KR20120018333A

KR20120018333A - 무선 다중-모드 애플리케이션들을 위한 송신 아키텍처

Info

Publication number: KR20120018333A
Application number: KR1020117027602A
Authority: KR
Inventors: 그레고리 우에하라; 차오 양; 루오신 지앙; 베르나르디니스 페르난도 드; 알레산드로 벤카; 리날도 카스텔로; 마크 레록스; 브라이언 브런
Original assignee: 마벨 월드 트레이드 리미티드
Priority date: 2009-05-19
Filing date: 2010-05-19
Publication date: 2012-03-02
Also published as: TWI551063B; TW201531040A; US20100295599A1; WO2010135397A1; EP2433366B1; CN102428652B; EP2433366A4; CN104734729A; CN104734729B; US9258018B2; CN102428652A; US8868015B2; TW201136192A; TWI488447B; EP2433366A1; KR101699913B1; US20150038095A1

Abstract

일 실시예에서, 장치는 기저대역 신호를 무선 주파수(RF) 신호로 상향 변환하도록 구성된 상향 변환 유닛을 포함한다. 복수의 무선 대역들에 대한 복수의 발룬들(baluns)이 제공된다. 멀티플렉싱 회로가 복수의 발룬들에 결합되고, 상향 변환 유닛은 멀티플렉싱 회로를 통해 각각의 발룬에 결합된다. 멀티플렉싱 회로는 이용중인 무선 대역에 기초하여 무선 주파수 신호를 상향 변환 유닛에서 복수의 발룬들 중 하나로 멀티플렉싱하도록 구성된다.

Description

무선 다중-모드 애플리케이션들을 위한 송신 아키텍처{TRANSMIT ARCHITECTURE FOR WIRELESS MULTI-MODE APPLICATIONS}

관련 출원들에 대한 상호 참조

본 개시내용은 2009년 5월 19일 출원된 "Transmit Architecture for Cellular Multi-Mode Applications"에 대한 미국 가출원 제61/179,593호, 2009년 5월 19일 출원된 "Transmit Upconversion Circuitry for Cellular Multi-Mode Applications"에 대한 미국 가출원 제61/179,596호, 및 2009년 5월 26일에 출원된 "Transmit Upconversion Circuitry for Cellular Multi-Mode Applications"에 대한 미국 가출원 제61/181,219호에 대한 우선권을 주장하고, 이들의 내용들은 참조를 위해 본 명세서에 전부 포함된다.

특정 실시예들은 일반적으로 무선 송신기들에 관한 것이다.

본 명세서에 달리 표시되지 않으면, 이 섹션에 기술된 방법들은 본 출원의 특허청구범위에 대한 종래 기술이 아니고, 이 섹션의 포함에 의해 종래 기술인 것으로 인정되지 않는다.

도 1은 통상적인 송신기(100)를 도시한다. 차동 동상(I) 및 직교(Q) 신호들은 개별 채널들을 통해 처리될 수 있다. 예를 들면, I 및 Q 신호들은 신호들을 증폭하는 디지털 프로그래밍 가능한 이득 증폭기(DPGA : digital programmable gain amplifier)들(102a/102b)에 입력된다. 디지털-아날로그 변환기(DAC : digital-to-analog converter)들(104a/104b)은 디지털 I 및 Q 신호들을 아날로그로 변환한다. I 및 Q 신호들은 그 후에 저역 통과 필터(LPF : low pass filter)들(106a/106b)에 입력되고, 저역 통과 필터들은 구성요소 잡음, 양자화 잡음의 감쇠를 제공하고 또한 이득을 제공한다.

상향 변환기(upconverter)들(108a/108b)은 저역 통과 필터들(LPF들)(106a/106b)로부터 I 및 Q 신호들을 수신한다. 또한, 합성기(110)는 국부 발진기(LO : local oscillator) 신호를 생성한다. 주파수 분할기/LO 생성기(112)는 그 후에 LO 신호에 대한 I 버전(version)(LO I) 및 LO 신호에 대한 Q 버전(LO Q)을 생성한다. LO I 신호는 상향 변환기(108a)에 송신되고, LO Q 신호는 상향 변환기(108b)에 송신된다. 상향 변환기들(108a 및 108b)은 I 및 Q 신호들(기저대역에서의)을 차동 무선 주파수(RF : radio frequency) 신호들로 상향 변환한다. 상향 변환기(108a) 및 상향 변환기(108b)로부터 출력된 차동 RF 신호들은 전류 합산 회로(114)를 통해 합산되고 발룬(balun)(116)을 통해 싱글-엔드형 출력(single-ended output)으로 변환된다.

발룬(116)은 RF 신호를 전력 증폭기(PA : power amplifier) 버퍼들(118)(또는 프리-전력 증폭기(pre-power amplifier)들)에 출력한다. 각각의 PA 버퍼(118)는 제 2 세대(2G) 하이 대역(HB : high band), 2G 로우 대역(LB : low band), 제 3 세대(3G) HB, 3G HB/LB, 및 3G LB와 같은 무선 대역을 위해 이용될 수 있다. PA 버퍼들(118)은 집적된 칩(IC)에서 떨어져 있는 외부 전력 증폭기들을 구동하기 위해 이용된다. 무선 애플리케이션들에 의해 요구되는 필터링 및 선형성은 흔히 저역 통과 필터들(106)에 의해 충분하게 제공되지 않는다.

도 2a는 통상적인 차동 PA 버퍼(118)를 도시한다. 상향 변환기들(108a/108b)은 Gm 트랜지스터 쌍들(202a/202b) 및 혼합기들(204a/204b)을 각각 포함한다. 기저대역 I 및 Q 신호들은 Gm 트랜지스터 쌍들(202a 및 202b)에서 각각 수신된다. Gm 트랜지스터 쌍들(202a/202b)은 전압을 전류로 변환한다.

