KR20110112435A - 무선 전력 송신에서의 임피던스 변화 검출 - Google Patents

무선 전력 송신에서의 임피던스 변화 검출 Download PDF

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Abstract

예시적인 실시형태들은 무선 전력 전송에 관한 것이다. 송신 안테나로부터의 에너지는 송신기 상의 내부 신호들에 커플링된다. 임피던스 측정 회로는 커플링된 내부 신호들 사이의 임피던스 차를 그들을 비교하여 표시하기 위한 임피던스 표시 신호를 생성한다. 제어기는 임피던스 표시 신호를 샘플링하고 임피던스 표시 신호의 변화에 응답하여 디지털 시그널링 값들을 결정한다. 임피던스 측정 회로는 내부 신호들의 매그니튜드 차, 내부 신호들의 위상 차, RF 신호와 송신 안테나 사이에 커플링된 증폭기에 의해 소비된 전력 변화 중 하나 이상을 측정한다. 송신기는 RF (radio frequency) 신호에 응답하여 송신 안테나로 전자기장을 생성하여 송신 안테나의 근접장 내에 커플링 모드 영역을 창출한다.

Description

무선 전력 송신에서의 임피던스 변화 검출{IMPEDANCE CHANGE DETECTION IN WIRELESS POWER TRANSMISSION}
35 U.S.C.§119 하의 우선권 주장
본원은 35 U.S.C.§119 하에서 다음에 대해 우선권을 주장한다:
2009년 1월 22일자로 출원되고 발명의 명칭이 "SIGNALING BETWEEN WIRELESS POWER RECEIVERS AND TRANSMITTERS" 인 U.S. 가특허출원 제61/146,584호.
2009년 2월 10일자로 출원되고 발명이 명칭이 "SIGNALING TECHNIQUES FOR A WIRELESS CHARGING SYSTEMS"인 U.S. 가특허출원 제61/151,473호
2009년 5월 11일자로 출원되고 발명이 명칭이 "IMPEDANCE CHANGE DETECTION FOR WIRELESS POWER"인 U.S. 가특허출원 제61/177, 148호.
기술 분야
본 발명은 일반적으로 무선 충전에 관한 것이고, 보다 상세하게는 무선 전력 시스템에 위치될 수도 있는 수신기 디바이스들에 기인한 송신기 디바이스에서의 임피던스 변화들을 검출하는 것에 관련된 디바이스들, 시스템들 및 방법들에 관한 것이다.
전형적으로, 무선 전자 디바이스와 같은 각 배터리 전력 공급 디바이스는 그 자신의 충전기와 전원을 필요로 하며, 이는 보통 AC (alternating current) 전력 아울렛 (power outlet) 이다. 그러한 유선 구성은 많은 디바이스들이 충전될 필요가 있을 때 다루기 불편해진다.
충전될 전자 디바이스에 커플링된 수신기와 송신기 사이의 공중 경유 또는 무선 전력 송신을 사용하는 접근법들이 개발되고 있다. 그러한 접근법들은 일반적으로 2개의 카테고리들로 나뉜다. 하나는 충전될 디바이스 상의 수신 안테나와 송신 안테나 사이의 (원격장 방사로도 불리는) 평면 파 방사의 커플링에 기초한다. 수신 안테나는 방사된 전력을 수집하여 배터리 충전을 위해 정류한다. 안테나들은 일반적으로 커플링 효율을 향상시키기 위해 공진 길이를 갖는다. 이것은 안테나들 사이의 거리에 따라 전력 커플링이 급속히 떨어져서, (예를 들면 1 내지 2 미터 미만인) 적정한 거리를 넘는 충전이 힘들어진다는 문제점이 있다. 또한, 송신 시스템은 평면 파를 방사하므로, 필터링을 통해 적절히 제어되지 않으면 의도하지 않은 방사가 다른 시스템과 간섭을 일으킬 수 있다.
무선 에너지 송신 기술에 대한 다른 접근법들은 예를 들면, "충전 (charging)" 매트 또는 표면에 임베딩된 송신 안테나와 충전될 전자 디바이스에 임베딩된 (정류 회로를 포함하는) 수신 안테나 사이의 유도성 커플링에 근거한다. 이 접근법은 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 간격이 매우 가까워야 (수 밀리미터 이내이어야) 한다는 단점을 갖고 있다. 이 접근법은 동일한 영역에서 다수의 디바이스들을 동시에 충전할 수 있는 능력을 갖고 있지만, 이 영역은 전형적으로 매우 작고 사용자가 디바이스들을 특정 영역에 정확하게 둘 것을 필요로 한다.
전력의 무선 송신의 과정에서 일어나는 손실 때문에 무선 전력 전송 시스템 에서 효율이 중요하다. 무선 전력 송신은 종종 유선 전송 보다 덜 효율적이기 때문에, 무선 전력 전송 환경에서 효율은 훨씬 더 큰 관심사이다.
결과적으로, 하나 이상의 충전 디바이스들에 전력을 제공하고자 시도할 때, 충전될 디바이스들이 무선 전력 송신기와 통신할 필요가 있다. 또한, 수신기 임피던스 변화에 기인하여 송신기에서 일어나는 임피던스 변화들에 적응하기 위한 방법 및 장치들에 대한 필요가 존재한다.
도 1은 무선 전력 전송 시스템의 간략화된 블록도를 나타낸다.
도 2는 무선 전력 전송 시스템의 간략화된 계통도를 나타낸다.
도 3은 본 발명의 예시적인 실시형태들에서의 사용을 위한 루프 안테나의 계통도이다.
도 4는 본 발명의 예시적인 실시형태들에 따른, 송신기의 간략화된 블록도이다.
도 5는 본 발명의 예시적인 실시형태들에 따른, 수신기의 간략화된 블록도이다.
도 6a 및 도 6b는 역방향 링크 시그널링을 제공하기 위한 수신 회로의 부분들의 간략화된 계통도를 나타낸다.
도 7a 내지 도 7c는 송신 안테나에서의 임피던스 변화들을 결정하기 위한 송신 회로의 부분들의 간략화된 계통도를 나타낸다.
도 8a 내지 도 8c는 송신 안테나에 대한 다양한 위치들에 배치된 수신기들을 포함하고 송신 안테나를 갖는 호스트 디바이스를 예시한다.
도 9a 내지 도 9c는 송신 안테나에 대한 수신기들의 다양한 배치들에 응답하는 송신기에서 결정된 임피던스 특징들을 나타내는 그래프이다.
도 10은 간단한 2진 시그널링 프로토콜을 예시한다.
도 11은 차동 맨체스터 코딩 프로토콜을 예시한다.
도 12는 송신기에 의해 결정된 몇몇 예시적인 천이들에 대한 차동 위상, 차동 매그니튜드, 및 차동 전류를 예시한다.
도 13은 송신기에서 임피던스 변화에 기초하여 수신기로부터 시그널링을 결정하기 위한 절차의 간단한 흐름도이다.
"예시적" 이라는 용어는 "예, 실례, 또는 예시의 역할을 하는 것" 을 의미하는 것으로 여기에서 사용된다. "예시적" 으로서 여기에 설명된 임의의 실시형태는 반드시 다른 실시형태보다 바람직하거나 또는 유리한 것으로 해석되는 것은 아니다.
첨부된 도면과 관련하여 후술되는 상세한 설명은 본 발명의 예시적 실시형태의 설명으로서 의도된 것이며 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내도록 의도된 것은 아니다. 본 상세한 설명 전반에 걸쳐 사용된 "예시적" 이라는 용어는 "예, 실례, 또는 예시의 역할을 하는 것" 을 의미하고, 반드시 다른 예시적 실시형태보다 바람직하거나 또는 유리한 것으로 해석되는 것은 아니다. 상세한 설명은 본 발명의 예시적 실시형태의 완전한 이해를 제공하기 위한 구체적인 상세를 포함한다. 본 발명의 예시적 실시형태는 이러한 구체적인 상세 없이도 실시될 수도 있음은 당업자에게 자명할 것이다. 일부 실례에서, 널리 공지된 구조 및 디바이스는 여기에 나타낸 예시적 실시형태의 신규성을 모호하게 하지 않기 위해서 블록도 형태로 도시된다.
여기에서 "무선 전력" 이라는 용어는 전기장, 자기장, 전자기장과 연관되거나, 또는 그렇지 않으면 물리적인 전자기 도체들의 사용 없이 송신기로부터 수신기로 송신되는 임의의 형태의 에너지를 의미하는 것으로 사용된다.
도 1 은 본 발명의 다양한 예시적 실시형태에 따른 무선 송신 또는 충전 시스템 (100) 을 예시한다. 에너지 전송을 제공하기 위한 방사장 (radiated field; 106) 을 생성하기 위해 입력 전력 (102) 이 송신기 (104) 에 제공된다. 수신기 (108) 는 방사장 (106) 에 커플링되며, 출력 전력 (110) 에 커플링된 디바이스 (미도시) 에 의한 소비 또는 저장을 위해 출력 전력 (110) 을 발생시킨다. 송신기 (104) 및 수신기 (108) 양자는 거리 112 만큼 분리되어 있다. 하나의 예시적 실시형태에서, 송신기 (104) 및 수신기 (108) 는 상호 공진 관계에 따라 구성되며, 수신기 (108) 의 공진 주파수와 송신기 (104) 의 공진 주파수가 아주 유사한 경우, 수신기 (108) 가 방사장 (106) 의 "근접장" 에 위치될 때 송신기 (104) 와 수신기 (108) 사이의 송신 손실이 최소화된다.
송신기 (104) 는 에너지 송신을 위한 수단을 제공하기 위해 송신 안테나 (114) 를 더 포함하고, 수신기 (108) 는 에너지 수신을 위한 수단을 제공하기 위해 수신 안테나 (118) 를 더 포함한다. 송신 및 수신 안테나는 그들과 연관된 애플리케이션 및 디바이스에 따라 사이징된다. 언급된 바와 같이, 전자기파로 에너지의 대부분을 원격장 (far-field) 에 전파하기보다는 송신 안테나의 근접장 내의 에너지의 많은 부분을 수신 안테나에 커플링시킴으로써, 효율적인 에너지 전송이 발생한다. 이러한 근접장에 있을 때, 송신 안테나 (114) 와 수신 안테나 (118) 사이에 커플링 모드가 전개될 수도 있다. 여기에서, 이러한 근접장 커플링이 발생할 수도 있는 안테나 (114 및 118) 주변의 영역은 커플링 모드 영역으로 지칭된다.
도 2 는 무선 전력 전송 시스템의 간략화된 개통도를 도시한다. 송신기 (104) 는 발진기 (122), 전력 증폭기 (124) 및 필터 및 매칭 회로 (126) 를 포함한다. 발진기는 조정 신호 (123) 에 응답하여 조정될 수도 있는 원하는 주파수를 생성시키도록 구성된다. 발진기 신호는 제어 신호 (125) 에 응답하여 증폭량으로 전력 증폭기 (124) 에 의해 증폭될 수도 있다. 고조파 또는 다른 원치않는 주파수를 필터링하고 송신기 (104) 의 임피던스를 송신 안테나 (114) 에 매칭시키기 위해 필터 및 매칭 회로 (126) 가 포함될 수도 있다.
수신기 (108) 는, 도 2 에 도시된 바와 같이 배터리 (136) 를 충전시키거나 수신기에 커플링된 디바이스 (미도시) 에 전력공급하기 위한 DC 전력 출력을 발생시키기 위해, 매칭 회로 (132) 및 정류기 및 스위칭 회로 (134) 를 포함할 수도 있다. 수신기 (108) 의 임피던스를 수신 안테나 (118) 에 매칭시키기 위해 매칭 회로 (132) 가 포함될 수도 있다. 수신기 (108) 및 송신기 (104) 는 분리된 통신 채널 (119) (예를 들면, 블루투스 (Bluetooth), 지그비 (zigbee), 셀룰러 등) 상에서 통신할 수도 있다.
도 3 에 예시된 바와 같이, 예시적 실시형태에서 사용된 안테나는 여기에서 "자기" 안테나라고도 또한 지칭될 수도 있는 "루프" 안테나 (150) 로서 구성될 수도 있다. 루프 안테나는 페라이트 코어와 같은 물리적 코어 또는 공심을 포함하도록 구성될 수도 있다. 공심 루프 안테나는 코어 근방에 배치된 관련없는 물리적 디바이스들을 더 허용가능할 수도 있다. 또한, 공심 루프 안테나는 코어 영역 내에 다른 컴포넌트들의 배치를 허용한다. 또한, 공심 루프는 송신 안테나 (114) (도 2) 의 평면 내의 수신 안테나 (118) (도 2) 의 배치를 보다 손쉽게 가능하게 할 수도 있으며, 여기서 송신 안테나 (114) (도 2) 의 커플링 모드 영역은 더 강력할 수도 있다.
언급된 바와 같이, 송신기 (104) 와 수신기 (108) 사이의 매칭된 또는 거의 매칭된 공진 동안에 송신기 (104) 와 수신기 (108) 사이의 에너지의 효율적인 전송이 발생한다. 그러나, 송신기 (104) 와 수신기 (108) 사이의 공진이 매칭되지 않는 경우라도, 에너지가 저효율로 전송될 수도 있다. 에너지의 전송은 송신 안테나로부터 자유 공간으로 에너지를 전파하는 것보다는, 송신 안테나의 근접장으로부터의 에너지를 이러한 근접장이 확립된 근처에 상주하는 수신 안테나에 커플링시킴으로써 발생한다.
