KR20110131305A

KR20110131305A - 공급 회로

Info

Publication number: KR20110131305A
Application number: KR1020117024935A
Authority: KR
Inventors: 마틴 크리스토프; 조셉 에이치.에이.엠. 제이콥; 더크 헨테
Original assignee: 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 2009-03-23
Filing date: 2010-03-15
Publication date: 2011-12-06
Also published as: US9282600B2; RU2518521C2; EP2412205A1; JP2012521628A; JP5580399B2; BRPI1006225A2; CN102362550B; RU2011142798A; WO2010109371A1; US20120014153A1; EP2412205B1; CA2756020A1; CN102362550A

Abstract

본 발명은 공급 회로(1)에 관한 것으로서, 이 공급 회로는, - 부하 회로(11)에 연결될 수 있는 적어도 2개의 직렬 접속된 스위치(M1, M2)를 포함하는 브리지 회로(3), - 한 단부에서 전원(7)에 연결될 수 있고, 다른 단부에서 브리지 회로(3)의 적어도 2개의 스위치(M1, M2)의 상호접속부(15)에 연결된 공진 회로(5), 및 - 적어도 2개의 다이오드(D1, D2)를 포함하고, 다이오드는 각각의 스위치(M1, M2)와 전원(7) 사이에 연결된다.

Description

공급 회로{SUPPLY CIRCUIT}

본 발명은 공급 회로에 관한 것이고, 또한 공급 회로를 포함하는 장치에 관한 것이다.

공급 회로들, 특히 스위치드 모드 전력 공급장치들(switched mode power supplies)이 본 기술분야에 잘 알려져 있다. 그러한 공급 회로들은 예를 들어 소비자 및 비-소비자 제품들에 포함된다. 예시적인 응용은 발광 다이오드(LED) 및/또는 유기 발광 다이오드(OLED), 특히 차량용 LED/OLED 조명, 그리고 일반적으로는 배터리에 의해 전력을 공급받는 LED/OLED 조명 시스템을 위해 이용되는 LED/OLED 스트링들의 전력공급(powering)이다.

상기 응용들에 가장 적합하고, 따라서 바람직하게 이용되는 공급 회로들은 특히 일정한 평균 전류 출력 I를 갖는 불연속 직렬 공진 변환기(이하에서 DSRC-I로 표기됨)이다. 이러한 유형의 변환기는 예를 들어 WO2008/110978에 기술되어 있다. 이러한 유형의 변환기의 기능성은 본 기술분야의 숙련된 자들이 잘 이해하고 있으며, 따라서 더 상세하게 설명되지 않는다.

DSRC-I 변환기는 일정한 평균 전류 출력이라는 이점을 제공하며, 게다가 전류 감지 및 전류 제어 루프가 요구되지 않는다. 결과적으로, 전류 감지에 의해 유발되는 손실이 회피되고, DSRC-I는 흔하게 알려져 있는 다른 직렬 공진 변환기들에 비해, 고효율의 컴팩트하고 손쉬운 설계를 제공한다.

기본적인 DSRC-I 변환기의 단점은, 변압기 또는 추가의 배전압 회로와 같은 추가의 컴포넌트들이 제공되지 않는 경우에는, 출력 전압이 입력 전압보다 낮아야 한다는 것이다. 그러나, 그러한 해결책들 둘 다 공간을 필요로 하고, 회로망의 비용을 증가시킨다. 예로서, 직렬 접속된 수개의 LED로 구성되는 차량용 LED 백라이트는 차량용 배터리의 12V보다 더 많이 필요로 할 것인데, 예를 들어 직렬로 된 5개의 LED는 5×3.3V =16.5V를 요구한다. 그러므로, DSRC-I는 수개의 LED가 직렬 접속되어야만 하고, 낮은 공급 전압만을 이용할 수 있는 경우에, 예를 들면 차량용 응용에서 문제를 유발한다.

배터리에 의해 전력을 공급받는 시스템들은 보다 높은 출력 전압을 얻기 위해 셀들을 직렬로 적층하는 경우가 많다. 그러나, 많은 고전압 응용들에서, 셀들의 충분한 적층은 공간의 부족으로 인해 가능하지 않다.

본 발명의 목적은 입력 전압보다 높은 출력 전압이 획득될 수 있는 공급 회로를 제공하는 것이다. 본 발명에 따른 부스트 기능(boost function)을 포함하는 공급 회로는 입력 전압을 승압시킬 수 있고(즉, 출력 전압을 증가시킬 수 있고), 따라서 배터리 셀의 개수를 감소시킬 수 있다.