혼합기(204a) 및 혼합기(204b)는 LO I 및 LO Q 신호들을 각각 수신하고, I 및 Q 신호들을 차동 RF 신호들로 상향 변환한다. 차동 RF 신호들은 캐스코드 트랜지스터 쌍(cascode transistor pair)(206)에서 조합된다. 조합된 RF 신호들은 그 후에 AC 결합 커패시터들(208a 및 208b)을 통해 PA 버퍼(118)에 결합된 교류(AC)이다. 예를 들면, PA 버퍼(118)는 트랜지스터들(210) 및 트랜지스터들(211a 및 211b)의 차동 쌍을 포함한다. PA 버퍼(118)는 신호를 버퍼링하고, 발룬(116)에 차동 신호를 출력한다. 발룬(116)은 그 후에 RF 신호를 Pout에서 전력 증폭기에 출력한다.

도 2b는 통상적인 싱글-엔드형 PA 버퍼(118)를 도시한다. Gm 트랜지스터 쌍들(202a/202b), 혼합기들(204a/204b) 및 캐스코드 트랜지스터 쌍(206)은 도 2a에 대해 기술된 것과 유사하게 동작한다. 캐스코드 트랜지스터 쌍(206)으로부터의 차동 RF 신호는 발룬(116)에 출력된다. 발룬(116)의 싱글 엔드형 출력은 그 후에 AC 결합 커패시터(208)를 통해 PA 버퍼(118)에 AC 결합된다. PA 버퍼(118)는 신호를 버퍼링하는 제 1 트랜지스터(212a) 및 제 2 트랜지스터(212b)를 포함한다. 싱글-엔드형 출력은 그 후에 전력 증폭기에 출력된다.

도 2a 및 도 2b에서의 두 예들에서, PA 버퍼들(118)은 신호의 선형성에 영향을 미치는 잡음 및 왜곡을 추가한다.

일 실시예에서, 멀티플렉싱 회로는 복수 세트들의 트랜지스터들을 포함하고, 각각의 세트는 복수의 발룬들에서 하나의 발룬과 연관된다.

일 실시예에서, 장치는 복수의 상향 변환 유닛들을 포함하고, 복수의 상향 변환 유닛들의 각각은 복수 세트들의 트랜지스터들에 결합된다.

다른 실시예에서, 장치는, 신호를 필터링하도록 구성된 필터의 극 쌍으로서, 제 1 극 쌍은 제 1 극 및 제 2 극을 포함하는, 상기 극 쌍; 신호를 버퍼링하도록 구성된 미러 버퍼; 및 미러 버퍼에 결합되고 미러 버퍼에 의해 버퍼링된 신호를 필터링하도록 구성된 필터의 제 3 극을 포함한다.

일 실시예에서, 필터의 제 3 극은, 제 1 저항기; 제 2 저항기; 커패시터; 및 제 1 저항기 또는 제 2 저항기 중 하나를 선택하도록 구성된 스위치 회로를 포함한다.

일 실시예에서, 스위치 회로는, 제 1 스위치에 결합된 제 1 트랜지스터; 제 2 스위치에 결합된 제 2 트랜지스터를 포함하고, 제 1 스위치가 닫힐 때, 제 2 스위치는 제 1 저항기에 극 쌍을 결합하는 제 1 신호 경로를 벗어나고, 제 2 스위치가 닫힐 때, 제 1 스위치는 제 2 저항기에 극 쌍을 결합하는 제 2 신호 경로를 벗어난다.

다른 실시예에서, 방법은, 기저대역 신호를 무선 주파수(RF) 신호로 상향 변환하는 단계; 다중 모드 송신기에 대해 복수의 무선 대역들 중 하나의 무선 대역을 결정하는 단계; 및 이용중인 무선 대역에 기초하여 RF 신호를 복수의 발룬들 중 하나로 멀티플렉싱하는 단계를 포함한다.

다음의 상세한 기술 및 첨부 도면들은 본 발명의 특징 및 이점들의 더욱 양호한 이해를 제공한다.

도 1은 통상적인 송신기를 도시한 도면.
도 2a는 통상적인 차동 PA 버퍼를 도시한 도면.
도 2b는 통상적인 싱글-엔드형 PA 버퍼를 도시한 도면.
도 3은 일 실시예에 따른 송신기의 예를 도시한 도면.
도 4a는 일 실시예에 따른 싱글-엔드형 출력의 예를 도시한 도면.
도 4b는 일 실시예에 따른 차동 출력의 예를 도시한 도면.
도 4c는 일 실시예에 따른 다중 무선 대역들을 구동하기 위한 송신기의 다른 예를 도시한 도면.
도 5는 일 실시예에 따라 감소된 전력을 제공하기 위한 송신기의 예를 도시한 도면.
도 6은 일 실시예에 따라 멀티플렉싱을 제공하기 위한 송신기의 예를 도시한 도면.
도 7은 일 실시예에 따라 다중 무선 대역들을 도시한 도 6의 송신기의 예를 도시한 도면.
도 8a는 일 실시예에 따른 필터를 보여주는 송신기의 예를 도시한 도면.
도 8b는 일 실시예에 따른 필터의 예를 도시한 도면.
도 8c는 일 실시예에 따른 필터들 및 저역 통과 필터들의 예를 도시한 도면.
도 9는 일 실시예에 따른 필터의 더욱 상세한 예를 도시한 도면.
도 10은 일 실시예에 따른 2G 무선 대역을 위한 송신기의 예를 도시한 도면.
도 11은 일 실시예에 따라 신호를 송신하는 방법을 도시한 도면.

본 명세서에 기술된 것은 무선 송신기에 대한 기술들이다. 다음의 기술에서, 설명할 목적으로, 본 발명의 실시예들의 전반적인 이해를 제공하기 위해 수많은 예들 및 특정 세부사항들이 기재되어 있다. 특허청구범위에 의해 규정된 바와 같은 특정 실시예들은 이들 예들의 특징들의 일부 또는 전부를 단독으로 또는 하기에 기술된 다른 특징들과 조합하여 포함할 수 있고, 본 명세서에 기술된 특징들 및 개념들의 수정들 및 등가물들을 더 포함할 수 있다.

