WO2017179858A1 - 무선전력 송신기의 모니터링 장치 및 그 방법 - Google Patents

무선전력 송신기의 모니터링 장치 및 그 방법 Download PDF

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WO2017179858A1
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voltage
phase difference
input
impedance element
resonator
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PCT/KR2017/003798
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황종태
신현익
전상오
송익규
전익수
이준
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주식회사 맵스
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    • G01R27/16—Measuring impedance of element or network through which a current is passing from another source, e.g. cable, power line

Definitions

  • the present invention relates to a wireless power transmission and reception technology.
  • Radio wave reception technology using microwave is a technology for delivering power wirelessly.
  • magnetic induction technology using magnetic field is a technology for delivering power wirelessly.
  • magnetic resonance technology by energy conversion between magnetic and electric fields.
  • the wireless power transmitter monitors the state of the resonator composed of a capacitor and an antenna to know the efficiency of the resonator, the power transmission state, and the state of the wireless power receiver.
  • the state of the resonator can be known by measuring the input voltage, input current, input impedance, and active power of the resonator.
  • an apparatus and method for monitoring a wireless power transmitter for transmitting wireless power are provided.
  • Transformers generating voltages v1x and v2x swinging from the ground voltage for the second input voltage signal V2 formed between the voltages V2n, respectively, and peak values of the output voltages v1x and v2x of the transformer, respectively. It may include a peak detector for detecting.
  • the magnitude information detector further includes a first voltage adjuster which controls voltage gains at both ends of each impedance element and transmits it to a transformer, and a second voltage adjuster which receives an output voltage having a peak value from a peak detector and controls the voltage gain. can do.
  • of the input voltages V1 and V2 is obtained by the gain K1 of the first voltage adjusting unit, the gain K2 of the second voltage adjusting unit, and one end of the first impedance element.
  • the voltage of may be multiplied by the voltage difference (
  • the phase difference detector includes a capacitor that removes a DC component from the output voltages v1x and v2x of the transformer, and a first voltage that receives the output voltage and the ground voltage of the capacitor and compares the voltages with respect to the first input voltage signal V1.
  • a voltage comparator, a second voltage comparator for receiving the output voltage and the ground voltage of the capacitor and comparing the voltages to the second input voltage signal V2, and an output voltage of the first voltage comparator and the output voltage of the second voltage comparator It may include a phase difference comparator for receiving the phase difference comparison.
  • the phase difference detector may further include an inverting amplifier that receives the output of the phase difference comparator, passes a low band, and amplifies the passed signal.
  • the phase difference comparator may output a voltage signal that varies linearly according to the phase difference between the output voltage of the first voltage comparator and the output voltage of the second voltage comparator.
  • the controller may measure at least one of an input voltage, an input current, an input impedance, and an active power of the resonator using magnitude information and phase difference information of voltages across the impedance elements detected by the magnitude information detector and the phase difference detector. .
  • the controller may calculate the input current of the impedance element using the magnitude information and the phase difference information of the input voltage across the impedance element, and calculate the phase of the input current from the calculated input current.
  • the controller may calculate the input impedance and the active power by using the magnitude information of the input voltage of the impedance element and the phase information of the input current and the input current.
  • the controller may control the power transmitted to the wireless power receiver by controlling the resonator or the power amplifier using the state monitoring result of the resonator.
  • An apparatus for monitoring a wireless power transmitter may include a magnitude information detector configured to detect magnitude information of voltages at both ends of an impedance element included in or connected to a resonator of a wireless power transmitter, and a phase of voltage at both ends of an impedance element.
  • a phase difference detector for detecting difference information, and a controller for monitoring the state of the resonator using the magnitude information and the phase difference information of the voltage across the impedance element detected through the magnitude information detector and the phase difference detector.
  • the impedance element may be any one or a combination of resistors, inductors, and capacitors.
  • the magnitude information detector includes a first input voltage signal V1 formed between the voltage V1p of one end of the first impedance element and the voltage V1n of one end of the second impedance element and the other end of the first impedance element.
  • the resonator state of the wireless power transmitter may be monitored.
  • the input voltage, input current, input impedance and active power of the resonator in the wireless power transmitter can be effectively measured. Accordingly, the efficiency and power transfer state of the resonator can be known.
  • the reception environment of the wireless power receiver can be recognized.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a wireless power system to which the present invention is applied;
  • FIG. 2 is a conceptual diagram of an apparatus for monitoring a wireless power transmitter (hereinafter, referred to as a monitoring device) according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the monitoring apparatus of FIG. 2 according to an embodiment of the present disclosure
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a phase difference comparator of FIG. 3 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a graph of a signal output through a phase difference comparator according to one embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of a resonator for explaining the configuration of a monitoring apparatus according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the monitoring apparatus of FIG. 6 according to another embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 8 is a configuration diagram of a monitoring apparatus according to another embodiment of the present invention.
  • Combinations of each block of the block diagrams and respective steps of the flowcharts may be performed by computer program instructions (executable engines), which may be executed on a processor of a general purpose computer, special purpose computer, or other programmable data processing equipment.
  • instructions executed through a processor of a computer or other programmable data processing equipment create means for performing the functions described in each block of the block diagram or in each step of the flowchart.
  • These computer program instructions may also be stored in a computer usable or computer readable memory that can be directed to a computer or other programmable data processing equipment to implement functionality in a particular manner, and thus the computer usable or computer readable memory.
  • the instructions stored therein may also produce an article of manufacture containing instruction means for performing the functions described in each block of the block diagram or in each step of the flowchart.
  • Computer program instructions can also be mounted on a computer or other programmable data processing equipment, such that a series of operating steps can be performed on the computer or other programmable data processing equipment to create a computer-implemented process that can be executed by the computer or other programmable data. Instructions for performing data processing equipment may also provide steps for performing the functions described in each block of the block diagram and in each step of the flowchart.
  • each block or step may represent a portion of a module, segment or code that includes one or more executable instructions for executing specific logical functions, and in some alternative embodiments referred to in blocks or steps It should be noted that the functions may occur out of order. For example, the two blocks or steps shown in succession may, in fact, be performed substantially concurrently, or the blocks or steps may be performed in the reverse order of the corresponding function, as required.
  • FIG. 1 is a block diagram of a wireless power system to which the present invention is applied.
  • the wireless power system 1 includes a power transmitter (PTU) 10 and a power receiver unit (PRU) 12.
  • PTU power transmitter
  • PRU power receiver unit
  • the power transmitter 10 is mainly composed of a power amplifier 100 and a resonator 102.
  • the resonator 102 is composed of a transmission antenna 1020, a first capacitor Cs1 1022-1, a second capacitor Cs2 1022-2, a transmission antenna 1020, a first capacitor Cs1 1022-1,
  • the wireless power signal is transmitted to the power receiver 12 using the resonance frequency of the second capacitor Cs2 1022-2.
  • the power amplifier 100 outputs an AC voltage / current having a frequency corresponding to the resonance frequency of the resonator 102 to drive the resonator 102.
  • an EMI (Electro-Magnetic-Interference) filter or the like is connected to the output of the power amplifier 100, the output voltage / current of the power amplifier 100 does not exactly match the voltage / current of the resonator 102.
  • the power receiver 12 includes a resonator 120 and a receiver 122 that converts AC power received from the resonator 120 into a DC form.
