KR20100131006A - 동일 채널 간섭을 식별하는 방법 및 장치 - Google Patents

동일 채널 간섭을 식별하는 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

통신 시스템에서 동일 채널 간섭 신호를 식별하는 방법 및 장치가 개시된다. 예시적인 방법은 재구성된 원하는 신호를 최소한 부분적으로 복조된 복합 신호에서 뺌으로써 간섭 신호를 생성하는 단계, 및 상이한 스크램블링 코드를 사용하여 간섭 신호의 동기화 통계를 생성하는 단계를 포함한다. 간섭 신호는 원하는 동기화 통계를 갖는 간섭 신호를 생성하기 위해 사용된 스크램블링 코드와 관련된 신호라고 식별된다.

Description

동일 채널 간섭을 식별하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR IDENTIFYING CO-CHANNEL INTERFERENCE}
본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로, 더욱 구체적으로 신호 간섭을 최소화하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
도 1a 및 1b는 관련된 기술의 전형적인 위성 기반 방송 시스템을 도시한 것이다.
도 1a는 위성을 통해 오디오, 비디오 및 데이터 신호를 송수신하는 통신 시스템, 구체적으로 텔레비전 방송 시스템(20)을 도시한 것이다. 본 발명이 위성 기반 텔레비전 방송 시스템과 관련하여 설명되지만, 여기에 설명된 기술은 지상파 OTA(over the air) 시스템, 케이블 기반 시스템 및 인터넷과 같은 프로그램 콘텐츠 전달의 그외 다른 방법에 동일하게 적용될 수 있다. 더욱이, 본 발명이 주로 텔레비전 콘텐츠(즉, 오디오와 비디오 콘텐츠)에 관해 설명되지만, 본 발명은 비디오 콘텐츠, 오디오 콘텐츠, 오디오와 비디오 관련 콘텐츠(예를 들어, 텔레비전 시청자 채널) 또는 데이터 콘텐츠를 비롯한, 광범위한 프로그램 콘텐츠 자료로 실시될 수 있다.
텔레비전 방송 시스템(20)은 송신국(26), 업링크 안테나(uplink dish)(30), 최소한 하나의 위성(32) 및 수신국(34A-34C)(이하, 수신국(34)이라 함)을 포함한다. 송신국(26)은 아날로그 텔레비전 신호, 디지털 텔레비전 신호, 비디오 테이프 신호, 원래의 프로그래밍 신호 및 HTML 콘텐츠 포함 컴퓨터 생성 신호와 같은 다양한 신호를 수신하는 다수의 입력(22)을 포함한다. 게다가, 입력(22)은 하드 디스크 또는 기타 디지털 저장 매체를 갖는 디지털 비디오 서버로부터 신호를 수신한다. 송신국(26)은 또한 텔레비전 가이드 및 신문에 포함된 텔레비전 편성표에서 찾아볼 수 있는 것과 같은 다양한 텔레비전 채널의 타이밍 및 콘텐츠에 대한 전자 일정 정보를 제공하는 다수의 타이밍 입력(24)을 포함한다. 송신국(26)은 타이밍 입력(24)으로부터의 데이터를 프로그램 가이드 데이터로 변환한다. 프로그램 가이드 데이터는 또한 송신국(26)의 위치에서 수동으로 입력될 수 있다. 프로그램 가이드 데이터는 다수의 "개체"로 이루어진다. 프로그램 가이드 데이터 개체는 사용자의 텔레비전에서 최종적으로 표시되는 전자 프로그램 가이드를 구성하는 데이터를 포함한다.
송신국(26)은 입력(22) 및 타이밍 입력(24)에서 수신된 다양한 입력 신호를 수신하여 처리하고, 수신된 신호를 표준 형태로 변환하며, 표준 신호를 단일 출력 데이터 스트림(28)으로 결합하고, 출력 데이터 스트림(28)을 업링크 안테나(30)에 연속적으로 보낸다. 출력 데이터 스트림(28)은 그외 다른 압축 방식이 사용될 수 있긴 하지만, 전형적으로 MPEG2 인코딩을 사용하여 압축되는 디지털 데이터 스트림이다.
출력 데이터 스트림(28) 내의 디지털 데이터는 다수의 패킷으로 나누어지는데, 각각의 이러한 패킷은 서비스 채널 식별(SCID) 번호가 붙는다. SCID는 각 텔레비전 채널에 대응하는 패킷을 식별하기 위해 수신기(64)(도 1b에 도시됨)에 의해 나중에 사용된다. 오류 정정 데이터가 또한 출력 데이터 스트림(28)에 포함된다.
출력 데이터 스트림(28)은 표준 주파수 및 편파 변조 기술을 사용하여 송신국(26)에 의해 변조되는 멀티플렉싱된 신호이다. 출력 데이터 스트림(28)은 양호하게 16개의 주파수 대역을 포함하는데, 각 주파수 대역은 좌측 편파되거나 우측 편파된다. 대안적으로, 수직 및 수평 편파가 사용될 수 있다.
업링크 안테나(30)는 송신국(26)으로부터 출력 데이터 스트림(28)을 연속적으로 수신하고, 수신된 신호를 증폭하여, 최소한 하나의 위성(32)에 신호(31)를 송신한다. 단일 업링크 안테나 및 위성이 도 1에 도시되지만, 다수의 안테나 및 위성은 추가 대역폭을 제공하고 연속적인 신호 전달의 보장을 돕기 위해 양호하게 사용된다.
위성(32)은 지구 주위의 정지 궤도를 돈다. 위성(32)은 업링크 안테나(30)에 의해 송신된 신호(31)를 수신하는 다수의 트랜스폰더(transponder)를 각각 포함하고, 수신된 신호(31)를 증폭하며, 수신된 신호(31)를 낮은 주파수 대역으로 주파수 천이한 다음에, 증폭되고, 주파수 천이된 신호(33)를 다시 수신국(34)에 송신한다.
수신국(34)은 위성(32)에 의해 송신된 신호(33)를 수신하여 처리한다. 수신국(34)은 도 1b와 관련하여 아래에 더욱 자세히 설명된다.
도 1b는 오디오, 비디오 및 데이터 신호를 수신하고 디코딩하는 수신국(34) 중의 한 수신국의 블록도이다. 전형적으로, 수신국(34)은 위성 방송된 텔레비전 신호의 수신을 위해, 일반적으로 집 또는 다세대 주택 안에 있는 통합 수신기 디코더(Integrated Receiver Decoder: IRD)로도 알려져 있는 "셋톱 박스"이다. 수신기 안테나(60)는 일반적으로 집 또는 다세대 주택에 설치된 작은 접시형 안테나인 옥외 장비(Outdoor Unit: ODU)일 수 있다. 그러나, 수신기 안테나(60)는 또한 원하는 경우에 더 큰 지상 설치형 안테나 접시일 수 있다.
수신국(34)은 수신기 안테나(60), 대안적인 콘텐츠 소스(62), 수신기(64), 모니터(66), 기록 장치(68), 원격 컨트롤(86) 및 액세스 카드(88)를 포함한다. 수신기(64)는 동조기(70)/복조기/순방향 오류 정정(FEC) 디코더(71), 디지털-아날로그(D/A) 변환기(72), CPU(74), 클록(76), 메모리(78), 논리 회로(80), 인터페이스(82), 적외선(IR) 수신기(84) 및 액세스 카드 인터페이스(90)를 포함한다. 수신기 안테나(60)는 위성(32)이 보낸 신호(33)를 수신하고, 신호(33)를 증폭하여, 신호(33)를 동조기(70)로 넘긴다. 동조기(70) 및 복조기/FEC 디코더(71)는 CPU(74)의 제어 하에 작동한다.
CPU(74)는 메모리(78), 또는 CPU(74) 내의 보조 메모리 내에 저장된 운영 체제의 제어 하에 작동한다. CPU(74)에 의해 실행된 기능은 메모리(78)에 저장된 하나 이상의 제어 프로그램 또는 애플리케이션에 의해 제어된다. 운영 체제 및 애플리케이션은 명령어들로 이루어지는데, 이들 명령어는 CPU(74)에 의해 판독되어 실행될 때, 전형적으로 메모리(78)에 저장된 데이터를 액세스하고 조작 처리함으로써, 본 발명을 구현 및/또는 사용하는데 필요한 기능 및 단계를 수신기(64)가 실행하게 한다. 이러한 애플리케이션을 구현하는 명령어는 메모리(78) 또는 액세스 카드(88)와 같은 컴퓨터 판독가능 매체 내에 구체적으로 구현된다. CPU(74)는 또한 인터페이스(82) 또는 수신기 안테나(60)를 통해 그외 다른 장치와 통신하여, 메모리(78)에 저장될 명령 또는 명령어를 받아들임으로써, 본 발명에 따른 컴퓨터 프로그램 제품 또는 제조품을 만들 수 있다. 이와 같이, 여기에서 사용된 "제조품", "프로그램 저장 장치" 및 "컴퓨터 프로그램 제품"이라는 용어는 임의의 컴퓨터 판독가능 장치 또는 매체로부터 CPU(74)에 의해 액세스 가능한 임의의 애플리케이션을 포함하고자 하는 것이다. 메모리(78) 및 액세스 카드(88)는 수신기(64)에 대한 각종 파라미터를 저장하는데, 이를테면 수신기(64)가 그에 대한 표시를 처리하고 생성하도록 권한을 부여받은 채널의 목록; 수신기(64)가 사용되는 지역에 대한 우편 번호 및 지역 번호; 수신기(64)의 모델 이름 또는 번호; 수신기(64)의 일련 번호; 액세스 카드(88)의 일련 번호; 수신기(64) 소유자의 이름, 주소 및 전화 번호; 및 수신기(64) 제조자의 이름을 저장한다.
액세스 카드(88)는 수신기(64)(도 1b에 도시됨)에서 분리 가능하다. 수신기(64) 내로 삽입될 때, 액세스 카드(88)는 인터페이스(82)를 통해 고객 서비스 센터(도시 생략)에 통신하는 액세스 카드 인터페이스(90)에 결합된다. 액세스 카드(88)는 사용자의 특정 계정 정보에 기초하여 고객 서비스 센터로부터 액세스 권한 부여 정보를 수신한다. 게다가, 액세스 카드(88) 및 고객 서비스 센터는 서비스의 결제 및 주문에 관해 통신한다.
클록(76)은 현재의 로컬 시간을 CPU(74)에 제공한다. 인터페이스(82)는 양호하게 수신국(34)의 위치에 있는 전화 잭(83)에 결합된다. 인터페이스(82)는 수신기(64)가 전화 잭(83)을 통해 도 1a에 도시된 송신국(26)과 통신할 수 있게 한다. 인터페이스(82)는 또한 인터넷과 같은 네트워크로/로부터 데이터를 전송하기 위해 사용될 수 있다.
수신기 안테나(60)에서 동조기(70)로 보낸 신호는 다수의 변조된 라디오 주파수(RF) 신호이다. 그 다음, 원하는 RF 신호는 동위상 및 직교(I 및 Q) 신호를 또한 생성하는 동조기(70)에 의해 기저 대역으로 하향 변환된다. 그 다음, 이들 2개의 신호는 복조기/FEC ASIC(Application Specific Integrated Circuit)(71)으로 보내진다. 그 다음, 복조기(71) ASIC은 I 및 Q 신호를 복조하고, FEC 디코더는 각각의 송신된 심볼을 정확하게 식별한다. QPSK(Quaternary Phase Shift Keying) 또는 8PSK 신호에 대한 수신된 심볼은 각각 2 또는 3 데이터 비트를 갖는다. 수정된 심볼은 데이터 비트로 변환되는데, 그 다음에 이들 데이터 비트는 페이로드 데이터 바이트로, 최종적으로 데이터 패킷으로 어셈블된다. 데이터 패킷은 130 데이터 바이트 또는 188 바이트(187 데이터 바이트 및 1 동기 바이트)를 가질 수 있다.
수신기 안테나(60)에 의해 수신된 디지털 위성 신호 이외에, 텔레비전 콘텐츠의 그외 다른 소스가 또한 양호하게 사용된다. 예를 들어, 대안적인 콘텐츠 소스(62)는 추가 텔레비전 콘텐츠를 모니터(66)에 제공한다. 대안적인 콘텐츠 소스(62)는 동조기(70)에 결합된다. 대안적인 콘텐츠 소스(62)는 방송중이 아닌 NTSC(National Television Standards Committee) 신호를 수신하는 안테나, ATSC(Advanced Television Standards Commitee) 신호를 수신하는 케이블, 또는 기타 콘텐츠 소스일 수 있다. 단 하나의 대안적인 콘텐츠 소스(62)만이 도시되었지만, 다수의 소스가 사용될 수 있다.
