CoMP를 위해 사용되지 않는다는 것이 또한 고려된다. 그러나, 본 발명의 실시예에 따르면 이러한 특정 요소의 예는 PDCCH 부호와 같은 제어 채널 부호이다. 이것은 다음에 보다 상세히 설명될 것이다.

즉, 제 2 실시예는 다음에 기술될 바와 같이 PDCCH 오정합의 경우에 CoMP 솔루션에 관련된다.

이어서, 이와 관련된 종래 기술이 첫 번째로 기술된다.

본 출원의 도입부에서 이미 언급한 바와 같이, LTE 어드밴스드를 위해 소위 조정 멀티 포인트 전송(CoMP)이 연구 아이템으로 연구되며 진전이 있다는데 합의 하였으며, CSI 추정을 위한 RS들이 존재한다고 이야기 하고 있으며, 이는 복조를 위해 프리코드된 전용 기준 신호들(pDRS)과 마찬가지로 시간과 주파수에서 드물어야 한다. pDRS는 복조를 위해 존재하며 데이터 전송과 함께 그들 PRB들에 대해서만 전송되고, 불필요한 오버헤드를 절약한다. pDRS는 대응하는 데이터 신호들과 동일한 프리코더에 의해 프리코드 된다.

CoMP UE들(즉, CoMP 전송에 참여하는 UE들)은 물리적인 다운링크 운송 채널들(PDCCH)을 통해 소위 앵커 셀들(anchor cells)로부터 제어된다. 각각의 UE는 자신의 앵커 셀에 연결되고, 여기서 앵커 셀은 가장 강한 수신 전력에 기초하여 선택되어 진다.

코히런트하게 프리코드된 데이터의 PDSCH 전송에 대해 모든 협력 eNB들은 동일한 자원들을 통해 동시에 전송된다.

이러한 작업은 모든 협력 셀들에서 PDCCH 부호들의 수 ? LTE Rel.8에 따라서 PCFICH는 1과 3 사이의 OFDM 부호들의 수를 변경할 수 있다 ? 가 동일한 한 정교하다. 일반적으로 각각의 셀은 각각의 서브프레임의 첫 번째 3개의 부호들에 대한 협력이 도전을 받도록 각각의 서브프레임에 대해 PDCCH OFDM 부호들의 상이한 수들을 가질 수 있다. 협력이 첫 번째 3개의 OFDM 부호들 다음 11개의 OFDM 부호들로 항상 제한된다면, 매우 큰 오버헤드가 유도된다.

따라서, 본 실시예의 목적은 협력 영역의 각각의 셀에 대해 PDCCH OFDM 부호들의 상이한 수를 허용하는 코히런트 프리코딩 CoMP 솔루션들의 투명하고 효율적인 지원을 허용하도록 하는 것이다(그러나 이에 제한되지 않는다).

즉, 해결되어야 할 문제는 서브프레임당 변화되고 특히 상이한 수의 OFDM 부호를 갖는 협력 영역내 PDSCH들의 코히런트 프리코딩이다. 주목해야 할 것은, 서브프레임들이 1ms의 길이를 가지며, 14 또는 12 OFDM 부호들로 구성되고 PDCCH에 대해 1-3 OFDM 부호들을 가지며, 여기서 PDFICH는 현재의 서브프레임의 PDCCH의 길이를 나타낸다.

도 6에서, CoMP에 대한 원리들이 도시된다. 상세히, 도 6은 CoMP에 대한 기본적 개념을 도시한다: PDSCH에 대한 협력 그리고 각각의 UE는 오직 자신의 앵커 셀의 PDCCH를 청취한다, 즉, PDCCH에 대하여 협력이 존재하지 않는다. PDCCH는 실선들을 갖는 이중 화살표들로 표시되는 반면에, CoMP 전송들은 단일 화살표들로 표시된다(UE_A에 대해 실선 화살표, UE_B에 대해 크게-해치된 화살표 그리고 UE_C에 대해 작게-해치된 화살표).

전술한 바와 같이, 본 발명의 목적은 가능한 한 Rel. 8 개념을 유지하는 것이다, 즉, 백워드 호환성을 유지하는 것이다. 더욱이, 물리적인 층(PHY)은 보다 높은 층들로 분리되어야 한다.

따라서, 각각의 UE가 자신의 앵커 셀(때때로 서빙 셀로서 또한 지칭되며, 이것은 가장 강한 신호 출력으로 인해 핸드오버(HO)동안 선택된다)만을 청취할 것이 제안된다. 더욱이, PDCCH는 UE들을 위한 C-MIMO(협력 다중 입력 다중 출력) 모드의 준정적 선택(semistatic selection) 및 UE의 리포팅 모드의 정의(셀 ID들, 시간 프레임 등)를 위해 몇몇 추가 CCE들(제어 채널 요소)를 갖는 Rel 8과 유사하다. 달성된 장점들은 : 장점들은 C-MIMO와 가능한 단일 셀 Tx간의 고속 스위칭이라는 것, Rel.8 특징들이 가능한 재사용될 수 있다는 것, UE 투명한 프리코딩 솔루션들이 가능하다는 것, 그리고 셀 및 UE 특정 스크램블링과의 혼동이 일어나지 않는다는 것이다.

pDRS에 관해, 주목해야 할 것은 적어도 8개의 스트림들에 대해 직교적이며, 스트림 당 FDM/TDM/CDM이 가능하며, 스트림 당 시퀀스 번호의 보다 높은 층 시그널링(RRC)이 가능하다는 것이다. 더욱이, C-MIMO 모드와 함께 준정적 채택이 가능하다. 대안으로, 스트림 맵핑에 대해 고정 셀이 가능하다.

도 6은 각각의 앵커 셀이 자신의 UE들을 제어하는 앵커 셀들의 개념을 예시한다. 결과로서, PDDCH들은 협력없이 전송되고, 다소나마 충분히 LTE Rel.8과 조화하여 전송된다. LTE 어드밴스드에 대해 단지 몇몇의 새로운 RRC 메시지들이, 예를 들어, UE들을 준정전적으로 CoMP 모드로 설정하도록 요구된다고 가정하고 따라서 동일한 이미 작동중인 제어 메카니즘들이 재사용될 수 있다. 이것은 충분한 인터 셀 간섭 강건성 뿐만 아니라 PDCCH 메시지들을 위한 충분한 커버리지를 포함한다.

PDSCH 신호들의 데이터 전송을 위해, 앵커 셀과 협력 영역의 앵커 셀들은 코히런트 프리코딩으로부터 희망적으로 큰 성능 이득들을 달성하기 위해 동시에 전송된다. 코히런트 프리코딩을 위해 PHY 계층과 보다 높은 계층들 간의 손쉬운 분리가 존재한다. 이것은 프리코딩(PHY)이 상이한 셀들로부터 협력적으로 이루어지며, 동시에 셀과 UE 특정 스크램블링 코드들과 인터리버들, UE RNIS들(무선 네트워크 임시 식별기들(radio network temporary identifiers) 등이 앵커 셀에 기초하여 정의될 것이며 이것은 따라서 협력적인 전송을 조정하기 위한 네트워크의 임무일 것이라는 것을 의미한다.

이미 언급한 바와 같이, Release 8을 갖는 LTE 어드밴스드의 완전 백워드 호환성이 달성되어야 한다. Release 8을 위해 소위 공통 기준 신호들(CRS)이 정의되었으며 이들 CRS가 완전 백워드 호환을 위해 연속적으로 전송되어야 할 것이라는 것이 상식이다. CRS들은 PDCCH 신호들의 복조를 위해 사용될 수 있는데, 이는 CRS들이 앵커 셀만으로부터 전송되었기 때문이다. 제 1 OFDM 부호는 이러한 부호를 위해 항상 CRS들이 사용될 수 있도록 항상 PDCCH 부호일 것이다.

이미 전술한 바와 같이, 앞의 방법과 같이 LTE 어드밴스드에서 시간 및 주파수에서 드문 CIS 추정을 위한 CSI-RS 그리고 게다가 복조를 위해 CoMP 또는 8TX 안테나들을 위해 사용된 자원들에 대해 프리코드된 전용 기준 신호들이 존재할 것이다.

pDRS 및 데이터는 동일한 CoMP 프리코더에 의해 프리코드 되어, 프리코딩은 UE들에 투명한데, 이는 이들이 복조를 위한 프리코더를 알 필요가 없다는 것을 의미한다. 이들 pDRS는 서브프레임의 마지막 11개의 OFDM 부호들내 코히런트하게 프리코드된 신호들의 복조를 위해 사용될 수 있거나/사용되어야 한다.

중요한 영역은 OFDM 부호들 #2와 3이며, 이들 부호들에 대해 몇몇 셀들은 PDCCH 신호들(단 하나의 셀)을 전송하기 원하고 다른 신호들은 협력적으로 PDSCH 데이터를 전송하기 원한다.

종래 기술에서, 마지막 11개의 OFDM 부호들(또는 확장 순환 프리픽스를 위한 9개의 OFDM 부호들)에 대해 CoMP 전송을 제한, 셀당 PFCICH의 고속 시그널링 및 전송의 대응하는 적응, 동일한 길이의 CoMP 전송을 위한 공통 제어 구역을 이용하는 것과 같은 전술한 이슈들을 어떻게 다루어야 할지 상이한 옵션들이 식별되었다.

흥미로운 것은 특히 하나 이상의 셀들이 이러한 OFDM 부호에 대하여 여전히 몇몇 PDCCH 신호들을 갖는 경우에 PDSCH 신호들의 비 CoMP 전송 사용에 대한 제안이다.

이러한 솔루션의 단점은 제 1 비 CoMP PDSCH OFDM 부호들에 대해 CRS들이 사용되어야 하는 반면에, 서브프레임의 나머지에 대해 pDRS가 복조를 위해 사용되어야 한다는 것이다. 따라서, 이러한 제안은 UE 복잡성을 증가시키고, 제 2 및 제 3 OFDM이 CRS들에 기초하여 복조되어야 하는지 pDRS에 기초하여 복조되어야 하는지 UE들이 통보를 받아야 함에 따라서, 불투명하며, 그리고 각각의 서브프레임을 위해 CoMP 모드내에 존재하는 OFDM 부호들을 시그널링하기 위한 많은 제어 오버헤드를 발생시킨다.

본 발명의 실시예에 따르면, 첫 번째 3개의 부호들을 위한 특별한 프로시저가 제안되며, 여기서 그들 셀들만이 부호가 PDCCH를 위해 사용되지 않는 CoMP내에 포함된다. 따라서, 첫 번째 3개의 부호들 역시 CoMP를 위해 사용될 수 있다. 이것은 이어 보다 상세히 기술될 것이다.

특히, 본 발명의 실시예들에 따른 보다 일반적인 형태는 도 2a와 도 2b에 도시된 바와 같이 제 1 실시예와 관련하여 전술한 바와 유사하다. 즉, 기본적으로 이들 자원 요소들만이 CoMP를 위해 사용되며, 이는 특정 요소를 포함하지 않고, 제 2 실시예의 경우에 이는 제어 채널을 위해 사용된 제어 채널 부호, 예를 들어, 전술한 바와 같이 PDCCH 부호이다.

따라서, 제 2 실시예에 따른 일반적인 형태는 제 1 실시예에 따른 형태와 유사하며; 따라서 이의 상세한 설명은 본 명세서에 반복되지 않는다. 주목해야 할 것은 제 2 실시예에 따르면, 검출기는 자원 요소가 PCFICH(물리적인 제어 포맷 표시기 채널)과 같은 제어 포맷 표시기를 참조함으로써 특정 요소를 포함하는지를 검출하도록 구성될 수도 있으며, 제어 포맷 표시기는 제어 채널(예를 들어, PDCCH) OFDM 부호들의 수를 표시한다. 이러한 방법으로, 어느 자원 요소들 또는 부호들이 제어 채널 부호들을 포함하는지 분명히 검출될 수 있다.

실시예는 도 7을 참조함으로써 보다 상세히 기술된다.

특히, 도 7에서 상이한 협력 셀들내 PDCCH 길이들의 오정합에 관한 도전이 보다 상세히 예시된다. 마지막 11개의 OFDM 부호들에 대해 협력은 손쉽게 가능한 반면에, 첫 번째 3개의 OFDM 부호들에서, 협력 셀들 중 하나 이상은 PDCCH 전송으로 인해 여전히 차단될 수도 있다.

도면에서 하나의 PDCCH OFDM 부호를 갖는 하나의 셀, 2개의 PDDCH OFDM 부호들을 갖는 하나의 셀 그리고 3개의 PDCCH OFDM 부호들을 갖는 3개의 셀이 존재한다고 가정한다.

본 명세서에서 모든 다른 셀들이 여전히 PDCCH 모드(2^nd OFDM 부호, 수직으로 해치된 블록 셀 3)로 존재하고, 하나보다 많은 수의 셀이 PDCCH(3^rd OFDM 부호, 수평으로 해치된 블록들)를 전송하지 않는 OFDM 부호에 대해 셀 1과 셀 3 간에 부분적으로 협력하는 한 가능한 한 많은 협력을 적용하는 것, 즉, 단일 셀 전송과 함께 시작하는 것이 제안된다.

기본적인 개념이 도 8a 내지 도 8c에 예시되며, 이러한 개념은 다른 셀들내에서 여전히 구동중인 PDCCH 전송으로 인한 차단된 셀들의 수에 따른 협력 영역들의 상이한 크기를 예시한다. 도 8a는 단계 1을 예시하고, 여기서 셀 1과 2는 자신들의 PDCCH들을 방송하고 셀 3은 자신의 PDSCH를 전송한다. 도 8b는 셀 2와 3이 협력을 시작하는 반면에, 셀 3이 자신의 PDCCH 전송을 종료, 즉, 2개의 셀 CoMP 전송이 존재하는 단계 2를 예시한다. 도 8c는 마지막 단계, 즉, 모든 UE들이 협력적으로 서빙받는 단계 3을 도시한다.

첫 번째 보기에서 이것은 보다 복잡해 보이고 게다가 제어를 위해 오버헤드를 증가시키는 것 처럼 보이기도 한다. 게다가, 이는 2개의 협력하는 eNB들과 3개의 협력하는 eNB들, 복잡한 모든 것들의 경우에 대해 상이한 pDRS를 요구한다. 토픽에 대한 보다 깊은 관찰은 eNB가 상황을 손쉽게 처리하며 협력하는 셀들의 수에 독립적으로 pDRS 신호에 기초하여 모든 그들의 PDSCH 데이터를 복조하는 것을 허용할 것이라는 것을 드러낸다. 그러한 목적을 위해 단일 UE, UE3를 위한 무선 채널들은 도 9a 내지 도 9c에서 분석된다.

도 9a 내지 도 9c는 도 8a 내지 도 8c와 관련하여 전술한 바와 같이 단계 (단일 셀 전송) 내지 단계 3(완전 CoMP)를 위해서만 UE3에 대한 복조의 분석을 도시하며, 여기서 도 9a는 단계 1을 도시하고, 도 9b는 단계 2를 도시하며, 그리고 도 9c는 단계 3을 도시한다. 단계 1에서 도면에 따르면 복조는 조합된 채널들 h₃₁와 h₃₃를 위한 단계 2를 위해 무선 채널 h₃₃에 대해(단일 셀 전송)에 대해 이루어져야 하고 마지막 단계에서 모든 무선 채널들 h₃₁, h₃₂ 그리고 h₃₃을 포함한다.

