KR102264026B1 - Mimo 수신기의 수신 신호 처리 방법 - Google Patents

Abstract

복수의 리소스 엘리먼트(resource element, RE)를 포함하는 RE 그룹 내에서 기준 RE를 선택하고, 기준 RE의 채널 정보에 기초하여 RE 그룹 내의 복수의 RE들이 공유할 공용 필터를 생성하고, 복수의 RE 각각에 대한 수신 신호들에 공용 필터를 적용함으로써 복수의 RE 각각에 대하여 채널의 영향이 제거된 1차 신호들을 검출하고, 복수의 RE 중 기준 RE를 제외한 RE들의 1차 신호들을 각 RE들의 채널 정보를 이용하여 보상함으로써 2차 신호들을 생성하는 수신 신호 처리 방법 및 MIMO 수신기가 개시된다.

Description

MIMO 수신기의 수신 신호 처리 방법{METHOD FOR PROCESSING RECEIVED SIGNAL OF MIMO RECEIVER}

본 발명은 매시브 MIMO 환경에서 송신기와 수신기의 성능 열화를 최소화하면서도 구현 복잡도와 메모리 요구량을 줄이는 방법에 관련된 기술이다.

다중 안테나 (Multiple Input Multiple Output, MIMO) 시스템은 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 이용하는 무선 통신 시스템을 의미한다. MIMO 시스템에서는 다이버시티 기법을 통해 무선 채널에서 발생하는 페이딩 영향을 최소화 하거나, 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing)을 통해 다수의 스트림을 동시에 전송하여 수율(throughput)을 향상시킬 수 있다. 송신 안테나 수가

이고 수신 안테나 수가

이면, 공간 멀티플렉싱(SM) 기법의 경우 전송 가능한 최대 스트림의 수는

가 된다. 특히, 고 SNR(high SNR)에서는 통신 용량(capacity)의 기울기가

로 나타남이 이미 알려진 바 있다. 통신 용량은 주어진 채널에서 이론적으로 전송 가능한 최대 수율을 의미하므로, 송수신 안테나의 수가 동시에 증가 할 경우 통신 용량 역시 증가하게 된다.

매우 많은 송수신 안테나를 갖는 매시브(massive) MIMO 시스템은 5G를 구성하는 기술 중 하나로 주목 받고 있다. 많은 논문과 실험에서 매시브 MIMO 시스템은 다수의 안테나를 갖는 하나의 기지국 (distributed antenna system을 포함)과 하나의 안테나를 갖는 다수의 단말을 가정한다. 이 경우, 단말은 하나의 안테나를 갖지만 여러 개의 단말이 하나의 기지국에 의해 동시에 서비스 받으므로, 기지국과 전체 단말과의 채널은 MIMO로 이해될 수 있다. 전체 단말 수를 K 라고 정의하면, 앞서 설명한 고 SNR 환경에서 통신 용량의 기울기는

로 표현된다.

한편, 이론적으로 무한대의 송신 안테나를 가진 기지국이 여러 단말들에게 데이터를 동시에 전송할 때, 기지국의 최적(optimal) 송신 알고리즘은 MRT(maximal ratio transmission) 알고리즘이다. 한편, 여러 단말들이 기지국으로 송신한 데이터를 하나의 기지국이 수신할 때, 기지국의 최적 수신 알고리즘은 MRC(maximal ratio combining) 알고리즘이다. MRT와 MRC가 간섭을 고려하지 않기 때문에 유한한 안테나 수를 갖는 경우 성능의 열화를 보인다 하더라도, 안테나 수가 무한대인 경우에는 이와 같은 간섭이 사라지기 때문에 MRT와 MRC는 최적의 솔루션이 될 수 있다.

기지국은 안테나 빔포밍을 통해 빔을 가늘게(sharp) 만들 수 있으므로 특정 단말에 에너지를 집중할 수 있다. 이는 적은 파워로도 동일한 정보를 전달할 수 있는 반면, 주변 다른 단말들에게는 간섭을 거의 주지 않아 간섭으로 인한 시스템의 성능 저하를 최소화하는 방안이 될 수 있다.

본 발명은 상기한 바와 같은 일반적인 기술의 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은 Massive MIMO 환경에서 수신기의 성능을 유지하면서도 수신 신호 검출 복잡도를 최소화하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 Massive MIMO 환경에서 송신기의 전송 성능을 유지하면서도 프리코더 생성 복잡도를 최소화하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 통신 환경에 따라 송신기 및 수신기의 목표 성능을 조절함으로써 수신 신호 검출 복잡도와 송신 프리코더 생성의 복잡도를 능동적으로 조절하는 데에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 수신기가 RE 간의 상관관계에 대한 정보를 미리 알 수 없는 경우에 있어서도 신호 검출 복잡도를 최소화하는 것이다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 목적들은 이상에서 언급한 사항들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하 설명할 본 발명의 실시 예들로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 고려될 수 있다.

상기 기술적 과제를 해결하기 위한 전송 신호 생성 방법은 복수의 리소스 엘리먼트(RE)를 포함하는 RE 그룹 내에서 기준 RE를 선택하는 단계, 기준 RE의 채널 정보에 기초하여 RE 그룹 내의 복수의 RE들이 공유할 공용 프리코더를 생성하는 단계, 복수의 RE 각각에 대한 전송 데이터들에 공용 프리코더를 적용함으로써 복수의 RE 각각에 대한 프리코딩 신호인 1차 신호들을 생성하는 단계 및 복수의 RE 중 기준 RE를 제외한 RE들의 1차 신호들을 각 RE들의 채널 정보를 이용하여 보상함으로써 2차 신호들을 생성하는 단계를 포함한다.

전송 신호 생성 방법은 기준 RE에 대한 1차 신호 및 복수의 RE 중 기준 RE를 제외한 RE들에 대한 2차 신호들을 변환하여 전송 신호인 3차 신호들을 생성하는 단계를 더 포함할 수 있다.

3차 신호들은 복수의 RE 각각의 채널 정보를 반영하는 함수

에 기초하여 생성되고, 함수에서

은 기준 RE의 1차 신호 (n=1인 경우) 또는 기준 RE를 제외한 RE들의 2차 신호 (n=2, 3, ..., N) 를 의미하고, N 은 RE 그룹 내의 RE의 개수를 의미할 수 있다.

공용 프리코더는 ZF(Zero Forcing) 프리코딩 행렬, 규칙화된 ZF(regularized ZF) 프리코딩 행렬 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 프리코딩 행렬의 일부일 수 있다.

2차 신호는 각 RE들의 채널 정보와 CG(conjugate gradient), Newton method 또는 steepest descent method 알고리즘을 통해 1차 신호를 보상함으로써 생성될 수 있다.

2차 신호는 공용 프리코더 대신에 상기 각 RE들의 채널 정보를 이용하여 계산했을 때의 결과와 상기 1차 신호와의 오차가 임계값 미만이 될 때까지 보상 과정을 반복 수행함으로써 생성되며, 보상 과정을 반복 수행하는 최대 횟수는 MIMO 채널 환경 또는 사용자 입력에 따라 결정될 수 있다.

보상 과정이 반복 수행되는 횟수는 기준 RE를 제외한 RE들 각각에 대하여 다르게 설정되며, 반복 수행되는 횟수는 기준 RE를 제외한 RE들의 기준 RE와의 상관관계에 반비례할 수 있다.

공용 프리코더를 생성하는 단계는 기준 RE의 채널 정보와 RE 그룹 내의 다른 RE들의 채널 정보를 함께 고려하여 공용 프리코더를 생성하고, 2차 신호들을 생성하는 단계는 기준 RE를 제외한 RE들의 1차 신호들과 기준 RE의 1차 신호를 각각 고유의 채널들을 바탕으로 보상하여 2차 신호들을 생성할 수 있다.

상기 기술적 과제를 해결하기 위한 MIMO 송신기는 송신부, 수신부 및 송신부 및 수신부와 연결되어 전송 신호를 생성하는 프로세서를 포함하고, 프로세서는 복수의 리소스 엘리먼트(resource element, RE)를 포함하는 RE 그룹 내에서 기준 RE를 선택하고, 기준 RE의 채널 정보에 기초하여 RE 그룹 내의 복수의 RE들이 공유할 공용 프리코더를 생성하고, 복수의 RE 각각에 대한 전송 데이터들에 공용 프리코더를 적용함으로써 복수의 RE 각각에 대한 프리코딩 신호인 1차 신호들을 생성하고, 복수의 RE 중 기준 RE를 제외한 RE들의 1차 신호들을 각 RE들의 채널 정보를 이용하여 보상함으로써 2차 신호들을 생성한다.

본 발명의 실시 예들에 따르면 다음과 같은 효과를 기대할 수 있다.

첫째로, RE 들 간의 상관관계가 클수록 수신기의 신호 검출 복잡도가 줄어들게 되며, 상관관계가 작은 경우라 하더라도 성능의 손해 없이 복잡도를 줄일 수 있다.

둘째로, RE 간의 상관관계에 따라 전송 프리코더를 생성하기 위한 복잡도가 줄어들게 되어, 성능 열화 없이 송신 신호 생성의 복잡도를 줄일 수 있다.

셋째로, 수신 신호 검출과 전송 프리코더 생성 과정의 복잡도를 필요에 따라 조절할 수 있어, 통신 환경에 따른 적응적인 성능 조절이 가능하다.

넷째로, 수신기가 적응적으로 RE 그룹을 설정할 수 있게 되어, RE 간의 상관관계를 측정하기 위한 추가적인 복잡도의 증가가 없더라도 성능 열화가 발생하지 않는다.

본 발명의 실시 예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 이하의 본 발명의 실시 예들에 대한 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉, 본 발명을 실시함에 따른 의도하지 않은 효과들 역시 본 발명의 실시 예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 도출될 수 있다.

이하에 첨부되는 도면들은 본 발명에 관한 이해를 돕기 위한 것으로, 상세한 설명과 함께 본 발명에 대한 실시 예들을 제공한다. 다만, 본 발명의 기술적 특징이 특정 도면에 한정되는 것은 아니며, 각 도면에서 개시하는 특징들은 서로 조합되어 새로운 실시 예로 구성될 수 있다. 각 도면에서의 참조 번호(reference numerals)들은 구조적 구성요소(structural elements)를 의미한다.
도 1은 본 발명과 관련하여, MIMO(Multiple Input Multiple Output) 환경에서 수신 스트림 수에 따른 계산 복잡도를 도시하는 도면이다.
도 2는 본 발명과 관련하여, MIMO 환경에서 수신 스트림 수에 따른 메모리 요구량을 도시하는 도면이다.
도 3은 본 발명과 관련하여 MIMO 환경에서 동일 셀 내의 단말간의 간섭을 도시하는 도면이다.
도 4는 본 발명과 관련하여 MIMO 환경에서 인접 셀 간의 간섭을 도시하는 도면이다.
도 5는 본 발명과 관련하여 단말에 할당되는 리소스 블록(Resource Block, RB)의 구조를 도시하는 도면이다.
도 6은 본 발명과 관련하여 복수의 리소스 엘리먼트(Resource Element, RE)들이 형성하는 RE 그룹을 도시하는 도면이다.
도 7은 본 발명과 관련하여 종래의 MIMO 수신기 동작 과정을 도시하는 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시 예에 따른 MIMO 수신기 동작 과정을 도시하는 도면이다.
도 9는 본 발명과 관련하여 RE 그룹 내에서 RE 마다 보상 과정의 반복 횟수를 달리하는 실시 예를 설명하는 도면이다.
도 10은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 MIMO 수신기 동작 과정을 도시하는 도면이다.
도 11은 종래 기술과 본 발명의 실시 예들 간의 계산 복잡도를 비교하는 그래프이다.
도 12는 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 MIMO 수신기 동작 과정을 도면이다.
도 13은 본 발명의 일 실시 예에 따라 RE 그룹이 형성되는 과정을 설명하는 도면이다.
도 14는 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 MIMO 수신기 동작 과정을 도시하는 도면이다.
도 15는 본 발명의 일 실시 예에 따라 RE 그룹이 형성되는 과정을 설명하는 도면이다.
도 16은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 MIMO 수신기 동작 과정을 도시하는 도면이다.
도 17은 종래 기술과 본 발명의 실시 예들 간의 계산 복잡도를 비교하는 그래프이다.
도 18은 본 발명과 관련하여 복수의 리소스 엘리먼트들이 형성하는 RE 그룹을 도시하는 도면이다.
도 19는 본 발명과 관련하여 종래의 MIMO 프리코더 동작 과정을 도시하는 도면이다.
도 20은 본 발명의 일 실시 예에 따른 MIMO 프리코더 동작 과정을 도시하는 도면이다.
도 21은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 MIMO 프리코더 동작 과정을 도시하는 도면이다.
도 22는 종래 기술과 본 발명의 실시 예들 간의 계산 복잡도를 비교하는 그래프이다.
도 23은 본 발명의 일 실시 예와 관련된 단말 및 기지국의 구성을 도시한 블록도이다.