  • Wireless power transmission is performed while a magnetic field is shared between the transmitting antenna 1020 of the power transmitter 10 and the receiving antenna 1200 of the power receiver 12. Therefore, the two antennas 1020 and 1200 can be considered equivalent to a kind of transformer. Therefore, depending on the state of the load of the power receiver 12, or when a conductive object such as a metal without the power receiver 12 is near the transmitting antenna 1020 of the power transmitter 10 (the resonator of the power transmitter 10) The impedance of 102 is changed. Therefore, calculating the input voltage / input current and phase information of the resonator 102 in the power transmitter 10 can be used to indirectly understand the state of the power receiver 12.
  • the power amplifier 100 may be stably operated from the efficiency of the resonator 102 and the state of the resonator 102. Therefore, it is very important to monitor the condition of the resonator 102. For example, it is necessary to measure the input voltage, input current, phase information, and active power of the resonator 102.
  • the voltage / current of resonator 102 is generally in the form of alternating current (AC), and the frequency is not particularly limited.
  • AC alternating current
  • the 6.78 MHz frequency is used, so the voltage / current of the resonator 102 is 6.78 MHz.
  • the high frequency method makes it difficult to measure current in the usual way.
  • the voltage of the resonator 102 depends on the power supplied by the power amplifier 100 and the characteristics of the load, but can generally rise to several hundred volts. Therefore, there is a difficulty in measuring a high pressure signal that changes at high speed. Among these, the method of measuring current is more difficult.
  • the conventional method of using the sense resistor to measure the current has the disadvantage of power consumption.
  • differential amplifiers that measure the voltage across a resistor moving at high voltages are very difficult to implement. Therefore, the method of measuring the current using a resistor is not suitable.
  • Another way is to use a current transformer. This approach is feasible, but implementing a current transformer capable of measuring large currents and measuring 6.78MHz current is no easy task. In particular, large currents can saturate the transformer, causing large errors in the measurement results.
  • the present invention obtains the magnitude information of the voltage across the impedance element of the resonator and the phase difference information between the voltage across the resonator, and monitors the state of the resonator using the obtained information.
  • the state of the resonator may be monitored by measuring at least one of input voltage, input current, input impedance, and active power of the resonator.
  • FIG. 2 is a conceptual diagram of an apparatus for monitoring a wireless power transmitter (hereinafter, referred to as a monitoring apparatus) according to an embodiment of the present invention.
  • the monitoring device 2 includes two magnitude information detectors 20-1 and 20-2, a phase difference detector 24, and a controller 26.
  • the monitoring device 2 uses the two magnitude information detectors 20-1 and 20-2 for the impedance element Zs of the resonator, and the size information
  • the impedance element Zs may be included in the resonator 102 of the wireless power transmitter or connected to the resonator 102. In FIG. 2, the case included in the resonator 102 will be described as an example.
  • the impedance element Zs may be any one or a combination of resistors Rs, inductors Ls, and capacitors Cs. In FIG. 2, the case where an impedance element is a capacitor Cs is demonstrated to an example.
  • the controller 26 determines the size information
  • the controller 26 controls the size information
  • the input impedance and the active power are calculated using the size information
  • the controller 26 may be, for example, a microcontroller (Micom).
  • the controller 26 determines the state information of the wireless power receiver using the state monitoring result of the resonator 102 and controls the resonator 102 or the power amplifier according to the determined state information of the wireless power receiver. Adjust the power to send to the wireless power receiver.
  • the controller 26 calculates the input voltage, the input current input impedance and the active power of the resonator 102 through appropriate calculations.
  • And a method of measuring the input current of the resonator 102 using the phase difference information ⁇ will be described later.
  • the input voltages V1 and V2 may be expressed using Euler's formula as shown in Equations 1 and 2 below. At this time, it is assumed that the input voltage V2 has a phase difference by ⁇ relative to the input voltage V1.
  • the input current Iin of the capacitor Cs satisfies Equation 3 below.
  • Equation 3 is summarized as Equation 4.
  • Equation 5 When the input current magnitude
  • Equation 6 When the phase information ⁇ (theta) of the input current is obtained, Equation 6 is obtained.
  • the input impedance Zin of the resonator can be obtained using the above equation.
  • the input impedance Zin is expressed by Equation 7.
  • Equation 7 a complex number result can be obtained, wherein a real part means a resistance R component and an imaginary part means a reactance X component.
  • the effective power pin of the resonator can be obtained as shown in Equation 8 using the current phase information of Equation 6.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the monitoring apparatus of FIG. 2 according to an embodiment of the present invention.
  • the first magnitude information detector 20-1 includes the V1 side first voltage adjusting units 20-1 and 21-1, the V1 side transformer 22-1, the V1 side peak detector 23-1, and the V1 side. And a two voltage adjusting unit 24-1.
  • of the input voltage V2 includes the first voltage adjusters 20-2 and 21-2 on the V2 side and the transformer 22-2 on the V2 side. ), A V2 side peak detector 23-2, and a V2 side second voltage adjustor 24-2.
  • the first voltage adjusting unit 20-1, 21-1 of the V1 side has a voltage gain of the voltage V1p of one end of the first capacitor Cs1 1022-1 and the voltage V1n of one end of the second capacitor Cs2 1022-2. Control each. For example, since the voltages of the voltages V1p and V1n may be very high voltages, the voltages V1p and V1n are changed to low voltages by using the V1 side first voltage adjusting units 20-1 and 21-1. To this end, the first voltage adjusting units 20-1 and 21-1 of the V1 side may use capacitors C1 and C2.
  • the V1 side transformer 22-1 receives the voltages adjusted through the V1 side first voltage adjusting units 20-1 and 21-1, respectively, and generates and outputs one voltage signal v1x swinging from the ground voltage.
  • the V1 side transformer 22-1 may be composed of two inductors 220-1 and 220-2, and may have a ratio of 1: 1.
  • a ratio of 1: 1 means that the number of power lines of the secondary side inductor 220-2 generating the coupling with the power line of the primary side inductor 220-1 is the same.
  • the primary side inductor 220-1 is connected to the outputs of the first voltage adjusters 20-1 and 21-1, respectively.
  • the secondary inductor 220-2 has one end connected to an output terminal and the other end connected to a ground voltage.
  • the V1 side peak detector 23-1 detects the peak value of the output voltage v1x of the V1 side transformer 22-1.
  • the V1 side peak detector 23-1 may be composed of a diode D1 and a capacitor Cp. The detected peak value can be stored in capacitor Cp.
  • the V1 side second voltage adjusting unit 24-1 is connected to the V1 side peak detector 23-1 to control the voltage gain of the output voltage having the peak value. For example, the second voltage adjusting unit 24-1 on the V1 side may lower the output voltage peak value to a lower voltage by using the resistors R1 and R2.
  • of the input voltage V1 output through the V1 side second voltage adjusting unit 24-1 indicates gain K1 of the V1 side voltage adjusting units 20-1 and 21-1 and the V1 side second voltage.
  • can be obtained using the same method as the method for obtaining the size information
  • the phase difference detector 24 includes capacitors Cd 25-1 and 25-2, a first voltage comparator 26-1, a second voltage comparator 26-2, and a phase difference comparator 27. It may further include an inverting amplifier 28.
  • the V1 side capacitor Cd 25-1 removes a direct current (DC) component from the output voltage v1x of the V1 side transformer 22-1.
  • the V2 side capacitor Cd 25-2 removes the direct current (DC) component from the output voltage v2x of the V2 side transformer 22-2.