제 3 단계는 종래의 CoMP 전송이며 복조를 위해 따라서 프리코드된 pDRS가 사용된다. 프리코딩 가중치들 w₃₁, w₃₂ 그리고 w₃₃과 함께 UE는

에 기초하여 자신의 추정을 하며, a는 프리코드된 무선 채널의 전체적인 진폭이고

는 대응하는 위상이다. 데이터 신호들은 복조가 손쉽게 가능하도록 무선 채널들뿐 아니라 동일한 프리코딩을 참조한다.

단일 셀 전송의 경우에 pDRS에 기초한 복조는 채널 오정합으로 인해 실패할 것이다. PDSCH 데이터는 무선 채널 h₃₃을 통해 프리코딩(w_{33,single cell}=1)없이 보내질 것이다. 그러나, 코히런트 프리코딩을 위해 eNB는 모든 UE들의 양자화된 피드백에 기초하여 모든 이벌브드(가상) 무선 채널들을 알아야 한다는 것을 명심해야 한다.

모든 무선 채널들 대한 지식으로 인해, PESCH가 하나, 둘 또는 모든 셀들로부터 전송되는지에 독립적으로 UE들이 복조를 위해 pDRS를 직접적으로 재사용할 수 있도록 eNB는

에 의한 단일 셀 전송 동안 PDSCH를 위한 사전보상을 용이하게 적용할 수 있다. 주목해야 할 것은, 2개의 셀 전송을 위한 사전보상 가중치가 단일 셀 전송에 대해서와 같이 유사하게 유도될 수 있다.

단일 셀 전송동안 부분 또는 완전 협력에 대해서와 같이 자연적으로 보다 많은 인트라 협력 영역 간섭이 존재한다. 결과로서 부호당 BER(비트 에러율)이 시간에 걸쳐서 변할 것이다. 도 10에서 협력 셀들의 수에 대해 결과적인 BER이 부호 수에 대해 개략적으로 표시된다. 즉, 도 10은 협력하는 eNB들의 가변 수로 인해 하나의 서브프레임에 걸쳐서 변화하는 간섭(I) 및 BER을 예시한다. 그러한 이유로, 본 발명의 실시예에 따르면 버스트 에러들(burst errors)을 피하기 위해 대응하는 인터리빙을 적용하도록 제안된다. 다른 옵션은 OFDM 부호당 상이한 MCS들(변조 및 코딩 체계)의 사용일 것이지만, 이것은 대응하는 시그널링을 요구할 것이며 따라서 솔루션의 투명성을 위반할 것이다.

다른 개선으로서 이들이 미리 eNB에 알려지거나 PDCCH 신호들과 이벌브드 무선 채널들에 기초하여 추정될 수 있음에 따라서, 다른 셀들의 PDCCH 간섭의 추가 사전보상 또는 소거에 대해서 조차 생각할 수도 있다.

따라서, 본 실시예는 다음의 장점들을 제공한다:

- 협력 영역의 상이한 셀들을 위해 PDCCH들의 길이를 위한 완전한 유연성이 제공된다.

- (R8에서와 같이)앵커 셀의 PDCCH 시그널링에 따른 PDSCH 데이터 전송을 위해 모든 활용가능한 자원들이 사용될 수 있다.

- UE가 임의의 추가 제어 또는 시그널링 오버헤드를 피하게 하는 완전히 투명한 솔루션.

- 복잡한 UE 프로세싱이 필요하지 않다.

- 모든 복잡성이 eNB 측으로 시프트된다. 추가 솔루션으로서 eNB는 제안된 체계에 기초하여 사전보상이 되고 있는지 또는 eNB 측에서 프로세싱 오버헤드를 피하기 위해 마지막 11개의 OFDM 부호들에 대해 제한된 데이터 전송처럼 보다 간단한 체계를 수행하는지를 UE들에 통지할 수도 있다. 용량 제한들이 덜 절박하다면, 이것은 유용할 수도 있다.

주목해야 할 것은 전술한 제 1 및 제 2 실시예들에서, 기준 신호들(예를 들어, CRS)와 제어 채널 부호들(PDCCH)이 자원 요소내에 포함될 수도 있는 특정 요소를 위한 예들로서 언급되었다는 것이다. 그러나, 실시예들은 이들 예들에 제한되지 않는다. 즉, CoMP 전송에 대해 부정적인 효과를 갖는 한, 임의의 종류의 신호 또는 부호들은 이러한 "특정 요소"일 수 있다.

제 3 실시예

제 3 실시예는 최소 오버헤드 pDRS 설계를 위한 공간 분할 멀티플렉싱(SDM)에 관한 것이지만, 이에 제한되지 않는다. 상세히, 제 3 실시예에 따르면, 협력적인 멀티포인트 전송(CoMP)을 위한 프리코드된 기준 신호들(pDRS)의 최적화된 할당이 달성될 수 있다.

이것은 이어 보다 상세히 설명되며, 여기서 이와 관련하여 제 1 종래 기술에서 기술된다.

이미 언급한 바와 같이, LTE 어드밴스드를 위해 조정 멀티 포인트 전송(CoMP)이 연구 아이템내에서 연구되고 진전에 대한 합의가 있었으며, CSI 추정을 위한 RS들(CSI-RS)이 존재한다고 하며, CSI-RS는 복조를 위한 프리코드된 전용 기준 신호들(pDRS)과 마찬가지로 시간 및 주파수에서 드물어야 한다. pDRS는 복조를 위해 존재하며 데이터 전송과 함께 PRB들에 대해서만 전송되며, 불필요한 오버헤드를 절약한다. pDRS는 대응하는 데이터 신호들과 동일한 프리코더에 의해 프리코드된다. pDRS가 5/6QAM64와 같은 최고 변조 및 코딩 체계들(MCS)의 복조를 지원해야할 것이기 때문에, 이들은 매우 정확한 채널 추정을 제공해야 할 것이고, PRB당 RS들을 위한 대응하는 큰 오버헤드를 수반한다.

다른 관련 이슈는 LTE 어드밴스드가 셀 당 8개의 Tx 안테나들까지 지원할 것이며 CoMP 시스템들의 경우에 용이하게 5 또는 심지어 보다 많은 셀들이 협력할 수도 있다는 것이다. 직선 포워드 구현의 경우에 5×8=40 채널들이 추정될 것이라는 것을 의미하는 채널 추정 관점으로부터, 이것은 UE 능력들을 넘어서고 게다가 특히 pDRS에 대해 극히 높은 채널 추정과 기준 신호 오버헤드를 초래한다.

pDRS 및 데이터는 동일한 CoMP 프리코더에 의해 프리코드되어 프리코딩은 UE들에 대해 투명하고, 이는 이들이 복조를 위해 프리코더를 알 필요가 없다는 것을 의미한다. 현재에, 이러한 유형의 투명성이 선호된다.

pDRS는 pDRS들에 충분한 자원들에 기초하여 매우 양호한 추정 정확성을 제공할 것이다. 코히런트 프리코딩을 위해 사용된다면, pDRS는 빔포밍 이득들에서 유익할 것이며 스트림 또는 UE 당 요구된 직교 프리코드된 RS들이 존재할 것이다. 직교화는 시간-도메인, 주파수-도메인 또는 코드-도메인(TDM/FDM 또는 CDM)에서 이루어질 수 있다. 예를 들어, 각각 하나의 스트림을 갖는 4개의 UE들을 지원하는 5개의 셀들의 협력 영역의 경우에, 최소 4개의 직교 pDRS가 존재할 것이다. 각각의 pDRS는 약 4-6개의 자원 요소들에 의해 지원될 수도 있다. 4 내지 8개의 Tx 안테나들의 경우에 pDRS에 대한 오버헤드가 스케줄된 PRB 당 20-30%까지 쉽게 증가한다. CoMP가 과부하 조건들을 위해 의도됨에 따라서, UE들의 80%가 CoMP 모드에서 존재할 수도 있다, 즉, pDRS에 대한 전체 오버헤드는 약 20%까지만 미미하게 감소될 것이 용이할 수 있다.

추가적인 RS들(aRS) ? 또한 CSI-RS로 불리우는 ? 은 CSI 추정을 위함이다. CSI 추정들은 UE들에 의해 eNB들로 피드백될 것이며 이에 따라서 이들은 적절한 프리코딩을 적용할 수 있다.

CSI-RS 밀도는 멀티 셀 RS 간섭을 충분히 억제해야 할 뿐 아니라 무선 채널들의 코히런스 시간 및 주파수 선택성에 적응되어야 한다. CSI 추정의 요구된 성능은 의도된 프리코딩 정확성에 매칭해야 하며 따라서 전체적인 프리코딩 체계에 종속적이다. 단일 협력 영역들의 시물레이션들은 0.1 내지 0.01의 범위에서 평균 제곱 오차들(mean square errors:MSE)이 어드밴스드 코히런트 프리코딩 체계들을 위해 요구될 것이며, 약 10%의 추가적인 CSI RS 오버헤드를 쉽게 초래한다는 것을 도시한다.

CSI-RS들과 같은 CRS에 대해 모든 UE들은 채널 추정을 위해 동일한 CSI-RS들을 이용할 수 있으며, 따라서 전체적인 오버헤드는 UE들의 수에 독립적이다. 동시에 CoMP를 위해 8Tx 안테나들 예를 들어 5 셀들과 조합으로 CSI RS 오버헤드가 쉽게 증가될 것이다.

앞서의 방법으로부터 전체적인 RS 오버헤드를 최소화, 즉 i) CSI RS를 위한 오버헤드를 최소화하거나 ii) pDRS에 대해 동일한 것을 수행하기 위한 2개의 가능한 방향들이 존재하는 것처럼 보인다.

주목해야 할 것은 본 발명의 실시예에 따르면, 제 2 방향이 취해진다, 즉, 실시예에 따르면, 코히런트 프리코딩 CoMP 솔루션들을 위한 pDRS 오버헤드는 CSI-RS들에 기초하여 정확한 채널 추정의 가정하에 성능을 희생함이 없이 상당히 최소화될 것이다.

직교 pDRS의 제공을 위해, 현재 PRB 당 RS들의 TDM/FDM 및 CDM 할당들의 많은 상이한 변화들이 연구된다.

가장 최근에 달리 오버헤드가 높이 획득되고 있다면, 채널 추정이 여러 서브프레임들 또는 PRB들에 걸쳐 pDRS에 기초하는 것이 제안되었다. 이것은 여러 PRB들에 걸쳐 오버헤드를 확산시켜 PRB 당 RS들의 수를 줄어들게 한다.

본 발명의 실시예의 목적은 큰 수의 협력하는 인핸스드 Node B들(eNB)의 경우 조차도 코히런트 프리코딩 솔루션들을 위한 pDRS 오버헤드를 상당히 감소시키는 것이지만, 이에 제한되지 않는다.

본 발명의 실시예의 일반적인 예에 따른 방법이 도 11a 및 도 11b를 참조하여 이어 설명된다. 도 11a는 본 발명의 실시예의 일반적인 예에 따른 방법을 예시한다. 방법은 네트워크 제어 요소들과 터미널들 간의 조정 멀티포인트 전송에서 자원 블록의 자원 요소들내 기준 신호들의 전송을 제어한다. 단계 S21에서, 기준 신호들의 시퀀스를 위해, 모든 터미널들에 대해 단일 기준 신호(예를 들어, pDRS)가 사용되며, 단계 S22에서, 이러한 단일 기준 신호는 각각의 터미널에 대해 공간적으로 프리코드된다.

도 11b는 본 발명의 일반적인 예에 따른 장치를 도시한다. 장치는 중앙 유닛(CU) 또는 NodeB(또는 eNodeB)와 같은 네트워크 제어 요소이거나 일부일 수도 있다. 도 6b의 예에서, 장치는 중앙 유닛의 일부이다. 장치는 네트워크 제어 요소들과 터미널들 간의 조정 멀티포인트 전송에서 자원 블록의 자원 요소들내 기준 신호들(예를 들어, pDRS)의 전송을 제어하고, 기준 신호들의 시퀀스를 위해, 모든 터미널들을 위해 단일 기준 신호를 사용하도록 구성되는 컨트롤러(21)를 포함한다. 더욱이, 장치는 각각의 터미널을 위해 단일 기준 신호를 공간적으로 프리코드하도록 구성되는 프리코딩 유닛(22)을 포함한다.

따라서, 여러 서브프레임들에 걸쳐서 일련의 기준 신호들내 pDRS는 공간 프리코딩만을 갖는 복조를 위해 사용된다.

따라서, pDRS 오버헤드는 상당히 낮아질 수 있다.

주목해야 할 것은 전송 컨트롤러(21)와 프리코딩 유닛(22)은 하나의 유닛으로서 제공될 수도 있다는 것이다. 즉, 예를 들어 CU 또는 eNode-B의 (도시되지 않은) 프로세서는 이들 요소들의 기능들을 수행하도록 구성될 수도 있다.

바람직하게, 실시예에 따르면 제 1 서브프레임에서 직교 기준 신호들(예를 들어, pDRS)이 사용될 수도 있으며, 이에 따라 완벽한 프리코딩이 가능하지 않는 경우, 간섭의 추정이 허용될 수 있다.

따라서, 본 발명의 실시예에 따르면, 모든 UE에 대한 직교 파일럿들 대신에, pDRS을 위한 공간 프리코딩(UE에 대한 빔포밍)이 사용된다. 즉, 시퀀스의 제 1 pDRS는 간섭 등의 추정을 허용하기 위해 직교적일 수도 있으며, 그리고 시퀀스내 다음 pDRS가 (공간 프리코딩을 갖는)복조만을 위해 사용된다. 따라서, pDRS 오버헤드는 상당히 감소될 수 있다.

보다 상세히, 본 발명의 실시예에 따르면, 협력적인 UE들은 동일한 PRB들에 대해 여러 서브프레임들에 걸쳐 스케줄된다. 즉, 실시예에 따르면, PRB 당 pDRS를 위한 RE들을 줄어들게 하는 대신에, 모든 활용가능한 공간 층들에 대해 pDRS를 갖는 PRB를 우선적으로 갖는 것이 제안된다. 이것은 제 1 서브프레임에 대한 정확한 채널 추정을 허용하고 높은 CoMP 이득들을 제공할 것이다.

이어지는 서브프레임들에서, 코히런트하게 프리코드된 협력의 특정 특성이 활용된다, 즉, 프리코딩과 같은 ZF(제로 포스)의 경우에는 협력내 모든 간섭이 소거되거나 적어도 사전정의된 값까지 감소될 것이다. 그러한 이유로 복조 기준 신호들은 TDM, FDM 또는 CDM에 의해 직교화되지 않아야 하지만, pDRS의 하나의 단일 세트가 공간 분할 멀티플렉싱(SDM)을 적용함으로써 모든 UE들에 대해 재사용될 수 있다.