본 발명에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어들을 선택하였으나, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 판례, 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한, 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 발명에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌, 그 용어가 가지는 의미와 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 한다.

이하의 실시 예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시 예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시 예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.

도면에 대한 설명에서, 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 절차 또는 단계 등은 기술하지 않았으며, 당업자의 수준에서 이해할 수 있을 정도의 절차 또는 단계는 또한 기술하지 아니하였다.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함(comprising 또는 including)"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "...부", "...기", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 또한, "일(a 또는 an)", "하나(one)", "그(the)" 및 유사 관련어는 본 발명을 기술하는 문맥에 있어서(특히, 이하의 청구항의 문맥에서) 본 명세서에 달리 지시되거나 문맥에 의해 분명하게 반박되지 않는 한, 단수 및 복수 모두를 포함하는 의미로 사용될 수 있다.

본 명세서에서 본 발명의 실시 예들은 기지국과 이동국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 여기서, 기지국은 이동국과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미가 있다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.

즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 이동국과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있다. 이때, '기지국'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 발전된 기지국(Advanced Base Station, ABS) 또는 액세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.

또한, '이동국(Mobile Station, MS)'은 UE(User Equipment), SS(Subscriber Station), MSS(Mobile Subscriber Station), 이동 단말(Mobile Terminal), 발전된 이동단말(Advanced Mobile Station, AMS) 또는 단말(Terminal) 등의 용어로 대체될 수 있다.

또한, 송신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 제공하는 고정 및/또는 이동 노드를 말하고, 수신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 수신하는 고정 및/또는 이동 노드를 의미한다. 따라서, 상향링크에서는 이동국이 송신단이 되고, 기지국이 수신단이 될 수 있다. 마찬가지로, 하향링크에서는 이동국이 수신단이 되고, 기지국이 송신단이 될 수 있다.

또한, 디바이스가 '셀'과 통신을 수행한다는 기재는 디바이스가 해당 셀의 기지국과 신호를 송수신하는 것을 의미할 수 있다. 즉, 디바이스가 신호를 송신하고 수신하는 실질적인 대상은 특정 기지국이 될 수 있으나, 기재의 편의상 특정 기지국에 의해 형성되는 셀과 신호를 송수신하는 것으로 기재될 수 있다. 마찬가지로, '매크로 셀' 및/또는 '스몰 셀' 이라는 기재는 각각 특정한 커버리지(coverage)를 의미할 수 있을 뿐 아니라, '매크로 셀을 지원하는 매크로 기지국' 및/또는 '스몰 셀을 지원하는 스몰 셀 기지국'을 의미할 수도 있다.

본 발명의 실시 예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802.xx 시스템, 3GPP 시스템, 3GPP LTE 시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시 예들 중 설명하지 않은 자명한 단계들 또는 부분들은 상기 문서들을 참조하여 설명될 수 있다.

또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다. 특히, 본 발명의 실시 예들은 IEEE 802.16 시스템의 표준 문서인 P802.16e-2004, P802.16e-2005, P802.16.1, P802.16p 및 P802.16.1b 표준 문서들 중 하나 이상에 의해 뒷받침될 수 있다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.

또한, 본 발명의 실시 예들에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

1. 매시브 MIMO 수신기

1.1 MIMO 수신기 일반

매시브 MIMO 시스템 구축에 있어서, 매시브 MIMO 수신 알고리즘의 개발은 필수적이다. 기존 MIMO시스템에 대비하여 매시브 MIMO 시스템에서의 수신기는 다음 두 가지 측면에서 향상이 필요하다.

첫째로, 매시브 MIMO 환경에서는 수신기가 동시에 수신해야 하는 데이터 스트림의 수가 증가한다. 동시에 처리해야 하는 데이터 스트림 수의 증가는 결국 수신기에서의 계산 복잡도 및 메모리 요구량의 증가로 이어지고, 이는 결국 시스템 구현 비용 및 프로세싱 시간의 증가로 이어져 수신 시스템에 큰 부담을 준다. 기존 MIMO 수신 알고리즘의 수신 스트림 수에 따른 계산 복잡도 및 메모리 요구량은 도 1과 도 2에 도시된 바와 같이 기하 급수적인 증가 속성을 보인다.

둘째로, 매시브 MIMO 환경에서는 간섭원의 수가 증가함에 따라, 향상된 간섭 제거 성능을 가진 수신 알고리즘이 요구된다. 매시브 MIMO 시스템에서 기지국이 수십 내지 수백 명의 사용자들에게 동시에 데이터를 전송하게 되면, 각 사용자는 자신에게 전송되는 데이터 신호를 제외하고도 수십 개 이상의 다중 사용자 간섭 신호를 수신하게 된다. 따라서, 이들을 효율적으로 제거하기 위한 매시브 MIMO수신 알고리즘이 필요하다. 또한, 밀집된 스몰 셀 환경까지 고려하게 되면, 주변 셀 및 주변 셀의 사용자들로부터 수신되는 간섭들의 효율적인 제거 또한 요구된다.

이러한 기술적 과제를 해결하기 위해서 아래와 같은 기술적 이슈(technical issues)들이 고려되어야 한다.

먼저, 매시브 MIMO 환경에서의 계산 복잡도 및 메모리 요구량 증가에 대해 설명한다. 송신기의 안테나수가 수신기의 안테나 수 보다 항상 많은 경우, 송신기에서 보낼 수 있는 스트림의 수는 수신기의 안테나 수에 비례하여 증가한다. 이때, 수신기는 수신 신호로부터 각각의 스트림을 검출하기 위해 수신 필터를 사용한다. LTE 시스템의 경우, 필터는 매 서브프레임마다 재계산되어야 한다.

이러한 계산 과정으로 인한 부하는 계산 복잡도 및 메모리 요구량으로 정량화 시킬 수 있다. 복잡도 및 메모리 요구량은 수신 스트림 수의 제곱 혹은 세제곱에 비례한다. 따라서 수신 스트림 수 (

)가 클 경우 계산 복잡도 및 요구 메모리는 급격하게 증가하게 되며 이는 도 1에 도시한 바 있다. 나아가, 하드웨어의 성능(specification)은 워스트 케이스(worst case)에 의해 결정되므로 하드웨어 구현 비용 역시 스트림의 수 증가에 따라 크게 증가하게 된다.

이하에서는, 종래의 MIMO 수신기의 수신 알고리즘 및/또는 필터에 따른 계산 복잡도 및 메모리 요구량에 대해 설명한다.

MRC(Maximum Ratio Combining) 알고리즘은 가장 작은 계산 복잡도 (

)및 메모리를 요구한다. 그러나 MRC 알고리즘은 스트림들간의 간섭을 고려하지 않으므로 낮은 성능(즉, 낮은 수신 SINR)을 제공한다.

MMSE(Minimum Mean Square Error) 필터는 선형(linear) 검출 방법 중 가장 좋은 성능(즉, 높은 수신 SINR)을 제공한다. 그러나 복잡도는

로 나타나며 역행렬 연산을 위한 추가적인

만큼의 메모리를 요구한다. 앞서 설명한 도 1 및 도 2는 MMSE 필터의 수신 스트림 수 에 따른 복잡도 및 메모리 요구량을 나타낸다.

MMSE 필터를 이용한 수신을 위해서는 채널 행렬에 대한 역행렬 연산이 필요하다. 이 역행렬의 크기는 수신 스트림 수에 의해 결정되는데, 예를들어 하이 퍼포먼스 FPGA(high performance Field Programmable Gate Array)가 15X15 역행렬을 구하는데 필요한 시간은 약

이다. 이러한 시간 지연은 LTE 채널 모델에서 가정한 코히어런스 타임(coherence time)

의 약 30%에 해당한다.

또한, MMSE수신을 위한 역행렬 연산을 위해서는 새로운 메모리로 모든 채널 정보를 옮기는 과정이 필요하며, 이는 상당한 지연을 유발한다. 또한, 프로세서가 역행렬 연산을 위해 메모리에 접근하는데 이는 추가적인 지연을 유발한다. 이러한 지연은 전체 시스템의 처리 시간을 크게 증가시킨다.

마지막으로, IC (Interference Cancellation) 필터는 비선형(non-linear) 검출 방법이며, IC의 한 예인 D-BLAST 수신기의 경우 최대 통신 용량에 해당하는 성능을 얻을 수 있다. 이보다 구현 복잡도가 낮은 V-BLAST 수신기의 경우 MMSE와 SIC의 결합된 형태로 구성되어 있다. 특히 MIMO-OFDM 환경에서 V-BLAST 수신기는 채널의 셀렉티비티(selectivity)가 높을수록 최대 통신 용량과 근접한 성능을 보인다. 그러나 V-BLAST 역시 MMSE 필터를 바탕으로 하기 때문에 MMSE보다 더 높은 복잡도 및 메모리를 요구 한다.

또한, IC 기법은 이전에 검출된 심볼과 레이어를 수신 신호로부터 제거 함으로써 간섭을 제어한다. 따라서 이전에 검출된 값이 오류를 갖는 경우 이후 검출 성능이 크게 떨어지는 오류 전파 현상이 발생한다. 이러한 문제점을 보완한 다양한 IC 알고리즘이 제안되었으나 기존보다 복잡도가 매우 커지는 문제점이 있다.

도 3은 본 발명과 관련하여 MIMO 환경에서 동일 셀 내의 단말간의 간섭을 도시하는 도면이다. 도 4는 본 발명과 관련하여 MIMO 환경에서 인접 셀 간의 간섭을 도시하는 도면이다. 앞서 설명한 계산 복잡도와 메모리 요구량의 증가에 더하여, 매시브 MIMO 환경에서 발생하는 간섭에 대해 도 3 및 도 4를 통해 설명한다.

기지국의 안테나가 많은 경우, 하나의 기지국은 도 3과 같이 다수의 단말들을 동시에 지원할 수 있다. 이 경우 기지국이 단말 A로 전송한 신호는 단말 B에게 간섭으로 작용하게 되며, 마찬가지로 단말 B로 전송한 신호는 단말 A에게 간섭으로 작용하게 된다. 상기 간섭은 선호 신호(desired signal)와 동일한 기지국에서 전송되었으므로 동일한 패스 로스(path loss)를 겪게 된다. 따라서, 간섭 신호의 전력은 선호 신호의 전력과 비슷하게 수신되어 수신 SINR이 급격히 감소하게 된다. 이러한 문제점을 해결하기 위해 기지국은 간섭을 최소화 하는 방향으로 MU-MIMO (Multi User-MIMO) 프리코딩을 수행할 수 있으나, 이 경우에도 채널 정보의 오류, 채널 에이징(aging) 현상 및 코드북 크기의 제한 등으로 인해 다중 사용자 간섭을 완벽하게 제거하기는 어렵다.

또한, 다중 셀 환경을 고려하면, 다양한 셀 간 간섭이 존재한다. 대표적으로 도 4와 같은 환경에서 단말 A는 기지국 B로부터, 단말 B는 기지국 A로부터 간섭의 영향을 받는다. 특히 단말이 인접 셀과의 경계에 근접하는 경우, 단말이 인접 기지국으로부터 받는 간섭은 더욱 크게 된다. 게다가 스몰 셀(예를 들어, 마이크로 셀, 피코 셀, 펨토 셀 등)과 같이 셀들 간의 간격이 좁은 경우, 단말이 인접 기지국으로부터 강한 간섭을 받을 확률이 더욱 커진다.

매시브 MIMO가 도입된 밀집된 다중 셀 환경을 고려할 때, MIMO 수신기의 간섭 제거 능력 향상이 필수적이다. 특히, 강한 간섭이 존재하는 경우 IC (interference cancellation) 계열의 간섭 제거 수신 알고리즘이 필요한데, 기존 IC 수신기는 간섭원의 수보다 큰 수의 수신 안테나 수가 필요하다. 예를 들어, 수신기에서 10 개의 간섭원을 제거하기 위해서는 11 개의 수신안테나가 필요하다. 충분한 수의 안테나를 장착하기 어려운 소형 단말의 경우, 이러한 한계를 극복하기 위한 기술의 도입이 필요하다. 예를 들어, 다중 사용자 및 다중 셀 간섭에 대해 향상된 IS(interference suppression) 기술이 적용되거나, 송신기에서 간섭 정렬(interference alignment) 기술을 이용하여 간섭을 특정 신호 공간으로 정렬시킨 후 IC 계열의 수신기를 적용하여 제한된 수의 수신안테나로 많은 간섭원으로부터의 간섭을 제거할 수 있다.