루프 또는 자기 안테나의 공진 주파수는 인덕턴스 및 커패시턴스에 기초한다. 루프 안테나의 인덕턴스는 일반적으로 단순히 그 루프에 의해 생성된 인덕턴스이지만, 커패시턴스는 일반적으로 원하는 공진 주파수에서 공진 구조를 창출하기 위해 루프 안테나의 인덕턴스에 부가된다. 비제한적 예로서, 공진 신호 (156) 를 발생시키는 공진 회로를 생성하기 위해, 커패시터 (152) 및 커패시터 (154) 가 안테나에 부가될 수도 있다. 따라서, 더 큰 직경의 루프 안테나의 경우, 공진을 유도하는데 필요한 커패시턴스의 사이즈는, 그 루프의 직경 또는 인덕턴스가 증가함에 따라 감소한다. 또한, 루프 또는 자기 안테나의 직경이 증가함에 따라, 근접장의 효율적인 에너지 전송 영역이 증가한다. 물론, 다른 공진 회로들도 가능하다. 또 다른 비제한적 예로서, 커패시터는 루프 안테나의 2 개의 단자 사이에서 병렬로 배치될 수도 있다. 또한, 송신 안테나의 경우 공진 신호 (156) 가 루프 안테나 (150) 로의 입력일 수도 있다는 것을 당업자는 인식할 것이다.
본 발명의 예시적 실시형태는 서로의 근접장에 존재하는 2 개의 안테나 사이의 전력을 커플링하는 것을 포함한다. 언급된 바와 같이, 근접장은 안테나 주변의 영역이며, 여기서 전자기장은 존재하지만 안테나로부터 멀리 전파되거나 방사되지 않을 수도 있다. 통상적으로, 그들은 안테나의 물리적인 볼륨과 비슷한 볼륨으로 한정된다. 본 발명의 예시적 실시형태에서, 싱글 및 멀티-턴 루프 안테나와 같은 자기 타입의 안테나는, 자기 근접장 진폭이 전기 타입의 안테나 (예를 들어, 작은 쌍극자) 의 전기 근접장과 비교하여 자기 타입의 안테나에 대해 더 높은 경향이 있기 때문에, 송신 (Tx) 및 수신 (Rx) 안테나 시스템 양자에 사용된다. 이것은 그 쌍 사이의 잠재적으로 더 높은 커플링을 허용한다. 또한, "전기" 안테나 (예를 들어, 쌍극자 및 단극자) 또는 자기 및 전기 안테나의 조합이 또한 고려된다.
Tx 안테나는 상술된 원격장 및 유도성 접근법들에 의해 허용된 것보다 상당히 원거리에 있는 작은 수신 안테나에 대한 양호한 커플링 (예를 들어, ＞-4 ㏈) 을 달성할 만큼 충분히 큰 안테나 사이즈를 갖고 충분히 낮은 주파수에서 동작될 수도 있다. Tx 안테나가 정확히 사이징되면, 호스트 디바이스 상의 수신 안테나가 구동 Tx 루프 안테나의 커플링 모드 영역 내에 (즉, 근접장에) 배치될 때, 높은 커플링 레벨 (예를 들어, -1 ㏈ 내지 -4 ㏈) 이 달성될 수도 있다.
또한, 예시적인 실시형태들은 또한, 예를 들면, "충전" 매트 또는 표면에 임베딩된 송신 안테나와 충전될 전자 디바이스에 임베딩된 (정류 회로를 포함하는) 수신 안테나 사이의 유도성 커플링에 근거한 무선 에너지 송신 기법들에 대한 접근법들을 포함할 수도 있다.
도 4 는 본 발명의 예시적 실시형태에 따른 송신기 (200) 의 간략화된 블록도이다. 송신기 (200) 는 송신 회로 (202) 및 송신 안테나 (204) 를 포함한다. 일반적으로, 송신 회로 (202) 는 송신 안테나 (204) 주위에 근접장 에너지의 발생을 야기하는 발진 신호를 제공함으로써 RF 전력을 송신 안테나 (204) 에 제공한다. 예로서, 송신기 (200) 는 13.56 ㎒ ISM 대역에서 동작할 수도 있다.
예시적 송신 회로 (202) 는 송신 회로 (202) 의 임피던스 (예를 들어, 50 옴) 를 송신 안테나 (204) 에 매칭시키는 고정 임피던스 매칭 회로 (206) 및 고조파 방출을 수신기 (108) (도 1) 에 커플링된 디바이스의 자기-재밍 (self-jamming) 을 방지하기 위한 레벨로 감소시키도록 구성된 로우 패스 필터 (LPF) (208) 를 포함한다. 다른 예시적 실시형태는 특정 주파수를 감쇠시키지만 다른 주파수는 통과시키는 노치 필터 (이에 한정되지 않음) 를 포함하지만 이에 한정되지는 않는 상이한 필터 토폴로지를 포함할 수도 있고, 전력 증폭기에 의한 DC 전류 인출 또는 안테나로의 출력 전력과 같은 측정가능한 송신 메트릭스 (metrics) 에 기초하여 변화될 수도 있는 적응적 임피던스 매치를 포함할 수도 있다. 송신 회로 (202) 는 (신호 생성기로도 지칭되는) 발진기 (212) 에 의해 결정되는 RF 신호를 구동하도록 구성된 전력 증폭기 (210) 를 더 포함한다. 송신 회로는 이산 디바이스들 또는 회로들로 구성될 수도 있고, 또는 다르게는 집적 어셈블리로 구성될 수도 있다. 송신 안테나 (204) 로부터 출력된 예시적 RF 전력은 2.5 와트 내지 8.0 와트 정도일 수도 있다.
송신 회로 (202) 는 특정 수신기에 대한 송신 페이즈 (phase) (또는 듀티 사이클) 동안에 발진기 (212) 를 인에이블시키고, 발진기의 주파수를 조정하며, 출력 전력 레벨을 조정하고, 부착된 수신기를 통해 인접하는 디바이스와 상호작용하기 위한 통신 프로토콜을 구현하기 위한 제어기 (214) 를 더 포함한다. 제어기 (214) 는 또한 커플링 모드 영역에 배치된 수신기에 기인한 커플링 모드 영역에서의 변화에 기인하여 송신 안테나 (204) 에서의 임피던스 변화를 결정하기 위한 것이다.
송신 회로 (202) 는 송신 안테나 (204) 에 의해 발생된 근접장의 근방에 있는 액티브 수신기의 존재 또는 부존재를 검출하는 로드 감지 회로 (216) 를 더 포함할 수도 있다. 예로서, 로드 감지 회로 (216) 는 전력 증폭기 (210) 로 흐르는 전류를 모니터링하는데, 이것은 송신 안테나 (204) 에 의해 발생된 근접장의 근방에 있는 액티브 수신기의 존재 또는 부존재에 의해 영향을 받는다. 액티브 수신기와 통신하기 위한 에너지를 송신하기 위해 발진기 (212) 를 인에이블시킬지 여부를 결정할 때 이용하기 위해, 전력 증폭기 (210) 상의 로딩에 대한 변화의 검출이 제어기 (214) 에 의해 모니터링된다.
송신 안테나 (204) 는 저항 손실을 낮게 유지하도록 선택된 두께, 폭 및 금속 타입을 갖는 안테나 스트립으로서 구현될 수도 있다. 종래의 구현에서, 송신 안테나 (204) 는 일반적으로 테이블, 매트, 램프 또는 다른 더 적은 휴대성의 구성과 같은 더 큰 구조와 연관되도록 구성될 수도 있다. 따라서, 송신 안테나 (204) 는 일반적으로 실제 치수로 되기 위하여 "턴 (turn)" 을 필요로 하지 않을 것이다. 송신 안테나 (204) 의 예시적 구현은 "전기적으로 작을" 수도 있고 (즉, 파장의 몇 분의 1 (fraction)), 커패시터를 사용하여 공진 주파수를 규정함으로써 더 낮은 이용가능 주파수에서 공진하도록 튜닝 (tuning) 될 수도 있다. 송신 안테나 (204) 가 수신 안테나에 비해 직경에 있어서 더 클 수도 있거나, 또는 사각 루프인 경우 측면의 길이 (예를 들어, 0.50 미터) 에 있어서 클 수도 있는 예시적 애플리케이션에서, 송신 안테나 (204) 는 적정한 커패시턴스를 획득하기 위해 반드시 다수의 턴을 필요로 하지는 않을 것이다.
송신기 (200) 는 송신기 (200) 와 연관될 수도 있는 수신기 디바이스들의 상태 및 소재에 관한 정보를 수집 및 추적 (tracking) 할 수도 있다. 따라서, 송신기 회로 (202) 는 존재 검출기 (280), 폐쇄 검출기 (290), 또는 이들의 조합을 포함할 수도 있으며, 이들은 (여기에서 프로세서로도 지칭되는) 제어기 (214) 에 접속된다. 제어기 (214) 는 존재 검출기 (280) 및 폐쇄 검출기 (290) 로부터의 존재 신호들에 응답하여 증폭기 (210) 에 의해 전달된 전력의 양을 조정할 수도 있다. 송신기는 예를 들면 빌딩에 존재하는 종래의 AC 전력을 변환하기 위한 AC-DC 변환기 (미도시), 송신기 (200) 에 알맞은 전압으로 종래의 DC 전원을 변환하기 위한 DC-DC 변환기 (미도시) 와 같은 다수의 전원들을 통하거나, 종래의 DC 전원 (미도시) 으로부터 직접 전력을 수신할 수도 있다.
비제한적 예로서, 존재 검출기 (280) 는 송신기의 커버리지 영역으로 삽입된 충전될 디바이스의 초기 존재를 감지하는데 이용되는 모션 검출기일 수도 있다. 검출 후에, 송신기는 턴온되고 수신기에 의해 수신된 RF 전력은 미리 결정된 방식으로 수신기 디바이스 상의 스위치를 토글링하는데 사용될 수도 있고, 이것은 결과적으로 송신기의 구동 점 임피던스에 대한 변화를 야기한다.
다른 비제한적 예로서, 존재 검출기 (280) 는 예를 들면, 적외선, 모션 검출 또는 다른 적합한 수단에 의해 인간을 검출할 수 있는 검출기일 수도 있다. 몇몇 예시적인 실시형태들에서, 특정 주파수에서 송신 안테나가 송신할 수 있는 전력의 양을 제한하는 규정들이 존재할 수도 있다. 일부의 경우, 이들 규정들은 전자기 방시로부터 인간을 보호하는 의미를 갖는다. 그러나, 예를 들면, 차고, 작업 현장, 상점 등과 같은, 인간이 점유하지 않거나, 인간에 의해 드물게 점유되는 영역들에 송신 안테나들이 배치되는 환경이 존재할 수도 있다. 이들 환경에 인간이 없으면, 정상 전력 제한 규정 보다 높게 송신 안테나의 전력 출력을 증가시키는 것이 허용될 수도 있다. 다른 말로, 제어기 (214) 는 인간 존재에 응답하여 규정 레벨 이하로 송신 안테나 (204) 의 전력 출력을 조정하고 송신 안테나 (204) 의 전자기장으로부터 규정 거리 밖에 인간이 있을 때 규정 레벨 보다 높은 레벨로 송신 안테나 (204) 의 전력 출력을 조정할 수도 있다.
비제한적 예로서, (여기에서 폐쇄 칸 검출기 또는 폐쇄 공간 검출기로도 지칭될 수 있는) 폐쇄 검출기 (290) 는 인클로저 (enclosure) 가 닫혀있거나 열려 있는 상태에 있을 때를 검출하기 위한 감지 스위치와 같은 디바이스일 수도 있다. 송신기가 폐쇄된 상태에 있는 인클로저에 있을 때, 송신기의 전력 레벨이 증가될 수도 있다.
예시적인 실시형태들에서, 송신기 (200) 가 무기한 온 (on) 으로 남지 않는 방법이 사용될 수도 있다. 이 경우에, 송신기 (200) 는 사용자-정의된 양의 시간 후 셧오프되도록 프로그래밍될 수도 있다. 이 피처 (feature) 는 송신기 (200), 특히 전력 증폭기 (210) 가 그의 주변에 있는 무선 디바이스들이 완전히 충전된 후 길게 실행되는 것을 방지한다. 이 이벤트는 디바이스가 완전히 충전되었다는 리피터 (repeater) 또는 수신기 코일중 어느 하나로부터 발신된 신호를 회로가 검출하지 못하는 것에 기인할 수도 있다. 다른 디바이스가 송신기의 주변에 있는 경우 송신기 (200) 가 자동적으로 셧다운되는 것을 방지하기 위하여, 송신기 (200) 자동 셧오프 피처가 그의 주변에서 검출된 모션 결여의 한 세트의 주기 후에만 활성화될 수도 있다. 사용자는 비활성 시간 인터벌을 결정할 수 있을 수도 있고 그것을 원하는 대로 변경할 수 있을 수도 있다. 비제한적 예로서, 시간 인터벌은 디바이스가 초기에 완전히 방전된다는 가정하에서 특정 타입의 무선 디바이스를 완전히 충전하는데 필요한 것 보다 더 길 수도 있다.
도 5 는 본 발명의 예시적 실시형태에 따른 수신기 (300) 의 간략화된 블록도이다. 수신기 (300) 는 수신 회로 (302) 및 수신 안테나 (304) 를 포함한다. 수신기 (300) 는 디바이스 (350) 에 또한 커플링되어 수신된 전력을 그에 제공한다. 수신기 (300) 가 디바이스 (350) 외부에 존재하는 것으로 예시되어 있지만, 디바이스 (350) 내로 통합될 수도 있다는 것에 유의해야 한다. 일반적으로, 에너지가 수신 안테나 (304) 에 무선으로 전파된 후에, 수신 회로 (302) 를 통해 디바이스 (350) 에 커플링된다.