본 발명의 양태에 따르면, 공급 회로가 제공되는데, 이 공급 회로는,

- 부하 회로에 연결될 수 있는 적어도 2개의 직렬 접속된 스위치를 포함하는 브리지 회로,

- 한 단부에서 전원에 연결될 수 있고, 다른 단부에서 브리지 회로의 적어도 2개의 스위치의 상호접속부에 연결된 공진 회로, 및

- 적어도 2개의 다이오드

를 포함하고, 다이오드는 각각의 스위치와 전원 사이에 연결된다.

이러한 변환기 토폴로지는 입력 전압보다 높은 출력 전압에서 일정한 평균 전류 출력을 제공한다. 또한, 이것은 간단한 회로 설계를 가지며, 변압기 또는 다른 추가의 컴포넌트를 요구하지 않는다. 대체로, 변환기는 전류 감지 및 전류 제어가 요구되지 않으며, 게다가 매우 컴팩트한 회로 설계에 통합된 전압 부스트가 제공된다는 이점을 제공한다. 본 발명에 따른 공급 회로는 무엇보다도 우선 설계가 쉽고, 제어가 간단하며, 높은 효율을 제공한다. 공급 회로의 상세한 기능성은 도면들의 맥락에서 설명될 것이다.

본 발명의 제1 양태에서, 하나의 다이오드는 네거티브(분극된) 공진 전류의 흐름이 허용되도록, 할당된 스위치에 대하여 분극되고, 다른 다이오드는 포지티브(분극된) 공진 전류의 흐름이 허용되도록, 할당된 스위치에 대하여 분극되는 공급 회로가 제공된다. 이것은 포지티브 전류 흐름만이 출력을 통해 흐른다는 이점을 제공한다.

본 발명의 다른 양태에서, 공진 회로가 인덕턴스 및 커패시턴스를 포함하는 직렬 공진 회로인 공급 회로가 제공된다. 이것은 DSRC-I의 유리한 기능성을 보장하는 것은 물론, 본 기술분야에 잘 알려져 있고 따라서 더 설명되지 않는 제로 전류 스위칭(zero current switching)(ZCS)을 보장하므로 유리하다.

본 발명의 또 다른 양태에서, 공진 회로가 다이오드들과 전원 간의 상호접속부들에 연결되는 공급 회로가 제공된다. 구체적으로, 커패시턴스는 적어도 2개의 부분 커패시턴스로 분할되고, 각각의 부분 커패시턴스는 공진 커패시턴스의 절반을 포함하고, 각각의 부분 커패시턴스는 다이오드들 및 전원의 상호접속부들에 연결된다. 이러한 토폴로지는 부스트 기능이 실현되며, 또한 공통의 DSRC-I의 주된 이점이 유지되므로 유리하다.

본 발명의 다른 양태에서, 공진 회로의 적어도 2개의 스위치는 MOSFET인 공급 회로가 제공된다. MOSFET은 상기 응용들에 적합하고 또한 제어하기가 쉬우므로, 이것은 유리하다.

본 발명의 다른 양태에서, 공진 회로의 공진 주파수의 10％ 내지 50％의 범위 내에 있는, 특히 공진 회로의 공진 주파수의 절반의 범위 내에 있는 브리지 회로의 최대 스위칭 주파수를 제공하도록 구성된 제어 유닛을 더 포함하는 공급 회로가 제공된다.

또한, 제어 유닛은 50％까지의 듀티 사이클로 브리지 회로의 스위치들의 스위칭을 제공하도록 적응된다. 실제로, 정확하게 50％인 듀티 사이클은 달성될 수 없지만, 바람직하게는 하이(high) 측과 로우(low) 측 스위치 간에 짧은 데드타임(deadtime)이 구현되어야 하며, 이것은 바람직하게는 100㎱ 내지 1㎲의 범위 내에 있다.

본 발명의 다른 양태에 따르면, 전력 공급장치, 부하 회로, 및 상기 부하 회로에의 공급을 위해 본 발명에 따라 제안된 공급 회로를 포함하는 장치가 제공된다. 이 장치가 공급 회로 자체와 동일한 이점을 포함한다는 것이 이해될 것이다. 장치는 하나 이상의 부하를 포함할 수 있는 한편, 부하는 하나 이상의 LED, OLED 또는 그와 유사한 것을 포함하고, 장치는 예를 들어 조명 유닛일 수 있다.