  • the first voltage comparator 26-1 receives the output voltage and the ground voltage of the capacitor Cd 25-1 of the V1 side and compares the ground voltages.
  • the first voltage comparator 26-1 receives and compares the output voltage of the capacitor Cd 25-2 of the V2 side and the ground voltage.
  • the phase difference comparator 27 receives the output voltage of the first voltage comparator 26-1 and the output voltage of the second voltage comparator 26-2 and compares the phase difference between the input voltages V1 and V2.
  • the inverting amplifier 28 receives the output of the phase difference comparator 27 and passes the low band and amplifies the passed signal.
  • the signal output through the inverting amplifier 28 may be a voltage signal that varies linearly according to a phase difference between the output voltage of the first voltage comparator 26-1 and the output voltage of the second voltage comparator 26-2. .
  • of the resonator 102 are determined.
  • the voltages of V1p, V1n, V2p, and V2n may be very high voltages. Accordingly, the voltages V1p, V1n, V2p, and V2n are changed to the low voltages by using the capacitors C1 and C2 using the first voltage adjusting units 20-1, 20-2, 21-1, and 21-2.
  • the gain K1 of the first voltage adjusting unit 20-1, 20-2, 21-1, 21-2 is expressed by Equation 9.
  • a voltage as small as K1 is used to transform a signal from the ground voltage using transformers 22-1 and 22-2.
  • the output voltages of the transformers 22-1 and 22-2 are represented by Equation 10, respectively.
  • the peak values are found at the peak detectors 23-1 and 23-2 composed of the diode D1 and the capacitor Cp for the V1x and V2x signals. Therefore, the capacitor Cp stores the maximum values of the V1x and V2x signals.
  • the second voltage adjusting units 24-1 and 24-2 composed of R1 and R2
  • the magnitude information of the input voltages V1 and V2 is finally expressed by Equation 11.
  • capacitors Cd 25-1 and 25-2 located at the points where the transformers 22-1 and 22-2 and the peak detectors 23-1 and 23-2 are connected to each voltage comparator 26-1, Connected to the input of 26-2). Since the remaining DC components are completely removed by the capacitors Cd 25-1 and 25-2, the positive input of each voltage comparator 26-1 or 26-2 is a signal swinging with respect to zero voltage. Becomes If the positive input is greater than zero, the voltage comparators 26-1 and 26-2 are high level outputs, or otherwise zero voltages. Therefore, the outputs of the voltage comparators 26-1 and 26-2 become square wave digital signals.
  • the rising edges of the output signals of the voltage comparators 26-1 and 26-2 are generated at the time when the voltages of V1 and V2 rise from zero. That is, the rising edge signal contains phase information.
  • the phase information can be electrically changed.
  • the output of the phase comparator 27 is passed through the inverting amplifier 28 having a low pass filter function, an analog signal that changes linearly with the phase difference can be obtained.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the phase difference comparator of FIG. 3 according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 5 is a graph of a signal output through the phase difference comparator according to an embodiment of the present invention.
  • the phase difference comparator 27 includes two D flip-flops 270-1 and 270-2, a NAND block 272, an inverter 274, and an NMOS transistor 276-1. ) And a PMOS transistor 276-2, and may further include an inverting amplifier 28.
  • the D flip-flop DFF1 270-1 When the D flip-flop DFF1 270-1 receives '1' at the data input terminal D and receives the input voltage B at the clock input terminal T, 1 is output to the output Q.
  • the Q output value of the D flip-flop DFF1 270-1 is input to the inverter 274, and the inverter 274 inverts and outputs the Q output value.
  • the output value of the inverter 274 is applied to the NMOS transistor 276-1.
  • the D flip-flop DFF2 270-2 receives '1' at the data input terminal D and input voltage A at the clock input terminal T, 1 is output to the output Q.
  • the Q output value of the D flip-flop DFF2 270-2 is applied to the PMOS transistor 276-2.
  • the NAND block 272 receives the output value of the D flip-flop DFF1 270-1 and the output value of the D flip-flop DFF2 270-2, and outputs an output value according to the NAND circuit, respectively, and each of them is a D flip-flop. Inputs are made to the reset input terminals of the DFF1 270-1 and the DFF2 270-2.
  • the output voltage Vo of the phase difference comparator 27 has a high impedance value when the phases of the input voltage A and the input voltage B are the same. If the phase of the input voltage B is fast, the PMOS transistor 276-2 is turned on. On the contrary, if the phase of the input voltage A is fast, the NMOS transistor 276-1 is turned on. Therefore, the output voltage Vo has a maximum value of VDD and a minimum value of zero.
  • the maximum VDD is output when the phase difference between the input voltage A and the input voltage B is 360 degrees, and -360 In the case of degrees, the voltage output according to the phase difference may be generated to be at least 0V. Accordingly, as shown in FIG. 5, since a voltage that is linearly changed according to the phase difference between the input voltage A and the input voltage B may be generated, the phase difference ⁇ may be checked using the voltage. Finally, the input voltage, input current, input impedance, and active power of the resonator can be obtained from the
  • FIG. 6 is a configuration diagram of a resonator for explaining the configuration of a monitoring apparatus according to another embodiment of the present invention.
  • the state of the resonator 102 may be monitored using the inductor Ls 104.
  • the inductor Ls 104 may be inserted in series with the resonator 102.
  • the inductor Ls 104 may be used to measure the input current and phase of the resonator 102, the input impedance, and the effective power.
  • of the input current may be calculated as shown in Equation 13.
  • phase ⁇ of the input current is shown in equation (14).
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the monitoring apparatus of FIG. 6 according to another embodiment of the present disclosure.
  • the circuit of FIG. 7 has the same configuration except that the inductor Ls 104 is added.
  • and the phase difference information ⁇ of the input voltage of the resonator 102 corresponds to the method described above with reference to FIG.
  • FIG. 8 is a configuration diagram of a monitoring apparatus according to another embodiment of the present invention.
  • the impedance element Zs 106 may be used instead of the capacitor Cs to monitor the state of the resonator 102.
  • the input voltage, input current, input impedance, and active power of the resonator 102 can be calculated.
  • the state of the resonator may be monitored using the impedance element Zs.
  • the impedance element Zs may be included in the resonator 102.

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Abstract

무선전력 송신기의 모니터링 장치 및 그 방법이 개시된다. 일 실시 예에 따른 무선전력 송신기의 모니터링 장치는, 무선전력 송신기의 공진기에 포함되거나 공진기와 연결된 임피던스 소자를 대상으로 양 단 전압의 크기 정보를 검출하는 크기정보 검출기와, 임피던스 소자 양 단 전압의 위상 차 정보를 검출하는 위상 차 검출기와, 크기정보 검출기와 위상 차 검출기를 통해 검출된 임피던스 소자 양 단 전압의 크기 정보와 위상 차 정보를 이용하여 공진기의 상태를 모니터링하는 제어기를 포함한다.

Description

무선전력 송신기의 모니터링 장치 및 그 방법
본 발명은 무선전력 송수신 기술에 관한 것이다.
무선으로 전력을 전달하기 위한 많은 기술이 개발되고 있다. 전파(Microwave)를 이용한 전파수신형 기술, 자기장을 이용한 자기유도형 기술, 자기장과 전기장의 에너지 전환에 의한 자기공명 기술 등이 대표적이다.