수신 안테나 (304) 는 송신 안테나 (204) (도 4) 와 동일한 주파수에서 또는 동일한 주파수 근처에서 공진하도록 튜닝된다. 수신 안테나 (304) 는 송신 안테나 (204) 와 유사하게 치수가 정해질 수도 있고, 또는 연관된 디바이스 (350) 의 치수에 기초하여 상이하게 사이징될 수도 있다. 예로서, 디바이스 (350) 는 송신 안테나 (204) 의 직경 또는 길이보다 작은 직경 또는 길이 치수를 갖는 휴대용 전자 디바이스일 수도 있다. 이러한 예에서, 튜닝 커패시터 (미도시) 의 커패시턴스 값을 감소시키고 수신 안테나의 임피던스를 증가시키기 위하여 수신 안테나 (304) 가 멀티-턴 안테나로서 구현될 수도 있다. 예로서, 안테나 직경을 최대화하고 수신 안테나의 루프 턴 (즉, 권선) 의 수 및 권선간 (inter-winding) 커패시턴스를 감소시키기 위하여 수신 안테나 (304) 가 디바이스 (350) 의 실질적인 둘레 주위에 배치될 수도 있다.
수신 회로 (302) 는 수신 안테나 (304) 에 임피던스 매치를 제공한다. 수신 회로 (302) 는 수신된 RF 에너지 소스를 디바이스 (350) 에 의한 사용을 위한 충전 전력으로 변환하는 전력 변환 회로 (306) 를 포함한다. 전력 변환 회로 (306) 는 RF-DC 변환기 (308) 를 포함할 수도 있고, 또한 DC-DC 변환기 (310) 를 포함할 수도 있다. RF-DC 변환기 (308) 는 수신 안테나 (304) 에서 수신된 RF 에너지 신호를 비-교류 전력으로 정류하는 한편, DC-DC 변환기 (310) 는 정류된 RF 에너지 신호를 디바이스 (350) 와 호환성이 있는 에너지 포텐셜 (예를 들어, 전압) 로 변환한다. 다양한 RF-DC 변환기가 고려되는데, 선형 및 스위칭 변환기 뿐만 아니라, 부분파 및 전파 정류기, 레귤레이터, 브리지, 더블러 (doubler) 를 포함한다.
수신 회로 (302) 는 수신 안테나 (304) 를 전력 변환 회로 (306) 에 접속하거나 또는 다르게는 전력 변환 회로 (306) 를 접속 해제하는 스위칭 회로 (312) 를 더 포함할 수도 있다. 수신 안테나 (304) 를 전력 변환 회로 (306) 로부터 접속 해제하는 것은 디바이스 (350) 의 충전을 중지시킬 뿐만 아니라, 송신기 (200) (도 2) 가 "겪게 되는" "로드(load)" 를 변경한다.
상술한 바와 같이, 송신기 (200) 는 송신기 전력 증폭기 (210) 에 제공되는 바이어스 전류의 변동을 검출하는 로드 감지 회로 (216) 를 포함한다. 따라서, 송신기 (200) 는 수신기가 송신기의 근접장에 존재하는 때를 결정하기 위한 메커니즘을 갖는다.
다수의 수신기 (300) 가 송신기의 근접장에 존재할 때, 하나 이상의 수신기의 로딩 및 언로딩을 시간 다중화하여 다른 수신기로 하여금 송신기에 더욱 효율적으로 커플링할 수 있게 하는 것이 바람직할 수도 있다. 또한, 다른 근처의 수신기에 대한 커플링하는 것을 제거하거나 또는 근처의 송신기 상의 로딩을 감소시키기 위하여 수신기가 클로크 (cloak) 될 수도 있다. 또한, 이러한 수신기의 "언로딩" 은 여기에서 "클로킹" 으로 알려져 있다. 또한, 수신기 (300) 에 의해 제어되고 송신기 (200) 에 의해 검출된 언로딩과 로딩 사이의 이러한 스위칭은 더욱 충분히 후술되는 바와 같이 수신기 (300) 로부터 송신기 (200) 로의 통신 메커니즘을 제공한다. 추가로, 프로토콜은 수신기 (300) 로부터 송신기 (200) 로의 메시지의 발신을 가능하게 하는 스위칭과 연관될 수도 있다. 예로서, 스위칭 속도는 100 μsec 정도일 수도 있다.
예시적 실시형태에서, 송신기와 수신기 사이의 통신은 종래의 양방향 통신보다는 디바이스 감지 및 충전 제어 메커니즘을 지칭한다. 바꾸어 말하면, 송신기는 송신된 신호의 온/오프 키잉 (keying) 을 이용하여 근접장에서 에너지의 가용성을 조정할 수도 있다. 수신기는 송신기로부터의 메시지로서 에너지의 이들 변화를 해석한다. 수신기측으로부터, 수신기는 수신 안테나의 튜닝 및 디-튜닝을 이용하여 근접장으로부터 얼마나 많은 전력이 수용되고 있는지를 조정한다. 송신기는 근접장으로부터 이용된 이러한 전력의 차를 검출하여 수신기로부터의 메시지로서 이들 변화를 해석할 수도 있다.
수신 회로 (302) 는 수신된 에너지 변동을 식별하는데 사용되는 시그널링 검출기 및 비콘 회로 (314) 를 더 포함할 수도 있고, 그 수신된 에너지 변동은 송신기로부터 수신기로의 정보 시그널링에 대응할 수도 있다. 또한, 시그널링 및 비콘 회로 (314) 는, 또한 무선 충전을 위한 수신 회로 (302) 를 구성하기 위하여, 감소된 RF 신호 에너지 (즉, 비콘 신호) 의 송신을 검출하고, 감소된 RF 신호 에너지를 수신 회로 (302) 내의 미전력-공급형 (un-powered) 또는 전력-고갈형 (power-depleted) 회로 중 어느 하나를 어웨이크닝 (awakening) 위한 공칭 전력 (nominal power) 으로 정류하는데 사용될 수도 있다.
수신 회로 (302) 는 여기에서 설명된 스위칭 회로 (312) 의 제어를 포함하여 여기에서 설명된 수신기 (300) 의 프로세스를 조정하는 프로세서 (316) 를 더 포함한다. 또한, 충전 전력을 디바이스 (350) 에 제공하는 외부의 유선 충전 소스 (예를 들어, 벽/USB 전력) 의 검출을 포함하는 다른 이벤트의 발생시 수신기 (300) 의 클로킹이 발생할 수도 있다. 또한, 프로세서 (316) 는, 수신기의 클로킹을 제어하는 것 이외에도, 비콘 회로 (314) 를 모니터링하여 비콘 상태를 결정하고 송신기로부터 발신된 메시지를 추출할 수도 있다. 또한, 프로세서 (316) 는 개선된 성능을 위해 DC-DC 변환기 (310) 를 조정할 수도 있다.
몇몇 예시적인 실시형태들에서, 수신 회로 (320) 는 예를 들면, 원하는 전력 레벨, 최대 전력 레벨, 원하는 전류 레벨, 최대 전류 레벨, 원하는 전압 레벨 및 최대 전압 레벨 형태로 송신기에 대한 전력 요건을 시그널링 (signaling) 할 수도 있다. 이들 레벨들, 및 송신기로부터 수신된 전력의 실제 양에 기초하여, 프로세서 (316) 는 DC-DC 변환기 (310) 의 동작을 조정하여 그의 출력을 전류 레벨의 조정, 전압 레벨의 조정 또는 이들의 조합 형태로 조절할 수도 있다.
송신기와 수신기 사이의 통신 링크를 확립하는 것이 하나 보다 많은 디바이스가 동시에 충전을 수신할 때 디바이스 식별 및 제어 정보 뿐만 아니라 충전 상태 정보가 수신기로부터 송신기로 릴레이되기 위해 유용할 수도 있다. 송신기가 명령들을 수신기로 발신할 필요가 있는 한편, 수신기 유닛이 정보를 미리 결정된 방식으로 발신하여 돌려줄 필요가 있을 수 있으므로, 이 통신 링크는 가장 효율적으로 동작하기 위하여 양방향성이 되야 한다. 이를 이루기 위한 다수의 방법들이 존재한다.
특히 효율적인 통신 방법은 다른 디바이스에 의해 감지될 수 있는 인-밴드 (in-band) 송신기 및 수신기 로드 변조에 의한 것이다. 인-밴드는 무선 충전을 위해 할당된 주파수 채널 내에서 정보가 완전히 교환됨을 의미한다. 즉, 일반적으로, 상이한 주파수에서 동작하고 자유 공간으로 데이터를 방사하는, 외부 무선 링크는 존재하지 않을 필요가 있다. 외부 무선 링크의 추가는 무선 충전 시스템의 크기, 비용 및 복잡성에 영향을 주게 되고, 또한 공중을 통한 무선 송신 및 간섭 문제들을 야기하기 쉽다. 인-밴드 시그널링은 이들 문제들을 회피한다. 그러나, 인-밴드 로드 변조를 구현함에 있어서, 로드 임피던스의 변화를 효율적이고 정확하게 감지하는 문제가 존재한다. 이는 수신기로부터 송신기 디바이스로 시그널링 (역방향 링크 시그널링) 의 경우에 특히 그러하다. 발신되는 데이터가 정확하게 수신되는지를 확인하기 위해, 신호 검출의 강력한 방법이 필요하다.
순 방향 (즉, 송신기에서 수신기로) 의 시그널링은, 각 디바이스가 송신기로부터 많은 신호를 수신하므로, 간단하다. 역방향 (즉, 수신기에서 송신기로) 의 시그널링은 더 까다로울 수 있다. 수신기 임피던스의 변조와 같은 몇몇 스킴 (scheme)이 VSWR (Voltage Standing Wave Ratio) 또는 송신기가 겪게 되는 역방향 손실을 변화시키기 위해 사용될 수 있지만, 송신기 전력, 전압 또는 전류를 검출하는 것은 어려울 수 있는데, 소정 구성의 디바이스, 오리엔테이션 (orientation) 및 수신기 설계가 그러한 파라미터들에 대해 무엇을 하는지 예측하는 것이 종종 어렵기 때문이다. 예를 들면, 디바이스가 임피던스의 변화를 야기하여 전력이 시그널링 동안 증가하는 시스템은, 디바이스가 코일의 에지에 아주 가까운 경우 또는 디바이스가 다른 디바이스에 너무 가깝게 배치된 경우 감소로 변할 수도 있다. 이것은 역방향 신호의 디코딩을 어렵게 그렇지 않으면 불가능하게 만든다. 또한, 시그널링 동안 위상 만이 변화하는 경우, 매그니튜드 기반 감지 스킴은 작동하더라도 최적으로 작동하지 않을 것이다. 마찬가지로, 역방향 시그널링 시도 동안 매그니튜드 만이 변화하고, 송신기가 위상의 변화만을 검출하는 경우, 신호를 검출하는 것은 어렵게 되고, 그렇지 않으면 불가능해진다.
도 6a 및 도 6b는 역방향 링크 시그널링을 제공하기 위한 수신 회로의 부분의 간략화된 개통도이다. 이들 역방향 링크 시그널링 회로들은 수신 안테나의 튜닝 및 디-튜닝에 의해 신호를 제공하기 위한 가능한 회로들의 예로서 보여진다. 수신 안테나 튜닝에 의해 송신기로 역방향 링크 시그널링을 제공하기 위한 많은 다른 회로들이 가능하고 본 발명의 범위 이내로서 고려된다.
도 6a의 회로는 수신 안테나 (304), 공진 회로 (330A), 및 수신 안테나 (304) 와 공진 회로 (330A) 사이에 커플링된 디-튜닝 스위치 (S1A) 를 포함한다. 공진 회로 (330A) 는 인덕터 (L1A) 및 커패시터 (C1A) 를 포함하고, 디-튜닝 스위치 (S1A) 가 닫히고 수신 안테나 (304) 가 특정 주파수에서 또는 근처에서의 전자기 방사에 의해 여기될 때, 특정 주파수에서 공진하도록 구성된다.
다이오드 (D1) 및 커패시터 (C2) 는 정류기로서 작용하여 충전, 전력 공급, 이들의 조합을 위해 수신기 디바이스 (미도시) 에 전력을 공급하기 위한 실질적으로 일정한 DC 출력 신호 (309) 를 제공한다. 수신기는 디-튜닝 스위치 (S1A) 를 열어 수신 안테나를 디-튜닝 (즉, 클로킹) 하거나 디-튜닝 스위치 (S1A) 를 닫아 수신 안테나를 튜닝 (즉, 언클로킹 (uncloaking)) 하는 것에 의해 역방향-시그널링을 송신기에 제공할 수 있다.
도 6b의 회로는 수신 안테나 (304), 공진 회로 (330B) 및 디-튜닝 스위치 (S1B) 를 포함한다. 공진 회로 (330A) 는 인덕터 (L1B) 및 커패시터 (C1B) 를 포함하고, 디-튜닝 스위치 (S1B) 가 열리고 수신 안테나 (304) 가 특정 주파수에서 또는 근처에서의 전자기 방사에 의해 여기될 때 특정 주파수에서 공진하도록 구성된다. 디-튜닝 스위치 (S1B) 는 인덕터 (L1B) 와 커패시터 (C1B) 사이에 커플링되고 접지에 커플링되어, 공진 회로는 디-튜닝 스위치 (S1B) 가 닫힐 때 쇼트 (short) 가 되거나 디-튜닝 스위치 (S1B) 가 열릴 때 공진하도록 구성된다.