처음에, 데이터가 수신기(64)에 입력될 때, CPU(74)는 일반적으로 업계에서 부팅 개체라 칭해지는 초기화 데이터를 찾는다. 부팅 개체는 다른 모든 프로그램 가이드 개체를 찾을 수 있는 SCID를 식별한다. 부팅 개체는 항상 동일한 SCID로 송신되므로, CPU(74)는 그 SCID 표시가 붙은 패킷을 찾아야 한다는 것을 알고 있다. 부팅 개체로부터의 정보는 프로그램 가이드 데이터의 패킷을 식별하여 그들을 메모리(78)에 라우팅하기 위해 CPU(74)에 의해 사용된다.
원격 컨트롤(86)은 수신기(64) 내의 적외선 수신기(84)에 의해 수신되는 적외선(IR) 신호(85)를 방출한다. 그외 다른 유형의 데이터 입력 장치가 대안적으로 사용될 수 있는데, 예시적이고 비제한적으로, 이를테면 초고주파(UHF) 원격 컨트롤, 수신기(64) 상의 키패드, 원격 키보드 및 원격 마우스가 사용될 수 있다. 사용자가 원격 컨트롤(86) 상의 "가이드" 버튼을 누름으로써 프로그램 가이드의 표시를 요청할 때, 가이드 요청 신호는 IR 수신기(84)에 의해 수신되고, 로직 회로(80)에 전송된다. 로직 회로(80)는 CPU(74)에 가이드 요청을 알린다. 가이드 요청에 응답하여, CPU(74)는 메모리(78)가 프로그램 가이드 디지털 이미지를 D/A 변환기(72)에 전송하게 한다. D/A 변환기(72)는 프로그램 가이드 디지털 이미지를 표준 아날로그 텔레비전 신호로 변환하고, 이 표준 아날로그 텔레비전 신호는 그 다음에 모니터(66)에 송신된다. 그 다음, 모니터(66)는 TV 비디오 및 오디오 신호를 표시한다. 모니터(66)는 대안적으로 디지털 텔레비전일 수 있고, 이 경우에 수신기(64) 내에서 디지털-아날로그 변환이 전혀 필요 없다.
사용자는 원격 컨트롤(86)을 사용하여 전자 프로그램 가이드와 상호작용한다. 사용자 상호작용의 예는 특정 채널의 선택 또는 추가 가이드 정보의 요청을 포함한다. 사용자가 원격 컨트롤(86)을 사용하여 채널을 선택할 때, IR 수신기(84)는 사용자의 선택을 로직 회로(80)에 중계하고, 그 다음에 로직 회로(80)는 이 선택을 CPU(74)에 의해 액세스되는 메모리(78)로 넘긴다. CPU(74)는 FEC 디코더(71)로부터 수신된 오디오, 비디오 및 기타 패킷에 대한 MPEG2 디코딩 단계를 실행하고, 선택된 채널에 대한 오디오 및 비디오 신호를 D/A 변환기(72)에 출력한다. D/A 변환기(72)는 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하고, 아날로그 신호를 모니터(66)에 출력한다.
여기에서 예시적으로 텔레비전 방송 시스템(20)으로 도시된 이러한 통신 시스템(20)은 디지털 기술에 의해 가능해진 고품질 송신에 대한 요구를 받아들였다. 패킷 및 그외 다른 데이터가 업링크 안테나(30)에서 수신기(64)로 송신될 때, 그외 다른 수신국(34)용의 패킷 내의 심볼 및 비트는 송신 주파수가 위성(32)의 한계에 의해 통제되기 때문에, 전형적으로 동일한 주파수에서 위성(32)으로부터 수신기(64)로 하향 송신되고, 사용 가능한 송신 주파수는 주파수 스펙트럼 내의 특정 주파수에서의 송신을 위해 정부 허가에 의해 통제된다.
더욱이, 데이터 프레임들은 서로 간섭할 수 있는 방식으로 코딩되고, 수신기(64)는 어느 데이터 패킷을 수신기(64)가 디코딩하여 모니터(66) 상에 나타내기로 되어 있는지 모른다. 이러한 간섭을 "동일 채널" 간섭이라 하는데, 한 데이터 채널은 다른 데이터 채널의 수신 및 복조와 간섭을 일으킨다. 실제 응용에서, 동일 채널 간섭은 또한 그외 다른 시스템 운영자의 송신, 인접한 궤도 슬롯에서 작동하는 위성(32), 또는 스폿 빔 위성 방송 시스템(20) 내의 그외 다른 스폿 송신 빔 때문에 생길 수 있다.
통신 시스템(20)이 모니터(66)에서 볼 수 있는 위성 방송 시스템상에서 더 많은 데이터, 즉 더 많은 프로그래밍 채널을 송신할 때, 데이터 패킷들 사이의 간섭은 증가할 것이고, 따라서, 신호 수신의 품질은 더 나빠질 것이다.
사용 가능한 스펙트럼의 최적 사용을 하기 위해, 그리고 많은 수의 상이한 프로그래밍 채널을 전달하기 위해, 동일한 주파수를 이용한 RF 송신은 상이한 지역으로 향하게 될 수 있다. 그러나, 상이한 서비스 지역에 접해 있는 지역에서, 수신국은 원하는 송신을 검출할 수 있지만, 그외 다른 동일 주파수 송신도 검출할 가능성이 있다. 원하지 않는 송신은 간섭이고, 원하는 채널 수신기의 전체 성능을 심하게 떨어뜨릴 수 있다.
통상적으로, 동일 채널 간섭의 부정적인 효과는 다양한 트랜스폰더 또는 위성(32)에 할당된 주파수 할당을 재설계함으로써 최소화되었다. 그러나, 이것은 어느 정도를 넘어서면 그 이상 문제를 경감시키지 못할 것이다. 상기 설명으로부터, 간섭이 최소화되어야 하는 그 이상으로 간섭을 최소화할 필요가 있다는 것이 명백하다. 이러한 간섭의 최소화는 간섭 신호가 배경 잡음에서 식별될 수 있는 경우에 더욱 용이해진다. 그러므로, 약한 간섭 신호까지도 식별하는 방법 및 장치가 필요하다.
종래 기술의 한계를 최소화하고, 본 명세서를 읽어보고 이해하면 명백해질 그외 다른 한계를 최소화하기 위해, 본 발명은 동일 채널 간섭 신호를 식별하는 방법 및 장치를 개시한다.
한 실시예에서, 방법은 (a) 원하는 데이터를 생성하기 위해 복합 신호를 복조하는 단계, (b) 재구성된 원하는 신호를 생성하기 위해 원하는 데이터를 재변조하는 단계, (c) 간섭 신호를 생성하기 위해, 재구성된 원하는 신호를 최소한 부분적으로 복조된 복합 신호에서 빼는 단계, (d) 제1의 복조된 간섭 신호를 생성하기 위해 제1 스크램블링 코드를 사용하여 간섭 신호를 최소한 부분적으로 복조하는 단계, (e) 복조된 간섭 신호의 통계를 계산하는 단계, (f) 복조된 신호의 다수의 통계를 생성하기 위해 단계 (d) 내지 (e)를 반복하는 단계 - 다수의 스크램블링 코드의 각각에 대해 하나의 통계를 생성함- 및 (g) 다수의 통계의 비교에 따라 간섭 신호를 식별하는 단계를 포함한다.
한 실시예에서, 장치는 원하는 데이터를 갖는 원하는 신호 및 간섭 데이터를 포함하는 간섭 신호를 포함하는 수신된 복합 신호로부터 간섭 신호를 식별하는 시스템을 포함한다. 시스템은 원하는 데이터를 생성하기 위해 복합 신호를 복조하는 복조기; 복조기에 결합되고, 재구성된 원하는 신호를 생성하기 위해 원하는 데이터를 재변조하는 재변조기; 재변조기에 결합되고, 간섭 신호를 생성하기 위해 최소한 부분적으로 복조된 복합 신호에서 재구성된 원하는 신호를 빼는 감산기; 감산기에 결합되고, 간섭 신호로부터 다수의 최소한 부분적으로 복조된 간섭 신호를 생성하는 타이밍 복구 루프 - 다수의 최소한 부분적으로 복조된 간섭 신호의 각각은 다수의 관련된 스크램블링 코드 중의 하나로 생성됨 -; 및 제2 복조기에 결합되고, 다수의 최소한 부분적으로 복조된 간섭 신호의 각각에 대한 통계를 계산하고, 다수의 통계의 비교에 따라 간섭 신호를 식별하는 신호 분석기를 포함한다.
하지만, 본 발명의 그외 실시양상, 특징 및 장점은 주장되고 개시된 시스템 및 방법에 본래 존재하거나, 또는 다음의 상세한 설명 및 첨부 도면으로부터 명백해질 것이다. 상세한 설명 및 첨부 도면은 본 발명의 특정 실시예 및 구현을 예시한 것일 뿐이고, 본 발명은 그외 다른 상이한 실시예도 가능하며, 그 몇 가지 상세는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않고서, 여러 측면에서 수정될 수 있다. 따라서, 도면 및 설명은 사실상 예시적인 것으로 간주되어야지, 본 발명을 제한하는 것으로 간주되어서는 안 된다.
본 발명은 첨부 도면에서 예시적이고 비제한적으로 도시되고, 동일한 참조 번호는 유사한 구성요소를 나타낸다.
도 1a 및 1b는 관련 기술의 전형적인 위성 기반 방송 시스템을 도시한 도면.
도 2a는 본 발명의 실시예에 따른, 동일 채널 간섭을 최소화할 수 있는 디지털 방송 시스템의 도면.
도 2b는 도 2a의 시스템의 디지털 송신 시설에서 이용된 예시적인 송신기의 도면.
도 3은 도 2a의 시스템 내의 예시적인 복조기의 도면.
도 4a 및 4b는 각각, 본 발명의 실시예에 따라, 도 2a의 시스템에서 사용된 프레임 구조의 도면, 및 인접한 동일 채널을 통해 송신된 각 프레임에 대해 프레임 헤더를 상이한 고유 단어(UW)로 스크램블하는 로직의 도면.
도 5는 본 발명의 여러 실시예에 따른 동일 채널 간섭을 분리하는 스크램블러의 도면.
도 6은 도 5의 스크램블러에서 사용된 예시적인 스크램블링 시퀀스 생성기의 도면.
도 7은 본 발명의 실시예에 따라, 동일 채널 프레임들 사이의 상호 상관(cross-correlation)의 주기적인 특성을 도시한 도면.
도 8은 본 발명의 실시예에 따라, 상이한 물리 계층 시퀀스를 생성하는 프로세스의 순서도.
도 9는 본 발명의 실시예에 따라, 스크램블된 물리 헤더를 생성하는 프로세스의 순서도.
도 10은 본 발명의 실시예에 따라, 스크램블링 파라미터를 송신하는 프로세스의 순서도.
도 11은 스크램블링 파라미터를 관리하는 본 발명의 여러 실시예를 도시한 도면.
도 12는 본 발명의 실시예에 따라, 미리 지정된 스크램블링 파라미터 집합에 기초하여 수신된 프레임을 스크램블 해제하는 순서도.
도 13a 및 13b는 정보를 송신하기 위해 사용될 수 있는 예시적인 프로세스를 나타내는 순서도.
도 14 및 15는 동일 채널 간섭을 식별하는 대표적인 기술, 및 이 기술을 실행하기 위해 사용될 수 있는 장치의 실시예를 도시한 도면.
도 16은 부분적으로 복조된 간섭 신호에 대한 예시적인 통계를 도시한 도면.
도 17은 본 발명의 실시양상을 구현하기 위해 사용될 수 있는 예시적인 컴퓨터 시스템을 도시한 도면.
디지털 방송 및 대화형 시스템에서 동일 채널 간섭을 줄이기 위한 장치, 방법 및 소프트웨어가 설명된다. 다음 설명에서, 그 일부를 이루고, 본 발명의 몇 가지 실시예를 예시적으로 도시한 첨부 도면이 참조된다. 그외 다른 실시예가 이용될 수 있고, 구조적 변경이 본 발명의 범위를 벗어나지 않고서 이루어질 수 있다는 것을 이해할 것이다.