이어서, 이하에서는 상술한 문제점들과 관련하여 종래의 MIMO 수신기의 동작 알고리즘을 설명한다. 도 5는 본 발명과 관련하여 단말에 할당되는 리소스 블록(Resource Block, RB)의 구조를 도시하는 도면이다. 도 6은 본 발명과 관련하여 복수의 리소스 엘리먼트(Resource Element, RE)들이 형성하는 RE 그룹을 도시하는 도면이다. 도 7은 본 발명과 관련하여 종래의 MIMO 수신기 동작 과정을 도시하는 도면이다.

도 5는 특정 단말에 할당된 하나의 RB를 도시하며, 세로축/가로축은 각각 주파수/시간 축을 나타낸다. 하나의 RB는

개의 RE들로 구성되어 있으며, 각각의 RE에서 수신 신호는 아래의 수학식 1과 같이 표현된다.

수학식 1에서

은 RE의 인덱스를 표현하며,

은 수신기에서 DMRS(De-Modulation Reference Signal)을 통해 추정한 채널을 의미하며,

은 전송신호,

은 간섭을 나타낸다.

은 white noise를 나타내며

의 Covariance 행렬은

이다.

한편, 앞서 설명한 바와 같이 수신기는 수신 신호로부터 채널의 영향을 제거하기 위해 MMSE (Minimum Mean Square Error) 필터를 사용할 수 있다. MMSE 필터를 이용하여 수신 신호로부터 검출한 전송 신호는 다음의 수학식 2와 같이 표현된다.

수학식 2에서

은 MMSE 필터를 나타내며,

은 MMSE 필터를 통해 추정된 전송 신호이다. 공분산(covariance) 행렬

은

로 정의된다. 이 때 MMSE 필터를 이용하여 전송 신호를 추정하기 위해 필요한 복소수 곱하기의 계산 복잡도는 개략적으로 수학식 3과 같이 표현될 수 있다.

매시브 MIMO의 경우 수신 안테나(

)가 많으며, 이 경우 최대 수신 안테나 수만큼 스트림(

)을 전송받을 수 있다. 이 경우 수신기의 통신 용량을 최대

배만큼 향상시킬 수 있으나, 복잡도는 스트림 수의 세제곱(

)에 비례하여 급격하게 증가한다. 따라서, 수신 스트림 수가 많은 경우에 성능 저하를 최소화 하면서도 낮은 복잡도로 처리할 수 있는 수신기가 필요하다.

한편, 도 6은 도 5의 RB의 일부분을 나타내며, 여러 개의 RE들로 구성되는 RE 그룹을 도시한다. 이 때 각 RE들의 채널들은 서로 상관관계를 가질 수 있다. 특히 도플러 효과가 작은 경우 (수신기가 천천히 이동하거나 고정되어 있는 경우) 동일한 가로축에 위치한 RE들의 상관관계가 크다. 한편, 채널의 전력 지연 분산(power delay spread)이 적은 경우, 동일한 세로축에 위치한 RE들의 상관관계가 크다. 만약, 도플러 효과가 작고 채널의 전력 지연 분산이 작은 경우 도 6에 도시된 모든 RE들의 상관관계는 크게 된다. 도 6의 경우 중심 RE와 주변 RE와의 상관관계를 음영의 진하기로 도시하였다. 즉, 각 RE의 음영이 어두울수록 중심 RE와의 상관관계가 크며, 반대로 옅을수록 상관관계가 작다.

도 7에 도시된 바와 같이, 기존의 MIMO 수신기는 이러한 RE 간의 상관관계를 고려하지 않고 각각의 RE마다 동일한 작업을 적용하여 전송 신호를 검출하였다. 즉, 종래의 MIMO 수신기는 수신 신호에 대해 각 RE마다 채널 정보 G_i로부터 필터 B_i를 계산하고(710), 각각의 RE에 대해 전송 신호를 검출하여 디코딩하는 과정(720)을 거쳤다. 그러나, 이러한 종래의 수신 알고리즘은 상술한 바와 같이 매시브 MIMO 환경에서 스트림 수의 증가에 따른 계산 복잡도와 메모리 요구량의 증가를 고려할 때 개선될 필요가 있다.

이하에서는, 상술한 RE들 간의 상관관계를 이용하여 기존 알고리즘과 동일한 성능을 제공하면서도 더 작은 복잡도를 갖는 알고리즘에 따라 동작하는 MIMO 수신기를 제안한다.

1.2 제안하는 MIMO 수신기의 동작 알고리즘

이하에서는 도 8 및 도 9를 참고하여 성능을 유지하면서도 적은 복잡도로 동작하는 MIMO 수신기의 알고리즘을 제안한다. 도 8은 본 발명의 일 실시 예에 따른 MIMO 수신기 동작 과정을 도시하는 도면이다. 도 9는 본 발명과 관련하여 RE 그룹 내에서 RE 마다 보상 과정의 반복 횟수를 달리하는 실시 예를 설명하는 도면이다.

도 8에서,

는

번째 RE의 MIMO 채널을 바탕으로 생성된 필터를 나타내며, 상기 필터를 이용하여

번째 RE의 수신 신호로부터 검출된

신호를 1차 신호라고 정의한다. 상기 1차 신호에 대한 보상(compensation) 과정을 거친 신호

를 2차 신호라고 정의한다. N 은 복수의 RE를 포함하는 RE 그룹 내에 속한 RE의 총 개수를 의미하며, 상기 N개의 RE중 하나가

번째 RE 로 선택된다.

본 발명의 일 실시 예에 의하면, 복수의 RE들이 RE 그룹을 형성한다. 그룹 내에서 선택된 하나의 RE는 기준 RE가 되며, 기준 RE는 RE 그룹 내에서의 순서 등과는 무관하게 결정될 수 있다. 예를 들어, 기준 RE는 RE 그룹 내에서 가로축과 세로축 기준으로 중심에 위치한 RE가 될 수 있으며, RE 그룹 내에서 가로/세로축 상 가장 처음 위치한 RE가 될 수도 있다. 이하에서, 편의상 기준 RE를

=1인 첫 번째 RE로 설명한다. 즉, G₁, B₁ 등은 기준 RE에 대한 채널과 수신 필터를 각각 의미한다.

먼저, 기준 RE의 채널(G₁)을 바탕으로 수신 필터(B₁)를 생성한다 (810). 생성된 수신 필터 B₁는 RE 그룹에 대한 공용 필터로서 RE 그룹 내의 모든 RE에 공통적으로 적용된다 (820). 즉, RE 그룹 내에서 기준 RE를 제외한 다른 RE들은 수신 필터 B₁을 이용하여 1차 신호를 검출한다 (830). 1차 신호를 검출하는 과정은 MMSE, ZF (Zero forcing), IRC(Interference Rejection Combining), BLAST 등의 알고리즘을 통해 수행될 수 있다. 이러한 검출 알고리즘 들은 TR 36.866 for NAIC v1.1.0에 기술된다. 한편, RE 그룹 내에서 공유되는 수신 필터 B₁은 수신 필터 자체 또는 수신 필터를 구성하는 특정 텀(term)을 의미할 수 있다.

이어서, RE 그룹 내의 각 RE들은 자신의 고유 채널을 바탕으로 1차 신호를 보상하여 (840, 850) 2차 신호를 생성한다 (860). 디코더(870)는 생성된 2차 신호를 복호화하여 전송 신호를 복원한다.

한편, 상술한 보상 과정은 CG(conjugate gradient), Newton method, steepest descent method 등의 알고리즘을 통해 수행될 수 있다. 이하에서는 도 9를 통해 이러한 보상 과정에 대해 구체적으로 설명하며, CG 알고리즘을 활용하는 실시 예를 설명한다.

도 9는 RE 그룹 내에서 중심 RE(기준 RE)와 주변 RE와의 상관 관계를 음영의 진하기로 도시한다. 즉, RE의 음영이 어두울수록 중심 RE와의 상관관계가 크며, 반대로 옅을수록 상관관계가 작다. RE 그룹 내에서 기준 RE와의 상관 관계가 유사한 RE들을 묶어 각각 RE 서브 그룹을 형성한다. 도시된 실시 예에서, 기준 RE는 910으로, 기준 RE와 인접하여 기준 RE와의 상관 관계가 큰 8 개의 RE들이 형성하는 제 1 RE 서브 그룹을 920로, 기준 RE와 떨어져 있어 상관 관계가 적은 16개의 RE들이 형성하는 제 2 RE 서브 그룹을 930으로 각각 도시된다.

먼저, 수신기는 기준 RE 910의 채널(G₁)을 이용하여 MMSE 필터를 구하며, 이러한 필터는 RE 그룹 전체에 대한 공용 필터 B₁이 된다. 기준 RE 910에 대한 1차 신호는 자신의 고유 채널을 통해 생성된 필터를 거쳐 생성되므로, 추가적으로 보상할 필요가 없다. 따라서, 기준 RE 910에 대한 1차 신호는 보상 과정을 거치지 않고 디코더로 전송된다.

이어서, 수신기는 공용 필터를 이용하여 기준 RE를 제외한 제 1 RE 서브 그룹 920 및 제 2 RE 서브 그룹 930의 RE들에 대한 1차 신호를 검출한다. 제 1, 2 RE 서브 그룹에 포함되는 RE들의 채널은 기준 RE 910의 채널과 다르므로, 검출된 1차 신호는 실제 전송 신호와 오차를 갖는다. 만약 각 RE들의 채널이 기준 RE 910와 동일하다면, 이러한 오차는 0이 된다. 한편, RE 각각의 고유 채널과 기준 RE 910에 대한 1차 신호로부터, 각 RE들의 2차 신호(

))에 관하여 아래의 수학식 4가 도출될 수 있다.

수학식 4에서,

는 기준 RE의 채널을 바탕으로 생성된 MMSE 필터를 나타내며,

는

을 이용하여 생성된 기준 RE 910의 1차 신호를 나타낸다. 기준 RE 910 이외의 RE들의 2차 신호

는

로 표현된다. 이때, 본 발명의 일 실시 예에 의하면

는 각 RE들 각각에 대한 필터

를 이용하여 생성되는 것이 아니라, 상기 수학식 4로부터 도출된다. 즉, 2차 신호 (

)는 기준 RE 910로부터의 공용 필터

를 이용하여 생성된 1차 신호 (

)에 대한 보상 과정을 거쳐 생성된다.

한편, 상술한 수학식 4는 앞서 설명한 CG 알고리즘 등 다양한 알고리즘에 의해 풀릴 수 있다. CG 알고리즘을 통해 수학식 4를 해석하여 2차 신호

를 생성하는 일련의 과정이 이하의 수학식 5와 같이 표현될 수 있다. 수학식 5의 CG 알고리즘은 기결정된 정확도를 도출할 때까지 반복적으로 연산하는 알고리즘이며, 컨버징 알고리즘(converging algorithm)으로서 알고리즘의 반복에 따라 오차가 줄어드는 방향으로 결과가 도출된다. 또한, 수학식 5에서 1차 신호

가 정확할수록, 즉 각 RE와 기준 RE와의 채널 차이가 적을수록 2차 신호

빨리 검출된다 (즉, 더 적은 반복 횟수를 통해).

수학식 5에서

는 CG 알고리즘의

번째 반복에서 추정된 전송 신호이다. 0 번째 반복의 전송 신호(즉, 초기값)

는 공용 필터를 이용하여 생성된 1차 신호

로 설정된다.

은 각각 알고리즘에서 결과를 도출하기 위한 임시 벡터를 나타낸다. 한편,

벡터는 그라디언트 벡터(gradient vector)이며, 반복 수행 알고리즘이 정확한 답으로 진행하는 가장 빠른 방향을 나타낸다. 이때, 갱신된

벡터와 초기에 생성된

벡터와의 차이가 특정 임계값 미만인 경우, 알고리즘의 반복이 멈추게 된다. 즉, 상기

벡터의 크기를 통해, 직접 MMSE 필터를 산출해 구한 결과와 2차 신호와의 오차 크기를 간접적으로 알 수 있다. 만약,

값이 0 인 경우, 2차 신호와 MMSE 필터를 이용하여 구한 결과와의 차이는 0이 된다.

수학식 5에서

는 상기 알고리즘의 종료 시점을 결정하며, 알고리즘이 목표하는 정확도를 의미할 수 있다.

는 시스템에 의해 자동적으로 결정되거나 사용자의 입력에 따라 결정될 수 있다.

가 작을 수록 알고리즘의 반복이 많이 수행되는 반면 결과의 정확도가 높고,

가 클 수록 알고리즘의 반복이 적게 수행되지만 결과의 정확도는 떨어진다.