도 3은 일 실시예에 따른 송신기(300)의 예를 도시한다. 차동 동상(I) 및 직교(Q) 신호들은 개별 채널들을 통해 처리될 수 있다. I 및 Q 채널들은 함께 기술되지만 도 3에 도시된 바와 같은 경로들을 따를 것이다. 예를 들면, I 및 Q 신호들은 디지털 프로그래밍 가능한 이득 증폭기들(DPGA들) (302a/302b)에서 증폭된다. 디지털-아날로그 변환기들(DAC들)(304a/304b)은 디지털 I 및 Q 신호들을 아날로그로 변환한다. 아날로그 I 및 Q 신호들은 그 후에 저역 통과 필터들(LPF들)(306a/306b)에 입력된다. 새로운 필터링 방법들은 하기에 더욱 상세히 기술될 것이다.

미러 버퍼들(308a/308b)은 저역 통과 필터들(LPF들)(306a/306b)로부터 I 및 Q 신호들을 수신하고 상향 변환기(309)에 전압을 미러링한다. 상향 변환기들(309)은 상향 변환 유닛들(310)을 포함하고, 이것은 기저대역 Gm 트랜지스터 쌍들(312a/312b) 및 혼합기들(314a/314b)을 포함한다. 기저대역 Gm 트랜지스터 쌍들(312a/312b)은 기저대역 I 신호 및 기저대역 Q 신호를 각각 수신하고, LPF들(306a/306b)로부터 전류를 미러링한다. 예를 들면, 기저대역 Gm 트랜지스터 쌍들(312a/312b)은 미러 버퍼들(308a/308b)로부터의 전압을 전류로 변환한다. 또한, 합성기(316)는 국부 발진기(LO) 신호를 생성한다. 주파수 분할기/LO 생성기(318)는 그 후에 LO 신호에 대한 I 버전(LO I) 및 LO 신호에 대한 Q 버전(LO Q)을 생성한다. LO I 및 LO Q 신호들은 차동(differential)일 수 있다. 혼합기들(314a 및 314b)은 기저대역 I 및 Q 신호들을 차동 무선 주파수(RF) 신호들로 상향 변환하기 위해 LO I 신호 및 LO Q 신호를 이용한다.

멀티플렉싱 회로(320)는 RF 신호를 발룬들(324)에 멀티플렉싱하기 위해 제공된다. 캐스코드 멀티플렉서들은 RF 신호를 멀티플렉싱하기 위해 이용될 수 있다. 일 실시예에서, 캐스코드 멀티플렉서들은 혼합기들(314a 및 314b)로부터의 전류를 합산하는 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)을 이용하여 구현될 수 있다. 예를 들면, 혼합기들(304a 및 304b)로부터의 무선 주파수 신호들은 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)에 의해 차동 무선 주파수 신호로 조합된다.

송신기(300)는 다중 모드일 수 있고 다중 무선 대역들을 이용하여 신호들을 송신할 수 있다. 무선 대역들은 상이한 무선 표준들에 대응하고 상이한 주파수들에서 RF 신호들을 송신한다. 발룬들(324)은 제 2 세대(2G) 하이 대역(HB), 2G 로우 대역(LB), 제 3 세대(3G) HB, 3G HB/LB, 및 3G LB와 같은 상이한 무선 대역들을 위해 제공된다. 발룬(324)은 어떤 무선 대역이 이용되는지에 기초하여 선택된다. 이 실시예에서, 발룬들(324)은 집적 회로(IC)에서 떨어진 전력 증폭기에 싱글-엔드형 출력을 송신하지만, 상이한 출력들이 제공될 수 있다. 또한, 발룬들(324)은 칩에서 떨어져 있거나 PA의 패키지 내에 있을 수 있다.

따라서, 송신기(300)는 PA 버퍼를 포함하지 않는 다이렉트 업 앤 아웃(direct up and out) 방식을 제공한다. 즉, 발룬(324)은 PA 버퍼를 통하지 않고 칩 밖으로 RF 신호를 직접 출력한다. 따라서, PA 버퍼로부터 아무런 부가의 잡음 및 왜곡이 추가되지 않는다.

송신기(300)에 대한 동일한 아키텍처는 다중 무선 대역들을 구동하기 위해 이용될 수 있다. 예를 들면, 어떤 대역들은 차동 출력들을 요구할 수 있고, 어떤 대역들은 싱글-엔드형 출력들(균형 또는 불균형 출력들)을 요구할 수 있다. 일 실시예에서, 싱글-엔드형 출력은 패키지 변경과 함께 다수의 차동 출력들로 변환될 수 있다. 즉, 싱글-엔드형 출력은 제 2 신호를 출력하기 위해 발룬(324)의 단자로부터의 접지를 변경함으로써 변환될 수 있다. 이것은 발룬(324)의 2개의 단자들로부터 차동 신호들을 출력한다. 따라서, 균형 또는 불균형 출력들을 구동하도록 동일한 아키텍처가 구성될 수 있다.

도 4a는 일 실시예에 따른 싱글 엔드형 출력의 예를 도시한다. 싱글 엔드형 출력은 무선 대역을 위해 단 하나의 발룬(324)만을 보여줌으로써 간략화된다. 다른 무선 대역들에 대한 유사한 구조들이 제공될 수 있다. 도시된 바와 같이, 발룬(324)은 제 1 단자 P로부터 싱글 엔드형 출력(Pout)을 출력한다. 제 2 단자 G는 접지(VSS)에 결합된다.

입력 전압 VDD는 대략 1.8 볼트(volt)일 수 있다. 최대 출력 전력(Pout)은 다음과 같이 트랜지스터들을 바이어싱함으로써 충족될 수 있으며, 기저대역 Gm 트랜지스터 쌍들(312a/312b)은 포화(saturation)에서 바이어싱되고, 혼합기들(314a/314b)에서 구현된 트랜지스터들은 트라이오드(triode) 영역에서 바이어싱되고, 캐스코드 트랜지스터 쌍(322)은 포화에서 바이어싱된다. 3G 무선 대역은 1.8 볼트의 공급을 갖는 +6dBm (50 옴 부하)의 Pout를 요구할 수 있다. 이들 요건들은 상기 바이어싱 방법을 이용하여 -38dBc 인접한 채널 누설비(ACLR : adjacent channel leakage ratio)보다 양호하게 충족된다. 통상적으로, 혼합기들(314a/314b)에서의 트랜지스터들은 포화에서 바이어싱된다. 그러나, 이것은 캐스코드 트랜지스터 쌍(322)을 조사하여 임피던스 변경을 유발하며, 임피던스 변경은 신호의 선형성에 영향을 미친다. 트라이오드 영역에서 혼합기 트랜지스터들을 바이어싱함으로써, 임피던스 변경이 최소화되고 선형성이 최소로 영향을 받는다.