개요
본 발명에서, 신호(31), 위성(32) 및 신호(33)를 통해 송신국(26)에서 송신된 디지털 데이터는 3개의 주요 구성요소: 물리 계층 헤더 또는 PL 헤더라 불리는 데이터 프레임의 헤더 부분, 페이로드 데이터, 및 수신국(34)에서의 해로운 저하 효과, 주로 위상 잡음을 경감시키기 위해 수신기(64)에 의해 사용되는 파일럿 심볼이라 불리는 선택적 추가 삽입 심볼을 포함한다. PL 헤더를 사용함으로써, 복조기/FEC-디코더(71)는 모든 데이터 프레임의 처음에 정확한 위상을 빨리 획득할 수 있다. 많은 8PSK 및 QPSK 송신 모드의 경우에, 파일럿 심볼은 또한 더욱 정확하게 위상 잡음을 추적하도록 요구된다. 그러나, 어떤 경우에, 원하는 신호 및 간섭하는 동일 주파수 신호에 대한 PL 헤더가 시간을 맞춰 정렬될 때, 간섭은 복조기/FEC-디코더(71)가 원하는 신호와 관련된 반송파 주파수의 위상을 필요한 정확도로 결정할 수 없을 정도로 크다. 이것은 복조기(71)가 원하는 신호에서 위상 고정을 유지하려고 시도할 때, 원하지 않는 신호가 동일한 헤더 심볼 또는 파일럿 심볼을 나타내고, 복조기(71)가 원하지 않는 신호의 존재에 의해 혼동될 수 있으므로, 원하는 신호의 위상을 추적할 수 없다는 것을 의미한다. 복조기(71)에서의 이러한 혼동은 복조기(71)가 원하는 신호에서 "벗어나게" 되는 것으로 본 분야에 알려져 있다. 복조기(71)가 QPSK 송신을 위한 최적 배치 지점에서 45도만큼 당겨지는 경우에, 복조기는 심볼을 정확하게 식별하지 못할 것이다. 이것은 오류를 끌어들일 것이고, 빨리 바로잡지 않으면, 데이터 오류는 위상 고정의 실패로 확인될 것이다. 이것은 다음에, 마이크로프로세서(74)가 복조기(71)에 신호를 재획득하라고 지시하게 하여, 원하는 신호가 재획득될 때까지 데이터 손실을 초래할 것이다. 이러한 데이터 손실은 모니터(66) 상의 부정확한 데이터, 어쩌면 시청자가 보았을 때 모니터(66) 상의 서비스 중단을 나타낼 수 있을 것이다. 제공된 모니터(66)에서 동작과 대화가 있는 원하는 텔레비전 채널을 보기보다는 오히려, 동일 채널 간섭은 시청자가 어두운 화면으로 흐릿해진 모니터를 보게 하거나, 또는 깨진 영상을 보게 하거나 깨진 소리를 듣게 할 수 있을 것이다. 동일 채널 간섭은 텔레비전 방송 시스템(20)에서 유해한 효과를 만들어낼 수 있다는 것이 명백하다.
본 발명은 이러한 동일 채널 간섭의 효과를 경감시킬 몇 가지 요인을 제공한다.
첫 번째 방법은 상이한 SOF(Start-Of-Frame) 시퀀스 및/또는 스크램블링 코드를, 이러한 동일 채널 간섭에 의해 영향을 받을 수 있는 그러한 채널에 제공하는 것이다. 그러면, 복조기(71)는 데이터 프레임들 중의 한 프레임 또는 그외 다른 프레임에 맞추라는 요청시에 특정 SOF를 찾을 수 있고, 데이터 프레임들 사이의 차이를 식별할 수 있다. 대안적으로 또는 이와 관련하여, 이러한 간섭 신호를 스크램블하기 위해 사용된 코드는 복조기(71)가 원하는 송신을 자동 추적하고, 간섭 채널의 유해한 효과를 무시할 수 있을 정도까지, 2개의 데이터 프레임 사이의 상호 상관이 감소될 만큼 충분히 서로 다를 수 있다. 더욱이, 상이한 스크램블링 기술은 상이한 채널 상의 PL 헤더에 사용될 수 있고, 및/또는 상이한 스크램블링 기술 또는 코드는 PL 헤더의 스크램블링과 함께 또는 PL 헤더와 따로, 페이로드 데이터에 적용될 수 있어서, 벗어나는 효과(pulling-off effect)를 감소시키거나 제거할 것이다.
동일 채널 간섭 효과를 감소시키는 다른 방법은 복조기(71)가 제공된 신호의 특정 위상의 추적에서 빠져나오게 되는 때를 감지하는 것이다. 이렇게 위상 추적에서 빠져나오거나 "벗어나는 것"은 간섭하는 데이터 프레임의 존재를 나타낼 수 있을 것이고, 이때 복조기(71)는 PL 헤더 또는 파일럿 심볼로부터의 위상 추적을 업데이트하지 않는 것을 선택할 수 있다.
본 발명의 다른 방법은 변조된 RF 신호의 송신 주파수를 소량, 예를 들어 1 MHz만큼 오프셋하는 것이고, 따라서 복조기(71)는 제공된 데이터 프레임을 위한 상이한 주파수 공간 내의 PL 헤더의 SOF 부분을 찾을 수 있다. 오프셋의 수, 및 어느 방향, 예를 들어 주파수와 관련한 업 또는 다운 방향은 동시에 존재하여 동일 채널 간섭을 일으킬 가능성이 있는 독립적인 RF 송신 또는 위성(32) 다운링크 빔의 수에 기초할 수 있다. 더욱이, 신호 내의 데이터 프레임은 또한 시간과 관련하여 오프셋될 수 있는데, 예를 들어 한 데이터 프레임이 먼저 시작되고, 간섭 데이터 프레임은 PL 헤더의 SOF 부분이 각 데이터 프레임에 대해 상이한 시간에 발생할 정도로 특정 수의 심볼만큼 지연된다. 이것은 원하는 신호 복조기(71)가 간섭 신호로부터의 PL 헤더의 동시 존재에 의해 벗어나지 않도록 보호할 것이다.
본 발명의 다른 방법은 각 데이터 프레임 내에 상이한 시프트 키 모드를 사용하는 것이다. 전형적으로, QPSK 송신 모드는 8PSK 송신 모드보다 동일 채널 간섭 효과에 더욱 강할 것이다.
시스템 도면
도 2a는 본 발명의 실시예에 따라, 동일 채널 간섭을 최소화할 수 있는 디지털 방송 시스템(100)의 도면이다. 디지털 통신 시스템(100)은 통신 채널(103)을 통해 하나 이상의 수신기(105)에 방송하기 위한 신호 파형을 생성하는 디지털 송신 시설(101)을 포함한다. 본 발명의 한 실시예에 따르면, 통신 시스템(100)은 예를 들어, 대화형 서비스뿐만 아니라 오디오 및 비디오 방송 서비스를 지원하는 위성 통신 시스템이다. 이러한 통신 시스템은 도 1a 및 1b에 도시되고, 위에서 설명되었다. 대화형 서비스는, 예를 들어 전자 프로그래밍 가이드(EPG), 고속 인터넷 액세스, 대화형 광고, 전화통신 및 전자메일 서비스를 포함한다. 이들 대화형 서비스는 또한 PPV(Pay Per View), TV 상거래(TV Commerce), 주문형 비디오(Video On Demand), 근접(Near) 주문형 비디오 및 주문형 오디오 서비스와 같은 텔레비전 서비스를 포함할 수 있다. 이 환경에서, 수신기(105)는 위성 수신기이다. 위성 수신기는 전형적으로 디지털 비디오 레코더(DVR)를 포함할 수 있는 통합 수신기/디코더(IRD)로도 알려져 있는 "셋톱 박스" 내에 존재한다.
방송 애플리케이션에서, 연속 모드 수신기(105)가 널리 사용된다. 낮은 신호 대 잡음(SNR) 환경에서 잘 수행하는 코드는 동기화(예를 들어, 반송파 위상 및 반송파 주파수)에 관해 이들 수신기(105)와 조화를 이루지 못한다. 물리 계층 헤더 및/또는 파일럿 심볼은 이러한 동기화를 위해 사용될 수 있다. 따라서, 시스템 성능에 관한 중요한 고려사항은 물리 계층 헤더 및/또는 파일럿 심볼에 관한 동일 채널 간섭의 고려사항이다. 물리 계층 헤더 및/또는 파일럿이 반송파 위상 및 반송파 주파수의 획득 및/또는 추적을 위해 사용되기 때문에, 이러한 간섭은 수신기 성능을 떨어뜨릴 수 있다.
다수의 디지털 방송 시스템(100)은 동기화 프로세스를 위한 프레임 구조에서 정상 오버헤드 비트의 사용을 넘어서 추가 트레이닝 심볼의 사용을 필요로 한다. 오버헤드의 증가는 신호 대 잡음(SNR)이 낮을 때 특히 요구되고; 이러한 환경은 고성능 FEC 코드가 고차 변조와 함께 사용될 때 전형적이다. 통상적으로, 연속 모드 수신기는 반송파 주파수 및 위상을 획득하고 추적하기 위해 피드백 제어 루프를 이용한다. 순전히 피드백 제어 루프에 기초하는 이러한 방법은 강한 RF 위상 잡음 및 열 잡음의 경향이 있어서, 전체 수신기 성능과 관련하여 허용가능하지 않은 사이클 슬립 속도(cycle slip rates) 및 오류 바닥 현상(error floor)을 야기한다. 그러므로, 이들 접근 방법은 제한된 획득 범위 및 긴 획득 시간 이외에, 특정 성능 타깃을 위한 트레이닝 심볼과 관련하여 증가된 오버헤드에 의해 부담을 안게 된다. 더욱이, 이들 종래의 동기화 기술은 특정 변조 방식에 의존함으로써, 변조 방식의 사용에 있어서의 유연성을 저해한다.
시스템(100)에서, 수신기(105)는 (도 4a에 도시된) 방송 데이터 프레임 구조에 포함되는 프리앰블, 헤더, 및/또는 고유 스크램블링 코드 또는 고유 단어(UW)를검사함으로써 반송파 동기화를 달성하고, 이로 인해 트레이닝 목적을 위해 특별히 지정된 추가 오버헤드의 사용을 감소시킨다. 수신기(105)는 아래에 도 3과 관련하여 더욱 자세히 설명된다.
이러한 별도의 통신 시스템(100)에서, 송신 시설(101)은 미디어 콘텐츠(예를 들어, 오디오, 비디오, 텍스트 정보, 데이터 등)를 나타내는 가능한 메시지의 별도의 집합을 생성하는데; 각각의 가능한 메시지는 대응하는 신호 파형을 갖는다. 이들 신호 파형은 통신 채널(103)에 의해 감쇠되거나, 그 밖에 달리 변경된다. 방송 채널(103) 내의 잡음과 대항하기 위해, 송신 시설(101)은 순방향 오류 정정(FEC) 코드, 이를테면 LDPC(Low Density Parity Check) 코드, 또는 상이한 FEC 코드를 연결한 것을 이용한다.
송신 시설(101)에 의해 생성되는 LDPC 또는 기타 FEC 코드 또는 코드들은 어떤 성능 손실도 초래하지 않고 고속 구현을 용이하게 한다. 송신 시설(101)로부터 출력된 이러한 구조적 LDPC 코드는 변조 방식(예를 들어, 8PSK)에 의해 이미 채널 오류에 약한 비트 노드에 적은 수의 체크 노드(check node)를 할당하는 것이 방지된다. 이러한 LDPC 코드는 (터보 코드와 달리) 병행할 수 있는 디코딩 프로세스를 갖는데, 이 프로세스는 유리하게 가산, 비교 및 테이블 룩업과 같은 단순한 연산을 수반한다. 더구나, 신중하게 설계된 LDPC 코드는 오류 바닥 현상의 어떤 징후도 나타내지 않고, 예를 들어 신호 대 잡음 비가 증가하더라도 오류의 감소가 없다. 오류 바닥 현상이 나타난 경우에, 이러한 오류 바닥 현상을 상당히 억제하기 위해, BCH(Bose/Chaudhuri/Hocquenghem) 코드 또는 기타 코드와 같은 다른 코드를 사용하는 것이 가능할 수 있다.
본 발명의 한 실시예에 따르면, 송신 시설(101)은 아래의 도 2에서 설명된 바와 같이 비교적 단순한 인코딩 기술을 사용하여, 위성 수신기(105)와 통신하기 위해 (디코딩 동안 효율적인 메모리 액세스를 용이하게 하는) 패리티 검사 행렬에 기초하여 LDPC 코드를 생성한다.
송신기 기능
도 2b는 도 2a의 시스템(100)의 디지털 송신 시설에서 이용된 예시적인 송신기의 도면이다. 송신 시설(101) 내의 송신기(200)에는 정보 소스(201)로부터 입력을 받아들이고, 수신기(105)에서의 오류 정정 처리에 적합한 높은 중복성의 코딩된 스트림을 출력하는 LDPC/BCH 인코더(203)가 구비되어 있다. 정보 소스(201)는 별도의 알파벳 X로부터 k개의 신호를 생성한다. LDPC 코드는 패리티 검사 행렬이 지정된다. LDPC 코드의 인코딩은 일반적으로 생성기 행렬의 지정을 필요로 한다. BCH 코드는 시스템(20)의 오류 바닥현상을 감소시키기 위해 포함되어, 오류 정정 성능을 개선한다.