바람직하게는, 상기 출력 필터는 상기 공급 회로와 상기 부하 회로 사이에 배치된다. 출력 필터는 출력 전압을 안정화하고, 그러므로 부하 전류의 더 낮은 DC 리플(ripple)을 보장한다. 출력 필터는 부하 회로에 병렬로 연결된 커패시터에 의해 간단하게 구현될 수 있지만, 예를 들어 본 기술분야에 일반적으로 알려져 있는 바와 같이, 하나 이상의 커패시터 및/또는 인덕턴스를 포함하는 직렬 및/또는 병렬 회로를 포함하는 보다 더 복잡한 필터들도 가능하다.

청구되는 장치는 종속 청구항들에 정의된 대로의 청구된 공급 회로와 유사 및/또는 동일한 바람직한 실시예들을 갖는다는 점을 이해해야 한다.

이러한 것들과 그 외의 본 발명의 양태들은 이하에 설명되는 실시예들을 참조하면 분명하고 명확해질 것이다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 공급 회로의 블록도를 도시한 것이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 공급 회로의 시뮬레이션 개략도를 도시한 것이다.
도 3은 제1 집합의 매개변수 값들에 대한 시뮬레이션 결과를 도시한 것이다.
도 4는 제2 집합의 매개변수 값들에 대한 시뮬레이션 결과를 도시한 것이다.
도 5는 제3 집합의 매개변수 값들에 대한 시뮬레이션 결과를 도시한 것이다.
도 6은 제4 집합의 매개변수 값들에 대한 시뮬레이션 결과를 도시한 것이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 공급 회로의 단순화된 블록도를 도시한 것이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 공급 회로의 다른 단순화된 블록도를 도시한 것이다.
도 9는 제1 시간 구간에 대한, 본 발명의 실시예에 따른 공급 회로의 도전 부분들의 블록도를 도시한 것이다.
도 10은 제2 시간 구간에 대한, 본 발명의 실시예에 따른 공급 회로의 도전 부분들의 블록도를 도시한 것이다.
도 11은 제3 시간 구간에 대한, 본 발명의 실시예에 따른 공급 회로의 도전 부분들의 블록도를 도시한 것이다.
도 12는 제4 시간 구간에 대한, 본 발명의 실시예에 따른 공급 회로의 도전 부분들의 블록도를 도시한 것이다.
도 13은 공진 전류 신호를 도시한 것이다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 공급 회로(1)의 블록도를 도시한 것이다. 공급 회로(1)는 브리지 회로(3), 한 단부에서 전원(7)에 연결될 수 있는 공진 회로(5)를 포함하며, 전원(7)은 바람직하게는 직류 전압원 V_in에 연결된다. 공급 회로(1)는 적어도 하나(도 1의 예에서는 총 4개)의 부하(11) 및 그 부하들(11)에 병렬 접속된 평활화 커패시터(smoothing capacitor)(13)를 포함하는 부하 회로(9)에 연결된다. 부하(11)는 LED, OLED 또는 그와 유사한 것일 수 있다. 출력 전압 V_out은 부하들(11)의 어레이 양단에서 강하된다.

브리지 회로(3)는 제어 유닛(14)에 의해 제어되는, 예를 들어 MOSFET인 적어도 2개의 스위치 M₁ 및 M₂를 포함한다. 전원(7)으로부터의 직류 전류에 응답하여, 브리지 회로(3)는 스위칭 주파수 f_switch에서 공진 회로(5)에 전압 신호를 송신하며, 그 공진 회로는 교류 전류 I_r을 부하 회로(9)에 송신한다.

브리지 회로(3)의 스위치들 M₁ 및 M₂은 바람직하게는, 50％의 스위칭 듀티 사이클을 제공하도록 구성된 제어 유닛(14)에 의해 스위칭된다. 또한, 제어 유닛(14)은 바람직하게는 공진 회로(5)의 공진 주파수 f_res의 절반인 브리지 회로(3)의 최대 스위칭 주파수 f_switch를 제공하도록 구성된다.

스위치들 M₁ 및 M₂은 직렬로 접속되는 한편, 스위치 M₁의 소스 컨택트는 상호접속부(15)에 의해 스위치 M₂의 드레인 컨택트에 연결된다.

공진 회로(5)는 한 단부에서 전원(7)에 연결될 수 있고, 다른 단부에서는 브리지 회로(3)의 적어도 2개의 스위치 M₁ 및 M₂의 상호접속부(15)에 연결된다. 공진 회로(5)는 인덕턴스 L_res 및 커패시턴스 C_res를 포함하는 한편, 커패시턴스 C_res는 예시적으로 2개의 부분 공진 커패시턴스 C_res/2로 분할된다. 그러므로, 부분 커패시턴스 C_res/2 각각은 공진 커패시턴스 C_res의 절반을 포함한다.