다이오드 (D1) 및 커패시터 (C2) 는 정류기로서 작용하여 충전, 전력 공급, 이들의 조합을 위해 수신기 디바이스 (미도시) 에 전력을 공급하기 위한 실질적으로 일정한 DC 출력 신호 (309) 를 제공한다.
수신기는 디-튜닝 스위치 (S1B) 를 닫아 수신 안테나를 디-튜닝 (즉, 클로킹) 하거나 디-튜닝 스위치 (S1B) 를 열어 수신 안테나를 튜닝 (즉, 언클로킹 (uncloaking)) 하는 것에 의해 역방향-시그널링을 송신기에 제공할 수 있다.
클로킹 신호, 비콘 신호, 및 이들 신호들을 생성하기 위한 회로에 대한 몇몇 다른 예시적인 실시형태들의 상세들은 2008년 10월 10일자로 출원되고 발명이 명칭이 "Reverse link signaling via receive antenna impedance modulation" 인 U.S. 실용 특허 출원 제12/249,873호; 2008년 10월 10일자로 출원되고 발명이 명칭이 "Transmit power control for a wireless charging system" 인 U.S. 실용 특허 출원 제12/249,861호; 및 2008년 10월 10일자로 출원되고 발명이 명칭이 "Signaling charging in wireless power environment"인 U.S. 실용 특허 출원 제12/249,866호에서 찾아볼 수 있으며; 이들 모두는 참조에 의해 전체적으로 본원에 포함된다.
도 7a-도 7c는 역방향 링크 시그널링에 기인할 수도 있는 송신 안테나에서의 임피던스 변화를 결정하기 위한 송신 회로의 부분들의 간략화된 계통도를 나타낸다. 이들 임피던스 변화들은 송신 안테나에 전달된 전류의 변화, 생성된 신호와 송신된 신호 사이의 위상 변화, 생성된 신호와 송신된 신호 사이의 진폭 변화, 또는 이들의 조합에 기인하여 결정될 수도 있다.
도 7a는 송신기와 수신기 사이에서 메시징을 수행하기 위한 송신 회로의 부분의 간략화된 계통도이다. 본 발명의 몇몇 예시적인 실시형태들에서, 통신을 위한 수단이 송신기와 수신기 사이에서 인에이블링될 수도 있다. 도 7a에서, 전력 증폭기 (210) 는 송신 안테나 (204) 를 구동하여 방사장 (106) 을 생성한다. 송신 안테나 (204) 를 위해 원하는 주파수에서 발진하는 캐리어 신호 (220) 에 의해 전력 증폭기가 구동된다. 송신 변조 신호 (224) 는 전력 증폭기 (210) 의 출력을 제어하기 위하여 사용될 수도 있다.
송신 회로는 전력 증폭기 (210) 상에서 온/오프 키잉 (keying) 프로세스를 이용하는 것에 의해 수신기들에 신호들을 발신할 수 있다. 다른 말로, 송신 변조 신호 (224) 가 어써팅 (assertting) 될 때, 전력 증폭기 (210) 은 송신 안테나 (204) 상에서 캐리어 신호 (220) 의 주파수를 구동 출력하게 된다. 송신 변조 신호 (224) 가 취소될 때, 전력 증폭기는 송신 안테나 (204) 상에서 어떠한 주파수도 구동 출력하지 않는다.
도 7a의 송신 회로는 또한 전력을 전력 증폭기 (210) 에 공급하고 수신 신호 (235) 출력을 생성하는 로드 감지 회로 (216) 를 포함한다. 로드 감지 회로 (216) 에서, 저항 Rs에 걸친 전압 강하는 신호 (226) 의 전력과 전력 증폭기 (210) 에 대한 전력 공급 (288) 사이에서 전개된다. 전력 증폭기 (210) 에 의해 소비된 전력의 임의의 변화는 전압 강하의 변화를 야기하게 되고, 이는 차동 증폭기 (230) 에 의해 증폭되게 된다. 송신 안테나가 수신기에 있는 수신 안테나와 커플링 모드에 있을 때, 전력 증폭기 (210) 에 의해 인출된 전류의 양이 변하게 된다. 다른 말로, 송신 안테나 (210) 에 대해 커플링 모드 공진이 존재하지 않으면, 방사장을 구동하기 위하여 필요한 전력이 제 1 양이 되게 된다. 커플링 모드 공진이 존재하면, 전력 증폭기 (210) 에 의해 소비된 전력의 양이 상승되게 되는데, 다량의 전력이 수신 안테나로 커플링되기 때문이다. 따라서, 수신 신호 (235) 는 송신 안테나 (204) 에 커플링된 수신 안테나의 존재를 나타낼 수 있고 또한 수신 안테나로부터 발신된 신호들을 검출할 수 있다. 또한, 클로킹 및 언클로킹에 기인한 수신기 전류 인출 (current draw) 의 변화는 송신기의 전력 증폭기 전류 인출에서 관측가능할 것이고, 이 변화는 수신 안테나로부터 신호를 검출하는데 사용될 수 있다.
도 7a의 송신 회로는 또한 수신 신호 (235) 를 샘플링하여 전력 증폭기 (210) 에 의한 전류 인출의 차에 기초하여 수신기로부터 시그널링을 결정하기 위한 제어기 (214) 를 포함하는데, 이는 아래에서 보다 충분히 설명된다.
도 7b에서, 전력 증폭기 (210) 는 무-지향성 커플러 (260) 를 구동하고, 이는 송신 안테나 (204) 를 구동하여 방사장 (106) 을 생성한다. 전력 증폭기 (210) 는 송신 안테나 (204) 에 대하여 원하는 주파수에서 발진하는 발진기 (212) 로부터 (여기에서 RF 신호로도 지칭되는) 캐리어 신호 (220) 에 의해 구동된다. 송신 변조 신호 (224) 는 전력 증폭기 (210) 의 출력을 제어하기 위해 사용될 수도 있다.
레퍼런스 회로 (270) 는 송신 안테나 (204) 에 대하여 송신 신호에 상관되지만, 전력 증폭기 (210) 에 대한 입력에 유사한 저 진폭의 레퍼런스 신호를 생성한다. 따라서, 레퍼런스 회로는 진폭을, 이를 테면 약 25dB 만큼 감소시킬 수도 있다. 도 7b의 예시적인 실시형태에서, 레퍼런스 회로 (270) 는 저항 R1 및 저항 R2를 포함하는 간단한 분압기이다.
무-지향성 커플러 (260) 는 격리 (isolation) 를 제공하여 레퍼런스 회로 (270) 는 송신된 신호로부터 제한된 전력을 인출하고 송신된 신호와의 간섭을 감소시킨다. 순방향 신호와 역방향 신호 사이에서 구별할 필요가 없기 때문에 도 7b의 예시적인 실시형태에 대해 필요하지 않은 지향성 커플러 보다 무-지향성 커플러 (260) 가 구현하기 보다 용이할 수도 있다.
레퍼런스 회로 (270) 의 출력인, 레퍼런스 신호 (275) 는 위상 비교기 (280) 에서 RF 신호 (220) 에 비교되어 2개 신호들 사이의 위상 차를 결정한다. 하나의 가능한 예로서, 로직 게이트가 위상 비교에 사용될 수도 있다. 위상 차 신호 (282) 는, 제어기 (214) 와 분리 또는 통합될 수도 있는, 아날로그-디지털 (A/D) 변환기 (미도시) 를 통해 제어기 (214) 에 커플링된다.
예시적인 실시형태에서, 무선 충전 시스템에서의 높은 E2EE (end-to-end efficiency) 를 위하여, 고 효율 스위칭 타입의 전력 증폭기 (210) 를 사용하는 것이 바람직할 수도 있다. 이들 전력 증폭기 (PA) (210) 는 반드시 선형 타입 증폭기일 필요는 없지만, 튜닝된 회로 로드를 구동하는 스위치로서 본질적으로 동작될 수도 있다. 그래서, 그들의 입력 신호들은 방형파 펄스 트레인 (square wave pulse train) 또는, 아주 거의 그러한 구동 신호들이다. 이들 입력 구동 신호들은 위상 비교 신호 검출 스킴을 위한 위상 레퍼런스로서 사용될 수 있다.
따라서, 스위칭 PA (210) 에 대한 구동 신호는 레퍼런스로서 사용되고, 진폭이 감소되어 그의 레벨이 RF 신호 (220) 의 그것에 비슷해지는 격리된 송신기 출력 신호 (즉, 레퍼런스 신호 (275)) 와 비교되고, 2개 신호들 사이의 위상 차를 비교한다. 하나의 가능한 예로서, 위상 비교의 하나의 가능한 구현으로서 로직 게이트를 사용한다.
수신기 로드가 로드 변조하에서 변화함에 따라 송신 안테나 구동 신호가 변화하게 되므로, 이러한 변화는 송신기 측 상의 적절한 수단에 의해 검출될 수 있다. 특히, 송신기 구동 신호에서의 위상 변화를 검출하는 것이 가능하다. 예시적인 실시형태에서 제어기 (214) 는 송신 신호의 레이트 보다 훨씬 빠른 레이트로 위상 차 신호 (282) 를 샘플링하고 연속하는 샘플들 사이의 거리를 계산할 수도 있다. 따라서, 수신기의 임피던스의 현저한 변화에 기인한 위상 변화는 제어기 (214) 에 의해 결정되어 수신기 디바이스로부터 시그널링을 표시할 수도 있다.
예시적인 실시형태에서, 수신기 디바이스가 클로킹되지 않을 때, 구동 신호와 송신기 출력 사이의 위상 관계는 위상 이탈, 이를 테면 ~10 도 만큼 위상 이탈된다. 수신기 로드가 클로킹될 때, 송신기 출력에 제공된 임피던스는 현저한 양 만큼 변화할 수 있다. 이 변화는 수신기 디바이스가 언클로킹될 때에 비해 수신기 디바이스가 클로킹될 때, RF 신호 (220) 와 레퍼런스 신호 (275) 사이의 위상 변화로서 표명된다.
송신기는 또한 버퍼 (290) 를 포함하여 레퍼런스 신호 (275) 를 버퍼링 (및 가능하게는 증폭) 할 수도 있다. 버퍼 (290) 로부터의 매그니튜드 신호 (292) 는 제어기 (214) 와 분리 또는 통합될 수도 있는 아날로그-디지털 (A/D) 변환기를 통해 제어기 (214) 에 커플링될 수도 있다.
위상 차와 마찬가지로, 수신기 로드가 로드 변조하에서 변화함에 따라 송신 안테나 구동 신호가 변화하게 되므로, 이러한 변화는 송신기 측 상의 적절한 수단에 의해 검출될 수 있다. 특히, 송신기 구동 신호에서의 진폭 변화를 검출하는 것이 가능하다. 예시적인 실시형태에서 제어기 (214) 는 송신 신호의 레이트 보다 훨씬 빠른 레이트로 매그니튜드 신호 (292) 를 샘플링할 수도 있다. 따라서, 수신기의 임피던스의 현저한 변화에 기인한 매그니튜드 변화는 제어기 (214) 에 의해 결정되어 수신기 디바이스로부터 시그널링을 표시할 수도 있다.
아래에서 보다 충분히 설명되는 바처럼, 몇몇 예시적인 실시형태들에서, 위상 변화 및 매그니튜드 변화는 수신기로부터 시그널링을 결정함에 있어 결합될 수도 있다. 게다가, 도 7a를 참조하여 위에서 설명된 전류 변화는 위상 변화 및 매그니튜드 변화와 함께 포함될 수도 있다.
예시적인 실시형태에서, 무선 충전 시스템은 또한 시그널링 레이트 보다 커야하는 반복 레이트로 위상 및 진폭을 모니터링함으로써 수신기가 언제 로드 변조되는지를 습득하도록 자신을 트레이닝 (training) 할 수 있다. 따라서, 평균화 (averaging) 가 신호 상에서 수행될 수도 있고 이렇게 획득된 정보가 메모리에 저장될 수도 있고 최소 인커밍 데이터 샘플에 비교를 위해 사용될 수도 있다. 신호들의 평균화가 에러 레이트를 감소시키는데 사용될 수 있다.
도 7b의 예시적인 실시형태는, 부수적인 지향성 커플러 및 순방향 및 반사된 (reflected) 진폭 검출 회로와 함께, 순방향 및 반사된 신호 정보 양자 모두를 필요로 하지 않는다. 게다가, 송신기 구동 신호 상의 진폭 변화는 사용될 수도 있지만, 꼭 그렇게 할 필요는 없다.
도 7c에서 전력 증폭기 (210) 는 지향성 커플러 (265) 를 구동하고, 이는 송신 안테나 (204) 를 구동하여 방사장 (106) 을 생성한다. 전력 증폭기 (210) 는 송신 안테나 (204) 에 대해 원하는 주파수에서 발진하는 발진기 (212) 로부터 (여기에서 RF 신호로도 지칭되는) 캐리어 신호 (220) 에 의해 구동된다. 송신 변조 신호 (224) 는 전력 증폭기 (210) 의 출력을 제어하기 위해 사용될 수도 있다.
지향성 커플러 (265) 는 (포트 266과 포트 267 사이의) 입력 측과 (포트 268과 포트 269 사이의) 격리 측 사이의 격리를 제공하여 검출 회로는 송신된 신호로부터 제한된 전력을 인출하고 송신된 신호와의 간섭을 감소시킨다. 따라서, 역방향 신호는 순방향 신호로부터 격리되고 역방향 신호 매그니튜드 및 위상의 표시를 제공한다.