인코더(203)는 패리티 검사 행렬에 구조를 부여함으로써 패리티 검사 행렬만을 사용하는 단순 인코딩 기술을 사용하여, 알파벳 Y에서 변조기(205)로의 신호를 생성한다. 구체적으로, 신속한 인코딩 및 디코딩을 위해 행렬의 특정 부분을 삼각 행렬이 되도록 제한함으로써 패리티 검사 행렬에 제한을 가한다. 이러한 제한은 무시할 만한 성능 손실을 초래하므로, 매력적인 트레이드 오프를 구성한다.
스크램블러(209)는 아래에 더욱 자세하게 설명되는 바와 같이, 동일 채널 간섭을 최소화하기 위해 본 발명에 따라 FEC 인코딩된 심볼을 스크램블한다.
변조기(205)는 스크램블러(209)로부터의 스크램블된 메시지를, 송신 안테나(207)에 송신되는 신호 파형에 매핑하고, 송신 안테나(207)는 이들 파형을 통신 채널(103)을 통해 내보낸다. 송신 안테나(207)로부터의 송신은 아래에 설명되는 바와 같이, 복조기로 전파된다. 위성 통신 시스템의 경우에, 안테나(207)로부터의 송신된 신호는 위성을 통해 중계된다.
복조기
도 3은 도 1의 시스템에서의 예시적인 복조기/FEC 디코더(71)의 도면이다. 복조기/FEC 디코더(71)는 복조기(301), 반송파 동기화 모듈/디스크램블러(302) 및 LDPC/BCH 디코더(307)를 포함하고, 안테나(303)를 통해 송신기(200)로부터 신호를 수신하는 것을 지원한다. 본 발명의 한 실시예에 따르면, 복조기(301)는 안테나(303)로부터 수신된 LDPC 인코딩된 신호의 필터링 및 심볼 타이밍 동기화를 제공하고, 반송파 동기화 모듈(302)은 복조기(301)로부터 출력된 신호의 주파수와 위상 획득 및 추적과 스크램블 해제를 제공한다. 복조 후, 신호는 LDPC 디코더(307)로 전송되고, LDPC 디코더(307)는 메시지 X'를 생성함으로써 원래의 소스 메시지를 재구성하려고 시도한다.
수신 측과 관련하여, 원하는 반송파와 간섭 반송파 둘 다가 동일한 변조 및 코딩 구성(또는 모드)을 사용하는 경우에, 프레임 헤더(도 4a에 도시됨)가 정확하게 시간을 맞춰 정렬되는 반면에 그들의 상대 주파수 오프셋이 작을 때, 간섭은 복조기의 위상 추정에 상당한 오류를 야기할 수 있다. 결과적으로, 복조기는 주기적으로 오류를 생성할 수 있다. 문제의 신호들이 서로에 관해 표류하고 있을 수 있긴 하지만, 문제의 신호들의 주파수 및 심볼 클록이 충분히 가까울 때 이러한 상태가 발생한다.
프레임 구조
도 4a는 본 발명의 시스템에서 사용된 예시적인 프레임 구조의 도면이다. 예시적으로, 예를 들어, 위성 방송 및 대화형 서비스를 지원할 수 있는 LDPC 코딩된 프레임(400)이 도시된다. 프레임(400)은 한 슬롯을 차지하는 물리 계층 헤더("PL 헤더"로 표시됨)(401)를 포함하고, 이뿐만 아니라 데이터 또는 그외 다른 페이로드를 위한 기타 슬롯(403)을 포함한다. 게다가, 본 발명의 한 실시예에 따라, 프레임(400)은 반송파 위상 및 주파수의 동기화를 돕기 위해 모든 16개의 슬롯 다음에 파일럿 블록(405)을 이용한다. 주의할 점은 파일럿 블록(405)이 선택적이라는 것이다. 16개의 슬롯(403) 다음에 도시되었지만, 스크램블된 블록을 나타낼 수 있는 파일럿 블록(또는 파일럿 시퀀스)(405)는 프레임(400)을 따라 어디에나 삽입될 수 있다.
예시적인 실시예에서, 파일럿 삽입 프로세스는 1440개의 심볼마다 파일럿 블록을 삽입한다. 이 시나리오 하에서, 파일럿 블록은 36개의 파일럿 심볼을 포함한다. 예를 들어, 물리 계층 프레임(400)에서, 이와 같이 제1 파일럿 블록은 PL 헤더(401) 뒤의 1440개의 페이로드 심볼의 끝에 삽입되고, 제2 파일럿 블록은 2880개의 페이로드 심볼 뒤에 삽입되는 등등으로 된다. 파일럿 블록 위치가 다음 PL 헤더(401)의 시작과 일치하면, 파일럿 블록(405)은 삽입되지 않는다.
반송파 동기화 모듈(302)(도 3)은 본 발명의 실시예에 따라, 반송파 주파수 및 위상 동기화를 위해 PL 헤더(401) 및/또는 파일럿 블록(405)을 이용한다. PL 헤더(401) 및/또는 파일럿 블록(405)은 반송파 동기화를 위해, 즉 주파수 획득과 추적 및 위상 추적 루프의 동작을 돕기 위해 사용될 수 있다. 이와 같이, PL 헤더(401) 및 파일럿 블록(405)은 "트레이닝" 또는 "파일럿" 심볼로 고려되고, 개별적으로 또는 총체적으로 트레이닝 블록을 구성한다.
각각의 PL 헤더(401)는 전형적으로 26개의 심볼로 이루어진 SOF(Start Of Frame) 섹션 및 64개의 심볼로 이루어진 PLS 코드 필드(Physical Layer Signaling Code field)를 포함한다. 전형적으로, SOF 구간은 더 이상의 스크램블링 없이 송신되는 모든 신호의 모든 PL 헤더(401)에 대해 동일하다.
QPSK, 8PSK 및 그외 다른 변조의 경우에, 파일럿 시퀀스(405)는 36 심볼 길이 세그먼트(각 심볼은
Figure pct00001
임); 즉, 36 심볼(PSK)이다. 프레임(400)에서, 파일럿 시퀀스(405)는 1440개의 데이터 심볼 뒤에 삽입될 수 있다. 이 시나리오 하에서, PL 헤더(401)는 변조, 코딩 및 파일럿 구성에 의존하여 64가지 가능한 포맷을 가질 수 있다.
간섭 반송파 및 원하는 반송파(즉, 동일 채널)의 PL 헤더(401)가 시간을 맞춰 정렬될 때, 간섭 PL 헤더(401)로부터의 가간섭성(coherent) 기여는 상당한 위상 오류를 도입하여, 허용가능하지 않은 성능 저하를 야기할 수 있다. 이와 마찬가지로, 양쪽 동일 채널이 파일럿 심볼을 사용하는 경우에(둘 다 파일럿 블록(405)에 대해 동일한 골드(Gold) 코드 시퀀스를 사용함), 파일럿 블록(405)은 간섭 반송파(또는 동일 채널) 내의 파일럿 블록의 가간섭성 기여가 여전히 문제가 될 정도로 완전히 동일한 방식으로 스크램블될 것이다.
동일 채널 간섭의 효과를 경감시키기 위해, 프레임(400)은 파일럿 모드로 스크램블된다. 일반적으로, 이 모드에서, 비헤더 부분(407)은 송신기에 고유한 골드 코드 시퀀스로 스크램블된다. 이것은 예를 들어, 파일럿 블록(405)을 포함하는 전체 프레임(400)이 공통 코드를 사용하여 스크램블되는; 예를 들어, 모든 수신기(105)에 동일한 골드 시퀀스가 공급되는 DVB-S2(Digital Video Broadcast S2) 표준의 방송 모드에 해당한다. 스크램블링 프로세스는 도 4b, 5, 6, 8 및 9와 관련하여 더욱 설명된다. 여기에서 사용된 바와 같이, 스크램블된 파일럿 시퀀스는 또한 프레임(400)의 "파일럿-세그먼트"로 표시된다.
I 및 Q 스와핑
본 발명에 따라 사용될 수 있는 다른 방법은 동일 채널 위상을 그대로 두면서 한 신호의 동위상(I) 및 직교 위상(Q) 부분을 스와프(swap)하는 것이다. 이러한 위상 스와프는 동일 채널 데이터 프레임(400) 내의 위상 가간섭성(coherence)을 파괴하여, 동일 채널 내의 2개의 데이터 프레임(400) 사이의 간섭을 최소화하거나 방지할 것이다.
PL 헤더로의 상이한 스크램블링 코드의 적용
도 4b에서 알 수 있는 바와 같이, 동일 채널 간섭의 영향을 줄이기 위해, PL 헤더(401)와 동일한 길이의 몇 가지 상이한 UW(Unique Word) 패턴은 PL 헤더(401)를 스크램블하기 위해 각각의 동일 채널에 대해 사용될 수 있다. 예를 들어, 상이한 UW 패턴(411, 413)과 PL 헤더(401)의 (XOR(eXclusive-OR) 로직(409)을 통한) 배타적 논리합(XOR)은 원하는 반송파 및 간섭 반송파(즉, 동일 채널)에 대해 실행될 수 있다. 이 방법 하에서, 간섭 반송파의 PL 헤더(401)와 관련된 전력은 원하는 반송파의 PL 헤더(401)에 더 이상 가간섭성으로 추가되지 않는다.
프레임(400)이 위성 방송 및 대화형 서비스를 지원하는 구조와 관련하여(그리고 DVB-S2 표준에 따라) 설명되었지만, 본 발명의 반송파 동기화 기술은 그외 다른 프레임 구조에 적용될 수 있다는 것을 알 수 있다.
더욱이, 개별 PL 헤더(401)는 PL 헤더(401)를 프레임(400)에 부착하기 전에 스크램블될 수 있고, 개별 PL 헤더(401)는 스크램블되는 그외 다른 PL 헤더(401) 없이 스크램블될 수 있다. 본 발명은 2개의 데이터 프레임(400) 사이의 예상된 동일 채널 간섭에 기초하여, 스크램블링 코드(또는 스크램블링 코드를 생성하는 시드(seed))의 선택, 또는 대안적으로 어떠한 스크램블링 코드도 선택하지 않음을 고려한다. PL 헤더는 도 5에 도시된 바와 같이 스크램블하는 데이터 프레임(400)의 일부로서 다시 스크램블될 수 있고, 또는 이와 다르게 암호화 스키마를 사용하여 암호화될 수 있다.
PL 헤더(401)를 스크램블하기 위해 사용되는 코드(411 및 413)는 본 발명의 범위를 벗어나지 않고서, 여기에서 설명된 골드 코드, 또는 그외 다른 시드 코드, 또는 그외 다른 코딩 방식일 수 있다. 이러한 코드, 또는 이러한 코드를 위한 시드는 제한된 수의 코드 또는 시드에서 선택될 수 있고, 이러한 코드 또는 시드는 프레임(400)을 복조하고 스크램블 해제하기 위해 데이터 프레임(400)을 스크램블 해제할 때 사용하기 위해 수신기(64)에 보내질 수 있다. 제한된 수의 코드 또는 시드는 위성(32)의 수, 또는 통신 시스템(100) 내의 예상된 동일 채널 간섭의 수를 비롯한, 여러 요인에 기초하여 선택될 수 있다.
동일 채널 스크램블링
도 5는 본 발명의 실시예에 따라, 동일 채널 간섭을 분리하는 시퀀스 스크램블러의 도면이다. 스크램블링 코드는 본 발명의 한 실시예에 따라, 골드 코드로부터 구성될 수 있는 복소 시퀀스이다. 즉, 스크램블러(209)는 스크램블링 시퀀스 Rn(i)를 생성한다. 표 1은 도 6의 스크램블러 시퀀스 생성기에 따라, 스크램블링 시퀀스 Rn(i)가 스크램블러(209)를 사용하여 프레임을 스크램블하는 방법을 정의한다. 특히, 표 1은 입력 심볼을, 스크램블러(209)의 출력에 기초하여 출력 심볼에 매핑하는 것을 나타낸 것이다.
Rn (i) 입력(i) 출력(i)
0 I+jQ I+jQ
1 I+jQ -Q+jI
2 I+jQ -I-jQ
3 I+jQ Q-jI
이러한 2개의 m-시퀀스 생성기 중의 어느 하나에 대한 상이한 시드의 사용은 상이한 골드 시퀀스를 생성할 수 있다. 상이한 서비스에 대해 상이한 시드를 사용함으로써, 상호 간섭이 감소될 수 있다.
방송 모드에서, 90개의 심볼 물리 계층 헤더(401)는 특정 물리 채널에 대해 일정하게 유지될 수 있다. 골드 시퀀스는 각 프레임의 처음에 리셋되므로, 스크램블된 파일럿은 또한 프레임 길이와 동일한 주기로 주기적이다. 프레임 내의 데이터를 반송하는 정보가 변하고, 랜덤하게 보이기 때문에, 동일 채널 간섭은 랜덤하고, 작동 신호 대 잡음 비(operating signal-to-noise ratio)를 떨어뜨린다. 이 방식을 사용하지 않으면, 원래의 물리 계층 헤더(401) 및 파일럿 블록(405)의 시불변 특성으로 인해, 반송파 및 위상 추정은 이러한 획득 및 추적을 위한 이들 파일럿 및 물리 계층 헤더에 의존하여 수신기에 대해 왜곡(skew)될 것이다. 이것은 랜덤 데이터와 관련된 신호 대 잡음 비 저하 이상으로 성능을 떨어뜨릴 것이다.