무선전력 송신기는 커패시터와 안테나로 구성되는 공진기의 상태를 모니터링하여 공진기의 효율, 전력 전송 상태 및 무선전력 수신기의 상태를 알 수 있다. 공진기의 상태는 공진기의 입력전압, 입력전류, 입력 임피던스, 유효전력을 측정함에 따라 알 수 있다.
그런데 A4WP 방식과 같은 6.78MHz의 고주파로 무선전력을 송신하는 경우, 주파수가 매우 빠르고 공진기의 전압이 높아서 일반적인 방법으로 위에 예시한 4가지 파라미터를 측정하는 것이 용이치 않다.
일 실시 예에 따라, 무선전력을 전송하는 무선전력 송신기를 모니터링하는 장치 및 그 방법을 제안한다.
전압(V2n) 간에 형성되는 제2 입력전압 신호(V2)를 대상으로 접지전압으로부터 스윙하는 전압(v1x, v2x)을 각각 생성하는 트랜스포머와, 트랜스포머의 출력전압(v1x, v2x)의 피크 값을 각각 검출하는 피크 검출기를 포함할 수 있다. 크기정보 검출기는 각 임피던스 소자의 양 단의 전압 이득을 제어하여 트랜스포머에 전송하는 제1 전압 조정부와, 피크 검출기로부터 피크 값을 가지는 출력전압을 입력받아 전압 이득을 제어하는 제2 전압 조정부를 더 포함할 수 있다. 각 입력전압(V1, V2)의 크기정보(|V1|, |V2|)는 제1 전압 조정부의 이득(K1)과, 제2 전압 조정부의 이득(K2)과, 제1 임피던스 소자의 일 단의 전압과 제2 임피던스 소자의 일 단의 전압 차(|V1p-v1n| 또는 |V2p-v2n|)를 곱 연산한 것일 수 있다.
위상 차 검출기는 트랜스포머의 출력전압(v1x, v2x)으로부터 각각 직류 성분을 제거하는 커패시터와, 제1 입력전압 신호(V1)를 대상으로 커패시터의 출력전압과 접지전압을 입력받아 전압을 비교하는 제1 전압 비교기와, 제2 입력전압 신호(V2)를 대상으로 커패시터의 출력전압과 접지전압을 입력받아 전압을 비교하는 제2 전압 비교기와, 제1 전압 비교기의 출력전압과 제2 전압 비교기의 출력전압을 입력받아 위상 차를 비교하는 위상 차 비교기를 포함할 수 있다. 위상 차 검출기는 위상 차 비교기의 출력을 입력받아 저역 밴드를 통과시키고 통과된 신호를 증폭하는 반전 증폭기를 더 포함할 수 있다. 위상 차 비교기는 제1 전압 비교기의 출력전압과 제2 전압 비교기의 출력전압 간의 위상 차에 따라 선형적으로 변화하는 전압신호를 출력할 수 있다.
제어기는 크기정보 검출기와 위상 차 검출기를 통해 검출된 임피던스 소자 양 단 전압의 크기 정보와 위상 차 정보를 이용하여 공진기의 입력전압, 입력전류, 입력 임피던스, 유효전력 중 적어도 하나 이상을 측정할 수 있다. 제어기는 임피던스 소자 양 단의 입력전압의 크기 정보와 위상 차 정보를 이용하여 임피던스 소자의 입력전류를 계산하고, 계산된 입력전류로부터 입력전류의 위상을 계산할 수 있다. 제어기는 임피던스 소자 일 단의 입력전압의 크기 정보와 입력전류 및 입력전류의 위상정보를 이용하여 입력 임피던스 및 유효전력을 계산할 수 있다.
제어기는 공진기의 상태 모니터링 결과를 이용하여 공진기 또는 전력 증폭기를 제어함에 따라 무선전력 수신기에 전송하는 전력을 조절할 수 있다.
일 실시 예에 따른 무선전력 송신기의 모니터링 장치는, 무선전력 송신기의 공진기에 포함되거나 공진기와 연결된 임피던스 소자를 대상으로 양 단 전압의 크기 정보를 검출하는 크기정보 검출기와, 임피던스 소자 양 단 전압의 위상 차 정보를 검출하는 위상 차 검출기와, 크기정보 검출기와 위상 차 검출기를 통해 검출된 임피던스 소자 양 단 전압의 크기 정보와 위상 차 정보를 이용하여 공진기의 상태를 모니터링하는 제어기를 포함한다.
임피던스 소자는 저항, 인덕터 및 커패시터 중 어느 하나이거나 이들의 조합일 수 있다.
크기정보 검출기는 제1 임피던스 소자의 일 단의 전압(V1p)과 제2 임피던스 소자의 일 단의 전압(V1n) 간에 형성되는 제1 입력전압 신호(V1)와, 제1 임피던스 소자의 다른 단의 전압(V2p)과 제2 임피던스 소자의 다른 단의 일 실시 예에 따르면, 무선전력 송신기의 공진기 상태를 모니터링할 수 있다. 특히, 고주파로 무선전력을 전송하는 무선전력 송신기를 모니터링할 수 있는데, 무선전력 송신기 내 공진기의 입력전압, 입력전류, 입력 임피던스 및 유효전력을 효과적으로 측정할 수 있다. 이에 따라, 공진기의 효율과 전력 전송 상태를 알 수 있다. 또한, 무선전력 수신기의 수신 환경을 인지할 수 있다.
도 1은 본 발명이 적용되는 무선전력 시스템의 구성도,
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 무선전력 송신기를 모니터링하는 장치(이하 '모니터링 장치'라 칭함)의 개념도,
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 도 2의 모니터링 장치의 회로도,
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 도 3의 위상 차 비교기의 회로도,
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 위상 차 비교기를 통해 출력되는 신호의 그래프,
도 6은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 모니터링 장치의 구성을 설명하기 위한 공진기의 구성도,
도 7은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 도 6의 모니터링 장치의 회로도,
도 8은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 모니터링 장치의 구성도이다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
본 발명의 실시 예들을 설명함에 있어서 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이며, 후술되는 용어들은 본 발명의 실시 예에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
첨부된 블록도의 각 블록과 흐름도의 각 단계의 조합들은 컴퓨터 프로그램인스트럭션들(실행 엔진)에 의해 수행될 수도 있으며, 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 블록도의 각 블록 또는 흐름도의 각 단계에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다.
이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 블록도의 각 블록 또는 흐름도의 각 단계에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다.
그리고 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 블록도의 각 블록 및 흐름도의 각 단계에서 설명되는 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.
또한, 각 블록 또는 각 단계는 특정된 논리적 기능들을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있으며, 몇 가지 대체 실시 예들에서는 블록들 또는 단계들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들 또는 단계들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하며, 또한 그 블록들 또는 단계들이 필요에 따라 해당하는 기능의 역순으로 수행되는 것도 가능하다.
이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 실시 예를 상세하게 설명한다. 그러나 다음에 예시하는 본 발명의 실시 예는 여러 가지 다른 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 다음에 상술하는 실시 예에 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 실시 예는 통상의 기술자에게 본 발명을 보다 완전하게 설명하기 위하여 제공된다.
도 1은 본 발명이 적용되는 무선전력 시스템의 구성도이다.
도 1을 참조하면, 무선전력 시스템(1)은 전력 송신기(Power Transmitting Unit: PTU)(10)와 전력 수신기(Power Receiving Unit: PRU)(12)를 포함한다.