도 1은 다이오드 D₁이 스위치 M₁에 할당되고, 다이오드 D₂가 스위치 M₂에 할당된 것을 더 도시하고 있다. 구체적으로, 다이오드들 D₁ 및 D₂는 각각의 스위치 M₁ 및 M₂와 전원(7) 사이에서 상호접속되고, 구체적으로, 한편으로는 개별 할당된 스위치 M₁ 또는 M₂에, 그리고 다른 한편으로는 전원(7)에 직렬 접속된다. 다이오드들 중 하나, 특히 다이오드 D₁은 다이오드 D₁을 통한 네거티브(분극된) 공진 전류 I_r의 흐름이 허용되도록, 할당된 스위치 M₁에 대해 분극되고, 다른 다이오드, 특히 D₂는 다이오드 D₂를 통한 포지티브(분극된) 공진 전류 I_r의 흐름이 허용되도록, 할당된 스위치 M₂에 대해 분극된다.

이하에 더 상세하게 설명되는 바와 같이, 공진 회로(5) 양단의 전압 강하 V₁은 다이오드들에 의존하며, 특히 어느 다이오드가 현재 도전 상태인지에 의존한다. 그러므로, 공진 회로(5) 양단의 전압 강하는 아래와 같이 요약될 수 있다: M1이 온이고, D1이 도전 상태이면, -Vin/2; M1이 D2에 접속되고, D2가 도전 상태이면 Vin/2 - Vout; M2가 D2에 접속되고, D2가 도전 상태이면, Vin/2; M2가 온이고, D1이 도전 상태이면, -Vin/2 + Vout.

부분 커패시턴스 C_res/2는 인덕턴스 L_res와 직렬 접속되고, 또한 다이오드 D₁ 또는 D₂와 전원(7) 간의 상호접속부들에 연결된다. 따라서, 하나의 부분 커패시턴스 C_res/2는 다이오드 D₁과 전원(7) 간의 상호접속부(17)에 연결되고, 다른 부분 커패시턴스 C_res/2는 다이오드 D₂와 전원(7) 간의 상호접속부(19)에 연결된다.

공급 회로(1)의 상기 설명된 신규한 토폴로지는 그것의 주된 이점의 대부분을 포함하는 DSRC-I를 실현하며, 또한 변압기와 같은 임의의 추가의 컴포넌트들을 필요로 하지 않고서도 출력 전압 V_out이 입력 전압 V_in보다 높도록 부스트 기능을 제공한다.

본 발명에 따른 장치(21)는 그 공급 회로(1)를 포함하며, 또한 하나 이상의 부하 회로(9)를 포함할 수 있음에 주목해야 한다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 공급 회로(1)의 시뮬레이션 개략도를 도시하고 있는 한편, 도 3 내지 도 6은 상이한 집합들의 매개변수값들에 대한 시뮬레이션 결과들을 도시하고 있다. 도 2의 시뮬레이션 개략도는 도 1에 도시된 공급 회로 토폴로지에 기초한다.

도 3은 제2 집합의 매개변수값들에 대한 시뮬레이션 결과들을 도시한 것이다. 구체적으로, 시뮬레이션 결과들은 입력 전압 V_in=24V, 출력 전압 V_out=30V, 및 브리지 회로의 스위칭 주파수 f_switch=f_res/2에 기초하는데, 즉 스위칭 주파수는 공진 주파수 f_res의 절반이다.

도 3의 최상단의 시뮬레이션 개략도는 전류들 I(V₁) 및 I(V₄)를 시간 t의 함수로서 도시하고 있다. 이에 의해, 전압 V₁은 도 1에 도시된 전압 V_in에 대응하고, 전압 V₂는 도 1에 도시된 전압 V_out에 대응한다. 출력 전류 I(V₄)가 입력 전류 I(V₁)보다 낮은 것이 명백하다.

도 3의 중간의 시뮬레이션 개략도는 다이오드 전류 I(D₁) 및 I(D₄)를 시간 t의 함수로서 도시하고 있다. 위에서 설명된 바와 같이, 다이오드들 D₁ 및 D₂는 그들에게 할당된 스위치들 M₁ 및 M₂에 반대 극성으로 접속된다. 그러므로, 다이오드들 D₁ 및 D₂는 이하에 더 상세하게 설명되는 바와 같이, 공진 전류 I_r의 극성에 의존하여, 교대하여 전류 흐름을 허용한다.

도 3의 아래의 시뮬레이션 개략도는 공진 전류 I(L_res)를 시간 t의 함수로서 도시한 것이다. 공진 전류 I(L_res)는 도 1의 공진 전류 I_r에 대응한다.