스크램블러(209)는 동일 채널 간섭을 더욱 분리하기 위해 상이한 스크램블링 시퀀스(도 6에서 n)를 이용한다. 하나의 스크램블링 시퀀스는 물리 계층 헤더에 제공되고, 하나는 파일럿에 제공된다. 상이한 파일럿은 골드 시퀀스의 n 값으로부터의 상이한 시드와 관련하여 지정된다.
이와 같이, 본 발명은 동일 채널 간섭 경감을 위해 PL 헤더(401), 파일럿 블록(405) 및 페이로드(403)의 몇 가지 조합의 별도의 스크램블링을 고려한다. 시스템의 복잡도에 의존하여, 제공된 채널에 대한 PL 헤더(401) 및 파일럿 블록(405)(존재하는 경우)은 페이로드(403)를 스크램블하지 않고 동일 채널과는 다른 코드를 사용하여 스크램블될 수 있다. 본질적으로, 하나의 채널(400)에 존재하는 모든 비-페이로드(403) 심볼은 한 코드를 사용하여 스크램블되고, 다른 채널(400) 내의 모든 비-페이로드(403)는 상이한 코드를 사용하여 스크램블된다.
더욱이, 2개의 상이한 채널에 대한 PL 헤더(401) 및 파일럿 블록(405)(존재하는 경우)은 상이한 스크램블링 코드를 사용하여 스크램블될 수 있고, 이들 채널에 대한 페이로드(403)는 그외 다른 코드를 사용하여 스크램블될 수 있다. 예를 들어, 제1 스크램블링 시퀀스는 제1 PL 헤더(401)에 적용될 수 있고, 제2 스크램블링 시퀀스는 제2 PL 헤더(401)에 적용될 수 있다. 제1 페이로드(403)는 제3 스크램블링 시퀀스(전형적으로 골드 코드)가 적용되고, 제2 페이로드는 제4 스크램블링 시퀀스(또한 전형적으로 골드 코드)가 적용된다.
PL 헤더(401) 및 페이로드(403)에 대한 짝지어진 코드 쌍을 사용하는 시스템이 있을 수 있다는 것이 또한 본 발명에서 고려된다. 그러므로, PL 헤더(401)에서 사용된 제공된 스크램블링 코드는 항상, 그 PL 헤더(401)에 대한 페이로드(403)를 스크램블하기 위해 사용된 스크램블링 코드와 함께 사용된다. 이들 코드 쌍은 임의의 신호(400)에 적용될 수 있고, 원하는 대로 한 신호(400)에서 다른 신호(400)로 다시 할당될 수 있다.
시스템(20) 내의 각 페이로드(403) 신호가 고유 스크램블링 코드를 수신하는 것이 본 발명의 범위 내에서 또한 고려된다. 더욱이, 각각의 PL 헤더(401)는 원하는 경우에 페이로드(403)에 대한 스크램블링 코드와 짝이 될 수 있는 고유 스크램블링 코드를 수신할 수 있다.
제공된 채널(400)에 대해 단일의 스크램블링 시퀀스로 설명했지만, 본 발명은 제공된 수의 프레임이 송신된 후에 스크램블링 시퀀스가 변경되거나 회전될 수 있다는 것을 또한 고려한다. PL 헤더(401), 페이로드(403) 또는 이 둘 다에 대한 스크램블링 시퀀스는 본 발명의 범위를 벗어나지 않고서 원하는 대로 랜덤하게 또는 주기적으로 회전될 수 있다.
골드 시퀀스 생성기 도면
도 6은 도 5의 스크램블러에서 사용된 예시적인 스크램블링 시퀀스 생성기의 도면이다. 골드 시퀀스 생성기가 도 6에 도시되지만, 그외 다른 시퀀스 생성기가 본 발명의 범위를 벗어나지 않고서 본 발명에서 사용될 수 있다. 동일 채널에 대한 상이한 시퀀스, 즉 각각의 동일 채널에 대한 상이한 초기화 시드를 사용함으로써, 간섭은 경감될 수 있다. 이 예에서, 골드 시퀀스 생성기(700)는 1+X7+X18 및 1+Y5+Y7+Y10+Y18의 바람직한 다항식을 이용한다. 예를 들어, n개의 동일 채널을 유지하기 위해, 본 발명의 예시적인 실시예에서, 시드는 m-시퀀스 생성기(701) 내로 프로그램될 수 있다. 다항식은 그 동일 채널에 대한 제공된 시드에 기초하여 초기화된다. 시드는 본 발명의 실시예에 따라, 동일 채널 파일럿 세그먼트의 모든 쌍 사이의 최악의 상호 상관을 최소화하는 검색 알고리즘을 사용하여 생성된다.
상이한 PL 시퀀스의 생성
도 8은 본 발명의 실시예에 따라, 상이한 물리 계층 시퀀스를 생성하는 프로세스의 순서도이다. 단계(801)에서, 상이한 초기화 시드가 각각의 동일 채널에 할당된다. 다음에, 골드 시퀀스는 시드에 기초하여 생성된다(단계(803)). 그 다음, 스크램블링 시퀀스는 단계(805)에서와 같이, 각각의 상이한 서비스에 대한 골드 시퀀스로부터 구성된다. 단계(807)에서, 물리 계층 시퀀스는 스크램블러(209)에 의해 출력된다.
본 발명은 각 채널에 대한 상이한 초기화 시드를 사용할 수 있고, 그러므로 각 신호 내의 임의의 파일럿 신호(405)는 상이한 심볼을 포함할 것이고, 이것은 2개의 간섭하는 동일 채널 사이의 상호 상관을 상당히 감소시킨다. 일단 파일럿 심볼(405)이 구별 가능하면, 복조기(71)는 거의 전적으로 파일럿 심볼(405)에 기초하여 하나의 데이터 프레임(400)을 추적할 수 있고, 이것은 데이터 프레임(400) 사이의 간섭을 최소화한다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따라, 스크램블된 물리 헤더를 생성하는 프로세스의 순서도이다. 송신기(200)(도 2a)는 물리 헤더 또는 파일럿 시퀀스와 관련된 입력 심볼을 수신한다(단계(901)). 단계(903)에서, 송신기는 스크램블러(209)에 의해 생성된 스크램블링 시퀀스에 따라 입력 심볼을 매핑한다. 그 다음, 단계(905)에 따라, 출력 심볼이 생성된다. 그 후, 송신기는 스크램블된 물리 및/또는 스크램블된 파일럿 시퀀스를 갖는 프레임을 출력한다(단계(907)).
도 10은 본 발명의 실시예에 따라, 스크램블링 파라미터를 송신하는 프로세스의 순서도이다. 위에서 설명된 바와 같이, 파일럿 모드의 경우에, 상이한 골드 시퀀스는 동일 채널 간섭을 감소시키기 위해 상이한 서비스에 대해 이용된다. 게다가, 헤더(401)와 동일한 길이의 상이한 UW 패턴의 사용은 헤더(401)의 가간섭성 추가를 최소화할 수 있다. 따라서, 수신기는 페이로드 데이터 및 파일럿 블록을 스크램블 해제하기에 적절한 골드 시퀀스뿐만 아니라 PL 헤더(401)를 스크램블 해제하기에 적절한 UW가 필요하다.
단계(1001)에서, 송신기(예를 들어, 송신기(200))는 지원된 반송파(동일 채널)의 각각에 대한 스크램블링 파라미터를 수신기(64)에 보낸다. 이것은 전형적으로 위성(32)으로부터의 최소한 하나의 트랜스폰더에서 사용 가능한 페이로드(403)의 APG(Advanced Program Guide) 부분 내로 스크램블링 파라미터를 삽입함으로써 행해진다. 전형적으로, 페이로드(403)의 APG 부분은 위성(32)으로부터의 모든 트랜스폰더에서 사용 가능하고, 수신기(64)는 그러한 수신기(64)로의 지시가 필요한 경우에, 기동시에 특정 트랜스폰더에서 APG를 수신하도록 지시받을 수 있다. 더욱이, 송신기(200)는 인터페이스(82)를 통해 수신기(64)와 상호작용하는 전화선을 통하는 것과 같이 스크램블링 코드를 송신하는 그외 다른 방법을 사용할 수 있다. 본 발명의 한 실시예에 따르면, 스크램블링 파라미터는 스크램블링 코드의 인덱스, 및 각 반송파 또는 채널에 대한 스크램블링 시퀀스 번호를 포함한다. 기본 반송파는 PL 헤더(401)가 스크램블되지 않고, 페이로드 데이터(403)(및 만일 있다면, 파일럿 블록(405))가 기본 골드 시퀀스, 예를 들어 시퀀스 No.0에 의해 스크램블되는 프레임을 지원한다. 수신기(65)는 스크램블링 파라미터를 얻기 위해 처음에 이 반송파에 맞추고(단계(1003)), 수신될 모든 반송파에 대한 스크램블링 파라미터 집합을 저장한다(단계(1005)). 단계(1007)에서, 수신기가 다른 반송파로 전환할 때, 단계(1009)에서, 그 반송파에 대한 특정 스크램블 파라미터가 검색된다. 특히, 저장된 인덱스는 저장된 골드 시퀀스 번호뿐만 아니라 정확한 UW를 찾기 위해 검색된다. 단계(1011)에서, 특정 반송파를 통해 수신된 프레임은 적절하게 스크램블 해제된다.
도 11은 스크램블링 파라미터를 관리하는 본 발명의 다양한 실시예를 도시한 도면이다. 이 예에서, 위성 시스템(20)은 시스템(20)에서 이용된 모든 반송파에 대해 예시적인 메모리, 즉 데이터베이스(1102) 내에 스크램블링 파라미터(1100)를 저장하는 송신국(26)을 포함한다. 스크램블링 파라미터는 2가지 접근방법을 사용하여 위성(32)을 통해 수신국(34A-34C)에 전달될 수 있다.
제1 접근방법 하에서, 수신기(34)는 수신기(34)에 할당되는 반송파에 대응하는 스크램블링 파라미터의 모든 집합을 유지한다. 이러한 방식으로, 송신국(26)은 특정 반송파에 사용하기 위해 수신기(34)에 적절한 스크램블링 파라미터 집합과 관련된 특정 엔트리를 나타내기만 하면 된다. 업데이트 명령은 단지 수신기(34)의 데이터베이스(1102) 내의 이들 UW 및 골드 시퀀스 번호에 대한 인덱스를 나타낼 뿐이다.
제2 접근방법은 도 12에서 설명되는 바와 같이, 미리 선택되거나 미리 지정된 스크램블링 파라미터 엔트리에 대한 캐싱 메커니즘(caching mechanism)을 이용한다. 이와 같이, 수신기(34)는 미리 지정된 파라미터 집합을 저장하기 위한 메모리(78)를 포함한다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따라, 미리 지정된 스크램블링 파라미터 집합에 기초하여 수신된 프레임을 스크램블 해제하는 순서도이다. 이 접근방법으로, 단계(1201)에서와 같이, 수신기(34)에 의해 사용될 반송파에 대응하는 k개의 스크램블링 파라미터 집합이 미리 선택되거나 미리 지정된다. 달리 말하면, k개의 미리 선택된 UW 및 k개의 골드 시퀀스 번호만이 표에 저장된다. k의 값은 메모리(78)의 크기에 따라 구성될 수 있다. 결과적으로, 송신국(26)은 각 반송파에 대해 2log2k 비트를 송신하기만 하면 된다. 더욱이, UW와 골드 시퀀스 번호 사이에 일정한 연관성이 유지되는 경우에, 송신된 비트의 수는 더욱 감소될 수 있는데 - 각 반송파마다 하나의 log2k 비트 수가 감소된다. 그러므로, 수신기(34)는 메모리(78) 내에 k개의 스크램블링 파라미터 집합만을 저장한다(단계(1203)).
이 "캐시" 개념을 이용하여, 수신기(34)는 송신국(26)에 의해 스크램블링 파라미터의 특정 집합에 관해 명령받을 필요가 없다. 이때, 수신기(34)는 송신국(26)이 이러한 명령을 나타냈다고 판정하면(단계(1205)), 수신기(34)는 적절한 스크램블링 파라미터를 메모리(78)에서 검색하고, 특정 반송파를 통해 수신된 프레임을 스크램블 해제한다(단계(1207)).