따라서,

의 크기에 따라 1차 신호를 보상하여 획득한 2차 신호와

을 통해 직접 계산한 2차 신호 간의 오차가 결정된다. 결과적으로, 보정의 정도

를 조정함으로써 계산 복잡도와 성능간의 트레이드 오프(trade-off)를 제공할 수 있다. 한편, 상기 CG 알고리즘은 반복수가 정방행렬의 크기에 이를 경우, 1차 신호를 보상하여 획득된 2차 신호는

를 통해 직접 계산한 결과와 동일하게 된다. 즉

는

로 표현될 수 있다.

이러한 점을 고려할 때, 수신기는 보상 과정의 반복 횟수를 제한함으로써 2차 신호를 생성하기 위해 소요되는 최대 시간을 제한할 수 있다. 즉, 보상 과정에서 반복되는 계산들의 소요 시간은 각 반복마다 동일하다. 또한, 수신기가 특정 RE의 2차 신호를 생성하는데 걸리는 시간이 매우 크다면, 전체 처리 시간에 영향을 주게 된다. 이러한 점을 방지 하기 위하여, 반복 횟수의 제한을 통해 2차 생성 신호를 생성하는 걸리는 시간을 특정 범위 안으로 제한할 수 있다. 그러나, 제한된 반복 수 안에서 1차 신호에 대한 보상이 충분히 이뤄지지 않는 경우, 1차 신호로부터 보상된 2차 신호와 자신의 고유 채널로부터 생성된 필터

을 통해 얻은 2차 신호 사이의 오차가 커져 성능이 열화 될 수도 있다.

이상에서 도 8 및 도 9를 통해 설명한 실시 예와는 달리, RE 그룹 내에서 기준 RE와 인접하는 RE들에 대해서는, 공용 필터를 이용하여 1차 신호 검출한 후, 기준 RE와의 채널 상관관계에 따라 보상 과정을 생략할 수도 있다. 즉, 기준 RE와의 상관 관계가 임계값 이상으로 큰 RE들에 대해서는 보상 과정을 거치지 않더라도 1차 신호 간의 오차가 충분히 작다. 이러한 오차가 성능의 열화에 미치는 영향을 무시할 수 있을 만큼 작다고 판단되면, 수신기는 해당 RE들에 대한 1차 신호를 보상 없이 2차 신호로서 활용한다. 즉, 1차 신호들을 바로 디코딩하여 계산 복잡도를 더욱 감소시킬 수도 있다.

도 9를 예로 들어, 제 1 RE 서브 그룹 920에 포함된 RE들의 기준 RE 910와의 상관 관계가 기 결정된 임계값 보다 크다면, 이러한 RE들에 대해서는 보상 과정을 생략하고 1차 신호를 바로 2차 신호로 결정할 수 있다.

도 10에서는 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 수신기 동작 알고리즘을 설명한다.

도 10에서는 도 8 및 도 9와는 달리, 공용 필터를 그룹 내 전체 RE들의 채널을 통해 구하는 실시 예를 설명한다. 즉, 수신기는 RE 그룹 내의 전체 RE들의 채널을 이용하여 새로운 채널 행렬

를 구한다.

는 수학식 6과 같이 표현될 수 있다.

수학식 6에서, N은 RE 그룹 내의 RE의 개수를 나타낸다.

은 각 RE들의 채널 행렬에 대한 가중치이며,

=1일 경우

는 전체 채널 행렬의 평균으로 정의된다.

은 RE 그룹 내의 RE 마다 다르게 설정될 수도 있다. 상기 채널행렬

를 바탕으로 전체 RE 그룹 내에 공유될 공용 수신필터는 수학식 7과 같이 정의된다.

상기 수학식 7에서

로 정의되며,

는 각 RE들의 공분산 행렬을 의미하고,

는 각

에 대한 가중치이다.

즉, 도 10의 실시 예에서는 전체 RE들의 채널을 바탕으로 공용 필터 B_A를 계산하고 (1010), 공용 필터를 이용하여 RE 그룹 내의 전체 RE들에 대한 1차 신호를 생성한다 (1020, 1030). 이어서, 1차 신호들에 대한 보상 과정(1042, 1044, 1046)을 거쳐 2차 신호가 생성되고 (1050), 디코더로 전송된다 (1060). 도 10에 도시된 실시 예가 도 8 및 도 9와 다른점은, 도 8 및 도 9에서는 기준 RE의 수신 필터를 공용필터로 활용함으로써 기준 RE에 대해서는 보상 과정이 수행될 필요가 없었다는 점이다. 그러나, 도 10의 실시 예에서는 기준 RE에 대해서도 보상 과정이 수행된다 (1042).

도 11은 종래 기술과 본 발명의 실시 예들 간의 계산 복잡도를 비교하는 그래프이다.

도 11은 도 9에 도시된 RE들을 도 7에서 설명한 종래의 수신기 동작 알고리즘으로 풀 때와 제안한 실시 예들의 동작 알고리즘으로 풀 때의 계산 복잡도를 비교한 그래프를 도시한다. 도 11에는 제안한 실시 예에서 보상 과정의 반복 횟수를 3가지로 달리하였을 때의 계산 복잡도가 나타난다. 반복 횟수 1과 2를 함께 적용하는 경우는, 도 9에서 제 1 RE 서브 그룹 920의 RE들에 대해서는 보상 과정을 1번 반복하고, 제 2 RE 서브 그룹 930의 RE들에 대해서는 보상 과정을 2번 반복하였음을 나타낸다. 도시된 바와 같이, 제안한 실시 예에 따른 수신기 동작 알고리즘은 수신 스트림 수가 많을수록 종래 기술에 비해 더 많은 계산 복잡도 상의 이득을 얻을 수 있다.

이상에서 제안한 수신기 동작 알고리즘을 정리하면, RE 그룹 내에서 기준 RE에 대해 계산된 필터

가 전체 RE에 대해 공유된다. 만약 모든 RE들의 기준 RE와의 상관관계가 1이라면, 모든

는

과 동일하게 되어

을 통해 계산된 1차 신호들의 보상 과정이 생략된다. 따라서, 5X5=25 개의 RE를 포함하는 RE 그룹에 대해서 기준 RE 1개만의 수신 필터를 계산하면 되므로, 종래 기술에 비해 수신 필터 구현의 복잡도가 1/25로 줄어든다.

만약, 상기 상관관계가 1보다 작은 경우, 공용 필터

를 이용하여 추정된 1차 신호는

를 통해 얻은 신호와 오차가 발생한다. 이때, 기준 RE와의 상관관계가 클수록 오차가 적은 1차 신호를 획득할 수 있으므로, 2차 신호를 획득하기 위한 보상 과정에 소요되는 반복 횟수와 시간이 줄어든다. 결과적으로, 제안된 수신기 동작 알고리즘은 RE들의 상관 관계를 이용함으로써, 성능의 저하를 최소화하면서도 계산 복잡도를 감소시킬 수 있다.

또한, 보상 과정에서의 반복 횟수를 제한함으로써, 감수할 수 있는 범위 내에서의 2차 신호에 대한 오차를 허용하여 복잡도를 감소시킬 수도 있다. 따라서, 제안된 수신기 동작 알고리즘은 통신 환경과 SNR 영역을 고려하여 계산 복잡도와 성능 사이의 트레이드-오프를 조절할 수 있다.

또한, 역행렬 계산 과정을 기준 RE에 대해서만 수행함으로써, 역행렬 계산에 필요한 메모리 요구량을 줄일 수 있다. 즉, 기준 RE에 대한 역행렬 계산 과정을 제외하고는 모든 연산이 행렬X벡터 연산으로 이루어져있어 병렬화가 매우 쉬우므로, 분산처리 기법의 적용이 용이하여 전체 처리 시간을 급격하게 줄일 수 있다.

1.3 제안하는 MIMO 수신기에서의 RE 그룹 설정 방법

이하에서는 MIMO 수신기가 앞서 제안한 수신 알고리즘에 따라 동작하기 위하여 RE 그룹을 설정하는 두 가지 실시 예를 대해 설명한다. 첫 번째 실시 예를 도 12 및 도 13을 통해 설명하며, 두 번째 실시 예를 도 14 및 도 15를 통해 설명한다. 한편, 이하에서 구체적인 설명이 생략된 부분이라 하더라도 앞서 섹션 1.2에서 설명한 실시 예들이 유사하게 적용될 수 있다.

첫 번째 실시 예를 설명하면, 수신기는 전체 RE 중 특정 RE를 기준 RE로 설정하고, 기준 RE의 채널 정보에 기초하여 기준 RE에 대한 수신 필터(즉, 공용 필터)를 생성한다 (1210). 이어서, 공용 필터는 기준 RE에 가장 인접한 RE에 적용된다 (1220). 앞서 설명한 실시 예와의 차이점은 도 12의 실시 예에서는 RE 그룹이 미리 결정되지 않은 상태라는 점이다. 즉, 공용 필터가 적용되는 RE는 RE 그룹 내의 RE들이 아닌 기준 RE에 인접한 RE이다.

한편, 특정 RE가 기준 RE에 인접하다는 것은 RB 상에서 기준 RE로부터 시간축 또는 주파수축 방향으로 가장 가까운 위치에 있는 RE임을 의미할 수 있다. 기준 RE로부터 시간축 또는 주파수축 방향으로 가장 가까운 위치에 RE가 존재하지 않는 경우 (예를 들어, RB의 경계 등), 기준 RE로부터 시간축과 주파수축 상에서 물리적으로 떨어진 위치가 가까울수록 기준 RE에 인접한 RE가 된다. 일반적으로, 인접한 RE들끼리는 높은 상관관계를 갖는다.

먼저, 도 12에서의 파라미터를 설명하면,

는 k 번째 RE 그룹의 기준 RE의 위치를 나타낸다.

는 해당 RE 그룹 내에서 기준 RE와 인접한 RE 중 n 번째로 선택된 RE의 위치를 나타낸다. 즉, n은 하나의 RE 그룹 내에서 처리되는 RE의 순서를 의미할 수 있다.

는

번째 RE 그룹의 기준 RE에 기초하여 생성되는 공용 필터를 나타낸다.

한편, 수신기는 기준 RE와 기준 RE에 인접한 RE

에 공용 필터

를 적용함으로써 1차 신호

를 생성한다 (1230). 기준 RE에 대한 1차 신호는 자신의 채널 정보를 이용하여 생성된 필터가 적용되었으므로 오차가 없는 정확한 값이므로 1차 신호가 곧 2차 신호가 된다 (1280). 반면, 기준 RE에 인접한 RE에 대한 1차 신호는 기준 RE와의 상관관계에 따라 오차가 발생한다. 앞서 설명한 실시 예와 같이, 수신기는 이러한 1차 신호들을 보상하여(1240) 2차 신호

를 생성한다 (1280). 만일 충분한 보상이 이루어졌다면, 2차 신호

는 해당 RE의 채널 정보를 이용하여 계산된

와 동일하게 된다.

보상 과정의 구체적인 과정은 앞서 도 8 및 도 9에서 설명한 내용이 유사하게 적용될 수 있다. 즉, 1차 신호의 생성을 위해 MMSE/ZF/IRC/BLAST 필터 등이 공유 필터로써 활용될 수 있으며, 2차 신호의 생성을 위한 보상 과정은 CG/Newton method/steepest descent method 알고리즘 등이 활용될 수 있다. 또한, 이러한 알고리즘은 보상 결과 (즉, 2차 신호를 직접 계산한 경우와의 오차)가 일정 범위 이내가 될 때까지 반복적으로 수행될 수 있다.

1차 신호를 보상하기 위한 보상 과정은 아래의 수학식 8을 만족하도록 구현될 수 있다.

수학식 8에서

은 공용 필터를 이용하여 얻어진 1차 신호를 나타낸다.

는

로 정의되며, 공용 필터 대신 자신의 채널 정보를 이용하여 MMSE 필터(

)를 구한 후 이를 통해 직접 계산된 2차 신호를 나타낸다. 보상 과정은 수학식 8에서

을 이용하지 않고

을 찾아내는 반복적인 과정을 의미하며, 앞서 설명한 실시 예와 같이 CG 알고리즘을 예로 들면 수학식 9와 같이 나타난다.

수학식 9에서

는 i번째 반복에서 추정된 전송신호이다. 0번째 반복의 전송 신호(초기값)

은 1차신호

로 설정된다.