전력 송신기(10)는 크게 전력 증폭기(power amplifier)(100)와 공진기(Resonator)(102)로 구성된다. 공진기(102)는 송신 안테나(1020), 제1 커패시터 Cs1(1022-1), 제2 커패시터 Cs2(1022-2)로 구성되어, 송신 안테나(1020), 제1 커패시터 Cs1(1022-1), 제2 커패시터 Cs2(1022-2)에 의한 공진 주파수를 사용하여 무선전력 신호를 전력 수신기(12)에 송신한다.
전력 증폭기(100)는 공진기(102)의 공진 주파수에 해당하는 주파수를 가진 교류 전압/전류를 출력하여 공진기(102)를 구동한다. 실제로는 전력 증폭기(100)의 출력에 EMI(Electro-Magnetic-Interference) 필터 등이 연결되기 때문에, 전력 증폭기(100)의 출력 전압/전류가 공진기(102)의 전압/전류와 정확히 일치하는 것은 아니다. 전력 수신기(12)는 공진기(120)와, 공진기(120)로부터 수신된 AC 전력을 DC 형태로 변환하는 수신부(122)로 구성된다.
무선전력 전송은 전력 송신기(10)의 송신 안테나(1020)와 전력 수신기(12)의 수신 안테나(1200) 사이의 자계(magnetic field)가 공유되면서 이루어지게 된다. 따라서 두 안테나(1020, 1200)는 일종의 트랜스포머로 등가하여 생각할 수 있다. 그러므로 전력 수신기(12)의 부하의 상태에 따라, 또는 전력 수신기(12)가 없이 금속과 같은 도전성 물체가 전력 송신기(10)의 송신 안테나(1020) 근처에 있을 때 전력 송신기(10)의 공진기(102)의 임피던스가 변화하게 된다. 따라서 전력 송신기(10) 내 공진기(102)의 입력전압/입력전류와 위상 정보를 계산하면, 전력 수신기(12)의 상태를 간접적으로 이해하는 데 사용할 수 있다. 또한, 공진기(102)의 효율 및 공진기(102)의 상태로부터 전력 증폭기(100)가 안정적으로 동작할 수 있도록 제어할 수 있다. 그러므로 공진기(102)의 상태를 모니터링하는 것이 매우 중요하다. 예를 들어, 공진기(102)의 입력전압, 입력전류, 위상 정보, 유효전력을 측정할 필요가 있다.
공진기(102)의 전압/전류는 일반적으로 교류(AC) 형태이고, 주파수는 특별히 제한적이지는 않다. A4WP 방식의 경우는 6.78MHz 주파수를 사용하므로 공진기(102)의 전압/전류는 6.78MHz가 된다. A4WP의 경우 주파수가 높은 방식이므로 일반적인 방식으로 전류를 측정하는 것이 쉽지 않다. 공진기(102)의 전압은 전력 증폭기(100)에서 공급하는 전력과 부하의 특성에 따라 달라지지만, 일반적으로 수백 V까지 상승할 수 있다. 따라서, 고속으로 변하는 고압의 신호를 측정해야 하는 어려움이 있다. 이 중에 특히 전류를 측정하는 방법이 더 어렵다고 할 수 있다.
전류를 측정하기 위해 기존의 센싱 저항을 이용하는 방식은 전력 소모가 발생하는 단점이 있다. 또한, 높은 전압으로 움직이는 저항 양 단 전압을 측정하는 차동 증폭기는 구현이 매우 어렵다. 따라서, 저항을 이용하여 전류를 측정하는 방법은 적당하지 않다. 또 다른 방법으로는 전류 트랜스포머(current transformer)를 사용하는 것이다. 이 방법도 구현 가능한 방법이지만, 큰 전류가 흐르고 6.78MHz 전류를 측정할 수 있는 전류 트랜스포머를 구현하는 것은 결코 쉬운 일이 아니다. 특히 전류가 클 경우 트랜스포머가 포화될 수 있어서 측정 결과에 큰 오차가 발생할 수도 있다.
본 발명은 공진기의 임피던스 소자 양 단 전압의 크기 정보와 양 단 전압의 위상 차 정보를 구하고, 구한 정보를 이용하여 공진기의 상태를 모니터링한다. 이때, 공진기의 상태는 공진기의 입력전압, 입력전류, 입력 임피던스, 유효전력 중 적어도 하나 이상을 측정함에 따라 모니터링할 수 있다.
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 무선전력 송신기를 모니터링하는 장치(이하 '모니터링 장치'라 칭함)의 개념도이다.
도 2를 참조하면, 모니터링 장치(2)는 두 개의 크기정보 검출기(20-1, 20-2)와 위상 차 검출기(24) 및 제어기(26)를 포함한다.
모니터링 장치(2)는 공진기의 임피던스 소자 Zs를 대상으로 두 개의 크기정보 검출기(20-1, 20-2)를 이용하여 임피던스 소자 Zs의 양 단 전압 V1, V2의 크기 정보 |V1|, |V2|를 구하고, 위상 차 검출기(24)를 이용하여 임피던스 소자 Zs의 양 단 전압의 위상 차 정보 _(phi)를 구한다. 임피던스 소자 Zs는 무선전력 송신기의 공진기(102)에 포함되거나 공진기(102)와 연결된 형태일 수 있다. 도 2에서는 공진기(102)에 포함된 경우를 예를 들어 설명한다. 임피던스 소자 Zs는 저항 Rs, 인덕터 Ls 및 커패시터 Cs 중 어느 하나이거나 이들의 조합일 수 있다. 도 2에서는 임피던스 소자가 커패시터 Cs인 경우를 예를 들어 설명한다.
제어기(26)는 두 개의 크기정보 검출기(20-1, 20-2)와 위상 차 검출기(24)를 통해 구한 임피던스 소자 양 단 전압 V1, V2의 크기 정보 |V1|, |V2| 및 위상 차 정보 _를 이용하여 공진기(102)의 상태를 모니터링한다. 예를 들어, 공진기(102)의 입력전압, 입력전류, 입력 임피던스 및 유효전력을 구할 수 있다. 제어기(26)는 임피던스 소자 양 단 전압 V1, V2의 크기 정보 |V1|, |V2| 및 위상 차 정보 _를 이용하여 입력전류를 계산하고, 계산된 입력전류로부터 입력전류의 위상을 계산한다. 또한, 임피던스 소자 일 단의 전압 V1 또는 V2의 크기 정보 |V1|, |V2|와 입력전류 및 입력전류의 위상정보를 이용하여 입력 임피던스 및 유효전력을 계산한다. 제어기(26)는 예를 들어, 마이크로컨트롤러(microcontroller: Micom)일 수 있다.
일 실시 예에 따른 제어기(26)는 공진기(102)의 상태 모니터링 결과를 이용하여 무선전력 수신기의 상태정보를 판단하고, 판단된 무선전력 수신기의 상태정보에 따라 공진기(102) 또는 전력 증폭기를 제어하여 무선전력 수신기에 전송하는 전력을 조절한다.
이하, 도 2를 참조로 하여, 임피던스 소자 Zs가 커패시터 Cs(1022)인 경우, |V1|, |V2| 및 _를 구하는 예를 설명한다. 공진기 커패시터 Cs(1022)의 양 단의 입력전압 V1, V2을 대상으로 각 크기정보 검출기(20-1, 20-2)를 이용하여 입력전압 크기정보 |V1|, |V2|를 구한다. 그리고 입력전압 V1, V2의 위상을 비교하는 위상 차 검출기(24)를 이용하여 입력전압 V1, V2의 위상 차를 구한다. 이때, 입력전압 V1을 기준으로 했을 때 입력전압 V2의 상대적인 위상 차를 구할 수 있다. 그 결과가 _이다. 이 3가지 정보인 |V1|, |V2|, _를 이용하여 제어기(26)가 적절한 계산을 통해 공진기(102)의 입력전압, 입력전류 입력 임피던스 및 유효전력을 구한다.