도 4는 제2 집합의 매개변수값들에 대한 시뮬레이션 결과들을 도시한 것이다. 구체적으로, 시뮬레이션 결과들은 입력 전압 V_in=24V, 출력 전압 V_out=40V, 및 브리지 회로의 스위칭 주파수 f_switch=f_res/2에 기초하는데, 즉 스위칭 주파수는 공진 주파수 f_res의 절반이다.

도 5는 제3 집합의 매개변수값들에 대한 시뮬레이션 결과들을 도시한 것이다. 구체적으로, 시뮬레이션 결과들은 입력 전압 V_in=24V, 출력 전압 V_out=50V, 및 브리지 회로의 스위칭 주파수 f_switch=f_res/2에 기초하는데, 즉 스위칭 주파수는 공진 주파수 f_res의 절반이다.

도 6은 제4 집합의 매개변수값들에 대한 시뮬레이션 결과들을 도시한 것이다. 구체적으로, 시뮬레이션 결과들은 입력 전압 V_in=24V, 출력 전압 V_out=40V, 및 브리지 회로의 스위칭 주파수 f_switch=f_res/3에 기초하는데, 즉 스위칭 주파수는 공진 주파수 f_res의 3분의 1이다.

공급 회로(1)의 기능성을 설명하기 위해, 도 1에 도시된 토폴로지는 도 7 및 도 8에 도시된 것과 같이 단순화될 수 있다. 도 7에서, 제공된 2개의 커패시턴스 C_in1 및 C_in2, 및 추가적인 공진 커패시턴스 C_res가 존재한다. 도 8에서, 도 1의 부분 공진 커패시턴스 C_res/2는 단일 커패시턴스 C_res에 결합되고, 전원(7)은 직류 전압 V_in/2를 각각 제공하는 2개의 부분 전원(7' 및 7")으로 실질적으로 분할된다. 2개의 부분 커패시턴스 C_res 또는 2개의 커패시턴스 C_in1 및 C_in2와 추가적인 공진 커패시턴스 C_res를 취하는 것이 동일한 결과를 유발함에 유의해야 한다. 도 8로부터, 커패시턴스 C_res 양단에서 강하된 전압이 V_c로서 표시되며, 인덕턴스 L_res 양단에서 강하된 전압이 V_L로서 표시됨을 알 수 있다.

공진 회로(5)는 그것의 공진 주파수 f_res 및 그것의 공진 임피던스 Z_res로 설명될 수 있다.

시뮬레이션 결과들에 기초하여, 회로 동작은 이하와 같이 설명될 수 있다: 시간 구간으로의 설명을 위해, 절반 공진 주기 τ가 정의된다.

스위치들 M₁ 및 M₂의 스위칭 주기는 도 7로부터 알 수 있는 바와 같이 T_switch이고, 2*T_res≤T_switch이다. 각각의 시간 구간에서의 도전 부분들이 도 10 내지 도 13에 도시되어 있다.

도 9는 도 13에 도시된 제1 시간 구간 t₁ : 0 < t ≤τ에 대한, 본 발명의 실시예에 따른 공급 회로(1)의 도전 부분들(conducting parts)의 블록도를 도시한 것이다. 이러한 시간 구간 동안, 스위치 M₁은 스위치 온되고, 스위치 M₂는 스위치 오프된다. 이러한 시간 구간에서, 공진 회로(5)는 예시적으로 도 13에 W₁로 도시된 제1 네거티브 정현 반파(sinusoidal half- wave)를 생성한다.

그러므로, 스위치 M₁은 직류 전압원(7')으로부터 송신된 전류 흐름을 허용한다. 직렬 공진 회로(3)의 양단, 즉 커패시턴스 C_res 및 인덕턴스 L_res 양단에서 강하된 전압은 도 9에서 V₁으로 표시된다.

결과적인 전류 I_r이 네거티브이므로, 다이오드 D₁은 이 전류에 대해 도전 상태일 것이다. 다이오드 D₂는 다이오드 D₁에 반대 극성을 띌 것이며, 그러므로 제1 시간 구간에서는 네거티브 전류 I_r의 흐름을 허용하지 않을 것이다.

시뮬레이션 결과들에 기초하여, 각 시간 구간에서의 도전 컴포넌트들이 알려지고, 각각의 정현 반파의 진폭이 계산될 수 있다. 이상화된 회로로부터, 제1 시간 구간의 시작에서, 공진 커패시터 양단에서 강하된 전압(도 8에서 V_c(t)로서 표시됨)이 계산될 수 있다. 결과는 다음과 같다:

또한, C_res 및 L_res 양단의 전압 강하 V₁은 도 9로부터 구해질 수 있다: 공진 커패시터 V_c의 전압 및 초기 조건의 도움을 받아서, 각 사이클이 끝난 후의 각 정현 반파의 진폭 및 커패시터의 전압 V_c가 계산될 수 있다. 모든 사이클에 대해, 전체 공진 회로에 인가되는 전압 V₁은 도전 부분들로부터 구해질 수 있다. 제1 사이클에 대해, V₁은 다음과 같다:

이상화된 회로 동작에 기초하여, 결과적인 제1의 네거티브 정현 반파 W₁의 진폭이 계산될 수 있다.