몇몇 예시적인 실시형태들에서, 격리 측 상의 순방향 포트 및 역방향 포트 (각각, 268 및 269) 가 검출기들 (각각, 272 및 274) 에 커플링 되어 수신된 RF 신호를 매그니튜드에 의해 변화하는 DC 신호들로 변화시킬 수도 있다. 이들 매그니튜드 신호들은 차동 증폭기 (295) 로 감산되어 매그니튜드 신호 (297) 로서 리턴 경로 손실을 낳을 수 있다. 매그니튜드 차 신호 (297) 는, 제어기 (214) 와 분리 또는 통합될 수도 있는, A/D 변환기 (미도시) 를 통해 제어기 (214) 에 의해 샘플링된다.
다른 예시적인 실시형태들에서, 검출기들 (272 및 274) 는 존재하지 않을 수도 있고 차동 증폭기 (295) 는 신호들 (268 및 269) 상의 RF 신호들을 비교하여 매그니튜드 차 신호 (297) 를 결정할 수도 있다. 제어기는 상대적으로 높은 레이트로 매그니튜드 차 신호 (297) 를 샘플링하고 종래의 필터링 알고리즘을 사용하여 DC 매그니튜드들을 추출할 수도 있다.
위상 비교기 (285) 는 순방향 포트 (268) 및 역방향 포트 (269) 에 커플링되어 순방향 신호와 역방향 신호 사이의 위상 차를 결정할 수도 있다. 하나의 가능한 예로서, 로직 게이트가 위상 비교에 사용될 수도 있다. 위상 비교기 (285) 로부터의 위상 차 신호 (287) 가 제어기 (214) 와 분리되거나 통합될 수도 있는 A/D 변환기를 통해 제어기 (214) 에 커플링된다. 게다가, 몇몇 예시적인 실시형태들에서, 단일 A/D 변환기가 위상 차 신호 (287) 와 매그니튜드 신호 (297) 사이에서 공유될 수도 있다.
수신기 로드가 로드 변조하에서 변화함에 따라 송신 안테나 구동 신호가 변화하게 되므로, 이러한 변화는 송신기 측 상의 적절한 수단에 의해 검출될 수 있다. 특히, 송신기 구동 신호에서의 매그니튜드 및 위상의 변화를 검출하는 것이 가능하다. 예시적인 실시형태에서 제어기 (214) 는 송신 신호의 레이트 보다 훨씬 빠른 레이트로 매그니튜드 신호 (297) 와 위상 차 신호 (287) 를 샘플링할 수도 있다. 따라서, 수신기의 임피던스의 현저한 변화에 기인한 매그니튜드 변화, 위상 변화 또는 이들의 조합은 제어기 (214) 에 의해 결정되어 수신기 디바이스로부터 시그널링을 표시할 수도 있다.
몇몇 예시적인 실시형태들에서, 따라서, 리턴 경로 손실의 매그니튜드 및 위상 차는 복소 임피던스 평면의 2개 직교 축들로 바뀌어질 수 있고, 간접적으로 로드의 복소 임피던스 (complex impedance) 를 나타낼 수 있다. 예시적인 실시형태에서, 시그널링 동안, 수신기는 그의 임피던스를 실질적으로 변화시키기 위한 조치를 취한다. 이것은 매그니튜드 변화, 위상 변화, 또는 이들의 조합에 반영될 것이다. 제어기 (214) 는 주기적으로 로드의 복소 임피던스를 샘플링하고 각 연속 점 사이의 거리 "d" 를 측정한다. 예시적인 실시형태에서, 거리 "d" 는 다음 식을 통해 계산된다:
거리 = sqrt((mag1-mag2)2 + (ph1-ph2)2)
상기 식에서, mag1 및 ph1 은 제 1 측정의 매그니튜드 및 위상이고, mag2 및 ph2는 제 2 측정의 매그니튜드 및 위상이다. 거리가 하나 보다 많은 샘플에 대하여 임계치들을 넘을 때, 송신기는 수신기로부터의 신호로서 변화를 인식할 것이다. 많은 무선 전력 시스템에서, 커플링 모드 영역에서의 수신기 디바이스의 특정 배치는 송신기에 의해 검출된 역방향 링크 시그널링의 전력, 매그니튜드 및 위상에 영향을 미칠 수도 있다.
도 8a 내지 도 8c는 송신기 안테나 (204) 를 갖는 호스트 디바이스 (510) 를 예시하고 송신 안테나 (204) 에 대하여 다양한 위치들에 배치된 수신기 디바이스들을 포함한다. 간략화를 위하여, 오직 2개의 수신기 디바이스들이 여기에서 논의되지만 다수의 디바이스들의 사용이 또한 본 개시의 교시의 범위 이내에 있는 것으로 고려되고 그를 위한 변경이 당업자에게 자명할 것이다.
송신 안테나 (204) 의 커플링 모드 영역 내에 배치된 수신기 디바이스 (520 및 530) 들이 도시되어 있다. 비록 예시되지는 않았지만, 수신기 디바이스 (520 및 530) 는 도 5에 도시된 바처럼 수신 안테나 (304) 와 수신 회로 (302) 를 포함할 수도 있다. 도 8a-도 8c에서, 호스트 디바이스 (510) 는 충전 매트로 예시되어 있지만, 벽, 천장, 바닥과 같은 건물 요소들 또는 가구에 통합될 수 있다. 게다가, 호스트 디바이스 (510) 는, 예를 들면, 송신기가 내장된, 핸드백, 백팩 (backpack), 또는 서류 가방과 같은 물품일 수도 있다. 다르게는, 호스트 디바이스는 충전 백과 같은, 사용자가 수신기 디바이스들 (520 및 530) 을 운반하거나 충전하도록 특별히 설계된 휴대용 송신기일 수도 있다.
여기서 사용된 "공면 (coplanar)" 은 송신 안테나 및 수신 안테나가 실질적으로 정렬되고 (즉, 실질적으로 동일한 방향을 가리키는 표면 법선들을 가지고) 송신 안테나와 수신 안테나의 평면들 사이에 거리를 두지 않은 (또는 작은 거리를 둔) 평면들을 갖는 것을 의미한다. 여기서 사용된 "동축 (coaxial)" 은 송신 안테나 및 수신 안테나가 실질적으로 정렬되고 (즉, 실질적으로 동일한 방향을 가리키는 표면 법선들을 가지고) 2개 평면들 사이의 거리가 사소하지 않고 게다가, 송신 안테나 및 수신 안테나의 표면 법선이 실질적으로 동일한 벡터를 따라 놓이거나, 2개 법선들이 에셀론 (echelon) 을 이루는 평면들을 갖는 것을 의미한다.
공면 배치들은 상대적으로 높은 커플링 효율을 가질 수도 있다. 하지만, 커플링은 송신 안테나에 대하여 수신 안테나들이 어디에 배치되는지에 따라 변화할 수도 있다. 예를 들면, 송신 루프 안테나 외부의 공면 배치점은 송신 루프 내의 공면 배치점처럼 효율적으로 커플링하지 않을 수도 있다. 게다가, 송신 루프 내에 있지만 루프에 대해 상이한 로케이션 (location) 들에 있는 공면 배치점들은 상이한 커플링 효율을 가질 수도 있다.
공축 배치들은 보다 낮은 커플링 효율을 가질 수도 있다. 그러나, 커플링 효율은, 2008년 10월 10일자로 출원된 발명이 명칭이 "METHOD AND APPARATUS FOR AN ENLARGED WIRELESS CHARGING AREA"이며 참조에 의해 본원에 전체적으로 포함된 U.S. 실용 특허 출원 제12/249,875호에 기재된 바와 같이 리피터 안테나를 사용하여 향상될 수도 있다.
도 8a는 송신 안테나의 주변으로부터 약 동일한 거리 떨어져 있는 것에 의해서와 같이, 송신 안테나 (204) 의 중심 근처에 실질적으로 대칭되게 수신기 디바이스 (520 및 530) 양자 모두가 놓이는 시나리오를 예시한다. 도 8b에서, 수신기 디바이스들 (520 및 530) 은 서로 떨어져 있지만 송신기 안테나 (204) 의 주변으로부터 대략 동일한 거리에 배치된다. 도 8c는 수신기 디바이스들 (520 및 530) 이 송신기 안테나 (204) 에 대해 상이하게 놓인 시나리오를 예시한다.
다수의 수신기 디바이스들로, 520은 530의 역방향 링크 시그널링에 영향을 미칠 수도 있고 그 역 또한 같다. 게다가, 수신기 디바이스들 (520 및 530) 은 충전 영역에서의 배치 또는 안테나 설계에 기인하여 송신 안테나에 상이하게 커플링될 수도 있고 따라서 송신 안테나는 상이한 양의 전력 변화, 매그니튜드 변화 및 위상 변화를 검출할 수도 있다.
도 9a 내지 도 9c는 송신 안테나에 대해 수신기들의 다양한 배치들에 응답하여 송신기에서 결정된 임피던스 특징들을 나타내는 그래프이다. 도 9a에서, 제 1 로케이션에서 수신기의 배치는 수신기가 역방향 링크 시그널링 중일 때의 제 1 결과를 산출한다. 라인 910A는 시그널링에 대한 위상 차를 예시하고 라인 912A는 시그널링에 대한 매그니튜드 차를 예시한다. 라인 922A는 도 7c에 관하여 위에서 윤곽이 그려진 거리 결정의 계산치를 나타내고 라인 920A는 거리 계산 결과의 제 1 도함수인 델타 계산치를 나타낸다.
도 9b에서, 제 2 로케이션에서의 수신기의 배치는 수신기가 역방향 링크 시그널링 중일 때 제 2 결과를 산출한다. 라인 910B는 시그널링에 대한 위상 차를 예시하고 라인 912B는 시그널링에 대한 매그니튜드 차를 예시한다. 라인 922B는 도 7c에 대하여 위에서 윤곽이 그려진 거리 결정의 계산치를 나타내고 라인 920B는 거리 계산 결과의 제 1 도함수인 델타 계산치를 나타낸다.
도 9c에서, 수신기는 역방향 링크 시그널링하고 있지 않다. 결과 라인 910C는 상대적으로 일정한 위상 차를 예시하고 라인 912C는 상대적으로 일정한 매그니튜드 차를 예시한다. 라인 922C는 거리 결정의 계산치를 나타내고, 이는 실질적으로 0 근처에 머문다.
본 개시의 예시적인 실시형태들은 송신기의 매그니튜드 차, 위상 차, 및 PA 전류의 변화를 무선 전력 전송에 대하여 신뢰성있게 식별하고, 여기서 그러한 변화들은 충전되는 수신 디바이스의 안테나 로드를 스위칭 (클로킹) 하는 것에 의해 만들어진다. 충전 중인 디바이스에서 안테나 로드 상태를 검출하는 능력은 충전 중인 디바이스와 송신기 사이의 2진 통신 프로토콜을 구현하기 위한 기초를 형성한다. 사실, 정보 비트 "0" 및 "1" 은 수신 안테나에서 로드 변화로 맵핑될 수 있고, 이는 결과적으로 송신기에서 겪어지게 되는 임피던스와 전류의 변화를 유도한다.
본 개시의 예시적인 실시형태들은, 커플링 모드 영역의 역방향 링크에서 송신된 비트들을 복조하기 위한 간단하지만 강력한 방법에 관한 것이다. 수개의 상이한 신호들이 가장 신뢰성 있는 것을 먼저 식별하고, 그 다음 선택된 신호로부터 정보 비트들을 추출하기 위해 사용될 수도 있다. 비록 이 특정 실시형태는 차동 맨체스터 인코딩 프로토콜에 대해 맞추어져 있지만, 그것은 다른 인코딩 시스템들과도 동작하도록 용이하게 변경될 수 있다.
무선 충전 시스템의 본질은 이들 변화들을 크기에서 예측불가능하고 신호들에 걸쳐 무상관적으로 즉, 하나의 신호는 큰 변화를 경험할지라도, 다른 신호들은 그렇지 않을 수도 있게 만든다. 단일한 것과 반대로 복수의 이들 파라미터들을 프로세싱하는 것에 의해 정보 비트의 향상된 디코딩이 이루어질 수도 있다.
본 개시의 예시적인 실시형태들은 수신기에서 수행된 클로킹 동작의 결과로서 PA 전류의 변화 또는 송신 안테나에서 겪어지게 되는 임피던스의 변화를 신뢰성있게 검출하는 것에 관한 것이다. 2개 상태들 클로킹 (ON), 비 클로킹 (OFF) 은 다음의 3개 관측가능한 양: 송신 안테나에서 겪어지게 되는, PA 전류 레벨, 매그니튜드 차 및 위상 차의 변화를 만든다. 이들 신호 변화들의 검출과 연관된 몇몇 도전들이 존재한다.
이들 양들의 각각의 정상-상태 값 (steady-state value) 은 다른 가까운 수신기들 및 커플링 모드 영역에서 수신기 위치의 함수일 수도 있으므로 확정적이지 않다. 클로킹/언클로킹 스위칭에 의해 만들어진 변화들은 시간에 대해 변화할 수도 있고 무작위 방식으로 신호들에 걸쳐 상이할 수 있다. 이들 문제들을 처리하기 위하여, 본 개시의 예시적인 실시형태들은 송신기에서 다수의 신호들을, 특히 PA 전류, 매그니튜드 차, 및 위상 차를 이용한다.
특히, 위에서 언급된 파라미터들의 도함수는 시간에 대해 계산된다. 신호의 도함수가 그의 평균값에 민감하지 않음을 고려해 볼 때, 신호의 정상-상태 값은 "1" 과 "0" 사이의 차를 결정함에 있어 고려되지 않는다.