도 4b는 일 실시예에 따른 차동 출력의 예를 도시한다. 도시된 바와 같이, 발룬(324)은 제 1 단자 P1 및 제 2 단자 P2에서 차동 출력을 제공한다. 단자 P2를 접지에 결합하는 대신, 단자 P2는 단자 P1로부터 출력된 신호의 상보적인 신호가 될 수 있는 신호를 출력한다. 차동 출력은 칩에서 떨어져 있는 다중-모드 전력 증폭기(410)를 구동하기 위해 이용된다. 상술된 바와 같이, 차동 신호는 발룬(324)에서 전력 증폭기(410)로 송신될 때 PA 버퍼를 통과하지 않는다.

도 4c는 일 실시예에 따라 다중 무선 대역들을 구동하기 위한 송신기(300)의 다른 예를 도시한다. 제 1 발룬(324a)은 하이대역(highband) 무선 대역에 대한 차동 출력 신호 Pout_HB를 제공하고, 제 2 발룬(324b)은 로우대역(lowband) 무선 대역에 대한 차동 출력 신호 Pout_LB를 제공한다. 다중-모드/다중-대역 전력 증폭기(PA)(410)는 신호들 Pout_HB 및 Pout_LB를 수신한다.

일 실시예에서, 송신기(300)에 의해 이용되는 전력은 감소될 수 있다. 도 5는 일 실시예에 따라 감소된 전력을 제공하기 위한 송신기(300)의 예를 도시한다. 도시된 바와 같이, 복수의 상향 변환기들(309)은 병렬로 제공된다. 각각의 상향 변환기(309)는 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)에 의해 표현된 상향 변환 유닛(310) 및 멀티플렉싱 회로(320)를 포함한다.

하나 이상의 전력 증폭기들에 신호를 출력할 수 있는 N개의 무선 대역들이 제공된다. 예를 들면, N개의 PA들은 N개의 무선 대역들을 위해 제공될 수 있다. N개의 무선 대역들에 대해 도시되지 않았지만, 발룬(324)은 각각의 무선 대역에 대해 제공되고, 그 무선 대역에 대해 RF 신호를 전력 증폭기에 제공한다. 각각의 상향 변환기(309)는 각각의 무선 대역에 대해 발룬(324)에 결합된다. 예를 들면, 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)은 각각의 발룬(324)에 병렬로 결합된다.

전력을 감소시키기 위해, 상향 변환기들(309)이 턴 오프될 수 있다. 예를 들면, 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)은 이들을 턴 오프하기 위한 전압으로 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)의 게이트들을 바이어싱함으로써 턴 오프될 수 있다. 이것은 또한, 이들이 턴 오프될 때 전류가 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)을 통해 흐르지 않기 때문에 송신기(300)에 의해 이용되는 전류를 감소시킨다. 따라서, 전류 및 전력은 상향 변환기들(309)의 일부 비율을 턴 오프함으로써 감소될 수 있다. 예를 들면, 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)의 절반이 상향 변환기들(309)의 절반에 대해 턴 오프되는 경우, 전력 및 전류는 절반만큼 감소될 수 있다.

전력을 감소시킬 수 있는 것 외에도, 멀티플렉싱 회로(320)는 또한 상이한 무선 대역들에 상향 변환 유닛들(310)을 결합하기 위해 이용될 수 있다. 예를 들면, 도 6은 일 실시예에 따라 멀티플렉싱을 제공하기 위한 송신기(300)의 예를 도시한다. N개의 상향 변환 유닛들(310)이 제공된다. 예를 들면, 80개의 상향 변환 유닛들(310)이 제공될 수 있다. 상향 변환 유닛들(310)은 I 및 Q 신호들을 수신하고, I 및 Q 신호들을 RF 신호들로 상향 변환하고, 그 후에 RF 신호들을 멀티플렉싱 회로(320)에 출력한다. 도 6에 도시된 구현예는 단일 혼합기(314a)에 대해 도시된다. 유사한 회로가 혼합기(314b)에 대해 이용될 수 있고 도 6에 도시된 구현예와 조합될 수 있다.

멀티플렉싱 회로(320)는 송신기(300)에 의해 지원되는 무선 대역들에 상향 변환 유닛들(310)을 결합하도록 구성된다. 예를 들면, 상술된 바와 같이 7개의 무선 대역들이 지원될 수 있다. 각각의 무선 대역은 RF 신호를 전력 증폭기에 출력하기 위해 이용되는 발룬(324)을 포함한다. 도시된 바와 같이, 3G HB에 대한 대역 #1 및 3G HB에 대한 대역 #2가 제공된다. 이들 2개의 대역들이 도시되었지만, 다른 무선 대역들이 제공될 수 있다.

멀티플렉싱 회로(320)는 발룬들(324) 중에서 혼합기들(314)로부터 RF 신호를 멀티플렉싱하는 캐스코드 멀티플렉서들의 세트(set)들을 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)은 상향 변환 유닛(310)을 발룬들(324)에 결합하기 위해 이용된다. 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)이 기술되었지만, 다른 구현예들이 이용될 수 있다. 일 예에서, 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)의 세트들의 수는 N * X일 수 있고, 여기서 N은 상향 변환 유닛들의 수이고, X는 출력들의 수이다. 예를 들면, 7개의 출력들이 존재하는 경우, 80개의 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)의 7개의 세트들이 총 560개의 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)에 대해 제공된다. 따라서, 각각의 출력은 80개의 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)의 세트를 포함한다.