이하, 수학식들을 통해 입력전압 크기정보 |V1|, |V2| 및 위상 차 정보 Ø를 이용하여 공진기(102)의 입력전류를 측정하는 방법에 대해 후술한다. 입력전압 V1의 위상을 기준으로 하면, 입력전압 V1, V2는 다음 수학식 1,2와 같이 오일러 공식을 이용하여 표현될 수 있다. 이때, 입력전압 V2는 입력전압 V1에 비해 Ø 만큼 위상 차가 발생하고 있다고 가정하였다.
Figure PCTKR2017003798-appb-M000001
Figure PCTKR2017003798-appb-M000002
커패시터 Cs의 입력전류 Iin는 다음 수학식 3을 만족한다.
Figure PCTKR2017003798-appb-M000003
수학식 3을 정리하면 수학식 4와 같다.
Figure PCTKR2017003798-appb-M000004
수학식 4에서 입력전류 크기 |Iin|를 구하면 수학식 5와 같다.
Figure PCTKR2017003798-appb-M000005
수학식 5에서, ω=2π×6.78㎒이다.
입력전류의 위상정보 θ(theta)을 구하면 수학식 6과 같다.
Figure PCTKR2017003798-appb-M000006
이상의 수학식 전개로부터 입력전류 정보를 완벽히 구해 낼 수 있음을 알 수 있다. 위에서 구한 수학식을 이용하여 공진기의 입력 임피던스 Zin를 구할 수 있다. 입력 임피던스 Zin는 수학식 7과 같다.
Figure PCTKR2017003798-appb-M000007
수학식 7과 같이 복소수 형태의 결과를 얻을 수 있는데, 이때 실수부는 저항 R 성분을, 허수부는 리액턴스(reactance) X 성분을 의미한다.
공진기의 유효 전력 Pin은 수학식 6의 전류 위상정보를 이용하여 수학식 8과 같이 구할 수 있다.
Figure PCTKR2017003798-appb-M000008
결론적으로, |V1|, |V2|, Ø를 이용하여 원하는 정보를 모두 계산해 낼 수 있음을 알 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 도 2의 모니터링 장치의 회로도이다.
도 2 및 도 3을 참조하면, 공진기의 임피던스 소자 Zs가 제1 커패시터 Cs1(1022-1)과 제2 커패시터 Cs2(1022-2)로 구성되는 경우, 입력전압 V1의 크기정보 |V1|를 검출하는 제1 크기정보 검출기(20-1)는 V1 측 제1 전압 조정부(20-1, 21-1), V1 측 트랜스포머(22-1), V1 측 피크 검출기(23-1) 및 V1 측 제2 전압 조정부(24-1)를 포함한다. 이와 대응되게, 입력전압 V2의 크기정보 |V2|를 검출하는 제2 크기정보 검출기(20-2)는 V2 측 제1 전압 조정부(20-2, 21-2), V2 측 트랜스포머(22-2), V2 측 피크 검출기(23-2) 및 V2 측 제2 전압 조정부(24-2)를 포함한다.
이하, 제1 크기정보 검출기(20-1)의 각 구성요소에 대해 설명한다. V1 측 제1 전압 조정부(20-1, 21-1)는 제1 커패시터 Cs1(1022-1)의 일 단의 전압 V1p과 제2 커패시터 Cs2(1022-2)의 일 단의 전압 V1n의 전압 이득을 각각 제어한다. 예를 들어, 전압 V1p, V1n의 전압은 매우 높은 전압일 수도 있기 때문에, V1 측 제1 전압 조정부(20-1, 21-1)를 이용하여 V1p, V1n 전압을 낮은 전압으로 바꾼다. 이를 위해, V1 측 제1 전압 조정부(20-1, 21-1)는 커패시터 C1, C2를 이용할 수 있다.
V1 측 트랜스포머(22-1)는 V1 측 제1 전압 조정부(20-1, 21-1)를 통해 조정된 전압을 각각 입력받아 접지전압으로부터 스윙하는 하나의 전압신호 v1x를 생성하여 출력한다. V1 측 트랜스포머(22-1)는 두 개의 인덕터(220-1, 220-2)로 구성될 수 있는데, 1:1의 비율을 가질 수 있다. 1:1의 비율은 1차 측 인덕터(220-1)의 전력선과 커플링을 생성하는 2차 측 인덕터(220-2)의 전력선의 개수가 동일하다는 것을 의미한다. 1차 측 인덕터(220-1)는 각각 제1 전압 조정부(20-1, 21-1)의 출력과 연결된다. 2차 측 인덕터(220-2)는 일 단이 출력 단자에 연결되고 다른 단이 접지전압에 연결된다.
V1 측 피크 검출기(23-1)는 V1 측 트랜스포머(22-1)의 출력전압 v1x의 피크 값을 검출한다. V1 측 피크 검출기(23-1)는 다이오드 D1과 커패시터 Cp로 구성될 수 있다. 검출된 피크 값은 커패시터 Cp에 저장될 수 있다.
V1 측 제2 전압 조정부(24-1)는 V1 측 피크 검출기(23-1)와 연결되어, 피크 값을 가지는 출력전압의 전압 이득을 제어한다. 예를 들어, V1 측 제2 전압 조정부(24-1)는 저항 R1, R2를 이용하여 출력전압 피크 값을, 낮은 전압으로 낮출 수 있다. V1 측 제2 전압 조정부(24-1)를 거쳐 출력되는 입력전압 V1의 크기정보 |V1|는 V1 측 제1 전압 조정부(20-1, 21-1)의 이득 K1과, V1 측 제2 전압 조정부(24-1)의 이득 K2과, 제1 커패시터 Cs1(1022-1)의 일 단의 전압 V1p과 제2 커패시터 Cs2(1022-2)의 일 단의 전압 V1n의 차(|V1p-v1n|)를 곱 연산한 결과이다.
입력전압 V2의 크기정보 |V2| 역시, 전술한 입력전압 V1의 크기정보 |V1|를 얻는 방식과 동일한 방식을 이용하여 얻을 수 있다. 그 방식이 동일하므로 상세한 설명은 생략한다.
한편, 위상 차 검출기(24)는 커패시터 Cd(25-1, 25-2), 제1 전압 비교기(26-1), 제2 전압 비교기(26-2) 및 위상 차 비교기(27)를 포함하며, 반전 증폭기(28)를 더 포함할 수 있다.
V1 측 커패시터 Cd(25-1)은 V1 측 트랜스포머(22-1)의 출력전압 v1x으로부터 직류(DC) 성분을 제거한다. 이와 대응되게, V2 측 커패시터 Cd(25-2)은 V2 측 트랜스포머(22-2)의 출력전압 v2x으로부터 직류(DC) 성분을 제거한다.
제1 전압 비교기(26-1)는 V1 측 커패시터 Cd(25-1)의 출력전압과 접지전압을 입력받아 비교한다. 제1 전압 비교기(26-1)는 V2 측 커패시터 Cd(25-2)의 출력전압과 접지전압을 입력받아 비교한다. 위상 차 비교기(27)는 제1 전압 비교기(26-1)의 출력전압과 제2 전압 비교기(26-2)의 출력전압을 입력받아 입력전압 V1 및 V2 간의 위상 차를 비교한다.