본 개시의 예시적인 실시형태들은 가장 신뢰성 있는 신호 소스 (즉, 가장 큰 변화를 경험하는 것) 을 식별하고 이 "바람직한" 신호를 이용하여 비트 스트림을 디코딩한다. 프로세스는 다음의 2개 스테이지들로 나뉜다:
1) 자기-동기화 (self-synchronization); 및
2) 비트 디코딩을 위한 임계치 추정.
양자의 스테이지들은 시퀀스의 제 1 소수 비트들을 스패닝 (spanning) 하는 트레이닝 시퀀스 (training sequence) 의 관찰을 통하여 행해진다.
동기화 절차는 송신된 비트 시퀀스의 초기 및 종료 바운더리들이 정확히 식별되도록 하는 송신-수신 타이밍의 정확한 정렬을 지칭한다. 예시적인 실시형태에서, 동기화 절차는 맨체스터 코드의 속성을 이용하고, 여기서 매 비트는 비트 인터벌의 도중에 천이를 나타낸다.
도 10은 간단한 2진 시그널링 프로토콜을 예시한다. 이 프로토콜에서 "1" 은 신호 (1020) 상의 하이 (high) 로 표시되고 "0"은 신호 (1020) 상의 로우 (low) 로 표시된다. 이 간단한 시그널링으로, 0의 긴 스트링 (string) 또는 1의 긴 스트링이, 신호 천이들이 존재하지 않는 긴 인터벌을 창출할 수도 있고, 이는 송신기와 수신기 사이의 동기화를 어렵게 만들 수도 있다.
도 11은 클럭 (1110), 데이터 (1120) 및 인코딩된 데이터 (1130) 을 나타내는 것에 의해 차동 맨체스터 코딩 프로토콜을 예시한다. 맨체스터 인코딩은 동기식 비트 스트림의 클럭 및 데이터를 인코딩하고 데이터 스트림 상에서 연속적인 천이를 보장하기 위해 사용되는 동기식 클럭 인코딩 기법이다. 이 기법에서, 송신될 실제 2진 데이터는 논리 1 과 0의 시퀀스로서 발신되지 않는다. 오히려, 비트들은 많은 이점을 가진 약간 상이한 포맷으로 바뀌어진다. 차동 맨체스터 인코딩은 천이의 존재 또는 부존재를 사용하여 논리 값들을 표시한다. 많은 경우들에서, 천이들을 검출하는 것은 하이 또는 로우 레벨들을 검출하는 것보다 덜 오류 취약 (error-prone) 할 수도 있다.
천이의 존재만이 중요하므로, 극성은 중요하지 않다. 다른 말로, 차동 코딩 스킴들은 신호가 반전된 경우 동일하게 작동할 것이다. 도 11에서, 1 비트는 신호의 첫번째 절반을 이전 비트의 신호의 마지막 절반과 동일하게 만드는 것에 의해 표시된다 (즉, 비트-시간의 시작시 천이가 일어나지 않는다). 다른 한편, 0 비트는 신호의 첫번째 절반을 이전 비트의 신호의 마지막 절반과 반대로 만드는 것에 의해 표시된다 (즉 0 비트는 비트-시간의 시작시 천이에 의해 표시된다). 1 및 0 들 양자 모두에 대해, 하이에서 로우로든지 또는 로우에서 하이로든지, 비트-시간의 도중에 항상 천이가 존재한다.
따라서, 차동 맨체스터 인코딩에서, 1은 비트 시간내 하나의 천이에 의해 표시되고 0은 비트 시간 내 2개 천이에 의해 표시된다. 0이 하나의 천이에 의해 표시되고 1이 2개의 천이에 의해 표시되는 반대의 스킴이 가능하다.
본 발명의 예시적인 실시형태에서, 메시지의 시작시 트레이닝 시퀀스는 비트 바운더리들을 동기화하고 결정하기 위해 그리고 3개의 상이한 신호들에 대해 신호 강도를 결정하기 위해 사용된다. 실시형태에 따라, 트레이닝 시퀀스는 상이한 수의 비트들일 수도 있고 상이한 인터벌에서 발생할 수도 있다. 일 예시적인 실시형태에서, 각 데이터 바이트는 2 비트를 포함하는 트레이닝 시퀀스에 의해 선행된다.
도 12는 송신기에 의해 결정된 트레이닝 시퀀스 동안 몇몇 예시적인 천이들에 대하여 차동 위상 (1230), 차동 매그니튜드 (1240) 및 차동 전류 (1220) 를 예시한다. 이들 신호들은 대응하는 샘플링된 신호의 도함수에 의해 결정된다. 결과적으로, 천이는 쇠퇴 테일 (decaying tail) 을 갖는 피크에 의해 표시된다. 라인 1210은 천이들 사이의 중간 점을 표시한다. 따라서, 단지 예시로서, 라인 1210 은 비트 바운더리로서 고려될 수 있고 비트 바운더리의 가운데 근처에서 보여진 천이는 비트 바운더리의 도중에 단일 천이를 갖는 일련의 4개의 1을 표시하는 것으로 고려될 수 있다.
다르게는, 라인 1210 은 가능한 천이들 사이의 바운더리로서 고려될 수도 있다. 따라서, 2개 연속하는 라인들 1210 은 비트 바운더리를 정의한다. 이 경우에, 2개 비트들이 나타나 있고, 이는 교번 인코딩을 사용할 수도 있고, 여기서 2 비트는 비트 당 2개 천이를 포함하는 1들에 의해 표시된다. 도 12의 추가적인 상세들이 도 13과 결합하여 논의된다.
도 13은 송신기에서 임피던스 변화에 기초하여 수신기로부터 시그널링을 결정하기 위한 절차의 간략화된 흐름도이다. 도함수 계산 블록 (1310) 은 ΔIsc, Δmag(Z), 및 ΔPh(Z) 로 표시되는 전류, 매그니튜드 및 위상에서 유발된 변화들을 추출하기 위해 사용된다. 차동 맨체스터 코드에 대하여, 비트 정보가 비트 당 천이들의 수에 놓이고 그들에 부호에 대해 놓이지 않음을 고려할 때, 도함수의 매그니튜드가 임계치 추정 및 비트 주기 검출 프로세스 양자에 대하여 사용될 수도 있다.
max{abs[ΔIsc], abs[Δmag(Z)] abs[ΔPh(Z)]를 사용하여 블록 1312에서 동기화가 이루어진다. 여기서, 최대 (maximum) 는 트레이닝 시퀀스에 동일한 기간 (time span) 동안 평가된다.
각각의 차동 전류, 차동 매그니튜드 및 차동 위상이 동작 블록 1320M, 1320P 및 1320I에서 각각 독립적으로 프로세싱된다. 명료성을 위하여, 동작 블록 1320P 및 1320I의 상세들은 도시되지 않았지만, 동작 블록 1320M에 대한 것들과 동일하다. 동기화가 이루어지고 나면, 도 13에서 슬라이스 (S1, S2, S3, S4) 로 표기된 4-비트 인터벌의 바운더리들이 도 12에서 라인 1210에 의해 표시된 각 신호에 대해 식별된다. 이 슬라이싱 동작은 각 슬라이스에서 오직 하나의 피크가 존재하도록 보장하므로 피크 서치 동작을 간략화한다. 각 신호의 에너지는 각 슬라이스에 대한 피크들의 합계 (예를 들면, 도 12에서 차동 전류 (1220) 에 대하여 A+B+C+D) 로서 계산된다. 블록들 1350M, 1350P 및 1350I 은 각각 차동 전류, 차동 매그니튜드 및 차동 위상의 각각에 대한 에너지 계산 결과를 나타낸다.
가장 높은 에너지 레벨을 갖는 신호 (예를 들면 도 12에서 차동 전류 (1220) 는 가장 신뢰성있는 것으로 여겨지는 것이고 블록 1352에서 검출을 위해 선택된다.
시간에 대해 변화의 폭들이 변화할 수도 있으므로 비트 인터벌 동안 일어나는 천이의 수를 구별하기 위해 적응적 임계치 (adaptive threshold) 가 사용될 수도 있다. 적응적 임계화는 다음처럼 계산될 수도 있다:
TH=½( A+B+C+D+tail_avg)
여기서, tail_avg = 4개 심볼들에 걸쳐 평균화된 중심 피크로부터의 오프셋에서 평가된 신호 진폭이다. 도 12에서, 이 오프셋은 차동 전류 (1220) 의 쇠퇴 테일 상에 나타낸 별들에 의해 규정된다. 이 tail_avg 파라미터는 천이로서 수용될 수 있는 저 에너지 레벨의 추정치를 제공한다. 도 12에서, 오프셋은 피크 샘플 후 제 2 샘플로서 규정된다. 하지만, 다른 샘플링 레이트로, 상이한 샘플이 사용될 수도 있다. 게다가, 오프셋 레벨은 피크 값으로부터 특정 시간 지연보다 오히려 피크 값의 백분율로서 규정될 수도 있다. 동작 블록 1354 은 4개 천이들의 각각에 대한 테일 값의 결정을 나타낸다.
동작 블록 1356 은 4개 테일 값들의 평균의 계산을 나타낸다. 도 12에서, 이 평균은 별점들의 평균 높이일 수 있고, 이는 약 17이다. 동작 블록 1358 은 적응적 임계치의 계산을 나타낸다.
최종적으로, 동작 블록 1360에서, 적응적 임계치는 수용 임계치 (TH_acc) 에 대비 비교되고, 이는 시스템이 수신기는 실제 시그널링하고 있지 않고 노이즈 만의 상태가 오류로 검출될 수도 있는 널 상태에 있지 않음을 검증하기 위해 사용된다. 적응적 임계치가 수용 임계치 미만이면, 신호들의 프로세싱은 중단되고 신호를 추출하기 위한 시도가 이루어지지 않는다. 적응적 임계치가 수용 임계치 이상이면, 프로세싱은 계속되고 제어기는 선택된 파라미터의 차동 값들을 적응적 임계치에 비교하는 것에 의해 후속 데이터 비트들을 추출하여 천이가 언제 일어났는지를 결정한다. 차동 값이 적응적 임계치를 초과하는 어느 시점에 천이가 규정된다.
이 절차는 어느 소정 시점에, 가장 높은 변화를 갖는 신호가 식별되도록 보장하기 위해 주기적으로 반복된다. 따라서, 검출을 위해 어느 파라미터를 사용할지에 관한 불확실성이 해결된다.
요컨대, 역방향 링크 통신 관련된 2개 문제들은:
1) 불확정적, 넌 제로 (non zero) DC 신호 값들이 PA 전류, 매그니튜드 차 및 위상 차에 대해 관찰된다는 것; 그리고
2) 송신기에서의 로드 스위칭에 의해 유발된 파라미터 변화들이 신호들에 걸쳐 무상관되고 시간에 대해 변화할 수 있다는 것이다.
절대 도함수에 기초한, 본 개시의 예시적인 실시형태들은, 각 신호의 특정 DC 오프셋 값들에 사실상 둔감하다. 게다가 가장 강한 신호는 수개 파라미터들의 동시 프로세싱에 의해 적응적으로 식별된다. 검출은 그의 도함수의 절대값을 적응적 임계치와 비교하는 것에 의해 수행된다.
당업자는 정보 및 신호가 임의의 다양한 상이한 기술 및 기법을 이용하여 표현될 수도 있음을 이해할 것이다. 예를 들어, 위의 상세한 설명 전반에 걸쳐 참조될 수도 있는 데이터, 명령, 커맨드, 정보, 신호, 비트, 심볼, 및 칩은 전압, 전류, 전자기파, 자기장 또는 자기입자, 광학계 또는 광학 입자, 또는 이들의 임의의 조합에 의해 표현될 수도 있다.
당업자는, 여기에 개시된 예시적 실시형태와 관련하여 설명된 다양한 예시적인 논리 블록, 모듈, 회로, 및 알고리즘 단계가 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 이 양자의 조합으로 구현될 수도 있음을 인식할 것이다. 하드웨어와 소프트웨어의 이러한 상호교환가능성을 명확히 예시하기 위해, 다양한 예시적인 컴포넌트, 블록, 모듈, 회로, 및 단계가 그들의 기능성의 관점에서 일반적으로 상술되었다. 그러한 기능성이 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현될지 여부는, 전체 시스템에 부과된 설계 제약 및 특정한 애플리케이션에 의존한다. 당업자는 설명된 기능성을 특정 애플리케이션 각각에 대한 다양한 방식으로 구현할 수도 있지만, 이러한 구현 결정이 본 발명의 예시적 실시형태의 범위를 벗어나게 하는 것으로 해석되지는 않아야 한다.
여기에 개시된 예시적 실시형태와 관련하여 설명된 다양한 예시적인 논리 블록, 모듈, 및 회로는 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서 (DSP), 주문형 집적 회로 (ASIC), 필드 프로그래밍가능 게이트 어레이 (FPGA) 또는 다른 프로그래밍가능 로직 디바이스, 이산 게이트 또는 트랜지스터 로직, 이산 하드웨어 컴포넌트 또는 여기에 설명된 기능을 수행하도록 설계된 이들의 임의의 조합으로 구현 또는 수행될 수도 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서일 수도 있지만, 다르게는, 프로세서는 임의의 종래의 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 또는 상태 머신일 수도 있다. 또한, 프로세서는 컴퓨팅 디바이스들의 조합, 예를 들어, DSP 와 마이크로프로세서의 조합, 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 결합한 하나 이상의 마이크로프로세서, 또는 임의의 다른 이러한 구성으로서 구현될 수도 있다.