무선 대역이 선택될 때, 그 무선 대역과 연관된 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)의 세트가 턴 온되고, 다른 무선 대역들에 대한 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)은 턴 오프된다. 예를 들면, 대역 #1이 이용되는 경우, 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322a)의 게이트들에서의 바이어스 전압 Band1_ON은 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322a)이 턴 온되도록 바이어싱된다. 또한, 바이어스 전압 Band2_ON은 무선 대역 #2에 대한 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322b)의 세트가 턴 오프되도록 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322b)의 게이트들에서 바이어싱된다. 이것은 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322a)을 통해 발룬(324a)에 상향 변환 유닛들(310)을 결합한다. 또한, 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322b)이 오프되기 때문에, 상향 변환 유닛들(310)은 발룬(324b)에 결합되지 않는다. 반대로, 무선 대역 #2가 이용될 때, 바이어스 전압 Band2_ON은 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322b)이 턴 온되도록 바이어싱되는 반면, 바이어스 전압 Band1_ON은 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322a)이 턴 오프 되도록 바이어싱된다. 이것은 상향 변환 유닛들(310)을 발룬(324b)에 결합하고 발룬(324a)에 결합하지 않는다. 따라서, 멀티플렉싱은 상이한 세트들의 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)이 하나의 세트를 턴 온하고 다른 세트들을 턴 오프하도록 바이어싱함으로써 제공된다.

도 7은 일 실시예에 따라 다중 무선 대역들을 도시하는 도 6의 송신기(300)의 예를 도시한다. 예에서, I 채널 및 Q 채널에 대한 단일 상향 변환 유닛(310)이 도시된다. 다수의 상향 변환 유닛들(310)이 병렬로 접속될 수 있지만 도시되지는 않는다.

상향 변환 유닛(310)은 멀티플렉싱 회로(320)에 결합된다. 발룬(324)에 대한 세트에서의 모든 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)은 도시되지 않은 멀티플렉싱 회로(320)의 간략화된 도면이 제공된다. 간략화된 도면에서, 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)은 발룬들(324a 내지 324f)에 상향 변환 유닛(310)을 결합한다. 6개의 출력 발룬들(324) 각각은 전력 증폭기에 상이한 무선 대역에 대한 신호를 제공한다. 제 7 출력(도시되지 않음)은 오프셋 및 이득 교정을 위해 공급 전압 VDD 및 저항기들에 결합될 수 있다. 멀티플렉싱 회로(320)는 어떤 무선 대역이 선택되는지에 기초하여 상향 변환 유닛(310)에서 발룬(324)으로 RF 신호를 멀티플렉싱한다. 예를 들면, 무선 대역 3G HB가 선택되는 경우, 상향 변환 유닛(310)은 발룬(324d)에 대한 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322)을 통해 발룬(324d)에 결합된다.

I 및 Q 신호들의 필터링을 제공하기 위해, 미러 버퍼(308)와 상향 변환 유닛들(310) 사이에 필터가 삽입될 수 있다. 도 8a는 일 실시예에 따른 필터들(802a/802b)을 보여주는 송신기(300)의 예를 도시한다. 필터들(802a 및 802b)은 미러 버퍼들(308a/308b)과 상향 변환 유닛(310) 사이에 제공된다. 필터들(802a/802b)은 저항기들(812a/802b) 및 커패시터들(814a/814b)을 각각 포함한다. 도 8은 하나의 상향 변환 유닛(310)의 간략화된 도면이다. 그러나, 다른 상향 변환 유닛들이 병렬로 제공될 수 있다.

필터들(802a/802b)은 저역 통과 필터(306)와 또한 미러 버퍼(308)로부터의 잡음의 필터링을 제공한다. 예를 들면, I 채널에 대한 신호들 Vg1p 및 Vg1n은 필터(802a)에 의해 필터링되고, Q 채널에 대한 신호들 Vg2p 및 Vg2n의 필터링은 필터(802b)를 통해 필터링된다. I 및 Q 신호들 모두에 대해, 저역 통과 필터들(306a/306b)의 출력들이 저항기들(806a/806b)(RGm)을 이용하여 전류로 변환된다. 저항기들(806a/806b)은 트랜지스터들(810a/810b)의 드레인들로부터 각각 음의 피드백(negative feedback)으로 인해 가상 접지에 있고, 저역 통과 필터들(306a/306b)의 출력으로부터의 전압을 전류로 변환한다.

전류는 차동 op 앰프들(808a 및 808b)에 각각 입력된다. 트랜지스터들(810a 및 810b)은 op 앰프들(808a 및 808b)의 출력에 각각 결합되고, 저항기들(806a/806b)의 각각을 통해 흐르는 전류와 동일한 드레인 전류를 생성하는 전압에서, 신호들 Vg1p/Vg1n 및 Vg2p/Vg2n에 의해 각각 변조되는 게이트들을 가진다. 신호들 Vg1p 및 Vg1n 은 필터(802a)를 통과하고 난 후에 Gm 트랜지스터 쌍들(312a)의 게이트를 변조한다. 신호들 Vg2p 및 Vg2n 은 필터(802b)를 통과하고 난 후에 Gm 트랜지스터 쌍들(312b)의 게이트들을 변조한다. 이것은, Gm 트랜지스터 쌍들(312a/312b)의 드레인들에서 저역 통과 필터들(306a/306b)로부터의 출력 전압과 비례하는 AC 전류를 각각 생성한다.

필터들(802a/802b)은 도 8a에 도시된 것과 상이하게 구현될 수 있다. 예를 들면, 도 8b는 일 실시예에 따른 필터(802a)의 예를 도시한다. 필터(802b)는 유사하게 구현될 수 있다. 제 1 필터(1-802a)는 신호 Vg1p를 수신하기 위해 결합되고, 저항기(1-812a) 및 커패시터(1-814a)를 포함한다. 커패시터(1-814a)는 접지에 결합된다. 필터(1-802a)의 출력은 Gm 트랜지스터 쌍(312a)의 제 1 트랜지스터에 결합된다.