은 솔루션을 구하기 위한 임시 벡터를 나타낸다. 한편,

벡터는 그라디언트 벡터(gradient vector)이며, 반복 수행 알고리즘이 정확한 답으로 진행하는 가장 빠른 방향을 나타낸다. 이때, 갱신된

벡터와 초기에 생성된

벡터와의 차이가 특정 임계값 미만인 경우, 알고리즘의 반복이 멈추게 된다. 즉, 상기

벡터의 크기를 통해, 직접 MMSE 필터를 산출해 구한 결과와 2차 신호와의 오차 크기를 간접적으로 알 수 있다. 만약,

값이 0 인 경우, 2차 신호와 MMSE 필터를 이용하여 구한 결과와의 차이는 0이 된다.

수학식 9에서

는 상기 알고리즘의 종료 시점을 결정하며, 알고리즘이 목표하는 정확도를 의미할 수 있다.

는 시스템에 의해 자동적으로 결정되거나 사용자의 입력에 따라 결정될 수 있다.

가 작을 수록 알고리즘의 반복이 많이 수행되는 반면 결과의 정확도가 높고,

가 클 수록 알고리즘의 반복이 적게 수행되지만 결과의 정확도는 떨어진다.

따라서,

의 크기에 따라 1차 신호를 보상하여 획득한 2차 신호와

을 통해 직접 계산한 2차 신호 간의 오차가 결정된다. 결과적으로, 보정의 정도

를 조정함으로써 계산 복잡도와 성능간의 트레이드 오프(trade-off)를 제공할 수 있다. 한편, 상기 CG 알고리즘은 반복수가 정방행렬의 크기에 이를 경우, 1차 신호를 보상하여 획득된 2차 신호는

를 통해 직접 계산한 결과와 동일하게 된다. 즉

는

로 표현될 수 있다.

한편, 수신기는 기준 RE에 인접한 RE를 보상하는 과정에서 이러한 반복 횟수에 대한 임계값

을 미리 설정할 수 있다. 이어서, 해당 RE에 대한 2차 신호를 생성하기 위해 수행된 반복 횟수가 임계값 이하인지 판단한다 (1250). 임계값 이하라는 것은 제안한 기법을 통해 1차 신호를 보정한 신호와 실제 자신의 채널을 바탕으로 직접 MMSE 필터를 산출한 후 이를 이용하여 구한 결과와의 오차가 크지 않다는 것을 의미하며, 다시 말해서 기준 RE와의 상관관계가 충분히 크다는 것을 의미한다. 반면에, 반복 횟수가 임계값을 초과한다는 것은 해당 RE와 기준 RE 간의 상관관계가 작아서 기설정된 반복 횟수의 보상만으로는 목표한 범위 이내로 1차 신호를 보상할 수 없음을 의미한다.

따라서, 반복 횟수가 임계값 이하인 경우에는 보상 과정이 수행된 RE의 다음 RE가 선택되며 (1260), 이와 같은 다음 RE는 기준 RE에 다음 차례로 인접하는 RE를 의미할 수 있다. 이어서, 공용 필터를 적용하여 1차 신호를 생성하고, 1차 신호를 보상하여 2차 신호가 생성된다. 이러한 과정은 특정 RE의 1차 신호에 대한 보상 횟수가 임계값을 초과할 때까지 수행된다.

특정 RE에 대한 보상 횟수가 임계값을 초과한다는 것은 앞서 설명한 바와 같이 기준 RE와 특정 RE와의 상관관계가 낮음을 의미한다. 다시 말해서, 기준 RE의 채널 정보를 이용하여 생성된 공용 필터를 그대로 적용하기에는 오차가 너무 커서 무리가 있는 경우이다. 따라서, 새로운 기준 RE를 설정하고 새로운 공용 필터를 생성하는 과정이 수행된다 (1270).

수신기는 이와 같이 기준 RE의 공용 필터를 적용하더라도 일정 횟수 내에서 보상할 수 있는 RE들을 하나의 RE 그룹으로 설정하며, 해당 RE 그룹에 대해서는 공용 필터가 그대로 적용된다. 그러나, 보상 횟수가 임계 횟수를 넘어서는 경우, 새로운 기준 RE가 설정되고 새로운 공용 필터가 생성된다. 즉, 도 8 및 도 9 에서 설명한 실시 예들과는 달리 RE 그룹이 미리 결정되지 않고, 2차 신호를 생성하기 위한 보상 과정의 반복 횟수에 따라 공용 필터가 활용되는 영역이 결정된다. RE 그룹의 관점에서 비추어 보면, 기준 RE와의 상관관계를 미리 알지 못하더라도 적응적으로 RE 그룹이 결정된다.

도 13은 새로운 기준 RE를 설정하는 실시 예를 설명하는 도면이다. 즉, 1번 RE에서의 공용 필터가 RE들에 공유되어 2차 신호를 생성하는 과정에서, 2번 RE에서 보상 횟수가 임계값을 초과하는 것으로 가정한다. 이에 따라, 1번 RE를 기준 RE로 한 공용 필터는 폐기된다. 새로운 기준 RE로 선택되는 3번 RE는 이전의 기준 RE(1번 RE)로부터 공용 필터가 폐기되는 RE(2번 RE)까지의 거리만큼 더 이동한 위치에서 선택될 수 있다.

도시된 실시 예와는 달리, 새로운 기준 RE는 RB 내에서 여러 가지 기준에 따라 선택될 수 있다. 예를 들어, 이전 기준 RE로부터 주파수축/시간축 방향으로 일정 거리 떨어진 위치의 RE가 선택될 수도 있고, RB 내의 임의의 RE가 선택될 수도 있다.

이어서, 도 14 및 도 15를 통해 RE 그룹을 설정하는 두 번째 실시 예를 설명한다. 도 14는 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 MIMO 수신기 동작 과정을 도시하는 도면이다. 도 15는 본 발명의 일 실시 예에 따라 RE 그룹이 형성되는 과정을 설명하는 도면이다. 한편, 도 14에서 n은 특정 RE의 인덱스 번호가 아닌 단순한 처리 순서를 나타낸다. 또한 k 는 RB 내에서 처리되는 RE 그룹의 순서를 나타낸다 (k = A, B, C, ...).

도 14에서 1405 내지 1420의 과정은 앞서 도 12의 1210 내지 1240과 유사하다. 즉, 수신기는 기준 RE의 채널 정보로부터 공용 필터를 생성하고, 공용 필터를 기준 RE와 기준 RE에 인접한 RE에 적용하여 1차 신호를 생성한다. 기준 RE의 1차 신호는 그대로 2차 신호가 되며, 기준 RE 이외의 RE들의 1차 신호는 보상 알고리즘의 반복을 거쳐 2차 신호로 생성된다.

한편, 도 14의 실시 예에서 공용 필터가 적용되는 RE는 기준 RE에 주파수 축 방향으로 인접한 RE들이 순차적으로 선택된다. 주파수 축 방향으로 진행하며 2차 신호를 생성하는 도중에 특정 RE에서 반복 횟수가 임계값 이상이 되는 경우, 다음 RE는 기준 RE로부터 시간 축 방향으로 인접한 RE들이 순차적으로 선택된다. 이어서, 시간 축 방향으로의 진행 중에 특정 RE에서 반복 횟수가 임계값 이상이 되는 경우, 더 이상의 RE를 선택하지 않는다. 그대신, 주파수 축으로의 진행 과정에서의 마지막 RE와 시간 축으로의 진행 과정에서의 마지막 RE를 경계로하는 직사각형이 하나의 RE 그룹이 된다. 이와 같이, 기준 RE로부터 주파수축 및 시간축 방향으로의 진행 중에 1차 신호의 보상 과정이 임계값 이상의 횟수로 반복되는 첫 RE를 '경계 RE'라 한다. RE 그룹을 형성하는 과정에서 주파수축 방향으로의 진행과 시간축 방향으로의 진행에 따라 두 개의 경계 RE가 선택되며, 각각 '제 1 경계 RE' 및 '제 2 경계 RE'가 된다. 한편, 이상에서 설명한 것과는 달리, 시간축 방향으로 먼저 진행하고 주파수축 방향으로 이어서 진행할 수도 있다.

결정된 RE 그룹 내에서의 모든 RE에 대해서는 기준 RE의 공용 필터를 통해 1, 2차 신호가 생성된다. 물론, 주파수/시간 축 방향으로의 진행 과정에서 2차 신호가 생성된 RE들에 대해서는 중복하여 2차 신호를 생성할 필요는 없다. 한편, RE 그룹 내의 2차 신호 생성이 완료되면 해당 RE 그룹과 인접한 RE를 새로운 기준 RE로 하여 위 과정이 반복된다.

도 14를 참조하여 설명하면, n 번째 RE에 대한 보상 과정이 수행되면 (1420), 수신기는 현재 그룹 모드가 1인지 판단한다 (1425). 그룹 모드는 기준 RE로부터 주파수 축 또는 시간 축 방향으로의 진행이 완료되었는지 (즉 RE 그룹을 형성하는 과정인지) 또는 RE 그룹이 형성되고 그룹 내의 RE들에 대한 2차 신호 생성 과정인지를 나타낸다. 그룹 모드가 0인 경우, 아직 RE 그룹이 형성되지 않아 기준 RE로부터 RE들이 소정 방향으로 순차적으로 선택되고 있음을 나타낸다. 반대로, 그룹 모드가 1인 경우, 주파수/시간 축 방향으로의 경계가 형성되어 RE 그룹이 선택되었음을 나타낸다.

아직 RE 그룹이 형성되지 않아 그룹 모드가 0이면, 수신기는 n 번째 RE의 2차 신호를 생성하는 과정에서 보상 과정의 반복 횟수가 임계값 이하인지 판단한다 (1450). 임계값 이하라면, 기준 RE와의 상관관계가 충분히 크므로 공용 필터를 n 번째 RE에 적용할 수 있음을 의미한다. 따라서, 다음 RE를 선택하고 (1435) 다음 RE에 대한 2차 신호를 생성하는 과정을 진행한다.

반대로, 반복 횟수가 임계값을 초과하는 경우, 제 1 경계 RE가 선택되고 수신기는 RE 매핑 모드를 확인한다 (1455). RE 매핑 모드는 기준 RE로부터 인접한 RE들을 선택하는 과정이 주파수축 방향으로의 진행 중이었는지, 시간축 방향으로의 진행 중이었는지를 나타낸다. RE 매핑 모드는 0 또는 1로 나타날 수 있으며, 각각 주파수축 또는 시간축 방향을 의미한다. 본 실시 예에서는 RE 매핑 모드가 0 인 경우를 주파수축 방향으로의 진행인 것으로 설명한다.

이어서, 수신기는 RE 매핑 모드를 스위칭한다 (1465). 즉, n 번째 RE의 2차 신호를 생성하기 위한 반복 횟수가 임계값을 초과했으므로, 더 이상 공용 필터를 적용하기 어렵다. 따라서, 수신기는 주파수축 방향으로의 진행을 중단하고 RE 매핑 모드를 스위칭하여 기준 RE로부터 시간축 방향으로의 RE들을 선택한다.

수신기는 기준 RE로부터 시간축 방향으로 인접한 n+1 번째 RE를 선택하고 (1435), 2차 신호를 생성하는 과정을 진행한다. 이어서, 시간축 방향으로의 진행 중에 임의의 RE에서 보상 과정이 임계값을 초과하는 횟수로 반복되는 경우 (1450) 해당 RE가 제 2 경계 RE가 되고, 수신기는 RE 매핑 모드를 다시 확인한다 (1455). 시간축 방향으로의 진행에 따라 RE 매핑 모드가 1이므로, 수신기는 주파수축 방향의 경계에 이어서 시간축 방향의 경계까지 설정되었음을 알 수 있다. 수신기는 두 경계 RE가 형성하는 사각형을 RE 그룹으로 선택하고 (1470), 그룹 모드를 1로 설정한다 (1475). 그룹 내의 RE의 개수를

라 한다.

이어서, 수신기는 현재 그룹 모드가 1이므로 (1425), RE 그룹 내의 모든 RE들에 대한 2차 신호를 생성한다. 즉, 수신기는 2차 신호가 생성된 RE의 개수가 RE 그룹 내의 최대 RE 개수에 도달할 했는지 확인하고(1430), 도달하지 않았다면 RE 그룹 내의 다른 RE를 선택하며 2차 신호를 생성하는 과정을 반복한다 (1435). 즉, 수신기는 선택된 기준 RE에 의한 공용 필터를 RE 그룹 내의 모든 RE에 대해 적용하는 과정을 진행한다. 한편, 모든 RE에 대한 2차 신호를 생성하는 과정이 완료되면, 수신기는 새로운 기준 RE를 선택하고 (1440), 그룹 모드와 RE 매핑 모드를 리셋한다 (1445). 이어서, 수신기는 상술한 기준 RE로부터 주파수축 또는 시간축 방향으로 진행하며 2차 신호를 생성하는 과정을 반복한다.