여기에 개시된 예시적 실시형태와 관련하여 설명된 방법 또는 알고리즘의 단계는 하드웨어로 직접, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈로, 또는 그들의 조합으로 구현될 수도 있다. 소프트웨어 모듈은 랜덤 액세스 메모리 (RAM), 플래시 메모리, 판독 전용 메모리 (ROM), 전기적으로 프로그래밍가능 ROM (EPROM), 전기적으로 소거가능한 프로그래밍가능 ROM (EEPROM), 레지스터, 하드디스크, 착탈형 디스크, CD-ROM, 또는 당업계에 공지된 임의의 다른 형태의 저장 매체에 상주할 수도 있다. 예시적 저장 매체는 프로세서가 저장 매체로부터 정보를 판독할 수 있고 저장 매체에 정보를 기입할 수 있도록 프로세서에 커플링된다. 다르게는, 저장 매체는 프로세서에 통합될 수도 있다. 프로세서 및 저장 매체는 ASIC 에 상주할 수도 있다. ASIC는 사용자 단말기에 상주할 수도 있다. 다르게는, 프로세서 및 저장 매체는 사용자 단말기 내에 이산 컴포넌트로서 상주할 수도 있다.
하나 이상의 예시적 실시형태에서, 설명된 기능은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어, 또는 이들의 임의의 조합으로 구현될 수도 있다. 소프트웨어로 구현되면, 그 기능은 컴퓨터 판독가능 매체 상의 하나 이상의 명령 또는 코드로서 저장되거나 송신될 수도 있다. 컴퓨터 판독가능 매체는 일 장소로부터 다른 장소로의 컴퓨터 프로그램의 전송을 용이하게 하는 임의의 매체를 포함하는 통신 매체 및 컴퓨터 저장 매체 양자를 포함한다. 저장 매체는 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 가용 매체일 수도 있다. 비한정적 예로서, 이러한 컴퓨터 판독가능 매체는 RAM, ROM, EEPROM, CD-ROM 또는 다른 광학 디스크 저장, 자성 디스크 저장 또는 다른 자성 저장 디바이스, 또는 명령 또는 데이터 구조의 형태로 원하는 프로그램 코드를 운반 또는 저장하는데 사용될 수 있고 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 다른 매체를 포함할 수 있다. 또한, 임의의 접속이 컴퓨터 판독가능 매체로 적절히 명칭된다. 예를 들어, 소프트웨어가 동축 케이블, 광섬유 케이블, 연선 (twisted pair), 디지털 가입자 라인 (DSL), 또는 적외선, 라디오, 및 마이크로파와 같은 무선 기술을 사용하여 웹사이트, 서버, 또는 다른 원격 소스로부터 송신되면, 그 동축 케이블, 광섬유 케이블, 연선, DSL, 또는 적외선, 라디오, 및 마이크로파와 같은 무선 기술은 매체의 정의 내에 포함된다. 여기에 설명된 바와 같이, 디스크 (disk) 및 디스크 (disc) 는 콤팩트 디스크 (CD), 레이저 디스크, 광 디스크, DVD (digital versatile disc), 플로피 디스크 및 블루-레이 디스크를 포함하며, 여기서, 디스크 (disk) 는 일반적으로 데이터를 자기적으로 재생하지만, 디스크 (disc) 는 레이저를 이용하여 광학적으로 데이터를 재생한다. 또한, 상기의 조합은 컴퓨터 판독가능 매체의 범위 내에 포함되어야 한다.
개시된 예시적 실시형태의 이전의 설명은 당업자가 본 발명을 제조 또는 사용할 수 있도록 제공된다. 이들 예시적 실시형태에 대한 다양한 변형은 당업자에게는 용이하게 명백할 것이며, 여기에 정의된 일반적인 원리는 본 발명의 사상 또는 범위를 벗어남이 없이 다른 실시형태에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타낸 실시형태로 한정되도록 의도된 것이 아니라, 여기에 개시된 원리 및 신규한 특성에 부합하는 최광의 범위가 허여되야 한다.

Claims (45)

  1. 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 방법으로서,
    순방향 링크 신호에 응답하여 역방향 링크 신호에 상기 순방향 링크 신호를 지향적으로 커플링하는 단계로서, 상기 순방향 링크 신호는 RF 신호 입력의 송신 신호 출력으로의 동작가능한 커플링을 포함하는, 상기 커플링하는 단계;
    상기 순방향 링크 신호와 상기 역방향 링크 신호 사이의 임피던스 차를 측정하는 단계; 및
    상기 임피던스 차의 변화에 응답하여 디지털 시그널링 값을 결정하는 단계를 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    근접장 방사를 위한 커플링 주파수에서 상기 RF 신호 입력을 생성시키는 단계; 및
    상기 송신 신호 출력을 방출하여 수신기 디바이스 상의 수신 안테나로의 커플링을 위해 상기 근접장 방사의 커플링 모드 영역을 생성하는 단계를 더 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 임피던스 차를 측정하는 단계는,
    상기 순방향 링크 신호와 상기 역방향 링크 신호 사이의 위상 차를 결정하는 단계; 및
    상기 순방향 링크 신호와 상기 역방향 링크 신호 사이의 매그니튜드 차를 결정하는 단계를 포함하고,
    상기 디지털 시그널링 값을 결정하는 단계는 상기 위상 차의 변화 및 상기 매그니튜드 차의 변화에 응답하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 임피던스 차를 측정하는 단계는 상기 RF 신호 입력과 상기 송신 신호 출력 사이에 커플링된 증폭기에 의해 소비된 전력의 변화를 검출하는 단계를 더 포함하고,
    상기 디지털 시그널링 값을 결정하는 단계는 또한 상기 증폭기에 의해 소비된 전력의 변화에 응답하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 위상 차의 도함수, 상기 매그니튜드 차의 도함수, 상기 전력의 변화의 도함수를 결정하는 단계;
    데이터 천이의 트레이닝 시퀀스를 사용하여,
    가장 큰 전력을 갖는 신호로서 상기 도함수 중 하나를 선택하고,
    상기 가장 큰 전력을 갖는 신호에 대해 적응적 임계치를 계산하는 단계를 더 포함하고,
    상기 디지털 시그널링 값을 결정하는 단계는 후속 데이터 천이들을 상기 적응적 임계치와 비교하는 단계를 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 데이터 천이의 트레이닝 시퀀스를 사용하여 상기 적응적 임계치를 계산하는 단계는,
    상기 가장 큰 전력을 갖는 신호에 대해 상기 트레이닝 시퀀스의 미리 결정된 수의 피크들의 값을 합계하는 단계;
    상기 미리 결정된 수의 피크들 후에 시간적 오프셋에서 상기 가장 큰 전력을 갖는 신호의 평균값으로서 평균 테일 값을 결정하는 단계; 및
    상기 평균 테일 값을 갖는 상기 미리 결정된 수의 피크들의 합계를 평균화하는 단계를 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 방법.
  7. 제 3 항에 있어서,
    상기 디지털 시그널링 값을 결정하는 단계는 상기 임피던스의 차의 제곱과 상기 매그니튜드 차의 제곱의 합계의 제곱근을 포함하는 거리를 계산하는 단계를 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 방법.
  8. RF 신호 입력과 송신 신호 출력 사이에 커플링된 순방향 링크 및 제 1 포트와 제 2 포트 사이에 커플링된 역방향 링크를 갖는 지향성 커플러;
    상기 제 1 포트에 동작가능하게 커플링된 제 1 입력, 상기 제 2 포트에 동작가능하게 커플링된 제 2 입력을 갖고, 상기 순방향 링크와 상기 역방향 링크 사이의 임피던스 차를 표시하기 위해 임피던스 표시 신호를 생성하기 위한 임피던스 측정 회로; 및
    상기 임피던스 표시 신호를 샘플링하고 상기 임피던스 표시 신호의 변화에 응답하여 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 제어기를 포함하는, 무선 전력 송신기.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 송신 신호 출력을 방출하여 수신기 디바이스 상의 수신 안테나로의 커플링을 위해 근접장 방사의 커플링 모드 영역을 생성하기 위한 송신 안테나; 및
    상기 근접장 방사의 커플링 주파수에서 상기 RF 신호 입력을 생성하기 위한 신호 생성기를 더 포함하는, 무선 전력 송신기.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 임피던스 측정 회로는,
    상기 제 1 포트에 동작가능하게 커플링된 제 1 입력, 상기 제 2 포트에 동작가능하게 커플링된 제 2 입력, 및 상기 순방향 링크와 상기 역방향 링크 사이의 위상 차를 표시하기 위한 위상 출력을 갖는 위상 결정기; 및
    상기 제 1 포트에 동작가능하게 커플링된 제 1 입력, 상기 제 2 포트에 동작가능하게 커플링된 제 2 입력, 및 상기 순방향 링크와 상기 역방향 링크 사이의 매그니튜드 차를 표시하기 위한 매그니튜드 출력을 갖는 매그니튜드 결정기를 포함하고,
    상기 제어기는 또한 상기 위상 출력 및 상기 매그니튜드 출력을 샘플링하고 상기 위상 출력의 변화 및 상기 매그니튜드 출력의 변화에 응답하여 상기 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 것인, 무선 전력 송신기.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 임피던스 측정 회로는,
    상기 신호 생성기와 상기 지향성 커플러 사이에 동작가능하게 커플링된 증폭기; 및
    상기 증폭기에 의해 소비된 전력의 변화를 검출하기 위해 상기 증폭기에 동작가능하게 커플링된 로드 감지 회로를 더 포함하고,
    상기 제어기는 또한 상기 전력의 변화를 샘플링하고 상기 위상 출력의 변화 및 상기 매그니튜드 출력의 변화에 응답하여 상기 디지털 시그널링 값을 결정함에 있어 상기 전력의 변화를 포함하기 위한 것인, 무선 전력 송신기.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 제어기는 또한,
    상기 위상 출력의 도함수, 상기 매그니튜드 출력의 도함수, 및 상기 전력의 변화의 도함수를 결정하기 위한 것이고;
    데이터 천이의 트레이닝 시퀀스를 사용하여,
    가장 큰 전력을 갖는 신호로서 상기 도함수 중 하나를 선택하고,
    상기 가장 큰 전력을 갖는 상기 신호에 대해 적응적 임계치를 계산하기 위한 것이고;
    후속 데이터 천이들을 상기 적응적 임계치와 비교하여 상기 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 것인, 무선 전력 송신기.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 제어기는 또한,
    상기 가장 큰 전력을 갖는 신호에 대해 상기 트레이닝 시퀀스의 미리 결정된 수의 피크들의 값을 합계하는 것;
    상기 미리 결정된 수의 피크들 후 시간적 오프셋에서 상기 가장 큰 전력을 갖는 신호의 평균값으로서 평균 테일 값을 결정하는 것; 및
    상기 평균 테일 값으로 상기 미리 결정된 수의 피크들의 합계를 평균화하는 것
    에 의해 상기 적응적 임계치를 계산하기 위한 것인, 무선 전력 송신기.
  14. 제 10 항에 있어서,
    상기 제어기는 또한 상기 임피던스의 차의 제곱과 상기 매그니튜드 차의 제곱의 합계의 제곱근을 포함하는 거리를 계산하는 것에 의해 상기 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 것인, 무선 전력 송신기.
  15. 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 장치로서,
    순방향 링크 신호에 응답하여 역방향 링크 신호에 상기 순방향 링크 신호를 지향적으로 커플링하기 위한 수단으로서, 상기 순방향 링크 신호는 RF 신호 입력의 송신 신호 출력으로의 동작가능한 커플링을 포함하는, 상기 커플링하기 위한 수단;
    상기 순방향 링크 신호와 상기 역방향 링크 신호 사이의 임피던스 차를 측정하기 위한 수단; 및
    상기 임피던스 차의 변화에 응답하여 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 수단을 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 장치.
  16. 제 15 항에 있어서,
    근접장 방사를 위한 커플링 주파수에서 상기 RF 신호 입력을 생성하기 위한 수단; 및
    상기 송신 신호 출력을 방출하여 수신기 디바이스 상의 수신 안테나로의 커플링을 위해 상기 근접장 방사의 커플링 모드 영역을 생성하기 위한 수단을 더 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 장치.
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 임피던스 차를 측정하기 위한 수단은,
    상기 순방향 링크 신호와 상기 역방향 링크 신호 사이의 위상 차를 결정하기 위한 수단; 및
    상기 순방향 링크 신호와 상기 역방향 링크 신호 사이의 매그니튜드 차를 결정하기 위한 수단을 포함하고,
    상기 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 수단은 상기 위상 차의 변화 및 상기 매그니튜드 차의 변화에 응답하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 장치.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 임피던스 차를 측정하기 위한 수단은 상기 RF 신호 입력과 상기 송신 신호 출력 사이에 커플링된 증폭기에 의해 소비된 전력의 변화를 검출하기 위한 수단을 더 포함하고,
    상기 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 수단은 또한 상기 증폭기에 의해 소비된 전력의 변화에 응답하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 장치.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 위상 차의 도함수, 상기 매그니튜드 차의 도함수, 상기 전력의 변화의 도함수를 결정하기 위한 수단;
    데이터 천이의 트레이닝 시퀀스를 사용하여,
    가장 큰 전력을 갖는 신호로서 상기 도함수 중 하나를 선택하고,
    상기 가장 큰 전력을 갖는 신호에 대해 적응적 임계치를 계산하기 위한 수단을 더 포함하고,
    상기 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 수단은 후속 데이터 천이들을 상기 적응적 임계치와 비교하는 것을 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 장치.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 트레이닝 시퀀스를 사용하여 상기 적응적 임계치를 계산하기 위한 수단은,
    상기 가장 큰 전력을 갖는 신호에 대해 상기 트레이닝 시퀀스의 미리 결정된 수의 피크들의 값을 합계하기 위한 수단;
    상기 미리 결정된 수의 피크들 후에 시간적 오프셋에서 상기 가장 큰 전력을 갖는 신호의 평균값으로서 평균 테일 값을 결정하기 위한 수단; 및
    상기 평균 테일 값을 갖는 상기 미리 결정된 수의 피크들의 합계를 평균화하기 위한 수단을 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 장치.