이것은 예를 들어 5 또는 그 이상의 스트림들로부터의 pDRS에 대한 오버헤드를 단일 스트림의 오버헤드까지 감소시킨다. 원칙적으로, LTE Rel.8로부터 이미 표준화된 AP5는 이러한 목적을 위해 재사용될 수도 있다.

완벽한 프리코딩의 경우에는 스트림 또는 UE 당 직교 pDRS를 운반하는 제 1 서브프레임이 잘 회피될 수 있으며 SDM이 시작부터 적용될 수 있어서, 오버헤드를 더 감소시킨다.

다른 방향으로 가면 시스템을 보다 강건하게 만들거나 인터 스트림 간섭의 추정을 위해 강한 채널 변화들을 처리하기 위해 때때로 몇몇 추가의 LTE 어드밴스드 pDRS PRB들을 추가할 수도 있다. 이것은 eNB 및 가능하게 보다 높은 계층 시그널링에 의해 구성가능할 수도 있다. SDM이 연속적으로 구동하고 추가된 pDRS이 다른 RE들에 대해 존재한다면, UE 투명한 솔루션들이 가능할 수도 있다.

게다가 대안으로, pDRS는 몇몇 자원 요소들에 대해서만 사용될 수도 있다. 즉, 직교 기준 신호들이 하나 또는 두 개의 간섭 스트림들을 위해서만 전송될 수도 있다. 이러한 체계는 TDM, FDM 또는 CDM에 기초하여 약간의 스트림들 추가 직교 RS들을 위해서만 보내지도록 허용되어, UE들은 여러 서브프레임들에 걸쳐서 모든 인터 스트림 간섭을 알 수 있다. 이러한 방법으로, 오버헤드는 여전히 최소화될 수 있지만, 다른 한편, 전송의 강건성이 개선된다.

도 12는 4개의 eNB들을 갖는 CoMP 영역을 예시함으로써 본 발명의 실시예에 따른 협력하는 UE들을 위한 pDRS의 SDM 멀티플렉싱에 대한 기본적인 개념을 도시한다. (사선 해칭으로 표시된) UE_X로 하나의 코히런트하게 프리코드된 공간 층 x와 (점선 해칭으로 표시된) UE_k로 자신의 간섭의 전송이 개략적으로 예시된다.

첫째, 도 12와 관련하여 그리고 본 발명의 실시예에서 사용된 부호들이 간략히 기술된다:

K: 스트림들의 수 또는 UE 당 하나의 스트림을 위한 UE들

k: UE 인덱스; k ∈ 1...K

V_nc _× _nt: 가상 안테나들을 위한 프리코더

W_ntv _×k: 프리코딩 행렬

H_k _× _ntv: 채널 행렬

P; 프리코딩 정정 행렬

RS_i: 공간 계층 i를 위한 기준 신호들

도 12는 중앙 유닛(CU)(중앙 유닛에 프리코딩 유닛의 기능이 W*V로 표시된다)을 도시하고, 이 유닛에 여러 기준 신호들(RS₁, RS₂,... RS_k)과 데이터 신호들(d₁, d₂,... d_k)이 제공된다. CU로부터, 상이한 신호들은, 각각, (수평선들로 해치된 화살표로 표시된) 상이한 수들의 안테나 요소들을 포함하는 NB₁ 내지 NB₄로 표시되는 상이한 NodeB들로 보내진다. 이들은 영역내 여러 UE들을 서빙하며, UE들은 UE₂, UE₄, UE_k 및 UE_x로 표시된다.

주목해야 할 것은 수직선들로 해치된 화살표는 층 x로부터 층 k까지의 간섭을 표시하며, 여기서 층 x는 NodeB들과 UE_x 간의 연결들을 표시하며, 그리고 층 k는 NodeB들과 UE_k 간의 연결들을 표시한다.

이어서, 본 발명의 실시예 따른 pDRS CSI 추정 프로시저가 도 12를 참조하여 요약된다:

- 다른 UE들(I^'k _pDRS _,i)로부터의 간섭은 W*V에 의한 거의 완벽한 프리코딩으로 인해 0 또는 매우 낮을 것이라고 가정된다.

그러한 경우에 몇몇 잔여 간섭이 존재하며, 일련의 PRB들 중 제 1 PRB는 이들 간섭을 추정하기 위해 사용되며 예를 들어 인터 스트림 간섭을 최소화하기 위해 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 수신기를 채택한다.

- MMSE 수신기는 이러한 PRB 트레인의 전체 전송 시간동안 일정하게 유지될 것이다.

- 이어지는 PRB들에 대해 UE들은 모든 공간 스트림들에 대해 동일한 특정 pDRS R₁=R_i=R_k에 의해, 그러나 상이한 공간 프리코딩에 의해 서빙받는다. 그러한 목적을 위해 RS들과 각각의 UE에 대한 데이터는 동일한 프리코더 W*V를 이용한다.

- 완벽한 프리코딩의 경우에는, UE는 TDM, FDM 또는 CDM의 경우에서와 같이 여러 RE들에 대한 필요없이 다른 UE들로부터의 간섭없이 자신들의 복조 pDRS를 수신한다.

- 매개 솔루션에 따라, 모든 x번째 서브프레임에, 하나(또는 여러)의 데이터 스트림들을 위한 하나(또는 보다 많은) 추가적인 직교(TDM, FDM, CDM) pDRS 신호가 존재한다. 직교 pDRS가 보내지는 스트림을 변경함으로써, UE들은 시간에 걸쳐서 다른 데이터 스트림들로부터의 모든 간섭을 알게 된다. 이것은 강건함(MMSE UE 빔포머를 채택)과 오버헤드 간의 트레이드 오프를 허용한다.

주목해야 할 것은 pDRS을 위한 SDM의 응용은 pDRS가 복조만을 위한 것이라는 점에서 LTE 어드밴스드에 대한 앞서의 방법과 조화한다. 스트림 pDRS 당 직교는 UE들에서 간섭을 추정하는 것을 허용할 것이며 전체적인 무선 채널 조건들에 관해 알게 되지만, 이러한 정보가 사용되고 있지 않기 때문에 이를 위해 임의의 오버헤드를 소비하는 것이 이치에 맞지 않다.

따라서, 제 3 실시예는 다음의 장점들을 제공한다:

- 제안된 솔루션은 코히런트 프리코딩 CoMP 솔루션들에 대한 pDRS 오버헤드를 상당히 감소시키며, 이것은 고성능을 위한 가장 약속되는 후보로서 보여진다.

- pDRS의 오버헤드는 20 내지 30%의 범위에서 쉽게 계산되었으며, 이는 효과적인 CoMP 솔루션들에 대한 실제 부담이다. SDM 제안의 응용에 의해 이것은 LTE Rel.8의 AP5에 대해 유사한 수 %까지 감소될 수 있다.

- 솔루션은 구현하기에 매우 간단하며 UE들에 완전히 투명할 수도 있다.

- SDM이 전체 시간에 걸쳐서 적용되면, AP5는 추가 표준화를 위한 임의의 필요를 피하는 이러한 솔루션을 위해 재사용될 수도 있다. 따라서, 솔루션이 손쉽게 구현될 수 있다.

- 보다 강건하고 유연한 설계를 위해 간섭 인식 PRB들은 SDM이 재사용되고, 성능과 마찬가지로 오버헤드와 강건성 간의 트레이드 오프를 허용하는 것들과 조합될 수도 있다.

- 제 1 PRB가 직교 pDRS를 사용하는 경우에, 전체적인 오버헤드는 UE 당 PRB 트레인들의 길이와 함께 감소된다. 전형적으로 협력하는 UE들은 전송할 대량의 데이터를 가지며 따라서 이러한 트레인들이 쉽게 발생될 수 있다고 추정된다.

- 프리코딩 에러들로 인한 인터 스트림 간섭은 복조 성능을 감소시킬 것이다. 이들 에러들은 시간에 걸쳐 증가할 것이며 모바일 속도를 증가시킨다. 주목해야 할 것은 이것이 CDM 인터 코드 간섭에 대해 알려진 성능 저하들과 유사하다는 것이다. 게다가 pDRS들에 대한 프리코딩 에러들은 데이터 전송에 대한 것과 정확히 동일할 것이다. 그러한 점에서, 본 발명의 실시예에 따른 개념은 셀프 스케일링(self scaling)이다, 즉, 프리코딩 정확성과 복조를 위해 채널 추정에 대해 요구된 개념은 동일한 수준을 가질 것이다.

제 4 실시예

제 4 실시예는 LTE 어드밴스드와 CoMP를 위한 통합 기준 신호(RS) 설계에 관한 것이다. 특히, 제 4 실시예에 따르면, LTE-A에서 협력적인 멀티포인트 전송(CoMP)을 위해 채널 상태 정보(CSI-RS)를 위한 기준 신호들에 대한 오버헤드가 감소된다.

이것은 다음에 보다 상세히 설명되며, 이와 관련한 몇몇 종래 기술의 설명과 함께 시작된다.

이미 전술한 바와 같이, 협력 멀티 포인트 전송(CoMP)은 현재 연구되며, 진전이 있었다는데 합의하였으며, 이는 CSI 추정을 위한 RS들(CSI-RS)이 존재한다고 하며, CSI-RS는 복조를 위한 프리코드된 전용 기준 신호들(pDRS)뿐 아니라 시간 및 주파수에서 드물 것이다. pDRS는 복조를 위해 존재하며 데이터 전송과 함께 PRB들에 대해서만 전송되며, 불필요한 오버헤드를 절약한다. pDRS는 대응하는 데이터 신호들과 동일한 프리코더에 의해 프리코드 되어, 프리코딩이 UE들에 투명하도록 하며, 이는 이들이 복조를 위한 프리코더를 알 필요가 없다는 것을 의미한다. pDRS가 5/6QAM64와 같은 최고 변조 및 코딩 체계들(MCS)의 복조를 지원해야할 것이기 때문에, 이들은 매우 정확한 채널 추정을 제공해야 할 것이고, PRB당 RS들을 위한 대응하는 큰 오버헤드가 수반된다.

더욱이, 제 3 실시예에 대해 이미 언급한 바와 같이, LTE 어드밴스드가 셀 당 8개의 Tx 안테나들까지 지원할 것이며 CoMP 시스템들의 경우에 용이하게 5 또는 심지어 보다 많은 셀들이 협력할 수도 있어서, 5×8=40 채널들이 추정될 것이다.

게다가 일들을 복잡하게 하는 다른 이슈는 LTE 또는 LTE 어드밴스드와 같은 셀룰러 무선 시스템들에서 멀티 셀 간섭이 CSI 추정 성능을 상당히 감소시키며, 예를 들어 셀 특정 CDM 시퀀스들을 인가함으로써 셀들간의 효과적인 직교화를 요구한다는 것이다. 이것은 RS 오버헤드를 더욱 증가시킨다.

제 1 내지 제 3 실시예들과 관련하여 이미 전술한 바와 같이, Release 8을 갖는 LTE 어드밴스의 백워드 호환성이 달성되어야 한다. Release 8에 대해 공통 기준 신호들(CRS)이 정의되었으며, 2/4-안테나 구성들에 대해 10/15%의 오버헤드를 초래한다. 이들 CRS들 ? 적어도 안테나 포트들 AP0 및 AP1에 대해 ? 은 완전한 백워드 호환성을 위해 연속적으로 전송되어야 할 것이라는 것이 상식이다.

pDRS는 pDRS들을 위한 충분한 자원들에 기초하여 매우 양호한 추정 정확성을 제공할 것이다. 코히런트 프리코딩을 위해 사용된다면 pDRS는 빔포밍 이득들로 인해 이득일 것이며 스트림 또는 UE 당 직교 프리코드된 RS들이 존재할 것이다. 직교화는 시간-도메인, 주파수-도메인 또는 코드-도메인(TDM/FDM 또는 CDM)에서 이루어질 수 있다. 예를 들어, 각각 하나의 스트림을 갖는 4개의 UE들을 지원하는 5개의 셀들의 협력 영역의 경우에, 최소 4개의 직교 pDRS가 존재할 것이다. 각각의 pDRS는 약 4-6개의 자원 요소들에 의해 지원될 수도 있다. 따라서 전체 오버헤드는 스케줄된 PRB 당 20-30%까지 쉽게 증가한다.

CSI-RS 밀도는 무선 채널들의 코히런스 시간 및 주파수 선택성에 적응되어야 할뿐 아니라 멀티 셀 RS 간섭을 충분히 억제해야 한다. CSI 추정의 요구된 성능은 의도된 프리코딩 정확성에 매칭해야 하며 따라서 전체적인 프리코딩 체계에 종속적이다. 단일 협력 영역들의 시뮬레이션들은 0.1 내지 0.01 내의 범위에서 평균 제곱 오차들(mean square errors:MSE)이 어드밴스드 코히런트 프리코딩 체계들을 위해 요구될 것이어서, 약 10%의 추가적인 CSI RS 오버헤드를 쉽게 초래한다는 것을 도시한다.

일반적으로 CSI-RS들과 같은 CRS의 장점은 모든 UE들이 채널 추정을 위해 동일한 CSI-RS들을 이용할 수 있으며, 따라서 전체적인 오버헤드가 UE들의 수에 독립적이라는 것이다. 동시에 CoMP를 위해 8Tx 안테나들 및 예를 들어 5개의 셀들의 조합으로 CSI RS 오버헤드가 쉽게 증가될 것이다.

앞서의 방법으로부터 시간 및 주파수에서 드문의 의미가 무엇인지 아직까지 분명하지 않지만, KORAK 시뮬레이터에 의한 초기 시뮬레이션은 물리적인 자원 블록(PRB) 당 하나의 값과 프레임 10ms 당 CSI RS들을 갖는 약 2개의 서브프레임들을 제공하는 CSI-RS들이 가능하다는 것을 나타낸다. 주목해야 할 것은 하나의 프레임이 10개의 서브프레임 1ms로 이루어진다는 것이다.

게다가 잘 알려진 기법은 전형적으로 다이버시티 체계로서 순환 지연 다이버시티(CDD)와 조합되는 여러 물리적인 안테나 외에 가상 안테나들을 적용하여, CRS들과 같은 방송 신호들을 위해 빔포밍 영향들을 피하는 것이다. 다이버시티가 얻어질 수도 있지만, 전체적인 시스템 성능을 증가시키기 위해 사용될 수도 있는 몇몇 공간 자유도 ? 특히 8Tx 안테나들의 경우에는 ? 가 손실 될 것이다.

본 발명의 실시예의 목적은 LTE 어드밴스드를 위해 최대 성능과 동시에 최소 전체적인 RS 오버헤드를 갖는 통합 솔루션을 제공하는 것이다.

따라서, 본 발명의 실시예에 따르면, 코히런트 프리코딩과 같은 어드밴스드 CoMP 솔루션들에 대한 전체적인 RS 오버헤드를 최소화하고 동시에 최고 성능을 허용하는 통합 솔루션을 찾아내는 것이 바람직하다. 최적은 대략 15 - 20%의 CRS, CSI-RS들 + pDRS에 대한 전체적인 오버헤드일 것이다. 보다 높은 오버헤드는 의도된 큰 시스템 이득들을 제공하는데 상당한 어려움을 가져올 것으로 예상되는데, 이는 CoMP 이득들이 추가적인 RS 오버헤드를 극복해야 하고 게다가 전체적인 전송 시간의 보다 작은 부분으로 CoMP 이득들을 제한할 것이기 때문이다.