대안적으로, k가 수신기(34)의 처리 능력에 과중한 부담을 주지 않을 정도로 충분히 작다고 가정하면, 수신기(34)는 메모리(78) 내의 스크램블링 파라미터 표에서 유효 엔트리를 스스로 결정할 수 있다(단계(1209)). 수신기(34)는 수신기가 먼저 특정 반송파에 맞출 때, 기본 반송파를 통해 이들 파라미터를 수신하지 않고, 메모리(78)에 저장된 UW 및 골드 시퀀스 번호의 모든 가능한 k개의 미리 선택된 집합을 통해 단계적으로 검색 절차를 실행할 수 있다. 일단 그 검색 후에 UW 및 골드 시퀀스 번호의 유효하거나 정확한 집합을 특정 반송파에 대해 찾아내면, 그 정보가 이 반송파에 대해 메모리(78)에 저장될 수 있다(단계(1211)). 그 다음, 이 정보는 프레임을 스크램블 해제하기 위해 이용된다(단계(1213)). 따라서, 스크램블링 파라미터의 이 유효한 집합은 앞으로 필요시에 추가 검색 없이 사용된다.
상기 방법 하에서, 스크램블링 파라미터가 수신기(34)에 전달되는 방법에 상당한 유연성이 제공된다. 송신국(26)은 OTA(over the air) 프로그래밍을 통해 제한된 k개의 UW 및 골드 시퀀스 번호 집합을 업데이트할 수 있다. 수신기(34)의 메모리(78)에 저장된 k개의 UW 및 골드 시퀀스 번호의 내부 집합이 있지만, 각 집합은 송신국(26)에 의한 원격 명령 하에 새로운 UW 및 골드 시퀀스 번호로 교체될 수 있다. 예를 들어, 캐시 업데이트 OTA에서, 인덱스와 함께 전체 길이의 UW 및 골드 시퀀스 번호(예를 들어, 18 비트)가 송신된다.
도 8-10 및 12의 프로세스는 유리하게 감소된 동일 채널 간섭을 제공함으로써, 수신기 성능을 향상시킨다. 이들 프로세스는 도 13에서 설명되는 바와 같이, 소프트웨어 및/또는 하드웨어로 구현될 수 있다.
대안적인 시프트 키 모드
본 발명의 다른 방법은 각각의 데이터 프레임(400) 내에서 상이한 시프트 키 모드를 사용하는 것이다. 전형적으로, QPSK 송신 모드는 8PSK 송신 모드보다 PL 헤더(401) 간섭 효과에 더욱 강할 것이다. 이와 같이, 일부 데이터 프레임(400)은 제1 PSK 모드로 송신될 수 있고, 그외 다른 프레임(400)은 제2 PSK 모드로 송신될 수 있는데, 이것은 보강 간섭하는 데이터 프레임(400) 내의 비트/심볼의 수를 감소시킬 것이다. 더욱이, 개별 슬롯(403), 파일럿 블록(405) 또는 PL 헤더(401)는 보강 간섭을 더욱 감소시키기 위해 상이한 PSK 또는 ASK 모드로 송신될 수 있고, 따라서 동일 채널 간섭을 감소시키거나 없앨 수 있다.
위상 추적 벗어남의 감지( Sensing Phase Track Pull - Off )
동일 채널 간섭 효과를 감소시키기 위한 본 발명에 따른 다른 방법은 복조기(71), 또는 전형적으로 복조기(71) 내의 반송파 동기화 모듈(302)이 제공된 코딩 프레임(400)의 특정 위상의 추적에서 갑자기 또는 비정상적으로 빠져나오게 될 때를 감지하는 것이다. 이렇게 위상 추적에서 빠져나오거나 "벗어나는 것"은 간섭하는 데이터 프레임의 존재를 나타낼 수 있고, 이때 반송파 동기화 모듈(302)은 PL 헤더(401) 또는 파일럿 심볼(405)로부터의 위상 추적을 업데이트하지 않는 것을 선택할 수 있다. 제공된 신호 또는 코딩된 프레임(400)의 위상이 느리게 변할 수 있긴 하지만, 참조 위상 추적은 원하는 경우에 제공된 신호의 위상 추적을 유지하기 위해 반송파 동기화 모듈(402)에 의해 사용될 수 있다.
이와 같이, 본 발명은 간섭하는 코딩된 프레임(400)의 존재를 판정하기 위해 반송파 동기화 모듈(302)을 사용할 수 있고, 반송파 동기화 모듈(302) 위상 추적 정보의 업데이트를 선택하거나, 위상 추적 정보의 무시를 선택하여, 반송파 동기화 모듈(302)이 제공된 코딩 프레임(400)에 대한 이미 획득된 반송파 주파수를 추적할 수 있게 할 수 있다. 반송파 동기화 모듈(302)은 원하지 않으며 또한 간섭하는 코딩 프레임(400)의 존재에 의해 야기된 위상 추적 정보를 따르기보다는 오히려, 원하는 코딩 프레임(400)의 위상을 추적하는 방법을 결정하기 위해 통계 모델 또는 그외 다른 방법을 사용할 수 있다.
SOF 시퀀스의 변화
본 발명은 또한, 간섭하는 코딩 프레임(400)이 이러한 동일 채널 간섭에 의해 영향을 받을 수 있는 그 코딩 프레임(400)에 대해 상이한 SOF(Start-Of-Frame) 시퀀스 및/또는 스크램블링 코드를 가질 수 있다는 것을 고려한다. 전형적으로, SOF는 90 비트 PL 헤더(401)의 처음 26 비트이지만, SOF는 더 크거나 작은 양의 비트일 수 있다. 더욱이, SOF 시퀀스의 변화가 설명되긴 하지만, 이들 기술은 원하는 경우에 PL 헤더(401)의 임의의 부분에 적용될 수 있다. 이때, 복조기(71)는 코딩된 프레임(400) 중의 한 프레임 또는 그외 다른 프레임에 맞추라는 요청시에 PL 헤더(401) 내의 상이한 SOF를 찾을 수 있고, 원하는 신호에 고정된 상태로 있을 수 있으며, 동일 채널 간섭에 의해 벗어나지 않게 될 수 있다.
더욱이, 상이한 SOF 시퀀스는 제한된 수의 SOF 시퀀스의 그룹에서 선택될 수 있고, 이 제한된 수의 SOF 시퀀스는 요구시에 수신기(64)가 PL 헤더(401) 내의 특정 SOF 시퀀스를 검출하거나 찾을 수 있도록 수신기(64) 내에 저장될 수 있다.
송신 프레임 타이밍 오프셋
도 7에 도시된 바와 같이, 시간에 관해 2개의 프레임(601, 605) 오프셋이 있을 수 있다. 데이터 프레임(400)은 도 7에 도시된 바와 같이 시간에 관해 오프셋될 수 있는데, 예를 들어 한 데이터 프레임(400)이 먼저 시작되고, 간섭하는 데이터 프레임(400)은 PL 헤더(401)의 SOF 부분이 각 데이터 프레임에 대해 상이한 시간에 발생하고, 서로 보강 간섭하지 않도록, 심볼의 특정 부분 또는 전체 수만큼 지연된다. 이것은 동조기(70) 또는 복조기(71)가 데이터 프레임에 대한 알려진 시간 및/또는 주파수 오프셋에 기초하거나, 또는 아마도 원하는 신호인 가장 강한 신호를 처리함으로써, 어느 데이터 프레임(400)이 수신되었는지 알 수 있게 하고, 그 다음 적절한 데이터 프레임(400)을 복조할 수 있게 할 것이다. 데이터 프레임(400)은 하나의 심볼 간격보다 긴 임의의 길이만큼 오프셋될 수 있다.
송신 주파수 오프셋
본 발명의 다른 방법은 데이터 프레임(601, 606)의 송신 주파수를 작은 양만큼, 예를 들어 1 MHz만큼 오프셋하는 것으로, 따라서 복조기(71)는 제공된 데이터 프레임(400)에 대한 상이한 주파수 공간에서 PL 헤더(401)의 SOF 부분을 검색할 수 있다. 오프셋의 수, 및 어느 방향, 예를 들어 주파수와 관련하여 업 또는 다운 방향은 동시에 존재하여 동일 채널 간섭을 일으킬 가능성이 있는 데이터 프레임(400) 또는 위성(32) 다운링크 빔의 수에 기초할 수 있다.
정보 송신
도 13a-b는 상기 원리를 사용하여 정보를 송신하기 위해 사용될 수 있는 예시적인 프로세스를 나타낸 순서도이다.
도 13a는 제1 및 제2 신호의 헤더가 상이한 채널을 통한 송신 전에 스크램블되는 예시적인 단계를 나타낸 순서도이다. 박스(1300)는 제1 스크램블링 코드를 사용하여 제1 신호의 제1 헤더를 스크램블하는 것을 나타낸다. 박스(1302)는 제2 스크램블링 코드를 사용하여 제2 신호의 제2 헤더를 스크램블하는 것을 나타낸다. 박스(1304)는 스크램블된 제1 헤더 및 스크램블된 제2 헤더를 갖는 제1 신호 및 제2 신호를 통신 시스템의 상이한 채널을 통해 송신하는 것을 나타낸다.
도 13b는 신호의 헤더 및 페이로드가 각각 스크램블링 코드 및 골드 코드를 사용하여 스크램블되는 예시적인 단계를 나타낸 순서도이다. 박스(1306)는 제1 스크램블링 코드를 사용하여 제1 신호의 제1 헤더를 스크램블하는 것을 나타낸다. 박스(1308)는 제1 골드 코드를 사용하여 제1 신호의 제1 페이로드를 스크램블하는 것을 나타낸다. 박스(1310)는 제2 스크램블링 코드를 사용하여 제2 신호의 제2 헤더를 스크램블하는 것을 나타낸다. 박스(1312)는 제2 골드 코드를 사용하여 제2 신호의 제2 페이로드를 스크램블하는 것을 나타낸다. 박스(1314)는 스크램블된 제1 헤더 및 스크램블된 제2 헤더를 갖는 제1 신호 및 제2 신호를 통신 시스템의 상이한 채널을 통해 송신하는 것을 나타낸다.
동일 채널 간섭의 식별
동일 채널 간섭(CCI)은 지리적으로 인접한 스폿 빔 송신에 의한 것, 및 멀티스위치와 같은 상이한 컴포넌트에서의 누화 및 교차 편파에 의한 것을 비롯한 몇 가지 방식으로 위성 방송 네트워크 내로 유입될 수 있다. 여기에서 설명된 것은 지배적인 CCI가 -4 dB만큼 낮은 I/N을 갖고 존재하는 경우에 CCI 신호를 검출하고 식별할 수도 있는 방법 및 시스템인데, 여기에서 I는 간섭 전력을 나타내고, N은 잡음, 선형 왜곡, 비선형 왜곡 및 기타 손상으로부터의 전력을 나타낸다. CCI 신호가 선행 변조 신호이고, LDPC/BCH 순방향 오류 정정을 사용하여 코딩된 경우에, 상기 기술은 송신된 신호의 고유 스크램블링 코드에 기초하여 프레임 동기화의 통계를 처리함으로써 간섭 신호를 식별할 수 있다.
여기에 개시된 시스템 및 방법은 계층 변조(layered modulation: LM) 신호를 디코딩하도록 고안된 기술을 이용한다. LM 기술(예를 들어, 여기에 참조로 포함되는 U.S. 특허 제7,209,524호에 설명됨)에서, 2개의 신호는 동일하거나 겹치는 스펙트럼을 갖고 동시에 송신된다. 2개의 신호는 동일하거나 상이한 변조 및 순방향 오류 정정 방식을 사용할 수 있지만, 2개의 신호는 상이한 전력을 갖는다. 높은 전력 신호를 먼저 디코딩함으로써 처리가 진행된다. 신호의 무오류 디코딩이 성공하면, 데이터는 다시 인코딩되고, 신호는 다시 변조된다. 반송파 주파수 오프셋, 선형 또는 비선형 왜곡과 같은 추가 손상이 또한 재구성된 신호에 포함될 수 있다. 그 다음, 재구성된 파형은 복합 신호에서 감해져서, 더 낮은 전력, 또는 간섭 신호, 잡음, 보상되지 않은 왜곡 및 복조 오류를 남기게 된다.
도 14 및 15는 동일 채널 간섭을 식별하는 대표적인 기술, 및 이 기술을 실행하기 위해 사용될 수 있는 장치의 실시예를 도시한 도면이다. 도 15에서, 실선 테두리가 있는 블록(1504, 1506, 1508, 1510, 1512, 1514, 1516 및 1518)은 원하는 신호와 관련되고, 일점 쇄선 블록(1520, 1524, 1526, 1528 및 1530)은 간섭 신호의 추출과 관련된 것이며, 굵은 테두리 블록(1532, 1534, 1536 및 1538)은 간섭 신호와 관련된다.