필터(2-802a)는 신호 Vg1n를 수신한다. 저항기(2-812a) 및 커패시터(2-814a)가 제공된다. 커패시터(2-814a)는 접지에 결합된다. 필터(2-802a)의 출력은 Gm 트랜지스터 쌍(312a)의 제 2 트랜지스터에 결합된다. 필터들(1-802a 및 2-802a)은 도 8a에 도시된 필터(802)를 대신하여 이용될 수 있다.

도 8a를 다시 참조하면, 필터들(802a/802b)은 저역 통과 필터(306)와 조합할 때 n차 필터의 일부일 수 있다. 예를 들면, 저역 통과 필터(306) 및 필터(802)는 제 3 또는 제 5 차 필터의 일부일 수 있다. 도 8c는 일 실시예에 따른 저역 통과 필터들(306a/306b) 및 필터들(802a/802b)의 예를 도시한다.

저역 통과 필터들(306a/306b)은 1 또는 2개의 복합 극 쌍(CPP : complex pole pair)들로서 구현될 수 있다. 도시된 바와 같이, 2개의 CPP들(854a/854b 및 856a/856b)이 이 예에서 제공된다. 필터의 극들은 필터의 전달 함수에 기초하여 결정될 수 있다. 일 실시예에서, 버터워스 필터(Butterworth filter)가 저역 통과 필터(306) 및 필터(802)를 이용하여 구현될 수 있지만, 다른 필터들이 이용될 수 있다.

CPP1들은 DAC들(304a/304b)에 의해 도입된 잡음의 필터링을 각각 제공한다. CPP2들도 또한 DAC들(304a/304b) 및 CPP1에 의해 도입된 잡음의 필터링을 제공한다. 필터들(802a/802b)은 CPP2와 또한 미러 버퍼들(308a/308b)에 의해 각각 도입된 잡음의 필터링을 제공한다.

필터들(802a/802b)은 제 5 차 응답 필터를 구현하는 제 5 차 필터의 제 5 극일 수 있거나, 제 3 차 응답 필터를 구현하는 제 3차 필터의 제 3 극이 될 수 있다. 필터들(802a/802b)은 Tx 극이라고 칭해질 수 있다. 제 3 또는 제 5 차 필터가 기술되지만, N 차 필터도 또한 이용될 수 있다. 필터들(802a/802b)이 CPP1 및 CPP2 와의 신호 경로에 각각 있기 때문에, 필터들(802a/802b)은 고차 필터에서의 실제 극이다. 일 실시예에서 Tx 극은, 선형성에 최소로 영향을 미치지만 잡음의 잡음 기여들의 중요한 필터링이 제공되도록 기저대역 스펙트럼의 대역 에지로부터 충분히 높이 떨어진 주파수에 배치된다. 예를 들면, 기저대역 신호가 2MHz에 있는 경우, Tx 극은 약 4MHz 또는 기저대역 신호의 주파수의 2배에 배치될 수 있다.

필터(802)는 프로그래밍 가능할 수 있다. 도 9는 일 실시예에 따른 필터(802a)의 더욱 상세한 예를 도시한다. 대칭 축에 의해 표시된 바와 같이 I 신호 처리 채널의 단 하나의 브랜치만 도시된다. I 채널 및 Q 채널의 다른 브랜치들은 유사하게 동작한다. 필터(802a)는 제 1 저항기(858a) 또는 제 2 저항기(858b)가 저역 통과 필터(306a)의 출력에 결합될 수 있도록 프로그래밍 가능하다. 부가의 저항기들(858)이 또한 이용될 수 있다.

필터(802a)는 프로그램 가능성을 제공하고 또한 왜곡을 제한한다. 예를 들면, 스위치 저항은 비선형성을 유발할 수 있다. 저항기(858b)가 선택될 때 저항기(858a)에 대한 스위치들이 신호 경로에 있지 않고, 저항기(858a)가 선택될 때 저항기(858b)에 대한 스위치들이 신호 경로에 있지 않기 때문에 왜곡이 제한된다.

저항기 R1이 Tx 극에 대해 요구될 때, 전압 S1은 하이(예를 들면, 1)이고, 전압 S1B는 로우이다(예를 들면, 0). 이것은 저항기(806a)를 통해 LPF 출력에 트랜지스터(M1)(861b)를 결합하여 트랜지스터 M1을 턴 온하는 스위치(sw1a)(860a)를 닫는다. 전압 S1B는 스위치(sw1b)(860b)를 개방한다. 또한, 스위치(sw1c)(860c)는 전압 S1이 높기 때문에 닫힌다. 이것은 트랜지스터(M1C)(861a)의 게이트에 전압 Vc1을 결합하고, 트랜지스터 M1C가 턴 온하도록 트랜지스터 M1C를 포화 영역에서 바이어싱(바이어싱은 또한 트라이오드 영역일 수도 있음)한다. 또한, 전압 S2가 로우(예를 들면, 0)가 된 다음 전압 S2b가 하이(예를 들면, 1)가 된다. 이것은 스위치(sw2a)(862a)를 개방하고, 스위치(sw2b)(862b)를 닫는다. 또한, S2는 로우가 되고 스위치(862c)는 개방된다. 이것은 트랜지스터(M2C)(866a)를 접지(VSS)에 결합하고 트랜지스터 M2C는 온(on)이 아니다.

상기한 것은 피드백 루프에 트랜지스터 M1 및 트랜지스터 M1C를 놓고, 루프 필터 저항기에 대해 저항기 R1을 선택한다. 스위치 sw1a의 스위치 비선형성은 피드백 루프에 있고, 피드백 루프는 스위치에 의해 유발된 임의의 비선형성을 보상한다. 또한, 스위치(862a)가 개방되기 때문에, 트랜지스터(866b)(M2)의 게이트는 플로팅(floating) 된다. 따라서, 저항기 R2는 회로를 벗어난다. 또한, 트랜지스터 M1에서 필터(802a)의 출력으로의 신호 경로는 어떠한 스위치들도 포함하지 않고, 따라서 매우 선형인 신호를 얻는다.