반전 증폭기(28)는 위상 차 비교기(27)의 출력을 입력받아 저역 밴드를 통과시키고 통과된 신호를 증폭한다. 반전 증폭기(28)를 거쳐 출력되는 신호는 제1 전압 비교기(26-1)의 출력전압과 제2 전압 비교기(26-2)의 출력전압 간의 위상 차에 따라 선형적으로 변화하는 전압신호일 수 있다.
이하, 도 3의 회로를 참조로 하여, 공진기의 입력전압 크기 |V1|, |V2|와 위상 차 정보 Ø를 구하는 방법에 대해 후술한다.
도 3에 도시된 바와 같이, 공진기(102)가 2개의 커패시터 Cs1(1022-1), Cs2(1022-2)를 포함하는 경우, 공진기(102)의 입력전압 크기 |V1|, |V2|를 구한다. V1p, V1n, V2p, V2n의 전압은 매우 높은 전압일 수도 있다. 따라서, 제1 전압 조정부(20-1, 20-2, 21-1, 21-2)를 이용하여 V1p, V1n, V2p, V2n 전압을 커패시터 C1, C2를 이용하여 적당히 낮은 전압으로 바꾼다. 이때, 제1 전압 조정부(20-1, 20-2, 21-1, 21-2)의 이득 K1는 수학식 9와 같다.
Figure PCTKR2017003798-appb-M000009
K1만큼 작아진 전압을 트랜스포머(22-1, 22-2)를 이용하여 접지전압으로부터 스윙하는 하나의 신호를 만든다. 이때 트랜스포머(22-1,22-2)의 출력 전압은 각각 수학식 10과 같다.
Figure PCTKR2017003798-appb-M000010
V1x, V2x 신호를 대상으로 다이오드 D1과 커패시터 Cp로 구성되는 피크 검출기(23-1, 23-2)에서 피크 값을 찾는다. 따라서, 커패시터 Cp에는 V1x, V2x 신호의 최대치가 저장된다. 이 결과를 다시 R1, R2로 구성된 제2 전압 조정부(24-1, 24-2)를 이용하여 이득(K2)을 낮추면 최종적으로 입력전압 V1, V2의 크기정보는 수학식 11과 같다.
Figure PCTKR2017003798-appb-M000011
한편, 트랜스포머(22-1, 22-2)와 피크 검출기(23-1, 23-2)가 연결되는 지점에 위치한 커패시터 Cd(25-1, 25-2)가 각 전압 비교기(26-1, 26-2)의 입력과 연결된다. 커패시터 Cd(25-1, 25-2)에 의해 혹시 남아 있는 DC 성분은 완전히 제거되기 때문에, 각 전압 비교기(26-1, 26-2)의 (+) 입력은 0 전압을 기준으로 스윙하는 신호가 된다. 각 전압 비교기(26-1, 26-2)의 특성상 (+) 입력이 0보다 크면 하이 레벨(high level) 출력이 되고, 아니면 0 전압이 된다. 따라서 각 전압 비교기(26-1, 26-2)의 출력은 구형파 형태의 디지털 신호가 된다.
각 전압 비교기(26-1, 26-2)의 출력신호의 라이징 에지(rising edge)는 V1, V2의 전압이 0에서 상승하는 시점에 맞추어 발생한다. 즉, 라이징 에지 신호는 위상 정보를 담고 있다. 각 전압 비교기(26-1, 26-2)의 출력을 위상 비교기(27)에 입력하면 위상 정보를 전기적으로 바꾸어 낼 수 있다. 최종적으로 위상 비교기(27)의 출력을 저역 통과 필터 기능을 가진 반전 증폭기(28)를 통과시키면 위상 차에 따라 선형적으로 변화하는 아날로그 신호를 얻을 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 도 3의 위상 차 비교기의 회로도이고, 도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 위상 차 비교기를 통해 출력되는 신호의 그래프이다.
도 4를 참조하면, 위상 차 비교기(27)는 두 개의 D 플립플롭(D-flipflop)(270-1, 270-2), NAND 블록(272), 인버터(274), NMOS 트랜지스터(276-1) 및 PMOS 트랜지스터(276-2)를 포함하며, 반전 증폭기(28)를 더 포함할 수 있다.
D 플립플롭 DFF1(270-1)은 데이터 입력 단자 D에 '1'을 입력받고, 클록 입력 단자 T에 입력전압 B를 입력받으면 출력 Q에 1이 출력된다. D 플립플롭 DFF1(270-1)의 Q 출력 값이 인버터(274)에 입력되고, 인버터(274)는 Q 출력 값을 반전시켜 출력한다. 인버터(274)의 출력 값이 NMOS 트랜지스터(276-1)에 인가된다. D 플립플롭 DFF2(270-2)은 데이터 입력 단자 D에 '1'을 입력받고, 클록 입력 단자 T에 입력전압 A를 입력받으면 출력 Q에 1이 출력된다. D 플립플롭 DFF2(270-2)의 Q 출력 값이 PMOS 트랜지스터(276-2)에 인가된다.
NAND 블록(272)은 D 플립플롭 DFF1(270-1)의 출력 값과 D 플립플롭 DFF2(270-2)의 출력 값을 입력받아, NAND 회로에 따른 출력 값을 출력하고, 이를 각각 D 플립플롭 DFF1(270-1) 및 DFF2(270-2)의 리셋 입력단자에 입력시킨다.
위상 차 비교기(27)의 출력전압 Vo는 입력전압 A 및 입력전압 B의 위상이 동일하면 고 임피던스(high impedance) 값을 가진다. 입력전압 B의 위상이 빠르면 PMOS 트랜지스터(276-2)가 온(on) 된다. 반대로 입력전압 A의 위상이 빠르면 NMOS 트랜지스터(276-1)가 온(on) 된다. 따라서 출력전압 Vo는 최대 값이 VDD고 최소 값이 0이다.
출력전압 Vo를 오피 앰프(op amp)로 구현된 저역 통과 기능이 있는 반전 증폭기(28)를 이용하여 증폭하면, 입력전압 A와 입력전압 B의 위상 차가 360도인 경우 최대 VDD가 출력되고, -360도인 경우 최소 0V가 되도록 위상 차에 따른 전압 출력을 발생시킬 수 있다. 따라서, 도 5에 도시된 바와 같이, 입력전압 A와 입력전압 B의 위상 차에 따라 선형적으로 변화하는 전압을 발생시킬 수 있으므로 이 전압을 이용하여 위상 차 Ø를 확인할 수 있다. 최종적으로 제어기를 이용하여 |V1|, |V2|, Ø 정보로부터 공진기의 입력전압, 입력전류, 입력 임피던스 및 유효전력을 구할 수 있다.
도 6은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 모니터링 장치의 구성을 설명하기 위한 공진기의 구성도이다.
도 3에서는 커패시터 Cs를 이용하여 공진기의 상태를 모니터링 할 수 있는 방법에 대해 설명하였으나, 도 6에 도시된 바와 같이 인덕터 Ls(104)를 이용하여 공진기(102)의 상태를 모니터링할 수 있다. 전력 증폭기의 형태에 따라 제로 전압 스위칭(zero-voltage switching)을 위해 공진기(102)가 인덕티브 부하로 동작하도록 해야 할 경우가 있다. 이 경우, 도 6에 도시된 바와 같이 공진기(102)와 직렬로 인덕터 Ls(104)를 삽입할 수 있다. 이때, 인덕터 Ls(104)를 이용하여 공진기(102)의 입력전류 및 입력전류의 위상, 입력 임피던스, 유효전력을 측정할 수 있다.