특히, 다음의 목적들이 달성되어야 한다:

- Rel 8 백워드 호환가능

-> Rel.8 CRS들의 연속적인 전송

- 상기 방식 포워드 '드문 CRS + 정확한 pDRS'의 처리

- 코히런트 프리코딩은 정확한 FB를 요구한다

-> 정확한 멀티 셀 CSI

- 전형적으로 CoMP는 심지어 8 Tx의 경우에서조차, 1 내지 2 공간 계층들을 지원해야 한다.

- CSI 추정기 이득 최대화

-> CSI 추정을 위해 모든 RS들을 활용

- eNB 당 상이한 수의 안테나 요소들을 갖는 셀들을 위한 CoMP 시스템

본 발명의 실시예의 일반적인 예에 따르면, eNodeB와 같은 네트워크 제어 요소에 의해 수행될 수도 있는 방법이 도 13a에 예시된 바와 같이 제공된다. 특히, 단계 S31에서, 직교 프리코드된 전용 기준 신호(예를 들어, pDRS)가 터미널로 보내진다. 단계 S32에서 채널 추정 결과가 수신되고, 이 결과는 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 이용하여 터미널에 의해 설정되며, 단계 S33에서 채널 정보는 수신된 채널 추정 결과에 기초하여 결정된다.

본 발명의 실시예의 일반적인 예에 따르면, 유저 장비(UE)와 같은 터미널에 의해 수행될 수도 있는 추가 방법이 도 13b에 도시된다. 단계 S41에서, 직교 프리코드된 전용 기준 신호가 수신되고, 단계 S42에서, 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 이용하여 채널 추정이 수행되며, 단계 S43에서, 채널 추정 결과가 네트워크 제어 요소로 보내진다.

본 발명의 실시예의 일반적인 예에 따라서, 도 14a는 eNodeB와 같은 네트워크 제어 요소일 수도 있는 장치를 도시한다. 장치는 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 터미널로 보내는 전송기(sender)(31)를 포함한다. 더욱이, 수신기(33)는 채널 추정 결과를 수신하며, 이 채널 추정 결과는 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 이용하여 터미널에 의해 추정된다. 더욱이, 장치는 수신된 채널 추정 결과에 기초하여 채널 정보를 결정하는 컨트롤러(32)를 포함한다.

도 14b는, 본 발명의 실시예의 일반적인 예에 따른 장치를 도시하며, 이 장치는 유저 장비(UE)와 같은 터미널일 수도 있다. 장치는 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 수신하는 수신기(43), 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 이용하여 채널 추정을 수행하는 컨트롤러(42), 그리고 채널 추정 결과를 네트워크 제어 요소로 보내는 전송기(41)를 포함한다.

주목해야 할 것은 양 장치들에서, 전송기(31)(또는 41), 컨트롤러(32)(또는 42) 그리고 수신기(33)(또는 43)는 하나의 유닛으로서 제공될 수도 있다는 것이다. 즉, 예를 들어 CU 또는 eNode-B의 프로세서 또는 UE의 프로세서는 이들 요소들의 기능들 또는 기능들의 일부를 수행하도록 구성될 수도 있다.

즉, 네트워크 제어 요소는 직교 프리코드된 전용 기준 신호(예를 들어, pDRS)를 터미널로 전송하며, 터미널은 이러한 직교 프리코드된 전용 기준 신호에 기초하여 채널(또는 수신된 신호들)을 추정하고, 결과를 다시 네트워크 제어 요소로 보내며, 네트워크 요소는 차례로 채널을 계산한다.

따라서, 채널 추정은 직교 프리코드된 전용 기준 신호에 기초하여 수행되며, 본 발명의 표준에 따라서, 이는 단지 복조만을 위한 것이다. 따라서, 채널 추정은 복조를 위해 사용될 수 있는 기준 신호에 의해 영향을 받을 수 있으며, 따라서 채널 상태 추정을 위해 종래에 사용되는 CRS 신호들이 크게 감소될 수 있다. 따라서, 오버헤드가 감소될 수 있다.

따라서, 본 발명의 실시예에 따르면 CRS, CSI-RS 및 pDRS로부터의 모든 활용가능한 CSI 추정들이 가능한 한 조합될 수 있으며 CSI-RS들에 기초한 채널 추정을 위한 그리고 pDRS에 기초하여 복조하기 위한 이중 오버헤드가 회피될 수 있다.

a) CRS들은 Rel.8에 대한 백워드 호환성으로 인해 완전히 회피될 수 없다. 이들의 오버헤드를 최소화하기 위해 AP0와 AP1에 대해서만 CRS를 사용하고 둘보다 많은 수의 AP들의 경우에는 안테나 가상화를 적용하는 것이 제안된다. 이것은 종래 기술로서 알 수 있지만, CRS에 대한 피할 수 없는 오버헤드를 약 10%까지 최소화한다. 게다가 단지 AP0의 경우에는 약 5%까지 추가 최소화가 가능할 수 있지만, 이것은 Rel.8 UE 성능을 제한할 수 있으며, 여기서 베이스라인으로서 2×2 시스템이 가정된다.

b) pDRS가 상당한 오버헤드를 제공할 것이기 때문에, 양호한 복조의 경우에 정확성이 달성될 것이며 CSI-RS들에 대한 추가적인 오버헤드가 최소화될 것이다. 그러한 이유로 시간 및 주파수에서 매우 드문 CSI-RS들을 제공하는 것이 제안된다. 시간에서 매우 드물다는 것은 예를 들어 프레임당 단지 하나의 단일 LTE 어드밴스드 서브프레임이 존재할 것이라는 것을 의미하며, 무선 채널의 시간 변화로 인해 코히런트 프리코딩에 대한 상당한 성능 제한들을 이미 초래한다. 주파수에서 드물다는 것은, 예를 들어, PRB 당 주파수 방향에서 단 하나의 추정 로케이션(매 12SC에 대해 하나의 CSI-RS)을 의미한다. 이것은 PRB 당 하나의 피드백을 갖는 예상된 피드백 제한들에 적합할 것이다.

LTE 어드밴스드 서브프레임들이 시간적으로 매우 드물기 때문에 LTE-어드밴스드 서브프레임 당 CSI RS들의 상당히 높은 수가 가능하며, 대응하는 셀 특정 CDM 시퀀스들에 의해 양호한 CSI 추정 정확성 및 멀티 셀 직교화를 제공한다. 이것은 프레임당 한 차례 매우 정확한 CSI 추정을 제공한다.

c) pDRS는 LTE 어드밴스드 연구 아이템에 대해 앞서의 방법에서 기술되는 바와 같이 복조를 위해 사용된다. 8 Tx 안테나의 경우에는 8개까지의 직교 pDRS는 대응하는 TDM/FDM 및/또는 CDM에 의해 제공되어야 할 것이다. CoMP 관점로부터 최적은 방송중인 스트림들의 수에 대한 직교 pDRS 패턴들의 스케일링일 것이며, 이는 CoMP의 경우 대부분의 UE들이 좀처럼 2개의 데이터 스트림들을 갖지 않는 하나 이상의 데이터 스트림들에 의해 서빙받으며 협력 영역들의 전형적인 크기가 약 5이고, 즉 5개의 셀들이 협력하기 때문에 전형적으로 단지 3-5 스트림들일 것이다.

d) 협력 영역내 물리적인 안테나 요소들의 수(#)(보다 길게 구동시 수십일 수도 있는)와 방송중인 데이터 스트림들의 수(#)(전술한 바와 같이 약 3-5)의 채택을 위해, CoMP 친화적 안테나 가상화 개념이 요구되며, 가능한 한 공간 자유도(SDF)를 활용한다. 가장 간단한 경우에서 CDD는 가상화 기법으로서 사용될 수도 있지만, 이것은 2가지 단점들을 가질 수도 있다: i) SDF가 CDD의 다이버시티 영향들로 인해 손실되고 ii) CDD가 주파수 선택성을 증가시킬 것이다. 보다 높은 주파수 선택성은 보다 많은 CSI 추정 노력, 보다 많은 피드백을 초래할 것이기 때문에 CoMP를 위해 바람직하지 않으며 주파수 선택성 멀티 유저(MU) 스케줄링 이득들을 활용하는 것을 보다 어렵게 만든다.

d) CoMP의 경우에는 조정 빔포밍이 인터 협력 간섭을 감소시키기 위한 가치있는 수단으로서 보여진다. 적절한 빔들의 선택은 각각의 eNB 안테나에 대해 각각의 UE를 위한 개별적인 무선 채널들의 지식을 요구한다. 동시에 빔 선택이 준정전적으로 이루어질 수 있다. 그러한 이유로 매 n번째 프레임마다 안테나 특정 CSI-RS를 갖는 LTE 어드밴스드 프레임이 제공되어 적절한 빔 패턴들의 선택을 허용하여야 한다. 매개 LTE 어드밴스드 서브프레임들(예를 들어, 매 프레임)에서 CSI RS들은 선택된 빔들로 제한될 것이다. 8 Tx 안테나들을 갖는 eNB들의 경우에는 8개의 요인들이 절약될 수도 있다.

e) 각각의 협력 영역이 사전선택된 빔들 중 자신 소유의 세트를 요구할 것이기 때문에, 전형적으로 빔들은 시간과 주파수에 걸쳐서 변해야 할 것이며 eNB들은 UE들이 그들의 각각의 자원들에 대해 스케줄된다는 것을 보장해야 한다. 그렇지 않으면 각각의 UE가 관련 빔들에 대해 자신의 무선 채널들을 추정할 수 있도록 빔 당 CSI-RS들이 존재하여야 한다.

f) 앞서 본 바와 같이, 안테나 가상화는 SDF를 감소시키거나 조정 빔포밍은 상당한 몇몇 CSI 추정 오버헤드를 발생시킨다. 게다가 전형적으로 코히런트 프리코딩을 위해 ZF 솔루션들에 대해 발생하는 전력을 피하여 포함된 몇몇 Tx 다이버시티가 존재해야 한다. 예로서 크기 5의 협력 영역은 전형적으로 4 UE들 보다 적게 서빙할 것이다. 결과로서 가상 안테나들의 경우조차도 방송중인 공간 스트림들의 수(예를 들어, 4)와 가상 무선 채널들의 수(예를 들어, 10)간의 오정합이 존재한다. 게다가 CSI RS 오버헤드는 CoMP 모드에서 실제로 UE들의 수에 독립적으로 존재할 것이다.

투명한 프리코딩 솔루션들을 가정하기 때문에, UE들이 pDRS 신호들에 기초하여 모든 무선 채널들을 직접적으로 추정할 수 없다는 것이 가능할 수도 있다. 그러나, 제 3 실시예와 관련하여 전술한 도 12가 다시 참조된다. 도 12에 따르면, UE들이 ? 스트림 당 직교 pDRS에 대해 ? 그들 자신들의 신호를 제외하고 프리코딩 에러들로 인한 인터 스트림 간섭을 추정할 수 있다는 것이 추론될 수 있다. 이하 보다 상세히 설명되는 바와 같이, eNB들은 자신들의 프리코딩 행렬을 갱신하기 위해 이러한 피드백을 사용할 수 있으며, 이에 의해 잔여 간섭을 소거한다. 게다가 협력의 eNB들은 도 15에 예시되는 바와 같이 직교 프리코딩 행렬의 그들의 지식에 기초하여 무선 채널들을 재구성할 수 있다.

이어, 본 발명의 실시예에 따른 pDRS CSI 추정 절차가 기술된다.

변수의 정의가 첫 번째로 설명된다(제 3 실시예와 관련하여 제공된 도 12의 설명을 또한 참조).

K: 스트림들의 수 또는 UE 당 하나의 스트림을 위한 UE들

k: UE 인덱스; k ∈ 1...K

V_nc _× _nt: 가상 안테나들을 위한 프리코더

W_ntv _×k: 프리코딩 행렬

H_k _× _ntv: 채널 행렬

P; 프리코딩 정정 행렬

RS_i: 공간 계층 i를 위한 기준 신호들

본 발명의 실시예의 특정 예에 따른 pDRS 추정 절차는 다음과 같다:

- eNB들은 채널 행력 H를 통해 프리코더 W*V에 의해 직교 pDRS Ri를 각각의 활성 UE로 전송한다: H*W*V*Ri

- 각각의 UE k는 Ri에 기초하여 자신 소유의 채널의 수신된 신호들(S^'k _pDRS)과 다른 UE들로부터의 간섭 UE_i(I^'k _pDRS _,i)을 추정한다.

- UE는 ePMI_i _,k에 의해 추정치들 S^'k _pDRS와 I^'k _pDRS _,i의 양자화된 값들을 피드백한다.

- eNB는 새로운 행렬 (H*W*V)'_pDRS로의 모든 UE들(ePMI_i _,k)의 피드백을 조합하고 프리코딩 정정 행렬 P를 계산한다: ZF에 대해 P=pinv((H*W*V)'_pDRS)

- eNB들은 H*W*V를 대신하여 추가 전송들 H*W*V*P를 위해 사용한다.

- 대안으로, eNB는 H'_pDRS=(H*W*V)'_pDRS/W에 의해 H'_pDRS를 추출한다. 이것은 다른 UE들과의 유연한 조합을 허용한다.

이것은 도 15를 참조하여 다음에 기술되며, 이는 제 4 실시예에 따른 통합 RS 체계를 예시한다. 도면의 상부에서, 10개의 서브프레임들, 서브프레임 1 내지 서브프레임 10이 도시되며, 여기서 서브프레임 1에서만 aRS 및 CRS가 방송된다.

도 15의 보다 낮은 반쪽에서, eNodeB들(eNB1..L)과 UE들(UE1..k)간의 프로세스 시퀀스가 도시된다. 단계 S1에서, aRS 및 CRS의 방송이 준비되고, 여기서 PRB 길이 당 1 CDM 시퀀스가 사용되며, 이는 안테나 당 4 내지 8(MSE: ~0.1)에 대응한다. 단계 S152에서, aRS 및 CRS가 방송된다. 단계 S153에서, UE는 aRS와 CRS에 기초하여 채널 행렬 H'₀ _,k을 추정한다. H'₀에 기초하여, ePMI₀ _,k가 발생되고 단계 S154에서 eNodeB로 피드백된다. 단계 S155에서, eNodeB는 모든 UE들의 ePMI₁ _,k를 조합하여, 양자화된 H'₀ _,q가 획득된다. 더욱이, 결과들에 기초하여 CAS, UE 그룹핑 및 PRB들에 대해 스케줄링 결정이 취해진다.

단계 S156에서, eNodeB는 pDRS와 프리코드된 데이터를 전송한다: UE로 W*V. 단계 S157에서, UE는 pDRS에 기초하여 H'₁ _,k*W*V를 추정하고, H'₀ _,k에 의해 MRC를 결정하고 데이터를 디코드한다. UE는 H'₁+W*V의 ePMI₁ _,k를 결정하고 단계 S158에서 이를 eNodeB로 전송한다.