저항기(R2)(858b)가 선택될 때, 전압 S1은 로우이고, 전압 S1b는 하이이다. 이것은 트랜지스터 M1C의 게이트를 접지에 결합하고, 따라서 이것은 턴 온되지 않는다. 스위치(860a)는 또한 트랜지스터 M1이 저역 통과 필터 출력에 결합되지 않도록 개방된다.

전압 S2는 하이이고 전압 S2b는 로우이다. 이것은 스위치(862a)를 닫고 트랜지스터(M2)(866b)를 턴 온으로 바이어싱한다. 또한, 트랜지스터 M2C는 전압 Vc2에 결합되고, 턴 온하도록 바이어싱된다. 이것은 저항기 R2를 선택하는 신호 경로를 제공한다. 트랜지스터 M2에서 필터(802a)의 출력으로의 신호 경로는 스위치를 포함하지 않고 따라서 매우 선형인 신호를 얻는다. 따라서, 매우 선형인 프로그래밍 가능한 필터가 제공된다.

송신기(300)는 또한 2G 무선 대역을 지원하기 위해 이용될 수 있다. 도 10은 일 실시예에 따른 2G 무선 대역을 위한 송신기(300)의 예를 도시한다. 2G 대역은 I 채널만을 이용할 수 있다. 따라서, 송신기(300)의 동작은 Q 채널을 이용하지 않도록 변경될 수 있다. 직류(DC) 출력은 I 채널에서 DAC(304a)에 의해 출력된다. 제로(zero) 출력은 DAC(304b)로부터의 Q 채널에서의 출력이다. DAC들(304a 및 304b)은 DC 출력 및 제로 출력을 출력하도록 프로그래밍될 수 있다.

합성기(316)는 가우스 최소 편이 변조(GMSK: Gaussian minimum shift keying) 신호를 생성한다. GMSK 신호는 I 신호를 2G 무선 주파수 신호로 변환하기 위해 이용된다. 주파수 분할기/LO 생성기(318)는 LO I 및 LO Q 변조 신호들을 생성한다. I 채널에서의 I 신호는 혼합기(314a)에서 LO I 신호와 혼합된다. Q 채널은 제로 출력으로 디스에이블되었고 LO Q 신호가 그 후에 혼합기(314b)에 의해 출력된다. 그러나, 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322b)은 그들 게이트들을 VSS로 바이어싱함으로써 디스에이블된다. 따라서, 이 채널은 발룬(324)으로부터 떨어지거나 접속해제된다. 혼합기(314a)는 GMSK LO I 신호를 이용하여 I 신호를 RF 신호로 상향 변환한다. 캐스코드 트랜지스터 쌍들(322a)의 게이트들은 전압 Vc1로 바이어싱되어, 트랜지스터들을 턴 온하도록 트랜지스터들을 포화 영역에서 바이어싱한다. 따라서, 혼합기(314a)에 의한 RF 신호 출력은 발룬(324)에 송신된다.

따라서, 동일한 I 채널 및 Q 채널 경로는 2G 및 3G 무선 대역들을 위해 이용될 수 있다. 그러나, 도 10에 대해 논의된 바와 같이, 2G 대역은 I 채널에 적용된 DC 출력을 이용하고, Q 채널은 턴 오프된다. 3G와 같이, 두 채널들을 요구하는 무선 대역이 이용 중일 때, 두 채널들이 인에이블될 수 있다.

도 11은 일 실시예에 따라 신호를 송신하기 위한 방법을 도시한다. 단계(1102)에서, I 및 Q 신호들이 증폭된다. 단계(1104)에서, I 및 Q 신호들은 아날로그 I 및 Q 신호들로 변환된다. 단계(1106)에서, I 및 Q 신호들에 대해 필터링이 적용된다.

단계(1108)에서, I 및 Q 신호들은 RF 신호들로 상향 변환된다. 단계(1110)에서, 무선 대역을 위한 멀티플렉싱이 수행된다. 단계(1112)에서, RF 신호들은 전력 증폭기로의 출력을 위해 발룬(324)에 송신된다.

본 명세서의 기술 및 다음에 오는 특허청구범위 전반에 이용된 바와 같이, 부정관사는 문맥이 달리 분명하게 표기하지 않는 한, 복수의 관련들을 포함한다. 또한, 본 명세서의 기술 및 다음에 오는 특허청구범위 전반에 이용된 바와 같이, "에서(in)"의 의미는 문맥이 달리 분명하게 표기하지 않는 한, "에서" 및 "상에서(on)"를 포함한다.

상기 기술은 본 발명의 양태들이 구현될 수 있는 방법의 예들과 함께 본 발명의 다양한 실시예들을 예시한다. 상기 예들 및 실시예들은 온전히 실시예들인 것으로만 간주되어서는 안 되고, 다음의 특허청구범위에 의해 규정된 바와 같은 본 발명의 유연성 및 이점들을 예시하는 것으로 제시된다. 상기 개시내용 및 다음의 특허청구범위에 기초하여, 다른 배열들, 실시예들, 구현들 및 등가물들이 특허청구범위에 의해 규정된 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 활용될 수 있다.