이러한 반파 이후의 D₁을 통한 추가의 전류 흐름은 다이오드 D₁에 의해 방지되는데, 왜냐하면 전류 I_r이 포지티브로 되기 때문이다.

도 10은 제2 시간 구간 t₂: τ<t≤T_switch/2에 대한, 본 발명의 실시예에 따른 공급 회로(1)의 도전 부분들의 블록도를 도시한 것이다. 이러한 시간 구간 동안, 스위치 M₁은 여전히 스위치 온되고, 스위치 M₂는 여전히 스위치 오프된다. 이러한 시간 구간에서, 공진 회로(5)는 예시적으로 도 13에서 W₂로 표시된 제2의 포지티브 정현 반파를 생성한다.

그러므로, 이에 따라, 전류 I_r은 이러한 시간 구간 t₂ 동안 포지티브이다. 결과적으로, 다이오드 D₁은 전류 흐름을 허용하지 않고, 따라서 포지티브 전류 I_r을 차단한다. 그러나, 다이오드 D₁에 반대 극성을 띄는 다이오드 D₂는 포지티브 전류 I_r의 전류 흐름을 허용한다. 도 10으로부터, 전류 I_out이 출력을 통해 흐른다는 것이 분명하다.

제1 시간 구간 t₁의 수학식을 이용한 계산으로부터, 공진 커패시터 전압 V_c(t)는 다음과 같다:

그리고, V₁은 다음과 같다:

이것은 제2의 포지티브 정현 반파 W₂의 진폭을 유도한다.

추가의 전류 흐름은 다이오드 D₂에 의해 방지된다.

도 11은 제3 시간 구간 t₃:

에 대한, 본 발명의 실시예에 따른 공급 회로(1)의 도전 부분들의 블록도를 도시한 것이다. 이러한 시간 구간 동안, 스위치 M₁은 스위치 오프되고, 스위치 M₂는 스위치 온된다. 이러한 시간 구간에서, 공진 회로(5)는 예시적으로 도 13에서 W₃으로 표시된 제3의 포지티브 정현 반파를 생성한다.

그러므로, 이에 따라, 전류 I_r은 이러한 시간 구간 t₃ 동안 포지티브이다. 결과적으로, 다이오드 D₁은 전류 흐름을 허용하지 않고, 따라서 포지티브 전류 I_r을 차단한다. 그러나, 다이오드 D₁에 반대 극성을 띄는 다이오드 D₂는 포지티브 전류 I_r의 전류 흐름을 허용한다.

제3 및 제4 시간 구간 t₃ 및 t₄에서의 동작은 제1 및 제2 시간 구간 t₁ 및 t₂에서의 동작과 유사하다. 기본적으로, 전류 반파들이 반대 부호로 발생한다.

제3 시간 구간 t₃의 시작에서의 커패시터 전압 V_c(t)는 다음과 같다:

그리고, V₁은 다음과 같다:

결과적으로, 제3의 포지티브 정현 반파 W₃는 다음의 진폭을 갖는다:

도 12는 제4 시간 구간 t₄:

에 대한, 본 발명의 실시예에 따른 공급 회로의 도전 부분들의 블록도를 도시한 것이다. 이 시간 구간 동안, 스위치 M₁은 여전히 스위치 오프되어 있고, 스위치 M₂는 여전히 스위치 온되어 있다. 이 시간 구간에서, 공진 회로(5)는 예시적으로 도 13에서 W₄로 표시된 제4의 네거티브 정현 반파를 생성한다.

그러므로, 이에 의해, 전류 I_r은 이러한 시간 구간 t₄ 동안 네거티브이다. 결과적으로, 다이오드 D₁은 네거티브 전류 I_r의 전류 흐름을 허용한다. 그러나, 다이오드 D₁에 반대 극성을 띄는 다이오드 D₂는 네거티브 전류 I_r의 전류 흐름을 허용하지 않는다. 도 12로부터, 전류 I_res가 출력을 통해 다시 흐르는 것이 명백하다.