단계 S159에서, eNodeB는 모든 UE들의 ePMI₁ _,k를 조합하고, 정정 행렬 P를 계산하며, 그리고 가능한 한 CAS, UE 그룹핑, 그리고 PRBS를 계산한다. 단계 S160에서, eNodeB는 pDRS와 프리코드된 데이터를 전송한다: UE로 W*V*P.

단계 S161에서 UE는 pDRS에 기초하여 H'₂ _,k*W*V*P를 추정하고 데이터를 디코드하며, 단계 S162에서 eNodeB로 H'₂의 ePMI₂ _,k를 피드백한다. 이후, 단계들 S159 내지 S162의 프로세스들이 반복될 수 있다.

옵션으로서, ("와이드밴드 사운딩"으로서 또한 지칭되는) 장래의 스케줄링 결정들을 위해 이들 사운딩 무선 채널들을 허용하도록 현재 스케줄되지 않는 자원 요소들을 통해 때때로 pDRS를 보내는 것이 또한 가능하다.

이러한 방법으로 보내진 pDRS는 대시 박스들로 도면에 표시된다.

결과로서 전술한 본 발명의 실시예의 특정 예의 이어지는 주요 아이템들은 다음과 같이 기술될 수 있다:

- 시간적으로 드문 CSI-RS 대신에 매우 드문 CSI-RS의 사용, 거의 ? 그러나 정확한 ? 추정치를 제공하지 않으며, 이것은 이내 구식이 될 것이다. 이것은 제 1 다소 정확한 프리코딩뿐 아니라 제 1 스케줄링 결정을 허용하기 위해 사용되는 반면에, RS 오버헤드에 대한 전체적인 기여는 수 %일 것이다.

- 복조를 위해 pDRS를 ? 앞의 방법에서 기술된 바와 같이 ? 사용할 뿐만 아니라, 특정 피드백으로서 pDRS의 사용, 이는 eNB들이 자신들의 프리코더들을 채택하거나 심지어 주(가상) 무선 채널들을 재구성하도록 허용한다. 제 1 경우에서 동일한 협력이 지속되어야 하는 반면에, 제 2 경우에서 유저들의 새로운 그룹핑이 가능하다.

- pDRS 피드백이 간헐적일 것이고 모든 PRB들에 대해 그렇지는 않을 것이다.

- 현재의 스케줄링 결정들에 따라서 ? eNB들은 모든 활용가능한 정보를 수집하고 프리코딩 행렬을 계산하기 위해 항상 가장 정확하고 가장 최근의 CSI 정보를 이용한다. 시작점으로서 프로코딩은 CSI RS 추정치들에 기초하며 따라서 각각의 pDRS 피드백으로 인해 프리코딩이 개선될 것이다. 이러한 솔루션은 성능을 정전적으로 최대화하기 위해 방송중인 모든 RS 신호 에너지를 활용할 뿐 아니라 동시에 강건하다.

- 게다가 모든 물리적인 안테나 요소들에 대해 완전한 CSI 추정을 허용하는 준정전적 LTE 어드밴스드 서브프레임들이 존재할 수도 있으며, 이것은 eNB들이 4개 이상의 안테나 요소들을 갖는다면 적절하다.

이어서 CRS, CSI-RS들 및 pDRS의 전형적인 특성들이 리스트된다:

CRS :

- CRS는 주로 Rel.8 UE들의 지원을 위한 것이다.

- 전체적인 오버헤드를 최소화하기 위해 Rel.8을 위한 타겟 구성은 2×2 시스템들을 위해 존재할 것이다(약 10% 오버헤드).

- 모든 RS 파워를 활용하기 위해 aRS와 pDRS 추정들을 갖는 MRC가 고려되어야 한다.

- 가능한 CAS내 주파수 시프팅이 셀 ID들의 적절한 선택에 의해 회피되어야 한다.

aRS:

- aRS들은 안테나 요소 당(8Tx 요구) 정확한 CSI, 예를 들어, 프레임 당 한 차례를 허용한다

-> 최상의 적합한 가상 프리코더(준 정적)의 선택을 허용

- aRS 외에 CDM이 멀티 셀 채널 간섭을 최소화한다.

- MSE < 0.1...0.01에 대해 CDM 길이는 약 4 내지 8 이어야 한다.

- 피드백 입도 >= 1PRB

-> 안테나 당 하나의 값 및 충분한 PRB

-> Rel.8 CRS들 보다 주파수에서 보다 드문 aRS

- UE들은 가상의 안테나들을 위한 제 1 채널 추정치를 계산하고 가상 AE 당 PMI들을 피드백한다.

- eNB들은 프리코딩 행렬 W의 스케줄링 결정들과 계산을 위해 PMI들을 이용한다.

pDRS:

- UE들은 복조를 위해 pDRS를 이용한다.

- pDRS는 가장 큰 MCS를 지원해야 한다 -> MSE 약 0.01

- pDRS는 스트림 당 직교적이다(UE) -> 각각의 UE는 모든 간섭 스트림들과 자신의 UE를 추정할 수 있다.

- 장래의 증명 설계를 위한 5 이상의 스트림들의 최대 #

-> pDRS 추정들에 기초하여 PMI들을 갱신하거나 추가적인 PMI들을 보냄

- eNB는 정정 프리코딩 행렬(P)을 계산하기 위해 모든 UE들로부터의 피드백을 조합한다.

- pDRS는 시간에 걸쳐 빔포밍 이득과 보간을 활용한다.

-> 빔포밍 추정기 이득

- pDRS의 인터 CAS 간섭은 직교적이어야 한다 -> x 슬롯들/서브프레임들에 걸쳐서 WH 시퀀스

도 16은 가능한 조합 이득들의 결과와 CRS들, CSI-RS 및 pDRS의 CSI 추정 정확성의 전형적인 특성들을 예시한다. 상세히, 도 16은 CRS, CSI-RS 및 pDRS에 대해 성취가능한 MSE에 관하여 상이한 특성들을 비교한다. 최상의 성능은 (최고 MCS의 복조를 위해 요구된) 약 0.01의 자신들의 낮은 MSE로 인한 pDRS에 기초하여 가능할 것이다. 동시에 pDRS는 특정 UE를 위한 데이터가 존재하는 경우에만 보내질 것이다. 게다가 UE들이 스케줄된 PRB들에 대해서만 pDRS가 존재할 것이다.

이어서, 도 16과 관련하여 전술한 바와 같이 주요 목적들이 요약된다:

■ CRS의 MSE: 약 0.1

■ aRS의 MSE: <0.1 (이상적으로 0.01, CDM 길이에 달려있다)

■ pDRS의 MSE: 0.01...<0.1

■ CAS 당 ≥ 4 스트림들(UE들)을 갖는 ≥5의 CAS 크기가 지원되어야 한다

이슈를 극복하기 위한 하나의 옵션은 충분한 CSI 정보를 수집하기 위해 보다 많은 수의 PRB들에 대해 의도적으로 UE들을 스케줄하는 것일 수도 있다.

정반대의 접근법은 활용가능한 피드백이 스케줄링 결정에 적합도록 동일한 PRB들에 대하여 가능한 한/유용한 한 UE들을 스케줄하도록 하는 것일 것이다. PRB들이 전형적으로 양호한 무선 채널들에 대해 선택됨에 따라서 이들은 보다 긴 시간동안 일정하게 유지하려는 고유의 경향을 가지며 따라서 이러한 유형의 스케줄링을 위한 좋은 기회가 존재한다.

제 3 솔루션은 소위 모델 기반 피드백을 이용한 채널 예측의 조합일 것이다. 그러한 경우에 eNB들은 보다 긴 시간 주기에 걸쳐서 pDRS 피드백을 수집할 수 있으며, Tx 시간동안 채널 예측을 적용하고 모든 활용가능한 피드백을 조합할 수 있다.

CoMP는 UE들이 조직화를 위해 다른 전체적인 오버헤드로서 보내질 대량의 데이터를 갖기 위한 것이며, 채널 추정과 피드백 오버헤드가 아마도 성공되지 못할 것이라는 것이 강조된다. 그러한 이유로 UE들이 상당히 양호한 전체적인 CSI 정보를 제공하는 높은 수의 PRB들에 대해 스케줄되는 좋은 기회가 존재한다.

도 17은 FDM 및 CDM에 기초하여 2개의 후속적인 서브프레임들내 직교 pDRS의 가능한 할당을 예시한다. 주목해야 할 것은 도면의 우측 부분의 4개의 화살표들은 길이 4의 CDM 시퀀스를 표시한다. CDM은 UE들이 방송중인 현재의 공간적인 스트림들의 수를 인식할 필요가 없으며 따라서 eNB들이 완전한 스케줄링 자유를 갖는 장점을 갖는다. UE가 현재 전송되지 않는 스트림들을 추정하려 시도하면 UE는 단지 비간섭을 측정할 것이다. 동시에 자유 CDM 시퀀스들이 다음과 같은 특정 최적화들을 위해 사용될 수도 있다:

UE는 모든 활용가능한 CDM 시퀀스들을 디코드할 수 있다. 연관된 데이터 전송들 없이 CDM 시퀀스들이 존재할 수 있다(pDRS들만이 전송된다). 이들 CDM 시퀀스들이 CQI를 추정하고/하거나 멀티유저와 멀티스트림 스케줄링내 프리코딩 가중치들을 최적화하기 위해 사용될 수 있다:

- pDRS는 다른 UE를 위해 또는 중첩 PRB 할당을 갖는 다른 스트림을 위해 사용되도록 의도된 가중치들에 의해 프리코드되는 CDM 시퀀스에 의해 스프레드된다. UE는 CDM 시퀀스들간의 파워 차이에 기초하여 간섭 레벨 또는 CQI를 보고할 수 있다. 그 다음 eNB는 최적 MCS 파라미터들을 찾기 위해 그리고 멀티유저 또는 멀티스트림 스케줄링이 실현가능하면 UE들 또는 스트림들간의 간섭을 추정할 수 있다.

- pDRS는 다음 스케줄링 이벤트에서 동일한 UE를 위해 사용되도록 의도된 가중치들에 의해 프리코드되는 CDM 시퀀스에 의해 스프레드된다. UE는 기존의 CDM 시퀀스와 후보 CDM 시퀀스간의 파워/품질 차이에 기초하여 CSI 또는 CQI를 보고할 수 있다. 그 다음 eNB는 프리코딩 가중치들이 갱신되어야 하는지 여부를 결정할 수 있다. 무선 채널이 정적이면 충분한 탐색 알고리듬들이 최적 프리코딩 가중치들을 찾기 위해 사용될 수 있다.

이어서, 2개의 서브프레임들에 걸쳐서 CDM 시퀀스를 확산하기 위한 제안에 관한 주요 이슈들이 기술된다:

■ 제한된 오버헤드

■ 지원된 CAS(협력 영역) 당 4개의 직교 스트림들

■ 8개의 스트림을 갖는 8Tx에 대해 전송은 적은 주파수 해상도를 갖는 FDM을 이용한다.

■ 복조를 위한 양호한 주파수 할당

■ UE들에 투명한 보다 높은 스트림 전송

■ 낮은 이동성 가정 -> 인터 코드 간섭을 순화시킴

주목해야 할 것은 CDM 대신에, FDM(주파수 분할 멀티플렉스) 또는 TDM(시간 분할 멀티플렉스)가 적용될 수도 있다는 것이다.

다음의 장점들과 추가 이슈들이 본 발명의 실시예들에 따른 제안된 개념에 대해 보여질 수 있다:

주요 장점은 CSI 추정과 마찬가지로 복조를 위한 pDRS의 동시적인 사용으로 인한 RS 오버헤드의 최소화이다. 게다가 CSI 추정 오버헤드는 스케줄된 유저들과 사용된 PRB들로 제한된다. 게다가 이것은 다른 피드백이 적어도 서브밴드 당 요구될 것임에 따라서 피드백 오버헤드를 제한한다.

시간적으로 매우 드문 CSI-RS들로 인해 CSI RS들 위한 작은 오버헤드가 존재하지만, 동시에 상당히 정확한 CSI 정보가 제 1 스케줄링 결정 및 제 1 프리코딩을 위해 활용가능하다. 따라서 전체적인 설계가 매우 강건하고 pDRS 피드백없이 조차도 최소한의 순화된 성능을 허용한다. UE들이 스케줄되자 마자 CSI 및 프리코딩이 더개선될 것이며, 달성가능한 성능을 최대화한다.

표준화의 관점으로부터 pDRS 추정들에 기초하여 피드백을 허용하거나 대신에 또는 부가적으로 CSI-RS들에 기초하여 피드백을 허용하도록 요구된 작은 변화만이 존재한다.

도 18, 19 및 20에 유사한 CoMP SINR 이후 시뮬레이션 결과들에 기초하여, 전체적인 RS 오버헤드가 추정되었으며 동시에 양호한 성능을 갖는 CRS + CSI-RS들 + pDRS에 대한 타겟된 15 내지 20% RS를 달성하는 것이 가능해 보인다는 것이 발견되었다. 동시에 피드백은 UE들에 대해 예상된 상한 근처에 유지될 수 있으며, 그렇기는 하지만 예를 들어 몇몇 최적화된 피드백 압축 체계들에 대해, 예를 들어, 보다 신중한 분석과 요구된 최적화가 존재할 것이다. 제한된 RS 오버헤드가 달성될 수 있으며 그렇기는 하지만 UE들의 80%가 CoMP 모드에서 존재한다고 가정하였다.

상세히, 도 18은 상이한 CSI 추정 에러들(MSE)에 대한 CoMP SINR(신호 대 잡음 및 간섭 비)에 이어 달성가능한 CDF(축적 분산 기능)를 도시한다. 점선 곡선들은 5ms의 피드백 지연동안 존재한다. 도 18로부터 추론가능하기 때문에, 50%에서 SIR은 MSE와 대략적으로 유사하다. 보다 큰 MSE들을 위한 몇몇 추정기 이득 및 PMI 양자화로 인한 매우 낮은 MSE를 위한 몇몇 제한들이 존재한다.

도 19는 CRS(점선), pDRS(대시) 그리고 둘의 MRC 조합(실선)의 경우에 0.1의 MSE에 대한 CoMP SINR 후 CDF를 도시한다. CSI 정확성을 개선하기 위해, 4개의 후속적인 서브프레임들에 걸쳐 평균이 적용되었다. 도 19로부터 추론할 수 있는 바와 같이, 서브프레임들에 걸친 평균이 가능한 경우에, 이것은 양호한 이득들을 제공한다.

도 20은 CRS(도면의 좌측 부분의 곡선들)의 경우에 0.1의 MSE 및 pDRS와 둘의 조합인 MRC에 대한 0.01의 MSE에 대한 CoMP SINR 후 CDF를 도시한다. 도 20으로부터 유추할 수 있는 바와 같이, pDRS 성능은 CSI 추정의 전체적인 MSE를 정의한다.

주목해야 할 것은 전술한 실시예들과 이들의 일반적인 또는 특정 예들이 마음대로 조합될 수 있다는 것이다.

이어서, 본 발명의 여러 실시예들이 이들의 여러 양상들을 참조하여 일반적인 용어로 기술된다.