이상에서 설명한 RE 그룹 설정 과정을 도 15를 예로 들어 설명한다. 먼저, 도 15(a)는 도 14에서 설명한 실시 예에 따라 RE 그룹이 형성되는 과정을 설명한다. 도 15(a)에서 박스 A를 설명하면, 0번 RE가 기준 RE로 선택되고 세로축(즉, 주파수축) 방향으로 진행하며 2차 신호를 생성한다. 4번 RE에서 2차 신호의 보상 과정이 임계값 이상의 횟수로 반복되면, 수신기는 4번 RE를 세로축 방향 경계로 설정하고 더 이상 진행하지 않는다. 이어서, 수신기는 0번 RE로부터 가로축(즉, 시간축) 방향으로 진행하며 2차 신호를 생성한다. 6번 RE에서 보상 과정이 일정 횟수 이상 반복되면, 6번 RE가 가로축 방향 경계가 된다.

이어서, 수신기는 4, 6 번 RE를 경계로하는 RE 그룹을 형성하고, 박스 A 내의 모든 RE에 대하여 0번 RE의 수신 필터를 공용 필터로 적용하여 2차 신호를 생성하게 된다. 나아가, 수신기는 박스 A에 대한 처리가 완료되면 박스 A에 인접한 새로운 RE(박스 B 의 0번 RE)를 새로운 기준 RE로 설정하고 해당 과정을 반복한다. 박스 B의 시간축 방향으로는 RB의 경계가 인접하여 있으므로, 주파수축 방향으로의 진행이 완료되면 곧바로 RE 그룹이 형성된다. 박스 C, D, E에 대해서는 상술한 과정이 유사하게 반복될 수 있다.

한편, 박스 A에서 처음의 기준 RE는 RB의 맨왼쪽 맨위 RE가 아니라, 경계로부터 한칸씩 떨어진 RE가 선택된다. 이는, 기준 RE와 인접한 RE들은 기준 RE와 상관관계가 클 가능성이 매우 높기 때문이다. 즉, 박스 A에서 0번 RE에 인접하고 RB 경계에 있는 RE들은 2차 신호의 보상 과정이 임계값 미만의 횟수로 수행될 가능성이 매우 크다. 따라서, 수신기는 RE 그룹을 형성하는 과정을 간소화하기 위해 꼭지점에서 가로/세로축 방향으로 한칸씩 떨어진 RE를 기준 RE로 선택할 수 있다.

도 15(b)는 도 15(a)와 전반적으로 유사하나, RE 매핑 모드를 전환하는 방식에 차이점이 있다. 즉, 도 15(b)의 박스 A에서는 4번 RE가 세로축 방향 경계임이 확인되면, 0번 RE부터 가로축 방향을 진행하는 것이 아니라 3번 RE부터 가로축 방향으로 진행한다. 이는 단순한 구현상의 차이점에 불과하다. 다만, 4번 RE는 이미 보상 과정의 반복 횟수가 임계값을 초과한 RE이므로, 4번 RE로부터 가로축 방향으로 진행한다면 5 내지 8 번 RE에 대한 보상 과정도 반복 횟수가 임계값을 초과할 가능성이 높다. 따라서, 수신기는 4번 RE 이전의 3번 RE로부터 가로축 방향으로 진행하며 2차 신호를 생성하는 과정을 반복한다.

도 15(c)에서는 도 15(a) 및 도 15(b)가 복합적으로 적용되는 실시 예를 도시한다. 즉, 박스 A에 대해서는 도 15(a)가 적용되어 0번 RE를 기준으로 RE 매핑 모드가 변경된다. 반대로, 박스 D에 대해서는 도 15(b)가 적용되어 3번 RE를 기준으로 RE 매핑 모드가 변경된다.

도 16은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 MIMO 수신기 동작 과정을 도시하는 도면이다. 도 16에서는 도 14에서 설명한 실시 예를 일부 변형한 실시 예를 설명한다.

기준 RE와 인접하는 RE들에 대해서는 기준 RE와의 채널 상관관계에 따라 1차 신호를 보상하는 과정을 생략할 수도 있다. 즉, 기준 RE와의 상관 관계가 임계값 이상으로 큰 RE들에 대해서는 보상 과정을 거치지 않더라도 1차 신호 간의 오차가 충분히 작다. 이러한 오차가 성능의 열화에 미치는 영향을 무시할 수 있을 만큼 작다고 판단되면, 수신기는 해당 RE들에 대한 1차 신호를 보상 없이 2차 신호로서 활용한다. 즉, 1차 신호들을 바로 디코딩하여 계산 복잡도를 더욱 감소시킬 수도 있다.

도 14와는 달리, 도 16에서의 n은 특정 RE가 기준 RE에 인접한 순서를 나타낸다. 즉, n은 기준 RE로부터 가로축 또는 세로축 방향으로 인접한 거리를 나타낼 수 있다. 또한, N은 보상 과정을 생략할 RE의 개수에 대한 임계값이다. 즉, N이 9로 설정된 경우라면, 기준 RE의 좌우상하 및 대각선 방향에 인접한 8 개의 RE들 (즉, n=1, 2, 3, ..., 8)에 대해서는 1차 신호를 2차 신호로 보상하는 과정이 생략된다.

도 16에서, 1605 내지 1615의 과정은 앞서 도 14과 동일/유사하다. 한편, 수신기는 공용 필터를 적용하여 1차 신호가 생성된 n 번째 RE에 대해서 n이 임계값 N 미만인지 확인한다 (1620). 처리 순서가 N 미만인 RE들에 대해서는 보상 과정을 생략하고 1차 신호가 곧바로 디코더로 입력된다 (1650). 반면에, 처리 순서가 N 이상이라면 보상 과정을 거쳐 2차 신호가 생성되며 (1625), 이러한 보상 과정의 반복 횟수가 임계 범위 이내인지 확인된다 (1630). 이와 같은 과정이 반복되며 (1635), 임계 범위를 벗어나는 RE들에 대해서는 새로운 기준 RE가 선택된다 (1640). 이어서, 기준 RE로부터 인접한 RE부터 보상 과정을 생략할지 판단하는 과정이 반복된다.

도 17은 종래 기술과 본 발명의 실시 예들 간의 계산 복잡도를 비교하는 그래프이다.

본 섹션에서 설명한 MIMO 수신기의 가장 큰 장점은 공용 필터를 공유할 영역을 (RE 그룹을) 미리 결정하지 않아도 된다는 점이다. 이에 따라, 수신기는 각 RE 그룹의 크기를 결정하기 위해서 RE 간의 채널 상관관계를 미리 알 필요가 없어 구현의 복잡도가 감소된다. 즉, 도 12, 13에서는 RE 그룹을 형성하는 과정에서 특정 RE가 경계가 되면 다른 RE로 점프(jump)하여 새로운 RE 그룹을 형성하는 실시 예를 설명하였다. 또한, 도 14 및 도 15에서는 주파수축/시간축 방향으로의 진행에 따른 경계를 통해 RE 그룹을 형성하는 실시 예를 설명하였다.

결과적으로, 제안된 수신기의 경우 추가적인 복잡도 없이 RE들의 채널 상관관계에 따라 RE 그룹을 적응적으로 설정함으로써, 성능은 유지하면서 복잡도는 최소화 시킬 수 있다. 이러한 장점 이외에도, 도 11에서 설명한 여러 가지 장점들이 본 RE 그룹 설정 방법에서도 유사하게 도출된다.

2. 매시브 MIMO 송신기

2.1 MIMO 송신기 일반

이기종 셀룰러 네트워크(Heterogeneous cellular network, HetNet)는 하나의 매크로 셀과 다수의 스몰 셀들로 정의된다. 매크로 셀 기지국은 스몰 셀에서 커버하지 못하는 범위에 위치한 단말들을 지원하는 역할을 한다. 따라서, 매크로 셀 기지국은 동시에 많은 수의 단말을 서비스할 수 있어야 한다.

이론적으로, 단말들이 단일 스트림을 수신하는 조건 하에서 기지국은 자신의 안테나 수만큼의 단말을 서비스할 수 있다. 이에 따라, 매크로 셀 기지국은 많은 수의 안테나(M 개)를 갖는 매시브 MIMO 기지국임을 가정한다. 이때, 하나의 기지국이 K 개의 단말을 동시에 지원하는 경우, 기지국에서 바라본 수신 안테나의 수는 K 개가 되며 기지국과 단말들 간의 채널은 MXK 행렬로 표현될 수 있다.

한편, 기지국이 단말들을 서비스하기 위해 선택하는 대표적인 프리코딩 방법들로 MRT(Maximum Ratio Transmission) 기법과 ZF(Zero Forcing) 기법을 들 수 있다. MRT 기법의 경우 복잡도는 낮으나 단말에 간섭을 유발하므로 수신 단에서는 성능이 감소한다. 반면, ZF 기법의 경우 단말에게 간섭을 주지 않으나 안테나 수가 커질 경우 복잡도가 급격히 증가한다. 안테나 수가 무한대로 증가하는 경우, MRT 기법의 단점인 간섭 유발이 사라지며 ZF 기법과 동일한 성능을 낼 수 있다는 점이 증명된 바 있으나, 유한한 안테나 수에서는 MRT 기법보다 ZF 기법이 항상 더 좋은 성능을 갖는다. 따라서, 매시브 MIMO 환경에서 기존의 ZF 기법과 비슷한 성능을 가지면서도 더 작은 복잡도로 동작하는 새로운 송신기 프리코딩 기법이 필요하다.

이어서, 이하에서는 상술한 문제점들과 관련하여 종래의 MIMO 송신기의 동작 알고리즘을 설명한다. 도 18은 본 발명과 관련하여 복수의 RE들이 형성하는 RE 그룹을 도시하는 도면이다. 도 19는 본 발명과 관련하여 종래의 MIMO 프리코더 동작 과정을 도시하는 도면이다.

도 18은 도 5의 RB의 일 부분을 도시하며, 복수의 RE로 구성되는 RE 그룹을 도시한다. 도 18에서 세로축/가로축은 각각 주파수/시간 축을 의미한다. 앞서 수신기 동작 알고리즘에서 설명한 바와 유사하게, RE 그룹 내의 RE들의 채널들은 서로 상관관계를 가질 수 있다. 각 RE의 음영이 어두울수록 중심 RE와의 상관관계가 크며, 반대로 옅을수록 상관관계가 작다.

도 19에 도시된 바와 같이, 기존 MIMO 송신기의 경우 이러한 RE 간의 상관 관계를 고려하지 않고 도 19와 같이 각 RE 마다 프리코더를 계산하여 생성하였다 (1910). 즉, RB 내에서 l번째 RE의 MIMO 채널을

로 정의할 때, 각 RE의 송신 데이터

은 아래의 수학식 10과 같이 프리코딩 과정을 거쳐 전송된다.

MRT 기법을 예로 들어 설명하면, 수학식 10에서 프리코딩 행렬

은

로 나타난다. 반면에, 규칙화된(regularized) ZF 기법을 예로 들면,

은

로 나타나며,

은 규칙화 텀(regularized term)이 된다.

인 경우, 규칙화된 ZF 기법에 따른 프리코딩 행렬은 일반 ZF 프리코딩 행렬이 된다. 한편, 규칙화된 ZF 기법을 사용하는 경우, 프리코딩 행렬을 계산하는데 필요한 계산 복잡도는 대략적으로 아래의 수학식 11로 표현된다.

MIMO 송신기의 경우 최대 송신 안테나 수만큼의 스트림들을

다수의 단말에게 전송할 수 있다. 따라서, 시스템의 수율은 기지국 안테나의 수에 선형적으로 비례하여 증가하지만, 상기 복잡도는 스트림 수의 세제곱 (

)에 비례하여 급격하게 증가하게 된다. 따라서 송신 스트림 수가 많은 경우에 상술한 프리코딩 기법은 복잡도 문제가 발생한다.

이하에서는 RE 그룹 내에서 RE들 간의 상관관계를 이용하여 기존 알고리즘과 동일한 성능을 제공하면서도 더 작은 복잡도로 동작하는 MIMO 송신기의 동작 알고리즘을 제안한다.

2.2 제안하는 MIMO 송신기의 동작 알고리즘

이하에서는 도 20을 참고하여 성능을 유지하면서도 적은 복잡도로 동작하는 MIMO 송신기의 동작 알고리즘을 제안한다. 도 20은 본 발명의 일 실시 예에 따른 MIMO 프리코더 동작 과정을 도시하는 도면이다. 도 20에서는 RE 그룹 내에서 기준 RE를 선택하고, 기준 RE의 채널을 바탕으로 결정된 송신 필터(즉, 프리코딩 행렬 또는 프리코더)를 RE 그룹 내에 공유하는 실시 예를 설명한다. 한편, 도 20의 실시 예에서는 앞서 도 8 및 도 9에서 설명한 수신기 동작 알고리즘이 유사하게 적용될 수 있다.