마지막으로, 제4 시간 구간 t₄의 시작에서의 커패시터 전압 V_c(t)는 아래와 같다:

그리고, V₁은 아래와 같다:

이것은 제4의 네거티브 정현 반파 W₄의 진폭을 유도한다:

회로 동작은, 2개의 정현 반파, 즉 W₂ 및 W₄만이 출력을 통해 흐른다는 것을 보여준다. 결과적으로, 출력 전류 I_out은 스위칭 주기 T_switch마다 2개의 정현 반파 W₂ 및 W₄로 구성된다. 그러므로, 평균 출력 전류는 아래와 같이 계산될 수 있다.

이제, 본 발명에 따른 공급 회로(1)의 기능성, 및 결과적인 "부스트" 기능이 더 상세하게 설명될 것이다: 공급 회로(1)의 토폴로지는 공진 전류 I_res의 4개의 반파 중 2개의 반파(특히, 4개의 반파 중의 모든 두번째 반파들)가 출력, 즉 부하를 통해 흐르지 않게 한다. 도 9 내지 도 13에 관련하여, 도 9 및 도 11로부터 알 수 있는 바와 같이, 제1 및 제3 반파 W₁ 및 W₃은 출력을 통해 흐르지 않는다.

도 13의 제1 반파 W₁을 참조할 때, 이러한 각각의 반파는 예를 들어

이다. 커패시턴스 C_res 양단의 전압 강하 및 공진 회로(5) 양단의 전압 강하 V₁에 대한 초기 조건을 고려할 때, 제1 반파 W₁ 이후의 커패시턴스 C_res 양단의 전압 강하의 양은 출력 전압 V_out과 동일하다. 그러므로, 후속 반파 W₂에 대하여, 이용가능한 전압은 커패시턴스 C_res 양단의 V_out에 대응하는 전압 강하 및 입력 전압의 절반 V_in/2의 직렬 접속으로부터 기인하는 것이다.

그러나, 출력 전압 V_out은 항상 제2 반파 W₂에 반하여 작용하고, 따라서 입력 전압의 절반, 즉 V_in/2는 항상 남겨져서, 부하를 통한 전류 흐름을 강제한다. 결과적으로, 제2 및 제4 반파 W₂ 및 W₄는 부하를 통해 흐르며, 부하 전압이 입력 전압 V_in보다 큰 경우, 전류의 진폭은 부하 전압으로부터 독립적이다.

결과적으로, 본 발명은 공급 회로(1), 특히 차량용 LED/OLED 조명, 또는 일반적으로는 배터리에 의해 전력을 공급받는 LED/OLED 조명을 위해 이용될 수 있는 변환기 토폴로지를 제공하는데, 왜냐하면 이것이 상기의 응용들에 대해 바람직하게 이용되는 DSRC-I를 구성할 뿐만 아니라, 본 발명의 토폴로지에 의해, 공급 회로(1)가 추가의 컴포넌트들을 필요로 하지 않고서도 입력 전압 V_in보다 더 높은 출력 전압 V_out을 제공하는 부스트 기능을 더 제공하기 때문이다. 무엇보다도, 스위칭 주파수 f_switch를 감소시킴으로써, LED/OLED의 조광(dimming)이 실현될 수 있다. 감소된 스위칭 주파수를 갖는 파형들이 도 6에 도시되어 있다.

다른 실시예에서, 제어 루프, 즉 피드백 루프가 추가적으로 제공될 수 있다. 예를 들어, 피드백 루프는 LED 전류 또는 전압을 측정하고, 이 신호를 제어기에 보내고, 전자 스위치의 제어 신호들을 그에 따라 조절할 것이다.

요약하면, 본 발명에 따른 공급 회로의 신규한 토폴로지는 기본적으로는 종래의 DSRC-I 변환기와 동일한 주요 이점을 제공하지만, 추가적으로 입력 전압 V_in보다 더 높은 출력 전압 V_out을 제공한다.

신규한 공급 회로가, 입력 전압 V_in보다 낮은 출력 전압 V_out에 대한 2개의 다이오드 D₁ 및 D₂에 걸친 도전 부분으로 인해 불리한 것으로 생각될 수 있긴 하지만, 실제로는 이것이 문제를 유발하지 않는데, 왜냐하면 접속된 부하, 특히 LED들의 순방향 임계 전압이 높은 출력 전압 V_out을 유발하기 때문이다. 이것은 변환기가 제어되지 않는 경우에 전류 흐름을 차단한다.

전체적으로 보아, 변환기는 전류 감지 및 전류 제어가 요구되지 않으며, 또한 매우 컴팩트한 회로 설계에 통합된 전압 부스팅이 제공된다는 이점을 제공한다. 본 발명에 따른 공급 회로는 무엇보다도 우선 설계가 쉽고, 제어가 간단하며, 높은 효율을 제공한다. 공급 회로를 포함하는 본 발명에 따른 장치에 대해서도 동일한 이점이 유효함을 이해해야 한다.