본 발명의 여러 실시예들의 제 1 양상에 따르면,

자원 요소들을 통해 네트워크 제어 요소들과 터미널들 간의 조정 전송을 제어하는 단계,

자원 요소가 특정 요소를 포함하는지를 검출하는 단계, 그리고

자원 요소가 특정 요소를 포함하지 않는다는 것이 검출될 때, 조정 전송을 위한 자원 요소를 선택하는 단계를 포함하는 방법이 제공된다.

제 1 양상은 다음과 같이 변경될 수도 있다:

특정 요소는 기준 신호일 수도 있다.

방법은 조정 전송을 위해 선택되지 않는 자원 요소내 기준 신호의 전송에 의해 야기된 간섭을 소거하는 단계를 더 포함할 수도 있다.

소거 단계는 알려진 간섭을 뺌으로써 터미널에서 수행될 수도 있다.

방법은 사전보상을 적용함으로써 중앙 네트워크 제어 요소에 의해 수행될 수도 있다.

발명의 여러 실시예들 중 제 2 양상에 따르면, 자원 요소들을 통해 네트워크 제어 요소들로부터 조정 전송을 수신하는 단계, 그리고

알려진 간섭을 뺌으로써, 조정 전송을 위해 선택되지 않는 자원 요소내 기준 신호의 전송에 의해 야기된 간섭을 소거하는 단계를 포함하는 방법이 제공된다.

제 1 및 제 2 양상은 다음과 같이 변경될 수도 있다:

기준 신호는 공통 기준 신호일 수도 있다.

특정 요소는 제어 채널을 위해 사용된 제어 채널 부호일 수도 있다.

검출 단계는 셀내 특별한 서브프레임에 할당된 제어 채널 부호들의 수를 검출함으로써 수행될 수도 있다.

수는 제어 포맷 표시기를 참조함으로써 검출될 수도 있다.

자원 요소들에 대하여 전송 포인트들의 사전결정된 수는 조정 전송을 위해 스케줄될 수도 있으며, 방법은 :

상기 조정 전송을 위해 사용되는 상기 전송 포인트들의 수가 상기 사전결정된 수 보다 적은 경우, 상기 전송을 위해 사전보상을 적용하는 단계, 그리고/또는 상기 전송의 인터리빙 단계 그리고/또는 상기 전송시 부호당 상이한 변조 및 코딩 체계를 적용하는 단계를 더 포함할 수도 있다.

본 발명의 여러 실시예들 중 제 3 양상에 따르면,

자원 요소들을 통해 네트워크 제어 요소들과 터미널들간의 조정 전송을 제어하도록 구성된 전송 컨트롤러,

자원 요소들이 특정 요소를 포함하는지를 검출하도록 구성된 검출기, 그리고

자원 요소가 특정 요소를 포함하지 않는다는 것이 검출되는 때, 조정 전송을 위한 자원 요소를 선택하도록 구성된 선택기를 포함하는 장치가 제공된다.

제 3 양상은 다음과 같이 변경될 수도 있다:

특정 요소는 기준 신호일 수도 있다.

장치는 조정 전송을 위해 선택되지 않은 자원 요소내 기준 신호의 전송에 의해 야기된 간섭을 소거하도록 구성된 소거 유닛을 더 포함할 수도 있다.

장치는 사전보상을 적용함으로써 소거를 수행하도록 구성될 수도 있다.

제 4 양상에 따르면,

자원 요소들을 통해 네트워크 제어 요소들로부터 조정 전송을 수신하도록 구성된 수신기, 그리고

알려진 간섭을 뺌으로써, 조정 전송을 위해 선택되지 않는 자원 요소내 공통 기준 신호의 전송에 의해 야기된 간섭을 소거하도록 구성된 컨트롤러를 포함하는 장치가 제공된다.

제 3 및 제 4 양상은 다음과 같이 변경될 수도 있다.

기준 신호는 공통 기준 신호일 수도 있다.

검출기는 셀내 특별한 서브프레임에 할당된 제어 채널 부호들의 수를 검출하도록 구성될 수도 있다.

검출기는 제어 포맷 표시기를 참조함으로써 수를 검출하도록 구성될 수도 있다.

자원 요소들에 대하여 사전결정된 수의 전송 포인트들이 조정 전송을 위해 스케줄될 수도 있으며, 조정 전송을 위해 사용되는 전송 포인트들의 수가 사전결정된 수보다 작은 경우에, 컨트롤러가 전송 포인트들에 대해 사전보상, 그리고/또는 전송 포인트들의 인터리빙 및/또는 전송 포인트들에서 부호 당 상이한 변조 및 코딩 체계를 적용을 적용하도록 구성될 수 있다.

제 5 양상에 따르면,

자원 요소들에 대해 네트워크 제어 요소들과 터미널들 간의 조정 전송을 제어하기 위한 수단,

자원 요소가 특정 요소를 포함하는지를 검출하기 위한 수단, 그리고

자원 요소가 특정 요소를 포함하지 않는다는 것이 검출될 때, 조정 전송을 위해 자원 요소를 선택하기 위한 수단을 포함하는 장치가 제공된다.

제 5 양상은 다음과 같이 변경될 수 있다.

특정 요소는 기준 신호일 수도 있다.

장치는 조정 전송을 위해 선택되지 않는 자원 요소내 기준 신호의 전송에 의해 야기된 간섭을 소거하기 위한 수단을 더 포함할 수도 있다.

장치는 사전보상을 적용함으로써 소거를 수행하기 위한 수단을 더 포함할 수도 있다.

제 6 양상에 따르면,

자원 요소들을 통해 네트워크 제어 요소들로부터 조정 전송을 수신하기 위한 수단, 그리고

알려진 간섭을 뺌으로써, 조정 전송을 위해 선택되지 않는 자원 요소내 공통 기준 신호의 전송에 의해 야기된 간섭을 소거하기 위한 수단을 포함하는 장치가 제공된다.

제 5 및 제 6 양상들은 다음과 같이 변경될 수도 있다:

기준 신호는 공통 기준 신호일 수도 있다.

특정 요소는 제어 채널을 위해 사용된 공통 채널 부호일 수도 있다.

장치는 셀내 특별한 서브프레임에 할당된 제어 채널 부호들의 수를 검출하기 위한 수단을 더 포함할 수도 있다.

장치는 제어 포맷 표시기를 참조함으로써 수를 검출하기 수단을 더 포함할 수도 있다.

자원 요소들에 대해 사전결정된 수의 전송 포인트들이 조정 전송을 위해 스케줄될 수도 있으며, 그리고 장치는 조정 전송을 위해 사용되는 전송 포인트들의 수가 사전결정된 수 보다 적은 경우에, 전송 포인트들의 사전보상을 적용, 그리고/또는 전송 포인트들의 인터리빙 및/또는 전송 포인트들내 부호 당 상이한 변조 및 코딩 체계 적용을 적용하기 위한 수단을 더 포함할 수 있다.

제 1 내지 6 양상들에 따르면, 제어 채널 부호를 포함하지 않는 서브프레임에서 사용된 자원 요소들은 데이터 전송을 위한 공유 채널을 위해 사용된다.

제 1 내지 6 양상들에 따르면, 모든 자원 요소들은 OFDM 부호들을 구성할 수도 있으며, 제어 채널은 물리적인 다운링크 제어 채널일 수도 있으며 공유 채널은 물리적인 다운링크 공유 채널일 수도 있다.

본 발명의 여러 실시예들 중 제 7 양상에 따르면,

네트워크 제어 요소들과 터미널들 간의 조정 전송에서 자원 블록의 자원 요소들내 기준 신호들의 전송을 제어하는 단계,

기준 신호들의 시퀀스를 위해, 모든 터미널들을 위해 단일 기준 신호를 사용하는 단계, 그리고

각각의 터미널에 대해 단일 기준 신호를 공간적으로 프리코딩하는 단계를 포함하는 방법이 제공된다.

제 7 양상은 다음과 같이 변경될 수도 있다.

기준 신호는 프리코드된 전용 기준 신호일 수도 있다.

방법은

기준 신호들의 시퀀스의 제 1 자원 블록내 제 1 기준 신호들에 대해, 직교 기준 신호들을 이용하는 단계를 더 포함할 수도 있다.

전송 동안, 사전결정된 자원 요소들 및/또는 사전결정된 자원 블록들에서 직교 기준 신호들이 사용될 수도 있다.

직교 기준 신호는 직교 프리코드된 전용 기준 신호일 수도 있다.

프리코딩과 같은 제로 포스가 조정 전송에서 사용될 수도 있다.

공간적 프리코딩은 빔포밍에 의해 수행될 수도 있다.

방법은 네트워크 제어 요소들 중 하나 또는 중앙 유닛에 의해 수행될 수도 있다.

본 발명의 여러 실시예들 중 제 8 양상에 따르면,

네트워크 제어 요소들과 터미널들간의 조정 전송시 자원 블록의 자원 요소들내 기준 신호들의 전송을 제어하고, 기준 신호들의 시퀀스를 위해, 모든 터미널들에 위해 단일 기준 신호를 사용하도록 구성된 컨트롤러, 그리고

각각의 터미널에 대해 단일 기준 신호를 공간적으로 프리코드하도록 구성된 프리코딩 유닛을 포함하는 장치가 제공된다.

제 8 양상이 다음과 같이 변경될 수도 있다:

기준 신호는 프리코드된 전용 기준 신호일 수도 있다.

기준 신호들의 시퀀스의 제 1 자원 블록내 제 1 기준 신호들에 대해, 컨트롤러는 직교 기준 신호들을 사용하도록 구성될 수도 있다.

전송동안, 컨트롤러는 사전결정된 자원 요소들 및/또는 사전결정된 자원 블록들에서 직교 기준 신호들을 사용하도록 구성될 수도 있다.

프리코딩 유닛은 조정 전송시 프리코딩과 같은 제로 포스를 이용하도록 구성될 수도 있다.

프리코딩 유닛은 빔포밍에 의해 공간적으로 프리코딩을 수행하도록 구성될 수도 있다.

본 발명의 여러 실시예들 중 제 9 양상에 따르면,

네트워크 제어 요소들과 터미널들간의 조정 전송에서 자원 블록의 자원 요소들내 기준 신호들의 전송을 제어하기 위한 수단,

기준 신호들의 시퀀스를 위해, 모든 터미널들을 위해 단일 기준 신호를 사용하기 위한 수단, 그리고

각각의 터미널에 대해 단일 기준 신호를 공간적으로 프리코딩하기 위한 수단을 포함하는 장치가 제공된다.

제 9 양상은 다음과 같이 변경될 수도 있다.

기준 신호는 프리코드된 전용 기준 신호일 수도 있다.

기준 신호들의 시퀀스의 제 1 자원 블록내 제 1 기준 신호들에 대해, 장치는 직교 기준 신호들을 사용하기 위한 수단을 포함할 수도 있다.

전송동안, 장치는 사전결정된 자원 요소들 및/또는 사전결정된 자원 블록들에서 직교 기준 신호들을 사용하기 위한 수단을 포함할 수도 있다.

장치는 조정 전송에서 프리코딩과 같은 제로 포스를 이용하기 위한 수단을 포함할 수도 있다.

장치는 빔포밍에 의해 공간적으로 프리코딩을 수행하기 위한 수단을 포함할 수도 있다.

제 8 내지 9 양상에 따르면, 장치는 네트워크 제어 요소들 중 하나 또는 네트워크 제어 요소들 중 하나의 일부일 수 있거나, 또는 중앙 유닛일 수도 있거나 중앙 유닛의 일부일 수도 있다.

본 발명의 여러 실시예들 중 제 10 양상에 따르면,

터미널로 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 보내는 단계,

프리코드된 전용 기준 신호를 이용하여 터미널에 의해 추정되는 채널 추정 결과를 수신하는 단계, 그리고

수신된 채널 추정 결과에 기초하여 채널 정보를 결정하는 단계를 포함하는 방법이 제공된다.

제 10 양상은 다음과 같이 변경될 수도 있다:

직교 프리코드된 전용 기준 신호가 복수의 터미널들로 보내질 수도 있으며, 복수의 채널 추정 결과들이 수신될 수도 있으며, 그리고 채널 추정 정보가 복수의 채널 추정 결과들에 기초하여 결정될 수도 있다.

방법은 :

터미널로부터, 직교 프리코드된 전용 기준 신호에 기초하여 추정된 다른 터미널들로부터의 간섭에 관한 간섭 정보를 수신하는 단계를 더 포함할 수도 있으며,

여기서 채널 정보는 수신된 채널 추정 결과와 수신된 간섭 정보에 기초하여 결정된다.

채널 정보의 결정에서, 프리코딩 정정 행렬이 계산될 수도 있으며, 프리코딩 정정 행렬은 추가 전송들을 위해 사용될 수도 있다.

채널 상태를 추정하기 위해, 제 1 채널 상태 정보 기준 신호들이 사용될 수도 있으며, 그리고 추정된 채널 상태는 직교 프리코드된 전용 기준 신호의 전송, 채널 추정 결과의 수신, 그리고 채널 정보의 결정을 반복적으로 수행함으로써 정정될 수도 있다.

복수의 직교 프리코드된 전용 기준 신호들이 복수의 터미널들로 보내질 수도 있으며, 여기서 직교 프리코드된 전용 기준 신호들이 주파수 분할 멀티플렉스 및/또는 코드 분할 멀티플렉스 및/또는 시간 분할 멀티플렉스에 기초하여 적어도 하나의 서브프레임에 할당될 수도 있다.

방법은 중첩 자원 블록 할당과 함께 다른 터미널들에 사용될 가중치에 의해 프리코드되거나, 또는 다음 스케줄링 이벤트에서 동일한 터미널에 대해 사용될 가중치에 의해 프리코드된, 코드 분할 멀티플렉스, 주파수 분할 멀티플렉스 또는 시간 분할 멀티플렉스에 의해 적어도 하나의 서브프레임에 각각의 터미널을 위한 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 할당하는 단계를 더 포함할 수도 있다.

프리코드된 전용 기준 신호들은 장래의 스케줄링 결정들을 위해 자원 요소들에 대응하는 사운딩 무선 채널들을 허용하도록 하기 위해 현재 스케줄되지 않는 자원 요소들을 통해 보내질 수도 있다.

본 발명의 여러 실시예들 중 제 11 양상에 따르면,

직교 프리코드된 전용 기준 신호를 수신하는 단계,

프리코드된 전용 기준 신호를 이용하여 채널 추정을 수행하는 단계, 그리고

네트워크 제어 요소로 채널 추정 결과를 보내는 단계를 포함하는 방법이 제공된다.

제 11 양상에 따른 방법은

프리코드된 전용 기준 신호에 기초하여 다른 터미널로부터의 간섭을 추정하는 단계, 그리고

네트워크 제어 요소로 간섭 정보를 보내는 단계를 더 포함할 수도 있다.

본 발명의 여러 실시예들 중 제 12 양상에 따르면,

터미널로 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 보내도록 구성된 전송기,

직교 프리코드된 전용 기준 신호를 이용한 터미널에 의해 추정되는 채널 추정 결과를 수신하도록 구성된 수신기, 그리고

수신된 채널 추정 결과에 기초하여 채널 정보를 결정하도록 구성된 컨트롤러를 포함하는 장치가 제공된다.