인덕터 Ls(104)를 이용하는 경우, 입력전류 Iin은 수학식 12와 같다.
Figure PCTKR2017003798-appb-M000012
이 경우, 입력전류의 크기 |Iin|는 수학식 13과 같이 계산할 수 있다.
Figure PCTKR2017003798-appb-M000013
입력전류의 위상 θ은 수학식 14와 같다.
Figure PCTKR2017003798-appb-M000014
이 경우의 입력 임피던스는 V2의 수학식으로 바뀌는데, 수학식 15와 같다.
Figure PCTKR2017003798-appb-M000015
유효 전력도 V2의 수학식으로 바뀌게 되어 수학식 16처럼 표현된다.
Figure PCTKR2017003798-appb-M000016
결론적으로, |V1|, |V2|, Ø를 이용하여 원하는 정보를 모두 계산해 낼 수 있음을 알 수 있다.
도 7은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 도 6의 모니터링 장치의 회로도이다.
도 7의 회로는 도 3과 비교할 때, 인덕터 Ls(104)가 추가된 것 외에는 그 구성이 동일하다. 공진기(102)의 입력전압의 크기정보 |V1|, |V2|와 위상 차 정보 Ø를 획득하는 방법은 도 3을 참조로 하여 전술한 방식과 대응되므로 상세한 설명은 생략한다.
도 8은 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 모니터링 장치의 구성도이다.
도 8을 도 3과 비교하면, 커패시터 Cs 대신 임피던스 소자 Zs(106)를 사용하여 공진기(102)의 상태를 모니터링할 수 있다. 예를 들어, 공진기(102)의 입력전압, 입력전류, 입력 임피던스 및 유효전력을 계산할 수 있다. 이때, 수학식은 약간씩 달라지지만, 도 3을 참조로 하여 설명한 바와 같이 임피던스 소자 Zs를 이용하여 공진기의 상태를 모니터링할 수 있다. 물론 도 2에 도시된 바와 같이 임피던스 소자 Zs가 공진기(102)에 포함될 수도 있다.
이제까지 본 발명에 대하여 그 실시 예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시 예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (12)

  1. 무선전력 송신기의 공진기에 포함되거나 공진기와 연결된 임피던스 소자를 대상으로 양 단 전압의 크기 정보를 검출하는 크기정보 검출기;
    상기 임피던스 소자 양 단 전압의 위상 차 정보를 검출하는 위상 차 검출기; 및
    상기 크기정보 검출기와 상기 위상 차 검출기를 통해 검출된 임피던스 소자 양 단 전압의 크기 정보와 위상 차 정보를 이용하여 상기 공진기의 상태를 모니터링하는 제어기;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선전력 송신기의 모니터링 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 임피던스 소자는
    저항, 인덕터 및 커패시터 중 어느 하나이거나 이들의 조합인 것을 특징으로 하는 무선전력 송신기의 모니터링 장치.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 크기정보 검출기는
    제1 임피던스 소자의 일 단의 전압(V1p)과 제2 임피던스 소자의 일 단의 전압(V1n) 간에 형성되는 제1 입력전압 신호(V1)와, 제1 임피던스 소자의 다른 단의 전압(V2p)과 제2 임피던스 소자의 다른 단의 전압(V2n) 간에 형성되는 제2 입력전압 신호(V2)를 대상으로 접지전압으로부터 스윙하는 전압(v1x, v2x)을 각각 생성하는 트랜스포머; 및
    상기 트랜스포머의 출력전압(v1x, v2x)의 피크 값을 각각 검출하는 피크 검출기;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선전력 송신기의 모니터링 장치.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 크기정보 검출기는
    각 임피던스 소자의 양 단의 전압 이득을 제어하여 상기 트랜스포머에 전송하는 제1 전압 조정부; 및
    상기 피크 검출기로부터 피크 값을 가지는 출력전압을 입력받아 전압 이득을 제어하는 제2 전압 조정부;
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선전력 송신기의 모니터링 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    각 입력전압(V1, V2)의 크기정보(|V1|, |V2|)는 제1 전압 조정부의 이득(K1)과, 제2 전압 조정부의 이득(K2)과, 제1 임피던스 소자의 일 단의 전압과 제2 임피던스 소자의 일 단의 전압 차(|V1p-v1n| 또는 |V2p-v2n|)를 곱 연산한 것을 특징으로 하는 무선전력 송신기의 모니터링 장치.
  6. 제 4 항에 있어서, 상기 위상 차 검출기는
    상기 트랜스포머의 출력전압(v1x, v2x)으로부터 각각 직류 성분을 제거하는 커패시터;
    제1 입력전압 신호(V1)를 대상으로 상기 커패시터의 출력전압과 접지전압을 입력받아 전압을 비교하는 제1 전압 비교기;
    제2 입력전압 신호(V2)를 대상으로 상기 커패시터의 출력전압과 접지전압을 입력받아 전압을 비교하는 제2 전압 비교기; 및
    상기 제1 전압 비교기의 출력전압과 상기 제2 전압 비교기의 출력전압을 입력받아 위상 차를 비교하는 위상 차 비교기;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선전력 송신기의 모니터링 장치.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 위상 차 검출기는
    상기 위상 차 비교기의 출력을 입력받아 저역 밴드를 통과시키고 통과된 신호를 증폭하는 반전 증폭기;
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선전력 송신기의 모니터링 장치.
  8. 제 6 항에 있어서, 상기 위상 차 비교기는
    상기 제1 전압 비교기의 출력전압과 상기 제2 전압 비교기의 출력전압 간의 위상 차에 따라 선형적으로 변화하는 전압신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 무선전력 송신기의 모니터링 장치.
  9. 제 1 항에 있어서, 상기 제어기는
    상기 크기정보 검출기와 상기 위상 차 검출기를 통해 검출된 임피던스 소자 양 단 전압의 크기 정보와 위상 차 정보를 이용하여 공진기의 입력전압, 입력전류, 입력 임피던스, 유효전력 중 적어도 하나 이상을 측정하는 것을 특징으로 하는 무선전력 송신기의 모니터링 장치.
  10. 제 1 항에 있어서, 상기 제어기는
    임피던스 소자 양 단의 입력전압의 크기 정보와 위상 차 정보를 이용하여 임피던스 소자의 입력전류를 계산하고, 계산된 입력전류로부터 입력전류의 위상을 계산하는 것을 특징으로 하는 무선전력 송신기의 모니터링 장치.
  11. 제 1 항에 있어서, 상기 제어기는
    임피던스 소자 일 단의 입력전압의 크기 정보와 입력전류 및 입력전류의 위상정보를 이용하여 입력 임피던스 및 유효전력을 계산하는 것을 특징으로 하는 무선전력 송신기의 모니터링 장치.
  12. 제 1 항에 있어서, 상기 제어기는
    공진기의 상태 모니터링 결과를 이용하여 상기 공진기 또는 전력 증폭기를 제어함에 따라 상기 무선전력 수신기에 전송하는 전력을 조절하는 것을 특징으로 하는 무선전력 송신기의 모니터링 장치.
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