본 발명이 도면들 및 상기 설명에서 상세하게 도시되고 설명되었지만, 그러한 도시 및 설명은 제한적인 것이 아니라, 예시적인 것 또는 설명적인 것으로서 고려되어야 한다; 본 발명은 개시된 실시예들로 제한되지 않는다. 본 기술 분야에 숙련된 자들은, 도면들, 명세서 및 첨부된 청구항들을 숙지함으로써, 청구되는 발명을 실시하는 데에 있어서 개시된 실시예들에 대한 다른 변형들을 이해하고 실시할 수 있다.

청구항들에서, "포함한다"는 용어는 다른 요소들 또는 단계들을 배제하는 것이 아니며, 부정관사 "a" 또는 "an"은 복수를 배제하는 것이 아니다. 단일의 요소 또는 다른 유닛이 청구항들에 기재된 수개의 항목들의 기능들을 수행할 수 있다. 소정의 수단들이 상이한 종속항들에서 인용되었다는 사실만으로, 그러한 수단들의 조합이 유리하게 이용될 수 없다는 것을 의미하지 않는다.

청구항들에서의 어떠한 참조 번호도 범위를 제한하는 것으로서 해석되어서는 안 된다.

Claims

공급 회로(1)로서,
- 부하 회로(11)에 연결될 수 있는 적어도 2개의 직렬 접속된 스위치(M₁, M₂)를 포함하는 브리지 회로(3),
- 한 단부에서 전원(7)에 연결될 수 있고, 다른 단부에서 상기 브리지 회로(3)의 상기 적어도 2개의 스위치(M₁, M₂)의 상호접속부(15)에 연결된 공진 회로(5), 및
- 적어도 2개의 다이오드(D₁, D₂)
를 포함하고, 다이오드는 각각의 스위치(M₁, M₂)와 상기 전원(7) 사이에 연결되는 공급 회로(1).
제1항에 있어서,
하나의 다이오드(D₁)는 네거티브 공진 전류(I_r)의 흐름이 허용되도록, 할당된 스위치(M₁)에 대하여 분극되고, 다른 다이오드(D₂)는 포지티브 공진 전류(I_r)의 흐름이 허용되도록, 할당된 스위치(M₂)에 대하여 분극되는 공급 회로(1).
제1항에 있어서,
상기 공진 회로(5)는 인덕턴스(L_res) 및 커패시턴스(C_res)을 포함하는 직렬 공진 회로인 공급 회로(1).
제1항에 있어서,
상기 공진 회로(5)는 상기 다이오드들(D₁, D₂)과 상기 전원(7) 간의 상호접속부들(17, 19)에 연결되는 공급 회로(1).
제1항에 있어서,
상기 커패시턴스(C_res)는 2개의 부분 커패시턴스로 분할되고, 각각의 부분 커패시턴스(C_res/2)는 상기 공진 커패시턴스(C_res)의 절반을 포함하고, 각각의 부분 커패시턴스는 상기 다이오드들(D₁, D₂) 및 상기 전원(7)의 상호접속부들(17, 19)에 연결되는 공급 회로(1).
제1항에 있어서,
상기 공진 회로(5)의 상기 적어도 2개의 스위치(M₁, M₂)는 MOSFET인 공급 회로(1).
제1항에 있어서,
상기 공진 회로(5)의 상기 공진 주파수(f_res)의 10％ 내지 50％의 범위 내에 있는, 상기 브리지 회로(3)의 최대 스위칭 주파수(f_switch)를 제공하도록 구성된 제어 유닛(14)을 더 포함하는 공급 회로(1).
제1항에 있어서,
상기 공진 회로(5)의 상기 공진 주파수(f_res)의 절반의 범위 내에 있는 상기 브리지 회로(3)의 최대 스위칭 주파수(f_switch)를 제공하도록 구성된 제어 유닛(14)을 더 포함하는 공급 회로(1).
제7항에 있어서,
상기 제어 유닛(14)은 50％까지의 듀티 사이클로 상기 브리지 회로(3)의 스위치들(M₁, M₂)의 스위칭을 제공하도록 구성되는 공급 회로(1).
전력 공급장치(7), 부하 회로(11), 및 상기 부하 회로(11)에의 공급을 위한 제1항에 따른 공급 회로(1)를 포함하는 장치(21).
제10항에 있어서,
상기 공급 회로(1)와 상기 부하 회로(11) 간의 출력 필터(13)를 더 포함하는 장치(21).