제 12 양상은 다음과 같이 변경될 수도 있다:

전송기는 복수의 터미널들로 직교 프리코드된 전용 기준 신호들을 보내도록 구성될 수도 있으며, 수신기는 복수의 채널 추정 결과들을 수신하도록 구성될 수도 있으며, 그리고 컨트롤러는 복수의 채널 추정 결과들에 기초하여 채널 정보를 결정하도록 구성될 수도 있다.

수신기는 터미널로부터, 직교 프리코드된 전용 기준 신호에 기초하여 추정된 다른 터미널들로부터의 간섭에 대해 간섭 정보를 수신하도록 구성될 수도 있으며, 컨트롤러는 수신된 채널 추정 결과와 수신된 간섭 정보에 기초하여 채널 정보를 결정하도록 구성될 수도 있다.

컨트롤러는 프리코딩 정정 행렬을 계산하도록 구성될 수도 있으며, 여기서 프리코딩 정정 행렬은 추가 전송들을 위해 사용될 수도 있다.

채널 상태를 추정하기 위해, 컨트롤러는 제 1 채널 상태 정보 기준 신호들을 사용하고 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 전송하고, 채널 추정 결과를 수신하며, 그리고 채널 정보를 결정하는 단계를 반복적으로 수행함으로써 추정된 채널 상태를 정정하도록 구성될 수도 있다.

전송기는 복수의 터미널들로 복수의 직교 프리코드된 전용 기준 신호들을 보내도록 구성될 수도 있으며, 컨트롤러는 주파수 분할 멀티플렉스 및/또는 코드 분할 멀티플렉스에 기초하여 적어도 하나의 서브프레임에 직교 프리코드된 전용 기준 신호들을 할당하도록 구성될 수도 있다.

컨트롤러는 중첩 자원 블록 할당을 갖는 다른 터미널들에 사용될 가중치에 의해 프리코드되거나, 또는 다음 스케줄링 이벤트에서 동일한 터미널을 위해 사용될 가중치에 의해 프리코드된, 코드 분할 멀티플렉스, 주파수 분할 멀티플렉스 또는 시간 분할 멀티플렉스를 이용함으로써 적어도 하나의 서브프레임에 각각의 터미널을 위한 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 할당하도록 구성될 수도 있다.

컨트롤러는 장래의 스케줄링 결정들을 위해 자원 요소들에 대응하는 사운딩 무선 채널들을 허용하도록 하기 위해 현재 스케줄되지 않는 자원 요소들을 통해 프리코드된 전용 기준 신호들을 보내도록 구성될 수도 있다.

본 발명의 여러 실시예들 중 제 13 양상에 따르면,

직교 프리코드된 전용 기준 신호를 수신하도록 구성된 수신기,

직교 프리코드된 전용 기준 신호를 이용하여 채널 추정을 수행하도록 구성된 컨트롤러, 그리고

네트워크 제어 요소로 채널 추정 결과를 보내도록 구성된 전송기를 포함하는 장치가 제공된다.

제 13 양상의 변경에 따르면, 컨트롤러는 직교 프리코드된 전용 기준 신호에 기초하여 적어도 하나의 다른 터미널로부터 간섭을 추정하도록 구성될 수도 있으며, 그리고 전송기는 네트워크 제어 요소로 간섭 정보를 보내도록 구성될 수도 있다.

본 발명의 여러 실시예들 중 제 14 양상에 따르면,

터미널로 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 보내기 위한 수단,

직교 프리코드된 전용 기준 신호를 이용하여 터미널에 의해 추정되는 채널 추정 결과를 수신하기 위한 수단, 그리고

수신된 채널 추정 결과에 기초하여 채널 정보를 결정하기 위한 수단을 포함하는 장치가 제공된다.

제 14 양상은 다음과 같이 변경될 수도 있다.

장치는 복수의 터미널들로 직교 프리코드된 전용 기준 신호들을 보내기 위한 수단, 복수의 채널 추정 결과들을 수신하기 위한 수단, 그리고 복수의 채널 추정 결과들에 기초하여 채널 정보를 결정하기 위한 수단을 포함할 수도 있다.

장치는, 터미널로부터, 직교 프리코드된 전용 기준 신호에 기초하여 추정된 다른 터미널들로부터의 간섭에 관한 간섭 정보를 수신하기 위한 수단, 그리고 수신된 채널 추정 결과와 수신된 간섭 정보에 기초하여 채널 정보를 결정하기 위한 수단을 포함할 수도 있다.

장치는 프리코딩 정정 행렬을 계산하기 위한 수단을 포함할 수도 있으며, 여기서 프리코딩 정정 행렬은 추가 전송들을 위해 사용될 수도 있다.

채널 상태를 추정하기 위해, 장치는 제 1 채널 상태 정보 기준 신호들을 이용하기 위한 수단 및 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 보내고, 채널 추정 결과를 수신하며, 그리고 채널 정보를 결정하는 단계를 반복적으로 수행함으로써 추정된 채널 상태를 정정하기 위한 수단을 포함할 수도 있다.

장치는 복수의 터미널들로 복수의 직교 프리코드된 전용 기준 신호들을 보내기 위한 수단, 그리고 주파수 분할 멀티플렉스 및/또는 코드 분할 멀티플렉스에 기초하여 적어도 하나의 서브프레임에 직교 프리코드된 전용 기준 신호들을 할당하기 위한 수단을 포함할 수도 있다.

장치는 중첩 자원 블록 할당을 갖는 다른 터미널들에 사용될 가중치에 의해 프리코드되거나, 또는 다음 스케줄링 이벤트에서 동일한 터미널을 위해 사용될 가중치들에 의해 프리코드된, 코드 분할 멀티플렉스, 주파수 분할 멀티플렉스 또는 시간 분할 멀티플렉스를 이용하여 적어도 하나의 서브프레임에 각각의 터미널을 위해 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 할당하기 위한 수단을 포함할 수도 있다.

장치는 장래의 스케줄링 결정들을 위해 자원 요소들에 대응하는 사운딩 무선 채널들을 허용하도록 하기 위해 현재 스케줄되지 않는 자원 요소들을 통해 프리코드된 전용 기준 신호들을 보내기 위한 수단을 포함할 수도 있다.

본 발명의 여러 실시예들 중 제 15 양상에 따르면,

직교 프리코드된 전용 기준 신호를 수신하기 위한 수단,

직교 프리코드된 전용 기준 신호를 이용하여 채널 추정을 수행하기 위한 수단, 그리고

네트워크 제어 요소로 채널 추정 결과를 보내기 위한 수단을 포함하는 장치가 제공된다.

제 15 양상의 변경에 따르면, 장치는 직교 프리코드된 전용 기준 신호에 기초하여 적어도 하나의 다른 터미널로부터의 간섭을 추정하기 위한 수단, 그리고 네트워크 제어 요소로 간섭 정보를 보내기 위한 수단을 포함할 수도 있다.

전술한 바와 같이 이들의 양상들과 변경들에서, 조정 전송은 멀티포인트 조정(CoMP) 전송 또는 멀티-유저 다중 입력 다중 출력(MU-MIMO) 전송 또는 유사한 전송일 수도 있다.

본 발명의 여러 실시예들 중 제 16 양상에 따르면, 프로세싱 디바이스를 위한 프로그램을 포함하는 컴퓨터 프로그램 물건이 제공되며, 프로그램이 프로세싱 디바이스 상에서 구동될 때 제 1 항 내지 13 항, 26 항 내지 33 항 또는 42 항 내지 51 항 중 어느 한 항의 상기 제 1, 제 4, 단계들 중 어느 단계에 따른 방법을 수행하기 위한 소프트웨어 코드 부분들을 포함한다.

본 발명의 여러 실시예들 중 제 10 양상에 따르면, 프로세싱 수단 또는 모듈에서 구동중일 때 상기 제 1, 제 2, 제 7, 제 10 및 제 11 양상들 또는 이들의 변형 중 임의의 양상에 따른 방법을 수행하기 위한 코드 수단을 포함하는 컴퓨터 프로그램 물건이 제공된다.

컴퓨터 프로그램 물건은 소프트웨어 코드 부분들이 저장되는 컴퓨터-판독가능 매체를 포함할 수도 있다.

프로그램은 프로세싱 디바이스의 내부 메모리내에 직접적으로 로드가능할 수도 있다.

상기 변경들 중 임의 변경은 이들이 대안들을 배제하는 것으로서 명시적으로 설명되지 않는 한 각각의 양상들 및/또는 이들이 참조하는 실시예들에 대해 단독으로 또는 조합으로 적용될 수 있다.

상기 본 명세서에 기술된 바와 같이 본 발명의 목적을 위해, 주목해야 할 것은

- 소프트웨어 코드 부분들로서 구현될 수 있으며 네트워크 제어 요소 또는 터미널(디바이스들, 장치들 및/또는 이들의 모듈들의 예들과 같이, 또는 장치들 및/또는 이들의 모듈들을 포함하는 엔터티들의 예들과 같이)에서 프로세서를 이용해 구동되는 방법 단계들은 소프트웨어 코드 독립적이고 방법 단계들에 의해 정의된 기능이 보존되는 한 임의의 알려지거나 장차 개발되는 프로그래밍 언어를 이용하여 특정될 수 있다;

- 일반적으로, 임의의 방법 단계는 구현된 기능과 관련하여 실시예들과 자신의 변경의 아이디어를 변경함이 없이 소프트웨어로서 또는 하드웨어에 의해 구현되기에 적합하다;

- 전술한 장치들, 또는 이들의 임의의 모듈(들)(예를 들어, 전술한 바와 같이 실시예들에 따른 장치들의 기능들을 수행하는 디바이스들, UE, eNode-B 등)에서 하드웨어 컴포넌트들로서 구현될 방법 단계들 및/또는 디바이스들, 유닛들 또는 수단들은 하드웨어 독립적이며 MOS(Metal Oxide Semiconductor), CMOS(Complementary MOS), BiMOS(Bipolar MOS), BiCMOS(Biploar CMOS), ECL(Emitter Coupled Logic), TTL(Transistor-Transistor Logic) 등과 같은 임의의 알려진 또는 장차 개발되는 하드웨어 기술 또는 이들의 임의의 하이브리드들을 이용, 예를 들어, ASIC(Application Specific IC(Integrated Circuit)) 컴포넌트들 FPGA(Field-programmable Gate Arrays) 컴포넌트들, CPLD(Complex Programmable Logic Device) 컴포넌트들 또는 DSP(Digital Signal Processor) 컴포넌트들을 이용하여 구현될 수 있다;

- 디바이스들, 유닛들 또는 수단(예를 들어, 상기 정의된 장치들, 또는 이들 각각의 수단중 임의의 수단)은 개별적인 디바이스들, 유닛들 또는 수단들로서 구현될 수 있지만, 이것은 디바이스, 유닛 또는 수단의 기능이 보존되는 한 시스템 전반에 걸쳐서 분산 방식으로 구현된다는 것을 배제하지 않는다;

- 장치는 반도체 칩, 칩셋, 또는 이러한 칩 또는 칩셋을 포함하는 (하드웨어) 모듈로 표시될 수도 있다; 그러나, 이것은 하드웨어로 구현되는 대신에 장치 또는 모듈의 기능이 컴퓨터 프로그램 또는 프로세서에서 실행/구동하기 위해 실행가능한 소프트웨어 코드 부분들을 포함하는 컴퓨터 프로그램 물건과 같은 (소프트웨어) 모듈내 소프트웨어로서 구현되는 가능성을 배제하지 않는다.

- 예를 들어, 서로 기능적으로 협력하든 동일한 디바이스 하우징 내에서 서로 기능적으로 독립적이든 디바이스는 장치 또는 하나보다 많은 수의 장치의 어셈블리로서 여겨질 수도 있다.

따라서, 전술한 제 1 내지 제 15 양상들 중 임의의 양상은 메모리 및 프로세서를 포함하는 장치에 의해 구현될 수도 있으며, 여기서 메모리는 프로세서가 제 1 내지 15 양상들에서 전술한 바와 같이 상이한 기능들/프로세스들을 수행할 수도 있는 명령들을 저장한다.

주목해야 할 것은 전술한 실시예들과 일반적 그리고 특정 예들은 단지 예시를 위해 제공되며 본 발명이 이에 제한되도록 하기 위함이 전혀 아니다. 그 보다는, 모든 변화들과 변경들이 첨부된 청구항들의 사상과 범주내에 속하게 포함되도록 하기 위함이다.