도 14를 참조하면, 블록(1404)에 나타낸 바와 같이, 복합 신호(1502)가 복조된다. 복합 신호(1502)는 원하는 데이터를 갖는 원하는 신호 및 간섭 신호를 포함한다. 복합 신호의 복조는 타이밍 복구 및 반송파 복구의 프로세스를 포함하고, 따라서 복조기(1503)는 도 15에 도시된 타이밍 복구 모듈(1504) 및 반송파 복구 모듈(1511)을 포함한다.
타이밍 복구 모듈(1504)은 수신된 에너지의 주파수를 낮은 주파수로 천이시키는 저잡음 블록 변환기(LNB)를 포함할 수 있는 안테나(60)로부터 복합 신호(1502)를 얻는다. 타이밍 복구 모듈(1504)은 선택적인 대략적인 주파수 추정기 모듈(1506), 저역 통과 필터(LPF) 모듈(1508) 및 타이밍 복구 루프(TRL) 모듈(1510)을 포함한다.
대략적인 주파수 추정기 모듈(1506)은 신호의 반송파 주파수 추정의 불확실성을 감소시킨다. 지연 및 곱셈(DM) 알고리즘이 이 모듈에 사용될 수 있다. DM 알고리즘은 반송파 주파수가 2개의 인접한 시간 샘플들 사이의 위상 차에 의해 추정될 수 있다는 원리에 기초한다.
저역 통과 필터(LPF) 모듈(1508)은 잡음을 제거하기 위해 대략적인 주파수 추정기 모듈로부터 신호를 저역 통과 필터시킨다. 이렇게 얻은 신호는 그 다음, 타이밍 복구 루프(TRL) 모듈(1510)로의 입력이 비교적 일정한 진폭으로 되도록 자동 이득 제어(AGC) 모듈(도시 생략)에 인가된다.
그 다음, 신호는 최소한 부분적으로 복조된 복합 신호(1513)를 생성하기 위해 타이밍 복구 루프 모듈(1510)에 인가된다. 타이밍 복구 루프 모듈(1510)은 심볼 동기화를 얻는다. 이것을 달성하기 위해, 타이밍 복구 루프 모듈(1510)은 샘플링 주파수 및 샘플링 위상을 결정한다. 샘플링 주파수의 결정 및 고정은 샘플이 정확한 속도로 취해질 수 있도록 심볼 주기의 추정을 필요로 한다. 샘플링 주파수가 알려질 테지만(예를 들어, 통상, 시스템의 심볼 속도가 알려짐), 발진기 드리프트가 규정 심볼 속도로부터의 편차를 도입할 것이다. 샘플링 위상의 결정 및 고정은 샘플을 취하기 위한 심볼 주기 내의 정확한 시간의 결정을 수반한다. 대역폭 및 기타 제한사항으로 인해, 현실의 심볼 펄스 모양은 전형적으로 심볼 주기의 중심 근처에서 피크를 갖는다. 이 피크에서의 심볼의 샘플링은 최상의 신호 대 잡음 비를 초래하고, 이상적으로 인접한 심볼로부터의 심볼간 간섭을 제거할 것이다.
다음에, 최소한 부분적으로 복조된 신호(1513)는 복조 프로세스를 완료하기 위해 반송파 복구 모듈(1511)에 인가된다. 복조기(1511)는 프레임 동기 장치(1512), 미세한 주파수 추정기(1514) 및 반송파 복구 루프(CRL)(1516)를 포함한다.
프레임 동기 장치(1512)는 물리 계층 프레임(PL 프레임)의 헤더(90개의 심볼)에 기초하여 인입 데이터 프레임에 대한 프레임의 시작(SOF)을 찾는다. SOF를 결정하기 위해 필요한 정보는 수신된 신호의 특성에 의존한다. SOF는 파일럿 신호, 스크램블링 코드 또는 기타 정보로부터 결정될 수 있다. SOF를 결정하기 위해 필요한 정보(신호 변조 유형, 파일럿이 온인지 오프인지의 여부, 코딩 속도 등등)는 통상 사전에 알려져 있다.
입력 신호가 판독되어 처리될 때 모든 심볼이 사용 가능하게 되기 때문에, 프레임 검출 확률은 전형적으로 CNR = 1 dB에서 99%이고, 잘못된 검출 확률은 전형적으로 1% 미만이다. -4 dB만큼 낮은 CNR의 경우에, 검출 확률은 약 36%이다. 이들 통계는 식별되는 신호가 배경 잡음에 깊이 숨겨져 있더라도 스크램블링 ID의 확인시에 사용될 수 있다.
프레임 동기 장치(1512)의 출력은 미세한 주파수 추정 모듈(1514)에 제공된다. 이 모듈은 특히 파일럿이 있는 8PSK 모드의 경우에, 뒤에 오는 반송파 복구가 비교적 에러가 없을 것임을 보장하기 위해 주파수 불확실성을 더욱 감소시킨다. 이 모듈의 출력은 반송파 복구 루프(CRL) 모듈(1516)에 제공된다.
CRL 모듈(1516)은 복합 신호(1502) 내의 잔류 정현 반송파 신호를 제거한다. 수신된 신호의 복조는 대부분 동조기 내의 로컬 발진기 및 믹서를 사용하여 달성된다. 이상적으로, 신호를 변조하기 위해 사용된 발진기 및 수신된 신호를 복조하기 위해 CRL 모듈(1516)에서 사용된 발진기는 주파수 및 위상이 동기화된다. 그러나, 실제로, 변조 발진기 또는 로컬 발진기의 주파수는 시간에 따라 변하거나 표류할 수 있다. 그러므로, 신호가 기저 대역에 이르게 하는 복조 대신에, 신호는 약간의 주파수 오프셋을 갖고 기저 대역 근처에 있게 될 것이고, 이는 수신된 신호 배치(signal constellation)가 회전되게 할 것이다. CRL 모듈(1516)은 폐루프 시스템을 사용하여 이 주파수 오프셋을 제거하므로, 신호가 어떤 회전도 없이 기저대역에서 처리될 수 있게 한다.
복합 신호(1502)가 인코딩된 경우에, CRL 모듈(1516)의 출력은 디코더(1518)에 의해 디코딩되므로, 원하는 데이터를 생성한다.
도 14를 다시 참조하면, 블록(1406)에 나타낸 바와 같이, 원하는 데이터는 재구성된 원하는 신호(1527)를 생성하기 위해 재변조된다. 이것은 도 15에 도시된 재변조기(1522)에 의해 달성될 수 있다. 복합 신호(1502)가 코딩된 경우에, 원하는 데이터는 재변조기(1522)에 제공되기 전에 인코더(1520)에 의해 다시 인코딩된다. 재변조기(1522)는 재구성된 원하는 신호(1527)를 생성하기 위해 데이터를 재변조한다. 이 재구성된 원하는 신호를 나중에, 최소한 부분적으로 복조된 신호(1513)에서 뺀다. 재구성된 원하는 신호는 변조 및 펄스 정형 모듈(1524)에 의해 선택적으로 펄스 정형될 수 있고, 미세한 주파수 추정 모듈(1514) 및 CRL 모듈(1516)로부터의 정보를 사용하여 주파수 및 위상 보상 모듈(1526)에 의해 위상과 주파수 둘 다 보상될 수 있다.
도 14를 다시 참조하면, 블록(1408)에 나타낸 바와 같이, 재구성된 원하는 신호는 간섭 신호(1531)를 생성하기 위해 최소한 부분적으로 복조된 복합 신호에서 빼진다. 이것은 도 15에 도시된 신호 소거 모듈(1530)에 의해 달성될 수 있다. 한 실시예에서, 신호 소거 모듈(1530)은 재구성된 원하는 신호(1527)를 수신된 신호(1513)에서 빼는 감산기(1531)를 포함하고, 또한 송신 채널 비선형성 및 왜곡을 보상하는 모듈을 더 포함할 수 있다.
블록(1511 및 1522)에 나타낸 동작을 실행하는데 필요한 처리는 상당한 양의 시간이 걸릴 수 있다. 따라서, 수신된 신호(1513)는 수신된 신호(1513)로부터의 재구성된 원하는 신호(1527)의 감산이 원하는 대로 간섭 신호(1531)를 제공하는 것을 보장하기 위해 동일한 양의 시간만큼 지연 모듈(1528)에 의해 지연될 수 있다.
신호를 식별하기 위해, 다수(N)의 스크램블링 코드는 간섭 신호(1531)를 최소한 부분적으로 복조하는데 사용되고, 각 스크램블링 코드의 적용으로부터 비롯된 강제 SOF 검출의 통계가 검사된다. 부정확한 스크램블링 코드가 사용될 때, 결과적으로 얻은 SOF는 시간에 관해 랜덤하게 분포될 것이지만, 정확한 스크램블링 코드가 사용될 때, SOF는 시간에 관해 체계적으로 분포될 것이다.
간섭 신호는 블록(1410)에 나타낸 바와 같이, 최소한 부분적으로 복조된 간섭 신호를 생성하기 위해 N개의 스크램블링 코드 중의 제1 코드를 사용하여 최소한 부분적으로 복조된다. 간섭 신호의 부분 복조는 도 15의 블록(1532-1538)에 의해 실행될 수 있다. 이 실시예에서, 간섭 신호는 신호 반송파 주파수(이 경우에, 간섭 신호 반송파) 추정의 불확실성을 감소시킨다는 점에서 타이밍 복구 모듈(1504)의 대략적인 주파수 추정기(1506)와 유사하게 작동하는 대략적인 주파수 추정기(1532)에 공급된다. 다음에, 신호는 저역 통과 필터(1534), 타이밍 복구 루프(1536) 및 프레임 동기 장치(1538)에 공급되는데, 이들은 각각 저역 통과 필터(1508), 타이밍 복구 루프(1510) 및 프레임 동기 장치(1512)의 동작과 유사한 동작을 실행한다.
블록(1412)에 나타낸 바와 같이, 최소한 부분적으로 복조된 간섭 신호의 통계가 생성된다. 이것은 예를 들어, 도 15에 도시된 신호 분석기(1540)에 의해 달성될 수 있다.
단계(1410-1412)는 블록(1412 및 1414)에 나타낸 바와 같이, 모든 후보 스크램블링 코드가 시도될 때까지 N개의 스크램블링 코드들 중의 다른 코드에 대해 반복된다. 이것은 후보 스크램블링 코드의 각각에 대한 다수의 통계가 생기게 한다. 마지막으로, 블록(1416)에 나타낸 바와 같이, 간섭 신호는 스크램블링 코드의 각각에 대해 생성된 통계를 비교함으로써 식별된다.
한 실시예에서, 최소한 부분적으로 복조된 간섭 신호의 통계는 동기화 통계이다. 예를 들어, 최소한 부분적으로 복조된 간섭 신호는 검출된 SOF 시간을 각각 갖는 다수의 프레임을 포함할 수 있다. 이 경우에, 각 스크램블링 코드에 대해 생성된 통계는 부분적으로 복조된 신호의 모든 후속 SOF로부터의 시작 SOF 시간에 참조될 수 있다.
도 16은 최소한 부분적으로 복조된 간섭 신호에 대한 예시적인 통계를 도시한 도면이다. 가장 위에 있는 도면은 SOF 시간에 대한 12개의 시간 "빈(bin)"을 도시한 히스토그램이고, 그 시간 빈 내에서 SOF가 발생한 프레임의 수를 나타낸다. 예를 들어, 상부 히스토그램은 빈 2에서보다 빈 1에 대응하는 시간 간격에서 더 많은 프레임이 SOF를 갖는다는 것을 나타낸다. 가장 많은 수의 프레임은 빈 7 내에서 SOF 시간을 갖고, 가장 적은 수의 프레임은 빈 11 내에서 SOF 시간을 갖는다. 그러나, 상부 도면이 가장 많은 수의 프레임을 갖는 빈(빈 7) 및 가장 적은 수의 프레임을 갖는 빈(빈 11)을 포함하긴 하지만, 어떤 빈도 그외 다른 빈보다 상당히 많은 수의 프레임을 갖지는 않는다. 이것은 또한 (제2 스크램블링 코드로 생성된) 중간의 히스토그램의 경우에서도 그러하다. 이에 반해, (스크램블링 코드 M에 대해 생성된) 하부 히스토그램은 2개의 빈(6 및 7)이 나머지 빈(1-5 및 8-12)보다 상당히 많은 프레임을 갖는 것을 보여준다. 이것은 스크램블링 코드 M이 간섭 신호에 속한다는 표시이다. 표, 데이터베이스, 또는 스크램블링 코드를 신호에 매핑하는 수신기에 저장된 그외 다른 관계를 사용하여, 간섭 신호는 이렇게 스크램블링 코드 M과 관련된 신호라고 식별될 수 있다.