제안하는 송신기 동작 알고리즘은 크게 스테이지 1 (2080), 스테이지 2 (2090)의 2개 단계로 구성된다. 스테이지 1 (2080)에서는 공용 프리코더를 활용하여 1차 신호를 생성하는 과정이 수행되며, 스테이지 2 (2090)에서는 1차 신호에 대한 보상 과정을 거쳐 최종 송신 신호가 생성된다. 이하에서, 각 스테이지 별로 구체적으로 설명한다.

먼저, 도 20에서

은 기준 RE의 MIMO 채널을 바탕으로 생성된 프리코더를 나타내며 (2010), RE 그룹 내의

번째 RE가

을 공용 프리코더로 이용하여 (2020) 생성한 신호

를 1차 신호라 정의한다 (2030). 한편, 기준 RE가 임의의 기준에 따라 설정될 수 있음은 앞서 수신기 동작 알고리즘에서 설명한 바와 같다. 이러한 1차 신호들은 보상 과정을 거쳐 (2042, 2044) 2차 신호

가 되며 (2050), 2차 신호들은 RE 자신의 채널에 관련된 함수

가 추가적으로 적용되어 (2062, 2064, 2066) 실제 전송 신호인 3차 신호로 변환된다 (2070). 즉, 도 20에서 스테이지 1 (2080)은 RE 그룹 내의 RE들이 공용 프리코더를 활용하는 단계를 의미하고, 스테이지 2 (2090)는 RE들이 각자 자신의 고유 채널에 대한 정보를 활용하는 단계를 의미한다.

한편, 도 20에서 N은 그룹 내에 속한 RE의 개수를 의미하며, 프리코더는 ZF(Zero Forcing), MMSE(Minimum Mean Square Error), 또는 규칙화된 ZF 프리코더를 의미하거나, 각 프리코더를 구성하는 특정 텀(term)들을 나타낸다.

각 단계를 구체적으로 설명한다. 규칙화된 ZF 기법을 예로 들면, RE 그룹 내의 기준 RE의 프리코더는 수학식 12에 따라 정의된다.

한편, 도 20에서 RE 그룹 내에 공유되는 공용 프리코더

는

로 나타나며, 수학식 12의

일부 텀이 된다. 공용 프리코더

는 ZF 기법이 활용되는 경우

가 되며, 반면에 MMSE 기법이 활용되는 경우

가 된다. MMSE 기법에서

가 잡음 분산(noise variance)을 의미하고, P는 전송 심볼의 평균 전력을 의미한다.

공용 프리코더

가 결정되면, RE 그룹 내에서 기준 RE를 제외한 RE들은

를 이용하여 1차 신호를 각각 생성한다. 이어서, 기준 RE의 1차 신호는 자신의 고유 채널 정보를 이용하여 생성된 신호이므로 보상 과정이 필요치 않다. 즉, 기준 RE의 1차 신호가 곧 2차 신호로 활용될 수 있다. 반면에, 기준 RE들을 제외한 RE들의 1차 신호는 자신의 채널 정보 대신 공용 프리코더를 이용하여 생성된다. 따라서, 2차 신호는 이러한 오차에 대한 보상 과정을 거쳐 생성된다.

이어서, 스테이지 2 에서의 보상 과정을 설명한다. RE들에 대한 보상 과정을 2번째 RE를 예로 들어 설명하면, 2번째 RE 자신의 채널 H₂와 공용 프리코더에 기초한 1차 신호

로부터, 2번째 RE의 2차 신호는 아래의 수학식 13으로 표현될 수 있다.

상술한 수학식 13에 따른 보상 과정은 앞서 수신기 동작 알고리즘에서 설명한 바와 유사하게 CG, Newton method, steepest descent method 알고리즘 등이 활용될 수 있다. 이하의 수학식 14는 CG 알고리즘을 통한 보상 과정의 실시 예를 설명한다.

수학식 14에서

는 CG 알고리즘의

번째 반복에서 추정된 신호이다. 0번째 반복의 초기 값인

는 1차 신호

로 설정된다.

는 보상 과정 에서의 임시 벡터를 나타낸다. 한편,

벡터는 그라디언트 벡터(gradient vector)이며, 반복 수행 알고리즘이 정확한 답으로 진행하는 가장 빠른 방향을 나타낸다. 이때, 갱신된

벡터와 초기에 생성된

벡터와의 차이가 특정 임계값 미만인 경우, 알고리즘의 반복이 멈추게 된다. 즉, 상기

벡터의 크기를 통해, 직접

를 산출해 구한 결과와 2차 신호와의 오차 크기를 간접적으로 알 수 있다. 만약,

값이 0 인 경우, 2차 신호와

를 이용하여 구한 결과와의 차이는 0이 된다.

는 상기 알고리즘의 종료 시점을 결정한다.

가 작을 수록 알고리즘의 반복은 많은 반면 좀 더 정확한 답을 얻을 수 있고,

가 클 경우 알고리즘은 반복 횟수는 줄지만 답의 정확성은 떨어진다. 한편, 상기 CG 알고리즘은 반복수가 정방행렬의 크기에 이를 경우, 추정된 솔루션 (2차 신호)은 실제

을 이용한 값과 이론적으로 완전히 동일하다. 즉 2차 신호

는

와 동일하게 된다.

한편, 보상 과정에서의 반복 수를 제한하여 2차 신호를 생성하는 데 걸리는 최대 시간을 제한할 수 있다. 즉, 제안하는 MIMO 송신기 알고리즘이 특정 RE의 2차 신호를 생성하는데 걸리는 시간이 매우 크다면, 전체 처리 시간에 영향을 주게 된다. 따라서, 2차 생성 신호를 생성하는데 걸리는 시간을 특정범위 안으로 제한할 필요가 있다. 예를 들어, 보상 과정의 반복 수를 제한하면 제안된 기법이 2차 신호를 생성하데 걸리는 최대 시간을 제한할 수 있다. 그러나, 제한된 반복 수 안에서 보정이 충분히 이뤄지지 않는 경우, 보상된 2차 신호

와 자신의 채널 정보를 통해 직접 생성된 신호

간의 오차가 커져 성능이 열화 될 수 있다.

보상 과정을 거쳐 2차 신호가 생성되면, RE들은 2차 신호에 자신의 채널 정보를 반영하는 함수를 적용하여 3차 신호를 생성한다. 예를 들어, 기준 RE에 대해서는 함수

를 2차 신호에 적용하여 3차 신호

가 생성된다. 마찬가지로, 2번째 RE에 대해서는 함수

가 적용되어 3차 신호

를 생성한다. 그룹 내의 다른 RE에 대해서도 기준 RE, 2번째 RE와 유사한 방법으로 프리코딩 신호

를 생성한다.

이상에서는 1차 신호에 보상 과정을 거쳐 2차 신호를 생성하는 실시 예를 설명하였으나, 이와는 달리 RE 간의 상관관계에 따라 보상 과정을 생략할 수도 있다. 즉, 기준 RE에 인접하는 RE들에 대해서, 공용 프리코더로 1차 신호가 검출되면 RE들의 채널 상관관계가 소정 임계값 이상인 경우 보상 과정을 생략하고 1차 신호를 2차 신호로 결정할 수 있다.

즉, 2번째 RE에 대한 1차 신호

가 보상 과정을 거쳐 2차 신호

가 되는데, 보상이 충분히 이루어진 경우

는

가 된다. 이때, 기준 RE와 2번째 RE간의 상관관계가 임계값 이상인 경우, 보상 과정을 생략하더라도 1차 신호

와

간의 오차(

)는 무시할 만큼 작을 수 있다. 이러한 오차가 성능 열화에 미치는 영향이 적다고 예상되는 경우, 1차 신호를 보상하지 않고 바로 2차 신호로 결정할 수 있다.

도 21은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 MIMO 프리코더 동작 과정을 도시하는 도면이다. 도 21에서는 도 10의 수신기 동작 알고리즘과 유사하게 RE 그룹 내의 전체 채널을 이용하여 공용 프리코더를 결정하는 실시 예를 설명한다.

도 21에서, RE 그룹 내의 전체 RE들의 채널 정보에 기초하여 새로운 채널 행렬을 정의하며, 아래 수학식 15와 같이 표현된다.

수학식 15에서 N은 RE 그룹 내의 RE 개수를 나타낸다.

은 각 채널행렬에 대한 가중치이며,

=1일 경우

는 전체 채널행렬의 평균으로 정의된다. 상기 채널행렬을 바탕으로 전체 그룹 내에 공유되는 공용 프리코더는 수학식 16로 정의된다.

수학식 16에서

로 정의되며,

는 각

에 대한 가중치이다.

즉, 도 21의 실시 예에서는 전체 RE들의 채널을 바탕으로 공용 프리코더 P_A가 계산되고 (2110), 공용 프리코더를 이용하여 전체 RE들에 대한 1차 신호가 생성된다 (2120, 2130). 도 21에서는 1번째 RE(즉, 기준 RE)에 대해서도 공용 프리코더를 거쳐 1차 신호가 생성된다는 점이 도 20과 상이하며, 이에 따라 1번째 RE에 대해서도 1차 신호에 대한 보상 과정을 거쳐 2차 신호가 생성된다. 그 이외에는 도 21은 도 20에서 설명한 과정이 유사하게 적용될 수 있다.

도 22는 종래 기술과 본 발명의 실시 예들 간의 계산 복잡도를 비교하는 그래프이다.

도 22는 도 18의 RE들을 종래의 송신기 동작 알고리즘으로 풀 때와 제안한 실시 예들의 동작 알고리즘으로 풀 때의 계산 복잡도를 비교한 그래프를 도시한다. 제안한 실시 예의 3가지 방법 중에서 반복 횟수가 1과 2 함께 적용된 경우는, 도 18의 16개 RE 중 절반의 RE에 대해서는 보상 과정을 1번 반복하고, 나머지 절반의 RE에 대해서는 보상 과정을 2번 반복했음을 의미한다. 도시된 바와 같이, 제안된 실시 예에 따른 송신기 동작 알고리즘은 송신 스트림 수가 많을수록 더 많은 복잡도 이득을 가짐을 확인할 수 있다.

이상에서 제안한 송신기 동작 알고리즘을 정리하면, RE 그룹 내에서 기준 RE에 대해 계산된 프리코더

가 전체 RE에 대해 공유된다. 만약 모든 RE들의 기준 RE와의 상관관계가 1이라면,

만을 사용하더라도 전체 RE들에 대해 정확한 전송 신호를 생성할 수 있다. 이러한 경우, RE 그룹에 대해 하나의

만을 계산하면 되므로, 송신 프리코더의 구현 복잡도는 1/16로 줄어든다.

RE들의 기준 RE와의 상관관계가 1보다 작다면, 공용 프리코더를 통해 계산된 1차 신호는 고유 채널을 통해 계산된 1차 신호와 오차가 발생한다. 이 경우, 기준 RE와의 상관관계가 클수록 오차가 적은 1차 신호를 획득할 수 있으므로, 2차 신호를 획득하기 위한 보상 과정에 소요되는 반복 횟수와 시간이 줄어든다. 한편, 상관관계가 작아 오차의 크기가 크더라도, 반복 횟수를 증가시켜 충분히 정확한 전송 신호를 생성할 수 있게 된다. 결과적으로, 제안된 송신기 동작 알고리즘은 RE들의 상관 관계를 이용함으로써, 성능의 저하를 최소화하면서도 계산 복잡도를 감소시킬 수 있다.

또한, 보상 과정에서의 반복 횟수를 제한함으로써, 감수할 수 있는 범위 내에서 2차 신호에 대한 오차를 허용하여 복잡도를 감소시킬 수도 있다. 따라서, 제안된 송신기 동작 알고리즘은 통신 환경과 SNR 영역을 고려하여 계산 복잡도와 성능 사이의 트레이드-오프를 조절할 수 있다.

또한, 역행렬 계산 과정을 기준 RE에 대해서만 수행함으로써, 역행렬 계산에 필요한 메모리 요구량을 줄일 수 있다. 즉, 기준 RE에 대한 역행렬 계산 과정을 제외하고는 모든 연산이 행렬X벡터 연산으로 이루어져있어 병렬화가 매우 쉬우므로, 분산처리 기법의 적용이 용이하여 전체 처리 시간을 급격하게 줄일 수 있다.