Claims

기저대역 신호를 무선 주파수(RF) 신호로 상향 변환하도록 구성된 상향 변환 유닛;
복수의 무선 대역들에 대한 복수의 발룬(balun)들; 및
상기 복수의 발룬들에 결합된 멀티플렉싱 회로를 포함하고,
상기 상향 변환 유닛은 상기 멀티플렉싱 회로를 통해 각각의 발룬에 결합되고,
상기 멀티플렉싱 회로는 이용중인 무선 대역에 기초하여 상기 무선 주파수 신호를 상기 상향 변환 유닛에서 상기 복수의 발룬들 중 하나로 멀티플렉싱하도록 구성되는, 장치.
청구항 1에 있어서,
멀티플렉싱 회로는 복수 세트들의 트랜지스터들을 포함하고, 각각의 세트는 상기 복수의 발룬들 중 하나의 발룬과 연관되는, 장치.
청구항 2에 있어서,
복수의 상향 변환 유닛들을 더 포함하고, 상기 복수의 상향 변환 유닛들의 각각은 상기 복수 세트들의 트랜지스터들에 결합되는, 장치.
청구항 3에 있어서,
상기 멀티플렉싱 회로를 통해, 한 세트의 트랜지스터들은 상기 상향 변환 유닛으로부터의 무선 주파수 신호를 상기 복수의 발룬들 중 하나를 통해 송신하도록 상기 복수의 발룬들 중 하나에 결합되는, 장치.
청구항 4에 있어서,
상기 한 세트의 트랜지스터들은, 상기 한 세트의 트랜지스터들을 그 위에 있도록 바이어싱하고 다른 세트들의 트랜지스터들을 떨어지게 바이어싱함으로써 상기 복수의 발룬들 중 하나에 결합되는, 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 상향 변환 유닛은,
포화 영역에서 바이어싱된 Gm 트랜지스터; 및
트라이오드 영역(triode region)에서 바이어싱된 혼합기 트랜지스터를 포함하고,
상기 멀티플렉싱 회로는 상기 포화 영역에서 바이어싱된 멀티플렉싱 트랜지스터를 포함하는, 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 복수의 발룬들 중 상기 하나는 차동 출력 또는 싱글-엔드형 출력(single-ended output)을 포함하는, 장치.
청구항 1에 있어서,
필터; 및
미러 버퍼를 더 포함하고,
상기 필터의 극(pole)이 상기 미러 버퍼와 상기 상향 변환 유닛 사이에 결합되는, 장치.
청구항 8에 있어서,
상기 필터는 상기 미러 버퍼의 입력에 결합된 트랜지스터 극들의 쌍을 포함하는, 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 상향 변환 유닛은,
제 1 무선 주파수 신호를 생성하기 위해 제 1 국부 발진기 신호와 동상(I) 신호를 혼합하도록 구성된 제 1 혼합기; 및
제 2 무선 주파수 신호를 생성하기 위해 제 2 국부 발진기 신호와 직교(Q) 신호를 혼합하도록 구성된 제 2 혼합기를 포함하고,
상기 멀티플렉싱 회로는 상기 발룬들 중 상기 하나에 상기 제 1 혼합기를 결합하고 상기 발룬들 중 상기 하나에 상기 제 2 혼합기를 결합하지 않도록 구성되는, 장치.
신호를 필터링하도록 구성된 필터의 극 쌍으로서, 제 1 극 쌍은 제 1 극 및 제 2 극을 포함하는, 상기 극 쌍;
상기 신호를 버퍼링하도록 구성된 미러 버퍼; 및
상기 미러 버퍼에 결합되고 상기 미러 버퍼에 의해 버퍼링된 신호를 필터링하도록 구성된 상기 필터의 제 3 극을 포함하는, 장치.
청구항 11에 있어서,
상기 극 쌍은 제 1 극 쌍을 포함하고, 상기 장치는 상기 제 1 극 쌍에 결합된 제 4 및 제 5 트랜지스터 극들을 포함하는 제 2 극 쌍을 더 포함하는, 장치.
청구항 11에 있어서,
상기 필터의 상기 제 3 극은,
제 1 저항기;
제 2 저항기;
커패시터; 및
상기 제 1 저항기 또는 상기 제 2 저항기 중 하나를 선택하도록 구성된 스위치 회로를 포함하는, 장치.
청구항 13에 있어서,
상기 스위치 회로는,
제 1 스위치에 결합된 제 1 트랜지스터;
제 2 스위치에 결합된 제 2 트랜지스터를 포함하고,
상기 제 1 스위치가 닫힐 때, 상기 제 2 스위치는 상기 제 1 저항기에 상기 극 쌍을 결합하는 제 1 신호 경로를 벗어나고,
상기 제 2 스위치가 닫힐 때, 상기 제 1 스위치는 상기 제 2 저항기에 상기 극 쌍을 결합하는 제 2 신호 경로를 벗어나는, 장치.
청구항 13에 있어서,
상기 스위치 회로는,
제 1 스위치에 결합된 제 1 트랜지스터로서, 상기 제 1 스위치는 상기 극 쌍에 결합되는, 상기 제 1 트랜지스터;
제 2 트랜지스터로서, 전압 공급장치에 결합된 제 2 스위치와, 접지에 결합된 제 3 스위치에 결합되는 상기 제 2 트랜지스터;
제 4 스위치에 결합된 제 3 트랜지스터로서, 상기 제 4 스위치는 상기 극 쌍에 결합되는, 상기 제 3 트랜지스터;
제 4 트랜지스터로서, 전압 공급장치에 결합된 제 5 스위치와, 접지에 결합된 제 6 스위치에 결합되는 상기 제 4 트랜지스터를 포함하는, 장치.
기저대역 신호를 무선 주파수(RF) 신호로 상향 변환하는 단계;
다중 모드 송신기에 대해 복수의 무선 대역들 중 하나의 무선 대역을 결정하는 단계; 및
이용중인 무선 대역에 기초하여 상기 RF 신호를 복수의 발룬들 중 하나로 멀티플렉싱하는 단계를 포함하는, 방법.
청구항 16에 있어서,
상기 멀티플렉싱하는 단계는 복수 세트들의 트랜지스터들 중 한 세트의 트랜지스터들을 통해 상기 RF 신호를 결합하는 단계를 포함하고, 각각의 세트의 트랜지스터들은 상기 복수의 발룬들 중 하나의 발룬과 연관되는, 방법.
청구항 17에 있어서,
상기 결합하는 단계는 상기 한 세트의 트랜지스터들을 그 위에 있도록 바이어싱하고 다른 세트들의 트랜지스터들을 떨어지게 바이어싱하는 단계를 포함하는, 방법.
청구항 16에 있어서,
제 1 필터를 이용하여 상기 기저대역 신호를 필터링하는 단계;
미러 회로를 이용하여 상기 기저대역 신호를 버퍼링하는 단계; 및
제 2 필터를 이용하여 상기 미러 회로로부터의 상기 기저대역 신호를 필터링하는 단계를 더 포함하는, 방법.
청구항 19에 있어서.
상기 제 1 필터 및 상기 제 2 필터는 N차 필터를 형성하는, 방법.