Claims

자원 요소들을 통해 네트워크 제어 요소들과 터미널들 간의 조정 전송을 제어하는 단계,
자원 요소가 특정 요소를 포함하는지를 검출하는 단계, 그리고
상기 자원 요소가 특정 요소를 포함하지 않는다는 것이 검출될 때, 상기 조정 전송을 위한 자원 요소를 선택하는 단계
를 포함하는,
방법.
제 1 항에 있어서,
상기 특정 요소는 기준 신호인,
방법.
제 2 항에 있어서,
조정 전송을 위해 선택되지 않는 자원 요소내 기준 신호의 전송에 의해 야기된 간섭을 소거하는 단계
를 더 포함하는,
방법.
제 3 항에 있어서,
상기 소거 단계는 알려진 간섭을 뺌으로써 터미널에서 수행되는,
방법.
제 2 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 방법은 사전보상을 적용함으로써 중앙 네트워크 제어 요소에 의해 수행되는,
방법.
자원 요소들을 통해 네트워크 제어 요소들로부터 조정 전송을 수신하는 단계, 그리고
알려진 간섭을 뺌으로써, 상기 조정 전송을 위해 선택되지 않는 자원 요소내 기준 신호의 전송에 의해 야기된 간섭을 소거하는 단계
를 포함하는,
방법.
제 2 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 기준 신호는 공통 기준 신호인,
방법.
제 1 항에 있어서,
상기 특정 요소는 제어 채널을 위해 사용된 제어 채널 부호인,
방법.
제 8 항에 있어서,
상기 검출 단계는 셀내 특정 서브프레임에 할당된 제어 채널 부호들의 수를 검출함으로써 수행되는,
방법.
제 9 항에 있어서,
상기 수는 제어 포맷 표시기를 참조함으로써 검출되는,
방법.
제 8 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,
자원 요소들을 통해 전송 포인트들의 사전결정된 수는 상기 조정 전송을 위해 스케쥴링되고, 상기 방법은
상기 조정 전송을 위해 사용되는 상기 전송 포인트들의 수가 상기 사전결정된 수 보다 적은 경우, 상기 전송을 위해 사전보상을 적용하는 단계, 그리고/또는 상기 전송의 인터리빙 단계 그리고/또는 상기 전송내 부호당 상이한 변조 및 코딩 체계를 적용하는 단계
를 더 포함하는,
방법.
제 8 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,
제어 채널 부호를 포함하지 않는 서브프레임에서 사용된 상기 자원 요소들은 데이터 전송을 위한 공유 채널을 위해 사용되는,
방법.
제 8 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
모든 상기 자원 요소들은 OFDM 부호들을 구성하며, 상기 제어 채널은 물리적인 다운링크 제어 채널이고 상기 공유 채널은 물리적인 다운링크 공유 채널인,
방법.
자원 요소들을 통해 네트워크 제어 요소들과 터미널들 간의 조정 전송을 제어하도록 구성된 전송 컨트롤러,
자원 요소가 특정 요소를 포함하는지를 검출하도록 구성된 검출기, 그리고
상기 자원 요소가 특정 요소를 포함하지 않는다는 것이 검출될 때, 상기 조정 전송을 위한 자원 요소를 선택하도록 구성된 선택기
를 포함하는,
장치.
제 14 항에 있어서,
상기 특정 요소는 기준 신호인,
장치.
제 15 항에 있어서,
상기 조정 전송을 위해 선택되지 않은 자원 요소내 기준 신호의 전송에 의해 야기된 간섭을 소거하도록 구성된 소거 유닛
을 더 포함하는,
장치.
제 16 항에 있어서,
상기 장치는 사전보상을 적용함으로써 상기 소거를 수행하도록 구성되는,
장치.
자원 요소들을 통해 네트워크 제어 요소들로부터 조정 전송을 수신하도록 구성된 수신기, 그리고
알려진 간섭을 뺌으로써, 상기 조정 전송을 위해 선택되지 않는 자원 요소내 공통 기준 신호의 전송에 의해 야기된 간섭을 소거하도록 구성된 컨트롤러
를 포함하는,
장치.
제 15 항 내지 제 18 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 기준 신호는 공통 기준 신호인,
장치.
제 14 항에 있어서,
상기 특정 요소는 제어 채널을 위해 사용된 제어 채널 부호인,
장치.
제 20 항에 있어서,
상기 검출기는 셀내 특정 서브프레임에 할당된 제어 채널 부호들의 수를 검출하도록 구성되는,
장치.
제 21 항에 있어서,
상기 검출기는 제어 포맷 표시기를 참조함으로써 상기 수를 검출하도록 구성되는,
장치.
제 20 항 내지 제 22 항 중 어느 한 항에 있어서,
자원 요소들에 대하여 전송 포인트들의 사전결정된 수는 상기 조정 전송을 위해 스케쥴링되고,
여기서 상기 조정 전송을 위해 사용되는 상기 전송 포인트들의 수가 상기 사전결정된 수 보다 적은 경우, 상기 컨트롤러는 상기 전송 포인트들을 사전보상하고, 그리고/또는 상기 전송 포인트들을 인터리빙하고 그리고/또는 상기 전송 포인트들내 부호당 상이한 변조 및 코딩 체계를 적용하는 것을 적용하도록 구성되는,
장치.
제 20 항 내지 제 23 항 중 어느 한 항에 있어서,
제어 채널 부호를 포함하지 않는 서브프레임내 사용된 상기 자원 요소들은 데이터 전송을 위한 공유 채널을 위해 사용되는,
장치.
제 20 항 내지 제 24 항 중 어느 한 항에 있어서,
모든 상기 자원 요소들은 OFDM 부호들을 구성하고, 상기 제어 채널은 물리적인 다운링크 제어 채널이고 상기 공유 채널은 물리적인 다운링크 공유 채널인,
장치.
네트워크 제어 요소들과 터미널들 간의 조정 전송에서 자원 블록의 자원 요소들내 기준 신호들의 전송을 제어하는 단계,
기준 신호들의 시퀀스를 위해, 모든 터미널들에 대해 단일 기준 신호를 사용하는 단계, 그리고
각각의 터미널에 대해 상기 단일 기준 신호를 공간적으로 프리코딩하는 단계
를 포함하는,
방법.
제 26 항에 있어서,
상기 기준 신호는 프리코드된 전용 기준 신호인,
방법.
제 26 항 또는 제 27 항에 있어서,
상기 기준 신호들의 상기 시퀀스의 제 1 자원 블록내 제 1 기준 신호들에 대해, 직교 기준 신호들을 이용하는 단계
를 더 포함하는,
방법.
제 28 항에 있어서,
상기 전송동안, 사전결정된 자원 요소들 및/또는 사전결정된 자원 블록들에서 직교 기준 신호들이 사용되는,
방법.
제 28 항 또는 제 29 항에 있어서,
상기 직교 기준 신호는 직교 프리코드된 전용 기준 신호인,
방법.
제 26 항 내지 제 30 항 중 어느 한 항에 있어서,
프리코딩과 같은 제로 포스(zero force)가 상기 조정 전송에서 사용되는,
방법.
제 26 항 내지 제 31 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 공간적으로 프리코딩하는 단계는 빔포밍에 의해 수행되는,
방법.
제 26 항 내지 제 32 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 방법은 상기 네트워크 제어 요소들 중 하나 또는 중앙 유닛에 의해 수행되는,
방법.
네트워크 제어 요소들과 터미널들 간의 조정 전송에서 자원 블록의 자원 요소들내 기준 신호들의 전송을 제어하고, 기준 신호들의 시퀀스를 위해 모든 터미널들을 위해 단일 기준 신호를 사용하도록 구성된 컨트롤러, 그리고
각각의 터미널에 대해 상기 단일 기준 신호를 공간적으로 프리코드 하도록 구성된 프리코딩 유닛
을 포함하는,
장치.
제 34 항에 있어서,
상기 기준 신호는 프리코드된 전용 기준 신호인,
장치.
제 34 항 또는 제 35 항에 있어서,
상기 컨트롤러는 상기 기준 신호들의 상기 시퀀스의 제 1 자원 블록내 제 1 기준 신호들에 대해 직교 기준 신호들을 이용하도록 구성되는,
장치.
제 36 항에 있어서,
상기 컨트롤러는 상기 전송동안, 사전결정된 자원 요소들 및/또는 사전결정된 자원 블록들에서 직교 기준 신호들을 사용하도록 구성되는,
장치.
제 36 항 또는 제 37 항에 있어서,
상기 직교 기준 신호는 직교 프리코드된 전용 기준 신호인,
장치.
제 34 항 내지 제 38 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 프리코딩 유닛은 상기 조정 전송시 프리코딩과 같은 제로 포스를 이용하도록 구성되는,
장치.
제 34 항 내지 제 39 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 프리코딩 유닛은 빔포밍에 의해 상기 공간적으로 프리코딩하는 것을 수행하도록 구성되는,
장치.
제 34 항 내지 40 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 장치는 상기 네트워크 제어 요소들 중 하나 또는 상기 네트워크 제어 요소들 중 하나의 일부이거나, 중앙 유닛 또는 중앙 유닛의 일부인,
장치.
터미널로 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 전송하는 단계,
상기 프리코드된 전용 기준 신호를 이용하여 상기 터미널에 의해 추정되는 채널 추정 결과를 수신하는 단계, 그리고
상기 수신된 채널 추정 결과에 기초하여 채널 정보를 결정하는 단계
를 포함하는,
방법.
제 42 항에 있어서,
상기 직교 프리코드된 전용 기준 신호는 복수의 터미널들로 보내지고, 복수의 채널 추정 결과들이 수신되며, 그리고 상기 채널 정보는 상기 복수의 채널 추정 결과들에 기초하여 결정되는,
방법.
제 42 항 또는 제 43 항에 있어서,
상기 터미널로부터, 상기 직교 프리코드된 전용 기준 신호에 기초하여 추정된 다른 터미널들로부터의 간섭에 관한 간섭 정보를 수신하는 단계를 더 포함하고,
여기서 상기 채널 정보는 상기 수신된 채널 추정 결과 및 상기 수신된 간섭 정보에 기초하여 결정되는,
방법.
제 42 항 내지 44 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 채널 정보의 상기 결정에 있어서, 프리코딩 정정 행렬이 계산되고, 상기 프리코딩 정정 행렬이 추가 전송들을 위해 사용되는,
방법.
제 42 항 내지 45 항 중 한 항에 있어서,
채널 상태를 추정하기 위해, 제 1 채널 상태 정보 기준 신호들이 사용되고, 상기 추정된 채널 상태는 상기 직교 프리코드된 전용 기준 신호의 상기 전송 단계, 채널 추정 결과를 수신하는 단계, 그리고 상기 채널 정보를 결정하는 단계를 반복적으로 수행함으로써 정정되는,
방법.
제 42 항 내지 제 46 항 중 어느 한 항에 있어서,
복수의 직교 프리코드된 전용 기준 신호들은 복수의 터미널들로 보내지고, 여기서 상기 직교 프리코드된 전용 기준 신호들은 주파수 분할 멀티플렉스 및/또는 코드 분할 멀티플렉스 및/또는 시간 분할 멀티플렉스에 기초하여 적어도 하나의 서브프레임에 할당되는,
방법.
제 47 항에 있어서,
중첩 자원 블록 할당을 갖는 다른 터미널들에 사용될 가중치들에 의해 프리코드되거나, 다음 스케줄링 이벤트에서 동일한 터미널을 위해 사용될 가중치들에 의해 프리코드된, 코드 분할 멀티플렉스, 주파수 분할 멀티플렉스 또는 시간 분할 멀티플렉스를 사용하여 상기 적어도 하나의 서브프레임에 각각의 터미널을 위한 상기 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 할당하는 단계
를 더 포함하는,
방법.
제 42 항 내지 제 46 항 중 어느 한 항에 있어서,
프리코드된 전용 기준 신호들은 장래의 스케줄링 결정들을 위해 상기 자원 요소들에 대응하는 사운딩 무선 채널들을 허용하도록 하기 위해 현재 스케줄되지 않는 자원 요소들을 통해 보내지는,
방법.
직교 프리코드된 전용 기준 신호를 수신하는 단계,
상기 프리코드된 전용 기준 신호를 이용하여 채널 추정을 수행하는 단계, 그리고
채널 추정 결과를 네트워크 제어 요소로 보내는 단계
를 포함하는,
방법.
제 50 항에 있어서,
상기 프리코드된 전용 기준 신호에 기초하여 다른 터미널로부터의 간섭을 추정하는 단계, 그리고
상기 간섭 정보를 상기 네트워크 제어 요소로 보내는 단계
를 더 포함하는,
방법.
터미널로 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 보내도록 구성된 전송기,
상기 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 이용하여 상기 터미널에 의해 추정되는 채널 추정 결과를 수신하도록 구성된 수신기, 그리고
상기 수신된 채널 추정 결과에 기초하여 채널 정보를 결정하도록 구성된 컨트롤러
를 포함하는,
장치.
제 52 항에 있어서,
상기 전송기는 복수의 터미널들로 직교 프리코드된 전용 기준 신호들을 보내도록 구성되고, 상기 수신기는 복수의 채널 추정 결과들을 수신하도록 구성되며, 그리고 상기 컨트롤러는 상기 복수의 채널 추정 결과들에 기초하여 상기 채널 정보를 결정하도록 구성되는,
장치.
제 52 항 또는 제 53 항에 있어서,
상기 수신기는 상기 터미널로부터, 상기 직교 프리코드된 전용 기준 신호에 기초하여 추정된 다른 터미널들로부터의 간섭에 대해 간섭 정보를 수신하도록 구성되며, 그리고
상기 컨트롤러는 상기 수신된 채널 추정 결과와 상기 수신된 간섭 정보에 기초하여 상기 채널 정보를 결정하도록 구성되는,
장치.
제 52 항 내지 제 54 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 컨트롤러는 프리코딩 정정 행렬을 계산하도록 구성되고, 여기서 상기 프리코딩 정정 행렬은 추가 전송들을 위해 사용되는,
장치.
제 52 항 내지 제 55 항 중 어느 한 항에 있어서,
채널 상태를 추정하기 위해, 상기 컨트롤러는 제 1 채널 상태 정보 기준 신호들을 이용하고 상기 직교 프리코드된 전용 기준 신호의 상기 전송 단계, 채널 추정 결과를 수신하는 단계, 그리고 상기 채널 정보를 결정하는 단계를 반복적으로 수행함으로써 상기 추정된 채널 상태를 정정하도록 구성되는,
장치.
제 52 항 내지 제 56 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 전송기는 복수의 터미널들로 복수의 직교 프리코드된 전용 기준 신호들을 전송하도록 구성되며, 그리고
상기 컨트롤러는 주파수 분할 멀티플렉스 및/또는 코드 분할 멀티플렉스에 기초하여 적어도 하나의 서브프레임에 상기 직교 프리코드된 전용 기준 신호들을 할당하도록 구성되는,
장치.
제 57 항에 있어서,
중첩 자원 블록 할당을 갖는 다른 터미널들에 사용될 가중치들에 의해 프리코드되거나, 다음 스케줄링 이벤트에서 동일한 터미널을 위해 사용될 가중치들에 의해 프리코드된, 코드 분할 멀티플렉스, 주파수 분할 멀티플렉스 또는 시간 분할 멀티플렉스를 사용하여 상기 적어도 하나의 서브프레임에 각각의 터미널을 위한 상기 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 할당하도록 구성되는,
장치.
제 52 항 내지 제 58 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 컨트롤러는 장래의 스케줄링 결정들을 위해 상기 자원 요소들에 대응하는 사운딩 무선 채널들을 허용할 수 있도록 하기 위해 현재 스케줄되지 않는 자원 요소들에 프리코드된 전용 기준 신호들을 보내도록 구성되는,
장치.
직교 프리코드된 전용 기준 신호를 수신하도록 구성된 수신기,
상기 직교 프리코드된 전용 기준 신호를 이용하여 채널 추정을 수행하도록 구성된 컨트롤러, 그리고
채널 추정 결과를 네트워크 제어 요소로 보내도록 구성된 전송기
를 포함하는,
장치.
제 60 항에 있어서,
상기 컨트롤러는 상기 직교 프리코드된 전용 기준 신호에 기초하여 적어도 하나의 다른 터미널로부터의 간섭을 추정하도록 구성되며, 그리고
상기 전송기는 상기 네트워크 제어 요소로 상기 간섭 정보를 보내도록 구성되는,
장치.
제 1 항 내지 제 13 항, 제 26 항 내지 제 33 항 또는 제 42 항 내지 제 51 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 조정 전송은 멀티포인트 조정(CoMP) 전송이거나 멀티-유저 다중 입력 다중 출력(MU-MIMO) 전송인,
방법.
제 14 항 내지 제 25 항, 제 34 항 내지 제 41 항 또는 제 52 항 내지 제 61 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 조정 전송은 멀티포인트 조정(CoMP) 전송이거나 멀티-유저 다중 입력 다중 출력(MU-MIMO) 전송인,
장치.
프로세싱 디바이스를 위한 프로그램을 포함하는 컴퓨터 프로그램 물건으로서,
상기 프로그램이 상기 프로세싱 디바이스 상에서 구동될 때 제 1 항 내지 제 13 항, 제 26 항 내지 제 33 항 또는 제 42 항 내지 제 51 항 중 어느 한 항의 단계들을 수행하기 위한 소프트웨어 코드 부분들을 포함하는,
컴퓨터 프로그램 물건.
제 64 항에 있어서,
상기 컴퓨터 프로그램 물건은 상기 소프트웨어 코드 부분들이 저장되는 컴퓨터-판독가능 매체
를 포함하는,
컴퓨터 프로그램 물건.
제 64 항에 있어서,
상기 프로그램은 상기 프로세싱 디바이스의 내부 메모리에 직접적으로 로딩가능한,
컴퓨터 프로그램 물건.