  21. 제 17 항에 있어서,
    상기 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 수단은 상기 임피던스의 차의 제곱과 상기 매그니튜드 차의 제곱의 합계의 제곱근을 포함하는 거리를 계산하기 위한 수단을 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 장치.
  22. 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 방법으로서,
    RF 신호 입력을 송신 신호 출력에 커플링하고 상기 송신 신호 출력에 커플링된 포트를 무-지향적으로 커플링하여 상기 송신 신호 출력에 비례한 커플링된 출력을 생성하는 단계;
    상기 커플링된 출력에 상관된 감지된 전압을 생성하는 단계;
    상기 RF 신호 입력과 상기 감지된 전압 사이의 임피던스 차를 측정하는 단계; 및
    상기 임피던스 차의 변화에 응답하여 디지털 시그널링 값을 결정하는 단계를 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 방법.
  23. 제 22 항에 있어서,
    근접장 방사를 위한 커플링 주파수에서 상기 RF 신호 입력을 생성하는 단계; 및
    상기 송신 신호 출력을 방출하여 수신기 디바이스 상의 수신 안테나로의 커플링을 위해 상기 근접장 방사의 커플링 모드 영역을 생성하는 단계를 더 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 방법.
  24. 제 22 항에 있어서,
    상기 임피던스 차를 측정하는 단계는 상기 RF 신호 입력과 상기 감지된 전압 사이의 위상 차를 결정하는 단계를 포함하고,
    상기 디지털 시그널링 값을 결정하는 단계는 상기 위상 차의 변화에 응답하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 방법.
  25. 제 22 항에 있어서,
    상기 임피던스 차를 측정하는 단계는,
    상기 RF 신호 입력과 상기 감지된 전압 사이의 위상 차를 결정하는 단계; 및
    상기 RF 신호 입력과 상기 감지된 전압 사이의 매그니튜드 차를 결정하는 단계를 포함하고,
    상기 디지털 시그널링 값을 결정하는 단계는 상기 위상 차의 변화 및 상기 매그니튜드 차의 변화에 응답하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 방법.
  26. 제 25 항에 있어서,
    상기 임피던스 차를 측정하는 단계는 상기 RF 신호 입력과 상기 송신 신호 출력 사이에 커플링된 증폭기에 의해 소비된 전력의 변화를 검출하는 단계를 더 포함하고,
    상기 디지털 시그널링 값들을 결정하는 단계는 또한 상기 증폭기에 의해 소비된 전력의 변화에 응답하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 방법.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 위상 차의 도함수, 상기 매그니튜드 차의 도함수, 상기 전력의 변화의 도함수를 결정하는 단계;
    데이터 천이의 트레이닝 시퀀스를 사용하여,
    가장 큰 전력을 갖는 신호로서 상기 도함수 중 하나를 선택하고,
    상기 가장 큰 전력을 갖는 신호에 대해 적응적 임계치를 계산하는 단계를 더 포함하고,
    상기 디지털 시그널링 값을 결정하는 단계는 후속 데이터 천이들을 상기 적응적 임계치와 비교하는 단계를 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 방법.
  28. 제 27 항에 있어서,
    상기 트레이닝 시퀀스를 사용하여 상기 적응적 임계치를 계산하는 단계는,
    상기 가장 큰 전력을 갖는 신호에 대해 상기 트레이닝 시퀀스의 미리 결정된 수의 피크들의 값을 합계하는 단계;
    상기 미리 결정된 수의 피크들 후에 시간적 오프셋에서 상기 가장 큰 전력을 갖는 신호의 평균값으로서 평균 테일 값을 결정하는 단계; 및
    상기 평균 테일 값을 갖는 상기 미리 결정된 수의 피크들의 합계를 평균화하는 단계를 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 방법.
  29. 제 25 항에 있어서,
    상기 디지털 시그널링 값을 결정하는 단계는 상기 임피던스의 차의 제곱과 상기 매그니튜드 차의 제곱의 합계의 제곱근을 포함하는 거리를 계산하는 단계를 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 방법.
  30. RF 신호 입력과 송신 신호 출력 사이에 동작가능하게 커플링되고 상기 송신 신호 출력에 비례한 커플링된 출력을 생성하기 위한 커플링된 포트를 포함하는 무-지향성 커플러;
    상기 송신 신호 출력의 진폭에 상관된 감지된 전압을 생성하기 위해 접지와 상기 커플링된 출력 사이에 동작 가능하게 커플링된 레퍼런스 회로;
    상기 RF 신호 입력에 동작가능하게 커플링된 제 1 입력, 상기 감지된 전압에 동작가능하게 커플링된 제 2 입력, 및 상기 RF 신호 입력과 상기 송신 신호 출력 사이의 임피던스 차를 표시하기 위한 임피던스 표시 신호를 갖는 임피던스 측정 회로; 및
    상기 임피던스 표시 신호를 샘플링하고 상기 임피던스 표시 신호의 변화에 응답하여 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 제어기를 포함하는, 무선 전력 송신기.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 송신 신호 출력을 방출하여 수신기 디바이스 상의 수신 안테나로의 커플링을 위해 근접장 방사의 커플링 모드 영역을 생성하기 위한 송신 안테나; 및
    상기 근접장 방사의 커플링 주파수에서 상기 RF 신호 입력을 생성하기 위한 신호 생성기를 더 포함하는, 무선 전력 송신기.
  32. 제 30 항에 있어서,
    상기 임피던스 측정 회로는,
    상기 RF 신호 입력에 동작가능하게 커플링된 제 1 입력, 상기 감지된 전압에 동작가능하게 커플링된 제 2 입력, 및 상기 RF 신호 입력과 상기 감지된 전압 사이의 위상 차를 표시하기 위한 위상 출력을 갖는 위상 결정기를 포함하고,
    상기 제어기는 또한 상기 위상 출력을 샘플링하고 상기 위상 출력의 변화에 응답하여 상기 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 것인, 무선 전력 송신기.
  33. 제 30 항에 있어서,
    상기 임피던스 측정 회로는,
    상기 RF 신호 입력에 동작가능하게 커플링된 제 1 입력, 상기 감지된 전압에 동작가능하게 커플링된 제 2 입력, 및 상기 RF 신호 입력과 상기 감지된 전압 사이의 위상 차를 표시하기 위한 위상 출력을 갖는 위상 결정기; 및
    상기 RF 신호 입력에 동작가능하게 커플링된 제 1 입력, 상기 감지된 전압에 동작가능하게 커플링된 제 2 입력, 및 상기 RF 신호 입력과 상기 감지된 전압 사이의 매그니튜드 차를 표시하기 위한 매그니튜드 출력을 갖는 매그니튜드 결정기를 포함하고,
    상기 제어기는 또한 상기 위상 출력 및 상기 매그니튜드 출력을 샘플링하고 상기 위상 출력의 변화 및 상기 매그니튜드 출력의 변화에 응답하여 상기 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 것인, 무선 전력 송신기.
  34. 제 33 항에 있어서,
    상기 임피던스 측정 회로는,
    상기 신호 생성기와 상기 지향성 커플러 사이에 동작가능하게 커플링된 증폭기; 및
    상기 증폭기에 의해 소비된 전력의 변화를 검출하기 위해 상기 증폭기에 동작가능하게 커플링된 로드 감지 회로를 더 포함하고,
    상기 제어기는 또한 상기 전력의 변화를 샘플링하고 상기 위상 출력의 변화 및 상기 매그니튜드 출력의 변화에 응답하여 상기 디지털 시그널링 값을 결정함에 있어 상기 전력의 변화를 포함하기 위한 것인, 무선 전력 송신기.
  35. 제 34 항에 있어서,
    상기 제어기는 또한,
    상기 위상 출력의 도함수, 상기 매그니튜드 출력의 도함수, 및 상기 전력의 변화의 도함수를 결정하기 위한 것이고;
    데이터 천이의 트레이닝 시퀀스를 사용하여,
    가장 큰 전력을 갖는 신호로서 상기 도함수 중 하나를 선택하고,
    상기 가장 큰 전력을 갖는 상기 신호에 대해 적응적 임계치를 계산하기 위한 것이고;
    후속 데이터 천이들을 상기 적응적 임계치와 비교하여 상기 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 것인, 무선 전력 송신기.
  36. 제 35 항에 있어서,
    상기 제어기는 또한,
    상기 가장 큰 전력을 갖는 신호에 대해 상기 트레이닝 시퀀스의 미리 결정된 수의 피크들의 값을 합계하는 것;
    상기 미리 결정된 수의 피크들 후에 시간적 오프셋에서 상기 가장 큰 전력을 갖는 신호의 평균값으로서 평균 테일 값을 결정하는 것; 및
    상기 평균 테일 값으로 상기 미리 결정된 수의 피크들의 합계를 평균화하는 것
    에 의해 상기 적응적 임계치를 계산하기 위한 것인, 무선 전력 송신기.
  37. 제 33 항에 있어서,
    상기 제어기는 또한 상기 임피던스의 차의 제곱과 상기 매그니튜드 차의 제곱의 합계의 제곱근을 포함하는 거리를 계산하는 것에 의해 상기 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 것인, 무선 전력 송신기.
  38. 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 장치로서,
    RF 신호 입력을 송신 신호 출력에 커플링하고 상기 송신 신호 출력에 커플링된 포트를 무-지향적으로 커플링하여 상기 송신 신호 출력에 비례한 커플링된 출력을 생성하기 위한 수단;
    상기 커플링된 출력에 상관된 감지된 전압을 생성하기 위한 수단;
    상기 RF 신호 입력과 상기 감지된 전압 사이의 임피던스 차를 측정하기 위한 수단; 및
    상기 임피던스 차의 변화에 응답하여 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 수단을 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 장치.
  39. 제 38 항에 있어서,
    근접장 방사를 위한 커플링 주파수에서 상기 RF 신호 입력을 생성하기 위한 수단; 및
    상기 송신 신호 출력을 방출하여 수신기 디바이스 상의 수신 안테나로의 커플링을 위해 상기 근접장 방사의 커플링 모드 영역을 생성하기 위한 수단을 더 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 장치.
  40. 제 38 항에 있어서,
    상기 임피던스 차를 측정하기 위한 수단은 상기 RF 신호 입력과 상기 감지된 전압 사이의 위상 차를 결정하는 것을 포함하고,
    상기 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 수단은 상기 위상 차의 변화에 응답하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 장치.
  41. 제 38 항에 있어서,
    상기 임피던스 차를 측정하기 위한 수단은,
    상기 RF 신호 입력과 상기 감지된 전압 사이의 위상 차를 결정하기 위한 수단; 및
    상기 RF 신호 입력과 상기 감지된 전압 사이의 매그니튜드 차를 결정하기 위한 수단을 포함하고,
    상기 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 수단은 상기 위상 차의 변화 및 상기 매그니튜드 차의 변화에 응답하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 장치.
  42. 제 41 항에 있어서,
    상기 임피던스 차를 측정하기 위한 수단은 상기 RF 신호 입력과 상기 송신 신호 출력 사이에 커플링된 증폭기에 의해 소비된 전력의 변화를 검출하기 위한 수단을 더 포함하고,
    상기 디지털 시그널링 값들을 결정하기 위한 수단은 또한 상기 증폭기에 의해 소비된 전력의 변화에 응답하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 장치.
  43. 제 42 항에 있어서,
    상기 위상 차의 도함수, 상기 매그니튜드 차의 도함수, 상기 전력의 변화의 도함수를 결정하기 위한 수단;
    데이터 천이의 트레이닝 시퀀스를 사용하여,
    가장 큰 전력을 갖는 신호로서 상기 도함수 중 하나를 선택하고,
    상기 가장 큰 전력을 갖는 신호에 대해 적응적 임계치를 계산하기 위한 수단을 더 포함하고,
    상기 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 수단은 후속 데이터 천이들을 상기 적응적 임계치와 비교하는 것을 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 장치.
  44. 제 43 항에 있어서,
    상기 트레이닝 시퀀스를 사용하여 상기 적응적 임계치를 계산하기 위한 수단은,
    상기 가장 큰 전력을 갖는 신호에 대해 상기 트레이닝 시퀀스의 미리 결정된 수의 피크들의 값을 합계하기 위한 수단;
    상기 미리 결정된 수의 피크들 후에 시간적 오프셋에서 상기 가장 큰 전력을 갖는 신호의 평균값으로서 평균 테일 값을 결정하기 위한 수단; 및
    상기 평균 테일 값을 갖는 상기 미리 결정된 수의 피크들의 합계를 평균화하기 위한 수단을 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 장치.
  45. 제 41 항에 있어서,
    상기 디지털 시그널링 값을 결정하기 위한 수단은 상기 임피던스의 차의 제곱과 상기 매그니튜드 차의 제곱의 합계의 제곱근을 포함하는 거리를 계산하기 위한 수단을 포함하는, 역방향 링크 시그널링을 검출하기 위한 장치.
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