상기 설명된 실시예에서, SOF 타이밍의 히스토그램은 간섭 신호를 식별하기 위해 비교되었다. 그러나, 본 발명은 그외 다른 통계를 사용하여 실시될 수 있다. 예를 들어, SOF 시간의 히스토그램을 생성하는 대신에, 시스템은 단순히 각 스크램블링 코드에 대한 SOF 시간의 분산(또는 표준 편차)을 생성할 수 있고, 간섭 신호를, SOF 시간에 대한 최저 분산을 초래하는 스크램블링 코드와 관련된 신호라고 식별할 수 있다.
도 17은 본 발명을 구현하기 위해 사용될 수 있는 예시적인 컴퓨터 시스템(1700)을 도시한 것이다. 컴퓨터(1702)는 프로세서(1704), 및 RAM(random access memory)과 같은 메모리(1706)를 포함한다. 컴퓨터(1702)는 그래픽 사용자 인터페이스(1718B) 상에서 사용자에게 윈도와 같은 이미지를 표시하는 디스플레이(1722)에 동작 가능하게 결합된다. 컴퓨터(1702)는 키보드(1714), 마우스 장치(1716), 프린터 등과 같은 그외 다른 장치에 결합될 수 있다. 물론, 본 분야에 숙련된 기술자들은 상기 구성요소의 임의의 조합, 또는 임의의 수의 상이한 구성요소, 주변 장치 및 기타 장치가 컴퓨터(1702)와 함께 사용될 수 있다는 것을 인식할 것이다.
일반적으로, 컴퓨터(1702)는 메모리(1706)에 저장된 운영 체제(1708)의 제어 하에 작동하고, 그래픽 사용자 인터페이스(GUI) 모듈(1718A)을 통해 입력 및 명령을 받아들이고 결과를 표시하기 위해 사용자와 인터페이스로 접속한다. GUI 모듈(1718A)이별도의 모듈로 도시되었지만, GUI 기능을 실행하는 명령어는 운영 체제(1708) 또는 컴퓨터 프로그램(1710) 내에 존재하거나 배포될 수 있고, 또는 특수 목적 메모리 및 프로세서로 구현될 수 있다. 컴퓨터(1702)는 또한 COBOL, C++, FORTRAN 또는 기타 언어와 같은 프로그래밍 언어로 작성된 응용 프로그램(1710)이 프로세서(1704) 판독가능 코드로 변환될 수 있게 하는 컴파일러(1712)를 구현한다. 완료 후, 응용 프로그램(1710)은 컴파일러(1712)를 사용하여 생성된 관계 및 로직을 사용하여 컴퓨터(1702)의 메모리(1706)에 저장된 데이터를 액세스하고 조작 처리한다. 컴퓨터(1702)는 또한 모뎀, 위성 링크, 이더넷 카드, 또는 기타 컴퓨터와 통신하는 기타 장치와 같은 외부 통신 장치를 선택적으로 포함한다.
한 실시예에서, 운영 체제(1708), 컴퓨터 프로그램(1710) 및 컴파일러(1712)를 구현하는 명령어는 집(zip) 드라이브, 플로피 디스크 드라이브(1724), 하드 드라이브, CD-ROM 드라이브, 테이프 드라이브 등과 같은 하나 이상의 고정식 또는 이동식 데이터 저장 장치를 포함할 수 있는 컴퓨터 판독가능 매체, 예를 들어 데이터 저장 장치(1720) 내에 구체적으로 구현된다. 더욱이, 운영 체제(1708) 및 컴퓨터 프로그램(1710)은 컴퓨터(1702)에 의해 판독되어 실행될 때, 컴퓨터(1702)가 본 발명을 구현 및/또는 사용하는데 필요한 단계를 실행하게 하는 명령어들로 이루어진다. 컴퓨터 프로그램(1710) 및/또는 운영 명령어는 또한 메모리(1706) 및/또는 데이터 통신 장치(130) 내에 구체적으로 구현됨으로써, 본 발명에 따른 컴퓨터 프로그램 제품 또는 제조품을 만들 수 있다. 이와 같이, 여기에서 사용된 "제조품", "프로그램 저장 장치" 및 "컴퓨터 프로그램 제품"이라는 용어는 임의의 컴퓨터 판독가능 장치 또는 매체로부터 액세스 가능한 컴퓨터 프로그램을 포함하고자 하는 것이다.
결론
요약하면, 본 발명은 통신 시스템에서 동일 채널 간섭을 최소화하는 방법 및 장치를 포함한다. 본 발명의 범위는 이 상세한 설명에 의해 한정되는 것이 아니라, 여기에 첨부된 청구범위 및 그 등가물에 의해 한정된다. 상기 명세서, 예 및 데이터는 본 발명의 구성의 제조 및 사용에 대한 완전한 설명을 제공한다. 본 발명의 여러 실시예가 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않고서 이루어질 수 있기 때문에, 본 발명은 아래에 첨부된 청구범위 및 그 등가물에 속한다.

Claims (18)

  1. 원하는 데이터를 갖는 원하는 신호 및 간섭하는 데이터를 갖는 간섭 신호를 포함하는 복합 신호를 수신하는 시스템에서, 상기 간섭 신호를 식별하는 방법에 있어서,
    (a) 상기 원하는 데이터를 생성하기 위해 상기 복합 신호를 복조하는 단계;
    (b) 재구성된 원하는 신호를 생성하기 위해 상기 원하는 데이터를 재변조하는 단계;
    (c) 상기 간섭 신호를 생성하기 위해 상기 재구성된 원하는 신호를 최소한 부분적으로 복조된 복합 신호에서 빼는 단계;
    (d) 제1의 복조된 간섭 신호를 생성하기 위해 제1 스크램블링(scrambling) 코드를 사용하여 상기 간섭 신호를 최소한 부분적으로 복조하는 단계;
    (e) 상기 복조된 간섭 신호의 통계를 계산하는 단계;
    (f) 상기 복조된 신호의 다수의 통계를 생성하기 위해 단계 (d) 내지 (e)를 반복하는 단계 - 다수의 스크램블링 코드의 각각에 대해 하나의 통계를 생성함-; 및
    (g) 상기 다수의 통계의 비교에 따라 상기 간섭 신호를 식별하는 단계
    를 포함하는 간섭 신호 식별 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 통계는 동기화 통계인 간섭 신호 식별 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1의 복조된 간섭 신호를 생성하기 위해 제1 스크램블링 코드를 사용하여 상기 간섭 신호를 최소한 부분적으로 복조하는 단계는 상기 간섭 신호의 타이밍을 복구하는 단계를 포함하고,
    상기 간섭하는 데이터는 다수의 프레임을 포함하고, 통계는 프레임 동기화 통계인 간섭 신호 식별 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 복조된 간섭 신호의 통계를 계산하는 단계는 상기 복조된 간섭 신호의 프레임 동기화 특성의 히스토그램을 생성하는 단계를 포함하는 간섭 신호 식별 방법.
  5. 제4항에 있어서, 상기 다수의 통계의 비교에 따라 상기 간섭 신호를 식별하는 단계는 상기 간섭 신호를, 상기 다수의 히스토그램의 최저 분산을 갖는 히스토그램과 관련된 신호라고 식별하는 단계를 포함하는 간섭 신호 식별 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 원하는 데이터를 생성하기 위해 상기 복합 신호를 복조하는 단계는 상기 원하는 데이터를 생성하기 위해 상기 복합 신호를 복조하고 디코딩하는 단계를 포함하고;
    상기 재구성된 원하는 신호를 생성하기 위해 상기 원하는 데이터를 재변조하는 단계는 상기 간섭 신호를 생성하기 위해 상기 원하는 데이터를 재코딩하고 재변조하는 단계를 포함하는 간섭 신호 식별 방법.
  7. 원하는 데이터를 갖는 원하는 신호 및 간섭 데이터를 포함하는 간섭 신호를 포함하는 수신된 복합 신호로부터 간섭 신호를 식별하는 시스템에 있어서,
    상기 원하는 데이터를 생성하기 위해 상기 수신된 복합 신호를 복조하는 수단;
    재구성된 원하는 신호를 생성하기 위해 상기 원하는 데이터를 재변조하는 수단;
    상기 간섭 신호를 생성하기 위해 최소한 부분적으로 복조된 복합 신호에서 상기 재구성된 원하는 신호를 빼는 수단;
    상기 간섭 신호로부터 다수의 최소한 부분적으로 복조된 간섭 신호를 생성하는 수단 - 상기 다수의 최소한 부분적으로 복조된 간섭 신호의 각각은 다수의 관련된 스크램블링 코드 중의 하나에 의해 생성됨-;
    상기 다수의 최소한 부분적으로 복조된 신호의 각각에 대한 통계를 계산하는 수단; 및
    상기 다수의 통계의 비교에 따라 상기 간섭 신호를 식별하는 수단
    을 포함하는 간섭 신호 식별 시스템.
  8. 제7항에 있어서,
    제1의 복조된 신호를 생성하기 위해 제1 스크램블링 코드를 사용하여 상기 간섭 신호를 최소한 부분적으로 복조하는 수단은 상기 간섭 신호의 타이밍을 복구하는 수단을 포함하고,
    상기 통계는 동기화 통계인 간섭 신호 식별 시스템.
  9. 제8항에 있어서, 상기 간섭 데이터는 다수의 프레임을 포함하고, 통계는 프레임 동기화 통계인 간섭 신호 식별 시스템.
  10. 제9항에 있어서, 상기 복조된 간섭 신호의 통계를 계산하는 수단은 상기 복조된 간섭 신호의 프레임 동기화 특성의 히스토그램을 생성하는 수단을 포함하는 간섭 신호 식별 시스템.
  11. 제10항에 있어서, 상기 다수의 통계의 비교에 따라 상기 간섭 신호를 식별하는 수단은 상기 간섭 신호를, 상기 다수의 히스토그램의 최저 분산을 갖는 히스토그램과 관련된 신호라고 식별하는 수단을 포함하는 간섭 신호 식별 시스템.
  12. 제7항에 있어서,
    상기 원하는 데이터를 생성하기 위해 상기 복합 신호를 복조하는 수단은 상기 원하는 데이터를 생성하기 위해 상기 복합 신호를 복조하고 디코딩하는 수단을 포함하고;
    상기 재구성된 원하는 신호를 생성하기 위해 상기 원하는 데이터를 재변조하는 수단은 상기 간섭 신호를 생성하기 위해 상기 원하는 데이터를 재코딩하고 재변조하는 수단을 포함하는 간섭 신호 식별 시스템.
  13. 원하는 데이터를 갖는 원하는 신호 및 간섭 데이터를 포함하는 간섭 신호를 포함하는 수신된 복합 신호로부터 간섭 신호를 식별하는 시스템에 있어서,
    상기 원하는 데이터를 생성하기 위해 상기 복합 신호를 복조하는 복조기;
    상기 복조기에 결합되고, 재구성된 원하는 신호를 생성하기 위해 상기 원하는 데이터를 재변조하는 재변조기;
    상기 재변조기에 결합되고, 상기 간섭 신호를 생성하기 위해 최소한 부분적으로 복조된 복합 신호에서 상기 재구성된 원하는 신호를 빼는 감산기;
    상기 감산기에 결합되고, 상기 간섭 신호로부터 다수의 최소한 부분적으로 복조된 간섭 신호를 생성하는 타이밍 복구 루프 - 상기 다수의 최소한 부분적으로 복조된 간섭 신호의 각각은 다수의 관련된 스크램블링 코드 중의 하나에 의해 생성됨-; 및
    제2 복조기에 결합되고, 상기 다수의 최소한 부분적으로 복조된 간섭 신호의 각각에 대한 통계를 계산하고, 상기 다수의 통계의 비교에 따라 상기 간섭 신호를 식별하는 신호 분석기
    를 포함하는 간섭 신호 식별 시스템.
  14. 제13항에 있어서, 상기 통계는 동기화 통계인 간섭 신호 식별 시스템.
  15. 제14항에 있어서, 상기 간섭 데이터는 다수의 프레임을 포함하고, 통계는 프레임 동기화 통계인 간섭 신호 식별 시스템.
  16. 제15항에 있어서, 상기 신호 분석기는 상기 다수의 복조된 간섭 신호의 각각의 프레임 동기화 특성의 히스토그램을 생성하는 간섭 신호 식별 시스템.
  17. 제16항에 있어서, 상기 신호 분석기는 상기 간섭 신호를, 상기 다수의 히스토그램의 최저 분산을 갖는 히스토그램과 관련된 상기 최소한 부분적으로 복조된 간섭 신호라고 식별함으로써, 상기 다수의 통계의 비교에 따라 상기 간섭 신호를 식별하는 간섭 신호 식별 시스템.
  18. 제13항에 있어서,
    상기 복조기와 상기 재변조기 사이에 결합된 디코더; 및
    상기 복조기와 상기 감산기 사이에 결합된 리코더(recoder)
    를 더 포함하는 간섭 신호 식별 시스템.
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