종래의 MIMO 송신기는 RE 그룹 내의 모든 RE가 하나의 프리코더를 공유하여 프리코더 생성에 필요한 복잡도를 줄일 수 있었다. 그러나, 이러한 방식은 각 RE의 MIMO 채널 특성을 충분히 반영하지 못하여 간섭의 영향을 적절하게 제어하지 못한다. 기지국이 여러 개의 단말을 동시에 지원하는 경우, 종래의 송신기 동작 알고리즘은 단말간에 간섭을 발생시켜 시스템 수율을 감소시키고, 단말에서 이를 제어하기 위해서는 매우 복잡한 수신기가 필요하다. 특히 RE 그룹 내에 위치한 RE들 간에 채널 상관관계가 작을수록 간섭의 영향이 증가하여 성능 열화가 심각해진다.

이에 비해, 제안된 MIMO 송신기 동작 알고리즘은 RE 그룹 내의 RE들이 공용 프리코더를 이용하는 스테이지 1과 각 RE의 MIMO 채널 특성을 반영하는 스테이지 2를 거쳐, 종래의 기술적 문제점을 해결할 수 있다.

3. 장치 구성

도 23은 본 발명의 일 실시 예와 관련된 단말 및 기지국의 구성을 도시한 블록도이다.

도 23에서 단말(100) 및 기지국(200)은 각각 무선 주파수(RF) 유닛 (110, 210), 프로세서(120, 220) 및 메모리(130, 230)를 포함할 수 있다. 도 23에서는 단말(100)과 기지국(200) 간의 1:1 통신 환경을 도시하였으나, 다수의 단말과 기지국(200) 간에도 통신 환경이 구축될 수 있다. 또한, 도 23에 도시된 기지국(200)은 매크로 셀 기지국과 스몰 셀 기지국에 모두 적용될 수 있다.

각 RF 유닛(110, 210)은 각각 송신부(112, 212) 및 수신부(114, 214)를 포함할 수 있다. 단말(100)의 송신부(112) 및 수신부(114)는 기지국(200) 및 다른 단말들과 신호를 송신 및 수신하도록 구성되며, 프로세서(120)는 송신부(112) 및 수신부(114)와 기능적으로 연결되어 송신부(112) 및 수신부(114)가 다른 기기들과 신호를 송수신하는 과정을 제어하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(120)는 전송할 신호에 대한 각종 처리를 수행한 후 송신부(112)로 전송하며, 수신부(114)가 수신한 신호에 대한 처리를 수행한다.

필요한 경우 프로세서(120)는 교환된 메시지에 포함된 정보를 메모리(130)에 저장할 수 있다. 이와 같은 구조를 가지고 단말(100)은 이상에서 설명한 본 발명의 다양한 실시 형태의 방법을 수행할 수 있다.

기지국(200)의 송신부(212) 및 수신부(214)는 다른 기지국 및 단말들과 신호를 송신 및 수신하도록 구성되며, 프로세서(220)는 송신부(212) 및 수신부(214)와 기능적으로 연결되어 송신부(212) 및 수신부(214)가 다른 기기들과 신호를 송수신하는 과정을 제어하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(220)는 전송할 신호에 대한 각종 처리를 수행한 후 송신부(212)로 전송하며 수신부(214)가 수신한 신호에 대한 처리를 수행할 수 있다. 필요한 경우 프로세서(220)는 교환된 메시지에 포함된 정보를 메모리(230)에 저장할 수 있다. 이와 같은 구조를 가지고 기지국(200)은 앞서 설명한 다양한 실시 형태의 방법을 수행할 수 있다.

단말(100) 및 기지국(200) 각각의 프로세서(120, 220)는 각각 단말(100) 및 기지국(200)에서의 동작을 지시(예를 들어, 제어, 조정, 관리 등)한다. 각각의 프로세서들(120, 220)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리(130, 230)들과 연결될 수 있다. 메모리(130, 230)는 프로세서(120, 220)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일(general files)들을 저장한다.

본 발명의 프로세서(120, 220)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편, 프로세서(120, 220)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시 예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(120, 220)에 구비될 수 있다.

한편, 상술한 방법은, 컴퓨터에서 실행될 수 있는 프로그램으로 작성 가능하고, 컴퓨터 판독 가능 매체를 이용하여 상기 프로그램을 동작시키는 범용 디지털 컴퓨터에서 구현될 수 있다. 또한, 상술한 방법에서 사용된 데이터의 구조는 컴퓨터 판독 가능 매체에 여러 수단을 통하여 기록될 수 있다. 본 발명의 다양한 방법들을 수행하기 위한 실행 가능한 컴퓨터 코드를 포함하는 저장 디바이스를 설명하기 위해 사용될 수 있는 프로그램 저장 디바이스들은, 반송파(carrier waves)나 신호들과 같이 일시적인 대상들은 포함하는 것으로 이해되지는 않아야 한다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 마그네틱 저장매체(예를 들면, 롬, 플로피 디스크, 하드 디스크 등), 광학적 판독 매체(예를 들면, 시디롬, DVD 등)와 같은 저장 매체를 포함한다.

본원 발명의 실시 예 들과 관련된 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 상기 기재의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로, 개시된 방법들은 한정적인 관점이 아닌 설명적 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 발명의 상세한 설명이 아닌 특허청구 범위에 나타나며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

Claims (16)

1. 복수의 안테나를 포함하는 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 송신기가 전송 신호를 생성하는 방법에 있어서,
   복수의 리소스 엘리먼트(resource element, RE)를 포함하는 RE 그룹 내에서 기준 RE를 선택하는 단계;
   상기 기준 RE의 채널 정보에 기초하여, 상기 RE 그룹 내의 상기 복수의 RE들이 공유할 공용 프리코더를 생성하는 단계;
   상기 복수의 RE 각각에 대한 전송 데이터들에 상기 공용 프리코더를 적용함으로써, 상기 복수의 RE 각각에 대한 프리코딩 신호인 1차 신호들을 생성하는 단계; 및
   상기 복수의 RE 중 상기 기준 RE를 제외한 RE들의 1차 신호들을 각 RE들의 채널 정보를 이용하여 보상함으로써, 2차 신호들을 생성하는 단계를 포함하는, 전송 신호 생성 방법.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 방법은
   상기 기준 RE에 대한 1차 신호 및 상기 복수의 RE 중 상기 기준 RE를 제외한 RE들에 대한 2차 신호들을 변환하여 전송 신호인 3차 신호들을 생성하는 단계를 더 포함하는, 전송 신호 생성 방법.
3. 제 2 항에 있어서,
   상기 3차 신호들은 상기 복수의 RE 각각의 채널 정보를 반영하는 함수

   

   에 기초하여 생성되고,
   상기 함수에서 H_n은 자원 블록 내 n 번째 RE의 MIMO 채널을 의미하고,

   

   은 상기 기준 RE의 1차 신호 (n=1인 경우) 또는 상기 기준 RE를 제외한 RE들의 2차 신호 (n=2, 3, ..., N) 를 의미하고, N 은 상기 RE 그룹 내의 RE의 개수를 의미하는 것인, 전송 신호 생성 방법.
4. 제 1 항에 있어서,
   상기 공용 프리코더는 ZF(Zero Forcing) 프리코딩 행렬, 규칙화된 ZF(regularized ZF) 프리코딩 행렬 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 프리코딩 행렬의 일부인 것인, 전송 신호 생성 방법.
5. 제 1 항에 있어서,
   상기 2차 신호는 상기 각 RE들의 채널 정보와 CG(conjugate gradient), Newton method 또는 steepest descent method 알고리즘을 통해 상기 1차 신호를 보상함으로써 생성되는 것인, 전송 신호 생성 방법.
6. 제 5 항에 있어서,
   상기 2차 신호는 상기 공용 프리코더 대신에 상기 각 RE들의 채널 정보를 이용하여 계산했을 때의 결과와 상기 1차 신호와의 오차가 임계값 미만이 될 때까지 상기 보상 과정을 반복 수행함으로써 생성되며,
   상기 보상 과정을 반복 수행하는 최대 횟수는 MIMO 채널 환경 또는 사용자 입력에 따라 결정되는 것인, 전송 신호 생성 방법.
7. 제 6 항에 있어서,
   상기 보상 과정이 반복 수행되는 횟수는 상기 기준 RE를 제외한 RE들 각각에 대하여 다르게 설정되며,
   상기 반복 수행되는 횟수는 상기 기준 RE를 제외한 RE들의 상기 기준 RE와의 상관관계에 반비례하는 것인, 전송 신호 생성 방법.
8. 제 1 항에 있어서,
   상기 공용 프리코더를 생성하는 단계는 상기 기준 RE의 채널 정보와 상기 RE 그룹 내의 다른 RE들의 채널 정보를 함께 고려하여 상기 공용 프리코더를 생성하고,
   상기 2차 신호들을 생성하는 단계는 상기 기준 RE를 제외한 RE들의 1차 신호들과 상기 기준 RE의 1차 신호를 각각 고유의 채널들을 바탕으로 보상하여 상기 2차 신호들을 생성하는 것인, 전송 신호 생성 방법.
9. 복수의 안테나를 포함하고 상기 복수의 안테나를 통해 송신할 전송 신호를 생성하는 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 송신기에 있어서,
   송신부;
   수신부; 및
   상기 송신부 및 상기 수신부와 연결되어 전송 신호를 생성하는 프로세서를 포함하고,
   상기 프로세서는
   복수의 리소스 엘리먼트(resource element, RE)를 포함하는 RE 그룹 내에서 기준 RE를 선택하고,
   상기 기준 RE의 채널 정보에 기초하여, 상기 RE 그룹 내의 상기 복수의 RE들이 공유할 공용 프리코더를 생성하고,
   상기 복수의 RE 각각에 대한 전송 데이터들에 상기 공용 프리코더를 적용함으로써, 상기 복수의 RE 각각에 대한 프리코딩 신호인 1차 신호들을 생성하고,
   상기 복수의 RE 중 상기 기준 RE를 제외한 RE들의 1차 신호들을 각 RE들의 채널 정보를 이용하여 보상함으로써, 2차 신호들을 생성하는 것인, 송신기.
10. 제 9 항에 있어서,
    상기 프로세서는
    상기 기준 RE에 대한 1차 신호 및 상기 복수의 RE 중 상기 기준 RE를 제외한 RE들에 대한 2차 신호들을 변환하여 전송 신호인 3차 신호들을 생성하는 것인, 송신기.
11. 제 10 항에 있어서,
    상기 3차 신호들은 상기 복수의 RE 각각의 채널 정보를 반영하는 함수

    

    에 기초하여 생성되고,
    상기 함수에서 H_n은 자원 블록 내 n 번째 RE의 MIMO 채널을 의미하고,

    

    은 상기 기준 RE의 1차 신호 (n=1인 경우) 또는 상기 기준 RE를 제외한 RE들의 2차 신호 (n=2, 3, ..., N) 를 의미하고, N 은 상기 RE 그룹 내의 RE의 개수를 의미하는 것인, 송신기.
12. 제 9 항에 있어서,
    상기 공용 프리코더는 ZF(Zero Forcing) 프리코딩 행렬, 규칙화된 ZF(regularized ZF) 프리코딩 행렬 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 프리코딩 행렬의 일부인 것인, 송신기.
13. 제 9 항에 있어서,
    상기 2차 신호는 상기 각 RE들의 채널 정보와 CG(conjugate gradient), Newton method 또는 steepest descent method 알고리즘을 통해 상기 1차 신호를 보상함으로써 생성되는 것인, 송신기.
14. 제 13 항에 있어서,
    상기 2차 신호는 상기 공용 프리코더 대신에 상기 각 RE들의 채널 정보를 이용하여 계산했을 때의 결과와 상기 1차 신호와의 오차가 임계값 미만이 될 때까지 상기 보상 과정을 반복 수행함으로써 생성되며,
    상기 보상 과정을 반복 수행하는 최대 횟수는 MIMO 채널 환경 또는 사용자 입력에 따라 결정되는 것인, 송신기.
15. 제 14 항에 있어서,
    상기 보상 과정이 반복 수행되는 횟수는 상기 기준 RE를 제외한 RE들 각각에 대하여 다르게 설정되며,
    상기 반복 수행되는 횟수는 상기 기준 RE를 제외한 RE들의 상기 기준 RE와의 상관관계에 반비례하는 것인, 송신기.
16. 제 9 항에 있어서,
    상기 프로세서는
    상기 기준 RE의 채널 정보와 상기 RE 그룹 내의 다른 RE들의 채널 정보를 함께 고려하여 상기 공용 프리코더를 생성하고,
    상기 기준 RE를 제외한 RE들의 1차 신호들과 상기 기준 RE의 1차 신호를 각각 고유의 채널들을 바탕으로 보상하여 상기 2차 신호들을 생성하는 것인, 송신기.

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